JP2019537300A - 無線通信システムにおけるチャネル状態情報送受信方法及びこのための装置 - Google Patents

Abstract

無線通信システムにおけるチャネル状態情報送受信方法及びこのための装置が開示される。具体的に、無線通信システムにおけるユーザ装置がチャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を報告するための方法において、基地局からマルチアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号を受信するステップ及びＣＳＩを前記基地局に報告するステップを含み、前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報を含み、前記複数のコードワードの各々にパワー係数及び位相係数が適用された後、前記パワー係数及び前記位相係数が適用された複数のコードワードの線形結合に基づいて前記プリコーディング行列が生成され、前記選択情報及び前記パワー係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点で送信されることができる。【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳細には、マルチアンテナシステム（特に、２次元アクティブアンテナシステム（２Ｄ ＡＡＳ：２ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ａｃｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍ）を支援する無線通信システムにおけるチャネル状態情報を送受信する方法及びこれを支援する装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当りの送信率の画期的な増加、大幅に増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（Ｅｎｄ−ｔｏ−Ｅｎｄ Ｌａｔｅｎｃｙ）、高エネルギー効率を支援できなければならない。このために、多重続性（デュアルコネクティビティ、Ｄｕａｌ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）、大規模多重入出力（マッシブＭＩＭＯ、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）、全二重（帯域内全二重、Ｉｎ−ｂａｎｄ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ）、非直交多元接続（ＮＯＭＡ：Ｎｏｎ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、超広帯域（Ｓｕｐｅｒ ｗｉｄｅｂａｎｄ）支援、端末ネットワーキング（Ｄｅｖｉｃｅ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ）等、様々な技術が研究されている。

本発明の目的は、マルチアンテナシステム（例えば、２Ｄ ＡＡＳ、マッシブ（ｍａｓｓｉｖｅ）なアンテナポートを備えた３次元多重入出力（３Ｄ−ＭＩＭＯ：３ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｍｕｌｔｉ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉ−ｏｕｔｐｕｔ）システム）を支援する無線通信システムにおけるチャネル状態情報を送受信する方法を提案する。

本発明の目的は、マルチアンテナシステムを支援する無線通信システムにおいて、マルチユーザ（ＭＵ：ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ）性能向上のためのコードブックを設計する方法を提案する。

また、本発明の目的は、既に定義されたＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）フォーマットを用いて新しく定義されたコードブックに対するチャネル状態情報を送信するための方法を提案する。

本発明においてなそうとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していないさらに他の技術的課題は、下記の記載から本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者に明確に理解され得るであろう。

本発明の一態様は、無線通信システムにおけるユーザ装置（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）がチャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を報告するための方法において、基地局からマルチアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信するステップ及びＣＳＩを前記基地局に報告するステップを含み、前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報を含み、前記複数のコードワードの各々にパワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）及び位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）が適用された後、前記パワー係数及び前記位相係数が適用された複数のコードワードの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）に基づいて前記プリコーディング行列が生成され、前記選択情報及び前記パワー係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信されることができる。

本発明の他の一態様は、無線通信システムにおけるチャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を報告するためのユーザ装置（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）において、無線信号を送受信するためのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニット及び前記ＲＦユニットを制御するプロセッサを備え、前記プロセッサは、前記ＲＦユニットを介して基地局からマルチアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信し、前記ＲＦユニットを介してＣＳＩを前記基地局に報告するように構成され、前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報を含み、前記複数のコードワードの各々にパワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）及び位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）が適用された後、前記パワー係数及び前記位相係数が適用された複数のコードワードの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）に基づいて前記プリコーディング行列が生成され、前記選択情報及び前記パワー係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信されることができる。

望ましくは、前記パワー係数を指示する情報及び前記位相係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点で送信されることができる。

望ましくは、前記ＣＳＩは、ランク指示（ＲＩ：ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）を含み、前記パワー係数を指示する情報は、前記ＲＩと同じＣＳＩ報告時点（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信されることができる。

望ましくは、前記ＣＳＩは、プリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、前記選択情報は、第１のＰＭＩに含まれ、前記位相係数を指示する情報は、第２のＰＭＩに含まれることができる。

望ましくは、前記第２のＰＭＩは、サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）されて４ビットで送信されることができる。

望ましくは、前記サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）は、前記ＲＩが１である場合には行われず、前記ＲＩが２である場合にのみ行われることができる。

望ましくは、前記ＲＩが２である場合、前記プリコーディング行列は、第１のレイヤに対する第１のプリコーディングベクトル及び第２のレイヤに対する第２のプリコーディングベクトルで構成され、前記第１のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第１のコードワード及び第２のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第３のコードワード及び第４のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成され、前記第２のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第５のコードワード及び第６のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第７のコードワード及び第８のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成され、前記第１のコードワード及び前記第５のコードワードに適用される位相係数の値は、予め定義されることができる。

望ましくは、前記第２のコードワード、前記第３のコードワード、前記第４のコードワード、前記第６のコードワード、前記第７のコードワード及び前記第８のコードワードに適用される位相係数の値は、前記第２のＰＭＩにより決められることができる。

望ましくは、前記第２のコードワードに適用される位相係数の値は、｛１、−１、ｊ、−ｊ｝内で前記第２のＰＭＩにより決められることができる。

望ましくは、前記第３のコードワードに適用される位相係数の値は、｛１、ｊ｝内で前記第２のＰＭＩにより決められることができる。

望ましくは、前記第４のコードワード及び前記第８のコードワードに適用される位相係数の値は、前記第３のコードワード及び前記第７のコードワードに適用される位相係数の値に基づいて決められることができる。

望ましくは、前記第７のコードワードに適用される位相係数の値は、各々前記第３のコードワードに適用される位相係数の値に−１がかけられた値と同様でありうる。

望ましくは、前記ＣＳＩは、ＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）フォーマット２／２ａ／２ｂを介して送信されることができる。

本発明の実施形態によれば、マルチアンテナシステムを支援する無線通信システムにおいてＭＵ送信の性能を向上させることができる。

本発明の実施形態によれば、マルチアンテナシステムを支援する無線通信システムにおいて端末と基地局との間の多重経路（マルチパス、ｍｕｌｔｉｐａｔｈ）チャネルをより正確に反映することにより、さらに精巧なビームを生成できる。

本発明の実施形態によれば、マルチアンテナシステムを支援する無線通信システムにおいてチャネル状態情報のフィードバックオーバーヘッドを減らすことができる。

本発明の実施形態によれば、新しいＰＵＣＣＨフォーマットを定義しなくとも、既に定義されたＰＵＣＣＨフォーマットを用いてチャネル状態情報をフィードバックすることができる。

本発明において得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していないさらに他の効果は、下記の記載から本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者に明確に理解され得るであろう。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付図面は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
本発明が適用され得る無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。 本発明が適用され得る無線通信システムにおける１つの下りリンクスロットに対する資源グリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。 本発明が適用され得る無線通信システムにおける下りリンクサブフレームの構造を示す。 本発明が適用され得る無線通信システムにおける上りリンクサブフレームの構造を示す。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマットが上りリンク物理資源ブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて一般ＣＰのためのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫのコンスタレーションマッピングを例示する図である。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて拡張されたＣＰの場合、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＣＱＩのジョイントエンコードを例示する図である。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいてＳＲとＡＣＫ／ＮＡＣＫの多重化を例示する。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫとＳＲのコンスタレーションマッピングを例示する。 本発明の一実施形態に係るエンコードされたビットの資源マッピングを説明するための図である。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて二重リード・マラーを例示する。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて、６４個のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）を有する２次元アクティブアンテナシステムを例示する。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて基地局または端末が、ＡＡＳ基盤の３Ｄ（３−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ビーム形成が可能な複数の送受信アンテナを有しているシステムを例示する。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいて交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する２次元アンテナシステムを例示する。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいてトランシーバユニットモデルを例示する。 本発明が適用され得る無線通信システムにおいてコードブックの構成を例示する図である。 本発明の一実施形態に係る次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法を例示する図である。 本発明の一実施形態に係る次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法を例示する図である。 本発明の一実施形態に係る次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法を例示する図である。 本発明の一実施形態に係る６個のビームを有する次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）を例示する図である。 本発明の一実施形態に係るチャネル状態情報送受信方法を例示する図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信装置のブロック構成図を例示する。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような様々な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により実現されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により実現されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により実現されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

システム一般

図１は、本発明が適用され得る無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造とＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造とを支援する。

図１の（ａ）は、タイプ１の無線フレームの構造を例示する。無線フレーム（radio frame）は、１０個のサブフレーム（subframe）で構成される。１つのサブフレームは時間領域（time domain）で２個のスロット（slot）で構成される。１つのサブフレームを転送することにかかる時間をＴＴＩ（transmission time interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは１ｍｓであり、１つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。

１つのスロットは時間領域で複数のＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）シンボルを含み、周波数領域で多数の資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥはダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。資源ブロック（resource block）は資源割り当て単位であり、１つのスロットで複数の連続的な副搬送波（subcarrier）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２のフレーム構造（frame structure type 2）を示す。タイプ２の無線フレームは２個のハーフフレーム（half frame）で構成され、各ハーフフレームは５個のサブフレームとＤｗＰＴＳ（Downlink Pilot Time Slot）、保護区間（ＧＰ：Guard Period）、ＵｐＰＴＳ（Uplink Pilot Time Slot）で構成され、そのうち、１つのサブフレームは２個のスロットで構成される。ＤｗＰＴＳは端末での初期セル探索、同期化またはチャンネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャンネル推定と端末のアップリンク転送同期を合わせることに使用される。保護区間は、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によってアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造でアップリンク−ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は全てのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てられる（または、予約される）かを示す規則である。＜表１＞はアップリンク−ダウンリンク構成を示す。

＜表１＞を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、‘Ｄ´はダウンリンク転送のためのサブフレームを示し、‘Ｕ´はアップリンク転送のためのサブフレームを示し、‘Ｓ´はＤｗＰＴＳ、ＧＰ、ＵｐＰＴＳの３種類のフィールドで構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を示す。アップリンク−ダウンリンク構成は７種類に区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／又は個数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに変更される時点、またはアップリンクからダウンリンクに切り換えられる時点を切換時点（switching point）という。切換時点の周期性（Switch-point periodicity）は、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが切り換えられる態様が同一に反復される周期を意味し、５ｍｓまたは１０ｍｓが全て支援される。５ｍｓダウンリンク−アップリンク切換時点の周期を有する場合には、スペシャルサブフレーム（Ｓ）はハーフフレーム毎に存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク切換時点の周期を有する場合には、最初のハーフフレームのみに存在する。

全ての構成において、０番、５番サブフレーム、及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク転送のみのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームのサブフレームに直ちに繋がるサブフレームは常にアップリンク転送のための区間である。

このようなアップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報として基地局と端末が全て知っていることができる。基地局はアップリンク−ダウンリンク構成情報が変わる度に構成情報のインデックスのみを転送することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は一種のダウンリンク制御情報として他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）を介して転送されることができ、放送情報としてブロードキャストチャンネル（broadcast channel）を介してセル内の全ての端末に共通に転送されることもできる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を例示する。

無線フレームの構造は、１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、様々に変更されることができる。

図２は、本発明が適用され得る無線通信システムにおける１つの下りリンクスロットに対する資源グリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。

図２に示すように、１つの下りリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、１つの下りリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１つの資源ブロックは、周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に記述するが、これに限定されるものではない。

資源グリッド上で各要素（element）を資源要素（resource element）といい、一つの資源ブロック（ＲＢ：resource block）は１２×７個の資源要素を含む。

ダウンリンクスロットに含まれる資源ブロックの数N^DLはダウンリンク転送帯域幅（bandwidth）に従属する。

アップリンクスロットの構造はダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３を参照すると、サブフレーム内の最初のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルは制御チャンネルが割り当てられる制御領域（control region）であり、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャンネルの一例に、ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで転送され、サブフレーム内に制御チャンネルの転送のために使用されるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨはアップリンクに対する応答チャンネルであり、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）に対するＡＣＫ（Acknowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-Acknowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：downlink control information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンク資源割り当て情報、ダウンリンク資源割り当て情報、または任意の端末グループに対するアップリンク転送（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨはＤＬ−ＳＣＨ（Downlink Shared Channel）の資源割り当て及び転送フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（Uplink Shared Channel）の資源割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Paging Channel）でのページング（paging）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨで転送されるランダムアクセス応答（random access response）のような上位レイヤ（upper-layer）制御メッセージに対する資源割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する転送パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Voice over IP）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で転送されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは一つまたは複数の連続的なＣＣＥ（control channel elements）の集合で構成される。ＣＣＥは無線チャンネルの状態に従う符号化率（coding rate）をＰＤＣＣＨに提供するために使用される論理的割り当て単位である。ＣＣＥは複数の資源要素グループ（resource element group）に対応される。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数はＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率の間の関連／関係によって決定される。

基地局は端末に転送しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（owner）や用途によって固有な識別子（これをＲＮＴＩ（Radio Network Temporary Identifier）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有な識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（Paging-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。システム情報、より具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ：system information block）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（system information RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。端末のランダムアクセスプリアンブルの転送に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（random access-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。

図４は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、アップリンクサブフレームは周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けられる。制御領域にはアップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域はユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために一つの端末はＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に転送しないことがある。

一つの端末に対するＰＵＣＣＨにはサブフレーム内に資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは２個のスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対はスロット境界（slot boundary）で周波数ホッピング（frequency hopping）されるという。

参照信号（ＲＳ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）

移動通信システムにおいて信号を無線チャネルを介して送信するとき、歪みが発生する。受信端で歪んだ信号から正しく情報を得るためには、チャネル状況を探り出して、受信信号の歪みを補正しなければならない。チャネル状況を探り出すためには、送信端と受信端とが共に知っている信号をチャネルを通過して伝達し、受信された信号の歪み程度を測定してチャネル推定をするが、このような送信信号をパイロット信号（Ｐｉｌｏｔ Ｓｉｇｎａｌ）または参照信号（ＲＳ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）という。マルチアンテナを使用してデータを送受信する場合には、各送信アンテナ別にＲＳが送信されて、各送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状況を推定しなければならない。

移動通信システムにおいてＲＳは、その目的によって大別して２つに区分されることができる。チャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）取得のための目的のＲＳとデータ復調のために使用されるＲＳとがある。前者は、ＵＥが下りリンクＣＳＩを取得するのにその目的があるので、広帯域に送信されなければならず、特定サブフレームで下りリンクデータを受信しないＵＥでも受信できなければならない。また、このＲＳは、ハンドオーバーなどのＲＲＭ（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）測定などのためにも使用される。後者は、基地局が下りリンクデータを送るとき、当該サブフレームで共に送るＲＳであって、ＵＥは、当該ＲＳを受信することによってチャネルを推定し、データを復調できるようになる。このＲＳは、データが送信される帯域に送信されなければならない。

ＬＴＥシステムでは、ユニキャストサービスのために、セル特定ＲＳ（ＣＲＳ：Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）とＵＥ特定ＲＳ（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）との２つの種類の下りリンクＲＳが定義されている。ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳは、データ復調用にのみ使用され、ＣＲＳは、データ復調の他にも、ＣＳＩ取得及びハンドオーバーなどのＲＲＭ測定などの目的で全て使用される。ＣＲＳは、システム全体帯域に対してサブフレーム毎に送信され、基地局の送信アンテナ個数によって最大４個のアンテナポートに対するＲＳが送信される。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２個である場合、０番と１番アンテナポートに対するＣＲＳが送信され、４個である場合、０〜３番アンテナポートに対するＣＲＳが各々送信される。

ＬＴＥ−Ａシステムにおいて基地局の下りリンクに最大８個の送信アンテナを支援する。ＬＴＥ−Ａシステムにおいて既存ＬＴＥのＣＲＳのような方式で最大８個の送信アンテナに対するＲＳをサブフレーム毎に全帯域に送信するようになると、ＲＳオーバーヘッドが大き過ぎるようになる。したがって、ＬＴＥ−Ａシステムにおいては、変調及びコーディング技法（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）、プリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などの選択のためのＣＳＩ測定目的のＣＳＩ−ＲＳとデータ復調のためのＤＭ−ＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＲＳ）とに分離されて２個のＲＳが追加された。ＣＳＩ−ＲＳは、ＲＲＭ測定などの目的にも使用されることができるが、ＣＳＩ取得の主な目的のためにデザインされた。ＣＳＩ−ＲＳは、データ復調に使用されないので、サブフレーム毎に送信される必要はない。したがって、ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすために、時間軸上で間歇的に送信させる。データ復調のためには、当該時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥにｄｅｄｉｃａｔｅｄにＤＭ−ＲＳが送信される。すなわち、特定ＵＥのＤＭ−ＲＳは、当該ＵＥがスケジューリングされた領域、すなわち、データを受信される時間−周波数領域にのみ送信される。

ＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）上の制御シグナリング

ＰＵＣＣＨを介して送信される上りリンク制御情報（ＵＣＩ：Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）は、次のようなスケジューリング要求（ＳＲ：Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報、及び下りリンクチャネル測定情報を含むことができる。

・ＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）：上りリンクＵＬ−ＳＣＨ資源を要求するのに使用される情報である。ＯＯＫ（Ｏｎ−ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を利用して送信される。

・ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ：ＰＤＳＣＨ上の下りリンクデータパケットに対する応答信号である。下りリンクデータパケットの受信が成功したか否かを表す。単一下りリンクコードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）に対する応答としてＡＣＫ／ＮＡＣＫが１ビット送信され、２個の下りリンクコードワードに対する応答としてＡＣＫ／ＮＡＣＫが２ビット送信される。

・ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）：下りリンクチャネルに対するフィードバック情報である。ＣＳＩは、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｏｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＲＩ（ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、及びＰＴＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｔｙｐｅ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）のうち、少なくともいずれか１つを含むことができる。サブフレーム当り、２０ビットが使用される。

ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、ＰＤＳＣＨ上の下りリンクデータパケットのデコードが成功するか否かによって生成されることができる。既存の無線通信システムにおいて、下りリンク単一コードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）送信に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として１ビットが送信され、下りリンク２コードワード送信に対しては、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報として２ビットが送信される。

チャネル測定情報は、多重入出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）技法と関連したフィードバック情報を称し、チャネル品質指示子（ＣＱＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、プリコーディングマトリックスインデックス（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及びランク指示子（ＲＩ：Ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含むことができる。これらのチャネル測定情報を総称してＣＱＩと表現することもできる。

ＣＱＩの送信のために、サブフレーム当り、２０ビットが使用され得る。

ＰＵＣＣＨは、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）とＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）技法を使用して変調されることができる。ＰＵＣＣＨを介して複数個の端末の制御情報が送信され得るし、各端末の信号を区別するために、符号分割多重化（ＣＤＭ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を行う場合に、長さ１２のＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）シーケンスを主に使用する。ＣＡＺＡＣシーケンスは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）及び周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）で一定のサイズ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を維持する特性を有するので、端末のＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）またはＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）を低めてカバレッジを増加させるのに適した性質を有する。また、ＰＵＣＣＨを介して送信される下りリンクデータ送信に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、直交シーケンス（ｏｒｔｈｇｏｎａｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）または直交カバー（ＯＣ：ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒ）を用いてカバーリングされる。

また、ＰＵＣＣＨ上に送信される制御情報は、互いに異なる循環シフト（ＣＳ：ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）値を有する循環シフトされたシーケンス（ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ ｓｈｉｆｔｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を用いて区別されることができる。循環シフトされたシーケンスは、基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を特定ＣＳ量（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ａｍｏｕｎｔ）の分だけ循環シフトさせて生成することができる。特定ＣＳ量は、循環シフトインデックス（ＣＳ ｉｎｄｅｘ）により指示される。チャネルの遅延拡散（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）によって使用可能な循環シフトの数は変わることができる。様々な種類のシーケンスが基本シーケンスとして使用され得るし、前述したＣＡＺＡＣシーケンスは、その一例である。

また、端末が１つのサブフレームで送信できる制御情報の量は、制御情報の送信に利用可能なＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数（すなわち、ＰＵＣＣＨのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）検出のための参照信号（ＲＳ）送信に用いられるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを除いたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルなど）によって決定されることができる。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおいてＰＵＣＣＨは、送信される制御情報、変調技法、制御情報の量等によって合計７つの相違したフォーマットで定義され、それぞれのＰＵＣＣＨフォーマットによって送信される上りリンク制御情報（ＵＣＩ：Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の属性は、次の表３のように要約することができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット１は、ＳＲの単独送信に使用される。ＳＲ単独送信の場合には、変調されなかった波形が適用され、これについては、後述して詳細に説明する。

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂは、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用される。任意のサブフレームでＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫが単独に送信される場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂを使用できる。または、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａまたは１ｂを使用してＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＳＲが同一サブフレームで送信されることもできる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２は、ＣＱＩの送信に使用され、ＰＵＣＣＨフォーマット２ａまたは２ｂは、ＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用される。拡張されたＣＰの場合には、ＰＵＣＣＨフォーマット２がＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの送信に使用されることもできる。

ＰＵＣＣＨフォーマット３は、４８ビットのエンコードされたＵＣＩを運ぶのに使用される。ＰＵＣＣＨフォーマット３は、複数のサービングセルに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ、ＳＲ（存在する場合）及び１つのサービングセルに対するＣＳＩ報告を運ぶことができる。

図５は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマットが上りリンク物理資源ブロックのＰＵＣＣＨ領域にマッピングされる形態の一例を示す。

図５においてＮ＿ＲＢ＾ＵＬは、上りリンクでの資源ブロックの個数を示し、０、１、．．．、Ｎ＿ＲＢ＾ＵＬ−１は、物理資源ブロックの番号を意味する。基本的に、ＰＵＣＣＨは、上りリンク周波数ブロックの両端（ｅｄｇｅ）にマッピングされる。図５において示すように、ｍ＝０、１で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂがマッピングされ、これは、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂが帯域終端（ｂａｎｄｅｄｇｅ）に位置した資源ブロックにマッピングされることと表現することができる。また、ｍ＝２で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ及びＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂが共に（ｍｉｘｅｄ）マッピングされ得る。次に、ｍ＝３、４、５で表示されるＰＵＣＣＨ領域にＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂがマッピングされ得る。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂにより使用可能なＰＵＣＣＨ ＲＢ等の個数（Ｎ＿ＲＢ＾（２））は、ブロードキャスティングシグナリングによってセル内の端末に指示されることができる。

１）ＰＵＣＣＨフォーマット２上のＣＱＩ送信

ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂについて説明する。ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂは、チャネル測定フィードバック（ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＲＩ）を送信するための制御チャネルである。

チャネル測定フィードバック（以下では、通常、ＣＱＩ情報と表現する）の報告周期及び測定対象になる周波数単位（または、周波数分解能（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ））は、基地局によって制御されることができる。時間領域で周期的及び非周期的ＣＱＩ報告が支援され得る。ＰＵＣＣＨフォーマット２は、周期的報告にのみ使用され、非周期的報告のためには、ＰＵＳＣＨが使用され得る。非周期的報告の場合に、基地局は、端末に、上りリンクデータ送信のためにスケジューリングされた資源に個別ＣＱＩ報告を運んで送信することを指示できる。

図６は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＣＱＩチャネルの構造を示す。

１つのスロットのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル０ないし６のうち、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル１及び５（２番目及び６番目のシンボル）は、復調参照信号（ＤＭＲＳ：Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）送信に使用され、残りのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルでＣＱＩ情報が送信され得る。一方、拡張されたＣＰの場合には、１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル３）がＤＭＲＳ送信に使用される。

ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂでは、ＣＡＺＡＣシーケンスによる変調を支援し、ＱＰＳＫ変調されたシンボルが長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算される。シーケンスの循環シフト（ＣＳ）は、シンボル及びスロット間に変更される。ＤＭＲＳに対して直交カバーリングが使用される。

１つのスロットに含まれる７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのうち、３個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル間隔だけ離れた２個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには参照信号（ＤＭＲＳ）が載せられ、残りの５個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにはＣＱＩ情報が載せられる。１つのスロット中に２個のＲＳが使用されたことは、高速端末を支援するためである。また、各端末は、循環シフト（ＣＳ）シーケンスを使用して区分される。ＣＱＩ情報シンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル全体に変調されて伝達され、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、１つのシーケンスで構成されている。すなわち、端末は、各シーケンスでＣＱＩを変調して送信する。

１０個のＣＱＩ情報ビットが１／２レートパンクチャリングされた（ｐｕｎｃｔｕｒｅｄ）（２０、ｋ）リード・マラー（ＲＭ：Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ）符号でチャネルコーディングされて、２０コーディングビット（ｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）が生成される。コーディングビット（ｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）は、ＱＰＳＫコンスタレーションマッピング（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｉｎｇ）以前にスクランブル（ｓｃｒａｍｂｌｅｄ）される（長さ３１のゴールド（Ｇｏｌｄ）シーケンスでＰＵＳＨデータがスクランブルされることと類似して）。

１つのＴＴＩに送信できるシンボル数は１０個であり、ＣＱＩ情報の変調はＱＰＳＫまで決まっている。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに対してＱＰＳＫマッピングを使用する場合、２ビットのＣＱＩ値が載せられ得るので、１つのスロットに１０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。したがって、１つのサブフレームに最大２０ビットのＣＱＩ値を載せることができる。ＣＱＩ情報を周波数領域で拡散させるために、周波数領域拡散符号を使用する。

周波数領域拡散符号では、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス）を使用できる。各制御チャネルは、互いに異なる循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）値を有するＣＡＺＡＣシーケンスを適用して区分されることができる。周波数領域拡散されたＣＱＩ情報にＩＦＦＴが行われる。

１２個の同等な間隔を有した循環シフトによって１２個の相違した端末が同じＰＵＣＣＨ ＲＢ上で直交多重化されることができる。一般ＣＰの場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル１及び５上の（拡張されたＣＰの場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル３上の）ＤＭＲＳシーケンスは、周波数領域上のＣＱＩ信号シーケンスと類似するが、ＣＱＩ情報のような変調は適用されない。

端末は、ＰＵＣＣＨ資源インデックス（

、

、

）に指示されるＰＵＣＣＨ資源上で周期的に相違したＣＱＩ、ＰＭＩ、及びＲＩタイプを報告するように、上位層シグナリングによって半静的に（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃａｌｌｙ）設定されることができる。ここで、ＰＵＣＣＨ資源インデックス（

）は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ送信に使用されるＰＵＣＣＨ領域及び使用される循環シフト（ＣＳ）値を指示する情報である。

２）ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂ上のＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信

ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂにおいて、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調方式を利用して変調されたシンボルは、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスで乗算（ｍｕｌｔｉｐｌｙ）される。例えば、変調シンボルｄ（０）に長さＮのＣＡＺＡＣシーケンスｒ（ｎ）（ｎ＝０、１、２、．．．、Ｎ−１）が乗算された結果は、ｙ（０）、ｙ（１）、ｙ（２）、．．．、ｙ（Ｎ−１）になる。ｙ（０）、．．．、ｙ（Ｎ−１）シンボルをシンボルブロック（ｂｌｏｃｋ ｏｆ ｓｙｍｂｏｌ）と称することができる。変調シンボルにＣＡＺＡＣシーケンスを乗算した後に、直交シーケンスを用いたブロック単位（ｂｌｏｃｋ−ｗｉｓｅ）拡散が適用される。

一般ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対しては、長さ４のアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスが使用され、短い（ｓｈｏｒｔｅｎｅｄ）ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及び参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）に対しては、長さ３のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）シーケンスが使用される。

拡張されたＣＰの場合の参照信号に対しては、長さ２のアダマールシーケンスが使用される。

図７は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて一般ＣＰの場合のＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネルの構造を示す。

図７では、ＣＱＩ無しでＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のためのＰＵＣＣＨチャネル構造を例示的に示す。

１つのスロットに含まれる７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのうち、中間部分の３個の連続するＳＣ−ＦＤＭＡシンボルには参照信号（ＲＳ）が載せられ、残りの４個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにはＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号が載せられる。

一方、拡張されたＣＰの場合には、中間の２個の連続するシンボルにＲＳが載せられ得る。ＲＳに使用されるシンボルの個数及び位置は、制御チャネルによって変わることができ、これと関連したＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号に使用されるシンボルの個数及び位置もそれによって変更されることができる。

１ビット及び２ビットの確認応答情報（スクランブリングされなかった状態）は、各々ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ変調技法を使用して１つのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ変調シンボルに表現されることができる。肯定確認応答（ＡＣＫ）は、「１」にエンコードされることができ、否定確認応答（ＮＡＣＫ）は、「０」にエンコードされることができる。

ＣＱＩ送信の場合、ＯＦＤＭ変調以前に、長さ１２の基本ＲＳシーケンスの循環時間シフトが適用されることにより（すなわち、周波数領域ＣＤＭ）、１つのＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ変調シンボルは、各ＳＣ−ＦＤＭＡデータシンボル上で送信される。

割り当てられる帯域内で制御信号を送信するとき、多重化容量を高めるために２次元拡散が適用される。すなわち、多重化できる端末数または制御チャネルの数を高めるために、周波数領域拡散と時間領域拡散とを同時に適用する。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を周波数領域で拡散させるために、周波数領域シーケンスを基本シーケンスとして使用する。周波数領域シーケンスでは、ＣＡＺＡＣシーケンスのうち、１つであるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスを使用できる。例えば、基本シーケンスであるＺＣシーケンスに互いに異なる循環シフト（ＣＳ：Ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）が適用されることにより、互いに異なる端末または互いに異なる制御チャネルの多重化が適用され得る。ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のためのＰＵＣＣＨ ＲＢなどのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで支援されるＣＳ資源の個数は、セル特定上位層シグナリングパラメータ（Δ＿ｓｈｉｆｔ＾ＰＵＣＣＨ）により設定される。

周波数領域拡散されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、直交拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）符号を使用して時間領域で拡散される。直交拡散符号では、ウォルシュ−アダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスまたはＤＦＴシーケンスが使用され得る。例えば、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、４シンボルに対して長さ４の直交シーケンス（ｗ０、ｗ１、ｗ２、ｗ３）を用いて拡散されることができる。また、ＲＳも長さ３または長さ２の直交シーケンスを介して拡散させる。これを直交カバーリング（ＯＣ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｖｅｒｉｎｇ）という。

前述したような周波数領域でのＣＳ資源及び時間領域でのＯＣ資源を用いて複数の端末が符号分割多重化（ＣＤＭ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で多重化されることができる。すなわち、同じＰＵＣＣＨ ＲＢ上で多くの個数の端末等のＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報及びＲＳが多重化され得る。

このような時間領域拡散ＣＤＭに対して、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報に対して支援される拡散符号等の個数は、ＲＳシンボルの個数によって制限される。すなわち、ＲＳ送信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数より少ないため、ＲＳの多重化容量（ｃａｐａｃｉｔｙ）がＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報の多重化容量に比べて少なくなる。

例えば、一般ＣＰの場合に、４個のシンボルでＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信され得るが、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報のために、４個でない３個の直交拡散符号が使用され、これは、ＲＳ送信シンボルの個数が３個に制限されてＲＳのために３個の直交拡散符号のみが使用され得るためである。

一般ＣＰのサブフレームにおいて１つのスロットで３個のシンボルがＲＳ送信のために使用され、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信のために使用される場合に、例えば、周波数領域で６個の循環シフト（ＣＳ）及び時間領域で３個の直交カバー（ＯＣ）資源を使用できるならば、合計１８個の相違した端末からのＨＡＲＱ確認応答が１つのＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化されることができる。仮に、拡張されたＣＰのサブフレームにおいて１つのスロットで２個のシンボルがＲＳ送信のために使用され、４個のシンボルがＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報送信のために使用される場合に、例えば、周波数領域で６個の循環シフト（ＣＳ）及び時間領域で２個の直交カバー（ＯＣ）資源を使用できるならば、合計１２個の相違した端末からのＨＡＲＱ確認応答が１つのＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化されることができる。

次に、ＰＵＣＣＨフォーマット１について説明する。スケジューリング要求（ＳＲ）は、端末がスケジューリングされることを要求するか、または要求しない方式で送信される。ＳＲチャネルは、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂでのＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル構造を再使用し、ＡＣＫ／ＮＡＣＫチャネル設計に基づいてＯＯＫ（Ｏｎ−ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）方式で構成される。ＳＲチャネルでは、参照信号が送信されない。したがって、一般ＣＰの場合には、長さ７のシーケンスが用いられ、拡張されたＣＰの場合には、長さ６のシーケンスが用いられる。ＳＲ及びＡＣＫ／ＮＡＣＫに対して相違した循環シフトまたは直交カバーが割り当てられ得る。すなわち、肯定（ｐｏｓｉｔｉｖｅ）ＳＲ送信のために、端末は、ＳＲ用に割り当てられた資源を介してＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。否定（ｎｅｇａｔｉｖｅ）ＳＲ送信のためには、端末は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ用に割り当てられた資源を介してＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。

３）ＵＥからＣＱＩ及びＡＣＫ／ＮＡＣＫの多重化

ＵＥ特定上位層シグナリングによりＵＥのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＣＱＩの同時（ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ）送信は行われることができる。同時（ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ）送信が可能でない場合、ＵＥは、ＣＱＩ報告が設定されたサブフレームと同じサブフレーム内のＰＵＣＣＨ上でＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する必要がある。このとき、ＣＱＩがドロップ（ｄｒｏｐ）され、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫのみがＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂを用いて送信される。ｅＮＢスケジューラがＵＥからのＣＱＩ及びＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの同時（ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ）送信を許容したサブフレーム内で、ＣＱＩと、１または２ビットＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報は、同じＰＵＣＣＨ ＲＢ内で多重化される必要がある。この結果、信号の低いＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）単一キャリア特性を維持できる。一般ＣＰと拡張されたＣＰの場合においてこれを達成する方法は相違する。

図８は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて一般ＣＰのためのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫのコンスタレーションマッピングを例示する図である。

一般ＣＰの場合、ＣＱＩとともに１または２ビットＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信するために（フォーマット２ａ／２ｂ）、ＡＣＫ／ＮＡＣＫビット（スクランブリングされなかった）は、図８での例示のように、ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ変調される。この結果、単一ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ変調シンボル（ｄＨＡＲＱ）が生成される。

ＡＣＫは、二進（ｂｉｎａｒｙ）「１」にエンコードされ、ＮＡＣＫは、二進（ｂｉｎａｒｙ）「０」にエンコードされる。次に、単一ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ変調シンボル（ｄＨＡＲＱ）は、各ＣＱＩスロット内の２番目のＲＳシンボル（ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル５）を変調するために用いられる。すなわち、ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、ＲＳを用いてシグナリングされる。

図８に示すように、変調マッピングは、ＮＡＣＫ（または、２個の下りリンクＭＩＭＯコードワードの場合に、ＮＡＣＫ、ＮＡＣＫ）が＋１にマッピングされ、その結果、ＵＥがＰＤＣＣＨ上の下りリンクグラント（ｇｒａｎｔ）を検出するのに失敗した場合のように、ＡＣＫでもなく、ＮＡＣＫでもない場合（不連続送信（ＤＴＸ：Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）と称する）、基本ＮＡＣＫが送信される。言い替えれば、ＤＴＸ（ＲＳ変調無し）は、ｅＮＢにより下りリンク再送信をトリガーリングするＮＡＣＫと解釈される。

図９は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて拡張されたＣＰの場合、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ及びＣＱＩのジョイントエンコードを例示する図である。

拡張ＣＰの場合（スロット当り、１つのＲＳシンボルを含む）、１または２ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫは、ジョイントエンコード（ｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇ）されて、１つのリード・マラー（ＲＭ）基盤ブロック符号（２０、ｋＣＱＩ＋ｋＡ／Ｎ）を生成する。２０ビットコードワードは、図６のＣＱＩチャネル構造を利用してＰＵＣＣＨ上で送信される。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫとＣＱＩのジョイントエンコードは、図９のように行われる。

ブロック符号により支援される情報ビットの最大数は１３であり、これは、ｋＣＱＩ＝１１ビット、そしてｋＡ／Ｎ＝２ビット（下りリンク内の２個のコードワード送信のために）に該当する。

４）ＵＥからＳＲとＡＣＫ／ＮＡＣＫの多重化

図１０は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいてＳＲとＡＣＫ／ＮＡＣＫの多重化を例示する。

図１０に示すように、ＳＲ信号とＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号とが同じサブフレーム内で発生されれば、ＵＥは、肯定（ｐｏｓｉｔｉｖｅ）ＳＲの場合、割り当てられたＳＲ ＰＵＣＣＨ資源上でＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信し、または、否定（ｎｅｇａｔｉｖｅ）ＳＲの場合、割り当てられたＡＣＫ／ＮＡＣＫ ＰＵＣＣＨ資源上でＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する。

図１１は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいてＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫとＳＲのコンスタレーションマッピングを例示する。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫとＳＲの同時の（ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ）送信のためのコンスタレーションマッピングは、図１１のとおりである。

５）ＴＤＤの場合、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信

ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の場合、ＵＥが多重のサブフレームの間にＰＤＳＣＨを受信できるので、ＵＥは、ｅＮＢに多重のＰＤＳＣＨに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫをフィードバックすることができる。ＴＤＤのためのＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信は、次のように、２つのタイプがある。

・ＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリング（ｂｕｎｄｌｉｎｇ）

ＡＣＫ／ＮＡＣＫバンドリング（ｂｕｎｄｌｉｎｇ）で、多重のデータユニットのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫは、論理的なＡＮＤ関数により結合される。例えば、受信（ＲＸ：Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）ノードが全てのデータユニットのデコードに成功すれば、ＲＸノードは、１つのＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットを用いてＡＣＫを送信する。それとも、ＲＸノードがＲＸノードに送信されたデータユニットのうち、いずれか１つでもデコード（または、検出）に失敗すれば、ＲＸノードは、１つのＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットを用いてＮＡＣＫを送信するか、またはＡＣＫ／ＮＡＣＫの全てを送信しないことができる。

・ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）に

多重のデータユニットのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫ応答のコンテンツは、実際にＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信に使用されるＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットとＱＰＳＫ変調シンボル（送信されるＡＣＫ／ＮＡＣＫのコンテンツを表す）のうち、１つの組み合わせで識別される。例えば、１つのＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットが２ビットを運び、最大で２個のデータユニットが送信され得ると仮定すれば（ここで、各データユニットのためのＨＡＲＱ動作は、単一のＡＣＫ／ＮＡＣＫビットにより管理されると仮定される）、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果は、下記の表４のように送信（ＴＸ：Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）ノードで識別されることができる。

表４は、単一のＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット選択に基づいてＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化を例示する表である。

表４において、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）は、データユニットｉのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫ結果を指示する（この例において、最大２データユニット、すなわち、データユニット０及びデータユニット１が存在する）。表４においてＤＴＸは、当該ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）のために送信されたデータユニットがないか、またはＲＸノードがＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）に対応するデータユニットの存在を検出できなかったことを意味する。

は、実際ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信に使用されるＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットを指示し、ここで、最大２個のＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット、すなわち、

ａｎｄ

が存在する。

は、選択されたＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットにより伝達される２ビットを指示する。ＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットを介して送信される変調シンボルは、ビットによって決定される。例えば、ＲＸノードが２個のデータユニットの受信に成功し、デコードしたなら、ＲＸノードは、ＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット

を用いて２ビット（１、１）を送信しなければならない。さらに他の例として、ＲＸノードが２個のデータユニットを受信し、１番目のデータユニット（ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（０）に対応）のデコードに失敗（または、損失）し、２番目のデータユニット（ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（１）に対応）のデコードに成功したなら、ＲＸノードは、

を用いて（０、０）を送信しなければならない。実際ＡＣＫ／ＮＡＣＫコンテンツとＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット選択と送信されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ内の実際ビットコンテンツとの組み合わせ間のリンクにより、多重のデータユニットのための単一のＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットを用いたＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信が可能である。上述した例は、一般化して２個のデータユニット以上のＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信に拡張されることができる。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化方法において、基本的に、全てのデータユニットに対して少なくとも１つのＡＣＫが存在すれば、ＮＡＣＫ及びＤＴＸは、表４に表すように、ＮＡＣＫ／ＤＴＸのように結合される。これは、ＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットとＱＰＳＫシンボルとの間の組み合わせがＮＡＣＫとＤＴＸとの分離に基づいて全てのＡＣＫ／ＮＡＣＫ仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅｓ）をカバーするのに十分でないためである。それに対し、全てのデータユニットに対してＡＣＫが存在しなければ（言い替えれば、全てのデータユニットにおいてＮＡＣＫまたはＤＴＸのみが存在すれば）、ＨＡＲＱ−ＡＣＫ（ｉ）のうち、１つだけがＤＴＸと分離されたＮＡＣＫである場合のように、単一の明示的なＮＡＣＫの場合が定義される。この場合、単一の明示的なＮＡＣＫに該当するデータユニットにリンクされたＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットは、多重のＡＣＫ／ＮＡＣＫの信号を送信するために予約（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）されることができる。

ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化の接近に焦点を合わせると、与えられた物理資源の量内で送信されることができる最大のデータユニットの数が大きくなるとき、全てのデータユニットに対してＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化のために要求されるＡＣＫ／ＮＡＣＫ仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅ）は、幾何級数的に増加されることができる。データユニットの最大数及び対応するＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットの数を各々Ｎ及びＮ＿Ａと表すとき、ＤＴＸの場合が排除される場合にも、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化のために２＾Ｎ個のＡＣＫ／ＮＡＣＫ仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅ）が必要である。それに対し、上記の例のように、単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット選択を適用すれば、最大４Ｎ＿Ａ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅ）のみが支援され得る。言い替えれば、データユニットの数が増加するにつれて、単一ＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット選択は、比較的多い量のＡＣＫ／ＮＡＣＫユニットを要求し、これは、多重ＡＣＫ／ＮＡＣＫに対する信号を送信するのに必要な制御チャネル資源のオーバーヘッドを増加させる。例えば、最大で５個のデータユニット（Ｎ＝５）が送信され得ると、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ多重化のためのＡＣＫ／ＮＡＣＫ仮定（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅ）に要求される数が２＾Ｎ＝３２（＝４Ｎ＿Ａ）であるから、８個のＡＣＫ／ＮＡＣＫユニット（Ｎ＿Ａ＝８）がＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信のために利用可能でなければならない。

ＬＴＥ ＰＵＣＣＨフォーマット２のための上りリンクチャネルコーディング

ＬＴＥ上りリンク送信において、特定制御チャネルは、下記の表５のように線形ブロック符号を活用してエンコードされる。線形ブロック符号への入力ビットは、

のように表示され、エンコード以後のビットは、

のように表示される。ここで、Ｂ＝２０であり、

（ここで、ｉ＝０、１、２、．．．、Ｂ−１）である。

表５は、（２０、Ａ）符号のための基底（ｂａｓｉｓ）シーケンスを例示する。

図１２は、本発明の一実施形態に係るエンコードされたビットの資源マッピングを説明するための図である。

図１２のように、エンコードされたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）は、符号−時間−周波数資源にマッピングされる。最初に１０エンコードされたビットは、特定符号−時間−周波数資源にマッピングされ、最後に１０エンコードされたビットは、これと相違した符号−時間−周波数資源にマッピングされる。ここで、最初に１０エンコードされたビットと最後に１０エンコードされたビットとの間の周波数分離（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）は、一般的に大きい。これは、エンコードされたビットに対する周波数ダイバーシティ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を達成するためである。

ＬＴＥ−Ａにおける上りリンクチャネルコーディング

前述したように、ＬＴＥ−Ｒｅｌ ８では、ＵＣＩがＰＵＣＣＨフォーマット２に送信される場合、最大１３ビットのＣＳＩは、先の表５の（２０、Ａ）のリード・マラー（ＲＭ）コーディングされる。それに対し、ＵＣＩがＰＵＳＣＨに送信される場合、最大１１ビットのＣＱＩは、下記の表６の（３２、Ａ）のリード・マラー（ＲＭ）コーディングされ、ＰＵＳＣＨに送信される符号レート（ｃｏｄｅ ｒａｔｅ）を合わせるために、切削（ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ）または循環反復（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）が行われる。

表６は、（３２、Ｏ）符号のための基底（ｂａｓｉｓ）シーケンスを例示する。

図１３は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて二重リード・マラーを例示する。

ＬＴＥ−Ａでは、最大２１ビットのＵＣＩ（Ａ／Ｎ及びＳＲ）ビットを送信するために、ＰＵＣＣＨフォーマット３が導入された。ＰＵＣＣＨフォーマット３の一般ＣＰである状況では、４８ビットのコーディングされたビット（ｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）が送信され得る。

したがって、ＵＣＩビット数が１１以下であるときは、（３２、Ａ）リード・マラー（ＲＭ）コーディングが使用され、コーディングされたビットをＰＵＣＣＨフォーマット３コーディングされたビット（ｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）数に合わせて伸ばすために循環反復（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）が使用される。

それに対し、ＵＣＩビット数が１１を超過する場合、先の表６の（３２、Ａ）リード・マラー（ＲＭ）符号基底シーケンス数が足りないため、これを図１３のように、２個の（３２、Ａ）リード・マラー（ＲＭ）コーディングブロックを使用して２個のコーディングされたビットが生成される（これを二重リード・マラー（Ｄｕａｌ ＲＭ）と称する）。２個のコーディングされたビットをＰＵＣＣＨフォーマット３コーディングされたビット（ｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）数に合わせて減らすために切削（ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ）され、インターリービング（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）されて送信される。

このような最大２１ビットのＵＣＩがＰＵＳＣＨに送信される場合、ＵＣＩビット数が１１以下であるときは、既存のＲｅｌ−８のように、（３２、Ａ）リード・マラー（ＲＭ）コーディングを使用してＰＵＳＣＨに送信される符号レート（ｃｏｄｅ ｒａｔｅ）を合わせるために切削（ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ）または循環反復（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）が行われる。それに対し、ＵＣＩビット数が１１を超過する場合、Ｄｕａｌ ＲＭを使用して２個のコーディングされたビットを作り、これらをＰＵＳＣＨに送信される符号レート（ｃｏｄｅ ｒａｔｅ）に合わせるために切削（ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ）または循環反復（ｃｉｒｃｕｌａｒｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）が行われる。

より具体的に、ＵＣＩ内容別にビット構成順序を説明すれば、ＳＲ送信サブフレームでＰＵＣＣＨフォーマット３の使用が設定された場合、ＰＵＣＣＨフォーマット３またはＰＵＳＣＨにＳＲとＡ／Ｎが送信されるとき、Ａ／Ｎが優先的に配置され、ＳＲがＡ／Ｎの次に配置されて、ＵＣＩビットが構成される。

周期的なＣＳＩ報告

端末は、上位層により半静的（ｓｅｍｉ−ｓｔａｔｉｃａｌｌｙ）に周期的に互いに異なるＣＳＩコンポーネント（ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＰＴＩ、及び／またはＲＩ）を下記の表７において決められた報告モードを用いてＰＵＣＣＨ上でフィードバックするように設定される。

表７は、ＰＵＣＣＨ ＣＳＩ報告モードのためのＣＱＩ及びＰＭＩフィードバックタイプを例示する。

各送信モード（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｍｏｄｅ）において、ＰＵＣＣＨ上で下記のような報告モードが支援される。

送信モード１：モード１−０、２−０

送信モード２：モード１−０、２−０

送信モード３：モード１−０、２−０

送信モード４：モード１−１、２−１

送信モード５：モード１−１、２−１

送信モード６：モード１−１、２−１

送信モード７：モード１−０、２−０

送信モード８：端末がＰＭＩ／ＲＩを送信するように設定されれば、モード１−１、２−１；端末がＰＭＩ／ＲＩを報告しないように設定されれば、モード１−０、２−０

送信モード９：端末がＰＭＩ／ＲＩを報告するように設定され、ＣＳＩ−ＲＳポートの数が１を超過すれば、モード１−１、２−１；端末がＰＭＩ／ＲＩを報告しないように設定され、ＣＳＩ−ＲＳポートの数が１であれば、モード１−０、２−０

表８は、送信モード（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｍｏｄｅ）を例示する。

各サービングセルに対する周期的なＣＳＩ報告モードは、上位層シグナリングにより設定される。モード１−１は、媒介変数「ＰＵＣＣＨ＿ｆｏｒｍａｔ１−１＿ＣＳＩ＿ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ＿ｍｏｄｅ」を使用する上位層シグナリングを介してサブモード１またはサブモード２に設定される。

端末選択（ＵＥ−ｓｅｌｅｃｔｅｄ）サブバンドＣＱＩにおいて、特定サービングセルの特定サブフレームでＣＱＩ報告は、帯域幅部分（ＢＰ：Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｐａｒｔ）またはＢＰ等として記述されるサービングセルの帯域幅の特定部分または一部分（等）に対するチャネル品質を表す。ＢＰは、最も低い周波数から始めて、周波数が増加する順序に帯域幅サイズの増加無しでインデックスが付与される。

各サービングセルに対して、

に与えられるシステム帯域幅は、Ｎ個のサブバンドに分けられることができる。ここで、

個のサブバンドは、サイズｋを有する。仮に、

であれば、サブバンドのうちの１つのサイズは、

である。

ＢＰ 「ｊ」は、周波数連続的（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｃｏｎｓｅｃｕｔｉｖｅ）であり、Ｎ＿ｊサブバンドを含む。ＢＰ 「ｊ」は、下記の表９内で与えられたサブバンドセット（Ｓ）または

にわたって決められることができる。Ｊ＝１であれば、Ｎ＿ｊは、

である。Ｊ＞１であれば、Ｎ＿ｊは、

、ｋ及びＪによって、

または

である。

各ＢＰ（ｊ）（０≦ｊ≦Ｊ−１）は、増加される周波数によって連続的な順序にスキャンされる。端末選択（ＵＥ ｓｅｌｅｃｔｅｄ）単一サブバンドフィードバックにおいて、周波数が増加される順序にインデクシングされたＬビットラベルとともに、ＢＰのＮ＿ｊ個サブバンドのうち、単一のサブバンドが選択される。ここで、

である。

表９は、サブバンドサイズ（ｋ）、帯域幅部分（「Ｊ」）、下りリンクシステム帯域幅を例示する。

下記のＣＱＩ／ＰＭＩ及びＲＩ報告タイプは、各々区分される周期及びオフセットを有し、ＰＵＣＣＨ ＣＳＩ報告モードを支援する。

・タイプ１報告は、端末選択（ＵＥ−ｓｅｌｅｃｔｅｄ）サブバンドのためのＣＱＩフィードバックを支援する。

・タイプ１ａ報告は、サブバンドＣＱＩ及びＷ２（すなわち、第２のＰＭＩ）フィードバックを支援する。

・タイプ２、タイプ２ｂ、及びタイプ２ｃ報告は、広帯域ＣＱＩ及びＰＭＩフィードバックを支援する。

・タイプ２ａ報告は、広帯域ＰＭＩフィードバックを支援する。

・タイプ３報告は、ＲＩフィードバックを支援する。

・タイプ４報告は、広帯域ＣＱＩを支援する。

・タイプ５報告は、ＲＩ及び広帯域ＰＭＩフィードバックを支援する。

・タイプ６報告は、ＲＩ及びＰＴＩフィードバックを支援する。

・タイプ７報告は、ＣＲＩ（ＣＳＩ−ＲＳ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）及びＲＩフィードバックを支援する。

・タイプ８報告は、ＣＲＩ、ＲＩ、及び広帯域ＰＭＩフィードバックを支援する。

・タイプ９報告は、ＣＲＩ、ＲＩ、及びＰＴＩフィードバックを支援する。

・タイプ１０報告は、ＣＲＩフィードバックを支援する。

各サービングセルにおいて、ＣＱＩ／ＰＭＩ報告のための周期（ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）

（サブフレーム内）及びオフセット

（サブフレーム内）は、パラメータ「ｃｑｉ−ｐｍｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」（

）に基づいて決定される。ＲＩ報告のための周期（ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）

及び相対的なオフセット

は、パラメータ「ｒｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」（

）に基づいて決定される。「ｃｑｉ−ｐｍｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」及び「ｒｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」は共に上位層シグナリングにより設定される。ＲＩのための相対的な報告オフセット

は、セット

から値が決められる。ＵＥが１つのＣＳＩサブフレームセット以上で報告するように設定されれば、パラメータ「ｃｑｉ−ｐｍｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」及び「ｒｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」の各々は、ＣＱＩ／ＰＭＩ及びＲＩ周期（ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）、そしてサブフレームセット１に対する相対的な報告オフセットに該当し、「ｃｑｉ−ｐｍｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ２」及び「ｒｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ２」の各々は、ＣＱＩ／ＰＭＩ及びＲＩ周期（ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）、そしてサブフレームセット２に対する相対的な報告オフセットに該当する。

まず、広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ報告のみが設定された場合、広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ報告が送信されるサブフレームは、下記の数式１のように決められる。

数式１においてｎ＿ｆは、システムフレーム番号、ｎ＿ｓは、無線フレーム内のスロット番号を表す。

ＲＩ報告が設定される場合、ＲＩ報告の報告間隔は、Ｎ＿ｐｄのＭ＿ＲＩ整数倍数であり、ＲＩ報告が送信されるサブフレームは、下記の数式２のように決められる。

数式２において、ＲＩ報告のための相対的なオフセットＮ＿ＯＦＦＳＥＴ、ＲＩ及び周期Ｍ＿ＲＩは、上位層パラメータにより決定される。

広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ報告及びサブバンドＣＱＩ報告が全て設定された場合、広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ及びサブバンドＣＱＩ報告が送信されるサブフレームは、下記の数式３のように決められる。

ＰＴＩが送信されない場合（設定されなくて）、または直近に送信されたＰＴＩが１であるとき、広帯域ＣＱＩ／広帯域ＰＭＩ報告（または、送信モード９のための広帯域ＣＱＩ／広帯域第１のＰＭＩ報告）の周期は、Ｈ＊Ｎ＿ｐｄのようであり、送信されるサブフレームは、下記の数式４のように決められる。

ここで、Ｈは、Ｈ＝Ｊ＊Ｋ＋１を満たし、Ｊは、ＢＰの数を表す。

２個の連続的な広帯域ＣＱＩ／広帯域ＰＭＩ（または、送信モード９の広帯域ＣＱＩ／広帯域第２のＰＭＩ）報告の間で、残ったＪ＊Ｋ報告インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）は、ＢＰ等のＫ全体サイクル上で連続的なサブバンドＣＱＩ報告に使用される。ただし、０へのシステムフレーム番号遷移（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）のため、２個の連続的な広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ報告間の間隔がＪ＊Ｋ報告インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）より小さければ、この場合、ＵＥは、２個の広帯域ＣＱＩ／広帯域ＰＭＩ（または、送信モード９のための広帯域ＣＱＩ／広帯域第２のＰＭＩ報告）のうち、２番目以前に送信されなかった残ったサブバンドＣＱＩ報告を送信しない。各ＢＰの全体サイクルは、ＢＰ ０から始めてＢＰ Ｊ−１まで増加される。パラメータＫは、上位層シグナリングにより設定される。

直近に送信されたＰＴＩが０であるとき、広帯域第１のＰＭＩ報告は、周期

を有し、報告されるサブフレームは、下記の数式５のように決められる。

ここで、Ｈ´は、上位層によりシグナリングされる。

２個毎の連続的な広帯域第１のＰＭＩ報告間に、残った報告インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）は、下記に記述されるように、広帯域ＣＱＩとともに広帯域第２のＰＭＩのために使用される。

ＲＩ報告が設定された場合、ＲＩの報告間隔は、広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ周期

のＭ＿ＲＩ倍であり、ＲＩは、広帯域ＣＱＩ／ＰＭＩ及びサブバンドＣＱＩ報告の両方と同じＰＵＣＣＨ循環シフト資源上で報告される。

ＲＩが報告されるサブフレームは、下記の数式６のように決められる。

１つのサービングセルのＣＳＩタイプ３、５、または６のＣＳＩ報告と同じサービングセルのＣＳＩタイプ１、１ａ、２、２ａ、２ｂ、２ｃ、または４のＣＳＩ報告が衝突される場合、ＣＳＩタイプ１、１ａ、２、２ａ、２ｂ、２ｃ、または４のＣＳＩ報告は、低い優先順位を有し、ドロップ（ｄｒｏｐ）される。

ＵＥが、１つ以上のサービングセルが設定されれば、ＵＥは、与えられたサブフレーム内のただ１つのサービングセルのＣＳＩ報告を送信する。与えられたサブフレームにおいて、１つのサービングセルのＣＳＩ報告タイプ３、５、６、または２ａのＣＳＩ報告と、さらに他のサービングセルのＣＳＩ報告タイプ１、１ａ、２、２ｂ、２ｃ、または４のＣＳＩ報告とが衝突される場合、ＣＳＩ報告タイプ１、１ａ、２、２ｂ、２ｃ、または４のＣＳＩ報告は、低い優先順位を有し、ドロップ（ｄｒｏｐ）される。また、与えられたサブフレームで、１つのサービングセルのＣＳＩタイプ２、２ｂ、２ｃ、または４のＣＳＩ報告がさらに他のサービングセルのＣＳＩタイプ１または１ａのＣＳＩ報告と衝突されれば、ＣＳＩタイプ１または１ａのＣＳＩ報告は、低い優先順位を有し、ドロップ（ｄｒｏｐ）される。

与えられたサブフレームで、同じ優先順位を有するＣＳＩタイプの互いに異なるサービングセルのＣＳＩ報告間に衝突される場合、最も低いＳｅｒｖＣｅｌｌＩｎｄｅｘを有するサービングセルのＣＳＩが報告され、全ての他のサービングセルのＣＳＩは、ドロップ（ｄｒｏｐ）される。

非周期的な（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ）ＣＳＩ報告

非周期的な（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ）ＣＳＩ報告の場合は、ＰＤＣＣＨに送信されるＰＵＳＣＨスケジューリング制御信号（ＵＬ ｇｒａｎｔ）にＣＱＩを送信するように要求する制御信号（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＱＩ ｒｅｑｕｅｓｔ）が含まれる。

表１０は、ＰＵＳＣＨを介してＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩを送信するときのモードを表したものである。

表１０の送信モードは、上位層により選択され、ＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩは、全て同じＰＵＳＣＨサブフレームで送信される。

１−１）モード１−２

それぞれのサブバンドに対してデータがサブバンドのみを介して送信されるという仮定下にプリコーディング行列が選択される。

端末は、システム帯域または上位層で指定した帯域（セットＳ）全体に対して先に選択したプリコーディング行列を仮定してＣＱＩを生成する。

端末は、ＣＱＩと各サブバンドのＰＭＩ値を送信する。このとき、各サブバンドのサイズは、システム帯域のサイズによって変わることができる。

１−２）モード２−０

端末は、システム帯域または上位層で指定した帯域（セットＳ）に対して選好するＭ個のサブバンドを選択する。

端末は、選択されたＭ個のサブバンドに対してデータを送信するという仮定で１つのＣＱＩ値を生成する。

端末は、さらに、システム帯域またはセットＳに対して１つのＣＱＩ（広帯域ＣＱＩ）値を生成する。

選択されたＭ個のサブバンドに対して複数個のコードワードがある場合、各コードワードに対するＣＱＩ値は、差分形式で定義する。

・差分ＣＱＩ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ＣＱＩ）＝選択されたＭ個のサブバンドに対するＣＱＩ値に該当するインデックス−広帯域ＣＱＩインデックス

端末は、選択されたＭ個のサブバンドの位置に関する情報、選択されたＭ個のサブバンドに対する１つのＣＱＩ値、全帯域またはｓｅｔ Ｓに対して生成されたＣＱＩ値を送信する。このとき、サブバンドサイズ及びＭ値は、システム帯域のサイズによって変わることができる。

１−３）モード２−２

端末は、Ｍ個の選好されたサブバンドを介してデータを送信するという仮定下にＭ個の選好サブバンドの位置とＭ個の選好サブバンドに対する単一プリコーディング行列とを同時に選択する。

Ｍ個の選好サブバンドに対するＣＱＩ値は、コードワード毎に定義される。

端末は、さらに、システム帯域またはセットＳに対して広帯域ＣＱＩ値を生成する。

端末は、Ｍ個の選好されたサブバンドの位置に関する情報、選択されたＭ個のサブバンドに対する１つのＣＱＩ値、Ｍ個の選好されたサブバンドに対する単一プリコーディング行列インデックス、広帯域プリコーディング行列インデックス、広帯域ＣＱＩ値を送信する。このとき、サブバンドサイズ及びＭ値は、システム帯域のサイズによって変わることができる。

１−４）モード３−０

端末は、広帯域ＣＱＩ値を生成する。

端末は、各サブバンドを介してデータを送信するという仮定下に各サブバンドに対するＣＱＩ値を生成する。このとき、ＲＩ＞１であってもＣＱＩ値は、１番目のコードワードに対するＣＱＩ値のみを表す。

１−５）モード３−１

端末は、システム帯域またはｓｅｔ Ｓに対して単一プリコーディング行列を生成する。

端末は、各サブバンドに対して先に生成した単一プリコーディング行列を仮定し、ｃｏｄｅｗｏｒｄ別にサブバンドＣＱＩを生成する。

端末は、単一プリコーディング行列を仮定して広帯域ＣＱＩを生成する。

各サブバンドのＣＱＩ値は、差分形式で表現される。

・サブバンドＣＱＩ＝サブバンドＣＱＩインデックス−広帯域ＣＱＩインデックス

ここで、サブバンドサイズは、システム帯域のサイズによって変わることができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット３

現在、ＬＴＥ−Ａ規格によれば、ＰＵＣＣＨフォーマット３は、ＵＥがＤＬデータに対するＡＣＫ／ＮＡＫフィードバック用途に使用される。ＬＴＥ規格によれば、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂを介してＵＥは、最大２ビットＡＣＫ／ＮＡＫ情報を基地局に送信することができた。しかし、ＴＤＤシステム及びキャリアアグリゲーション（ＣＡ：Ｃａｒｒｉｅｒ Ａｇｇｅｒｅｇａｔｉｏｎ）環境が構築されるにつれて、ＡＣＫ／ＮＡＫ情報のオーバーヘッドが増え、増えたオーバーヘッドを解決するために、より大きい容量のＰＵＣＣＨフォーマット３が導入された。

例えば、ＴＤＤシステムにおいてＵＬ／ＤＬ構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）２である場合（先の表１参照）、ＵＬ／ＤＬサブフレーム割合が１：４として非対称であるため、端末は、１つのＵＬサブフレームに４個のＤＬサブフレームに該当するＡＣＫ／ＮＡＫ情報を報告しなければならない。その上、ｎ個のコンポーネントキャリア（ＣＣ：Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ）に対するＣＡが適用された場合、端末は、１つのＵＬサブフレームに最大４ｎ個のＤＬサブフレームに該当するＡＣＫ／ＮＡＫ情報を報告しなければならない。すなわち、５ＣＣ ＣＡである場合、端末は、２０個のＤＬサブフレームに該当するＡＣＫ／ＮＡＫ情報を報告しなければならない。

端末が１つのサブフレームで同時に送信される２個のコードワードに対するＡＣＫ／ＮＡＫ情報を空間的バンドリング（ｓｐａｔｉａｌ ｂｕｎｄｌｉｎｇ）し、２ビット情報を１ビットに圧縮して報告しても、先の例示のように、ＵＬ／ＤＬ構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）２において５ＣＣ ＣＡが適用されれば、最大２０ビットのＡＣＫ／ＮＡＫ情報が１つのＵＬサブフレームを介して報告されなければならない。その結果、ＬＴＥ−Ａでは、最大２２ビットの容量を有したＰＵＣＣＨフォーマット３が定義され、基地局がＵＥにＲＲＣ設定を介してＰＵＣＣＨフォーマット３の利用可否を知らせることができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２に周期的に送信されるＣＳＩフィードバックとＰＵＣＣＨフォーマット３のＡＣＫ／ＮＡＫ情報報告が１つのＵＬサブフレームで衝突した場合、現在、ＬＴＥ−Ａ規格によれば、次のように動作する。ＰＵＣＣＨ ３の全体２２ビット容量でＡＣＫ／ＮＡＫペイロード（ＳＲ情報が存在する場合、ＳＲ情報のペイロードサイズ１ビットも合わせて計算される）を除いたＰＵＣＣＨ３の余裕容量がＣＳＩペイロードサイズ以上である場合、ＡＣＫ／ＮＡＫとＣＳＩとは、ＰＵＣＣＨ ３を介して同時に送信される。そうでない場合、ＣＳＩは、送信されずに（すなわち、ＣＳＩは、ドロップ（ｄｒｏｐ）され）、ＡＣＫ／ＮＡＫのみが送信される。

プリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）定義

送信モード４、５、及び６の場合、プリコーディングフィードバックは、チャネル従属的なコードブック基盤プリコーディングのために使用され、ＰＭＩを報告するＵＥ（等）に依存する。送信モード８の場合、ＵＥは、ＰＭＩを報告する。送信モード９及び１０の場合、ＰＭＩ／ＲＩ報告が設定され、ＣＳＩ−ＲＳポートが１より大きければ、ＵＥは、ＰＭＩを報告する。ＵＥは、フィードバックモードに基づいてＰＭＩを報告する。他の送信モードの場合、ＰＭＩ報告は支援されない。

２個のアンテナポートの場合、各ＰＭＩ値は、下記の表１１とコードブックインデックスに該当する。

・２個のアンテナポートが｛０、１｝または｛１５、１６｝であり、関連したＲＩ値が１である場合、ＰＭＩ値は、下記の表１１において

＝１であるときのコードブックインデックスｎに該当する（

）。

・２個のアンテナポートが｛０、１｝または｛１５、１６｝であり、関連したＲＩ値が２である場合、ＰＭＩ値は、下記の表１１において

＝２であるときのコードブックインデックスｎ＋１に該当する（

）。

表１１は、アンテナポート｛０、１｝上で送信のための、そしてアンテナポート｛０、１｝または｛１５、１６｝基盤ＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

４個のアンテナポートが｛０、１、２、３｝または｛１５、１６、１７、１８｝である場合、各ＰＭＩ値は、次のように下記の表１２において与えられたコードブックインデックスに該当するか、下記の表１３ないし表１６において与えられたコードブックインデックス等の対に該当する。

・ＰＭＩ値は、関連したＲＩ値と同じ

に対して下記の表１２において与えられたコードブックインデックスｎに該当し得る（

）。

・または、各ＰＭＩ値は、表１３ないし表１６において与えられたコードブックインデックス等の対に該当し得る。ここで、表１３及び表１６において、

、

、及び

は、下記の数式７のとおりである。

第１のＰＭＩ値（

）及び第２のＰＭＩ値（

）は、各々関連したＲＩ値と同じ

に対して表ｊで与えられたコードブックインデックス

及び

に該当する。ここで、

、

、及び

であるとき、各々ｊは、８、９、１０、１１に該当する。

表１５及び表１６において

は、

からセット

により与えられた列等によって定義される行列を表す。ここで、

は、

単位行列であり、ベクトル

は、表７で決められる。そして、

である。

場合によって、コードブックサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）が支援される。

表１２は、アンテナポート｛０、１、２、３｝上で送信のための、そしてアンテナポート｛０、１、２、３｝または｛１５、１６、１７、１８｝基盤ＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表１３は、アンテナポート０〜３または１５〜１８を用いた１レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表１４は、アンテナポート０〜３または１５〜１８を用いた２レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表１５は、アンテナポート１５〜１８を用いた３レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表１６は、アンテナポート１５〜１８を用いた４レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

８アンテナポートの場合、各ＰＭＩ値は、下記の表１７ないし表２４において与えられたコードブックインデックス等の対に該当する。ここで、

及び

は、下記の数式８のとおりである。

８アンテナポート

の場合、第１のＰＭＩ値（

）及び第２のＰＭＩ値（

）は、各々関連したＲＩ値と同じ

に対して表ｊで与えられたコードブックインデックス

及び

に該当する。ここで、ｊ＝

であり、

であり、

である。

場合によって、コードブックサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）が支援される。

表１７は、アンテナポート１５〜２２を用いた１レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表１８は、アンテナポート１５〜２２を用いた２レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表１９は、アンテナポート１５〜２２を用いた３レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表２０は、アンテナポート１５〜２２を用いた４レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表２１は、アンテナポート１５〜２２を用いた５レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表２２は、アンテナポート１５〜２２を用いた６レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表２３は、アンテナポート１５〜２２を用いた７レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

表２４は、アンテナポート１５〜２２を用いた８レイヤＣＳＩ報告のためのコードブックを例示する。

マッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）

複数のアンテナを有するＭＩＭＯシステムをマッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）システムと称することができ、スペクトル効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、エネルギー効率（ｅｎｅｒｇｙ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、プロセシング複雑度（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を向上させるための手段として注目を浴びている。

近年、３ＧＰＰでは、未来の移動通信システムのスペクトル効率性に対する要求事項を満足させるために、マッシブＭＩＭＯシステムに対する議論が始まった。マッシブＭＩＭＯは、全次元ＭＩＭＯ（ＦＤ−ＭＩＭＯ：Ｆｕｌｌ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ ＭＩＭＯ）とも称される。

ＬＴＥリリース（Ｒｅｌ：ｒｅｌｅａｓｅ）−１２以後の無線通信システムにおいては、アクティブアンテナシステム（ＡＡＳ：Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ）の導入が考慮されている。

信号の位相及びサイズを調整できる増幅器とアンテナが分離されている既存の受動アンテナシステムと異なり、ＡＡＳは、それぞれのアンテナが増幅器のような能動素子を含むように構成されたシステムを意味する。

ＡＡＳは、アクティブアンテナ使用によって増幅器とアンテナとを連結するための別のケーブル、コネクタ、その他、ハードウェアなどが必要でなく、したがって、エネルギー及び運用費用の側面で効率性が高いという特徴を有する。特に、ＡＡＳは、各アンテナ別電子式ビーム制御（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｂｅａｍ ｃｏｎｔｒｏｌ）方式を支援するので、ビーム方向及びビーム幅を考慮した精巧なビームパターン形成または３次元ビームパターンを形成するなどの進歩したＭＩＭＯ技術を可能なようにする。

ＡＡＳ等の進歩したアンテナシステムの導入により、複数の入出力アンテナと多次元アンテナ構造を有する大規模ＭＩＭＯ構造も考慮されている。一例として、既存の一字形アンテナ配列と異なり、２次元（２Ｄ：２−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）アンテナ配列を形成する場合、ＡＡＳのアクティブアンテナにより３次元ビームパターンを形成できる。

図１４は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて、６４個のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）を有する２次元アクティブアンテナシステムを例示する。

図１４では、一般的な２次元（２Ｄ：２ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）アンテナ配列を例示しており、図１４のように、Ｎ＿ｔ＝Ｎ＿ｖ・Ｎ＿ｈ個のアンテナが正方形の形状を有する場合を考慮できる。ここで、Ｎ＿ｈは、水平方向にアンテナ列の個数を、Ｎ＿ｖは、垂直方向にアンテナ行の個数を表す。

このような２Ｄ構造のアンテナ配列を利用すれば、３次元空間で送信ビームを制御できるように無線波長（ｒａｄｉｏ ｗａｖｅ）が垂直方向（高度（ｅｌｅｖａｔｉｏｎ））及び水平方向（方位角（ａｚｉｍｕｔｈ））に全て制御されることができる。このようなタイプの波長制御メカニズムを３次元ビームフォーミングと称することができる。

図１５は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて基地局または端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（３−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ビーム形成が可能な複数の送受信アンテナを有しているシステムを例示する。

図１５は、前述した例を図式化したものであって、２次元アンテナ配列（すなわち、２Ｄ−ＡＡＳ）を利用した３Ｄ ＭＩＭＯシステムを例示する。

送信アンテナの観点で前記３次元ビームパターンを活用する場合、ビームの水平方向だけでなく、垂直方向への準静的または動的なビーム形成を行うことができ、一例として、垂直方向のセクター形成などの応用を考慮できる。

また、受信アンテナの観点では、大規模受信アンテナを活用して受信ビームを形成するとき、アンテナ配列利得（ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ ｇａｉｎ）による信号電力上昇効果を期待できる。したがって、上りリンクの場合、基地局が複数のアンテナを介して端末から送信される信号を受信することができ、このとき、端末は、干渉影響を減らすために、大規模受信アンテナの利得を考慮して自分の送信電力を極めて低く設定できるという長所がある。

図１６は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいて交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する２次元アンテナシステムを例示する。

偏波（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を考慮した２Ｄ平面配列アンテナ（ｐｌａｎａｒ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）モデルの場合、図１６のように図式化することができる。

受動的アンテナ（ｐａｓｓｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ）による既存のＭＩＭＯシステムと異なり、アクティブアンテナに基づいたシステムは、各アンテナ要素に付着された（または、含まれた）能動素子（例えば、増幅器）に加重値を適用することにより、アンテナ要素の利得（ｇａｉｎ）を動的に調節することができる。放射パターン（ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｐａｔｔｅｒｎ）は、アンテナ要素の個数、アンテナ間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）などのようなアンテナ配置（ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）に依存するので、アンテナシステムは、アンテナ要素レベルでモデリングされることができる。

図１６の例示のようなアンテナ配列モデルを（Ｍ、Ｎ、Ｐ）で表すことができ、これは、アンテナ配列構造を特徴付けるパラメータに該当する。

Ｍは、各列（すなわち、垂直方向で）で同じ偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有しているアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）の個数（すなわち、各列で＋４５゜傾斜（ｓｌａｎｔ）を有しているアンテナ要素の個数または各列で−４５゜傾斜（ｓｌａｎｔ）を有しているアンテナ要素の個数）を表す。

Ｎは、水平方向の列の個数（すなわち、水平方向でアンテナ要素の個数）を表す。

Ｐは、偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）の個数を表す。図１６の場合のように、交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の場合、Ｐ＝２であるが、同一偏波（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の場合、Ｐ＝１である。

アンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）は、物理的アンテナ要素（ｐｈｙｓｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）にマッピングされることができる。アンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）は、当該アンテナポートと関連した参照信号により定義されることができる。例えば、ＬＴＥシステムにおいてアンテナポート０は、ＣＲＳ（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）と関連し、アンテナポート６は、ＰＲＳ（Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）と関連することができる。

一例として、アンテナポートと物理的アンテナ要素との間は、一対一マッピングされることができる。単一の交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ要素が下りリンクＭＩＭＯまたは下りリンク送信ダイバーシティのために使用される場合などがこれに該当し得る。例えば、アンテナポート０は、１つの物理的アンテナ要素にマッピングされることに対し、アンテナポート１は、他の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。この場合、端末の立場では、２個の下りリンク送信が存在する。１つは、アンテナポート０のための参照信号と関連し、さらに他の１つは、アンテナポート１のための参照信号と関連する。

他の一例として、単一のアンテナポートは、多重の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。ビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）のために使用される場合などがこれに該当し得る。ビームフォーミングは、多重の物理的アンテナ要素を用いることにより、下りリンク送信が特定端末に向かうようにすることができる。一般的に、多重の交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ要素の多重の列（ｃｏｌｕｍｎ）で構成されるアンテナ配列（ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）を使用してこれを達成できる。この場合、端末の立場では、単一のアンテナポートから発生された単一の下りリンク送信が存在する。１つは、アンテナポート０のためのＣＲＳと関連し、さらに他の１つは、アンテナポート１のためのＣＲＳと関連する。

すなわち、アンテナポートは、基地局で物理的アンテナ要素から送信された実際下りリンク送信でない端末の立場での下りリンク送信を表す。

他の一例として、複数のアンテナポートが下りリンク送信のために使用されるが、各アンテナポートは、多重の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。この場合は、アンテナ配列が下りリンクＭＩＭＯまたは下りリンクダイバーシティのために使用される場合などがこれに該当し得る。例えば、アンテナポート０及び１は、各々多重の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。この場合、端末の立場では、２個の下りリンク送信が存在する。１つは、アンテナポート０のための参照信号と関連し、さらに他の１つは、アンテナポート１のための参照信号と関連する。

ＦＤ−ＭＩＭＯでは、データストリームのＭＩＭＯプリコーディングは、アンテナポート仮想化、トランシーバユニット（または、送受信ユニット）（ＴＸＲＵ：ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ）仮想化、アンテナ要素パターンを経ることができる。

アンテナポート仮想化は、アンテナポート上のストリームがＴＸＲＵ上でプリコーディングされる。ＴＸＲＵ仮想化は、ＴＸＲＵ信号がアンテナ要素上でプリコーディングされる。アンテナ要素パターンは、アンテナ要素から放射される信号は、方向性の利得パターン（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｇａｉｎ ｐａｔｔｅｒｎ）を有することができる。

既存の送受信機（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）モデリングでは、アンテナポートとＴＸＲＵとの間の静的な一対一マッピングが仮定され、ＴＸＲＵ仮想化効果は、ＴＸＲＵ仮想化及びアンテナ要素パターンの効果を全て含む静的な（ＴＸＲＵ）アンテナパターンに合わせられる。

アンテナポート仮想化は、周波数選択的な方法で行われることができる。ＬＴＥにおいてアンテナポートは、参照信号（または、パイロット）とともに定義される。例えば、アンテナポート上でプリコーディングされたデータ送信のために、ＤＭＲＳがデータ信号と同じ帯域幅で送信され、ＤＭＲＳとデータとが共に同じプリコーダ（または、同じＴＸＲＵ仮想化プリコーディング）でプリコーディングされる。ＣＳＩ測定のためにＣＳＩ−ＲＳは、多重のアンテナポートを介して送信される。ＣＳＩ−ＲＳ送信において、端末でデータプリコーディングベクトルのためのＴＸＲＵ仮想化プリコーディング行列を推定できるように、ＣＳＩ−ＲＳポートとＴＸＲＵとの間のマッピングを特徴付けるプリコーダは、固有な行列で設計されることができる。

ＴＸＲＵ仮想化方法は、１次元ＴＸＲＵ仮想化（１Ｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）と２次元ＴＸＲＵ仮想化（２Ｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）とが議論され、これについて下記の図面を参照して説明する。

図１７は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいてトランシーバユニットモデルを例示する。

１Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵは、同じ偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する単一の列（ｃｏｌｕｍｎ）アンテナ配列で構成されるＭ個のアンテナ要素と関連する。

２Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、先に図１６のアンテナ配列モデル構成（Ｍ、Ｎ、Ｐ）に相応するＴＸＲＵモデル構成は、（Ｍ＿ＴＸＲＵ、Ｎ、Ｐ）で表すことができる。ここで、Ｍ＿ＴＸＲＵは、２Ｄ同じ列、同じ偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）に存在するＴＸＲＵの個数を意味し、Ｍ＿ＴＸＲＵ≦Ｍを常に満たす。すなわち、ＴＸＲＵの総個数は、Ｍ＿ＴＸＲＵ×Ｎ×Ｐのとおりである。

ＴＸＲＵ仮想化モデルは、アンテナ要素とＴＸＲＵとの相関関係によって図１７（ａ）のように、ＴＸＲＵ仮想化（ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）モデルオプション−１：サブ配列分割モデル（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ）と図１７（ｂ）のように、ＴＸＲＵ仮想化モデルオプション−２：全域連結（ｆｕｌｌ−ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルとに区分されることができる。

図１７（ａ）に示すように、サブ配列分割モデル（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ）の場合、アンテナ要素は、多重のアンテナ要素グループに分割され、各ＴＸＲＵは、グループのうち、１つと連結される。

図１７（ｂ）に示すように、全域連結（ｆｕｌｌ−ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルの場合、多重のＴＸＲＵの信号が結合されて、単一のアンテナ要素（または、アンテナ要素の配列）に伝達される。

図１７においてｑは、１つの列（ｃｏｌｕｍｎ）内のＭ個の同じ偏波（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）を有するアンテナ要素等の送信信号ベクトルである。ｗは、広帯域ＴＸＲＵ仮想化加重値ベクトル（ｗｉｄｅｂａｎｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）であり、Ｗは、広帯域ＴＸＲＵ仮想化加重値行列（ｗｉｄｅｂａｎｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｅｉｇｈｔ ｍａｔｒｉｘ）である。ｘは、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵ等の信号ベクトルである。

ここで、アンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは、一対一（１−ｔｏ−１）または一対多（１−ｔｏ−ｍａｎｙ）でありうる。

図１７においてＴＸＲＵとアンテナ要素との間のマッピング（ＴＸＲＵ−ｔｏ−ｅｌｅｍｅｎｔ ｍａｐｐｉｎｇ）は、１つの例示を見せるだけであり、本発明がこれに限定されるものではなく、ハードウェアの観点でこの他に、様々な形態で実現され得るＴＸＲＵとアンテナ要素との間のマッピングにも本発明が同様に適用されることができる。

ＣＳＩ報告（ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）

現在、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３では、クラス（Ｃｌａｓｓ）Ａで定義されるプリコーディングされなかった方式（ｎｏｎ−ｐｒｅｃｏｄｅｄ ｓｃｈｅｍｅ）のＣＳＩ−ＲＳ動作（または、ＣＳＩ報告動作）（各ＣＳＩプロセスが１つのＣＳＩ−ＲＳ資源及び１つのＣＳＩ−ＩＭ資源と関連することができる）とＣｌａｓｓ Ｂで定義されるビームフォーミングされた方式（ｂｅａｍｆｏｒｍｅｄ ｓｃｈｅｍｅ）のＣＳＩ−ＲＳ動作（または、ＣＳＩ報告動作）（各ＣＳＩプロセスは、１つまたはそれ以上のＣＳＩ−ＲＳ資源及び１つまたはそれ以上のＣＳＩ−ＩＭ資源と関連することができる）とを定義する。

１）クラスＡ ＣＳＩ報告（Ｃｌａｓｓ Ａ ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）

ＦＤ（Ｆｕｌｌ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）−ＭＩＭＯ（または、マッシブ（Ｍａｓｓｉｖｅ）−ＭＩＭＯ、進歩した（ｅｎｈａｎｃｅｄ）−ＭＩＭＯ、大規模アンテナシステム（Ｌａｒｇｅ−Ｓｃａｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ）、極めて大きい（Ｖｅｒｙ Ｌａｒｇｅ）ＭＩＭＯ、ハイパー（Ｈｙｐｅｒ）−ＭＩＭＯなどと称され得る）システムにおいて基地局は、ＵＥに１つのＣＳＩプロセス（ｐｒｏｃｅｓｓ）内で複数個のＣＳＩ−ＲＳ資源を設定できる。この場合、ＵＥは、１つのＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ内に設定されたＣＳＩ−ＲＳ資源を独立的なチャネルとみなさず、当該資源を併合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）して１つの（巨大な）ＣＳＩ−ＲＳ資源を仮定する。そして、ＵＥは、１つのＣＳＩ−ＲＳ資源からＣＳＩを計算し、基地局にフィードバックする。例えば、基地局は、ＵＥに１つのＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ内に４ポート（ｐｏｒｔ）ＣＳＩ−ＲＳ資源を３個設定し、ＵＥは、これを併合して１つの１２ ｐｏｒｔ ＣＳＩ−ＲＳ資源を仮定する。この資源から１２ ｐｏｒｔ ＰＭＩを用いてＣＳＩを計算し、基地局にフィードバックする。

２）クラスＢ ＣＳＩ報告（Ｃｌａｓｓ Ｂ ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）

ＦＤ ＭＩＭＯシステムにおいて基地局は、ＵＥに１つのＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ内に複数個のＣＳＩ−ＲＳ資源を設定できる。例えば、１つのＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ内の８個のＣＳＩ−ＲＳ資源を設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅ）でき、８個のＣＳＩ−ＲＳ資源は、各々４ ｐｏｒｔ ＣＳＩ−ＲＳで構成されることができる。８個の４ ｐｏｒｔ ＣＳＩ−ＲＳ資源の各々は、互いに異なる仮想化（ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が適用されることで、互いに異なるビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）が適用されている。例えば、１番目に該当するＣＳＩ−ＲＳ資源は、１００度の天頂角（ｚｅｎｉｔｈ ａｎｇｌｅ）で垂直ビームフォーミング（ｖｅｒｔｉｃａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）が適用され、各ＣＳＩ−ＲＳ資源は、順次５度の天頂角差をおいてＣＳＩ−ＲＳが設定され、８番目に該当するＣＳＩ−ＲＳ資源は、１３５度の天頂角で垂直ビームフォーミングが適用され得る。

ＵＥは、各ＣＳＩ−ＲＳ資源を独立的なチャネルと仮定し、ＣＳＩ−ＲＳ資源のうち、１つを選択し、選択された資源を基準にＣＳＩを計算し、基地局に報告する。すなわち、ＵＥは、前記８個のＣＳＩ−ＲＳのうち、チャネルが強いＣＳＩ−ＲＳ資源を選択し、選択されたＣＳＩ−ＲＳ資源を基準にＣＳＩを計算し、基地局に報告するようになる。このとき、選択されたＣＳＩ−ＲＳ資源をＣＳＩ−ＲＳ資源指示子（ＣＲＩ：ＣＳＩ−ＲＳ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）値によって追加に基地局に報告する。例えば、１番目のＣＳＩ−ＲＳのチャネルが最も強い場合、ＵＥは、ＣＲＩ＝０に設定して基地局に報告することができる。

前記特徴を効果的に表すために、クラスＢでＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓに対して次のような変数を定義できる。Ｋは、ＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ内に存在するＣＳＩ−ＲＳ資源の数を意味する。Ｎ＿ｋは、ｋ番目のＣＳＩ−ＲＳ資源のＣＳＩ−ＲＳ ｐｏｒｔ数を意味する。前記例においてＫ＝８であり、Ｎ＿ｋは、ｋ値に関係なく、４に設定された場合を表す。

現在、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３においてＣＲＩは、特定ＣＳＩ−ＲＳ資源を指示するが、今後、ＣＲＩは、特定ＣＳＩ−ＲＳ資源に特定ｐｏｒｔ組み合わせを表すこととさらに具体化することもできる。

例えば、ＣＲＩは、ＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ内の８個ＣＳＩ−ＲＳのうち、１つを選択し、追加的に選択されたＣＳＩ−ＲＳ資源内でｐｏｒｔ １５、１６番の組み合わせを選択することと具体化されることができる。このように、各ＣＳＩ−ＲＳにおいてｐｏｒｔ １５、１６の組み合わせまたはｐｏｒｔ １７、１８の組み合わせのうち、１つを選択できるようになると、ＣＲＩは、１６個のうち、１つの値を表す。１番目のＣＳＩ−ＲＳ資源のｐｏｒｔ １５、１６の組み合わせがＣＲＩ＝０、１番目のＣＳＩ−ＲＳ資源のｐｏｒｔ １７、１８の組み合わせがＣＲＩ＝１、２番目のＣＳＩ−ＲＳ資源のｐｏｒｔ １５、１６の組み合わせがＣＲＩ＝２、２番目のＣＳＩ−ＲＳ資源のｐｏｒｔ １７、１８の組み合わせがＣＲＩ＝３の順序にマッピングされて、最後の８番目のＣＳＩ−ＲＳ資源のｐｏｒｔ １７、１８の組み合わせがＣＲＩ＝１５に最終マッピングされることができる。

３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、Ｒｅｌ−１０、Ｒｅｌ−１２コードブックの二重（ｄｕａｌ）構造にしたがう。すなわち、Ｗ＿１（Ｗ１）（長期（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）、広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）、ビームグループ選択）、Ｗ＿２（Ｗ２）（短期（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）、サブバンド（ｓｕｂｂａｎｄ）、ビーム選択＋位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ））の特性を有し、２個の積（すなわち、Ｗ＿１及びＷ＿２の積）で最終コードブックが形成される。

ただし、Ｒｅｌ−１０、Ｒｅｌ−１２コードブックとの差異点は、考慮するアンテナポートレイアウト（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ ｌａｙｏｕｔ）が２次元（２Ｄ：２ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ）を含むので、コードブックを構成する各ビームが垂直（ｖｅｒｔｉｃａｌ）ビーム及び水平（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ）ビームのクロネッカー積（ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）形態で表れるようになる。３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３ランク（Ｒａｎｋ）１−２コードブックを数式に表すと、下記の数式９のとおりである。

数式９においてＷ＾（１）は、ランク１コードブックの最終形態を表し、Ｗ＾（２）は、ランク２コードブックの最終形態を表す。

ここで、Ｎ＿１及びＮ＿２は、各々第１次元（１ｓｔ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）及び第２次元（２ｎｄ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）内の各偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）別ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔの数である。ｏ＿１及びｏ＿２は、各々第１次元（１ｓｔ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）及び第２次元（２ｎｄ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）内のオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）である。

そして、ｍ＿１、ｍ＿２は、各々水平（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ）と垂直（ｖｅｒｔｉｃａｌ）（または、第１（１ｓｔ）及び第２（２ｎｄ）ドメイン（ｄｏｍａｉｎ））で離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ベクトルの選択方法を表す。ｍ＿１（ランク２である場合、ｍ＿１及びｍ´＿１）とｍ＿２（ランク２である場合、ｍ＿２及びｍ´＿２）を介して特定Ｗ１（すなわち、第１のＰＭＩ）２Ｄビームグループ（すなわち、コードブック構成（Ｃｏｄｅｂｏｏｋ Ｃｏｎｆｉｇ）１〜４）を構成できる。そして、下付きｎは、位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）を表す。

すなわち、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、クロネッカー積の演算を用いてＲｅｌ−１０の８Ｔｘ（８ｐｏｒｔ送信）コードブックを２次元に拡張したこととみなすことができる。

また、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、密接な間隔のビーム（等）（ｃｌｏｓｅｌｙ ｓｐａｃｅｄ ｂｅａｍｓ）を形成できる。

また、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、続く一定モジュラスコードブック（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌｕｓ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）とみなすことができる。すなわち、ベクトル（すなわち、ｖ及びｕ）を構成する要素等のサイズ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）は、全て１であり、角度だけ循環的に変わることを意味する。

また、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、Ｎ＿１、Ｎ＿２、ｏ＿１、ｏ＿２パラメータを用いて拡張可能な（ｓｃａｌａｂｌｅ）コードブックに該当する。

また、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、４つの構成（Ｃｏｎｆｉｇ）に分類されることができる。

図１８は、本発明が適用され得る無線通信システムにおいてコードブックの構成を例示する図である。

図１８では、各コードブック構成（Ｃｏｎｆｉｇ）別ビームグループパターンを例示する。

構成１（Ｃｏｎｆｉｇ １）コードブックの場合、１つのビームで構成されるビームグループパターン（すなわち、（ｘ、ｙ）、ここで、ｘは、第１次元（例えば、水平次元）インデックス、ｙは、第２次元（例えば、垂直次元）インデックス）を表す。すなわち、Ｗ＿１により１つのビームが選択されることにより、Ｗ＿２内にビーム選択（ｂｅａｍｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）が存在しない。

構成２（Ｃｏｎｆｉｇ ２）コードブックの場合、４個のビームが正方形の形態で構成されるビームグループパターン（すなわち、（ｘ、ｙ）、（ｘ、ｙ＋１）、（ｘ＋１、ｙ）、（ｘ＋１、ｙ＋１）、ここで、ｘは、第１次元（例えば、水平次元）インデックス、ｙは、第２次元（例えば、垂直次元）インデックス）を表す。これは、第１次元及び第２次元の両方で中間角度範囲（ｍｅｄｉｕｍ ａｎｇｌｅ ｓｐｒｅａｄ）に適用されることができる。

構成３（Ｃｏｎｆｉｇ ３）コードブックの場合、４個のビームがジグザグ形態で構成されるビームグループパターン（すなわち、（ｘ、ｙ）、（ｘ＋１、ｙ＋１）、（ｘ＋２、ｙ）、（ｘ＋３、ｙ＋１）、ここで、ｘは、第１次元（例えば、水平次元）インデックス、ｙは、第２次元（例えば、垂直次元）インデックス）を表す。これは、第１次元及び第２次元の各々で大きい角度範囲（ｌａｒｇｅ ａｎｇｌｅ ｓｐｒｅａｄ）及び中間角度範囲（ｍｅｄｉｕｍ ａｎｇｌｅ ｓｐｒｅａｄ）に適用されることができる。

構成４（Ｃｏｎｆｉｇ ４）コードブックの場合、４個のビームが長方形（一字形）形態で構成されるビームグループパターン（すなわち、（ｘ、ｙ）、（ｘ＋１、ｙ）、（ｘ＋２、ｙ）、（ｘ＋３、ｙ）、ここで、ｘは、第１次元（例えば、水平次元）インデックス、ｙは、第２次元（例えば、垂直次元）インデックス）を表す。これは、第１次元及び第２次元の各々で大きい角度範囲（ｌａｒｇｅ ａｎｇｌｅ ｓｐｒｅａｄ）及び小さい角度範囲（ｓｍａｌｌ ａｎｇｌｅ ｓｐｒｅａｄ）に適用されることができる。

ここで、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックに対する４つのコードブック構成間に性能差は微弱である（５％内）。

また、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックは、ランク間にネスティッド属性（Ｎｅｓｔｅｄ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）は満たされない。すなわち、ランク１とランク２とが相違したビームパターンを有する。

また、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３コードブックで１次元のために適用可能なコードブックは、構成１（Ｃｏｎｆｉｇ １）及び構成４（Ｃｏｎｆｉｇ ４）である。

線形結合（ＬＣ：Ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）コードブックのためのＣＳＩフィードバック方法

ＦＤ−ＭＩＭＯが導入されながら、基地局は、Ｎ（Ｎ＞＞１、例えば、８、１２、１６、２０、２４、２８、３２）アンテナポート（または、特定のポート対要素（ｐｏｒｔ−ｔｏ−ｅｌｅｍｅｎｔ）仮想化（ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）によって「要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）」が該当することもでき、以下、説明の都合上、「ポート（ｐｏｒｔ）」と総称して説明する）を有して３Ｄビームフォーミングなどを行うことにより、システムの収率（スループット、ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を高めることができる。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａでは、単一ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ：Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ）の目的でＤＦＴ行列を基盤とするコードブックを使用した。

ただし、ＭＵ−ＭＩＭＯのためには、より正確に精密なビーム（ｂｅａｍ）を形成することが重要であるが、アンテナポートの数、オーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）だけでコードブックを構成するならば、分解能（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）が足りないという短所がある。また、ＤＦＴ行列の場合、サイズが全て１であるから、チャネル情報を正確に反映し難いという短所がある。

これにより、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ）向上（ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ）を目的としてＵＥによるさらに正確なＣＳＩフィードバックのために、線形結合（ＬＣ：ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）コードブックが議論されている。

以下、線形結合（ＬＣ）コードブックについて説明する。

ＬＣコードブックの場合、二重コードブック（ｄｕａｌ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）構造で、Ｗ１（または、Ｗ_１）（すなわち、第１のＰＭＩ）で広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）／長期（ｌｏｎｇｔｅｒｍ）性格のビームグループを設定し、Ｗ２（または、Ｗ_２）（すなわち、第２のＰＭＩ）のサブバンド（ｓｕｂｂａｎｄ）／短期（ｓｈｏｒｔｔｅｒｍ）報告の際、Ｗ１を構成しているビームを線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）してビームの単位／粒度（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）を拡張するコードブックを意味する。

ここで、Ｗ１は、Ｃｌａｓｓ Ａコードブックに代表される二重段階（ｄｕａｌ−ｓｔａｇｅ）コードブックのＷ１であるか、あるいはＬｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎのために新しく設計されたＷ１あるいは単一段階（ｓｉｎｇｌｅ ｓｔａｇｅ）のレガシー（ｌｅｇａｃｙ）コードブック（例えば、３ＧＰＰ Ｒｅｌ−８ ４Ｔｘ）をＷ１に適用して使用することができる。

ＬＣコードブックを数式で表すと、数式１０のとおりである。

数式１０において、ｃ_ｉ、ｋ（０≦ｃ＿ｉ、ｋ≦１）は、振幅係数（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）であり、Ｎは、Ｗ_１内のビームの個数であり、θ_ｉは、位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）であり、ｖ_ｍ１、ｕ_ｍ２は、Ｗ_１内に属するＤＦＴベクトルである。

は、クロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を意味する。

数式１０を説明すれば、与えられたＷ１に対して、Ｗ２で端末が報告しなければならない成分は、次を含むことができる。

ｉ）Ｗ１のＮ個のビームのうち、ＬＣ動作に使用される最適の（ｂｅｓｔ）Ｌ個のビームの選択に関与するインデックス、ii）ＬＣの係数（例えば、ｐｈａｓｅ、ａｍｐｌｉｔｕｄｅまたはｐｈａｓｅ＋ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）と関連したインデックス、iii）クロス偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）（Ｘ−ｐｏｌ）アンテナの位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）成分と関連したインデックスなどを含むことができる。

以下、本発明の説明において、説明の便宜のために、２Ｄアンテナアレイ（ａｒｒａｙ）で第１次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）／ドメイン（ｄｏｍａｉｎ）は、主に水平次元／ドメインと称し、第２次元／ドメインは、主に垂直次元／ドメインを称することと説明するが、本発明がこれに限定されるものではない。

また、以下、本発明の説明において、特別な説明がない限り、各数式で使用される同じ変数は、同じ記号で表示されることができ、同様に、解釈されることができる。

また、以下、本発明の説明において、ビーム（ｂｅａｍ）は、当該ビーム（ｂｅａｍ）を生成するためのプリコーディング行列（または、プリコーディングベクトルまたはコードワード）と解釈されることができ、ビームグループは、プリコーディング行列のセット（または、プリコーディングベクトルのセット）と同じ意味と解釈されることができる。

また、以下、本発明の説明において、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１３ ｖ１３．６．０文書が本明細書に参照として併合（ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ ｂｙ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）される。

Ａ．ＰＵＣＣＨフォーマット２あるいはＰＵＣＣＨフォーマット３を使用したＣＳＩフィードバック方法

以下、本発明では、上述した成分を現在規格で定義されたＰＵＣＣＨフォーマット２あるいはＰＵＣＣＨフォーマット３を使用してフィードバックする方法を提案する。

表２５は、ＬＣコードブックのコードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）の数を例示する表である。

表２５の例では、Ｗ１のビームグループが４個のビームで構成されている場合、そして、Ｐｈａｓｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、｛１、ｊ、−１、−ｊ｝、Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、｛０．２５、０．５、０．７５、１｝と仮定した。すなわち、ランク１でビームの個数（Ｌ）が２であるとき、ビームは、ビームグループに属した４個のビームのうち、２個を選択するので、６つ（_４Ｃ_２）の場合の数を有することができる。また、Ｐｈａｓｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ及びＡｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、各ビーム別に４つの場合を有することができるので、合計４＾２の場合の数を有することができる。

これを一般化すれば、Ｎ（Ｗ１内のビームの数）、Ｐ（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔの数）、Ａ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔの数）を用いて、各々ＬＣコードブックの_ＮＣ_Ｌでビーム選択（ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）、Ｐ＾Ｌでｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔのサイズ、Ａ＾Ｌでａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔのサイズを表すことができる。

また、ＬＣが行われる場合、先の数式１０で

を下記の数式１１のように変形して適用することにより、ペイロードサイズを減らすことができる。

数式１１のように変更すれば、基準となるｂ_１のビームを基準にＬＣが行われる。すなわち、数式１０によれば、Ｗ１ビームグループに属したいかなるビームもＬＣのために選択されることができるが、数式１１によれば、Ｗ１ビームグループに属した特定の１つのビームは、決められた状況で残りのビームのうち、ＬＣのためのビームが選択され得る。

したがって、全体ＬＣコードブックサイズを適用したもの（すなわち、先の数式１０のケース）と比較して大きい性能損失無しでもＬＣを適用できる。

先の数式１０あるいは数式１１（すなわち、数式１０に数式１１が適用される方式）が使用されてＬＣコードブックが構成されるか否かは、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング）によりＵＥに設定されることができ、基地局とＵＥが事前に約束できる。

以下、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上でのＣＳＩフィードバック方法について説明する。

レガシーシステムで周期的なＣＳＩ（Ｐ−ＣＳＩ：Ｐｅｒｉｏｄｉｃ−ＣＳＩ）モード（ｍｏｄｅ）１−１（先の表７参照）のサブモード（ｓｕｂｍｏｄｅ）１の場合は、次のように、ＣＳＩフィードバックが支援される。

１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１（１ｓｔ）インスタンス：ＲＩ

・第２（２ｎｄ）インスタンス：Ｗ１

・第３（３ｒｄ）インスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

Ｐ−ＣＳＩモード１−１サブモード１において、ＲＲＣによって与えられたＣｏｎｆｉｇの３ＧＰＰ Ｒｅｌ．１３クラスＡコードブック（すなわち、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１３ ｖ１３．６．０の表７．２．４−１０、７．２．４−１１、７．２．４−１２、７．２．４−１３、７．２．４−１４、７．２．４−１５、７．２．４−１６、ｏｒ ７．２．４−１７）が仮定される。

コードブックサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）は必要としない。

Ｗ１フィードバック周期（ｆｅｅｄｂａｃｋ ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）は、Ｈ’＊Ｎ_ｐｄである。

ここで、Ｎ_ｐｄ周期（サブフレーム内）は、与えられたパラメータ「ｃｑｉ−ｐｍｉ−ＣｏｎｆｉｇＩｎｄｅｘ」（Ｉ_{ＣＱＩ／ＰＭＩ}）によって３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１３ ｖ１３．６．０の表７．２．２−１Ａの値に基づいて決定され、Ｈ´は、上位層でシグナリングされる整数値である。

３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１３のクラスＡコードブックの場合、Ｗ１の最大のビット長（ｂｉｔｗｉｄｔｈ）は、Ｃｏｎｆｉｇ １を使用するとき、Ｒａｎｋ １−２の場合、９ビットである。３ＧＰＰ Ｒｅｌ−１４で支援される最大３２アンテナポート構成では、最大オーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）が（８、４）であるから、最大９ビットのビット長（ｂｉｔｗｉｄｔｈ）を有することができる。

本発明によれば、ＬＣコードブックの場合、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１のｓｕｂｍｏｄｅ １であるＬＣコードブックは、次のとおりでありうる。

まず、以下、本発明の説明の便宜のために、下記のように、ｉ２を定義することができる。

・ｉ２１：ビーム選択（Ｎ個ビームのうち、Ｌ個のビーム）

・ｉ２２：ＬＣ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔのためのインデックス

・ｉ２３：Ｃｏ−ｐｈａｓｅのためのインデックス

すなわち、本発明の実施形態に係るプリコーディング行列を生成するために、ＬＣに用いられるビーム（すなわち、コードワード）を指示するための選択情報（すなわち、ｉ２１）、ＬＣの際、各ビーム（すなわち、コードワード）に適用されるＬＣ係数を指示するための情報（例えば、パワー係数、位相係数を指示するための情報）（すなわち、ｉ２２）、クロス偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナレイアウトにおいて各偏波（すなわち、ドメイン）で送信されるビームの位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）のための位相一致を指示するための情報（すなわち、ｉ２３）が区分され得る。ここで、ＬＣ係数の一例として説明した位相係数と位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）は、１つの位相係数として指示されることもできる。

後述するように、ｉ２１、ｉ２２、ｉ２３は、各々独立的なＣＳＩ報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信されることができる。以下、これについてより具体的に説明する。

本発明において提案するＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１のｓｕｂｍｏｄｅ １は、次のように考慮されることができる。

提案Ａ．１）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

本発明において提案する方法を使用する場合、ペイロードサイズが１１ビットであることに鑑みるとき、次のようなＬＣコードブックの制限（ｒｅｓｔｒｉｃｔｉｏｎ）が伴われることが好ましい。

ＵＥは、ＬＣコードブックが設定されるとき、Ｃｌａｓｓ ＡコードブックＣｏｎｆｉｇ １が設定されることを期待しないことができる。また、ＬＣに適用されるＬ＝２に設定され、第３のインスタンスのＷ２のフィードバックビットサイズを４ビット（Ｒａｎｋ ２でＣＱＩ＝７ビットであるから）に合わせるために、ＰｈａｓｅあるいはＡｍｐｌｉｔｕｄｅのうち、いずれか１つだけをフィードバックすることを考慮して、先の数式１１（すなわち、数式１０に数式１１を適用）を適用するように制限されることができる。

または、ＰＵＣＣＨフォーマット２のペイロードサイズをより効率的に使用するために、ｒａｎｋ別（Ｒａｎｋ １または２）に互いに異なる単位／粒度（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）のＬＣコードブックを使用することもできる。

すなわち、Ｒａｎｋ １の場合、ＣＱＩのペイロードサイズは、４ビットであるから、ＵＥが７ビットに相応するＰＭＩ（ｉ２２＋ｉ２３）を報告するように設定されることができる。例えば、Ｒａｎｋ １に対してはｉ２２を、ＰｈａｓｅとＡｍｐｌｉｔｕｄｅの両方を考慮するのに比べて、Ｒａｎｋ ２に対してはｉ２２を、Ｐｈａｓｅ（あるいは、ｐｈａｓｅとサブサンプリングされた（ｓｕｂｓａｍｐｌｅ）ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）のみ考慮するＬＣコードブックを考慮できる。これは、同様に、Ｒａｎｋ １とＲａｎｋ ２は、同じｂｅａｍ ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙのＬＣコードブックを使用するが、Ｒａｎｋ ２報告の際、Ｒａｎｋ １ ｉ２２内で特定係数に相応するコードブックｉ２２インデックスのみをサブサンプリングすることと理解されることもできる。

または、Ｒａｎｋ １では、先の数式１０と、ＰｈａｓｅあるいはＡｍｐｌｉｔｕｄｅのうち、いずれか１つだけのフィードバックを考慮したｉ２２を使用し、Ｒａｎｋ ２では、先の数式１１と、ＰｈａｓｅあるいはＡｍｐｌｉｔｕｄｅのうち、いずれか１つだけのフィードバックを考慮したｉ２２を使用することもできる。

さらに他の例として、第２のインスタンスでＷ１とジョイントエンコード（ｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇ）されるＷ２の成分は、ｉ２３になり、第２のインスタンスでＣＱＩとジョイントエンコードされるＷ２は、ｉ２１とｉ２２で構成されることができ、これは、下記の提案Ａ．１−１）のとおりである。

提案Ａ．１−１）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２３）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２３）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２１＋ｉ２２）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

前述した実施形態では、ａｍｐｌｉｔｕｄｅ成分とｐｈａｓｅ成分とがｉ２２成分にジョイントエンコード（ｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇ）されて送信されたが、これと異なり、さらに他の一例として、ｉ２２の成分をａｍｐｌｉｔｕｄｅとｐｈａｓｅ成分に分けて互いに異なるｉｎｓｔａｎｃｅで送信されることもできる。

以下、説明の便宜のために、ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ｉ２２１、ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ｉ２２２と仮定する。変形された提案は、下記の提案Ａ．１−２）、提案Ａ．１−３）のとおりである。

Ｘ−ｐｏｌアンテナ構造のための現在ＬＴＥコードブックは、ｃｏ−ｐｈａｓｅ情報（すなわち、ｐｈａｓｅ成分の変化）を報告する。これは、水平スラント（Ｈ−ｓｌａｎｔ：Ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ｓｌａｎｔ）と垂直スラント（Ｖ−ｓｌａｎｔ：Ｖｅｒｔｉｃａｌ ｓｌａｎｔ）アンテナからのチャネル差は、ｐｈａｓｅ成分の差が優勢（ｄｏｍｉｎａｎｔ）であるということを意味する。したがって、ＬＣコードブックでもこれを反映して、ａｍｐｌｉｔｕｄｅをｐｈａｓｅより相対的に長い周期で報告することができる。このようなフィードバック方式を介してフィードバックオーバーヘッドを低減する効果を得ることができる。

提案Ａ．１−２）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２２１＋ｉ２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２２１＋ｉ２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

提案Ａ．１−３）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２１＋ｉ２２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

本発明において提案するＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１のｓｕｂｍｏｄｅ １は、次のように考慮されることができる。

提案Ａ．２）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で４個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２）

・第４のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＷ２（ｉ２１＋ｉ２２）を基地局に報告し、第４のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

提案Ａ．２）の場合、前述した提案Ａ．１）のように、コードブックＣｏｎｆｉｇに対する制限がないことができる。また、Ｃｏｎｆｉｇ １のようなＷ１のフィードバックビットを有する新しいコードブックも含むことができる（すなわち、ＵＥは、Ｗ１ビームグループの間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）を意味するｓ１＝ｓ２＝１に設定／適用されることができる）。また、第３のインスタンスの場合、ＰｈａｓｅとＡｍｐｌｉｔｕｄｅ（あるいは、ｐｈａｓｅだけで）を考慮してＬＣを構成することもできる。

さらに他の一例として、ｉ２２の成分をａｍｐｌｉｔｕｄｅとｐｈａｓｅ成分に分けて互いに異なるｉｎｓｔａｎｃｅで送信されることができる。

以下、説明の便宜のために、ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ｉ２２１、ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ｉ２２２と仮定する。

提案Ａ．２−１）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で４個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２２１）

・第３のインスタンス：Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２２）

・第４のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＷ２（ｉ２１＋ｉ２２２）を基地局に報告し、第４のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

次に、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１（先の表７参照）を説明する。

レガシーシステムにおいてＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１の場合は、次のように、ＣＳＩフィードバックが支援される。

提案Ａ．３）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋ＷＢ Ｗ２

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷＢ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ）Ｗ２を基地局に報告することができる。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝１

・第２のインスタンス：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２

・第３のインスタンス：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２＋Ｌ´

または、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝１である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷＢ ＣＱＩとＷ２を基地局に報告し、第３のインスタンスでＳＢ（Ｓｕｂｂａｎｄ） ＣＱＩとＷ２とＬ´を基地局に報告することができる。

ここで、Ｌ´は、前述した選択されたビームの数でなく、ＢＰ（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）のＳＢ選択インデックスを表す。

ＰＴＩ＝０である場合、前述した提案Ａ．１）と提案Ａ．２）の方式をそのまま再使用することができる。相違は、第１のインスタンスにＲＩとＰＴＩがフィードバックされることである。

提案Ａ．３−１）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で４個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

このとき、ＰＴＩ＝１である場合は、下記のようなモードを考慮できる。

１ｓｔ ｉｎｓｔａｎｃｅ：ＲＩ＋ＰＴＩ

２ｎｄ ｉｎｓｔａｎｃｅ：Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２）

３ｒｄ ｉｎｓｔａｎｃｅ：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２３）

４ｔｈ ｉｎｓｔａｎｃｅ：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２３）＋Ｌ´

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝１である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ２（ｉ２１＋ｉ２２）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＷＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２３）を基地局に報告し、第４のインスタンスでＳＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２３）とＬ´を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

第２のインスタンスの場合、ＰｈａｓｅとＡｍｐｌｉｔｕｄｅ（あるいは、ｐｈａｓｅだけ）を考慮してＬＣを構成できる。前記提案方法は、ＬＣ係数が広帯域（Ｗｉｄｅｂａｎｄ）／サブバンド（Ｓｕｂｂａｎｄ）別に区分される場合、例えば、Ｗｉｄｅｂａｎｄでは、パワー振幅（Ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）、Ｓｕｂｂａｎｄでは、位相係数（Ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を考慮する場合にも拡張適用可能であることは自明である。

あるいは、ＬＣコードブックに設定／適用された端末は、ＰＴＩ＝１を伴うＰＵＣＣＨ基盤Ｐ−ＣＳＩ報告である場合、ＣＳＩを基地局に報告しないこともできる。

さらに他の一例として、ｉ２２の成分をａｍｐｌｉｔｕｄｅとｐｈａｓｅ成分に分けて互いに異なるｉｎｓｔａｎｃｅで送信されることもできる。

以下、説明の便宜のために、ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ｉ２２１、ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ｉ２２２と仮定する。

提案Ａ．３−２）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２１＋ｉ２２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝１

・第２のインスタンス：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２１）

・第３のインスタンス：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２２＋ｉ２３）＋Ｌ´

または、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝１である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２１＋ｉ２２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＳＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２２２＋ｉ２３）とＬ´を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

あるいは、ＰＴＩの用途を振幅係数（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）と位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を指示する用途にも使用されることができる。すなわち、ＰＴＩ＝０に設定／適用される場合、Ｗ２は、ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ及び／又はビーム選択成分を含むこととｉ２１の用途を制限し、ＰＴＩ＝１に設定／適用される場合、Ｗ２は、ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔと位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）成分を含むことができる。

提案Ａ．３−３）１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋ＷＢ Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２１）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷＢ Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２１）を基地局に報告することができる。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝１

・第２のインスタンス：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２２＋ｉ２３）

・第３のインスタンス：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２２＋ｉ２３）＋Ｌ´

または、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝１である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２２２＋ｉ２３）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＳＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２２２＋ｉ２３）とＬ´を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

以下、ＰＵＣＣＨフォーマット３上でのＣＳＩフィードバック方法について説明する。

前述したＬＣコードブックの場合、ＬＣの係数のサイズなどのため、そのフィードバックサイズが極めて大きくなることができる。したがって、このために、最大２２ビットの容量を有したＰＵＣＣＨフォーマット３が用いられ得る。

以下、ＬＣコードブックを用いた大容量のＣＳＩがＰＵＣＣＨフォーマット３を介して周期的に報告される方法について説明する。

提案Ａ．４）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １の場合、１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット３上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

また、第２のインスタンスで報告されるコードブックＣｏｎｆｉｇに対する制限がないことができる。また、Ｃｏｎｆｉｇ １のようなＷ１のフィードバックビットを有する新しいコードブックも含むことができる（すなわち、ＵＥは、Ｗ１ビームグループの間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）を意味するｓ１＝ｓ２＝１に設定／適用されることができる）。

また、第３のインスタンスのＷ２は、前述したｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３の情報を全て含むことができ、ｐｈａｓｅとａｍｐｌｉｔｕｄｅを全て考慮するようになると、最大Ｗ２のインデックスは、１８ビットとなる。この場合、ＣＱＩが７ビットでありうるので、２２ビットのペイロードサイズを超過するようになる。これを防止するために、ｉ２２を計算するとき、数式１１（すなわち、数式１０に数式１１を適用）することと事前に基地局とＵＥとの間に約束したり、またはｐｈａｓｅのみ（または、ａｍｐｌｉｔｕｄｅのみ）を考慮するＬＣコードブックが用いられ得る。

また、ＵＥが与えられたペイロードサイズに適応的に（ａｄａｐｔｉｖｅ）フィードバックするように行うために、ＬＣに適用される係数のサイズを指示するインデックスが追加されることにより（例えば、ｉ２４）、さらに柔軟なフィードバック動作が行われることもできる。例えば、１ビットｉ２４を考慮してａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔを調節できる。すなわち、ｉ２４＝０であれば、｛０．２５、０．５、０．７５、１｝のａｍｐｌｉｔｕｄｅ ＬＣ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔが使用され、ｉ２４＝１である場合、｛０．５、１｝のａｍｐｌｉｔｕｄｅ ＬＣ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔが使用され得る。これと類似して、ｐｈａｓｅも同様に適用されることができる。例えば、ｉ２４＝０であれば、ＱＰＳＫ、ｉ２４＝１である場合、８ＰＳＫ（８ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の位相加重値（ｐｈａｓｅ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）が考慮され得る。ＬＣ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔに関するインデックスは、ｐｈａｓｅとａｍｐｌｉｔｕｄｅに関して独立的に適用されるか、あるいは統合的に適用されることができる。この新しいインデックスの場合、ＬＣコードブックのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）の用途に使用されることにより、ＣＳＩ報告のペイロードサイズが柔軟に調節され得るし、ＰＵＣＣＨフォーマット３をさらに効率的に使用できるようにするという長所がある。

また、上述した新しいｉｎｄｅｘを導入して、柔軟にＣＳＩをフィードバックする方法の他に、提案Ａ．１）と類似して、ｉ２２がｒａｎｋ別にサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）されるように基地局とＵＥとの間に事前に約束することもできる。例えば、Ｒａｎｋ １に対してはｉ２２を、ＰｈａｓｅとＡｍｐｌｉｔｕｄｅの両方を考慮するのに比べて、Ｒａｎｋ ２に対してはｉ２２を、Ｐｈａｓｅ（あるいは、ｐｈａｓｅとサブサンプリングされた（ｓｕｂｓａｍｐｌｅ）ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）のみを考慮するＬＣコードブックが用いられることもできる。

ｉ２２の成分をａｍｐｌｉｔｕｄｅとｐｈａｓｅ成分に分けて互いに異なるｉｎｓｔａｎｃｅで送信する方式を考慮すれば、提案Ａ．４）は、次のように変形されることができる。

提案Ａ．４−１）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １の場合、１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット３上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１とＷ２（ｉ２１＋ｉ２２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

提案Ａ．５）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ ２の場合、１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット３上で２個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ１＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＣＱＩとＷ１とＷ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第１のインスタンスの周期は、第２のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

上述した提案Ａ．５）の場合、第２のインスタンスにＷ１とＷ２が全て報告されるので、最大２２ビットのペイロードサイズに合わせるために、ＵＥは、コードブックＣｏｎｆｉｇ １あるいはＣｏｎｆｉｇ １と同じサイズのコードブックが設定されることを期待しないことができる。また、この場合、ＰｈａｓｅあるいはＡｍｐｌｉｔｕｄｅのうち、いずれか１つだけのフィードバック基盤のＬＣコードブックが用いられ得る。

提案Ａ．６）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１の場合、１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット３上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）を基地局に報告することができる。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝１

・第２のインスタンス：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）

・第３のインスタンス：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）＋Ｌ´

または、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。このとき、ＰＴＩ＝１である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷＢ ＣＱＩとＷ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＳＢ ＣＱＩと＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）とＬ´を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

ＰＴＩ＝０である場合、前記提案Ａ．４）の方式と類似して動作できることは自明である。すなわち、相違は、第１のインスタンスにＲＩとＰＴＩがフィードバックされる点の他に、先の提案Ａ．４）で説明した方式が同様に適用されることができる。例えば、ｉ２２を計算するとき、数式１１（すなわち、数式１０に数式１１を適用）することと事前に基地局とＵＥとの間に約束したり、またはｐｈａｓｅのみ（または、ａｍｐｌｉｔｕｄｅのみ）を考慮するＬＣコードブックが用いられ得る。また、ＬＣに適用される係数のサイズを指示するインデックスが追加されることにより（例えば、ｉ２４）、さらに柔軟なフィードバック動作が行われることもできる。

また、ＰＴＩ＝１である場合にもＷ２に対しては、先の提案Ａ．４）で説明した方式が同様に適用されることができる。例えば、ｉ２２を計算するとき、数式１１（すなわち、数式１０に数式１１を適用）することと事前に基地局とＵＥとの間に約束したり、またはｐｈａｓｅのみ（または、ａｍｐｌｉｔｕｄｅのみ）を考慮するＬＣコードブックが用いられ得る。

さらに他の一例として、ＰＴＩ＝１である場合、次のような動作が行われ得る。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝１

・第２のインスタンス：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２´）

・第３のインスタンス：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２（ｉ２１＋ｉ２２＋ｉ２３）＋Ｌ´

ここで、ｉ２´は、ＬＣコードブックの基盤となるＣｌａｓｓ Ａコードブックのｉ２インデックス（ビーム選択子（ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｏｒ）と位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）のみで構成された４ビットインデックス）を表す。上記例は、ＷＢとＳＢとが互いに異なる単位／粒度（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）のコードブックを有することをその特徴とする。

ＵＥは、上記のように設定／適用されることにより、ＷＢ報告の際、複雑度を減少させるという長所がある。また、ＰＵＣＣＨフォーマット２で提案された提案Ａ．３−１）、提案Ａ．３−２）、提案Ａ．３−３）の方法もＰＵＣＣＨフォーマット３にそのまま適用されることができる。例えば、提案Ａ．３−１）の説明のように、ＰｈａｓｅとＡｍｐｌｉｔｕｄｅ（あるいは、ｐｈａｓｅのみ）を考慮してＬＣを構成できる。さらに他の例として、提案Ａ．３−２）の説明のように、ｉ２２の成分をａｍｐｌｉｔｕｄｅとｐｈａｓｅ成分に分けて互いに異なるｉｎｓｔａｎｃｅで送信されることもできる。さらに他の例として、提案Ａ．３−３）の説明のように、ＰＴＩの用途を振幅係数（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）と位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を指示する用途にも使用することができる。

前述したように、ＰＵＣＣＨフォーマット３の場合、ＰＵＣＣＨフォーマット２に比べてより大きいコンテナ（ｃｏｎｔａｉｎｅｒ）サイズを有しているので、ＬＣコードブックに設定／適用された端末の場合、ＰＵＣＣＨフォーマット３にのみ使用されるように設定／適用されることができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット３は、ＵＥがＤＬデータに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバック用途に使用される。ＡＣＫ／ＮＡＫのペイロードサイズは、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）されるコンポーネントキャリア（ＣＣ）の個数及びコードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）の個数などによって決定される。

ここで、ＬＣコードブックのＣＳＩとＡＣＫ／ＮＡＫ情報との衝突を防止するために、基地局は、ＵＥにＡＣＫ／ＮＡＫ送信用ＰＵＣＣＨフォーマット３とＣＳＩ送信用ＰＵＣＣＨフォーマット３とを区別して設定することができる。そして、ＵＥは、ＡＣＫ／ＮＡＫ情報とＣＳＩ送信時点が衝突しても２つのＰＵＣＣＨフォーマット３を用いて当該情報を同時送信することができる。仮に、ＰＵＣＣＨフォーマット３の全体２２ビット容量でＡＣＫ／ＮＡＫペイロード（ＳＲ情報が存在する場合、ＳＲ情報のペイロードサイズ１ビットで合わせて計算される）を除いたＰＵＣＣＨフォーマット３の余裕容量がＣＳＩペイロードサイズ以上である場合、ＡＣＫ／ＮＡＫとＣＳＩは、ＰＵＣＣＨフォーマット３を介して同時に送信されることができ、そうでない場合、ＣＳＩは送信されず（すなわち、ＣＳＩは、ドロップ（ｄｒｏｐ）され）、ＡＣＫ／ＮＡＫのみが送信され得る。

Ｂ．Ｗ１コードブックのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法

上述したように、ＬＴＥ Ｒｅｌ−１４でＬＣコードブックが新しく定義されることにより、ＰＵＣＣＨフォーマット２／３を用いてＰＭＩをフィードバックするとき、ＰＭＩペイロードが最大送信容量を超過するという問題が生じる。

これを解決するために、本発明では、ＬＣコードブックを構成するＷ１コードブックの様々なサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）技法について提案する。

Ｗ１（第１のＰＭＩ）の場合、直交基盤（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｂａｓｉｓ）であり、非等価（ｎｏｎ−ｅｑｕａｌ）利得結合（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）（２ビット利用）は広帯域であり、２個のビーム選択は広帯域である。

まず、最大８個の均等な間隔の（ｕｎｉｆｏｒｍｌｙ ｓｐａｃｅｄ）直交ビーム（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｂｅａｍ）のグループを選択する。次に、グループ内で２個のビームを選択する。

Ｗ２（第２のＰＭＩ）の場合、ビームは、ＱＰＳＫを用いてＷ２内に結合（ｃｏｍｂｉｎｅｄ）され、レイヤ別に独立的にエンコードされる。

ＬＣコードブックを数式で表すと、下記の数式１２のとおりである。

数式１２においてＬ（＝２）は、ビームの個数である。ｂ_{ｋ１、ｋ２}は、オーバーサンプリングされた（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｅｄ）グリッド２次元（２Ｄ：２ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ＤＦＴビームである（ここで、ｋ_１＝０、１、．．．、Ｎ_１Ｏ_１−１、ｋ_２＝０、１、．．．、Ｎ_２Ｏ_２−１）。ここで、Ｎ_１及びＮ_２は、各々第１次元及び第２次元のアンテナポートの数である。Ｏ_１及びＯ_２は、各々第１次元及び第２次元のオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）である。ｐ_ｉは、（０≦ｐｉ≦１）ビームｉに対するビームパワー調整／スケーリング（ｓｃａｌｉｎｇ）因子である。Ｃ_{ｒ、ｌ、ｉ}は、ビームｉに対する偏波ｒ及びレイヤｌ上のビーム結合係数（ｂｅａｍ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）である。

ｉ）Ｗ１ビーム選択（ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）

・Ｏ_１＝Ｏ_２＝４（仮に、Ｎ_２＝１であれば、Ｏ_２＝１）

・２Ｎ_１Ｎ_２∈｛４、８、１２、１６、２０、２４、２８、３２｝

・リーディング（ｌｅａｄｉｎｇ）（より強い）ビームインデックス：ｋ_１＾（０）＝０、１、．．．、Ｎ_１Ｏ_１−１；ｋ_２＾（０）＝０、１、．．．、Ｎ_２Ｏ_２−１

・次順位（second）（より弱い）ビームインデックス：k_１＾（１）＝k_１＾（０）＋Ｏ_１ｄ_１；ｋ_２＾（１）＝ｋ_２＾（０）＋Ｏ_２ｄ_２；ｄ_１∈｛０、．．．、ｍｉｎ（Ｎ_１、Ｌ_１）−１｝、ｄ_２∈｛０、．．．、ｍｉｎ（Ｎ_２、Ｌ_２）−１｝；（ｄ_１、ｄ_２）≠（０、０）；ここで、Ｌ_１、Ｌ_２は、次のように定義される。

仮に、Ｎ_１≧Ｎ_２であり、Ｎ_２≠１であれば、Ｌ_１＝４、Ｌ_２＝２；仮に、Ｎ_１＜Ｎ_２であり、Ｎ_１≠１であれば、Ｌ_２＝４、Ｌ_１＝２；仮に、Ｎ_２＝１であれば、Ｌ_１＝８、Ｌ_２＝１

ii）Ｗ１ビームパワー（ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ）

・次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）パワーは、２ビットで量子化される。

・ｐ_０＝１、ｐ_１∈｛１、

、

、０｝

iii）Ｗ２

・常にｃ_{０、０、０}＝ｃ_{０、１、０}＝１

・Ｃ_{ｒ、ｌ、ｉ}∈｛１、ｊ、−１、−ｊ｝、

iv）コードブックペイロード

Ｎ_１＝Ｎ_２＝４である場合、Ｗ１オーバーヘッドは、次のとおりであり、１つのサブバンドについてまとめると、下記の表２６のとおりである。

・リーディングビーム（ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ）を指示するためのオーバーヘッド：

＝

＝８ビット

・次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）を指示するためのオーバーヘッド：

＝３ビット

・より弱いビーム（ｗｅａｋｅｒ ｂｅａｍ）の相対的なパワー（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ）：２ビット

表２６は、Ｎ_１＝Ｎ_２＝４である場合、１つのサブバンド（ｓｕｂｂａｎｄ）に対して、各ランク別にＷ１及びＷ２オーバーヘッドを例示する表である。

表２６に示すように、Ｗ１は、上述したように、ｒａｎｋと関係なく、１３ビットが必要であり、Ｗ２は、ｒａｎｋによって６ビット（すなわち、ｃ_{０、０、０}＝１であるから、ビットが必要なく、ｃ_{１、０、０}、ｃ_{０、０、１}、ｃ_{１、０、１}に対して各々２ビットずつ）または１２ビット（すなわち、ｃ_{０、０、０}＝ｃ_{０、１、０}＝１であるから、ビットが必要なく、ｃ_{１、０、０}、ｃ_{０、０、１}、ｃ_{１、０、１}、ｃ_{１、１、０}、ｃ_{０、１、１}、ｃ_{１、１、１}に対して各々２ビットずつ）が必要である。これは、Ｗ１の場合、レイヤに関係なく、パワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）が共通して適用されるためであり、Ｗ２の場合、各レイヤ別に位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）が独立的に適用されるためである。特に、Ｗ２の場合、先の実施形態Ａ．での説明のように、ｉ２２のｐｈａｓｅ成分とｉ２３のｃｏ−ｐｈａｓｅ成分が合わせられて、１つのｃｏ−ｐｈａｓｅ成分で表現されることができる。

現在、ＬＴＥ ＰＭＩフィードバックのために、周期的ＰＵＣＣＨフィードバックが用いられており、このとき、ＰＵＣＣＨフォーマット２（ＰＦ２）を用いてＣＳＩがＵＥによりエンコード（ｅｎｃｏｄｉｎｇ）され、基地局によりデコード（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）される。

ＰＦ２は、一般（ｎｏｒｍａｌ）ＣＰでは、最大１１ビットのペイロードを送信でき、拡張（ｅｘｔｅｎｄｅｄ）ＣＰでは、最大１３ビットまで増える。現在の規格によれば、ＰＭＩまたはＰＭＩとその他のＣＳＩがＰＦ２を介して同時に送信されれば、コードブックサイズが大きくて、１１ビットを超過する場合が発生されるという問題がある。これを解決するために、コードブックサブサンプリング（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）を適用して１１ビット容量を超過しないようになっている。

本発明では、このようなＷ１ ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ技法について提案する。

Ｒｅｌ−１４で支援されるＬＣコードブックの場合、Ｒａｎｋ ２まで支援されることができ、Ｒａｎｋ １と２が同じＷ１のビームグループを使用する。

ＬＣコードブックにおいてＷ１を構成する要素は、リーディングビームインデックス（ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘ）、ビーム選択（ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）、パワー結合係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を含むことができる。

Ｃｌａｓｓ Ａコードブックは、周期的なＣＳＩ（Ｐ−ＳＣＩ：Ｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ）ｍｏｄｅ １−１のｓｕｂｍｏｄｅ １の場合、次のようにフィードバックが支援される。

１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１（１ｓｔ）のインスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）：ＲＩ

・第２（２ｎｄ）のインスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）：Ｗ１

・第３（３ｒｄ）のインスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）：ＣＱＩ＋Ｗ２

すなわち、ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

また、Ｃｌａｓｓ Ａコードブックが支援されるＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１のＰＴＩ＝０である場合、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１とほとんど類似してＷ１が第２のインスタンスで単独に報告される。

したがって、本発明では、ＬＣコードブックを構成するＷ１がＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１のｓｕｂｍｏｄｅ １あるいはＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１のＰＴＩ＝１を介して報告される方法を提案し、特に、ＰＵＣＣＨフォーマット２のＮｏｒｍａｌ ＣＰの１１ビットペイロードに合うＷ１サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）技法を提案する。

提案１）リーディングビームインデックスサブサンプリング（Ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）

Ｒｅｌ−１４において提案されたＬＣコードブックのＷ１の場合、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘに相応するペイロードサイズは、

に該当する。例えば、２Ｄ ３２ポートレイアウト（ｌａｙｏｕｔ）で最大値である８ビットの値を有する。

これを６ビットに減らすための一例として、下記の表２７のようなｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ方法を提案する。

表２７は、Ｘポート（すなわち、交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ））アンテナの場合、サブサンプリングを例示する方法である。

表２７において表れるように、ＬＣコードブックを支援するＸポート（Ｘ＞＝１２）の場合、２Ｄレイアウトを有した場合に、サブサンプリングが必要である。

したがって、本提案は、ＵＥがＬＣコードブックを支援するポート数であるＸ値によって互いに相違した、オーバーサンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ）値を設定／適用して、サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）を行うことをその特徴とする。

また、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇの目的でどの値のＯ_１、Ｏ_２の組み合わせ（ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）を使用するか、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ制御要素（ＣＥ：Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｅｌｅｍｅｎｔ））によりＵＥに設定されることができる。

さらに他の実施形態として、Ｎ_１、Ｎ_２の値とＯ_１、Ｏ_２の値を束ねて（ｔｉｅ）、下記の表２８のようなｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ方法を提案する。

表２８は、

を有するＬＣコードブックのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのための（Ｏ_１、Ｏ_２）の組み合わせ（ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）を例示する。

前述した提案１）の場合、各ポート数別にｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇは、各々独立的に適用されることができる。

提案２）次順位ビーム選択サブサンプリング（Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）

ＬＣコードブックにおいて、線形結合のためのｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ選択のために、ＵＥは、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ（すなわち、下記の数式１３の上付き（ｓｕｐｅｒｓｃｒｉｐｔ）が（０）であるインデックスに相応するビーム）を基準にｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍと直交したビームを最大７個のうち、１個を選択できる。したがって、ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎに必要なフィードバックビット数は、

であって、最大３ビットに該当する。

これを解決するために、提案２）では、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ（下記の数式１３の上付き（ｓｕｐｅｒｓｃｒｉｐｔ）が（１）であるインデックスに相応するビーム）を選択する方法を提案する。すなわち、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎのペイロードをｓｕｂｓａｍｐｌｅして１ビットｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ技法を提案する。

図１９は、本発明の一実施形態に係る次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法を例示する図である。

図１９では、Ｎ_１＝４、Ｎ_２＝２、Ｏ_１＝４、Ｏ_２＝４である場合を例示する。

図１９（ａ）は、与えられたリーディングビーム（ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ）に対して７個の直交したビームのうち、ＵＥが最も選好する（ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ）次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）を選択できる。

ＬＣコードブックでは、このようなビームセットは、下記の数式１３のように決められる。

数式１３において、

である。

したがって、本提案では、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍを選択するための直交したビームセットのサイズを減らす方法を提案する。

１２ポート、１６ポートの場合、ビーム選択のペイロードサイズが２ビットでｓｕｂｓａｍｐｌｅされることができる。したがって、２Ｄアンテナアレイ（ａｒｒａｙ）に設定／適用された１２ポート、１６ポートの場合、図１９（ｂ）〜図１９（ｅ）のように、様々なｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ方式を提案する。

提案２−１と２−２の場合、先の数式１３のＬ_１とＬ_２の値を変更する方式を意味する。

このような方式を利用すれば、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ選択は、

＝２ビットに減らすことができる。

提案方式２−１の場合、図９（ｂ）及び下記の表２９において例示しており、提案方式２−２の場合、図９（ｃ）及び下記の表３０に例示する。

表２９は、

及び

であるＬＣコードブックのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのための（Ｌ_１、Ｌ_２）の組み合わせを例示する。

表３０は、

及び

であるＬＣコードブックのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのための（Ｌ_１、Ｌ_２）の組み合わせを例示する。

提案方式２−２の場合、チャネルを構成する成分が特定の一方のドメイン（例えば、第１のドメインまたは第２のドメイン）にさらに従属的（ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）である場合、すなわち、拡散角度（ａｎｇｕｌａｒ ｓｐｒｅａｄ）が一方のドメインがより大きい場合、直交した基底（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｂａｓｉｓ）をこの特定ドメインのみで構成する特徴がありうる。

しかし、１２ポートの場合、最大直交した基底（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｂａｓｉｓ）の個数が３である点に鑑みると、１２ポートの場合、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎが

＝１ビットに該当し、その性能が劣化される恐れがある。また、提案２−１と２−２の場合、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎを３個のビームの中で選択するので、１つの状態（ｓｔａｔｅ）が浪費される恐れがある。

したがって、提案２−３と提案２−４は、これを解決するために、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍを４個の直交したビームの中で選択するｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ方法を提案する。

提案方式２−３の場合、図９（ｄ）及び下記の表３１において例示している。

表３１は、

及び

であるＬＣコードブックのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのための（ｄ_１、ｄ_２）の組み合わせを例示する。

ただし、提案方式２−３の場合にも依然として１２ポートの場合、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍが３個のビームの中で選択される。これを防止するために、提案方式２−４の場合、図９（ｅ）及び下記の表３２において例示している。

表３２は、

及び

であるＬＣコードブックのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのための（ｄ_１、ｄ_２）の組み合わせを例示する。

先の表２９、３０、３１、３２でまとめられた直交したビーム選択の方式は、各ポート数によって独立的に適用されることもできる。

仮に、１２ポートの場合、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘとｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎとがジョイントエンコード（ｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇ）されるならば、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇは必要ないことができる。

図２０は、本発明の一実施形態に係る次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法を例示する図である。

図２０では、Ｎ_１＝３、Ｎ_２＝２、Ｏ_１＝４、Ｏ_２＝４である場合を例示する。

図２０のように、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎが５個のビーム候補（ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ）から選択されることができるので、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎのためのビットサイズは、

＝９ビットに該当する。

したがって、２ビットのｐｏｗｅｒ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔを考慮しても合計１１ビットになるので、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要なくなる。

したがって、１２ポートの場合、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘとｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎとがｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇされることが好ましい。

次に、２０ポート、２４ポート、２８ポート、３２ポートについて説明する。

まず、Ｗ１を構成する要素（すなわち、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘ、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ、ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）がｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇでなく、互いに独立的にエンコードされる場合を説明する。

この場合、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘが占めるビット数が８ビットであり、ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇが２ビットであるから、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎの場合、１ビットのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要になる。

この場合、提案する様々なｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ方式は、図２１と表３３にまとめられている。

図２１は、本発明の一実施形態に係る次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法を例示する図である。

図２１では、Ｎ_１＝４、Ｎ_２＝４、Ｏ_１＝４、Ｏ_２＝４である場合を例示する。

表３３は、

であるＬＣコードブックのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのための（ｄ_１、ｄ_２）の組み合わせを例示する。

仮に、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘとｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎとがｊｏｉｎｔ ｅｎｃｏｄｉｎｇされるならば、各ポート別に必要なｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを構成するビーム候補（ｃａｎｄｉｄａｔｅｓ）の数は、次のように変わることができる。

２０ポートの場合、図２１の２−ｂｅａｍ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇでない３−ｂｅａｍ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ（例えば、提案２−１あるいは提案２−２）を行ってさらに性能を向上させることもできる。すなわち、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎのためのビットサイズを

＝９ビットにｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇすることができる。

下記の表３４は、前述した、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要な２Ｄポートレイアウトでｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎに関するｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを行うときの必要なｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの個数を並べたものであり、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎとｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎとをジョイントエンコードする場合と独立的にエンコードする場合とを考慮した数値である。ここで、各数字に相応するｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの例は、前述した図１９〜図２１の例を含むことができる。

また、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇの目的でどの値／パターンのｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓを使用するか上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）によりＵＥに設定されることができる。

表３４は、２Ｄ Ｘポートレイアウトの場合、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数を例示する。

提案３）パワー結合係数インデックスサブサンプリング（Ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｉｎｄｅｘ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）

ＬＣコードブックにおいて、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍのｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、

であり、２ビットのペイロードサイズを有する。Ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇだけでＷ１ペイロードを１１ビットに合わせるためには、１２ポート、１６ポートの場合、１ビットのペイロードが使用され得るし、２０ポート、２４ポート、２８ポート、３２ポートの場合、０ビットのペイロードが使用され得る。

１ビットのペイロードサイズの場合、

で構成して、結合されるビームのオン−オフ（ｏｎ−ｏｆｆ）用に使用されることができる。例えば、ｐ１＝０である場合、ＬＣコードブックは、Ｃｌａｓｓ ＡコードブックＣｏｎｆｉｇ １で動作され、ｐ１＝１である場合、位相だけの（ｐｈａｓｅ−ｏｎｌｙ）ＬＣコードブックで動作されることができる。

さらに他の実施形態として、

で動作するように設定されることもできる。この場合、結合に参加する２個のビームが全て（０でない）特定の振幅（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）値を有し、結合を進行することによって多重経路（ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ）環境にさらに有利でありうる。

２０ポート、２４ポート、２８ポート、３２ポートの場合は、０ビットのペイロードを合わせるために、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍのパワーを１に設定／適用して、位相だけの（ｐｈａｓｅ−ｏｎｌｙ）ＬＣで動作するように設定されることもできる。

あるいは、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇの目的でどの値のｐ１あるいはｐ１結合を使用するか上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣ及び／又はＭＡＣ ＣＥ）でＵＥに設定されることもできる。

提案４）提案１〜３の組み合わせ（ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）

提案１−３を単独で使用する場合、特定因子のｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが過度に適用されて、ＬＣコードブックの性能が劣化する恐れがある。

したがって、本提案では、前記提案した方法等の組み合わせでｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを行うことにより、Ｗ１のペイロードサイズを１１ビットに合わせる方法を提案する。

１２ポートと１６ポートの場合、１ビットｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇのみが必要なので、前述した提案１あるいは提案２あるいは提案３を単独で適用することができる。

提案４−１）提案１＋提案２

２Ｄアンテナレイアウト２０ポート、２４ポート、２８ポート、３２ポートの場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを設定する方式は、下記の表３５のとおりである。

表３５は、

の場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを例示する表である。

表３５において、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大数は、前述した提案２−１、２−２、２−３、２−４の例を含むことができる。

提案４−２）提案１＋提案３

２Ｄアンテナレイアウト２０ポート、２４ポート、２８ポート、３２ポートの場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを設定する方式は、下記の表３６のとおりである。

表３６は、

の場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを例示する表である。

表３６において、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔの個数は、前述した提案３に相応する

の例を含むことができる。

提案４−３）提案２＋提案３

２Ｄアンテナレイアウト２０ポート、２４ポート、２８ポート、３２ポートの場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを設定する方式は、下記の表３７のとおりである。

表３７は、

の場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを例示する表である。

表３７において、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数は、前述した提案２−１、２−２、２−３、２−４の例を含むことができる。また、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔの個数は、前述した提案３の

の例を含むことができる。

提案４−４）提案１＋提案２＋提案３

提案４−４の場合、ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘ、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ、ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔが全てあるいは２個の要素がジョイントエンコードされる場合に該当する。提案４−４の例は、下記の表３８にまとめられる。

表３８は、

の場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを例示する表である。

先の表３８において、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅの数が７である場合と、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔが４である場合とは、当該因子をｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇしない場合に該当する。

Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅの数が６、５である場合は、各々図２２と図２０のビームパターンを考慮できる。

図２２は、本発明の一実施形態に係る６個のビームを有する次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）選択のためのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）を例示する図である。

図２２では、説明の都合上、Ｎ_１＝４（または、３）、Ｎ_２＝２、Ｏ_１＝４、Ｏ_２＝４である場合を例示しているが、自明に当該ビームパターンは、他のＮ_１、Ｎ_２値でも拡張適用されることができる。

また、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔが３である場合は、

を含むことができる。

先に提案した方式の場合、単独でＷ１を報告する場合、１１ビットでｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇをする方式に関する発明である。

ただし、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが性能劣化をもたらすことがあるので、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを避ける方式の１つとして新しい報告タイプが定義され得る。すなわち、Ｗ１を構成する要素を各々Ｗ１１、Ｗ１２、Ｗ１３に区分して、各々ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘ、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ、ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔに相応するインデックスと仮定することができる。

すなわち、ＬＣに用いられるｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ（すなわち、コードワード）を指示するｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｉｎｄｅｘ（すなわち、Ｗ１１）、ＬＣに用いられるｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ（すなわち、コードワード）を指示するｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ（すなわち、Ｗ１２）、ＬＣ実行の際、各ビームに適用されるパワーを指示するｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ（すなわち、Ｗ１３）、ＬＣ実行の際、各ビームに適用される位相を指示するｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ（すなわち、Ｗ２）は、各々独立的に互いに異なるＣＳＩ報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）で基地局に報告されることができる。

本発明の一実施形態によれば、ＬＣのための変形されたＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １は、次のとおりである。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１３

・第２のインスタンス：Ｗ１１＋Ｗ１２

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＷ１３を基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１１とＷ１２を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

または、ＬＣのための変形されたＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １は、次のとおりである。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１２

・第２のインスタンス：Ｗ１１＋Ｗ１３

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＷ１２を基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１１とＷ１３を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

または、ＬＣのための変形されたＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １は、次のとおりである。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１１

・第２のインスタンス：Ｗ１２＋Ｗ１３

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＷ１１を基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１２とＷ１３を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

前述した方式において、新しい報告タイプ（例えば、タイプ５ａ、ＲＩ＋Ｗ１３またはＲＩ＋Ｗ１２またはＲＩ＋Ｗ１１）が考慮され得る。前記方式のうち、ＲＩのより高い保護のために、ＲＩとジョイントエンコードされる因子は、２ビットに相応するＷ１３がより好ましい。

前述した方式の変形された例として、

・第１のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１１

・第２のインスタンス：Ｗ１２＋Ｗ１３＋Ｗ２２（または、Ｗ２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２１（または、Ｗ２２）

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＷ１１を基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１２＋Ｗ１３とＷ２２（または、Ｗ２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２１（または、Ｗ２２）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

先の例において、Ｗ２１は、Ｗ２のＲａｎｋ １である場合、レイヤ１のＰＭＩを、Ｗ２２は、Ｒａｎｋ ２である場合、レイヤ２に関するＰＭＩを表す。

ここで、Ｗ２１とＷ２２は、ＬＣコードブック構成上、同一に６ビットずつｐａｙｌｏａｄを有することができる。この場合、ＲＩは、３ビットであるから、Ｗ１１は、８ビットのペイロードを有することができ、前記１６ポートを超過するＸポートに対してＯ_１＝４、Ｏ_２＝２などの実施形態のように、１ビットを減らすために、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが適用され得る。

第２のインスタンスの場合、２ビット＋２ビット＋６ビットであって、合計１０ビットであるから、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要なく、第３のインスタンスの場合、ｒａｎｋ １では、１０ビットであるから、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要なく、ｒａｎｋ ２である場合、２ビットを減らして４ビットでｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要である。

２ビットを減らす方式は、様々な方式が存在し得るが、一例として、前記ＬＣコードブックを構成するとき、Ｐｈａｓｅ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ

３個のうち、１つの値を除去することによって２ビットを減らすことができる。ここで、ｒは、Ｘ−ｐｏｌアンテナを区分するインデックス、ｌは、レイヤを区分するｉｎｄｅｘ、ｉは、結合（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）されるビームの順序を区分するインデックスを表す。

より具体的な例として、

に設定することにより、ＬＴＥコードブックの位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）の役割だけを行うように設定されることができる。

または、普遍性（ｇｅｎｅｒａｌｉｔｙ）が損失されず、最終ｒａｎｋ ２コードブックは、下記の数式１４のように決められることができる。

.

また、この場合、１つの方法として、クラスＡのようにＷ２構造が利用され得る。言い替えれば、ｃ_{０、０、１}は、ＱＰＳＫアルファベット（すなわち、１、ｊ、−１、−ｊ）を有することができ、ｃ_{１、０、０}∈｛１、ｊ｝であり、ａ∈｛１、ｊ｝でありうる。そして、他の値は、ｃ_{１、０、１}＝ｃ_{１、０、０}＊ｃ_{０、０、１}、ｃ_{０、１、１}＝ａ＊ｃ_{０、０、１}、ｃ_{１、１、０}＝−ｃ_{１、０、０}、ｃ_{１、１、１}＝−ａ＊ｃ_{１、０、０}＊ｃ_{０、０、１}＝−ａ＊ｃ_{１、０、１}のように決められることができる。

この場合に対する最終ｒａｎｋ ２コードブックは、下記の数式１５のとおりである。

数式１５によれば、ｒａｎｋ ２に対する最終Ｗ２ペイロードサイズが４ビットとなる。

このような方式で、２個のレイヤの直交性を保証できる。また、水平スラント（Ｈ−ｓｌａｎｔ）及び垂直スラント（Ｖ−ｓｌａｎｔ）の両方に同じビームが用いられ、位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）は、

により制御されることができる。そして、

は、偏波当り、２個のビームの結果が同じであるかまたは異なるか決定する。このような方式でＷ２ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが考慮され得る。

数式１５を例に挙げてより具体的に説明すれば、ランク２である場合、プリコーディング行列は、第１のレイヤに対する第１のプリコーディングベクトル（すなわち、

）と第１のレイヤに対する第２のプリコーディングベクトル（すなわち、

）で構成されることができる。

また、第１のプリコーディングベクトルは、第１の偏波に対する第１のコードワード（すなわち、

）と第２のコードワード（すなわち、

）の線形結合されたベクトル（すなわち

、）と第２の偏波に対する第３のコードワード（すなわち、

）と第４のコードワード（すなわち、

）の線形結合されたベクトル（すなわち、

）で構成されることができる。

そして、第２のプリコーディングベクトルは、第１の偏波に対する第５のコードワード（すなわち、

）と第６のコードワード（すなわち、

）の線形結合されたベクトル（すなわち、

）と第２の偏波に対する第７のコードワード（すなわち、

）と第８のコードワード（すなわち、

）の線形結合されたベクトル（すなわち、

）で構成されることができる。

このとき、各レイヤに対するプリコーディングベクトル（すなわち、第１のプリコーディングベクトル及び第２のプリコーディングベクトル）内のリーディングビーム（ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ）に相応するコードワード（すなわち、第１のコードワード（

）と第５のコードワード（

））に適用される位相係数は、予め１に定義されることができる。

そして、例えば、各レイヤに対するプリコーディングベクトル（すなわち、第１のプリコーディングベクトル及び／又は第２のプリコーディングベクトル）内の次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）のうち、いずれか１つのビームに相応するコードワード（例えば、第２のコードワード（

））に適用される位相係数（すなわち、

）は、２ビット（例えば、ＱＰＳＫアルファベット（すなわち、１、ｊ、−１、−ｊ））で指示されることができる。すなわち、各レイヤに対するプリコーディングベクトル内の次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）のうち、いずれか１つのビームに相応するコードワードに適用される位相係数の値は、｛１、−１、ｊ、−ｊ｝内で第２のＰＭＩにより決められることができる。

また、各レイヤに対するプリコーディングベクトル（すなわち、第１のプリコーディングベクトル及び／又は第２のプリコーディングベクトル）内の次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）のうち、２個のビームに相応するコードワード（例えば、第３のコードワード（

）と第６のコードワード（

））に適用される位相係数（すなわち、

とａ）は、各々１ビット（例えば、各々｛１、ｊ｝）で指示されることができる。すなわち、各レイヤに対するプリコーディングベクトル内の次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）のうち、２個のビームに相応するコードワードに適用される位相係数は、２個の要素（例えば、｛１、ｊ｝）内で第２のＰＭＩにより決められることができる。

まとめると、リーディングビーム（ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ）を除いた次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）のうち、いずれか１つのビームに相応するコードワードに適用する位相係数は、Ｗ２の２ビット（例えば、ＱＰＳＫアルファベット（すなわち、１、ｊ、−１、−ｊ））で指示されることができる。そして、次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）の中で２個のビームに相応するコードワードに適用する位相係数は、各々Ｗ２の１ビットで指示されることができる。その他の残りの次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）に相応するコードワードに適用する位相係数は、前記３個の次順位ビーム（ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ）に適用される位相係数を予め定められた規則によって組み合わせることにより決められることができる。このような方式でＷ２をサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）することにより、Ｗ２のビットを合計４ビットに減らすことができるという効果がある。

ここで、予め定められた規則の一例として、第４のコードワードに適用される位相係数の値（

）は、第３のコードワードに適用される位相係数の値（

）を基盤に決められることができる。同様に、第８のコードワードに適用される位相係数の値（

）は、第７のコードワードに適用される位相係数の値（

）を基盤に決められることができる。例えば、第４のコードワード及び第８のコードワードに適用される位相係数の値は、各々第３のコードワード及び第７のコードワードに適用される位相係数の値と第２のＰＭＩにより決められた値の積で決められることができる。

さらに他の一例として、第７のコードワードに適用される位相係数の値（

）は、第３のコードワードに適用される位相係数の値（

）に−１がかけられた値と同様でありうる。

特に、偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）は、全て同じ単位／粒度（ｇｒａｎｕａｌｉｔｙ）の間隔（ｓｐａｎ）を有することがより高い性能を達成できるので、各レイヤ別に第１の偏波に対する第１のビームのｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、１に固定されているので、各レイヤの第１の偏波に対する第２のビームのｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、ＱＰＳＫアルファベット（すなわち、１、ｊ、−１、−ｊ）を有することができる。そして、各レイヤの第２の偏波に対する第１のビームと第２のビームのｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔは、各々１ビットで指示されることにより、第２の偏波に対してもＱＰＳＫ ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔを有する効果を得ることができる。

ＲＩのより高い保護のために、次のような変形例を考慮できる。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１２＋Ｗ１３

・第２のインスタンス：Ｗ１１＋Ｗ２２（ｏｒ Ｗ２１）

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２１（ｏｒ Ｗ２２）

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＷ１２とＷ１３を基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１２＋Ｗ１３とＷ２２（または、Ｗ２１）を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２１（または、Ｗ２２）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

この場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇの一例として、Ｗ２２（または、Ｗ２１）を前述した方式と類似して（例えば、Ｐｈａｓｅ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓのうち、いずれか１つの値を除去等）４ビットに減らすことができる。

また、Ｗ１１は、上述した方式を利用して（例えば、１６ポートを超過するＸポートに対してＯ_１＝４、Ｏ_２＝２などの例示のように、１ビットを減らすｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ適用）７ビットに減らすことができる。

また、１つのｉｎｓｔａｎｃｅを追加してＲＩのより高い保護のために、次のような変形例を考慮できる。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１１

・第３のインスタンス：Ｗ１２＋Ｗ１３＋Ｗ２２（または、Ｗ２１）

・第４のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２１（または、Ｗ２２）

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＷ１２＋Ｗ１３とＷ２２（または、Ｗ２１）を基地局に報告し、第４のインスタンスでＣＱＩとＷ２１（または、Ｗ２２）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

前記例のように、Ｗ１＋Ｗ２が結合された新しい報告タイプも定義されることができる。前述した変形された例の場合、新しい報告タイプを定義しなければならず、ＵＥは、第３のインスタンスと第４のインスタンスとを代替的な（ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ）関係と想定して送信することができる。すなわち、第３のインスタンスと第４のインスタンスとは、同じ周期／オフセットを有して互いに交互に送信されることができる。

また、次のような変形例を考慮できる。

・第１のインスタンス：ＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：Ｗ２（または、ＣＱＩ）

・第４のインスタンス：ＣＱＩ（または、Ｗ２）

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＷ２（または、ＣＱＩ）を基地局に報告し、第４のインスタンスでＣＱＩ（または、Ｗ２）を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

前記例は、４個の報告ｉｎｓｔａｎｃｅからなる実施形態であり、この場合、３番目と４番目のＣＳＩの属性が類似するので、互いに代替的な（ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ）関係に該当する。したがって、第３のインスタンスと第４のインスタンスとは、同じ周期／オフセットを有して互いに交互に送信されることができる。

前述した方式と同様に、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１でも新しい報告タイプ（例えば、タイプ６ａ、ＲＩ＋ＰＴＩ＋Ｗ１３またはＲＩ＋ＰＴＩ＋Ｗ１２）を定義して次のように動作することができる。

Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１ ＰＴＩ＝０である場合、次のような報告動作が行われ得る。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０＋Ｗ１３

・第２のインスタンス：Ｗ１１＋Ｗ１２

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩを基地局に報告することができる。そして、ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１１とＷ１２を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

または、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１ ＰＴＩ＝０である場合、次のような報告動作が行われ得る。

１ｓｔ ｉｎｓｔａｎｃｅ：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０＋Ｗ１２

２ｎｄ ｉｎｓｔａｎｃｅ：Ｗ１１＋Ｗ１３

３ｒｄ ｉｎｓｔａｎｃｅ：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩとＷ１２を基地局に報告することができる。そして、ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１１とＷ１３を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

前記方式において、ＰＴＩの場合、常にＰＴＩ＝０のみが適用されるように基地局とＵＥとの間に事前に約束してＰＴＩ １ビットペイロード無しで動作されることもできる。

一方、今までは、Ｃｌａｓｓ Ａの場合、ＬＣコードブックが設定される場合についての実施形態を説明した。Ｃｌａｓｓ ＢでもＬＣコードブックが動作でき、この場合、最大支援されるポートの数は８であるから、

に対する実施形態を説明する。４ポートと８ポートに対してＬＣを使用する場合、最大ペイロードサイズは、下記の表３９のとおりである。

表３９は、

である場合、ＬＣのためのペイロードサイズを例示する表である。

表３９において例示したペイロードサイズから分かるように、ＰＵＣＣＨフォーマット２を使用する場合、Ｗ１が単独で報告されれば、１１ビットを越えないので、問題にならない。したがって、Ｃｌａｓｓ ＢでＬＣを使用する場合、Ｃｌａｓｓ Ａで支援されるＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １とＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１とは、次のように設定／適用されることができる。

ｉ）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １

１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩまたはＲＩ＋ＣＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩ（または、ＲＩとＣＲＩ）を基地局に報告し、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

ii）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１、ＰＴＩ＝０

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝０またはＲＩ＋ＰＴＩ＝０＋ＣＲＩ

・第２のインスタンス：Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋ＷＢ Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩ（または、ＲＩとＰＴＩとＣＲＩ）を基地局に報告することができる。ＰＴＩ＝０である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷＢ Ｗ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

iii）Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１ ＰＴＩ＝１

・第１のインスタンス：ＲＩ＋ＰＴＩ＝１またはＲＩ＋ＰＴＩ＝１＋ＣＲＩ

・第２のインスタンス：ＷＢ ＣＱＩ＋Ｗ２

・第３のインスタンス：ＳＢ ＣＱＩ＋Ｗ２＋Ｌ´

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＰＴＩ（または、ＲＩとＰＴＩとＣＲＩ）を基地局に報告することができる。ＰＴＩ＝１である場合、ＵＥは、第２のインスタンスでＷＢ ＣＱＩとＷ２を基地局に報告し、第３のインスタンスでＳＢ ＣＱＩとＷ２とＬ´を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

ここで、Ｌ´は、帯域幅部分（ＢＰ）のサブバンド（ＳＢ）選択インデックスである。ＰＴＩ＝１である場合、ポート数と関係なく、Ｗ２ペイロードは、ｒａｎｋ １であるとき、６ビット、ｒａｎｋ ２であるとき、１２ビットであるから、ＬＣコードブックで設定された端末は、常にＰＴＩ＝０と仮定してＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１を適用できる。

また、Ｃｌａｓｓ Ｂがレガシー動作として、下記のような２つの報告ｉｎｓｔａｎｃｅでＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １が適用される場合は、下記のとおりである。

１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で２個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１またはＲＩ＋ＣＲＩ＋Ｗ１

・第２のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＲＩとＷ１（または、ＲＩとＣＲＩとＷ１）を基地局に報告し、第２のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第１のインスタンスの周期は、第２のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

ＲＩ＝３ビット、ＣＲＩ＝３ビットであることに鑑みるとき、４ポートの場合、Ｗ１のペイロードが５ビットであるから、１１ビットのペイロードサイズを満たすので、前記レガシーＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１が同様に用いられることもできる。

まず、ＲＩ＋Ｗ１の場合を説明する。この場合には、ＣＲＩが単独で報告される報告タイプを新しく定義するか、Ｋ＝１である場合に限定することができる。

前者の場合、変形されたＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１は、次のとおりである。

１つの全体報告は、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ上で３個の報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）を含む。

・第１のインスタンス：ＣＲＩ

・第２のインスタンス：ＲＩ＋Ｗ１

・第３のインスタンス：ＣＱＩ＋Ｗ２

ＵＥは、第１のインスタンスでＣＲＩを基地局に報告し、第２のインスタンスでＲＩとＷ１を基地局に報告し、第３のインスタンスでＣＱＩとＷ２を基地局に報告することができる。

上記例において、各上位インスタンスの周期は、すなわち、下位インスタンスの周期の整数倍でありうる。例えば、第２のインスタンスの周期は、第３のインスタンスの周期の整数倍でありうる。

１Ｄレイアウトの場合、そのペイロードサイズが８ビットであるから、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要ない。

それに対し、２Ｄ８ポートでＲＩ＋Ｗ１にジョイントエンコードされる場合、下記の表４０において例示された方法によりｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが適用され得る。

Ｃｌａｓｓ Ｂでも、前述したように、各々ｌｅａｄｉｎｇ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ、Ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇに区分することができ、この３個の因子を用いて２ビットを減らす場合は、下記の表４０のとおりである。

Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇの場合、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数が３である場合は、提案２−１のビームパターンと同じであり、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数が２である場合は、提案２−５あるいは２−６の例を含むことができる。そして、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数が１である場合は、特定の１つのｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍを２−１のビームパターン内で選択することと基地局とＵＥとの間に事前に約束することができる。

Ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔもＳｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓの個数が４である場合、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを行わないことと相応して、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓの個数が２である場合、

の例を含むことができ、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓの個数が１である場合、特定ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍのパワー値（例えば、１）で基地局とＵＥとの間に事前に約束したり、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣまたはＭＡＣ ＣＥ）によりＵＥに設定されることができる。

表４０は、

の場合、ＬＣのペイロードサイズを例示する。

レガシーＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １でＲＩ（３ビット）＋ＣＲＩ（３ビット）＋Ｗ１（５ビット）が共に報告される場合、１Ｄレイアウトの場合、３ビットを減らさなければならず、２Ｄレイアウトの場合、５ビットを減らさなければならない。

これに関するｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ方式は、下記の表４１において例示する。

表４１は、表４０と類似して、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎのｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇの場合、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数が３である場合は、提案２−１のビームパターンと同じであり、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数が２である場合は、提案２−５あるいは２−６の例を含むことができる。そして、ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｃａｎｄｉｄａｔｅｓの最大個数が１である場合は、特定の１つのｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍを２−１のビームパターン内で選択することと基地局とＵＥとの間に事前に約束することができる。

Ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔもＳｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓの個数が４である場合、ｎｏ−ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇに相応し、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓの個数が２である場合、

の例を含むことができ、Ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍ ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓの個数が１である場合、特定ｓｅｃｏｎｄ ｂｅａｍのパワー値（例えば、１）で事前に基地局とＵＥとの間に事前に約束したり、上位層シグナリング（例えば、ＲＲＣまたはＭＡＣ ＣＥ）によりＵＥに設定されることができる。

表４１は、

、ＣＲＩ＝３ビットである場合、ＬＣのペイロードサイズを例示する。

８ポートＬＣコードブックをＣｌａｓｓ Ｂに適用する場合、８個のＣＳＩ資源に適用することは、Ｗ１とＷ２のペイロードを考慮したとき、高過ぎるペイロードが要求される。したがって、Ｃｌａｓｓ ＢでＬＣが適用される最大資源Ｋの個数を特定数（例えば、Ｋ＝２）に制限することを提案する。すると、ＣＲＩ＝１ビットが適用され、このときに要求されるＷ１のｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇは、下記の表４２のとおりである。

表４２は、

、ＣＲＩ＝１ビットである場合、ＬＣのペイロードサイズを例示する。

ＰＵＣＣＨフォーマット３（ＰＦ３）を使用する場合、ＬＣコードブックを使用しても、最大ペイロードサイズが２２ビットであるから、Ｗ１ １３ビット、Ｗ２が６ビット（ｒａｎｋ１の場合）、１２ビット（ｒａｎｋ２の場合）となる。

しかし、ＰＵＣＣＨ ｆｏｒｍａｔ ３がＤＬ ｄａｔａに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバック用途にも使用されるので、ＡＣＫ／ＮＡＣＫに相応する情報とＬＣコードブックのＣＳＩ情報とがジョイントエンコードされなければならない。ＡＣＫ／ＮＡＫのペイロードサイズは、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）されるコンポーネントキャリア（ＣＣ）の個数及びコードワードの個数などによって決定されるので、常にＰＦ３を使用することより、ＰＦ２の１１ビットのペイロードサイズを越える報告タイプ送信の際にのみＰＦ３を使用するようになると、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇを回避することができ、効率的な送信になることができる。

より具体的に、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １で、１Ｄポートレイアウト設定時（すなわち、Ｎ_１＝１またはＮ_２＝１）、Ｗ１の単独報告され得る場合は、ＰＦ２に設定されることができる。２Ｄポートレイアウトの場合、Ｃｌａｓｓ Ｂ Ｋ＝１に設定された４ポート、８ポートの場合は、ＰＦ２で送信されることができ、ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇが必要なＣｌａｓｓ Ａ １２ポート以上では、ＰＦ３でＷ１（報告タイプ２ａ）が報告され得る。また、Ｒａｎｋ １である場合、報告タイプ２ｂ、（広帯域ＣＱＩ＋Ｗ２）は、ＰＦ２で報告されることができる。しかし、Ｒａｎｋ ２である場合、ＣＱＩが７ビットに増加するので、報告タイプ２ｂは、ＰＦ３で報告されることができる。

また、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１で、報告タイプ１ａ（サブバンドＣＱＩ＋Ｗ２＋Ｌ´）は、Ｒａｎｋに関係なく、ＰＦ３で報告されることができる。

また、ＰＦ３を使用しても、Ｗ１＋Ｗ２＋ＣＱＩ（報告タイプ２ｃ）などが報告される場合、ペイロードサイズ２２ビットを越えるので、このような報告タイプが使用されるＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ ２は、ＬＣコードブックのためのフィードバックに使用されないことができる。すなわち、ＬＣコードブックが設定されれば、Ｐ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ １−１ ｓｕｂｍｏｄｅ １及び／又はＰ−ＣＳＩ ｍｏｄｅ ２−１が使用され得る。

図２３は、本発明の一実施形態に係るチャネル状態情報送受信方法を例示する図である。

図２３に示すように、端末は、基地局からマルチアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を受信する（Ｓ２１０１）。

端末は、チャネル状態情報（ＣＳＩ）を基地局に報告する（Ｓ２１０２）。

ここで、端末は、基地局から受信したＣＳＩ−ＲＳに基づいてチャネル状態情報を生成（計算）し、チャネル状態情報を基地局に報告することができる。

上述したように、チャネル状態情報は、ＣＱＩ、ＰＭＩ、ＲＩ、ＰＴＩ、ＣＲＩなどを含むことができる。

また、端末は、周期的にＣＳＩを基地局に報告することができ（例えば、ＰＵＣＣＨ上で）、非周期的にＣＳＩを基地局に報告（例えば、ＰＵＳＣＨ上で）することもできる。

特に、端末は、線形結合コードブック（ＬＣ ｃｏｄｅｂｏｏｋ：Ｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ Ｃｏｄｅｂｏｏｋ）内で自分が最も選好するプリコーディング行列を選択し、これを指示するための情報を基地局に報告することができる。

線形結合コードブック（ＬＣ ｃｏｄｅｂｏｏｋ：Ｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ Ｃｏｄｅｂｏｏｋ）を用いる場合、複数のコードワードの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）に基づいて、前記プリコーディング行列が生成され得る。

より具体的に、ランク１である場合、プリコーディング行列は、第１のレイヤに対する第１のプリコーディングベクトルで構成されることができる。そして、クロス偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナレイアウトで第１のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第１のコードワード及び第２のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第３のコードワード及び第４のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成されることができる。

ランク２である場合、プリコーディング行列は、第１のレイヤに対する第１のプリコーディングベクトルと第２のレイヤに対する第２のプリコーディングベクトルとで構成されることができる。そして、クロス偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナレイアウトで第１のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第１のコードワード及び第２のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第３のコードワード及び第４のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成され、第２のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第５のコードワード及び第６のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第７のコードワード及び第８のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成されることができる。

このとき、複数のコードワードの各々にパワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）及び位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）が適用された後、パワー係数及び位相係数が適用された複数のコードワードが線形結合され得る。

ＣＳＩは、プリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報、パワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を指示する情報、及び／又は位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を指示する情報を含むことができる。そして、このような情報等は、互いに異なるＣＳＩ報告時点／インスタンス（ｉｎｓｔａｎｃｅ）で基地局に報告されることができる。

このとき、選択情報と位相係数を指示する情報とは、ＰＭＩに含まれることができる。例えば、選択情報は、第１のＰＭＩに含まれ、前記位相係数を指示する情報は、第２のＰＭＩに含まれることができる。

例えば、ＲＩが報告される場合、パワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を指示する情報は、ＲＩと同じ第１のＣＳＩ報告インスタンスで送信され、選択情報は、Ｗ１に含まれて、第２のＣＳＩ報告インスタンスで送信され、位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を指示する情報は、Ｗ２に含まれて、第３のＣＳＩ報告インスタンスで送信されることができる。

これについてのより具体的な内容は、前述した「Ａ．ＰＵＣＣＨフォーマット２あるいはＰＵＣＣＨフォーマット３を使用したＣＳＩフィードバック方法」の実施形態または「Ｂ．Ｗ１コードブックのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法」の実施形態にしたがうことができ、具体的な説明は省略する。

また、端末は、Ｗ１及び／又はＷ２のペイロードはＰＵＣＣＨフォーマット（例えば、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂまたはＰＵＣＣＨフォーマット３）に合わせるために、Ｗ１及び／又はＷ２をサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）して基地局に報告することができる。

例えば、上述したように、ランク２の場合、プリコーディング行列は、第１のレイヤに対する第１のプリコーディングベクトル及び第２のレイヤに対する第２のプリコーディングベクトルとで構成され、第１のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第１のコードワード及び第２のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第３のコードワード及び第４のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成され、第２のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第５のコードワード及び第６のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第７のコードワード及び第８のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成されることができる。

このとき、第１のコードワード及び第５のコードワードに適用される位相係数の値（例えば、１）は、予め定義されることができる。そして、第２のコードワード、第３のコードワード、第４のコードワード、第６のコードワード、第７のコードワード、第８のコードワードに適用される位相係数の値のみが第２のＰＭＩにより決められることができる。

このとき、第２のコードワード及び第６のコードワードに適用される位相係数の値は、｛１、−１、ｊ、−ｊ｝内で第２のＰＭＩにより決められることができ、その他、残りのコードワードのうち、２個のコードワードの各々に適用される位相係数の値は、２個の要素（例えば、｛１．ｊ｝）内で第２のＰＭＩにより決められることができる。

そして、予め決められたり、第２のＰＭＩにより決められなかった残りのコードワードに適用される位相係数の値は、予め定められた規則によって決められることができる。例えば、第４のコードワード及び第８のコードワードに適用される位相係数の値は、第３のコードワード及び第７のコードワードに適用される位相係数の値に基づいて決められることができる。また、前記第７のコードワードに適用される位相係数の値は、各々前記第３のコードワードに適用される位相係数の値に−１がかけられた値と同一でありうる。

これについてのより具体的な内容は、前述した「Ｂ．Ｗ１コードブックのサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）方法」の実施形態にしたがうことができ、具体的な説明は省略する。

端末は、上記のようなＣＳＩをＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂ及び／又はＰＵＣＣＨフォーマット３上で基地局に送信することができる。

また、端末は、周期的な（または、非周期的な）ＣＳＩ報告動作の際、上記のようなＣＳＩを基地局に送信することができる。

本発明が適用され得る装置一般

図２４は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置のブロック構成図を例示する。

図２４に示すように、無線通信システムは、基地局２４１０と、基地局２４１０の領域内に位置した複数の端末２４２０とを備える。

基地局２４１０は、プロセッサ（ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、２４１１）、メモリ（ｍｅｍｏｒｙ、２４１２）、及びＲＦ部（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｕｎｉｔ、２４１３）を備える。プロセッサ２４１１は、先の図１〜図２３において提案された機能、過程、及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層は、プロセッサ２４１１により実現されることができる。メモリ２４１２は、プロセッサ２４１１と連結されて、プロセッサ２４１１を駆動するための様々な情報を格納する。ＲＦ部２４１３は、プロセッサ２４１１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

端末２４２０は、プロセッサ２４２１、メモリ２４２２、及びＲＦ部２４２３を備える。プロセッサ２４２１は、先の図１〜図２３において提案された機能、過程、及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層は、プロセッサ２４２１により実現されることができる。メモリ２４２２は、プロセッサ２４２１と連結されて、プロセッサ２４２１を駆動するための様々な情報を格納する。ＲＦ部２４２３は、プロセッサ２４２１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

メモリ２４１２、２４２２は、プロセッサ２４１１、２４２１の内部または外部にありうるし、よく知られた様々な手段でプロセッサ２４１１、２４２１と連結されることができる。また、基地局２４１０及び／又は端末２４２０は、１個のアンテナ（ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）またはマルチアンテナ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）を有することができる。

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替えできる。特許請求範囲で明示的な引用関係のない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。

本発明に従う実施形態は多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより実装できる。ハードウェアによる実装の場合、本発明の一実施形態は一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ （application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ（digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ（field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより実装できる。

ファームウエアやソフトウェアによる実装の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に実装できる。ソフトウェアコードはメモリに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリは、前記プロセッサの内部または外部に位置して、既に公知された多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。

本発明は、本発明の必須的特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解析されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解析により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。

本発明は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに適用される例を中心に説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの他にも、様々な無線通信システムに適用することが可能である。

Claims (14)

1. 無線通信システムにおけるユーザ装置（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）がチャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を報告するための方法において、
   基地局からマルチアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信するステップと、
   ＣＳＩを前記基地局に報告するステップと、
   を含み、
   前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報を含み、
   前記複数のコードワードの各々にパワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）及び位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）が適用された後、前記パワー係数及び前記位相係数が適用された複数のコードワードの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）に基づいて前記プリコーディング行列が生成され、
   前記選択情報及び前記パワー係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信される、チャネル状態情報報告方法。
2. 前記パワー係数を指示する情報及び前記位相係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点で送信される、請求項１に記載のチャネル状態情報報告方法。
3. 前記ＣＳＩは、ランク指示（ＲＩ：ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）を含み、
   前記パワー係数を指示する情報は、前記ＲＩと同じＣＳＩ報告時点（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信される、請求項１に記載のチャネル状態情報報告方法。
4. 前記ＣＳＩは、プリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、
   前記選択情報は、第１のＰＭＩに含まれ、
   前記位相係数を指示する情報は、第２のＰＭＩに含まれる、請求項２に記載のチャネル状態情報報告方法。
5. 前記第２のＰＭＩは、サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）されて４ビットで送信される、請求項４に記載のチャネル状態情報報告方法。
6. 前記サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）は、前記ＲＩが１である場合には行われず、前記ＲＩが２である場合にのみ行われる、請求項５に記載のチャネル状態情報報告方法。
7. 前記ＲＩが２である場合、前記プリコーディング行列は、第１のレイヤに対する第１のプリコーディングベクトル及び第２のレイヤに対する第２のプリコーディングベクトルで構成され、
   前記第１のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第１のコードワード及び第２のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第３のコードワード及び第４のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成され、
   前記第２のプリコーディングベクトルは、第１の偏波のための第５のコードワード及び第６のコードワードの線形結合されたベクトルと第２の偏波のための第７のコードワード及び第８のコードワードの線形結合されたベクトルとで構成され、
   前記第１のコードワード及び前記第５のコードワードに適用される位相係数の値は、予め定義される、請求項６に記載のチャネル状態情報報告方法。
8. 前記第２のコードワード、前記第３のコードワード、前記第４のコードワード、前記第６のコードワード、前記第７のコードワード及び前記第８のコードワードに適用される位相係数の値は、前記第２のＰＭＩにより決められる、請求項７に記載のチャネル状態情報報告方法。
9. 前記第２のコードワードに適用される位相係数の値は、｛１、−１、ｊ、−ｊ｝内で前記第２のＰＭＩにより決められる、請求項８に記載のチャネル状態情報報告方法。
10. 前記第３のコードワードに適用される位相係数の値は、｛１、ｊ｝内で前記第２のＰＭＩにより決められる、請求項９に記載のチャネル状態情報報告方法。
11. 前記第４のコードワード及び前記第８のコードワードに適用される位相係数の値は、前記第３のコードワード及び前記第７のコードワードに適用される位相係数の値に基づいて決められる、請求項１０に記載のチャネル状態情報報告方法。
12. 前記第７のコードワードに適用される位相係数の値は、各々前記第３のコードワードに適用される位相係数の値に−１がかけられた値と同様である、請求項１１に記載のチャネル状態情報報告方法。
13. 前記ＣＳＩは、ＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）フォーマット２／２ａ／２ｂを介して送信される、請求項１に記載の下りリンクデータを受信する方法。
14. 無線通信システムにおけるチャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を報告するためのユーザ装置（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）において、
    無線信号を送受信するためのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニットと、
    前記ＲＦユニットを制御するプロセッサと、
    を備え、
    前記プロセッサは、
    前記ＲＦユニットを介して基地局からマルチアンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信し、
    前記ＲＦユニットを介してＣＳＩを前記基地局に報告するように構成され、
    前記ＣＳＩは、前記ＣＳＩの報告のためのコードブック内でプリコーディング行列を生成するために用いられる複数のコードワードを指示する選択情報を含み、
    前記複数のコードワードの各々にパワー係数（ｐｏｗｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）及び位相係数（ｐｈａｓｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）が適用された後、前記パワー係数及び前記位相係数が適用された複数のコードワードの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）に基づいて前記プリコーディング行列が生成され、
    前記選択情報及び前記パワー係数を指示する情報は、互いに異なるＣＳＩ報告時点（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）で送信される、端末。

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