WO2014178615A1 - 무선 통신 시스템에서 채널상태정보 전송 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널상태정보 전송 방법 및 장치 Download PDF

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WO2014178615A1
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precoding matrix
channel
subsampled
cqi
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PCT/KR2014/003795
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김형태
박한준
김기준
이현호
염건일
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엘지전자 주식회사
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    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting channel state information using subsampling of a codebook in a wireless communication system.
  • a 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution (LTE)) communication system will be described in brief.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing an E—UMTS network structure as an example of a wireless communication system.
  • the Evolved Universal Mobile Telecommunications System (E-UMTS) system is an evolution from the existing Universal Mobile Telecommunications System (UMTS), and is currently undergoing basic standardization in 3GPP.
  • the E-UMTS may be referred to as a Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • Technical specifications for UMTS and E-UMTS ⁇ For details, see Release 7 and Release 8 of the "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network," respectively.
  • an E-UMTS is located at an end of a user equipment (UE) and a base station (eNodeB, eNB, network (E—UTRAN)) and connected to an external network (Access Gateway, AG).
  • UE user equipment
  • eNodeB eNodeB
  • E—UTRAN external network
  • a base station can transmit multiple data streams simultaneously for broadcast service, multicast service and / or unicast service.
  • the cell is set to one of bandwidths such as 1.25, 2.5, 5 ⁇ 10, 15, and 20Mhz to provide downlink or uplink transmission services to multiple terminals. Different cells may be configured to provide different bandwidths.
  • the base station controls data transmission and reception for a plurality of terminals.
  • For downlink (DL) data the base station transmits downlink scheduling information to inform the corresponding terminal of time / frequency domain, encoding, data size, HARQCHybrid Automatic Repeat and reQuest (related information) related to the data.
  • the base station for uplink (UL) data The scheduling information is transmitted to the terminal to inform the user of the time / frequency region, encoding, data size and HARQ related information.
  • the core network may be composed of an AG and a network node for user registration of a terminal.
  • the AG manages the mobility of the UE in units of a TACTracking Area consisting of a plurality of cells.
  • Wireless communication technology has been developed up to LTE based on WCDMA, but the demands and expectations of users and businesses are continuously increasing.
  • new technological evolution is required to be competitive in the future. Cost per bit is reduced, service availability is increased, the use of flexible frequency bands, simple structure and open interface, and proper power consumption of the terminal are required.
  • the MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) technology can improve the transmit / receive data efficiency by adopting multiple transmit antennas and multiple receive antennas, which is far from using one transmit antenna and one receive antenna. Say how. That is, a technique of increasing capacity or improving performance by using multiple antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • MIM0 technology may be referred to as a multi-antenna technology.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • a method of transmitting channel state information (CSI) by the terminal in a wireless communication system Subsampling a codebook for a four antenna port comprising sixteen precoding matrices; And feeding back a CSI based on the subsampled codebook, wherein the CSI includes a tank indicator (RI), a precoding matrix indicator (PMI), and a channel quality indicator (Channei Quality Indicator). CQI), and when the RI is 3, the subsampled codebook may be determined to have a minimum chord distance between subsampled codewords.
  • RI tank indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • CQI channel quality indicator
  • a terminal for transmitting Channel State Information (CSI) in a wireless communication system includes: an R Radio Frequency unit; And a processor, the processor comprising: subsampling a codebook for a four antenna port comprising sixteen precoding matrices; And feeding back a CSI based on the subsampled codebook, wherein the CSI includes a rank indicator (RI), a precoding matrix indicator (PMI), and a channel quality indicator (Channel Quality Indicator); And at least one CQI) and the RI is 3, the subsampled codebook may be determined to have a minimum chordal distance between the subsampled codewords.
  • RI rank indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • Channel Quality Indicator Channel Quality Indicator
  • the subsampled codebook may be determined such that a codal distance between the subsampled codewords is one.
  • the subsampled codebook includes a first precoding matrix, a third precoding matrix, a ninth precoding matrix, and an eleventh precoding matrix among the sixteen precoding matrices.
  • the subsampled codebook includes a thirteenth precoding matrix, a fourteenth precoding matrix, a fifteenth precoding matrix, and a sixteenth precoding matrix among the sixteen precoding matrices.
  • the subsampled codebook includes a second precoding matrix, a fourth precoding matrix, a tenth precoding matrix, and a twelfth precoding matrix among the sixteen precoding matrices. .
  • the subsampled codebook may be configured only with a real value.
  • a method and apparatus for efficiently transmitting channel state information by using subsampling of a codebook in a wireless communication system may be provided.
  • FIG. 1 schematically illustrates an E-UMTS network structure as an example of a wireless communication system.
  • FIG. 2 illustrates a structure of a control plane and a user plane of a radio interface protocol between a terminal and an E-UTRAN based on the 3GPP radio access network standard.
  • 3 illustrates physical channels used in a 3GPP system and a general signal transmission method using the same.
  • FIG. 4 illustrates a structure of a radio frame used in an LTE system.
  • FIG. 5 illustrates a structure of a downlink radio frame used in an LTE system.
  • FIG. 6 illustrates a structure of an uplink subframe used in an LTE system.
  • FIG. 7 illustrates a configuration of a general multiple antenna (MIM0) communication system.
  • FIG. 14 illustrates a process of periodically reporting channel state information when using a hierarchical codebook.
  • FIG. 15 illustrates submode A of PUCCH feedback mode 1'1.
  • Figure 16 is an example of PUCCH feedback mode 2-1 according to the PTI value.
  • 17 is an example of submode B when a new codebook is applied.
  • FIG. 19 shows an example of PUCCH feedback mode 2-1 in tanks 3 and 4.
  • FIG. 19 shows an example of PUCCH feedback mode 2-1 in tanks 3 and 4.
  • FIG. 20 shows an example of the PUCCH feedback mode 2-1 in tanks 3 and 4.
  • FIG. 20 shows an example of the PUCCH feedback mode 2-1 in tanks 3 and 4.
  • the present specification describes an embodiment of the present invention using an LTE system and an LTE-A system
  • the embodiment of the present invention as an example may be applied to any communication system corresponding to the above definition.
  • the present specification describes an embodiment of the present invention on the basis of the FDD scheme, but the embodiment of the present invention can be easily modified and applied to the H-FDD scheme or the TDD scheme as an example.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a control plane and a user plane structure of a radio interface protocol between a terminal and an E-UTRAN based on the 3GPP radio access network standard.
  • the control plane refers to a path through which control messages used by a user equipment (UE) and a network to manage a call are transmitted.
  • the user plane refers to a path through which data generated in an application layer, for example, voice data or inter-channel data, is transmitted.
  • the physical layer which is the first layer, provides an information transfer service to an upper layer by using a physical channel.
  • the physical layer is connected to the upper layer of the medium access control layer through a transport channel. Data moves between the medium access control layer and the physical layer through the transport channel. Data moves between the physical layer between the transmitting side and the receiving side through the physical channel.
  • the physical channel utilizes time and frequency as radio resources.
  • physical]] channel is a downlink)) 0FDMA (Orthogon l Frequency Division Mul Access) It is modulated by the SOFDM / Singie Carrier Frequency Division Multiple Access (SOFDM) scheme in the uplink.
  • SOFDM Singie Carrier Frequency Division Multiple Access
  • the RLC layer of the second layer supports reliable data transmission.
  • the functionality of the R1X layer may be implemented as a functional block inside the MAC.
  • the Layer 2 Packet Data Convergence Protocol (PDCP) layer is unnecessary to efficiently transport IP packets such as IPv4 or IPv6 over a narrow bandwidth air interface. It performs header compression function to reduce control information.
  • PDCP Layer 2 Packet Data Convergence Protocol
  • the Radio Resource Control (RRC) layer located at the bottom of the third layer is defined only in the control plane.
  • the RRC layer is responsible for the control of logical channels, transport channels, and physical channels in connection with configuration of radio bearers (RBs) -Re-conf igurat ion and release. Means a service provided by the second layer for data transmission between the network and the network.
  • RBs radio bearers
  • the RRC layers of the UE and the network exchange RRC messages with each other. If there is an RRC connected (RRC Connected) between the UE and the RRC layer of the network, the UE is in an RRC connected mode, otherwise it is in an RRC idle mode.
  • the non-access stratum (NAS) layer above the RRC layer provides session management.
  • One cell constituting the base station (e NB) is set to one of bandwidths such as 1.25, 2.5, 5, 10, 15, and 20 MHz to provide downlink or uplink transmission services to multiple terminals. Different cells may be set to provide different bandwidths. '
  • a downlink transport channel for transmitting data from a network to a UE includes a broadcast channel (BCH) for transmitting system information, a paging channel (PCH) for transmitting a paging message, and a downlink shared channel (SCH) for transmitting user traffic or a control message. ). Traffic or control messages of a downlink multicast or broadcast service may be transmitted through a downlink SCH or may be transmitted through a separate downlink multicast channel (MCH). Meanwhile, the uplink transmission channel for transmitting data from the terminal to the network includes a random access channel (RACH) for transmitting an initial control message and an uplink shared channel (SCH) for transmitting user traffic or a control message. Above the transmission channel, Logical channels mapped to transport channels include Broadcast Control Channel (BCCH), PCQK Paging Control Channel (BCCH), Common Control Channel (CCCH),
  • BCCH Broadcast Control Channel
  • PCCH PCQK Paging Control Channel
  • CCCH Common Control Channel
  • MCCH Multicast Control Channel
  • MTCH Mobile Broadcast Channel
  • FIG. 3 is a diagram for explaining physical channels used in a 3GPP system and a general signal transmission method using the same.
  • the terminal performs an initial cell search operation such as synchronizing with the base station (S301).
  • the terminal may receive a Primary Synchronization Channel (S—SCH) and a Secondary Synchronization Channel (S-SCH) from the base station to synchronize with the base station and obtain information such as a cell ID. .
  • S—SCH Primary Synchronization Channel
  • S-SCH Secondary Synchronization Channel
  • the terminal may receive a physical broadcast channel from the base station to obtain broadcast information in a cell.
  • the terminal may receive a downlink reference signal (DL RS) in the initial cell search step to confirm the downlink channel state.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE which has completed the initial sal discovery receives a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink control channel (PDSCH) according to the information carried on the PDCCH to make a more specific system.
  • Information can be obtained (S302).
  • the terminal may perform a random access procedure (RACH) for the base station (steps S303 to S306).
  • RACH random access procedure
  • the terminal may transmit a specific sequence to the preamble through a physical random access channel (PRACH) (S303 and S305), and may receive a response message for the preamble through the PDCCH and the corresponding PDSCH ( S304 and S306).
  • PRACH physical random access channel
  • a content ion resolution procedure may be additionally performed.
  • the UE After performing the above-described procedure, the UE performs a PDCCH / PDSCH reception (S307) and a physical uplink shared channel (PUSCH) / physical uplink control channel as a general uplink / downlink signal transmission procedure. (Physical Uplink Control ' Channel, PUCCH) transmission (S308) can be performed.
  • the terminal receives downlink control information (DCI) through the PDCCH.
  • DCI downlink control information
  • Control information such as resource allocation information for the terminal is included, and the format is different depending on the purpose of use.
  • the terminal transmits to the base station through the uplink or the terminal
  • Control information received from the base station is a downlink / uplink ACK / NACK signal
  • CQI Choannel Quality Indicator
  • ⁇ Precodmg Matrix Index
  • RI Rank Indicator
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of a radio frame used in an LTE system.
  • a radio frame has a length of 10 ms (327200 XTs) and consists of 10 equally sized subframes.
  • Each subframe has a length of 1 ms and consists of two slots.
  • Each slot has a length of 0.5 ms (15360xTs).
  • the slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • one resource block includes 12 subcarriers X7 (6) 0FDM symbols.
  • Transmission Time Interval ( ⁇ ) which is a unit time for transmitting data, may be determined in units of one or more subframes.
  • the structure of the above-described radio frame is only an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a control channel included in a control region of one subframe in a downlink radio frame.
  • a subframe consists of 14 0FDM symbols.
  • R1 to R4 represent a reference signal (Reference Signal (RS) or Pilot Signal) for antennas 0 to 3 'RS is fixed in a constant pattern in a subframe regardless of the control region and the data region.
  • the control channel is assigned to an unassigned resource in the control area, and the traffic channel is also assigned to an unallocated resource in the data area.
  • PCFICHCPhysical Control Format Indicator is used for control channel allocated to control area. CHannel), PHICH (Physi cal Hybrid—ARQ indicator CHannel), PDCCH (Physical Downlink Control CHannel).
  • the PCFICH is a physical control format indicator channel and informs the UE of the number of OFDM symbols used for the PDCCH in every subframe.
  • the PCFICH is located in the first OFDM symbol and is set in preference to the PHICH and PDCCH.
  • the PCFICH is composed of four Resource Element Groups (REGs), and each REG is distributed in a control region based on a Cell ID (Cell IDentity).
  • One REG is composed of four resource elements (REs).
  • RE represents a minimum physical resource defined by one subcarrier and one OFDM symbol.
  • the PCFICH value indicates a value of 1 to 3 or 2 to 4 depending on the bandwidth and is modulated by QPSlUQuadrature Phase Shift Keying.
  • PHICH is a physical hybrid automatic repeat and request (HARQ) indicator channel and is used to carry HAKQ ACK / NACK for uplink transmission. That is, the PHICH indicates a channel through which DL ACK / NACK information for UL HARQ is transmitted.
  • the PHICH is composed of one REG and is scrambled to cell specific ( ce U- S p ec if i c ).
  • ACK / NACK is indicated by 1 bit and modulated by BPSK Binary phase shift keying.
  • a plurality of PHICHs mapped to the same resource constitute a PHICH group. The number of PHICHs multiplexed into the PHICH group is determined according to the number of spreading codes.
  • the PHICH (group) is repeated three times to obtain diversity gain in the frequency domain and / or the time domain.
  • PDCCH is a physical downlink control channel and the first n OFDM of the subframe
  • n is indicated by the PCFICH as an integer of 1 or more.
  • the PDCCH consists of one or more CCEs.
  • PDCCH is a paging channel (PCH) that is a transport channel and
  • DL-SCH Dovvnl ink-shared channel
  • Uplink Scheduling Grant Uplink Scheduling Grant
  • HARQ information are informed to each terminal or terminal group.
  • Paging channel (PCH) and downlink ink-shared channel (DL-SCH) are transmitted through PDSCH. Accordingly, the base station and the terminal generally transmit and receive data through the PDSCH, respectively, except for specific service data.
  • Data of PDSCH is transmitted to which UE (one or a plurality of UEs), and information on how the UEs should receive and decode PDSCH data is included in the PDCCH and transmitted. For example, if a particular PDCCH CRC masking with RNTK Radio Network Temporary Identity, radio resource "B" (e.g. frequency location) and DCI format (i.e. transmission block size, modulation scheme, coding information, etc.) It is assumed that information on data transmitted using RS is transmitted through a specific subframe.
  • radio resource "B" e.g. frequency location
  • DCI format i.e. transmission block size, modulation scheme, coding information, etc.
  • the terminal in the cell monitors the PDCCH using the RNTI information it has, and if there is at least one terminal having an "A" RNTI, the terminals receive the PDCCH, and through the information of the received PDCCH " Receive the PDSCH indicated by " B "
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe used in an LTE system.
  • an uplink subframe carries control information.
  • PUCCH Physical Uplink Control CHannel
  • PUSCH Physical Uplink Shared CHannel
  • the incremental portion of the subframe is allocated to the PUSCH, and both portions of the data region are allocated to the PUCCH in the frequency domain.
  • Control information transmitted on the PUCCH is used for HARQ
  • PUCCH for one UE uses one resource block occupying different frequencies in each slot in a subframe. That is, two resource blocks allocated to the PUCCH are frequency hoped at the slot boundary.
  • Multiple—Output is a method of using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas, which can improve data transmission and reception efficiency. That is, by using a plurality of antennas at the transmitting end or the receiving end of the wireless communication system, it is possible to increase capacity and improve performance.
  • MIM0 may be referred to as a “multi-antenna”.
  • multi-antenna technique it does not rely on a single antenna path to receive one entire message. Instead, in multi-antenna technology, data fragments received from multiple antennas are gathered and merged to complete the data. Multiple antenna Using technology, it is possible to improve the data transfer rate within a cell area of a specified size or to increase system coverage while ensuring a specific data transfer rate. In addition, this technique can be widely used in mobile communication terminals and repeaters. According to the multiple antenna technology, it is possible to overcome the transmission limit in the mobile communication according to the prior art, which used a single antenna.
  • FIG. NT transmitting antennas are provided at the transmitting end, and NR receiving antennas are provided at the receiving end.
  • the increase in channel transmission capacity is proportional to the number of antennas. Therefore, the transmission rate is improved and the frequency efficiency is improved.
  • the maximum transmission rate when using one antenna is Ro
  • the transmission rate when using multiple antennas is theoretically the maximum transmission rate as shown in Equation 1 below. It is possible to increase Ro by multiplying the rate of increase rate Ri. Where Ri is the smaller of NT and NR.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained. Since the theoretical capacity increase of such a multi-antenna system was proved in the mid 90s, various techniques for substantially improving data transmission have been actively studied to date, and some of these technologies have already been developed for 3G mobile communication and next generation WLAN. It is reflected in various wireless communication standards.
  • each transmission information The transmit power can be different, and each transmit power
  • the transmission power adjusted power is represented by a vector as shown in Equation 3 below.
  • Equation 4 S is a diagonal matrix of transmission power. If used, it is shown in Equation 4 below.
  • Equation 5 The weight between the 1st transmission antenna and the 1st information-meaning ⁇ is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the physical meaning of the tank in the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel. So the channel matrix
  • the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the tank (rank (H)) of the channel matrix H is limited as shown in Equation 6 below.
  • each of the different information sent using the multi-antenna technology will be defined as a 'stream' or simply 'stream'.
  • a 'stream' may be referred to as one layer.
  • the number of transport streams can then, of course, be no greater than the rank of the channel, which is the maximum number that can send different information. Therefore, the channel matrix H can be expressed as Equation 7 below.
  • Hybridized hybrid forms are also possible.
  • channel state information (CSI) reporting will be described.
  • CSI channel state information
  • an open-loop MIM0 operated without channel state information and a closed-loop MI M0 operated based on channel state information.
  • closed-loop MIM0 multiplexing of MIM0 antennas
  • each of the base station and the terminal may perform beamforming based on channel state information.
  • the base station allocates a Physical Uplink Control CHannel (PUCCH) or a Physical Uplink Shared CHannel (PUSCH) to the terminal and instructs to feed back channel state information (CSI) for the downlink signal.
  • PUCCH Physical Uplink Control CHannel
  • PUSCH Physical Uplink Shared CHannel
  • CSI is roughly classified into three types of information: RKRank Indicator (PM), PMK Precoding Matrix Index), and Channel Quality Indication (CQI).
  • PM RKRank Indicator
  • PMK Precoding Matrix Index PMK Precoding Matrix Index
  • CQI Channel Quality Indication
  • the RI represents tank information of a channel as described above, and the UE can receive the same frequency-time resource. The number of streams.
  • the RI is fed back to the base station at a longer period than the PMI and CQI values.
  • PMI is a value that reflects the spatial characteristics of the channel.
  • CQ1 is a value indicating the strength of the channel, which means a reception SINR that can be obtained when the base station uses PMI.
  • MU-MIMO multi-user MIMO
  • the final PMI is defined as W1, a long term and / or wideband (WB) PMI, and a short term and / or subband (SB) PMI. It was decided to design in W2.
  • Equation 8 a long term covariance matrix of a channel may be used as shown in Equation 8 below.
  • W2 is a short team PMI, which is a codeword of a codebook configured to reflect short-term channel state information
  • W is a codeword (in other words, a precoding matrix) of a final codebook
  • 2 4) is a matrix. The norm of each column of the
  • Equation 9 The specific structure of the existing W1 and W2 is shown in Equation 9 below.
  • NT denotes the number of transmit antennas
  • M denotes the number of columns of the matrix Xi
  • eMk, eMl, and eMni are thermal vectors with only the kth, 1st, and mth elements being 1 and the remaining 0 being M elements respectively.
  • a complex value with norm indicating that phase rotation is applied to the column vectors when selecting the k-th, 1st, and mth column vectors of the matrix Xi, respectively. i is greater than or equal to zero
  • Equation 9 the structure of the codeword is cross polarized antenna
  • the antennas are divided into horizontal antenna groups and vertical antenna groups.
  • Each antenna group has the characteristics of a ULA linear array antenna, and the two antenna groups co-locate.
  • the correlation between antennas of each group has the same linear phase increase (LPI) characteristic, and the correlation between antenna groups has a phase rotated characteristic.
  • LPI linear phase increase
  • the Ram 1 codeword having the above-described structure may be illustrated as in Equation 10 below.
  • the state information includes, but is not limited to, CQI, PMI, RI, etc., and all or some of the CQI, PMI, and RI may be transmitted depending on the transmission mode of each terminal.
  • the case where the channel state information is periodically transmitted is called periodic reporting, and the case where the channel state information is transmitted by the request of the base station is called aperiodic reporting.
  • aperiodic reporting a request bit included in uplink scheduling information provided by the base station is transmitted to the terminal. Thereafter, the terminal transmits channel state information considering its transmission mode to the base station through an uplink data channel (PUSCH).
  • PUSCH uplink data channel
  • a period and an offset in a corresponding period are signaled in subframe units in a semi-static manner through a higher layer signal for each terminal.
  • Each terminal delivers channel state information considering a transmission mode to a base station through an uplink control channel (PUCCH) at predetermined intervals. If uplink data exists simultaneously in a subframe that transmits the channel state information, the channel state information is transmitted through the uplink data channel (PUSCH) together with the data.
  • the base station transmits transmission timing information suitable for each terminal to the terminal in consideration of the channel situation of each terminal and the terminal distribution situation in the cell.
  • the transmission timing information may be transmitted to each UE through an RRC message including a period, an offset, and the like for transmitting channel state information.
  • the CQI reporting mode is divided into WB CQI and SB CCH according to the CQI feedback type, and is divided into a PMI member (No PMI) and a single PMI according to whether PMI is transmitted.
  • Each terminal In order to periodically report the CQI, the information consisting of a combination of a period and an offset is transmitted through RRC signaling.
  • FIG. 9 shows an example of transmitting channel state information when the terminal receives information indicating ⁇ period '5', offset '1' ⁇ .
  • the UE sets five subframes with an offset of one subframe in a direction of increasing subframe index from the 0th subframe.
  • Channel state information is transmitted in subframe units.
  • Channel status information is basically
  • the subframe index is a combination of a system frame number (or radio frame index) (nf) and a slot index (ns, 0 to 19).
  • the subframe consists of two slots, so the subframe index is
  • the system band is composed of 16 RBs.
  • the system band is composed of two bandwidth parts (BP) (BPO, BP1), each BP is composed of two subbands (SBO, SB1), and each SB is composed of four RBs.
  • BPO, BP1 bandwidth parts
  • SBO, SB1 subbands
  • SB1 subbands
  • each SB is composed of four RBs.
  • the number of BPs and the size of each SB may vary according to the size of a system band.
  • the number of SBs constituting each BP may vary according to the number of RBs, the number of BPs, and the size of the SBs.
  • the CQI transmission subframe transmits the index of the CQI and the SB for the ⁇ SB0 and SB1 belong to the channel condition is good SB from the BP0 (for example, Subbancl Selection Indicator, SSI).
  • the CQI for the SB having a good channel state among the SB0 and SB1 belonging to the BP1 and the index of the corresponding SB are transmitted.
  • the CQI information for each BP is sequentially transmitted.
  • CQI information for each BP is sequentially 1 to 4 times. Itdi be transferred,.
  • CQI information for each BP when CQI information for each BP is sequentially transmitted between two WB CQIs, they may be transmitted in order of WB CQI ⁇ BPO CQI ⁇ BP1 CQI ⁇ WB CQI.
  • Information on how many times each BP CQI will be sequentially transmitted is signaled in a higher layer (eg, RRC layer).
  • FIG. 11 (a) shows an example in which both the WB CQI and the SB CQI are transmitted when the UE is signaled with information indicating ⁇ period '5' and offset '1' ⁇ .
  • the CQI may be transmitted only in a subframe corresponding to the signaled period and offset regardless of the type.
  • FIG. 11 (b) shows a case in which RI is additionally transmitted in the case of FIG. 11 (a).
  • the RI may be signaled from an upper layer (eg, RRC layer) in a combination of how many times the WB CQI transmission period is transmitted and the offset in the transmission period.
  • the offset of the RI is signaled as a value relative to the offset of the CQI.
  • the RI has the same offset as the CQI.
  • the offset of RI is defined as 0 and a negative value.
  • FIG. 1Kb is shown in FIG.
  • the transmission period of the RI is 1 times the WB CQI transmission period and the offset of the RI is '-1' in the same environment as that of 11 (a). Since the transmission period of the RI is one times the WB CQI transmission period, the transmission period of the channel state information is virtually the same. Since RI is an offset, RI is based on the offset '1' of the CQI in FIG. 11 (a) (ie, subframe 0).
  • the WB CQI overlaps with the transmission subframes of the RI. In this case, the WB CQI is dropped and the RI is transmitted.
  • FIG. 12 illustrates CSI feedback in the case of Mode 1-1 of FIG.
  • CSI feedback includes two kinds of report contents, Report 1 and
  • Report 2 It consists of the transmission of Report 2. Specifically, RI is reported in Report 1, and WBPMI and WB CQI are transmitted in Report 2.
  • FIG. 13 illustrates CSI feedback in the case of Mode 2-1 of FIG. 8.
  • CSI feedback is composed of transmission of three types of report contents, Report 1, Report 2, and Report 3. Specifically, RI is reported in Report 1, PMI and WB CQI in Report 2, and SB (subband) CQI and L-bit subband Suntec in Report 3.
  • Subband Selection Indicator is transmitted.
  • Report 2 is transmitted at every H * Npd interval, and subframes between adjacent Report 2 are filled with Report 3 transmission.
  • K is a value indicating the number of consecutive cycles of performing a full cycle of performing the process of selecting and transmitting a subband once for each BP over all BPs and is determined by higher layer signaling.
  • FIG. 14 exemplifies periodic reporting of the discussed witness channel state information in the LTE-A system.
  • the mode 2-1 sets the PTKPrecoder Type Indication parameter, which is a 1-bit indicator, and considers the periodic reporting mode divided into two types according to the PTI value. have.
  • W1 and W2 represent the hierarchical codebook described with reference to Equations 8-9. Both W1 and W2 must be determined to combine them to determine the complete precoding matrix W.
  • Report 1 reports RI and 1-bit PTI values.
  • N offset, CQI is the offset value for the PMI / CQI transmission illustrated in FIG.
  • nf is the system frame number
  • ns represents a slot index within a radio frame.
  • floorO represents the rounding function
  • a mod B represents the remainder of A divided by B.
  • N offset, RI represents a relative offset value for RI
  • the transmission time points of Report 1 and Report 2 do not overlap each other.
  • the UE calculates RI, Wl, 2 values, they are calculated in association with each other. For example, W1 and W2 are calculated depending on the RI value, and W2 is calculated depending on W1.
  • the base station can know the final W from W1 and W2.
  • the interference channel between UEs multiplexed in the antenna domain of MIHMIM0 This is because the accuracy of the feedback channel has a great influence not only on the feedback cost but also on the interference of other UEs that are multiplexed. Therefore, in LTE-A, the PMI of the 8Tx codebook is extended to W (1) , which is a long term and / or wideband precoder, and a short term to improve feedback channel accuracy. And / or W (2), which is a sub-band precoder, is preferred.
  • Equation 12 s Nt / 2 by M matrix.
  • the codeword structure is cross polarized
  • the antenna may be divided into a horizontal antenna group and a vertical antenna group.
  • Each antenna group has the characteristics of a UL / ⁇ (uniform linear array) antenna, and the two antenna groups are co-located (cx) -located. Therefore, between the antennas of each group Correlation has the same linear phase increase (LPl, LPi) characteristics, and correlation between antenna groups has a phase rotated characteristic.
  • the codebook is a quantized value of the channel, it is necessary to design the codebook by reflecting the characteristics of the channel corresponding to the source. For example, a rank 1 codeword that satisfies the following equation reflects the channel characteristics described above.
  • the codeword is expressed as a vector of Nt (number of Tx antennas) ⁇ 1 and is structured as the upper vector X '() and the lower vector " ⁇ .
  • Each of the vector and sub vector shows the correlation between the horizontal antenna group and the vertical antenna group x '() reflects the correlation between the antennas of each antenna group. It is preferable to express it as a vector having a linear phase increase (LPI LPI), as a representative example of X ').
  • LPI LPI linear phase increase
  • an 8 Tx codebook for a base station having 8 Tx antennas is defined.
  • the codebook is a dual codebook structure in which two codebooks are multiplied, and includes wideband / longterm channel information. w ( "codebook
  • the entire precoder consists of operations (p r0 d uct ) of W (1) and W (2) as shown in the following equation. '
  • An outer precoder W (2) for rank 1 transmission is selected from the second codebook C 2 as in the following equation.
  • the outer precoder w (2) for tank 2 transmission is selected from the second codebook L 2 as shown in the following equation.
  • the rank 1 codeword of the 4 Tx codebook is generated as follows.
  • the 2x2 DFT matrix is oversampled eight times to generate a 2x16 DFT matrix.
  • V is concatenated repeatedly to generate a 4x1 vector of [v ⁇ ] ⁇ .
  • the channel characteristic of the ULA antenna may be expressed by the characteristic of the dominant eigen vector of the channel.
  • the dominant eigen vector In a correlated environment where the spacing between ULA antenna ports is tight, the dominant eigen vector generally has LPI characteristics. Since each transmit antenna port is spaced at equal intervals, the signal leaving each port has a regular receive delay. That is, the signal received from the first transmit antenna
  • a first embodiment according to the present invention is for a 4 Tx codebook of tank 2.
  • the above-described 4 ⁇ codebook is a first codebook having a size of 3 bits in each tank.
  • a second codebook _ having a 4-bit size and having a total size of 7 bits (here, the second codebook is defined by dividing-and-according to the tank, but for convenience of description, the second codebook is referred to as L) . Assume). Some of the rank 1 codewords generated by the codebook have LPI characteristics in consideration of ULA antennas. However, among the Hank 2 codewords generated by the codebook, no codeword having LPI characteristics exists in both the first and second columns.
  • the 4 Tx codebook of rank 2 may consist of only codewords having the above characteristics, or may be configured to include codewords having the above characteristics.
  • a rank 2 codeword generated based on the above Equations 14 to 18 is expressed as the following Equation.
  • Wn and Wm are the oversampled DFT vectors, respectively
  • Equation 18 is arranged as in Equation below.
  • An inner precoder w is selected from the first codebook. ⁇ (1)
  • k is the code of.
  • (K) denotes the kth codeword of the ⁇ codebook.
  • Second codebook C ⁇ Second codebook C ⁇ ) .
  • Equation 15 is composed of four consecutive and oversampled DFT vectors, even though a random vector exists within is selected, the two generated beam vectors do not have LPI properties. That is, it does not satisfy
  • m-nt 4 in equation (21).
  • L according to the first example of the rank 2 4 Tx codebook is composed of more fat matrices, and the type of DFT vectors that can be selected through L in a given number is increased. That is, in Equation 21, since 0 ⁇
  • 4 can be found. As a result, the two generated beam vectors may have LPI properties.
  • a codeword having an LPI attribute may be generated using L and L according to the first example of the rank 2 4 Tx codebook.
  • C (2) ( ⁇ ,, ⁇ 2) is limited to (e ,, e '+ 4) .
  • 4 is always satisfied.
  • the inner precoder W () is selected from the first codebook ⁇ .
  • the outer precoder W 2 for tank 2 transmission is selected from the second codebook of the following equation.
  • L according to the second example of the 4 Tx codebook of size 2 is composed of a matrix having the same size as in Equation 15.
  • Tank 2's 4 Tx codebook is an 8x oversampled DFT vector.
  • Equation 25 is set to (Y i ' Y2) ee i' e3 M e2 ' e4 ) ⁇ .
  • Equation 21 in which all the beam vectors constituting Tank 2 are orthogonal and LPI, the second example of Tank 2's 4 Tx codebook
  • the codebook according to the third example of the 4 Tx codebook of rank 2 is configured as in the following equation.
  • Inner precoder w (1) is selected from the first codebook C
  • U (k) represents the k-th codeword of the L codebook.
  • the outer precoder w (2) for rank 2 transmission is selected from the second codebook of the following equation.
  • 1 Is the codeword index of 0,1,2,-, 15.
  • Consists of an oversampled (oversam pl e) DFT vectors have a code word consisting of all the DFT vectors.
  • the first to third examples of the 4 Tx codebook of Tank 2 are described on the assumption of rank 2, it is not limited to rank 2 and is at least tank 2, and any of the above satisfying LPI and orthogonal characteristics in the above-described manner. Contains a codebook. In addition, some of the rank 2 codebooks described above may be subsampled (subsampling) or include a codebook including the codebook.
  • W ( ' ) may be set as in the following equation.
  • w (2) may be set as in the following equation.
  • w (1) may be set as in the following equation.
  • D a ⁇ consists of a Pth row and a ninth column, where /? And ⁇ ? start at 0.
  • w (2) may be set as follows.
  • Precoder will be described (inner precoder) W (0 and outside the precoder (0L1 ter precoder) w (2 ) If the number of bits is 3 bits and 1 bit each set.
  • W (2) may be set as in the following equation.
  • the value Z is set as in the following equation.
  • D a (0 consists of a P-th row and a ninth column, as shown in the following equation, where p and q start at 0).
  • w () may be set as in the following equation.
  • a second embodiment according to the present invention is for a 4 Tx codebook of tank 3 or 4.
  • Sampling can be generated in a form that enjoys the codebook size. High rank. In an environment, it is generally less sensitive to system performance and codebook size than a low tank (k rank). For example, if the receiving end is IRC
  • LTE 8 Tx codebook is designed to significantly reduce the codebook size at high ranks, and in tank 8 the codebook size is 0 bits.
  • the following describes a new codebook generated by sampling the LTE Release-8 4 Tx codebook. According to this, the feedback overhead can be saved by reducing the codebook size.
  • LTE Release-8 4 Tx codebook is made by selecting rank ⁇ column vectors in the Gig-matrix of the following equation in a predetermined manner.
  • the 4 Tx codebook is as follows.
  • each matrix for the BPSK modulation method in the 4 TX codebook of Tank 4 is represented by the following equation.
  • each matrix for the QPSK modulation method in the 4 TX codebook of Tank 4 is represented by the following equation:
  • Equation 41 the sign of the imaginary part may be changed as in the following Equation. ⁇
  • Equation 43 the sign of the imaginary part may be changed as in the following Equation.
  • each matrix of the BPSK modulation method in the 4 TX codebooks of 3 is represented by the following equation.
  • each matrix for the 4 TX codebook enhancement QPSK modulation method of Tank 3 is represented by the following equation.
  • each matrix for the 8PSK modulation method in the rank 3 4 TX codebook is represented by the following equation.
  • the value (alphabet) constituting each codeword is considered.
  • the matrix for the BPSK modulation method has only real values, but the QPS or 8PSK matrix also has imaginary values. Since the imaginary values increase the amount of computation when the terminal is implemented, it is advantageous to design a codebook consisting only of the values of the BPSK matrix.
  • the second destination, sampling the codebook takes into account channel characteristics in high tanks. Since X-pol and ULA antennas have different channel characteristics, it is optimal to use different codebooks that are specific to each antenna configuration. However, as described above, since a codebook does not significantly affect performance at a high rank, using one codebook is complicated in terms of complexity.
  • the thermal vector representing each beam has a linear phase increase property.
  • the singular vector of the channel is unlikely to have linear phase-increasing properties. It is undesirable to keep the property.
  • each channel of the horizontal antenna and the vertical antenna has the same value, and there is a phase difference between the two antennas. Therefore, it is desirable to select a codebook that maintains this structure in the Release-8 codebook.
  • a codebook for rank 3 or 4 of 1 bit may be configured as follows.
  • a 1-bit codebook may consist of only WO and W2 in equation (40). For each tank, thermal vector permutat ions and thermal vector selection can be applied to the release-8 method. -
  • the 1-bit codebook is composed of BPSK values according to the first principle, is common to all antenna configurations according to the second principle, and satisfies the channel structure of X-pol according to the third principle.
  • a 2-bit rank 3 or 4 codebook may be configured as follows.
  • a 2-bit codebook may consist of only TO, W2, W8, and W10 in Equations 40 to 46.
  • codebook indexes of 0, 2, 8, and 10 may be derived by applying a second PMI index I PMI2 having one of 0 to 3 to the following equation.
  • the thermal vector substitution and the thermal vector selection for each rank may be applied to the release-8 method as it is.
  • the 2-bit codebook is composed of BPSK values according to the first principle, is common to all antenna configurations according to the second principle, and satisfies the channel structure of X-pol according to the third principle.
  • a 2-bit rank 3 or 4 codebook may be configured of only W1, W3, W9, and W11 in Equations 40 to 46. Column vector for each tank
  • This codebook consists of the above QPSK values, is common to all antenna configurations according to the second principle, and satisfies the channel structure of ⁇ - ⁇ ) 1 according to the third principle.
  • the 2-bit codebook for tanks 3 or 4 may consist of only W4, W5, W6, and W7 in Equations 40 to 46.
  • column vector permutation and column vector selection can be applied using the release-8 method.
  • This codebook consists of 8PSK values and is common to all antenna configurations according to the second principle and satisfies the channel structure of X—pol according to the third principle.
  • a 3-bit codebook for rank 3 or 4 may be configured as follows.
  • the 3-bit codebook may consist of only W0, W2, W8, W10, W12, W13, W14, and W15 in Equations 40 to 46.
  • thermal vector replacement and thermal vector selection can be applied to the Lease I8 method as it is.
  • a 3 bit codebook is composed of BPSK values according to the first principle, and is commonly applied to all antenna configurations according to the second principle. But W12, W13, W14, W15
  • the 3-bit codebook may be configured as only the TO, W2, W8, W10, W1, W3, W9, and W11 in Equations 40 to 46.
  • thermal vector replacement and thermal vector selection apply to the release–8 method.
  • the codebook does not satisfy the first principle.
  • the second principle is common to all antenna configurations, and the third principle satisfies the X-pol channel structure.
  • the 3-bit codebook may consist of only W2, W8, W10, W4, W5, W6, and 7 in Equations 40 to 46.
  • the thermal vector substitution and thermal vector selection are applied in the Release-8 manner.
  • the codebook does not satisfy the first principle.
  • rank 3 may not make a codebook for tank 4, even if the above-described codebook is used. That is, the rank 4 codebook is fixed with a 4by4 identity matrix. .
  • the third embodiment according to the present invention relates to a codebook subsampling method according to the PUCCH feedback mode in the case of tanks 3 and 4.
  • PUCCH feedback mode 1-1 uses a dual codebook structure.
  • FIG. 15 illustrates submode A of PUCCH feedback mode 1-1.
  • the wideband W2 and the wideband CQI are set to an offset 1 and a period 2
  • the RI and W1 are set to an offset 0 and a period 16.
  • RI and W1 are encoded in 5 bits as shown in Table 1 below, where W1 is subsampled as follows. This is to report information at low coding rate by enjoying payload size of RI and W1. Since RI is a value referenced by the remaining PMIs and CQIs, the low coding should be encoded to prevent decoding errors from occurring in the RI values.
  • One of Tables 2 to 4 may be set in a subsampling manner for tanks 3 and 4. That is, according to the principle of subsampling the above-described codebook, the 3-bit codebook subsampled from the release-8 codebook may be equally applied to the PUCCH feedback mode 1-1.
  • W2 ranks 3 and 4 are not transmitted. That is, tanks 3 and 4 have only W1 as PMI.
  • "To Be Determined" of tanks 1 and 2 may be determined as ⁇ 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14 ⁇ as in the case of 8Tx, where k and n are respectively 7, 15.
  • PUCCH feedback mode 2-1 is defined in two ways according to the PTI value when using the dual codebook structure.
  • 16 illustrates PUCCH feedback mode 2-1 according to a PTI value.
  • wideband W1 is represented by 8 subframe periods, and wideband W2 and CQI are shown in the rest.
  • RI and PTI were set to period 16, offset 0.
  • PTI is set to 1
  • L-bit information indicating a narrowband subband W2, a narrowband CQI, and a narrowband index is reported as shown in FIG.
  • subsampling should be performed similarly to the case of 8 ⁇ without exceeding the payload size of PUCCH format 2.
  • CQI is 7 bits and L is 2 bits at maximum, so W2 is subsampled into 2 bits as follows. That is, subsampling may be performed on ranks 3 and 4 as shown in Tables 6 to 8 below.
  • One of Tables 6 to 8 may be set as a subsampling method for the tanks 3 and 4. That is, according to the principle of subsampling the above-described codebook, the 2-bit codebook subsampled from the release-8 codebook may be equally applied to the PUCCH feedback mode 2-1.
  • Mode 2-1 does not transmit W1 ranks 3 and 4. That is, ranks 3 and 4 have only P2 as PMI.
  • "To Be Determined" of Rank 2 may be determined as ⁇ 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14 ⁇ as in the case of 8Tx, where ⁇ is 23.
  • a fourth embodiment according to the present invention relates to a codebook subsampling scheme when a new codebook with Wl and W2 dual codebook structures for ranks 1 and 2 is introduced.
  • the codebook ⁇ for ranks 1 and 2 may be set as follows.
  • codebook W2 for channels 1 and 2 may be set as follows.
  • C2 for the tank 1 is composed of 16 vectors as shown in the following equation, and the codeword index follows the order of the following equation.
  • the first vector is index 0 and indexed in ascending order.
  • C2 for tank 2 is composed of 16 vectors as shown in the table below, the codeword index follows the order of the table below.
  • the first vector in the table below is index 0 and indexes in ascending order.
  • the wideband W1 / W2 and wideband CQI are set to offset 1 and period 2
  • RI and W1 are set to offset 0 and period 16.
  • W1 and ⁇ 27 are subsampled as shown in the table below to report wideband W1 / W2 and wideband CQI.
  • 8Tx Wl of tanks 1 and 2 is defined as in the following equation. That is, the i th PMI and the i + 1 th PMI share two overlapping DFT vectors. By overlapping two DFT vectors between adjacent PMIs, the channel can be fed back more accurately. However, in consideration of the limited PUCCH resources, the PMI of the even-numbered W1 may be limited to the even-numbered subsampling. Although there is no overlapping DFT vector between even-numbered PMIs, the UE can still express all 32 DFT vectors using W1, thereby minimizing performance degradation.
  • the new 4 ⁇ codebook requires subsampling. It is possible to subsample tanks 1 and 2 as shown in the table below.
  • the W1 subsampling of the 4 Tx codebook may be performed similarly to the W1 subsampling in the 8Tx codebook.
  • i th PMI and i + 1 th PMI share three overlapping DFT vectors.
  • the i th PMI and the i + 2 th PMI share two folded DFT vectors, and the i th PMI and the i + 3 th PMI share one folded DFT vector.
  • PMI may be subsampled to ⁇ 0, 4, 8, 12 ⁇ . Although there is no overlapping DFT vector between the subsampled PMIs, the UE can still express all 16 DFT vectors using W1, thereby minimizing performance degradation.
  • the W2 subsampling of the 4 Tx codebook can be implemented in various ways according to the index kl, k2, k3 k4, k5, and k6 settings.
  • the first vector of the DFT vectors of W1 is selected using W2 PMI 0 and 2, and a phase shift between polarized antenna groups is 1 or 1; It can be represented as. Additionally, Kl and k2 may be used to increase the granularity of the phase shift or to set the vector selector of W1.
  • phase shift value can be expressed as 1, -1, -j, j at 3 ⁇ 4 magnitude 1.
  • phase shift in tank 1 can be represented as 1 or 1, and the first or third of the DFT vectors of You can choose. [333] Or, set kl, k2 to 4, 6 to set the vector option.
  • the phase shift at 1 can be expressed as 1 or — 1, and the first or second vector of the DFT vectors of W1 can be selected.
  • (kl, k2) is set to (4, 6)
  • two DFT vectors having a higher correlation can be selected as compared to (8, 10). In other words. If the channel changes slowly in the time or frequency domain, it can be set to (4, 6) to improve feedback accuracy.
  • k3 and k4 may be set to 0 and 1 to include 8 ⁇ codebook subsampling, and the following values may be considered for k5 and k6.
  • the first vector of the DFT vectors of W1 is selected using W2 PMI 0, 1, and the phase shift between polarized antenna groups is 1 and 1 for the first layer. It can be represented by -1 for the second layer, or j for the first layer and j for the second layer. Further, the vector selector of W1 can be set using K5 and k6.
  • the phase shift at 1 can be expressed as (1, -1) or (j, — j), and the first or second vector of the DFT vectors of W1 can be selected. If you set (k5, k6) to (2, 3), you can select two DFT vectors with a higher correlation than setting (4, 5). That is, if the channel changes slowly in the time or frequency domain, it may be set to (2, 3) to improve feedback accuracy.
  • phase shift values of the two layers can be fixed to (1, ⁇ 1), and four selectors can be set. That is, in this case, the first, second, third, and fourth vectors of the DFT vectors of W1 can be selected.
  • various values may be considered, and these values may be determined by the base station through higher layer signaling (eg, RRC signaling) to the UE.
  • RRC signaling e.g., RRC signaling
  • the feedback overhead To be enjoyed, the base station and the UE promise various codebook subsampling schemes, and the base station can designate one scheme for the UE.
  • a fifth embodiment of the present invention relates to a codebook subsampling method when the following 4Tx codebook is used.
  • the CSI reporting type may be set to one of several types.
  • the CSI reporting type defined in LTE release -10 is as follows.
  • Type 1 reporting supports CQI for UE select sub-bands.
  • Type la reporting supports narrowband CQI and second PMI feedback.
  • Type 2b, and Type 2c reports support wideband CQI and PMI feedback.
  • Type 2a reporting supports wideband PMI feedback.
  • Type 3 reporting supports RI feedback.
  • Type 4 reporting supports wideband CQI.
  • Type 5 reporting supports RI and wideband PMI feedback.
  • Type 6 reporting supports RI and PTI feedback.
  • the following subsampling scheme may be applied to Type 5 reporting and Type 2c reporting in submode A and submode B of PUCCH feedback mode 1-1.
  • ⁇ 0,1, ... 7
  • the ⁇ codebook can be expressed as the product of two matrices as follows.
  • the inner precoder Wi and the outer precoder w 2 represent wideband / long term Gong-term channel characteristics and narrowband / shor t-term channel characteristics, respectively. May be set as follows.
  • Codebook for tank 1 may be set as follows.
  • codebook W2 for rank 2 may be set as follows.
  • codewords can be constructed.
  • the base station may transmit the information on one of the W1 subsampling scheme increase to the UE.
  • the W1 subsampling scheme may be specified by using information added to the CSI process configuration.
  • the base station may signal to the UE if there are various subsampling schemes in W2.
  • the PUCCH feedback mode 2-1 for the 8 ⁇ codebook can be used as it is.
  • 18 illustrates PUCCH feedback mode 2-1 according to ⁇ value.
  • wideband W1 is represented by 8 subframe periods, and wideband W2 and CQI are shown in the rest.
  • RI and PTI were set to period 16, offset 0.
  • ⁇ is set to 1, L bit information indicating a narrowband subband W2, a narrowband CQI, and a narrowband index is reported as shown in FIG.
  • the ⁇ information takes a single matrix codebook structure of W, not a dual codebook structure of W1 and W2. Therefore, it is difficult to use the PUCCH feedback mode 2-1 as shown in FIG. 18 that supports the dual codebook. For example, the value of PTI is unnecessary in case of bulks 3 and 4.
  • the first feedback method is feedback of feedback mode 2-1 according to the rank.
  • PUCCH feedback mode 2-1 in ranks 1 and 2 uses an existing scheme as shown in FIG. 18, and PUCCH feedback mode 2-1 in ranks 3 and 4 is illustrated in the example of FIG. Can be set.
  • PMI information W and wideband CQI are represented by 8 subframe periods, and L bit information indicating narrowband CQI and narrowband index is shown in the rest.
  • RI and PTI are set to period 16, offset 0. That is, the feedback framework of the feedback mode 2-1 may change depending on the tank.
  • the base station interprets this as a valid value and determines a type.
  • the UE determines and feeds back a PTI value
  • the base station interprets this as a valid value and determines a type.
  • the UE determines and feeds back a PTI value
  • RI refers to tanks 3 or 4
  • the value of ⁇ is ignored without interpretation.
  • the UE determines and feeds back a value of ⁇ , and the base station also interprets it without disregarding it and determines a type.
  • the second feedback method is a method of limiting a selectable PTI according to rank.
  • PUCCH feedback mode 2-1 in ranks 3 and 4 may be set as in the example of FIG. 20.
  • PUCCH feedback resource opened at offset 1 and period 2 wideband W and wideband CQI are represented by 8 subframe periods, and L bit information indicating narrowband w, narrowband CQI, and narrowband index is shown in the rest.
  • RI and PTI are set to period 16, offset 0.
  • W2 When reporting L-bit information indicating narrowband W and narrowband CQI and narrowband index, W2 should be subsampled similarly to the case of 8Tx so as not to exceed the payload size of PUCCH format 2.
  • CQI is 7 bits and L is 2 bits at most, so 2 bits subsampling of W2 may be performed on tanks 3 and 4 as shown in Tables 12 to 14 below.
  • One of Tables 12 to 14 may be set by a 2-bit subsampling method of W2.
  • the UE and the base station may promise W1 as an identity matrix, and the UE may select and signal W2 within a single codebook of ranks 3 and 4.
  • rank 1 and 2 when the UE determines the feedback value of ⁇ as 0 or 1 as before, the base station interprets it as a valid value to determine a type.
  • rank 3 If 4, the UE always determines the PTI as 1 and feeds back. If the RI again indicates that the rank 1 black indicates the UE, the UE determines the PTI value as 0 or 1 and feeds it back, and the base station interprets it to determine the type.
  • the method of limiting PI that can be selected according to rank in the second feedback method has been described. That is, if the tank is set to 3 or 4, the PTI is fixed to 1.
  • SB W2 may be omitted to increase the encoding of narrowband (SB) CQI transmission.
  • the rank 3 or 4 may be set as shown in FIG. 21.
  • WB CQI and W2 are transmitted in (JI (+ l) Npd periods, and SB information transmits only CQI except PMI.
  • W2 means PMI information of tank 3 or 4.
  • the precoding matrix may be determined using Table 15 below to transmit 4 antenna ports.
  • Table 15 In Table 15
  • Equations 40 to 46 list the matrices generated through the operation (), and the Tank 3 codebook is shown in Table 15. Is configured by selecting a specific column
  • rank 3,4 codebooks need to be limited to 2 bits.
  • the CQI is 7 bits and L is 2 bits at maximum. Therefore, 2-bit subsampling of W2 should be performed for tanks 3 and 4.
  • the final subsampled codebook may be determined in consideration of the codal distance as shown in the following equation.
  • Equation 56 'i'' 2 '' 3 '' 4 is an integer existing between 0 and 15 as a codeword index, and d (A, B) denotes a codal distance between A and B. . . W ll; W l2 , W l3) 4 means ii, i 2. , Is, i and the fourth codeword, respectively.
  • Subsampling is effective in terms of codal distance.
  • Subsampling is pointless. Because subsampling of rank 4 codewords is already done in a full rank environment, optimizing subsampling is critical to performance.
  • rank 4 subsampling may be performed in the same manner as in Table 3, Table 13, or Table 16 in the same manner as the subsampling of 3 ⁇ 4.
  • the above-described matters described in various embodiments of the present invention may be independently applied or two or more embodiments may be applied at the same time, and the repeated information is omitted for clarity. do.
  • MIM0 transmission in backhaul uplink and backhaul downlink
  • MIM0 in access uplink and access downlink
  • the same principle proposed in the present invention may be applied to uplink MIM0 transmission and reception for transmission.
  • Figure 22 illustrates a base station and a terminal that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • the communication takes place between the base station and the relay, and communication is performed between the relay and the terminal in the access link. Therefore, the base station or the terminal illustrated in the figure may be replaced with a relay according to the situation.
  • a wireless communication system includes a base station (BS) 2210 and a terminal (UE).
  • BS base station
  • UE terminal
  • Base station 2210 includes processor 2212, memory 2214, and wireless.
  • a frequency (Radio Frequency, RF) unit 2216 The processor 2212 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed by the present invention.
  • Memory 2214
  • Terminal 2220 includes a processor 2222, a memory 2224, and an RF unit 2226.
  • the processor 2222 may be configured to implement the procedures and / or method stones proposed by the present invention.
  • the memory 2224 is connected with the processor 2222 and stores various information related to the operation of the processor 2222.
  • the RF unit 2226 is connected with the processor 2222 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the base station 2210 and / or the terminal 2220 may have a single antenna or multiple antennas.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network composed of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNodeB (eNB), an access point, and the like.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented in various means, for example, hardware, firmware
  • an embodiment of the present invention may include one or more ASICs pplication specific integrated circuits (DSPs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), rogrammable logic devices (PLDs), and FPGAs ( f ield programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and so on.
  • DSPs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs rogrammable logic devices
  • FPGAs f ield programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and so on.
  • firmware or software an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be used in a wireless communication device such as a terminal, a relay, a base station, or the like.

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 채널상태정보(Channel State Information, CSI)를 전송하는 방법은 16개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4 안테나 포트를 위한 코드북을 서브샘플링(subsampling)하는 단계; 및 서브샘플링된 코드북을 기초로 CSI를 피드백하는 단계를 포함하되, CSI는 랭크 지시자(Rank Indicator, RI), 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator, PMI) 및 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator, CQI) 중 적어도 하나를 포함하고, RI가 3인 경우, 서브샘플링된 코드북은 서브샘플링된 코드워드 사이의 코달 거리(chordal distance)가 최소가 되도록 결정될 수 있다.

Description

【명세서】
ί발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보 전송 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서， 보다 상세하게는， 무선 통신 시스템에서 코드북의 서브샘플링을 이용하여 채널상태정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution, 이하 "LTE"라 함) 통신 시스템 에 대해 개략적으로 설명한다.
E3] 도 1 은 무선 통신 시스템의 일례로서 E— UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도 면이다. E-UMTS( Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서， 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS 는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격 (technical specification)^ 상세한 내 '용은 각각 "3rd Generation Partnership Project； Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참 조할 수 있다.
[4] 도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말 (User Equipment, UE)과 기지국 (eNodeB, eNB, 네트워크 (E— UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이 (Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스， 멀티캐스트 서비스 및 /또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.
[5] 한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25， 2.5， 5ᅳ 10， 15, 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한 다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수 의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향 링크 (Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향 링크 스케즐링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간 / 주파수 영역， 부호화， 데이터 크기， HARQCHybrid Automatic Repeat and reQuest ) 관련 정보 등을 알려준다. 또한， 상향 링크 (Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향 링 크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간 /주파 수 영역， 부호화, 데이터 크기, HARQ 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다., 핵심망 (Core Network, CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TACTracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리 한다.
[6] 무선 통신 기술은 WCDMA 를 기반으로 LTE 까지 개발되어 왔지만， 사용자와 사 업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한， 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비 트당 비용 감소， 서비스 가용성 증대， 융통성 있는 주파수 밴드의 사용， 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
[7] MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나 와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여， 다중전송안테나와 다중수신안테 나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉， 무선통신 시스템의 송신단 (transmitting end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사 용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIM0 기술을 다중 안테나 기 술로 칭할 수도 있다.
[8] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상 황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다.
【발명의 상세한 설명 I
【기술적 과제】
[9] 상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 채널상 태정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치를 제안하고자 한다.
[10] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하 는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
[11] 상기 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시 스템에서 단말이 채널상태정보 (Channel State Information, CSI)를 전송하는 방법은 16 개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4 안테나 포트를 위한 코드북을 서브샘플링 (subsampling)하는 단계; 및 상기 서브샘플링된 코드북을 기초로 CSI 를 피드백하는 단계를 포함하되, 상기 CSI는 탱크 지시자 (Rank Indicator, RI), 프리코딩 행렬 지시 자 (Precodmg Matrix Indicator , PMI ) 및 채널 품질 지시자 (Channei Quality Indicator CQI) 중 적어도 하나를 포함하고， 상기 RI가 3인 경우， 상기 서브샘플링된 코드북은 서브샘플링된 코드워드 사이의 코달 거리 (chorda! distance)가 최소가 되도록 결정될 수 있다ᅳ
[12] 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보 (Channel State Information, CSI)를 전송하는 단말은 R Radio Frequency) 유닛; 및 프로세서 를 포함하고， 상기 프로세서는, 16 개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4 안테나 포트를 위한 코드북을 서브샘플링 (subsampling)하는 단계 ; 및 상기 서브샘플링된 코드북을 기초로 CSI를 피드백하는 단계를 포함하되， 상기 CSI는 랭크 지시자 (Rank Indicator, RI), 프리코딩 행렬 지시자 (Precoding Matrix Indicator, PMI ) 및 채널 품질 지시자 (Channel Quality Indicator, CQI) 증 적어도 하나를 포함하고， 상기 RI가 3인 경우， 상기 서브샘플링된 코드북은 서브샘플링된 코드워드 사이의 코달 거리 (chordal distance)가 최소가 되도록 결정될 수 있다.
[13] 본 발명에 따른 상기 실시예들에 대하여 다음의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.
[14] 상기 서브샘플링된 코드북은 상기 서브샘플링된 코드워드 사이의 코달 거리 가 1이 되도록 결정될 수 있다.
[15] 상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 1 프리코딩 행 렬, 제 3 프리코딩 행렬， 제 9 프리코딩 행렬, 제 11 프리코딩 행렬을 포함하는, 채널 상태정보 전송 방법.
[16] 상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16 개의 프리코딩 행렬 중 제 13 프리코딩 행렬, 제 14 프리코딩 행렬， 제 15 프리코딩 행렬， 제 16 프리코딩 행렬을 포함하는， 채널상태정보 전송 방법.
[17] 상기 서브샘폴링된 코드북은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 2 프리코딩 행 렬 , 제 4 프리코딩 행렬 , 제 10 프리코딩 행렬, 제 12 프리코딩 행렬을 포함하는, 채널 상태정보 전송 방법.
[18] 상기 서브샘플링된 코드북은 실수값으로만 구성될 수 있다. [19] 본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며， 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
[20] 본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 코드북의 서브샘플링을 이 용하여 채널상태정보를 효율적으로 전송할 수 있는 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
[21] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으 며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야 에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】 [22] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도 면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상 을 설명한다.
[23] 도 1은 무선 통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 예시한다..
[24] 도 2 는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜 (Radio Interface Protocol)의 제어평면 (Control Plane) 및 사용 자평면 (User Plane) 구조를 예시한다.
[25] 도 3 은 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신 호 전송 방법을 예시한다.
[26] 도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시한다.
[27] 도 5는 LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 무선 프레임의 구조를 예시한다.
[28] 도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다 .
[29] 도 7은 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성을 예시한다.
[30] 도 8 내지 도 11은 채널 상태 정보의 주기적 보고에 대해 예시한다.
[31] 도 12~13 은 비-계층적 코드북 사용 시에 채널 상태 정보를 주기적으로 보고 하는 과정을 예시한다.
[32] 도 14 는 계층적 코드북 사용 시에 채널 상태 정보를 주기적으로 보고하는 과 정을 예시한다.
[33] 도 15는 PUCCH 피드백 모드 1「1의 서브모드 A를 예시한다.
[34] 도 16은 PTI 값에 따른 PUCCH 피드백 모드 2—1의 일례이다. [35] 도 17은 새로운 코드북이 적용될 때 서브모드 B의 일례이다.
[36] 도 18은 PTI 값에 따른 PUCCH 피드백 모드 2-1의 일례이다.
[37] 도 19는 탱크 3,4에서 PUCCH 피드백 모드 2-1의 일례이다.
[38] 도 20은 탱크 3,4에서 PUCCH 피드백 모드 2-1의 일례이다.
[39] 도 21은 탱크 3,4에서 PUCCH 피드백 모드 2—1의 일례이다.
[40] 도 22는 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 나타낸다. 【발명을 실시를 위한 형태】
[41] 이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성， 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 3GPP 시스템에 적용된 예들이다.
[42] 본.명세서는 LTE 시스템 및 LTE-A 시스템을 사용하여 본 발명의 실시예를 설명하지만， 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 상기 정의에 해당되는 어떤 통신 시스템에도 적용될 수 있다. 또한, 본 명세서는 FDD 방식을 기준으로 본 발명의 실시예에 대해 설명하지만， 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 H-FDD 방식 또는 TDD 방식에도 용이하게 변형되어 적용될 수 있다.
[43] 도 2는 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN사이의 무선 인터페이스 프로토콜 (Radio Interface Protocol)의 제어평면 (Control Plane) 및 사용자평면 (User Plane) 구조를 나타내는 도면이다. 제어평면은 단말 (User Equipment， UE)과 네트워크가호를 관리하기 위해서 이용하는 제어 메시지들이 전송되는 통로를 의미한다. 사용자평면은 애플리케이션 계층에서 생성된 데이터， 예를 들어, 음성 데이터 또는 인터 ¾ 패¾ 데이터 등이 전송되는 통로를 의미한다.
[44] 제 1계층인 물리계층은 물리채널 (Physical Channel)을 이용하여 상위 계층에게 정보 전송 서비스 (Information Transfer Service)를 제공한다. 물리계층은 상위에 있는 매체접속제어 (Medium Access Control) 계층과는 전송채널 (Transport Channel)을 통해 연결되어 있다. 상기 전송채널을 통해 매체접속제어 계층과 물리계층 사이에 데이터가 이동한다. 송신측과 수신측의 물리계층 사이는 물리채널을 통해 데이터가 이동한다. 상기 물리채널은 시간과 주파수를 무선 자원으로 활용한다. 구체적으로， 물리 ]]널은 하향 링크어)入 0FDMA( Orthogon l Frequency Division Mul t iple Access) 방식으로 변조되고, 상향 링크에서 SOFDM/ Singie Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조된다.
[45] 제 2계층의 매체접속제어 (Medium Access Control, MAC) 계층은
논리채널 (Logical Channel)을 통해 상위계층인 무선링크제어 (Radio Link Control， RLC) 계충에 서비스를 제공한다. 제 2계층의 RLC 계층은 신뢰성 있는 데이터 전송을 지원한다. R1X 계층의 기능은 MAC 내부의 기능 블록으로 구현될 수도 있다.제 2계층의 PDCP(Packet Data Convergence Protocol) 계층은 대역폭이 좁은 무선 인터페이스에서 IPv4나 IPv6와 같은 IP 패킷을 효율적으로 전송하기 위해 불필요한.제어정보를 줄여주는 헤더 압축 (Header Compression) 기능을 수행한다.
[46] 제 3계층의 최하부에 위치한무선 자원제어 (Radio Resource Control, RRC) 계층은 제어평면에서만 정의된다. RRC 계층은 무선베어러 (Radio Bearer , RB)들의 설정 (Configuration)ᅳ재설정 (Re—conf igurat ion) 및 해제 (Release)와 관련되어 논리채널， 전송채널 및 물리채널들의 제어를 담당한다ᅳ RB는 단말과 네트워크 간의 데이터 전달을 위해 제 2계층에 의해 제공되는 서비스를 의미한다. 이를 위해， 단말과 네트워크의 RRC 계층은 서로 RRC 메시지를 교환한다. 단말과 네트워크의 RRC 계층 사이에 RRC 연결 (RRC Connected)이 있을 경우, 단말은 RRC 연결 상태 (Connected Mode)에 있게 되고, 그렇지 못할 경우 RRC 휴지 상태 (Idle Mode)에 있게 된다. RRC 계층의 상위에 있는 NAS(Non-Access Stratum) 계층은 세션 관리 (Session
Management)와 이동성 관리 (Mobi 1 ity Management) 등의 기능을 수행한다.
[47] 기지국 (eNB)을 구성하는 하나의 셀은 1.25， 2.5, 5, 10, 15， 20Mhz 등의 대역폭 중 하나로 설정되어 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 샐은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. '
[48] 네트워크에서 단말로 데이터를 전송하는 하향 전송채널은 시스템 정보를 전송하는 BCH(Broadcast Channel), 페이징 메시지를 전송하는 PCH( Paging Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 전송하는 하향 SCH(Shared Channel) 등이 있다. 하향 멀티캐스트 또는 방송 서비스의 트래픽 또는 제어 메시지의 경우 하향 SCH를 통해 전송될 수도 있고， 또는 별도의 하향 MCH(Multicast Channel)을 통해 전송될 수도 있다. 한편, 단말에서 네트워크로 데이터를 전송하는 상향 전송채널로는 초기 제어 메시지를 전송하는 RACH( Random Access Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 전송하는 상향 SCH(Shared Channel)가 있다. 전송채널의 상위에 있으며， 전송채널에 매핑되는 논리채널 (Logical Channel)로는 BCCH( Broadcast Control Channel ) , PCQK Paging Control Channel), CCCH( Common Control Channel),
MCCH(Multicast Control Channel), MTCH(Muit icast Traffic Channel) 등이 있다.
[49] 도 3은 3GPP 시스템애 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[50] 단말은 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다 (S301). 이를 위해， 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널 (Primary Synchronization Channel , Ρ— SCH) 및 부 동기 채널 (Secondary Synchronization Channel, S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고 셀 ID등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후， 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널 (Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편， 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향 링크 참조 신호 (Downlink Reference Signal DL RS)를 수신하여 하향 링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
[51] 초기 샐 탐색을 마친 단말은 물리 하향 링크 제어 채널 (Physical Downlink Control Channel, PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향 링크 공유 채널 (Physical Downlink Control Channel , PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다 (S302).
[52] 한편，ᅳ기지국에 최초로 접속하거나 신호 전송을 위한 무선 자원이 없는 경우 단말은 기지국에 대해 임의 접속 과정 (Random Access Procedure, RACH)을 수행할 수 있다 (단계 S303 내지 단계 S306). 이를 위해， 단말은 물리 임의 접속 채널 (Physical Random Access Channel, PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로 전송하고 (S303 및 S305), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다 (S304 및 S306). 경쟁 기반 RACH의 경우， 추가적으로 층돌 해결 절차 (Content ion Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
[53] 상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향 링크 신호 전송 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신 (S307) 및 물리 상향 링크 공유 채널 (Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)/물리 상향 링크 제어 채널 (Physical Uplink Control' Channel , PUCCH) 전송 (S308)을 수행할 수 있다. 특히 단말은 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보 (Downlink Control Information, DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 단말에 대한 자원 할당 정보와 같은 제어 정보를 포함하며， 그 사용 목적에 따라- 포맷이 서로 다르다.
[54] 한편， 단말이 상향 링크를 통해 기지국에 전송하는 또는 단말이
기지국으로부터 수신하는 제어 정보는 하향 링크 /상향 링크 ACK/NACK 신호，
CQI (Channel Quality Indicator) , ΡΜΙ (Precodmg Matrix Index) , R I (Rank Indicator) 등을 포함한다.3GPPLTE 시스템의 경우， 단말은 상술한 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및 /또는 PUCCH를 통해 전송할 수 있다.
[55] 도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.
[56] 도 4를 참조하면， 무선 프레임 (radio frame)은 10ms (327200 XTs)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임 (subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360xTs)의 길이를 가진다. 여기에서， Ts 는 샘플링 시간을 나타내고 Ts=4/ ( 15kHz X 2048 )=3.2552 X 10-8 (약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 복수의 자원블록 (Resource Block, RB)을 포함한다. LTE 시스템에서 하나의 자원블록은 12개의 부반송파 X7(6)개의 0FDM 심볼을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 ΊΤΙ (Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[57] 도 5는 하향 링크 무선 프레임에서 하나의 서브프레임의 제어 영역에 포함되는 제어 채널을 예시하는 도면이다.
[58] 도 5를 참조하면， 서브프레임은 14개의 0FDM 심볼로 구성되어 있다.
서브프레임 설정에 따라 처음 1 내지 3개의 0FDM 심볼은 제어 영역으로 사용되고 나머지 13~11개의 0FDM 심볼은 데이터 영역으로 사용된다. 도면에서 R1 내지 R4는 안테나 0 내지 3에 대한 기준 신호 (Reference Signal (RS) 또는 Pilot Signal)를 나타낸다ᅳ RS는 제어 영역 및 데이터 영역과 상관없이 서브프레임 내에 일정한 패턴으로 고정된다. 제어 채널은 제어 영역 중에서 RS?} 할당되지 않은 자원에 할당되고, 트래픽 채널도 데이터 영역 중에서 1 기' 할당되지 않은 자원에 할당된디-. 제어 영역에 할당되는 제어 채널로는 PCFICHCPhysical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physi cal Hybrid— ARQ indicator CHannel), PDCCH (Physical Downlink Control CHannel) 등이 있다.
[59] PCFICH는 물리 제어 포맷 지시자 채널로서 매 서브프레임 마다 PDCCH에 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 단말에게 알려준다. PCFICH는 첫 번째 OFDM 심볼에 위치하며 PHICH 및 PDCCH에 우선하여 설정된다. PCFICH는 4개의 REG(Resource Element Group)로 구성되고, 각각의 REG는 셀 ID(Cell IDentity)에 기초하여 제어 영역 내에 분산된다. 하나의 REG는 4개의 RE(Resource Element)로 구성된다. RE는 하나의 부반송파 X하나의 OFDM 심볼로 정의되는 최소 물리 자원을 나타낸다. PCFICH 값은 대역폭에 따라 1 내지 3 또는 2 내지 4의 값을 지시하며 QPSlUQuadrature Phase Shift Keying)로 변조된다.
[60] PHICH는 물리 HARQ (Hybrid - Automatic Repeat and request) 지시자 채널로서 상향 링크 전송에 대한 HAKQ ACK/NACK을 나르는데 사용된다. 즉， PHICH는 UL HARQ를 위한 DL ACK/NACK정보가 전송되는 채널을 나타낸다. PHICH는 1개의 REG로 구성되고， 셀 특정 (ceU-Specific)하게 스크램블 (scrambl ing) 된다. ACK/NACK은 1 비트로 지시되며, BPSK Binary phase shift keying)로 변조된다. 변조된 ACK/NACK은 확산인자 (Spreading Factor, SF) = 2 또는 4로 확산된다. 동일한 자원에 매핑돠는 복수의 PHICH는 PHICH 그룹을 구성한다. PHICH 그룹에 다중화되는 PHICH의 개수는 확산 코드의 개수에 따라 결정된다. PHICH (그룹)은 주파수 영역 및 /또는 시간 영역에서 다이버시티 이득을 얻기 위해 3번 반복 (repetition)된다.
[61] PDCCH는 물리 하향 링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n개의 OFDM
심볼에 할당된다. 여기에서， n은 1 이상의 정수로서 PCFICH에 의해 지시된다. PDCCH는 하나 이상의 CCE로 구성된다. PDCCH는 전송 채널인 PCH(Paging channel) 및
DL-SCH(Dovvnl ink-shared channel)의 자원할당과 관련된 정보， 상향 링크 스케줄링 그랜트 (Uplink Scheduling Grant), HARQ 정보 등을 각 단말또는 단말 그룹에게 알려준다. PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downl ink-shared channel)는 PDSCH를 통해 전송된다. 따라서， 기지국과 단말은 일반적으로 특정한 제어 정보 ¾는 특정한 서비스 데이터를 제외하고는 PDSCH를 통해서 데이터를 각각 전송 및 수신한다.
[62] PDSCH의 데이터가 어떤 단말 (하나 또는 복수의 단말)에게 전송되는 것이며， 상기 단말들이 어떻게 PDSCH 데이터를 수신하고 디코딩 (decoding)을 해야 하는 지에 대한 정보 등은 PDCCH에 포함되어 전송된다. 예를 들어， 특정 PDCCH가 라는 RNTK Radio Network Temporary Identity)로 CRC 마스킹 (masking)되어 있고, "B"라는 무선자원 (예， 주파수 위치) 및 라는 DCI 포맷 즉， 전송형식정보 (예， 전송 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)를 이용해 전송되는 데이터에 관한 정보가 특정 서브프레임을 통해 전송된다고 가정한다. 이 경우, 셀 내의 단말은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 PDCCH를 모니터링하고, "A" RNTI를 가지고 있는 하나 이상의 단말이 있다면, 상기 단말들은 PDCCH를 수신하고， 수신한 PDCCH의 정보를 통해 "B"와 에 의해 지시되는 PDSCH를 수신한다.
[63] 도 6은 LTE시스템에서 사용되는 상향 링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면이다.
[64] 도 6을 참조하면， 상향 링크 서브프레임은 제어정보를 나르는
PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)가 할당되는 영역과 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)가 할당되는 영역으로 나눌 수 있다.
서브프레임의 증간 부분이 PUSCH에 할당되고， 주파수 영역에서 데이터 영역의 양측 부분이 PUCCH에 할당된다. PUCCH상에 전송되는 제어정보는 HARQ에 사용되는
ACK/NACK, 하향 링크 채널 상태를 나타내는 CQKChannel Quality Indicator), MIM0를 위한 RKRank Indicator), 상향 링크 자원 할당 요청인 SR(Schedul ing Request) 등이 있다. 한 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임 내의 각 슬롯에서 서로 다른 주파수를 차지하는 하나의 자원블록올 사용한다. 즉， PUCCH에 할당되는 2개의 자원블록은 슬롯 경계에서 주파수 호핑 (frequency hopping)된다. 특히 도 6은 in=0인 PUCCH, m=l인 PUCCH, m=2인 PUCCH, m=3인 PUCCH가 서브프레임에 할당되는 것을 예시한다.
[65] 다중 안테나 (MIM0) 시스템
[66] 이하 MIM0시스템에 대하여 설명한다. MIMO(Multiple-Input
Multiple— Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서， 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉， 무선 통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIM0를 '다중 안테나 '라 지칭할 수 있다.
[67] 다중 안테나 기술에서는， 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각 (fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지 (coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한， 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면， 단일 안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.
[68] 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도가 도 7에 도시되어 있다. 송신단에는 송신 안테나가 NT개 설치되어 있고， 수신단에서는 수신 안테나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는， 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서 , 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 Ro라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로， 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 NT와 NR 중 작은 값이다.
[69] 【수학식 1】
[70] Rt 二 min(7V
Figure imgf000012_0001
[71] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0통신 시스템에서는， 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후， 실질적으로 데이터 전송를을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며， 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[72] 현재까지의 다증안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다. [73] 다증 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법'으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 7에 도시된 바와 같이 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저 , 송신 신호에 대해 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 백터로 나타낼 수 있다.
[74] 【수학식 2】
Figure imgf000013_0001
1
[76] 한편， 각각의 전송 정보
Figure imgf000013_0002
있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure imgf000013_0003
전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
[77]
[78]
Figure imgf000013_0004
[79] 또한， S를 전송 전력의 대각행렬
Figure imgf000013_0005
이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.
[80] 【수학식 4]
[81]
Figure imgf000013_0006
[82] *78 [83] 한편， 전송전력이 조정된 정보 백터 S에 가중치 행렬 쭈 기- 적용되어 실제
2 IV 전송되는 NT 개의 송신신호 (transmitted signal) ..., ^ Ύ 77} 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서， 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
2 λ Λ ^는 백터 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서
Figure imgf000014_0001
번째 송신안테나와 번째 정보 간의 가중치- 의미한다ᅳ 는 가증치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matrix)이라고 불린다.
[84] 【수학식 5】
Figure imgf000014_0003
Figure imgf000014_0002
[86] 일반적으로， 채널 행렬의 탱크의 물리적인 의미는， 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의
랭크 (rank)는 서로 독립인 ( independent ) 행 (row) 또는 열 (column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로， 행렬의 탱크는 행 (row) 또는 열 (column)와 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면， 채널 행렬 H의 탱크 (rank(H))는 수학식 6과 같이 제한된다ᅳ
[87] 【수학식 6】 rank(R)≤ miii(iVr, )
[88] [89] 또한， 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림 (Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 1레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서， 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
[90] 【수학식 7】
[91] # of s^reams - ^^k{K ) < min [NT， NR )
[92] 여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
[93] 한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대웅시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다증 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 증간인 공간 다이버시티와 공간
멀티플렉성의 흔합 (Hybrid)된 형태도 가능하다.
[94] 채널상태정보 (CSI) 피드백
[95] 이하, 채널 상태 정보 (channel state information, CSI) 보고에 관하여 설명한다. 현재 LTE 표준에서는 채널 상태 정보 없이 운용되는 개루프 (open-loop) MIM0와 채널 상태 정보에 기반하여 운용되는 폐루프 (closed-loop) MI M0 두 가지 송신 방식이 존재한다. 특히， 폐루프 MIM0 에서는 MIM0 안테나의 다중화
이득 (ii ltiplexing gain)을 얻기 위해 기지국 및 단말 각각은 채널 상태 정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 기지국은 채널 상태 정보를 단말로부터 얻기 위해， 단말에게 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH( Physical Uplink Shared CHannel)를 할당하여 하향링크 신호에 대한채널 상태 정보 (CSI)를 피드백 하도록 명령한다.
[96] CSI는 RKRank Indicator), PMKPrecoding Matrix Index), CQI (Channel Quali y Indication) 세가지 정보로 크게 분류된다. 우선, RI는 상술한 바와 같이 채널의 탱크 정보를 나타내며, 단말이 동일 주파수ᅳ시간 자원을 통해 수신할 수 있는 스트림의 개수를 의미한다. 또한， RI는 채널의 통럼 페이딩 (long term fadmg)에 의해 결정되므로 PMI, CQI 값 보다 통상 더 긴 주기로 기지국으로 피드백 된다.
[97] 두 번째로， PMI는 채널의 공간 특성을 반영한 값으로 SINR 등의
메트릭 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스를 나타낸다. 마지막으로， CQ1는 채널의 세기를 나타내는 값으로 통상 기지국이 PMI를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR을 의미한다.
[98] LTE-A 표준과 같은 보다 진보된 통신 시스템에서는 MU-MIMO (multi-user MIMO)를 이용한 추가적인 다중 사용자 다이버시티 (腿 Iti-user. diversity)를 얻는 것이 추가되었다ᅳ MJ-MIM0에서는 안테나 도메인에서 다중화되는 단말들 간의 간섭이 존재하기 때문에， CSI의 정확성 여부는 CSI를 보고한 단말뿐만 아니라， 다중화되는 다른 단말의 간섭에도 큰 영향을 미칠 수 있다. 따라서， MU— MIM0에서는 SU-MIM0에 비하여 보다 정확한 CSI 보고가요구된다.
[99] 이에， LTE-A표준에서는 최종 PMI를 통텀 (long term) 및 /또는 광대역 (WB, wideband) PMI인 W1와 숏팀 (short term) 및 /또는 서브밴드 (SB, sub-band) PMI인 W2 둘로 나누어 설계하는 것으로 결정되었다.
[100] 상기 및 W2 정보로부터 하나의 최종 PMI를 구성하는 구조적 코드북 변환 (hierarchical codebook transformation) 방식의 예시로 아래 수학식 8과 같이 채널의 통팀 공분산 행렬 (long— term covariance matrix)를 이용할 수 있다.
[101] 【수학식 8】 [102] W = norm(W\W2)
[103] 수학식 8에서 W2는 숏팀 PMI로서， 숏텀 채널 상태 정보를 반영하기 위해 구성된 코드북의 코드워드이고， W은 최종 코드북의 코드워드 (다른 말로, 프리코딩 행렬)이며， 2 4)은 행렬 의 각 열의 노름 (norm)이 丄로
정규화 (normalization)된 행렬을 의미한다.
[104] 기존 W1과 W2의 구체적인 구조는 다음 수학식 9와 같다.
[105] 【수학식 9】 ere 1 < kj,m < M and k, Ι, ιη are integer.
Figure imgf000017_0001
[107] 여기서， NT는 송신 안테나의 개수를 나타내고， M은 행렬 Xi의 열의 개수로서 행렬 Xi에는 총 M개의 후보 열백터가 있음을 나타낸다. eMk, eMl, eMni는 M개의 원소 증 각각 k번째， 1번째, m번째 원소만 1이고 나머지는 0인 열백터로서 Xi의 k번째,
0 · β - - 1번째， m번째 열백터를 나타낸다. J , ^J 및 ' ^ 는 모두 단위 노름 (unit
norm)을 갖는 복소 값으로서, 각각 행렬 Xi의 k번째， 1번째, m번째 열백터를 골라낼 때 이 열백터에 위상 회전 (phase rotation)을 적용함을 나타낸다. i는 0 이상의
정수로서 W1을 지시하는 PMI 인덱스를 나타낸다. j는 0 이상의 정수로서 W2를
지시하는 PMI 인덱스를 나타낸다. .
[108] 수학식 9에서 코드워드의 구조는 교차 편파 안테나 (cross polarized
ante皿 a)를 사용하고 안테나 간 간격이 조밀한 경우， 예를 들어， 통상 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우， 발생하는 채널의 상관관계 (correlation)
특성을 반영하여 설계한 구조이다. 교차 편파 안테나의 경우 안테나를 수평 안테나 그룹 (horizontal antenna group)과 수직 안테나 그룹 (vertical antenna group)으로
구분 할 수 있는데， 각 안테나 그룹은 ULA w iform linear array) 안테나의 특성을 가지며， 두 안테나 그룹은 공존 (co— located)한다.
[109] 따라서 각 그룹의 안테나 간 상관관계는 동일한 선형 위상 증가 (LPI) 특성을 가지며， 안테나 그룹 간 상관관계는 위상 회전 (phase rotation)된 특성을 갖는다.
결국， 코드북은 채널을 양자화 (quantization)한 값이기 때문에 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 설명의 편의를 위해 상기 상술한 구조로 만든 램크 1 코드워드를 아래 수학식 10과 같이 예시할 수 있다.
[110] 【수학식 10】
Figure imgf000017_0002
[in] (송신안테나의개수) X 1
[112] 위 수학식 10에서 코드워드는 ' 백터로 표현되고, 상위 백터 1 ' 와 하위 백터 J · 로 구조화 되어있으며， 각각은 수평 안테나 그룹과 수직 안테나 그룹의 상관관계 특성을 보여준다. ^ A 는 각 안테나 그룹의 안테나 간 상관관계 특성을 반영하여 선형 위상 증가 특성을 갖는 백터로 표현하는 것이 유리하며， 대표적인 예로
DFKdiscrete fourier transform) 행렬을 이용할 수 있다.
[113] 앞에서 설명한 바와 같이， LTE 시스템에서 채널. 상태 정보 (CSI)는 이로 제한되는 것은 아니지만 CQI, PMI, RI 등을 포함하며， 각 단말의 전송 모드에 따라 CQI, PMI, RI가 모두 전송되거나 그 중 일부만 전송되기도 한다. 채널 상태 정보가 주기적으로 전송되는 경우를 주기적 보고 (periodic reporting)라고 하며， 채널 상태 정보가 기지국의 요청에 의해서 전송되는 경우를 비주기적 보고 (aperiodic reporting)라고 한다. 비주기적 보고의 경우， 기지국이 내려주는 상향링크 스케줄링 정보에 포함되어 있는 요청 비트 (request bit)가 단말에게 전송된다. 그 후, 단말은 자신의 전송 모드를 고려한 채널 상태 정보를 상향링크 데이터 채널 (PUSCH)를 통해서 기지국에게 전달한다. 주기적 보고의 경우， 각 단말 별로 상위계층 신호를 통해 반ᅳ정적 (semi-static) 방식으로 주기와 해당 주기에서의 오프셋 등이 서브프레임 단위로 시그널링된다. 각 단말은 전송 모드를 고려한 채널 상태 정보를 정해진 주기에 따라 상향링크 제어 채널 (PUCCH)을 통해 기지국에 전달한다. 채널 상태 정보를 전송하는 서브프레임에 상향링크 데이터가 동시에 존재하면, 채널 상태 정보는 데이터와 함께 상향링크 데이터 채널 (PUSCH)을 통해 전송된다. 기지국은 각 단말의 채널 상황 및 셀 내의 단말 분포 상황 등을 고려하여 각 단말에 적합한 전송 타이밍 정보를 단말에게 전송한다. 전송 타이밍 정보는 채널 상태 정보를 전송하기 위한 주기， 오프셋 등을 포함하명， RRC 메시지를 통해 각 단말에게 전송될 수 있다.
[114] 도 8 내지 도 11은 LTE에서 채널 상태 정보의 주기적 보고에 대해 예시한다.
[115] 도 8을 참조하면， LTE 시스템에는 4가지 CQI 보고 모드가 존재한다.
구체적으로， CQI 보고 모드는 CQI 피드백 타입에 따라 WB CQI와 SB CCH로 나눠지고, PMI 전송 여부에 따라 PMI 부재 (No PMI)와 단일 (single) PMI로 나눠진다. 각 단말은 CQI를 주기적으로 보고하기 위해 주기와 오프셋의 조합으로 이뤄진 정.보를 RRC 시그널링을 통해 전송받는다.
[116] 도 9는 단말이 {주기 '5', 오프셋 '1'}을 나타내는 정보를 시그널링 받은 경우에 채널 상태 정보를 전송하는 예를 나타낸다. 도 9를 참조하면 , 주기가 '5'이고 오프셋 '1'을 나타내는 정보를 받은 경우에 단말은 0번째 서브프레임으로부터 서브프레임 인텍스의 증가 방향으로 한 서브프레임의 오프셋을 두고 5개의
서브프레임 단위로 채널 상태 정보를 전송한다. 채널 상태 정보는 기본적으로
PUCCH를 통해 전송되지만， 동일 시점에 데이터 전송을 위한 PUSCH가 존재하면 채널 상태 정보는 PUSCH를 통해 데이터와 함께 전송된다. 서브프레임 인덱스는 시스템 프레임 번호 (또는 무선 프레임 인덱스) (nf)와 슬롯 인덱스 (ns, 0~19)의 조합으로 이뤄진다. 서브프레임은 2개의 슬롯으로 이뤄지므로 서브프레임 인덱스는
10*nf+floor(ns/2)로 정의될 수 있다. floorO는 내림 함수를 나타낸다.
[117] WB CQI만을 전송하는 타입과 WB CQI와 SB CQI를 모두 전송하는 타입이 존재한다. WB.CQI만을 전송하는 타입은 매 CQI 전송 주기에 해당하는 서브프레임에서 전체 대역에 대한 CQI 정보를 전송한다. 한편， 도 8에서와 같이 PMI 피드백 타입에 따라 PMI도 전송해야 하는 경우에는 PMI 정보를 CQI 정보와 함께 전송한다ᅳ WB CQI와 SB CQI 모두를 전송하는 타입의 경우， WB CQI와 SB CQI는 번갈아 전송된다.
[118] 도 10은 시스템 대역이 16개의 RB로 구성된 시스템을 예시한다. 이 경우， 시스템 대역은 두 개의 BP(Bandwidth Part)로 구성되고 (BPO, BP1), 각각의 BP는 두 개의 SB(subband)로 구성되며 (SBO, SB1), 각각의 SB는 4개의 RB로 구성된다고 가정한다. 상기 가정은 설명을 위한 예시로서， 시스템 대역의 크기에 따라 BP의 개수 및 각 SB의 크기가 달라질 수 있다. 또한, RB의 개수, BP의 개수 및 SB의 크기에 따라 각각의 BP를 구성하는 SB의 개수가 달라질 수 있다.
[119] WB CQI와 SB CQI 모두를 전송하는 타입의 경우， 첫 번째 CQI 전송
서브프레임에서 WB CQI를 전송하고， 다음 CQI 전송 서브프레임에서는 BP0에 속한 ■ SB0과 SB1 중에서 채널 상태가 좋은 SB에 대한 CQI와 해당 SB의 인덱스 (예， Subbancl Selection Indicator, SSI)를 전송한다. 그 후， 다음 CQI 전송 서브프레임에서는 BP1에 속한 SB0과 SB1 중에서 채널 상태가 좋은 SB에 대한 CQI와 해당 SB의 인덱스를 전송하게 된다. 이와 같이 , WBCQI를 전송한 후， 각 BP에 대한 CQI 정보를 순차적으로 전송하게 된다. 두 WB CQI 사이에 각 BP에 대한 CQI 정보를 순차적으로 1~4번까지 전송할 수 있디 ·. 예를 들어 , 두 WB CQI 사이에 각 BP애 대한 CQI 정보가 1번 순차적으로 전송될 경우， WB CQI → BPO CQI → BP1 CQI → WB CQI 순으로 전송될 수 다. 또한， 두 CQI 사이에 각 BP에 대한 CQI 정보가 4번 순차적으로 전송될 경우， WBCQI => BPO CQI => BP1 CQI BPO CQI → BP1 CQI → BP0CQI → BP1 CQI =» BPO CQI → BP1 CQI WB CQI 순으로 전송될 수 있다. 각 BP CQI가 몇 번 순차적으로 전송될 것인지에 관한 정보는 상위 계층 (예， RRC 계층)에서 시그널링된다.
[120] 도 11(a)는 단말이 {주기 '5', 오프셋 '1'}을 나타내는 정보를 시그널링 받은 경우에 WB CQI와 SB CQI를 모두 전송하는 예를 나타낸다. 도 11(a)를 참조하면， CQI는 종류에 상관없이 시그널링된 주기와 오프셋에 해당되는 서브프레임에서만 전송될 수 있다. 도 11(b)는 도 11(a)의 경우에서 RI가 추가로 전송되는 경우를 나타낸다. RI는 WB CQI 전송 주기의 몇 배수로 전송되는지와 그 전송 주기에서의 오프셋의 조합으로 상위 계층 (에， RRC 계층)으로부터 시그널링될 수 있다. RI의 오프셋은 CQI의 오프셋에 대한 상대적인 값으로 시그널링된다. 예를 들어, CQI의 오프셋이 '1'이고 RI의 오프셋이 '0'이라면， RI는 CQI와 동일한 오프셋을 가지게 된다. RI의 오프셋은 0과 음수인 값으로 정의된다. 구체적으로， 도 1Kb)는 도
11(a)와 동일한 환경에서 RI의 전송 주기가 WB CQI 전송 주기의 1배이며， RI의 오프셋이 '― 1'인 경우를 가정한다. RI의 전송 주기는 WB CQI 전송 주기의 1배이므로 채널 상태 정보의 전송 주기는사실상 동일하다. RI는 오프셋이 이므로, RI는 도 11(a)에서의 CQI의 오프셋 '1'에 대한 (즉, 0번 서브프레임)을 기준으로
전송된다. RI의 오프셋이 '0'이면 WB CQI와 RI의 전송 서브프레임이 겹치게 되며 , 이 경우 WB CQI를 드랍 (dropping)하고 RI를 전송한다.
[121] 도 12는 도 8의 모드 1—1의 경우의 CSI 피드백을 예시한다.
[122] 도 12를 참조하면, CSI 피드백은 두 종류의 리포트 컨텐츠인 Report 1과
Report 2의 전송으로 구성된다. 구체적으로 Report 1에는 RI가， Report 2에는 WBPMI와 WB CQI가 전송된다. Report 2는 (10*nf+f loor(ns/2)-N오프셋， CQI)mod(Np(i)=0를 만족하는 서브프레임 인텍스에서 전송된다. N오프셋， CQI는 도 9에서 예시한 PMI/CQI 전송을 위한 오프셋 값에 해당하며 도 12는 N오프셋, CQI = 1인 경우를 예시한다. Npd 는 인접한 Report 2 간의 서브프레임 간격을 나타내며, 도 12는 Npcl = 2인 경우를 예시한다. Report 1은 (10*nf+f loor(ns/2)-N오프셋, CQI— N오프셋， RI)niod(MRI * Npd)=0을 만족하는 서브프레임 인덱스에서 전송된다. MRI는 상위 계충 시그널링에 의해 정해진다. 또한 N오프셋, RI는 도 11에서 예시한 RI 전송을 위한 상대 오프셋 값에 해당한다. 도 12는 MRI = 4 및 N오프셋， RI = -1인 경우를 예시한다.
[123] 도 13은 도 8의 모드 2-1의 경우의 CSI 피드백을 예시한다.
[124] 도 13을 참조하면, CSI 피드백은 세 종류의 리포트 컨텐츠인 Report 1, Report 2， Report 3의 전송으로 구성된다. 구체적으로 Report 1에는 RI가， Report 2에는 PMI와 WB CQI가, Report 3에는 SB(subband) CQI와 L—비트 서브밴드 선텍
지시자 (Subband Selection Indicator, SSI)가 전송된다. Report 2또는 Report 3은 (10*nf+floor(ns/2)-N오프셋， CQI)mod(Npd)=0를 만족하는 서브프레임 인덱스에서 전송된다. 특히， Report 2는 (lOnf+f loor(ns/2)-N오프셋， CQI)mod(H*Npd)=0를 만족하는 서브프레임 인덱스에서 전송된다. 따라서， H*Npd의 간격마다 Report 2가 전송되고， 인접한 Report 2사이의 서브프레임들은 Report 3 전송으로 채워진다. 이 때, H 값은 H = J*K +1이고,. 여기서 J 는 BP (bandwidth part)의 개수이다. K는 서로 다른 BP별로 한번씩 서브밴드를 선별하여 전송하는 과정을 모든 BP에 걸쳐 수행하는 전체 사이클 (full cycle)을 연속적으로 몇 사이클 수행할 것인가를 나타내는 값으로서 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. 도 13은 Npd = 2, J =3 및 K =1인 경우를 예시한다. Report 1의 경우는
(10*nf+floor(ns/2)-N오프셋， CQI-N오프셋， RI)mod(MRI*(J*K +l)*Npd)=0을 만족하는 서브프레임 인텍스에서 전송된다. 도 13은 MRI = 2 및 N오프셋, RI = -1인 경우를 예시한다.
[125] 도 14는 LTE-A시스템에서 논의 증인 채널 상태 정보의 주기적 보고에 대해 예시한다. 기지국이 8개의 전송 안테나를 갖을 때 모드 2-1의 경우 1-비트 지시자인 PTKPrecoder Type Indication) 파라미터를 설정하며, PTI 값에 따라， 도시한 바와 같이 두 가지 형태로 세분화된 주기적 보고 모드를 고려하고 있다. 도면에서， W1과 W2는 수학식 8~9를 참조하여 설명한 계층적 코드북올 나타낸다. W1과 W2가 모두 정해져야 이들을 결합하여 완성된 형태의 프리코딩 행렬 W가 결정된다.
[126] 도 14를 참조하면， 주기적 보고의 경우， Report 1， Report 2, Report 3에 해당하는 서로 다른 내용의 보고가서로 다른 반복주기에 따라 보고된다. Report 1은 RI와 1-비트 PTI 값을 보고한다. Report 2는 WBOVideBand) W1 (ΡΊ =0일 때) 또는 WB 2 및 WB CQI (ΡΉ=1일 때)를 보고한다. Report 3은 WB W2 및 WB CQI (PTI=0일 때) 또는 SB(Subband) W2 및 SB CQI (PTI=1일 때)를 보고한다. [127] Report 2와 Report 3은 서브프레임 인덱스가 (丄0*^+£100 (^/2) 오프셋，001) mod (NC)=0를 만족하는 서브프레임 (편의상， 제 1서브프레임 세트로 지칭 )에서 전송된다. N오프셋， CQI는 도 9에서 예시한 PMI/CQI 전송을 위한 오프셋 값에
해당한다. 또한, Nc는 인접한 Report 2 또는 Report 3간의 서브프레임 간격을 나타낸다. 도 14는 N오프셋, CQI=1 및 Nc=2인 경우를 예시하며， 제 1 서브프레임 세트는 홀수 인덱스를 갖는 서브프레임들로 구성된다. nf는 시스템 프레임 번호
(또는 무선 프레임 인덱스)를 나타내고, ns는 무선 프레임 내에서 슬롯 인텍스를 나타낸다. floorO는 내림 함수를 나타내고， A mod B는 A를 B로 나눈 나머지를 나타낸다. ■
[128] 게 1서브프레임 세트 내의 일부 서브프레임 상에 Report 2가 위치하고, 나머지 서브프레임 상에 Report 3가 위치한다. 구체적으로, Report 2는 서브프레임 인텍스가 (10*nf+floor(ns/2)-N오프셋， CQI) mod (H*Nc)=0를 만족하는 서브프레임 상에 위치한다ᅳ 따라서， H*Nc의 간격마다 Report 2가 전송되고, 인접한 Report 2사이에 있는 하나 이상의 게 1 서브프레임들은 Report 3 전송으로 채워진다. PTI=0일 경우 Η=Μ이고, Μ은 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. 도 14는 Μ=2인 경우를 예시한다. ΡΉ=1일 경우 H=J*K+1이고， K는 상위 계층 시그널링에 의해 정해지며， J는
BPCbandwidth part)의 개수이다. 도 14는 J=3 및 K=l인 경우를 예시한다..
[129] Report 1은 서브프레임 인텍스가 (10*nf+f loor(ns/2)— N오프셋ᅳ CQI— N오프셋， RI ) mod (MRI*(J*K+l)*Nc)=0을 만족하는 서브프레임에서 전송되며, MRI는 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. N오프셋， RI는 RI를 위한 상대 오프셋 값을 나타내며, 도 14는 MRI=2 및 N오프셋， RI=-1인 경우를 예시한다. N오프셋, RI=— 1에 의해, Report 1과 Report 2의 전송 시점이 서로 겹치지 않게 된다. 단말이 RI, Wl, 2 값을 계산 시， 이들은 서로 연관되어 계산된다. 예를 들어， RI 값에 의존하여 W1과 W2가 계산되며， 또한 W1에 의존하여 W2가 계산된다. Report 1에 이어 Report 2 및 Report 3이 모두 보고된 시점에 , 기지국은 W1 및 W2로부터 최종 W를 알 수 있게 된다.
[130] 8 Tx (전송 안테나) 코드북
[131] LTE-A와 같은 통신 시스템에는 MU-MIMO (multi-user MIM0)를 이용한 다중 사용자 다이버시티 (mu!tiᅳ user di ersity) 기술이 추가되었다. 이를 위하여 채널 피드백 관점에서 이전 보다 향상된 정확성 (accuracy)이 요구된다. 그 이유는
MIHMIM0의 안테나 영역 (domain)에서 다중화 (mult iplexing )되는 UE간의 간섭 채널이 존재하기 때문에 피드백 채널의 정확성 (accuracy)이 피드백을 을린 [£ 뿐 아니라 다증화 (multiplexing) 되는 다른 UE의 간섭에도 큰 영향을 미치기 때문이다. 따라서 LTE-A에서는 피드백 채널 정확성 (accuracy)을 높이기 위해 8Tx 코드북 (codebook)의 PMI를 장기간 (long term) 및 /또는 광대역 (wideband) 프리코더 (precoder ) 인 W(1)과 단기간 (short term) 및 /또는 협대역 (sub-band) 프리코더 (precoder) 인 W(2) 둘로 나누어 설계하는 것이 바람직하다
[132] 두 채넣 정보로부터 하나의 최종 PMI를 구성하는 수식은 아래와 같이 W(1) 과 W(2)의 곱으로 표현된다.
[133] 【수학식 11】
W = "續 (w(1)w(2))
[134] 위 수학식에서 은 과 W(2)로부터 생성된 프리코더 (precoder)이고， UE는 이 정보를 기지국으로 피드백 한다. "or (A)은 행렬 A의 각 열 (colu瞧) 별 ∞^이
1로 정규화 (normalization)된 행렬을 의미한다.
[135] LTE에 정의된 8Tx 코드북 (codebook)에서 W(1) 과 W(2)의 구체적인 구조는 다음과 같다.
[136] 【수학식 12】 s Nt/2 by M matrix.
(if rank = r) , where \≤ k,l, ≤M and k, I, m are integer.
Figure imgf000023_0001
[137] 상기 코드워드 (codeword) 구조는 교차 편파 안테나 (cross polarized
antenna)를 사용하고 안테나 간 간격이 조밀한 경우 (일반적으로 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우) 발생하는 채널의 상관 (correlation) 특성을 반영하여 설계한 구조이다. 교차 편파 안테나의 경우 안테나를 수평 (horizontal) 안테나 그룹 (antenna group)과 수직 (vertical) 안테나 그룹 (antenna group)으로 구분 할 수 있다. 각 안테나 그룹은 UL/\(uniform linear array) 안테나의 특성을 가지며, 두 안테나 그룹은 공동 위치 (cx)-located)되어 있다. 따라서 각 그룹의 안테나 간 상관 (correlation)은 동일한 선형 위상 증가 (LPl, LPi)특성을 가지며, 안테나 그룹 간 상관 (correlation) 은 위상 회전 (phase rotation)된 특성을 가진다.
[138] 코드북은 채널을 양자화 (Quantization) 한 값이기 때문에 소스 (source)에 해당하는 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북올 설계하는 것이 필요하다. 예를 들면, 아래의 수학식을 만족하는 랭크 (rank) 1 코드워드 (codeword) 는 상술한 채널 특성을 반영하고 있다.
[139] 【수학식 13】
Wl()*W2(y):
α;Κ人 k) [140] 위 수학식에서 코드워드 (codeword)는 Nt (Tx 안테나 수) χ 1 의 백터 (vector)로 표현되며 상위 백터 X'( )와 하위 백터 " 人 둘로 구조화 된다. 상위 백터와 하위 백터 각각은 수평 안테나 그룹 (horizontal antenna group)과 수직 안테나 그룹 (vertical antenna group)의 상관 (correlation) 특성을 보여준다. x'( )는 각 안테나 그룹의 안테나 간 상관 (correlation) 특성을 반영하여 선형 위상 증가 (LPI LPI)를 갖는 백터로 표현하는 것이 바람직하다. X' )의 대표적인 예로서 DFT 행렬을 이용할 수 있다.
[141] 8 Tx 코드북에서 축소 (downscaied)된 4 Tx 듀얼 코드북
[142] LTE Rel-10 시스템에서 8 Tx 안테나를 가진 기지국을 위한 8 Tx 코드북이 정의되었다ᅳ 상기 코드북은 두 개의 코드북이 곱해지는 듀얼 코드북 구조로서 광대역 /장기간 (Wideband/ longterm) 채널 정보를 포함하는 w(" 코드북과
협대역 /단기간 (subbancl/shortterm) 채널 정보를 포함하는 W(2) 코드북으로
이루어진다. 최근, 향상된 4Tx 코드북의 하나로서 LTE Rel-10 시스템에 정의된 8 Tx 코드북과 유사한 형태의 코드북이 제안되었다. 제안된 codebook은 아래와 같다.
[143] 전체 프리코더는 아래의 수학식과 같이 W(1) 과 W(2) 의 연산 (pr0duct)으로 이루어진다. '
[144] 【수학식 14】
W = w(1)w(2) [145] 내측 프리코더 (inner precoder) w(1)는 아래의 수학식과 같이 게 1 코드북 ᅳ 으로부터 선택된다.
[146] [수학식 15】
W( - [w2i-modl6 VV(2i-+l)modl6 W(2i-+2)modl6 W(2;t+3)modl6 | ^ ― 0,1,·"·, 7
" = 0,1，-ᅳᅳ, 15
Figure imgf000025_0001
[147] 랭크 (rank) 1 전송 (transmission)을 위한 외측 프리코더 (outer precoder) W(2)는 아래의 수학식과 같이 제 2 코드북 C 2)으로부터 선택된다.
[148] 【수학식 16】
Figure imgf000025_0002
[149] 여기서， 백터 (selection
Figure imgf000025_0003
， . ，
Y
이고 r "는 과 '의 코드워드 인덱스로 결정되는 위상 값으로 L"iiJ가 LPI 특성을 갖도록 보상해 주는 역할을 한다.
[150] 탱크 (rank) 2 전송을 위한 외측 프리코더 (outer precoder) w(2)는 아래의 수학식과 같이 제 2 코드북 L2 으로부터 선택된다.
[151] 【수학식 17】
Figure imgf000025_0004
(Υ, , Υ2) e ¾e,， e, ), (e2 , e2 ), (e3 , e3 ), (e4 ,e4),(e, , e2 J, (e2， e3 J (e{ , e4 ), (e2 , e4 [152] 여기서, 6 "는 n번째 구성 요소를 제외하고 모두 영 (zero)을 가지는 4 성분 (element)-선택 백터 (selection vector)를 나타낸다. 또한, " ᅳ 이고 ^는
C0)와 C )의 코드워드 인덱스로 결정되는 위상 값으로
Figure imgf000026_0001
의 각 백터가
LPI 특성을 갖도록 보상해 주는 역할을 한다.
[153] 상기 4 Tx 코드북의 랭크 1 코드워드는 다음과 같이 생성된다. 2x2 DFT 행렬 (matrix)을 8배로 오버샘플링 (oversampl ing)하여 2x16 DFT 행렬을 생성한다. 이 16개의 백터 중 하나를 선택하고 선택한 2x1 백터를 V라고 했을 때， V를 반복하여 연접 (concatenation)하여 [v ν]τ 의 4x1 백터를 생성한다. 그리고 X_pol 안테나의 수직 안테나 그룹과수평 안테나 그룹의 위상 보상올 위한 네 가지 위상 보상값 {1， j , -1, -j}을 고려하여 {[v aiv]T, [v ai*j*v]T, [v - *ν]τ, [ν - ai*j*v]T} 중 하나를 선택한다. 올 이용하여 보상하지 않는 경우 총 64개의 탱크 1 백터 중 8개의 백터 만이 LPI 속성을 갖는다. al을 아래쪽 백터에 곱하여 [V aiv]T 형태의 코드워드가 항상 LPI 속성을 가지도록 보상하면, 총 64개의 탱크 1 백터 중 16개의 백터가 LPI 속성을 갖는다. 은 C(')와 의 코드워드의 함수로 결정된다.
[154] ULA 안테나의 채널 특성
[155] ULA 안테나의 채널 특성은 채널의 중심 고유 백터 (dominant eigen vector)의 특성으로 표현할 수 있다. ULA 안테나 포트 간의 간격이 조밀한 상관 (correlated) 환경에서는 일반적으로 상기 중심 고유 백터 (dominant eigen vector)가 LPI 특성을 가진다. 각 송신 안테나 포트가 동일 간격으로 떨어져 있기 때문에 각 포트에서 나간 신호는 규칙적인 수신 지연을 갖는다. 즉 첫 번째 송신 안테나로부터 수신한 신호와
1 번째 송신 안테나로부터 수신한 신호 간에는 Δ/만큼의 수신 시간 차가 존재한다. 수신 시간의 차이는 결국 채널의 위상 변화로 나타남으로 첫 번째 송신 안테나로부터 수신한 신호와 i 번째 송신 안테나로부터 수신한 신호 간에는 ^만큼의 위상 차가 존재하고， 채널은 LPI 속성을 나타낸다. 따라서， ULA 안테나 포트간의 간격이 조밀한 상관 (correlated) 환경에서 최적화된 코드북은 각 코드워드 (codewo【ᅳ d)가 LPI 속성을. 가져야 한다. [156] 제 1 실시예
[157] 본 발명에 따른 제 1 실시예는 탱크 2의 4 Tx 코드북에 대한 것이다.
C 0)
[158] 상술한 4Τχ 코드북은 각 탱크에서 3 비트 크기 (size)를 갖는 제 1 코드북
C(2)
과 4 비트 크기를 갖는 제 2 코드북 _로 구성되어 총 7 비트의 크기를 갖는다 (여기서， 제 2 코드북은 탱크에 따라서 ―과 로 나누어 정의되지만， 설명의 편의상 탱크의 구분 없이 제 2 코드북을 L 라 가정한다). 상기 코드북으로 생성된 랭크 1 코드워드 중 일부는 ULA 안테나를 고려하여 LPI 특성을 갖는다. 하지만 상기 코드 북으로 생성된 행크 2 코드워드 중에서 첫 번째와 두 번째 열 (column) 모두 LPI 특성을 갖는 코드워드는 존재하지 않는다.
[159] 따라서 , 높은 상관 (High correlated) ULA 안테나의 코드북성능 향상을 위하여， 행크 2 이상에서 모든 빔 백터 (beam vector)가 LPI 특성을 가지는 코드북이 요청된다. 또한， 스트림 간 (inter-stream) 간섭 ( inter ference)을 최소화 하기 위하여는 각 빔 백터 (beam vector)가서로 직교 (orthonomal)해야 한다. 이하에서는 랭크 2 이상에서 다음의 두 가지 특성을 갖는 코드북을 제안한다. 첫번째로， 모든 빔 백터 (beam vector)가 LPI 특성을 갖는다. 두번째로， 모든 빔 백터 (beam vector)가 서로 직교 (orthononial)한다.
[160] 이하에서는， 탱크 2 이상에서 모든 빔 백터 (beam vector)가 LPI 특성과 직교 (orthonomal) 특성을 동시에 갖는 코드워드를 포함하는 코드북을 제안한다. 또한, 랭크 2의 4 Tx 코드북은 상기 특성을 지닌 코드워드로만 구성되거나， 상기 특성을 지닌 코드워드를 포함하도록 구성될 수 있다.
[161] 상술한 수학식 14 내지 18에 기반하여 생성된 랭크 2 코드워드는 아래의 수학식과 같이 표현된다.
[162] 【수학식 18】
Figure imgf000027_0001
[163] 여기서, n, m은 니 를 통해 선택된 임의의 DFT 백터의 인엑스를 의미하고
Wn과 Wm은 각각 상기 오버샘플된 (oversampled) DFT 백터
Figure imgf000028_0001
중에서 선택된 하나의 벡터를 나타낸다-.
[164] 수학식 18의 탱크 2 코드워드의 모든 빔 백터 (beam vector)가
직교 (orthonomal) 특성을 가지기 위해서는 아래 수학식의 조건을 만족해야 한다.
[165] 【수학식 19】
H H H A
w" wm - ax a2wn wm = 0
[166] 위 수학식을 만족하기 위해서는 a、二 또는 w" wm= 0 이어야 한다.
[167] 먼저， a'=a2 조건을 만족하여 모든 범 백터가 직교 특성을 가지는 경우， LPI 특성도 만족하기 위하여 필요한 조건을 이하에서 살펴본다.
_ jl!)
[168] ax ^a2 =e 라 가정하면, 수학식 18은 아래의 수학식과 같이 정리된다.
Figure imgf000028_0002
[170] 위 수학식에서 왼쪽과 같이 표현된 경우 두 백터가 모두 LPI 특성을 갖기 위해서는 다음 수학식을 만족해야 한다.
[171] 【수학식 21】
1η . 2τ
ώ = 2—— irt) = 2—— (m) + ; r ± 2;r
Ψ 16 16
[172] 위 수학식을 만족하는 ηι, η은 " = w±4 이다.
[173] 하지만 수식 15의 종래 코드북을 이용할 경우 In - ml < 4 이므로
직교 (orthononial)하면서 LPI 특성을 갖는 코드워드를 만들 수 없다. 따라서 랭크 2 코드워드를 구성하는 두 백터가 모두 LPI 특성을 갖기 위해서는 상기 4 Tx 코드북에서 와 _을 새롭게 설계해야 한다. [174] 랭크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예는 수학식 21을 만족하여 백터가 모두
LPI특성을 가지며, 수학식 19에 따른 조건 중 二 에 따라 직교 특성을 만족하는 경우이다.
[175] 탱크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에 따른 과
Figure imgf000029_0001
^래의 수학식과 같이 구성된다.
[176] 【수학식 22]
Figure imgf000029_0002
[177] 내측 프리코더 (inner precoder) w 는 제 1 코드북 으로부터 선택된다. 广 (1)
[178]
Figure imgf000029_0003
k는 의 코드워. 인덱스이다 또한， (k)는 ^ 코드북의 k번째 코드워드를 나타낸다.
[179] 랭크 2 전송을 위한 외측 프리코더 (outer precoder) w(2)는 아래의 수학식의
、제 2 코드북 C^)으로부터 선택된다.
[180] 【수학식 23]
Figure imgf000029_0004
c5 e. e7 e, e5 e2 e7
'o
ei — ¾e5j e2 ᅳ <¾e7 «ie4 ,e, - ¾e5_ e2 ᅳ _/¾ 」 |
[181] 여기서, "는 n번째 구성 요소를 제외하고 모두 영 (zero)을 가지는
4—성분 (element) 선택 백터 (seiect ion vector)를 나타낸다. 1 은 C^ 의 코드워드 인덱스이고, =0,1,2,·.·, 7 이디-. 또한， C ) 은
Figure imgf000030_0001
코드북의 L 번째
2/(— (4A+/mod4)modl6)
16
코드워드이고, a> = a2 二 e .
广 0)
[182] 상기 탱크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에 따른 ^ 은 수학식 15의 과 동일하게 오버샘플된 (oversampled) DFT 백터를 이용하여 생성된다. [183] 하지만， 수학식 15의 과 다르게 ¾크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에 广 (1)
따른 은 8개의 연속된 오버샘플된 (oversampled) DFT 백터로 구성되어 있다. 이는 탱크 2 코드워드를 구성하는 두 개의 빔 백터 (beam vector)가 LPI 속성을 갖도록 하기 위해서이다. 수학식 15의 L 은 4개의 연속되며 오버샘플된 DFT 백터로 구성되어 있기 때문에 를 사용해 내에 존재하는 임의의 백터를 선택하더라도 최종 생성되는 두 개의 범 백터 (beam vector)가 LPI 속성을 갖지 못한다. 즉， 수학식 21에서 |m-nt=4를 만족시키지 못한다.
(I)
[184] 따라서, 랭크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에 따른 L 은 보다 많은 (fat) 행렬로 구성되며， 주어진 에서 L 를 통해 선택될 수 있는 DFT 백터의 종류가 증가되었다. 즉 수학식 21에서 0<|m-n|<7 이 되므로 |m-n|=4를 만족시키는 m, n을 찾을 수 있다. 그 결과 최종 생성되는 두 개의 범 백터 (beam vector)가 LPI 속성을 가질 수 있다.
[185] 랭크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에 따른 L 및 L 를 이용하여 LPI 속성을 갖는 코드워드를 생성할 수 있다. C(2)에서 (Υ,,Υ2)는 (e,,e'+4)로 제한된다. 그 결과 수학식 21에서 |m - n| = 4 를 항상 만족한다. 또한 ¾크 2를 구성하는 모든 빔 백터 (beam vector)가 직교 (orthonomal )한 특성과 LPI 특성을 갖기위한 수학식
21에 기반하여 , 랭크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에 따른 는
2π
a, = a2 = , where φ = 2(—— n), n = (4k + 1 mod 4) mod 16
16 로 설정된다. [186] 탱크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예는 수학식 21을 만족하여 백터가 모두
LPI특성을 가지며 , 수학식 19에 따른 조건 중 β! ="2에 따라 직교 특성을 만족하 다른 경우이다.
[187] 랭크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예에
Figure imgf000031_0001
래의 수학식괴 같이 구성된다.
[188] 【수학식 24] " (2t+l)mod8 Tr (2t+2)mod8 ,T (2¾+3)mod8 = 0,1,2,3
Figure imgf000031_0002
C(1)
[189] 내측 프리코더 (inner precoder) W()는 제 코드북 ᅳ으로부터 선택된다.
[190]
Figure imgf000031_0003
의 코드워드 인덱스이다. 또한 ^ (k)는 코드북의 k번째 코드워드를 나타낸다.
[191] 탱크 2 전송을 위한 외측 프리코더 (outer precoder) W(2)는 아래 수학식의 제 2 코드북 으로부터 선택된다.
[192] 【수학식 25】
Figure imgf000031_0004
(Y,，베 eJ e2,e
Figure imgf000031_0005
[193] 여기서， "는 n번째 구성 요소를 제외하고 모두 영 (zero)을 가지는 4-성분 (element) 선택 백터 (select ion vector )를 나타낸다. 1 은 C ) 의 코드워드 인덱스이고， /=0，1，2,3 이다. 또한， C2 ( 은
Figure imgf000031_0006
코드북의 I 번째 코드워드이고
2y(~(2/+/mod2)mod8)
ax - a2 - e
；다. 广 (n 广 o) .
[194] ¾크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예에 따른 L 은 수학식 15의 과 동일한 크기 (size)의 행렬로 구성된다.
[195] 하지만， 수학식 15 의 과 다르게， 탱크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예에 따른 은 8배가 아닌 4배로 오버샘풀 (oversample)된 DFT 백터로 구성되어 있다. 이는 랭크 2 코드워드를 구성하는 두 개의 빔 백터 (beam vector)가 LPI 속성을
广 0)
갖도록 하기 위해서이다. 수학식 15의 은 8배로 오버샘플 (over sample)된 DFT 백터로 구성되어 있기 때문에 L 를 사용해 L 내에 존재하는 임의의 백터를 선택하더라도 최종 생성되는 두 개의 빔 백터 (beam vector)가 LPI 속성을 갖지 못한다. [196] 따라서， 랭크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예에 따른 은 4 배로
^-(2)
오버샘플 (oversample)된 DFT 백터로 구성되고, 를 통해 두 개의 범 백터 (beam vector)가 LPI.속성을 가질 수 있다.
[197] 한편， 랭크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 예에서는 를 통해 선택되는 두 개의 빔 백터 (beam vector)가 LPI 속성을 가지기 위해서 |m— n|=4 를 만족하여야
广 0) 하지만, 탱크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예는 8배로 오버샘플된 DFT 백터로 이
0)
구성된 경우이다. 랭크 2의 4Tx 코드북의 두번째 예에 따른 은 4배로 오버샘플된 DFT 백터로 구성되어 있기 때문에 |m-n|=4 대신 |m_n|=2 를 만족해야 한다. 이 조건을 만족시키기 위해 수학식 25에서 (Yi' Y2)e ei'e3Me2'e4)}로 설정된다. 또한 탱크 2를 구성하는 모든 범 백터 (beam vector)가 직교 (orthonomal )한 특성과 LPI 특성을 갖기 위한 수학식 21에 기반하여， 탱크 2의 4 Tx 코드북의 두번째 예에 따른
^(ΐ) C - a7 = β)φ， where φ = (2k + 1 mod 2) mod 8
c 은
Figure imgf000032_0001
로 설정된다.
[198] 랭크 2의 4 Tx 코드북의 세번째 예는 수학식 21을 만족하여 백터가 모두
H
LPI특성을 가지며, 수학식 19에 따른 조건 중 V" V"'= 0 에 따라 직교 특성을 만족하는 경우이다. H
[199] 수학식 19에서 V" V = 0이면 임의의 ， 에 대해 랭크 2의 두 빔 백터 (beam
H
vector)는 항상 직교 (orthonomal)한다. 따라서 V" Vm= 0를 만족하도록 코드북을 설계하고 α ¾는 각 탱크에 해당하는 빔 백터 (beam vector)가 LPI특성을 갖도록 하면 직교 (orthonomal) 특성과 LPi 특성을 모두 가진 코드북이 생성된다.
[200] 랭크 2의 4 Tx 코드북의 세번째 예에 따른 코드북은 아래의 수학식과 같이 구성된다.
[201] 【수학식 261
Figure imgf000033_0001
W(2A+l)modl6 W(2t+2)modl6 W (2A+15)modl6 k = 0
(1)
[202] 내측 프리코더 (inner precoder) w(1)는 제 1 코드북 C 으로부터 선택된다
广 (0
[203] 여기서 k는 의 코드워드 인덱스이다. 또한,
Figure imgf000033_0002
(0 广0)
U (k)는 L 코드북의 k번째 코드워드를 나타낸다.
[204] 랭크 2 전송을 위한 외축 프리코더 (outer precoder) w(2)는 아래 수학식의 제 2 코드북 으로부터 선택된다.
[205] 【수학식 27]
Figure imgf000033_0003
(Y V G{(el,eJ(e2,e1J(e3,ell)(e4,el2)(e5,el3),(e6,e14 (e7,e1 (e8,e16)} e,4j
Figure imgf000033_0004
[206] 여기서， "는 n번째 구성 요소를 제외하고 모두 영 (zero)을 가지는 4—성분 (element) 선택 백터 (select ion vector)를 나타낸다. 1 은
Figure imgf000034_0001
의 코드워드 인덱스이고， 0,1，2,- ，15 이다. 또한, C ( 은 C ) 코드북의 I 번째
2y(¾/mod8)) 2. (¾:(('m d8)+S))+
' 16
코」 -워드이고， "I = e '°2 = β 를 만족한다 .
3 c(l)
[207] 탱크 2의 4 Tx 코드북의 세번째 예에 따른 은 8배로
오버샘플 (oversample)된 DFT 백터로 구성되며， 모든 DFT 백터로 이루어진 하나의 코드워드를 갖는다. 랭크 2의 4 Tx 코드북의 세번째 예의 Cᅵ 2)는 (Yi,Y2) = {e''e,' + 8}
v„ v„
제한하여 수학식 19에서 v" v"'= 0의 조건을 만족한다. 즉, 수학식 26 및 27에 따른 랭크 2 코드워드는 두 범 백터 (beam vector)가서로 직교 (orthonomal )하며， αι과 를 수학식 27과 같이 설정함으로써 각 범 백터 (beam vector)는 LPI 특성을 갖는다.
[208] 탱크 2의 4 Tx 코드북의 첫번째 내지 세번째 예에서 랭크 2를 가정하여 설명하였으나, 랭크 2에 한정되지 않으며 탱크 2 이상이며 상술한 방식으로 LPI 특성과 직교 (orthonomal) 특성을 만족하는 임의의 코드북을 포함한다. 또한 상술한 랭크 2 코드북 중 일부를 서브샘플링 (subsampling)하거나 상기 코드북을 포함하는 코드북도 포함된다 할 것이다..
[209] 이하에서는， 상술한 랭크 2의 4 Tx 코드북의 조건을 만족하며， 내측 프리코더 (inner precoder) W(l)과 외측 프리코더 (outer precoder) W(2)의 비트수가 각각 4비트와 1비트로 설정된 경우를 설명한다.
[210] 먼저， W(')은 아래 수학식과 같이 설정될 수 있다.
[211] 【수학식 28】
0
W,(/) /e {0,1, 2,..., 15}
0 W,(/)Da(/)
[212] 여기서 ^ 는 아래 수학식과 같이 설정된다.
[213] 【수학식 29】
Figure imgf000034_0002
[214] 또한, 아래 수학식과 같이
Figure imgf000035_0001
P번째 행과 ？번째 열로 구성되며 여기서 ^와 ？는 0부터 시작한다.
[215] 【수학식 30]
Figure imgf000035_0002
[2i6] 다음으로, w(2)는 아래 수학식과 같이 설정될 수 있다.
Figure imgf000035_0003
W2("i,"2)= e C"2 ,(«„«2)e{(l, 5), (2, 6)}.
[217] 다음은， 상술한 ¾크 2의 4 Tx 코드북의 조건을 만족하며， 내측
프리코더 (inner precoder) w(0과 외측 프리코더 (outer precoder) w(2)의 비트수가 각각 3비트와 2비트로 설정된 경우를 설명한다.
[218] 먼저, w(1)은 아래 수학식과 같이 설정될 수 있다.
[219] 【수학식 31】
W,(/) =
[220]
Figure imgf000035_0004
정된다.
[221] 【수학식 32】
Figure imgf000035_0005
[222] 또한， 아래 수학식과 같이 Da^)은 P번째 행과 9번째 열로 구성되며 여기서 /？와 ί？는 0부터 시작한다.
[223] 【수학식 331
Figure imgf000035_0006
[224] 다음으로， w(2)는 아래 수학식과 같이 설정될
Figure imgf000036_0001
Figure imgf000036_0002
[225] 다음은， 상술한 탱크 2의 4 Tx 코드북의 조건을 만족하며， 내측
프리코더 (inner precoder) W(0과 외측 프리코더 (0L1ter precoder) w(2)의 비트수가 각각 3비트와 1비트로 설정된 경우를 설명한다.
[226] 먼저， 은 아래 수학식과 같이 설정될 수 있다.
[227] 【수학식 34】
Figure imgf000036_0003
[228] .여기서 ) 는 아래 수학식과 같이 설정된다.
[229] 【수학식 35】
Figure imgf000036_0004
[230] 또한， 아래 수학식과 같이
Figure imgf000036_0005
여기서 P와 는 0부터 시작한다.
[231] 【수학식 361
Figure imgf000036_0006
[232] 다음으로， W(2)는 아래 수학식과 같이 설정될 수 있다.
Figure imgf000036_0007
[233] 다음은， 상술한 탱크 2의 4 Tx 코드북의 조건을 만족하며， 내측 프리코더 (inner precoder) w(l)과 외측 프리코더 (outer precoder) w(2)의 비트수가 각각 4비트와 2비트로 설정된 경우를 설명한다. [234] 먼저 .. W 은 아래 수학식과 같이 설정될 수 있디
[235] 【수학식 37】
W,(/) =
Figure imgf000037_0001
[236] 여기서 치 (Z) 는 아래 수학식과 같이 설정된다.
[237] 【수학식 38】
Figure imgf000037_0002
[238] 또한， 아래 수학식과 같이 Da(0은 P번째 행과 9번째 열로 구성되며 여기서 p와 q는 0부터 시작한다.
[239] 【수학식 39]
Figure imgf000037_0003
[240] 다음으로, w( )는 아래 수학식과 같이 설정될 수 있다.
(«„¾)e{(l,5),(2,6),(3,7)5(4,8)}.
Figure imgf000037_0004
[241] 제 2 실시예
[242] 본 발명에 따른 제 2 실시예는 탱크 3 또는 4의 4 Tx 코드북에 대한 것이다.
[243] 랭크 (Rank) 3 또는 4의 4TX코드북은 LTE 릴리즈 8의 4 Tx 코드북을
샘폴링 (sampling)하여 코드북 크기 (size)를 즐이는 형태로 생성할 수 있다. 높은 랭크 (high rank).환경에서는 일반적으로 낮은 탱크 (k rank)보다 시스템 성능 (system performance)과 코드북 크기에 민감하지 않다. 예를 들면， 수신단이 IRC
수신단 (receiver)이 아니라면， 최대 랭크 (max rank)에서는 어떤
프리코더 (precocler)를 이용하여도 성능에 지장을 주지 않는다. 이러한 이유로 LTE 8 Tx 코드북은 높은 랭크에서 코드북 크기가 확연히 줄어드는 형태로 설계되어 있으며 탱크 8에서는 코드북 크기 가 0 비트 (bit)이다. 이러한 원칙을 고려하여, 이하에서는 LTE 릴리즈 -8 4 Tx 코드북을 샘플링하여 생성되는 새로운 코드북을 설명한다. 이에 따르면， 코드북 크기를 줄임으로써 피드백 오버헤드를 절약할 수 있다. [244] LTE 릴리즈 -8 4 Tx 코드북은 아래 수학식의 긱- 행렬에서 랭크 η 개의 열 백터를 정해진 방식대로 선택하여 이루어진다.
[245] 예를 들어， 랭크가 4인 경우 4 Tx 코드북은 다음과 같다.
[246] 먼저， 탱크 4의 4 TX 코드북 중 BPSK 변조 방법에 대한 각 행렬은 다음 수학식과 같다.
[247] 【수학스 40
Figure imgf000038_0001
[248] 다음으로， 탱크 4의 4 TX 코드북 중 QPSK 변조 방법에 대한 각 행렬은 다음 수학식과 같다ᅳ
[249] 【수학식 41】
Figure imgf000038_0002
[250] 또한, 수학식 41의 행렬은 다음 수학식과 같이 허수부의 부호가 변경될 수도 있다. ·
【수학식 42】
Figure imgf000039_0001
[253] 또한， 수학식 43의 행렬은 다음수학식과 같이 허수부의 부호가 변경될 수도 있다.
[254]
Figure imgf000039_0002
서 정해진 방식대로 3개의 열백터를 선택하고， 정규화 (normalize)를 위하여 행렬 앞의 1/2 대신 1/V3을 곱할 수 있다. 구체적으로， 랭크가 3인 경우 4 TX코드북은 다음과 같다.
[255] 먼저， 3의 4 TX 코드북 중 BPSK 변조 방법에 대한 각 행렬은 다음 수학식과 같다.
[256] 【수학식 44]
Figure imgf000040_0001
[257] 다음으로， 탱크 3의 4 TX 코드북 증 QPSK 변조 방법에 대한 각 행렬은 다음 수학식과 같다.
[258] 【수학식 45]
Figure imgf000040_0002
Figure imgf000041_0001
[259] 다음으로， 랭크 3의 4 TX 코드북 중 8PSK 변조 방법에 대한 각 행렬은 다음 수학식과 같다.
[260] 【수학식 46]
Figure imgf000041_0002
[261] 랭크 3 또는 4의 4Tx 코드북을 샘플링하는 첫 번째 원칙으로 각 코드워드를 이루는 값 (alphabet)을 고려한다. BPSK 변조 방법에 대한 행렬은 실수 값만 갖지만， QPS 또는 8PSK 행렬은 허수 값도 갖는다. 단말을 구현할 때 이러한 허수 값들로 인해 계산 량이 많아지므로, BPSK 행렬의 값으로만 구성된 코드북을 설계하는 것이 유리하다.
[262] 코드북을 샘플링하는 두 번째 원착으로 높은 탱크에서의 채널 특성을 고려한다. X-pol과 ULA 안테나는 서로다른 채널 특성을 갖기 때문에 각 안테나 설정에 특화된 서로 다른 코드북을사용하는 것이 최적이다. 하지만 상술한 바와 같이 낮은 랭크에 비하여， 높은 랭크에서는 코드북 자체가 성능에 큰 영향을 주지 않기 때문에 하나의 코드북을 이용하는 것이 복잡성 (complexity) 측면에서
바람직하다.
[263] 코드북을 샘플링하는 세 번째 원칙으로 X— pol 안테나의 채널 특성을 고려한다. X-pol과 ULA에서 모두 잘 동작하는 하나의 코드북을 생성하기 위한 코드북은 둘 모두의 안테나 설정의 채널 특성을 잘 반영해야 한다. 상술한 바와 같이
ULA측면에서는 각 범 (beam)을 나타내는 열 백터가 선형 위상 증가 (linear phase increase) 속성을 갖는 것이 좋다. 하지만 안테나 간격이 조밀한 ULA에서 높은 탱크가 발생할 확를이 떨어지고， 안테나 간격이 넓은 ULA에서는 채널의 특이 백터 (singular vector)가 선형 위상 증가 속성을 갖지 않을 가능성이 높기 때문에 높은 랭크에서 코드북의 선형 위상 증가 속성을 지키는 것은 바람직하지 않다.
따라서 X-pol 채널에 보다 최적화된 코드북을 다자인하는 것이 바람직하다. 상술한 바와 같이, Xᅳ pol 채널은 수평 (horizontal) 안테나와 수직 (vertical) 안테나의 각 채널이 동일한 값으로 구성되고， 두 안테나 간의 위상차가 존재 한다. 따라서 릴리즈 -8코드북에서 이러한 구조를 유지하는 코드북을 선택하는 것이 바람직하다.
[264] 상술한 3가지 원칙을 고려하여， 이하에서는 1 비트, 2 비트 또는 3 비트로 구성되는 행크 3또는 4용 코드북을 제안한다.
[265] 먼저, 1 비트의 랭크 3또는 4용 코드북은 다음과 같이 구성될 수 있다.
[266] 1비트 코드북은 수학식 40에서 WO, W2만으로 구성될 수 있다. 각 탱크 별로 열 백터 (coluii vector) 치환 (permutat ion)과 열 백터 선택은 릴리즈 -8 방식을 그대로 적용할 수 있다. -
[267] 1 비트 코드북은 상기 첫번째 원칙에 따라 BPSK값들로 구성되고， 두번째 원칙에 따라모든 안테나 설정에 공통 적용되며， 세번째 원칙에 따라 X-pol의 채널 구조를 만족한다.
[268] 다음으로, 2비트의 랭크 3또는 4용 코드북은 다음과 같이 구성될 수 있다.
[269] 2비트 코드북은 수학식 40 내지 46에서 TO, W2, W8, W10만으로 구성될 수 있다.
[270] 예를 들면, 0， 2， 8， 10의 코드북 인텍스는 은 0내지 3중 하나의 값올 가지는 제 2 PMI 인덱스 IPMI2를 다음 수학식에 적용하여 도출될 수 있다.
[271] 【수학식 47】
9 J _ι_ Λ . T I 9
[272] PM11 ^ ^ L 層 2 '
[273] 각 랭크 별로 열 백터 치환과 열 백터 선택은 상술한 바와 같이 릴리즈 -8 방식을 그대로 적용할 수 있다. [274] 2비트 코드북은 상기 첫번째 원칙에 따라 BPSK 값들로 구성되고, 두번째 원칙에 따라 모든 안테나 설정에 공통 적용되며， 세번째 원칙에 따라 X-pol의 채널 구조를 만족한다.
[275] 다른 예로서, 2비트의 랭크 3 또는 4용 코드북은 수학식 40 내지 46에서 W1, W3, W9, W11만으로 구성될 수 있다. 각 탱크 별로 열 백터 (column vector)
치환 (permutation)과 열 백터 선택은 릴리즈 -8 방식을 그대로 적용할 수 있다.
이러한 코드북은 상기 QPSK 값들로 구성되고， 두번째 원칙에 따라 모든 안테나 설정에 공통 적용되며， 세번째 원칙에 따라 Χ-ιχ)1의 채널 구조를 만족한다.
[276] 또 다른 예로서， 2비트의 탱크 3 또는 4용 코드북은 수학식 40 내지 46에서 W4, W5, W6, W7만으로 구성될 수 있다. 각 랭크 별로 열 백터 (column vector) 치환 (permutation)과 열 백터 선택은 릴리즈—8 방식을 그대로 적용할 수 있다.
이러한 코드북은 8PSK 값들로 구성되고， 두번째 원칙에 따라 모든 안테나 설정에 공통 적용되며， 세번째 원칙에 따라 X— pol의 채널 구조를 만족한다.
[277] 다음으로， 3비트의 랭크 3 또는 4용 코드북은 다음과 같이 구성될 수 있다.
[278] 3비트 코드북은 수학식 40 내지 46에서 W0, W2, W8, W10, W12, W13, W14, W15만으로 구성될 수 있다. 각 탱크 별로 열 백터 치환과 열 백터 선택은 리리즈一 8 방식을 그대로 적용할 수 있다ᅳ
[279] 3비트 코드북은 상기 첫번째 원칙에 따라 BPSK 값들로 구성되고, 두번째 원칙에 따라 모든 안테나 설정에 공통 적용된다. 하지만 W12, W13, W14, W15은
X-pol의 채널 구조를 만족하지 못하므로 세번째 원칙을 따르지는 않는다.
[280] 다른 예로서， 3 비트 코드북은 수학식 40 내지 46에서 TO, W2, W8, W10, Wl, W3 W9, W11 만으로 코드북을 구성될 수 있다. 각 램크 별로 열 백터 치환과 열 백터 선택은 릴리즈—8방식을 그대로 적용한다. 상기 코드북은 상기 첫번째 원칙을 만족하지는 못한다. 하지만 두번째 원칙에 따라모든 안테나 설정에 공통 적용되며， 세번째 원칙에 따라 X-pol의 채널 구조를 만족한다.
[281] 또 다른 예로서， 3비트의 코드북은 수학식 40 내지 46에서 ), W2, W8, W10, W4 W5, W6, 7 만으로 구성될 수 있다. 각 랭크 별로 열 백터 치환과 열 백터 선택은 릴리즈 -8 방식을 그대로 적용한다. 상기 코드북은 상기 첫번째 원칙을 만족하지는 못한다. 하지만 두번째 원칙에 따라 모든 안테나 설정에 공통 적용되며， 세번째 원칙에 따라 X— pc)l의 채널 구조를 만족한다. [282] 다음으로， 0비트 코드북으로서 , 랭크 3은 상술한 코드북을사용하더라도， 탱크 4에 대해서는 코드북을 만들지 않을 수 있다. 즉, 랭크 4코드북은 4by4 항등행렬로 고정한다. .
[283] 제 3실시예
[284] 본 발명에 따른 제 3실시예는 탱크 3, 4인 경우 PUCCH 피드백 모드에 따른 코드북 서브샘플링 방법에 대한 것이다.
[285] LTE 릴리즈 -12에서 종래의 코드북보다 개선된 4 Tx코드북의 도입이 논의되고 있다. 이하에서는, ¾크 1,2 에 대해서 Wl, W2듀얼 (dual) 코드북 구조를 갖는 새로운 코드북이 도입되고， 탱크 3，4에 대해서는 기존 릴리즈 -8코드북이 사용되는 경우 PUCCH피드백 모드 1—1과 2-1의 코드북 서브샘플링을 제안한다.
[286] 먼저， PUCCH피드백 모드 1-1은 듀얼 코드북 구조를 사용하는 경우
서브모드 (submode) A와 B가 존재한다.
[287] 도 15는 PUCCH피드백 모드 1-1의 서브모드 A를 예시한다.
[288] 도 15를 참조하면 , 광대역 (wideband) W2와 광대역 CQI는 오프셋 (offset) 1과 주기 2로 설정되고， RI와 W1은 오프셋 0， 주기 16로 설정 되었다.
[289] 8Tx코드북에서는 RI와 W1이 아래 표 1 과 같이 5 비트로 결합 엔코딩 (joint encoding) 되었으며 이때 W1은 아래와 같이 서브샘폴링 되었다. 이는 RI와 W1의 페이로드 크기를 즐여 낮은 코딩율 (coding rate)로 정보를 리포트하기 위함이다. RI는 나머지 PMI, CQI가 참조하는 값이므로 RI 값에 디코딩 오류 (decoding error)가 발생하지 않도록 낮은 코딩을로 엔코딩 해야 한다.
[290] 【표 1】
Figure imgf000045_0001
[291] LTEA 릴리즈 -12에서 탱크 1,2 에 대해 4Tx듀얼 코드북이 도입되고， 랭크 3ᅳ 4에 대해서는 기존 릴리즈 -84Τχ코드북이 사용되는 경우, 8Τχ의 경우와 유사하게 서브샘플링된 W1과 RI를 결합 엔코딩 (joint encoding)하여 5비트 이하로 설정할 수 있다. 예를 들면， 아래 표 2내지 4중 하나에 따라 랭크 3，4에 대해 3비트로 코드북을 서브샘플링할 수 있다.
[292] 【표 2】
Figure imgf000045_0002
[294] 【표 4)
Figure imgf000046_0001
[295] 상기 표 2 내지 4중 하나는 탱크 3， 4에대한 서브샘플링 방식으로 설정될 수 있다. 즉， 상술한 코드북을 서브샘플링하는 원칙에 따라 릴리즈 -8코드북으로부터 서브샘플링 된 3비트 코드북을 PUCCH피드백 모드 1-1에 동일하게 적용할 수 있다.
[296] Mode 1-1에서는 랭크 3，4의 W2를 전송하지 않는다. 즉, 탱크 3，4는 PMI로 W1만 존재한다. 상기 표 2 내지 4에서 탱크 1，2의 "To Be Determined" 은 8Tx의 경우와 동일하게 {0,2，4，6,8,10，12，14}로 결정될 수 있으며 이때 k와 n은 각각 7, 15 이다.
[297] 다음으로， PUCCH피드백 모드 2-1은 듀얼 코드북 구조를 사용하는 경우 PTI 값에 따라 두 가지 방식으로 정의된다. 도 16은 PTI 값에 따른 PUCCH피드백 모드 2-1를 예시한다. 오프셋 1과 주기 2로 열리는 PUCCH피드백 자원에서 광대역 W1은 8 서브프레임 주기로 나타나며， 광대역 W2와 CQI가 나머지에서 나타난다. RI와 PTI는 주기 16， 오프셋 0으로 설정되었다. PTI 가 1로 설정되는 경우 협대역 (subband) W2와 협대역 CQI 그리고 협대역 인텍스 (index)를 나타내는 L 비트 정보가 도 16과 같이 리포트 된다.
[298] 8Tx 코드북에서는 협대역 W2와 협대역 CQI 그리고 협대역 인덱스를 나타내는 L 비트 정보가 리포트 될 때 아래의 표 5와 같이 W2를 서브샘플링 한다. 이와 같은 서브샘플링 방식을 통해 PUCCH포맷 2의 페이로드 크기인 11비트내에서 정보를 전송할 수 있다.
[299] 【표 5】
Figure imgf000047_0001
[300] LTEA 릴리즈—12에서 랭크 1，2 에 대해 4Tx 듀얼 코드북이 도입되고， 랭크
3, 4에 대해서는 기존 릴리즈 -84Τχ 코드북이 사용되는 경우， PUCCH 포맷 2의 페이로드 크기를 넘지 않도톡 8Τχ의 경우와 유사하게 서브샘플링 해야한다. 탱크 3，4에서 CQI는 7비트， L은 최대 2비트 이므로 W2를 2비트로 다음과 같이 서브샘플링한다. 즉, 랭크 3，4에 대해 아래의 표 6 내지 8 중 하나와 같이 서브샘플링을 수행할 수 있다.
[301] [표 6】
Figure imgf000047_0002
[302] 【표 7】
Figure imgf000048_0002
[304] 상기 표 6 내지 8 중 하나는 탱크 3，4에 대한 서브샘플링 방식으로 설정될 수 있다. 즉， 상술한 코드북을 서브샘플링하는 원칙에 따라 릴리즈 -8 코드북으로부터 서브샘플링 된 2비트 코드북을 PUCCH 피드백 모드 2-1에 동일하게 적용할 수 있다.
[305] 모드 2—1에서는 랭크 3,4의 W1를 전송하지 않는다. 즉， 랭크 3,4는 PMI로 W2만 존재한다. 상기 표 6 내지 8에서 랭크 2의 "To Be Determined" 은 8Tx의 경우와 동일하게 {0,2，4，6,8，10，12，14}로 결정될 수 있으며 이때 η은 23 이다.
[306] 제 4 실시예
[307] 본 발명에 따른 제 4 실시예는 랭크 1,2 에 대해 Wl, W2 듀얼 코드북구조를 갖는 새로운 코드북이 도입되었을 때 코드북 서브샘플링 방식에 대한 것이다.
[308] 먼저 , 랭크 1， 2를 위한코드북 Π은 다음과 같이 설정될 수 있다.
[309] 【수학식 48]
Figure imgf000048_0001
1 1 1 1
)modl6 7+])modl6 (/;+2)modl6 ( 7+3)modl6 q 二 exp(y 27Γ / 16)
[310] 다음으로， ¾크 1， 2를 위한 코드북 W2는 다음과 같이 설정될 수 있다.
[311] 【수학식 49】
Y
6 C
Figure imgf000049_0003
Y G ， e2， e3， e4
[312] 여기서， e«는 n번째 요소 (element)가 1의 값을 가지고， 나머지는 모두 영을 가지는 4x1 선택 백터를 나타낸다.
[313] 즉， 탱크 1을 위한 C2는 아래 수학식과 같이 16개의 백터로 구성되며, 코드워드 인덱스는 아래 수식의 순서를 그대로 따른다. 즉， 아래 수식에서 첫 번째 백터가 인덱스 0이며 오름차순으로 인덱싱한다.
[314] 【수학식 50】
Figure imgf000049_0001
e4 le2， e4 [315] 즉， 탱크 2를 위한 C2는 아래 표와 같이 16개의 백터로 구성되며， 코드워드 인덱스는 아래 표의 순서를 그대로 따른다. 즉， 아래 표에서 첫 번째 백터가 인덱스 0이며 오름차순으로 인덱싱한다.
[316] 【표 9】
Figure imgf000049_0002
Figure imgf000050_0001
61- [317] PUCCH 피드백 모드 1-1은 듀얼 코드북 구조를 사용하는 경우 서브모드 /\와 B가 존재한다. 도 17은 상기 새로운 코드북이 적용될 때 서브모드 B를 예시한다.
[318] 도 17을 참조하면, 광대역 W1/W2와 광대역 CQI는 오프셋 1과 주기 2로 설정되었고， RI와 W1은 오프셋 0, 주기 16로 설정 되었다.
[319] 8Tx 코드북에서는 W1, Ψ27} 아래 표와 같이 서브샘플링 되어 광대역 W1/W2와 광대역 CQI가 리포트 된다.
[320] 【표 10】
Figure imgf000051_0002
[321] 탱크 1, 2의 8Tx Wl은 아래 수학식과 같이 정의된다. 즉 i 번째 PMI와 i+1번째 PMI는 두 개의 중첩된 DFT 백터를 공유하게 된다. 이렇게 인접 PMI간에 2개의 DFT 백터를 중첩시킴으로써 채널을 보다 정확하게 피드백 할 수 있다. 하지만 제한된 PUCCH자원을 고려하여 , 짝수 번째 W1의 PMI를 짝수 번째로 제한하여 서브샘플링 할 수 있다. 짝수 번째 PMI 들 간에는 중첩된 DFT 백터가존재하지 않지만， UE는 W1을 이용하여 여전히 32개의 전체 DFT 백터를 모두 표현 할 수 있으므로 성능 열화를 최소화할 수 있다.
[322] 【수학식 50】
Figure imgf000051_0001
[323] 8 Tx 코드북 서브샘플링과 유사하게 새로운 4Τχ 코드북에서도 서브샘플링。 필요하며 탱크 1，2에 대해 아래의 표와같이 서브샘플링 할 수 있다.
[324] 【표 11】
Figure imgf000052_0001
[325] 먼저， 4 Tx 코드북의 Π 서브샘플링을 설명하면 다음과 같다.
[326] 4 Tx 코드북의 W1 서브샘플링은 8Tx 코드북에서의 W1 서브샘플링과 유사하게 수행할 수 있다. 상기 표에서 은 i 번째 PMI와 i+1번째 PMI가 세 개의 중첩된 DFT 백터를 공유하게 된다. 또한 i 번째 PMI와 i+2번째 PMI가 두 개의 증첩된 DFT 백터를 공유하고 i 번째 PMI와 i+3번째 PMI가 한 개의 증첩된 DFT 백터를 공유한다.
[327] 즉， 제한된 PUCCH 자원을 고려하여， 중첩되어 있는 PMI를 제외하고 W1의
PMI를 {0， 4, 8， 12}으로 서브샘플링 할 수 있다. 서브샘플링된 PMI 들 간에는 중첩된 DFT 백터가 존재하지 않지만 UE는 W1을 이용하여 여전히 16개의 전체 DFT 백터를 모두 표현 할 수 있으므로 성능 열화를 최소화할 수 있다.
[328] 다음으로， 탱크 1인 경우에 4 Tx 코드북의 W2 서브샘플링을 설명하면 다음과 같다. ᅳ
[329] 탱크 1인 경우에 4 Tx 코드북의 W2 서브샘플링은 인덱스 kl, k2, k3 k4, k5, k6 설정에 따라 다양한 방식으로 구현 할 수 있다.
[330] 랭크 1에서 W2 PMI 0， 2를 이용하여 W1의 DFT 백터 중 첫 번째 백터를 선택하고， 편광된 안테나 그룹들 (polarized antenna groups) 사이의 위상 천이 (phase shi ft)를 1 또는 ᅳ 1로 나타낼 수 있다. 추가적으로， Kl, k2를 이용하여 위상 천이의 입도 (granularity)를 높이거나 W1의 백터 선택자 (selector )를 설정할 수 있다.
[331] 위상 천이의 입도 (granularity)를 높이기 위해서 kl, k2를 1，3으로 설정하면 ¾크 1에서 위상 천이 값을 1， -1， -j , j로 나타낼 수 있다.
[332] 또는， 백터 선택자 (selector)를 설정하기 위해서 kl, k2를 8， 10으로 설정하면 탱크 1에서 위상 천이를 1 또는 1로 나타낼 수 있고， 의 DFT 백터 중 첫 번째 백터 또는 세 번째 백터를 선택 할 수 있다. [333] 또는， 백터 선택지-를 설정하기 위해서 kl, k2를 4， 6으로 설정하면 ¾크
1에서 위상 천이를 1 또는 — 1로 나타낼 수 있고， W1의 DFT 백터 중 첫 번째 백터 또는 두 번째 백터를 선택 할 수 있다. (kl, k2)를 (4，6) 으로 설정하면 (8， 10)으로 설정하는 것에 비하여 상관 (correlation)이 큰 두 DFT 백터를 선택 가능하다. 즉. 채널이 시간 또는 주파수 영역에서 느리게 변할 경우 (4，6)으로 설정하여 피드백 정확도를 개선시킬 수 있다.
[334] 다음으로， 탱크 2인 경우에 4 Tx 코드북의 W2 서브샘플링을 설명하면 다음과 같다. -
[335] 8Τχ 코드북 서브샘플링을 포함하도록 탱크 2에서 k3, k4를 각각 0， 1로 설정하고 k5, k6에 대해 다음과 같은 값들을 고려할 수 있다.
[336] 랭크 2에서 W2 PMI 0, 1을 이용하여 W1의 DFT 백터 중 첫 번째 백터를 선택하고, 편광된 안테나 그룹들 (polarized antenna groups) 사이의 위상 천이를 첫번째 레이어 (layer)에 대해 1 그리고 두번째 레이어에 대해 -1로 나타내거나， 첫번째 레이어에 대해 j 그리고 두번째 레이어에 대해 j로 나타낼 수 있다. 또한， K5, k6를 이용하여 W1의 백터 선택자를 설정할 수 있다.
[337] 백터 선택자를 설정하기 위해서 k5, k6를 4， 5로 설정하면 탱크 2에서 위상 천이를 (1， -1) 또는 (j, -j)로 나타낼 수 있고， 의 DFT 백터 중 첫 번째 백터 또는 세 번째 백터를 선택 할 수 있다.
[338] 또는， 백터 선택자를 설정하기 위해서 k5, k6를 2， 3으로 설정하면 랭크
1에서 위상 천이를 (1， -1) 또는 (j, — j)로 나타낼 수 있고， W1의 DFT 백터 중 첫 번째 백터 또는 두 번째 백터를 선택 할 수 있다. (k5, k6)를 (2,3) 으로 설정하면 (4，5)으로 설정하는 것에 비해 상관 (correlation)이 큰 두 DFT 백터를 선택 가능하다. 즉， 채널이 시간 또는 주파수 영역에서 느리게 변할 경우 (2,3)으로 설정하여 피드백 정확도를 개선시킬 수 있다.
[339] 또한， k3, , k5, k6 를 각각 0， 2, 4， 6으로 설정하여 두 레이어의 위상 천이 값을 (1， ᅳ 1)로 고정시키고， 네 개의 선택자를 설정 할 수 있다. 즉， 이렇게 설정할 경우 W1의 DFT 백터 중 1,2,3,4 번째 백터를 선택 할 수 있다. '
[340] 한편， 상술한 예시에 나타난 kl, k2, k3, k4, k5, k6 값 이외에 다양한 값들을 고려할 수 있으며， 이 값들은 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링 (예를 들면， RRC 시그널링)을 통해 반정적 (semi static)으로 설정할 수 있다. 즉, 피드백 오버해드를 즐이기 위해 기지국과 UE는 다양한 코드북 서브샘플링 방식을 약속해 놓고 기지국이 UE에게 한 가지 방식을 지정할 수 있다.
[341] 제 5 실시예
[342] 본 발명에 따른 제 5 실시예는 아래의 4Tx 코드북이 이용될 경우 코드북 서브샘풀링 방법에 대한 것이다.
[343] CSI 보고 타입 (reporting type)은 여러가지 타입 중 하나로 설정될 수 있다. 예를 들면， LTE 릴리즈 -10에서 정의된 CSI 보고 타입은 다음과 같다. 타입 1 보고는 UE 선택 서브밴드 (sub-bands)를 위한 CQI를 지원한다. 타입 la 보고는 협대역 CQI 및 제 2 PMI 피드백을 지원한다. Type 2， Type 2b, 및 Type 2c 보고는 광대역 CQI 및 PMI 피드백을 지원한다. 타입 2a 보고는 광대역 PMI 피드백을 지원한다. 타입 3 보고는 RI 피드백을 지원한다. 타입 4 보고는 광대역 CQI를 지원한다. 타입 5 보고는 RI 및 광대역 PMI 피드백을 지원한다. 타입 6 보고는 RI 및 PTI 피드백을 지원한다.
[344] 이하에서는， 아래의 4Tx 코드북이 사용될 경우 W1 서브샘플링 방법을 제안한다.
[345] 아래의 서브샘플링 방식은 PUCCH 피드백 모드 1-1 의 서브모드 Α와 서브모드 B에서 타입 5보고， 타입 2c 보고에 적용될 수 있다. 아래의 코드북 W1은 상관 채널 (correlated channel) 환경에서 높은 성능을 보장하기 위해 η=0,1,···,7 까지의 코드워드를 설정하여 조밀한 DFT 백터들이 하나의 W1을 구성하도록 하였다. 또한， 비상관 채널 (uncor related channel) 환경에서 높은 성능을 보장하기 위해
η=8,9,···,15 까지의 코드워드를 설정하여 덜 조밀한 DFT 백터들이 하나의 Ψ1을 구성하도록 하였다.
[346 ] 4 Τχ 코드북은 다음과 같이 두 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.
[347] 【수학식 51】
w = w, -w2
[348] 여기서, 내측 (inner) 프리코더 Wi 및 외측 (outer) 프리코더 w 2 는 각각 광대역 /장기간 Gong-term) 채널 특성 및 협대역 /단기간 (shor t-term) 채널 특성을 나타낸다. 은 다음과 같이 설정될 수 있다.
[349] 【수학식 52】
Figure imgf000055_0001
X
[350] 여기서, 다음과 같이 설정될 수 있다.
[351] 【수학식 53】
Figure imgf000055_0002
[352] 탱크 1을 위한 코드북 다음과 같이 설정될 수 있다.
[353] 【수학식 54】
0, 2, 4, 6
Figure imgf000055_0003
=1,3,5,7
[354] 또한， 랭크 2를 위한 코드북 W2는 다음과 같이 설정될 수 있다.
[355] 【수학식 54】
Figure imgf000055_0004
[358] 여기서， e„ 는 n번째 요소 (element)가 1의 값을 가지고， 나머지는 모두 영을 가지는 4 요소 선택 백터를 나타낸다.
[359] W1의 서브샘플링은 상기 언급한 W1의 특성을 반영하여 수행하는 것이 효과적이다. 즉 4 비트 W1을 2비트 W1으로 서브샘플링 할 때ᅳ 상관 채널 (correlated channel) 환경에서 높은 성능을 보장하기 위해 η=0,1Γ··,7 까지의 코드워드를
서브샘플링 한다. 향후， 기지국과 단말이 점차 소형화 되고 안테나 숫자가 늘어나 안테나 간격이 좁아 지게 되면 보다 높은 확률로 상관 채널 (correlated channel)이 형성된다. 따라서 η=0,1,·'.,7 까지의 코드워드를 서브샘플링 하는 것이 효과적일 수 있다. [360] 또는， 4비트 \丄을 2비트 W1으로 서브샘플링 할 때， 비상관 (uncorrelatecl channel) 환경에서 높은 성능을 보장하기 위해 η=8,9,·.·,15 까지의 코드워드를 서브샘플링 한다. 특정 통신 사업자가 안테나 간격이 넓은 기지국을 설치할 경우 이러한 서브샘플링 방식이 유리하다.
[361] 또는, 4비트 을 2비트 W1으로 서브샘플링 할 때， 비상관 채널 환경과 상관 채널 환경에서 둘 다 좋은 성능을 보장하기 위해 η=0,1,·'·,7 중 일부 코드워드와 η=8,9,···,15 중 일부 코드워드를 서브샘플링 한다. 예를 들어 짝수 η 만을
서브샘플링하여 코드워드를 구성할 수 있다.
[362] 상술한 W1 서브샘플링 방식 증 하나에 대한 정보를 기지국이 UE로 전송할 수 있다. 구체적으로 CSI 프로세스 설정에 추가된 정보를 이용하여 W1 서브샘플링 방식을 지정할 수 있다. 또한， W2도 여러가지 서브샘플링 방식이 존재한다면 기지국이 UE로 시그널링할 수 있다ᅳ
[363] 제 6 실시예
[364] LTE 릴리즈 -12에서 4 Τχ 코드북의 탱크 1, 2에 대해서는 성능 향상을 위하여 듀얼 코드북 구조의 새로운 코드북을 도입하고， 램크 3， 4에 대해서는 기존의 릴리즈 -8 코드북 사용을 고려하고 있다.
[365] 4 Τχ 코드북의 랭크 1， 2 에서는 ΡΜΙ 정보가 W1과 W2의 형태로 이루어진 듀얼 코드북 구조를 취하기 때문에 , 8 Τχ 코드북을 위한 PUCCH 피드백 모드 2-1을 그대로 사용할 수 있다. 도 18은 ΡΤΙ 값에 따른 PUCCH 피드백 모드 2-1를 예시한다. 도 18을 참조하면, 오프셋 1과 주기 2로 열리는 PUCCH 피드백 자원에서 광대역 W1은 8 서브프레임 주기로 나타나며， 광대역 W2와 CQI가 나머지에서 나타난다. RI와 PTI는 주기 16， 오프셋 0으로 설정되었다. ΡΠ 가 1로 설정되는 경우 협대역 (subband) W2와 협대역 CQI 그리고 협대역 인덱스 (index)를 나타내는 L 비트 정보가 도 16과 같이 리포트 된다.
[366] 그러나， 4 Tx 코드북의 탱크 3， 4 경우， ΡΜΙ 정보는 W1과 W2의 형태로 이루어진 듀얼 코드북 구조가 아닌, W로 이루어지는 단일 행렬 코드북 구조를 취하게 된다. 따라서 듀얼 코드북을 지원하는 도 18과 같은 PUCCH 피드백 모드 2-1을 그대로 사용하기 어렵다. 예를 들면， ¾크 3, 4인 경우 PTI의 값이 불필요하다.
[367] 이하에서는, 4 Tx 코드북에서 탱크 3， 4 를 위한 PUCCH 피드백 모드 2-1을 지원하기 위하여 두 가지 피드백 방식을 제안한다. [368] 첫번째 피드백 방식은， 랭크에 따라 피드백 모드 2-1의 피드백
구조 (framework)가 변경되는 방식이다.
[369] 첫번째 피드백 방식을 따르면，, 랭크 1,2에서 PUCCH 피드백 모드 2-1은 도 18과 같이 기존 방식을 이용하고, 랭크 3, 4에서 PUCCH 피드백 모드 2-1은 도 19의 예와 같이 설정될 수 있다. 도 19를 참조하껸， 오프셋 1과 주기 2로 열리는 PUCCH 피드백 자원에서 PMI 정보 W와 광대역 CQI는 8 서브프레임 주기로 나타나고, 협대역 CQI와 협대역 인덱스를 나타내는 L 비트 정보는 나머지에서 나타난다. RI와 PTI는 주기 16， 오프셋 0으로 설정된다. 즉， 탱크에 따라 피드백 모드 2—1의 피드백 구조 (framework)가 변경될 수 있다.
[370] 랭크 1， 2 에서는 UE가 PTI 값을 결정하여 피드백 하면， 기지국은 이를 유효한 값으로 해석하여 타입 (type)을 결정한다. 반면， 탱크 3， 4 에서 UE는
PTI=0으로 결정하거나 ΡΤΙ=1로 결정하여 피드백 할 수 있다. 기지국에서는 RI가 탱크 3 혹은 4를 가리킬 경우， ΡΤΙ 값을 해석하지 않고 무시한다. 또는 UE가 ΡΤΙ=1로 항상 고정하여 피드백하고 기지국도 이를 인지한다. 유사하게 UE가 PTI=0으로 항상 고정하여 피드백하고 기지국도 이를 인지할 수도 있다.
[371] RI가 다시 랭크 1 혹은 2를 가리킬 경우 UE는 ΡΤΙ 값을 결정하여 피드백하고 기지국도 이를 무시하지 않고 해석하여 타입 (type)을 결정한다.
[372] 두번째 피드백 방식은， 랭크 에 따라 선택 가능한 PTI를 제한하는 방식이다.
[373] 두번째 피드백 방식에 따르면， 랭크 3, 4에서 PUCCH 피드백 모드 2—1은 도 20의 예와 같이 설정될 수 있다. 도 20을 참조하면， 오프셋 1과 주기 2로 열리는 PUCCH 피드백 자원에서 광대역 W와 광대역 CQI는 8 서브프레임 주기로 나타나며， 협대역 w와 협대역 CQI와 협대역 인덱스를 나타내는 L 비트 정보는 나머지에서 나타난다. RI와 PTI는주기 16， 오프셋 0으로 설정된다.
[374] 협대역 W와 협대역 CQI와 협대역 인텍스를 나타내는 L 비트 정보를 보고할 때는 PUCCH 포맷 2의 페이로드 크기를 넘지 않도록 8Tx의 경우와 유사하게 W2를 서브샘플링 해야한다. 랭크 3， 4에서 CQI는 7비트， L은 최대 2비트 이므로 탱크 3， 4에 대해 아래의 표 12 내지 14 중 하나와 같이 W2의 2비트 서브샘플링을 수행할 수 있다.
[375] 【표 12】
Figure imgf000058_0001
[378] 상기 표 12 내지 14 중 하나는 W2의 2비트 서브샘플링 방식으로 설정될 수 있다.
[379] UE와 기지국은 W1은 단위 행렬 (identity matrix)로 약속하고, UE는 W2를 랭크 3, 4의 단일 (smgle) 코드북 내에서 선택하여 시그널링할 수 있다.
[380] 랭크 1, 2 인 경우, UE가 기존과 같이 ΡΠ 값을 0 또는 1로 결정하여 피드백 하면 기지국은 이를 유효한 값으로 해석하여 타입 (type)을 결정한다. 반면， 랭크 3， 4 인 경우， UE는 항상 PTI를 1로 결정하여 피드백 한다. RI가 다시 랭크 1흑은 2를 가리킬 경우 UE는 PTI 값을 0또는 1로 결정하여 피드백하고 기지국은 이를 해석하여 타입을 결정한다.
[381] 정리하면, 두번째 피드백 방식에서 랭크에 따라선택 가능한 PI 제한하는 방식을 설명하였다. 즉， 탱크가 3또는 4로 설정되면, PTI 를 1로 고정한다. 이에 추가적으로 탱크 3또는 4에서는 협대역 (subband, SB) CQI 전송의 다코딩 확를을 높이기 위해서 SB W2를 생략할 수 있다. 예를 들면， 랭크 3또는 4에서 도 21과 같이 설정될 수 있다. WB CQI와 W2는 (JI(+l)Npd주기로 전송되며, SB정보는 PMI를 제외한 CQI만을 전송한다. 물론 W2는 탱크 3또는 4의 PMI 정보를 의미한다. 기지국은 W2를 수신한 뒤에 W1을 항등 행렬로 가정하여 최종 W=W1*W2를 구한다. 도 21의 피드백 방법은 도 19의 피드백 방법과 다르게 WB PMI/CQI 정보가 (JK+l)Npd주기로 전송된다.
[382] 제 7실시예
[383] LTE 릴리즈 -8의 코드북의 경우, 4 안테나 포트의 전송을 위하여 프리코딩 행렬은 아래의 표 15를 이용하여 결정될 수 있다. '표 15에서
Figure imgf000059_0001
Wn ^ I~lunUn lUn Un 에 따라 결정되며， I는 4x4항등 행렬이고, 백터 "은 표
15에 주어진다ᅳ
[384] 【표 15】
Figure imgf000059_0002
Figure imgf000060_0003
W„ =I-2u uHluHii
[385] 상기 수학식 40 내지 46은 상기 연산 ( )을 통해 생성된 행렬을 나열한 것이며, 탱크 3 코드북은 표 15와 같이
Figure imgf000060_0001
특정 열 (column)을 선택하여 구성된다ᅳ
[386] PUCCH 모드 2-1의 탱크 3， 4에 대해， 도 21에서 W2와 협대역 CQI가 전송되는 유형 la 보고의 경우 랭크 3,4 코드북을 2 비트로 제한할 필요기- 있디-. 탱크 3， 4에서 CQI는 7비트， L은 최대 2비트 이므로 탱크 3,4에 대해 W2의 2비트 서브샘플링을 해야한다.
[387] 성능이 우수한 코드북 설계를 위해 코드워드 간의 코달 거리 (chordal
distance)를 고려할 필요가 있다. 서브샘플링에 대해서도 서브샘플링 된
코드워드간의 코달 거리를 고려하여 서브샘플링을 수행하는 것이 바람직하다. 다음 수학식은 행렬 A와 행렬 B의 코달 거리를 나타낸다.
[388] 【수학식 55】
Figure imgf000060_0002
[389] 여기서， AH는 행렬 A의 켤레 전치 (conjugate transpose)이며， | |A||F는 행렬 A의 프로베니우스 놈 (frobenius norm)을 의미한다.
[390] 코달 거리를 고려하여 아래 수학식과 같이 최종 서브샘플링된 코드북을 결정할 수 있다.
[391] 【수학식 56】
, Λ， Λ > )= arg max min({ d{W , W,2 ), d(Wt , W, ), d W , W ^ ), d{W,^ , W^. )' d{W , IV ), , W,t )}) [392] 상기 수학식 56에서 'i ' '2 ' '3 ' '4는 코드워드 인덱스로서 0부터 15사이에 존재하는 정수이고， d(A,B)는 A와 B의 코달 거리를 의미한다.. Wll; Wl2, Wl3) 4는 각각 ii, i2., is, i4 번째 코드워드를 의미한다.
[393] 상기 수학식 56을 이용하여 릴리즈 -84Lx 탱크 3 코드워드에 대해 」、소 를 계산하면 Ji'Jl' 'J4는 각각 0,2,8,10 또는 12,13,14,15 또는 1,3,9,11 이다. 0,2,8,10 번째 탱크 3 코드워드의 최소 코달 거리는 1이며， 12,13,14,15 번째 랭크 3 코드워드의 최소 코달 거리도 1이고， 1，3，9,11 번째 랭크 3 코드워드의 최소 코달 거리도 1이다. 따라서 랭크 3에 대해서 표 12， 표 13 또는 표 16과 같아
서브샘플링하는 것이 코달 거리 측면에서 효과적이다.
[394] 【표 16】
Figure imgf000061_0001
[395] 임의의 릴리즈ᅳ 84Tx 랭크 4 코드워드 i1; i2, i3, i4에 대해 수학식 56의 최소 코달 거리는 모두 0 이다. 따라서 탱크 4에 대해 코달 거리를 고려하여
서브샘플링하는 것은 무의미하다. 랭크 4 코드워드의 서브샘플링은 이미 모든 (full) 랭크 환경에서 이루어지므로 서브샘플링을 최적화 하는 것이 성능에 중요한
요소 (critical factor)가 되지 않는다. 따라서 간단한 구현을 위해 표 12， 표 13 또는 표 16과 같이 ¾크 3의 서브샘플링과 동일한 방식으로 랭크 4 서브샘플링을 수행할 수 있다.
[396] 이때， 구현 복잡도를 즐이기 위해 실수로만 구성된 코드북 서브샘플링을 수행하는 경우 표 12 와 같이 서브샘플링하는 것이 유리하다. [397] 표 13 과 같이 서브샘폴링하는 경우, PMI 행렬을 구성하는 각
요소 (element)가 실수 또는 허수로 구분되므로， 실수와 허수가 섞인 복소수 요소를 가지는 PMI행렬 보다 구현 복잡도를 줄일 수 있다.
[398] 한편 , 통상 반 파장 길이로 등간격으로 떨어진 밀접 배치 (closely spaced) 안테나 설정 (configuration)에서는 PMI를 LPi (Linear phase increment) 속성을 갖는 DFT 행렬로 구성하는 것이 좋은 성능을 내는 것으로 알려져 있다. 하지만 넓은 배치 (widely spaced) 안테나의 경우 LPI 특성이 더 이상 PMI의 성능을 보장하는 특성이 되지 못한다. 따라서 넓은 배치 안테나 또는 비상관 (uncorr elated
channel)에서의 성능 향상을 위해 표 16과 같이 LPI 특성이. 없는 코드워드로
코드북을 구성하는 것올 고려할 수 있다.
[399] 본 발명의 채널상태정보 전송 방법에 있어서， 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며， 증복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
[400] 또한， 기지국과 중계기간의 (백홀 상향링크 및 백홀 하향링크에서의) MIM0 전송 및 중계기와 단말간의 (액세스 상향링크 및 액세스 하향링크에서의) MIM0
전송에 대한 상향링크 MIM0 전송 및 수신에 대해서도 본 발명에서 제안하는 동일한 원리가 적용될 수 있다.
[401] 본 발명의 실시예가 적용될 수 있는 기지국 및 단말
[402] 도 22는 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
[403] 무선 통신 시스템에 릴레이가 포함되는 경우, 백홀 링크에서 통신은
기지국과 릴레이 사이에 이뤄지고 억세스 링크에서 통신은 릴레이와 단말사이에 이뤄진다. 따라서， 도면에 예시된 기지국 또는 단말은 상황에 맞춰 릴레이로 대체될 수 있다.
[404] 도 22를 참조하면， 무선 통신 시스템은 기지국 (BS, 2210) 및 단말 (UE,
2220)을 포함한다. 기지국 (2210)은 프로세서 (2212)， 메모리 (2214) 및 무선
주파수 (Radio Frequency, RF) 유닛 (2216)을 포함한다. 프로세서 (2212)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (2214)는
프로세서 (2212)와 연결되고 프로세서 (2212)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (2216)은 프로세서 (2212)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 단말 (2220)은 프로세서 (2222), 메모리 (2224) 및 RF 유닛 (2226)을 포함한다. 프로세서 (2222)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법돌을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (2224)는 프로세서 (2222)와 연결되고 프로세서 (2222)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (2226)은 프로세서 (2222)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 기지국 (2210) 및 /또는 단말 (2220)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.
[405] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특성들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특성은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특성은 다른 구성요소나 특성과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특성들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특성은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특성과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
[406] 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기지국을 포함하는 복수의 네 트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수 행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수 행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNodeB(eNB) , 억 세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[407] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단， 예를 들어， 하드웨어, 펌웨어
(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs pplication specific integrated circuits) , DSPs(digi tal signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs( rogrammable logic devices) , FPGAs(f ield programmable gate arrays) , 프로세서 , 콘트를러， 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로 세서 등에 의하ᅵ 구현될 수 있디—. [408] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차， 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
[409] 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[410] 본 발명은 본 발명의 특성을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구 체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범 위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
[411] 본 발명은 단말， 릴레 ， 기지국 등과 같은 무선 통신 장치에 사용될 수 있 다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 11
무선 통신 시스템에서 단말이 채널상태정보 (Channel State Information.. CSI) 를 전송하는 방법에 있어서，
16개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4 안테나 포트를 위한 코드북을 서브샘플 링 (SLibsampling)하는 단계 ; 및
상기 서브샘플링된 코드북을 기초로 CSI를 피드백하는 단계를 포함하되， 상기 CSI는 랭크 지시자 (Rank Indicator, RI), 프리코딩 행렬 지시자 (Precoding Matrix Indicator, PMI) 및 채널 품질 지시자 (Channel Quality Indicator， CQI) 중 적어도 하나를 포함하고,
상기 RI가 3인 경우， 상기 서브샘플링된 코드북은 서브샘플링된 코드워드 사 이의 코달 거리 (chordal distance)가 최소가 되도록 결정되는， 채널상태정보 전송 방법 ·
【청구항 2]
제 1항에 있어서，
상기 서브샘플링된 코드북은 상기 서브샘플링된 코드워드 사이의 코달 거리 가 1이 되도록 결정되는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 3】 '
제 1항에 있어서，
상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 1 프리코딩 행 렬， 제 3 프리코딩 행렬， 제 9 프리코딩 행렬， 제 11 프리코딩 행렬을 포함하는， 채널 상태정보 전송 방법 .
【청구항 41
거 U항에 있어서,
상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 13 프리코딩 행렬， 제 14 프리코딩 행렬， 제 15 프리코딩 행렬， 제 16 프리코딩 행렬을 포함하는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 5】
제 1항에 있어서, 상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16개의 프리코 ¾ 행렬 중 제 2 프리코딩 행 렬， 제 4 프리코딩 행렬， 제 10 프리코딩 행렬， 제 12 프리코딩 행렬을 포함하는， 채 널상태정보 전송 방법 .
【청구항 6】
제 1항에 있어서， 상기 서브샘플링된 코드북은 실수값으로만 구성되는， 채널상태정보 전송 방
1걺
【청구항 7】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보 (Channel State Information, CSI)를 전송 하는 단말에 있어서,
RFCRadio Frequency) 유닛 ; 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는， ■
16개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4 안테나 포트를 위한 코드북을 서브샘플 링 (subsampling)하는 단계 ; 및 ' 상기 서브샘플링된 코드북을 기초로 CSI를 피드백하는 단계를 포함하되， 상기 CSI는 탱크 지시자 (Rank Indicator, RI), 프리코딩 행렬 지시자 (Precoding Matrix Indicator, PMI) 및 채널 품질 지시자 (Channel Qual i ty Indicator， CQI) 중 적어도 하나를 포함하고， 상기 RI가 3인 경우， 상기 서브샘플링된 코드북은 서브샘플링된 코드워드 사 이의 코달 거리 (chordal distance)가 최소가 되도록 결정되는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 81 제 1항에 있어서，
상기 서브샘플링된 코드북은 상기 서브샘플링된 코드워드 사이의 코달 거리 가 1이 되도록 결정되는， 단말.
【청구항 9】
제 1항에 있어서，
상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 1 프리코딩 행 렬， 제 3 프리코딩 행렬， 게 9 프리코딩 행렬， 제 11 프리코딩 행렬을 포함하는， 단 말
【청구항 10】
제 1항에 있어서,
상기 서브샘플링된 코드북은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 13 프리코딩 행렬, 제 14 프리코딩 행렬, 제 15 프리코딩 행렬， 제 16 프리코딩 행렬을 포함하는, 단말.
【청구항 11】
제 1항에 있어서,
상기 서브샘플링된 코드훅은 상기 16개의 프리코딩 행렬 중 제 2 프리코딩 행 렬， 제 4 프리코딩 행렬, 제 10 프리코딩 행렬, 제： 12 프리코딩 행렬을 포함하는, 단 말
[청구항 12】
제 1항에 있어서, 상기 서브샘플링된 코드북은 실수값으로만 구성되는， 단말.
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