WO2015002479A1 - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법 및 장치 - Google Patents

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2015002479A1
WO2015002479A1 PCT/KR2014/005952 KR2014005952W WO2015002479A1 WO 2015002479 A1 WO2015002479 A1 WO 2015002479A1 KR 2014005952 W KR2014005952 W KR 2014005952W WO 2015002479 A1 WO2015002479 A1 WO 2015002479A1
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reference signal
antenna
equation
matrix
precoding
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김영태
김기준
박종현
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엘지전자 주식회사
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    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting a reference signal in a multi-antenna support wireless communication system.
  • the MIMO (Mul t iple-Input Mul- i-Output) technology is a breakthrough from the use of one transmit antenna and one receive antenna, and employs multiple transmit antennas and multiple receive antennas to improve transmit / receive data efficiency. Tell how you can improve. That is, a technique of increasing capacity or improving performance by using multiple antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • the MIM0 technology may be referred to as a multiple antenna technology.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • Existing 3GPP (Long Term Evolut ion) systems support up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission and define a precoding codebook accordingly.
  • a method of transmitting a reference signal of a transmitting end in a wireless communication system supporting multiple antennas which is an aspect of the present invention for solving the above-mentioned problem, includes a first reference signal regarding precoded horizontal antenna domains. And transmitting a second reference signal relating to precoded vertical antenna domains to a receiving end, wherein at least one particular antenna domain of the precoded horizontal antenna domains comprises: the vertical antenna domains; Characterized in that included.
  • the second reference signal may be generated based on the vertical antenna domains except for the specific antenna domain.
  • first reference signal and the second reference signal may be used by the receiver to restore the entire channel of the multiple antennas through a kronecker product. .
  • the reference signal may be a demodulation reference signal (demodulat ion reference s ignal, DM—RS).
  • the specific antenna domain may be set through RRC (Radio Resource Control) signaling.
  • RRC Radio Resource Control
  • the downlink control information may be characterized in that it further comprises a bit index, indicating the reference signal scheme of the transmitter.
  • the transmitting may include transmitting a third reference signal including the first reference signal and the second reference signal.
  • a transmitter for transmitting a reference signal in a wireless communication system supporting multiple antennas includes: a radio frequency unit (Radio Frequency Unit); And a processor, the processor being configured to receive a first reference signal for precoded horizontal antenna domains and a second reference signal for precoded vertical antenna domains. And transmit at least one of the precoded horizontal antenna domains.
  • My specific antenna domain is characterized by being included in the vertical antenna domains.
  • the second reference signal may be generated based on the vertical antenna domains except for the specific antenna domain.
  • 1 is a view for explaining the structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • CRS common reference signal
  • FIG. 6 is a diagram for explaining shift of a reference signal pattern.
  • FIG. 7 and 8 illustrate a resource element group which is a unit to which downlink control channels are allocated.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the positions of the PCFICH and PHICH channels.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a DFT processed signal is mapped to a frequency domain.
  • 14 is a block diagram for explaining a transmission process of a reference signal.
  • 16 to 19 are diagrams illustrating a clustered DFT—s-OFDMA technique.
  • FIG. 5 [34] 21 is a block diagram illustrating the functions of the MIM0 system.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 23 shows examples of constituting 8 transmission antennas.
  • 24 is a reference diagram illustrating a two-dimensional active antenna system according to the present invention.
  • 25 is a reference diagram for explaining an embodiment of the present invention.
  • 26 is a diagram showing the configuration of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be implemented in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with components or features of other embodiments.
  • Embodiments of the present invention will be described with reference to the relationship between data transmission and reception between a base station and a terminal.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node ( U pper node) of the base station in some cases.
  • BS Self-explanatory Base station ion
  • Node B Node B
  • eNode B eNode B
  • AP access point
  • base station may be used as a concept including a cell or a sector.
  • the repeater can be replaced by terms such as Relay Node (RN), Relay Station (RS).
  • an uplink transmitting entity may mean a terminal or a repeater
  • an uplink receiving entity may mean a base station or a repeater
  • the downlink transmission entity may mean a base station or a repeater
  • the downlink reception entity may mean a terminal or a repeater.
  • the uplink transmission may mean transmission from the terminal to the base station, transmission from the terminal to the relay, or transmission from the repeater to the base station.
  • downlink transmission may mean transmission from a base station to a terminal, transmission from a base station to a repeater, and transmission from a repeater to a terminal.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-Advanced (LTE-A) system and 3GPP2 system . That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • Various wireless connections such as It can be used for stems.
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA can be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented by a radio technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the UMTSCUniversal Mobile Telecom unicat ions System.
  • the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) LTEdong term evaluation is part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, which employs DMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • -A Advanced
  • 3GPP LTE WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system).
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of 0FDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to FDDCFrequency Division Duplex (FDDCFrequency Division Duplex) and a type 2 radio frame structure applicable to TDD (Time Division Duplex).
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval ( ⁇ ).
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain, and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • the 0FDM symbol represents one symbol period.
  • the 0FDM symbol is also an SOFDMA symbol or symbol interval May be referred to as.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration (conf igurat ion) of CP (Cycl i Pref ix).
  • CPs include extended CPs and general CPC normal CPs.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be seven.
  • the OFDM symbol is configured by an extended CP, since the length of one OFDM symbol is increased, the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce interference between symbols.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 0FDM symbols and one subframe includes M 0FDM symbols.
  • the first two or three 0FDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downl ink control channel (PDCCH) and the remaining OFDM symbols may be allocated to a PDSCH Physical down ink ink channel.
  • PDCH physical downl ink control channel
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a structure of a type 2 radio frame.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a Down Ink Pi lot Time Slot (DwPTS), a Guard Per iod (GP), and an UpPTS ( Upl ink Pi lot time slot), and one subframe consists of two slots.
  • the DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource gr id for one downlink pilot.
  • FIG. 2 This is the case in which an OFDM symbol consists of a normal CP.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers as an example.
  • the present invention is not limited thereto. RE).
  • the resource element a becomes a resource element located in the k th subcarrier and the 1 st OFDM symbol.
  • one resource block contains 12 X 7 resource elements (in the case of an extended CP, it contains 12 X 6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • the value of N DL may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of the base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • a maximum of three 0FDM symbols in the front part of the first slot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining 0FDM symbols correspond to a data area to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink ink control channel (PDCCH), and a physical HARQ indicator.
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PDCCH physical downlink ink control channel
  • PHICH Physical HARQ indicator
  • the PCFICH is transmitted in the first 0FDM symbol of a subframe and includes information on the number of 0FDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a response of uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as Downlink Control Information (DCI).
  • DC I includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmission power control command for a certain terminal group.
  • PDCCH includes resource allocation and transmission format of DL-SCH, resource allocation information of UL-SCH, PHCH Resource allocation of upper layer control messages such as paging information, system information on the DL-SCH, random access response transmitted on the PDSCH, a set of transmit power control commands for individual terminals in any terminal group, transmission Power control information, activation of VoIP Voice over IP), and the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the UE may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel. CCE responds to multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a Cyclic Redundancy Check (CRC) to the control information.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • the CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Ident if ier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH. If the PDCCH is for a specific UE, the cel 1 -RNTI (C-RNTI) identifier of the UE may be masked to the CRC.
  • RNTI Radio Network Temporary Ident if ier
  • a paging indicator identifier may be masked to the CRC.
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SIB system information block
  • RNTKSI-RNTI may be masked to the CRC.
  • random access -RNTKRA-RNTI may be masked to the CRC.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink ink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control area, and a physical uplink ink shared channel including user data is allocated to the data area; PUSCH) is allocated.
  • PUCCH physical uplink ink control channel
  • PUSCH physical uplink ink shared channel including user data
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe.
  • Resource blocks belonging to an RB pair are allocated for 2 slots. Occupy different subcarriers. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • each transmit antenna has an independent data channel.
  • the receiver may estimate the channel for each of the transmit antennas and receive data transmitted from each transmit antenna.
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which the strength of a signal is rapidly changed due to a multi path-time delay in a wireless communication system environment.
  • Channel estimation requires a reference signal that is known to both the transmitter and the receiver.
  • the reference signal may also be referred to simply as a reference signal (RS) or pilot according to the applied standard.
  • RS reference signal
  • the existing 3GPP LTE release-8 or release-9 system defines a downlink reference signal transmitted by a base station.
  • the downlink reference signal is a coherent (Physical Downlink Shared CHanne 1 (PDSCH), Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), Physical Downlink Control CHannel (PDCCH)) coherent) Pilot signal for demodulation.
  • the downlink reference signal includes a common reference signal (CRS) shared by all terminals in a cell and a dedicated reference signal (DRS) only for a specific terminal.
  • the common reference signal may be called a cell-specific reference signal.
  • the dedicated reference signal may also be called a UE-specific reference signal or a demodulation reference signal (DMRS).
  • DMRS demodulation reference signal
  • FIG. 5 shows a pattern of a common reference signal (CRS) for a case where 1—TTI (ie, 1 subframe) has 14 OFDM symbols.
  • CRS common reference signal
  • R0 represents a reference signal for antenna port index 0.
  • R1 denotes an antenna port index 1
  • R2 denotes an antenna port index 2
  • R3 denotes a reference signal for the antenna port index 3.
  • the reference signal may be protected by shifting (translating) the subcarrier unit or the OFDM symbol unit in the frequency domain or the time domain so that the reference signal does not occur. For example, in the case of 1 transmit antenna transmission, since the reference signals are located at 6 subcarrier intervals on one OFDM symbol, if a shift in the frequency domain subcarrier unit is applied to each cell, at least 5 neighboring cells have different resources.
  • the reference signal can be placed on the element. For example, the frequency shift of the reference signal may appear as cells 2 through 6 of FIG. 6.
  • the receiver may reduce interference caused by a reference signal received from an adjacent cell, thereby improving channel estimation performance.
  • This PN sequence may be applied in units of OFDM symbols within one subframe.
  • a different sequence may be applied to a PEL sequence for each cell identifier (Cel l ID), subframe number, and OFDM symbol position.
  • a system having an extended antenna configuration e.g., supporting 8 transmit antennas
  • an existing communication system supporting 4 transmit antennas for example, 3GPP LTE release 8 or 9 system
  • 3GPP LTE Release 8 or 9 system for example, 3GPP LTE Release -10 Or a system according to subsequent release
  • DMRS-based data demodulation is considered to support efficient reference signal operation and advanced transmission scheme. That is, DMRSs for two or more layers may be defined to support data transmission through an extended antenna. Since the DMRS is precoded by the same precoder as the data, the channel information for demodulating data at the receiving side can be easily estimated without additional precoding information.
  • the downlink receiving side can obtain precoded channel information for the extended antenna configuration through DMRS, but requires a separate reference signal other than MRS to obtain unprecoded channel information.
  • a reference signal for acquiring channel state information (CSI) may be defined at the reception side, that is, CSI-RS.
  • the CSI-RS may be transmitted through eight antenna ports, and antenna port indexes 15 to 22 may be used to distinguish the antenna port through which the CSI-RS is transmitted from the antenna port in the existing 3GPP LTE release -8/9. Can be.
  • the downlink control channel In the region in which the downlink control channel is transmitted, basically the first three OFDM symbols of each subframe may be used, and one to three OFDM symbols may be used according to the overhead of the downlink control channel. .
  • PCFICH may be used to adjust the number of OFDM symbols for the downlink control channel for each subframe.
  • the PHICH may be used to provide an acknowledgment (ACK / NACK) for the uplink transmission through the downlink.
  • PDCCH may be used for transmission of control information for downlink data transmission or uplink data transmission.
  • FIG. 7 and 8 show that the downlink control channels as described above are allocated in a resource element group (REG) unit in the control region of each subframe.
  • FIG. 7 is for a system with one or two transmit antenna configurations
  • FIG. 8 is for a system with four transmit antenna configurations.
  • REG which is a basic resource unit to which a control channel is allocated, is composed of four REs concatenated in the frequency domain except for resource elements to which reference signals are allocated.
  • a certain number of REGs may be used for transmission of the downlink control channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • the PDCCH may be transmitted between the OFDM symbol indexes 0 and 2, and the OFDM symbol index 0 is used according to the overhead of the control channel.
  • OFDM symbol indexes 0 and 1 may be used, or OFDM symbol indexes 0 to 2 may be used.
  • the number of OFDM symbols used by the control channel may be changed for each subframe, and information on this may be provided through the PCFICH. Therefore, the PCFICH should be transmitted in each subframe.
  • PCFICH Three types of information may be provided through the PCFICH.
  • Table 1 below shows CFKControl Format Indi cator of PCFICH.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • the REG illustrated in FIG. 9 is composed of four subcarriers, is composed only of data subcarriers except RS (reference signal), and in general, a transmit diversity scheme may be applied.
  • the location of the REG does not interfere between cells. May be frequency shifted from cell to cell (ie, depending on the cell identifier).
  • PCFICH is always transmitted in the first OFDM symbol (OFDM symbol index 0) of a subframe. Accordingly, when receiving a subframe, the receiver first checks the information of the PCFICH to determine the number of 0FOM symbols in which the PDCCH is transmitted, and accordingly, may receive control information transmitted through the PDCCH.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating positions of PCFICH and PHICH channels generally applied in a specific bandwidth.
  • AC / NACK information for uplink data transmission is transmitted through PHICH.
  • PHICH groups are created in one subframe, and several PHICHs exist in one PHICH group. Therefore, one PHICH group includes PHICH channels for several terminals.
  • the PHICH allocation for each UE in a plurality of PHICH groups may include a lowest physical resource block (PRB) index of a PUSCH resource allocation. PRB index) and a Cyclic Shi ft index for a demodulation reference signal (DMRS) transmitted through an uplink grant PDCCH.
  • DMRS is an uplink reference signal and a signal provided together with uplink transmission for channel estimation for demodulation of uplink data.
  • PHICH resources are indexed like ⁇ PHICH ⁇ PfUCH)
  • n Pwc H is the PHICH group number in ("TM c «, "PHICH), and is orthogonal within the PHICH group. It means a sequence index (orthogonal sequence index).
  • n PHICH and n PHlCH are defined as in Equation 1 below.
  • nS ro "P (T l west Jndex od N ⁇ 0 ⁇
  • I ⁇ ⁇ " is the lowest PRB index of the downlink resource allocation. Is the number of p HI cH groups that are set and is defined as in Equation 2 below. For normal cyclic prefix
  • Equation 2 Jv g is a physical broadcast channel
  • the PHICH group is one book as shown in FIG. 11 according to the PHICH interval (durat ion). It may be configured on different time domains (ie different 0S (0FDM Symbol)) within the frame.
  • the control information transmitted through the PDCCH has different sizes and uses of the control information according to Downlink Control Information (DCI) format, and the size of the PDCCH varies according to a coding rate. Can be.
  • DCI Downlink Control Information
  • Table 3 DCI formats used in the existing 3GPP LTE release-8/9 may be defined as shown in Table 3 below.
  • the DCI format of Table 3 is independently applied to each UE, and PDCCHs of multiple UEs may be multiplexed simultaneously in one subframe.
  • PDCCH of each multiplexed terminal is independently channel coded and CRC is applied.
  • a unique identifier of each terminal may be masked on the CRC of the PDCCH, so that the terminal may receive its own PDCCH channel.
  • the UE since the UE cannot know the location of its own PDCCH channel, it checks whether every PDCCH channel of the corresponding DCI format is a PDCCH channel having its ID in every subframe and detects the blind until receiving the corresponding PDCCH. (bl ind detect ion) should be performed.
  • the basic resource allocation unit of the PDCCH is a CCE (Control Channel Element), and one CCE is composed of nine REGs.
  • One PDCCH may consist of one, two, four or eight CCEs.
  • the PDCCH configured according to each terminal is determined by the CCE-to—RE mapping rule. Interleaved and mapped to the control channel region of the frame.
  • the RE location to which the CCE is mapped may vary according to the number of OFDM symbols, the number of PHICH groups, the transmission antenna, and the frequency shift for the control channel of each subframe.
  • Uplink retransmission may be indicated through the aforementioned PHICH and DCI format 0 (DCI format for scheduling PUSCH transmission).
  • the terminal may perform synchronous non-adaptive retransmission by receiving ACK / NACK for previous uplink transmission through PHICH, or the terminal may perform DCI from the base station By receiving the uplink grant through the format 0 PDCCH, synchronous adaptive retransmission may be performed.
  • Synchronous transmission refers to a method in which retransmission is performed at a predetermined time point (eg, n + kth subframe) after a time point of transmitting one data packet (eg, nth subframe).
  • K can be 4 for example.
  • synchronous retransmission is performed.
  • the frequency resource eg, physical resource block (PRB)
  • PRB physical resource block
  • the transmission method eg, modulation scheme
  • the same frequency resource and transmission method are used for retransmission.
  • the frequency resource and the transmission method for performing the retransmission according to the scheduling control information indicated by the uplink grant may be set differently from the previous transmission. have.
  • the uplink grant PDCCH (eg, DCI format 0) includes a new data indicator (NDI).
  • NDI new data indicator
  • the UE transmits a previous transmission. This can be considered successful and new data can be sent.
  • the terminal receives the ACK for the previous transmission through the PHICH, at the same time or when receiving the PHICH If the NDI value is not toggled in the uplink grant PDCCH received thereafter, the UE is configured not to flush the buffer for the previous transmission.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a structure of a transmitter according to the SC-FDMA scheme.
  • a block consisting of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter (1201).
  • the parallel signal is spread over the N-point DFT models 1202, and the spread signal is mapped in the frequency domain by the subcarrier mapping modules 1203.
  • the signal on each subcarrier is a linear combination of N symbols.
  • the signal mapped to the frequency domain is converted into a time domain signal via the M_point IFFT modulus 1204.
  • the time domain signal is converted into a serial signal through a parallel-to-serial converter 1205 and CP is added.
  • the effect of the IFFT processing of the M-point IFFT modes 404 is partially offset by the DFT processing of the N-point DFT modes 1202.
  • the SC-FDMA scheme may be referred to as a DFT-sread-OFDMA scheme.
  • the signal input to the DFT module 1202 has a low peak-average power ratio (PAPR) or cubic metric (CM), but after the DFT process, the signal has a high PAPR.
  • the signal output by the IFFT process may again have a low PAPR. That is, the SC-FDMA scheme avoids the nonlinear distortion period of the power amplifier (PA), thereby reducing the implementation cost of the transmitter.
  • PA peak-average power ratio
  • CM cubic metric
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a frequency domain.
  • a signal output from the SC-FDMA transmitter may satisfy a single carrier property.
  • FIG. 13A illustrates a local mapped method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a specific portion of a subcarrier region.
  • FIG. 13B illustrates a distributed mapping method in which signals output from the DFT module 1202 are distributed and mapped in all subcarrier regions. In the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system, it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulat ion demodulating a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is transmitted by IFFT processing after subcarrier mapping after the signal generated in the time domain is converted into a frequency domain signal through DFT processing (see FIG. 12). It is defined that the DFT process is skipped and generated directly in the frequency domain, mapped onto the subcarrier, and then transmitted through IFFT processing and CP addition.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a symbol position where a reference signal (RS) is mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. FIG. 15 (a) shows that RS is located in the fourth SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of a normal CP.
  • FIG. 15 ( b ) shows one subframe in the case of an extended CP.
  • the RS is located in the third SC-FDMA symbol of each of the two slots in the frame.
  • Cluster method DFT-s-OFDMA is a variation of SOFDMA described above, in which a DFT-processed signal is transformed into a plurality of sub-blocks, and then mapped to a spaced apart position in the frequency domain.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (subblock blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb— 1 are all mapped onto one carrier (eg 2 (carrier with Hz bandwidth), and each sub-block is
  • each sub-block may be locally mapped in the frequency domain.
  • 17 and 18 are diagrams for explaining a cluster type DFT-s-OFDMA technique on a multicarrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-l, respectively (each Each carrier (or cell) may have a 20 MHz bandwidth, for example).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through one IFFT mode.
  • FIG. 18 illustrates a plurality of multiple carriers (or cells) in a non-cont iguously configured state (i.e., a situation in which frequency bands of each of the multiple carriers (or multiple cells) are not allocated consecutively).
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may be mapped onto carriers (or cells) # 0 to # Nsb-l respectively (each carrier (or cell) may be For example, it may have a bandwidth of 20 Hz z).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Subsequence blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into time-domain signals through respective IFFT models.
  • DFT-s-OFDMA on the single carrier described with reference to FIG. 16 is an inter-carrier (or intra-cel l) DFT-s-OFDMA
  • the multiplexing described in FIGS. 17 and 18 will be described.
  • DFT-s-OFDMA on a carrier (or cell) may be referred to as inter-carrier (or inter-cel l) DFT-s-OFDMA.
  • intra-carrier DFT-s-OFDMA and inter-carrier DFT-s-OFDMA may be commonly used with each other.
  • FIG. 19 illustrates a partial-specific DFT-s-OFDMA (chunk-specif DFT-s-OFDMA) technique in which frequency domain mapping and IFFT processing are performed on a partial basis. It is for the drawing. Partial-Specific DFT-s ⁇ 0FDMA may be referred to as Nx SC-FDMA.
  • the code block segment at ion signal is chunked to perform channel coding and modulation on each part.
  • the modulated signal is subjected to DFT processing, frequency domain mapping, and IFFT processing in the same manner as described with reference to FIG. 12, and the outputs from the respective IFFTs are added to add CPs.
  • the Nx SC-FDMA scheme described with reference to FIG. 19 may be applied to the case of concatenated multicarriers (or multicells) or nonconcatenated multicarriers (or multicells).
  • Structure of the MIM0 System 20 illustrates a basic system structure of a MIM0 system having multiple transmit antennas and / or multiple receive antennas. Each block of FIG. 20 conceptually illustrates a function or operation at a transmitting end and a receiving end for the MIM0 transmission.
  • the channel encoder of FIG. 20 illustrates an operation of adding redundancy bits to input data bits, and thus may enjoy an effect on noise from a channel.
  • the mapper represents an operation of converting data bit information into data symbol information.
  • Serial-to-parallel converters represent the operation of converting serial data into parallel data.
  • the multi-antenna encoder indicates an operation of converting a data symbol into a space-time signal. The multi-antenna of the transmitting end transmits this space-time signal through the channel, and the multiple-antenna of the receiving end receives the signal through the channel.
  • the multi-antenna decoder of FIG. 20 illustrates an operation of converting a received space-time signal into respective data symbols.
  • the parallel / serial converter represents the operation of converting a parallel signal into a serial signal.
  • the demapper represents an operation of converting data symbols into data bit information. It shows the decoding operation for the channel code in the channel decoder, and as a result, the data can be estimated.
  • the MIM0 transmit / receive system as described above may have one or several codewords spatially according to the spatial multiplexing rate.
  • a single codeword (SCW) may be used to have one codeword spatially.
  • SCW single codeword
  • MCW multiple codeword
  • FIG. 21 (a) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the SCW structure
  • FIG. 21 (b) is a block diagram showing the intelligence of the transmitter of the MIM0 system having the MCW structure.
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • Codebook based precoding scheme the precoding matrix at the transmitter and receiver
  • the receiver sets a predetermined set of, and the receiver measures channel information from the transmitter, and feeds back to the transmitter what the most suitable precoding matrix is (that is, the Precoding Matrix Index (PMI)).
  • PMI Precoding Matrix Index
  • a technique for applying appropriate precoding to signal transmission based on PMI is to select an appropriate precoding matrix from a predetermined set of precoding matrices, so that the optimal precoding is not always applied, There is an advantage in that feedback overhead can be reduced as compared to explicit feedback of optimal precoding information (expl i ci t ly).
  • FIG. 22 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission tank, an antenna number, and the like.
  • a pre-coding based codebook scheme may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a MUMaximum Likelihood (MUMaximum Likehood) or MMSE (Minimum Mean Square Error) method.
  • MUMaximum Likelihood MUMaximum Likehood
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • Transmitter to select the precoding matrix can transmit the transmission signal, and performing precoding with the number, multiplied by the selected precoding matrix to all layers of the signal, the pre-coding is performed to the transmission rank Daewoong via a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value.
  • the tank value is equal to the number of layers, so the number of columns is equal to the number of layers. For example, when the number of transmit antennas is 4 and the number of transmit layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 X 2 matrix.
  • Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermit (P) of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter.
  • Hermi t) matrix P H may be multiplied by the received signal.
  • Table 4 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9, and Table 5 shows 4 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission using.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, Precoding of loop systems There are a total of six precoding vectors / matrix for.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 5 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • the codebook above has common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the lower rank precoding matrix is designed to consist of a subset of a specific column of the high tank precoding matrix.
  • the limited alphabetic feature means that each element of every precoding matrix in the codebook is limited. For example, each element of the precoding matrix is limited to only the element ( ⁇ 1) used for Binary Phase Shift Keying (BPSK), or QPS (Quadrature)
  • Phase shift keying or limited to elements () used in Phase Shift Keying) or 8 ⁇ , ⁇ ⁇ in 8-PSK
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the downlink channel information may be fed back via the PUCCH or the downlink channel information may be fed back via the PUSCH.
  • the channel information is fed back periodically.
  • the channel information is fed back aperiodic in response to a request of the base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, wideband (WB)), and for a specific number of RBs (ie, subbands (SB)). Channel information may also be fed back.
  • WB wideband
  • SB subbands
  • FIG. 23 shows examples of configuring 8 transmission antennas.
  • FIG. 23 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally called ULA Uni form Linear Array.
  • N antennas form channels independent of each other without grouping
  • ULA Uni form Linear Array When the number of antennas is small, such a ULA configuration may be used. However, when the number of antennas is large, the space between the transmitter and / or the receiver may be insufficient to form a plurality of antennas spaced apart from each other to form independent channels. .
  • FIG. 23 (b) shows a ULA antenna configuration (Pai red ULA) in which two antennas are paired. In this case, there may be an associated channel between two paired antennas, and a channel independent of other pairs of antennas.
  • the overhead for the receiver to feed back precoding information to be used for MIM0 transmission from the transmitter can be reduced, so that efficient precoding is applied. Can be.
  • a precoder matrix may be configured by using a DSC (Di screte Fourier Transform) matrix or a Walsh (Wal sh) matrix.
  • DSC Dynamic screte Fourier Transform
  • Wal sh Walsh
  • various types of precoder may be configured by combining with a phase shi ft matrix or a phase shift diversity matrix.
  • Equation 3 Equation 3
  • Equation 4 represents an exemplary rotated DFT / 2 matrix.
  • Equation 4 When the DFT matrix is configured as shown in Equation 4, G rotated DFT7 matrices can be generated, and the generated matrices satisfy the characteristics of the DFT matrix.
  • Householder-based codebook structure means a codebook consisting of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform, the householder transform is one of the linear trans format ions and can be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • Equation 5 An example of the 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 5 below.
  • the householder transformation may generate a 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics.
  • an nxn precoding matrix is generated by using a householder transform, and a rank smaller than n is used by using a column subset of the generated precoding matrix. It can be configured to be used as a precoding matrix.
  • the precoding operation used for the multi-antenna transmission may be described as the operation of mapping the signal transmitted through the layer (s) to the antenna (s). That is, by the ⁇ precoding matrix, ⁇ transmission layers (or streams) may be mapped to X transmission antennas.
  • Equation 6 shows an example of a codebook consisting of V2 C matrices.
  • Equation 6 k represents a specific resource index (subcarrier index, virtual resource index or subband index). Equation 6 may be configured in the form of Equation 7 below.
  • Equation 7 P M R1 may be configured to shift ⁇ by a specific complex weight v 2 . Therefore, if the difference between ⁇ «, and ⁇ 2 is expressed by a specific complex weight, it can be expressed as Equation 8 below.
  • Equation 8 may be expressed as Equation 9 below using a Kroneker product (expressed as Kroneker product, ®).
  • the Kronecker product is an operation on two matrices of arbitrary sizes, and a block matrix can be obtained as a result of the Kronecker product operation.
  • the Kronecker product (A ®B) of the mxn matrix A and the p X q matrix B may be expressed by Equation 10 below.
  • Equation 10 n represents an element of the matrix A, and b pq represents an element of the matrix B.
  • Equation 9 PM, X R, and I, which are partial matrixes of the precoding, can be independently fed back from the receiving end, and the transmitting end is precoded as shown in Equation 8 or 9 using respective feedback information. Can be configured and used.
  • ⁇ is always configured in the form of a 2 ⁇ 1 vector, and may be configured in the form of a codebook as in Equation 11 below.
  • N represents the total number of precoding vectors included in the codebook, and / may be used as an index of the vector. To minimize the feedback overhead and achieve proper performance, / can be used as either 2, 4, or 8.
  • P W1 may be configured as a codebook for 4 transmit antennas or a codebook for 2 transmit antennas, and so on, or 2 or 4 defined in the codebooks of Table 4 or 5 (3GPP LTE Release -8/9). Codebooks for two transmit antennas) may be used, and may also be configured in the form of a rotated DFT.
  • the matrix may be used in the form of a 2 X 2 matrix. Equation 12 below shows an example of a 2 ⁇ 2 matrix.
  • the codebook can be designed up to a tank of 2R.
  • the codebook of Table 4 as i ⁇ x /
  • the precoder configuration method of Equations 9 and 12 may vary in application according to each rank.
  • the alphabet of the W matrix is limited to QPSK and the
  • a codebook can be constructed using the methods of Equations 9 and 12 as appropriate. However, depending on the situation, it may not be possible to configure the precoder without using the two combinations. To solve this problem, the precoder can be configured and used as shown in Equation 14 below.
  • ⁇ may consist of a rotated DFT matrix or other form of codebook.
  • the more diversity in a loop to the environment, increase the gains, based on the precoder is configured in the manner described above, it can be used to change a pre-coder for maximum beam diversity gain in accordance with a particular resource.
  • a method of applying the precoder according to a specific resource may be expressed as in Equation 15 below.
  • Equation 15 k represents a specific resource region.
  • the precoding matrix for the specific resource region ⁇ is determined by modulo operat ion as shown in Equation 15, where ⁇ and m c represent the size of the codebook for the W matrix and the P matrix, respectively. It may represent each subset.
  • Equation 15 the application of eye ling of both matrices can maximize diversity gain but increase complexity. Therefore, certain matrices can be configured to apply cycling on a long-term basis and the rest of the matrices can be cycled on a short-term basis.
  • the W matrix may be configured to perform modulo operation according to a physical resource block index (PRB index), and the P matrix may be configured to perform modulo operation according to a subframe index.
  • PRB index physical resource block index
  • the W matrix may be modulated according to the subframe index
  • the P matrix may be modulated according to the physical resource block index.
  • the W matrix may be modulated according to the PRB index, and the P matrix may be modulated according to the subband index.
  • the W matrix may be modulated according to the subband index, and the P matrix may be modulated according to the PRB index.
  • only one of two matrices may use precoder cycling using modulo arithmetic, and the other one may use a fixed one.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE release -8/9 system can be extended and applied.
  • channel state information such as RI (Rank Indi cator), PMK Precoding Materix Index (CRI), and Channel Qual Informat ion (CQ I) may be fed back.
  • CSI channel state information
  • RI Rank Indi cator
  • CRI PMK Precoding Materix Index
  • CQ I Channel Qual Informat ion
  • the precoding matrix may be indicated by different PMI combinations. That is, the receiving end feeds back two different PMIs (i.e., the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs. Applicable to the transmission.
  • MU-MIM0 it is preferable that terminals participating in MU-MIM0 are separated in a correlation ion domain. Therefore, the codebook for MU-MIM0 needs to be designed to operate correctly in the channel with high correlation. Since DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, we can consider including DFT vectors in the codebook set up to rank-2. In addition, in high scattering propagation ion environments (eg, indoor environments with high reflected waves) that can generate many spatial channels, SU-MIM0 operation may be more suitable for MIM0 transmission. have. Thus, a codebook for a hank larger than tank -2 may be designed to have good performance in distinguishing multi-layers.
  • one precoder structure has good performance for various antenna configurations (low-correlation, high-correlation, cross-polarity, etc.). desirable.
  • a cross-polar array with 4 ⁇ antenna spacing is configured as a low-correlation antenna configuration, or a ULA with 0 ⁇ 5 ⁇ antenna spacing is configured as a high-correlation antenna configuration, or a cross
  • a cross-polar array having a 0.5 ⁇ antenna spacing can be configured.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • cross-polar For the antenna configuration block diagonal matrices may be more suitable. Thus, when a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, a codebook that provides good performance for all antenna configurations can be constructed.
  • the codebook design criterion is to satisfy the unitary codebook, the CM characteristic, the limited alphabet, the appropriate codebook size, the nested characteristic, and the like. This applies to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and the application of these codebook design criteria to 3GPP LTE Release-10 codebook designs that support extended antenna configurations may be considered.
  • the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas. Larger codebooks (e.g., codebooks of more than 4 bits for rank 1 and rank 2) may be required in order to obtain a sufficient precoding gain from 8 transmit antennas in a low correlation environment. . In a high correlation environment, a 4 bit codebook may be divided in order to obtain a precoding gain. However, in order to achieve the multiplexing gain of MU-MIM0, the codebook sizes for Tank 1 and Tank 2 can be increased.
  • Equation 16 the form using the inner product of two basis matrices may be expressed as in Equation 16 below.
  • the first basis matrix may be represented by a diagonal matrix as shown in Equation 17 below for a group of co-polarized antennas. have.
  • this second base matrix may be represented using an identity matrix.
  • the second base matrix For the upper tank of the codebook for the eight transmit antennas, the second base matrix may be expressed as Equation 18 below. In Equation 18, the relationship between the coefficient 1 of the first row of the second base matrix and the coefficient a or -a of the second row is adjusted to adjust the relative phase between orthogonal polarizations. ) Can be reflected.
  • the codebook for the eight transmit antennas is represented using the inner product of the first base matrix and the second base matrix, the codebook may be expressed as Equation 19 below.
  • a codebook expressed using the dot product as shown in Equation 19 may be simply expressed using a Kronecker product as shown in Equation 20 below.
  • the precoding matrix included in the codebook W has 4 * 2 rows and N * M columns. Thus, it can be used as a codebook for transmission of 8 transmit antennas and N * M ranks.
  • the value of N for R becomes R / M when is composed of 2XM.
  • codebook structure (2) Another method for configuring a codebook for a transmit antenna by a combination of two base matrices will be described. If two base matrices are called W1 and W2, the precoding matrix W constituting the codebook can be defined in the form of W1 * W2.
  • W1 is in the form of a block diagonal matrix such as
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a matrix having a size of 4 ⁇ Nb.
  • 16 4Tx DFT beams may be defined for X, and beam indexes may be given as 0, 1, 2, ..., 15.
  • adjacent overlapping beams can be used to reduce the edge effect in frequency-selective precoding.
  • the beam index is given by 0, 1, 2, ..., 15, for example, ⁇ 0, 1, 2,3 ⁇ , ⁇ 2,3,4,5 ⁇ , ⁇ 4,5,6, 7 ⁇ , ⁇ 6,7,8,9 ⁇ , ⁇ 8,9,10,11 ⁇ , ⁇ 10,11,12,13 ⁇ , ⁇ 1 2,13,14,15 ⁇ , ⁇ 14,15,0
  • the W1 codebook for tanks 1 and 2 may be defined as in Equation 21 below.
  • Equation 21 ? ( ⁇ ) corresponding to a block of the block diagonal matrix Wl (n) is defined, and a W1 codebook CB1 may be configured of eight different W1s.
  • W2 and the common-phase component four different matrices can be selected for rank 1 and four different QPSK common-phases can be applied. Can be defined.
  • the W2 codebook (C3 ⁇ 4) for rank 1 may be configured as in Equation 22 below.
  • the W2 codebook for tank 2 may be defined as in Equation 23 below.
  • W1 matrices may be defined for each of Rank 3 and Rank 4, and one W1 may include a range of overlapping adjacent W1s.
  • the general index is given by 0, 1, 2 15, for example, ⁇ 0,1,2, -J ⁇ , ⁇ 4, 5,6, ..., 11 ⁇ , ⁇ 8, 9, 10
  • W1 matrices can be constructed such that adjacent W1 matrices and some beams overlap, such as,... 15 ⁇ , ⁇ 12 ⁇ , 15,0, ⁇ , 3 ⁇ . have.
  • the W1 codebook for ranks 3 and 4 may be defined as in equation (24) below.
  • Equation 24 X (n) corresponding to a block of the block diagonal matrix (0) is defined, and W1 codebook: 3 ⁇ 4 may be configured of four different W1s.
  • the codebook for 3 may be defined as in Equation 25 below.
  • Equation 24 e n represents a selection vector of 8 ⁇ 1 vector, where n th element has a value of 1 and the remaining elements have a value of 0.
  • W2 codebook and codebook for tank 4 may be defined as in Equation 26 below.
  • X corresponding to a block of the block diagonal matrix W1 may be configured as a DFT matrix having a size of 4 X 4, and one W1 matrix may be defined.
  • W2 can be defined as the product of the matrix and a fixed 8 X r column selection matrix. Since four different matrices can be selected for Tank 5, four W2 matrices can be defined. Since four different matrices can be selected for Tank 6, four W2 matrices can be defined. Since one matrix can be selected for tank 7 and one matrix for tank 8, one W2 matrix can be defined for each of tanks 7 and 8. here, Is introduced to ensure that all polar groups for each transport layer are used equally, and good performance can be expected for high rank transmissions with spatial channels with more scattering. Where I stands for unit matrix
  • the W1 codebook and the W2 codebook for the tanks 5 to 8 may be defined as Equation 27 below.
  • the W1 codebook for the tanks 5 to 8 includes only one W1 matrix.
  • 1 4 means an identity matrix of size 4 ⁇ 4.
  • the Y matrix may be defined, for example, as in Equations 28 to 31 below.
  • the Y matrix for rank 5 may be defined as in Equation 28 below. 245] [28]
  • the Y matrix for rank 6 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for rank 7 may be defined as in Equation 28 below.
  • the Y matrix for the tank 8 may be defined as in Equation 28 below.
  • Equation 31 1 8 denotes a unit matrix having a size of 8 ⁇ 8.
  • the precoding matrix for the antenna in the horizontal direction and the precoding matrix for the antenna in the vertical direction By calculating the precoding matrix for the antenna in the horizontal direction and the precoding matrix for the antenna in the vertical direction, the number of ports of the reference signal (reference s ignal, RS) for informing the receiver of the precoded channel is calculated. It is proposed to reduce the number of transmitted layers (l ayer).
  • the final precoding of the precoding for the horizontal antenna and the precoding for the vertical antenna at the transmitting end is in the form of a kronecker product.
  • the number of ports of a reference signal (RS) for informing a receiver of a channel to which precoding has been applied may be reduced to be smaller than the number of transmitted layers.
  • AAS is an active antenna where each antenna contains an active circuit In this way, it is more efficient to reduce the interference or to perform the bump forming by changing the antenna pattern according to the situation.
  • MS is constructed in two dimensions (2D—MS)
  • the main lobe of the antenna is more effectively adjusted in three dimensions in terms of the antenna pattern, and more active depending on the position of the receiver. It is possible to change the transmission beam. Therefore, the 2D-MS is installed in the vertical direction and the horizontal direction antenna as shown in Figure 24 can be built a large amount of antenna system.
  • CSI Channel State Informat ion
  • CSI Channel State Informat ion
  • a large number of antennas are more likely to be used in a transmitting and receiving end, and accordingly, channel information to be fed back to the receiving end will increase as the number of antennas increases. For example, if 4 bi ts of PMI information amount is required for 4 transmitting antennas, when 64 antennas are implemented using 2D-MS, it is generally expected that 64 bi ts of PMI information amount is required.
  • sending such a large amount of channel information is not efficient, and the PMI, CQI, and RI computations for such CSI may cause complexity that cannot be processed within the time limit of the receiver. Can be.
  • a precoding scheme having a structure of a kronecker product may be applied as shown in Equation 32 below.
  • V corresponding to the vertical direction and H corresponding to the horizontal direction may be used interchangeably.
  • Equation 32 denotes a final precoding type in which precodings of N P kronecker product (KP) structures having an i index are combined.
  • W ' is represented by the precoding for the vertical antenna elements (or ports) in the precoding of the KP structure of the first, Horizontal antenna element (or port) in the precoding of the first KP structure It will represent precoding for them.
  • the size of W V is ⁇ V -by- ⁇ 'and the size of is ⁇ H -by—. And are the antenna elements in the vertical and horizontal directions, respectively
  • Equation 32 the total number of layers to be precoded for each KP structure may be expressed as' ) x ' ) , and the total number of layers to be expressed in Equation 32 may be expressed as'.
  • Equation 32 when the number becomes small in Equation 32, it can be confirmed that feedback can be more efficiently performed.
  • the existing precoding must be selected from a codebook with a codeword of size 64-by— 1 to transmit one layer, but the math For precoding of Equation 32, two precodings can be selected from a codebook having a codeword of 8-by-1 size. Therefore, since the codebook (si ze) has a large difference, it can be seen that it can be implemented with a small amount of feedback and low complexity.
  • a reference signal (RS) for informing a receiver of a channel to which precoding is applied to a receiver in a system using pre-coding based on a Kronecker product (KP) (ie, Equation 32)
  • KP Kronecker product
  • a transmitter uses DM-RS to inform a channel to which this precoding is applied while using a precoding other than the precoding fed back from the receiver to use precoding freely.
  • the receiving end can implicitly know how the data of the receiving end is precoded through the DM-RS received from the transmitting end. Therefore, the receiver can perform demodulation (demodulat ion) through the DM-RS.
  • the present invention relates to a technique for a channel to which such precoding is applied, and hereinafter, DM-
  • DM- the description is based on RS, it should not be interpreted as a limitation on DM-RS applied to an existing (legacy) wireless communication system (eg, LTE / LTE-A release 11 or lower).
  • Equation 33 the channel from the 2D-MS to the receiving end can be represented by a kronecker product as shown in Equation 33.
  • H denotes an entire channel from a transmitting end to a receiving end, and denotes a channel from a transmitting end to a ⁇ th receiving antenna.
  • H (v) and 1) mean the channel transmitted from the antenna element (or port) in the vertical direction and the horizontal direction to the ⁇ th antenna of the receiver.
  • ⁇ ⁇ in Figure 24 is the vertical direction block (that is, ⁇ block) assumes that there is only the antenna of the means of the channel for the second antenna of the number altar from the A block the antenna
  • H ⁇ ) is the horizontal direction It is assumed that only the antenna of the block (that is, the B block) exists, and means a channel for the first antenna of the receiver from the antenna of the B block.
  • Equation 34 is an equation for explaining the present invention, and the present invention can be applied even if the actual channel is not the same as Equation 34.
  • the purpose of the DM-S port is to inform precoding of precoded data. Therefore, the receiving end needs to know the product of the channel and the precoding through the DM-RS port. In this case, the product of the channel and the precoding can be expressed by Equation 36 by Equation 34 and Equation 35.
  • H T X PM (H v 0 H H ) x (wi ° ⁇ S ) W ⁇ )
  • Equation 36 (H v ⁇ 8> H H ) x (W ⁇ ® W ⁇ ) and (H V W ⁇ XH H W ⁇ ) may be substituted as a feature of a Kronecker product (KP) operation.
  • KP Kronecker product
  • [278] must be using an existing (legacy) when communicate 3 ⁇ 4 the DM-RS in a wireless communication system, DM-RS port as a layer number in order to inform the ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ to the receiving end, it is inherent in ⁇ . If ⁇ is a precoding selected for 16 layer transmission, DM-RS having 16 ports to which ⁇ is applied should be used.
  • the channel of HvW and ⁇ ⁇ 3 ⁇ 4 may be informed to the receiver in order to reduce the overhead of the DM-RS. Accordingly, the receiving end can restore ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ using the received channels H v W i ) and H H W ⁇ , and two representative embodiments will be described.
  • the first embodiment shows the inside of a specific column (e.g., the first column) in the vertical direction.
  • V-DM-RS V precoding
  • H-DM-RS W ⁇ yonghan precoding enemy DM-RS ports
  • DM-RS is a vertical horizontal full antenna wi W? Apply precoding. If both and ⁇ are 1, there is one DM- RS port, and DM-RS at that time is Apply precoding. Accordingly, the present invention is preferably applied when at least one of 1) is two or more.
  • the DM-RS port for the antenna belonging to both the antennas in the vertical direction and the antennas in the horizontal direction may be set to be transmitted only once.
  • V-DM-RS ports with precoding can be transmitted together.
  • vu H applied to the vertical and horizontal full antennas, and the r- N and v- DM - RS ports and the vertical and horizontal full antennas.
  • L H-DM-RS ports can be transmitted together.
  • a ( : , ⁇ ) of the above-described precoding formula is A A matrix refers to the a-column, and A ( : ' ⁇ ”) refers to the matrix excluding the a-column of the A matrix.
  • the number of DM ⁇ RS ports totals " + ⁇ 1 " so that the number of DM-RS ports can be reduced as compared with the existing vn DM - RS ports.
  • one DM-RS port can be further reduced than "H V" of the first embodiment.
  • the and indexes may be used as values previously promised by the transceiver, or may be set through RRC signaling.
  • the receiving end may restore the channel using the channel estimated through the V-DM-RS and the H-DM-RS received for each receiving antenna.
  • the receiving end uses the H-DM-RS. Measure channels,
  • the channel of " v " v, “ ⁇ ” H “HV / can be measured through V-DM-RS, ie, the kronecker product of n v vv v and « HH in Eq. It can be assumed that the channel is a channel from one virtual antenna having a vertical antenna and a horizontal antenna (the mapping of the channel from the antenna of FIG. It may be regarded as similar to that represented by 35. However, this mapping is for illustration of the present invention, and the present invention should not be construed limited thereto.
  • H v W is defined as a channel from the antenna (s)
  • H H W S [AAAA]
  • a channel value coming from each virtual antenna to a specific receiving antenna may be expressed as shown in FIG. 25. As can be seen from the figure, it can be seen that the entire channel can be restored using only the currently measured channel.
  • HHW ⁇ ) ) and HvW) ⁇ 0 ) are not matrices ( matr i x ) or vectors ( vec t or ) This is possible because it is a complex value.
  • the kronecker product (/ 0 of kronecker )
  • the channel can be restored when transmitting (—) ⁇ - DM-RS ports with precoding applied to the entire antenna.
  • H v W (:, (1) ) ® H H W ⁇ and HyWi ⁇ H H W ⁇ ) can be kronecker product as shown in Equation 38 .
  • Equation 32 and Equation 34 can be expressed as Equation 39 below.
  • H T X PM (H V ® H H ) X (wi ® Wj 2) ® wi 2)
  • Embodiment 2 of the present invention in order to reduce the overhead of DM-RS, the channels of nvVVv and ⁇ H ⁇ H in Equation 39 may be informed to the receiver. Therefore, the receiving end and the received channel H V W ) and Utilized can be restored ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , it will be described below than treat the typical two embodiments of the second embodiment.
  • a specific column (co lumn) in the vertical direction for example,
  • V-DM-RS ports (hereafter V-DM-RS) with V precoding applied to the antennas of the first column) and the antennas of the antennas of a specific row (eg, the first row) in the horizontal direction.
  • H-DM-RS DM-RS ports
  • the receiving end estimates a channel through the H v W i) and, i H- DM-RS for each index estimate V- via the DM-RS for each for each of the reception antennas, a received channel index i h
  • H and H 'are kronecker products they can be arranged as shown in Equation 36 to restore the channels required for demodul at ion.
  • DM-RS port There is one DM-RS port, and DM-RS at that time applies VVh precoding. Therefore, it is preferable that the present invention be applied when at least one of v and increase is two or more.
  • the DM-RS port is required, but according to the present invention, the DM ⁇ RS port of ' ' has only a smaller amount of overhead.
  • the V-DM-RS port is performed for the antennas in the vertical direction and the H-DM-RS port is performed for the antennas in the horizontal direction in the vertical horizontal total antenna.
  • ⁇ H— DM-RS port with precoding applied For example, on a vertical horizontal full antenna, ⁇ H— DM-RS port with precoding applied and a vertical horizontal full antenna.
  • Ricoh is unfathomable ( r, (0
  • V-DM-RS ports with precoding can be transmitted together.
  • r v v-DM-RS ports with w v w H y., I) precoding for vertical horizontal full antenna and V ⁇ ⁇ H '' precoding for vertical vertical whole antenna (-1) H-DM- RS ports can be transmitted together.
  • One DM-RS port can be enjoyed more than "" " " of the first embodiment.
  • index may be used as a value previously promised by the transceiver, or may be set to RRC signaling.
  • the receiving end may restore the channel by using the channel estimated through V—DM-RS and H DM-RS received for each receiving antenna.
  • the vertical horizontal full antenna R H ° H-DM-RS ports with precoding and ( ⁇ ) V - DM - R s ports with ⁇ 0 (: , ⁇ ⁇ W ⁇ /) precoding for vertical horizontal full antenna Is sent to the receiver the receiver measures the values of H V W ⁇ H H W ⁇ and H v W (: , ⁇ ⁇ H H W ⁇ :, / for each ⁇ ' index. do. Accordingly, the receiving end is H
  • Equation 40 the kronecker product (kronecker product).
  • Equation 39 Second value H H W / ( ' v w, divide After restoring the channel, the channel necessary for demodulation can be restored by using Equation 39.
  • the channel can be restored.
  • Wv precoding is applied to a vertical horizontal whole antenna.
  • a kronecker product is obtained as in Equation 41.
  • Equation 41 H V W ⁇ ( 3 ⁇ 4 H H W ⁇ (:, / () ) ® H v (: , k (i) ) ® H H W ⁇ and
  • the first embodiment and the second embodiment of the present invention described above will be described in the form of transmitting the DM-RS in the form of H-DM-RS and V—DM-RS, respectively, according to the index.
  • the transmitter may combine these signals and transmit them to one DM-RS, and each H-DM-RS pattern and V—DM for N P size H— DM-RS and N p size V-DM-RS. You can also create -RS patterns.
  • the DM-RS used in the present invention can be defined as a new DCI for this, since the receiving end recovers using a kronecker product after the measurement (est imat ion).
  • the number of ports of H-DM-RS and V—DM-RS may be defined for each ⁇ ' index in the new (new) DCI.
  • ⁇ for each ⁇ ' index, ⁇ and may be defined:
  • the several ports of the DM-RS are the H-DM of the i index. It is the port of -RS, and the receiving end needs to know which port is the port of V-DM-RS of 1 index. Therefore, the information about H-DM-RS / V-DM-RS may be explicitly indicated to the new (New) DCI or may be predetermined between transmission and reception, and the RRC may inform the configuration (conf igurat ion). It may be.
  • 26 is a diagram showing the configuration of a base station apparatus and a terminal apparatus according to the present invention.
  • the base station apparatus 2610 includes a reception module 2611, a transmission module 2612, a processor 2613, a memory 2614, and a plurality of antennas 2615. It may include.
  • the plurality of antennas 2615 may support MIM0 transmission and reception. Means a station device.
  • Receiving mothers 2611 may receive various signals, data, and information on the uplink from the terminal.
  • the transmission modules 2612 may transmit various signals, data, and information on the downlink to the terminal.
  • the processor 2613 may control the overall operation of the base station device 2610.
  • the base station apparatus 2610 may be configured to transmit a downlink signal.
  • the memory 2614 of the base station apparatus may store a codebook including the precoding matrices.
  • the processor 2613 of the base station apparatus may be configured to receive the first and second precoding matrix indicators (PMI) from the terminal through the receiving module 2611.
  • the processor 2613 determines a first matrix W1 from a first codebook including precoding matrices indicated by the first PMI, and includes a second including precoding matrices indicated by the second PMI. It can be configured to determine the second matrix W2 from the codebook.
  • the processor 2613 may be configured to determine the precoding matrix W based on the first matrix W1 and the second matrix W2.
  • the processor 2613 may be configured to perform precoding by using the determined precoding matrix W on one or more layers to which the downlink signal is mapped. In addition, the processor 2613 may be configured to transmit a precoded signal to the terminal through the transmission modules 2612.
  • each of the precoding matrices included in the first codebook is composed of a block diagonal matrix (block di agonal matr ix), and one block may have a form in which a predetermined phase value is multiplied compared to another block. have.
  • the processor 2613 of the base station apparatus 2610 performs a function of processing information received by the base station apparatus 2610 and information to be transmitted to the outside, and the memory 2614 includes arithmetic processed information and the like. It may be stored for a predetermined time and may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal device 2620 includes the reception modules 2621, the transmission modules 2622, the processor 2623, the memory 2624, and the plurality of antennas 2625. May contain.
  • the plurality of antennas 2625 may mean a terminal device that supports MIM0 transmission and reception.
  • the receivers 2621 may receive various signals, data, and information on downlink from the base station.
  • the transmission modules 2622 are on the uplink to the base station. Various signals, data and information can be transmitted.
  • the processor 2623 may control operations of the entire terminal device 2620. .
  • the terminal device 2620 may be configured to receive and process a downlink signal.
  • the memory 2614 of the terminal device may store a codebook including precoding matrices.
  • the processor 2623 of the terminal device may be configured to transmit the first and second precoding matrix indicators (PMI) to the base station through the transmission module 2622.
  • the processor 2623 may be configured to receive a downlink signal through the receiving module 2621.
  • the downlink signal received by the terminal corresponds to a downlink signal in which precoding is performed by using a precoding matrix 0 by the base station. That is, precoding may be performed on one or more layers to which downlink signals are mapped by the base station.
  • the precoding matrix W is a first matrix W1 determined from the first codebook including the precoding matrices indicated by the first PMI and a second including the precoding matrices indicated by the second PMI. It may be determined based on the second matrix W2 determined from the codebook.
  • the processor 2623 may be configured to process the received downlink signal using a precoding matrix (W).
  • W precoding matrix
  • each of the precoding matrices included in the first codebook is composed of a block diagonal matrix (block di agonal matr ix), and one block has a form in which a predetermined phase value is multiplied compared to another block. Can be.
  • the processor 2623 of the terminal device 2620 performs a function of processing information received by the terminal device 2620, information to be transmitted to the outside, and the memory 2624 includes arithmetic processed information. It may be stored for a predetermined time, it may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the description of the base station apparatus 2610 is the same for the relay apparatus as the downlink transmission entity or the uplink reception entity.
  • the same may apply, and the description of the terminal device 2620 may be equally applicable to a relay device as a downlink receiving entity or an uplink transmitting entity.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (f i r ⁇ are), software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more ASICs (Digital Signal Processors) and DSPDs (Digis). It can be implemented by a tal signal processing device (PLC), programmable logic devices (PLDs), field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processors
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code can be stored in the memory unit and driven by the processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • a method and apparatus for transmitting a reference signal in a multi-antenna support wireless communication system as described above have been described with reference to an example applied to a 3GPP LTE system.
  • the present invention may be applied to various wireless communication systems in addition to the 3GPP LTE system. It is possible.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 참조 신호 전송 방법 및 장치에 관한 것이다. 구체적으로, 프리코딩된(precoded) 수평 안테나 도메인들에 관한 제 1 참조 신호 및 프리코딩된(precoded) 수직 안테나 도메인들에 관한 제 2 참조 신호를 수신단으로 전송하는 단계를 포함하며, 상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 중 적어도 하나의 특정 안테나 도메인은, 상기 수직 안테나 도메인들에 포함되는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의명칭】 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는， 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] MIMO (Mul t iple-Input Mul t iple-Output ) 기술은 지금까지 한 개의 전송 안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여， 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말 한다. 즉， 무선통신시스템의 송신단 (transmi t t ing end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이 다. MIM0 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
[3] 다중 안테나 전송올 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generat ion Partnership Proj ect ) LTE(Long Term Evolut ion) 시스템에 서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나 (4Tx)를 지원하고， 이에 따른 프 리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다.
【발명의상세한설명】
【기술적과제】
[4] 상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법 및 장치를 제안하고자 한다.
[5] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되 지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적해결방법】 [6] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인， 다중 안테나를 지 원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 참조 신호 전송 방법은， 프리코딩된 (precoded) 수평 안테나 도메인들에 관한 제 1 참조 신호 및 프리코딩된 (precoded) 수직 안테나 도메인들에 관한 제 2 참조 신호를 수신단으로 전송하 는 단계를 포함하며, 상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 중 적어도 하나의 특정 안테나 도메인은 , 상기 수직 안테나 도메인들에 포함되는 것을 특징으로 한다.
[7] 나아가， 상기 제 2 참조 신호는， 상기 특정 안테나 도메인을 제외한 상 기 수직 안테나 도메인들에 기반하여 생성된 것을 특징으로 할 수 있다.
[8] 나아가， 상기 제 1 참조 신호와 상기 제 2 참조 신호는， 상기 수신단에 의하여 크로네커 곱 (kronecker product )을 통하여 상기 다중 안테나의 전체 채 널을 복원하기 위하여 사용되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[9] 나아가， 상기 참조 신호는， 복조 참조 신호 (demodulat ion reference s ignal , DM— RS)인 것을 특징으로 할 수 있다.
[10] 나아가， 상기 특정 안테나 도메인은 RRC(Radio Resource Control ) 시그 널링을 통하여 설정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[11] 나아가, 상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 및 상기 프리코딩된 수 직 안테나 도메인들에 관한 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보 (Downl ink Control Informat ion, DCI )를 전송하는 '단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다. 바람직하게는， 상기 하향링크 제어 정보 (DCI )는， 상기 송신단의 참조 신호 방식을 지시하는, 비트 인덱스를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.
[12] 나아가, 상기 전송하는 단계는， 상기 제 1 참조 신호와 상기 제 2 참조 신호가 포함된 제 3 참조 신호를 전송하는 것을 특징으로 할 수 있다
[13] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인， 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 송신기는， 무선 주파수 유닛 (Radio Frequency Uni t ) ; 및 프로세서 (processor )를 포함하며， 상기 프로세 서는， 프리코딩된 (precoded) 수평 안테나 도메인들에 관한 제 1 참조 신호 및 프리코딩된 (precoded) 수직 안테나 도메인들에 관한 제 2 참조 신호를 수신단으 로 전송하도록 구성되며, 상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 중 적어도 하 나의 특정 안테나 도메인은， 상기 수직 안테나 도메인들에 포함되는 것을 특징 으로 한다.
[14] 나아가, 상기 제 2 참조 신호는， 상기 특정 안테나 도메인을 제외한 상 기 수직 안테나 도메인들에 기반하여 생성된 것을 특징으로 할 수 있다.
【유리한효과】
[15] 본 발명의 실시예에 따르면 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참 조 신호를 효율적으로 전송할 수 있다.
[16] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【도면의간단한설명】
[17] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술 적 사상을 설명한다.
[18] 도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
[19] 도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일 례를 나타낸 예시도이다.
[20] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[21] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[22] 도 5 는 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
[23] 도 6 은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
[24] 도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹
(REG)을 설명하는 도면이다.
[25] 도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
[26] 도 10 은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
[27] 도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도 면이다.
[28] 도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
[29] 도 13 은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. [30] 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
[31] 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
[32] 16 내지 19 는 클러스터 방식 DFT— s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다
[33] 도 20은 MIM0 시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
5 [34] 21은 MIM0시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
[35] 도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[36] 도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[37] 도 24 는 본 발명에 따른 2 차원 능동 안테나 시스템을 나타내는 참고도 이다.
ι ο [38] 도 25 는 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 참고도이다.
[39] 26 은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도 면이다.
【발명의실시를위한형태】
[40] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합 한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합 되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결 합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되 는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체 될 수 있다.
[41] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통 신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (Upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[42] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루 어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS : Base Stat ion) '은 고정국 ( f ixed stat ion) , Node B , eNode B(eNB) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 본 문서에서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있 다. 한편， 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체 될 수 있다. '단말 (Terminal)'은 UECUser Equipment), MS (Mob He Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SSOubscr iber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 문서에서 상향링크 전송 주체는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있 고， 상향링크 수신 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있다. 유사하게， 하 향링크 전송 주체는 기지국 또는 중계기를 의미할 수 있고, 하향링크 수신 주체 는 단말 또는 중계기를 의미할 수 있다. 다시 말하자면， 상향링크 전송은 단말 로부터 기지국으로의 전송， 단말로부터 중계기로의 전송， 또는 중계기로부터 기 지국으로의 전송을 의미할 수 있다. 유사하게， 하향링크 전송은 기지국으로부터 단말로의 전송， 기지국으로부터 중계기로의 전송， 중계기로부터 단말로의 전송 을 의미할 수 있다.
[43] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[44] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구 조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서 는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[45] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템， 3GPP 시 스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나 에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부 분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있 는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[46] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access), 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시 스템에 사용될 수 있다. CDMA 는 UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구 현될 수 있다. 0FDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802- 20， E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA 는 UMTSCUniversal Mobile Teleco画 unicat ions System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTEdong term ev이 ution)는 E—UTRA 를 사용 하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 ( DMA 를 채용하고 상향 링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A( Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX 는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지 만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[47] 도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
[48] 셀롤라 0FDM 무선 패킷 통신 시스템에서， 상 /하향링크 데이터 패킷 전송 은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 0FDM 심 볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDDCFrequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2 의 무선 프레 임 구조를 지원한다.
[49] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10 개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고, 하나 의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2 개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간올 ΤΠ( transmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms 이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심 볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함 한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA 를 사용하므로， 0FDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. 0FDM 심볼은 또한 SOFDMA 심볼 또는 심볼 구간 으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block ; RB)은 자원 할당 단위이 고， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarr i er )를 포함할 수 있 다.
[50] 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cycl i c Pref ix)의 구성 (conf igurat ion)에 따라 달라질 수 있다. CP 에는 확장된 CP(extended CP)와 일 반 CPCnormal CP)가 있다. 예를 들어， OFDM 심볼이 일반 CP 에 의해 구성된 경 우， 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7 개일 수 있다. OFDM 심볼이 확 장된 CP 에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에 , 예 를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 6 개일 수 있다. 단말이 빠 른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우， 심볼간 간섭 을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
[51] 일반 CP가사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 0FDM 심불을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 M 개의 0FDM 심볼을 포함한다. 이때， 각 서브프레임의 처 음 2 개 또는 3 개의 0FDM 심볼은 PDCCH( physi cal downl ink control channel )에 할당되고ᅳ 나머지 OFDM 심볼은 PDSCHCphysi cal downl ink shared channel )에 할 당될 수 있다.
[52] 도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무 선 프레임은 2 개의 해프 프레임 (hal f frame)으로 구성되며， 각 해프 프레임은 5 개의 서브프레임과 DwPTS (Downl ink Pi lot Time Slot ) , 보호구간 (Guard Per iod; GP) , UpPTS (Upl ink Pi lot Time Slot )로 구성되며, 이 중 1 개의 서브 프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색， 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향 링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위 한 구간이다. 한편， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1 개의 서브프레임은 2 개 의 슬롯으로 구성된다.
[53] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프 레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수 는 다양하게 변경될 수 있다. [54] 도 2 는 하나의 하향링크 专롯에 대한 자원 그리드 (resource gr id)의 일 례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP 로 구성된 경우이다. 도 2 를 참조하면 , 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주 파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서， 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적 으로 기술하나， 이에 제한되는 것은 아니다ᅳ 자원 그리드 상의 각 요소 (element ) 를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어， 자원 요소 a(k, l )은 k 번째 부반송파와 1 번째 OFDM 심블에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP 의 경우에， 하나의 자원블 록은 12 X 7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP 의 경우에는 12 X 6 자원요소를 포 함한다) . 각 부반송파의 간격은 15kHz 이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에 서 약 180kHz 을 포함한다. ^ 은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL 의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
[55] 도 3 은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브 프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 0FDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 0FDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downl ink Shared Chancel； PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한 다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉， 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH 가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채 널들에는， 예를 들어， 물리 제어 포맷 지시자 채널 (Physical Control Format Indicator Channel ; PCFICH) , 물리하향링크제어채널 (Physical Downl ink Control Channel； PDCCH) , 물리 HARQ 지시자 채널 (Physical Hybr id automat i c repeat request Indicator Channel ; PHICH) 등이 있다. PCFICH 는 서브프레임의 첫 번 째 0FDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 0FDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH 는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK신호를 포함한다. PDCCH 를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링 크제어정보 (Downl ink Control Informat ion; DCI )라 한다. DC I 는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH 는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (ULᅳ SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보， VoIP Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH 가 제 어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH 를 모니터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element ; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE 는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH 를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE 는 복수개의 자원 요소 그룹 에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전 송되는 DCI 에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cycl ic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도 에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Ident i f ier ; RNTI ) 라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH 가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cel l -RNTI (C-RNTI ) 식별자가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH 가 페이징 메시지에 대한 것이면， 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Ident i f ier ; P- RNTI )가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스 템 정보 블록 (SIB) )에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTKSI-RNTI )가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송 에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTKRA-RNTI )가 CRC 에 마스킹될 수 있다.
[56] 도 4 는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서 브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제 어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Upl ink Control Channel ; PUCCH)이 할당된다, 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physi cal upl ink shared channel ; PUSCH)이 할 당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 는 서브프레임에서 자원블 록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하 여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다.
[57] 참조신호
[58] MIM0 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진 다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로 부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정 (channel estimation)은 페이 딩 (fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하 는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로 (multi path)-시간지연 (time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신 호 (reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿 (Pilot)으로 지칭될 수도 있다.
[59] 기존의 3GPP LTE 릴리즈 (release)-8 또는 릴리즈 -9 시스템에서는 기지국 이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호 (downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHanne 1 ) , PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH (Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런 트 (coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호 (Common Reference Signal; CRS)와 특정 단말만 을 위한 전용 참조신호 (Dedicated Reference Signal； DRS)가 있다. 공용 참조신 호는 셀ᅳ특정 (cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한， 전용 참조신호 는 단말 -특정 (UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호 (Demodulation Reference Signal; DMRS)라 불릴 수도 있다.
[60] 기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치 (즉， 참조신호 패턴)를, 하나의 자원블록 쌍 (시간상으로 하나의 서브프레임 길이 X 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14 개 0FDM 심볼 (일반 CP 경 우) 혹은 12 개의 0FDM 심볼 (확장된 CP 경우)로 구성되며， 한 개의 0FDM 심볼에 서 부반송파의 개수를 128， 256， 512， 1024， 1536 또는 2048 중의 하나로 선정 하여 사용하게 된다. [61] 도 5 는 1— TTI (즉 1 서브프레임)가 14 개의 OFDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a) , 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개， 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.
[62] 도 5 에서， R0 는 안테나 포트 인덱스 0 에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한， 도 5 에서， R1 은 안테나 포트 인덱스 1， R2 는 안테나 포트 인덱스 2 그 리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호 도 전송되지 않는다.
[63] 도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마 다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1 개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀 (Cel l 1)에서 사용된 것으로 가정하면， 1 번 셀에 인접하 는 2 번 셀, 3 번 셀 등에서 셀 간에 참조신호의 층돌이 발생하지 않도록 참조 신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 OFDM 심볼 단 위의 시프트 (천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어， 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 OFDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위 치하므로， 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면， 적 어도 5 개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어， 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 샐 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.
[64] 또한， 유사 -랜덤 (Pseudo-Random; PN) 시퀀스를 셀 별 하향링크 참조신호 에 곱하여 전송함으로써， 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시뭔스는 하 나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한, PN 시퀀스는 샐 식별자 (Cel l ID) , 서브프레임 번호 (subframe number ) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다.
[65] 4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴 리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어, 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는， 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩 되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정 보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편， 하향링크 수신측에서는 DMRS 를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면， 프 리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 MRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라， LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보 (Channel State Informat ion; CSI )를 획득하기 위한 참조신호， 즉 CSI-RS 를 정의할 수 있다. CSI-RS는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며， CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인덱스 15 내지 22 가사용될 수 있다.
[66] 하향링크 제어채널의 구성
[67] 하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레 임의 처음 3 개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤 드에 따라서 1 내지 3 개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여， PCFICH 가 사용 될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인응답 (긍정확인웅답 (ACK)/부정확인웅답 (NACK) )을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH 가 사용될 수 있다. 또한， 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위 해서 PDCCH 가사용될 수 있다.
[68] 도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹 (Resource Element Group ; REG) 단위로 할당되는 것 을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고， 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이， 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단 위인 REG 는， 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접 한 4 개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수 의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다. [69] PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel )
[70] 각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제 공하기 위해서 PDCCH 가 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고， 제어채널의 오버헤드에 따라서 OFDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나， OFDM 심볼 인덱스 0 및 1 이 사용되거나， OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 OFDM 심블의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데， 이에 대한 정보는 PCFICH 를 통해 제공될 수 있다. 따라서， PCFICH 는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.
[71] PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH 의 CFKControl Format Indi cator )를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH 가 전송됨을 나타내고， CFI=2 는 OFDM 심볼 인텍스 0 및 1 에서 PDCCH 가 전송됨을 나타내고, CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH 가 전송됨을 나타낸다.
[72] 【표 1】
[73]
[74] PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭 (system bandwidth)에 따 라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면， 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작 은 경우 CFI=1 , 2， 3 은 각각 2 , 3， 4 개의 OFDM 심볼이 PDCCH 를 위해 사용됨 을 나타낼 수도 있다.
[75] 도 9 는 PCFICH 가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시 하는 REG 는, 4 개의 부반송파로 구성되어 있고, RS (참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며， 일반적으로 전송 다이버시티 (transmi t divers i ty) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG 의 위치는， 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉， 셀 식별자에 따라서) 주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로，
PCFICH 는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼 (OFDM 심볼 인덱스 0)에서 전송 된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH 의 정보 를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 0FOM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.
[76] PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel )
[77] 도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 AC /NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH 그룹이 만 들어지고， 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH 가 존재한다. 따라서， 하나 의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.
[78] 도 10 에서 도시하는 바와 같이 , 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH 할당은， PUSCH 자원 할당 (resource al locat ion)의 가장 낮은 물리자 원블록 (Physical Resource Block; PRB) 인덱스 ( lowest PRB index)와， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호 (Demodulat ion RS; DMRS)를 위한 순환시프트 (Cycl ic Shi ft ) 인덱스를 이용하여 이루어진다. DMRS 는 상향링크 참 조신호이며， 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송 과 함께 제공되는 신호이다. 또한， PHICH 자원은 ^PHICH ^PfUCH ) 와 같은 인덱
( m rouP
스 쌍 ( i ndex pa i r )를 통해서 알려지게 되는데, 이때 ("™c«， "PHICH ) 에서 nPwcH 는 PHICH 그룹 번호 (PHICH group number)를 의미하고， 는 해당 PHICH 그 룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스 (orthogonal sequence index)를 의미한다. n PHICH및 nPHlCH는 아래의 수학식 1 과 같이 정의된다 .
[79] 【수학식 1】
nSro"P = ( T l west Jndex od N^0^
"PHICH PRB RA T DMRS / -' v PHICH
r PHICH
+ "Z DMRS ) J " SF
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PHICH 가 연관된 상향링크 전송에서 사용된
τ PHICH
DMRS 의 순환시프트이다. 또한， 는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기' (spreading factor size)이다. I Λ ^"향링크 자원 할당의 가장 낮 은 PRB 인덱스이다. 는 설정된 pHIcH 그룹의 개수이며, 아래의 수학식 2 와 같이 정의된다. for normal cyclic prefix
for extended cyclic prefix
Figure imgf000016_0001
[84] 상기 수학식 2 에서 Jvg는 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel ;
PBCH)로 전송되는 PHICH자원의 양에 대한 정보이며， 는 2 비트 크기를 가지 고 (N^/ /^l,2} )으로 표현된다ᅳ
[85] 또한， 기존의 3GPP LTE 릴리즈ᅳ 8/9 에서 정의되는 직교 시뭔스의 예는 아래의 표 2 와 같다.
[86] 【표 2】
Figure imgf000016_0002
도 면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간 (durat ion)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서 브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉, 상이한 0S(0FDM Symbol ) ) 상에서 구성 될 수도 있다.
[88] PDCCH (Physical Downl ink Control Channel )
[89] PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보 (Downl ink Control Informat ion ; DCI ) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며, 부호화율 (coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어， 기 존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3 과 같이 정 의될 수 있다.
[90] 【표 3】
Figure imgf000017_0001
[91] 상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되 며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH 가 동시에 다중화 (mul t iplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코 딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH 의 CRC 에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나， 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로， 매 서 브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID 를 가진 PDCCH 채 널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출 (bl ind detect ion) 을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH 의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element )이며， 하나의 CCE 는 9 개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH 는 1 개， 2개， 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH 는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙 (CCE-to— RE mapping rule)에 의하여 각 서 브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심볼 개수， PHICH 그룹 개수， 전송 안테나 및 주파수 시 프트 등에 따라서， CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다.
[92] 상향링크 재전송
[93] 상향링크 재전송은 전술한 PHICH 및 DCI 포맷 0 (PUSCH 전송을 스케줄링 하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH 를 통하여 이전의 (previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK 을 수신하여 동기식 (synchronous) 비-적웅적 (non-adapt ive) 재전송을 수행할 수 있고， 또는 단말이 기지국으로부 터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적웅적 (adapt ive) 재전송을 수행할 수 있다.
[94] 동기식 전송이란， 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어， n 번 째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점 (예를 들어， n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다) . PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전 송이 수행된다.
[95] PHICH 를 통하여 재전송을 수행하는 비-적웅적 재전송의 경우에， 이전 전송에서 사용된 주파수 자원 (예를 들어， 물리자원블록 (PRB) ) 영역 및 전송 방 법 (예를 들어， 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적 용된다. 한편， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적웅적 재 전송의 경우에는， 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케즐링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.
[96] 만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하 는 경우에는， PHICH 는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어， DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자 (New Data Indicator ; NDI )가 포함되는데, NDI 비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글 (toggle)된 경우에는, 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편， 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도, PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말 은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지 ( f lush) 않도록 구성된다.
[97] 상향링크 전송 구성
[98] 도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
[99] 송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은， 직렬 -병렬 변 환기 (Ser ial-t으 Paral lel Converter ; 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병 렬 신호는 N-포인트 DFT 모들 ( 1202)을 거쳐 확산되며， 확산된 신호는 부반송파 매핑 모들 ( 1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합 ( l inear combinat ion)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호 는 Mᅳ포인트 IFFT모들 ( 1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신 호는 병렬 -직렬 변환기 (1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP 가 추가된다. N-포인트 DFT 모들 (1202)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모들 (404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC-FDMA 방식은 DFT-s- OFDMA(DFT-spread-OFDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한， DFT 모듈 (1202)에 입 력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak— I Average Power Rat io) 또는 CM(Cubic Metric) 을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR 을 가지게 되며, IFFT 모들 (1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR 을 가질 수 있다. 즉， SC- FDMA 방식은 전력 증폭기 (Power Ampl i f ier ; PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여， 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.
[100] 도 13 은 DFT 모들 (1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방 식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13 에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함 으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성 (Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT 모들 (1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑 ( local i zed mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT모듈 (1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송 파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑 (di stributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.
[101] 도 14 은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조 ( demodulat ion )하기 위 한 참조 신호 (reference signal ; RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈—8/9 시스템에서는， 데이터 부분은 시간 영역에서 생성 된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만 (도 12 참조) , RS 는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.
[102] 도 15 은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 매 핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서 브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS 가 위치하는 것을 도시한다ᅳ 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각 각의 3 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.
[103] 도 16 내지 19 를 참조하여， 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SOFDMA의 변형으로서， DFT 처 리된 신호를 복수개의 서브 -블록 (sub— bock)으로 S갠 후 주파수 영역에서 이격 된 위치에 매핑하는 방식이다.
[104] 도 16 는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하 여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브ᅳ블 록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함 에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb— 1 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어， 2( Hz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고， 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에 서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다.
[105] 도 17 및 18 은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[106] 도 17 은 다중 반송파 (또는 다중 샐 (cel l ))가 인접하여 (cont iguously) 구성된 상황 (즉， 다중 반송파 (또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬 (al ign)된 경우에， 하나의 IFFT 모들을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면 이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으 로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각 각의 반송파 (또는 샐)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다) . 또한， 서브- 블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환 될 수 있다.
[107] 도 18 은 다중 반송파 (또는 셀)가 비―인접하여 (non— cont iguously) 구성 된 상황 (즉， 다중 반송파 (또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT모듈을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내 지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 반송파 (또는 셀) #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑 될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 셀)는 예를 들어 20匪 z 대역폭을 가질 수 있 다) . 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브ᅳ블록들은 각각의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
[108] 도 16 에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 가 반송파-내 ( inter-carrier ) (또는 intra— cel l ) DFT-s-OFDMA 라면， 도 17 및 18 에 서 설명하는 다중 반송파 (또는 셀) 상에서의 DFT-s-OFDMA 는 반송파-간 ( inter- carr ier) (또는 inter-cel l ) DFT-s-OFDMA 라 할 수 있다. 이와 같흔 반송파-내 DFT-s-OFDMA와 반송파-간 DFT-s-OFDMA는 서로 흔용될 수도 있다.
[109] 도 19 는 부분 (chunk) 단위로 DFT 처리ᅳ 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리 를 수행하는 부분 -특정 DFT-s-OFDMA (chunk-speci f ic DFT-s-OFDMA) 기법에 대하 여 설명하기 위한 도면이다. 부분—특정 DFT-sᅳ 0FDMA는 Nx SC-FDMA라고 칭할 수 도 있다. 코드 블록 분할 (code block segment at ion)된 신호는 부분 (chunk) 분할 되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12 에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리， 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리 되고 각각의 IFFT로부터의 출력이 합산되어 CP 가 추가될 수 있다. 도 19 에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파 (또는 다중 셀) 또는 연접하 지 않는 다중 반송파 (또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.
[110] MIM0시스템의 구조 [111] 도 20 은 다중 송신 안테나 및 /또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIM0 시 스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록 은 MIM0 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나 타내는 것이다.
[112] 도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시 (redundancy) 비트 를 부가하는 동작을 나타내는 것이고， 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 즐일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬 /병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시 공간 (t ime-spat i al ) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다 중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고， 수신단 의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.
[113] 도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼 로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬 /직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대 한 디코딩 동작을 나타내는 것이며， 그 결과 데이터를 추정 (est imat ion)할 수 있게 된다.
[114] 전술한 바와 같은 MIM0송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적 으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데， 공간적으로 한 개의 코 드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드 (Single CodeWord; SCW) 구조라 하고, 여 러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다증 코드워드 (Mul t iple CodeWord ; MCW) 구 조라 한다.
[115] 도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 기능올 나타내는 블록도이고， 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 지능을 나 타내는 블록도이다.
[116] 코드북 기반프리코딩 기법
[117] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬 의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precodi ng Matr ix Index ; PMI )를 송신단에게 피드백하여 주고， 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법올 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (expl i ci t ly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있 는 장점이 있다.
[118] 도 22 는 코드북기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[119] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 탱크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 ( f ini te) 경우에 프리 코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상 태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코 딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 MUMaximum Likel ihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error ) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
[120] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 '선택된 프리코딩 행렬올 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어 의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들 어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코 딩 행렬이 4 X 2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어 를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다. [121] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이 루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I 와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술 한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르 미트 (Hermi t ) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
[122] 예를 들어， 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[123] 【표 4】
Figure imgf000024_0001
[124] 【표 5】
Figure imgf000025_0001
로부터 구성되는 세트 { 로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 5 에서 주어지는 값이다.
[126] 상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.
[127] 위와 같은 코드북은 일정 모듈러스 (Constant modulus; CM) 특성, 네스티 드 특성 (Nested property) , 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은， 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)가 제 한되는 것을 의미한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 사용되는 요소 ( ±1 )로만 제한되거나， QPS (Quadrature
Phase Shift Keying) 에 사용되는 요소 ( )로만 제한되거나， 또는 8-PSK 에 土 ^^,±^
사용되는 요소 ( V2 )로만 제한될 수 있다. 상기 표 5 의 코 드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 (±1,± ,±^,±^ }
알파벳이 L 2 2 J 으로 구성되므로， 제한된 알파벳 특성을 가진다고 표현할 수 있다.
[128] 피드백 채널 구조
[129] 기본적으로， FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존 의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우， PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH 의 경우 주기적 (periodic)으로 채널정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또 한， 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역 (즉, 광대역 (WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다.
[130] 확장된 안테나구성 (Antenna configuration) [ 131] 도 23 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[ 132] 도 23(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하 는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULA Uni form Linear Array) 라고 한다. 안테나의 개수가 적을 때에는 이와 같은 ULA 구성이 사용될 수 있지만, 안테나 의 개수가 많을 때에는 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치하여 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
[133] 도 23(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Pai red ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나사이에는 연 관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[134] 한편， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나 를 사용하는 것과 달리， 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는， 부 족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 23(a) 및 도 23(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않올 수 있다. 따라서， 도 23(c) 와 같이 이중 -극성 (dual -pol e) (또는 크로스 -극성 (cross-po l e) ) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로, 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
[135] 코드북 구조 (codebook structures)
[136] 미리 정해진 (pre-def i ned) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써， 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위 한오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
[ 137] 미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서， DFT(Di screte Four i er Transform) 행렬 또는 월시 (Wal sh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는， 위상 시프트 (phase shi ft ) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shi f t divers i ty) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구 성할 수도 있다.
[138] DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n X n DFT 행렬은 아래의 수학식 3 과 같이 정의 될 수 있다. [139] 【수학식 3】
DFT": Dn (k, £) = ex (- jl I n) , k = 0,1,... ,n-\
[140] ^n
[141] 상기 수학식 3 의 DFT 행렬은 특정 크기 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서， 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용 하기 위해서는 DFT;? 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 회전 (rotated) DFT/2 행렬을 나타낸다
[142] 【수학식 4】 rotated ΌΈΊη： ·?) k,i) =
Figure imgf000028_0001
[143] 상기 수학식 4 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전 (rotated) DFT7 행렬을 생성할 수 있으며， 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
[144] 다음으로ᅳ 하우스홀더—기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더 -기반 코드북 구조란， 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북 을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사 용되는 행렬이고， 하우스홀더 변환은， 선형 변환 (linear trans format ion)의 일 종이며 QR 분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모 두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 5 와 같다.
[145] 【수학식 5】
Figure imgf000028_0002
Figure imgf000029_0001
[146] 하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 5 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이， 하우스홀더 변환을 이용하여 nxn 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩 행 렬로 사용하도록 구성할 수 있다.
[147] 다중-코드북 기반 프리코더 생성
[148] 다중 안테나 전송에 이용되는 프리코딩 동작은 레이어 (들)을 통해 전송 되는 신호를 안테나 (들)에 매핑시키는 동작이라고 설명할 수 있다. 즉， χχγ 프 리코딩 행렬에 의해서 Υ 개의 전송 레이어 (또는 스트림)을 X 개의 전송 안테나 에 매핑될 수 있다.
[149] Nt 개의 송신안테나를 통하여 R 개의 스트림 (즉， 탱크 R)을 전송함에 있 어서 사용되는 NtxR 프리코딩 행렬을 구성하기 위하여， 수신단으로부터 하나 이상의 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 피드백 받아서 송신단이 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 아래의 수학식 6 은 V2C 개의 행렬로 구성되는 코드북의 일례를 나타낸 것이다.
[150] 【수학식 6】
Figure imgf000029_0002
[152] 상기 수학식 6 에서 , k 는 특정 자원 인덱스 (부반송파 인텍스, 가상자원 (virtual resource) 인덱스 또는 서브대역 인덱스)를 나타낸다. 상기 수학식 6 은 아래의 수학식 7 과 같은 형태로 구성될 수 있다.
153] 【수학식 7】
Figure imgf000029_0003
[155] 상기 수학식 7 에서 PM R1은 ^씨를 특정 복소 가중치 (complex weight) v2만큼 시프트한 형태로 구성 될 수 있다. 따라서 ^«,과 ^ 2의 차이를 특 정 복소 가중치로 표현하면 아래의 수학식 8 과 같이 표현할 수 있다.
[156] 【수학식 8】
Figure imgf000030_0001
[158] 또한， 상기 수학식 8 을 크로네커 곱 (Kroneker product , ® 으로 표현됨 ) 을 이용하여 아래의 수학식 9 와 같이 표현할 수 있다.
[159] 【수학식 9】
W,
Ρ N,xR,n,m
[160]
[161] 크로네커 곱은 임의의 크기의 2 개의 행렬에 대한 연산이며， 크로네커 곱 연산의 결과로 블록 행렬을 얻을 수 있다. 예를 들어， mxn 행렬 A 와 p X q 행렬 B 의 크로네커 곱 (A ®B) 은 아래의 수학식 10 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 10 에서 n 은 행렬 A 의 요소 (element )를 나타내고， bpq 는 행렬 B 의 요소를 나타낸다.
0】
Figure imgf000030_0002
상기 수학식 9 에서 프리코딩의 부분 행렬인 와 PM,XR,I는 독립적으 로 수신단으로부터 피드백될 수 있으며， 송신단은 각각의 피드백 정보를 이용하 여 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같이 프리코더를 구성하여 사용할 수 있다. 상기 수학식 8 또는 수학식 9 와 같은 형태를 적용하는 경우， ^는 항상 2 X 1 백터의 형태로 구성되며， 아래의 수학식 11 과 같이 코드북 형태로 구성될 수 있다. [164] 【 11】
Figure imgf000031_0001
[166] 상기 수학식 11 에서， N은 코드북이 포함하고 있는 총 프리코딩 백터의 개수를 나타내며， /는 백터의 인덱스로 사용될 수 있다. 피드백 오버헤드를 최 소로 하면서 적절한 성능올 얻기 위해서 /는 2, 4 또는 8 로 정하여 두 사용 할 수 있다. 또한 PW1은 4 전송 안테나를 위한 코드북 또는 2 전송 안테나를 위한 코드북 등으로 구성할 수 있는데， 이에 대해서 상기 표 4 또는 표 5 의 코 드북 (3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 정의되는 2 개 또는 4 개의 전송 안테나를 위한 코드북)이 사용될 수 있고, 회전 (rotated) DFT 형태로도 구성할 수 있다.
[167] 또한， 행렬을 2 X 2 행렬의 형태로 사용할 수도 있다. 아래의 수학식 12는 2 X 2 행렬에 대한 일례를 나타낸 것이다.
[168] 【수학식 12】
Figure imgf000031_0002
[170] 상기 수학식 12 와 같이 구성하는 경우， PM,xR l 코드북의 최대 랭크가 R 인 경우에， 2R 의 탱크까지 코드북올 설계할 수 있다. 예를 들어， i^x/ 로서 상기 표 4 의 코드북을 사용하는 경우， 상기 수학식 9 에 따르면 최대 랭크로서 4 (R=4) 까지만 사용할 수 있다. 한편， 상기 수학식 12 에 따르면 최대 탱크로 서 8 (2R=8) 까지 사용할 수 있다. 따라서 , 8 개의 송신안테나를 구성하 시 、 템에서 8 X 8 전송이 가능하도록 프리코더를 구성할 수 있다. 이때， 는 아래 의 수학식 13 과 같은 코드북의 형태로 구성될 수 있다.
[171] 【수학식 13】
Figure imgf000031_0003
[173] 상기 수학식 9 및 수학식 12 의 프리코더 구성방법은 각각의 랭크에 따 라서 적용을 달리할 수 있다. 예를 들면， 상기 수학식 9 의 방식은 랭크 4 이하 ?≤4 )인 경우에 사용하고, 상기 수학식 12 의 방식은 랭크 5 이상 ( /?≥5 )인 경우에 사용하도록 할 수 있다. 또는， 상기 수학식 9 의 방식은 ¾크 1 (/? = 1) 인 경우에만 사용하고， 나머지 (랭크 2 이상 ( R≥2)) 경우에는 상기 수학식 12 의 방식을 사용하도록 할 수도 있다. 상기 수학식 9 및 상기 수학식 12 과 관련 하여 설명한 W 와 P 는 아래의 표 6 과 같은 특성을 가지도록 피드백될 수 있다.
[174] 【표 6】
Figure imgf000032_0001
W 행렬의 alphabet 은 QPSK 로 한정되고 P 행렬의
Alphabet
alphabet 은 QPSK 또는 8 PSK 로 한정되도록 구성할 수 restriction 2
있다.
[175] 다음으로， 네스티드 특성 (nested property)을 가지는 다중-코드북 기반 프리코더에 대하여 설명한다.
[176] 상기 수학식 9 및 수학식 12 의 방식을 적절히 사용하여 코드북을 구성 할 수 있다. 하지만， 상황에 따라서 두 가지 조합을 사용하지 않으면 프리코더 의 구성이 불가능할 수도 있다. 이와 같은 문제를 해결하기 위하여， 아래의 수 학식 14 와 같이 프리코더를 구성하여 사용 할 수 있다.
177] 【수학식 14】
Figure imgf000033_0001
[179] 상기 수학식 14 로부터 얻어진 I 를 이용하여 탱크 값이 전송 안테나 의 개수와 동일한 경우 (R=Nt)를 위한 프리코더를 구성하고， 구성된 프리코더의 열 서브셋 (column subset)을 하위 탱크를 위한 프리코더로 사용할 수 있다. 이 와 같은 방식으로 프리코더를 구성하는 경우， 네스티드 특성을 만족하므로 CQI 계산이 간단해질 수 있다. 상기 수학식 14 에서 P쫴,'„,m은 R=Nt 인 경우의 프리 코더를 나타낸다. 이러한 경우에, 예를 들어, R=2 에 대한 프리코더는 ΥΝι ᅳ„,m 의 0 번째 및 2 번째의 열로 구성되는 서브셋이 사용될 수 있으며， 이를 I 수 (0,2)와 같이 표현할 수 있다. 여기서 Ρ 는 회전 (rotated) DFT 행렬 또는 다른 형태의 코드북으로 구성될 수도 있다.
[180] 한편 개루프 환경에서 다이버시티 이'득을 높이기 위하여， 전술한 방식 으로 구성된 프리코더를 기반으로, 특정 자원에 따라 프리코더를 바꿔 사용하여 빔 다이버시티 이득을 극대화 할 수 있다. 예를 들어, 상기 수학식 9 의 방식에 따른 프리코더를 이용하는 경우에， 특정 자원에 따라 프리코더를 적용하는 방식 을 아래의 수학식 15 와 같이 표현할 수 있다.
[181] 【수학식 15】
[182] i Ν,χϋ,η, Λ ᅳ TT :mod¾ ^ ^ kmodmc [183] 상기 수학식 15 에서 k는 특정 자원 영역을 나타내는 것이다. 특정 자 원영역 ^에 대한 프리코딩 행렬은 상기 수학식 15 와 같이 모들로 연산 (modulo operat ion)에 의하여 결정되며， 여기서 ^와 mc 는 각각 W 행렬과 P 행렬을 위 한 코드북의 크기를 나타낼 수도 있고， 각각의 서브셋을 나타낼 수도 있다.
[184] 상기 수학식 15 와 같이 두 행렬 모두의 순환 (eye l ing)을 적용하면 다이 버시티 이득은 극대화시킬 수 있으나 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서， 특정 행렬은 장 -기간 ( long-term)으로 순환 (cycl ing)을 적용하고 나머지 행렬은 단-기 간 (short-term)으로 순환 (cycl ing)올 적용하도록 설정 할 수도 있다.
[185] 예를 들어, W 행렬은 물리자원블록 인덱스 (PRB index)에 따라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 서브프레임 인덱스 (subframe index)에 따라서 모들 로 연산을 수행하도록 구성할 수 있다. 또는， W 행렬은 서브프레임 인덱스에 따 라서 모들로 연산을 수행하고， P 행렬은 물리자원블록 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
[186] 다른 예로， W 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모듈로 연산을 수행하고， P 행렬은 서브대역 인덱스 (subband index)에 따라서 모듈로 연산을 수행하도록 구 성할 수 있다. 또는， W 행렬은 서브대역 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하 고， P 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모들로 연산을 수행하도록 구성할 수도 있다.
[187] 또한， 두 개의 행렬 중 하나의 행렬만 모들로 연산을 이용한 프리코더 순환 (precoder cycl ing)을 적용하고， 다른 하나의 행렬은 고정된 것을 사용할 수도 있다.
[188] 8전송 안테나를위한코드북구성
[189] 확장된 안테나 구성 (예를 들어， 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리 즈 -10 시스템에서， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식 을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어, RI (Rank Indi cator ) , PMKPrecoding Matr ix Index) , CQ I (Channel Qual i ty Informat ion) 등의 채널상태정보 (Channel State Informat ion; CSI )를 피드백할 수 있다. 이하에서는， 확장된 안테나 구성 을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder ) 기반 피 드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIM0 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서， 수신단 은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI )를 송신단으로 전송할 수 있는데， 2 개의 서로 다 른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉， 수신단은 송신 단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI )를 송신단으로 피드백 하고， 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결 정하여 MIM0 전송에 적용할 수 있다.
[190] 이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서， 8 전송 안테나 MIM0 전송， 단일사용자— MIMO (Single User-MIMO; SU-MIM0) 및 다중사용자 -MIM0 (Mul t iple User-MIMO; MU-MIM0) 지원， 다양한 안테나 구성에 대한 적합성， 코드 북 설계 기준， 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
[191] 8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서， 랭크 2 보다 큰 경 우에는 SU-MIM0 만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIM0 및 MU-MIM0 모두에 최적화되고， 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[192] MU-MIM0 의 경우에， MU-MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correlat ion domain)에서 구별되도록 (separated) 하는 것이 바람직하다. 따라 서, MU-MIM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 을바르게 동작하도 록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성 능을 제공하므로， 랭크 -2 까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시키는 것을 고 려할 수 있다. 또한， 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scatter ing propagat ion) 환경 (예를 들어， 반사파가 많은 옥내 ( indoor) 환경 둥)에서는, MIM0 전송 방식으로 SU-MIM0 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 탱크 -2 보다 큰 행크를 위한 코드북은， 다중 -레이어들을 구별하는 성능이 양호 하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[193] MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다 양한 안테나 구성 (낮은-상관， 높은-상관， 크로스 -극성 등의 안테나 구성 )에 대 해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배 치에 있어서， 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4 λ 안테나 간격을 가지는 크로스- 극성 어레이가 구성되거나， 높은 -상관 안테나 구성으로서 0· 5 λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, 크로스 -극성 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격 을 가지는 크로스 -극성 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다. 한편, 크로스 -극성 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block di agona l mat r ix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
[194] 코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 제한 된 알파벳， 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며， 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 -10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설 계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
[195] 코드북 크기와 관련하여， 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 층분하게 지 원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에 서 8 전송 안테나로부터 층분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는， 큰 크기의 코 드북 (예를 들어， 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 층분할 수 있다. 그러나, MU-MIM0 의 다중화 이득을 달 성하기 위해서는， 탱크 1 및 탱크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
[196] 전술한 사항을 바탕으로， 8 전송 안테나를 위한 코드북의 일반적인 구조 에 대하여 이하에서 설명한다.
[197] 코드북구조 (1)
[198] 다중 -단위 (mul t i-granul ar ) 피드백의 적용에 있어서， 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬 (base matr ix)의 조합에 의해서 구성하는 방안 과 관련하여， 내적 ( inner product )을 이용하여 2 개의 기저 행렬의 조합을 구성 하는 방안에 대하여 설명한다.
[199] 우선, 2 개의 기저 행렬의 내적을 이용하는 형태를 아래의 수학식 16 과 같이 나타낼 수 있다.
[200] 【수학식 16】
[201] W = W, W2
[202] 8 전송 안테나를 위한 코드북이 내적의 형태로 표현되는 경우에， 제 1 기저 행렬은 공통—극성 (co-polar ized) 안테나 그룹을 위해서 아래의 수학식 17 과 같이 대각 행렬로 표현될 수 있다.
[203] 【수학식 17】
Figure imgf000037_0001
[205] 또한， 제 2 기저 행렬이 극성들간의 상대적인 위상을 조절 (adjust)하기 위해 사용되는 경우에， 이러한 제 2 기저 행렬은 단위 행렬 (identity matrix)을 사용하여 표현될 수 있다. 8 전송 안테나를 위한 코드북의 상위 탱크에 대해서， 제 2 기저행렬은 아래의 수학식 18 과 같이 표현될 수 있다. 수학식 18 에서 제 2 기저 행렬의 첫 번째 행 (row)의 계수 1 과 두 번째 행의 계수 a 또는 -a 의 관계는， 직교 극성들 (orthogonal polarizations) 간의 상대적인 위상 (relative phase)을 조절 (adjust)을 반영할 수 있다.
[206] 【수학식 18】
Figure imgf000037_0002
[208] 이에 따라， 8 전송 안테나를 위한 코드북을 제 1 기저 행렬 및 제 2 기 저 행렬의 내적을 이용하여 표현하면 아래의 수학식 19 와 같이 표현될 수 있다.
[209] 【수학식 19】
I ]_「\ wl
[210]
Figure imgf000037_0003
-와 _ LflWi - «Wj
[211] 상기 수학식 19 와 같이 내적을 이용하여 표현한 코드북은， 아래의 수학 식 20 과 같이 크로네커 곱을 이용하여 간단하게 표현될 수 있다.
[212] 【수학식 20】
[213] w = w2®wi (wi :4xN,W2 :2χ )
[214] 여기서， 코드북 W 에 포함되는 프리코딩 행렬은 4*2 개의 행 및 N*M 개 의 열을 가지게 된다. 따라서， 8 전송 안테나 및 N*M 랭크의 전송에 대한 코드 북으로 이용될 수 있다. 예를 들어, 8 전송 안테나 및 탱크 R 의 전송을 위한 프리코딩 코드북을 구성하는 경우에， 가 2XM 으로 구성되면 에 대한 N 값은 R/M 이 된다. 예를 들어， 8 전송 안테나 및 탱크 4 의 전송을 위한 프리코 딩 코드북을 구성하는 경우에， W2 가 2X2 (즉， M=2) 행렬 (예를 들어， 상기 수 학식 13 의 행렬)로 구성되면， 은 4X2 (즉， N=R/M=4/2=2) 행렬 (예를 들어, DFT 행렬)을 적용할 수 있다.
[215] 코드북 구조 (2) [216] 8 전송 안테나를 위한 코드북을 2 개의 기저 행렬 (base matrix)의 조합 에 의해서 구성하는 다른 방안에 대하여 설명한다. 2 개의 기저행렬을 W1 및 W2 이라고 하면 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬 W 가 W1*W2 의 형태로 정의될 수
X 0
있다. 탱크 1 내지 8 에 대해서 W1 은 와 같은 블록 대각 행렬의 형태
0 X
를 가질 수 있다.
[217] 탱크 1 내지 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1의 블록에 해당하는 X 가 4xNb 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 또한， X 에 대해서 16 개의 4Tx DFT 빔이 정의될 수 있고， 빔 인덱스는 0， 1， 2， ...， 15 로 부여될 수 있다. 각각의 W1 에 대해서, 인접한 (adjacent) 겹치는 (over lapping) 빔들은 주파수-선택적인 프 리코딩에 있어서 경계 효과 (edge effect)를 감소시키기 위해 사용될 수 있다.
이에 따라， 동일하거나 상이한 W2 에 대해서 동일한 W1 을 사용하여 코드북이 구성되어도 여러 서브대역들에 대해서 최적의 성능이 보장될 수 있다.
[218] 랭크 1 및 2 에 대해서 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하는 X 가 4X 4 (즉， Nb=4) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 탱크 1 및 탱크 2 각각에 대해서 8 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고， 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹치는 빔들을 포함할 수 있다. 빔 인덱스가 0， 1， 2， ...， 15 로 부여되는 경우에， 예를 들어 {0，1，2,3}， {2,3,4,5}, {4,5,6,7}, {6,7,8,9} ,{8,9,10,11}, {10,11，12，13}， {1 2,13,14,15}, {14,15,0,1} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 범이 겹치는 8 개 의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어 , 탱크 1 및 2 에 대한 W1 코드북은 다 음의 수학식 21 과 같이 정의될 수 있다.
[219] 【수학식 21】
« = 0,1,2,···, 7
[220]
Figure imgf000038_0001
[221] 상기 수학식 21 에서 블록 대각 행렬 Wl(n)의 블록에 해당하는 Χ(π)가 정 의되고， 8 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 (CB1)이 구성될 수 있다.
[222] 또한, W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면， 랭크 1 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 4 가지의 서로 다른 QPSK 공통 -위상 이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크 1 에 대한 W2 코드북 (C¾)은 다음의 수학식 22 와 같이 구성될 수 있다.
[223] 【수학식 22】
Figure imgf000039_0003
Figure imgf000039_0001
[225] 탱크 2 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지 의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의 될 수 있다. 예를 들어， 탱크 2 에 대한 W2 코드북은 다음의 수학식 23 과 같이 정의될 수 있다.
[226] 【수학식 23】
Figure imgf000039_0002
[228] 다음으로， 랭크 3 및 4 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당하 는 X 가 4X8 (즉， Nb=8) 크기의 행렬로 구성될 수 있다. 랭크 3 및 랭크 4 각 각에 대해서 4 개의 W1 행렬이 정의될 수 있고, 하나의 W1 은 인접한 W1 과 겹 치는 범들을 포함할 수 있다. 범 인덱스가 0， 1, 2 15 로 부여되는 경우 에， 예를 들어， {0,1,2,-J}, {4, 5,6,···, 11}, {8, 9, 10,···, 15}, {12^,15,0，···, 3} 와 같이 인접한 W1 행렬과 일부의 빔이 겹치는 4 개의 W1 행렬이 구성될 수 있다. 예를 들어 , 랭크 3 및 4 에 대한 W1 코드북은 다음의 수학식 24 와 같 o 정의될 수 있다.
[229] 【수 24】
Figure imgf000040_0001
[231] 상기 수학식 24 에서 블록 대각 행렬 (0)의 블록에 해당하는 X(n)가 정 의되고， 4 개의 서로 다른 W1 들로 W1 코드북 ：¾)이 구성될 수 있다.
[232] 또한， W2 의 선택 및 공통 -위상 성분을 고려하면， 탱크 3 에 대해서는 8 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지의 서로 다른 QPSK 공통 -위상 이 적용될 수 있으므로 총 16 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 예를 들어， 랭크
3 에 대한 코드북은 다음의 수학식 25 와 같이 정의될 수 있다.
[233] 【수학식 25】
Figure imgf000040_0002
[235] 상기 수학식 24 에서 en 은 8X 1 백터이고， n 번째 요소가 1 의 값을 가 지고 나머지 요소들은 0 값인 선택 백터를 의미한다.
[236] 랭크 4 에 대해서는 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하고 2 가지 의 서로 다른 QPSK 공통-위상이 적용될 수 있으므로 총 8 개의 W2 행렬이 정의 될 수 있다. 예를 들어, 탱크 4 에 대한 W2 코드북 및 코드북은 다음의 수학 식 26 과 같이 정의될 수 있다.
[237] 【수학식 26】
Figure imgf000041_0001
[238] Y e ([ei e^ ] ' [e2 l'h e7]'K
[239] 다음으로， 랭크 5 내지 8 에 대해서, 블록 대각 행렬 W1 의 블록에 해당 하는 X 가 4 X 4 크기의 DFT 행렬로 구성될 수 있고， 하나의 W1 행렬이 정의될
I I
수 있다. W2 는 행렬과 고정된 8 X r 크기의 열 선택 행렬의 곱으로 정 의될 수 있다. 탱크 5 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 탱크 6 에 대해서 4 가지의 서로 다른 행렬 의 선택이 가능하므로 4 개의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 탱크 7 에 대해서 1 가지의 행렬 및 탱크 8 에 대해서 1 가지의 행렬이 선택될 수 있으므로， 탱크 7 및 8 각각에 대해서 하나의 W2 행렬이 정의될 수 있다. 여기서，
Figure imgf000041_0002
은 각각의 전송 레이어에 대한 모든 극성 그룹들이 동일하게 사용되도록 하기 위해서 도입된 것이며, 산란 (scatter ing)이 더 심한 공간 채널을 가지는 높은 랭크의 전송에 대해서 양호한 성능이 기대될 수 있다. 여기서， I 는 단위행렬을 의미한다ᅳ
[240] 예를 들어， 탱크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북 및 W2 코드북은 다음의 수 학식 27 과 같이 정의될 수 있다.
[241] 【 27]
Figure imgf000041_0003
[243] 상기 수학식 27 에서 탱크 5 내지 8 에 대한 W1 코드북은 하나의 W1 행 렬만으로 구성된다. 탱크 5 내지 8 에 대한 W2 코드북에서 14 는 4X 4 크기의 단위 행렬을 의미한다. 상기 수학식 27 에서 Y 행렬은, 예를 들어, 다음의 수학 식 28 내지 31 과 같이 정의될 수 있다.
[244] 랭크 5 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다. 245] 【 28】
Figure imgf000042_0001
[247] 랭크 6 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[248] 【수학식 29]
fk e2 e3 e4 e5 e6], [e2 e3 e4 e5 e6 e7],l
Y
[h e4 e5 e6 e7 e8J [e4 e5 e6 e7 e8 e, ] J
[249]
[250] 랭크 7 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[251] 【수학식 30]
Y = e2 e3 e4 e5 e6 e7 ]
[252]
[253] 탱크 8 에 대한 Y 행렬은 다음의 수학식 28 과 같이 정의될 수 있다.
[254] 【수학식 31]
Y = I8
[255]
[256] 상기 수학식 31 에서 18 은 8 X 8 크기의 단위행렬을 의미한다.
[257] 전술한 바와 같 c >1 탱크 1 내지 8 의 각각에 대해서 정의될 수 있는 Ψ1 의 개수를 모두 합하면， 8+8+4+4+1+1+1+1 = 28 이다.
[258] 이하에서는 전술한 내용을 바탕으로， 본 발명에서 제안하는 2 차원 액티 브 안테나 시스템 (2 dimens i onal act i ve ant enna system , 2D-MS)가 설치된 3D MIM0 시스템을 기반으로， 송신단에서 수평 방향의 안테나를 위한 프리코딩 행렬 과 수직 방향의 안테나를 위한 프리코딩에 기반한 블록 행렬을 연산하여， 프리 코딩이 적용된 채널을 수신단에게 알려주기 위한 참조 신호 ( reference s ignal , RS)의 포트 수를 전송되는 레이어 ( l ayer ) 개수보다 감소시키는 방안에 대하여 제안한다. 예를 들어， 2D-MS 가 설치된 3D MIM0 시스템을 기반으로， 송신단에 서 수평방향의 안테나를 위한 프리코딩과 수직방향의 안테나를 위한 프리코딩이 크로네커 곱 (kronecker product ) 형태로 된 최종 프리코딩을 사용할 경우， 프리 코딩이 적용된 채널을 수신단에게 알려주기 위한 참조 신호 (RS)의 포트 수를 전 송되는 레이어 개수보다 줄여서 사용시킬 수 있다.
[259] 도 24 를 참조하여 AAS 를 활용한 안테나 시스템에 대하여 설명한다. 도 24 와 같이， LTE Re 1-12 이후에 MS 를 활용한 안테나 시스템에 대하여 논의가 진행되고 있다. AAS 는 각각의 안테나가 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로 구성되어 있어서， 상황에 맞추어 안테나 패턴을 변화시킴으로써 간섭을 줄이거 나， 범포밍을 수행하는데 좀 더 효율적이다. 또한， 이러한 MS를 2차원으로 구 축 (2D— MS)하게 되면， 안테나 패턴 측면에서 안테나의 메인 로브 (main lobe)를 3 차원적으로 좀 더 효율적으로 조절하여， 수신단의 위치에 따라 좀 더 적극적 으로 송신빔을 변화시키는 것이 가능하다. 따라서， 2D-MS 는 도 24 와 같이 안 테나를 수직 방향과 수평 방향으로 설치되어 다량의 안테나 시스템이 구축될 수 있다.
[260] 2D-AAS 가 도입될 경우， 안테나를 효과적으로 이용하기 위해서는， 수신 단은 송신단과 수신단 사이의 채널 정보인 CSI (Channel State Informat ion)를 송신단에게 피드백해야 한다. 그러나， 2D-MS 에서는 송수신단에 다량의 안테나 들이 사용될 가능성이 크고， 이에 따라， 수신단이 피드백해야 하는 채널 정보가 안테나 수가 증가함에 따라 점점 많아질 것이다. 예를 들어， 4 개의 송신 안테 나를 위해서 4 bi ts 의 PMI 정보량이 필요하다면， 2D-MS 를 이용해 64 개의 안 테나를 구현할 경우, 일반적으로 64 bi ts 의 PMI 정보량이 필요할 것으로 예측 된다. 그러나， 이렇게 많은 양의 채널 정보를 보내주는 것은 효율적이지 못할 뿐만 아니라, 이러한 CSI 를 위한 PMI , CQI , RI 계산량이 수신단 입장에서는 제 한된 시간 안에 처리가 불가능할 정도의 복잡도 (complexi ty)를 야기할 수 있다.
[261] 따라서， 2D— MS 의 피드백 또는 수신단의 복잡도 문제를 해결하기 위하 여, 이하의 수학식 32 와 같이 크로네커 곱 (kronecker product )의 구조를 가진 프리코딩 기법이 적용될 수 있다. 본 발명에서 수직 방향 (vert ical )에 해당하는 V와 수평 방향 (horizontal )에 해당하는 H는 서로 교환해서 사용가능하다.
[262] 【수학식 32】
Figure imgf000043_0001
[263] 상기 수학식 32 는 i 인덱스를 가진 NP 개의 크로네커 곱 (kronecker product； KP) 구조의 프리코딩이 결합된 최종 프리코딩 형태를 의미한다. ②는
KP 연산을 의미한다. 수학식 32 에서 , W ')는 번째의 KP 구조의 프리코딩에서 수직 안테나 요소 (element ) (또는 포트)들을 위한 프리코딩을 대표하게 되 고，
Figure imgf000043_0002
번째의 KP구조의 프리코딩에서 수평방향의 안테나 요소 (또는 포트) 들을 위한 프리코딩을 대표하게 된다. WV 의 크기는 ^V -by- ^' 이고， 의 크기는 ^H -by— 이다. 와 는 각각 수직방향과 수평방향의 안테나 요소
(0 ( )
(또는 포트)의 수를 의미하고, 와 는 ！'번째의 KP 구조의 프리코딩과 대웅 되는 수직방향과 수평방향의 레이어 ( l ayer)의 개수를 의미한다. 따라서 , 각각의 KP 구조의 프리코딩에 대웅되는 총 레이어 ( layer )의 개수는 ') x ')로 표현할 수 있고， 수학식 32 에 대웅되는 전체 레이어의 개수는 ' 로 표현할 수 있다.
[264] 또한, 수학식 32 에서 수가 작아지면， 좀 더 효율적으로 피드백을 시행할 수 있음을 확인할 수 있다. 예를 들어， ^Ρ 1인 경우, ^ = ^ = 8이라 면, 기존의 프리코딩은 레이어 1 개를 전송하기 위해 64-by— 1 의 크기의 코드워 드를 갖는 코드북에서 선택해야 하지만， 수학식 32 의 프리코딩을 위해서는 8- by-1의 크기의 코드워드를 갖는 코드북에서 2개의 프리코딩을 선택할 수 있다. 따라서， 코드북의 크기 (si ze)면에서 큰 차이가 나기 때문에 적은 양의 피드백과 낮은 복잡도를 가지고 구현할 수 있음을 알 수 있다.
[265] 따라서， 본 발명에서는 코로네커 곱 (KP)기반의 프리코딩 (즉， 수학식 32) 을 사용하는 시스템에서 송신단이 수신단에게 프리코딩이 적용된 채널을 알려주 기 위한 참조 신호 (RS , 예를 들어, 현재 LTE 에서 사용하는 DM— RS)를 보낼 때， 전송되는 총 레이어 개수보다 적은 수의 참조 신호 포트 수를 사용하는 기법을 제안한다.
[266] 즉， 현재 LTE 에서는 송신단이 프리코딩을 자유롭게 사용하고자, 수신단 에서 피드백 받은 프리코딩이 아닌 다른 프리코딩을 사용하면서， 이 프리코딩이 적용된 채널을 알려주기 위해 DM-RS 를 사용한다. 수신단은 송신단으로부터 수 신한 DM-RS를 통해 수신단의 데이터가 어떻게 프리코딩 (precoding)이 적용되어 들어오는지 암시적으로 알 수 있다. 따라서, 이러한 DM-RS 를 통해 수신단은 복 조 (demodulat ion)를 수행할 수 있게 된다. 즉, 본 발명은 이러한프리코딩이 적 용된 채널을 위한 기술에 연관된 것으로， 이하에서는 설명의 편의를 위하여 DM- RS 를 기준으로 설명하나， 기존 ( l egacy) 무선 통신 시스템 (예， LTE/LTE-A release 11 이하)에 적용되는 DM-RS에 대하여 한정 해석해서는 아니될 것이다.
[267] 이하， 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여， 2D-MS 로부터 수신단으로 의 채널을 수학식 33 과 같이 크로네커 곱 (kronecker product )로 나타낼 수 있 다고 가정한다.
268] 【수학식 33】
Figure imgf000045_0001
[269] 수학식 33 에서 H는 송신단에서 수신단까지 전체 채널을 의미하고， 는 송신단에서 ^번째 수신 안테나까지 채널을 의미한다. H(v )와 1 )는 각 각 수직방향과 수평방향의 안테나 요소 (또는 port )에서 수신단의 · 번째 안테나 로 전송되는 채널을 의미한다. 그림에서 살펴 보면, 도 24 에서 Ην 는 수직 방 향 블록 (즉， Α 블록)의 안테나만 존재한다고 가정하고 A 블록 안테나로부터 수 신단의 번째 안테나에 대한 채널을 의미하고, H^)는 수평 방향 블록 (즉， B 블록)의 안테나만 존재한다고 가정하고， B 블록의 안테나로부터 수신단의 번 째 안테나에 대한 채널을 의미한다.
[270] 이하에서는, 설명의 편의를 위해 임의의 1 개의 수신 안테나 입장에서 설명을 하며， 이를 다른 적어도 하나의 수신 안테나에도 확장 적용되는 경우에 대하여 추가적으로 설명한다.
[271] 임의의 1 개의 수신 안테나에 대한 본 발명의 실시 형태
[272] 본 실시 형태에서는, 설명의 편의를 위하여 수학식 34 와 같이 송신단에 서 ί/') 인덱스를 제거한 임의의 1 개의 수신 안테나까지의 채널만을 이용해 설 명한다. 이하의， 수학식 34 는 본 발명의 설명을 위한 수식이며, 실제 채널이 수학식 34과 같지 않아도 본 발명이 적용될 수 있다.
[273] 【수학식 34】 ΗΤ = HV ® HH
[274] 즉 , 수학식 32에서 ^ 1인 경우에 프리코딩 행렬은 수학식 35와 같다 [275] 【수학식 35】
PM = wJ)®wil)
[276] DM- S 포트의 목적은 프리코딩이 적용된 데이터에 프리코딩을 알려주기 위함이다. 따라서 DM-RS 포트를 통해， 채널과 프리코딩의 곱한 형태를 수신단이 알아야 하는데， 이 때 채널과 프리코딩의 곱은 수학식 34 과 수학식 35 에 의해 수학식 36과 같이 표현할 수 있다.
[277] 【수학식 36】
HT X PM = (Hv 0 HH)x (wi° <S) W^)
Figure imgf000046_0001
수학식 36 에서 (Hv <8> HH)x(W^ ® W^) 와 (HVW^XHHW^)은 크로 네커 곱 (KP) 연산의 특징으로 치환될 수 있다.
[278] 기존 ( legacy) 무선 통신 시스템에서 DM-RS 를 ¾신할 때, Ητ χ ΡΜ을 수신단에게 알려주기 위해， ΡΜ에 내재되어 있는 레이어 개수만큼 DM-RS 포트 를 사용하여야 한다. 만약, ΡΜ이 16개의 레이어 전송을 위해 선택된 프리코딩 이면， ΡΜ이 적용된 16개의 포트를 갖는 DM-RS를 사용하여야 하는 것이다.
[279] 그러나， 본 발명에서는 이러한 DM-RS 의 오버헤드 (overhead)를 줄이는 목적으로 수학식 36 에서 나타난 바와 같이 HvW 와 ΗΗλ ¾)의 채널을 수신단 에게 알려줄 수 있다. 따라서, 수신단은 받은 채널 HvWi)와 HHW^를 이용하 여 Ητ χ ΡΜ를 복원할 수 있으며 , 대표적인 2 가지 실시예에 대하여 설명한다.
[280] 제 1 실시예는， 수직 방향의 특정 컬럼 (column) (예， 첫번째 컬럼)의 안
W(1) r (1)
테나들에 V 프리코딩을 적용한 V 개의 DM-RS 포트 (이하， V-DM-RS) 및 수 평 방향의 특정 로우 (row) (예， 첫번째 로우)의 안테나들에 W } 프리코딩을 적 용한 개의 DM-RS 포트 (이하， H-DM-RS)가 함께 전송될 수 있다. [281] 이에 따라， 수신단은 각각의 수신 안테나마다， V-DM— RS 를 통해 추정된 채널 Hvw)과 H— DM-RS 를 통해 추정된 채널 HHW 를 크로네커 곱 (kronecker product)하여 변조 (demodulation)시 필요한 채널을 복원해낼 수 있다.
[282] 여기서， 만약， r^ 또는 r 중에 하나가 1 인 경우， 예를 들어， r^가 1 이면， 0개의 포트를 가진 H-DM-RS만을 사용하고， 가 1이면， r^개의 포트 를 가진 V— DM-RS 만을 사용하게 된다. 그 때의 DM-RS 는 수직 수평 전체 안테나 에 wi W? 프리코딩을 적용한다. 만일， 와 η가 모두 1 인 경우， DM-RS 포트는 1개가 되고, 그 때의 DM-RS는
Figure imgf000047_0001
프리코딩을 적용한다. 따라서 본 발명은 또는 1) 중 적어도 하나가 2 이상인 경우에 적용되는 것이 바람 직하다.
[283] 따라서 , 본 발명에 따르는 경우, 기존 DM-RS 전송 방법에 비해 DM-RS 의 오버헤드를 줄일 수 있다. 예를 들어， ^) =^)=8이고 /> =1인 시스템의 경우 64 개의 레이어를 위해 64 개의 DM-RS 포트가 필요하지만， 본 발명에 따르면，
+ 개인 16개의 DM-RS 포트만을 사용하여 구현해낼 수 있다.
[284] 제 2 실시예로， 수직 수평 전체 안테나에서 수직 방향의 안테나들에 대 웅되는 V— DM-RS 포트와 수평 방향의 안테나들에 대웅되는 H-DM-RS 포트를 동시 에 전송하면서 , 수직 방향의 안테나들과 수평 방향의 안테나들에 모두 속하는 안테나에 대한 DM-RS포트를 한 번만 전송되도록 설정될 수 있다.
[285] 예를 들어， 수직 수평 전체 안테나에 W ΤΤν(:,'^)®W ττΗ 프리코딩을 적 용한 ¾ 개의 H-DM-RS 포트 및 수직 수평 전체 안테나에
\¥^，~^) \\ (:，/(1)) (1)
프리코딩을 적용한 ( 'ν -1)개의 V-DM-RS 포트가 함 께 전송될 수 있다. 또는 다른 예로， 수직 수평 전체 안테나에 v u H ) 적용한 rN 개와 v-DM-RS 포트 및 수직 수평 전 체 안테나에
Figure imgf000047_0002
L)개의 H-DM- RS 포트가 함께 전송될 수 있다. 여기서 , 상술한 프리코딩 수식의 A(:，α)는 A 행렬 (matrix)에서 a번째 컬럼을 의미하고, A(:'~")는 A 행렬에서 a번째 컬럼 을 제외한 행렬을 의미한다.
[286] 제 2 실시예를 사용하면， DMᅳ RS 포트수가 총 " +Γγ 1 " 개가 되어 기존의 v n 개의 DM-RS 포트에 비해 DM-RS 포트수를 줄일 수 있을 뿐만 아니
r(i)+r0)
라, 제 1 실시예의 " H V " 개보다도 1개의 DM-RS 포트를 더 줄일 수 있다. 제 2 실시예에서 와 인덱스는 송수신단이 사전에 약속한 값으로 사용되 거나， RRC 시그널링을 통하여 설정될 수 있다. 수신단은 각각의 수신 안테나마 다 수신된 V-DM-RS 와 H-DM-RS 를 통해 추정된 채널을 이용하여 채널을 복원할 수 있다.
[287] 도 25 는 본 발명에 따라 수신단에서 전체 채널을 복원하는 방법올 설명 하기 위한 참고도이다. 도 25 를 예를 설명하면， 수 신단에서는 H-DM-RS 를 통해서
Figure imgf000048_0001
채널을 측정하며，
V-DM-RS 를 통해서 "v"v ， " ^"H "H V /의 채널을 측정할 수 있다. 즉, 수학식 36에서 nvvvv 와 «H H 의 크로네커 곱 (kronecker product)으로 형성된 채널이 수직 안테나 (vertical antenna)와 수평 안테나 (horizontal antenna)가 있는 한 개의 가상 안테나 (virtual antenna)에서 온 채널이라고 가 정할 수 있다. (이러한 매핑은 도 24 의 안테나에서 수신단으로 온 채널을 수학 식 35 로 표현되는 것과 유사하다고 볼 수 있다. 다만， 이러한 매핑은 본 발명 의 설명을 위한 것으로， 이로 인하여 본 발명이 제한 해석되어서는 아니된다)
[288] 이 때， HvW )를 수직 방향의 가상 안테나 (들)만 존재할 경우, 그 안 테나 (들)로부터 온 채널로 정의하고, HHWiJ)를 수평 방향의 가상 안테나 (들) 만 존재할 경우， 그 안테나 (들)로부터 온 채널로 정의하면, 도 25 와 같이 수신 단은 어떠한 가상 안테나 (들)에서 온 채널을 측정하고 있는지 여부를 알 수 있 다. [289] 도 25 에서는 ^1) :^1) :4 고， kw 二 2 ， /(1) =3인 경우를 도식화하 고 있는데, 이 때，
Figure imgf000049_0001
α2 α3 로 정의하고，
HHWS) = [A A A A]로 정의하면， 각각의 가상 안테나에서 특정 수신 안테나로 오는 채널 값은 도 25 와 같이 표현할 수 있다. 그림에서 알 수 있듯 이 현재 측정한 채널만 가지고도 전체 채널을 복원할 수 있음을 알 수 있다.
[290] 즉， ^) =2이므로 Hᅳ DM_RS 를 통하여 HvW«(:,2)(g)HHW^의 채 널을 측정하고， 씨) =2 ， /0) = 3 이므로 V— DM-RS 를 통하여 HVW^)(:,~ 2)<8) HHW^:, 3) 의 채널을 측정함으로써， 전체 채널 ((HVWW)<8»(HHWW),즉， 4-by-4의 크기를 가지는 채널)을 복원할 수 있다. [291] 보다 구체 설명하면， 상술한 바와 같이
Figure imgf000049_0002
와 HvW0(：，〜
Figure imgf000049_0003
의 값을 측정하게 된다. 수신단은 HVW^^^HHW^의 번째 값을 HVW^^^^HHW^/")의 一1번째 값과 번째 값 사이에 추가하여 HVW^HHW^/")을 생 성한다. 그 이후, 수신단은
Figure imgf000049_0004
와 H nv Wwv (1)^ ^HnH WwH (l)i- ^ /를 수학식 3？과 같이 크로네커 곱 (kronecker product) 을 한다.
[292] 【수학식 37】
Figure imgf000049_0005
[293] 37 에서, HvW^®HHW^(:,/(")®Hvwi( (1))<8)HHW^ 와
Figure imgf000049_0006
이 같은 이유는，
HHW^^^))와 HvW )^ 0)가 행렬 (matrix)이나 백터 (vector)가 아닌 복소수 (complex)값이기 때문에 가능하다. 따라서, 크로네커 곱 (kronecker 의 /0) 번째 값
Figure imgf000050_0001
(HHW^/'^VW^,^))으로 나누어 주어 (HVO ^HW^)채널을 복원할 수 있다.
[294] 이상에서는， 수직 수평 전체 안테나에
Figure imgf000050_0002
프리코딩을 적 용한 개의 H-DM-RS 포트 및 수직 수평 전체 안테나에
\ν|!(：，〜 ^'Χ ^:/")프리코딩을 적용한 ( 니)개의 V— DM-Rs포트가 함 께 전송되는 경우를 중심으로 설명하였으나， 수직 수평 전체 안테나에 W wv (l) W wH (l)i- Im) j 적용하여 개의 v-DM-RS 포트 및 수직 수평
Figure imgf000050_0003
__은 編 ^ )
전체 안테나에 프리코딩을 적용한 ( — )개의 Η- DM-RS포트를 함께 전송하는 경우에도 이와 유사하게 채널을 복원할 수 있다.
[295] 즉， 수직 수평 전체 안테나에 Wv WH 'Z ) 프리코딩을 적용한 rv 개의 V— DM-RS포트 및 수직 수평 전체 안테나에 TTv '" "Η V， - ) 프리
„ Η(ΐ) — 1)개의 H-DM-RS 포트를 함께 전송하는 경우에는，
Figure imgf000050_0004
)와 HvW^ )®HHw£ /(¾값을 측정 하게 된다.
1 (i)
[296] 이에 따라， 수신단은
Figure imgf000050_0005
; 번째 값을
HVW ， ^HHW^：，〜 의 /(1 번째 값과 번째 값 사이에 삽 입하여，
Figure imgf000050_0006
을 생성한다. 그 이후, 수신단은
HvW )(:, (1))®HHW^와 HyWi^HHW^ )를 수학식 38 과 같이 크 로네커 곱 (kronecker product)할 수 있다.
[297] 【수학식 38】
Figure imgf000051_0001
[298] 수학식 37 과 마찬가지로 수학식 38 에서，
같은
Figure imgf000051_0002
행렬 (matrix)이나 백터 (vector)가 아닌 복소수 (complex)값이기 때문에 가능하다. 따라서， 이후 크로네커 곱 (kronecker product)한 행렬을
Figure imgf000051_0003
의 번째 값
Figure imgf000051_0004
으로 나누어 주어
널을 복원할 수 있다.
[299] 다수의 수신 안테나들에 대한실시예
[300] 상술한 실시 형태에서 ，
Figure imgf000051_0005
대하여 설명하였다. 이하의 실시 형태에서는 이를 확장 적용하여, iVf 에 관계없이 일반화시킨다. 이 때， 프리코딩은 수학식 32 와 같다. 따라서, 채널이 프리코딩을 작용하게 되면， 수 학식 32과 수학식 34에 의해 이하 수학식 39와 같이 나타낼 수 있다.
[301] 【수학식 39】
HT X PM = (HV ® HH)X [wi ® Wj2)®wi2) ···
Figure imgf000051_0006
Figure imgf000051_0007
<g> HHWw ]
[302] 즉， 본 발명의 실시예 2 에서는 DM-RS 의 오버헤드 (overhead)를 줄이기 위하여 수학식 39의 nvVVv 와 ^H^H의 채널을 수신단에게 알려 줄 수 있다. 따라서， 수신단은 수신된 채널 HVW )와
Figure imgf000051_0008
이용하여 Ητχ ΡΜ 복원할 수 있으며, 이하에서는 본 실시예 2 의 대표적인 2 가지 실시예에 대하 여 설명한다. [303] 제 1 실시예는 각각의 에 대하여， 수직 방향의 특정 컬럼 ( co l umn) (예，
W(,) r{,)
첫 번째 컬럼)의 안테나들에 V 프리코딩이 적용된 V 개의 DM-RS 포트 (이 하， V-DM-RS) 및 수평 방향의 특정 로우 (row) (예, 첫 번째 로우)의 안테나들에 프리코딩이 적용된 개의 DM-RS 포트 (이하， H-DM-RS)가 함께 전송될 수 있다.
[304] 이에 따라， 수신단은 각각의 수신 안테나마다， 수신된 i 인덱스마다 V- DM-RS 를 통해 추정된 채널 HvWi)과, i 인덱스마다 H— DM-RS 를 통해 추정된 채널 hHWH'를 크로네커 곱 (kronecker product )한 뒤， 수학식 36 과 같이 나열 시켜 복조 ( demodul at ion)에 필요한 채널을 복원시킬 수 있다.
[305] 여기서， 만약， ^ 또는 ) 중에 하나가 1 인 경우， 예를 들어， ^')가
1 이면, 개의 포트를 가진 H-DM-RS 만을 사용하고, 가 1 이면， r 개의 포트를 가진 V-DM-RS 만을 사용하게 된다. 그 때의 DM-RS 는 수직 수평 전체 안 테나에 U VVH 프리코딩을 적용한다. 만일， rv 와 가 모두 工 인 경우，
DM-RS 포트는 1개가 되고， 그 때의 DM— RS는 VVh 프리코딩을 적용한다. 따라서， 본 발명은 v 와 증 적어도 하나가 2 이상인 경우에 적용되는 것 이 바람직하다.
[306] 따라서， 본 발명을 따르는 경우， 기존 DM-RS 전송 방법에 비해 DM-RS 의
∑„( „( 오버헤드 (overhead)를 줄일 수 있다. 즉， 기존의 DM-RS 방식은 '' 의
¾AV ᅳ1— λΗ
DM-RS 포트가 필요하나， 본 발명에 따르는 경우 '' 의 DMᅳ RS 포트 를 사용하여 더 적은 양의 오버헤드만을 가지게 된다.
[307] 제 2 실시예로， 각각의 z '에 대하여, 수직 수평 전체 안테나에서 수직 방향의 안테나들에 대웅되는 V-DM-RS 포트와 수평 방향의 안테나들에 대웅되는 H-DM-RS 포트를 동시에 전송하면서, 수직 방향의 안테나들과 수평 방향의 안테 나들에 모두 속하는 안테나에 대한 DM— RS포트를 한 번만 전송되도록 설정될 수 있다.
[308] 예를 들어， 수직 수평 전체 안테나에 、 ^ 프리코딩을 적 용한 개의 H— DM-RS 포트 및 수직 수평 전체 안테나에
리코 을 적욘하 ( r, (0
Figure imgf000053_0001
프리코딩을 적용한 ('ν -1)개의 V-DM-RS 포트가 함 께 전송될 수 있다. 또는 다른 예로， 수직 수평 전체 안테나에 wv wH y.,i ) 프리코딩을 적용한 rv 개의 v-DM-RS 포트 및 수직 수.평 전 체 안테나에 V ^ ^ H ' '프리코딩을 적용한 ( -1)개의 H-DM- RS포트가 함께 전송될 수 있다.
[309] 제 2 실시예를 사용하면， DM-RS 포트수가 총 " '' " 개가
∑r('V(o
되어 기존의 ' 의 DM-RS 포트에 비해 DM-RS 포트수가 감소하게 되며,
Figure imgf000053_0002
제 1실시예의 " '' " 개보다도 1개의 DM-RS포트를 더 즐일 수 있 다. 제 2 실시예에서 와 인덱스는 송수신단이 사전에 약속한 값으로 사용하거나 RRC시그널링으로 설정될 수 있다. 수신단은 각각의 수신안테나마다 수신된 V— DM-RS 와 H DM-RS 를 통해 추정된 채널을 이용하여 채널을 복원할 수 있다.
[310] 제 2 실시예에서 수직 수평 전체 안테나에
Figure imgf000053_0003
프리코딩 을 적용한 RH° 개의 H-DM-RS 포트 및 수직 수평 전체 안테나에 \\0(：，〜 ^W^/ ) 프리코딩을 적용한 (^니)개의 V-DM-Rs포트가 함 께 전송되는 경우， 수신단은 각각의 ζ' 인덱스에 대하여， HVW^^^HHW^와 HvW (：，〜 ^HHW^:,/ 의 값을 측 된다. 이에 따라， 수신단은 H
정 "V W
Figure imgf000054_0001
^H()의 I /(')번째 값 K(I) -1
Figure imgf000054_0002
번째 값과 번째 값 사ᄋ 에 넣어 Ην\ν^®ΗΗ\ν^(:,/ω ; 만든다. 그 이후， 수신단은
Figure imgf000054_0003
수학식 40 과 같ᄋ 크로네커 곱 (kronecker product)한다.
[311] 【수학식 40】
Figure imgf000054_0004
[312] 수학식 40 에서，
H W^HHW w!(')i. J® H v W^(:, k{i)) HH Wj 와 이유는
Figure imgf000054_0005
/가 행렬이나 백터가 아닌 복소수 (complex) 값 때문에 가능하다. 따라서， 크로네커 곱 (kronecker product)을 한 행렬을
HVWV (ί)'· ^)ΘΗΗ\ν^ () /('·)
째 값HHW /(' vw ， 나누어 주어
Figure imgf000054_0006
채널을 복원한 뒤， 수학식 39과 같이 시켜 복조 (demodulation)에 필요한 채널이 복원될 수
[313] 이상에서는， 수직 수평 전체 안테나에 Wv'
Figure imgf000054_0007
프리코딩을
0
적용한 개의 H-DM— RS 포트 및 수직 수평 전체 안테나에
：，〜 w)®\ (' ί. /('') .('■)
프리코딩을 적용한 ('ν — 1)개의 V-DM-RS 포트가 함 께 전송되는 경우를 중심으로 설명하였으나, 수직 수평 전체 안테나에
Wv' ^ ® wWH('i.:,/ 7(0'] \ 프리코딩을 적용한 r .v(' 개의 Vᅳ DM_RS 포트 및 수직 수평 전 W(')i- W(')iᅳ〜 /(')) r(') Ί 체 안테나에 ν、" ' Η 프리코딩을 적용한 ( ΓΗ -1)개의 H— DM-
RS 포트가 함께 전송되는 경우에도 이와 유사하게 채널을 복원할 수 있다.
[314] 즉， 수직 수평 전체 안테나에 Wv 프리코딩을 적용한
.(
v 개의 V-DM-RS 포트 및 수직 수평 전체 안테나에 wi')(:, ))®\i)(：，〜 /('
,(
프리코딩을 -1)개의 H-DM-RS 포트가 함께 전송되는 경우에는， 각각
Figure imgf000055_0001
와
Figure imgf000055_0002
값을 측정하게 된다. k(0 번째 ( _！
번째 값과 번째 값 사
Figure imgf000055_0003
을 생성한다
그 이후， 수신단은
HvW ( (0)®HHW^와 HvW0 ®HHW«(:,/(i)
수학식 41 과 같 이 크로네커 곱 (kronecker product)한다.
[316] 【수학식 41】
Figure imgf000055_0004
= HH Wi° (:, /( )H v W )H v Wi° Θ HHW«
[317] 수학식 41 에서, HVW^ (¾ HHW^(:,/())® Hv (：， k{i))® HHW^ 와
HHW^ (：， /W)HVW^, )HVW^( )HHW^ 이 같은 이유는
1H"H V" /와 ηννγν V- /가 행렬이나 백터가 아닌 복소수 (complex) 값 이기 때문에 가능하다. 따라서， 크로네커 곱 (kronecker product)올 한 행렬을
HVWV - ^ w( 번째 값 w^/w w ^L으로 나누어 주어
Figure imgf000056_0001
V"H " H /채널을 복원한 뒤， 수학식 39과 같이 나열 시켜 복조 (demodul at ion)에 필요한 채널이 복원될 수 있다.
[318] 나아가, 상술한 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예는 인덱스에 따라 각각 H-DM-RS와 V— DM-RS의 형태로 DM-RS를 송신하는 형태를 증심으로 설 명하였으나， 송신단은 이를 합쳐서 1 개의 DM-RS 로 송신할 수도 있으며， NP 크기의 H— DM-RS와 Np 크기의 V-DM-RS를 위해 각각의 H-DM-RS 패턴과 V—DM-RS 패턴을 만들어 사용할 수도 있다.
[319] 또한， 본 발명에서 사용하는 DM-RS 는 수신단이 기본적으로 측정 (est imat ion) 후 크로네커 곱 (kronecker product )를 이용해서 복원하므로， 이를 위한 새로운 DCI 로 정의될 수 도 있다. 이러한 경우， 새로운 (new) DCI 에는 ζ' 인덱스마다 H-DM-RS 와 V— DM-RS 의 포트 수가 정의될 수 있다. 또는 ζ' 인덱스 마다 ~ 와 가 정의될 수도 있다:
[320] 나아가, 새로운 (New) DCI 에는 본 발명에서 제안하는 실시예 /규칙 /설정 을 적용할지 아니면 기존 ( legacy) 시스템과 같은 방식으로 레이어 개수만큼 DM- RS포트를 사용할지를 수신단에게 알려 주는 비트 (예를 들어, 0/1 인덱스)를 추 가할 수 도 있다.
[321] 또한， N P 크기 (s ize)의 H-DM-RS와 V-DM-RS를 합쳐서 1개의 DM-RS로 송신하는 경우， DM-RS 의 몇 번째 포트들이 i 인덱스의 H-DM-RS 의 포트이고， 몇 번째 포트들이 1 인덱스 의 V-DM-RS 의 포트인지를 수신단이 알아야 할 필 요가 있다. 따라서， H-DM-RS/V-DM-RS에 대한 정보는 새로운 (New) DCI에 명시적 으로 지시되거나， 또는 송수신간에 미리 정해놓을 수도 있으며， RRC 를 통해 설 정 (conf igurat ion)을 알려줄 수도 있다.
[322] 도 26 은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도 면이다.
[323] 도 26 을 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (2610)는， 수신모들 (2611)， 전송모들 (2612)， 프로세서 (2613)， 메모리 (2614) 및 복수개의 안테나 (2615)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2615)는 MIM0송수신을 지원하는 기 지국 장치를 의미한다. 수신모들 (2611 )은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신 호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (2612)은 단말로의 하향링크 상 의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2613)는 기지국 장 치 (2610) 전반의 동작올 제어할 수 있다.
[324] 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치 (2610)는 하향링크 신호를 전송 하도록 구성될 수 있다. 또한， 기지국 장치의 메모리 (2614)는 프리코딩 행렬들 을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 또한， 기지국 장치의 프로세서 (2613)는, 수신 모듈 (2611)을 통하여 단말로부터 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI )를 수신하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2613)는， 제 1 PMI 가 지시하는 프 리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 제 1 행렬 (W1)을 결정하고， 상 기 제 2 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 2 코드북으로부터 제 2 행렬 (W2)을 결정하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2613)는， 제 1 행렬 (W1) 및 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 프리코딩 행렬 (W)를 결정하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2613)는, 하향링크 신호가 매핑되는 하나 이상의 레이어 에 상기 결정된 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 프리코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2613)는， 프리코딩된 신호를 상기 전송 모들 (2612)을 통 하여 상기 단말로 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서, 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block di agonal matr ix)로 구성되고， 하나의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가 질 수 있다.
[325] 기지국 장치 (2610)의 프로세서 (2613)는 그 외에도 기지국 장치 (2610)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는기능을 수행하며, 메모리 (2614)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[326] 도 26 를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (2620)는， 수신모들 (2621) , 전송모들 (2622)， 프로세서 (2623)， 메모리 (2624) 및 복수개의 안테나 (2625)를 포 함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2625)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모들 (2621)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호， 데이 터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (2622)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2623)는 단말 장치 (2620) 전반의 동작을 제어할 수 있다. .
[327] 본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치 (2620)는， 하향링크 신호를 수신 및 처리하도록 구성될 수 있다. 또한, 단말 장치의 메모리 (2614)는， 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 저장할 수 있다. 또한, 단말 장치의 프로세서 (2623) 는， 전송 모듈 (2622)을 통하여 기지국으로 제 1 및 제 2 프리코딩행렬지시자 (PMI )를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2623)는， 수신 모듈 (2621) 을 통하여 하향링크 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 여기서， 단말이 수신하 는 하향링크 신호는 기지국에 의해서 프리코딩 행렬 0 을 이용하여 프리코딩이 수행된 하향링크 신호에 해당한다. 즉, 기지국에 의해서 하향링크 신호가 매핑 되는 하나 이상의 레이어에 프리코딩이 수행될 수 있다. 여기서， 프리코딩 행렬 (W)은 제 1 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들을 포함하는 제 1 코드북으로부터 결정된 제 1 행렬 (W1) 및 상기 제 2 PMI 가 지시하는 프리코딩 행렬들휼 포함하 는 제 2 코드북으로부터 결정된 제 2 행렬 (W2)에 기초하여 결정될 수 있다. 또 한, 프로세서 (2623)는， 프리코딩 행렬 (W)을 이용하여 상기 수신된 하향링크 신 호를 처리하도록 구성될 수 있다. 여기서， 상기 제 1 코드북에 포함되는 프리코 딩 행렬들의 각각은 블록 대각 행렬 (block di agonal matr ix)로 구성되고, 하나 의 블록은 다른 하나의 블록에 비하여 소정의 위상 값이 곱해진 형태를 가질 수 있다.
[328] 단말 장치 (2620)의 프로세서 (2623)는 그 외에도 단말 장치 (2620)가 수신 한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (2624)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[329] 위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은， 전술한 본 발 명의 다양한 실시예에서 설명한사항들이 독립적으로 적용되거나또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하 여 설명을 생략한다.
[330] 또한， 도 26 에 대한 설명에 있어서 기지국 장치 (2610)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동 일하게 적용될 수 있고， 단말 장치 (2620)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또 는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
[331] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 ( f i r隱 are) , 소프트웨어 또는 그 것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[332] 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs (App 1 i cat ion Speci f i c Integrated Ci rcui ts) , DSPs(Digi tal Signal Processors) , DSPDs(Digi tal Signal Processing Devi ces) , PLDs (Programmable Logic Devi ces) , FPGAs(Field Programmable Gate Arrays) , 프로세서， 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[333] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등 의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세 서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부 에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[334] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련 된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다 양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자 는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있 다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[335] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다 른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에 서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명 의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한， 특허청구범 위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하 거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상이용가능성】
[336] 상술한 바와 같은 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법 및 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였 으나， 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가 능하다.

Claims

【청구의범위】
【청구항 II
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 참조 신호 전 송 방법에 있어서， '
프리코딩된 (precoded) 수평 안테나 도메인들에 관한 제 1 참조 신호 및 프리코딩된 (precoded) 수직 안테나 도메인들에 관한 제 2 참조 신호를 수신단으 로 전송하는 단계를 포함하며 ,
상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 중 적어도 하나의 특정 안테나 도메인은，
상기 수직 안테나 도메인들에 포함되는 것을 특징으로 하는，
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 2】
제 1 항에 있어서，
상기 제 2 참조 신호는，
상기 특정 안테나 도메인을 제외한 상기 수직 안테나 도메인들에 기반 하여 생성된 것을 특징으로 하는，
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 3】
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 참조 신호와 상기 제 2 참조 신호는，
상기 수신단에 의하여 크로네커 곱 (kronecker product )을 통하여 상기 다중 안테나의 전체 채널을 복원하기 위하여 사용되는 것을 특징으로 하는， 참조 신호 전송 방법 .
【청구항 4】
제 1 항에 있어서，
상기 참조 신호는，
복조 참조 신호 (demodulat ion reference signal , DM-RS)인 것을 특징으 로 하는，
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 5】 제 1 항에 있어서，
상기 특정 안테나 도메인은
RRCCRadio Resource Control ) 시그널링을 통하여 설정되는 것을 특징으 로 하는，
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 6】
제 1 항에 있어서，
상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 및 상기 프리코딩된 수직 안테 나 도메인들에 관한 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보 (Downl ink Control Informat ion, DCI )를 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는，
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 7]
제 6 항에 있어서，
상기 하향링크 제어 정보 (DCI )는，
상기 송신단의 참조 신호 방식을 지시하는， 비트 인덱스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 8】
제 1 항에 있어서，
상기 전송하는 단계는，
상기 제 1 참조 신호와 상기 제 2 참조 신호가 포함된 제 3 참조 신호 를 전송하는 것을 특징으로 하는,
참조 신호 전송 방법 .
【청구항 91
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 송신기에 있어서,
무선 주파수 유닛 (Radio Frequency Uni t ) ; 및
프로세서 (processor )를 포함하며，
상기 프로세서는, 프리코딩된 (precoded) 수평 안테나 도메인들에 관한 제 1 참조 신호 및 프리코딩된 (precoded) 수직 안테나 도메인들에 관한 제 2 참조 신호를 수신단으 로 전송하도록 구성되며，
상기 프리코딩된 수평 안테나 도메인들 중 적어도 하나의 특정 안테나 도메인은，
상기 수직 안테나 도메인들에 포함되는 것을 특징으로 하는，
송신기.
【청구항 10】
제 9 항에 있어서，
상기 제 2 참조 신호는,
상기 특정 안테나 도메인을 제외한 상기 수직 안테나 도메인들에 기반 하여 생성된 것을 특징으로 하는，
송신기.
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