WO2016098925A1 - 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법 및 송신기 - Google Patents

편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법 및 송신기 Download PDF

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WO2016098925A1
WO2016098925A1 PCT/KR2014/012472 KR2014012472W WO2016098925A1 WO 2016098925 A1 WO2016098925 A1 WO 2016098925A1 KR 2014012472 W KR2014012472 W KR 2014012472W WO 2016098925 A1 WO2016098925 A1 WO 2016098925A1
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antennas
matrix
antenna array
array structure
polarization
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PCT/KR2014/012472
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김기태
정세영
전원석
김진학
강지원
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엘지전자 주식회사
한국과학기술원
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity

Definitions

  • the present invention relates to a signal transmission method through a polarization antenna array structure composed of a plurality of polarization antennas in a MIMO system, and a transmitter for supporting the same.
  • MIMO transmission technology is a technique for obtaining a high transmission speed by transmitting signals through a plurality of antennas, and is one of the main technologies for improving the speed of a communication system.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the distance between the antennas is reduced by more than half of the wavelength so that there is no influence (ie, coupling).
  • coupling There has been a lot of research.
  • the integration space of the antennas increases, so a study on a compact antenna array for overcoming coupling has been conducted.
  • a polarization antenna array structure for reducing the coupling complexity between antennas should be presented, and an optimal beamforming method according to the polarization antenna array structure needs to be presented together.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to propose an arrangement of a polarization antenna that lowers the computational complexity at the transmitting end. Another object of the present invention is to propose an optimal beamforming or precoding scheme in the proposed configuration of the polarized antenna.
  • a signal transmission method for solving the technical problem includes generating first input information to be transmitted through a plurality of dipole antennas included in a polarization antenna array structure, and a plurality of signals included in the polarization antenna array structure. Generating second input information to be transmitted through a loop antenna; precoding the first input information and the second input information, respectively, to generate a first transmission signal and a plurality of loop antennas to be transmitted through the plurality of dipole antennas; Generating a second transmission signal to be transmitted through and transmitting the first transmission signal and the second transmission signal through a polarization antenna arrangement structure, wherein the polarization antenna includes a pair of one dipole antenna and one loop antenna ( pair), and a plurality of polarization antennas are arranged in a circle at regular intervals to form a polarization antenna array structure.
  • the plurality of dipole antennas may generate vertical components of the electric field emitted by the polarization antenna array structure, and the plurality of loop antennas may generate horizontal components of the electric field emitted by the polarization antenna array structure.
  • the signal transmission method further includes generating a first power value for adjusting power consumed by the plurality of dipole antennas and a second power value for adjusting power consumed by the plurality of loop antennas.
  • the generating of the signal may include generating a first transmission signal by processing a first power value together with the first input information, and generating the second transmitting signal may include processing a second power value together with the second input information. 2 can generate a transmission signal.
  • the polarization antenna may be configured such that the dipole antenna and the loop antenna do not experience coupling with each other.
  • the power constraint due to the coupling between the plurality of loop antennas is represented by a matrix C, and the matrix C may be represented by a circulant matrix due to the arrangement of the plurality of polarized antennas.
  • W_n represents the DFT matrix of nXn
  • W_r (-l) matrix represents the IDFT matrix of nXn
  • N represents the number of polarized antennas included in the polarization antenna array structure
  • c represents the matrix C.
  • the generating of the first transmission signal and the second transmission signal may include precoding first input information based on the channel influence and matrix C through channel estimation, and based on the channel influence and matrix C. Precoding the second input information.
  • a transmitter for solving the above technical problem includes a processor for transmitting signals by controlling transmission modules, receiving modules, and transmitting and receiving modules, wherein the processor includes a plurality of dipole antennas included in a polarization antenna array structure. generating first input information to be transmitted through a dipole antenna, generating second input information to be transmitted through a plurality of loop antennas included in a polarization antenna array structure, and generating first and second input information. Precode each to generate a first transmission signal to be transmitted through a plurality of dipole antennas and a second transmission signal to be transmitted through a plurality of loop antennas, and generate a first transmission signal and a second transmission signal through a polarization antenna array structure. Controlling transmission modules to transmit, the polarization antenna is composed of a pair of one dipole antenna and one loop antenna, a plurality of and The wave antennas are arranged in a circle at regular intervals to form a polarization antenna array structure.
  • the coupling between the two kinds of antennas constituting the polarization antenna array structure is ignored and the complexity of the coupling calculation between the kinds of antennas is simplified, thereby reducing the precoding burden of the system.
  • 1 is a view for explaining the structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 shows an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe.
  • CRS common reference signal
  • FIG. 7 and 8 are diagrams illustrating a resource element group (REG) that is a unit to which downlink control channels are allocated.
  • FOG resource element group
  • 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the positions of the PCFICH and PHICH channels.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • FIG. 12 illustrates a structure of a transmitter according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a DFT processed signal is mapped to a frequency domain.
  • FIG. 14 is a block diagram for explaining a transmission process of a reference signal.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a symbol position to which a reference signal is mapped.
  • 21 is a block diagram illustrating a function of a MIMO system.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a polarization antenna structure according to the present invention.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating a polarization antenna array structure according to the present invention.
  • 27 and 28 are diagrams illustrating a signal transmission method through a polarization antenna array structure according to the present invention.
  • 29 is a diagram showing the configuration of a base station and a terminal according to the present invention. [Form for implementation of invention]
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • Various operations performed for communication with a mobile station in a network made may be performed by a base station or other network nodes other than the base station.
  • a 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • eNB eNode B
  • ABS advanced base station
  • the terminal may be a user equipment (UE), a mobile station (MS), a subscriber station (SS), or a mobile subscriber station (Mobile Subscriber Station). , MSS, Mobile Terminal, or Advanced Mobile Station (AMS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • SS subscriber station
  • AMS Mobile Subscriber Station
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node providing a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node receiving a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station may be a transmitting end and a base station may be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of IEEE 802.XX systems, 3rd Generation Partnership Project (3GPP) systems, 3GPP LTE systems, and 3GPP2 systems, which are wireless access systems, and in particular
  • embodiments of the present invention may be supported by 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, and 3GPP TS 36.321 documents. That is, obvious steps or parts which are not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents.
  • all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA does not support UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access (CDMA2000) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is a part of UMTSCUniversal Mobile Telecommunications System.
  • 3GPP Long Term Evolution (LTE) is part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (Advanced) system is an improved system of the 3GPP LTE system.
  • embodiments of the present invention will be described based on the 3GPP LTE / LTE-A system, but can also be applied to IEEE 802.16e / m system and the like.
  • a UE receives information from a base station through downlink (DL) and transmits information to a base station through uplink (UL).
  • the information transmitted and received by the base station and the terminal includes general data information and various control information, and various physical channels exist according to the type / use of the information they transmit and receive.
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in units of subframes, and one subframe includes a plurality of subframes. It is defined as a certain time interval including an OFDM symbol.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to TDD time division duplex (FDD).
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is called a TTKtransmission time interval).
  • one subframe may have a length of 1 ms
  • one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • an OFDM symbol represents one symbol period.
  • An OFDM symbol may also be referred to as an SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a CP Cyclic Prefix).
  • CP has extended CH extended CP) and normal CP normal CP).
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be seven.
  • the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 OFDM symbols, and thus, one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe are allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), the remaining OFDM symbols are PDSCH (physical downlink) shared channel).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • FIG. 1B is a diagram showing the structure of a type2 radio frame.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe regardless of the type of a radio frame is composed of two slots.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot. This is the case in which an OFDM symbol consists of a normal CP.
  • the downlink pilot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located in the k th subcarrier and the 1 st OFDM symbol.
  • one resource block includes 12x7 resource elements (in the case of an extended CP, 12x6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • NDL is the number of resource blocks included in a downlink slot. The value of NDL may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of a base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. Up to three OFDM symbols in front of the first slot in one subframe can be controlled. Corresponds to the control region to which the channel is assigned. The remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical HARQ indicator channel. (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel, PHICH).
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PDCH physical downlink control channel
  • HARQ indicator channel Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer for uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of an uplink shared channel (UL-SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • Resource allocation of a higher layer control message such as a random access response transmitted to the UE, a set of transmit power control commands for individual terminals in a certain terminal group, transmission power control information, activation of VolHVoice over IP), and the like. It may include.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive control channel elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • CCE corresponds to a plurality of 'resource element group.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station is transmitted to the terminal
  • PDCCH format is determined according to DCI and cyclic redundancy check is performed on control information.
  • CRC Redundancy Check
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific UE, the cell-NTCC-RNTI) identifier of the UE may be masked to the CRC. Or, if the PDCCH is for a paging message, a paging indicator identifier (P-RNTI) may be masked to the CRC.
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB)
  • SI-RNTI system information identifier and system information RNTI
  • SI-RNTI system information RNTI
  • the random access -RNTKRA-RNTI may be masked to the CRC.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called that the resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • each transmit antenna has an independent data channel.
  • the receiver may estimate the channel for each of the transmit antennas and receive data transmitted from each transmit antenna.
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which the strength of a signal is rapidly changed due to a multi path-time delay in a wireless communication system environment.
  • a reference signal known to both the transmitter and the receiver is required.
  • the reference signal is simply RSCReference Signal) or a pilot may be referred to according to the applied standard.
  • a downlink reference signal transmitted by a base station is defined.
  • the downlink reference signal is a coherent such as a Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH), a Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), a Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), and a Physical Downlink Control CHannel (PDCCH). Pilot signal for demodulation.
  • the downlink reference signal includes a common reference signal (CRS) shared by all terminals in a cell and a dedicated reference signal (DRS) for a specific terminal only.
  • the common reference signal may be called a cell-speciiic reference signal.
  • the dedicated reference signal may also be called a UE-spediic reference signal or a demodulation reference signal (DMRS).
  • a downlink reference signal allocation scheme in the existing 3GPP LTE system will be described.
  • the position (ie, reference signal pattern) of a resource element on which a reference signal is transmitted will be described based on one resource block pair (12 subcarrier lengths on one subframe length X frequencies in time).
  • One subframe consists of 14 OFDM symbols (normal CP case) or 12 OFDM symbols (extended CP case), and the number of subcarriers in one OFDM symbol is 128, 256, 512, 1024, 1536 or 2048. Select one and use it.
  • FIG. 5 shows a pattern of a common reference signal (CRS) for a case where 1-TTI (ie, one subframe) has 14 OFDM symbols.
  • 5 (a), 5 (b) and 5 (c) are for the CRS pattern for a system having one, two and four transmit antennas, respectively.
  • R0 represents a reference signal for antenna port index 0.
  • FIG. 5 R1 denotes an antenna port index 1 ⁇
  • R2 denotes an antenna port index 2 and
  • R3 denotes a reference signal for the antenna port index 3.
  • the reference signal is transmitted. At all other antenna ports except the antenna port, no signal is transmitted to prevent interference.
  • the reference signal may be protected by shifting (translating) the reference signal pattern in a subcarrier unit or an OFDM symbol unit in a frequency domain or a time domain so that a collision of signals does not occur. For example, in the case of 1 transmit antenna transmission, since a reference signal is located at 6 subcarrier intervals on one OFDM symbol, when a shift of a frequency domain subcarrier unit is applied to each cell, at least 5 neighboring cells are on different resource elements.
  • the reference signal can be located. For example, the frequency shift of the reference signal may appear as cells 2 to 6 of FIG. 6.
  • the receiver reduces interference by a reference signal received from an adjacent cell to improve channel estimation performance. It may be.
  • This PN sequence may be applied in units of OFDM symbols in one subframe.
  • the PN sequence may have a different sequence applied to each cell ID, subframe number, and OFDM symbol position.
  • a system having an extended antenna configuration for example, a wireless communication system supporting 8 transmission antennas
  • an existing communication system supporting 4 transmission antennas for example, 3GPP LTE Release 8 or 9 system
  • DMRS-based data demodulation is considered in order to support efficient operation of reference signals and advanced transmission schemes, that is, data transmission through an extended antenna.
  • the DMRS may be defined for two or more layers to support the D. Since the DMRS is precoded by the same precoder as the data, the channel information for demodulating data at the receiving side can be easily estimated without additional precoding information. On the other hand, the downlink receiving side is precoded for the extended antenna configuration through the DMRS While information can be obtained, to obtain channel information that is not precoded.
  • a separate reference signal other than DMRS is required.
  • a reference signal for acquiring channel state information (CSI) may be defined at the receiving side, that is, the CSI-RS.
  • the CSI-RS may be transmitted through eight antenna ports, and antenna port indexes 15 to 22 may be used to distinguish the antenna port to which the CSI-RS is transmitted from the antenna port in the existing 3GPP LTE release -8/9. Can be.
  • a region in which a downlink control channel is transmitted basically the first three OF VI symbols of each subframe may be used, and one to three OFDM symbols may be used according to the overhead of the downlink control channel.
  • PCFICH may be used to adjust the number of OFDM symbols for the downlink control channel for each subframe.
  • the PHICH may be used to provide an acknowledgment (acknowledgement response (ACK) / negative acknowledgment (NACK)) for the uplink transmission through the downlink.
  • ACK acknowledgement response
  • NACK negative acknowledgment
  • PDCCH may be used for transmission of control information for downlink data transmission or uplink data transmission.
  • FIG. 7 and 8 show that the downlink control channels as described above are allocated in a resource element group (REG) unit in the control region of each subframe.
  • REG resource element group
  • FIG. 8 is for a system having four transmit antenna configurations.
  • REG which is a basic resource unit to which a control channel is allocated, is composed of four REs concatenated in the frequency domain except for resource elements to which reference signals are allocated.
  • a certain number of REGs may be used for transmission of the downlink control channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • the PDCCH may be transmitted between the OFDM symbol indexes 0 to 2, or the OFDM symbol index 0 may be used according to the overhead of the control channel. OFDM symbol indexes 0 and 1 may be used, or OFDM symbol indexes 0 to 2 may be used. As such, the number of OFDM symbols used by the control channel may be changed for each subframe, and information on this may be provided through the PCFICH. Therefore, the PCFICH must be transmitted in each subframe.
  • PCFICH CFKControl Format Indicator
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • the REG shown in FIG. 9 is composed of four subcarriers, is composed only of data subcarriers except RS (reference signal), and in general, a transmit diversity scheme can be applied.
  • the position of the REG may be frequency shifted from cell to cell (ie, according to the Sal identifier) so as not to interfere with the cells.
  • the PCFICH is always transmitted in the first OFDM symbol (OFDM symbol index 0) of the subframe. Accordingly, when receiving a subframe, the receiver first checks the information of the PCFICH to determine the number of OFDM symbols to which the PDCCH is transmitted. Accordingly, control information transmitted through the PDCCH may be received.
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • FIG. 10 is a diagram illustrating positions of PCFICH and PHICH channels generally applied in a specific bandwidth.
  • ACK / NACK information for uplink data transmission is transmitted through the PHICH.
  • Several PHICH groups are created in one subframe, and several PHICHs exist in one PHICH group. Therefore, one PHICH group includes PHICH channels for several terminals.
  • the PHICH allocation for each terminal in a plurality of PHICH groups is based on a lowest PRB index of a PUSCH resource allocation.
  • a cyclic shift index for a demodulation reference signal (DMRS) transmitted through an uplink grant PDCCH is an uplink reference signal and is used for channel estimation for demodulation of uplink data.
  • a PHICH resource is known through an index pair such as ⁇ CH), where w CH ) denotes a PHICH group number, and // represents an orthogonal time within the PHICH group. Means an orthogonal sequence index. "/ wo / and" micH are defined as in Equation 1 below.
  • Equation 1 in the uplink transmission associated with the PHICH
  • N SF is a spreading factor size used for PHICH.
  • PRB -— is the lowest PRB index of uplink resource allocation. Is the number of PHICH groups set, It is defined as Equation 2.
  • N s is information on the amount of PHICH resources transmitted on a physical broadcast channel (PBCH), and ⁇ ⁇ has a 2-bit size (expressed as ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ). do.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • the PHICH group may be configured in different time domains (ie, different OSCOFDM symbols) in one subframe as shown in FIG. 11 according to the PHICH duration.
  • the control information transmitted through the PDCCH may vary in size and use of control information according to downlink control information (DCI) format, and the size of the PDCCH may vary according to a coding rate.
  • DCI downlink control information
  • a coding rate For example, DCI formats used in the existing 3GPP LTE release -8/9 may be defined as shown in Table 3 below.
  • the DCI format of Table 3 is independently applied to each UE, and PDCCHs of multiple UEs may be multiplexed simultaneously in one subframe.
  • PDCCH of each multiplexed terminal is independently channel coded and CRC is applied.
  • a unique identifier of each terminal may be masked on the CRC of the PDCCH, so that the terminal may receive its own PDCCH channel.
  • the UE since the UE cannot know the location of its own PDCCH channel, it checks whether every PDCCH channel of the corresponding DCI format is a PDCCH channel having its ID in every subframe and blinds until receiving the corresponding PDCCH. Blind detection must be performed.
  • the basic resource allocation unit of the PDCCH is CCECControl Channel Element), and one CCE is composed of nine REGs.
  • One PDCCH may consist of one, two, four or eight CCEs.
  • the PDCCH configured according to each terminal is interleaved and mapped to the control channel region of each subframe by a CCE-to-RE mapping rule.
  • the RE location to which the CCE is mapped may vary depending on the number of OFDM symbols, the number of PHICH groups, the transmission antenna and the frequency shift for the control channel of each subframe.
  • Uplink retransmission may be indicated through the aforementioned PHICH and DCI format 0 (DCI format scheduling PUSCH transmission).
  • the UE may perform synchronous non-adaptive retransmission by receiving an ACK / NACK for previous uplink transmission through the PHICH, or the UE may perform DCI format 0 PDCCH from the base station By receiving the uplink grant through the synchronous adaptive (adaptive) retransmission can be performed.
  • Synchronous transmission refers to a method in which retransmission is performed at a predetermined time point (eg, n + kth subframe) after a time point of transmitting one data packet (eg, n-th subframe). (k may for example be 4).
  • a predetermined time point eg, n + kth subframe
  • k may for example be 4
  • synchronous retransmission is performed.
  • a frequency resource eg, physical resource block (PRB)
  • PRB physical resource block
  • a transmission method eg, modulation method, etc.
  • the same frequency resource and transmission method are applied to retransmission.
  • the frequency resource and the transmission method for performing the retransmission may be set differently from the previous transmission according to the scheduling control information indicated by the uplink grant.
  • the UE If the UE receives the PHICH and simultaneously receives the uplink grant PDCCH, the UE ignores the PHICH and applies the control information of the uplink grant PDCCH. Therefore, uplink transmission can be performed.
  • the uplink grant PDCCH for example, DCI format 0
  • the uplink grant PDCCH includes a new data indicator (NDI)
  • NDI new data indicator
  • the L NDI bit is toggled compared to a previously provided NDI value
  • the UE The transfer is considered successful and new data can be transferred.
  • the UE even if the UE receives the ACK for the previous transmission through the PHICH, if the NDI value is not toggled in the uplink grant PDCCH received at the same time or after receiving the PHICH, the UE is configured not to flush the buffer for the previous transmission do.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a structure of a transmitter according to an SC-FDMA scheme.
  • One block composed of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter (1201).
  • the parallel signal is spread through the N-point DFT module 1202, which is then mapped in the frequency domain by the subcarrier mapping modules 1203.
  • the signal on each subcarrier is a linear combination of N symbols.
  • the signal mapped to the frequency domain is converted into a time domain signal via M-point IFFT modes 1204.
  • the time domain signal is converted into a serial signal through a parallel-to-serial converter 1205 and CP is added.
  • the effect of the IFFT processing of the M-point IFFT modes 404 is partially offset by the DFT processing of the N-point DF models 1202.
  • the SC-FDMA scheme may be referred to as a DFT-s-OFDMA (DFT-sread-OFDMA) scheme.
  • the signal input to the DFT mode 1202 has a low peak-to-average power ratio (PAPR) or cubic metric (CM), but has a high PAPR after the DFT processing, and the IFFT of the IFFT mode 1204
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • the signal output by the process may again have a low PAPR. That is, the SC-FDMA scheme transmits by avoiding the nonlinear distortion period of the power amplifier (PA), thereby reducing the implementation cost of the transmitter.
  • PA power amplifier
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a signal output from the DFT models 1202 is mapped to a frequency domain.
  • the signal output from the SC-FDMA transmitter has a single carrier characteristic (Single
  • FIG. 13 (a) shows the output from the DFT module 1202. A localized mapping scheme in which a signal is mapped to a specific portion of a subcarrier region is mapped.
  • FIG. 13B illustrates a distributed mapping scheme in which signals output from the DFT models 1202 are distributed and mapped in the entire subcarrier region. In the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system, it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulating a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is transmitted by IFFT processing after subcarrier mapping after the signal generated in the time domain is converted into a frequency domain signal through DFT processing (see FIG. 12). It is defined that the DFT process is skipped and generated directly in the frequency domain, mapped onto the subcarrier, and then transmitted through IFFT processing and CP addition.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating symbol positions to which a reference signal (RS) is mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 15 (a) shows that an RS is located in a fourth SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of a normal CP.
  • FIG. 15 (b) shows that an RS is located in a third SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of an extended CP.
  • the cluster method DFT-s-OFDMA is a variation of the above-described SC-FDMA, in which a DFT-processed signal is divided into a plurality of sub-blocks and then mapped to positions spaced apart from the frequency domain.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining a cluster-based DFT-s-OFDMA scheme on a single carrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb-l are all mapped onto one carrier (eg, a carrier of 20 MHz bandwidth), and each sub-block is on the frequency domain. It may be mapped to spaced locations.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • 17 and 18 illustrate a clustered DFT-s-OFDMA scheme on a multicarrier. It is a figure for demonstrating a technique.
  • FIG. 17 shows subcarriers between adjacent carriers in a situation in which multiple carriers (or multiple cells) are contiguously configured (that is, a frequency band of each of multiple carriers (or multiple cells) is allocated continuously).
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may each be mapped on component carriers # 0 to #Nsb_l (each carrier (or cell) may for example have a 20 MHz bandwidth May have).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time-domain signal through one IFFT mode.
  • FIG. 18 illustrates a plurality of IFFTs in a situation in which multiple carriers (or cells) are configured non-contiguously (that is, in a situation in which frequency bands of each of multiple carriers (or multiple cells) are not allocated consecutively).
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocktalks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may be mapped onto carriers (or cells) # 0 to # Nsb-l respectively (each carrier (or sal) may be For example, 20 MHz bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through respective IFFT models.
  • the cluster method DFT-s-OFDMA on the single carrier described with reference to FIG. 16 is an inter-carrier (or intra-cell) DFT-s-OFDMA
  • the multicarrier described with reference to FIGS. Or DFT-s-OFDMA on a cell may be referred to as inter-carrier (or inter-cell) DFT-s-OFDMA.
  • Such intra-carrier DFT-s-OFDMA and inter-carrier DFT-s-OFDMA may be common to each other.
  • Nx SC-FDMA Partial-specific DFT-s ⁇ OFDMA may be referred to as Nx SC-FDMA.
  • the code block segmented signal is chunked to perform channel coding and modulation on each part.
  • the modulated signal may be DFT processed, frequency domain mapped and IFFT processed in the same manner as described in FIG. 12 and the outputs from each IFF may be summed to add a CP.
  • the Nx SC-FDMA scheme described with reference to FIG. 19 may be applied to a case of concatenating multiple carriers (or multiple cells) or non-concatenating multiple carriers (or multiple cells).
  • FIG. 20 illustrates a basic system structure for a MIMO system having multiple transmit antennas and / or multiple receive antennas. Each block of FIG. 20 conceptually illustrates a function or operation at a transmitter and a receiver for MIMO transmission.
  • the channel encoder of FIG. 20 illustrates an operation of adding redundancy bits to input data bits, thereby reducing the influence of noise from the channel.
  • the mapper represents an operation of converting data bit information into data symbol information.
  • Serial-to-parallel converters represent the operation of converting serial data into parallel data.
  • the multi-antenna encoder represents an operation of converting data symbols into time-spatial signals.
  • the multiple antenna of the transmitting end transmits such a space-time signal through a channel, and the multiple antenna of the receiving end receives a signal through the channel.
  • the multi-antenna decoder of FIG. 20 illustrates an operation of converting a received space-time signal into respective data symbols.
  • the parallel / serial converter represents the operation of converting a parallel signal into a serial signal.
  • the demapper represents an operation of converting data symbols into data bit information. It indicates the decoding operation for the channel code in the channel decoder, and as a result, the data can be estimated.
  • the MIMO transceiving system as described above is space . Depending on the multiplexing rate It can have one or several codewords spatially.
  • the case of having one codeword spatially is called Single Codeword (SCW) structure, and the case of having multiple codewords is called Multiple CodeWord. , MCW) structure.
  • SCW Single Codeword
  • MCW Multiple CodeWord
  • FIG. 21 (a) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the SCW structure
  • FIG. 21 (b) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIM0 system having the MCW structure.
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • a set of precoding matrices are defined in advance at a transmitter and a receiver, and a receiver measures channel information from a transmitter to determine the most suitable precoding matrix (ie, a precoding matrix index).
  • PMI Precoding Matrix Index
  • the transmitting end is a technique of applying appropriate precoding to the signal transmission based on the PMI, since a method of selecting an appropriate precoding matrix from a predetermined set of precoding matrices.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission tank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiving end may have a maximum likelihood (ML) or minimum mean (MMSE).
  • the optimal precoding matrix can be selected by measuring the received signal using the Square Error method.
  • the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end. Although transmitting is illustrated, the present invention is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the tank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix. '
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermitian of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter. , Or Hermit) matrix (P H ) by multiplying the received signal.
  • Table 4 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9, and Table 5 shows 4 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission using.
  • a set is constructed from the equations. Where / is a 4x4 single matrix And "" are the values given in Table 5.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, There are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding loop systems.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 5 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • the codebook described above has common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include ⁇ 'and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of specific columns of the high hank precoding matrix.
  • the limited alphabetic feature means that each element of every precoding matrix in the codebook is limited. For example, each element of the precoding matrix is limited to only the element ( ⁇ 1) used for Binary Phase Shift Keying (BPSK),
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the downlink channel information may be fed back via the PUCCH or the downlink channel information may be fed back via the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically (periodic), and in case of PUSCH Channel information is fed back aperiodicly according to the request of the base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information on the allocated all frequency bands (ie, widebands (WBs)), and channels for a specific number of RBs (ie, subbands (SBs)). You can also feed back information.
  • WBs widebands
  • SBs subbands
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a polarization antenna structure according to the present invention.
  • a polarimetric antenna may be configured as a pair of one electric dipole antenna 2310 and one magnetic loop antenna 2320.
  • the electric dipole antenna (or dipole antenna) is responsible for the vertical component of the signal transmitted by the polarization antenna
  • the magnetic tuff antenna or loop antenna
  • the length of the dipole antenna 2310 is L, and although shown as one connected straight line in FIG. 23, the dipole antenna 2310 may be implemented with two different pole conductors separated based on the center of the antenna.
  • the loop antenna 2320 has a length of a radius, and the polarized antenna may be implemented in a form in which a midpoint of the dipole antenna 2310 is disposed at the center of the loop antenna 2320.
  • 24 and 25 illustrate an electromagnetic field pattern of the polarization antenna structure according to the present invention.
  • 24 and 25 illustrate the electromagnetic field patterns generated by the dipole antenna 2310 and the loop antenna 2320 in the structure of the polarization antenna described with reference to FIG. 23.
  • Equations 3 and 4 the electric field (E) and the magnetic field (H) generated when a sinusoidal current is transmitted to the dipole antenna 2410 of FIG. 24A are represented by Equations 3 and 4 below. It can be expressed through spherical coordinates.
  • Equations 3 and 4 ⁇ represents a phasor vector of the electric field emitted by the dipole antenna 2410, H represents a phasor vector of the magnetic field emitted by the dipole antenna 2410, and ⁇ is Wavelength of the electromagnetic wave, e 0 is the permittivity in vacuum (approximately 8.85 * 10 12 F / m), ⁇ 0 is the permeability in vacuum (approximately 4 ⁇ * 10— 7 N / A 2 ), L is the dipole antenna The length of 2410, I represents the strength of the input current.
  • the electric field radiated by the dipole antenna 2410 proceeds in two directions f and ⁇ , and the magnetic field has only a ⁇ component.
  • the electric and magnetic fields generated when the sinusoidal current flows through the loop antenna 2420 of FIG. 24B may be expressed through spherical coordinate systems as shown in Equations 5 and 6 below.
  • Equations 5 and 6 E denotes a phasor vector of the electric field radiated by the loop antenna 2420, H denotes a phasor vector of the magnetic field radiated by the loop antenna 2420, and ⁇ denotes a Wavelength, e 0 is the permittivity in vacuum (about 8.85 * KT 12 F / m), ⁇ 0 is the permeability in vacuum (about 4 ⁇ * ⁇ 7 N / A 2 ), a is the loop antenna (2420 The length of the radius, i, represents the strength of the input current.
  • a magnetic field H e passing through a surface on which the loop antenna 2520 is located must change.
  • the magnetic field of the dipole antenna 2510 has only the ⁇ component, and the ⁇ direction is perpendicular to the area vector of the surface where the loop antenna 2520 is disposed, so that the voltage change of the dipole antenna 2510 is There is no effect on the voltage of the loop antenna 2520.
  • the electric field () in order to change the voltage of the dipole antenna 2540 in FIG.
  • the electric field () must change along the axial direction of the dipole antenna 2540.
  • the electric field of the loop antenna 2530 has only the $ direction component. Since the $ direction is a direction perpendicular to the axis of the dipole antenna 2540, there is no influence of the voltage change of the tuff antenna 2530 on the dipole antenna 2540.
  • the dipole antenna array formed by the plurality of dipole antennas and the loop antenna array formed by the plurality of loop antennas consume power independently.
  • the power dissipated by current and voltage changes is the average of the product of current and voltage.
  • power consumption is calculated as a function of current and voltage. Therefore, the power consumed by each of the dipole and loop antennas in the polarized antenna is expressed as a function of the current applied to each antenna and the voltage formed.
  • the current flowing into the loop antenna does not affect the calculation of the power consumed by the dipole antenna.
  • the two antennas may be divided and bump-formed. That is, the electric field radiated by the dipole antenna in the far field far from the reference position is approximated in ⁇ direction, and similarly the electric field radiated by the loop antenna in the far field is approximated in ⁇ direction.
  • the bumping in the direction ( ⁇ , ⁇ ) through the polarization antenna can be achieved by independently forming the two antennas. .
  • 26 is a diagram illustrating a polarization antenna array structure according to the present invention.
  • a polarization gain is obtained by specifying an arrangement structure of a plurality of polarization antennas, and at the same time, an optimal panforming is calculated in the arrangement structure.
  • each polarization transmitting system operates independently without interference between antennas and consumes energy independently, thereby significantly lowering the implementation complexity.
  • the input current can be quickly calculated through the FFT for each polarized antenna 2610. Accordingly, unlike the arrangement of the general integrated antenna, even if the number of antennas increases, the amount of calculation increases, and thus the burden on the system for implementing the optimal pan-forming input signal is small.
  • the polarization antenna array structure 2600 may be configured of a plurality ( n ) polarization antennas 2610 arranged in a circular shape. Since each of the polarized antennas 2610 includes one dipole antenna and one loop antenna, the polarized antenna array structure 2600 includes 2n antennas in total.
  • the plurality of polarized antennas 2610 are disposed spaced apart at regular intervals D in a circle on the same plane.
  • the optimum input current is calculated when the desired bump forming direction is set.
  • the pan-forming direction is expressed as ( ⁇ 0 , ⁇ 0 ) in the spherical coordinate system
  • the dipole antenna array and the loop antenna array consume power independently.
  • polarization through each antenna is also transmitted independently, it is possible to divide and form a dipole antenna array and a loop antenna array.
  • a channel model of a dipole antenna and a loop antenna array will be described when using a channel derived through the dyadic Green function.
  • Equation 7 an equivalent channel model for the dipole antenna array may be expressed by Equation 7 below.
  • Equation 7 represents an equivalent channel model for the vertical component of a dipole antenna, that is, a polarization antenna, and is expressed as a product of an arbitrary matrix C and a matrix G representing a channel for an input current J dipole . Meanwhile, in Equation 7, the matrix ⁇ appears due to a power constraint condition when coupling between dipole antennas exists in the process of calculating an equivalent channel model.
  • Equation 7 Current flows through the dipole antenna, and the coordinate of the center of the dipole antenna is
  • the position of the polarized antenna center is represented, whereas the electric field ⁇ ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) measured in the far field r r ( ⁇ , ⁇ ) can be expressed by Equation 9 below.
  • the above process is a case in which a single dipole antenna is considered, and the electric field in the polarization antenna array structure in which a plurality of dipole antennas are arranged in a circle is represented by overlapping electric fields by respective dipole antennas. May appear.
  • Equation 14 the power equation of Equation 12 may be expressed as Equation 14 below.
  • Equation 14 above is derived. Meanwhile, in Equation 14
  • Equation 15 values of the i th row and the j th column of the matrix C are represented by Equation 16.
  • matrix C is a circulant matrix that satisfies € 3 ⁇ 4- ° raod n because 1 , «function n has period n for (H).
  • Equation 8 to 11 and relations 12 to 19 of power consumption of the dipole antenna may be summarized by Equation 20 below.
  • Equation 22 Equation 22
  • Equation 23 Re ⁇ Z ⁇ from Equation 15 may be expressed as Equation 23.
  • Equation 24 may be derived.
  • Equation 26 an equivalent channel model for the loop antenna array may be expressed by Equation 26 below.
  • Equation 26 represents an equivalent channel model for the horizontal component of the loop antenna, that is, the polarization antenna, and represents an arbitrary matrix C and a channel for the input current J loop .
  • Equation 7 the matrix C _ in Equation 26 appears due to power constraints when coupling between loop antennas exists in the process of calculating an equivalent channel model.
  • the electric field ⁇ ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) measured in the far field r >> ( ⁇ ,) is calculated as in Equation 27.
  • Equation 28 [Equation 28]
  • the electric field when a plurality of loop antennas are arranged in a circle is expressed by overlapping electric fields by respective loop antennas, and is represented by Equation 29. .
  • Equation 31 the relationship between the voltage and current for the loop antenna is expressed by Equation 31 below.
  • Equation 32 the power equation of Equation 30 from Equation 1 may be expressed as Equation 32 below.
  • Equation 33 can be derived.
  • Equation 33 values of the i th row and] ' th column of the matrix C are expressed as Equation 34.
  • Equation 26 to Equation 29 for the electric field of the loop antenna, and Equation 30 to Equation 34 for the power consumption of the loop antenna are summarized as Equation 35 below.
  • Equation 37 G is expressed as Equation 37.
  • Equation 38 Re ⁇ Z ⁇ ⁇ may be expressed as: Equation 38. -2 1
  • equation 39 is derived.
  • Equation 25 It is represented by Equation 25 and Equation 40. Equation 7 is derived from Equation 25, and Equation 26 is derived from Equation 40, respectively.
  • the matrix c due to the power constraint will be described in detail.
  • the matrix representing the coupling becomes a cyclic matrix.
  • the circulant matrix c may be expressed by being decomposed as shown in Equation 41 below.
  • Equation 41 the W n matrix represents a DFT matrix of nx n , and the W ⁇ 1 matrix represents an IDFT matrix.
  • Equation 41 c is the first row vector of the matrix C, and the DFT matrix ⁇ is defined as in Equation 42 below.
  • matrix C is a positive definite matrix, so diag (VW ⁇ c T )
  • Equation 44 Equation 44
  • Equation 44 In the above description, in the polarization antenna array structure 2600 of FIG. 26, a dipole antenna array and a loop antenna array can be independently independently formed, and an equivalent channel model for two antennas has been proposed. Hereinafter, a signal transmission process with reference to FIGS. 27 and 28 will be described in detail.
  • 27 and 28 are diagrams illustrating a signal transmission method through a polarization antenna array structure according to the present invention. 27 will be described first.
  • FIG. 27 illustrates a configuration of the transmitter 2700, and the transmitter 2700 according to an embodiment of the present invention may be both a terminal and a base station. As shown at the top of the block diagram, the transmitter 2700 transmits a signal through a polarization antenna array structure in which a plurality of polarization antennas are arranged in a circle.
  • the transmitter 2700 generates or acquires three types of input information for generating a transmission signal. This input information is shown at the bottom of FIG. 27 and the three types of input information become input values of a process for generating a transmission signal.
  • First input information the transmitter 2700 wishes to transmit via a dipole antenna and a loop antenna respectively.
  • X dipole and X loop respectively.
  • ( ⁇ , ⁇ ) which determines the bump forming direction.
  • the third input information is P dipole , P loop which controls the power consumption of the dipole and loop antenna arrays.
  • the input information is multiplied by G H, which is a hermitian matrix of matrix G obtained through channel estimation, etc. (2720), and C 1, which is an inverse of C, which is a matrix representing coupling between antennas,
  • G H which is a hermitian matrix of matrix G obtained through channel estimation, etc.
  • C 1 which is an inverse of C, which is a matrix representing coupling between antennas
  • the losing process is performed (2780).
  • the transmitter 2700 receives the information on the matrix C in advance from the process of channel estimation or from the receiver.
  • the output values J dipole and J loop are obtained (2790 J dipole and J Ioop are obtained by dipole antenna array and loop, respectively).
  • the current value input to the antenna array is adjusted (2770).
  • the output value of the digital stage 28 10 is a current value input to the antenna stage 2820, and X dip e and X loop , which are information to be transmitted, are bump-formed through the antenna stage 2820 having a polarization antenna array structure. Is sent.
  • a series of processes processed in the digital stage 2810 may be understood as a precoding process for generating a transmission signal. That is, a transmission signal is generated through a precoding process 2810 for the input signals Xdip 0 le and Xl 00p . Subsequently, the transmission signal is input to an antenna stage 2820 that performs a bumping to a predetermined position, is radiated through a polarization antenna array structure, and transmitted to a target device, a terminal, or a base station.
  • FIG. 27 and output as a J dipole, J loop of the digital stage (2810) is obtained according to the procedure described in 28 is not the same meaning as J dipole, J loop in (7) and equation (26) Can be interpreted as For convenience of explanation, hereinafter, J dipole and J loop in Equations 7 and 26 are expressed as J'dipole 'J'loop.
  • J dipole, J loop ⁇ the value obtained in the process of obtaining the J dipole , J loop calculated in Figures 27 and 28,
  • J'dipole 'loop ° fl multiplied can be J dipole J loop .
  • Equation 45 J ' dipole , J' loop can be expressed as Equation 45 below.
  • x dipole and x loop are information to be transmitted through a channel, and mean information transmitted from a polarization antenna to a dipole antenna and a loop antenna, respectively.
  • the base station 2910 may include reception modules 2911, transmission modules 2912, processor 2913, memory 2914, and a plurality of antennas 2915.
  • the plurality of antennas 2915 are devices supporting MIMO transmission and reception, and include the polarization antenna array structure described above.
  • the receiving module 2911 may receive various signals, data, and information on an uplink from the terminal 2920.
  • the transmission module 2912 may transmit various signal # data and information on the downlink to the terminal 2920.
  • the processor 2913 may control the overall operation of the base station 2910.
  • the processor 2913 of the base station 2910 performs a function of processing information received by the base station 2910, information to be transmitted to the outside, and the memory 2914 determines arithmetic processed information and the like. It can be stored for a time and can be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • a terminal 2920 includes reception modules 2921, transmission modules 2922, a processor 2913, a memory 2924, and a plurality of antennas 2925. can do.
  • the plurality of antennas 2925 are devices supporting MIMO transmission and reception and include the polarization antenna array structure described above.
  • the receiving module 2921 may receive various signals, data, and information on downlink from the base station 2910.
  • the transmission modules 2922 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station 2910.
  • the processor 2913 may control the overall operation of the terminal 2920.
  • the processor 2913 of the terminal 2920 further includes information received by the terminal 2920; Performs arithmetic operations on information to be transmitted to the outside, and the memory 2924 operates
  • the processed information may be stored for a predetermined time and may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the description of the base station 2910 may be equally applicable to a relay apparatus as a downlink transmission entity or an uplink reception entity, and the description of the terminal 2920 is a downlink. The same may be applied to a relay apparatus as a receiving subject or an uplink transmitting subject.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • a method according to embodiments of the present invention may include one or more ASICs Application Specific Integrated Circuits (DSPs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), Programmable Logic Devices (PLDs), Field Programmable Gate Arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • DSPs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs Field Programmable Gate Arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 다이폴 안테나를 통해 전송할 제 1 입력 정보를 생성하는 단계, 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 루프 안테나를 통해 전송할 제 2 입력 정보를 생성하는 단계, 제 1 입력 정보 및 제 2 입력 정보를 각각 프리코딩하여 복수의 다이폴 안테나를 통해 전송될 제 1 전송 신호 및 복수의 루프 안테나를 통해 전송될 제 2 전송 신호를 생성하는 단계 및 편파 안테나 배열 구조를 통해 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 전송하는 단계를 포함하고, 편파 안테나는 하나의 다이폴 안테나 및 하나의 루프 안테나의 쌍으로 구성되며, 복수의 편파 안테나가 일정한 간격에 따라 원형으로 배치되어 편파 안테나 배열 구조를 형성하는 것인 신호 전송 방법 및 송신기가 개시된다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법 및 송신기
【기술분야】
[1] 본 발명은 MIMO 시스템에서 복수의 편파 안테나로 구성되는 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법 및 이를 지원하는 송신기에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] MIMO (Multiple Input Multiple Output) 전송 기술은 복수의 안테나를 통해 신호를 전송함으로써 높은 전송 속도를 획득하는 기술로, 통신 시스템의 속도를 향상시키는 주요한 기술 중 하나이다. 복수의 안테나를 집적하여 사용할 때, 종래에는 안테나 간의 간격을 파장의 절반 이상 떨어뜨려 서로 영향 (즉， 커플링 (coupling))이 없는 경우에 대한. 많은 연구가 있었다. 그러나， 안테나가 많아질수록 안테나의 집적 공간이 커지기 때문에 커플링을 극복하기 위한 집적 안테나 배열 (compact antenna array)에 대한 연구가 이어져왔다.
[3] 커플링을 극복하기 위한 하나의 방안으로， 한 지점에 여러 개의 안테나를 집적하는 편파 안테나 (polarimetric antenna)를 생각해볼 수 있다. 그러나, 편파 안테나는 한 지점에 6개의 안테나 만이 집적될 수 있기 때문에, 많은 수의 안테나를 확보하기가 어렵다는 한계가 있다. 이에 따라, 많은 수의 안테나를 반파장 보다 짧은 거리 이내에 집적하는 연구가 이어져오고 있으며, 안테나를 밀집하여 배치하였을 때 통신 성능이 향상되는 것을 기대하고 있다.
[4] 이러한 흐름을 고려하여， 안테나 간의 커플링 복잡도를 낮추는 편파 안테나의 배열 구조가 제시되어야 하며, 편파 안테나 배열 구조에 따른 최적의 빔포밍 방법 또한 함께 제시될 필요가 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[5] 본 발명은 상기한 바와 같은 기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서， 본 발명의 목적은 송신단에서의 계산 복잡도를 낮추는 편파 안테나의 배치 형태를 제안하는 것이다. [6] 본 발명의 또 다른 목적은 제안된 편파 안테나의 배치 형태에서 최적의 빔포밍 또는 프리코딩 방안을 제안하는 것이다.
[7] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식올 가진 자에 의해 고려될 수 있다.
【기술적 해결 방법】
[8] 상기 기술적 과제를 해결하기 위한 신호 전송 방법은 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 다이폴 안테나 (dipole antenna)를 통해 전송할 제 1 입력 정보를 생성하는 단계, 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 루프 안테나 (loop antenna)를 통해 전송할 게 2 입력 정보를 생성하는 단계， 제 1 입력 정보 및 제 2 입력 정보를 각각 프리코딩하여 복수의 다이폴 안테나를 통해 전송될 제 1 전송 신호 및 복수의 루프 안테나를 통해 전송될 제 2 전송 신호를 생성하는 단계 및 편파 안테나 배열 구조를 통해 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 전송하는 단계를 포함하고， 편파 안테나는 하나의 다이폴 안테나 및 하나의 루프 안테나의 쌍 (pair)으로 구성되며, 복수의 편파 안테나가 일정한 간격에 따라 원형으로 배치되어 편파 안테나 배열 구조를 형성한다.
[9] 복수의 다이폴 안테나는 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수직방향 성분을 생성하고， 복수의 루프 안테나는 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수평방향 성분을 생성할 수 있다.
[10] 신호 전송 방법은 복수의 다이폴 안테나가 소모하는 전력을 조절하는 제 1 전력 값 및 복수의 루프 안테나가 소모하는 전력을 조절하는 제 2 전력 값을 생성하는 단계를 더 포함하고, 제 1 전송 신호를 생성하는 단계는 제 1 입력 정보와 함께 제 1 전력 값을 처리하여 제 1 전송 신호를 생성하고， 제 2 전송 신호를 생성하는 단계는 제 2 입력 정보와 함께 제 2 전력 값을 처리하여 제 2 전송 신호를 생성할 수 있다.
[11] 편파 안테나는 다이폴 안테나와 루프 안테나가 서로 간에 커플링을 경험하지 않도록 구성될 수 있다.
[12] 편파 안테나 배열 구조에서 복수의 다이폴 안테나 간의 커플링 또는 복수의 루프 안테나 간의 커플링으로 인한 전력 제약 (power constraint)은 행렬 C로 표현되며， 행렬 C는 복수의 편파 안테나의 배치로 인하여 순환 행렬 (circulant matrix)로 표현될 수 있다.
[13] 행렬 C는 양의 정부호 행렬 (positive definite matrix)이며， 수학식 c = 」 ， ᄉ ， ， ， ， ή
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로 표현되고， 수학식에서 W_n은 nXn 의 DFT 행렬을 나타내고, W_r (-l)행렬은 nXn 의 IDFT 행렬을 나타내고， N은 편파 안테나 배열 구조에 포함된 편파 안테나의 개수를 나타내고， c는 행렬 C의 첫번째 행 백터를 나타낼 수 있다.
[14] 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 생성하는 단계는 채널 추정을 통한 채널의 영향 및 행렬 C에 기초하여 제 1 입력 정보를 프리코딩하는 단계， 및 채널의 영향 및 행렬 C에 기초하여 제 2 입력 정보를 프리코딩하는 단계를 포함할 수 있다.
[15] 상기 기술적 과제를 해결하기 위한 송신기는 전송모들 수신모들 및 전송모들 및 수신모들을 제어하여 신호를 전송하는 프로세서를 포함하되， 프로세서는 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 다이폴 안테나 (dipole antenna)를 통해 전송할 제 1 입력 정보를 생성하고, 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 루프 안테나 (loop antenna)를 통해 전송할 제 2 입력 정보를 생성하고, 제 1 입력 정보 및 제 2 입력 정보를 각각 프리코딩하여 복수의 다이폴 안테나를 통해 전송될 제 1 전송 신호 및 복수의 루프 안테나를 통해 전송될 제 2 전송 신호를 생성하고， 편파 안테나 배열 구조를 통해 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 전송하도록 전송모들을 제어하고, 편파 안테나는 하나의 다이폴 안테나 및 하나의 루프 안테나의 쌍 (pair)으로 구성되며， 복수와 편파 안테나가 일정한 간격에 따라 원형으로 배치되어 편파 안테나 배열 구조를 형성한다.
[16] 이상에서 설명한 실시 예들은 본 발명의 바람직한 실시 예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시 예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명과 도면을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다. 【유리한 효과】
[17] 본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.
[18] 첫째로, 제안된 편파 안테나 배치 구졸르 통해서 복수의 안테나를 집적하여 시스템 성능을 향상시키면서도 커플링을 줄일 수 있다.
[19] 둘째로， 편파 안테나 배열 구조를 구성하는 두 종류의 안테나 간의 커플링이 무시되고 각 종류의 안테나 간의 커플링 계산 복잡도가 간소화되어, 시스템의 프리코딩 부담을 덜 수 있다.
[20] 본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다론 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉， 본. 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
【도면의 간단한 설명】
[21] 이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로， 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들올 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며， 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호 (reference numerals)들은 구조적 구성요소 (structural, elements)를 의미한다.
[22] 도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
[23] 도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
[24] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[25] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[26] 도 5 는 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
[27] 도 6 은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
[28] 도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹 (REG)을 설명하는 도면이다. [29] 도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
[30] 도 10 은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
[31] 도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다.
[32] 도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
[33] 도 13은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
[34] 도 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블톡도이다.
[35] 도 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
[36] 도 16 내지 19는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다.
[37] 도 20은 MIMO 시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
[38] 도 21은 MIMO 시스템의 기능을 설명하는 블톡도이다.
[39] 도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[40] 도 23은 본 발명에 따른 편파 안테나 구조를 도시하는 도면이다.
[41] 도 24 및 도 25는 본 발명에 따른 편파 안테나 구조의 전자기장 패턴을 설명하는 도면이다.
[42] 도 26은 본 발명에 따른 편파 안테나 배열 구조를 도시하는 도면이다.
[43] 도 27 및 도 28은 본 발명의 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법을 설명하는 도면이다.
[44] 도 29는 본 발명에 따른 기지국 및 단말의 구성을 도시하는 도면이다. 【발명의 실시를 위한 형태】
[45] 본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한， 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌， 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다. [46] 이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특장은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[47] 도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
[48] 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함 (comprising 또는 including)"한다고 할 때， 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한， 명세서 전체에서 어떠한 구성이 다른 구성에 "연결"된다고 할 때, 이는 물리적 연결뿐 아니라 전기적 연결 또한 포함할 수 있으며， 나아가 논리적인 연결 관계에 있음을 의미할 수도 있다. 또한， 명세서에 기재된 " ...부"， " ...기"， "모들" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일 (a 또는 an)", "하나 (one)", "그 (the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서 (특히， 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한， 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
[49] 본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[50] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때,
'기지국'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국 (Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[51] 또한， 본 발명의 실시예들에서 단말 (Terminal)은 사용자 기기 (User Equipment, UE), 이동국 (Mobile Station, MS), 가입자 단말 (Subscriber Station, SS), 이동 가입자 단말 (Mobile Subscriber Station, MSS), 이동 단말 (Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말 (Advanced Mobile Station, AMS) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[52] 또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및 /또는 이동 노드를 말하고， 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및 /또는 이동 노드를 의미한다. 따라서， 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고， 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로， 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고， 기지국이 송신단이 될 수 있다.
[53] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.XX 시스템， 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며， 특히， 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 및 3GPP TS 36.321 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[54] 이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.
[55] CDMA는 UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.
[56] UTRA는 UMTSCUniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E- UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.
[57] 이하， 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
[58] 또한， 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[59] 1. 3GPP LTE/LTE-A시스템
[60] 무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크 (Downlink, DL)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고 상향링크 (Uplink, UL)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고， 이들이 송수신 하는 정보의 종류 /용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[61] 도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
[62] 셀를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서， 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
[63] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTKtransmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block, RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block, RB)은 자원 할당 단위이고， 하나의 술롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다。
[64] 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP Cyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CHextended CP)와 일반 CP normal CP)가 있다. 예를 들어， OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우， 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
[65] 일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
[66] 도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Period, GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색， 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
[67] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[68] 도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면， 하향링크 弯롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element)를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 1번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에， 하나의 자원블록은 12x7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12X6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로， 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
[69] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel, PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉， 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어， 물리 제어 포맷 지시자 채널 (Physical Control Format Indicator Channel, PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel, PDCCH), 물리 HARQ지시자 채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel, PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information, DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보, VolHVoice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다.
[70] 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element, CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의' 자원 요소 그룹에 대응한다.
PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는
DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic
Redundancy Check, CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier, RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cell- RNTKC-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면， 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier, P- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블톡 (SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속응답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTKRA- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[71] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel, PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel, PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다.
[72] 참조신호
[73] MIMO 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정 (channel estimation)은 페이딩 (fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로 (multi path)-시간지연 (time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호 (reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RSCReference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿 (Pilot)으로 지칭될 수도 있다.
[74] 기존의 3GPP LTE 릴리즈 (release)-8 또는 릴리즈 -9 시스템에서는 기지국이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호 (downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트 (coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 샐 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호 (Common Reference Signal, CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호 (Dedicated Reference Signal, DRS)가 있다. 공용 참조신호는 샐 -특정 (cell-speciiic) 참조신호라 블릴 수도 있다. 또한， 전용 참조신호는 단말 -특정 (UE-spediic) 참조신호 또는 복조용 참조신호 (Demodulation Reference Signal, DMRS)라 불릴 수도 있다.
[75] 기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치 (즉, 참조신호 패턴)를, 하나의 자원블록 쌍 (시간상으로 하나의 서브프레임 길이 X 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14개 OFDM 심볼 (일반 CP 경우) 혹은 12개의 OFDM심볼 (확장된 CP 경우)로 구성되며, 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수를 128， 256, 512, 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정하여 사용하게 된다.
[76] 도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호 (CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개, 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.
[77] 도 5 에서 R0 는 안테나 포트 인덱스 0에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한, 도 5 에서， R1은 안테나 포트 인덱스 1ᅳ R2는 안테나 포트 인덱스 2 그리고 R3는 안테나 포트 인텍스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호도 전송되지 않는다.
[78] 도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 층돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀 (Cell 1)에서 사용된 것으로 가정하면， 1 번 셀에 인접하는 2번 셀， 3 번 셀 등에서 샐 간에 참조신호의 충돌이 발생하지 않도톡 참조신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 OFDM 심볼 단위의 시프트 (천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어, 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 OFDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위치하므로 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면, 적어도 5개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어, 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.
[79] 또한， 유사 -랜덤 (Pseudo-Random, PN) 시뭔스를 샐 별 하향링크 참조신호에 곱하여 전송함으로써， 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시퀀스는 하나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한， PN 시뭔스는 셀 식별자 (Cell ID), 서브프레임 번호 (subframe number) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다.
[80] 4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어， 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편, 하향링크 수신측에서는 DMRS를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면, 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여
DMRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라, LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보 (Channel State Information, CSI)를 획득하기 위한 참조신호, 즉 CSI-RS를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며， CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인텍스 15 내지 22 가사용될 수 있다.
[81] 하향링크 제어채널의 구성
[82] 하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레임의 처음 3개의 OF VI 심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1 내지 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여， PCFICH가 사용될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인웅답 (긍정확인응답 (ACK)/부정확인응답 (NACK))을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH가 사용될 수 있다. 또한, 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위해서 PDCCH 가 사용될 수 있다.
[83] 도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹 (Resource Element Group, REG) 단위로 할당되는 것을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개와 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고, 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성올 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이, 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단위인 REG 는， 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접한 4개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.
[84] PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel)
[85] 각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등올 제공하기 위해서 PDCCH 가 OFDM 심볼 인텍스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고， 제어채널의 오버헤드에 따라서 OFDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나， OFDM 심볼 인덱스 0 및 1이 사용되거나， OFDM 심볼 인텍스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 OFDM 심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데， 이에 대한 정보는 PCFICH를 통해 제공될 수 있다. 따라서, PCFICH는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.
[86] PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH의 CFKControl Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인텍스 0 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=2 는 OFDM 심볼 인텍스 0 및 1 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고， CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH가 전송됨올 나타낸다.
[87] 【표 1】
Figure imgf000018_0001
[88] PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭 (system bandwidth)에 따라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면， 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작은 경우 CFI=1, 2， 3 은 각각 2， 3， 4 개의 OFDM 심볼이 PDCCH를 위해 사용됨을 나타낼 수도 있다.
[89] 도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시하는 REG 는, 4개의 부반송파로 구성되어 있고， RS (참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며， 일반적으로 전송 다이버시티 (transmit diversity) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG의 위치는 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉， 샐 식별자에 따라서) 주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로, PCFICH는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼 (OFDM 심볼 인덱스 0)에서 전송된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH의 정보를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 OFDM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.
[90] PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel)
[91] 도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH 그룹이 만들어지고, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 존재한다. 따라서, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.
[92] 도 10 에서 도시하는 바와 같이， 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH 할당은， PUSCH 자원 할당 (resource allocation)의 가장 낮은 물리자원블록 (Physical Resource Block, PRB) 인덱스 (lowest PRB index)와, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호 (Demodulation RS, DMRS)를 위한 순환시프트 (Cyclic Shift) 인텍스를 이용하여 이루어진다. DMRS 는 상향링크 참조신호이며, 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서
M 、 상향링크 전송과 함께 제공되는 신호이다. 또한, PHICH 자원은 ^ CH ) 와 같은 인덱스 쌍 (index pair)를 통해서 알려지게 되는데, 이때 wCH ) 에서 는 PHICH 그룹 번호 (PHICH group number)를 의미하고 //는 해당 PHICH 그룹 내에서의 직교 시뭔스 인덱스 (orthogonal sequence index)를 의미한다. "/wo/및 "micH는 아래의 수학식 1 과 같이 정의된다.
[93] 【수학식 1】
nSro"P = ( J lowest ndex \ mod VgTO"P
"■PHICH 1 PRB RA T DMRS 111^^ PHICH
j lowest _ index ι % group PHICH
n PfHICH - ~ U/ PRB RA 1 J Y PHICH + "觸) mod 2NSF
[94] 상기 수학식 1 에서 는 PHICH 가 연관된 상향링크 전송에서
、 사용된 DMRS 의 순환시프트이다. 또한， NSF 는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기 (spreading factor size)이다. PRB -— 는 상향링크 자원 할당의 가장 낮은 PRB 인덱스이다. 는 설정된 PHICH 그룹의 개수이며, 아래의 수학식 2 와 같이 정의된다.
[95] [수학식 2】
Ng (N^ /8) for normal cyclic prefix
A T grou
1 v PHICH
2 · Ng (N /8) for extended cyclic prefix
[96] 상기 수학식 2 에서 Ns는 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel, PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며， Λ ^는 2 비트 크기를 가지고 ( 에^，^，^ 으로 표현된다.
[97] 또한， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 정의되는 직교 시뭔스의 예는 아래의 표 2 와 같다.
[98] 【표 2】
Figure imgf000020_0001
[99] 도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간 (duration)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉， 상이한 OSCOFDM Symbol)) 상에서 구성될 수도 있다.
[100] PDCCH (Physical Downlink Control Channel) [101] PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는， 하향링크제어정보 (Downlink Control Information, DCI) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며， 부호화율 (coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3과 같이 정의될 수 있다.
[102] 【표 3】
Figure imgf000021_0001
[103] 상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH가 동시에 다중화 (multiplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH의 CRC에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나, 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로, 매 서브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID를 가진 PDCCH 채널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출 (blind detection)을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH의 기본 자원할당 단위는 CCECControl Channel Element)이며， 하나의 CCE는 9개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH는 1개, 2개， 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙 (CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심블 개수， PHICH 그룹 개수， 전송 안테나 및 주파수 시프트 등에 따라서, CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다.
[104] 상향링크 재전송
[105] 상향링크 재전송은 전술한 PHICH 및 DCI 포맷 0 (PUSCH 전송을 스케줄링하는 DCI 포떳)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH를 통하여 이전의 (previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK을 수신하여 동기식 (synchronous) 비-적응적 (non-adaptive) 재전송을 수행할 수 있고， 또는 단말이 기지국으로부터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적응적 (adaptive) 재전송을 수행할 수 있다.
[106] 동기식 전송이란， 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어， n 번째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점 (예를 들어， n+ k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다). PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전송이 수행된다.
[107] PHICH를 통하여 재전송을 수행하는 비ᅳ적웅적 재전송의 경우에， 이전 전송에서 사용된 주파수 자원 (예를 들어， 물리자원블록 (PRB)) 영역 및 전송 방법 (예를 들어, 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적용된다. 한편， 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적웅적 재전송의 경우에는， 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.
[108] 만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하는 경우에는， PHICH는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어， DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자 (New Data Indicator, NDI)가 포함되는더 L NDI 비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글 (toggle)된 경우에는， 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편， 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도， PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지 (flush) 않도록 구성된다.
[109] 상향링크 전송 구성
[110] 도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
[111] 송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은， 직렬 -병렬 변환기 (Serial-to-Parallel Converter, 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N-포인트 DFT 모듈 (1202)을 거쳐 확산되며, 확산된 신호는 부반송파 매핑 모들 (1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합 (linear combination)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호는 M-포인트 IFFT 모들 (1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬 -직렬 변환기 (1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N-포인트 DF 모들 (1202)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모들 (404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC- FDMA 방식은 DFT-s-OFDMA(DFT-spread-OFDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한, DFT 모들 (1202)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며， IFFT 모들 (1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다. 즉, SC-FDMA 방식은 전력 증폭기 (Power Amplifier, PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여， 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.
[112] 도 13은 DFT 모들 (1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성 (Single
Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT 모듈 (1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑 (localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모들 (1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.
[113] 도 14은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조 (demodulation)하기 위한 참조 신호 (reference signal, RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서는， 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만 (도 12 참조), RS는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.
[114] 도 15은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 술롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 3 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.
[115] 도 16 내지 19를 참조하여， 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SC-FDMA의 변형으로서， DFT 처리된 신호를 복수개의 서브 -블록 (sub-bock)으로 쪼갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 매핑하는 방식이다.
[116] 도 16는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브- 블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어, 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고， 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다.
[117] 도 17 및 18은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[118] 도 17은 다중 반송파 (또는 다중 샐 (cell))가 인접하여 (contiguously) 구성된 상황 (즉, 다증 반송파 (또는 다중 샐) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬 (align)된 경우에， 하나의 IFFT 모들을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb_l 상에 매큉될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
[119] 도 18은 다중 반송파 (또는 셀)가 비-인접하여 (non-contiguously) 구성된 상황 (즉， 다중 반송파 (또는 다중 샐) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT 모들을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블톡 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서， 서브 -블톡 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 반송파 (또는 셀) #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파 (또는 샐)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파 (또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
[120] 도 16에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s- OFDMA가 반송파-내 (inter-carrier) (또는 intra-cell) DFT-s-OFDMA라면, 도 17 및 18에서 설명하는 다중 반송파 (또는 셀) 상에서의 DFT-s-OFDMA는 반송파-간 (inter-carrier) (또는 inter-cell) DFT-s-OFDMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT-s-OFDMA와 반송파—간 DFT-s-OFDMA는 서로 흔용될 수도 있다.
[121] 도 19는 부분 (chunk) 단위로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리를 수행하는 부분 -특정 DFT-s-OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분 -특정 DFT-sᅳ OFDMA는 Nx SC- FDMA라고 칭할 수도 있다. 코드 블록 분할 (code block segmentation)된 신호는 부분 (chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFF 로부터의 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 19에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파 (또는 다중 셀) 또는 연접하지 않는 다중 반송파 (또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.
[122] MIMO 시스템의 구조
[123] 도 20은 다중 송신 안테나 및 /또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIMO 시스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록은 MIMO 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나타내는 것이다.
[124] 도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시 (redundancy) 비트를 부가하는 동작을 나타내는 것이고， 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 줄일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬 /병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시공간 (time-spatial) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고， 수신단의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.
[125] 도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬 /직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩 동작을 나타내는 것이며， 그 결과 데이터를 추정 (estimation)할 수 있게 된다.
[126] 전술한 바와 같은 MIMO 송수신 시스템은 공간. 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데, 공간적으로 한 개의 코드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드 (Single Codeword, SCW) 구조라 하고， 여러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드 (Multiple CodeWord, MCW) 구조라 한다.
[127] 도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고， 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIM0 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이다.
[128] 코드북 기반 프리코딩 기법
[129] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉, 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index, PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고， 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로ᅳ 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[130] 도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[131] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 탱크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean
Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
[132] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬올 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다. '
[133] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 1 UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미션 (Hermitian, 또는 허미션) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
[134] 예를 들어， 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[135] 【표 4】
Figure imgf000028_0001
Figure imgf000029_0001
[136] 【표 5】
Figure imgf000029_0002
수학식으로부터 구성되는 세트 아로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 5 에서 주어지는 값이다.
[138] 상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개- 루프 (open-loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐—루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있다.
[139] 위와 같은 코드북은 일정 모들러스 (Constant modulus, CM) 특성， 네스티드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 Ό'을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은， 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 행크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)가 쩨한되는 것을 의미한다. 예를 들어， 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 사용되는 요소 ( ±1 )로만 제한되거나,
QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 에 사용되는 요소 (솨 )로만 제한되거나,
± 1,± Λ±ί ^，士 i ^
또는 8-PSK 에 사용되는 요소 ( V2 V2 )로만 제한될 수 있다. 상기 표 5 의 코드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알파벳이 ᅡ 2 2 J 으로 구성되므로ᅳ 제한된 알파벳 특성을 가진다고 표현할 수 있다.
[140] 피드백 채널 구조
[141 ] 기본적으로， FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우， PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적 (periodic)으로 채널정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한， 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역 (즉, 광대역 (WideBand, WB))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand, SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다.
[142] 2.편파안테나구성 및 편파안테나배열 구조
[143] 이하에서는， 앞서 설명한 종래의 안테나 구조와는 다른 편파 안테나 구조에 대해 설명한다. 도 23은 본 발명에 따른 편파 안테나 구조를 도시하는 도면이다.
[144] 일 실시 예에 따른 편파 안테나 (polarimetric antenna)는 하나의 전기 다이폴 안테나 (electric dipole antenna, 2310)와 하나의 자기 루프 안테나 (magnetic loop antenna, 2320)의 쌍 (pair)으로 구성될 수 있다. 구체적으로는 후술하겠으나， 전기 다이폴 안테나 (또는， 다이폴 안테나)는 편파 안테나가 전송하는 신호의 수직 방향 성분을， 자기 투프 안테나 (또는， 루프 안테나)는 수평 방향 성분을 각각 담당한다.
[145] 다이폴 안테나 (2310)의 길이는 L이며, 도 23에는 하나의 연결된 직선으로 도시되지만 안테나의 중심부를 기준으로 분리되는 두 개의 서로 다른 극의 도선으로 구현될 수 있다. 루프 안테나 (2320)는 반지름의 길이가 a이며, 편파 안테나는 다이폴 안테나 (2310)의 중점이 루프 안테나 (2320)의 중심에 배치되는 형태로 구현될 수 있다.
[146] 도 24 및 도 25는 본 발명에 따른 편파 안테나 구조의 전자기장 패턴을 설명하는 도면이다. 도 24 및 도 25에서는 도 23에서 설명한 편파 안테나의 구조에서 다이폴 안테나 (2310)와 루프 안테나 (2320) 각각에 의해 생성되는 전자기장 패턴에 대해 설명한다.
[147] 먼저， 도 24(A)의 다이폴 안테나 (2410)에 정현파 전류 (sinusoidal current)를 홀려줄 때 생성되는 전기장 (E) 및 자기장 (H)은 아래의 수학식 3 및 수학식 4와 같이 구면 좌표계 (spherical coordinate)를 통해 표현될 수 있다.
[148] 【수학식 3】
Figure imgf000032_0001
[149] 【
Figure imgf000032_0002
[150] 상기 수학식 3, 4 에서 Ε는 다이폴 안테나 (2410)가 방사하는 전기장의 페이저 백터 (phasor vector)를 나타내고, H는 다이폴 안테나 (2410)가 방사하는 자기장의 페이저 백터를 나타내고， λ는 전자기파의 파장， e0는 진공에서의 유전율 (permittivity, 약 8.85*10 12 F/m), μ0는 진공에서의 투자율 (permeability, 약 4π*10— 7 N/A2), L은 다이폴 안테나 (2410)의 길이， I는 입력 전류의 세기를 나타낸다.
[151] 수학식 3， 4로부터 다이폴 안테나 (2410)에 전류가 흐를 때 다이폴 안테나 (2410)가 방사하는 전기장은 f , § 의 두 방향으로 진행하며, 자기장은 φ 방향 성분만이 존재한다.
[152] 이어서, 도 24(B)의 루프 안테나 (2420)에 정현파 전류를 흘려줄 때 생성되는 전기장 및 자기장은 아래의 수학식 5 및 수학식 6과 같이 구면 좌표계를통해 표현될 수 있다.
[153] 【수학식 5】
Figure imgf000032_0003
[154] 【수학식 6]
Figure imgf000033_0001
[155] 수학식 5, 6 에서 E는 루프 안테나 (2420)가 방사하는 전기장의 페이저 백터 (phasor vector)를 나타내고 H는 루프 안테나 (2420)가 방사하는 자기장의 페이저 백터를 나타내고, λ는 전자기파의 파장, e0 는 진공에서의 유전율 (permittivity, 약 8.85*KT12 F/m), μ0는 진공에서의 투자율 (permeability, 약 4 π *ΚΓ7 N/A2), a는 루프 안테나 (2420)의 반지름의 길이, I는 입력 전류의 세기를 나타낸다.
[156] 수학식 5, 6으로부터 루프 안테나 (2420)에 전류가 흐를 때 루프 안테나 (2420)가 방사하는 전기장은 $ 방향 성분만이 존재하고, 자기장은 f , § 의 두 성분의 방향으로 진행한다는 것을 알 수 있다.
[157] 한편， 편파 안테나에서 다이폴 안테나와 루프 안테나 간에는 커플링이 발생하지 않는다. 두 안테나 간에 커플링이 발생하지 않는다는 것은, 어느 하나의 안테나에 전류를 흘려주는 경우 생성되는 전압이 다른 하나의 안테나의 전압에 영향을 미치지 않는다는 것을 의미한다. 다시 말해서, 다이폴 안테나에 전류를 흘려줌으로써 다이폴 안테나에서 생성되는 전압은 루프 안테나의 전압에 영향을 미치지 않고， 반대로 루프 안테나에 전류를 홀려줌으로써 루프 안테나에서 생성되는 전압은 다이폴 안테나의 전압에 영향을 미치지 않는다. 이와 같은 특성으로 인한 결과를 도 25를 통해 구체적으로 설명한다.
[158] 도 25(A)에서， 루프 안테나 (2520)의 전압이 변화하기 위해서는 루프 안테나 (2520)가 위치하는 면을 통과하는 자기장 ( He )이 변화해야 한다. 그러나, 수학식 4에서 설명한 바와 같이 다이폴 안테나 (2510)의 자기장은 φ 방향 성분만을 가지며， φ 방향은 루프 안테나 (2520)가 배치된 면의 면적 백터와 수직하므로 다이폴 안테나 (2510)의 전압 변화가 루프 안테나 (2520)의 전압에 미치는 영향은 없다.
[159] 반대로， 도 25(B)에서ᅳ 다이폴 안테나 (2540)의 전압이 변화하기 위해서는 다이폴 안테나 (2540)의 축 방향을 따라 전기장 ( )이 변화해야 한다. 그러나, 수학식 5에서 설명한 바와 같이 루프 안테나 (2530)의 전기장은 $ 방향 성분만을 갖는다. $ 방향은 다이폴 안테나 (2540)의 축과 수직한 방향이므로, 투프 안테나 (2530)의 전압 변화가 다이폴 안테나 (2540)에 미치는 영향은 없다.
[160] 이러한 점을 고려할 때， 복수의 다이폴 안테나가 형성하는 다이폴 안테나 배열과 복수의 루프 안테나가 형성하는 루프 안테나 배열은 독립적으로 전력을 소모한다. 전류와 전압 변화에 따라 소모되는 전력은 전류와 전압의 곱의 평균으로 나타난다. 즉， 소모 전력은 전류와 전압에 대한 함수로 계산된다. 따라서， 편파 안테나에서 다이폴 안테나와 루프 안테나 각각이 소모하는 전력은 각 안테나에 인가되는 전류와 형성되는 전압의 함수로 표현된다. 이때， 상술한 바와 같이 다이폴 안테나에 전류가 유입됨으로 인하여 루프 안테나의 전압에 미치는 영향이 없으므로， 다이폴 안테나에 유입되는 전류는 루프 안테나가 소모하는 전력 값에 영향을 주지 않는다. 반대의 경우로, 루프 안테나에 유입되는 전류는 다이폴 안테나가 소모하는 전력의 계산에 영향을 주지 않는다.
[161 ] 나아가, 편파 안테나에 포함된 다이폴 안테나와 루프 안테나는 각각 독립적으로 동작하여 신호를 생성하기 때문에, 두 안테나를 나누어 범포밍할 수 있다. 즉, 기준 위치로부터 먼 거리의 필드 (far field)에서 다이폴 안테나가 방사하는 전기장은 § 방향으로 근사되고, 마찬가지로 먼 거리의 필드에서 루프 안테나가 방사하는 전기장은 φ 방향으로 근사된다. 다이폴 안테나와 루프 안테나가 독립적으로 전력을 소모한다는 특성과 먼 거리의 필드 특성을 고려하면， 두 안테나를 각각 독립적으로 범포밍함으로써 편파 안테나를 통한 ( §， φ ) 방향으로의 범포밍이 이루어질 수 있다.
[162] 도 26은 본 발명에 따른 편파 안테나 배열 구조를 도시하는 도면이다. 이하에서는， 복수의 편파 안테나의 배치 구조를 특정함으로써 편파 이득을 얻는 것과 동시에, 해당 배치 구조에서 계산되는 최적의 범포밍을 제안한다. 나아가， 이러한 범포밍을 위한 입력 값의 계산의 복잡도가 안테나 수 (η)에 대한 0(η * log η)으로 표현되는 알고리즘을 제안한다.
[163] 일반적인 집적 안테나 구조를 통해 서로 다른 두 편파로 정보를 전송하는 경우， 안테나 간의 커플링 구조가 복잡하여 전력 분배와 범포밍에 곤란한 점이 있다. 그러나， 도 26에서 제안되는 모델을 활용하는 경우， 각각의 편파를 전송하는 시스템이 안테나간의 간섭 없이 독립적으로 동작하고， 독립적으로 에너지를 소모하게 되어 구현 복잡도가 확연히 낮아진다. 또한, 제안하는 편파 안테나 배열 구조 (2600)에서는 각각의 편파 안테나 (2610) 대한 FFT를 통해 빠르게 입력 전류를 계산해낼 수 있다. 이에 따라， 일반적인 집적 안테나의 배치와는 달리 안테나 수가 많아지더라도 계산량의 증가가 적어， 최적의 범포밍 입력 신호를 구현하기 위한 시스템의 부담이 적다.
[164] 본 발명의 일 실시 예에 의한 편파 안테나 배열 구조 (2600)는 원형으로 배치되는 복수 (n)의 편파 안테나 (2610)로 구성될 수 있다. 편파 안테나 (2610) 각각은 하나의 다이폴 안테나와 하나의 루프 안테나로 구성되므로, 편파 안테나 배열 구조 (2600)는 총 2n개의 안테나로 구성된다. 복수의 편파 안테나 (2610)는 동일 평면 상에 원형으로 일정한 간격 (D)으로 떨어져서 배치된다. 편파 안테나 (2610)들은 원의 중심으로부터 일정한 거리에 배치되며, 각각의 편파 안테나 (2610)들은 θ = ^ 만큼의 각도가 떨어져서 위치하게 된다.
η
[165] 이하에서는, 상술한 편파 안테나 배열 구조 (2600)를 통한 빔포밍을 구체적으로 설명한다.
[166] 먼저， 원하는 범포밍 방향이 설정되면 최적의 입력 전류가 계산된다. 예를 들어, 범포밍 방향이 구면 좌표계 상에서 (θ0, φ0)로 표현되는 경우, 루프 안테나 배열과 다이폴 안테나 배열 간에는 커플링이 없고, 다이폴 안테나 배열과 루프 안테나 배열은 독립적으로 전력을 소모하며， 각각의 안테나를 통한 편파 역시 독립적으로 전송되기 때문에， 다이폴 안테나 배열과 루프 안테나 배열을 나누어 범포밍하는 것이 가능하다. 이하에서는， dyadic Green 함수를 통해 유도된 채널을 활용할 때, 다이폴 안테나와 루프 안테나 배열의 채널 모델을 설명한다.
[167] 먼저， 다이폴 안테나 배열에 대한 등가 채널 모델 (equivalent channel model)은 아래의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
[168] 【수학식 7】
Y = G 2jdipole Idipole dipole dipole J― rdipole
[169] 수학식 7은 다이폴 안테나， 즉 편파 안테나의 수직 성분에 대한 등가 채널 모델을 나타내며， 입력 전류 Jdipole에 대해 임의의 행렬 C와 채널을 나타내는 행렬 G와의 곱으로 표현된다. 한편， 수학식 7에서 행렬 (Γ 는 등가 채널 모델을 계산하는 과정에서 다이폴 안테나 간의 커플링이 존재하는 경우의 전력 제약 (power constraint) 조건으로 인해 나타나게 된다.
[170] 이하에서는 수학식 7이 유도되는 과정에 대해 구체적으로 설명한다. 다이폴 안테나에 전류 이 흐르고, 다이폴 안테나의 증심의 좌표가 (x,y,z) =
(Rcosem,Rsin8m,0)이고, 다이폴 안테나가 편파 안테나 배열 구조에서 6m = ^ 상에 위치할 때, (ι·,θ,φ) 위치 에서의 § 방향 전기장은 수학식 8과 같이 계산된다.
[171] 【수학식 8】
Εβ(ι·.θ,φ)
Figure imgf000036_0001
[172] 수학식 8에서， ？ = (rsin9cos(p, rsin9sin(p, rcos0)는 임의의 위치 (ι·,θ,φ) 를, Rm = (Rcosem,Rsin8m,0)는 공간 상에서 편파 안테나 중심의 위치를 나타낸다. 한편， 먼 거리의 필드 ( r》 (λ,Ι) )에서 측정되는 전기장 Ε(Γ,θ,φ) 는 아래의 수학식 9로 나타날 수 있다.
[173] 【수학식 9】
|r― Rm\ ¾ rᅳ Rsir cos<pcos9m― Rsin£sin(psin^
2
Εθ(Γ, θ, φ) - , ， , sin0
An €Q A J ;·2π.
J λ 1
Figure imgf000036_0002
[174] 수학식 9에서 k = 로 치환하면 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Λ [175] 【 10]
Figure imgf000037_0001
[176] 이상의 과정은 단일한 다이폴 안테나를 고려한 경우이고, 복수의 다이폴 안테나가 원형으로 배열되는 편파 안테나 배열 구조에서의 전기장은 각각의 다이폴 안테나에 의한 전기장이 중첩되는 것으로 표현되며， 수학식 11로 나타날 수 있다.
[177] 【수학식 11 ]
Figure imgf000037_0002
= Gl
I = [Ιχ , ι2 , ]τ
ksin Θ - e -Jkr e kRsine cos(<p-em)
9m一
Figure imgf000037_0003
[178] 한편 복수의 다이폴 안테나 배열에서 각각의 다이폴 안테나에 유입되는 전류를 Ι^ Ιζ IN , 각각의 다이폴 안테나에 인가되는 전압을 ¼ , V2 \ 라 할 때， 다이폴 안테나 배열 전체가 소모하는 전력은 수학식 12가 된다.
[179] 【수학식 12】
P = E!:pef¥»I}J
i: = p1 J2 , ...,½ f
[180] 한편， 다이폴 안테나에 대한 전압과 전류 간의 관계식은 수학식 13으로 표현된다.
[181] 【수학식 13】 v = 11
_
Figure imgf000038_0001
[182] 수학식 13을 이용하면， 수학식 12의 전력 식은 아래의 수학식 14와 같ᄋ 표현될 수 있다.
[183] 【수학식 14]
P = E![Re{VHI}]
= [ReO Hl}]
I¾HI + (ΙΗΖΗΙ)Η
Figure imgf000038_0002
ζ*+ζ
= ΕΕ[Ι I]
= EI[IHRe{Z}I]
[184] 모든 (i, j)에 대해 ½ = Z/f 인 관계에 있으므로， Z = ZT로 표 수 있어,
위의 수학식 14가 유도된다. 한편， 수학식 14에서
Figure imgf000038_0003
m{x) = - - h ~ ―)
2 x x 이라는 점을 고려하면, 아래의 수학식 15가 도출된다.
[185] 【수학식 15】
Figure imgf000038_0004
[186] 수학식 15에서 행렬 C의 i번째 행과 j번째 열의 값은 수학식 16으로 나타난다.
[187] 【수학식 16]
Figure imgf000039_0001
[188] 한편， 행렬 C는 €¾-° raod n 를 만족하는 순환 행렬 (circulant matrix)인데, 그 이유는 1 、 « 함수가 (H)에 대해 주기 n을 가 때문이다. 예를 들어, N=2, 3, 4일 때 각각 행렬 C는 아래의 수학식 17 수학식 19과 같이 표현될 수 있다.
[189] 【수학식 17】
1 m(2kR)]
C =
m(2MQ
[190] 【수학식 18
Figure imgf000039_0002
[191] 【수학식 19】
1 m(V2fcR) m(2feR) m(V2feR) ^
i( 2feR) 1 m( ¾R) m(2feR)
C =
m(2fcR) m(V2feR) 1 m(V2feR) |
|m(V2feR) m(2ki mf feR)
[192] 이상의 전기장과 전류 간의 관계에 대한 수학식 8 내지 수학식 11， 그리고 다이폴 안테나의 전력 소모에 대한 수학식 12 내지 수학식 19들은, 아래의 수학식 20로 정리될 수 있다.
[193] 【수학식 20] Ee(r,^(p) = GI
P = E1[IHRe{Z}I]
[194] 수학식 20에서， Re{Z} 행렬은 양의 정부호 행렬 (positive definite matrix)이다. 이는， 안테나 배열에 어떠한 전류 꿱터를 인가하던지， 안테나의 전력 소모는 항상 0 이상이기 때문이다. 따라서， Re{Z} 의 제곱근 Re{Z} 이 존재한다. Re{Z} = J 로 치환하면， 수학식 20은 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
[195] 【수학식 21】
Figure imgf000040_0001
[196] 수학식 11에서의 G를 참조하면， G는 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
[197] 【수학식 22】
Figure imgf000040_0002
fi = „ jkRsine cos(<p— 0m)
ifm― v
[198] 한편 수학식 15로부터 Re{Z} 는 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.
[199] 【수학식 23]
Figure imgf000041_0001
[200] 수학식 22와 수학식 23으로부터， 수학식 24가 도출될 수 있다.
[201 ] 【수학식 24】
[202] 수학식 24에서 = Α 로
Figure imgf000041_0002
치환하면， 수학식 21에서의 ΕΘ(ι·, θ, φ) 은 최종적으로 수학식 25로 표현된다.
[203] 【수학식 25】
Figure imgf000041_0003
[204] 이어서， 루프 안테나 배열에 대한 등가 채널 모델은 아래의 수학식 26과 같이 표현될 수 있다.
[205] 【수학식 26】
Figure imgf000041_0004
^Jioop [iloopJloop] ― Ploop
[206] 수학식 26은 루프 안테나， 즉 편파 안테나의 수평 성분에 대한 등가 채널 모델을 나타내며, 입력 전류 Jloop에 대해 임의의 행렬 C와 채널을 나타내는 행렬
G와의 곱으로 표현된다. 수학식 7과 마찬가지로, 수학식 26에서 행렬 C_ 는 등가 채널 모델을 계산하는 과정에서 루프 안테나 간의 커플링이 존재하는 경우 전력 제약 조건으로 인해 나타나게 된다.
[207] 이하에서는 수학식 26이 유도되는 과정에 대해 구체적으로 설명한다. 루프 안테나에 전류 IM 이 흐르고， 투프 안테나의 중심의 좌표가 (x,y, z) =
(Rcosem, Rsinem, 0)이고ᅳ 루프 안테나가 편파 안테나 배열 구조에서 6m 2 상에 위치할 때， (Γ,θ,φ) 위치 에서 루프 안테나에 의한 방향의 전기장은 수학식 27과 같이 계산된다.
[208] 【수학식 26】
Figure imgf000042_0001
[209] 수학식 26에서 ？ = (rsinecoscp, rsin8sin(p, rcos0) 는 임의의 위치 (Γ,θ,φ) 를， Sm = (Rcosem,Rsinem,0)는 공간 상에서 편파 안테나 중심의 위치를 나타낸다. 한편， 먼 거리의 필드 (r》 (入, ) 에서 측정되는 전기장 Ε(Γ,θ,φ)는 수학식 27과 같이 계산된다.
[210] 【수학식 2
|r
Figure imgf000042_0002
Rsi7 ,sin<psinem
Figure imgf000042_0003
[211] 수학식 27에서 k = 로 치환하면 수학삭 28이 도출된다. [212] 【수학식 28】
E f r θ φ) fti Ω ΌΠΑ
9、 ' ' 4ϊΓ
Figure imgf000042_0004
[213] 이상에서 단일한 투프 안테나만을 고려하는 경우에 더하여, 복수의 루프 안테나가 원형으로 배열될 때의 전기장은 각각의 루프 안테나에 의한 전기장이 중첩되는 것으로 표현되며, 수학식 29와 같이 표현된다.
[214] 【수학식 29] ωμ0παζ
fcsin θ― g—^' "ᅳ Rsirt&cos(pcos8m—RsmQsi7i(psin9m)^
4π r m
= GI^
Figure imgf000043_0001
Q _ 꺠^ fesill θ~6~ j^ir~Rsin^cos cσsθm—Rsmθεinφ mΘm)
4π r
[215] 한편， 복수의 루프 안테나 배열에서 각각의 루프 안테나에 유입되는 전류를 Ι1 Ι2 ΙΝ, 각각의 루프 안테나에 인가되는 전압을 ^,\^2,..., 이라 할 때， 루프 안테나 배열 전체가 소모하는 전력은 수학식 30과 같이 표현된다.
[216] 【수학식 30】 ι = ¾'¾, ··.' ¾F
Figure imgf000043_0002
[217] 한편， 루프 안테나에 대한 전압과 전류 간의 관계식은 아래의 수학식 31과 같이 표현된다.
[218] 【수학식 31】
V = ΖΊ
Figure imgf000043_0003
[219] 다이폴 안테나에 대하여 수학식 14에서 전력식을 유도한 것처럼， 수학식 1로부터 수학식 30의 전력식은 아래의 수학식 32와 같이 표현될 수 있다.
[220] 【수학식 32】
Figure imgf000043_0004
[221] 학식 32에서
Re{Z} sinx、
— 인 관계에
Figure imgf000044_0001
있으므로, 아래의 수학식 33이 도출될 수 있다.
[222] 【수학식 33】
Figure imgf000044_0002
[223] 수학식 33에서 행렬 C의 i번째 행과 ] '번째 열의 값은 수학식 34와 같ᄋ 표현된다.
[224] 【수학식 34】
Figure imgf000044_0003
[225] 앞서 수학식 16에서 설명한 바와 같이 행렬 C는 순환 행렬이 되며， Ν=2, 3， 4일 때 각각 행렬 C는 수학식 17 내지 수학식 19와 같이 표현된다.
[226] 이상에서 루프 안테나의 전기장에 대한 수학식 26 내지 수학식 29, 그리고 루프 안테나의 전력 소모에 대한 수학식 30 내지 수학식 34는 아래의 수학식 35로 정리된다.
[227] 【수학식 35】
Ρ = Ei[IHRe{Z}l]
[228] 수학식 20에서와 유사하게， 수학식 35에서의 Re{Z} 행렬은 양의 정부호 행렬이다. 따라서， Re{Z^ 이 존재하며 Re{Z} = J 로 치환했을 때 수학식 35는 수학식 36과 같이 표현된다.
[229] 【수학식 36] Ε^Γ, θ, φ) = GRe{Z}-2j
P = Ej[JHJ]
[230] 한편， 수학식 29에서의 G를 참조하면, G는 수학식 37과 같이 표현된다.
[231] 【수학식 37]
G =
Figure imgf000045_0001
f ᅳ 0j kRsine cos (φ - 9m)
Urn一 e
[232] 수학식 23에서와 유사하게， Re{Z}^ 는 수 / \학식 38과 같이 표현될 수 있다. -2 1
C
[233] 【수학식 38】
Re{Z}-2 = i 讓
[234] 수학식 37과 수학식 38을 조합하면， 수학식 39가 도출된다.
[235] 【수학식 39】
GRefZ}"
[236] 수학식 39에 = A 로
Figure imgf000045_0002
치환하면， 수학식 36에서의 Εφ (Γ, θ, φ) 는 최종적으로 수학식 40으로 표현된다.
[237] 【수학식 40】
Figure imgf000045_0003
[238] 이상에서는 다이폴 안테나와 루프 안테나 각각에 대한 채널 등가 모델을
|一 71 _ I - - _
22一 3 1
수학식 25와 수학식 40으로 표현하였다. 수학식 25로부터 수학식 7이 도출되며， 수학식 40으로부터 수학식 26이 각각 도출된다.
[239] 한편， 전력 제약 조건으로 인한 행렬 c 에 대해 구체적으로 설명한다. 다수의 안테나를 좁은 공간에 집적하는 경우 안테나 간의 뮤추얼 커플링 (mutual coupling) 효과가 나타나며， 복수의 편파 안테나를 원형으로 배치하는 경우 커플링을 나타내는 행렬은 순환 행렬이 됨은 앞서 설명한 바 있다. 한편， 순환 행렬 c 는 아래의 수학식 41와 같이 분해되어 (decomposition) 표현될 수 있다.
[240] 【수학식 41】
C = W( 1(diag( NW1 1cT))WN
[241 ] 수학식 41에서 Wn 행렬은 n x n 의 DFT 행렬을 나타내고, W^1행렬은 IDFT 행렬을 나타낸다. 수학식 41에서 c는 행렬 C의 첫 번째 행 백터 (row vector)이고, DFT 행렬인 ^은 아래의 수학식 42와 같이 정의된다.
[242] 【수학식 42】 Ι)
Figure imgf000046_0001
[243] 수학식 18에서 Ν=3인 경우의 예시를 들어 구체적으로 설명하면， Ν=3일 때 행렬 C는 아래의 수학식 43과 같이 분해되어 표현된다.
[2 44] 【수학식 43】
1 m(V fcR) m(V3fc )
m(V3fc ) 1 m(V R)卜
m VifeR) m(V3fcR) 1
Figure imgf000046_0002
45] 설명한 바와 같이 행렬 C는 양의 정부호 행렬이므로, diag(V W^cT)
& 모두 양수가 된다. 따라서, c 는 아래의 수학식 44로 표현될 수 있다. 46] 【수학식 44】
Figure imgf000046_0003
[247] 이상에서는 도 26의 편파 안테나 배열 구조 (2600)에서 다이폴 안테나 배열과 루프 안테나 배열이 각각 독립적으로 범포밍 가능하며， 두 안테나에 대한 등가 채널 모델을 제안하였다. 이하에서는 도 27 및 도 28을 참조한 신호 전송 과정에 대해 구체적으로 설명한다.
[248] 3. 제안된 편파 안테나배열 구조에 따른 신호 전송 방법
[249] 도 27 및 도 28은 본 발명의 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법을 설명하는 도면이다. 도 27을 먼저 설명한다.
[250] 도 27은 송신기 (2700)의 구성을 도시하며， 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 (2700)는 단말 또는 기지국 모두가 될 수 있다. 송신기 (2700)는 블록도의 상단에 도시된 바와 같이 복수의 편파 안테나가 원형으로 배열된 편파 안테나 배열 구조를 통해 신호를 전송한다.
[251] 먼저, 송신기 (2700)는 전송 신호의 생성을 위해 세 가지 종류의 입력 정보를 생성 또는 획득한다. 도 27의 하단에 이러한 입력 정보가 도시되며 세 가지 종류의 입력 정보는 전송 신호의 생성을 위한 과정의 입력 값이 된다. 첫번째 입력 정보는, 송신기 (2700)가 다이폴 안테나와 루프 안테나 각각을 통해 전송하고자. 하는 정보인 Xdipole, Xloop 이다. 둘째로， 범포밍 방향을 결정하는 ( θ, φ )이다. 세번째 입력 정보는 다이폴 안테나 배열과 루프 안테나 배열에서 소모하는 전력을 조절하는 정보인 Pdipole, Ploop 이다.
[252] 입력 정보에 채널 추정 등의 과정을 통해 획득된 행렬 G의 에르미션 (hermitian) 행렬인 GH이 곱해지고 (2720)， 안테나간 커플링을 나타내는 행렬인 C의 역행렬인 C 1이 곱해지는 과정이 수행된다 (2780). 송신기 (2700)는 행렬 C에 대한 정보를 채널 추정의 과정이나 수신기측으로부터 수신하여 미리 알고 있다.
[253] 앞서 설명한 바와 같이 행렬 C가 순환 행렬이라는 점올 고려할 때， C— 1의 연산 과정은 Wn ,
Figure imgf000047_0001
, V^""1이 차례로 곱해지는 과정으로 이해될 수 있다 (2730, 2740, 2750). 과정 2730 및 과정 2750은 각각 FFT, IFFT이 적용되는 과정이며， 과정 2740에서 dr = V cT의 관계에 있다. 송신기 (2700)는 행렬 C에 대한 정보를 알고 있고 안테나의 개수 N에 대한 정보도 알고 있으므로 dr에 대한 정보 또한 미리 획득할 수 있다 (2760) .
[254] 이어서， 입력 정보 중 다이폴 안테나 배열과 루프 안테나 배열에 소모되는 전력이 조절되면 (2770)， 출력 값인 Jdipole, Jloop 이 획득된다 (2790 Jdipole, JIoop은 각각 다이폴 안테나 배열과 루프 안테나 배열에 입력되는 전류 값이다.
[255 ] 이상의 과정을 도 28을 참조하여 설명하면, Xdipole, Xloop가 입력 정보로써 디지털단 (2810)에 입력되면， 도 27에서 설명한 일련의 과정을 거쳐 출력 값이 생성된다. 디지털단 (28 10)의 출력 값은 안테나단 (2820)으로 입력되는 전류값이 되며, 전송하고자 하는 정보인 Xdip e, Xloop은 편파 안테나 배열 구조를 갖는 안테나단 (2820)을 통해 범포밍되어 전송된다.
[256] 이러한 관점에서， 디지털단 (2810)에서 처리되는 일련의 과정은 전송 신호의 생성을 위한 프리코딩 과정으로 이해될 수 있다. 즉， 입력 신호 ( Xdip0le, Xl00p )에 대한 프리코딩 과정 (2810)을 거쳐 전송 신호가 생성된다. 이어서， 전송 신호는 소정 위치로 범포밍을 수행하는 안테나단 (2820)에 입력되어 편파 안테나 배열 구조를 통해 방사되며, 대상 디바이스나 단말 또는 기지국으로 전송된다.
[257] 한편， 도 27 및 도 28에서 설명한 과정에 따라 획득되는 디지털단 (2810)의 출력 값으로서의 Jdipole, Jloop은 수학식 7 및 수학식 26에서의 Jdipole, Jloop과는 다른 의미로 해석될 수 있다. 이하에세 설명의 편의상 수학식 7 및 수학식 26에서의 Jdipole, Jloop를 J'dipole' J'loop로 표현한다. J dipole, J loop ~ ,도 27 및 도 28에서 계산된 Jdipole, Jloop 을 획득하는 과정에서의 값이 되며,
J'dipole 'loop °fl 이 곱해진 값이 JdipoleJloop이 될 수 있다.
[258] 한편， 수학식 7과 수학식 26에서 를 계산한 결과 값을 h?라 하면， J'dipole, J'loop은 아래의 수학식 45와 같이 표현될 수 있다.
[259] 【수학식 45】 "xdipoIe"
- xloop -
Figure imgf000049_0001
[260] 수학식 45에서 xdipole , xloop은 채널을 통해 전달하고자 하는 정보이며, 동시에 편파 안테나에서 다이폴 안테나와 루프 안테나 각각으로 전송되는 정보를 의미한다. [261 ] 4. 장치 구성
[262] 도 29에서 본 발명에 따른 기지국 (2910)은， 수신모들 (2911)， 전송모들 (2912)， 프로세서 (2913)， 메모리 (2914) 및 복수개의 안테나 (2915)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2915)는 MIMO 송수신을 지원하는 장치이며， 상술한 편파 안테나 배열 구조를 포함한다. 수신모듈 (2911)은 단말 (2920)로부터의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈 (2912)은 단말 (2920)로의 하향링크 상의 각종 신호ᅤ 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2913)는 기지국 (2910) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[263] 기지국 (2910)의 프로세서 (2913)는 그 외에도 기지국 (2910)이 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (2914)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[264] 도 29에서 참조하여 본 발명에 따른 단말 (2920)은， 수신모들 (2921), 전송모들 (2922)， 프로세서 (2923)， 메모리 (2924) 및 복수개의 안테나 (2925)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2925)는 MIMO 송수신을 지원하는 장치이며 상술한 편파 안테나 배열 구조를 포함한다. 수신모듈 (2921)은 기지국 (2910)으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (2922)은 기지국 (2910)으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2923)는 단말 (2920) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[265] 단말 (2920)의 프로세서 (2923)는 그 외에도 단말 (2920)이 수신한 정보; 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (2924)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[266] 위와 같은 기지국 및 단말의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
[267] 또한， 도 29에 대한 설명에 있어서 기지국 (2910)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고， 단말 (2920)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
[268] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[269] 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICsCApplication Specific Integrated Circuits), DSPsCDigital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서， 컨트를러, 마이크로 컨트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[270] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명꾀 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[271] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 그러므로， 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며， 그와 동둥한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
MIMO (Multiple Input Multiple이 Jtput)를 지원하는 무선 통신 시스템에서 복수의 편파 안테나 (polarimetric antenna)로 구성되는 편파 안테나 배열 (polarimetric antenna array) 구조를 갖는 송신기가 신호를 전송하는 방법에 있어서，
상기 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 다이폴 안테나 (dipole antenna)를 통해 전송할 제 1 입력 정보를 생성하는 단계;
상기 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 루프 안테나 (loop antenna)를 통해 전송할 제 2 입력 정보를 생성하는 단계;
상기 제 1 입력 정보 및 상기 제 2 입력 정보를 각각 프리코딩하여 상기 복수의 다이폴 안테나를 통해 전송될 제 1 전송 신호 및 상기 복수의 루프 안테나를 통해 전송될 제 2 전송 신호를 생성하는 단계; 및
상기 편파 안테나 배열 구조를 통해 상기 제 1 전송 신호 및 상기 제 2 전송 신호를 전송하는 단계를 포함하고,
상기 편파 안테나는 하나의 다이폴 안테나 및 하나의 루프 안테나의 쌍 (pair)으로 구성되며， 복수의 편파 안테나가 일정한 간격에 따라 원형으로 배치되어 상기 편파안테나 배열 구조를 형성하는 것인, 신호 전송 방법.
【청구항 2】
제 1 항에 있어서，
상기 복수의 다이폴 안테나는 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수직방향 성분을 생성하고, 상기 복수의 루프 안테나는 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수평방향 성분을 생성하는 것인， 신호 전송 방법.
[청구항 3】
제 1 항에 있어서,
상기 신호 전송 방법은 상기 복수의 다이폴 안테나가 소모하는 전력을 조절하는 제 1 전력 값 및 상기 복수의 루프 안테나가 소모하는 전력을 조절하는 제 2 전력 값을 생성하는 단계를 더 포함하고,
상기 제 1 전송 신호를 생성하는 단계는 상기 제 1 입력 정보와 함께 상기 제 1 전력 값을 처리하여 상기 제 1 전송 신호를 생성하고，
상기 제 2 전송 신호를 생성하는 단계는 상기 제 2 입력 정보와 함께 상기 제 2 전력 값을 처리하여 상기 제 2 전송 신호를 생성하는 것인， 신호 전송 방법.
【청구항 4】
제 1 항에 있어서,
상기 편파 안테나는 상기 다이폴 안테나와 상기 루프 안테나가 서로 간에 커플링을 경험하지 않도록 구성되는 것인, 신호 전송 방법.
【청구항 5】
제 1 항에 있어서,
상기 편파 안테나 배열 구조에서 상기 복수의 다이폴 안테나 간의 커플링 또는 상기 복수의 루프 안테나 간의 커플링으로 인한 전력 제약 (power constraint)은 행렬 C로 표현되며, 상기 행렬 C는 상기 복수의 편파 안테나의 배치로 인하여 순환 행렬 (circulant matrix)로 표현되는 것인, 신호 전송 방법.
【청구항 6】
제 5 항에 있어서，
상기 행렬 C는 양의 정부호 행렬 (positive definite matrix)이며, 수학식
Figure imgf000053_0001
으로 표현되고,
상기 수학식에서 ^은 n x n 의 DFT 행렬을 나타내고， W^1행렬은 n x n 의 IDFT 행렬을 나타내고， N은 상기 편파 안테나 배열 구조에 포함된 상기 편파 안테나의 개수를 나타내고， 상기 c는 상기 행렬 C의 첫번째 행 백터를 나타내는 것인， 신호 전송 방법.
【청구항 7】
제 5 항에 있어서，
상기 제 1 전송 신호 및 상기 제 2 전송 신호를 생성하는 단계는 채널 추정을 통한 채널의 영향 및 상기 행렬 C에 기초하여 상기 제 1 입력 정보를 프리코딩하는 단계; 및
상기 채널의 영향 및 상기 행렬 C에 기초하여 상기 제 2 입력 정보를 프리코딩하는 단계를 포함하는 것인， 신호 전송 방법.
【청구항 8】
MIMO (Multiple Input Multiple이 ltput)를 지원하는 무선 통신 시스템에서 복수의 편파 안테나 (polarimetric antenna)로 구성되는 편파 안테나 배열 (polarimetric antenna array) 구조를 갖는 송신기에 있어서，
전송모들;
수신모들; 및
상기 전송모들 및 상기 수신모들을 제어하여 신호를 전송하는 프로세서를 포함하되，
상기 프로세서는
상기 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 다이폴 안테나 (dipole antenna)를 통해 전송할 제 1 입력 정보를 생성하고，
상기 편파 안테나 배열 구조에 포함된 복수의 루프 안테나 (loop antenna)를 통해 전송할 제 2 입력 정보를 생성하고，
상기 제 1 입력 정보 및 상기 제 2 입력 정보를 각각 프리코딩하여 상기 복수의 다이폴 안테나를 통해 전송될 제 1 전송 신호 및 상기 복수의 루프 안테나를 통해 전송될 제 2 전송 신호를 생성하고，
상기 편파 안테나 배열 구조를 통해 상기 제 1 전송 신호 및 상기 제 2 전송 신호를 전송하도록 상기 전송모들을 제어하고, 상기 편파 안테나는 하나의 다이폴 안테나 및 하나의 루프 안테나의 쌍 (pair)으로 구성되며， 복수의 편파 안테나가 일정한 간격에 따라 원형으로 배치되어 상기 편파 안테나 배열 구조를 형성하는 것인， 송신기.
【청구항 9】
제 8 항에 있어서,
상기 복수의 다이폴 안테나는 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수직방향 성분을 생성하고， 상기 복수의 루프 안테나는 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수평방향 성분을 생성하는 것인, 송신기.
【청구항 10】
제 8 항에 있어서,
상기 프로세서는
상기 복수의 다이폴 안테나가 소모하는 전력을 조절하는 제 1 전력 값 및 상기 복수의 루프 안테나가 소모하는 전력을 조절하는 제 2 전력 값을 생성하고， 상기 제 1 입력 정보와 함께 상기 게 1 전력 값을 처리하여 상기 제 1 전송 신호를 생성하고， 상기 제 2 입력 정보와 함께 상기 제 2 전력 값을 처리하여 상기 제 2 전송 신호를 생성하는 것인， 송신기.
【청구항 11】
제 8 항에 있어서，
상기 편파 안테나는 상기 다이폴 안테나와 상기 루프 안테나가 서로 간에 커플링을 경험하지 않도록 구성되는 것인， 송신기.
【청구항 12】
제 8 항에 있어서，
상기 편파 안테나 배열 구조에서 상기 복수의 다이폴 안테나 간의 커플링 또는 상기 복수의 루프 안테나 간의 커플링으로 인한 전력 제약 (power constraint)은 행렬 C로 표현되며, 상기 행렬 C는 상기 복수의 편파 안테나의 배치로 인하여 순환 행렬 (circulant matrix)로 표현되는 것인， 송신기.
【청구항 13】
제 12 항에 있어서，
상기 행렬 C는 양의 정부호 행렬 ( ositive definite matrix)이며ᅳ 수학식
으로 표현되고，
상기 수학식에서 ^은 n x n 의 DFT 행렬을 나타내고， W^1행렬은 n x n 의 IDFT 행렬을 나타내고， N은 상기 편파 안테나 배열 구조에 포함된 상기 편파 안테나의 개수를 나타내고, 상기 c는 상기 행렬 C의 첫번째 행 백터를 나타내는 것인, 송신기.
【청구항 14】
제 12 항에 있어서，
상기 프로세서는
채널 추정을 통한 채널의 영향 및 상기 행렬 C에 기초하여 상기 제 1 입력 정보를 프리코딩하고, 상기 채널의 영향 및 상기 행렬 C에 기초하여 상기 제 2 입력 정보를 프리코딩하는 것인, 송신기.
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