KR101652447B1 - 6차 편파 안테나를 통한 신호 전송 방법 및 송신기 - Google Patents

Abstract

6차 편파 안테나에서 신호의 전송을 위한 안테나를 지정하는 전송 벡터를 생성하는 단계, 6차 편파 안테나를 통해 전송될 신호의 전송 방향을 설정하는 회전 벡터를 전송 벡터에 곱함으로써 6차 편파 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 생성하는 단계, 프리코딩 행렬을 이용하여 입력 신호를 프리코딩함으로써 전송 신호를 생성하는 단계 및 6차 편파 안테나를 통해 전송 신호를 전송하는 단계를 포함하고, 3 개의 다이폴 안테나는 서로 직교하도록 위치하고, 3 개의 루프 안테나는 각각의 루프 안테나가 형성하는 평면이 서로 직교하도록 위치하는 신호 전송 방법 및 송신기가 개시된다.

Description

6차 편파 안테나를 통한 신호 전송 방법 및 송신기{METHOD FOR TRANSMITTING SIGNAL THROUGH 6TH POLARIMETRIC ANTENNA}

본 발명은 MIMO 시스템에서 다이폴 안테나와 루프 안테나로 구성되는 6차 편파 안테나를 통한 신호 전송 방법 및 이를 지원하는 송신기에 관한 것이다.

MIMO (Multiple Input Multiple Output) 전송 기술은 복수의 안테나를 통해 신호를 전송함으로써 높은 전송 속도를 획득하는 기술로, 통신 시스템의 속도를 향상시키는 주요한 기술 중 하나이다. 그러나, 단순히 안테나의 위상 차이를 이용하기 위해 단일 안테나를 일정 간격 이상 떨어뜨려 배열하는 기존의 MIMO 안테나는, 기지국 또는 단말의 안테나 설치 공간이 제약되는 경우에 있어서 안테나 수에 한계가 있다.

이를 극복하기 위하여 다양한 형태의 집적 안테나 배열(compact antenna array)에 대한 연구가 진행되어 왔다. 그러나, 안테나 배열이 고집적화 될수록 안테나들 간의 거리가 가까워지고, 커플링(coupling)이 심해져 실제 구현과 분석에 곤란한 점이 있어 문제가 된다. 특히, 많은 수의 안테나를 활용하는 매시브 MIMO(massive MIMO) 시스템에 있어서 안테나의 고집적화를 위한 문제가 더욱 고려되어야 한다.

이러한 흐름을 고려하여, 안테나 간의 커플링 복잡도를 낮추는 편파 안테나의 구조가 제시되어야 하며, 편파 안테나에 대한 빔포밍 방법 또한 함께 제시될 필요가 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 송신단에서 복수의 안테나 간에 커플링의 영향이 없는 6차 편파 안테나 구조를 제안하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 제안된 6차 편파 안테나의 구조를 이용한 최적의 프리코딩 방안을 제안하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 신호 전송 방법은 6차 편파 안테나에서 신호의 전송을 위한 안테나를 지정하는 전송 벡터를 생성하는 단계, 6차 편파 안테나를 통해 전송될 신호의 전송 방향을 설정하는 회전 벡터를 전송 벡터에 곱함으로써 6차 편파 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 생성하는 단계 및 프리코딩 행렬을 이용하여 입력 신호를 프리코딩함으로써 전송 신호를 생성하는 단계 및 6차 편파 안테나를 통해 전송 신호를 전송하는 단계를 포함하고, 3 개의 다이폴 안테나는 서로 직교하도록 위치하고, 3 개의 루프 안테나는 각각의 루프 안테나가 형성하는 평면이 서로 직교하도록 위치한다.

3 개의 다이폴 안테나가 직교하는 위치와 3 개의 루프 안테나가 직교하는 위치는 동일할 수 있다.

전송 벡터는 3 개의 다이폴 안테나에 대한 제 1 전송 벡터 및 3 개의 루프 안테나에 대한 제 2 전송 벡터의 선형 결합(linear combination)을 이용하여 생성될 수 있다.

회전 벡터는 공간 상에서 서로 직교하는 두 방향으로의 회전 벡터들인 제 1 회전 벡터 및 제 2 회전 벡터의 곱으로부터 생성될 수 있다.

6차 편파 안테나는 3 개의 다이폴 안테나와 3 개의 루프 안테나가 서로 간에 커플링을 경험하지 않도록 구성될 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 송신기는 전송모듈, 수신모듈 및 전송모듈 및 수신모듈을 제어하여 신호를 전송하는 프로세서를 포함하되, 프로세서는 6차 편파 안테나에서 신호의 전송을 위한 안테나를 지정하는 전송 벡터를 생성하고, 6차 편파 안테나를 통해 전송될 신호의 전송 방향을 설정하는 회전 벡터를 전송 벡터에 곱함으로써, 6차 편파 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 생성하고, 프리코딩 행렬을 이용하여 입력 신호를 프리코딩함으로써 전송 신호를 생성하고, 6차 편파 안테나를 통해 전송 신호를 전송하도록 전송모듈을 제어하고, 3 개의 다이폴 안테나는 서로 직교하도록 위치하고, 3 개의 루프 안테나는 각각의 루프 안테나가 형성하는 평면이 서로 직교하도록 위치한다.

이상에서 설명한 실시 예들은 본 발명의 바람직한 실시 예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시 예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명과 도면을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.

본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.

첫째로, 제안된 6차 편파 안테나의 구성으로부터 복수의 안테나를 집적하여 시스템 성능을 향상시키면서도 커플링의 영향은 최소화하는 효과를 얻을 수 있다.

둘째로, 6차 편파 안테나 배열 구조를 구성하는 다이폴 안테나와 루프 안테나 간의 커플링을 무시할 수 있어, 시스템의 프리코딩 과정이 간소화될 수 있다.

본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 공용참조신호(CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 6은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
도 7 및 도 8은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹(REG)을 설명하는 도면이다.
도 9는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
도 10은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
도 11은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다.
도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
도 13은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 14는 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
도 15는 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 16 내지 19는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다.
도 20은 MIMO 시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
도 21은 MIMO 시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
도 22는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 23은 본 발명에 따른 다이폴 안테나와 루프 안테나를 설명하는 도면이다.
도 24는 본 발명에 따른 6차 편파 안테나를 설명하는 도면이다.
도 25는 2차 편파 안테나의 회전 대칭성을 설명하는 도면이다.
도 26은 본 발명에 따른 6차 편파 안테나의 회전 대칭성을 설명하는 도면이다.
도 27은 본 발명에 따른 6차 편파 안테나의 수직 방향 편파와 수평 방향 편파를 설명하는 도면이다.
도 28은 본 발명에 따른 6차 편파 안테나를 활용한 빔포밍을 설명하는 도면이다.
도 29는 본 발명에 따른 기지국 및 단말의 구성을 도시하는 도면이다.

본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.

이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서 전체에서 어떠한 구성이 다른 구성에 "연결"된다고 할 때, 이는 물리적 연결뿐 아니라 전기적 연결 또한 포함할 수 있으며, 나아가 논리적인 연결관계에 있음을 의미할 수도 있다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기자국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 단말(Terminal)은 사용자 기기(User Equipment, UE), 이동국(Mobile Station, MS), 가입자 단말(Subscriber Station, SS), 이동 가입자 단말(Mobile Subscriber Station, MSS), 이동 단말(Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS) 등의 용어로 대체될 수 있다.

또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 및 3GPP TS 36.321 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.

CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.

UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

1. 3GPP LTE/LTE-A 시스템

무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크(Downlink, DL)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크(Uplink, UL)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block, RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block, RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.

하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.

일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.

도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period, GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 l번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에, 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12×6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.

도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel, PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리 제어 포맷 지시자 채널(Physical Control Format Indicator Channel, PCFICH), 물리하향링크제어패널(Physical Downlink Control Channel, PDCCH), 물리HARQ지시자 채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel, PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information, DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다.

단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element, CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check, CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier, RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier, P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel, PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel, PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.

참조신호

MIMO 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정(channel estimation)은 페이딩(fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로(multi path)-시간지연(time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호(reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿(Pilot)으로 지칭될 수도 있다.

기존의 3GPP LTE 릴리즈(release)-8 또는 릴리즈-9 시스템에서는 기지국이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호(downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트(coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호(Common Reference Signal, CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호(Dedicated Reference Signal, DRS)가 있다. 공용 참조신호는 셀-특정(cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한, 전용 참조신호는 단말-특정(UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)라 불릴 수도 있다.

기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치(즉, 참조신호 패턴)를, 하나의 자원블록 쌍(시간상으로 하나의 서브프레임 길이 × 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14개 OFDM 심볼(일반 CP 경우) 혹은 12개의 OFDM심볼(확장된 CP 경우)로 구성되며, 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수를 128, 256, 512, 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정하여 사용하게 된다.

도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호(CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개, 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.

도 5 에서, R0 는 안테나 포트 인덱스 0에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한, 도 5 에서, R1은 안테나 포트 인덱스 1, R2는 안테나 포트 인덱스 2 그리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호도 전송되지 않는다.

도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀(Cell 1)에서 사용된 것으로 가정하면, 1 번 셀에 인접하는 2번 셀, 3 번 셀 등에서 셀 간에 참조신호의 충돌이 발생하지 않도록 참조신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 OFDM 심볼 단위의 시프트(천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어, 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 OFDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위치하므로, 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면, 적어도 5개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어, 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.

또한, 유사-랜덤(Pseudo-Random, PN) 시퀀스를 셀 별 하향링크 참조신호에 곱하여 전송함으로써, 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시퀀스는 하나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한, PN 시퀀스는 셀 식별자(Cell ID), 서브프레임 번호(subframe number) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다.

4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어, 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편, 하향링크 수신측에서는 DMRS를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면, 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DMRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라, LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보(Channel State Information, CSI)를 획득하기 위한 참조신호, 즉 CSI-RS를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며, CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인덱스 15 내지 22 가 사용될 수 있다.

하향링크 제어채널의 구성

하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1 내지 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여, PCFICH가 사용될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인응답(긍정확인응답(ACK)/부정확인응답(NACK))을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH가 사용될 수 있다. 또한, 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위해서 PDCCH 가 사용될 수 있다.

도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹(Resource Element Group, REG) 단위로 할당되는 것을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고, 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이, 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단위인 REG 는, 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접한 4개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.

PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel)

각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제공하기 위해서 PDCCH 가 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고, 제어채널의 오버헤드에 따라서 OFDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 및 1이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 OFDM 심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데, 이에 대한 정보는 PCFICH를 통해 제공될 수 있다. 따라서, PCFICH는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.

PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH의 CFI(Control Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=2 는 OFDM 심볼 인덱스 0 및 1 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH가 전송됨을 나타낸다.

PCFICH 를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭(system bandwidth)에 따라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면, 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작은 경우 CFI=1, 2, 3 은 각각 2, 3, 4 개의 OFDM 심볼이 PDCCH를 위해 사용됨을 나타낼 수도 있다.

도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시하는 REG 는, 4개의 부반송파로 구성되어 있고, RS(참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며, 일반적으로 전송 다이버시티(transmit diversity) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG의 위치는, 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉, 셀 식별자에 따라서) 주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로, PCFICH는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼(OFDM 심볼 인덱스 0)에서 전송된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH의 정보를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 OFDM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.

PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel)

도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH 그룹이 만들어지고, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 존재한다. 따라서, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.

도 10 에서 도시하는 바와 같이, 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH 할당은, PUSCH 자원 할당(resource allocation)의 가장 낮은 물리자원블록(Physical Resource Block, PRB) 인덱스(lowest PRB index)와, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호(Demodulation RS, DMRS)를 위한 순환시프트(Cyclic Shift) 인덱스를 이용하여 이루어진다. DMRS는 상향링크 참조신호이며, 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송과 함께 제공되는 신호이다. 또한, PHICH 자원은 (

)와 같은 인덱스 쌍(index pair)를 통해서 알려지게 되는데, 이때 (

)에서

는 PHICH 그룹 번호(PHICH group number)를 의미하고,

는 해당 PHICH 그룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스(orthogonal sequence index)를 의미한다.

및

는 아래의 수학식 1 과 같이 정의된다.

상기 수학식 1 에서 n _DMRS 는 PHICH 가 연관된 상향링크 전송에서 사용된 DMRS 의 순환시프트이다. 또한,

는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기(spreading factor size)이다.

는 상향링크 자원 할당의 가장 낮은 PRB 인덱스이다.

는 설정된 PHICH 그룹의 개수이며, 아래의 수학식 2 와 같이 정의된다.

상기 수학식 2 에서 N _g 는 물리방송채널(Physical Broadcast Channel, PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며, N _g 는 2 비트 크기를 가지고 (N _g∈{1/6,1/2,1,2})으로 표현된다.

또한, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 정의되는 직교 시퀀스의 예는 아래의 표 2 와 같다.

도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간(duration)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉, 상이한 OS(OFDM Symbol)) 상에서 구성될 수도 있다.

PDCCH (Physical Downlink Control Channel)

PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보(Downlink Control Information, DCI) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며, 부호화율(coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3과 같이 정의될 수 있다.

상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH가 동시에 다중화(multiplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH의 CRC에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나, 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로, 매 서브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID를 가진 PDCCH 채널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출(blind detection)을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element)이며, 하나의 CCE는 9개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙(CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심볼 개수, PHICH 그룹 개수, 전송 안테나 및 주파수 시프트 등에 따라서, CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다.

상향링크 재전송

상향링크 재전송은 전술한 PHICH 및 DCI 포맷 0 (PUSCH 전송을 스케줄링하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH를 통하여 이전의(previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK을 수신하여 동기식(synchronous) 비-적응적(non-adaptive) 재전송을 수행할 수 있고, 또는 단말이 기지국으로부터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적응적(adaptive) 재전송을 수행할 수 있다.

동기식 전송이란, 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어, n 번째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점(예를 들어, n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다). PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전송이 수행된다.

PHICH를 통하여 재전송을 수행하는 비-적응적 재전송의 경우에, 이전 전송에서 사용된 주파수 자원(예를 들어, 물리자원블록(PRB)) 영역 및 전송 방법(예를 들어, 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적용된다. 한편, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적응적 재전송의 경우에는, 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.

만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하는 경우에는, PHICH는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어, DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자(New Data Indicator, NDI)가 포함되는데, NDI 비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글(toggle)된 경우에는, 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편, 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도, PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지(flush) 않도록 구성된다.

상향링크 전송 구성

도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.

송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은, 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter, 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N-포인트 DFT 모듈(1202)을 거쳐 확산되며, 확산된 신호는 부반송파 매핑 모듈(1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합(linear combination)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호는 M-포인트 IFFT 모듈(1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬-직렬 변환기(1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N-포인트 DFT 모듈(1202)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모듈(404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC-FDMA 방식은 DFT-s-OFDMA(DFT-spread-OFDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한, DFT 모듈(1202)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며, IFFT 모듈(1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다. 즉, SC-FDMA 방식은 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여, 송신단의 구현비용을 절감할 수 있다.

도 13은 DFT 모듈(1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성(Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT 모듈(1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑(localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모듈(1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑(distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.

도 14은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조(demodulation)하기 위한 참조 신호(reference signal, RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서는, 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만(도 12 참조), RS는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.

도 15은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호(RS)가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 3 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.

도 16 내지 19를 참조하여, 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SC-FDMA의 변형으로서, DFT 처리된 신호를 복수개의 서브-블록(sub-bock)으로 쪼갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 매핑하는 방식이다.

도 16는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 모두 하나의 반송파(예를 들어, 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고, 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다.

도 17 및 18은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.

도 17은 다중 반송파(또는 다중 셀(cell))가 인접하여(contiguously) 구성된 상황 (즉, 다중 반송파(또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬(align)된 경우에, 하나의 IFFT 모듈을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파(또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파(또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모듈을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.

도 18은 다중 반송파(또는 셀)가 비-인접하여(non-contiguously) 구성된 상황(즉, 다중 반송파(또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT 모듈을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 각각 반송파(또는 셀) #0 내지 #Nsb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파(또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파(또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모듈을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.

도 16에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA가 반송파-내(inter-carrier)(또는 intra-cell) DFT-s-OFDMA라면, 도 17 및 18에서 설명하는 다중 반송파(또는 셀) 상에서의 DFT-s-OFDMA는 반송파-간(inter-carrier) (또는 inter-cell) DFT-s-OFDMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT-s-OFDMA와 반송파-간 DFT-s-OFDMA는 서로 혼용될 수도 있다.

도 19는 부분(chunk) 단위로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리를 수행하는 부분-특정 DFT-s-OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분-특정 DFT-s-OFDMA는 Nx SC-FDMA라고 칭할 수도 있다. 코드 블록 분할(code block segmentation)된 신호는 부분(chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFFT로부터의 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 19에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파(또는 다중 셀) 또는 연접하지 않는 다중 반송파(또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.

MIMO 시스템의 구조

도 20은 다중 송신 안테나 및/또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIMO 시스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록은 MIMO 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나타내는 것이다.

도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시(redundancy) 비트를 부가하는 동작을 나타내는 것이고, 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 줄일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬/병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시공간(time-spatial) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고, 수신단의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.

도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬/직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩 동작을 나타내는 것이며, 그 결과 데이터를 추정(estimation)할 수 있게 된다.

전술한 바와 같은 MIMO 송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데, 공간적으로 한 개의 코드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드(Single CodeWord, SCW) 구조라 하고, 여러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드(Multiple CodeWord, MCW) 구조라 한다.

도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIMO 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고, 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIMO 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이다.

코드북 기반 프리코딩 기법

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index, PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.

도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미션(Hermitian, 또는 허미션) 행렬 (P^H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

예를 들어, 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.

상기 표 5 에서,

는

와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 {s} 로 얻어진다. 이 때, I 는 4×4 단일행렬을 나타내고 u _n 는 표 5 에서 주어지는 값이다.

상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.

위와 같은 코드북은 일정 모듈러스(Constant modulus, CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0'을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)가 제한되는 것을 의미한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 사용되는 요소(±1)로만 제한되거나, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 에 사용되는 요소(±1,±j)로만 제한되거나, 또는 8-PSK 에 사용되는 요소(

)로만 제한될 수 있다. 상기 표 5 의 코드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이 {

} 으로 구성되므로, 제한된 알파벳 특성을 가진다고 표현할 수 있다.

피드백 채널 구조

기본적으로, FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적(periodic)으로 채널정보를 피드백 하고, PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand, WB))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역(SubBand, SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다.

2. 6차 편파 안테나의 구성 및 빔포밍

도 23은 본 발명에 따른 다이폴 안테나와 루프 안테나를 설명하는 도면이다.

전자기파의 편파(polarization)를 효율적으로 활용하는 편파 안테나(polarimetric antenna)는 전기 다이폴 안테나(electric dipole antenna)와 자기 루프 안테나(magnetic loop antenna)로 구성된다. 이론적인 편파 안테나의 구조는 전기 다이폴 안테나(또는, 다이폴 안테나)의 중심과 자기 루프 안테나(또는, 루프 안테나)의 중심이 동일한 위치에 있고, 다이폴 안테나는 루프 안테나가 형성하는 면을 수직하게 관통하는 형태가 된다.

도 23(A)에서 다이폴 안테나(2310)에 전류를 흘려줄 때, 다이폴 안테나(2310)에 의해 방사되는 전기장의 세기는 화살표 2320 방향이 된다. 이와는 달리, 도 23(B)에서 루프 안테나(2330)에 전류를 흘려줄 때, 루프 안테나(2330)에 의해 방사되는 전기장의 세기는 화살표 2340 방향이 된다. 다이폴 안테나(2310)와 루프 안테나(2330)가 편파 안테나를 구성할 때, 두 안테나에 의한 전기장의 세기는 동일하나, 두 안테나에 의해 생성되는 편파의 방향 2320, 2340은 서로 수직한 방향이 된다는 특징이 있다. 이로 인하여, 편파 안테나는 안테나 간의 뮤추얼 커플링을 극복할 수 있다는 장점이 있다.

도 24는 본 발명에 따른 6차 편파 안테나를 설명하는 도면이다.

앞서 설명한 바와 같이 하나의 다이폴 안테나와 하나의 루프 안테나로 구성되는 2차 편파 안테나에 더하여, 6차 편파 안테나를 생각해볼 수 있다. 6차 편파 안테나의 경우 다양한 구현 형태와 구현 예가 있을 수 있으나, 이하에서는 세 개의 다이폴 안테나(2410)와 세 개의 루프 안테나(2420)로 구성되는 6차 편파 안테나를 제안한다. 제안된 6차 편파 안테나에서는 앞서 도 23에서 설명한 2차 편파 안테나가 x, y, z 축 방향으로 서로 수직하게 배치된다. 즉, 세 개의 다이폴 안테나가 하나의 위치에서 서로 직교한다. 또한, 세 개의 루프 안테나의 중심들도 동일한 위치에 존재하며, 세 개의 루프 안테나 각각에 의해 형성되는 면들도 서로 직교하게 되는 형태를 제안한다. 즉, 총 6개의 안테나가 한 점에 집적된 형태로 구현된다.

이하에서는, 이러한 6차 편파 안테나의 구조적인 특성을 통해서 입력 전류의 조정을 통한 빔포밍 방안을 제안한다.

먼저, 6차 편파 안테나에 포함된 3 개의 다이폴 안테나의 3 개의 루프 안테나 간에는 커플링이 상쇄되어 존재하지 않는다. 커플링은 하나의 안테나로 인한 전기장이 다른 안테나에 미치는 영향을 계산함으로써 확인할 수 있으며, 맥스웰 방정식(Maxwell's equation) 통해 이러한 특징을 설명한다.

다이아딕 그린 함수(dyadic Green function) G(·,·)를 이용하면 전류 J(·)와 전기장 E(·) 및 자기장 H(·)은 아래의 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

수학식 3에서 ω 는 각진동수(radial frequency), μ 는 매질의 투자율(permeability)을 나타낸다. 다이아딕 그린 함수와 함수 G(·,·)의 컬(curl)은 아래의 수학식 4와 같이 전개된다.

수학식 4에서

이며, RR 은 R 사이의 외적(outer product), R×G는 벡터곱(cross product)을 의미한다. 특히, r=r₀가 되는 경우, 수학식 5의 값들은 발산(divergence)하지 않고 0에 수렴한다.

이상의 내용을 참조하여 다이폴 안테나가 다른 안테나에 미치는 커플링의 영향을 고려해본다. 먼저, 다이폴 안테나의 위치가 r₁ 일 때, 다이폴 안테나의 전류 분포식은 아래의 수학식 6과 같이 표현된다.

수학식 6에서 I는 입력 전류, L_e 는 다이폴 안테나의 길이를 나타낸다. 수학식 6으로 표현되는 다이폴 안테나에서 방사되는 전기장과 자기장은 아래의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

이로부터, r₁에 위치하는 다이폴 안테나가 r₂에 위치하는 다이폴 안테나 및 루프 안테나에 미치는 커플링의 영향은 수학식 8, 9와 같이 표현된다. 수학식 8은 다이폴 안테나에 미치는 커플링의 영향을, 수학식 9는 루프 안테나에 미치는 커플링의 영향을 각각 나타낸다.

수학식 9 에서 L_m은 루프 안테나를 등가인 다이폴 안테나로 구현했을 때의 다이폴 안테나의 길이를 나타낸다.

한편, 앞서 설명한 바와 같이 루프 안테나가 다른 안테나에 미치는 커플링을 고려한다. 루프 안테나에 대한 전기장, 자기장의 결과는 적용하는 과정에서, 전자기학에서의 듀얼리티(duality) 특성(property)을 고려한다. 즉, 앞서 수학식 3 내지 7에서 설명했던 다이폴 안테나에서의 전류, 전기장, 자기장 간의 관계에 대한 듀얼리티를 고려하면, 루프 안테나의 전류, 전기장, 자기장 간의 관계가 쉽게 획득될 수 있다. 이와 같은 듀얼리티 특성은 아래의 수학식 10과 같이 표현된다.

수학식 10에서 ε은 매질의 유전율(permittivity), L_m은 루프 안테나와 등가 모델인 다이폴 안테나의 길이, K는 등가 모델인 다이폴 안테나의 자기 전류 입력을 나타낸다. 자기 전류 입력이란 실존하는 전류가 아닌 수학적 모델링의 편의를 위해 도입된 값이다. 수학식 10으로부터, 루프 안테나에 의한 전기장 및 자기장은 아래의 수학식 11과 같이 표현된다.

수학식 11에서 위치 r₂에 존재하는 다이폴 안테나와 루프 안테나가 r₁ 위치한 루프 안테나로부터 겪는 커플링은 아래의 수학식 12 및 13으로 표현된다. 수학식 12는 다이폴 안테나가 겪는 커플링을, 수학식 13은 루프 안테나가 겪는 커플링의 영향을 각각 나타낸다.

다이폴 안테나와 루프 안테나로 구성되는 편파 안테나에 있어서, 편파 안테나 내부의 커플링을 계산한 값 중 실수부(real part)만이 안테나의 전력 소모와 관계된다. 이에 따라, r₂=r₁로 가정할 때 수학식 8, 9, 12, 13에서의 결과 값의 실수부를 살펴보면, 다이아딕 그린 함수의 성질로 인하여 아래 수학식 14와 같이 표현된다.

즉, 편파 안테나에서 안테나 간의 커플링을 나타내는 행렬은 대각 행렬(diagonal matrix)의 형태가 되며, 비대각성분(off-diagonal term)의 값이 0이라는 점에 비추어 볼 때, 편파 안테나 내부에는 안테나 간에 커플링이 존재하지 않음을 알 수 있다. 안테나들 간에 커플링이 존재하지 않는다는 것은, 각 안테나가 독립적으로 전력을 소모한다는 것을 의미한다. 즉, 어느 하나의 안테나의 동작으로 인한 영향이 다른 안테나에 미치지 않아, 각각의 안테나에 대한 전력 조절이 독립적으로 수행될 수 있다.

도 25는 2차 편파 안테나의 회전 대칭성을 설명하는 도면이다. 6차 편파 안테나의 회전 대칭성을 설명하기에 앞서 2차 편파 안테나를 먼저 설명한다.

도 25(A)에 도시된 2차 편파 안테나(2510)는 두 개의 다이폴 안테나가 직교하는 형태이다. 도 25(A)의 2차 편파 안테나(2510)는 x, y 축 상에 놓여져 있다. 반면에, 도 25(B)에 도시된 2차 편파 안테나(2520)는 도 25(A)의 2차 편파 안테나(2510)가 45도만큼 회전한 형태를 도시한다. 이때, 도 25(A)의 2차 편파 안테나(2510)에 [i ₁,i ₂] ^T 의 전류를 입력한 경우 방사되는 전기장은, 도 25(B)의 2차 편파 안테나(2520)에 R(45°)[i ₁,i ₂] ^T 의 전류를 입력했을 때와 같다(R(45°)는 x, y 평면에서의 45도 회전 변환 행렬을 나타낸다). 즉, 도 25(A) 및 도 25(B)의 두 안테나가 방사하는 전기장은 크기는 같고 방향만 회전된 형태를 갖는다. 이를 '회전 대칭성(rotation symmetry)' 이라 할 수 있다.

도 26은 본 발명에 따른 6차 편파 안테나의 회전 대칭성을 설명하는 도면이다. 도 26에서는 도 25의 2차 편파 안테나를 확장한 6차 편파 안테나의 경우를 설명한다. 도 25에서는 다이폴 안테나의 경우만을 설명하였으나, 루프 안테나 또한 다이폴 안테나와 동일 또는 유사한 특성을 가지므로 도 26의 6차 편파 안테나의 경우로 확장해서 해석될 수 있다.

도 25에서 설명한 실시 예와 유사하게, 6차 편파 안테나(2610) 또한 그 구조상 회전 대칭성을 갖는다. 다시 말해서, 6차 편파 안테나에서 특정 각도의 회전 행렬이 곱해진 신호가 입력되면, 6차 편파 안테나 자체가 이미 해당 각도만큼 회전해 있었던 경우(2620)와 동일한 전기장을 방사한다.

한편, 도 27은 본 발명에 따른 6차 편파 안테나의 수직 방향 편파와 수평 방향 편파를 설명하는 도면이다. 이상에서 설명한 바와 같이, 편파 안테나는 커플링이 존재하지 않아 각 안테나가 독립적인 전력을 소모하며, 회전 대칭성 또한 갖는다. 이에 더하여, 도 27에서는 6차 편파 안테나를 통해 전송되는 편파의 제어 과정에 대해 설명한다.

6차 편파 안테나는 안테나를 통해 전송되는 편파를 제어하는 데에 있어서 장점이 있다. 예를 들어, 도 27(A)에 도시된 바와 같이 수직 방향 편파(2730)를 전송하고자 하는 경우, 6차 편파 안테나 중 하나의 다이폴 안테나(2710)와 하나의 루프 안테나(2720)를 선택하여 전류를 입력할 수 있다. 또 다른 예를 들면, 도 27(B)에 도시된 바와 같이 수평 방향 편파(2760)를 전송하고자 하는 경우, 6차 편파 안테나 중 다른 하나의 다이폴 안테나(2740)와 다른 하나의 루프 안테나(2750)를 선택하여 전류를 입력할 수 있다.

이와 같이, 6차 편파 안테나를 통해 전송하고자 하는 신호 또는 편파의 방향에 따라 선택하게 되는 안테나의 종류가 달라지게 되고, 선택된 안테나 마다 독립적인 신호를 전달하는 것이 가능하다. 또한, 앞서 도 25 및 도 26에서 설명한 회전 대칭성으로 인하여, 6차 편파 안테나 중 임의의 안테나를 선택하더라도 원하는 방향으로의 신호 전송이 가능하게 된다.

도 28은 본 발명에 따른 6차 편파 안테나를 활용한 빔포밍을 설명하는 도면이다. 도시된 실시 예를 설명하기에 앞서, 6차 편파 안테나를 통한 전반적인 빔포밍 과정을 설명한다.

6차 편파 안테나의 중심이 직교 좌표계 상의 원점에 위치하고, 각 안테나들이 x, y, z 축 상에 배치되는 경우를 설명한다. 6차 편파 안테나가 생성하는 전기장에 대한 먼 거리에서의 근사(far field approximation)를 고려하면, 6차 편파 안테나에 의한 전기장은 아래의 수학식 15와 같이 표현될 수 있다.

수학식 15에서 6 개의 열(column)은 순차적으로 x, y, z 축 방향의 다이폴 안테나가 형성하는 전기장 및 x, y, z 축 방향의 루프 안테나가 형성하는 전기장을 각각 의미한다. 또한, 2 개의 행(row)은 각각

,

방향의 전기장 성분을 의미한다.

수학식 15에서 설명한 방향으로 전기장을 방사하기 위하여,

방향,

방향의 전송 벡터를 각각 생성할 수 있다. 앞서 도 27에서 설명한 바와 같이 각각의 전송 방향에 대해 안테나를 독립적으로 선택하여 빔포밍이 수행될 수 있다. 이에 따라, 편파를

방향으로 전송하는 경우의 전송 벡터 i_θ와 편파를

방향으로 전송하는 경우의 전송 벡터 i_φ가 각각 생성되며, 두 전송 벡터는 각각 독립적으로 생성된다. 한편, 편파를

방향 및

방향이 결합된 형태로 전송해야 하는 경우, 두 전송 벡터가 선형 결합된 벡터가 활용된다. 한편, 이러한 전송 벡터들은 아래의 수학식 16과 같이 표현된다.

이어서, 빔포밍 방향이 설정된다. 즉, 전송할 신호의 방향이 (θ,φ)인 경우, 수학식 16에서 생성된 전송 벡터에 수학식 17의 회전 벡터를 곱해줌으로써 6차 편파 안테나로 입력되는 입력 전류 신호가 생성된다.

한편, 수학식 16 및 수학식 17의 과정은 입력 신호에 대한 프리코딩 과정으로 이해될 수 있다. 즉, 전송 벡터(i_θ,i_φ의 선형 조합)가 생성되고 회전 벡터인 R_y(θ) 행렬과 R_z(φ) 행렬을 곱하는 과정은, 6차 편파 안테나를 갖는 디바이스에서 입력 신호를 안테나단으로 전송하기 위한 디지털 처리 과정, 즉 프리코딩 과정으로 이해될 수 있다. 6차 편파 안테나를 갖는 디바이스는 입력 신호에 대한 프리코딩 과정을 통해 전송 신호의 지향성(directivity)을 획득할 수 있다.

특히, 상술한 바와 같이 2개의 전송 벡터를 생성하고 선형 결합한 벡터를 활용하는 과정은, 두 가지 종류의 안테나 각각에 대한 프리코딩 과정으로 이해될 수 있다. 즉, 다이폴 안테나와 루프 안테나는 독립적으로 전력을 소모하며 각각 분리되어 제어될 수 있다는 점을 고려하면, 6차 편파 안테나 전체에 대한 프리코딩 과정은 두 안테나에 대한 프리코딩 벡터의 선형 결합을 통해 수행될 수 있다.

도 28에 도시된 실시 예를 들어 설명하면, 먼저 도 28의 좌측에 도시된 방향으로의 전송 벡터가 i_θ,i_φ의 선형 조합에 의해 생성된다. 이어서, y 방향으로 45도 각도만큼 회전시키기 위하여 회전 벡터인 R_y(θ) 행렬이 곱해지며, 이어서 z 방향으로 90도 각도만큼 회전시키기 위한 회전 벡터인 R_z(φ) 행렬이 곱해진다. 이와 같이 전송 벡터에 대한 두 번의 행렬곱을 통해서 획득되는 지향성은 10log₁₀3(약4.77dB) 임이 실험적으로 확인된다.

이상에서는 3개의 다이폴 안테나와 3개의 루프 안테나로 구성되는 6차 편파 안테나의 구성 및 빔포밍에 대해 설명하였다. 이상에서 설명하고 도시된 실시 예와는 달리, 실제로 구현되는 6차 편파 안테나는 3개의 다이폴 안테나와 3개의 루프 안테나의 일부분 만으로 구현될 수도 있다. 예를 들어, 일 실시 예에 의한 6차 편파 안테나는 2 개의 전체 다이폴 안테나(x축 방향, y축 방향으로 위치한 다이폴 안테나), 1 개의 일부 다이폴 안테나(z 축 방향에 위치한 다이폴 안테나의 절반), 1 개의 전체 루프 안테나(x-y 평면 상에 위치한 루프 안테나), 2개의 일부 루프 안테나(y-z 평면, z-x 평면 상에 위치한 루프 안테나의 절반)로 구성될 수 있다. 설명한 실시 예에 따른 6차 편파 안테나는 도 24에 도시된 6차 편파 안테나 중에서 위쪽 절반에 해당하는 반구(halfsphere)의 형태로 구현될 수 있다.

3. 장치 구성

도 29에서 본 발명에 따른 기지국(2910)은, 수신모듈(2911), 전송모듈(2912), 프로세서(2913), 메모리(2914) 및 복수개의 안테나(2915)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2915)는 MIMO 송수신을 지원하는 장치이며, 상술한 6차 편파 안테나를 포함한다. 또는, 안테나(2915)는 상술한 6차 편파 안테나의 일부인 반구 형태로 구현될 수도 있다. 수신모듈(2911)은 단말(2920)로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2912)은 단말(2920)로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2913)는 기지국(2910) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

기지국(2910)의 프로세서(2913)는 그 외에도 기지국(2910)이 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2914)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

도 29에서 참조하여 본 발명에 따른 단말(2920)은, 수신모듈(2921), 전송모듈(2922), 프로세서(2923), 메모리(2924) 및 복수개의 안테나(2925)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2925)는 MIMO 송수신을 지원하는 장치이며 상술한 6차 편파 안테나를 포함한다. 또한, 단말(2920)의 안테나(2925) 또한 6차 편파 안테나의 일부인 반구 형태로 구현될 수도 있다. 수신모듈(2921)은 기지국(2910)으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2922)은 기지국(2910)으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2923)는 단말(2920) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

단말(2920)의 프로세서(2923)는 그 외에도 단말(2920)이 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2924)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

위와 같은 기지국 및 단말의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

또한, 도 29에 대한 설명에 있어서 기지국(2910)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말(2920)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (10)

1. MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 통신 시스템에서 3 개의 다이폴 안테나(dipole antenna)와 3 개의 루프 안테나(loop antenna)로 구성되는 6차 편파 안테나(6-th order polarimetric antenna)를 갖는 송신기가 신호를 전송하는 방법에 있어서,
   상기 6차 편파 안테나에서 신호의 전송을 위한 안테나를 지정하는 전송 벡터를 생성하는 단계;
   상기 6차 편파 안테나를 통해 전송될 상기 신호의 전송 방향을 설정하는 회전 벡터를 상기 전송 벡터에 곱함으로써, 상기 6차 편파 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 생성하는 단계;
   상기 프리코딩 행렬을 이용하여 입력 신호를 프리코딩함으로써 전송 신호를 생성하는 단계; 및
   상기 6차 편파 안테나를 통해 상기 전송 신호를 전송하는 단계를 포함하고,
   상기 3 개의 다이폴 안테나는 서로 직교하도록 위치하고, 상기 3 개의 루프 안테나는 각각의 루프 안테나가 형성하는 평면이 서로 직교하도록 위치하며,
   상기 3 개의 다이폴 안테나가 직교하는 위치와 상기 3 개의 루프 안테나가 직교하는 위치는 동일한 것인, 신호 전송 방법.
2. 삭제
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 전송 벡터는 상기 3 개의 다이폴 안테나에 대한 제 1 전송 벡터 및 상기 3 개의 루프 안테나에 대한 제 2 전송 벡터의 선형 결합(linear combination)을 이용하여 생성되는 것인, 신호 전송 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 회전 벡터는 공간 상에서 서로 직교하는 두 방향으로의 회전 벡터들인 제 1 회전 벡터 및 제 2 회전 벡터의 곱으로부터 생성되는 것인, 신호 전송 방법.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 6차 편파 안테나는 상기 3 개의 다이폴 안테나와 상기 3 개의 루프 안테나가 서로 간에 커플링을 경험하지 않도록 구성되는 것인, 신호 전송 방법.
6. MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 통신 시스템에서 3 개의 다이폴 안테나(dipole antenna)와 3 개의 루프 안테나(loop antenna)로 구성되는 6차 편파 안테나(6-th order polarimetric antenna)를 갖는 송신기에 있어서,
   전송모듈;
   수신모듈; 및
   상기 전송모듈 및 상기 수신모듈을 제어하여 신호를 전송하는 프로세서를 포함하되,
   상기 프로세서는
   상기 6차 편파 안테나에서 신호의 전송을 위한 안테나를 지정하는 전송 벡터를 생성하고,
   상기 6차 편파 안테나를 통해 전송될 상기 신호의 전송 방향을 설정하는 회전 벡터를 상기 전송 벡터에 곱함으로써, 상기 6차 편파 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 생성하고,
   상기 프리코딩 행렬을 이용하여 입력 신호를 프리코딩함으로써 전송 신호를 생성하고,
   상기 6차 편파 안테나를 통해 상기 전송 신호를 전송하도록 상기 전송모듈을 제어하고,
   상기 3 개의 다이폴 안테나는 서로 직교하도록 위치하고, 상기 3 개의 루프 안테나는 각각의 루프 안테나가 형성하는 평면이 서로 직교하도록 위치하며,
   상기 3 개의 다이폴 안테나가 직교하는 위치와 상기 3 개의 루프 안테나가 직교하는 위치는 동일한 것인, 송신기.
7. 삭제
8. 제 6 항에 있어서,
   상기 전송 벡터는 상기 3 개의 다이폴 안테나에 대한 제 1 전송 벡터 및 상기 3 개의 루프 안테나에 대한 제 2 전송 벡터의 선형 결합(linear combination)을 이용하여 생성되는 것인, 송신기.
9. 제 6 항에 있어서,
   상기 회전 벡터는 공간 상에서 서로 직교하는 두 방향으로의 회전 벡터들인 제 1 회전 벡터 및 제 2 회전 벡터의 곱으로부터 생성되는 것인, 송신기.
10. 제 6 항에 있어서,
    상기 6차 편파 안테나는 상기 3 개의 다이폴 안테나와 상기 3 개의 루프 안테나가 서로 간에 커플링을 경험하지 않도록 구성되는 것인, 송신기.

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