WO2016099009A1 - 무선 통신 시스템에서 데이터를 프리코딩 하는 방법 및 이를 수행하는 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 데이터를 프리코딩 하는 방법 및 이를 수행하는 장치 Download PDF

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WO2016099009A1
WO2016099009A1 PCT/KR2015/010236 KR2015010236W WO2016099009A1 WO 2016099009 A1 WO2016099009 A1 WO 2016099009A1 KR 2015010236 W KR2015010236 W KR 2015010236W WO 2016099009 A1 WO2016099009 A1 WO 2016099009A1
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WO
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matrix
data
polarization
antenna elements
block
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PCT/KR2015/010236
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French (fr)
Inventor
김기태
정세영
강지원
전원석
김진학
Original Assignee
엘지전자 주식회사
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for precoding data in a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for precoding data based on an arrangement of antennas for MIMO.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • transmission technology is a technique for obtaining a high transmission rate by transmitting a signal through a plurality of antennas, is one of the major techniques to improve the speed of the communication system.
  • the spacing between the antennas is separated by more than half of the wavelength so that mutual coupling between the antennas can be ignored.
  • the integrated space of the antennas increases, so a study of a compact antenna array for overcoming coupling has been continued.
  • An object of the present invention is to propose an array structure of polarization antennas and a precoding scheme in a polarization antenna array structure having low complexity in coupling calculation between polarization antennas.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the order of the polarization antennas may correspond to a maximum of radio channel degrees of freedom at the point where the M dipole antenna elements and the M loop antenna elements are integrated.
  • the generating of the first data and the second data may include generating the first data using a first channel vector representing a channel characteristic of vertical polarization of an electric field radiated by the array of polarization antennas.
  • the second data may be generated using a second channel vector representing a channel characteristic of a horizontal polarization of an electric field emitted by the array of polarization antennas.
  • the m th element G 1m of the first channel vector and the m th element G 2m of the second channel vector are each
  • k denotes a wave number
  • R denotes a radius of the array
  • N denotes the number of polarized antennas
  • ⁇ and ⁇ denote the azimuth and elevation angles of the precoding, respectively.
  • the dipole antenna elements when M is 1, the dipole antenna elements generate a vertical polarization of an electric field radiated by the polarization antenna array structure, and the plurality of loop antenna elements are formed of an electric field radiated by the polarization antenna array structure. It may be to generate a horizontal polarization.
  • the precoding of the first data and the second data comprises: a block circulant matrix representing a coupling characteristic between the polarization antennas, a block inverse discrete fourier transform (IDFT) matrix, a block;
  • the first data and the second data may be precoded by inverse matrix transformation of the decomposition result of the diagonal matrix and the block DFT matrix.
  • the block circulant matrix is a cyclic matrix including N 2 block matrices of 2M ⁇ 2M size, and N may be the number of polarized antennas.
  • the precoding of the first data and the second data comprises: fast fourier transforming the first data and the second data according to an inverse matrix transformation of the block IDFT matrix; Applying an inverse transformation of the block diagonal matrix to the FFT result; And IFFT the result of applying the inverse matrix transformation of the block diagonal matrix according to the inverse matrix transformation of the block DFT matrix.
  • the block circulant matrix is In the block circulant matrix C, W N represents the block DFT matrix, the Wn - 1 matrix represents the block IDFT matrix, N represents the number of polarized antennas, and c T represents the matrix C. It can represent the transposition of the first row vector.
  • the complexity of the calculation for the precoding may be proportional to the product of the number N of the polarized antennas and the log N.
  • mutual coupling between the M dipole antenna elements and the M loop antenna elements may not occur in the respective polarization antennas.
  • the method may further include transmitting the precoded first data and the precoded second data through the array of polarized antennas.
  • a wireless device supporting MIMO (Multiple Input Multiple Output) in a wireless communication system for achieving the above-described technical problem is included in an array of a plurality of polarimetric antennas Generating first data to be transmitted through vertical polarization formed by dipole antenna elements and loop antenna elements and second data to be transmitted through horizontal polarization and arranging the polarized antennas
  • a processor to precode the first data and the second data based on a structure of;
  • the coupling complexity between the polarization antennas generated in the polarization antenna array is low, and fast and efficient precoding may be performed in consideration of the characteristics of the polarization antenna array structure.
  • 1 is a view for explaining the structure of a downlink radio frame.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • CRS common reference signal
  • 6 is a diagram for explaining shift of a reference signal pattern.
  • FIG. 7 and 8 are diagrams illustrating a resource element group (REG) which is a unit to which downlink control channels are allocated.
  • REG resource element group
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • 10 is a diagram illustrating positions of PCFICH and PHICH channels.
  • 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a transmitter structure according to an SC-FDMA scheme.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a DFT processed signal is mapped to a frequency domain.
  • FIG. 14 is a block diagram for explaining a transmission process of a reference signal.
  • 15 is a diagram illustrating symbol positions to which reference signals are mapped.
  • 16 to 19 are diagrams illustrating a clustered DFT-s-OFDMA technique.
  • 20 is a diagram illustrating a structure of a MIMO system.
  • 21 is a block diagram illustrating the functionality of a MIMO system.
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a polarization antenna structure according to an embodiment of the present invention.
  • 24A, 24B, 25A, and 25B are diagrams illustrating an electromagnetic field pattern of a polarization antenna structure according to embodiments of the present invention.
  • 26 is a diagram illustrating a polarization antenna array structure according to an embodiment of the present invention.
  • 27 and 28 are diagrams illustrating a signal transmission method through a polarization antenna array structure according to an embodiment of the present invention.
  • 29 is a diagram illustrating a polarization antenna structure according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a polarization antenna array structure according to another embodiment of the present invention.
  • 31 is a view for explaining coupling in a polarization antenna array structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 32 is a diagram illustrating a signal transmission method through a polarization antenna array structure according to another embodiment of the present invention.
  • 34 is a diagram illustrating the configuration of a base station and a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some of the components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • various operations performed for communication with a mobile station in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • the terminal may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a subscriber station (SS), and a mobile subscriber station (MSS). It may be replaced with terms such as a mobile terminal or an advanced mobile station (AMS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • SS subscriber station
  • MSS mobile subscriber station
  • AMS advanced mobile station
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station may be a transmitting end and a base station may be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the IEEE 802.xx system, the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) system, the 3GPP LTE system, and the 3GPP2 system, which are wireless access systems, and in particular, the present invention.
  • Embodiments of may be supported by 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 and 3GPP TS 36.321 documents. That is, obvious steps or portions not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents.
  • all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3GPP Long Term Evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (Advanced) system is an improved system of the 3GPP LTE system.
  • embodiments of the present invention will be described based on the 3GPP LTE / LTE-A system, but can also be applied to IEEE 802.16e / m system and the like.
  • a terminal receives information from a base station through downlink (DL) and transmits information to the base station through uplink (UL).
  • the information transmitted and received by the base station and the terminal includes general data information and various control information, and various physical channels exist according to the type / use of the information they transmit and receive.
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a cyclic prefix (CP).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • normal CP normal CP
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be seven.
  • the OFDM symbol is configured by an extended CP, since the length of one OFDM symbol is increased, the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is only an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located in the k-th subcarrier and the l-th OFDM symbol.
  • one resource block includes 12x7 resource elements (in the case of an extended CP, it includes 12x6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • NDL is the number of resource blocks included in a downlink slot. The value of NDL may be determined according to a downlink transmission bandwidth set by scheduling of a base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • Up to three OFDM symbols at the front of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical HARQ indicator channel. (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel, PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a response of uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of the downlink shared channel (DL-SCH), resource allocation information of the uplink shared channel (UL-SCH), paging information of the paging channel (PCH), system information on the DL-SCH, on the PDSCH Resource allocation of upper layer control messages such as random access responses transmitted to the network, a set of transmit power control commands for individual terminals in an arbitrary terminal group, transmission power control information, and activation of voice over IP (VoIP) And the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive control channel elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC is masked with an identifier called a Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • a paging indicator identifier P-RNTI
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB)
  • SI-RNTI system information identifier and system information RNTI
  • RA-RNTI Random Access-RNTI
  • RA-RNTI may be masked to the CRC to indicate a random access response that is a response to the transmission of the random access preamble of the terminal.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • each transmit antenna has an independent data channel.
  • the receiver may estimate the channel for each of the transmit antennas and receive data transmitted from each transmit antenna.
  • Channel estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which the strength of a signal is rapidly changed due to multipath-time delay in a wireless communication system environment.
  • a reference signal known to both the transmitter and the receiver is required.
  • the reference signal may simply be referred to as a reference signal (RS) or a pilot according to the applied standard.
  • the downlink reference signal transmitted by the base station is defined.
  • the downlink reference signal is a coherent such as a Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH), a Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), a Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), and a Physical Downlink Control CHannel (PDCCH). Pilot signal for demodulation.
  • the downlink reference signal includes a common reference signal (CRS) shared by all terminals in a cell and a dedicated reference signal (DRS) only for a specific terminal.
  • the common reference signal may be called a cell-specific reference signal.
  • the dedicated reference signal may also be called a UE-specific reference signal or a demodulation reference signal (DMRS).
  • DMRS demodulation reference signal
  • a downlink reference signal allocation scheme in the existing 3GPP LTE system will be described.
  • the position (ie, reference signal pattern) of a resource element through which a reference signal is transmitted will be described based on one resource block pair (one subframe length in time x 12 subcarrier lengths in frequency).
  • One subframe consists of 14 OFDM symbols (normal CP case) or 12 OFDM symbols (extended CP case), and the number of subcarriers in one OFDM symbol is 128, 256, 512, 1024, 1536 or 2048. Select one and use it.
  • 5 shows a pattern of a common reference signal (CRS) for a case where 1-TTI (ie, one subframe) has 14 OFDM symbols.
  • 5 (a), 5 (b) and 5 (c) are for the CRS pattern for a system having one, two and four transmit antennas, respectively.
  • R0 represents a reference signal for antenna port index 0.
  • R1 denotes an antenna port index 1
  • R2 denotes an antenna port index 2
  • R3 denotes a reference signal for the antenna port index 3.
  • no signal is transmitted at all other antenna ports except for the antenna port transmitting the reference signal to prevent interference.
  • the reference signal may be protected by shifting the reference signal pattern in a subcarrier unit or an OFDM symbol unit in a frequency domain or a time domain so that a signal collision does not occur. For example, in the case of 1 transmit antenna transmission, since reference signals are located at 6 subcarrier intervals on one OFDM symbol, when a shift in frequency domain subcarrier unit is applied to each cell, at least 5 neighboring cells are on different resource elements.
  • the reference signal can be located at. For example, the frequency shift of the reference signal may appear as cells 2 to 6 of FIG. 6.
  • the receiver may reduce interference by a reference signal received from an adjacent cell, thereby improving channel estimation performance.
  • This PN sequence may be applied in units of OFDM symbols in one subframe.
  • a different sequence may be applied to the PN sequence for each cell ID, subframe number, and OFDM symbol position.
  • DMRS-based data demodulation Compared to existing communication systems supporting 4 transmit antennas (e.g., 3GPP LTE Release 8 or 9 systems), systems having extended antenna configurations (e.g., wireless communication systems supporting 8 transmit antennas (e.g. , 3GPP LTE Release-10 or a later release), considers DMRS-based data demodulation to support efficient reference signal operation and advanced transmission schemes, ie to support data transmission via an extended antenna.
  • DMRS may be defined for two or more layers, since the DMRS is precoded by the same precoder as the data, so that channel information for demodulating data at the receiving side can be easily estimated without additional precoding information.
  • the downlink receiving side can obtain precoded channel information for the extended antenna configuration through DMRS.
  • CSI-RS channel state information
  • Reference signal that is, CSI-RS can be defined CSI-RS can be transmitted through eight antenna ports, the antenna port through which the CSI-RS is transmitted to the antenna in the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 Antenna port indexes 15 to 22 may be used to distinguish the port.
  • the first three OFDM symbols of each subframe may be used as an area for transmitting the downlink control channel, and one to three OFDM symbols may be used according to the overhead of the downlink control channel.
  • PCFICH may be used to adjust the number of OFDM symbols for the downlink control channel for each subframe.
  • the PHICH may be used to provide an acknowledgment (acknowledgment (ACK) / negative acknowledgment (NACK)) for the uplink transmission through the downlink.
  • ACK acknowledgeledgment
  • NACK negative acknowledgment
  • PDCCH may be used for transmission of control information for downlink data transmission or uplink data transmission.
  • FIG. 7 and 8 illustrate that the downlink control channels as described above are allocated in a resource element group (REG) unit in the control region of each subframe.
  • FIG. 7 is for a system with one or two transmit antenna configurations
  • FIG. 8 is for a system with four transmit antenna configurations.
  • REG which is a basic resource unit to which a control channel is allocated, is composed of four REs concatenated in the frequency domain except for resource elements to which reference signals are allocated.
  • a certain number of REGs may be used for transmission of the downlink control channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH may be transmitted between OFDM symbol indexes 0 and 2 in order to provide resource allocation information of the corresponding subframe in each subframe, and OFDM symbol index 0 is used according to overhead of the control channel, or OFDM symbol Index 0 and 1 may be used, or OFDM symbol indexes 0 to 2 may be used.
  • OFDM symbol Index 0 and 1 may be used, or OFDM symbol indexes 0 to 2 may be used.
  • the number of OFDM symbols used by the control channel may be changed for each subframe, and information on this may be provided through the PCFICH. Therefore, the PCFICH must be transmitted in each subframe.
  • CFI Control Format Indicator
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a method of transmitting a PCFICH.
  • the REG shown in FIG. 9 is composed of four subcarriers, is composed only of data subcarriers except RS (reference signal), and in general, a transmit diversity scheme may be applied.
  • the location of the REG can also be frequency shifted from cell to cell (ie, depending on the cell identifier) so as not to interfere between cells.
  • the PCFICH is always transmitted in the first OFDM symbol (OFDM symbol index 0) of the subframe. Accordingly, when receiving the subframe, the receiving end first checks the information of the PCFICH to determine the number of OFDM symbols to which the PDCCH is transmitted, and accordingly, may receive control information transmitted through the PDCCH.
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the positions of PCFICH and PHICH channels that are generally applied in a specific bandwidth.
  • ACK / NACK information for uplink data transmission is transmitted through the PHICH.
  • Several PHICH groups are created in one subframe, and several PHICHs exist in one PHICH group. Therefore, one PHICH group includes PHICH channels for several terminals.
  • PHICH allocation for each terminal in a plurality of PHICH groups includes a lowest PRB index of a PUSCH resource allocation and a lower PRB index.
  • a cyclic shift index for a demodulation RS (DMRS) transmitted through a link grant PDCCH is used.
  • DMRS is an uplink reference signal and is a signal provided together with uplink transmission for channel estimation for demodulation of uplink data.
  • PHICH resources It is known through an index pair such as in Means PHICH group number, Denotes an orthogonal sequence index in the PHICH group. And Is defined as in Equation 1 below.
  • n DMRS is a cyclic shift of DMRS used in uplink transmission associated with PHICH.
  • N g is information on the amount of PHICH resources transmitted on a physical broadcast channel (PBCH), and N g has a 2-bit size (N g ⁇ ⁇ 1/6, 1/2). , 1, 2 ⁇ ).
  • PBCH physical broadcast channel
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a location of a downlink resource element to which a PHICH group is mapped.
  • the PHICH group may be configured on different time domains (that is, different OS symbols (OFDM Symbols)) in one subframe as shown in FIG. 11 according to the PHICH duration.
  • OS symbols OFDM Symbols
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • the control information transmitted through the PDCCH may vary in size and use of control information according to downlink control information (DCI) format, and the size of the PDCCH may vary according to a coding rate.
  • DCI downlink control information
  • Table 3 DCI formats used in the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 may be defined as shown in Table 3 below.
  • the DCI format of Table 3 is independently applied to each UE, and PDCCHs of multiple UEs may be multiplexed simultaneously in one subframe.
  • PDCCH of each multiplexed terminal is independently channel coded and CRC is applied.
  • a unique identifier of each terminal may be masked on the CRC of the PDCCH, so that the terminal may receive its own PDCCH channel.
  • blind detection is performed until all PDCCH channels of the corresponding DCI format are PDCCH channels having their IDs in each subframe until the corresponding PDCCH is received. detection must be performed.
  • the basic resource allocation unit of the PDCCH is a CCE (Control Channel Element), and one CCE is composed of nine REGs.
  • One PDCCH may consist of one, two, four or eight CCEs.
  • the PDCCH configured according to each terminal is interleaved and mapped to the control channel region of each subframe by a CCE-to-RE mapping rule. This may vary depending on the number of OFDM symbols, the number of PHICH groups, the transmission antenna and the frequency shift for the control channel of each subframe.
  • Uplink retransmission may be indicated through the aforementioned PHICH and DCI format 0 (DCI format for scheduling PUSCH transmission).
  • the terminal may perform synchronous non-adaptive retransmission by receiving ACK / NACK for previous uplink transmission through PHICH, or the terminal may perform DCI format 0 PDCCH from the base station By receiving an uplink grant through synchronous adaptive retransmission may be performed.
  • Synchronous transmission refers to a method in which retransmission is performed at a predetermined time point (eg, n + kth subframe) after a time point of transmitting one data packet (eg, nth subframe) (k May be for example 4).
  • a predetermined time point eg, n + kth subframe
  • nth subframe e.g. 4
  • synchronous retransmission is performed.
  • a frequency resource and a transmission method for performing retransmission may be set differently from previous transmissions according to scheduling control information indicated by an uplink grant.
  • the uplink grant PDCCH (eg, DCI format 0) includes a new data indicator (NDI).
  • NDI new data indicator
  • the terminal receives the ACK for the previous transmission through the PHICH, if the NDI value is not toggled in the uplink grant PDCCH received at the same time or after receiving the PHICH, the terminal is configured not to flush the buffer for the previous transmission do.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a transmitter structure according to a Single Carrier-Frequency Divisional Multiple Access (SC-FDMA) scheme.
  • SC-FDMA Single Carrier-Frequency Divisional Multiple Access
  • One block composed of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter 1201.
  • the parallel signal is spread through an N-point Discrete Fourier Transform (DFT) module 1202, and the spread signal is mapped in the frequency domain by the subcarrier mapping module 1203.
  • the signal on each subcarrier is a linear combination of N symbols.
  • the signal mapped to the frequency domain is converted into a time domain signal via an M-point Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) module 1204.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the time domain signal is converted into a serial signal through parallel-to-serial converter 1205 and CP is added.
  • DFT processing of the N-point DFT module 1202 partially cancels out the influence of the IFFT processing of the M-point IFFT module 404.
  • the SC-FDMA scheme may be referred to as a DFT-s-OFDMA (DFT-sread-OFDMA) scheme.
  • the signal input to the DFT module 1202 has a low peak-to-average power ratio (PAPR) or cubic metric (CM), but has a high PAPR after DFT processing, and the IFFT of the IFFT module 1204 The signal output by the process may again have a low PAPR. That is, the SC-FDMA scheme can transmit the transmission avoiding the nonlinear distortion period of the power amplifier (PA), it is possible to reduce the implementation cost of the transmitter.
  • PA peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • FIG. 13 is a diagram for describing a method in which a signal output from the DFT module 1202 is mapped to a frequency domain.
  • a signal output from the SC-FDMA transmitter may satisfy a single carrier property.
  • FIG. 13A illustrates a localized mapping method in which a signal output from the DFT module 1202 is mapped to a specific portion of a subcarrier region.
  • FIG. 13B illustrates a distributed mapping method in which signals output from the DFT module 1202 are distributed and mapped in all subcarrier regions. In the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system, it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulating a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is transmitted by IFFT processing after subcarrier mapping after the signal generated in the time domain is converted into a frequency domain signal through DFT processing (see FIG. 12). It is defined that the DFT process is skipped and generated directly in the frequency domain, mapped onto the subcarrier, and then transmitted through IFFT processing and CP addition.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating symbol positions to which reference signals (RSs) are mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 15 (a) shows that an RS is located in a fourth SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of a normal CP.
  • FIG. 15 (b) shows that an RS is located in a third SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in the case of an extended CP.
  • the cluster method DFT-s-OFDMA is a variation of the above-described SC-FDMA, in which a DFT-processed signal is divided into a plurality of sub-blocks and then mapped to positions spaced apart from the frequency domain.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining a clustered DFT-s-OFDMA scheme on a single carrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb-1 are all mapped onto one carrier (eg, a carrier of 20 MHz bandwidth), and each sub-block is on the frequency domain. It may be mapped to spaced locations.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • 17 and 18 are diagrams for explaining a clustered DFT-s-OFDMA technique on a multicarrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-1 may each be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-1 (each carrier (or cell) is for example May have a 20 MHz bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through one IFFT module.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to # Nsb-1).
  • sub-blocks # 0 to # Nsb-1 may be mapped onto carriers (or cells) # 0 to # Nsb-1 respectively (each carrier (or cell) may be For example, 20 MHz bandwidth).
  • each carrier (or cell) may be For example, 20 MHz bandwidth).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each carrier (or cell) may be converted into a time domain signal through each IFFT module.
  • DFT-s-OFDMA on the single carrier described in FIG. 16 is an inter-carrier (or intra-cell) DFT-s-OFDMA
  • the multi-carrier (or cell) described in FIGS. 17 and 18 will be described.
  • DFT-s-OFDMA on the may be referred to as inter-carrier (or inter-cell) DFT-s-OFDMA.
  • Such intra-carrier DFT-s-OFDMA and inter-carrier DFT-s-OFDMA may be mixed with each other.
  • FIG. 19 illustrates a partial-specific DFT-s-OFDMA technique for performing DFT processing, frequency domain mapping, and IFFT processing in units of chunks.
  • the part-specific DFT-s-OFDMA may be referred to as Nx SC-FDMA.
  • the code block segmented signal is chunked to perform channel coding and modulation on each part.
  • the modulated signal may be DFT processed, frequency domain mapped and IFFT processed in the same manner as described in FIG. 12 and the outputs from each IFFT may be summed to add CP.
  • the Nx SC-FDMA scheme described with reference to FIG. 19 may be applied to the case of concatenated multicarriers (or multicells) or nonconcatenated multicarriers (or multicells).
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a basic system structure for a MIMO system having multiple transmit antennas and / or multiple receive antennas. Each block of FIG. 20 conceptually illustrates a function or operation at a transmitter and a receiver for MIMO transmission.
  • the channel encoder of FIG. 20 illustrates an operation of adding redundancy bits to input data bits, thereby reducing the influence of noise from the channel.
  • the mapper represents an operation of converting data bit information into data symbol information.
  • a serial / parallel converter represents an operation of converting serial data into parallel data.
  • the multi-antenna encoder represents an operation of converting data symbols into time-spatial signals.
  • the multiple antenna of the transmitting end transmits such a space-time signal through a channel, and the multiple antenna of the receiving end receives a signal through a channel.
  • the multi-antenna decoder of FIG. 20 illustrates an operation of converting a received space-time signal into respective data symbols.
  • the parallel / serial converter represents the operation of converting a parallel signal into a serial signal.
  • the demapper represents an operation of converting data symbols into data bit information. It indicates the decoding operation for the channel code in the channel decoder, and as a result, the data can be estimated.
  • the MIMO transmission / reception system as described above may have one or several codewords spatially according to the spatial multiplexing rate.
  • a case of having one codeword in spatially is called a single codeword (SCW) structure.
  • SCW single codeword
  • MCW multiple codeword
  • FIG. 21 (a) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIMO system having the SCW structure
  • FIG. 21 (b) is a block diagram showing the function of the transmitter of the MIMO system having the MCW structure.
  • precoding may be applied to appropriately distribute transmission information to each antenna according to channel conditions.
  • a set of precoding matrices are determined in advance at a transmitting end and a receiving end, and the receiving end measures channel information from the transmitting end to determine the most suitable precoding matrix (ie, a precoding matrix index).
  • PMI Precoding Matrix Index
  • the transmitting end is a technique of applying appropriate precoding to the signal transmission based on the PMI, since a method of selecting an appropriate precoding matrix from a predetermined set of precoding matrices.
  • PMI Precoding Matrix Index
  • FIG. 22 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission rank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the rank value. Since the rank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers. For example, when the number of transmission antennas is 4 and the number of transmission layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the above-described precoding is based on the emission of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter.
  • Hermitian, or Hermitian) matrix (P H ) may be multiplied by the received signal.
  • Table 4 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE Release-8 / 9
  • Table 5 shows downlink using 4 transmit antennas in 3GPP LTE Release-8 / 9. Represents a codebook used for link transmission.
  • I represents a 4x4 single matrix and Un is a value given in Table 5.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, loop) There are a total of 6 precoding vectors / matrix for precoding of the system.
  • the codebook for the four transmit antennas as shown in Table 5 has a total of 64 precoding vectors / matrices.
  • Such codebooks have common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low rank precoding matrix is designed to consist of a subset of a particular column of the high rank precoding matrix.
  • the restricted alphabetic feature means that each element of every precoding matrix in the codebook is limited. For example, each element of the precoding matrix is limited to only one element ( ⁇ 1) used for Binary Phase Shift Keying (BPSK) or only one element ( ⁇ 1, ⁇ j) used for Quadrature Phase Shift Keying (QPSK). Elements restricted or used in 8-PSK ( Can be limited to In the codebook example of Table 5, the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook is ( ), It can be said to have limited alphabetical characteristics.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the downlink channel information may be fed back via the PUCCH or the downlink channel information may be fed back via the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodicly according to a request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, widebands (WBs)), and channels for a specific number of RBs (ie, subbands (SBs)). You can also feed back information.
  • WBs widebands
  • SBs subbands
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a polarization antenna structure according to an embodiment of the present invention.
  • one polarimetric antenna is connected to one electric dipole antenna element 2310 and one magnetic loop antenna element 2320.
  • one polarimetric antenna is connected to one electric dipole antenna element 2310 and one magnetic loop antenna element 2320.
  • the scope of the present invention is not limited to secondary polarized antennas.
  • one polarized antenna may be implemented with a plurality of dipole antenna elements and a plurality of magnetic loop antenna elements, wherein the number of dipole antenna elements and magnetic loop antenna elements It may be determined in consideration of spatial freedom.
  • the electric dipole antenna element (or the dipole antenna element) is a vertical component of the signal transmitted by the polarized antenna, and the magnetic loop antenna element (or the loop antenna element) Each responsible for the horizontal component.
  • the vertical component refers to a polarization component traveling in a direction perpendicular to the plane in which the polarization antenna array is located
  • the horizontal component refers to a polarization component traveling in a direction parallel to the plane in which the polarization antenna array is located.
  • the length of the dipole antenna element 2310 is L, and is shown as one connected straight line in FIG. 23, but may be implemented by two different pole conductors separated based on the center of the antenna.
  • the loop antenna element 2320 has a length of a radius, and the polarization antenna may be implemented in a form in which a midpoint of the dipole antenna element 2310 is disposed at the center of the loop antenna element 2320.
  • 24A, 24B, 25A, and 25B illustrate an electromagnetic field pattern of a polarization antenna structure according to an embodiment of the present invention.
  • 24A, 24B, and 25A and 25B illustrate the electromagnetic field patterns generated by the dipole antenna element 2310 and the loop antenna element 2320 in the polarization antenna structure described with reference to FIG. 23.
  • the electric field E and the magnetic field H generated when a sinusoidal current flows through the dipole antenna element 2410 of FIG. 24A are spherical coordinate systems as shown in Equations 3 and 4 below. Can be expressed as
  • Equations 3 and 4 E denotes a phasor vector of an electric field emitted by the dipole antenna element 2410, H denotes a phasor vector of a magnetic field emitted by the dipole antenna element 2410, and ⁇ denotes an electromagnetic wave.
  • ⁇ 0 is the permittivity in vacuum (approximately 8.85 * 10 -12 F / m)
  • ⁇ 0 is the permeability in vacuum (approximately 4 ⁇ * 10 -7 N / A 2 )
  • L is dipole
  • the length, I, of the antenna element 2410 represents the strength of the input current.
  • the electric and magnetic fields generated when the sinusoidal current flows through the loop antenna element 2420 of FIG. 24B may be expressed through spherical coordinate systems as shown in Equations 5 and 6 below.
  • Equations 5 and 6 E denotes a phasor vector of the electric field emitted by the loop antenna element 2420, H denotes a phasor vector of the magnetic field emitted by the loop antenna element 2420, and? Wavelength, ⁇ 0 is permittivity in vacuum (approximately 8.85 * 10 -12 F / m), ⁇ 0 is permeability in vacuum (approximately 4 ⁇ * 10 -7 N / A 2 ), a is loop antenna The length of the radius of element 2420, I, represents the intensity of the input current.
  • no coupling occurs between the dipole antenna element and the loop antenna element in the polarized antenna.
  • No coupling between the two antennas means that the voltage generated when the current flows through one antenna element does not affect the voltage of the other antenna element.
  • the voltage generated by the dipole antenna element by passing a current through the dipole antenna element does not affect the voltage of the loop antenna element, whereas the voltage generated by the loop antenna element by passing the current through the loop antenna element does not affect the voltage of the dipole antenna element. Does not affect voltage Results due to such characteristics will be described in detail with reference to FIGS. 25A and 25B.
  • the magnetic field H 0 passing through the surface where the loop antenna element 2520 is located must change.
  • the magnetic field of the dipole antenna element 2510 is Has only aromatic components, Since the direction is perpendicular to the area vector of the surface where the loop antenna element 2520 is disposed, there is no influence of the voltage change of the dipole antenna element 2510 on the voltage of the loop antenna element 2520.
  • the electric field E 0 in order for the voltage of the dipole antenna element 2540 to change, the electric field E 0 must change along the axial direction of the dipole antenna element 2540.
  • the electric field of the loop antenna element 2530 is Only aromatic components. Since the direction is perpendicular to the axis of the dipole antenna element 2540, there is no influence of the voltage change of the loop antenna element 2530 on the dipole antenna element 2540.
  • the arrangement of the dipole antenna elements formed by the plurality of dipole antenna elements and the arrangement of the loop antenna elements formed by the plurality of loop antenna elements consume power independently.
  • the power dissipated by current and voltage changes is the average of the product of current and voltage.
  • power consumption is calculated as a function of current and voltage.
  • the power consumed by each of the dipole and loop antenna elements in a polarized antenna is expressed as a function of the current applied to each antenna element and the voltage formed.
  • the current flowing into the loop antenna element does not affect the calculation of the power consumed by the dipole antenna element.
  • the two antennas may be divided and beamformed (or precoded). That is, the electric field radiated by the dipole antenna element in the far field far from the reference position Direction, and similarly the electric field radiated by the loop antenna element in a distant field Approximated in direction. Considering that the dipole antenna element and the loop antenna element consume power independently and the far field characteristics, the two antenna elements are independently beamformed, and thus the , Beamforming in the direction can be made.
  • 26 is a diagram illustrating a polarization antenna array structure according to the present invention.
  • a polarization gain is obtained by specifying an arrangement structure of a plurality of polarization antennas, and at the same time, an optimal beamforming calculated in the arrangement structure is proposed.
  • an algorithm in which the complexity of calculating input values for beamforming is expressed as O (n * logn) for the number of polarized antennas n in the array structure.
  • each polarization transmitting system operates independently without interference between antennas and consumes energy independently, thereby significantly lowering the implementation complexity.
  • the input current can be quickly calculated through the FFT for each polarized antenna 2610. Accordingly, unlike the arrangement of the general integrated antenna, even if the number of antennas increases, the amount of calculation is small, thereby reducing the burden on the system for implementing an optimal beamforming input signal.
  • the polarization antenna array structure 2600 may be configured of a plurality of n polarization antennas 2610 arranged in an annular shape.
  • the polarization antenna array structure 2600 includes a total of 2n antenna elements.
  • the plurality of polarized antennas 2610 are disposed apart from each other at a predetermined interval D in a circular shape on the same plane.
  • the optimum input current is calculated once the desired beamforming direction is set.
  • the beamforming direction is expressed as ( ⁇ 0 , ⁇ 0 ) on the spherical coordinate system
  • the arrangement of the dipole antenna elements and the loop antenna elements Since the arrangement consumes power independently, and the polarizations through the respective antenna elements are also transmitted independently, it is possible to beamform the arrangement of the dipole antenna elements and the arrangement of the loop antenna elements separately.
  • the channel model of the arrangement of the dipole antenna elements and the arrangement of the loop antenna elements when using the channel derived through the dyadic Green function will be described.
  • Equation 7 an equivalent channel model for the arrangement of the dipole antenna elements may be expressed by Equation 7 below.
  • Equation 7 represents an equivalent channel model for the vertical component of a dipole antenna element, that is, a polarization antenna, and is expressed as a product of an arbitrary matrix C and a matrix G representing a channel for the input current J dipole . Meanwhile, in Equation 7, the matrix C -1/2 appears due to a power constraint condition when coupling between dipole antenna elements is present in calculating an equivalent channel model.
  • Equation 7 a process of deriving Equation 7 will be described in detail.
  • ⁇ m 2 ⁇ m in the polarization antenna array structure.
  • Equation 8 Is any location To, Denotes the position of the polarization antenna center in space.
  • Equation 9 the electric field measured in the far field (r '' ( ⁇ , R)) May be represented by Equation 9 below.
  • the above process is a case where a single dipole antenna element is considered, and the electric field in a polarization antenna array structure in which a plurality of dipole antenna elements are arranged in a circle is expressed by overlapping electric fields by respective dipole antenna elements. May appear.
  • Equation 12 V of the voltage that is applied to each of the dipole antenna elements as the current I 1, I 2, ..., I N flowing to the respective dipole antenna elements in the array of the plurality of dipole antenna elements, and the first,
  • V 2 , ..., V N the power consumed by the whole dipole antenna elements in the array is represented by Equation 12.
  • Equation 12 Re ⁇ complex value ⁇ means a real component of a complex value.
  • Equation 14 the power equation of Equation 12 may be expressed as Equation 14 below.
  • Equation 15 Equation 15 below is derived.
  • Equation 15 the values of the i th row and the j th column of the matrix C are represented by Equation 16.
  • Equation 8 to 11 and relations 12 to 19 of power consumption of the dipole antenna elements may be summarized by Equation 20 below.
  • Equation 22 Equation 22
  • Equation 23 Re ⁇ Z ⁇ -1/2 from Equation 15 may be expressed as Equation 23.
  • Equation 24 can be derived.
  • Equation (24) Becomes If replaced with Equation 21, Is finally expressed by Equation (25).
  • Equation 26 an equivalent channel model for the arrangement of the loop antenna elements.
  • Equation 26 represents an equivalent channel model for the horizontal component of the loop antenna element, that is, the polarization antenna, and is expressed as a product of an arbitrary matrix C and a matrix G representing a channel for the input current J loop .
  • the matrix C -1/2 in Equation 26 appears due to power constraints when coupling between loop antenna elements is present in the process of calculating the equivalent channel model.
  • Equation 26 a process of deriving Equation 26 will be described in detail.
  • ⁇ m 2 ⁇ m in a polarized antenna array structure.
  • Equation 27 Is any location To, Denotes the position of the polarization antenna center in space.
  • the electric field measured in the far field r »( ⁇ , R) Is calculated as in Equation 28.
  • Equation 30 the electric field when a plurality of loop antenna elements are arranged in a circle is expressed by overlapping electric fields by the respective loop antenna elements, and is represented by Equation 30. do.
  • V of the voltage that is applied to each of the loop antenna element as the current I 1, I 2, ..., I N flowing on each of the loop antenna element in the array of a plurality of loop antenna elements 1,
  • V 2 , ..., V N the power consumed by the entire loop antenna elements in the array is expressed by Equation 31.
  • Equation 32 the relationship between the voltage and current for the loop antenna elements is expressed by Equation 32 below.
  • Equation 33 the power equation from Equation 32 may be expressed as Equation 33 below.
  • Equation 34 As in equation (14), in equation (33) , Equation 34 below can be derived.
  • Equation 34 values of the i th row and the j th column of the matrix C are expressed as in Equation 35.
  • Equation 27 to 30 for the electric fields of the loop antenna elements, and Equations 31 to 35 for the power consumption of the loop antenna elements are summarized by Equation 36 below.
  • Equation 38 G is expressed as in Equation 38.
  • Equation 39 Re ⁇ Z ⁇ -1/2 can be expressed as Equation 39.
  • Equation 40 is derived.
  • Equation 40 Is, If replaced with Equation 37, Is finally expressed by equation (41).
  • Equation 25 channel equivalent models for the dipole antenna elements and the loop antenna elements are represented by Equations 25 and 41, respectively.
  • Equation 7 is derived from Equation 25
  • Equation 26 is derived from Equation 41, respectively.
  • the matrix C -1/2 due to the power constraint will be described in detail.
  • the matrix representing the coupling becomes a cyclic matrix.
  • the circulant matrix C ⁇ 1/2 may be expressed by decomposition as shown in Equation 42 below.
  • Equation 42 the W n matrix represents a DFT matrix of nxn, and the W n ⁇ 1 matrix represents an IDFT matrix.
  • Equation 41 c is the first row vector of the matrix C, and W n, which is a DFT matrix, is defined as in Equation 43 below.
  • Equation 45 Equation 45
  • 27 and 28 are diagrams illustrating a signal transmission method through a polarization antenna array structure according to an embodiment of the present invention. 27 will be described first.
  • the transmitter 2700 transmits a signal through a polarization antenna array structure in which a plurality of polarization antennas are arranged in a circle.
  • the transmitter 2700 generates or acquires three types of input information for generating a transmission signal. This input information is shown at the bottom of FIG. 27, and the three types of input information become input values of a process for generating a transmission signal.
  • the first input information is X dipole and X loop , which the transmitter 2700 intends to transmit through each of the dipole antenna elements and the loop antenna elements.
  • the second input information determines the beamforming direction. to be.
  • the third input information is P dipole , P loop which controls the power consumption of the array of dipole antenna elements and the array of loop antenna elements.
  • the transmitter 2700 receives the information on the matrix C in advance from the process of channel estimation or from the receiver.
  • J dipole and J loop are current values input to the array of dipole antenna elements and the array of loop antenna elements, respectively.
  • a series of processes processed in the digital stage 2810 may be understood as a precoding process for generating a transmission signal. That is, a transmission signal is generated through a precoding process 2810 for the input signals X dipole and X loop . Subsequently, the transmission signal is input to an antenna stage 2820 that performs beamforming to a predetermined position, is radiated through a polarization antenna array structure, and transmitted to a target device, a terminal, or a base station.
  • J dipole and J loop as output values of the digital stage 2810 obtained according to the processes described with reference to FIGS. 27 and 28 may be interpreted differently from J dipole and J loop in Equations 7 and 26.
  • J dipole and J loop in Equations 7 and 26 are expressed as J ' dipole and J' loop .
  • J ' dipole , J' loop becomes the value in the process of obtaining J dipole , J loop calculated in FIGS. 27 and 28, and J ' dipole , J' loop is multiplied by C -1/2 It can be dipole or J loop .
  • Equation 46 J ' dipole and J' loop can be expressed as Equation 46 below.
  • x dipole and x loop are information to be transmitted through a channel, and mean information transmitted from a polarization antenna to a dipole antenna and a loop antenna, respectively.
  • one polarized antenna is illustrated as a secondary polarized antenna implemented as a pair of one dipole antenna element and one loop antenna element.
  • the number of antenna elements that can be integrated without mutual coupling in one polarized antenna can be extended up to k. That is, the structure generalized to the k-order polarized antenna structure, not the secondary polarized antenna structure, needs to be considered. Since the polarization antenna may have a maximum of six channel degrees of freedom at one point, the following describes embodiments extended to the sixth order polarization antenna structure.
  • 29 illustrates a sixth order polarized antenna structure according to an embodiment of the present invention.
  • the sixth order polarization antenna 290 has three dipole antenna elements d1, d2, and d3 perpendicular to each other, and three loop antenna elements r1, r2, and r3 perpendicular to each other. It is an integrated structure. Since the directions of the polarizations between the dipole antenna elements and the loop antenna elements are all perpendicular to each other, mutual coupling between the six antenna elements included in the sixth order polarization antenna 290 does not occur.
  • the sixth order polarization antenna array structure 3000 includes a plurality of n polarization antennas 290 disposed in a circular shape.
  • the polarization antenna array structure 3000 includes a total of 6n antenna elements.
  • the plurality of polarization antennas 290 are disposed spaced at regular intervals in a circle on the same plane.
  • the antenna elements transmitting vertical polarization and the antenna elements transmitting horizontal polarization operate independently without mutual interference. Independently, energy is consumed, resulting in significantly lower implementation complexity.
  • the input current may be quickly calculated through the FFT for each sixth order polarization antenna 290. Accordingly, unlike the arrangement of the general integrated antenna, even if the number of antennas increases, the amount of calculation is small, thereby reducing the burden on the system for implementing an optimal beamforming input signal.
  • the beamforming direction at the transmitting end is set to ( ⁇ , ⁇ ), and the transmitting end calculates the input current for the beamforming direction ( ⁇ , ⁇ ). Since the sixth-order polarized antenna circular array generates two mutually perpendicular polarizations, the transmitting end inputs two current vectors superimposed on the sixth-order polarized antenna array.
  • Equation 47 denotes a current vector input to an antenna array (eg, loop antenna elements) when beamforming is performed through polarization traveling in a direction parallel to the plane in which the antenna array is located.
  • an antenna array eg, loop antenna elements
  • Equation 48 refers to a current vector input to an antenna array (eg, dipole antenna elements) when beamforming is performed through polarization traveling in a direction perpendicular to the plane in which the antenna array is located.
  • an antenna array eg, dipole antenna elements
  • the matrix C is represented by a block circulant matrix. That is, a row or column is cycled by a block that is a bundle of a plurality of elements in the matrix C.
  • the matrix C becomes a block circulant matrix because polarized antennas are arranged in a circle. For example, suppose that three secondary polarization antennas are arranged in a circle with reference to FIG. 31. In this case, the coupling effect of the second polarized antenna is the same for each secondary polarized antenna. Accordingly, it can be seen that the coupling of each secondary polarized antenna is shifted in matrix units.
  • Equation 50 illustrates the matrix C for the arrangement of FIG. 31.
  • the matrix C for the circular arrangement of three secondary polarized antennas is a block circulant matrix of size 6 ⁇ 6, and each block is a square matrix of size 2 ⁇ 2.
  • the coupling matrix C of the circular arrangement of the N sixth order polarized antennas becomes a block cyclic matrix of size 6N ⁇ 6N, and each block becomes a square matrix of size 6 ⁇ 6.
  • the block circulant matrix may be decomposed into a product of a block IDFT matrix, a block diagonal matrix, and a block DFT matrix.
  • a block circulant matrix having a block of size 2 ⁇ 2 shown in Equation 50 may be decomposed as shown in Equation 51.
  • the leftmost matrix on the right side performs IDFT separately on the values in the 1st, 3rd, 5th rows and columns, and the values in the 2nd, 4th, 6th rows and columns, respectively. do.
  • the matrix located in the middle of the right side serves to multiply the block matrices, and each block has three block matrices. Is the result of DFT.
  • the rightmost matrix on the right side ie, the block? DFT matrix
  • the middle block diagonal matrix is defined as shown in Equation 52.
  • FIG. 32 is a flowchart of a processor for obtaining a current vector to be applied to a sixth order polarization antenna array structure according to an embodiment of the present invention.
  • the current vector is the inverse C- 1 of the matrix C and the channel matrix G H. It can be obtained through the product of. However, without disassembling the inverse C - 1 When calculating the current vector using the complexity of the calculation is proportional to the number N 2 of polarized antennas. Thus, as N increases, the complexity of the calculation increases exponentially.
  • the complexity of the calculation may be reduced in proportion to N * logN.
  • the matrix C may be sequentially decomposed into a block IDFT matrix X block diagonal matrix X block DFT matrix.
  • inverse matrix C ⁇ 1 may be expressed as an inverse transform of the block DFT matrix (ie, a block IDFT matrix) and an inverse transform of the X block diagonal matrix (ie, a block DFT matrix).
  • inverse C -1 and channel matrix G H The product of can be expressed by the block IDFT matrix X ⁇ inverse transform X of the block diagonal matrix (block DFT matrix X channel matrix G H ) ⁇ .
  • the current vector can be obtained by sequentially performing the following (1), (2) and (3).
  • Process (1) has a complexity of NlogN since it can be performed by FFT, process (2) has a complexity of N by the product of inverse transform of block diagonal matrix, and process (3) has a complexity of NlogN because it can be performed by IFFT .
  • the complexity of the process (1) + (2) + (3) has a total complexity of 2NlogN + N.
  • the processor sets azimuth and elevation angles ( ⁇ , ⁇ ) of beamforming (or precoding), and transmits data x 1 and x 2 through horizontal polarization and vertical polarization. Is set (3205).
  • the processor performs an FFT operation of x 1 G 1 H + x 2 G 2 H (3210).
  • the FFT operation corresponds to the process (1) described above.
  • Six FFT blocks operate for the FFT operation, x 1 G 1 H + x 2 G 2 H Data is alternately input to six FFT blocks. For example, x 1 G 1 H + x 2 G 2 H loaded into memory The k th data among the data is input to the 'k mod 6' th FFT block.
  • the processor rearranges the result of the FFT operation (3215). In order to multiply the inverse of the diagonal component matrix with the result of the FFT operation in process (2), the processor sequentially rearranges the result of the FFT operation.
  • the processor multiplies the result of the rearranged FFT operation by the inverse transform of the block diagonal matrix (3220). This process corresponds to the process (2) described above.
  • the processor reorders 3325 the output of the matrix product of process 3220 to perform the IFFT.
  • the processor IFFT computes the output of the process 3225 (S3230). Similar to the FFT operation, the k th data is input to the 'k mod 6' th IFFT block.
  • the processor adjusts the transmit power with respect to the IFFT operation result (3235).
  • the transmit power may be increased or decreased in consideration of a radio channel environment between the transmitting and receiving ends, interference with other devices, and the maximum transmit power that the transmitting end can output.
  • the processor applies the adjusted current vector to the N polarized antennas included in the sixth order polarized antenna array.
  • the above-described current vectors may be previously calculated before beamforming, and then the calculation result may be stored in the transmitter or the receiver in the form of a codebook.
  • the above-described current vectors are calculated beforehand, and the current vectors according to the respective combinations of ⁇ and ⁇ values respectively correspond to a precoding matrix in the codebook. Can be.
  • the above-described method is used to generate a codebook, and the transmitting end stores the codebook generated according to the above-described method.
  • the transmitting end precodes the data through the stored codebook, and transmits the precoded data to the receiving end.
  • an index e.g., PMI: precodinig matrix index
  • the receiving end grasps the precoding matrix corresponding to the index of the precoding matrix signaled by the transmitting end from the previously stored codebook.
  • the receiving end decodes the precoded data through the identified precoding matrix.
  • the precoding method of FIG. 33 may be performed in various wireless devices, for example, a base station, a terminal, or a repeater.
  • a wireless device may be configured to transmit via vertical polarization formed by dipole antenna elements and loop antenna elements included in an array of a plurality of polarimetric antennas.
  • the first data and the second data to be transmitted through the horizontal polarization are generated (3305).
  • the wireless device generates the first data using a first channel vector representing channel characteristics for vertical polarization of the electric field emitted by the array of polarization antennas.
  • the wireless device generates second data using a second channel vector representing channel characteristics for horizontal polarization of the electric field radiated by the array of polarization antennas.
  • the first data and the second data may be multiplexed with each other.
  • the dipole antenna elements generate vertical polarization of the electric field radiated by the secondary polarized antenna array structure, and the plurality of loop antenna elements generate horizontal polarization of the electric field emitted by the secondary polarized antenna array structure.
  • m-th element G 1m of the first channel vector and m-th element G 2m of the second channel vector may be obtained based on Equation 49, respectively.
  • the wireless device precodes 3310 the first data and the second data based on the structure of the arrangement of polarized antennas.
  • the arrangement of the polarization antennas may be such that M dipole antenna elements and M loop antenna elements are integrated for each polarization antenna, and the polarization antennas are arranged in a circular shape at regular intervals.
  • the order of the polarization antennas may correspond to a maximum of radio channel degrees of freedom at the point where the M dipole antenna elements and the M loop antenna elements are integrated.
  • Mutual coupling between the M dipole antenna elements and the M loop antenna elements does not occur in the respective polarization antennas.
  • the wireless device inversely transforms a result of decomposing a block circulant matrix representing a coupling characteristic between polarized antennas into a block inverse discrete fourier transform (IDFT) matrix, a block diagonal matrix, and a block DFT matrix.
  • IDFT block inverse discrete fourier transform
  • One data and the second data may be precoded.
  • the wireless device performs fast Fourier transform (FFT) on the first data and the second data according to an inverse matrix transformation of the block IDFT matrix.
  • the wireless device applies an inverse transformation of the block diagonal matrix to the FFT result.
  • the wireless device IFFTs the result of applying the inverse matrix transformation of the block diagonal matrix according to the inverse matrix transformation of the block DFT matrix.
  • the block cyclic matrix is a cyclic matrix including N 2 block matrices of 2M ⁇ 2M size, and N may be the number of polarized antennas.
  • the block circulant matrix may correspond to Equation 42.
  • the complexity of this calculation for precoding is proportional to the product of the number N of polarized antennas and the log N.
  • the wireless device transmits 3315 precoded first data and precoded second data via the array of polarized antennas.
  • the base station 2910 and the terminal 2920 may perform the above-described method.
  • the base station 2910 may include a receiving module 2911, a transmitting module 2912, a processor 2913, a memory 2914, and a plurality of antennas 2915.
  • the plurality of antennas 2915 are devices that support MIMO transmission and reception and include the polarization antenna array structure described above.
  • the receiving module 2911 may receive various signals, data, and information on the uplink from the terminal 2920.
  • the transmission module 2912 may transmit various signals, data, and information on a downlink to the terminal 2920.
  • the processor 2913 may control the overall operation of the base station 2910.
  • the processor 2913 of the base station 2910 performs a function of processing information received by the base station 2910 and information to be transmitted to the outside, and the memory 2914 stores the processed information for a predetermined time. It may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal 2920 may include a receiving module 2921, a transmitting module 2922, a processor 2913, a memory 2924, and a plurality of antennas 2925.
  • the plurality of antennas 2925 are devices supporting MIMO transmission and reception and include the polarization antenna array structure described above.
  • the receiving module 2921 may receive various signals, data, and information on downlink from the base station 2910.
  • the transmission module 2922 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station 2910.
  • the processor 2913 may control the overall operation of the terminal 2920.
  • the processor 2913 of the terminal 2920 performs a function of processing information received by the terminal 2920, information to be transmitted to the outside, and the memory 2924 stores the processed information and the like for a predetermined time. It may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the description of the base station 2910 may be equally applicable to a relay apparatus as a downlink transmitting entity or an uplink receiving entity, and the description of the terminal 2920 may be a downlink receiving entity or The same can be applied to the relay apparatus as the uplink transmission entity.
  • Embodiments of the present invention described above may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • a method according to embodiments of the present invention may include one or more Application Specific Integrated Circuits (ASICs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), and Programmable Logic Devices (PLDs). It may be implemented by field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of a module, a procedure, or a function that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • embodiments of the present invention can be applied to various wireless communication systems.

Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 기기가 데이터를 프리코딩하는 방법은, 다수의 편파 안테나들(polarimetric antennas)들의 배열(array)에 포함된 다이폴 안테나 소자들(dipole antenna elements) 및 루프 안테나 소자들(loop antenna elements)이 형성하는 수직 방향 편파를 통해 전송될 제1 데이터 및 수평 방향 편파를 통해 전송될 제2 데이터를 생성하는 단계; 및 상기 편파 안테나들의 배열의 구조에 기초하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계를 포함하되, 상기 편파 안테나들의 배열의 구조는, 상기 편파 안테나들 마다 M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되고(integrated), 상기 편파 안테나들이 일정한 간격에 따라 원형으로 배치된 것이다.

Description

무선 통신 시스템에서 데이터를 프리코딩 하는 방법 및 이를 수행하는 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에서 데이터를 프리코딩하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, MIMO를 위한 안테나들의 배열 구조에 기반하여 데이터를 프리코딩하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
MIMO (Multiple Input Multiple Output) 전송 기술은 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송함으로써 높은 전송 속도를 획득하는 기술로, 통신 시스템의 속도를 향상시키는 주요한 기술 중 하나이다. 복수의 안테나들을 집적하여 사용할 때, 종래에는 안테나들 간의 상호 커플링(coupling)이 무시될 수 있도록 안테나들 간의 간격을 파장의 절반 이상 이격시켜 왔다. 그러나 안테나가 많아질수록 안테나의 집적 공간이 커지기 때문에 커플링을 극복하기 위한 집적 안테나 배열(compact antenna array)에 대한 연구가 이어져 왔다.
커플링을 극복하기 위한 하나의 방안으로, 한 지점에 여러 개의 안테나 소자들을 집적하는 편파 안테나(polarimetric antenna)를 이용하는 방안이 연구되고 있다. 이와 같은 연구에 따를 때 편파 안테나 내부에 집적된 안테나 소자들 간의 커플링은 극복될 수 있지만, 다수의 편파 안테나들이 배열되는 경우 편파 안테나들 간의 커플링이 야기된다. 따라서, 배열 내에서 편파 안테나들 간의 커플링 복잡도를 낮추는 방안과, 편파 안테나들의 배열 구조를 고려한 프리코딩 방법이 필요가 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 편파 안테나들 간의 커플링 계산의 복잡도가 낮은 편파 안테나들의 배열 구조 및 편파 안테나 배열 구조에서의 프리코딩 방안을 제안하는데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 상술한 기술적 과제에 한정되지 않으며, 다른 기술적 과제들이 본 발명의 실시 예들로부터 유추될 수 있다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 기기가 데이터를 프리코딩하는 방법은, 다수의 편파 안테나들(polarimetric antennas)들의 배열(array)에 포함된 다이폴 안테나 소자들(dipole antenna elements) 및 루프 안테나 소자들(loop antenna elements)이 형성하는 수직 방향 편파를 통해 전송할 제1 데이터 및 수평 방향 편파를 통해 전송할 제2 데이터를 생성하는 단계; 및 상기 편파 안테나들의 배열의 구조에 기초하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계를 포함하되, 상기 편파 안테나들의 배열의 구조는, 상기 편파 안테나들 마다 M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되고(integrated), 상기 편파 안테나들이 일정한 간격에 따라 원형으로 배치된 것이다.
바람직하게는, 상기 편파 안테나들의 차수(order)는, M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되는 지점에서의 무선 채널 자유도(degrees of freedom)의 최대치에 대응할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 생성하는 단계는, 상기 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 수직 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제1 채널 벡터를 이용하여 상기 제1 데이터를 생성하고, 상기 상기 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 수평 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제2 채널 벡터를 이용하여 상기 제2 데이터를 생성할 수 있다.
보다 바람직하게는, 상기 M이 3일 때, 상기 제1 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G1m 및 제2 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G2m은 각각, 수학식
Figure PCTKR2015010236-appb-I000001
에 대응하고, 상기 수학식에서 k는 웨이브 넘버, R은 상기 배열의 반지름, N은 상기 편파 안테나들의 개수, θ 및 φ는 각각 프리코딩의 방위각 및 고도각을 의미할 수 있다.
바람직하게는, 상기 M이 1일 때, 상기 다이폴 안테나 소자들은 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수직방향 편파를 생성하고, 상기 복수의 루프 안테나 소자들은 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수평방향 편파를 생성하는 것일 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계는, 상기 편파 안테나들 간의 커플링 특성을 나타내는 블록 순환 행렬(block circulant matrix)을 블록 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 행렬, 블록 대각 행렬 및 블록 DFT 행렬로 분해한 결과를 역행렬 변환하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩할 수 있다.
보다 바람직하게는, 상기 블록 순환 행렬은, 2M X 2M 크기의 블록 행렬들을 N2개 포함하는 순환 행렬이고, N은 상기 편파 안테나들의 개수일 수 있다.
보다 바람직하게는, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계는, 상기 블록 IDFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 FFT(Fast Fourier Transform)하는 단계; 상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환을 상기 FFT 결과에 적용하는 단계; 및 상기 블록 DFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서, 상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환이 적용된 결과를 IFFT하는 단계를 포함할 수 있다.
보다 바람직하게는, 상기 블록 순환 행렬은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000002
에 대응하고, 상기 블록 순환 행렬 C에서 WN은 상기 블록 DFT 행렬을 나타내고, Wn- 1행렬은 상기 블록 IDFT 행렬을 나타내고, N은 상기 편파 안테나들의 개수를 나타내고, 상기 cT는 상기 행렬 C의 첫 번째 행 벡터의 전치(transposition)를 나타낼 수 있다.
바람직하게는, 상기 프리코딩을 위한 계산의 복잡도는, 상기 편파 안테나들의 개수 N과 log N의 곱에 비례할 수 있다.
바람직하게는, 상기 각각의 편파 안테나들 내에서 상기 M개의 다이폴 안테나 소자들과 상기 M개의 루프 안테나 소자들 간의 상호 커플링(mutual coupling)은 발생하지 않을 수 있다.
바람직하게는, 상기 편파 안테나들의 배열을 통해 상기 프리코딩된 제1 데이터 및 상기 프리코딩된 제2 데이터를 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 기기는, 다수의 편파 안테나들(polarimetric antennas)들의 배열(array)에 포함된 다이폴 안테나 소자들(dipole antenna elements) 및 루프 안테나 소자들(loop antenna elements)이 형성하는 수직 방향 편파를 통해 전송할 제1 데이터 및 수평 방향 편파를 통해 전송할 제2 데이터를 생성하고, 상기 편파 안테나들의 배열의 구조에 기초하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 프로세서; 및 상기 프로세서의 제어에 따라서 상기 프리코딩된 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 전송하는 송신기를 포함하고, 상기 편파 안테나들의 배열의 구조는, 상기 편파 안테나들 마다 M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되고(integrated), 상기 편파 안테나들이 일정한 간격에 따라 원형으로 배치된 것일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 편파 안테나들의 배열에서 발생하는 편파 안테나들 간의 커플링 계산의 복잡도가 낮고, 편파 안테나 배열 구조의 특성의 고려하여 신속하고 효율적 프리코딩이 수행될 수 있다.
본 발명의 기술적 효과는 상술된 효과들로 제한되지 않으며, 다른 기술적 효과들이 본 발명의 실시예들로부터 유추될 수 있다.
이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5 는 공용참조신호(CRS)의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 6 은 참조신호 패턴의 시프트를 설명하는 도면이다.
도 7 및 도 8 은 하향링크 제어채널들이 할당되는 단위인 자원요소그룹(REG)을 설명하는 도면이다.
도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다.
도 10 은 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다.
도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다.
도 12는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
도 13은 DFT 처리된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 14은 참조 신호의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다.
도 15은 참조신호가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 16 내지 19는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법을 나타내는 도면이다.
도 20은 MIMO 시스템의 구조를 나타내는 도면이다.
도 21은 MIMO 시스템의 기능을 설명하는 블록도이다.
도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 구조를 도시하는 도면이다.
도 24a, 도 24b, 도 25a 및 도 25b는 본 발명의 실시예들에 따른 편파 안테나 구조의 전자기장 패턴을 설명하는 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 배열 구조를 도시하는 도면이다.
도 27 및 도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법을 설명하는 도면이다.
도 29는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 편파 안테나 구조를 도시하는 도면이다.
도 30은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 편파 안테나 배열 구조를 도시하는 도면이다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 배열 구조에서의 커플링을 설명하기 위한 도면이다.
도 32는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법을 설명하는 도면이다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법을 설명하는 도면이다.
도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 및 단말의 구성을 도시하는 도면이다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 “포함(comprising 또는 including)”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서 전체에서 어떠한 구성이 다른 구성에 “연결”된다고 할 때, 이는 물리적 연결뿐 아니라 전기적 연결 또한 포함할 수 있으며, 나아가 논리적인 연결 관계에 있음을 의미할 수도 있다. 또한, 명세서에 기재된 “…부”, “…기”, “모듈” 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, “일(a 또는 an)”, “하나(one)”, “그(the)” 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예들에서 단말(Terminal)은 사용자 기기(User Equipment, UE), 이동국(Mobile Station, MS), 가입자 단말(Subscriber Station, SS), 이동 가입자 단말(Mobile Subscriber Station, MSS), 이동 단말(Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS) 등의 용어로 대체될 수 있다.
또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 및 3GPP TS 36.321 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.
CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.
UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
1. 3GPP LTE / LTE -A 시스템
무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크(Downlink, DL)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크(Uplink, UL)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block, RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block, RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.
하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.
일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period, GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 l번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에, 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12×6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel, PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리 제어 포맷 지시자 채널(Physical Control Format Indicator Channel, PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel, PDCCH), 물리HARQ지시자 채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel, PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information, DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다.
단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element, CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check, CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier, RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier, P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel, PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel, PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.
참조신호
MIMO 시스템에서는 각각의 송신 안테나마다 독립된 데이터 채널을 가진다. 수신기는 송신 안테나에 각각에 대하여 채널을 추정하여 각 송신 안테나로부터 송신된 데이터를 수신할 수 있다. 채널 추정(channel estimation)은 페이딩(fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선통신 시스템 환경에서 다중경로(multi path)-시간지연(time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호(reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿(Pilot)으로 지칭될 수도 있다.
기존의 3GPP LTE 릴리즈(release)-8 또는 릴리즈-9 시스템에서는 기지국이 전송하는 하향링크 참조신호에 대하여 정의하고 있다. 하향링크 참조신호(downlink reference signal)는PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트(coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호(Common Reference Signal, CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호(Dedicated Reference Signal, DRS)가 있다. 공용 참조신호는 셀-특정(cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또한, 전용 참조신호는 단말-특정(UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)라 불릴 수도 있다.
기존의 3GPP LTE 시스템에서의 하향링크 참조신호 할당 방식에 대하여 설명한다. 참조신호가 전송되는 자원요소의 위치(즉, 참조신호 패턴)를, 하나의 자원블록 쌍(시간상으로 하나의 서브프레임 길이 × 주파수 상으로 12 부반송파 길이)을 기준으로 설명한다. 하나의 서브프레임은 14개 OFDM 심볼(일반 CP 경우) 혹은 12개의 OFDM심볼(확장된 CP 경우)로 구성되며, 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수를 128, 256, 512, 1024, 1536 또는 2048 중의 하나로 선정하여 사용하게 된다.
도 5 는 1-TTI (즉 1 서브프레임)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우에 대한 공용참조신호(CRS)의 패턴을 나타낸다. 도 5(a), 도 5(b) 및 도 5(c) 는 각각 1 개, 2 개 및 4 개의 전송 안테나를 갖는 시스템에 대한 CRS 패턴에 대한 것이다.
도 5 에서, R0 는 안테나 포트 인덱스 0에 대한 참조신호를 나타낸다. 또한, 도 5 에서, R1은 안테나 포트 인덱스 1, R2는 안테나 포트 인덱스 2 그리고 R3는 안테나 포트 인덱스 3에 대한 참조신호를 각각 나타낸다. 각 안테나 포트에 대한 참조신호가 전송되는 RE 위치에서는 참조신호를 전송하는 안테나 포트를 제외한 다른 모든 안테나 포트에서는 간섭을 방지하기 위하여 아무 신호도 전송되지 않는다.
도 6 은 여러 셀들의 참조신호가 충돌하지 않도록 참조신호 패턴이 셀마다 시프트되는 것을 나타낸다. 도 5(a)의 1개의 안테나 포트에 대한 참조신호 패턴이 도 6의 1번 셀(Cell 1)에서 사용된 것으로 가정하면, 1 번 셀에 인접하는 2번 셀, 3 번 셀 등에서 셀 간에 참조신호의 충돌이 발생하지 않도록 참조신호 패턴을 주파수 영역 또는 시간 영역에서 부반송파 단위 또는 OFDM 심볼 단위의 시프트(천이)시켜 참조신호를 보호할 수 있다. 예를 들어, 1 전송 안테나 전송의 경우에는 참조신호가 하나의 OFDM 심볼 상에서 6 부반송파 간격으로 위치하므로, 각각의 셀에서 주파수 영역 부반송파 단위의 시프트가 적용되면, 적어도 5개의 인접 셀은 다른 자원요소 상에 참조신호를 위치시킬 수 있다. 예를 들어, 참조신호의 주파수 시프트는 도 6의 2번 셀 내지 6 번 셀과 같이 나타날 수 있다.
또한, 유사-랜덤(Pseudo-Random, PN) 시퀀스를 셀 별 하향링크 참조신호에 곱하여 전송함으로써, 수신기에서 인접셀로부터 수신되는 참조신호에 의한 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상 시킬 수도 있다. 이러한 PN 시퀀스는 하나의 서브프레임 내의 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있다. 또한, PN 시퀀스는 셀 식별자(Cell ID), 서브프레임 번호(subframe number) 및 OFDM 심볼 위치 마다 다른 시퀀스가 적용 될 수 있다.
4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 8 또는 9 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어, 8 전송 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 또는 후속 릴리즈에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DMRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다. DMRS는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다. 한편, 하향링크 수신측에서는 DMRS를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면, 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DMRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라, LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보(Channel State Information, CSI)를 획득하기 위한 참조신호, 즉 CSI-RS를 정의할 수 있다. CSI-RS 는 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송될 수 있으며, CSI-RS 가 전송되는 안테나 포트를 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서의 안테나 포트와 구별하기 위하여 안테나 포트 인덱스 15 내지 22 가 사용될 수 있다.
하향링크 제어채널의 구성
하향링크 제어채널이 전송되는 영역으로 기본적으로는 각각의 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있으며, 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 1 내지 3개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 하향링크 제어채널을 위한 OFDM 심볼의 개수를 각 서브프레임마다 조정하기 위하여, PCFICH가 사용될 수 있다. 상향링크 전송에 대한 확인응답(긍정확인응답(ACK)/부정확인응답(NACK))을 하향링크를 통하여 제공하기 위하여 PHICH가 사용될 수 있다. 또한, 하향링크 데이터전송 또는 상향링크의 데이터전송을 위한 제어정보의 전송을 위해서 PDCCH 가 사용될 수 있다.
도 7 및 도 8 은 위와 같은 하향링크 제어채널들이 각각의 서브프레임의 제어 영역에서 자원요소그룹(Resource Element Group, REG) 단위로 할당되는 것을 나타낸다. 도 7 은 1 개 또는 2 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이고, 도 8 은 4 개의 전송 안테나 구성을 가지는 시스템에 대한 것이다. 도 7 및 도 8 에서 도시하는 바와 같이, 제어채널이 할당되는 기본적인 자원단위인 REG 는, 참조신호가 할당되는 자원요소를 제외하고 주파수 영역에서 연접한 4개의 RE 로 구성된다. 하향링크 제어채널의 오버헤드에 따라서 특정 개수의 REG 가 하향링크 제어채널의 전송에 이용될 수 있다.
PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel)
각각의 모든 서브프레임마다 해당 서브프레임의 자원 할당 정보 등을 제공하기 위해서 PDCCH 가 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 사이에서 전송될 수 있고, 제어채널의 오버헤드에 따라서 OFDM 심볼 인덱스 0 이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 및 1이 사용되거나, OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 가 사용될 수 있다. 이와 같이 제어채널이 사용하는 OFDM 심볼의 개수를 서브프레임마다 변경 할 수 있는데, 이에 대한 정보는 PCFICH를 통해 제공될 수 있다. 따라서, PCFICH는 각각의 모든 서브프레임에서 전송되어야 한다.
PCFICH를 통해 3가지의 정보가 제공될 수 있다. 아래의 표 1 은 PCFICH의 CFI(Control Format Indicator)를 나타낸다. CFI=1 은 OFDM 심볼 인덱스 0 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=2 는 OFDM 심볼 인덱스 0 및 1 에서 PDCCH가 전송됨을 나타내고, CFI=3 은 OFDM 심볼 인덱스 0 내지 2 에서 PDCCH가 전송됨을 나타낸다.
[표 1]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000003
PCFICH를 통해 전송되는 정보는 시스템 대역폭(system bandwidth)에 따라 다르게 정의될 수 있다. 예를 들면, 시스템의 대역폭이 특정 임계치보다 작은 경우 CFI=1, 2, 3 은 각각 2, 3, 4 개의 OFDM 심볼이 PDCCH를 위해 사용됨을 나타낼 수도 있다.
도 9 는 PCFICH가 전송되는 방식을 나타내는 도면이다. 도 9 에서 도시하는 REG 는, 4개의 부반송파로 구성되어 있고, RS(참조신호)를 제외한 데이터 부반송파로만 구성되어 있으며, 일반적으로 전송 다이버시티(transmit diversity) 기법이 적용될 수 있다. 또한 REG의 위치는, 셀간에 간섭을 주지 않도록 셀마다 (즉, 셀 식별자에 따라서) 주파수 시프트될 수 있다. 추가적으로, PCFICH는 항상 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼(OFDM 심볼 인덱스 0)에서 전송된다. 이에 따라 수신단에서는 서브프레임을 수신할 때에 먼저 PCFICH의 정보를 확인하여 PDCCH 가 전송되는 OFDM 심볼의 개수를 파악하고 그에 따라서 PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 수신할 수 있다.
PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel)
도 10 은 특정 대역폭에서 일반적으로 적용되는 PCFICH 및 PHICH 채널의 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 를 통해서 상향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보가 전송된다. 하나의 서브프레임에서 여러 개의 PHICH 그룹이 만들어지고, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 PHICH가 존재한다. 따라서, 하나의 PHICH 그룹에는 여러 개의 단말에 대한 PHICH 채널이 포함된다.
도 10 에서 도시하는 바와 같이, 여러 개의 PHICH 그룹에서 각 단말기에 대한 PHICH 할당은, PUSCH 자원 할당(resource allocation)의 가장 낮은 물리자원블록(Physical Resource Block, PRB) 인덱스(lowest PRB index)와, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통해 전송되는 복조참조신호(Demodulation RS, DMRS)를 위한 순환시프트(Cyclic Shift) 인덱스를 이용하여 이루어진다. DMRS 는 상향링크 참조신호이며, 상향링크 데이터의 복조를 위한 채널 추정을 위해서 상향링크 전송과 함께 제공되는 신호이다. 또한, PHICH 자원은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000004
와 같은 인덱스 쌍(index pair)를 통해서 알려지게 되는데, 이때
Figure PCTKR2015010236-appb-I000005
에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000006
는 PHICH 그룹 번호(PHICH group number)를 의미하고,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000007
는 해당 PHICH 그룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스(orthogonal sequence index)를 의미한다.
Figure PCTKR2015010236-appb-I000008
및
Figure PCTKR2015010236-appb-I000009
는 아래의 수학식 1과 같이 정의된다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000010
상기 수학식 1 에서 nDMRS는 PHICH 가 연관된 상향링크 전송에서 사용된 DMRS 의 순환시프트이다. 또한,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000011
는 PHICH 에 대해서 사용되는 확산 인자 크기(spreading factor size)이다.
Figure PCTKR2015010236-appb-I000012
는 상향링크 자원 할당의 가장 낮은 PRB 인덱스이다.
Figure PCTKR2015010236-appb-I000013
는 설정된 PHICH 그룹의 개수이며, 아래의 수학식 2 와 같이 정의된다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000014
상기 수학식 2 에서 Ng는 물리방송채널(Physical Broadcast Channel, PBCH)로 전송되는 PHICH 자원의 양에 대한 정보이며, Ng 는 2비트 크기를 가지고 (Ng ∈{1/6, 1/2, 1, 2})으로 표현된다.
또한, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 정의되는 직교 시퀀스의 예는 아래의 표 2 와 같다.
[표 2]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000015
도 11 은 PHICH 그룹이 매핑되는 하향링크 자원요소 위치를 나타내는 도면이다. PHICH 그룹은 PHICH 구간(duration)에 따라서 도 11 과 같이 하나의 서브프레임 내에서 상이한 시간 영역 (즉, 상이한 OS(OFDM Symbol)) 상에서 구성될 수도 있다.
PDCCH (Physical Downlink Control Channel)
PDCCH 를 통해서 전송되는 제어정보는, 하향링크제어정보(Downlink Control Information, DCI) 포맷에 따라서 제어정보의 크기와 용도가 다르며, 부호화율(coding rate)에 따라 PDCCH 의 크기가 달라질 수 있다. 예를 들어, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 사용되는 DCI 포맷들은 아래의 표 3과 같이 정의될 수 있다.
[표 3]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000016
상기 표 3 의 상기 DCI 포맷은 각각의 단말 별로 독립적으로 적용이 되며 하나의 서브프레임 내에서 여러 단말기의 PDCCH가 동시에 다중화(multiplexing)될 수 있다. 다중화된 각 단말기의 PDCCH 는 독립적으로 채널코딩이 이루어지고 CRC 가 적용된다. 각 단말의 고유의 식별자를 PDCCH의 CRC에 마스킹하여 단말기가 자신의 PDCCH 채널을 수신할 수 있도록 적용할 수 있다. 그러나, 기본적으로 단말은 자신의 PDCCH 채널의 위치를 알 수 없으므로, 매 서브프레임마다 해당 DCI 포맷의 모든 PDCCH 채널이 자신의 ID를 가진 PDCCH 채널인지 확인하여 해당 PDCCH를 수신할 때까지 블라인드 검출(blind detection)을 수행해야 한다. 이러한 PDCCH의 기본 자원할당 단위는 CCE(Control Channel Element)이며, 하나의 CCE는 9개의 REG로 구성되어 있다. 하나의 PDCCH는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 CCE로 구성 될 수 있다. 각 단말기에 따라서 구성된 PDCCH는 CCE 를 RE 에 매핑하는 규칙(CCE-to-RE mapping rule)에 의하여 각 서브프레임의 제어채널 영역으로 인터리빙되어 매핑된다. 이는 각 서브프레임의 제어채널을 위한 OFDM 심볼 개수, PHICH 그룹 개수, 전송 안테나 및 주파수 시프트 등에 따라서, CCE 가 매핑되는 RE 위치가 달라질 수 있다.
상향링크 재전송
상향링크 재전송은 전술한 PHICH 및 DCI 포맷 0 (PUSCH 전송을 스케줄링하는 DCI 포맷)을 통하여 지시될 수 있다. 단말이 PHICH를 통하여 이전의(previous) 상향링크 전송에 대한 ACK/NACK을 수신하여 동기식(synchronous) 비-적응적(non-adaptive) 재전송을 수행할 수 있고, 또는 단말이 기지국으로부터 DCI 포맷 0 PDCCH 를 통하여 상향링크 그랜트를 수신하여 동기식 적응적(adaptive) 재전송을 수행할 수 있다.
동기식 전송이란, 하나의 데이터 패킷을 전송한 시점 (예를 들어, n 번째 서브프레임) 이후의 미리 정해진 시점(예를 들어, n+k 번째 서브프레임)에 재전송이 수행되는 방식을 의미한다 (k 는 예를 들어 4 일 수 있다). PHICH 에 의한 재전송과 상향링크 그랜트 PDCCH 에 의한 재전송의 경우 모두 동기식 재전송이 수행된다.
PHICH를 통하여 재전송을 수행하는 비-적응적 재전송의 경우에, 이전 전송에서 사용된 주파수 자원(예를 들어, 물리자원블록(PRB)) 영역 및 전송 방법(예를 들어, 변조기법 등)과 동일한 주파수 자원 및 전송 방법이 재전송에 적용된다. 한편, 상향링크 그랜트 PDCCH 를 통하여 재전송을 수행하는 적응적 재전송의 경우에는, 상향링크 그랜트에서 지시되는 스케줄링 제어 정보에 따라서 재전송이 수행되는 주파수 자원 및 전송 방법이 이전 전송과 상이하게 설정될 수도 있다.
만약 단말이 PHICH를 수신하는 동시에 상향링크 그랜트 PDCCH를 수신하는 경우에는, PHICH는 무시하고 상향링크 그랜트 PDCCH 의 제어정보에 따라서 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 상향링크 그랜트 PDCCH (예를 들어, DCI 포맷 0)에는 신규데이터지시자(New Data Indicator, NDI)가 포함되는데, NDI 비트가 이전에 제공된 NDI 값에 비하여 토글(toggle)된 경우에는, 단말은 이전 전송이 성공한 것으로 간주하고 새로운 데이터를 전송할 수 있다. 한편, 단말이 PHICH 를 통해서 이전 전송에 대해서 ACK 을 수신하더라도, PHICH 수신과 동시에 또는 그 후에 수신되는 상향링크 그랜트 PDCCH 에서 NDI 값이 토글되지 않으면 단말은 이전 전송에 대한 버퍼를 비우지(flush) 않도록 구성된다.
상향링크 전송 구성
도 12는 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Divisional Multiple Access) 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은, 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter, 1201)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N-포인트 DFT(Discrete Fourier Transform) 모듈(1202)을 거쳐 확산되며, 확산된 신호는 부반송파 매핑 모듈(1203)의하여 주파수 영역에 매핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합(linear combination)이다. 주파수 영역에 매핑된 신호는 M-포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 모듈(1204)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬-직렬 변환기(1205)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N-포인트 DFT 모듈(1202)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모듈(404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 이러한 점에서 SC-FDMA 방식은 DFT-s-OFDMA(DFT-spread-OFDMA) 방식으로 칭할 수도 있다. 또한, DFT 모듈(1202)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며, IFFT 모듈(1204)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다. 즉, SC-FDMA 방식은 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)의 비선형 왜곡 구간을 피하여 전송하도록 하여, 송신단의 구현 비용을 절감할 수 있다.
도 13은 DFT 모듈(1202)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 13에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성(Single Carrier Property)을 만족할 수 있다. 도 13(a)는 DFT 모듈(1202)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑(localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 13(b)는 DFT 모듈(1202)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑(distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다.
도 14은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조(demodulation)하기 위한 참조 신호(reference signal, RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서는, 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가 DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 매핑 후 IFFT 처리를 하여 전송되지만(도 12 참조), RS는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 부반송파 상에 매핑한 후 IFFT 처리 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.
도 15은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호(RS)가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 15(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 4 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 15(b)는 확장된 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 2 개의 슬롯 각각의 3 번째 SC-FDMA 심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다.
도 16 내지 19를 참조하여, 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SC-FDMA의 변형으로서, DFT 처리된 신호를 복수개의 서브-블록(sub-bock)으로 쪼갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 매핑하는 방식이다.
도 16는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어, 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고, 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 매핑될 수 있다. 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다.
도 17 및 18은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 다중 반송파(또는 다중 셀(cell))가 인접하여(contiguously) 구성된 상황 (즉, 다중 반송파(또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 간격이 정렬(align)된 경우에, 하나의 IFFT 모듈을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파(또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파(또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모듈을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 18은 다중 반송파(또는 셀)가 비-인접하여(non-contiguously) 구성된 상황(즉, 다중 반송파(또는 다중 셀) 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT 모듈을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브-블록(서브-블록 #0 내지 #Nsb-1)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 매핑함에 있어서, 서브-블록 #0 내지 #Nsb-1 은 각각 반송파(또는 셀) #0 내지 #Nsb-1 상에 매핑될 수 있다 (각각의 반송파(또는 셀)는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한, 서브-블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 매핑될 수 있다. 각각의 반송파(또는 셀) 상에 매핑된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모듈을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 16에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA가 반송파-내(inter-carrier)(또는 intra-cell) DFT-s-OFDMA라면, 도 17 및 18에서 설명하는 다중 반송파(또는 셀) 상에서의 DFT-s-OFDMA는 반송파-간(inter-carrier) (또는 inter-cell) DFT-s-OFDMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파-내 DFT-s-OFDMA와 반송파-간 DFT-s-OFDMA는 서로 혼용될 수도 있다.
도 19는 부분(chunk) 단위로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리를 수행하는 부분-특정 DFT-s-OFDMA (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분-특정 DFT-s-OFDMA는 Nx SC-FDMA라고 칭할 수도 있다. 코드 블록 분할(code block segmentation)된 신호는 부분(chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 12에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리, 주파수 영역 매핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFFT로부터의 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 19에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파(또는 다중 셀) 또는 연접하지 않는 다중 반송파(또는 다중 셀)의 경우에 모두 적용될 수 있다.
MIMO 시스템의 구조
도 20은 다중 송신 안테나 및/또는 다중 수신 안테나를 가지는 MIMO 시스템에 대한 기본적인 시스템 구조를 나타내는 도면이다. 도 20 의 각각의 블록은 MIMO 전송에 대한 송신단 및 수신단에서의 기능 또는 동작을 개념적으로 나타내는 것이다.
도 20 의 채널 인코더는 입력 데이터 비트에 리던던시(redundancy) 비트를 부가하는 동작을 나타내는 것이고, 이에 따라 채널로부터의 잡음 등에 대한 영향을 줄일 수 있다. 맵퍼는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 직렬/병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 다중 안테나 인코더는 데이터 심볼을 시공간(time-spatial) 신호로 변환시켜주는 동작을 나타내는 것이다. 송신단의 다중 안테나는 이러한 시공간 신호를 채널을 통해 전송하는 기능을 하고, 수신단의 다중 안테나는 채널을 통해 신호를 수신하는 기능을 한다.
도 20 의 다중 안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 병렬/직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하는 동작을 나타내는 것이다. 디맵퍼는 데이터 심볼을 데이터 비트 정보로 바꾸어 주는 동작을 나타내는 것이다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩 동작을 나타내는 것이며, 그 결과 데이터를 추정(estimation)할 수 있게 된다.
전술한 바와 같은 MIMO 송수신 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 코드워드를 가질 수 있는데, 공간적으로 한 개의 코드워드를 가지는 경우를 단일 코드워드(Single CodeWord, SCW) 구조라 하고, 여러 개의 코드워드를 가지는 경우를 다중 코드워드(Multiple CodeWord, MCW) 구조라 한다.
도 21(a)는 SCW 구조를 가지는 MIMO 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이고, 도 21(b) 는 MCW 구조를 가지는 MIMO 시스템의 송신단의 기능을 나타내는 블록도이다.
코드북 기반 프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index, PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
도 22 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 22에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미션(Hermitian, 또는 허미션) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
예를 들어, 다음의 표 4 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 5 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[표 4]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000017
[표 5]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000018
상기 표 5 에서, Wn {s}는 Wn=I-2unun H/Un Hun와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 {s}로 얻어진다. 이 때, I는 4×4 단일행렬을 나타내고 Un는 표 5 에서 주어지는 값이다.
상기 표 4 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 5 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 일정 모듈러스(Constant modulus, CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 ‘0’을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)가 제한되는 것을 의미한다. 예를 들어, 프리코딩 행렬의 각각의 요소가 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 사용되는 요소(±1)로만 제한되거나, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 에 사용되는 요소(±1,±j)로만 제한되거나, 또는 8-PSK 에 사용되는 요소(
Figure PCTKR2015010236-appb-I000019
)로만 제한될 수 있다. 상기 표 5 의 코드북의 예시에서는 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이 (
Figure PCTKR2015010236-appb-I000020
)으로 구성되므로, 제한된 알파벳 특성을 가진다고 표현할 수 있다.
피드백 채널 구조
기본적으로, FDD 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말기가 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적(periodic)으로 채널정보를 피드백 하고, PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당 받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand, WB))에 대한 채널 정보를 피드백할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역(SubBand, SB))에 대하여 채널 정보를 피드백할 수도 있다.
2. 편파 안테나 구성 및 편파 안테나 배열 구조
이하에서는, 앞서 설명한 종래의 안테나 구조와는 다른 편파 안테나 구조에 대해 설명한다. 도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 구조를 도시하는 도면이다.
도 23의 실시예에서는 설명의 편의를 위하여 하나의 편파 안테나(polarimetric antenna)가 하나의 전기 다이폴 안테나 소자(electric dipole antenna element, 2310)와 하나의 자기 루프 안테나 소자(magnetic loop antenna element, 2320)의 쌍(pair)으로 구성되는 것으로 도시되었으나(i.e., 2차 편파 안테나), 본 발명의 권리범위는 2차 편파 안테나에 한정되지 않는다. 예컨대, 후술하는 바와 같이, 하나의 편파 안테나는 다수의 다이폴 안테나 소자들과 다수의 자기 루프 안테나 소자들로 구현 될 수 있으며, 이 때, 다이폴 안테나 소자들과 자기 루프 안테나 소자들의 개수는 무선 채널의 공간 자유도를 고려하여 결정될 수 있다. 또한, 구체적으로는 후술하겠으나, 2차 편파 안테나의 경우 전기 다이폴 안테나 소자(또는, 다이폴 안테나 소자)는 편파 안테나가 전송하는 신호의 수직 방향 성분을, 자기 루프 안테나 소자(또는, 루프 안테나 소자)는 수평 방향 성분을 각각 담당한다. 수직 방향 성분은 편파 안테나 배열이 위치한 평면과 수직하는 방향으로 진행하는 편파 성분을 의미하고, 수평 방향 성분은 편파 안테나 배열이 위치한 평면과 평행한 방향으로 진행하는 편파 성분을 의미한다.
다이폴 안테나 소자(2310)의 길이는 L이며, 도 23에는 하나의 연결된 직선으로 도시되지만 안테나의 중심부를 기준으로 분리되는 두 개의 서로 다른 극의 도선으로 구현될 수 있다. 루프 안테나 소자(2320)는 반지름의 길이가 a이며, 편파 안테나는 다이폴 안테나 소자(2310)의 중점이 루프 안테나 소자(2320)의 중심에 배치되는 형태로 구현될 수 있다.
도 24a, 24b, 25a 및 25b는 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 구조의 전자기장 패턴을 설명하는 도면이다. 도 24a, 24b 및 도 25a 및 25b에서는 도 23에서 설명한 편파 안테나의 구조에서 다이폴 안테나 소자(2310)와 루프 안테나 소자(2320) 각각에 의해 생성되는 전자기장 패턴에 대해 설명한다.
먼저, 도 24a의 다이폴 안테나 소자(2410)에 정현파전류(sinusoidal current)를 흘려줄 때 생성되는 전기장(E) 및 자기장(H)은 아래의 수학식 3 및 수학식 4와 같이 구면 좌표계(spherical coordinate)를 통해 표현될 수 있다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000021
[수학식 4]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000022
상기 수학식 3, 4 에서 E는 다이폴 안테나 소자(2410)가 방사하는 전기장의 페이저 벡터(phasor vector)를 나타내고, H는 다이폴 안테나 소자(2410)가 방사하는 자기장의 페이저 벡터를 나타내고, λ는 전자기파의 파장, ε0는 진공에서의 유전율(permittivity, 약 8.85*10-12 F/m), μ0는 진공에서의 투자율(permeability, 약 4 π*10-7 N/A2), L은 다이폴 안테나 소자(2410)의 길이, I는 입력 전류의 세기를 나타낸다.
수학식 3, 4로부터 다이폴 안테나 소자(2410)에 전류가 흐를 때 다이폴 안테나 소자(2410)가 방사하는 전기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000023
,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000024
의 두 방향으로 진행하며, 자기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000025
방향 성분만이 존재한다.
이어서, 도 24b의 루프 안테나 소자(2420)에 정현파 전류를 흘려줄 때 생성되는 전기장 및 자기장은 아래의 수학식 5 및 수학식 6과 같이 구면 좌표계를 통해 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000026
[수학식 6]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000027
수학식 5, 6 에서 E는 루프 안테나 소자(2420)가 방사하는 전기장의 페이저 벡터(phasor vector)를 나타내고, H는 루프 안테나 소자(2420)가 방사하는 자기장의 페이저 벡터를 나타내고, λ는 전자기파의 파장, ε0는 진공에서의 유전율(permittivity, 약 8.85*10-12 F/m), μ0는 진공에서의 투자율(permeability, 약 4 π*10-7 N/A2), a는 루프 안테나 소자(2420)의 반지름의 길이, I는 입력 전류의 세기를 나타낸다.
수학식 5, 6으로부터 루프 안테나 소자(2420)에 전류가 흐를 때 루프 안테나소자(2420)가 방사하는 전기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000028
방향 성분만이 존재하고, 자기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000029
,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000030
의 두 성분의 방향으로 진행한다는 것을 알 수 있다.
한편, 편파 안테나에서 다이폴 안테나 소자와 루프 안테나 소자 간에는 커플링이 발생하지 않는다. 두 안테나 간에 커플링이 발생하지 않는다는 것은, 어느 하나의 안테나 소자에 전류를 흘려주는 경우 생성되는 전압이 다른 하나의 안테나 소자의 전압에 영향을 미치지 않는다는 것을 의미한다. 다시 말해서, 다이폴 안테나소자에 전류를 흘려줌으로써 다이폴 안테나 소자에서 생성되는 전압은 루프 안테나소자의 전압에 영향을 미치지 않고, 반대로 루프 안테나에 전류를 흘려줌으로써 루프 안테나 소자에서 생성되는 전압은 다이폴 안테나 소자의 전압에 영향을 미치지 않는다. 이와 같은 특성으로 인한 결과를 도 25a 및 25b를 통해 구체적으로 설명한다.
도 25a에서, 루프 안테나 소자(2520)의 전압이 변화하기 위해서는 루프 안테나 소자(2520)가 위치하는 면을 통과하는 자기장(H0)이 변화해야 한다. 그러나, 수학식 4에서 설명한 바와 같이 다이폴 안테나 소자(2510)의 자기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000031
방향 성분만을 가지며,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000032
방향은 루프 안테나 소자(2520)가 배치된 면의 면적 벡터와 수직하므로 다이폴 안테나 소자(2510)의 전압 변화가 루프 안테나 소자(2520)의 전압에 미치는 영향은 없다.
반대로, 도 25b에서, 다이폴 안테나 소자(2540)의 전압이 변화하기 위해서는 다이폴 안테나 소자(2540)의 축 방향을 따라 전기장(E0)이 변화해야 한다. 그러나, 수학식 5에서 설명한 바와 같이 루프 안테나 소자(2530)의 전기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000033
방향 성분만을 갖는다.
Figure PCTKR2015010236-appb-I000034
방향은 다이폴 안테나 소자(2540)의 축과 수직한 방향이므로, 루프 안테나 소자(2530)의 전압 변화가 다이폴 안테나 소자(2540)에 미치는 영향은 없다.
이러한 점을 고려할 때, 복수의 다이폴 안테나 소자들이 형성하는 다이폴 안테나 소자들의 배열과 복수의 루프 안테나 소자들이 형성하는 루프 안테나 소자들의 배열은 독립적으로 전력을 소모한다. 전류와 전압 변화에 따라 소모되는 전력은 전류와 전압의 곱의 평균으로 나타난다. 즉, 소모 전력은 전류와 전압에 대한 함수로 계산된다. 따라서, 편파 안테나에서 다이폴 안테나 소자와 루프 안테나 소자 각각이 소모하는 전력은 각 안테나 소자에 인가되는 전류와 형성되는 전압의 함수로 표현된다. 이때, 상술한 바와 같이 다이폴 안테나 소자에 전류가 유입됨으로 인하여 루프 안테나 소자의 전압에 미치는 영향이 없으므로, 다이폴 안테나 소자에 유입되는 전류는 루프 안테나 소자가 소모하는 전력 값에 영향을 주지 않는다. 반대의 경우로, 루프 안테나 소자에 유입되는 전류는 다이폴 안테나 소자가 소모하는 전력의 계산에 영향을 주지 않는다.
나아가, 편파 안테나에 포함된 다이폴 안테나 소자와 루프 안테나 소자는 각각 독립적으로 동작하여 신호를 생성하기 때문에, 두 안테나를 나누어 빔포밍(또는 프리코딩)할 수 있다. 즉, 기준 위치로부터 먼 거리의 필드(far field)에서 다이폴 안테나 소자가 방사하는 전기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000035
방향으로 근사되고, 마찬가지로 먼 거리의 필드에서 루프 안테나 소자가 방사하는 전기장은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000036
방향으로 근사된다. 다이폴 안테나 소자와 루프 안테나 소자가 독립적으로 전력을 소모한다는 특성과 먼거리의 필드 특성을 고려하면, 두 안테나 소자들을 각각 독립적으로 빔포밍함으로써 편파 안테나를 통한 (
Figure PCTKR2015010236-appb-I000037
,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000038
)방향으로의 빔포밍이 이루어질 수 있다.
도 26은 본 발명에 따른 편파 안테나 배열 구조를 도시하는 도면이다. 이하에서는, 복수의 편파 안테나들의 배치 구조를 특정함으로써 편파 이득을 얻는 것과 동시에, 해당 배치 구조에서 계산되는 최적의 빔포밍을 제안한다. 나아가, 이러한 빔포밍을 위한 입력 값의 계산의 복잡도가 배열 구조내 편파 안테나 수(n)에 대한 O(n*logn)으로 표현되는 알고리즘을 제안한다.
일반적인 집적 안테나 구조를 통해 서로 다른 두 편파로 정보를 전송하는 경우, 안테나 간의 커플링 구조가 복잡하여 전력 분배와 빔포밍에 곤란한 점이 있다. 그러나, 도 26에서 제안되는 모델을 활용하는 경우, 각각의 편파를 전송하는 시스템이 안테나간의 간섭 없이 독립적으로 동작하고, 독립적으로 에너지를 소모하게 되어 구현 복잡도가 확연히 낮아진다. 또한, 제안하는 편파 안테나 배열 구조(2600)에서는 각각의 편파 안테나(2610)에 대한 FFT를 통해 빠르게 입력 전류를 계산해낼 수 있다. 이에 따라, 일반적인 집적 안테나의 배치와는 달리 안테나 수가 많아지더라도 계산량의 증가가 적어, 최적의 빔포밍 입력 신호를 구현하기 위한 시스템의 부담이 적다.
본 발명의 일 실시 예에 의한 편파 안테나 배열 구조(2600)는 원형(annular)으로 배치되는 복수(n)의 편파 안테나(2610)들로 구성될 수 있다. 편파 안테나(2610)들 각각이 하나의 다이폴 안테나 소자와 하나의 루프 안테나 소자로 구성되는 경우, 편파 안테나 배열 구조(2600)는 총 2n개의 안테나 소자들로 구성된다. 복수의 편파 안테나(2610)는 동일 평면 상에 원형으로 일정한 간격(D)으로 떨어져서 배치된다. 편파 안테나(2610)들은 원의 중심으로부터 일정한 거리에 배치되며, 각각의 편파 안테나(2610)들은 θ=2π/n만큼의 각도가 떨어져서 위치하게 된다.
이하에서는, 상술한 편파 안테나 배열 구조(2600)를 통한 빔포밍을 구체적으로 설명한다.
먼저, 원하는 빔포밍 방향이 설정되면 최적의 입력 전류가 계산된다. 예를 들어, 빔포밍 방향이 구면 좌표계 상에서 (θ0, φ0)로 표현되는 경우, 루프 안테나 소자들의 배열과 다이폴 안테나 소자들의 배열 간에는 커플링이 없고, 다이폴 안테나 소자들의 배열과 루프 안테나 소자들의 배열은 독립적으로 전력을 소모하며, 각각의 안테나 소자들을 통한 편파 역시 독립적으로 전송되기 때문에, 다이폴 안테나 소자들의 배열과 루프 안테나 소자들의 배열을 나누어 빔포밍하는 것이 가능하다. 이하에서는, dyadic Green 함수를 통해 유도된 채널을 활용할 때, 다이폴 안테나 소자들의 배열과와 루프 안테나 소자들의 배열의 채널 모델을 설명한다.
먼저, 다이폴 안테나 소자들의 배열에 대한 등가 채널 모델(equivalent channel model)은 아래의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 7]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000039
수학식 7은 다이폴 안테나 소자, 즉 편파 안테나의 수직 성분에 대한 등가 채널 모델을 나타내며, 입력 전류 Jdipole에 대해 임의의 행렬 C와 채널을 나타내는 행렬 G와의 곱으로 표현된다. 한편, 수학식 7에서 행렬 C-1/2는 등가 채널 모델을 계산하는 과정에서 다이폴 안테나 소자들 간의 커플링이 존재하는 경우의 전력 제약(power constraint) 조건으로 인해 나타나게 된다.
이하에서는 수학식 7이 유도되는 과정에 대해 구체적으로 설명한다. 다이폴 안테나 소자에 전류 Im이 흐르고, 다이폴 안테나 소자의 중심의 좌표가 (x, y, z)=(Rcosθm, Rsinθm, 0)이고, 다이폴 안테나 소자가 편파 안테나 배열 구조에서 θm=2πm/n 상에 위치할 때,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000040
위치에서의
Figure PCTKR2015010236-appb-I000041
방향 전기장은 수학식 8과 같이 계산된다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000042
수학식 8에서,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000043
는 임의의 위치
Figure PCTKR2015010236-appb-I000044
를,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000045
는 공간 상에서 편파 안테나 중심의 위치를 나타낸다. 한편, 먼 거리의 필드(r ≫(λ,R))에서 측정되는 전기장
Figure PCTKR2015010236-appb-I000046
는 아래의 수학식 9로 나타날 수 있다.
[수학식 9]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000047
수학식 9에서 k=2π/λ로 치환하면 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 10]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000048
이상의 과정은 단일한 다이폴 안테나 소자를 고려한 경우이고, 복수의 다이폴 안테나 소자들이 원형으로 배열되는 편파 안테나 배열 구조에서의 전기장은 각각의 다이폴 안테나 소자들에 의한 전기장들이 중첩되는 것으로 표현되며, 수학식 11로 나타날 수 있다.
[수학식 11]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000049
한편, 복수의 다이폴 안테나 소자들의 배열에서 각각의 다이폴 안테나 소자들에 유입되는 전류를 I1, I2,..., IN 이라 하고, 각각의 다이폴 안테나 소자들에 인가되는 전압을 V1, V2,..., VN라 할 때, 배열 내에서 전체의 다이폴 안테나 소자들이 소모하는 전력은 수학식 12가 된다. 수학식 12에서 Re{complex value}는 complex value의 실수 성분을 의미한다.
[수학식 12]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000050
한편, 다이폴 안테나 소자들에 대한 전압과 전류 간의 관계식은 수학식 13으로 표현된다.
[수학식 13]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000051
수학식 13을 이용하면, 수학식 12의 전력 식은 아래의 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 14]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000052
모든 (i, j)에 대해 Zij=Zji인 관계에 있으므로, Z=ZT로 표현될 수 있어, 위의 수학식 14가 유도된다. 한편, 수학식 14에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000053
,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000054
이라는 점을 고려하면, 아래의 수학식 15가 도출된다.
[수학식 15]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000055
수학식 15에서 행렬 C의 i번째 행과 j번째 열의 값은 수학식 16으로 나타난다.
[수학식 16]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000056
한편, 행렬 C는 Cij=C(j-i) mod m를 만족하는 순환 행렬(circulant matrix)인데, 그 이유는
Figure PCTKR2015010236-appb-I000057
수가 (i-j)에 대해 주기 n을 가지기 때문이다. 예를 들어, N=2, 3, 4일 때 각각 행렬 C는 아래의 수학식 17 내지 수학식 19과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 17]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000058
[수학식 18]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000059
[수학식 19]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000060
이상의 전기장과 전류 간의 관계에 대한 수학식 8 내지 수학식 11, 그리고 다이폴 안테나 소자들의 전력 소모에 대한 수학식 12 내지 수학식 19들은, 아래의 수학식 20로 정리될 수 있다.
[수학식 20]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000061
수학식 20에서, Re{Z}행렬은 양의 정부호 행렬(positive definite matrix)이다. 이는, 안테나 배열에 어떠한 전류 벡터를 인가하던지, 안테나의 전력 소모는 항상 0 이상이기 때문이다. 따라서,Re{Z}의 제곱근Re{Z}1 /2이 존재한다. Re{Z}1 /2I=J 로 치환하면, 수학식 20은 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 21]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000062
수학식 11에서의 G 를 참조하면, G는 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 22]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000063
한편, 수학식 15로부터 Re{Z}-1/2는 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 23]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000064
수학식 22와 수학식 23으로부터, 수학식 24가 도출될 수 있다.
[수학식 24]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000065
수학식 24에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000066
가 되며,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000067
로 치환하면, 수학식 21에서의
Figure PCTKR2015010236-appb-I000068
은 최종적으로 수학식 25로 표현된다.
[수학식 25]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000069
이어서, 루프 안테나 소자들의 배열에 대한 등가 채널 모델은 아래의 수학식 26과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 26]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000070
수학식 26은 루프 안테나 소자, 즉 편파 안테나의 수평 성분에 대한 등가 채널 모델을 나타내며, 입력 전류 Jloop에 대해 임의의 행렬 C와 채널을 나타내는 행렬 G와의 곱으로 표현된다. 수학식 7과 마찬가지로, 수학식 26에서 행렬 C-1/2는 등가 채널 모델을 계산하는 과정에서 루프 안테나 소자들 간의 커플링이 존재하는 경우 전력 제약 조건으로 인해 나타나게 된다.
이하에서는 수학식 26이 유도되는 과정에 대해 구체적으로 설명한다. 루프 안테나 소자에 전류 Im이 흐르고, 루프 안테나 소자의 중심의 좌표가 (x, y, z)=(Rcosθm, Rsinθm, 0)이고, 루프 안테나 소자가 편파 안테나 배열 구조에서 θm=2πm/n 상에 위치할 때,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000071
위치에서 루프 안테나 소자에 의한
Figure PCTKR2015010236-appb-I000072
방향의 전기장은 수학식 27과 같이 계산된다.
[수학식 27]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000073
수학식 27에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000074
는 임의의 위치
Figure PCTKR2015010236-appb-I000075
를,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000076
는 공간 상에서 편파 안테나 중심의 위치를 나타낸다. 한편, 먼 거리의 필드r ≫(λ, R)에서 측정되는 전기장
Figure PCTKR2015010236-appb-I000077
는 수학식 28과 같이 계산된다.
[수학식 28]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000078
수학식 28에서 k=2π/λ로 치환하면 수학식 29가 도출된다.
[수학식 29]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000079
이상에서 단일한 루프 안테나 소자만을 고려하는 경우에 더하여, 복수의 루프 안테나 소자들이 원형으로 배열될 때의 전기장은 각각의 루프 안테나 소자들에 의한 전기장들이 중첩되는 것으로 표현되며, 수학식 30과 같이 표현된다.
[수학식 30]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000080
한편, 복수의 루프 안테나 소자들의 배열에서 각각의 루프 안테나 소자들에 유입되는 전류를 I1, I2,..., IN 이라 하고, 각각의 루프 안테나 소자들에 인가되는 전압을 V1, V2,..., VN 라 할 때, 배열내에서 전체의 루프 안테나 소자들이 소모하는 전력은 수학식 31과 같이 표현된다.
[수학식 31]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000081
한편, 루프 안테나 소자들에 대한 전압과 전류 간의 관계식은 아래의 수학식 32와 같이 표현된다.
[수학식 32]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000082
다이폴 안테나 소자에 대하여 수학식 14에서 전력식을 유도한 것처럼, 수학식 32로부터 수학식 31의 전력식은 아래의 수학식 33과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 33]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000083
수학식 14에서와 마찬가지로, 수학식 33에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000084
,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000085
관계에 있으므로, 아래의 수학식 34가 도출될 수 있다.
[수학식 34]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000086
수학식 34에서 행렬 C의 i번째 행과 j번째 열의 값은 수학식 35와 같이 표현된다.
[수학식 35]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000087
앞서 수학식 16에서 설명한 바와 같이 행렬 C는 순환 행렬이 되며, N=2, 3, 4일 때 각각 행렬 C는 수학식 17 내지 수학식 19와 같이 표현된다.
이상에서 루프 안테나 소자들의 전기장에 대한 수학식 27 내지 수학식 30, 그리고 루프 안테나 소자들의 전력 소모에 대한 수학식 31 내지 수학식 35는 아래의 수학식 36으로 정리된다.
[수학식 36]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000088
수학식 20에서와 유사하게, 수학식 36에서의 Re{Z} 행렬은 양의 정부호 행렬이다. 따라서, Re{Z}1 /2 존재하며Re{Z}1/2 I=J로 치환했을 때 수학식 36은 수학식 37과 같이 표현된다.
[수학식 37]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000089
한편, 수학식 30에서의 G를 참조하면, G는 수학식 38과 같이 표현된다.
[수학식 38]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000090
수학식 23에서와 유사하게, Re{Z}-1/2 는 수학식 39과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 39]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000091
수학식 38과 수학식 39를 조합하면, 수학식 40이 도출된다.
[수학식 40]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000092
수학식 40에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000093
이며,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000094
로 치환하면, 수학식 37에서의
Figure PCTKR2015010236-appb-I000095
는 최종적으로 수학식 41로 표현된다.
[수학식 41]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000096
이상에서는 다이폴 안테나 소자들과 루프 안테나 소자들에 대한 채널 등가 모델들을 각각 수학식 25와 수학식 41으로 표현하였다. 수학식 25로부터 수학식 7이 도출되며, 수학식 41으로부터 수학식 26이 각각 도출된다.
한편, 전력 제약 조건으로 인한 행렬 C-1/2에 대해 구체적으로 설명한다. 다수의 안테나들을 좁은 공간에 집적하는 경우 안테나들 간의 뮤추얼 커플링(mutual coupling) 효과가 나타나며, 복수의 편파 안테나들을 원형으로 배치하는 경우 커플링을 나타내는 행렬은 순환 행렬이 됨은 앞서 설명한 바 있다. 한편, 순환 행렬 C-1/2는 아래의 수학식 42와 같이 분해되어(decomposition) 표현될 수 있다.
[수학식 42]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000097
수학식 42에서 Wn행렬은 nxn의 DFT 행렬을 나타내고, Wn -1행렬은 IDFT 행렬을 나타낸다. 수학식 41에서 c는 행렬 C의 첫 번째 행 벡터(row vector)이고, DFT 행렬인Wn은 아래의 수학식 43과 같이 정의된다.
[수학식 43]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000098
수학식 18에서 N=3인 경우의 예시를 들어 구체적으로 설명하면, N=3일 때 행렬 C는 아래의 수학식 44와 같이 분해되어 표현된다.
[수학식 44]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000099
설명한 바와 같이 행렬 C는 양의 정부호 행렬이므로,
Figure PCTKR2015010236-appb-I000100
은 모두 양수가 된다. 따라서, C-1/2는 아래의 수학식 45로 표현될 수 있다.
[수학식 45]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000101
이상에서는 도 26의 편파 안테나 배열 구조(2600)에서 다이폴 안테나 소자들의 배열과 루프 안테나 소자들의 배열이 각각 독립적으로 빔포밍 가능하며, 두 안테나 소자들에 대한 등가 채널 모델을 제안하였다. 이하에서는 도 27 및 도 28을 참조한 신호 전송 과정에 대해 구체적으로 설명한다.
3. 제안된 편파 안테나 배열 구조에 따른 신호 전송 방법
도 27 및 도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 편파 안테나 배열 구조를 통한 신호 전송 방법을 설명하는 도면이다. 도 27을 먼저 설명한다.
도 27은 송신기(2700)의 구성을 도시하며, 본 발명의 실시 예에 따른 송신기(2700)는 단말 또는 기지국 모두가 될 수 있다. 송신기(2700)는 블록도의 상단에 도시된 바와 같이 복수의 편파 안테나가 원형으로 배열된 편파 안테나 배열 구조를 통해 신호를 전송한다.
먼저, 송신기(2700)는 전송 신호의 생성을 위해 세 가지 종류의 입력 정보를 생성 또는 획득한다. 도 27의 하단에 이러한 입력 정보가 도시되며, 세 가지 종류의 입력 정보는 전송 신호의 생성을 위한 과정의 입력 값이 된다. 첫번째 입력 정보는, 송신기(2700)가 다이폴 안테나 소자들과 루프 안테나 소자들 각각을 통해 전송하고자 하는 정보인 Xdipole, Xloop이다. 두번째 입력 정보는, 빔포밍 방향을 결정하는
Figure PCTKR2015010236-appb-I000102
이다. 세번째 입력 정보는 다이폴 안테나 소자들의 배열과 루프 안테나 소자들의 배열에서 소모하는 전력을 조절하는 정보인 Pdipole, Ploop이다.
입력 정보에 채널 추정 등의 과정을 통해 획득된 행렬 G의 에르미션(hermitian) 행렬인 GH이 곱해지고(2720), 안테나간 커플링을 나타내는 행렬인 C의 역행렬인 C-1이 곱해지는 과정이 수행된다(2780). 송신기(2700)는 행렬 C에 대한 정보를 채널 추정의 과정이나 수신기측으로부터 수신하여 미리 알고 있다.
앞서 설명한 바와 같이 행렬 C가 순환 행렬이라는 점을 고려할 때, C-1의 연산 과정은
Figure PCTKR2015010236-appb-I000103
이 차례로 곱해지는 과정으로 이해될 수 있다(2730, 2740, 2750). 과정 2730 및 과정 2750은 각각 FFT, IFFT이 적용되는 과정이며, 과정 2740에서
Figure PCTKR2015010236-appb-I000104
의 관계에 있다. 송신기(2700)는 행렬 C에 대한 정보를 알고 있고 안테나의 개수 N에 대한 정보도 알고 있으므로 dT에 대한 정보 또한 미리 획득할 수 있다(2760).
이어서, 입력 정보 중 다이폴 안테나 소자들의 배열과 루프 안테나 소자들의 배열에 소모되는 전력이 조절되면(2770), 출력 값인 Jdipole, Jloop이 획득된다(2790). Jdipole, Jloop은 각각 다이폴 안테나 소자들의 배열과 루프 안테나 소자들의 배열에 입력되는 전류 값이다.
이상의 과정을 도 28을 참조하여 설명하면, Xdipole, Xloop가 입력 정보로써 디지털단(2810)에 입력되면, 도 27에서 설명한 일련의 과정을 거쳐 출력 값이 생성된다. 디지털단(2810)의 출력 값은 안테나단(2820)으로 입력되는 전류값이 되며, 전송하고자 하는 정보인 Xdipole, Xloop은 편파 안테나 배열 구조를 갖는 안테나단(2820)을 통해 빔포밍되어 전송된다.
이러한 관점에서, 디지털단(2810)에서 처리되는 일련의 과정은 전송 신호의 생성을 위한 프리코딩 과정으로 이해될 수 있다. 즉, 입력 신호(Xdipole, Xloop)에 대한 프리코딩 과정(2810)을 거쳐 전송 신호가 생성된다. 이어서, 전송 신호는 소정 위치로 빔포밍을 수행하는 안테나단(2820)에 입력되어 편파 안테나 배열 구조를 통해 방사되며, 대상 디바이스나 단말 또는 기지국으로 전송된다.
한편, 도 27 및 도 28에서 설명한 과정에 따라 획득되는 디지털단(2810)의 출력 값으로서의Jdipole, Jloop은 수학식 7 및 수학식 26에서의 Jdipole, Jloop과는 다른 의미로 해석될 수 있다. 이하에서, 설명의 편의상 수학식 7 및 수학식26에서의 Jdipole, Jloop를 J'dipole, J'loop로 표현한다. J'dipole, J'loop은 도 27 및 도 28에서 계산된 Jdipole, Jloop을 획득하는 과정에서의 값이 되며, J'dipole, J'loop에 C-1/2이 곱해진 값이 Jdipole, Jloop이 될 수 있다.
한편, 수학식 7과 수학식 26에서 G1C-1/2를 계산한 결과 값을 h1 H라 하면, J'dipole, J'loop은 아래의 수학식 46과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 46]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000105
수학식 45에서 xdipole, xloop은 채널을 통해 전달하고자 하는 정보이며, 동시에 편파 안테나에서 다이폴 안테나와 루프 안테나 각각으로 전송되는 정보를 의미한다.
4. 편파 안테나 구조의 확장 및 계산의 복잡도 저감 방안
이상에서는 도 23에 도시된 바와 같이 하나의 편파 안테나가 1개의 다이폴 안테나 소자와 하나의 루프 안테나 소자의 쌍으로 구현되는 2차 편파 안테나임을 예시하였다. 그러나, 무선 채널의 자유도가 k로 주어질 때, 하나의 편파 안테나 내에서 뮤추얼 커플링 없이 집적될 수 있는 안테나 소자들의 개수는 최대 k까지 확장될 수 있다. 즉, 2차 편파 안테나 구조가 아니라 k차 편파 안테나 구조로 일반화된 구조가 고려될 필요가 있다. 편파 안테나는 한 점에서 최대 6의 채널 자유도를 가질 수 있으므로, 이하에서는 6차 편파 안테나 구조로 확장된 실시예들을 살펴본다.
또한, 6차 편파 안테나가 N개로 이루어진 환형의 편파 안테나 배열에 대해서 에 N*log N 비례하는 계산량으로 채널 입력 정보를 얻는 알고리즘을 제시한다. 기존의 알고리즘의 경우 N2 에 비례하는 계산량이 요구되었지만, 후술하는 실시예에서는 N*log N 비례하는 계산량이 요구되므로, N이 충분히 큰 경우 본 발명이 제안하는 알고리즘은 기존의 알고리즘 대비 계산 복잡도가 현저히 저감된다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 6차 편파 안테나 구조를 도시한다.
도 29를 참조하면, 6차 편파 안테나(290)는 서로 수직하는 3개의 다이폴 안테나 소자들(d1, d2, d3)과 서로 수직하는 3개의 루프 안테나 소자들(r1, r2, r3)이 한 점에 집적된 구조이다. 다이폴 안테나 소자들 및 루프 안테나 소자들 간의 편파들의 방향들이 모두 서로 수직하므로, 6차 편파 안테나(290) 에 포함된 6개의 안테나 소자들 간의 뮤추얼 커플링은 발생되지 않는다.
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 6차 편파 안테나 배열 구조를 도시하는 도면이다. 도 30을 참조하면, 6차 편파 안테나 배열 구조(3000)는 원형으로 배치되는 복수(n)의 편파 안테나(290)들을 포함한다. 편파 안테나(290)들 각각이 3개의 다이폴 안테나 소자들과 3개의 루프 안테나 소자들로 구성되는 경우, 편파 안테나 배열 구조(3000)는 총 6n개의 안테나 소자들로 구성된다. 복수의 편파 안테나(290)는 동일 평면 상에 원형으로 일정한 간격으로 떨어져서 배치된다. 편파 안테나(290)들은 환형 배열의 중심으로부터 일정한 거리에 배치되며, 각각의 편파 안테나(290)들은 θ=2π/n만큼의 각도가 떨어져서 위치하게 된다.
도 26에서 제안되는 모델과 마찬가지로, 도 30에서 제안되는 6차 편파 안테나 배열을 활용하는 경우에도 수직 방향 편파를 전송하는 안테나 소자들과 수평 방향 편파를 전송하는 안테나 소자들은 상호간의 간섭 없이 독립적으로 동작하고, 독립적으로 에너지를 소모하게 되어 구현 복잡도가 확연히 낮아진다. 또한, 6차 편파 안테나 배열 구조(3000)에서는 각각의 6차 편파 안테나(290)에 대한 FFT를 통해 빠르게 입력 전류를 계산해낼 수 있다. 이에 따라, 일반적인 집적 안테나의 배치와는 달리 안테나 수가 많아지더라도 계산량의 증가가 적어, 최적의 빔포밍 입력 신호를 구현하기 위한 시스템의 부담이 적다.
이하에서는, 상술한 편파 안테나 배열 구조(2600)를 통한 빔포밍을 살펴본다. 2차 편파 안테나의 실시예에서 설명된 내용과 공통되는 설명은 생략 될 수 있다.
송신단을 기준으로 수신단이 위치한 방향은 (θ, φ)라고 가정한다. 따라서, 송신단 측에서의 빔포밍 방향은 (θ, φ)로 설정되며, 송신단은 빔포밍 방향 (θ, φ)을 위한 입력 전류를 계산한다. 6차 편파 안테나 원형 배열은 두 개의 서로 수직한 편파를 생성하므로, 송신단은 6차 편파 안테나 배열에 대하여 두 개의 전류 벡터를 중첩하여 입력하게 된다.
수학식 47은 안테나 배열이 위치한 평면과 평행한 방향으로 진행하는 편파를 통해 빔포밍을 수행할 때, 안테나 배열(예컨대, 루프 안테나 소자들)에 입력되는 전류 벡터를 의미한다.
[수학식 47]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000106
수학식 48은 안테나 배열이 위치한 평면과 수직한 방향으로 진행하는 편파를 통해 빔포밍을 수행할 때, 안테나 배열(예컨대, 다이폴 안테나 소자들)에 입력되는 전류 벡터를 의미한다.
[수학식 48]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000107
수학식 47 및 48에서 행렬 C는 원형 배열에서 집적된 편파 안테나들 간의 커플링 특성을 나타내는 행렬(또는 전력 제약 조건)을 의미하고, G1는 6차 편파 안테나 원형 배열의 전류 벡터와 평면과 평행한 편파 간의 관계를 나타내는 채널 벡터(i.e., Eθ=G1J)를 의미하고, G2는 6차 편파 안테나 원형 배열의 전류 벡터와 평면과 수직한 편파 간의 관계를 나타내는 채널 벡터(i.e., Eφ=G2J)를 의미한다. [G1 G2]T 는 수학식 49와 같이 정의된다.
[수학식 49]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000108
수학식 49에서 k 는 파수(wave number)로서, 단위 길이당 전자기파가 몇 라디안 진행하는지 나타내는 값이다. 전자기파장이　λ 일 경우 k=2π/λ이며 단위는 rad/m 이다. R은 편파 안테나 배열의 반지름을 의미한다.
개별 안테나 소자 단위가 아니라 편파 안테나 단위로 배열을 구성하는 경우, 행렬 C는 블록 순환(block circulant) 행렬로 나타난다. 즉, 행렬 C에서 다수의 요소(elements)들의 묶음인 블록(block)을 단위로, 행 또는 열이 순환한다.
행렬 C가 블록 순환 행렬이 되는 이유는 편파 안테나들이 원형으로 배치되었기 때문이다. 예컨대, 도 31을 참조하여 3개의 2차 편파 안테나가 원형으로 배치된 경우를 가정한다. 이 때, 각 2차 편파 안테나 입장에서 다른 2차 편파 안테나에 대한 커플링 효과는 동일하다. 따라서 각 2차 편파 안테나에 대한 커플링이 행렬 단위로 이동(shift)된 형태가 나타남을 확인할 수 있다.
수학식 50은 도 31의 배열에 대한 행렬 C를 예시한다. 3개의 2차 편파 안테나들의 원형 배열에 대한 행렬 C는 6 x 6 크기의 블록 순환 행렬이 되고, 각 블록은 2 x 2 크기의 정사각행렬이 된다.
[수학식 50]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000109
따라서, N개의 6차 편파 안테나들의 원형 배열의 커플링 행렬 C는 6N×6N 크기의 블록 순환 행렬이 되고, 각 블록은 6×6 크기의 정사각행렬이 된다.
블록 순환 행렬은 블록 IDFT 행렬, 블록 대각 행렬 및 블록 DFT 행렬의 곱 형태로 분해될 수 있다. 예로, 수학식 50에서 제시된 2×2 크기의 블록을 갖는 블록 순환 행렬은, 수학식 51과 같이 분해(decompose)될 수 있다.
[수학식 51]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000110
수학식 51에서 우변의 가장 왼쪽에 위치한 행렬(i.e., 블록 IDFT 행렬)은 1, 3, 5번째 행과 열에 있는 값들과 2, 4, 6번째 행과 열에 있는 값들은 각각 따로 IDFT를 하는 역할을 한다. 우변 가운데에 위치한 행렬(i.e., 블록 대각 행렬)은 블록 행렬끼리 곱하는 역할을 하며, 각각의 블록은 3개의 블록 행렬들
Figure PCTKR2015010236-appb-I000111
을 DFT한 결과다. 우변 가장 오른쪽에 위치한 행렬(i.e., 블록 ?DFT 행렬)은 1, 3, 5번째 행과 열에 있는 값들과 2, 4, 6번째 행과 열에 있는 값들을 따로 DFT 하는 역할을 한다. 구체적으로 가운데 위치한 블록 대각 행렬은 수학식 52와 같이 정의된다.
[수학식 52]
Figure PCTKR2015010236-appb-I000112
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따른 6차 편파 안테나 배열 구조에 인가될 전류 벡터를 획득하기 위한 프로세서의 플로우를 도시한다.
수학식 47 및 수학식 48에서 설명된 바와 같이, 전류 벡터는 행렬 C의 역행렬 C-1과 채널 행렬 GH 간의 곱을 통해서 획득될 수 있다. 다만, 역행렬 C- 1를 분해하지 않고 그대로 이용하여 전류 벡터를 계산하는 경우, 그 계산의 복잡도는 편파 안테나들의 개수 N2에 비례한다. 따라서, N이 증가함에 따라서 계산의 복잡도가 기하급수적으로 증가하게 되는 단점이 있다.
본 발명의 일 실시예에서는 역행렬 C-1을 그대로 이용하는 것이 아니라, 분해된 행렬 C의 역행렬을 이용하여 전류 벡터를 계산하므로, 계산의 복잡도를 N*logN에 비례하도록 줄일 수 있다.
보다 구체적으로, 수학식 51에서 설명된 바와 같이, 행렬 C는 순차적으로 블록 IDFT 행렬 X 블록 대각 행렬 X 블록 DFT 행렬로 분해될 수 있다. 따라서, 역행렬 C-1은 블록 DFT 행렬의 역변환(즉, 블록 IDFT 행렬) X 블록 대각 행렬의 역변환 X 블록 IDFT 행렬의 역변환(즉, 블록 DFT 행렬)로 표현 가능하다. 따라서, 역행렬 C-1과 채널 행렬 GH 간의 곱은, 블록 IDFT 행렬 X {블록 대각 행렬의 역변환 X (블록 DFT 행렬 X 채널 행렬 GH)}로 표현 가능하다.
정리하면, 전류 벡터는 다음의 (1), (2) 및 (3)을 순차적으로 진행하여 획득될 수 있다.
(1) (블록 DFT 행렬 X 채널 행렬 GH)의 프로세스,
(2) {블록 대각 행렬의 역변환 X (1) 결과}의 프로세스 및
(3) 블록 IDFT 행렬 X (2) 결과 프로세스
프로세스 (1)은 FFT 로 수행 가능하므로 NlogN의 복잡도를 갖고, 프로세스 (2)는 블록 대각 행렬의 역변환의 곱으로 N의 복잡도를 갖고, 프로세스 (3)은 IFFT로 수행 가능하므로 NlogN의 복잡도를 갖는다. 프로세스 (1) + (2) + (3)의 복잡도는 총 2NlogN + N의 복잡도를 갖는다.
이상의 설명을 바탕으로 도 32를 참조하면, 먼저, 프로세서는 빔 포밍(또는 프리코딩)의 방위각과 고도각 (θ,φ)을 설정하고, 수평 편파와 수직 편파를 통해서 전송할 데이터 x1 및 x2를 설정한다(3205).
프로세서는 x1G1 H + x2G2 H의 FFT 연산을 수행한다(3210). FFT 연산은 전술한 프로세스 (1)에 대응한다. FFT 연산을 위하여 6개의 FFT 블록들이 동작하는데, x1G1 H + x2G2 H 데이터는 6개의 FFT 블록들에 번갈아가면서 입력된다. 예컨대, 메모리에 적재된 x1G1 H + x2G2 H 데이터 중 k번째 데이터는 'k mod 6' 번째 FFT 블록에 입력된다.
프로세서는 FFT 연산의 결과를 재정렬한다(3215). 프로세스 (2)에서 대각 성분 행렬의 역행렬과 FFT 연산 결과를 곱하기 위해서, 프로세서는 FFT 연산 결과를 순차적으로 재정렬한다.
프로세서는 재정렬된 FFT 연산 결과를 블록 대각 행렬의 역변환과 곱한다(3220). 본 과정은 상술된 프로세스 (2)에 대응한다.
프로세서는 IFFT를 수행하기 위하여 프로세스 3220의 행렬 곱의 출력을 재정렬한다(3225).
프로세서는 프로세스 3225의 출력을 IFFT 연산한다(S3230). FFT 연산과 유사하게 k번째 데이터는 'k mod 6' 번째 IFFT 블록에 입력된다.
프로세서는 IFFT 연산 결과에 대하여 전송 전력의 조절한다(3235). 전송 전력은 송수신 단 간의 무선 채널 환경, 다른 디바이스에 대한 간섭, 송신단이 출력할 수 있는 최대 전송 전력 등을 고려하여 증감될 수 있다. 프로세서는 전송 전력이 조절된 전류 벡터를 6차 편파 안테나 배열에 포함된 N개의 편파 안테나들에 인가한다.
이상에서는 (θ,φ)방향으로 빔포밍 (또는 프리코딩)을 수행하는 방안을 살펴보았다. 한편, 본 발명의 다른 일 실시예에 따를 때, 상술된 전류 벡터들은 빔포밍 이전에 미리 계산된 다음, 계산 결과가 코드북 형태로 송신단 또는 수신단에 저장될 수 있다. 예를 들어, 다양한 θ 및 φ 값들의 조합에 대하여, 상술된 전류 벡터들이 사전에 계산되고, 각각의 θ 및 φ 값의 조합에 따른 전류 벡터들은 각각 코드북에서의 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)에 대응할 수 있다.
따라서, 상술된 방법은 코드북을 생성하기 위하여 이용되고, 송신단에는 상술된 방법에 따라서 생성된 코드북이 저장된다. 송신단은 저장된 코드북을 통해서 데이터를 프리코딩하고, 프리코딩된 데이터를 수신단에 전송한다. 이 때, 데이터를 프리코딩하는데 이용된 코드북의 프리코딩 행렬에 관한 인덱스(e.g., PMI: precodinig matrix index)가 수신단에 시그널링 될 수 있다. 수신단은 사전에 저장된 코드북으로부터 송신단이 시그널링한 프리코딩 행렬의 인덱스에 대응하는 프리코딩 행렬을 파악한다. 수신단은 파악된 프리코딩 행렬을 통해서 프리코딩된 데이터를 디코딩한다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법을 도시한다. 상술된 내용과 중복되는 설명은 생략된다. 도 33의 프리코딩 방법은 다양한 무선 기기들, 예컨대, 기지국, 단말 또는 중계기에서 수행될 수 있다.
무선 기기는 다수의 편파 안테나들(polarimetric antennas)들의 배열(array)에 포함된 다이폴 안테나 소자들(dipole antenna elements)이 및 루프 안테나 소자들(loop antenna elements)이 형성하는 수직 방향 편파를 통해 전송할 제1 데이터 및 수평 방향 편파를 통해 전송할 제2 데이터를 생성한다(3305).
예컨대, 무선 기기는, 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 수직 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제1 채널 벡터를 이용하여 상기 제1 데이터를 생성한다. 무선 기기는, 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 수평 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제2 채널 벡터를 이용하여 제2 데이터를 생성한다. 제1 데이터 및 제2 데이터는 서로 멀티플렉싱될 수 있다.
2차 편파 안테나의 경우, 다이폴 안테나 소자들은 2차 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수직 방향 편파를 생성하고, 복수의 루프 안테나 소자들은 2차 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수평 방향 편파를 생성한다.
6차 편파 안테나의 경우, 제1 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G1m 및 제2 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G2m은 각각, 수학식 49에 기초하여 획득될 수 있다.
무선 기기는 편파 안테나들의 배열의 구조에 기초하여 제1 데이터 및 제2 데이터를 프리코딩한다(3310).
편파 안테나들의 배열의 구조는, 상기 편파 안테나들 마다 M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되고(integrated), 상기 편파 안테나들이 일정한 간격에 따라 원형으로 배치된 것일 수 있다. 편파 안테나들의 차수(order)는, M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되는 지점에서의 무선 채널 자유도(degrees of freedom)의 최대치에 대응할 수 있다. M은 3 이하의 자연수 일 수 있다. 예컨대, 2차 편파 안테나 구조의 경우 M=1이고, 6차 편파 안테나 구조의 경우 M=3이다. 각각의 편파 안테나들 내에서 M개의 다이폴 안테나 소자들과 상기 M개의 루프 안테나 소자들 간의 상호 커플링(mutual coupling)은 발생하지 않는다.
예컨대, 무선 기기는, 편파 안테나들 간의 커플링 특성을 나타내는 블록 순환 행렬(block circulant matrix)을 블록 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 행렬, 블록 대각 행렬 및 블록 DFT 행렬로 분해한 결과를 역행렬 변환하여 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩할 수 있다. 보다 구체적으로, 무선 기기는, 블록 IDFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 FFT(Fast Fourier Transform)한다. 무선 기기는, 블록 대각 행렬의 역행렬 변환을 상기 FFT 결과에 적용한다. 무선 기기는, 블록 DFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서, 상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환이 적용된 결과를 IFFT한다.
블록 순환 행렬은, 2M X 2M 크기의 블록 행렬들을 N2개 포함하는 순환 행렬이고, N은 상기 편파 안테나들의 개수일 수 있다. 예컨대, 블록 순환 행렬은, 수학식 42에 대응할 수 있다.
이와 같은 프리코딩을 위한 계산의 복잡도는, 편파 안테나들의 개수 N과 log N의 곱에 비례한다.
무선 기기는 편파 안테나들의 배열을 통해 프리코딩된 제1 데이터 및 프리코딩된 제2 데이터를 전송한다(3315).
5. 장치 구성
도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국(2910) 및 단말(2920)을 도시한다. 기지국(2910) 및 단말(2920)은 상술된 방법을 수행할 수 있다.
도 34를 참조하면, 기지국(2910)은, 수신모듈(2911), 전송모듈(2912), 프로세서(2913), 메모리(2914) 및 복수개의 안테나(2915)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2915)는 MIMO 송수신을 지원하는 장치이며, 상술한 편파 안테나 배열 구조를 포함한다. 수신모듈(2911)은 단말(2920)로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2912)은 단말(2920)로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2913)는 기지국(2910) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
기지국(2910)의 프로세서(2913)는 그 외에도 기지국(2910)이 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2914)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 34를 참조하면 본 발명에 따른 단말(2920)은, 수신모듈(2921), 전송모듈(2922), 프로세서(2923), 메모리(2924) 및 복수개의 안테나(2925)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2925)는 MIMO 송수신을 지원하는 장치이며 상술한 편파 안테나 배열 구조를 포함한다. 수신모듈(2921)은 기지국(2910)으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2922)은 기지국(2910)으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2923)는 단말(2920) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
단말(2920)의 프로세서(2923)는 그 외에도 단말(2920)이 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2924)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
위와 같은 기지국 및 단말의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한, 도 34에 대한 설명에 있어서 기지국(2910)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말(2920)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
상술된 바와 같이 본 발명의 실시예들은 다양한 무선통신시스템에 적용될 수 있다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 기기가 데이터를 프리코딩하는 방법에 있어서,
    다수의 편파 안테나들(polarimetric antennas)들의 배열(array)에 포함된 다이폴 안테나 소자들(dipole antenna elements) 및 루프 안테나 소자들(loop antenna elements)이 형성하는 수직 방향 편파를 통해 전송될 제1 데이터 및 수평 방향 편파를 통해 전송될 제2 데이터를 생성하는 단계; 및
    상기 편파 안테나들의 배열의 구조에 기초하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계를 포함하되,
    상기 편파 안테나들의 배열의 구조는,
    상기 편파 안테나들 마다 M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되고(integrated), 상기 편파 안테나들이 일정한 간격에 따라 원형으로 배치된 것인, 프리코딩 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 편파 안테나들의 차수(order)는,
    M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되는 지점에서의 무선 채널 자유도(degrees of freedom)의 최대치에 대응하는, 프리코딩 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 생성하는 단계는,
    상기 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 상기 수직 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제1 채널 벡터를 이용하여 상기 제1 데이터를 생성하고, 상기 상기 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 상기 수평 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제2 채널 벡터를 이용하여 상기 제2 데이터를 생성하는, 프리코딩 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 M이 3일 때,
    상기 제1 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G1m 및 제2 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G2m은 각각, 수학식
    Figure PCTKR2015010236-appb-I000113
    에 대응하고, 상기 수학식에서 k는 웨이브 넘버, R은 상기 배열의 반지름, N은 상기 편파 안테나들의 개수, θ 및 φ는 각각 프리코딩의 방위각 및 고도각을 의미하는, 프리코딩 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 M이 1일 때,
    상기 다이폴 안테나 소자들은 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 상기 수직 방향 편파를 생성하고, 상기 복수의 루프 안테나 소자들은 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 상기 수평 방향 편파를 생성하는 것인, 프리코딩 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계는,
    상기 편파 안테나들 간의 커플링 특성을 나타내는 블록 순환 행렬(block circulant matrix)을 블록 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 행렬, 블록 대각 행렬 및 블록 DFT 행렬로 분해한 결과를 역행렬 변환하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는, 프리코딩 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 블록 순환 행렬은,
    2M X 2M 크기의 블록 행렬들을 N2개 포함하는 순환 행렬이고, N은 상기 편파 안테나들의 개수인, 프리코딩 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 단계는,
    상기 블록 IDFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 FFT(Fast Fourier Transform)하는 단계;
    상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환을 상기 FFT 결과에 적용하는 단계; 및
    상기 블록 DFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서, 상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환이 적용된 결과를 IFFT하는 단계를 포함하는, 프리코딩 방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 블록 순환 행렬은
    Figure PCTKR2015010236-appb-I000114
    에 대응하고,
    상기 블록 순환 행렬 C에서 WN은 상기 블록 DFT 행렬을 나타내고, Wn- 1행렬은 상기 블록 IDFT 행렬을 나타내고, N은 상기 편파 안테나들의 개수를 나타내고, 상기 cT는 상기 행렬 C의 첫 번째 행 벡터의 전치(transposition)를 나타내는, 프리코딩 방법.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 프리코딩을 위한 계산의 복잡도는,
    상기 편파 안테나들의 개수 N과 log N의 곱에 비례하는, 프리코딩 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 각각의 편파 안테나들 내에서 상기 M개의 다이폴 안테나 소자들과 상기 M개의 루프 안테나 소자들 간의 상호 커플링(mutual coupling)은 발생하지 않는, 프리코딩 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 편파 안테나들의 배열을 통해 상기 프리코딩된 제1 데이터 및 상기 프리코딩된 제2 데이터를 전송하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 방법.
  13. 무선 통신 시스템에서 MIMO (Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선 기기에 있어서,
    다수의 편파 안테나들(polarimetric antennas)들의 배열(array)에 포함된 다이폴 안테나 소자들(dipole antenna elements) 및 루프 안테나 소자들(loop antenna elements)이 형성하는 수직 방향 편파를 통해 전송될 제1 데이터 및 수평 방향 편파를 통해 전송될 제2 데이터를 생성하고, 상기 편파 안테나들의 배열의 구조에 기초하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는 프로세서; 및
    상기 프로세서의 제어에 따라서 상기 프리코딩된 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 전송하는 송신기를 포함하고,
    상기 편파 안테나들의 배열의 구조는,
    상기 편파 안테나들 마다 M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되고(integrated), 상기 편파 안테나들이 일정한 간격에 따라 원형으로 배치된 것인, 무선 기기.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 편파 안테나들의 차수(order)는,
    M개의 상기 다이폴 안테나 소자들과 M개의 상기 루프 안테나 소자들이 집적되는 지점에서의 무선 채널 자유도(degrees of freedom)의 최대치에 대응하는, 무선 기기.
  15. 제 13 항에 있어서, 상기 프로세서는,
    상기 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 상기 수직 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제1 채널 벡터를 이용하여 상기 제1 데이터를 생성하고, 상기 상기 편파 안테나들의 배열이 방사하는 전기장의 상기 수평 방향 편파에 대한 채널 특성을 나타내는 제2 채널 벡터를 이용하여 상기 제2 데이터를 생성하는, 무선 기기.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 M이 3일 때,
    상기 제1 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G1m 및 제2 채널 벡터의 m번째 엘리먼트 G2m은 각각, 수학식
    Figure PCTKR2015010236-appb-I000115
    에 대응하고, 상기 수학식에서 k는 웨이브 넘버, R은 상기 배열의 반지름, N은 상기 편파 안테나들의 개수, θ 및 φ는 각각 프리코딩의 방위각 및 고도각을 의미하는, 무선 기기.
  17. 제 13 항에 있어서, 상기 M이 1일 때,
    상기 다이폴 안테나 소자들은 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수직방향 편파를 생성하고, 상기 복수의 루프 안테나 소자들은 상기 편파 안테나 배열 구조가 방사하는 전기장의 수평방향 편파를 생성하는 것인, 무선 기기.
  18. 제 13 항에 있어서, 상기 프로세서는,
    상기 편파 안테나들 간의 커플링 특성을 나타내는 블록 순환 행렬(block circulant matrix)을 블록 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 행렬, 블록 대각 행렬 및 블록 DFT 행렬로 분해한 결과를 역행렬 변환하여 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 프리코딩하는, 무선 기기.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 블록 순환 행렬은,
    2M X 2M 크기의 블록 행렬들을 N2개 포함하는 순환 행렬이고, N은 상기 편파 안테나들의 개수인, 무선 기기.
  20. 제 18 항에 있어서, 상기 프로세서는,
    상기 블록 IDFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터를 FFT(Fast Fourier Transform)하고, 상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환을 상기 FFT 결과에 적용하고, 상기 블록 DFT 행렬의 역행렬 변환에 따라서, 상기 블록 대각 행렬의 역행렬 변환이 적용된 결과를 IFFT하는, 무선 기기.
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