WO2018043610A1 - 弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave filter device having a resonator, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • an elastic wave filter device such as a ladder filter
  • a configuration in which a plurality of parallel arm resonators are provided for one parallel arm (parallel arm resonance circuit) connecting a series arm (series arm resonance circuit) and the ground is known.
  • a plurality of parallel arm resonators having different resonance frequencies are provided in one parallel arm in a state of being connected in series, thereby improving the skirt characteristic (damping slope) of the filter.
  • a resonator using an elastic wave includes an IDT (InterDigital Transducer) electrode having a periodic structure composed of a plurality of conductor strips (electrode fingers) arranged periodically and a reflector (reflector). For this reason, such a resonator has a frequency band which reflects an elastic wave in a specific frequency region with a high reflection coefficient.
  • This frequency band is generally called a stop band and is defined by the repetition period of the periodic structure. At this time, a ripple in which the reflection coefficient locally fluctuates easily at the high band end of the stop band.
  • the stop band high band end of the parallel arm resonator having a low frequency may be located in the pass band or in the vicinity of the high band end of the pass band. Therefore, in this case, if a ripple is generated at the high end of the stop band of the parallel arm resonator, the loss in the pass band increases.
  • an object of the present invention is to provide an elastic wave filter device, a high-frequency front-end circuit, and a communication device that can suppress loss in the passband.
  • an elastic wave filter device includes a series arm including one or more elastic wave resonators connected between a first input / output terminal and a second input / output terminal.
  • a first parallel arm resonator and a second parallel arm resonator connected between a resonance circuit and the same node of the path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal and the ground;
  • a resonance frequency in the first parallel arm resonator is lower than a resonance frequency in the second parallel arm resonator, and an anti-resonance frequency in the first parallel arm resonator is in the second parallel arm resonator.
  • the first parallel arm resonator has an IDT electrode that excites an elastic wave and a reflector that reflects the elastic wave excited by the IDT electrode, and has an IDT electrode lower than the antiresonance frequency.
  • Serial pitch of the IDT electrode and the reflector is less than or more and 0.50 ⁇ 0.42 ⁇ .
  • the inventors of the present application have found that the loss in the passband can be suppressed by setting the IR pitch of the first parallel arm resonator to 0.42 ⁇ or more and less than 0.50 ⁇ . Specifically, if the IR pitch is increased too much, the ripple in the high band end of the stop band of the first parallel arm resonator increases, thereby increasing the loss in the passband. On the other hand, if the IR pitch is made too small, the ripple on the high frequency side of the first parallel arm resonator (specifically, between the resonance frequency and the anti-resonance frequency) becomes large, so Loss increases or the attenuation characteristics on the low pass band side deteriorate. Therefore, the loss in the pass band can be suppressed by keeping the IR pitch of the first parallel arm resonator within an appropriate range.
  • the pitch between the IDT electrode and the reflector may be 0.44 ⁇ or more and 0.46 ⁇ or less.
  • the present inventor has made the IR pitch of the first parallel arm resonator 0.44 ⁇ or more and 0.46 ⁇ or less, thereby increasing the loss in the passband and lowering the passband. It was found that the deterioration of the attenuation characteristics on the side can be more reliably suppressed. Specifically, when the IR pitch is increased to approach 0.50 ⁇ , the ripple on the high resonance frequency side of the first parallel arm resonator can be suppressed, but the stop band high region of the first parallel arm resonator can be suppressed. It becomes difficult to suppress the ripple at the end.
  • the ripple at the high end of the stop band of the first parallel arm resonator can be suppressed, but the ripple on the high frequency side of the resonance frequency of the first parallel arm resonator is reduced. Deterrence becomes difficult. Therefore, by setting the IR pitch of the first parallel arm resonator to be 0.44 ⁇ or more and 0.46 ⁇ or less, the ripple at the high band end of the stop band and the ripple at the resonance frequency high band side of the first parallel arm resonator. Since both of these can be suppressed, the loss in a passband can be suppressed more reliably.
  • the impedance circuit in which a pair of impedance elements and a switch element are connected in parallel, and at least one of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator is connected in series with the impedance circuit. You may decide.
  • the second parallel arm resonator is connected in series with the impedance circuit, and the first parallel arm resonator is connected in parallel to a circuit in which the second parallel arm resonator and the impedance circuit are connected in series. It may be connected.
  • the first characteristic and the second characteristic are suppressed while suppressing the increase of the insertion loss at the high end of the pass band while switching the frequency of the attenuation pole on the high side of the pass band in accordance with switching between the conduction and the non-conduction of the switch element.
  • a tunable filter for switching characteristics can be provided.
  • the first parallel arm resonator is connected in series with the impedance circuit, and the second parallel arm resonator is connected in parallel to a circuit in which the first parallel arm resonator and the impedance circuit are connected in series. It may be connected.
  • the first characteristic and the second characteristic are suppressed while suppressing the increase of the insertion loss at the low end of the passband while switching the frequency of the attenuation pole on the low passband side according to the switching of the switch element.
  • a tunable filter for switching characteristics can be provided.
  • first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator are connected in parallel
  • the impedance circuit includes the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator connected in parallel. You may decide to be connected in series with respect to the circuit.
  • two impedance circuits in which a pair of impedance elements and a switch element are arranged in parallel are provided, and the first parallel arm resonator is connected in series with one impedance circuit of the two impedance circuits, and the first The two parallel arm resonators are connected in series with the other impedance circuit of the two impedance circuits, the circuit in which the first parallel arm resonator and the one impedance circuit are connected in series, and the second parallel arm The circuit in which the resonator and the other impedance circuit are connected in series may be connected in parallel.
  • the frequency of the attenuation pole on the high side of the passband and the low side of the passband can be switched according to the switching of the conduction and non-conduction of the switch element, and the high end of the passband and the low end of the passband It is possible to provide a tunable filter that can suppress an increase in insertion loss. Therefore, such a tunable filter can switch the center frequency while maintaining the bandwidth, for example.
  • the first parallel arm resonator and the second parallel arm further include a switch element connected in parallel to one parallel arm resonator of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator.
  • the other parallel arm resonator of the resonator may be connected in series to a circuit in which the one parallel arm resonator and the switch element are connected in parallel.
  • the frequency of the attenuation pole on the low passband side can be switched and the number of attenuation poles on the high passband side can be switched according to switching between conduction and non-conduction of the switch element.
  • a high-frequency front-end circuit includes any one of the elastic wave filter devices described above and an amplifier circuit connected to the elastic wave filter device.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit. And a high-frequency front-end circuit.
  • the elastic wave filter device According to the elastic wave filter device, the high-frequency front end circuit, and the communication device according to the present invention, it is possible to suppress loss in the passband.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a plan view schematically showing the electrode structure of the filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is an example of a diagram schematically illustrating the structure of the parallel arm resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a graph showing a change in characteristics when the IR pitch is changed in a typical resonator.
  • FIG. 5A is a graph showing the absolute value of the impedance of the parallel arm resonator.
  • FIG. 5B is a graph representing the impedance of the parallel arm resonator in a Smith chart.
  • FIG. 5C is a graph showing the reflection loss of the parallel arm resonator.
  • FIG. 6 is a graph showing filter characteristics for Examples and Comparative Examples.
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of a filter in application example 1 of the second embodiment.
  • FIG. 7B is a graph showing the filter characteristics of the filter in application example 1 of the second embodiment.
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of a filter in application example 2 of the second embodiment.
  • FIG. 8B is a graph showing the filter characteristics of the filter in application example 2 of the second embodiment.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of a filter in application example 3 of the second embodiment.
  • FIG. 9B is a plan view schematically illustrating the electrode structure of the filter in application example 3 of the second embodiment.
  • FIG. 9C is a graph illustrating filter characteristics in application example 3 of the second exemplary embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a filter in application example 4 of the second embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a filter in application example 5 of the second embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a filter in application example 6 of the second embodiment.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a high-frequency front-end circuit and its peripheral circuits according to the third embodiment.
  • pass band low band end means “the lowest frequency in the pass band”.
  • Passband high band end means “the highest frequency in the passband”.
  • pass band lower band side means “outside the pass band and lower frequency side than the pass band”.
  • passband high band side means “outside of the pass band and higher in frequency than the pass band”.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a filter 10 according to the first embodiment.
  • the filter 10 is a high-frequency filter circuit that is disposed, for example, in the front-end portion of a multimode / multiband mobile phone.
  • the filter 10 is a band-pass filter that is built in a multi-band compatible mobile phone that complies with a communication standard such as LTE (Long Term Evolution) and filters high-frequency signals in a predetermined band.
  • the filter 10 is an elastic wave filter device that filters high-frequency signals using an elastic wave resonator.
  • the filter 10 includes a series arm resonator s1 and parallel arm resonators p1 and p2.
  • the series arm resonator s1 is connected between the input / output terminal 11m (first input / output terminal) and the input / output terminal 11n (second input / output terminal). That is, the series arm resonator s1 is a series arm resonance circuit provided on a path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n. Note that the path is not limited to the series arm resonator s1, but may be provided with a series arm resonance circuit including one or more elastic wave resonators. In the present embodiment, the series arm resonance circuit is configured by one elastic wave resonator, but may be configured by a plurality of elastic wave resonators.
  • the series arm resonance circuit including a plurality of elastic wave resonators includes, for example, a longitudinally coupled resonator including a plurality of elastic wave resonators, or a plurality of divided resonances in which one elastic wave resonator is divided in series. Includes children. For example, by using a longitudinally coupled resonator as the series arm resonance circuit, it becomes possible to adapt to required filter characteristics such as enhancement of attenuation.
  • the parallel arm resonator p1 is a first parallel arm resonator connected to a node (node x1 in FIG. 1A) and a ground (reference terminal) on a path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n. . That is, the parallel arm resonator p1 is a resonator provided in a parallel arm resonance circuit that connects the node x1 on the path and the ground.
  • the parallel arm resonator p2 is a second parallel arm resonator connected to a node (node x1 in FIG. 1A) and a ground (reference terminal) on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n. . That is, the parallel arm resonator p2 is a resonator provided in a parallel arm resonance circuit that connects the node x1 on the path and the ground.
  • the resonance frequency in the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency in the parallel arm resonator p2, and the antiresonance frequency in the parallel arm resonator p1 is lower than the antiresonance frequency in the parallel arm resonator p2.
  • the resonance frequency in the resonator is a frequency of a “resonance point” that is a singular point (ideally a point where the impedance is 0) at which the impedance of the resonator is minimized.
  • the antiresonance frequency in the resonator is a frequency of an “antiresonance point” that is a singular point (ideally an infinite point) where the impedance of the resonator becomes a maximum.
  • the parallel arm resonators p1 and p2 are connected in series, and are connected between the node x1 and the ground.
  • the parallel arm resonator p1 has one terminal connected to the node x1 and the other terminal connected to one terminal of the parallel arm resonator p2.
  • the parallel arm resonator p2 has one terminal connected to the other terminal of the parallel arm resonator p1, and the other terminal connected to the ground.
  • the connection order of the parallel arm resonators p1 and p2 is not limited to this, and the connection order may be reversed.
  • the parallel arm resonators p1 and p2 are configured by one elastic wave resonator. However, at least one of the parallel arm resonators p1 and p2 may be configured by a plurality of split resonators in which one elastic wave resonator is split in series or in parallel.
  • the parallel arm resonators p1 and p2 constitute a parallel arm resonance circuit connected between the node x1 on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n and the ground. That is, the parallel arm resonance circuit is provided in one path connecting the path and the ground. Therefore, the filter 10 has a one-stage ladder-type filter structure including a series arm resonator s1 and a parallel arm resonance circuit (parallel arm resonators p1 and p2 in the present embodiment).
  • the parallel arm resonance circuit constituted by the parallel arm resonators p1 and p2 forms the passband of the filter 10 together with the series arm resonator s1.
  • FIG. 1B is a plan view schematically showing the electrode structure of the filter 10 according to the first embodiment.
  • each resonator (series arm resonator s1, parallel arm resonator p1 and p2) constituting the filter 10 is an elastic wave resonator using an elastic wave.
  • the filter 10 can be constituted by an IDT electrode formed on a piezoelectric substrate, so that a small and low-profile filter circuit having a pass characteristic with improved steepness can be realized.
  • the substrate having piezoelectricity is a substrate having piezoelectricity at least on the surface.
  • the substrate may include a piezoelectric thin film on the surface, a film having a different sound velocity from the piezoelectric thin film, and a laminated body such as a support substrate.
  • the substrate includes, for example, a laminate including a high sound speed support substrate and a piezoelectric thin film formed on the high sound speed support substrate, a high sound speed support substrate, and a low sound speed film formed on the high sound speed support substrate.
  • a laminate including a piezoelectric thin film formed on the film may be used. Note that the substrate may have piezoelectricity throughout the substrate.
  • the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 include an IDT electrode that excites an elastic wave, and a pair of reflectors that are arranged so as to sandwich the IDT electrode from both sides in the propagation direction of the elastic wave.
  • the series arm resonator s1 includes an IDT electrode 111 and a pair of reflectors 112.
  • the parallel arm resonator p ⁇ b> 1 includes an IDT electrode 121 and a set of reflectors 122.
  • the parallel arm resonator p ⁇ b> 2 includes an IDT electrode 131 and a set of reflectors 132.
  • the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) includes an IDT electrode 121 that excites an elastic wave having a longer wavelength than the IDT electrode 131 of the parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator), and the IDT electrode 121. And a reflector 122 that reflects the elastic wave excited in step (b).
  • the pitch between the IDT electrode 121 and the reflector 122 is 0.42 ⁇ or more and less than 0.50 ⁇ , preferably 0.44 ⁇ or more and 0.46 ⁇ or less. This will be described later.
  • each resonator constituting the filter 10 will be described in more detail by focusing on the parallel arm resonator p1.
  • the other resonators have substantially the same structure as the parallel arm resonator p1 except that the IR pitch is configured to be about 0.5 times the wavelength ⁇ of the elastic wave. Description is omitted.
  • FIG. 2 is an example of a diagram schematically showing the structure of the parallel arm resonator p1 in the present embodiment, where (a) is a plan view and (b) is a cross-sectional view of (a).
  • the parallel arm resonator p ⁇ b> 1 shown in FIG. 2 is for explaining a typical structure of each resonator constituting the filter 10.
  • the number and length of electrode fingers constituting the IDT electrode of each resonator of the filter 10 are not limited to the number and length of electrode fingers of the IDT electrode shown in FIG.
  • the parallel arm resonator p1 includes an electrode film 101 constituting the IDT electrode 121 and the reflector 122, a piezoelectric substrate 102 on which the electrode film 101 is formed, A protective layer 103 covering the electrode film 101.
  • an electrode film 101 constituting the IDT electrode 121 and the reflector 122
  • a piezoelectric substrate 102 on which the electrode film 101 is formed
  • a protective layer 103 covering the electrode film 101.
  • the comb-tooth electrode 101a includes a plurality of electrode fingers 110a that are parallel to each other and a bus bar electrode 111a that connects the plurality of electrode fingers 110a.
  • the comb-tooth electrode 101b includes a plurality of electrode fingers 110b that are parallel to each other and a bus bar electrode 111b that connects the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the propagation direction.
  • the IDT electrode 121 configured as described above excites a surface acoustic wave in a specific frequency region defined by the electrode pitches of the plurality of electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrode 121.
  • each of the comb electrodes 101a and 101b may be referred to as an IDT electrode alone. However, in the following, for the sake of convenience, it is assumed that one IDT electrode 121 is constituted by a pair of comb-tooth electrodes 101a and 101b.
  • the reflector 122 is disposed in the propagation direction of the elastic wave with respect to the IDT electrode 121. Specifically, the pair of reflectors 122 are arranged so as to sandwich the IDT electrode 121 from both sides in the elastic wave propagation direction.
  • the reflector 122 includes a plurality of electrode fingers 210 that are parallel to each other, a bus bar electrode 211 that connects one end of the plurality of electrode fingers 210, and a bus bar electrode 211 that connects the other end of the plurality of electrode fingers 210.
  • a pair of bus bar electrodes 211 is included.
  • the plurality of electrode fingers 210 are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the propagation direction, like the plurality of electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrode 121. ing.
  • the reflector 122 configured in this manner reflects a surface acoustic wave with a high reflection coefficient in a frequency band (stop band) defined by the electrode pitch of the plurality of electrode fingers 210 constituting the reflector 122. That is, when the electrode pitch of the IDT electrode 121 and the electrode pitch of the reflector 122 are equal, the reflector 122 reflects the surface acoustic wave excited by the IDT electrode 121 with a high reflection coefficient.
  • the parallel arm resonator p1 can confine the excited surface acoustic wave and prevent it from leaking outside. Therefore, the parallel arm resonator p1 can improve the Q of the resonance frequency and the anti-resonance frequency defined by the electrode pitch, logarithm, crossover width, and the like of the IDT electrode 121.
  • the reflector 122 should just have the electrode finger 210, and does not need to have the bus-bar electrode 211.
  • the number of the electrode fingers 210 should just be one or more, and is not specifically limited. However, if the number of electrode fingers 210 is too small, the leakage of elastic waves increases, so that the filter characteristics can be deteriorated. On the other hand, when the number of the electrode fingers 210 is too large, the reflector 122 becomes large, so that the entire filter 10 can be enlarged. For this reason, the number of electrode fingers 210 can be appropriately determined in consideration of the filter characteristics and size required for the filter 10.
  • the IDT electrode 121 and the reflector 122 are constituted by the electrode film 101 shown in FIG.
  • the electrode film 101 has a stacked structure of an adhesion layer 101g and a main electrode layer 101h as shown in FIG.
  • the IDT electrode 121 and the reflector 122 are composed of the same electrode film 101. However, they may be composed of electrode films having different structures or compositions.
  • the adhesion layer 101g is a layer for improving adhesion between the piezoelectric substrate 102 and the main electrode layer 101h, and Ti is used as a material, for example.
  • the film thickness of the adhesion layer 101g is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 101h is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 101h is, for example, 162 nm.
  • the piezoelectric substrate 102 is a substrate on which the electrode film 101 (that is, the IDT electrode 121 and the reflector 122) is formed, for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal, LiNbO 3 piezoelectric single crystal, KNbO 3 piezoelectric single crystal, crystal, or Made of piezoelectric ceramics.
  • the protective layer 103 is formed to cover the comb electrodes 101a and 101b.
  • the protective layer 103 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 101h from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • each resonator which the filter 10 has is not limited to the structure described in FIG.
  • the electrode film 101 may not be a stacked structure of metal films but may be a single layer of metal films.
  • the materials constituting the adhesion layer 101g, the main electrode layer 101h, and the protective layer 103 are not limited to the materials described above.
  • the electrode film 101 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, and is made of a plurality of laminated bodies made of the above metals or alloys. May be.
  • the protective layer 103 may not be formed.
  • the wavelength of the excited elastic wave is defined by the design parameters of the IDT electrode 121 and the like.
  • the design parameters of the IDT electrode 121 that is, the design parameters of the comb electrode 101a and the comb electrode 101b will be described.
  • the wavelength of the elastic wave is defined by the repetition period ⁇ of the plurality of electrode fingers 110a or 110b constituting the comb electrodes 101a and 101b shown in FIG.
  • the electrode pitch (electrode period) is 1 ⁇ 2 of the repetition period ⁇
  • the line width of the electrode fingers 110a and 110b constituting the comb electrodes 101a and 101b is W
  • the adjacent electrode fingers 110a and electrodes When the space width between the finger 110b is S, it is defined by (W + S).
  • the crossing width L of the IDT electrode 121 is obtained by viewing the electrode finger 110a of the comb electrode 101a and the electrode finger 110b of the comb electrode 101b from the propagation direction of the elastic wave.
  • the electrode duty is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 110a and 110b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 110a and 110b. , W / (W + S).
  • the film thickness of the IDT electrode 121 is the thickness h of the plurality of electrode fingers 110a and 110b.
  • the electrode pitch (electrode period) of the reflector 122 is defined by (W REF + S REF ) when the line width of the electrode finger 210 is W REF and the space width between the adjacent electrode fingers 210 is S REF. .
  • the electrode duty (duty ratio) of the reflector 122 is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 210, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the electrode fingers 210; It is defined by REF / (W REF + S REF ).
  • the film thickness of the reflector 122 is the thickness of the plurality of electrode fingers 210.
  • the electrode pitch and electrode duty of the reflector 122 are equivalent to the electrode pitch and electrode duty of the IDT electrode 121.
  • the reflector 122 is disposed so that the pair of bus bar electrodes 211 overlap the bus bar electrodes 111 a and 111 b of the IDT electrode 121 when viewed from the propagation direction of the elastic wave.
  • the reflector 122 preferably has the above configuration from the viewpoint of suppressing leakage of elastic waves, but may have a configuration different from the above configuration.
  • the pitch (IR pitch) between the IDT electrode 121 and the reflector 122 is (i) the electrode finger closest to the reflector 122 among the plurality of electrode fingers 110a or 110b constituting the IDT electrode 121, and (ii) It is defined by the center-to-center distance with the electrode finger 210 closest to the IDT electrode 121 among the plurality of electrode fingers 210 constituting the reflector 122.
  • This IR pitch can be expressed by using the repetition period ⁇ of the plurality of electrode fingers 110a or 110b constituting the comb electrodes 101a and 101b (that is, the wavelength ⁇ of the elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode 121). For example, in the case of 0.50 times the repetition period ⁇ , it is expressed as 0.50 ⁇ .
  • a singular point where the impedance is minimized (ideally a point where the impedance is 0) is also referred to as a “resonance point” for convenience, not only for a single resonator but also for a circuit including a plurality of resonators.
  • the frequency is called “resonance frequency”.
  • a singular point where the impedance is maximum (ideally a point where the impedance is infinite) is called an “anti-resonance point”, and its frequency is called an “anti-resonance frequency”.
  • FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the filter 10 according to the first embodiment. Specifically, (a) of the figure is a graph showing impedance characteristics of the parallel arm resonators p1 and p2 and the series arm resonator s1.
  • FIG. 4B is a graph showing the combined impedance characteristics (synthetic characteristics) of the parallel arm resonators p1 and p2 and the impedance characteristics of the series arm resonator s1.
  • FIG. 4C is a graph showing the filter characteristics of the filter 10.
  • the parallel arm resonator p1, the parallel arm resonator p2, and the series arm resonator s1 have the following impedance characteristics. Specifically, for the parallel arm resonator p1, the parallel arm resonator p2, and the series arm resonator s1, in this order, assuming that the resonance frequencies are frp1, frp2, frs1, and the antiresonance frequencies are fap1, fap2, and fas1, In this form, frp1 ⁇ frs1 ⁇ frp2 and fap1 ⁇ fas1 ⁇ fap2 are satisfied.
  • the combined characteristic of the two parallel arm resonators (“parallel arm resonators p1 and p2) (“p1 + p2 combined characteristic” in the figure) is the resonance frequency frp1 of the parallel arm resonator p1.
  • the combined characteristic becomes maximum at the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator p1 and the antiresonance frequency fap2 of the parallel arm resonator p2.
  • a pass band is formed by the anti-resonance frequency (that is, fap1) on the lower side of the two anti-resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit and the resonance frequency frs1 of the series arm resonator s1.
  • an attenuation band having the frequency fr1 as an attenuation pole is formed on the low passband side, and the frequency fr2 and the above frequency fr2 are formed on the high passband side.
  • An attenuation band having an anti-resonance frequency fas1 of the series arm resonator s1 as an attenuation pole is formed.
  • the IR pitch is designed to be equal to the electrode pitch of the IDT electrode 121 (that is, 0.50 ⁇ ) in order to provide regularity in the propagation of elastic waves.
  • the inventor of the present application uses a resonator designed in this manner in an elastic wave filter device in which one parallel arm resonance circuit has a plurality of resonators, and the loss in the passband deteriorates (increases). I noticed the problem of getting.
  • the inventor of the present application as a result of intensive studies, in such an acoustic wave filter device, a resonator having a low resonance frequency and antiresonance frequency among a plurality of resonators provided in one parallel arm resonance circuit.
  • the inventors have found that the above-described loss deterioration in the passband can be suppressed by setting the IR pitch to 0.42 ⁇ or more and less than 0.50 ⁇ .
  • this mechanism will be described based on a specific typical example.
  • FIG. 4 is a graph showing a change in reflection characteristics when the IR pitch is changed in a typical resonator.
  • A is a graph showing the absolute value of the impedance
  • (b) is a graph showing the phase characteristic
  • (c-1) is a graph representing the impedance in Smith chart
  • (c-2) ) Is a graph showing reflection loss (return loss).
  • the figure shows the characteristics of the resonator when the IR pitch is changed from 0.40 ⁇ to 0.50 ⁇ in steps of 0.02 ⁇ . Yes.
  • the parallel arm resonator has a resonance frequency lower than the pass band, and the pass band.
  • a pass band is formed by the resonance frequency of the series arm resonator and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator.
  • the antiresonance frequency of the parallel arm resonator and the resonance frequency of the series arm resonator are arranged in the passband. Therefore, since the high band end of the stop band of the parallel arm resonator is located outside the pass band (specifically, higher band side than the pass band), even if the ripple at the high end of the stop band is somewhat large, The filter characteristics (particularly the characteristics in the passband) are not significantly affected.
  • the filter 10 according to this embodiment in which two parallel arm resonators p1 and p2 are provided in one parallel arm resonance circuit, the combined characteristics of the two parallel arm resonators p1 and p2 are obtained, and the parallel arm resonance is achieved.
  • the frequency interval (frequency difference between the resonance frequency and the anti-resonance frequency) between the frequency at which the impedance of the combined characteristic is maximized and the frequency at which the impedance is minimized is narrower than the single bandwidth of the child p1 and the parallel arm resonator p2. Become. Therefore, the stop band high band end of the parallel arm resonator p1 on the low resonance frequency and anti-resonance frequency side can be located in the pass band.
  • the resonator in the typical example when the resonator in the typical example is applied to the parallel arm resonator p1, the vicinity of 2.605 GHz which is the high end of the stop band is close to the high end of the pass band (approximately 2.50 GHz to 2.60 GHz). Will be located (see FIG. 3). Therefore, in this case, if a ripple is generated at the high end of the stop band of the parallel arm resonator p1, the loss in the pass band increases.
  • the ripple at the high end of the stop band is suppressed, and from the anti-resonance frequency high side to the ripple at the high end of the stop band. Therefore, it is possible to reduce the loss in the passband due to the ripple.
  • the characteristic between the resonance frequency and the anti-resonance frequency is such that the low-frequency side resonance frequency and the low-frequency side anti-resonance in the combined characteristics of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2. It affects the characteristics between frequencies (see FIG. 3). That is, the low-band resonance frequency in the composite characteristic forms an attenuation pole on the low-pass band side, and the low-band anti-resonance frequency in the composite characteristic forms a pass band. Therefore, in the parallel arm resonator p1, if a ripple occurs between the resonance frequency and the anti-resonance frequency, the loss in the pass band may increase or the attenuation characteristic on the low pass band side may deteriorate.
  • ripples that can be generated on the high frequency side of the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 can be suppressed. It is possible to suppress an increase in loss in the passband due to ripples or deterioration of attenuation characteristics on the low passband side.
  • the electrode structure of the parallel arm resonator p1 may not be symmetric or asymmetric in the elastic wave propagation direction.
  • the IR pitch between the IDT electrode 121 and one reflector 122 and the IR pitch between the IDT electrode 121 and the other reflector 122 may not coincide with each other or may be different. It doesn't matter. Even in such a configuration, the same effect can be obtained by keeping the respective IR pitches within the above range.
  • the filter 10 only one of the ripples (i) the ripple at the high end of the stop band and (ii) the ripple that can occur on the high frequency side of the resonance frequency becomes a problem due to the filter characteristics and the like. There is. For this reason, (i) when only the ripple at the high end of the stop band becomes a problem, the IR pitch of the parallel arm resonator p1 may be set to less than 0.44 ⁇ . On the other hand, (ii) when only a ripple that can occur on the high frequency side of the resonance frequency becomes a problem, the IR pitch of the parallel arm resonator p1 may be larger than 0.46 ⁇ . That is, the IR pitch can be appropriately designed in a range of 0.42 ⁇ or more and less than 0.50 ⁇ in consideration of filter characteristics required for the filter 10 and the like.
  • the elastic wave filter device of the example has the configuration of the filter 10 according to the above embodiment, and the IR pitch is 0.44 ⁇ .
  • the elastic wave filter device of the comparative example is the same as the elastic wave filter device of the example except that the IR pitch is 0.50 ⁇ .
  • FIGS. 5A to 5C are graphs showing the reflection characteristics of the parallel arm resonator p1 alone on the side where the resonance frequency and antiresonance frequency are low (low f side) for the example and the comparative example.
  • FIG. 5A is a graph showing the absolute value of the impedance of the parallel arm resonator p1
  • FIG. 5B is a graph showing the impedance of the parallel arm resonator p1 in Smith chart
  • FIG. It is a graph showing the reflection loss (return loss) of the arm resonator p1.
  • FIG. 5A is a graph showing the absolute value of the impedance of the parallel arm resonator p1
  • FIG. 5B is a graph showing the impedance of the parallel arm resonator p1 in Smith chart
  • FIG. It is a graph showing the reflection loss (return loss) of the arm resonator p1.
  • FIG. 5A is a graph showing the absolute value of the impedance of the parallel arm
  • FIG. 6 is a graph showing filter characteristics (pass characteristics) for the example and the comparative example, (a) is a graph showing an outline of the filter characteristics, and (b) is an enlarged view of the vicinity of the pass band of (a). It is a graph expressed as follows.
  • the ripple at the high end of the stop band (see FIG. 5) is larger than that in the comparative example in which the IR pitch is 0.50 ⁇ . Inside solid line box) is suppressed.
  • the loss is suppressed at a frequency (here, the passband high band end) where the ripple at the stop band high band end is generated, as compared with the comparative example.
  • the loss in the passband due to the ripple at the high end of the stopband is suppressed in the embodiment as compared with the comparative example.
  • the ripple on the higher resonance frequency side (specifically, the ripple between the resonance frequency and the anti-resonance frequency) Is slightly larger.
  • the ripple has little influence on the filter characteristics. That is, in the example, it can be seen that the loss in the passband due to the ripple that may occur on the high frequency side of the resonance frequency is suppressed.
  • the inventor of the present application has made an IR pitch (pitch between the IDT electrode 121 and the reflector 122) of the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) as 0.42 ⁇ or more as a result of intensive studies. And it discovered that the loss in a passband could be suppressed by setting it as less than 0.50 (lambda). Specifically, if the IR pitch is increased too much, the ripple in the high band end of the stopband of the parallel arm resonator p1 increases, thereby increasing the loss in the passband.
  • the ripple on the high resonance frequency side of the parallel arm resonator p1 increases, thereby increasing the loss in the pass band or deteriorating the attenuation characteristic on the low pass band side. . Therefore, the loss in the pass band can be suppressed by keeping the IR pitch of the parallel arm resonator p1 within an appropriate range.
  • the inventor of the present application has made the IR pitch of the parallel arm resonator p1 0.44 ⁇ or more and 0.46 ⁇ or less, thereby increasing the loss in the passband and lowering the passband. It has been found that the deterioration of the attenuation characteristic of can be more reliably suppressed. Specifically, when the IR pitch is increased to approach 0.50 ⁇ , the ripple on the high frequency side of the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 can be suppressed, but at the high band end of the stop band of the parallel arm resonator p1. It becomes difficult to suppress ripples.
  • the ripple at the high end of the stop band of the parallel arm resonator p1 can be suppressed, but the ripple on the high frequency side of the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is suppressed.
  • the IR pitch of the parallel arm resonator p1 to 0.44 ⁇ or more and 0.46 ⁇ or less, both the ripple at the high band end of the stop band and the ripple at the resonance frequency high band side of the parallel arm resonator p1. Therefore, the loss in the passband can be more reliably suppressed.
  • Embodiment 2 The configuration of the filter 10 (elastic wave filter device) according to the first embodiment can be applied to a tunable filter whose passband can be varied. Therefore, as a filter according to Embodiment 2, such a tunable filter will be described using application examples 1 to 6.
  • Application Examples 1 and 2 are application examples of the filter 10 according to Embodiment 1 described above to a tunable filter.
  • Application examples 3 to 6 are tunables in which the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) and the parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator) in the first embodiment are connected in parallel. It is an example applied to a filter.
  • the IR pitch (pitch between the IDT electrode 121 and the reflector 122) of the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) is set to 0.42 ⁇ or more and less than 0.50 ⁇ .
  • loss in the passband can be suppressed.
  • the tunable filter can change the pass band, it is possible to reduce the size of a multi-band front end circuit or the like.
  • Each of the tunable filters of application examples 1 to 6 described below has a switch element connected in series or in parallel to the parallel arm resonator p1 or the parallel arm resonator p2, and the switch element is turned on (ON).
  • the pass band is switched according to non-conduction (off).
  • the switch element is turned on and off in accordance with a control signal from a control unit such as an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit).
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of a filter 20A in application example 1 of the second embodiment.
  • the filter 20A shown in the figure is further connected in parallel to one of the parallel arm resonators p1 and p2 (first and second parallel arm resonators).
  • a switch SW The other parallel arm resonator of the parallel arm resonators p1 and p2 is connected in series to a circuit in which the one parallel arm resonator and the switch SW are connected in parallel.
  • the switch SW is connected in parallel to the parallel arm resonator p2.
  • the switch SW may be connected in parallel to the parallel arm resonator p1.
  • FIG. 7B is a graph showing the filter characteristics (pass characteristics) of the filter 20A in the first application example of the second embodiment. Specifically, this figure is a graph showing comparison of filter characteristics when the switch SW is on and when it is off.
  • the parallel arm resonator p2 is added to the parallel arm resonator p1 only when the switch SW is OFF. For this reason, as shown in the figure, when the switch SW is switched from on to off, the pass characteristic of the filter 20A shifts the attenuation pole on the low band side to the high band side, and the high band side of the pass band. Since an attenuation pole is added to the filter, it is possible to obtain attenuation on the high side of the passband. In other words, the filter 20A can switch the frequency of the attenuation pole on the low passband side and switch the number of attenuation poles on the high passband side in accordance with switching of the switch SW on and off. it can.
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of a filter 20B in application example 2 of the second embodiment.
  • the filter 20B shown in the figure is different from the filter 20A in Application Example 1 in that the filter 20B further includes an inductor L connected in series with the switch SW.
  • a series circuit including the switch SW and the inductor L is connected in parallel to the parallel arm resonator p2, and the parallel connected circuit is connected in series to the parallel arm resonator p1.
  • the inductor L of the switch SW and the inductor L is connected to the ground side, but the switch SW may be connected to the ground side.
  • the inductor L is an impedance element connected in series to the parallel arm resonator p1.
  • the frequency variable width of the passband of the filter 20B depends on the constants of the inductor L (in this application example, the inductor L and the parallel arm resonator p2). For example, the frequency variable width becomes wider as the inductor constant increases. For this reason, the constant of the inductor L can be appropriately determined according to the frequency specification required for the filter 20B.
  • the inductor may be a variable inductor using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems). As a result, the frequency variable width can be finely adjusted.
  • FIG. 8B is a graph showing the filter characteristics (pass characteristics) of the filter 20B in application example 2 of the second embodiment. Specifically, this figure is a graph showing comparison of filter characteristics when the switch SW is on and when it is off.
  • the pass characteristic of the filter 20B when the switch SW is on is lower than the pass characteristic of the filter 20A when the switch SW in the application example 1 is on. Will shift to.
  • the parallel arm resonator p2 is added to the parallel arm resonator p1.
  • the pass characteristic of the filter 20B is such that the attenuation pole on the low side of the pass band when the switch SW is on is shifted to the low side as compared with FIG. 7B.
  • the impedance element is not limited to an inductor, and may be a capacitor, for example.
  • the shift direction of the attenuation pole is different when the switch SW is turned on and off compared to the above configuration.
  • the frequency variable width of the pass band of the filter 20B depends on the constant of the capacitor. For example, the smaller the capacitor constant, the wider the frequency variable width. For this reason, the constant of the inductor can be appropriately determined according to the frequency specification required for the filter 20A.
  • the capacitor C may be a variable capacitor such as a variable gap and a DTC (Digital Tunable Capacitor). As a result, the frequency variable width can be finely adjusted.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of a filter 20C in application example 3 of the second embodiment.
  • the parallel arm resonators p1 and p2 are connected between the node x1 and the ground, respectively. That is, the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected to the same node on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the filter 20C further includes a pair of a capacitor C1 and a switch SW1 connected in series only to the parallel arm resonator p1 of the parallel arm resonators p1 and p2 between the node x1 and the ground, the node x1 and the ground.
  • the filter 20C has two impedance circuits that are circuits in which a pair of capacitors and switches are connected in parallel.
  • the parallel arm resonator p1 first parallel arm resonator
  • the parallel arm resonator p2 second parallel arm resonator
  • the circuit in which the parallel arm resonator p1 and one impedance circuit are connected in series and the circuit in which the parallel arm resonator p2 and the other impedance circuit are connected in series are connected in parallel.
  • the capacitor C1 and the switch SW1 are connected between the parallel arm resonator p1 and the ground in this application example, but may be connected between the parallel arm resonator p1 and the node x1. The same applies to the relationship between the capacitor C2 and the switch SW2 and the parallel arm resonator p2.
  • FIG. 9B is a plan view schematically showing the electrode structure of the filter 20C in the application example 3 of the second embodiment.
  • other circuit elements capacitor C1 and C2 and switches SW1 and SW2 that constitute the filter 20C together with the resonator are also schematically shown.
  • the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are arranged along the propagation direction of the elastic wave.
  • positioning of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 is not restricted to this, For example, you may arrange
  • FIG. 9C is a graph showing characteristics of the filter 20C in the application example 3 of the second embodiment. Specifically, (a) and (b) in the figure show the impedance characteristics of the resonator alone, the combined characteristics of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1 ("p1 + C1 combined characteristics" in the figure), and the parallel characteristics.
  • the parallel arm resonance circuit in this application example is a circuit provided in a path connecting the node x1 and the ground, and specifically, the parallel arm resonator p1, the capacitor C1, the switch SW1, and the parallel arm resonator p2. , Capacitor C2 and switch SW2.
  • FIG. 6C is a graph showing the comparison of filter characteristics when both the switches SW1 and SW2 are on or off.
  • the pass characteristics of the filter 20C have steep attenuation slopes on the high side of the passband and the low side of the passband. Shift to the high side while maintaining the characteristics.
  • the filter 20C can switch the frequencies of the attenuation poles on the high side of the passband and the low side of the passband according to the switching of the conduction and non-conduction of the switches SW1 and WS2, and at the high end of the passband.
  • an increase in insertion loss at the lower end of the passband can be suppressed. For this reason, for example, the filter 20C can switch the center frequency while maintaining the bandwidth.
  • the switches SW1 and SW2 may not be switched on and off, or may be switched individually. However, when both of the switches SW1 and SW2 are switched on and off, the number of control lines for controlling the switches SW1 and SW2 can be reduced, so that the configuration of the filter 20C can be simplified.
  • the high band end of the pass band can be varied according to the on / off state of the switch SW2 connected in series to the parallel arm resonator p2. Further, the low band end of the pass band can be varied according to the on / off state of the switch SW1 connected in series to the parallel arm resonator p1.
  • both the switches SW1 and SW2 on or off, it is possible to shift both the low band end and high band end of the pass band to the low band side or the high band side. That is, the center frequency of the pass band can be shifted to the low frequency side or the high frequency side.
  • both the low band end and high band end of the pass band are shifted so that these frequency differences are widened or narrowed. be able to. That is, the pass band width can be varied while making the center frequency of the pass band substantially constant.
  • the other when one of the switches SW1 and SW2 is turned on or off, the other is turned on and off, so that one of the low band end and the high band end of the pass band is fixed and the other is connected to the low band side or the high band. Can be shifted to the side. That is, the low band end or high band end of the pass band can be varied.
  • the stop band high band end of the parallel arm resonator p1 is the pass band. Easy to be located within. That is, in this case, if a ripple is generated at the high end of the stop band of the parallel arm resonator p1, the loss in the pass band can be increased. Therefore, in such a filter 20C, setting the IR pitch of the parallel arm resonator p1 to 0.42 ⁇ or more and less than 0.50 ⁇ is particularly useful from the viewpoint of suppressing loss in the passband.
  • the filter has one impedance circuit that is a circuit in which a pair of impedance elements (for example, a capacitor) and a switch are connected in parallel, and at least one of the parallel arm resonators p1 and p2 is connected in series with the impedance circuit. It doesn't matter. Such a filter will be described using application examples 4 to 6.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a filter 20D in application example 4 of the second embodiment.
  • the filter 20D shown in the figure is different from the filter 20C shown in FIG. 9A in that the parallel arm resonator p1 connects the node x1 and the ground without the capacitor C1 and the switch SW1. Further, the capacitor C and the switch SW shown in the figure correspond to the capacitor C2 and the switch SW2 shown in FIG. 9A. In other words, the filter 20D has an impedance circuit that is a circuit in which a pair of capacitors C and a switch SW are connected in parallel.
  • the parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator) is connected in series with the impedance circuit, and the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) is connected to the parallel arm resonator p2 and the impedance circuit. Are connected in parallel to the circuit connected in series.
  • the filter characteristic of the filter 20D in this application example corresponds to the characteristic when the switch SW1 is fixed on and the switch SW2 is turned on and off in the above application example 3. That is, the filter 20D has the first characteristic while suppressing the increase of the insertion loss at the high end of the pass band while switching the frequency of the attenuation pole on the high side of the pass band in accordance with the switching of the switch SW. And the second characteristic can be switched.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the filter 20E according to the application example 5 of the second embodiment.
  • the filter 20E shown in the figure is different from the filter 20C shown in FIG. 9A in that the parallel arm resonator p2 does not have the capacitor C2 and the switch SW2, and the node x1 is connected to the ground. Further, the capacitor C and the switch SW shown in the figure correspond to the capacitor C1 and the switch SW1 shown in FIG. 9A. In other words, the filter 20E has an impedance circuit that is a circuit in which a pair of capacitors C and a switch SW are connected in parallel.
  • the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) is connected in series with the impedance circuit, and the parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator) is connected to the parallel arm resonator p1 and the impedance circuit. Are connected in parallel to the circuit connected in series.
  • the filter characteristic of the filter 20E in this application example corresponds to the characteristic when the switch SW2 is fixed on and the switch SW1 is turned on and off in the above application example 3.
  • the filter 20E switches the first attenuation while suppressing the increase of the insertion loss at the low band end of the pass band while switching the frequency of the attenuation pole on the low band side according to the switching of the switch SW.
  • the characteristic and the second characteristic can be switched.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a filter 20F in application example 6 of the second embodiment.
  • the filter 20F shown in FIG. 10 includes a pair of capacitors C and a switch SW connected in parallel to each other, and the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonance.
  • the difference is that the child p2 is connected in series to the circuit connected in parallel.
  • an impedance circuit including the capacitor C and the switch SW is connected in series to a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected in parallel.
  • the filter 20F can switch both the frequencies of the poles (attenuation poles) on both sides of the passband in accordance with switching between conduction and non-conduction of the switch SW.
  • the filter (elastic wave filter device) described in the first and second embodiments can be applied to a high-frequency front-end circuit or the like.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 1 and its peripheral circuits according to the third embodiment.
  • a high-frequency front-end circuit 1 an antenna element 2, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3 are shown.
  • the high-frequency front end circuit 1, the antenna element 2, and the RFIC 3 constitute a communication device 4.
  • the antenna element 2, the high-frequency front end circuit 1, and the RFIC 3 are disposed, for example, in a front end portion of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the antenna element 2 is a multiband antenna that transmits and receives a high-frequency signal and conforms to a communication standard such as 3GPP (Third Generation Partnership Project).
  • the antenna element 2 may not correspond to, for example, all the bands of the communication device 4, and may correspond to only the bands of the low frequency band group or the high frequency band group.
  • the antenna element 2 is not built in the communication device 4 and may be provided separately from the communication device 4.
  • RFIC 3 is an RF signal processing circuit that processes high-frequency signals transmitted and received by the antenna element 2. Specifically, the RFIC 3 performs signal processing on the high-frequency reception signal input from the antenna element 2 via the reception-side signal path of the high-frequency front-end circuit 1 by down-conversion or the like, and receives the signal generated by the signal processing. The signal is output to a baseband signal processing circuit (not shown). The RFIC 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit by up-conversion or the like, and transmits the high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the transmission-side signal path (not shown) of the high-frequency front-end circuit 1. Output).
  • the high frequency front end circuit 1 is a circuit that transmits a high frequency signal between the antenna element 2 and the RFIC 3. Specifically, the high frequency front end circuit 1 transmits the high frequency transmission signal output from the RFIC 3 to the antenna element 2 via a transmission side signal path (not shown). The high-frequency front end circuit 1 transmits a high-frequency reception signal received by the antenna element 2 to the RFIC 3 via the reception-side signal path.
  • a configuration in which the filter according to Embodiments 1 and 2 is provided in the reception-side signal path of the high-frequency front-end circuit 1 will be described. May be provided.
  • the high-frequency front-end circuit 1 includes, in order from the antenna element 2 side, switch groups 110A to 110C composed of a plurality of switches, a filter group 120 composed of a plurality of filters, a switch group 150, and a reception amplification circuit group 160. With.
  • the switch groups 110A to 110C include one or more switches (in this embodiment, a plurality of switches) that connect the antenna element 2 and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown). ).
  • the number of signal paths connected to the antenna element 2 is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the high frequency front end circuit 1 may support carrier aggregation.
  • the filter group 120 includes one or more filters, and in the present embodiment, for example, includes the following plurality of filters.
  • the band includes (i) a tunable filter that can handle Bands 11, 21, and 32, (ii) a tunable filter that can handle CA (carrier aggregation) of Band3 and Band3 and 9, (Iii) a filter corresponding to Band 25, (iv) a filter corresponding to Band 34, (v) a filter corresponding to Band 1, 4, 65 and 66, (vi) a filter corresponding to Band 40, and (vii) a filter corresponding to Band 30. , (Viii) a filter corresponding to Band 41, and (ix) Band 7 and a tunable filter capable of supporting CAs of Band 7 and 38.
  • Switch group 150 connects a signal path corresponding to a predetermined band and a reception amplifier circuit corresponding to the predetermined band in reception amplifier circuit group 160 in accordance with a control signal from a control unit (not shown). It is composed of one or more switches (a plurality of switches in this embodiment). The number of signal paths connected to the antenna element 2 is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the high frequency front end circuit 1 may support carrier aggregation. As a result, the high-frequency signal (here, the high-frequency reception signal) input from the antenna element 2 is amplified by the predetermined reception amplification circuit of the reception amplification circuit group 160 via the predetermined filter of the filter group 120, and is transmitted to the RFIC 3 Is output. Note that the RFIC corresponding to the low band and the RFIC corresponding to the high band may be provided separately.
  • the reception amplifier circuit group 160 includes one or more low noise amplifiers (a plurality of low noise amplifiers in the present embodiment) that amplify the power of the high frequency reception signals input from the switch group 150.
  • the thus configured high-frequency front-end circuit 1 includes any one of the filters 20A to 20F in the application example of the second embodiment as at least one tunable filter. According to this, since the number of filters can be reduced compared with the case where a filter is provided for each band, the size can be reduced.
  • the high frequency front end circuit 1 may include the filter 10 according to the above-described embodiment as a filter having a fixed pass band.
  • the communication device 4 including the above-described high-frequency front-end circuit and RFIC 3 (RF signal processing circuit) is also included in the present invention. According to such a communication device 4, it is possible to achieve low loss and high selectivity.
  • a multiplexer such as a duplexer provided with the above-described filter is also included in the present invention. That is, in a multiplexer in which a plurality of filters are commonly connected, at least one filter may be any of the above-described filters.
  • the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p2 are not limited to the elastic wave resonator using the surface acoustic wave, and may be configured by an elastic wave resonator using a bulk wave or a boundary acoustic wave, for example. It doesn't matter. That is, the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p2 may not be configured by the IDT electrode.
  • the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p2 preferably have reflectors from the viewpoint of reducing loss, but for example, when there are restrictions on mounting layout, the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p2 may not have reflectors. It doesn't matter. That is, at least one of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p2 is configured by only an IDT electrode without having one set of reflectors among an IDT electrode and a set of reflectors that constitute each. It does not matter.
  • At least one of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonators p1 and p2 may have only one of the reflectors arranged on both sides of the IDT electrode.
  • an inductor or a capacitor may be connected between each component.
  • the inductor may include a wiring inductor formed by wiring that connects the components.
  • the present invention can be widely used as a low-loss filter, multiplexer, front-end circuit, and communication device for communication devices such as mobile phones.

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Abstract

フィルタ（１０）は、入出力端子（１１ｍ）と入出力端子（１１ｎ）とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振子（ｓ１）と、当該経路上の同一ノード（ｘ１）とグランドとの間に接続された並列腕共振子（ｐ１）及び並列腕共振子（ｐ２）と、を有し、並列腕共振子（ｐ１）における共振周波数は、並列腕共振子（ｐ２）における共振周波数よりも低く、並列腕共振子（ｐ１）における反共振周波数は、並列腕共振子（ｐ２）における反共振周波数よりも低く、並列腕共振子（ｐ１）は、弾性波共振子からなり、弾性波を励振するＩＤＴ電極（１２１）と、ＩＤＴ電極（１２１）で励振された弾性波を反射する反射器（１２２）と、を有し、ＩＤＴ電極（１２１）の電極周期で定まる弾性波の波長をλとしたとき、ＩＤＴ電極（１２１）と反射器（１２２）とのピッチが０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である。

Description

弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、共振子を有する弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　従来、ラダー型フィルタ等の弾性波フィルタ装置として、直列腕（直列腕共振回路）とグランドとを結ぶ１つの並列腕（並列腕共振回路）について、複数の並列腕共振子を設ける構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。この構成では、共振周波数が互いに異なる複数の並列腕共振子が直列接続された状態で１つの並列腕に設けられていることにより、フィルタのスカート特性（減衰スロープ）の改善が図られている。
特開２００９－２０７１１６号公報
　しかしながら、弾性波を用いる共振子によって上記従来の弾性波フィルタ装置を構成した場合、同一の並列腕に設けられた複数の並列腕共振子のうち共振周波数及び反共振周波数が低い並列腕共振子のリップルによって通過帯域内のロスが増大する場合がある。
　具体的には、弾性波を用いる共振子は、周期的に並べられた複数の導体ストリップ（電極指）からなる周期構造を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極及び反射器（リフレクタ）によって構成される。このため、このような共振子は、特定の周波数領域の弾性波を高い反射係数で反射する周波数帯域を有する。この周波数帯域は、一般的にストップバンドと称され、上記周期構造の繰り返し周期等によって規定される。このとき、ストップバンドの高域端では、反射係数が局所的に変動するリップルが生じやすくなっている。
　上記従来の弾性波フィルタ装置では、周波数の低い並列腕共振子のストップバンド高域端が通過帯域内もしくは通過帯域の高域端の近傍に位置する場合がある。よって、この場合、当該並列腕共振子のストップバンド高域端にリップルが生じていると、通過帯域内のロスが増大してしまう。
　そこで、本発明は、通過帯域内のロスを抑制することができる弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路の同一ノードとグランドとの間に接続された、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子と、を有し、前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数よりも低く、前記第１並列腕共振子における反共振周波数は、前記第２並列腕共振子における反共振周波数よりも低く、前記第１並列腕共振子は、弾性波を励振するＩＤＴ電極と、前記ＩＤＴ電極で励振された弾性波を反射する反射器と、を有し、前記ＩＤＴ電極の電極周期で定まる弾性波の波長をλとしたとき、前記ＩＤＴ電極と前記反射器とのピッチが０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である。
　すなわち、本願発明者は、鋭意検討の結果、第１並列腕共振子のＩ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、通過帯域内のロスを抑制できることを見出した。具体的には、Ｉ－Ｒピッチを大きくし過ぎると、第１並列腕共振子のストップバンド高域端のリップルが大きくなることにより、通過帯域内のロスが増大する。一方、Ｉ－Ｒピッチを小さくし過ぎると、第１並列腕共振子の共振周波数高域側（具体的には共振周波数と反共振周波数との間）のリップルが大きくなることにより、通過帯域内のロスが増大もしくは通過帯域低域側の減衰特性が悪化する。よって、第１並列腕共振子のＩ－Ｒピッチを適正範囲に収めることで、通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、前記第１並列腕共振子は、前記ＩＤＴ電極と前記反射器とのピッチが０．４４λ以上かつ０．４６λ以下であることにしてもよい。
　すなわち、本願発明者は、鋭意検討の結果、第１並列腕共振子のＩ－Ｒピッチを０．４４λ以上かつ０．４６λ以下とすることにより、通過帯域内のロスの増大及び通過帯域低域側の減衰特性の悪化をより確実に抑制できることを見出した。具体的には、Ｉ－Ｒピッチを大きくして０．５０λに近づけると、第１並列腕共振子の共振周波数高域側のリップルを抑制できるものの、第１並列腕共振子のストップバンド高域端のリップルの抑制が困難になる。一方、Ｉ－Ｒピッチを小さくして０．４２λに近づけると、第１並列腕共振子のストップバンド高域端のリップルを抑制できるものの、第１並列腕共振子の共振周波数高域側のリップルの抑止が困難になる。よって、第１並列腕共振子のＩ－Ｒピッチを０．４４λ以上かつ０．４６λ以下とすることにより、第１並列腕共振子のストップバンド高域端のリップル及び共振周波数高域側のリップルの双方を抑制できるので、通過帯域内のロスをより確実に抑制することができる。
　また、さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列接続されたインピーダンス回路を有し、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のうち少なくとも一方は、前記インピーダンス回路と直列接続されていることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通に応じて第１特性と第２特性とを切り替えるチューナブルフィルタを提供できる。
　また、前記第２並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、前記第１並列腕共振子は、前記第２並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されていることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域高域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えるチューナブルフィルタを提供できる。
　また、前記第１並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、前記第２並列腕共振子は、前記第１並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されていることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えるチューナブルフィルタを提供できる。
　また、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とは並列接続されており、前記インピーダンス回路は、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とが並列接続された回路に対し直列接続されていることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域両側の極（減衰極）の周波数を共に切り替えることができるチューナブルフィルタを提供できる。
　また、さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列されたインピーダンス回路を２つ有し、前記第１並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち一方のインピーダンス回路と直列接続され、前記第２並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち他方のインピーダンス回路と直列接続され、前記第１並列腕共振子と前記一方のインピーダンス回路とが直列接続された回路と、前記第２並列腕共振子と前記他方のインピーダンス回路とが直列接続された回路とは、並列接続されていることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制できるチューナブルフィルタを提供できる。このため、このようなチューナブルフィルタは、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数を切り替えることができる。
　また、さらに、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の一方の並列腕共振子に並列接続されたスイッチ素子を有し、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の他方の並列腕共振子は、前記一方の並列腕共振子と前記スイッチ素子とが並列接続された回路に対して直列接続されていることにしてもよい。
　これにより、スイッチ素子の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域側の減衰極の数を切り替えることができるチューナブルフィルタを提供できる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかの弾性波フィルタ装置と、前記弾性波フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、通過帯域内のロスを抑制することができる高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、通過帯域内のロスを抑制することができる通信装置を提供できる。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置によれば、通過帯域内のロスを抑制することができる。
図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタの電極構造を模式的に表す平面図である。 図２は、実施の形態１における並列腕共振子の構造を模式的に表す図の一例である。 図３は、実施の形態１に係るフィルタの特性を表すグラフである。 図４は、典型例の共振子において、Ｉ－Ｒピッチを変化させた場合の特性の変化を表すグラフである。 図５Ａは、並列腕共振子のインピーダンスの絶対値を表すグラフである。 図５Ｂは、並列腕共振子のインピーダンスをスミスチャート表記したグラフである。 図５Ｃは、並列腕共振子の反射損失を表すグラフである。 図６は、実施例及び比較例について、フィルタ特性を表すグラフである。 図７Ａは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタの回路構成図である。 図７Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図８Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタの回路構成図である。 図８Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図９Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの回路構成図である。 図９Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの電極構造を模式的に表す平面図である。 図９Ｃは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタの特性を表すグラフである。 図１０は、実施の形態２の適用例４におけるフィルタの回路構成図である。 図１１は、実施の形態２の適用例５におけるフィルタの回路構成図である。 図１２は、実施の形態２の適用例６におけるフィルタの回路構成図である。 図１３は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。
　（実施の形態１）
　［１．フィルタの回路構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。
　フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号をフィルタリングするバンドパスフィルタである。このフィルタ１０は、弾性波共振子を用いて高周波信号をフィルタリングする弾性波フィルタ装置である。
　同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１及びｐ２と、を備える。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上に設けられた直列腕共振回路である。なお、当該経路には、直列腕共振子ｓ１に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路が設けられていればよい。本実施の形態では、当該直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、複数の弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。複数の弾性波共振子によって構成される直列腕共振回路には、例えば、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子、あるいは、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。例えば、直列腕共振回路として縦結合共振子を用いることにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。
　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）とに接続されている第１並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ１は、上記経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。
　並列腕共振子ｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）とに接続されている第２並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ２は、上記経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕共振回路に設けられた共振子である。
　並列腕共振子ｐ１における共振周波数は、並列腕共振子ｐ２における共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１における反共振周波数は、並列腕共振子ｐ２における反共振周波数よりも低い。ここで、共振子における共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。また、共振子における反共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。
　本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は直列接続されて、ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１は、一方の端子がノードｘ１に接続され、他方の端子が並列腕共振子ｐ２の一方の端子に接続されている。並列腕共振子ｐ２は、一方の端子が並列腕共振子ｐ１の上記他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。なお、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の接続順序はこれに限らず、上記接続順序と逆であってもかまわない。また、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、１つの弾性波共振子によって構成されている。しかし、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の少なくとも１つは、１つの弾性波共振子が直列分割または並列分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
　また、これら並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１とグランドとの間に接続された並列腕共振回路を構成する。すなわち、当該並列腕共振回路は、上記経路とグランドとを結ぶ１つの経路に設けられている。よって、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と並列腕共振回路（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１及びｐ２）とで構成された１段のラダー型のフィルタ構造を有している。
　つまり、並列腕共振子ｐ１及びｐ２によって構成される並列腕共振回路は、直列腕共振子ｓ１とともにフィルタ１０の通過帯域を形成する。
　［２．構造］
　［２－１．電極構造］
　次に、フィルタ１０の構造について、説明する。
　図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０の電極構造を模式的に表す平面図である。
　同図に示すように、フィルタ１０を構成する各共振子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１及びｐ２）は、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、フィルタ１０を、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻性の向上された通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、及び、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。
　直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１は、弾性波を励振するＩＤＴ電極と、当該ＩＤＴ電極を弾性波の伝搬方向の両側から挟み込むように配置された１組の反射器と、を有する。具体的には、直列腕共振子ｓ１は、ＩＤＴ電極１１１及び１組の反射器１１２によって構成されている。並列腕共振子ｐ１は、ＩＤＴ電極１２１及び１組の反射器１２２によって構成されている。並列腕共振子ｐ２は、ＩＤＴ電極１３１及び１組の反射器１３２によって構成されている。
　並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）は、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）のＩＤＴ電極１３１よりも波長が長い弾性波を励振するＩＤＴ電極１２１と、ＩＤＴ電極１２１で励振された弾性波を反射する反射器１２２と、を有する。
　また、並列腕共振子ｐ１では、ＩＤＴ電極１２１の電極ピッチ（電極周期）で定まる弾性波の波長（すなわち電極ピッチの２倍）をλとしたとき、ＩＤＴ電極１２１と反射器１２２とのピッチ（すなわちＩＤＴ－Ｒｅｆ．ピッチ、以降「Ｉ－Ｒピッチ」と称する）は０．４２λ以上かつ０．５０λ未満であり、好ましくは０．４４λ以上かつ０．４６λ以下である。このことについては、後述する。
　［２－２．共振子構造］
　以下、フィルタ１０を構成する各共振子の構造について、並列腕共振子ｐ１に着目してより詳細に説明する。なお、他の共振子については、Ｉ－Ｒピッチが弾性波の波長λの０．５倍程度で構成されている点等を除き、並列腕共振子ｐ１と概ね同じ構造を有するため、詳細な説明を省略する。
　図２は、本実施の形態における並列腕共振子ｐ１の構造を模式的に表す図の一例であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。なお、図２に示された並列腕共振子ｐ１は、フィルタ１０を構成する各共振子の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示すＩＤＴ電極の電極指の本数や長さに限定されない。
　同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１は、ＩＤＴ電極１２１及び反射器１２２を構成する電極膜１０１と、当該電極膜１０１が形成された圧電基板１０２と、当該電極膜１０１を覆う保護層１０３と、を備える。以下、これらの構成要素について、詳細に説明する。
　図２の（ａ）に示すように、圧電基板１０２の上には、ＩＤＴ電極１２１を構成する互いに対向する一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂが形成されている。櫛歯電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、櫛歯電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成されたＩＤＴ電極１２１は、当該ＩＤＴ電極１２１を構成する複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂの電極ピッチ等によって規定される特定の周波数領域の弾性表面波を励振する。
　なお、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂは、それぞれが単体でＩＤＴ電極と称される場合もある。ただし、以下では、便宜上、一対の櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂによって１つのＩＤＴ電極１２１が構成されているものとして説明する。
　反射器１２２は、ＩＤＴ電極１２１に対して弾性波の伝搬方向に配置されている。具体的には、一組の反射器１２２は、ＩＤＴ電極１２１を弾性波の伝搬方向両側から挟みこむように配置されている。反射器１２２は、互いに平行な複数の電極指２１０と、複数の電極指２１０の一方の端部を接続するバスバー電極２１１及び複数の電極指２１０の他方の端部を接続するバスバー電極２１１からなる一組のバスバー電極２１１とで構成されている。複数の電極指２１０は、ＩＤＴ電極１２１を構成する複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂと同様に、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成された反射器１２２は、当該反射器１２２を構成する複数の電極指２１０の電極ピッチ等によって規定される周波数帯域（ストップバンド）において、弾性表面波を高い反射係数で反射する。つまり、ＩＤＴ電極１２１の電極ピッチと反射器１２２の電極ピッチとが等しい場合、反射器１２２は、ＩＤＴ電極１２１によって励振された弾性表面波を高い反射係数で反射する。
　このような反射器１２２を有することにより、並列腕共振子ｐ１は、励振した弾性表面波を内部に閉じ込めて外部に漏らしにくくすることができる。よって、並列腕共振子ｐ１は、ＩＤＴ電極１２１の電極ピッチ、対数及び交叉幅等で規定される共振周波数及び反共振周波数のＱを向上させることができる。
　なお、反射器１２２は電極指２１０を有していればよく、バスバー電極２１１を有していなくてもかまわない。また、電極指２１０の本数は１以上であればよく、特に限定されない。ただし、電極指２１０の本数が少なすぎると弾性波の漏れが多くなるため、フィルタ特性が劣化し得る。一方、電極指２１０の本数が多すぎると反射器１２２が大型化になるため、フィルタ１０全体が大型化し得る。このため、電極指２１０の本数は、フィルタ１０に要求されるフィルタ特性及びサイズ等を考慮して、適宜決定され得る。
　これらＩＤＴ電極１２１及び反射器１２２は、図２の（ｂ）に示す電極膜１０１によって構成されている。本実施の形態では、電極膜１０１は、図２の（ｂ）に示すように、密着層１０１ｇと主電極層１０１ｈとの積層構造となっている。なお、本実施の形態では、ＩＤＴ電極１２１と反射器１２２とが同じ電極膜１０１で構成されているが、これらは構造または組成等が互いに異なる電極膜で構成されていてもかまわない。
　密着層１０１ｇは、圧電基板１０２と主電極層１０１ｈとの密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層１０１ｇの膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層１０１ｈは、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層１０１ｈの膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　圧電基板１０２は、電極膜１０１（すなわち、ＩＤＴ電極１２１及び反射器１２２）が形成された基板であり、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶、ＫＮｂＯ３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなる。
　保護層１０３は、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを覆うように形成されている。保護層１０３は、主電極層１０１ｈを外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。
　なお、フィルタ１０が有する各共振子の構造は、図２に記載された構造に限定されない。例えば、電極膜１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、密着層１０１ｇ、主電極層１０１ｈ及び保護層１０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、電極膜１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３は、形成されていなくてもよい。
　以上のように構成された並列腕共振子ｐ１では、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ、すなわち櫛歯電極１０１ａ及び櫛歯電極１０１ｂの設計パラメータについて説明する。
　上記弾性波の波長は、図２に示す櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａまたは１１０ｂの繰り返し周期λで規定される。また、電極ピッチ（電極周期）とは、当該繰り返し周期λの１／２であり、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ｌとは、図２の（ａ）に示すように、櫛歯電極１０１ａの電極指１１０ａと櫛歯電極１０１ｂの電極指１１０ｂとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）は、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、対数とは、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂのうち、対をなす電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの数であり、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指１１０ａ及び電極指１１０ｂの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。また、ＩＤＴ電極１２１の膜厚とは、複数の電極指１１０ａ及び１１０ｂの厚みｈである。
　次いで、反射器１２２の設計パラメータについて説明する。
　反射器１２２の電極ピッチ（電極周期）とは、電極指２１０のライン幅をＷＲＥＦとし、隣り合う電極指２１０間のスペース幅をＳＲＥＦとした場合、（ＷＲＥＦ＋ＳＲＥＦ）で定義される。また、反射器１２２の電極デューティ（デューティ比）は、複数の電極指２１０のライン幅占有率であり、電極指２１０のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、ＷＲＥＦ／（ＷＲＥＦ＋ＳＲＥＦ）で定義される。また、反射器１２２の膜厚とは、複数の電極指２１０の厚みである。
　本実施の形態では、反射器１２２の電極ピッチ及び電極デューティは、ＩＤＴ電極１２１の電極ピッチ及び電極デューティと同等である。また、反射器１２２は、弾性波の伝搬方向から見た場合に、一組のバスバー電極２１１がＩＤＴ電極１２１のバスバー電極１１１ａ及び１１１ｂに重なるように配置されている。
　なお、反射器１２２は、弾性波の漏れを抑制する観点から上記構成が好ましいが、上記構成と異なる構成であってもかまわない。
　次に、ＩＤＴ電極１２１と反射器１２２との相対的な配置に関する設計パラメータについて説明する。
　ＩＤＴ電極１２１と反射器１２２との間のピッチ（Ｉ－Ｒピッチ）は、（i）ＩＤＴ電極１２１を構成する複数の電極指１１０ａまたは１１０ｂのうち最も反射器１２２側の電極指と（ii）反射器１２２を構成する複数の電極指２１０のうち最もＩＤＴ電極１２１側の電極指２１０との、中心間距離で定義される。このＩ－Ｒピッチは、櫛歯電極１０１ａ及び１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａまたは１１０ｂの繰り返し周期λ（すなわちＩＤＴ電極１２１の電極ピッチで定まる弾性波の波長λ）を用いて表すことができ、例えば、当該繰り返し周期λの０．５０倍の場合には０．５０λと表される。
　［３．フィルタ特性］
　次に、本実施の形態に係るフィルタ１０のフィルタ特性について、説明する。
　なお、以下では、共振子単体に限らず複数の共振子で構成される回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。
　図３は、実施の形態１に係るフィルタ１０の特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１それぞれのインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｂ）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成インピーダンス特性（合成特性）ならびに直列腕共振子ｓ１のインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ｃ）は、フィルタ１０のフィルタ特性を表すグラフである。
　まず、同図の（ａ）を用いて、共振子単体でのインピーダンス特性について、説明する。
　同図に示すように、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１は、次のようなインピーダンス特性を有する。具体的には、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２ならびに直列腕共振子ｓ１についてこの順に、共振周波数をｆｒｐ１、ｆｒｐ２、ｆｒｓ１とし、反共振周波数をｆａｐ１、ｆａｐ２、ｆａｓ１とすると、本実施の形態ではｆｒｐ１＜ｆｒｓ１＜ｆｒｐ２かつｆａｐ１＜ｆａｓ１＜ｆａｐ２を満たす。
　次に、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の合成特性（すなわち、並列腕共振回路のインピーダンス特性）について、説明する。
　同図の（ｂ）に示すように、２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１及びｐ２）の合成特性（図中の「ｐ１＋ｐ２合成特性」）は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１と反共振周波数ｆａｐ１との間の周波数ｆｒ１、及び、並列腕共振子ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２と反共振周波数ｆａｐ２との間の周波数ｆｒ２において、極小となる。また、当該合成特性は、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１、及び、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２において、極大となる。
　本実施の形態では、並列腕共振回路の２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数（すなわちｆａｐ１）と直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓ１とで、通過帯域が形成される。
　これにより、同図の（ｃ）に示すように、通過帯域低域側には、上記の周波数ｆｒ１を減衰極とする減衰帯域が形成され、通過帯域高域側には、上記の周波数ｆｒ２及び直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ１を減衰極とする減衰帯域が形成される。
　［４．通過帯域内ロス抑制のメカニズム］
　一般的に、Ｉ－Ｒピッチは、弾性波の伝搬に規則性をもたせるためにＩＤＴ電極１２１の電極ピッチ（すなわち０．５０λ）と同等に設計される。しかしながら、本願発明者は、１つの並列腕共振回路が複数の共振子を有する弾性波フィルタ装置において、このように設計された共振子を用いた場合、通過帯域内のロスが悪化（増大）し得るという問題に気付いた。
　これに対し、本願発明者は、鋭意検討の結果、このような弾性波フィルタ装置において、１つの並列腕共振回路に設けられた複数の共振子のうち共振周波数及び反共振周波数が低い共振子についてＩ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、上述した通過帯域内のロスの悪化を抑制できるという知見を見出した。以下、このメカニズムについて、具体的な典型例に基づき説明する。
　図４は、典型例の共振子において、Ｉ－Ｒピッチを変化させた場合の反射特性の変化を表すグラフである。同図について、（ａ）はインピーダンスの絶対値を表すグラフであり、（ｂ）は位相特性を表すグラフであり、（ｃ－１）はインピーダンスをスミスチャート表記したグラフであり、（ｃ－２）は反射損失（リターンロス）を表すグラフである。具体的には、同図には、図中の凡例に示すように、Ｉ－Ｒピッチを０．０２λ刻みで０．４０λから０．５０λまで変化させた場合の共振子の特性が示されている。
　同図から明らかなように、Ｉ－Ｒピッチが狭くなるほど、ストップバンド高域端（具体的には反共振周波数の高域側）のリップル（同図の（ｂ）、（ｃ－１）及び（ｃ－２）の実線囲み内）が抑制されることが分かる。しかし、一方で、Ｉ－Ｒピッチが狭くなると共振周波数高域側（具体的には共振周波数と反共振周波数との間）に新たなリップル（同図の（ｂ）、（ｃ－１）及び（ｃ－２）の破線囲み内）が発生し、このリップルはＩ－Ｒピッチが狭くなるほど大きくなることが分かる。
　ここで、例えば、１つの並列腕共振回路に１つの並列腕共振子のみが設けられている弾性波フィルタ装置では、当該並列腕共振子が通過帯域より低域側に共振周波数を有し通過帯域内に共振周波数を有する場合、直列腕共振子の共振周波数及び並列腕共振子の反共振周波数とで通過帯域が形成される。このため、このような構成では、直列腕共振子及び並列腕共振子それぞれの帯域幅（共振周波数及び反共振周波数の周波数差）で通過帯域幅及び通過帯域低域側・高域側の急峻性が決まり、並列腕共振子の反共振周波数及び直列腕共振子の共振周波数を通過帯域内に配置する。そのため、並列腕共振子のストップバンドの高域端は通過帯域外（具体的には通過帯域より高域側）に位置することになるので、ストップバンド高域端のリップルが多少大きくても、フィルタ特性（特に通過帯域内の特性）にはあまり影響を及ぼさない。
　しかしながら、１つの並列腕共振回路に２つの並列腕共振子ｐ１及びｐ２が設けられている本実施の形態に係るフィルタ１０では、２つの並列腕共振子ｐ１及びｐ２の合成特性となり、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の単体の帯域幅に対して、合成特性のインピーダンスが極大となる周波数とインピーダンスが極小となる周波数との周波数間隔（共振周波数及び反共振周波数の周波数差）が狭くなる。したがって、共振周波数及び反共振周波数が低い側の並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端が通過帯域内に位置し得る。例えば、典型例における共振子を並列腕共振子ｐ１に適用した場合、ストップバンド高域端である２．６０５ＧＨｚ付近は通過帯域（概ね２．５０ＧＨｚ以上２．６０ＧＨｚ以下）の高域端の近傍に位置することになる（図３参照）。よって、この場合、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端にリップルが生じていると、通過帯域内のロスが増大することになる。
　これに対し、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．５０λ未満とすることにより、ストップバンド高域端のリップルを抑制し、反共振周波数高域側からストップバンド高域端のリップルまでの周波数範囲の反射損失を低減することができるので、当該リップルによる通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、並列腕共振子ｐ１について、共振周波数と反共振周波数との間の特性は、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の合成特性における低域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との間の特性に影響を及ぼす（図３参照）。すなわち、当該合成特性における低域側の共振周波数は通過帯域低域側の減衰極を形成し、当該合成特性における低域側の反共振周波数は通過帯域を形成する。よって、並列腕共振子ｐ１において、共振周波数と反共振周波数との間でリップルが生じていると、通過帯域内のロスが増大もしくは通過帯域低域側の減衰特性が悪化し得る。
　これに対し、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４２λ以上とすることにより、並列腕共振子ｐ１の共振周波数の高域側に発生し得るリップルを抑制することができるので、当該リップルによる通過帯域内のロスの増大もしくは通過帯域低域側の減衰特性の悪化を抑制することができる。
　また、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４４λ以上かつ０．４６λ以下とすることにより、（i）ストップバンド高域端のリップル、及び、（ii）共振周波数の高域側に発生し得るリップルの双方を抑制することができる。よって、これら双方のリップルによる通過帯域内のロスを抑制することができる。
　なお、並列腕共振子ｐ１の電極構造は、弾性波の伝搬方向において、対称でなくてもよく、非対称であってもかまわない。つまり、ＩＤＴ電極１２１と一方の反射器１２２とのＩ－Ｒピッチと、このＩＤＴ電極１２１と他方の反射器１２２とのＩ－Ｒピッチとは、一致してなくてもよく、異なっていてもかまわない。このような構成であっても、それぞれのＩ－Ｒピッチを上記範囲内に収めることにより、同様の効果が奏される。
　また、フィルタ１０では、フィルタ特性等によって、（i）ストップバンド高域端のリップル、及び、（ii）共振周波数の高域側に発生し得るリップルのうち、一方のリップルのみが問題となる場合がある。このため、（i）ストップバンド高域端のリップルのみが問題となる場合には、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４４λ未満にしてもかまわない。一方、（ii）共振周波数の高域側に発生し得るリップルのみが問題となる場合には、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４６λより大きくしてもかまわない。つまり、当該Ｉ－Ｒピッチは、フィルタ１０に要求されるフィルタ特性等を考慮して、０．４２λ以上かつ０．５０λ未満の範囲で適宜設計され得る。
　［５．実施例と比較例との比較］
　以下、本実施の形態に係るフィルタ１０によって奏される効果について、実施例及び比較例に基づいて、詳細に説明する。
　実施例の弾性波フィルタ装置は、上記実施の形態に係るフィルタ１０の構成を有し、Ｉ－Ｒピッチが０．４４λである。比較例の弾性波フィルタ装置は、Ｉ－Ｒピッチが０．５０λである点を除き、実施例の弾性波フィルタ装置と同様である。
　図５Ａ～図５Ｃは、実施例及び比較例について、共振周波数及び反共振周波数が低い側（低ｆ側）の並列腕共振子ｐ１単体での反射特性を表すグラフである。具体的には、図５Ａは、並列腕共振子ｐ１のインピーダンスの絶対値を表すグラフであり、図５Ｂは、並列腕共振子ｐ１のインピーダンスをスミスチャート表記したグラフであり、図５Ｃは、並列腕共振子ｐ１の反射損失（リターンロス）を表すグラフである。図６は、実施例及び比較例について、フィルタ特性（通過特性）を表すグラフであり、（ａ）はフィルタ特性の概要を表すグラフであり、（ｂ）は（ａ）の通過帯域付近を拡大して表すグラフである。
　図５Ａ～図５Ｃから明らかなように、Ｉ－Ｒピッチを０．４４λとした実施例では、Ｉ－Ｒピッチを０．５０λとした比較例に比べて、ストップバンド高域端のリップル（図中の実線囲み内）が抑制されている。これにより、図６から明らかなように、実施例では、比較例に比べて、ストップバンド高域端のリップルが発生する周波数（ここでは通過帯域高域端）でロスが抑制されている。つまり、実施例では、比較例に比べて、ストップバンド高域端のリップルによる通過帯域内のロスが抑制されていることが分かる。
　なお、図５Ａ～図５Ｃ及び図６から明らかなように、実施例では、比較例に比べて、共振周波数高域側のリップル（具体的には共振周波数と反共振周波数との間のリップル）が若干大きくなる。しかしながら、当該リップルは、フィルタ特性には殆ど影響を及ぼさない。つまり、実施例では、共振周波数の高域側に発生し得るリップルによる通過帯域内のロスが抑制されていることが分かる。
　［６．まとめ］
　以上のように、本願発明者は、鋭意検討の結果、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）のＩ－Ｒピッチ（ＩＤＴ電極１２１と反射器１２２とのピッチ）を０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、通過帯域内のロスを抑制できることを見出した。具体的には、Ｉ－Ｒピッチを大きくし過ぎると、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端のリップルが大きくなることにより、通過帯域内のロスが増大する。一方、Ｉ－Ｒピッチを小さくし過ぎると、並列腕共振子ｐ１の共振周波数高域側のリップルが大きくなることにより、通過帯域内のロスが増大もしくは通過帯域低域側の減衰特性が悪化する。よって、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを適正範囲に収めることで、通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、本実施の形態によれば、通過帯域内においてエネルギーが集中するストップバンド高域端のリップルを抑制できるため、耐電力性能及びＩＭＤ（ＩｎｔｅｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：相互変調歪）性能を向上することができる。
　また、本願発明者は、鋭意検討の結果、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４４λ以上かつ０．４６λ以下とすることにより、通過帯域内のロスの増大および通過帯域低域側の減衰特性の悪化をより確実に抑制できることを見出した。具体的には、Ｉ－Ｒピッチを大きくして０．５０λに近づけると、並列腕共振子ｐ１の共振周波数高域側のリップルを抑制できるものの、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端のリップルの抑制が困難になる。一方、Ｉ－Ｒピッチを小さくして０．４２λに近づけると、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端のリップルを抑制できるものの、並列腕共振子ｐ１の共振周波数高域側のリップルの抑止が困難になる。よって、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４４λ以上かつ０．４６λ以下とすることにより、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端のリップル及び共振周波数高域側のリップルの双方を抑制できるので、通過帯域内のロスをより確実に抑制することができる。
　（実施の形態２）
　上記実施の形態１に係るフィルタ１０（弾性波フィルタ装置）の構成は、通過帯域を可変できるチューナブルフィルタに適用することができる。そこで、実施の形態２に係るフィルタとして、このようなチューナブルフィルタについて適用例１～６を用いて説明する。具体的には、適用例１及び２は、上記実施の形態１に係るフィルタ１０のチューナブルフィルタへの適用例である。また、適用例３～６は、上記実施の形態１における並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）及び並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）を並列接続した構成のチューナブルフィルタへの適用例である。
　チューナブルフィルタであっても、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）のＩ－Ｒピッチ（ＩＤＴ電極１２１と反射器１２２とのピッチ）を０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、通過帯域内のロスを抑制することができる。また、チューナブルフィルタは、通過帯域を可変できるので、マルチバンド対応のフロントエンド回路等の小型化を図ることができる。
　以下で説明する適用例１～６のチューナブルフィルタはいずれも、並列腕共振子ｐ１または並列腕共振子ｐ２に直列接続あるいは並列接続されたスイッチ素子を有し、当該スイッチ素子の導通（オン）及び非導通（オフ）に応じて通過帯域が切り替えられる。ここで、スイッチ素子は、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の制御部からの制御信号にしたがってオン及びオフする。
　［適用例１］
　図７Ａは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ２０Ａは、図１Ａに示したフィルタ１０に比べて、さらに、並列腕共振子ｐ１及びｐ２（第１及び第２並列腕共振子）の一方の並列腕共振子に並列接続されたスイッチＳＷを有する。また、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の他方の並列腕共振子は、当該一方の並列腕共振子とスイッチＳＷとが並列接続された回路に対して直列接続されている。
　本適用例では、スイッチＳＷは、並列腕共振子ｐ２に並列接続されている。なお、スイッチＳＷは、並列腕共振子ｐ１に並列接続されていてもかまわない。
　図７Ｂは、実施の形態２の適用例１におけるフィルタ２０Ａのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。
　本適用例では、スイッチＳＷがオフの場合のみ、並列腕共振子ｐ１に対して並列腕共振子ｐ２が付加される。このため、同図に示すように、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ａの通過特性は、通過帯域低域側の減衰極が高域側にシフトすると共に、通過帯域高域側に減衰極が追加されるため、通過帯域高域側の減衰を得ることも可能になる。言い換えると、フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域側の減衰極の数を切り替えることができる。
　［適用例２］
　図８Ａは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ２０Ｂは、適用例１におけるフィルタ２０Ａに比べて、さらに、スイッチＳＷと直列接続されたインダクタＬを備える点が異なる。つまり、本適用例では、スイッチＳＷとインダクタＬとで構成される直列回路が並列腕共振子ｐ２に並列接続されており、これら並列接続された回路が並列腕共振子ｐ１に対して直列接続されている。なお、本適用例では、スイッチＳＷ及びインダクタＬのうちインダクタＬがグランド側に接続されているが、スイッチＳＷがグランド側に接続されていてもかまわない。
　インダクタＬは、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたインピーダンス素子である。フィルタ２０Ｂの通過帯域の周波数可変幅はインダクタＬ（本適用例ではインダクタＬ及び並列腕共振子ｐ２）の定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタＬの定数は、フィルタ２０Ｂに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
　図８Ｂは、実施の形態２の適用例２におけるフィルタ２０Ｂのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。
　本適用例では、スイッチＳＷがオンの場合には、並列腕共振子ｐ１に対してインダクタが付加される。このため、スイッチＳＷがオンの場合におけるフィルタ２０Ｂの通過特性は、上記の適用例１におけるスイッチＳＷがオンの場合におけるフィルタ２０Ａの通過特性に比べ、通過帯域低域側の減衰極が低域側へシフトすることになる。また、スイッチＳＷがオフの場合には、並列腕共振子ｐ１に対して並列腕共振子ｐ２が付加される。このため、フィルタ２０Ｂの通過特性は、同図に示すように、図７Ｂに比べ、スイッチＳＷがオンの場合における通過帯域低域側の減衰極がより低域側へシフトすることになる。
　なお、インピーダンス素子はインダクタに限らず、例えばキャパシタであってもかまわない。インピーダンス素子としてキャパシタを用いた場合、上記の構成に比べて、スイッチＳＷのオン及びオフが切り替えられた場合の減衰極のシフト方向が異なる。また、このとき、フィルタ２０Ｂの通過帯域の周波数可変幅はキャパシタの定数に依存し、例えばキャパシタの定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタの定数は、フィルタ２０Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、このとき、キャパシタＣは、バリギャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
　［適用例３］
　図９Ａは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの回路構成図である。
　同図に示すように、本適用例では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２は、それぞれ、ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。つまり、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上の同一ノードに接続されている。
　また、フィルタ２０Ｃは、さらに、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ１及びｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された一対のキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１と、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ１及びｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された一対のキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２とを有する。
　言い換えると、フィルタ２０Ｃは、一対のキャパシタ及びスイッチが並列接続された回路であるインピーダンス回路を２つ有する。また、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）は、２つのインピーダンス回路のうち、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１で構成される一方のインピーダンス回路と直列接続されている。一方、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）は、２つのインピーダンス回路のうち、キャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２で構成される他方のインピーダンス回路と直列接続されている。また、並列腕共振子ｐ１と一方のインピーダンス回路とが直列接続された回路と、並列腕共振子ｐ２と他方のインピーダンス回路とが直列接続された回路とは、並列接続されている。
　なお、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１は、本適用例では並列腕共振子ｐ１とグランドとの間に接続されているが、並列腕共振子ｐ１とノードｘ１との間に接続されていてもかまわない。このことについては、キャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２と並列腕共振子ｐ２との関係についても同様である。
　図９Ｂは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの電極構造を模式的に表す平面図である。なお、同図には、共振子とともにフィルタ２０Ｃを構成する他の回路素子（キャパシタＣ１、Ｃ２及びスイッチＳＷ１、ＳＷ２）についても、模式的に表されている。
　同図に示すように、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とは、弾性波の伝搬方向に沿って配置されている。なお、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２の配置はこれに限らず、例えば、図１Ｂのように弾性波の伝搬方向の垂直方向に沿って配置されていてもかまわない。
　図９Ｃは、実施の形態２の適用例３におけるフィルタ２０Ｃの特性を表すグラフである。具体的には、同図の（ａ）及び（ｂ）は、共振子単体のインピーダンス特性、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との合成特性（図中の「ｐ１＋Ｃ１合成特性」）、及び、並列腕共振子ｐ２とキャパシタＣ２との合成特性（図中の「ｐ２＋Ｃ２合成特性」）と、さらにはスイッチＳＷ１、ＳＷ２が共にオンの場合における並列腕共振回路の合成特性（図中の「ｐ１＋ｐ２合成特性」）、及び、スイッチＳＷ１、ＳＷ２が共にオフの場合における並列腕共振回路の合成特性（図中の「ｐ１＋Ｃ１＋ｐ２＋Ｃ２合成特性」）を表すグラフである。本適用例における並列腕共振回路とは、ノードｘ１とグランドとを接続する経路に設けられた回路であり、具体的には、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１、スイッチＳＷ１、並列腕共振子ｐ２、キャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２で構成される。同図の（ｃ）は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンの場合またはオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。
　本適用例では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオフの場合には、並列腕共振子ｐ１にはキャパシタＣ１が付加され、並列腕共振子ｐ２にはキャパシタＣ２が付加される。このため、同図の（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオンからオフに共に切り替わると、並列腕共振回路の合成特性において、２つの共振周波数の双方、及び、２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数が、共に高域側にシフトする。
　したがって、同図の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、フィルタ２０Ｃの通過特性は、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰スロープの急峻性を維持しつつ高域側にシフトする。言い換えると、フィルタ２０Ｃは、スイッチＳＷ１及びＷＳ２の導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができるとともに、通過帯域高域端及び通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制できる。このため、例えば、フィルタ２０Ｃは、帯域幅を維持しつつ、中心周波数を切り替えることができる。
　なお、フィルタ２０Ｃにおいて、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフは、共に切り替えられなくてもよく、個別に切り替えられてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフが共に切り替えられる場合、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ２０Ｃの構成の簡素化が図られる。
　一方、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフが個別に切り替えられる場合、フィルタ２０Ｃによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。
　具体的には、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２のオン及びオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたスイッチＳＷ１のオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。
　したがって、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンまたはオフとした場合に他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端及び高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。
　このように、キャパシタＣ１及びＣ２及びスイッチＳＷ１及びＳＷ２を有することにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。
　このような通過帯域の高域端をシフト可能なフィルタ２０Ｃでは、特に、通過帯域の高域端を高域側にシフトさせた場合に、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端が通過帯域内に位置しやすい。つまり、この場合、並列腕共振子ｐ１のストップバンド高域端にリップルが発生すると通過帯域内のロスが増大し得る。このため、このようなフィルタ２０Ｃにおいて、並列腕共振子ｐ１のＩ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることは、通過帯域内のロスを抑制する観点から特に有用である。
　なお、フィルタは、一対のインピーダンス素子（例えばキャパシタ）及びスイッチが並列接続された回路であるインピーダンス回路を１つ有し、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の少なくとも一方が当該インピーダンス回路と直列接続されていてもかまわない。そこで、このようなフィルタについて、適用例４～６を用いて説明する。
　［適用例４］
　図１０は、実施の形態２の適用例４におけるフィルタ２０Ｄの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ２０Ｄは、図９Ａに示したフィルタ２０Ｃに比べて、キャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１を有さずに、並列腕共振子ｐ１がノードｘ１とグランドとを接続している点が異なる。また、同図に示すキャパシタＣ及びスイッチＳＷは、図９Ａに示したキャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２に相当する。言い換えると、フィルタ２０Ｄは、一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路であるインピーダンス回路を有する。また、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）が当該インピーダンス回路と直列接続されており、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）は、並列腕共振子ｐ２と当該インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている。
　つまり、本適用例におけるフィルタ２０Ｄのフィルタ特性は、上記の適用例３においてスイッチＳＷ１をオンに固定し、スイッチＳＷ２のオン及びオフが切り替えられた場合の特性に相当する。すなわち、フィルタ２０Ｄは、スイッチＳＷの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域高域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えることができる。
　［適用例５］
　図１１は、実施の形態２の適用例５におけるフィルタ２０Ｅの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ２０Ｅは、図９Ａに示したフィルタ２０Ｃに比べて、キャパシタＣ２及びスイッチＳＷ２を有さずに、並列腕共振子ｐ２がノードｘ１とグランドとを接続している点が異なる。また、同図に示すキャパシタＣ及びスイッチＳＷは、図９Ａに示したキャパシタＣ１及びスイッチＳＷ１に相当する。言い換えると、フィルタ２０Ｅは、一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが並列接続された回路であるインピーダンス回路を有する。また、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）が当該インピーダンス回路と直列接続されており、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）は、並列腕共振子ｐ１と当該インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている。
　つまり、本適用例におけるフィルタ２０Ｅのフィルタ特性は、上記の適用例３においてスイッチＳＷ２をオンに固定し、スイッチＳＷ１のオン及びオフが切り替えられた場合の特性に相当する。すなわち、フィルタ２０Ｅは、スイッチＳＷの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えつつ、通過帯域の低域端における挿入損失の増大を抑制しながら第１特性と第２特性を切り替えることができる。
　［適用例６］
　図１２は、実施の形態２の適用例６におけるフィルタ２０Ｆの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ２０Ｆは、図１０に示したフィルタ２０Ｄ及び図１１に示したフィルタ２０Ｅに比べて、互いに並列接続された一対のキャパシタＣ及びスイッチＳＷが、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対し直列接続されている点が異なる。言い換えると、フィルタ２０Ｆでは、キャパシタＣ及びスイッチＳＷで構成されるインピーダンス回路が、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されている。
　本適用例では、スイッチＳＷがオフの場合には並列接続された並列腕共振子ｐ１及びｐ２に対してキャパシタＣが付加される。このため、スイッチＳＷがオフの場合における通過特性は、スイッチＳＷがオンの場合における通過特性に比べ、通過帯域両側の極（減衰極）が共に高域側にシフトする。すなわち、フィルタ２０Ｆは、スイッチＳＷの導通及び非導通の切り替えに応じて、通過帯域両側の極（減衰極）の周波数を共に切り替えることができる。
　（実施の形態３）
　以上の実施の形態１及び２で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、高周波フロントエンド回路等に適用することができる。
　そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。
　図１３は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１、アンテナ素子２及びＲＦＩＣ３は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えば３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されておらず、通信装置４とは別に設けられていてもかまわない。
　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路（図示せず）に出力する。
　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を、送信側信号経路（図示せず）を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波受信信号を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。本実施の形態では、実施の形態１及び２に係るフィルタが高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路に設けられている構成について説明するが、当該フィルタは高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路に設けられていてもかまわない。
　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２側から順に、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群１１０Ａ～１１０Ｃと、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群１２０と、スイッチ群１５０と、受信増幅回路群１６０とを備える。
　スイッチ群１１０Ａ～１１０Ｃは、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応する信号経路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　フィルタ群１２０は、１以上のフィルタによって構成され、本実施の形態では、例えば次の複数のフィルタによって構成される。具体的には、当該帯域は、（i）Ｂａｎｄ１１、２１及び３２に対応可能なチューナブルフィルタ、（ii）Ｂａｎｄ３、及び、Ｂａｎｄ３と９とのＣＡ（キャリアアグリゲーション）に対応可能なチューナブルフィルタ、（iii）Ｂａｎｄ２５に対応するフィルタ、（iv）Ｂａｎｄ３４に対応するフィルタ、（v）Ｂａｎｄ１、４、６５及び６６に対応するフィルタ、（vi）Ｂａｎｄ４０に対応するフィルタ、（vii）Ｂａｎｄ３０に対応するフィルタ、（viii）Ｂａｎｄ４１に対応するフィルタ、ならびに、（ix）Ｂａｎｄ７、及び、Ｂａｎｄ７と３８とのＣＡに対応可能なチューナブルフィルタ、である。
　スイッチ群１５０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、所定のバンドに対応する信号経路と、受信増幅回路群１６０のうち当該所定のバンドに対応する受信増幅回路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。これにより、アンテナ素子２から入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群１２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路群１６０の所定の受信増幅回路で増幅されて、ＲＦＩＣ３に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。
　受信増幅回路群１６０は、スイッチ群１５０から入力された高周波受信信号を電力増幅する１以上のローノイズアンプ（本実施の形態では複数のローノイズアンプ）によって構成される。
　このように構成された高周波フロントエンド回路１は、少なくとも１つのチューナブルフィルタとして、上記の実施の形態２の適用例におけるフィルタ２０Ａ～２０Ｆのいずれかを備える。これによれば、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。
　また、高周波フロントエンド回路１は、通過帯域が固定のフィルタとして、上記の実施の形態に係るフィルタ１０を備えてもかまわない。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～３を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ装置及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上述した高周波フロントエンド回路とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、低ロス化と高選択度化を図ることができる。
　また、上述したフィルタを備えるデュプレクサ等のマルチプレクサも本発明に含まれる。つまり、複数のフィルタが共通接続されたマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタは上述したいずれかのフィルタであってもかまわない。
　また、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ２は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、例えば、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。つまり、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ２は、ＩＤＴ電極によって構成されていなくてもかまわない。
　また、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ２は、低ロス化の観点から反射器を有することが好ましいが、例えば実装レイアウト等の制約がある場合には反射器を有していなくてもかまわない。つまり、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ２の少なくとも１つは、それぞれを構成するＩＤＴ電極及び１組の反射器のうち、１組の反射器を有さずにＩＤＴ電極のみで構成されていてもかまわない。
　また、直列腕共振子ｓ１ならびに並列腕共振子ｐ１及びｐ２の少なくとも１つは、ＩＤＴ電極の両側に配置された１組の反射器のうち、片側の反射器のみを有してもかまわない。
　また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　本発明は、低ロスのフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　高周波フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　１０、２０Ａ～２０Ｆ　　フィルタ（弾性波フィルタ装置）
　１１ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　１１ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　１０１　　電極膜
　１０１ａ、１０１ｂ　　櫛歯電極
　１０１ｇ　　密着層
　１０１ｈ　　主電極層
　１０２　　圧電基板
　１０３　　保護層
　１１０ａ、１１０ｂ、２１０　　電極指
　１１０Ａ～１１０Ｃ、１５０　　スイッチ群
　１１１、１２１、１３１　　ＩＤＴ電極
　１１１ａ、１１１ｂ、２１１　　バスバー電極
　１１２、１２２、１３２　　反射器
　１２０　　フィルタ群
　１６０　　受信増幅回路群
　Ｃ、Ｃ１、Ｃ２　　キャパシタ（インピーダンス素子）
　Ｌ　　インダクタ（インピーダンス素子）
　ｐ１、ｐ２　　並列腕共振子
　ｓ１　　直列腕共振子（直列腕共振回路）
　ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２　　スイッチ（スイッチ素子）

Claims (10)

  1. 　第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路と、
    　前記経路上の同一ノードとグランドとの間に接続された第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子と、を有し、
    　前記第１並列腕共振子における共振周波数は、前記第２並列腕共振子における共振周波数よりも低く、
    　前記第１並列腕共振子における反共振周波数は、前記第２並列腕共振子における反共振周波数よりも低く、
    　前記第１並列腕共振子は、
    　　弾性波共振子からなり、
    　　弾性波を励振するＩＤＴ電極と、
    　　前記ＩＤＴ電極で励振された弾性波を反射する反射器と、を有し、
    　　前記ＩＤＴ電極の電極周期で定まる弾性波の波長をλとしたとき、前記ＩＤＴ電極と前記反射器とのピッチが０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である、
    　弾性波フィルタ装置。
  2. 　前記第１並列腕共振子は、前記ＩＤＴ電極と前記反射器とのピッチが０．４４λ以上かつ０．４６λ以下である、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
  3. 　さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列接続されたインピーダンス回路を有し、
    　前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子のうち少なくとも一方は、前記インピーダンス回路と直列接続されている、
    　請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
  4. 　前記第２並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、
    　前記第１並列腕共振子は、前記第２並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている、
    　請求項３に記載の弾性波フィルタ装置。
  5. 　前記第１並列腕共振子は、前記インピーダンス回路と直列接続され、
    　前記第２並列腕共振子は、前記第１並列腕共振子と前記インピーダンス回路とが直列接続された回路に対して並列接続されている、
    　請求項３に記載の弾性波フィルタ装置。
  6. 　前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とは並列接続されており、
    　前記インピーダンス回路は、前記第１並列腕共振子と前記第２並列腕共振子とが並列接続された回路に対して直列接続されている、
    　請求項３に記載の弾性波フィルタ装置。
  7. 　さらに、一対のインピーダンス素子及びスイッチ素子が並列されたインピーダンス回路を２つ有し、
    　前記第１並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち一方のインピーダンス回路と直列接続され、
    　前記第２並列腕共振子は、２つの前記インピーダンス回路のうち他方のインピーダンス回路と直列接続され、
    　前記第１並列腕共振子と前記一方のインピーダンス回路とが直列接続された回路と、前記第２並列腕共振子と前記他方のインピーダンス回路とが直列接続された回路とは、並列接続されている、
    　請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
  8. 　さらに、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の一方の並列腕共振子に並列接続されたスイッチ素子を有し、
    　前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の他方の並列腕共振子は、前記一方の並列腕共振子と前記スイッチ素子とが並列接続された回路に対して直列接続されている、
    　請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
  9. 　請求項１～８のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置と、
    　前記弾性波フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  10. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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