WO2018043480A1 - 負荷駆動回路、負荷駆動システム及び負荷駆動方法 - Google Patents

負荷駆動回路、負荷駆動システム及び負荷駆動方法 Download PDF

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WO2018043480A1
WO2018043480A1 PCT/JP2017/030915 JP2017030915W WO2018043480A1 WO 2018043480 A1 WO2018043480 A1 WO 2018043480A1 JP 2017030915 W JP2017030915 W JP 2017030915W WO 2018043480 A1 WO2018043480 A1 WO 2018043480A1
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voltage
load
inverter
mode
switch
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PCT/JP2017/030915
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ティラク アナンダ セナナヤケ
博 只野
竜司 飯嶋
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国立大学法人筑波大学
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a load driving circuit, a load driving system, and a load driving method.
  • Non-Patent Document 1 describes a technique related to a circuit called a Z source inverter as a related technique.
  • the Z source inverter is a circuit that can simultaneously perform boosting and inverter operation by adding an impedance source composed of an inductor L and a capacitor C to a conventional inverter.
  • the Z source inverter described in Non-Patent Document 1 cannot perform a boosting operation and generate a rectangular wave voltage. Therefore, when the Z source inverter described in Non-Patent Document 1 is used for a vehicle using a motor, a high-voltage rectangular wave suitable for high-speed rotation of the motor cannot be applied.
  • the Z source inverter described in Non-Patent Document 1 performs short-circuit operation control on the inverter for controlling the output voltage waveform for driving the motor and boosting the output voltage during the control cycle. For this reason, when the number of rotations of the motor is increased, the frequency of the output voltage waveform gradually approaches the control period, and both the control of the output voltage waveform and the short-circuit control necessary for the boosting operation are ensured. This makes it difficult to apply an AC voltage higher than the electromotive force generated in the motor, making it impossible to reduce the size of the motor and increase the mechanical output of the motor.
  • an object of the present invention is to provide a load driving circuit, a load driving system, and a load driving method that can solve the above problems.
  • the load drive circuit of the present invention is a load drive circuit provided between a DC voltage source and a rotary load, and comprising an impedance source and an inverter, wherein the impedance source has a control cycle of the rotary load.
  • a first mode comprising a boosting period for boosting the power supply voltage of the DC voltage source, an application period for applying the first DC voltage obtained by boosting to the inverter, and the DC voltage source of the DC voltage source in the control period of the rotary load.
  • each has a second mode in which the second DC voltage obtained by the step-up is applied to the inverter, and corresponds to an index value indicating a counter electromotive force generated in the rotating load.
  • the inverter operates in the first mode or the second mode, and the inverter performs PWM control on the rotational load during the application period during the control period of the first mode.
  • the control period of the second mode and controlling the rotational load of a single pulse having a predetermined width at the control period.
  • the impedance source has a first threshold value and a second threshold value larger than the first threshold value set in advance as threshold values that are determination values of the index value.
  • the impedance source When it is less than the first threshold value, it operates in a 0th mode in which a DC voltage of the DC voltage source is applied to the inverter, and when the rotational speed is equal to or greater than the first threshold value and less than the second threshold value, It operates in the first mode, operates in the second mode when the rotational speed is greater than or equal to the second threshold value, and performs PWM control on the rotational load in the control cycle when the inverter is in the zeroth mode.
  • the first threshold value is a rotation speed at which a counter electromotive force that cannot control the rotating load in the zeroth mode is generated in the rotating load
  • the second threshold value is set in the rotating load.
  • the step-up period in the first mode is a rotation speed having a control cycle in which a length for performing a predetermined step-up cannot be obtained.
  • the impedance source includes a first inductor, a second inductor, a first capacitor, a second capacitor, a diode, a first switch, and a second switch. And one end of the second inductor and a high voltage side terminal of the DC voltage source are connected, the other end of the second inductor, an anode of the diode, and the first switch One end of the first inductor, one end of the first capacitor, and the cathode of the diode are connected, the other end of the first inductor, and the input of the inverter One end of the first capacitor, the other end of the first capacitor, the low voltage side terminal of the DC voltage source, the other end of the first switch, and the other end of the input of the inverter. Is Between the other end of said first other end and said second inductors of the inductor, the second capacitor and said second switch are connected in series, it is characterized.
  • the first switch controls opening and closing at a boosting cycle different from the control cycle, and the voltage at the connection point between the first inductor and the anode of the diode This is characterized in that the voltage is boosted.
  • a load driving system includes the above-described load driving circuit and a control circuit that controls opening and closing of each of the first switch and the second switch in the load driving circuit.
  • a load driving method of the present invention is a load driving method of a load driving circuit provided between a DC voltage source and a rotating load, and comprising an impedance source and an inverter, and a counter electromotive force generated in the rotating load.
  • the control period of the rotary load in the first mode increases the power supply voltage of the DC voltage source and applies the first DC voltage obtained by the boosting to the inverter according to the index value indicating
  • a second DC voltage obtained by boosting is applied to the inverter in parallel with the boosting of the power supply voltage of the DC voltage source in a mode consisting of a period of time or in the control period of the rotary load in the second mode
  • the rotational load is PWM controlled during the application period, and the first During the control period of the mode, characterized in that in the control period and a process for controlling the rotational load of a single pulse having a predetermined width.
  • the index value indicating the counter electromotive force generated in the rotary load (for example, the rotary load)
  • the impedance source operation mode is selected in accordance with the measured index value, so that the number of rotations increases and the first mode corresponds to the counter electromotive force generated in the rotating load.
  • the predetermined mode is applied to the inverter so as to correspond to the counter electromotive force generated in the rotating load based on the index value indicating the counter electromotive force by shifting to the second mode.
  • a rotating load is required. It can be operated at high speed, and a load driving circuit for improving the energy efficiency, it is possible to provide a load drive system and the load driving method.
  • FIG. 1 shows the structure of the load drive system by one Embodiment of this invention. It is a figure which shows the example of the relationship between the rotation speed of a motor and torque in one Embodiment of this invention. It is a figure which shows the specific structural example of the inverter and impedance source by one Embodiment of this invention. It is a 1st figure for demonstrating operation
  • FIG. 27 is a diagram in which each of output line voltage V ab and output line voltage V bc in FIG. Diagrams described to separate the respective output currents i a, the output current i b and the output current i c in FIG. 26 (B). It is a figure explaining the relationship between the voltage value in each of 0th mode, 1st mode, and 2nd mode in the impedance source 20 of one Embodiment of this invention, and rotation speed.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a load driving system according to an embodiment of the present invention.
  • the load drive system 1 includes a load drive circuit 2, a control circuit 3, a load 30, and a DC voltage source 40.
  • the load drive circuit 2 includes an inverter 10 and an impedance source 20. As shown in FIG. 1, the output of the impedance source 20 is connected to the input of the inverter 10. A load 30 is connected to the output of the inverter 10. The load 30 is a device such as a motor that operates by an AC voltage, for example. A DC voltage source 40 is connected to the input of the impedance source 20.
  • the control circuit 3 opens and closes the switches in the load drive circuit 2 (each of the first switch 101 to the sixth switch 106 in the inverter 10 described later and each of the seventh switch 206 and the sixth switch 207 in the impedance source 20). (Open: off state, closed: on state). For example, when the load 30 is a motor as a rotational load, the control circuit 3 controls the opening and closing of each of the switches in the load drive circuit 2 based on the rotation speed of the load 30 and the torque generated by the load 30. To do.
  • the DC voltage source 40 applies a predetermined DC voltage to the impedance source 20.
  • the DC voltage source 40 is a voltage source that supplies a DC voltage, such as a battery or a fuel cell.
  • the DC voltage source 40 may output a DC voltage generated by rectifying an AC voltage.
  • the voltage that the DC voltage source 40 applies to the impedance source 20 is, for example, 230 volts.
  • the impedance source 20 generates a DC voltage corresponding to the voltage range of the DC voltage necessary for the inverter 10 to correspond to the rotation speed of the load 30 and to generate an AC voltage necessary for applying to the load 30.
  • the impedance source 20 boosts the DC voltage of the DC voltage source 40 using an internal switch in order to ensure the fluctuation of power between the DC voltage source 40 and the load 30.
  • the impedance source 20 increases the DC voltage applied to the inverter 10 by boosting the DC voltage of the DC voltage source 40 by an upper and lower short-circuit operation of an internal switch described later. Further, the impedance source 20 applies the generated DC voltage to the inverter 10.
  • the inverter 10 generates an AC voltage to be applied to the load 30 from the DC voltage applied by the impedance source 20.
  • the inverter 10 generates an alternating voltage to be applied to the load 30 by alternately opening or closing a pair of switches on the high voltage side and the low voltage side, that is, switching on and off.
  • the inverter 10 generates an AC voltage using the DC voltage generated by boosting the impedance source 20.
  • the load 30 is a rotational load and operates based on the AC voltage applied by the inverter 10. For example, when the load 30 is a motor, the load 30 rotates at the number of rotations corresponding to the AC voltage applied by the inverter 10 and the frequency of the AC voltage.
  • a conventional Z source inverter or a conventional quasi-Z source inverter (hereinafter simply referred to as a conventional Z source inverter) has a frequency to be applied to the motor that is equal to or lower than the switching frequency of the inverter. In the region 1 or 2, both the boosting operation and the inverter operation can be performed.
  • the rotation speed is proportional to the counter electromotive force generated in the load 30. For this reason, in this embodiment, the rotation speed is used as an index indicating the counter electromotive force generated in the load 30.
  • the counter electromotive force generated in the load 30 cannot be directly measured in the state connected to the inverter 10, the counter electromotive force is estimated using the rotation speed as an index indicating the counter electromotive force. Thereby, in this embodiment, it is determined whether the control for the operation of the impedance source 20 is in the range of 1 to 3 with reference to the counter electromotive force according to the rotation speed. That is, in the conventional Z-source inverter, in the control cycle for controlling the rotation speed of the load 30, there are a boosting period for performing the boosting operation and an application period for applying the boosted voltage to the inverter 10 for controlling the load. Necessary.
  • the conventional Z source inverter has a load 30 in the region where the frequency to be applied to the load 30 in order to obtain a desired rotational speed is equal to or higher than the switching frequency of the inverter and the motor rotational speed is 3 shown in FIG.
  • the control cycle is shortened, and accordingly, the boosting period and the application period are also shortened, and a boosting period for boosting in accordance with the voltage due to the counter electromotive force generated in the rotating machine 30 is obtained. Disappear.
  • the conventional Z source inverter cannot generate a boosted voltage corresponding to the voltage due to the counter electromotive force, and cannot generate a desired torque in the rotary load 10.
  • the conventional Z source inverter performs a boosting operation using an inverter switch for generating an AC voltage, that is, the operation of boosting and applying is performed in a time-sharing manner in the control cycle. Both boosting operation and inverter operation cannot be performed in parallel at the same time.
  • the conventional Z source inverter cannot perform both the boosting operation and the inverter operation in parallel at the same time.
  • the conventional Z-source inverter performs both the boosting operation and the inverter operation simultaneously in the region 3 shown in FIG. 2 where the rotation speed of the load 30 cannot obtain the desired torque.
  • This is a circuit configured to obtain a desired torque of the load 30 by performing independently in parallel.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a specific configuration example of an inverter and an impedance source according to an embodiment of the present invention.
  • the inverter 10 includes a first switch 101, a second switch 102, a third switch 103, a fourth switch 104, a fifth switch 105, and a sixth switch 106.
  • the impedance source 20 includes a first inductor 201 (second inductor), a second inductor 202 (first inductor), and a first capacitor 203 (first capacitor).
  • a second capacitor 204 second capacitor
  • diode 205 diode
  • seventh switch 206 first switch
  • eighth switch 207 second switch
  • the terminal a1 of the first switch 101 is connected to the terminal b1 of the second switch 102 and the terminal c1 of the load 30.
  • the terminal a2 of the first switch 101 is connected to the terminal d1 of the third switch 103, the terminal e1 of the fifth switch 105, the terminal g1 of the first inductor 201, and the terminal f1 of the eighth switch 207.
  • the terminal b2 of the second switch 102 is a terminal h1 of the fourth switch 104, a terminal j1 of the sixth switch 106, a terminal k1 of the first capacitor 203, a terminal l1 of the seventh switch 206, and a terminal m1 of the DC voltage source 40, respectively. Connected to.
  • the terminal d2 of the third switch 103 is connected to each of the terminal h2 of the fourth switch 104 and the terminal c2 of the load 30.
  • the terminal e2 of the fifth switch 105 is connected to each of the terminal j2 of the sixth switch 106 and the terminal c3 of the load 30.
  • the terminal g2 of the first inductor 201 is connected to each of the terminal k2 of the first capacitor 203 and the terminal o1 (cathode) of the diode 205.
  • the terminal p1 of the second inductor 202 is connected to the terminal l2 of the seventh switch 206, the terminal o2 (anode) of the diode 205, and the terminal n1 of the second capacitor 204, respectively.
  • the terminal n2 of the second capacitor 204 is connected to the terminal f2 of the eighth switch 207.
  • the terminal m2 of the DC voltage source 40 is connected to the terminal p2 of the second inductor 202. Note that the positions of the second capacitor 204 and the eighth switch 207 may be interchanged as long as they are connected in series.
  • the inverter 10 has a basic configuration in which two switches are connected in series (the first switch 101 and the second switch 102, the third switch 103 and the fourth switch 104, the fifth switch 105 shown in FIG. Each of the sixth switches 106).
  • Each of the first switch 101, the second switch 102, the third switch 103, the fourth switch 104, the fifth switch 105, and the sixth switch 106 is realized by, for example, a power semiconductor MOSFET or IGBT.
  • the control circuit 3 controls each gate voltage when each of the first switch 101, the second switch 102, the third switch 103, the fourth switch 104, the fifth switch 105, and the sixth switch 106 is a power semiconductor.
  • opening / closing of each of the first switch 101, the second switch 102, the third switch 103, the fourth switch 104, the fifth switch 105, and the sixth switch 106 is controlled.
  • FIG. 4 is a first diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention.
  • the two inverters of the basic configuration is a series circuit connected in series with the switch, the high side switch and the switch Q A.
  • the low-voltage side switch and the switch Q B A node on the high voltage side of the switch QA is referred to as a node A.
  • the node of the low voltage side of the switch Q B to Node B.
  • FIG. 5 is a second diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention.
  • a reference Node B in a state where voltage is applied to the node A of E [volt]
  • the switch Q A ON state the opening and closing operation of the switch Q B turned off.
  • a voltage of E [volts] is output from the node C with the node B as a reference.
  • FIG. 6 is a third diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention.
  • the inverter in a state where the voltage of the E [V], based on the node B is applied to the node A, it turns off the switch Q A state, the opening and closing operation of the switch Q B to the ON state.
  • a voltage of 0 [volt] with respect to the node B is output from the node C.
  • FIG. 7 is a fourth diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention. If the load drive circuit 2 performs a boosting operation, as shown in FIG. 7, a short circuit an inverter of a basic configuration with a switch Q A and the switch Q B to the ON state (short-circuiting the nodes A and B) are thereby opened and closed I do. In this case, a voltage of 0 [volt] with respect to the note B is output from the node C.
  • the inverter having the basic configuration can output an average voltage from 0 (zero) to E [volts] from the node C with respect to the node B, for example, as shown in FIG.
  • FIG. 8 is a fifth diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a sixth diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a seventh diagram for explaining the operation of the inverter according to the embodiment of the present invention. As shown in the part (a) and the part (b) in FIG. 10, the polarity of the voltage between the output terminals in the inverter of each basic configuration changes.
  • an inverter configured by connecting a plurality of inverters having the basic configuration shown in FIG. 4 is operated by control generally referred to as PWM (Pulse Width Modulation) control (hereinafter referred to as “PWM operation”).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • An AC voltage having an arbitrary number of phases can be generated.
  • the inverter 10 shown in FIG. 2 configured by connecting three inverters having a basic configuration in parallel can generate a three-phase AC voltage.
  • the impedance source 20 turns on both of the two switches connected in series in any or a combination or all of the inverters 10 (for example, two connected in series as shown in FIG. 7).
  • the switch is short-circuited) and the output of the impedance source 20 is short-circuited to perform a boosting operation (first mode).
  • first mode the operation of the impedance source 20 when performing the PWM operation without adding the boosting operation (the zeroth mode) will be described first.
  • FIG. 11 is a first diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the impedance source 20 is a voltage v dc applied to the inverter 10 becomes equal to the DC voltage V in the DC voltage source 40 outputs. Thereafter, a current i L2 from the terminal p2 to the terminal p1 flows through the second inductor 202. The diode 205, current flows i d flowing from terminal o2 to the terminal o1. A current i L1 flows from the terminal g2 to the terminal g1 through the first inductor 201. Then, a direct current i dc necessary for supplying power consumed by the inverter 10 flows from the impedance source 20 to the inverter 10. Incidentally, the forward voltage of the diode 205 when the current i d flows through the diode 205 becomes V F.
  • FIG. 12 is a second diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention. If in the zeroth mode to perform a PWM operation is not added the boosting operation by a short circuit of the inverter 10, the voltage v dc in the impedance source 20 after current i d flows through the diode 205, shown in portion (a) of FIG. 12 as such, a voltage obtained by subtracting the forward voltage V F generated in the diode 205 from the voltage V in of the DC voltage source 40.
  • the voltage v c1 generated by the electric charge stored in the first capacitor 203 is the voltage V in as shown in the part (b) of FIG. a voltage obtained by subtracting the forward voltage V F from.
  • each of the current i d flowing through the diode 205 a current approximately equal to the DC current i dc required to power consumed by the load 30 connected to the inverter 10.
  • the first inductor 201 and the second inductor 202 are assumed to be the same. Further, it is assumed that the first capacitor 203 and the second capacitor 204 are the same.
  • the voltage DC voltage source 40 generates assumes sufficiently large with respect to the forward voltage V F of the diode 205.
  • FIG. 13 is a third diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the DC voltage source 40, the second inductor 202, the eighth switch 207, the inverter 10 (short-circuit state), and the loop LP1 returning to the DC voltage source 40 are stored in the second capacitor 204.
  • the current of the second inductor 202 increases due to the discharge of the charge that has been performed.
  • the back electromotive force generated in the second inductor 202 is increased when the short-circuit state changes to the steady state (inverter operation).
  • This short-circuited period is a boost period, and the counter electromotive force generated in the inductor corresponding to each of the length of the short-circuited period (time) and the current value flowing through the inductor in the short-circuited state
  • the voltage value of is determined. Specifically, charges are accumulated in the second capacitor 204 during the boosting period in the control cycle. In a steady state, the voltage generated by the charge accumulated in the second capacitor 204 becomes a substantially constant voltage vc2 . In this steady state, the voltage applied to the second inductor 202 is V in ⁇ v c2 , and the current i L2 of the second inductor 202 is expressed by the following equation (1) where L 202 is the inductance of the second inductor 202. ) To increase.
  • the first capacitor 203 When the output of the impedance source 20 is brought into a short-circuit state by the short-circuit control of the inverter 10, the first capacitor 203 is connected to the first capacitor 203 in the loop LP 2 that returns to the first capacitor 203, the first inductor 201, the inverter 10, and the first capacitor 203.
  • the current of the first inductor 201 increases due to the discharge of the accumulated charge.
  • charges are accumulated in the first capacitor 203 at the timing when the inverter 10 shifts from the short-circuit state to the steady state. In a steady state, the voltage generated by the electric charge accumulated in the first capacitor 203 becomes a substantially constant voltage vc1 .
  • the voltage applied to the first inductor 201 is v c1
  • the current i L1 of the first inductor 201 increases according to the following equation (2), where L 201 is the inductance of the first inductor 201. To do.
  • the first inductor 201 and the second inductor 202 have the same inductance value
  • the first capacitor 203 and the second capacitor 204 have the same capacitance value
  • the voltage generated by the DC voltage source 40 There assuming sufficiently large with respect to the forward voltage V F of the diode 205, a first inductor 201 in the second inductor 202, so that substantially the same voltage is applied by the same time.
  • the current i L1 flowing through the first inductor 201 and the current i L2 flowing through the second inductor 202 have the same magnitude.
  • the inverter 10 is in the inverter operation state in which the voltage is applied to the load 30 from the short circuit state (the state of the application period in the impedance source 20).
  • FIG. 14 is a fourth diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the voltage boosted by the first inductor 201 and the second inductor 202 depends on the ratio between the time during which the inverter 10 is in a short circuit state per unit time and the time during which the inverter 10 is in the inverter operation state in which the voltage is applied to the load 30. It is determined.
  • FIG. 15 is a fifth diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the voltage v dc in the impedance source 20 in the first mode in which the PWM operation by adding a step-up operation by a short circuit of the inverter 10, the voltage v dc in the impedance source 20, as shown in the portion (a) of FIG. 15, the forward voltage from the "voltage V in The voltage V in -V F + 2v L is obtained by adding the back electromotive force v L generated in each of the first inductor 201 and the second inductor 202 to the voltage obtained by subtracting V F.
  • the voltage v c1 generated by the charge stored in the first capacitor 203 is the voltage v dc as shown in the part (b) of FIG. V dc — ave , which is the average voltage of The voltage v c2 resulting from the charge stored in the second capacitor 204, as shown in the portion (b) of FIG. 15, a voltage obtained by subtracting the voltage V in from the average voltage v dc_ave.
  • the current i L1 flowing through the first inductor 201 and the current i L2 flowing through the second inductor 202 are currents of the same magnitude.
  • a current obtained by adding the current I L1 and the current i L2 is the DC current i dc .
  • a current obtained by subtracting the current i c1 flowing through the first capacitor 203 from the current i L1 becomes the direct current i dc .
  • a control cycle that is a cycle for controlling the load 30 is configured by a short-circuiting period (boosting period) and an inverter operation period (application period). Yes.
  • the control cycle approaches the output cycle (output waveform) as the rotational speed of the load 30 increases, it is difficult to achieve both the boosting operation and the PWM operation within the control cycle, and the output of the impedance source 20 The voltage cannot be boosted to a desired voltage corresponding to the counter electromotive force generated in the rotating load.
  • the impedance source 20 performs a boosting operation, and in parallel with this boosting operation, the inverter 10 performs a one-pulse control (also referred to as “rectangular wave control”) in which control is performed with a single pulse.
  • a one-pulse control also referred to as “rectangular wave control”
  • the eighth switch 207 is in the off state. Then, the seventh switch 206 is switched.
  • FIG. 16 is a sixth diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the eighth switch 207 is turned off and the seventh switch 206 is turned on first, the DC voltage source 40, the second inductor 202, the seventh switch 206, and the DC voltage source 40 are turned on as shown in FIG. A current flows in the return loop LP6.
  • the electric charge accumulated in the first capacitor 203 is discharged, and the first capacitor 203, the first inductor 201, the inverter 10 (inverter operating state), the (load 30), and the loop LP7 returning to the first capacitor 203 Current flows through
  • the voltage v dc applied by the impedance source 20 to the inverter 10 is maintained at a voltage substantially equal to the voltage v c1 .
  • FIG. 17 is a seventh diagram illustrating the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the seventh switch 206 is turned off, as shown in FIG. 17, the DC voltage source 40, the second inductor 202, the diode 205, the first inductor 201, the inverter 10 (inverter operating state), (load 30). Then, a current flows through the loop LP8 returning to the DC voltage source 40.
  • the seventh switch 206 is turned off, as shown in FIG. 17, a current is supplied to the DC voltage source 40, the second inductor 202, the diode 205, the first capacitor 203, and the loop LP9 that returns to the DC voltage source 40. Flowing.
  • the impedance source 20 can apply the boosted voltage v dc to the inverter 10 regardless of the operating state of the inverter 10. Note that the voltage v dc applied by the impedance source 20 to the inverter 10 is determined by the ratio of the time during which the seventh switch 206 is turned on in unit time.
  • FIG. 18 is an eighth diagram for explaining the operation of the impedance source according to the embodiment of the present invention.
  • the voltage v dc at the impedance source 20 is expressed as “voltage V in ” as shown in the part (a) of FIG.
  • the voltage V in ⁇ V F + v L is obtained by adding the back electromotive force v L generated in the second inductor 202 to the voltage obtained by subtracting the forward voltage VF from
  • the voltage v c1 generated by the electric charge stored in the first capacitor 203 is the portion of FIG. As shown, the voltage becomes v dc .
  • the current i L1 flowing through the first inductor 201 is a direct current i dc. It becomes. Further, the current i L2 flowing through the second inductor 202 increases when the seventh switch 206 is in the ON state. Further, the current i L2 flowing through the second inductor 202 decreases when the seventh switch 206 is in the OFF state.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining one-pulse control in one embodiment of the present invention.
  • FIG. 19A shows a voltage waveform by PWM control, and shows that a fundamental wave is formed by a plurality of modulated pulse widths.
  • FIG. 19B is a voltage waveform of a single pulse in one-pulse control according to one embodiment of the present invention, and shows that a basic waveform is formed by the pulse width and amplitude of the single pulse.
  • the load 30 is a rotational load such as a motor
  • the voltage amplitude of the fundamental wave obtained when one-pulse control is performed and the motor is driven with a rectangular wave is applied to the inverter 10 as shown in FIG. 4 / ⁇ (approximately 1.27) times the maximum voltage.
  • electrical_connection loss of the inverter 10 and a motor can be reduced.
  • the switching frequency of each switch in the inverter 10 can be remarkably reduced as compared with the case where the motor is driven with a PWM waveform. Thereby, the switching loss in an inverter can be reduced. Therefore, the load drive circuit 2 that performs one-pulse control is suitable for generating a large-amplitude voltage at a high frequency that is necessary when the motor rotates at high speed.
  • the seventh switch 206 performs the opening / closing operation and the control of the inverter operation independently. In the first mode, as shown in FIG.
  • time-division control is performed in a period in which the control cycle is short-circuited (boost period) and an inverter operation period (application period).
  • the seventh switch 206 is controlled to open and close at a predetermined cycle, the DC voltage of the DC voltage source 40 is boosted by the back electromotive force generated in the second inductor 206, and the voltage generated by the boosting is increased. (Second DC voltage) is supplied to the inverter 10. That is, in the second mode, the operation of boosting the DC voltage of the DC voltage source 40 and the operation of applying the voltage generated by the boosting to the inverter 10 are performed independently and in parallel (simultaneously).
  • the boosting operation for generating a desired voltage corresponding to the back electromotive force of the load 30 and the inverter control operation can be performed at a predetermined control cycle. Can be done within.
  • the control cycle is shortened depending on the rotation speed of the load 30, instead of the PWM control shown in FIG. 19A, a single pulse is applied in the control cycle as shown in FIG. 19B. One-pulse control to be applied to the load 30 is performed.
  • the load drive circuit 2 includes an inverter 10 that performs the above-described operation, and an impedance source 20. Note that there is a correlation between the rotational speed of the motor and the applied voltage applied to the motor. Therefore, each of region 1 to region 3 shown in FIG. 2 is replaced with an applied voltage corresponding to each rotation speed of the motor indicating the boundary of the region, and as shown in FIG. The vertical axis can be replaced with a torque graph.
  • FIG. 20 is a diagram showing an example of the relationship between the applied voltage and torque of the motor in one embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents the applied voltage output from the impedance source 20
  • the vertical axis represents the torque when driven by the applied voltage.
  • the rotation speed at the boundary between area 1 and area 2 in FIG. 2 is replaced with the first determination voltage
  • the rotation speed at the boundary between area 2 and area 3 in FIG. 2 is replaced with the second determination voltage.
  • the region 1, the region 2, and the region 3 can be distinguished from each other by using each of the first determination voltage and the second determination voltage.
  • the number of rotations of the motor is used as one of index values for monitoring the back electromotive force by utilizing the fact that it is proportional to the back electromotive force (back electromotive force) generated in the rotational load.
  • an applied voltage which is a voltage applied to the rotary load corresponding to the counter electromotive force generated in the rotary load in FIG. 20, can be used without using the rotation speed as an index value indicating the counter electromotive force.
  • not only the voltage applied to the rotating load but also the current value flowing through the rotating load may be used as an index value indicating the back electromotive force.
  • the load current that realizes the rotation speed and torque of the rotating load that are command values is used.
  • the output voltage of the impedance source 20 it is set in advance whether the mode of the impedance source 20 is switched depending on which determination voltage (area 1, area 2, or area 3) corresponds to the output voltage range of the impedance source.
  • FIG. 21 is a first diagram for explaining the operation of the load driving circuit according to the rotational speed of the motor according to the embodiment of the present invention.
  • the impedance source 20 of the load drive circuit 2 since the applied voltage required to drive the motor is a low region, the impedance source 20 of the load drive circuit 2 operates in mode 1, and the DC voltage boost operation of the DC voltage source 40 is not performed.
  • the inverter 10 drives the load 20 (for example, a motor) with a sine wave (fundamental wave based on the PWM waveform shown in FIG.
  • FIG. 22 is a second diagram for explaining the operation of the load driving circuit according to the rotational speed of the motor according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a third diagram for explaining the operation of the load drive circuit in accordance with the rotational speed of the motor according to the embodiment of the present invention.
  • the voltage value of the back electromotive force generated in the motor increases according to the rotation speed, and the applied voltage necessary for driving the motor is changed to the direct current of the direct current voltage source 40 by the inverter 10. This is an area that cannot be generated only by PWM operation based on voltage.
  • the control circuit 3 performs two switches (for example, the switch Q1 (first switch 101) and the switch Q2 (second switch) connected in series in the inverter of the inverter 10 by the operation in the second mode shown in FIG. 102)) is turned on and the output of the impedance source 20 is short-circuited (FIG. 22), so that the impedance source 20 performs a boosting operation, and the DC voltage of the DC voltage source 40 is necessary to drive the motor. The voltage is increased to the voltage value of the appropriate applied voltage.
  • the control circuit 3 turns on two switches connected in series to increase the current flowing through the inductor (FIG. 22).
  • the control circuit 3 causes the inverter 10 to perform an inverter operation
  • the output voltage V dc of the impedance source 20 is boosted (FIG. 23).
  • the control circuit 3 drives the motor with a sine wave by PWM control based on the boosted voltage (FIG. 23).
  • the impedance source 20 the voltage obtained by subtracting the forward voltage V F of the diode 205 from the voltage output by the DC voltage source 40, inductors L 1 (first inductor 201), the inductor L 2 (second inductor 202)
  • a voltage obtained by adding (superimposing) twice the voltage of the counter electromotive force VL generated in each of the inverters 10 is applied to the inverter 10.
  • FIG. 24 is a fourth diagram for explaining the operation of the load driving circuit according to the rotational speed of the motor according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 is a fifth diagram for explaining the operation of the load driving circuit according to the rotational speed of the motor according to the embodiment of the present invention.
  • the switch Q 1 is corresponds to the first switch 101 (FIG. 3)
  • the switch Q 2 is corresponding to the second switch 102
  • the switch Q 3 are corresponding to the third switch 103
  • the switch Q 4 corresponds to the fourth switch 104
  • the switch Q 5 corresponds to the fifth switch 105
  • the switch Q 6 corresponds to the sixth switch 106.
  • Inductor L 1 corresponds to first inductor 201 (FIG. 3)
  • inductor L 2 corresponds to second inductor 202
  • capacitor C 1 corresponds to first capacitor 203
  • capacitor C 2 corresponds to second capacitor 204.
  • the diode D corresponds to the diode 205
  • the switch Q L corresponds to the seventh switch 206
  • the switch Q C corresponds to the eighth switch 207.
  • DC voltage source for outputting a DC output voltage V in corresponds to the DC voltage source 40.
  • FIGS. 24 and 25 are views showing the opening and closing control of the switch Q L, a sixth switch 206 is opened and closed, is a diagram for explaining the boosting operation of the DC voltage of the DC voltage source 40 in the second mode .
  • Figure 24 shows the closed state of the switch Q L (ON state)
  • FIG. 25 represents the open state of the switch Q L (OFF state).
  • the control circuit 3 by the switch Q L in an ON state, the current flowing through the inductor L 2 increases, storing electrical energy in order to boost the output voltage V dc with respect to the inductor L 2
  • the inverter 10 performs drive control with one pulse (single pulse rectangular wave) for the load 30 using the electric power (boosted V dc ) accumulated in the capacitor C 1 .
  • the control circuit 3, by the switch Q L and OFF state, the electric energy stored in the inductor L 2 performs boosting of the DC voltage V in of the DC voltage source 40, the output voltage V dc Raise.
  • the capacitor C1 generated in the inductor L 2 and the voltage V L and the DC voltage V in the power of a voltage that is added is accumulated.
  • the inverter 10 uses the electric power (boosted V dc ) accumulated in the capacitor C 1 to control the drive with one pulse (single pulse rectangular wave) for the load 30. I do. In the region 3 shown in FIG.
  • the rotation speed as an index value indicating the counter electromotive force generated in the load 30 increases, the voltage value of the counter electromotive force generated in the motor increases, and the control cycle and output cycle This is a region in which the difference from the (output waveform) becomes small, and the applied voltage necessary for driving the motor cannot be generated by the PWM operation in which the step-up operation by the short circuit of the inverter 10 is added.
  • the impedance source 20, by the operation of the second mode, applying a voltage obtained by subtracting the forward voltage V F of the diode 205 from a voltage DC voltage source 40 is obtained by boosting the DC voltage to be output to the inverter 10.
  • the step-up operation in the impedance source 20 is performed in parallel with the control period of the motor drive by the inverter 10. That is, the control circuit 3 opens and closes the switch Q L at a predetermined period for boosting the voltage to a necessary voltage value to boost the voltage output from the impedance source 20, and the inverter 10 operates as shown in FIG.
  • the drive control of the motor is performed by a fundamental wave of a single pulse (one pulse rectangular wave).
  • the control circuit 3 controls the inverter 10 by one pulse and drives the motor with a rectangular wave.
  • the control circuit 3 by independently of the control cycle of 1 pulse control for the inverter 10, in parallel with the 1-pulse control, by continuously opening and closing operations of the switch Q L in a predetermined period, the capacitor C 1 It continues to accumulate the power of the boosted voltage, the electric power stored in the capacitor C 1, and supplies to the inverter 10 as a power for driving a load 30.
  • FIG. 26 is a diagram showing a simulation result in one embodiment of the present invention. As shown in FIG.
  • the impedance source 20 boosts the DC voltage of the DC voltage source 40, and the voltage v dc and current i dc when the inverter 10 drives the load 30 by the one-pulse control shown in FIG. 19B. It was confirmed by simulation. Figures 26, the voltage v dc, (DC voltage of the DC voltage source 40, 23V) input voltage V in is boosted by the impedance source 20, is approximately two times the square wave voltage of the input voltage V in (400V) I understand that.
  • the impedance source 20 boosts the voltage applied to the inverter 10 increases, the amplitude of the single pulse that the inverter 10 supplies to the load 30 increases, and the conduction loss of the inverter 10 and the motor can be reduced. .
  • the amplitude of the single pulse applied to the motor is larger than that in the first mode, and even if a counter electromotive force is generated in the motor, the motor that generates the predetermined torque is exceeded by exceeding the counter electromotive force.
  • a voltage can be applied.
  • the inverter 10 drives the load 30 by one-pulse control, the number of switching times of each switch (each of the first switch 106 to the sixth switch 106) in the inverter 10 is compared to when the motor is driven with a PWM waveform.
  • the switching loss in the inverter 10 can be reduced.
  • the voltage V ab is a voltage between the terminal a and the terminal b in each of FIGS.
  • the output line voltage Vbc is a voltage between the terminal b and the terminal c. Further, the output current i a is the current flowing through the terminal a. The output current ib is a current flowing through the terminal b. The output current ic is a current flowing through the terminal c.
  • the DC link current i dc is a current (a DC link current in FIG. 20C) that flows between the output of the impedance source 20 and the DC side of the inverter 10.
  • the input current I in indicates the current value of the current output from the DC voltage source 40. That is, FIG.
  • 26A is a waveform diagram showing temporal changes in the voltages Vab and Vbc under the control of the control circuit 3, wherein the vertical axis shows the voltage and the horizontal axis shows the time.
  • FIG. 26B is a waveform diagram showing changes in each of the currents Ia, Ib, and Ic under the control of the control circuit 3, and the vertical axis shows the current and the horizontal axis shows the time.
  • FIG. 26C is a waveform diagram showing changes in the currents Idc and Iin under the control of the control circuit 3, and the vertical axis shows the current and the horizontal axis shows the time.
  • FIG. 26D is a waveform diagram showing time changes of the voltages Vdc and Vin under the control of the control circuit 3, and the vertical axis shows the voltage and the horizontal axis shows the time.
  • FIG. 27 is a diagram in which the output line voltage V ab and the output line voltage V bc in FIG.
  • FIG. 27A shows the voltage waveform of the output line voltage V ab in FIG. 26A
  • the vertical axis shows the voltage value (Voltage, for example, V (volt))
  • the horizontal axis shows time (for example, , Ms (milliseconds).
  • the voltage waveform of FIG. 27 (A) is 100V boosting of the output voltage V in a DC voltage source 40 outputs
  • the output line voltage V ab is understood that the on the order of 200V.
  • FIG. 27B shows a voltage waveform of the output line voltage V bc in FIG. 26A
  • the vertical axis shows the voltage value (Voltage)
  • the horizontal axis shows time.
  • the voltage waveform of FIG. 27 (B) is 100V boosting of the output voltage V in a DC voltage source 40 outputs, the output line voltage V bc is understood that the on the order of 200V.
  • FIG. 28 is a diagram in which each of output current i a , output current i b, and output current ic in FIG.
  • Figure 28 (A) shows the current waveform of the output current i a in FIG. 26 (B), the vertical axis current value (Current, e.g., A (ampere)) and the horizontal axis represents time (e.g., ms (millisecond)).
  • FIG. 28 (B) shows the current waveform of the output current i b in FIG. 26 (B)
  • the vertical axis represents the value of the current (Current)
  • the horizontal axis represents time.
  • FIG. 28C shows the current waveform of the output current ic in FIG. 26B , where the vertical axis shows the current value (Current) and the horizontal axis shows time.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating the relationship between the voltage value and the rotation speed in each of the 0th mode, the first mode, and the second mode in the impedance source 20 according to the embodiment of the present invention.
  • the vertical axis represents the voltage value of the output voltage supplied from the impedance source 20 to the inverter 10
  • the horizontal axis represents the rotational speed of the rotational load driven by the inverter 20.
  • the vertical axis represents the output voltage with the impedance 20, the applied voltage applied to the rotating load may be used.
  • the rotation speed in the 0th mode since the back electromotive force of the motor that is a rotational load is low, a voltage that generates a predetermined torque can be applied without boosting the voltage of the DC voltage source 40, so a boosting operation is added.
  • the rotation control of the rotation load is performed by the PWM operation that is not performed. If in the zeroth mode, the maximum voltage impedance source 20 is applied to the inverter 10, a DC voltage V in of the DC voltage source 40. Further, the relationship between the rotational speed of the motor and the back electromotive force generated in the motor in accordance with the rotational speed is known in advance through simulations and experiments.
  • the operation mode of the impedance source 20 is set to the first mode in order to generate a predetermined torque by the counter electromotive force generated in the motor.
  • the DC voltage of the DC voltage source 40 is boosted, and the PWM operation is performed using the boosted voltage. That is, the motor control period is set to a boosting period in which the DC voltage of the DC voltage source 40 is boosted using a short circuit of the series circuit in the inverter 10 and an application period in which the boosted DC voltage is applied to the inverter 10.
  • the motor is driven to divide and generate a predetermined torque.
  • the maximum voltage impedance source 20 is applied to the inverter 10 is the output voltages V 1 obtained by boosting the DC voltage V in of the DC voltage source 40.
  • the range where the rotational speed of the load 30 is less than the rotational speed R1 (first threshold) is the region 1 in FIG. 2 (the region where the impedance source 20 operates in the 0th mode), and the rotational speed of the load 30 is equal to or higher than the rotational speed R1.
  • the range less than the rotational speed R2 (second threshold) is the region 2 in FIG. 2 (the region in which the impedance source 20 operates in the first mode).
  • the first torque In boosting in which the control cycle in the mode is time-divided into a boosting period and an application period, the control period is shortened, and the DC voltage of the DC voltage source 40 is increased to a voltage that generates a predetermined torque, that is, the output voltage V The pressure cannot be increased beyond 1 . For this reason, the operation mode of the impedance source 20 is shifted to the second mode, and the operation of boosting the DC voltage of the DC voltage source 40 and the operation of applying the boosted voltage to the inverter 10 are independently performed in parallel. To do.
  • the operation of boosting the DC voltage of the DC voltage source 40 can be performed in a predetermined cycle independent of the control cycle of the motor, so that the voltage can be sufficiently boosted to a voltage for obtaining a predetermined torque. Further, since the control cycle is shortened, the motor is driven not by PWM operation but by one-pulse operation, so that predetermined power can be applied to the motor even if the control cycle is short.
  • the range where the rotation speed of the load 30 is equal to or higher than the rotation speed R1 (first threshold value) and less than the rotation speed R2 (second threshold value) is region 2 in FIG. 2 (region where the impedance source 20 operates in the first mode).
  • the range where the rotational speed of the load 30 is equal to or higher than the rotational speed R2 is the region 3 in FIG. 2 (the region where the impedance source 20 operates in the second mode).
  • a relationship between the open circuit voltage and the rotational speed is created before the control is performed using a relationship in which the open circuit voltage of the rotational load (load 30) such as a motor is proportional to the rotational speed.
  • the counter electromotive force generated in the motor is not directly measured by the voltage sensor, and the counter electromotive force generated in the motor is estimated from the number of rotations by the above correspondence table by measuring the motor rotation speed using an encoder or the like.
  • the voltage required for driving the motor corresponding to the estimated back electromotive force is generated by boosting in the impedance source 20 under the control of each of the modes 0 to 2 described above.
  • the control circuit 3 drives the motor from a current sensor provided on the output side of the impedance source 20 or a shunt resistor in the circuit of the inverter 10. The current value of the current is detected and acquired. Then, the control circuit 3 controls the output voltage of the impedance source 20 so that the acquired drive current for the motor approaches a command value current that is a control value for obtaining a desired rotation speed and torque.
  • the load driving system 1 including the load driving circuit 2 according to the embodiment of the present invention has been described above.
  • the load drive circuit 2 is provided between the DC voltage source 40 and the load 30.
  • the load drive circuit 2 includes an impedance source 20 and an inverter 10.
  • the impedance source 20 applies a voltage higher than the first determination voltage to the load 30 in the allowable voltage range applied to the load 30 determined by the allowable voltage of the load 30 by the load driving circuit 2 (in the second mode).
  • the DC voltage supplied from the DC voltage source 40 is boosted by using each of the second inductor 202 and the seventh switch 206 to generate a first DC voltage, and the first DC voltage is generated.
  • a voltage is supplied to the inverter 10 to assist one-pulse control of the inverter 10.
  • the inverter 10 converts the first DC voltage into an AC voltage that drives the load 30 based on one-pulse control.
  • the load driving circuit 2 can obtain a high output by rotating at high speed even if it is a small motor.
  • the load driving circuit 2 can perform a boosting operation and generate a rectangular wave voltage in a vehicle using a motor, and can further improve energy efficiency.
  • the control cycle approaches the output waveform that drives the motor, and the generated back electromotive force increases, so that the boost period in the control cycle and the application period of the voltage generated by boosting In the first mode in which each of these is performed in a time-sharing manner, boosting corresponding to the back electromotive force of the load 30 cannot be sufficiently performed.
  • the impedance source 20 boosts the DC voltage of the DC voltage source 40 in a cycle unrelated to the control cycle, the reverse generated in the motor independently in parallel with the control cycle.
  • the rotation speed of the load 30 increases and the control cycle has an output waveform for driving the motor. Even when approaching, efficient driving of the load 30 can be performed.
  • the load drive system 1 may be provided in, for example, vehicles such as automobiles and trains, or rotating machine applications that require driving in a wide speed range from low speed to high speed.
  • control circuit 3 has a computer system inside.
  • the process described above is stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and the above process is performed by the computer reading and executing the program.
  • the computer-readable recording medium means a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a DVD-ROM, a semiconductor memory, or the like.
  • the computer program may be distributed to the computer via a communication line, and the computer that has received the distribution may execute the program.
  • the program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement

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Abstract

本発明は、直流電圧源と回転負荷との間に設けられ、インピーダンスソースと、インバータと、を備える負荷駆動回路であって、インピーダンスソースは、当該回転負荷の制御周期が直流電圧源の電源電圧を昇圧する昇圧期間と、昇圧により得られた第１直流電圧をインバータに印加する印加期間とからなる第１モードと、回転負荷の制御周期において直流電圧源の電源電圧の昇圧と並行して、昇圧により得られた第２直流電圧をインバータに印加する第２モードとの各々を有し、回転負荷に発生する逆起電力を示す指標値に応じて、第１モード及び第２モードのいずれかにより動作し、インバータは、第１モードの制御周期の際、印加期間において回転負荷をＰＷＭ制御し、第２モードの制御周期の際、制御周期において回転負荷を所定の幅の単パルスで制御する。

Description

負荷駆動回路、負荷駆動システム及び負荷駆動方法
　本発明は、負荷駆動回路、負荷駆動システム及び負荷駆動方法に関する。本願は、２０１６年９月１日に、日本に出願された特願２０１６－１７１１８７号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両では、エネルギ効率のよいモータの駆動が要求されている。
　非特許文献１には、関連する技術として、Ｚソースインバータと呼ばれる回路に関する技術が記載されている。Ｚソースインバータは、従来のインバータにインダクタＬとキャパシタＣとから成るインピーダンスソースを追加することにより、昇圧とインバータ動作とを同時に行うことができる回路である。
F. Z. Peng,"Z-source inverter," IEEE Trans. Ind. Appl., vol.39, no.2, pp. 504-510, Mar./Apr. 2003.
　しかしながら、モータを用いる車両では、エネルギ効率のほかに、小型かつ単位時間当たりの回転数（以下、「回転数」と記載）とトルクの積で定義される機械出力が大きいモータが求められている。
　一般的に、モータの小型化とモータが作り出すトルクの大きさとはトレードオフの関係にあり、モータを小型化するとモータが出力可能なトルクが小さくなり、機械出力が小さくなる傾向にある。
　そのため、モータを小型化しつつ、機械出力を維持するためには、小型化により小さくなるトルクを補うためにモータを高速回転させることが必要である。
　モータを高速回転させる場合、モータにおいて磁石が磁界の中で回転するため、起電力が発生する。このとき、モータに供給される電圧がモータにおいて発生した起電力よりも高ければ、モータに電力が供給され続ける。しかしながら、モータに印加する電圧がモータにおいて発生した起電力よりも低くなると、モータに電力を供給することができなくなる。その結果、モータの回転数が低下し機械出力が低下してしまう。したがってモータを高速回転させる場合、インバータはモータの起電力以上の高い交流電圧をモータへ印加することが必要である。その際、モータに印加する電圧を、正弦波に比べて基本波の実効値が高い矩形波とすることで、より効率良く高い交流電圧をモータへ印加することが可能となる。
　しかしながら、非特許文献１に記載のＺソースインバータは、昇圧動作を行いかつ矩形波電圧を発生させることができない。そのため、モータを用いる車両に非特許文献１に記載のＺソースインバータを用いた場合、モータの高速回転に適した高い電圧の矩形波を印加することができない。また、非特許文献１に記載のＺソースインバータは、制御周期中においてモータ駆動のための出力電圧波形の制御と出力電圧の昇圧を担うためのインバータに対する短絡動作制御を実施している。このため、モータの回転数を増加させていった場合、上記出力電圧波形の周波数が次第に制御周期に近づき、出力電圧波形の制御と昇圧動作に必要な短絡制御との各々の期間の確保を両立させることが困難となり、モータにおいて発生する起電力以上の高い交流電圧をモータへ印加することができず、モータを小型かつモータの機械出力を大きくすることはできない。
　そのため、モータを用いる車両において、昇圧動作を行いかつ矩形波電圧を発生させることができ、さらに、エネルギ効率のよい負荷駆動回路が求められていた。
　上述の課題を鑑み、本発明は、上記の課題を解決することのできる負荷駆動回路、負荷駆動システム及び負荷駆動方法を提供することを目的としている。
　本発明の負荷駆動回路は、直流電圧源と回転負荷との間に設けられ、インピーダンスソースと、インバータと、を備える負荷駆動回路であって、前記インピーダンスソースは、当該回転負荷の制御周期が前記直流電圧源の電源電圧を昇圧する昇圧期間と、昇圧により得られた第１直流電圧を前記インバータに印加する印加期間とからなる第１モードと、前記回転負荷の制御周期において前記直流電圧源の前記電源電圧の昇圧と並行して、昇圧により得られた第２直流電圧を前記インバータに印加する第２モードとの各々を有し、前記回転負荷に発生する逆起電力を示す指標値に応じて、前記第１モードまたは第２モードにより動作し、前記インバータは、前記第１モードの制御周期の際、前記印加期間において前記回転負荷をＰＷＭ制御し、前記第２モードの制御周期の際、前記制御周期において前記回転負荷を所定の幅の単パルスで制御することを特徴とする。
　本発明の負荷駆動回路は、前記インピーダンスソースは、予め前記指標値の判定値である閾値として、第１閾値及び当該第１閾値より大きい第２閾値の各々が設定されており、前記回転数が前記第１閾値未満の場合、前記直流電圧源の直流電圧を前記インバータに印加する第０モードで動作し、前記回転数が前記第１閾値以上であり、前記第２閾値未満の場合、前記第１モードで動作し、前記回転数が前記第２閾値以上の場合、前記第２モードで動作し、前記インバータが前記第０モードの場合、前記制御周期において前記回転負荷をＰＷＭ制御することを特徴とする。
　本発明の負荷駆動回路は、前記第１閾値が、前記第０モードでは前記回転負荷を制御できない逆起電力が前記回転負荷に発生する回転数であり、前記第２閾値が、前記回転負荷に前記第１モードにおける前記昇圧期間が所定の昇圧を行う長さを取得できない制御周期となる回転数であることを特徴とする。
　本発明の負荷駆動回路は、前記インピーダンスソースは、第１のインダクタと、第２のインダクタと、第１のキャパシタと、第２のキャパシタと、ダイオードと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を備え、前記第２のインダクタの一端と、前記直流電圧源の高電圧側端子と、が接続され、前記第２のインダクタの他端と、前記ダイオードのアノードと、前記第１のスイッチの一端と、が接続され、前記第１のインダクタの一端と、前記第１のキャパシタの一端と、前記ダイオードのカソードと、が接続され、前記第１のインダクタの他端と、前記インバータの入力の一端と、が接続され、前記第１のキャパシタの他端と、前記直流電圧源の低電圧側端子と、前記第１のスイッチの他端と、前記インバータの入力の他端と、が接続され、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端との間に、前記第２のキャパシタと前記第２のスイッチとが直列に接続される、ことを特徴とする。
　本発明の負荷駆動回路は、前記第２モードにおいて、前記第１のスイッチが前記制御周期と異なる昇圧周期で開閉を制御して、前記第１のインダクタと前記ダイオードのアノードとの接続点の電圧の昇圧を行うことを特徴とする。
　本発明の負荷駆動システムは、上述した負荷駆動回路と、前記負荷駆動回路における前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチの各々の開閉を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
　本発明の負荷駆動方法は、直流電圧源と回転負荷との間に設けられ、インピーダンスソースと、インバータと、を備える負荷駆動回路の負荷駆動方法であって、前記回転負荷に発生する逆起電力を示す指標値に応じて、第１モードである当該回転負荷の制御周期が前記直流電圧源の電源電圧を昇圧する昇圧期間と、昇圧により得られた第１直流電圧を前記インバータに印加する印加期間とからなるモードにより、または第２モードである前記回転負荷の制御周期において前記直流電圧源の前記電源電圧の昇圧と並行して、昇圧により得られた第２直流電圧を前記インバータに印加するモードにより、前記インピーダンスソースが動作する過程と、前記第１モードの制御周期の際、前記印加期間において前記回転負荷をＰＷＭ制御し、前記第２モードの制御周期の際、前記制御周期において前記回転負荷を所定の幅の単パルスで制御する過程とを有することを特徴とする。
　本発明によれば、回転負荷の駆動に際し、インバータに接続された回転負荷の逆起電力を直接に測定することができないため、回転負荷に発生する逆起電力を示す指標値（例えば、回転負荷の回転数など）を測定して、この測定された指標値に応じてインピーダンスソースの動作モードを選択するため、回転数が増加して第１モードでは回転負荷に発生する逆起電力に対応した所定の電圧までの昇圧が行えない場合、第２モードに移行することで、上記逆起電力を示す指標値に基づいて回転負荷に発生する逆起電力に対応させるように、インバータに印加する所定の電圧までの昇圧動作を行い、かつインバータを単発パルスにより制御することにより、制御周期が短くなっても、昇圧及びインバータの駆動を可能とするため、回転負荷をより高速に動作させることができ、かつエネルギ効率を向上させる負荷駆動回路、負荷駆動システム及び負荷駆動方法を提供することができる。
本発明の一実施形態による負荷駆動システムの構成を示す図である。 本発明の一実施形態におけるモータの回転数とトルクの関係の例を示す図である。 本発明の一実施形態によるインバータとインピーダンスソースの具体的な構成例を示す図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第１の図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第２の図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第３の図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第４の図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第５の図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第６の図である。 本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第７の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第１の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第２の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第３の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第４の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第５の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第６の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第７の図である。 本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第８の図である。 本発明の一実施形態における１パルス制御を説明するための図である。 本発明の一実施形態におけるモータの印加電圧とトルクの関係の例を示す図である。 本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第１の図である。 本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第２の図である。 本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第３の図である。 本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第４の図である。 本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第５の図である。 本発明の一実施形態におけるシミュレーション結果を示す図である。 図２６（Ａ）における出力線間電圧Ｖａｂ及び出力線間電圧Ｖｂｃの各々を分離して記載した図である。 図２６（Ｂ）における出力電流ｉａ、出力電流ｉｂ及び出力電流ｉｃの各々を分離して記載した図である。 本発明の一実施形態のインピーダンスソース２０における第０モード、第１モード及び第２モードの各々における電圧値と回転数との関係を説明する図である。
　＜実施形態＞
　以下、図面を参照しながら本発明の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態による負荷駆動システムの構成を示す図である。
　まず、本発明の一実施形態による負荷駆動システムの構成について説明する。
　本発明の一実施形態による負荷駆動システム１は、図１に示すように、負荷駆動回路２と、制御回路３と、負荷３０と、直流電圧源４０と、を備える。
　負荷駆動回路２は、インバータ１０と、インピーダンスソース２０と、を備える。
　図１に示すように、インバータ１０の入力には、インピーダンスソース２０の出力が接続される。
　インバータ１０の出力には、負荷３０が接続される。負荷３０は、例えば、交流電圧により動作するモータなどの機器である。
　また、インピーダンスソース２０の入力には、直流電圧源４０が接続される。
　制御回路３は、負荷駆動回路２におけるスイッチ（後述するインバータ１０における第１スイッチ１０１から第６スイッチ１０６の各々と、インピーダンスソース２０における第７スイッチ２０６及び第６スイッチ２０７の各々と）の開閉（開：オフ状態、閉：オン状態）を制御する。
　例えば、負荷３０が回転負荷としてのモータである場合、制御回路３は、負荷３０の回転数と、負荷３０が発生するトルクとに基づいて、負荷駆動回路２における上記スイッチの各々の開閉を制御する。
　直流電圧源４０は、インピーダンスソース２０に対して、所定の電圧の直流電圧を印加する。直流電圧源４０は、例えば、バッテリや燃料電池などの直流電圧を供給する電圧源である。また、直流電圧源４０は、交流電圧を整流して生成した直流電圧を出力するものであってもよい。直流電圧源４０がインピーダンスソース２０に印加する電圧は、例えば、２３０ボルトである。
　インピーダンスソース２０は、インバータ１０が負荷３０の回転数に対応し、この負荷３０に印加するために必要な交流電圧を生成するために必要な直流電圧の電圧範囲に応じた直流電圧を生成する。
　例えば、インピーダンスソース２０は、直流電圧源４０と負荷３０との間における電力の変動を担保するため、内部のスイッチを用いて、直流電圧源４０の直流電圧の昇圧を行う。すなわち、インピーダンスソース２０は、後述する内部のスイッチの上下短絡動作によりインバータ１０に印加する直流電圧を、直流電圧源４０の直流電圧を昇圧して増加させる。また、インピーダンスソース２０は、生成した直流電圧をインバータ１０に印加する。
　インバータ１０は、インピーダンスソース２０により印加される直流電圧から負荷３０に印加する交流電圧を生成する。
　例えば、インバータ１０は、高電圧側と低電圧側の対を成すスイッチを交互にまたは同時に開閉動作させ、すなわちオンとオフとを切り替えることにより、負荷３０に印加する交流電圧を生成する。ここで、インバータ１０は、インピーダンスソース２０が昇圧を行って生成した直流電圧を用いて交流電圧を生成する。
　負荷３０は、すでに述べたように、回転負荷であり、インバータ１０により印加される交流電圧に基づいて動作する。
　負荷３０は、例えば、モータである場合、インバータ１０により印加される交流電圧とその交流電圧の周波数に応じた回転数で回転する。
　モータは回転数を上げるにつれて、モータを駆動するために印加すべき、インバータ１０から供給する交流電圧の周波数と電圧の振幅とが増大する。
　従来のＺソースインバータや従来の準Ｚソースインバータ（以下、単に従来型Ｚソースインバータと示す）は、モータに印加すべき周波数が、インバータのスイッチング周波数以下となる、図２に示すモータ回転数が１または２の領域では、昇圧動作とインバータ動作の両方を行うことができる。ここで、回転数は負荷３０に発生する逆起電力に比例する。このため、本実施形態においては、回転数を、負荷３０に発生する逆起電力を示す指標として用いている。インバータ１０に接続された状態においては、負荷３０に発生する逆起電力を直接測定することができないため、逆起電力を示す指標として回転数を用いて逆起電力の推定を行っている。これにより、本実施形態においては、回転数に応じた逆起電力を基準としてインピーダンスソース２０の運転に対する制御が１から３の領域のいずれであるかの判定を行う。
　すなわち、従来型Ｚソースインバータにおいては、負荷３０の回転数の制御を行う制御周期において、昇圧動作を行う昇圧期間と負荷の制御を行うインバータ１０に対して昇圧した電圧を印加する印加期間とが必要となる。このため、負荷３０が所定の回転数までは、直流電圧源４０の直流電圧を、回転機３０に発生する逆起電力による電圧に対応させて昇圧させる昇圧期間が得られる制御周期となる。
　しかしながら、従来型Ｚソースインバータは、所望の回転数とするために負荷３０に印加すべき周波数が、インバータのスイッチング周波数と同等以上の、図２に示すモータ回転数が３の領域では、負荷３０の回転数が上昇することで制御周期が短くなり、これに伴い昇圧期間及び印加期間の各々も短くなり、回転機３０に発生する逆起電力による電圧に対応させて昇圧させる昇圧期間が得られなくなる。これにより、従来型Ｚソースインバータは、逆起電力による電圧に対応する、昇圧された電圧を生成することができず、回転負荷１０に所望のトルクを発生させることができなくなる。また、従来型Ｚソースインバータは、交流電圧を生成するためのインバータのスイッチを用いて昇圧動作を行っているため、すなわち昇圧と印加との動作を制御周期において時分割に行う構成であるため、昇圧動作とインバータ動作の両方を同時に並列して行うことができない。
　このように、従来型Ｚソースインバータは、昇圧動作とインバータ動作の両方を同時に並列させて行うことができない。本発明の一実施形態による負荷駆動回路２は、従来型Ｚソースインバータが負荷３０の回転数が所望のトルクを得られない図２に示す３の領域で、昇圧動作とインバータ動作の両方を同時に並列して独立に行うことで、負荷３０の所望のトルクを得られる構成とした回路である。
　（具体例）
　ここで、本実施形態におけるインバータ１０と、インピーダンスソース２０の具体的な構成例を示す。図３は、本発明の一実施形態によるインバータとインピーダンスソースの具体的な構成例を示す図である。
　インバータ１０は、例えば、図３に示すように、第１スイッチ１０１と、第２スイッチ１０２と、第３スイッチ１０３と、第４スイッチ１０４と、第５スイッチ１０５と、第６スイッチ１０６と、を備える。
　また、インピーダンスソース２０は、例えば、図３に示すように、第１インダクタ２０１（第２のインダクタ）と、第２インダクタ２０２（第１のインダクタ）と、第１キャパシタ２０３（第１のキャパシタ）と、第２キャパシタ２０４（第２のキャパシタ）と、ダイオード２０５と、第７スイッチ２０６（第１のスイッチ）と、第８スイッチ２０７（第２のスイッチ）と、を備える。
　第１スイッチ１０１の端子ａ１は、第２スイッチ１０２の端子ｂ１、負荷３０の端子ｃ１のそれぞれに接続される。
　第１スイッチ１０１の端子ａ２は、第３スイッチ１０３の端子ｄ１、第５スイッチ１０５の端子ｅ１、第１インダクタ２０１の端子ｇ１、第８スイッチ２０７の端子ｆ１のそれぞれに接続される。
　第２スイッチ１０２の端子ｂ２は、第４スイッチ１０４の端子ｈ１、第６スイッチ１０６の端子ｊ１、第１キャパシタ２０３の端子ｋ１、第７スイッチ２０６の端子ｌ１、直流電圧源４０の端子ｍ１のそれぞれに接続される。
　第３スイッチ１０３の端子ｄ２は、第４スイッチ１０４の端子ｈ２、負荷３０の端子ｃ２のそれぞれに接続される。
　　第５スイッチ１０５の端子ｅ２は、第６スイッチ１０６の端子ｊ２、負荷３０の端子ｃ３のそれぞれに接続される。
　第１インダクタ２０１の端子ｇ２は、第１キャパシタ２０３の端子ｋ２、ダイオード２０５の端子ｏ１（カソード）のそれぞれに接続される。
　第２インダクタ２０２の端子ｐ１は、第７スイッチ２０６の端子ｌ２、ダイオード２０５の端子ｏ２（アノード）、第２キャパシタ２０４の端子ｎ１のそれぞれに接続される。
　第２キャパシタ２０４の端子ｎ２は、第８スイッチ２０７の端子ｆ２に接続される。
　直流電圧源４０の端子ｍ２は、第２インダクタ２０２の端子ｐ２に接続される。
　なお、第２キャパシタ２０４と第８スイッチ２０７は、直列に接続されていれば、位置が入れ替わってもよい。
　上記のように、インバータ１０は、２つのスイッチを直列に接続した基本構成（図３で示した第１スイッチ１０１と第２スイッチ１０２、第３スイッチ１０３と第４スイッチ１０４、第５スイッチ１０５と第６スイッチ１０６のそれぞれ）のインバータ回路を備える。第１スイッチ１０１、第２スイッチ１０２、第３スイッチ１０３、第４スイッチ１０４、第５スイッチ１０５、第６スイッチ１０６のそれぞれは、例えば、パワー半導体であるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどにより実現される。
　制御回路３は、第１スイッチ１０１、第２スイッチ１０２、第３スイッチ１０３、第４スイッチ１０４、第５スイッチ１０５、第６スイッチ１０６の各々がパワー半導体の場合、それぞれのゲート電圧を制御することにより、第１スイッチ１０１、第２スイッチ１０２、第３スイッチ１０３、第４スイッチ１０４、第５スイッチ１０５、第６スイッチ１０６の各々の開閉を制御する。
　（負荷駆動回路２の動作）
　本発明の一実施形態による負荷駆動回路２の動作について説明する。
　負荷駆動回路２の動作として、図３で示したインバータ１０、インピーダンスソース２０それぞれの動作について説明する。
　　（インバータの動作）
　まず、図３で示したインバータ１０が備える２つのスイッチを直列に接続した直列回路である基本構成のインバータの動作について説明する。
　図４は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第１の図である。
　図４に示すように、２つのスイッチを直列に接続した直列回路である基本構成のインバータにおいて、高電圧側のスイッチをスイッチＱＡとする。基本構成のインバータにおいて、低電圧側のスイッチをスイッチＱＢとする。また、スイッチＱＡの高電圧側のノードをノードＡとする。スイッチＱＢの低電圧側のノードをノードＢとする。スイッチＱＡとスイッチＱＢの間のノードをノードＣとする。
　図５は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第２の図である。　図５に示すように、ノードＢを基準にＥ［ボルト］の電圧がノードＡに印加された状態で、スイッチＱＡをオン状態、スイッチＱＢをオフ状態とする開閉動作を行う。
　この場合、ノードＢを基準にＥ［ボルト］の電圧がノードＣから出力される。
　図６は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第３の図である。図６に示すように、ノードＢを基準にＥ［ボルト］の電圧がノードＡに印加された状態で、スイッチＱＡをオフ状態、スイッチＱＢをオン状態とする開閉動作を行う。
　この場合、ノードＢを基準に０［ボルト］の電圧がノードＣから出力される。
　図７は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第４の図である。
　負荷駆動回路２が昇圧動作を行う場合、図７に示すように、スイッチＱＡとスイッチＱＢとをオン状態にして基本構成のインバータを短絡（ノードＡとノードＢとを短絡）させる開閉動作を行う。
　この場合，ノートＢを基準に０［ボルト］の電圧がノードＣから出力される。
　負荷駆動回路２では、上述のスイッチＱＡにおけるオン状態またはオフ状態と、スイッチＱＢにおけるオン状態またはオフ状態との組み合わせを制御し、基本構成のインバータの出力電圧の状態の単位時間あたりの比率を変更する。
　こうすることにより、基本構成のインバータは、例えば、図８に示すように、ノードＢを基準に０（ゼロ）～Ｅ［ボルト］の範囲の平均電圧をノードＣから出力することができる。
　図８は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第５の図である。
　図９は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第６の図である。
　上述の動作を行う基本構成のインバータを図９に示すように複数接続したインバータにおいて、各基本構成のインバータが出力する出力電圧の位相をずらすと、各出力電圧の平均値が変化する。
　図１０は、本発明の一実施形態によるインバータの動作を説明するための第７の図である。
　図１０の（ａ）の部分と（ｂ）の部分とに示すように、各基本構成のインバータにおける出力端子間の電圧の正負が変化する。
　こうすることにより、図４で示した基本構成のインバータを複数接続することで構成したインバータは、一般的にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御と呼ばれる制御によって動作し（以下、「ＰＷＭ動作」と記載）、任意の相数を持つ交流電圧を生成することができる。
　具体的には、基本構成のインバータを３個並列に接続して構成した図２で示したインバータ１０は、３相の交流電圧を生成することができる。
　（インピーダンスソース２０の動作）
　インピーダンスソース２０は、後述するように、インバータ１０のインバータいずれかあるいは組み合わせまたは全てにおける直列に接続された２個のスイッチの両方をオン状態（例えば図７に示すように直列に接続された２個のスイッチを短絡状態）にして、インピーダンスソース２０の出力を短絡することで昇圧動作を行う（第１モード）。この第１モードを説明する前に、まず、上記昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作を行う場合（第０モード）のインピーダンスソース２０の動作について説明する。
　インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作を行う第０モードの場合、図１１に示すように、第７スイッチ２０６はオフ状態である。また、インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作を行う場合、第８スイッチ２０７はオン状態である。
　図１１は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第１の図である。
　第７スイッチ２０６がオフ状態になり第８スイッチ２０７がオン状態になると、インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃは、直流電圧源４０が出力する直流電圧Ｖｉｎに等しくなる。その後、第２インダクタ２０２には、端子ｐ２から端子ｐ１に向かう電流ｉＬ２が流れる。ダイオード２０５には、端子ｏ２から端子ｏ１に向かう電流ｉｄが流れる。第１インダクタ２０１には、端子ｇ２から端子ｇ１に向かう電流ｉＬ１が流れる。そして、インバータ１０で消費される電力を供給するために必要な直流電流ｉｄｃがインピーダンスソース２０からインバータ１０に流れる。
　なお、ダイオード２０５に電流ｉｄが流れたときにダイオード２０５の順方向電圧はＶＦとなる。
　図１２は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第２の図である。
　インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作を行う第０モードの場合、ダイオード２０５に電流ｉｄが流れた後のインピーダンスソース２０における電圧ｖｄｃは、図１２の（ａ）の部分に示すように、直流電圧源４０の電圧Ｖｉｎからダイオード２０５に生じる順方向電圧ＶＦを減じた電圧となる。
　また、インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作を行う場合、第１キャパシタ２０３に蓄えられた電荷により生じる電圧ｖｃ１は、図１２の（ｂ）の部分に示すように、電圧Ｖｉｎから順方向電圧ＶＦを減じた電圧となる。
　また、第２キャパシタ２０４に蓄えられた電荷により生じる電圧ｖｃ２は、図１２の（ｂ）の部分に示すように、順方向電圧ＶＦに等しい電圧となる。
　また、インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作を行う場合、図１２の（ｃ）の部分に示すように、第１インダクタ２０１に流れる電流ｉＬ１、第２インダクタ２０２に流れる電流ｉＬ２、ダイオード２０５に流れる電流ｉｄのそれぞれは、インバータ１０に接続された負荷３０で消費される電力を供給するために必要な直流電流ｉｄｃにほぼ等しい電流である。なお、第１インダクタ２０１及び第２インダクタ２０２は、同一であると仮定している。また、第１キャパシタ２０３と第２キャパシタ２０４は、同一であると仮定している。また、直流電圧源４０が発生させる電圧は、ダイオード２０５の順方向電圧ＶＦに対して充分に大きいと仮定している。
　次に、インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作を行う上記第１モードの場合のインピーダンスソース２０の動作について説明する。
　インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作を行う第１モードの場合、まず、インバータ１０において、インバータ１０のインバータいずれかあるいは組み合わせまたは全てにおける直列に接続された２個のスイッチの両方がオン状態となり、インバータ１０は短絡状態となる。
　そのため、インピーダンスソース２０の出力は、図１３に示すように、短絡した状態となる（電圧ｖｄｃ＝０）。
　図１３は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第３の図である。
　インピーダンスソース２０の出力が短絡されると、直流電圧源４０、第２インダクタ２０２、第８スイッチ２０７、インバータ１０（短絡状態）、そして直流電圧源４０に戻るループＬＰ１において、第２キャパシタ２０４に蓄積されていた電荷の放電によって第２インダクタ２０２の電流が増大する。これにより、短絡状態から定常状態（インバータ動作）に変化した際に、第２インダクタ２０２に発生する逆起電力を増加させることになる。この短絡状態としている期間が昇圧期間であり、この短絡状態となっている期間（時間）の長さと、短絡状態においてインダクタに流れる電流値との各々に対応して、インダクタに発生する逆起電力の電圧値が決まる。
　具体的には、制御周期における昇圧期間において、第２キャパシタ２０４に電荷が蓄積される。そして、定常状態では、第２キャパシタ２０４に蓄積された電荷により生じる電圧がほぼ一定の電圧ｖｃ２となる。この定常状態において、第２インダクタ２０２に印加される電圧は、Ｖｉｎ－ｖｃ２となり、第２インダクタ２０２の電流ｉＬ２は、第２インダクタ２０２のインダクタンスをＬ２０２とすると、以下の式（１）に従って増大する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　また、インピーダンスソース２０の出力がインバータ１０の短絡制御により短絡状態とされると、第１キャパシタ２０３、第１インダクタ２０１、インバータ１０、そして第１キャパシタ２０３に戻るループＬＰ２において、第１キャパシタ２０３に蓄積されていた電荷の放電によって第１インダクタ２０１の電流が増大する。
　一方、インバータ１０が短絡状態から定常状態に移行したタイミングにおいて第１キャパシタ２０３に電荷が蓄積される。そして、定常状態では、第１キャパシタ２０３に蓄積された電荷により生じる電圧がほぼ一定の電圧ｖｃ１となる。この定常状態において、第１インダクタ２０１に印加される電圧は、ｖｃ１となり、第１インダクタ２０１の電流ｉＬ１は、第１インダクタ２０１のインダクタンスをＬ２０１とすると、以下の式（２）に従って増大する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、第１インダクタ２０１及び第２インダクタ２０２を同一のインダクタンス値であると仮定し、第１キャパシタ２０３と第２キャパシタ２０４を同一の容量値であると仮定し、直流電圧源４０が発生させる電圧がダイオード２０５の順方向電圧ＶＦに対して充分に大きいと仮定した場合、第１インダクタ２０１と第２インダクタ２０２には、ほぼ同一の電圧が同一の時間だけ印加されることになる。その結果、第１インダクタ２０１を流れる電流ｉＬ１と第２インダクタ２０２を流れる電流ｉＬ２は同一の大きさの電流となる。
　インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作を行う第１モードの場合、次に、インバータ１０は、短絡状態から負荷３０に電圧を印加するインバータ動作状態（インピーダンスソース２０における印加期間の状態）に移行する。
　インバータ１０がインバータ動作状態に移行すると、インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃは、「電圧Ｖｉｎから順方向電圧ＶＦを減じた電圧」にインバータ１０が短絡状態のときに増大した同一の大きさの電流によって第１インダクタ２０１と第２インダクタ２０２のそれぞれに発生した逆起電力ｖＬが加わり、図１４に示すように、Ｖｉｎ－ＶＦ＋２ｖＬの電圧となる。
　図１４は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第４の図である。
　インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃがＶｉｎ－ＶＦ＋２ｖＬの電圧になると、直流電圧源４０、第２インダクタ２０２、ダイオード２０５、第１インダクタ２０１、インバータ１０（インバータ動作状態）、（負荷３０）、そして直流電圧源４０に戻るループＬＰ３に電流が流れる。また、インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃがＶｉｎ－ＶＦ＋２ｖＬの電圧になると、直流電圧源４０、第２インダクタ２０２、ダイオード２０５、第１キャパシタ２０３、そして直流電圧源４０に戻るループＬＰ４に電流が流れる。また、インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃがＶｉｎ－ＶＦ＋２ｖＬの電圧になると、さらに、ダイオード２０５、第１インダクタ２０１、第２キャパシタ２０４、そしてダイオード２０５に戻るループＬＰ５に電流が流れる。
　なお、第１インダクタ２０１と第２インダクタ２０２により昇圧される電圧は、単位時間当たりのインバータ１０が短絡状態である時間とインバータ１０が負荷３０に電圧を印加するインバータ動作状態の時間との比率によって決定される。
　図１５は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第５の図である。
　インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作を行う第１モードの場合、インピーダンスソース２０における電圧ｖｄｃは、図１５の（ａ）の部分に示すように、「電圧Ｖｉｎから順方向電圧ＶＦを減じた電圧」に第１インダクタ２０１と第２インダクタ２０２のそれぞれに発生した逆起電力ｖＬを加えた電圧Ｖｉｎ－ＶＦ＋２ｖＬとなる。
　また、インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作を行う場合、第１キャパシタ２０３に蓄えられた電荷により生じる電圧ｖｃ１は、図１５の（ｂ）の部分に示すように、電圧ｖｄｃの平均電圧であるｖｄｃ＿ａｖｅとなる。
　また、第２キャパシタ２０４に蓄えられた電荷により生じる電圧ｖｃ２は、図１５の（ｂ）の部分に示すように、平均電圧ｖｄｃ＿ａｖｅから電圧Ｖｉｎを減じた電圧となる。
　また、インバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作を行う場合、図１５の（ｃ）の部分に示すように、第１インダクタ２０１に流れる電流ｉＬ１と第２インダクタ２０２に流れる電流ｉＬ２は、同一の大きさの電流である。インバータ１０が短絡状態の場合には、電流ＩＬ１と電流ｉＬ２とを加えた電流が直流電流ｉｄｃとなる。また、インバータ１０がインバータ動作状態の場合には、電流ｉＬ１から第１キャパシタ２０３に流れる電流ｉｃ１を減じた電流が直流電流ｉｄｃとなる。
　図１５において示されるように、第１モードの場合には、短絡する期間（昇圧期間）と、インバータ動作の期間（印加期間）とで、負荷３０を制御する周期である制御周期を構成している。このため、負荷３０の回転数が上昇するに従って制御周期が出力周期（出力波形）に近づくため、昇圧動作とＰＷＭ動作との各々を制御周期内において両立させることが困難となり、インピーダンスソース２０の出力電圧を回転負荷に発生する逆起電力に対応した所望の電圧に昇圧出来なくなくなる。
  次に、制御周期においてインピーダンスソース２０が昇圧動作を行い、この昇圧動作と独立して並行にインバータ１０が単パルスで制御を行う１パルス制御（「矩形波制御」とも呼ばれる）動作を行う第２モードの場合の動作について説明する。
　制御周期においてインピーダンスソース２０が昇圧動作を行い、並行に１パルス制御動作を行う第２モードの場合、第８スイッチ２０７はオフ状態である。そして、第７スイッチ２０６がスイッチングする。
　図１６は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第６の図である。
　第８スイッチ２０７がオフ状態で、まず、第７スイッチ２０６がオン状態になると、図１６に示すように、直流電圧源４０、第２インダクタ２０２、第７スイッチ２０６、そして、直流電圧源４０に戻るループＬＰ６に電流が流れる。
　このとき、第１キャパシタ２０３に蓄積されていた電荷が放電され、第１キャパシタ２０３、第１インダクタ２０１、インバータ１０（インバータ動作状態）、（負荷３０）、そして、第１キャパシタ２０３に戻るループＬＰ７に電流が流れる。
　インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃは、ほぼ電圧ｖｃ１に等しい電圧で維持される。
　図１７は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第７の図である。
　次に、第７スイッチ２０６がオフ状態になると、図１７に示すように、直流電圧源４０、第２インダクタ２０２、ダイオード２０５、第１インダクタ２０１、インバータ１０（インバータ動作状態）、（負荷３０）、そして、直流電圧源４０に戻るループＬＰ８に電流が流れる。また、第７スイッチ２０６がオフ状態になると、図１７に示すように、直流電圧源４０、第２インダクタ２０２、ダイオード２０５、第１キャパシタ２０３、そして、直流電圧源４０に戻るループＬＰ９に電流が流れる。
　このとき、第２インダクタ２０２に流れる電流が減少するため、第２インダクタ２０２に逆起電力ｖＬが生じる。逆起電力ｖＬは、ダイオード２０５を介して第１キャパシタ２０３に印加される。
　このことにより、インピーダンスソース２０は、インバータ１０の動作状態に関係なく昇圧された電圧ｖｄｃをインバータ１０に印加することができる。
　なお、インピーダンスソース２０がインバータ１０に印加する電圧ｖｄｃは、単位時間において第７スイッチ２０６がオン状態となる時間の比率によって決定される。
　図１８は、本発明の一実施形態によるインピーダンスソースの動作を説明するための第８の図である。
　インピーダンスソース２０が昇圧動作を行いかつインバータ１０が１パルス制御動作を行う第２モードの場合、インピーダンスソース２０における電圧ｖｄｃは、図１８の（ａ）の部分に示すように、「電圧Ｖｉｎから順方向電圧ＶＦを減じた電圧」に第２インダクタ２０２に発生した逆起電力ｖＬを加えた電圧Ｖｉｎ－ＶＦ＋ｖＬとなる。
　また、インピーダンスソース２０が昇圧動作を行いかつインバータ１０が１パルス制御動作を行う第２モードの場合、第１キャパシタ２０３に蓄えられた電荷により生じる電圧ｖｃ１は、図１８の（ｂ）の部分に示すように、電圧ｖｄｃとなる。
　また、インピーダンスソース２０が昇圧動作を行いかつインバータ１０が１パルス制御動作を行う場合、図１８の（ｃ）の部分に示すように、第１インダクタ２０１に流れる電流ｉＬ１は、直流電流ｉｄｃとなる。また、第２インダクタ２０２に流れる電流ｉＬ２は、第７スイッチ２０６がオン状態の場合、増大する。また、第２インダクタ２０２に流れる電流ｉＬ２は、第７スイッチ２０６がオフ状態の場合、減少する。
　図１９は、本発明の一実施形態における１パルス制御を説明するための図である。図１９（Ａ）は、ＰＷＭ制御による電圧波形であり、複数の変調されたパルス幅により基本波が形成されていることを示している。図１９（Ｂ）は、本発明の一実施形態による１パルス制御における単パルスの電圧波形であり、単パルスのパルス幅及び振幅により基本波形が形成されていることを示している。
　負荷３０がモータなどの回転負荷である場合、１パルス制御を行い矩形波でモータを駆動したときに得られる基本波の電圧振幅は、図１９（Ｂ）に示すように、インバータ１０に印加される電圧の最大４／π（約１．２７）倍となる。これにより、インバータ１０及びモータの導通損失を低減することができる。また、図１９（Ｂ）に示すように、インバータ１０における各スイッチのスイッチング回数は、ＰＷＭ波形でモータを駆動したときに比べて著しく少なくできる。これにより、インバータでのスイッチング損失を低減することができる。そのため、１パルス制御を行う負荷駆動回路２は、モータを高速回転させる場合に必要な高周波数で大振幅の電圧を発生させるのに適している。
　また、第７スイッチ２０６が開閉動作と、インバータ動作の制御とは独立して行われる。第１モードにおいては、図１５に示されるように、制御周期が短絡された期間（昇圧期間）とインバータ動作の期間（印加期間）とで時分割の制御が行われている。しかしながら、第２モードにおいては、所定の周期で第７スイッチ２０６が開閉制御され、第２インダクタ２０６に発生する逆起電力により、直流電圧源４０の直流電圧が昇圧され、昇圧により生成された電圧（第２直流電圧）がインバータ１０に対して供給される。すなわち、第２モードにおいては、直流電圧源４０の直流電圧を昇圧する動作と、昇圧により生成された電圧をインバータ１０へ印加する動作との各々が独立して並行に（同時に）行われる。これにより、負荷３０の回転数が増加して制御周期が短くなっても、負荷３０の逆起電力に対応した所望の電圧を生成する昇圧の動作と、インバータ制御の動作とを所定の制御周期内において行うことができる。また、第２モードにおいては、負荷３０の回転数により制御周期が短くなることから、図１９（ａ）に示すＰＷＭ制御ではなく、図１９（ｂ）に示すように、制御周期において単パルスを負荷３０に印加させる１パルス制御が行われる。
　（モータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作）
　ここでは、負荷３０がモータである場合を例に、図２で示したモータの回転数が１～３のそれぞれの領域における負荷駆動回路２の動作を説明する。
　負荷駆動回路２は、上述の動作を行うインバータ１０と、インピーダンスソース２０と、を備える。
　なお、モータの回転数とモータに印加する印加電圧とは相関関係がある。そのため、図２で示した領域１から領域３の各々は、領域の境界を示すモータの回転数のそれぞれに対応する印加電圧に置き換えることにより、図２０に示すように、横軸が印加電圧で縦軸がトルクのグラフに置き換えることができる。
　図２０は、本発明の一実施形態におけるモータの印加電圧とトルクの関係の例を示す図である。図２０のグラフにおいては、横軸がインピーダンスソース２０が出力する印加電圧を示し、縦軸が印加電圧で駆動した際のトルクを示している。図２０においては、図２の領域１と領域２との境界の回転数を第１の判定電圧に置き換え、図２の領域２と領域３との境界の回転数を第２の判定電圧に置き換えた場合を示しており、第１の判定電圧及び第２の判定電圧の各々を用いることにより、領域１、領域２、領域３それぞれを区別することができる。すなわち、モータの回転数は、回転負荷に発生する逆起電力（逆起電力）に比例することを利用して、逆起電力をモニターするための指標値の一つとして用いている。しかしながら、逆起電力を示す指標値として回転数を用いずに、図２０における回転負荷に発生する逆起電力に対応して回転負荷に印加する電圧である印加電圧を用いることができる。また、回転負荷に印加する電圧のみでなく、回転負荷に流れる電流値を逆起電力を示す指標値として用いても良い。回転負荷に印加する印加電圧や回転負荷に流れる電流値（負荷電流）を逆起電力を示す指標値として用いる場合、指令値である回転負荷の回転数及びトルクを実現する負荷電流とするという条件からインピーダンスソース２０の出力電圧を決定する。そして、このインピーダンスソースの出力電圧の範囲が、どの判定電圧（領域１、領域２、領域３のいずれか）に対応するかにより、インピーダンスソース２０のモードを切り替えるかを予め設定しておく。
　まず、図２で示した領域１について負荷駆動回路２の動作を説明する。
　図２で示した領域１は、モータを駆動するために必要な印加電圧が低い領域である。
　図２１は、本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第１の図である。
　図２１においては、モータを駆動するために必要な印加電圧が低い領域であるため、負荷駆動回路２のインピーダンスソース２０がモード１で動作し、直流電圧源４０の直流電圧の昇圧動作を行わない。インバータ１０は、第１モードで動作するインピーダンスソース２０から供給される電圧に基づき、ＰＷＭ動作により負荷２０（例えば、モータ）を正弦波（図１９（ａ）に示すＰＷＭ波形による基本波）で駆動させる。このとき、インピーダンスソース２０は、第７スイッチ２０６をオフ状態とし、第８スイッチ２０７をオン状態として、直流電圧源４０が出力する電圧からダイオード２０５の順方向電圧ＶＦを減じた電圧をインバータ１０に印加する。
　次に、図２で示した２の領域について負荷駆動回路２の動作を説明する。
　図２２は、本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第２の図である。また、図２３は、本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第３の図である。
　図２で示した２の領域は、回転数に応じてモータに発生する逆起電力の電圧値が高くなり、モータを駆動するために必要な印加電圧を、インバータ１０による直流電圧源４０の直流電圧に基づくＰＷＭ動作のみでは生成できない領域である。そのため、制御回路３は、図１５に示す第２モードの動作により、インバータ１０のインバータにおける直列に接続された２個のスイッチ（例えば、スイッチＱ１（第１スイッチ１０１）及びスイッチＱ２（第２スイッチ１０２））をオン状態としてインピーダンスソース２０の出力を短絡状態（図２２）とすることにより、インピーダンスソース２０に昇圧動作を行わせ、直流電圧源４０の直流電圧を、モータを駆動するために必要な印加電圧の電圧値に昇圧させる。ここで、制御回路３は、インバータ１０におけるインバータのいずれかあるいは全てにおいて、直列に接続されている２個のスイッチをＯＮ状態とし、インダクタに流れる電流を増加させる（図２２）。そして、制御回路３がインバータ１０に対してインバータ動作をさせることにより、インピーダンスソース２０の出力電圧Ｖｄｃは昇圧される（図２３）。これにより、制御回路３は、昇圧した電圧に基づくＰＷＭ制御によりモータを正弦波で駆動する（図２３）。このとき、インピーダンスソース２０は、直流電圧源４０が出力する電圧からダイオード２０５の順方向電圧ＶＦを減じた電圧に、インダクタＬ１（第１インダクタ２０１）、インダクタＬ２（第２インダクタ２０２）の各々で発生する逆起電力ＶＬの２倍の電圧が加算された（重畳された）電圧をインバータ１０に印加する。
　次に、図２で示した３の領域について負荷駆動回路２の動作を説明する。
　図２４は、本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第４の図である。また、図２５は、本発明の一実施形態によるモータの回転数に応じた負荷駆動回路の動作を説明するための第５の図である。図２４及び図２５の各々において、スイッチＱ１は第１スイッチ１０１（図３）に対応し、スイッチＱ２は第２スイッチ１０２に対応し、スイッチＱ３は第３スイッチ１０３に対応し、スイッチＱ４は第４スイッチ１０４に対応し、スイッチＱ５は第５スイッチ１０５に対応し、スイッチＱ６は第６スイッチ１０６に対応している。また、インダクタＬ１は第１インダクタ２０１（図３）に対応し、インダクタＬ２は第２インダクタ２０２に対応し、キャパシタＣ１は第１キャパシタ２０３に対応し、キャパシタＣ２は第２キャパシタ２０４に対応し、ダイオードＤはダイオード２０５に対応し、スイッチＱＬは第７スイッチ２０６に対応し、スイッチＱＣは第８スイッチ２０７に対応している。直流出力電圧Ｖｉｎを出力する直流電圧源は直流電圧源４０に対応している。
　図２４及び図２５の各々は、スイッチＱＬの開閉制御を示す図であり、第６スイッチ２０６を開閉動作させ、第２モードにおける直流電圧源４０の直流電圧の昇圧動作を説明する図である。図２４がスイッチＱＬの閉状態（ＯＮ状態）を示し、図２５がスイッチＱＬの開状態（ＯＦＦ状態）を示している。
　図２４においては、制御回路３は、スイッチＱＬをＯＮ状態とすることにより、インダクタＬ２に流れる電流を増加させ、インダクタＬ２に対して出力電圧Ｖｄｃを昇圧させるための電気エネルギを蓄積させる。この時点において、インバータ１０は、コンデンサＣ１に蓄積された電力（昇圧されたＶｄｃ）を用いて、負荷３０に対する１パルス（単パルスの矩形波）による駆動制御を行う。図２５においては、制御回路３は、スイッチＱＬをＯＦＦ状態とすることにより、インダクタＬ２に蓄積された電気エネルギにより、直流電圧源４０の直流電圧Ｖｉｎの昇圧を行い、出力電圧Ｖｄｃが上昇させる。このにより、コンデンサＣ１に対して、インダクタＬ２に発生した電圧ＶＬと直流電圧Ｖｉｎとが加算された電圧となる電力が蓄積される。この時点において、インバータ１０は、図２４の時点と同様に、コンデンサＣ１に蓄積された電力（昇圧されたＶｄｃ）を用いて、負荷３０に対する１パルス（単パルスの矩形波）による駆動制御を行う。
　図２で示した３の領域は、負荷３０に発生する逆起電力を示す指標値としての回転数が増加し、モータに発生する逆起電力の電圧値が高くなり、かつ制御周期と出力周期（出力波形）との差が小さくなり、モータを駆動するために必要な印加電圧をインバータ１０の短絡による昇圧動作を付加したＰＷＭ動作では生成できない領域である。このとき、インピーダンスソース２０は、第２モードの動作により、直流電圧源４０が出力する直流電圧を昇圧した電圧からダイオード２０５の順方向電圧ＶＦを減じた電圧をインバータ１０に印加する。このインピーダンスソース２０における昇圧動作は、すでに述べたように、インバータ１０によるモータの駆動の制御周期とは独立に並行して行われる。すなわち、制御回路３は、スイッチＱＬを必要な電圧値に昇圧する所定の周期で開閉させてインピーダンスソース２０の出力する電圧を昇圧させつつ、図１９（ｂ）に示すように、インバータ１０が単パルス（１パルスの矩形波）の基本波によりモータの駆動制御を行う。制御回路３は、インバータ１０を１パルス制御させて、モータを矩形波で駆動する。このとき、制御回路３は、インバータ１０に対する１パルス制御の制御周期と独立させて、１パルス制御と並行に、スイッチＱＬの開閉動作を所定の周期で継続させて、コンデンサＣ１に対して昇圧した電圧の電力を蓄積し続け、このコンデンサＣ１に蓄積された電力を、負荷３０を駆動する電力としてインバータ１０に対して供給する。
（シミュレーションによる動作確認）
　図３で示した本発明の一実施形態による負荷駆動回路２について、インピーダンスソース２０が昇圧し、インバータ１０が単パルスを基本波とした１パルス制御により負荷３０であるモータを駆動した場合のシミュレーションを行った。
　シミュレーションの条件は、第１インダクタ２０１と第２インダクタ２０２のインダクタンスを１ｍＨとし、第１キャパシタ２０３と第２キャパシタ２０４のキャパシタンスを１００ｕＦである。図２６は、本発明の一実施形態におけるシミュレーション結果を示す図である。図２６に示すように、インピーダンスソース２０が直流電圧源４０の直流電圧を昇圧し、インバータ１０が図１９（ｂ）に示す１パルス制御により負荷３０を駆動する場合の電圧ｖｄｃと電流ｉｄｃとをシミュレーションにより確認することができた。図２６から、電圧ｖｄｃは、入力電圧Ｖｉｎ（直流電圧原４０の直流電圧、２３Ｖ）がインピーダンスソース２０により昇圧され、入力電圧Ｖｉｎのおよそ２倍の矩形波電圧（４００Ｖ）となっていることがわかる。インピーダンスソース２０が昇圧することによりインバータ１０に印加される電圧が上昇し、インバータ１０が負荷３０に対して供給する単パルスの振幅が大きくなり、インバータ１０及びモータの導通損失を低減することができる。これにより、モータに印可される単パルスの振幅が第１モードに比較して大きく、モータに逆起電力が発生しても、この逆起電力を超え、所定のトルクを発生するモータを駆動させる電圧を印加することができる。また、インバータ１０が１パルス制御により負荷３０を駆動することにより、インバータ１０における各スイッチ（第１スイッチ１０６から第６スイッチ１０６の各々）のスイッチング回数がＰＷＭ波形でモータを駆動したときに比べて著しく少なくすることができ、インバータ１０でのスイッチング損失を低減することができる。
　なお、図２６において、電圧Ｖａｂは、図２４及び図２６の各々における端子ａと端子ｂとの間の電圧である。出力線間電圧Ｖｂｃは、端子ｂと端子ｃとの間の電圧である。また、出力電流ｉａは、端子ａを流れる電流である。出力電流ｉｂは、端子ｂを流れる電流である。出力電流ｉｃは、端子ｃを流れる電流である。また、ＤＣリンク電流ｉｄｃは、インピーダンスソース２０の出力とインバータ１０の直流側との間に流れる電流（図２０（Ｃ）におけるＤＣリンク電流）である。また、入力電流Ｉｉｎは、直流電圧原４０が出力する電流の電流値を示している。
　すなわち、図２６（Ａ）は、制御回路３の制御による電圧Ｖａｂ及びＶｂｃの各々の時間変化を示す波形図であり、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示している。図２６（Ｂ）は、制御回路３の制御による電流Ｉａ、Ｉｂ及びＩｃの各々の変化を示す波形図であり、縦軸が電流を示し、横軸が時間を示している。図２６（Ｃ）は、制御回路３の制御による電流Ｉｄｃ及びＩｉｎの各々の変化を示す波形図であり、縦軸が電流を示し、横軸が時間を示している。図２６（Ｄ）は、制御回路３の制御による電圧Ｖｄｃ及びＶｉｎの各々の時間変化を示す波形図であり、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示している。
　図２７は、図２６（Ａ）における出力線間電圧Ｖａｂ及び出力線間電圧Ｖｂｃの各々を分離して記載した図である。
　図２７（Ａ）は、図２６（Ａ）における出力線間電圧Ｖａｂの電圧波形を示しており、縦軸が電圧値（Voltage、例えばＶ（ボルト））を示し、横軸が時間（例えば、ｍｓ（ミリ秒））を示している。この図２７（Ａ）の電圧波形により、直流電圧源４０が出力する出力電圧Ｖｉｎの１００Ｖが昇圧されて、出力線間電圧Ｖａｂが２００Ｖ程度となっていることが判る。同様に、図２７（Ｂ）は、図２６（Ａ）における出力線間電圧Ｖｂｃの電圧波形を示しており、縦軸が電圧値（Voltage）を示し、横軸が時間を示している。この図２７（Ｂ）の電圧波形により、直流電圧源４０が出力する出力電圧Ｖｉｎの１００Ｖが昇圧されて、出力線間電圧Ｖｂｃが２００Ｖ程度となっていることが判る。
　図２８は、図２６（Ｂ）における出力電流ｉａ、出力電流ｉｂ及び出力電流ｉｃの各々を分離して記載した図である。
　図２８（Ａ）は、図２６（Ｂ）における出力電流ｉａの電流波形を示しており、縦軸が電流値（Current、例えば、Ａ（アンペア））を示し、横軸が時間（例えば、ｍｓ（ミリ秒））を示している。同様に、図２８（Ｂ）は、図２６（Ｂ）における出力電流ｉｂの電流波形を示しており、縦軸が電流値（Current）を示し、横軸が時間を示している。図２８（Ｃ）は、図２６（Ｂ）における出力電流ｉｃの電流波形を示しており、縦軸が電流値（Current）を示し、横軸が時間を示している。
　図２９は、本発明の一実施形態のインピーダンスソース２０における第０モード、第１モード及び第２モードの各々における電圧値と回転数との関係を説明する図である。図２９においては、縦軸がインピーダンスソース２０がインバータ１０に供給する出力電圧の電圧値を示し、横軸がインバータ２０が駆動する回転負荷の回転数を示している。ここで、縦軸がインピーダンス２０の出力電圧としたが、回転負荷に印加される印加電圧でもかまわない。
  第０モードにおける回転数においては、回転負荷であるモータの逆起電力が低いため、直流電圧源４０の電圧を昇圧しなくとも、所定のトルクを発生させる電圧が印加できるため、昇圧動作を付加しないＰＷＭ動作により回転負荷の回転制御を行っている。第０モードの場合、インピーダンスソース２０がインバータ１０に対して印加する最大電圧は、直流電圧源４０の直流電圧Ｖｉｎである。
　また、事前にモータの回転数とこの回転数に応じてモータに発生する逆起電力との関係は、シミュレーションや実験等で判っている。
　しかしながら、例えば、モータの回転数がＲ１（第１閾値）以上となった場合、モータに発生する逆起電力により、所定のトルクを発生させるためには、インピーダンスソース２０の動作モードを第１モードに移行させ、直流電圧源４０の直流電圧を昇圧し、昇圧した電圧によりＰＷＭ動作を行う。すなわち、モータの制御周期を、インバータ１０における直列回路の短絡を用いて直流電圧源４０の直流電圧を昇圧する昇圧期間と、この昇圧した直流電圧をインバータ１０に対して印加する印加期間とに時分割し、所定のトルクを発生させるようにモータを駆動する。第１モードの場合、インピーダンスソース２０がインバータ１０に対して印加する最大電圧は、直流電圧源４０の直流電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖ１である。負荷３０の回転数が回転数Ｒ１（第１閾値）未満の範囲が図２における１の領域（インピーダンスソース２０が第０モードで動作する領域）であり、負荷３０の回転数が回転数Ｒ１以上であり回転数Ｒ２（第２閾値）未満の範囲が図２における２の領域（インピーダンスソース２０が第１モードで動作する領域）である。
　また、さらに、モータの回転数が上昇し、回転数Ｒ２（第２閾値）以上となった場合、モータに発生する逆起電力に対応して、所定のトルクを発生させるためには、第１モードでの制御周期を昇圧期間と印加期間との各々に時分割して行う昇圧では、制御周期が短くなり、直流電圧源４０の直流電圧を所定のトルクを発生させる電圧まで、すなわち出力電圧Ｖ１を超えて昇圧することができなくなる。このため、インピーダンスソース２０の動作モードを第２モードに移行させ、直流電圧源４０の直流電圧を昇圧する動作と、昇圧した電圧をインバータ１０に印加する動作との各々を、それぞれ独立させて並行に行う。これにより、直流電圧源４０の直流電圧を昇圧する動作が、モータの制御周期に対して独立した所定の周期により行えるため、所定のトルクを得るための電圧まで十分に昇圧を行うことができる。また、制御周期が短くなるため、ＰＷＭ動作でなく、１パルス動作によりモータを駆動するため、制御周期が短くとも所定の電力をモータに印加することができる。負荷３０の回転数が回転数Ｒ１（第１閾値）以上であり回転数Ｒ２（第２閾値）未満の範囲が図２における２の領域（インピーダンスソース２０が第１モードで動作する領域）であり、負荷３０の回転数が回転数Ｒ２以上の範囲が図２における３の領域（インピーダンスソース２０が第２モードで動作する領域）である。
　本実施形態においては、モータなどの回転負荷（負荷３０）の開放電圧が回転数に比例する関係を用い、制御を行う前に、開放電圧と回転数との対応表を作成しておく。そして、電圧センサによりモータに発生する逆起電力を直接的に測定せず、エンコーダなどによりモータの回転数を測定することにより、回転数から上記対応表によりモータに発生する逆起電力を推定し、この推定された逆起電力に対応するモータの駆動に必要な電圧を、すでに説明したモード０からモード２の各々の制御により、インピーダンスソース２０において昇圧して生成する。
　一般的に、モータなどの回転負荷が電流制御により駆動されるため、制御回路３は、インピーダンスソース２０の出力側に設けられた電流センサやインバータ１０の回路内のシャント抵抗からモータを駆動する駆動電流の電流値を検出して取得する。そして、制御回路３は、取得したモータに対する駆動電流が、所望の回転数やトルクを得るための制御値である指令値電流に近づくように、インピーダンスソース２０の出力電圧を制御する。
　以上、本発明の一実施形態による負荷駆動回路２を備える負荷駆動システム１について説明した。
　負荷駆動システム１において、負荷駆動回路２は、直流電圧源４０と負荷３０との間に設けられる。負荷駆動回路２は、インピーダンスソース２０と、インバータ１０と、を備える。インピーダンスソース２０は、負荷駆動回路２が負荷３０の許容電圧によって決定される負荷３０に印加する許容電圧範囲のうち、第１の判定電圧以上の電圧を負荷３０に印加する場合（第２モードの場合）に、直流電圧源４０から供給された直流電圧を、第２インダクタ２０２及び第７スイッチ２０６の各々を用いることで昇圧して第１の直流電圧を生成し、かつ、この第１の直流電圧をインバータ１０に対して供給し、インバータ１０の１パルス制御を補助する。インバータ１０は、１パルス制御に基づいて、第１の直流電圧を、負荷３０を駆動する交流電圧に変換する。
　このようにすれば、負荷駆動回路２は、小型のモータであっても高速回転させることで高い出力を得ることができる。その結果、負荷駆動回路２は、モータを用いる車両において、昇圧動作を行いかつ矩形波電圧を発生させることができ、さらに、エネルギ効率をよくすることができる。
　すなわち、モータの回転数が上昇して、制御周期がモータを駆動する出力波形に近づき、かつ発生する逆起電力が増加することにより、制御周期における昇圧期間及び昇圧して生成した電圧の印加期間の各々を時分割で行う第１モードでは、負荷３０の逆起電力に対応した昇圧を十分に行うことができなくなる。一方、本実施形態によれば、インピーダンスソース２０が制御周期とは無関係の周期により直流電圧源４０の直流電圧を昇圧するため、制御周期とは関係なく並行して独立に、モータに発生する逆起電力に対応した昇圧動作を行わせることができ、かつインバータ１０が制御周期において単パルスで負荷３０を駆動するため、負荷３０の回転数が上昇して制御周期がモータを駆動する出力波形に近づいても、負荷３０の効率のよい駆動を行うことができる。
　なお、本発明の実施形態による負荷駆動システム１は、例えば、自動車や電車などの車両あるいは低速から高速まで幅広い速度領域で駆動が求められる回転機アプリケーションに備えられるものであってよい。
　なお、本発明の実施形態について説明したが、上述の制御回路３は内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記の処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。
　また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。
さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定するものではない。また、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができるものである。
１・・・負荷駆動システム
２・・・負荷駆動回路
３・・・制御回路
１０・・・インバータ
２０・・・インピーダンスソース
３０・・・負荷（モータなど）
４０・・・直流電圧源
１０１・・・第１スイッチ
１０２・・・第２スイッチ
１０３・・・第３スイッチ
１０４・・・第４スイッチ
１０５・・・第５スイッチ
１０６・・・第６スイッチ
２０１・・・第１インダクタ
２０２・・・第２インダクタ
２０３・・・第１キャパシタ
２０４・・・第２キャパシタ
２０５・・・ダイオード
２０６・・・第７スイッチ
２０７・・・第８スイッチ

Claims (7)

  1. 　直流電圧源と回転負荷との間に設けられ、インピーダンスソースと、インバータと、を備える負荷駆動回路であって、
    　前記インピーダンスソースは、
    　当該回転負荷の制御周期が前記直流電圧源の電源電圧を昇圧する昇圧期間と、昇圧により得られた第１直流電圧を前記インバータに印加する印加期間とからなる第１モードと、前記回転負荷の制御周期において前記直流電圧源の前記電源電圧の昇圧と並行して、昇圧により得られた第２直流電圧を前記インバータに印加する第２モードとの各々を有し、前記回転負荷に発生する逆起電力を示す指標値に応じて、前記第１モードまたは第２モードにより動作し、
    　前記インバータは、
    　前記第１モードの制御周期の際、前記印加期間において前記回転負荷をＰＷＭ制御し、前記第２モードの制御周期の際、前記制御周期において前記回転負荷を所定の幅の単パルスで制御する
    　ことを特徴とする負荷駆動回路。
  2. 　前記インピーダンスソースは、
    　予め前記指標値の判定値である閾値として、第１閾値及び当該第１閾値より大きい第２閾値の各々が設定されており、
    　前記指標値が前記第１閾値未満の場合、前記直流電圧源の直流電圧を前記インバータに印加する第０モードで動作し、
    　前記指標値が前記第１閾値以上であり、前記第２閾値未満の場合、前記第１モードで動作し、
    　前記指標値が前記第２閾値以上の場合、前記第２モードで動作し、
    　前記インバータが前記第０モードの場合、前記制御周期において前記回転負荷をＰＷＭ制御する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動回路。
  3. 　前記第１閾値が、前記第０モードでは前記回転負荷を制御できない逆起電力が前記回転負荷に発生する指標値であり、
    　前記第２閾値が、前記回転負荷に前記第１モードにおける前記昇圧期間が所定の昇圧を行う長さを取得できない制御周期となる指標値である
    　ことを特徴とする請求項２に記載の負荷駆動回路。
  4. 　前記インピーダンスソースは、
    　第１のインダクタと、第２のインダクタと、第１のキャパシタと、第２のキャパシタと、ダイオードと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、
    　を備え、
    　前記第２のインダクタの一端と、前記直流電圧源の高電圧側端子と、
    　が接続され、
    　前記第２のインダクタの他端と、前記ダイオードのアノードと、前記第１のスイッチの一端と、
    　が接続され、
    　前記第１のインダクタの一端と、前記第１のキャパシタの一端と、前記ダイオードのカソードと、
    　が接続され、
    　前記第１のインダクタの他端と、前記インバータの入力の一端と、
    　が接続され、
    　前記第１のキャパシタの他端と、
    前記直流電圧源の低電圧側端子と、前記第１のスイッチの他端と、前記インバータの入力の他端と、が接続され、
    　前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端との間に、前記第２のキャパシタと前記第２のスイッチとが直列に接続される、
    　ことを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載の負荷駆動回路。
  5. 　前記第２モードにおいて、前記第１のスイッチが前記制御周期と異なる昇圧周期で開閉を制御して、前記第１のインダクタと前記ダイオードのアノードとの接続点の電圧の昇圧を行う
    　ことを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動回路。
  6. 　請求項４または請求項５に記載の負荷駆動回路と、
    　前記負荷駆動回路における前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチの各々の開閉を制御する制御回路と、
    　を備える負荷駆動システム。
  7. 　直流電圧源と回転負荷との間に設けられ、インピーダンスソースと、インバータと、を備える負荷駆動回路の負荷駆動方法であって、
    　前記回転負荷に発生する逆起電力を示す指標値に応じて、第１モードである当該回転負荷の制御周期が前記直流電圧源の電源電圧を昇圧する昇圧期間と、昇圧により得られた第１直流電圧を前記インバータに印加する印加期間とからなるモードにより、または第２モードである前記回転負荷の制御周期において前記直流電圧源の前記電源電圧の昇圧と並行して、昇圧により得られた第２直流電圧を前記インバータに印加するモードにより、前記インピーダンスソースが動作する過程と、
    　前記第１モードの制御周期の際、前記印加期間において前記回転負荷をＰＷＭ制御し、前記第２モードの制御周期の際、前記制御周期において前記回転負荷を所定の幅の単パルスで制御する過程と
    　を有することを特徴とする負荷駆動方法。
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