WO2018037454A1 - モータ駆動装置、ヒートポンプ装置および冷凍空調装置 - Google Patents

モータ駆動装置、ヒートポンプ装置および冷凍空調装置 Download PDF

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WO2018037454A1
WO2018037454A1 PCT/JP2016/074380 JP2016074380W WO2018037454A1 WO 2018037454 A1 WO2018037454 A1 WO 2018037454A1 JP 2016074380 W JP2016074380 W JP 2016074380W WO 2018037454 A1 WO2018037454 A1 WO 2018037454A1
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WO
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inverter
motor
frequency
value
speed
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Application number
PCT/JP2016/074380
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English (en)
French (fr)
Inventor
啓介 植村
和徳 畠山
篠本　洋介
貴彦 小林
康彦 和田
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device, a heat pump device, and a refrigerating and air-conditioning device including an inverter that outputs to a motor that drives a load and an inverter control unit that performs switching operation of the inverter.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the PWM modulation is a modulation method that can output a voltage that can be instantaneously output by the switching element as an average voltage in the switching period by controlling a ratio of the ON time and the OFF time with respect to the switching period.
  • the PWM modulation method is roughly classified into an asynchronous PWM modulation method and a synchronous PWM modulation method.
  • the asynchronous PWM modulation method may be simply referred to as asynchronous PWM
  • the synchronous PWM modulation method may be simply referred to as synchronous PWM.
  • a carrier wave comparison method that compares the magnitude relationship between an output voltage command value and a carrier is often employed.
  • a method for controlling the carrier frequency to an integer multiple of the frequency of the output voltage command value is synchronous PWM, and the case where the carrier frequency is constant at any frequency of the output voltage command value is asynchronous PWM.
  • Patent Document 1 discloses a method for suppressing such carrier frequency hunting.
  • the carrier frequency fluctuates by ⁇ fc centering on the carrier frequency at the time of switching the number of pulses. Therefore, in a region where the carrier frequency increases by ⁇ fc with respect to the carrier frequency at the time of switching the number of pulses, switching loss increases due to an increase in the number of switchings of the inverter, and there is a concern that the inverter efficiency may be reduced. Further, in a region where the carrier frequency is reduced by ⁇ fc with respect to the carrier frequency at the time of switching the number of pulses, the motor current distortion rate increases, and there is a concern about an increase in motor driving sound.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a motor drive device that can further reduce the loss of an inverter even when load torque pulsates periodically.
  • a motor driving device that drives a motor, and converts DC power supplied from a DC power source into AC power, Pulse width modulation using as input an inverter that outputs the AC power to a motor, a DC voltage detected between the DC power source and the inverter, and a current detected between the DC power source and the motor
  • An inverter control unit that generates a signal, outputs the signal to the inverter, and performs a switching operation of the inverter, and the inverter control unit modulates the pulse width to be 3n times the output voltage frequency of the inverter, where n is a natural number
  • the frequency of the signal is output to the inverter, and the minimum value of the output voltage frequency after the motor is accelerated is the frequency at which the number of operating pulses is switched. Greater than the minimum number of.
  • the motor drive device has an effect that it is possible to further reduce the loss of the inverter even when the load torque pulsates periodically.
  • FIG. 1 shows the structure of the motor drive device which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • Configuration diagram of synchronous PWM control unit of motor drive device according to embodiment 1 of the present invention Diagram showing voltage command and carrier wave by synchronous PWM Diagram showing the relationship between voltage command, carrier wave and PWM signal Diagram for explaining the operation of the pulse number setting unit and the frequency information generation unit
  • Diagram for explaining the relationship between the second target rotational speed and the speed command value during acceleration is a cross-sectional view of a compressor incorporating a motor driven by a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • amending target rotational speed The figure which shows the 2nd operation example at the time of controlling the load to which load torque pulsates, without correct
  • amends target rotational speed and load torque pulsates The figure which shows the average value of the output voltage frequency of the inverter after the motor accelerates or decelerates
  • Diagram for explaining torque pulsation and torque current pulsation The block diagram of the voltage command production
  • FIG. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor driving device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor drive device 100 includes a plurality of semiconductor switching elements 2a to 2f for converting DC power supplied from the DC power source 1 into AC power, and a plurality of diodes 3a each connected in parallel to each of the semiconductor switching elements 2a to 2f.
  • To 3f which outputs AC power to a motor 4 that drives a load (not shown), a voltage detection unit 6 that detects a voltage value of a DC voltage applied to the input side of the inverter 5, and an inverter 5 Pulse width modulation (PWM) with the current detection unit 7 for detecting the current value of the direct current flowing into the current and the voltage detected by the voltage detection unit 6 and the current detected by the current detection unit 7 as inputs.
  • PWM Pulse width modulation
  • the inverter control unit 8 includes a voltage command generation unit 9 that generates a voltage command based on the voltage Vdc detected by the voltage detection unit 6 and the current Idc detected by the current detection unit 7, and outputs a PWM signal to output the semiconductor switching element. And a synchronous PWM controller 10 for driving 2a to 2f.
  • the inverter control unit 8 operates the inverter 5 so that the frequency of the pulse width modulation signal is 3n (n is a natural number) times the output voltage frequency of the inverter 5, and the minimum value of the output voltage frequency after the motor 4 is accelerated. However, the inverter 5 is operated so as to be larger than the minimum value of the frequency for switching the number of operation pulses.
  • the inverter control unit 8 operates the inverter 5 so that the maximum value of the output voltage frequency after the motor 4 is accelerated becomes smaller than the minimum value of the frequency for switching the number of operation pulses. Details of the inverter control unit 8 will be described later.
  • the DC power source 1 may be a DC power source obtained by rectifying and smoothing an AC power source with a diode bridge, or a DC power source represented by a solar cell or a battery.
  • the plurality of semiconductor switching elements 2a to 2f constituting the inverter 5 are transistors, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), MOS-FETs (Metal Oxide Semiconductor Transistors-Field Effect Transistors), Thyristors, or GTOn-Gortors. Any element may be used.
  • semiconductor material of the plurality of semiconductor switching elements 2a to 2f not only mainstream silicon (Silicon: Si) but also silicon carbide (Silicon Carbide: SiC) or gallium nitride (Gallium) generally called a wide band gap semiconductor. Any semiconductor material such as nitride (GaN) or diamond (Carbon: C) may be used.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of a voltage command generation unit of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • the voltage command generator 9 receives the first target rotational speed ⁇ ** given from the host controller, corrects the first target rotational speed ⁇ **, and corrects the second target rotational speed ⁇ **.
  • the target rotational speed correction unit 11 that outputs * and the speed command value ⁇ * that matches the second target rotational speed ⁇ *** output from the target rotational speed correction unit 11 based on the estimated speed value ⁇ ⁇ .
  • a three-phase two-phase converter 14 which is a coordinate converter that converts the motor phase currents Iu, Iv, Iw into dq-axis currents Id, Iq of the dq coordinate axis based on the rotor magnetic pole position ⁇ ⁇ of the motor 4;
  • a position / speed estimation unit 15 that estimates the rotor magnetic pole position ⁇ ⁇ and the estimated speed value ⁇ ⁇ of the motor 4 based on * and Vq *, and the estimated speed value ⁇ ⁇ estimated by the position / speed estimation unit 15 is a speed command.
  • a current command generator 16 that generates a q-axis current command Iq * that is a command value of a q-axis current on the dq coordinate that matches the value ⁇ *, and a d-axis current converted by the three-phase two-phase converter 14
  • a d-axis voltage command Vd * is obtained such that Id coincides with a d-axis current command Id * that is a command value of a d-axis current on a dq coordinate generated by a current command generator not shown
  • the q-axis current Iq is Dq-axis voltage command calculation unit 17 for obtaining q-axis voltage command Vq * that matches q-axis current command Iq * generated by current command generation unit 16, voltage Vdc detected by voltage detection unit 6 and position speed Based on the rotor magnetic pole position ⁇ ⁇ estimated by the estimation unit 15
  • a voltage command conversion unit 18 that converts the dq axis voltage commands Vd * and Vq * calculated by the dq
  • the voltage command conversion unit 18 converts the dq axis voltage commands Vd * and Vq * into voltage commands Vu *, Vv * and Vw *, and sets the voltage phase ⁇ v with the falling zero cross point of the voltage command Vu * as a reference point. Output.
  • the falling zero cross point of the voltage command Vu * is a reference point of the voltage phase ⁇ v, for example, 0 radians, but the reference point of the voltage phase ⁇ v is a position other than the falling zero cross point of the voltage command Vu *. But you can.
  • the falling zero cross point of the voltage command Vv * or the falling zero cross point of the voltage command Vw * may be used as the reference point of the voltage phase ⁇ v.
  • the constituent elements other than the target rotational speed correction unit 11 that are characteristic portions of the present invention are all known, and are not limited to the configuration shown in the drawing as long as the motor 4 can be driven.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of the synchronous PWM control unit of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • the synchronous PWM control unit 10 calculates the load torque corresponding to the mechanical angle of the load from the estimated speed value ⁇ ⁇ estimated by the position / speed estimation unit 15 and the q-axis current Iq converted by the three-phase two-phase conversion unit 14.
  • a pulse number setting unit 19 that estimates a value and outputs a pulse number N corresponding to the estimated load torque value, and a carrier for generating a carrier wave corresponding to the pulse number N output from the pulse number setting unit 19
  • a carrier wave having a frequency corresponding to the carrier frequency information output from the frequency information generation unit 20 is synchronized with the frequency information generation unit 20 that generates the frequency information and the voltage phase ⁇ v output from the voltage command conversion unit 18.
  • the carrier generation unit 21 to be generated, the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * converted by the voltage command conversion unit 18 and the carrier wave generated by the carrier generation unit 21 are compared to generate PWM.
  • a PWM signal generator 22 for generating signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN.
  • the pulse number N is a value for determining the frequency of the carrier wave used in the synchronous PWM.
  • the inverter control unit 8 includes at least a processor and a memory, and the operation of the components of the inverter control unit 8 can be realized by software.
  • the voltage command generation unit 9 and the synchronous PWM control unit 10 are stored in a memory, and the processor executes the program, whereby the voltage command generation unit 9 and the synchronous PWM control unit 10 are realized.
  • FIG. 4 is a diagram showing voltage commands and carrier waves by synchronous PWM.
  • the horizontal axis in FIG. 4 represents the voltage phase ⁇ v.
  • FIG. 4 shows the carrier wave waveform and voltage command Vu * in the synchronous 9-pulse mode, synchronous 6-pulse mode, and synchronous 3-pulse mode in order from the top.
  • the synchronous 9-pulse mode nine carrier waves are generated in one cycle of the voltage command Vu *
  • the synchronous 6-pulse mode six carrier waves are generated in one cycle of the voltage command Vu *
  • the voltage is Three carrier waves are generated during one cycle of the command Vu *.
  • the frequency of the carrier wave is controlled to an integer multiple of the frequency of the voltage command.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the voltage command, the carrier wave, and the PWM signal.
  • the carrier generation unit 21 generates a carrier wave having a frequency corresponding to the number of pulses N so as to be synchronized with the voltage phase ⁇ v. Therefore, when the number of pulses N is 9, the carrier generation unit 21 increases the frequency of the carrier wave to 9 times the frequency of the voltage command Vu *.
  • the PWM signal generator 22 compares the voltage command Vu * with the voltage phase ⁇ v as a reference and the carrier wave, and generates PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN as shown in FIG. In the illustrated example, the PWM signal UP is turned on and off nine times during one cycle of the voltage command Vu *, that is, when the voltage phase ⁇ v is from 0 ° to 360 °.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the pulse number setting unit and the frequency information generation unit.
  • the upper diagram in FIG. 6 is a diagram for explaining the operation in the pulse number setting unit 19, where the horizontal axis represents the estimated speed value ⁇ ⁇ estimated by the position / speed estimation unit 15, and the vertical axis represents the number of pulses. .
  • the pulse number setting unit 19 three pulse number switching rotation speeds ⁇ a, ⁇ b, and ⁇ c with respect to the speed estimated value ⁇ ⁇ and three pulse numbers Na, Nb, and Nc are set in association with each other.
  • the pulse number switching rotational speed becomes a high value in the order of ⁇ a, ⁇ b, and ⁇ c.
  • the number of pulses becomes higher in the order of Nc, Nb, and Na.
  • the pulse number setting unit 19 When the estimated speed value ⁇ ⁇ is in the range from the pulse number switching speed ⁇ a to ⁇ b, the pulse number setting unit 19 outputs the number of pulses corresponding to Na, and the estimated speed value ⁇ ⁇ is changed from the pulse number switching speed ⁇ b to ⁇ c. In the above range, the pulse number setting unit 19 outputs the pulse number corresponding to Nb. When the speed estimation value ⁇ ⁇ is equal to or higher than the pulse number switching rotation speed ⁇ c, the pulse number setting unit 19 outputs the pulse number corresponding to Nc. Is output. Note that the number of pulse switching speed and the number of pulses may be set to three or more.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation in the frequency information generation unit 20, the horizontal axis represents the speed estimated value ⁇ ⁇ estimated by the position speed estimation unit 15, and the vertical axis represents the carrier frequency.
  • the frequency information generation unit 20 three pulse number switching rotation speeds ⁇ a, ⁇ b, and ⁇ c for the estimated speed value ⁇ ⁇ and four carrier frequencies fca, fcb, fcc, and fcn are set in association with each other.
  • the carrier frequency becomes higher in the order of fcn, fcc, fcb, and fca.
  • the frequency information generating unit 20 When the estimated speed value ⁇ ⁇ is in the range from the pulse number switching rotational speed ⁇ a to ⁇ b, the frequency information generating unit 20 outputs a carrier frequency that gradually increases in the range from fcn to fca, and the estimated speed value ⁇ ⁇ is a pulse. In the range from the number switching rotation speed ⁇ b to ⁇ c, the frequency information generating unit 20 outputs a carrier frequency that gradually increases in the range from fcn to fcb, and the estimated speed value ⁇ ⁇ is greater than or equal to the pulse number switching rotation speed ⁇ c. The frequency information generator 20 outputs a carrier frequency that gradually increases in the range from fcn to fcc.
  • the number of rotations for switching the number of pulses may be three or more, and the number of carrier frequencies may be four or more.
  • the inverter control unit 8 sets the pulse number to Na.
  • the inverter 5 is operated with the synchronous PWM.
  • the inverter control unit 8 operates the inverter 5 with synchronous PWM with the pulse number Nb.
  • the inverter control unit 8 operates the inverter 5 with synchronous PWM with the pulse number being Nc.
  • the inverter control unit 8 When the estimated speed value ⁇ ⁇ is less than the pulse number switching rotational speed ⁇ a, the inverter control unit 8 operates the inverter 5 at a constant carrier frequency, that is, asynchronous PWM. However, the synchronous PWM may be used even in the range where the estimated speed value ⁇ ⁇ is less than the pulse number switching rotational speed ⁇ a.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the operation in the target rotational speed correction unit.
  • the horizontal axis indicates the first target rotational speed ⁇ ** input to the target rotational speed correction unit 11, and the vertical axis indicates the final value of the speed command value ⁇ * during a specific acceleration / deceleration period, that is, the second target rotational speed.
  • ⁇ *** is shown.
  • Hysteresis is provided by making ⁇ ** and ⁇ *** different from each other about the pulse number switching rotation speed ⁇ a.
  • the target rotational speed correction unit 11 provides hysteresis by making ⁇ ** and ⁇ *** different from each other about the pulse number switching rotational speed ⁇ b, and ⁇ ** about the pulse number switching rotational speed ⁇ c. And ⁇ *** are made different from each other to provide hysteresis. Accordingly, for ⁇ ***, a forbidden band ⁇ * is set in a certain range before and after each of the pulse number switching rotational speeds ⁇ a, ⁇ b, and ⁇ c.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the relationship between the second target rotational speed and the speed command value during acceleration.
  • FIG. 8 illustrates the relationship between ⁇ ***, ⁇ **, and ⁇ * during acceleration in the vicinity of the pulse number switching rotational speed ⁇ a of FIG.
  • the vertical axis represents the speed command value ⁇ *, that is, the rotational speed of the motor.
  • the horizontal axis represents time.
  • a thin dotted line represents ⁇ **
  • a thick dotted line represents ⁇ ***.
  • the solid line indicates the speed command value ⁇ *.
  • the period (1) represents a speed command value ⁇ * when the motor rotates at a constant speed, for example, when the inverter 5 operates in asynchronous PWM.
  • the period (2) represents the speed command value ⁇ * during acceleration when the inverter 5 operates in synchronous PWM.
  • the period (3) represents the speed command value ⁇ * when the motor speed after acceleration coincides with ⁇ *** when the inverter 5 operates in synchronous PWM.
  • a forbidden band ⁇ * is shown in a certain range before and after the pulse number switching rotational speed ⁇ a. It is assumed that ⁇ ** is higher than ⁇ a and lower than the rotational speed corresponding to ⁇ a + ⁇ *. ⁇ *** is set to a value equal to or higher than the rotational speed corresponding to ⁇ a + ⁇ *. In the target rotational speed correction unit 11 set in this way, the target rotational speed is updated at the timing A at the boundary between the periods (1) and (2). At this time, since ⁇ ** is in the forbidden band ⁇ *, ⁇ ** is corrected to ⁇ a + ⁇ *.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the relationship between the second target rotation speed and the speed command value during deceleration.
  • FIG. 9 illustrates the relationship between ⁇ ***, ⁇ **, and ⁇ * during deceleration in the vicinity of the pulse number switching rotational speed ⁇ a of FIG.
  • the vertical axis represents the number of rotations of the motor
  • the horizontal axis represents time.
  • the solid line represents the speed command value ⁇ *, and among the two types of dotted lines, the thin dotted line represents ⁇ **, and the thick dotted line represents ⁇ ***.
  • the period (2) represents a speed command value ⁇ * when the motor rotates at a constant speed.
  • the period (3) represents the speed command value ⁇ * during deceleration.
  • the period (4) represents the speed command value ⁇ * when the motor speed after deceleration coincides with ⁇ ***.
  • the forbidden band ⁇ * is shown in a certain range before and after the pulse number switching rotational speed ⁇ a. It is assumed that ⁇ ** is lower than ⁇ a and higher than the rotational speed corresponding to ⁇ a ⁇ *. ⁇ *** is set to a value equal to or less than the rotational speed corresponding to ⁇ a ⁇ *. In the target rotational speed correction unit 11 set in this way, the target rotational speed is updated at the timing A at the boundary between the period (2) and the period (3). At this time, since ⁇ ** is in the forbidden band ⁇ *, ⁇ ** is corrected to ⁇ a ⁇ *.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a compressor with a built-in motor driven by the motor driving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a compressor 30 shown in FIG. 10 is a hermetic rotary compressor in which the load torque pulsates every cycle of the rotor mechanical angle.
  • the compressor 30 includes a cylinder 31, a rolling piston 32 disposed inside the cylinder 31, and a rotating shaft 33 that penetrates the rolling piston 32, and a suction port 34 and a discharge port 35 are formed in the cylinder 31.
  • the rotating shaft 33 also penetrates the rotor of the motor 4, and one mechanical angle cycle of the rolling piston 32 is equal to one mechanical angle cycle of the rotor.
  • the cylinder chamber 36 includes a low pressure chamber 36a that communicates with the suction port 34, a high pressure chamber 36b that communicates with the discharge port 35, a low pressure chamber 36a and a high pressure chamber 36b, and a vane 36c that partitions the low pressure chamber 36a and the high pressure chamber 36b. ing.
  • the rotor of the motor 4 shown in FIG. 1 rotates, and the rolling piston 32 provided on the rotating shaft 33 of the rotor rotates in the cylinder 31.
  • the upper diagram in FIG. 10 shows the state of the rolling piston 32 located near the top dead center. At this time, the refrigerant gas is sucked into the cylinder 31.
  • the middle diagram in FIG. 10 shows a state of the rolling piston 32 that goes to the bottom dead center while compressing the refrigerant gas sucked into the cylinder 31 from the suction port 34 by rotating clockwise. At this time, the refrigerant gas in the cylinder 31 is compressed by the rolling piston 32.
  • the compressor 30 may be accompanied by pressure fluctuations according to the mechanical angle of the rolling piston 32, i.e., periodic load torque fluctuations, due to the mechanical structure.
  • the load torque becomes lighter, and as shown in the middle and lower diagrams of FIG. When it is near the point, the load torque becomes heavy.
  • FIG. 10 illustrates a rotary compressor as an example of a load in which the load torque pulsates every cycle of the mechanical angle of the rotor.
  • the motor drive device 100 has a load torque other than the rotary compressor such as a scroll compressor. It can also be applied to pulsating loads.
  • FIG. 11 is a diagram showing a first operation example in the case where the load at which the load torque pulsates is controlled without correcting the target rotational speed.
  • FIG. 11 shows the relationship between the load torque ⁇ l and time, the relationship between the motor actual speed ⁇ m and time, and the relationship between the number of pulses N and time when the motor built in the load with pulsating load torque makes one rotation. .
  • the actual motor speed ⁇ mg is near ⁇ a.
  • the operation shown in FIG. 11 assumes a case where the load torque pulsates in one cycle of the mechanical angle as in the compressor. However, the pulsation pattern of the load torque shown in FIG. It may be.
  • the current command generator 16 When the speed command value ⁇ * is constant, the current command generator 16 generates a motor current command value, particularly a q-axis current command Iq *, which is a torque component command value, so as to keep the rotation speed constant.
  • the motor rotation speed is represented by the following equation (1).
  • ⁇ m represents the actual motor angular velocity
  • ⁇ m represents the motor output torque
  • ⁇ l represents the load torque
  • Jm represents the moment of inertia of the motor and the load. From equation (1), when ⁇ m> ⁇ l, the rotor is in an accelerated state, and when ⁇ m ⁇ l, the rotor is in a decelerated state.
  • a period A in FIG. 11 is a period in which ⁇ ⁇ ⁇ a
  • a period B is a period in which ⁇ ⁇ > ⁇ a.
  • ⁇ p is the peak value of ⁇ m
  • ⁇ represents the pulsation of ⁇ m, and corresponds to values from ⁇ a to ⁇ p.
  • the inverter 5 operates in asynchronous PWM in the period A where ⁇ ⁇ ⁇ a, and operates in synchronous PWM with the number of pulses Na in the period B where ⁇ ⁇ > ⁇ a.
  • the number of pulses N changes within one mechanical angle cycle.
  • the carrier frequency also changes greatly, which increases noise and vibration.
  • the distortion rate of the motor current also changes due to the change in the carrier frequency, the noise generated from the motor also changes.
  • the carrier frequency is lowered, the distortion rate of the motor current is increased, so that the noise level is deteriorated.
  • a large change in the carrier frequency leads to a change in the noise level, which leads to an unpleasant sensation in the sense of hearing beyond the numerical value of the noise level.
  • An increase in the distortion rate of the motor current also leads to a deterioration in motor vibration.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a second operation example in the case of controlling a load in which the load torque pulsates without correcting the target rotational speed.
  • FIG. 12 shows the relationship between the load torque ⁇ l and time when the motor built in the load with pulsating load torque makes one rotation, the relationship between the actual motor speed ⁇ m and time, the relationship between the number of pulses N and time, The relationship between the carrier frequency fc and time is shown.
  • the actual motor speed ⁇ m is in the vicinity of ⁇ b.
  • the period C is a period in which ⁇ ⁇ ⁇ b
  • the period D is a period in which ⁇ ⁇ > ⁇ b.
  • ⁇ p is the peak value of ⁇ m.
  • the inverter operates in synchronization PWM with the number of pulses Na, or operates so that the carrier frequency increases from fcn to fca.
  • the operation is performed by the synchronous PWM having the pulse number Nb, or the carrier frequency is operated near fcn.
  • the number of pulses N and the carrier frequency fc change greatly within one mechanical angle cycle.
  • FIG. 13 is a diagram showing an operation example when the load at which the load torque pulsates is controlled by correcting the target rotational speed.
  • FIG. 13 shows the relationship between the load torque ⁇ l and time when the motor built in the load with pulsating load torque makes one rotation, the relationship between the motor actual speed ⁇ m and time, the relationship between the number of pulses N and time, The relationship between the carrier frequency fc and time is shown.
  • two motor actual speed ⁇ m curves are shown, the upper side is the actual motor speed ⁇ m shown in FIG. 12, and the lower side is when ⁇ *** corrected by the target rotational speed correction unit 11 is used.
  • the actual motor speed ⁇ m As shown in FIG.
  • a forbidden band ⁇ * is set around ⁇ b.
  • ⁇ ⁇ ⁇ m
  • ⁇ ⁇ is reduced as a whole as in the illustrated example, and during the period D, the peak value of ⁇ ⁇ falls within the forbidden band ⁇ *. Therefore, in the period C, the inverter operates with synchronous PWM having the number of pulses Na, and operates so that the carrier frequency increases from fcn to fca. In the period D, the operation continues with the synchronous PWM with the pulse number Na, and the carrier frequency operates near fca. Thus, even when the torque ripple of the motor load is large, hunting of the pulse number N and the carrier frequency fc can be suppressed.
  • FIG. 14 is a diagram showing an average value of the output voltage frequency of the inverter after the motor is accelerated or decelerated.
  • the vertical axis represents the output voltage frequency of the inverter 5 controlled by the target rotational speed before and after correction by the target rotational speed correction unit 11, and the horizontal axis represents time.
  • the output voltage frequency of the inverter 5 may be read as the motor rotation frequency.
  • the period (1) is a period when the motor is accelerated
  • the period (2) is a period when the motor is operated at a constant rotational speed after the acceleration
  • the period (3) is that the motor is decelerated.
  • the period (4) is a period when the motor is operated at a constant rotational speed after the motor decelerates.
  • fav1 is an average value of the output voltage frequency of the inverter 5 controlled by the target rotational speed after being corrected by the target rotational speed correcting unit 11.
  • fav2 is an average value of the output voltage frequency of the inverter 5 controlled at the target rotational speed before being corrected by the target rotational speed correcting unit 11.
  • ⁇ f is a difference between the average value fav2 and the maximum value of the output voltage frequency of the inverter 5. Then, fav1 in the period (2) is set to be equal to or greater than the value obtained by adding ⁇ f to fav2, and fav1 in the period (4) is set to be equal to or less than the value obtained by subtracting ⁇ f from fav2.
  • the minimum value fmin of the output voltage frequency after the motor 4 is accelerated becomes larger than the minimum value of the frequency f ′ for switching the pulse number N that is the number of operation pulses.
  • the inverter 5 is operated.
  • the inverter control unit 8 operates the inverter 5 so that the maximum value fmax of the output voltage frequency after the motor 4 is accelerated becomes smaller than the minimum value of the frequency f ′ for switching the pulse number N that is the number of operation pulses. .
  • FIG. 15 is a diagram for explaining torque pulsation and torque current pulsation.
  • the target rotation number correction unit 11 provides the forbidden band ⁇ * in a certain range before and after each of the pulse number switching rotation numbers ⁇ a, ⁇ b, and ⁇ c has been described.
  • the target rotation speed correction unit 11 may set ⁇ Iq as a prohibited band instead of ⁇ *.
  • ⁇ Iq is a value corresponding to the difference between the average value of Iq and the peak value of Iq.
  • the pulsation of the q-axis current command Iq * may be set instead of ⁇ Iq.
  • Embodiment 2 FIG. In the first embodiment, the case where ⁇ * is preset using ⁇ and ⁇ Iq, that is, the case of offline tuning has been described. However, since there are manufacturing variations in the motor and the load, ⁇ and ⁇ Iq vary due to the variations. Therefore, in the second embodiment, an example of a control method by automatic setting of ⁇ * during operation, that is, online tuning will be described.
  • FIG. 16 is a configuration diagram of the voltage command generation unit of the motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
  • a voltage command generator 9A is used instead of the voltage command generator 9.
  • voltage command generation unit 9A inputs speed estimation value ⁇ ⁇ , performs a filter process on speed estimation value ⁇ ⁇ , and performs speed estimation value ⁇ ⁇ .
  • a filter processing unit 23 for outputting as ⁇ ' is provided.
  • the voltage command generation unit 9 ⁇ / b> A includes a speed command generation unit 12 a instead of the speed command generation unit 12.
  • the speed command generator 12a generates a current command that generates a speed command value ⁇ * that matches the second target speed ⁇ *** output from the target speed corrector 11 based on the estimated speed value ⁇ ⁇ '. Output to the unit 16.
  • FIG. 17 is a flowchart for explaining the operation of the speed command generation unit according to the second embodiment.
  • the speed command generator 12a detects ⁇ *, which is the difference between the filtered ⁇ ⁇ ′ and the second target rotational speed ⁇ ***. Then, the speed command generator 12a determines whether or not ⁇ * is larger than ⁇ + ⁇ . If ⁇ * is less than ⁇ + ⁇ (S1, No), ⁇ * is changed (S2), and ⁇ * is ⁇ + ⁇ . Repeat the change loop until When ⁇ * is equal to or larger than ⁇ + ⁇ (S1, Yes), ⁇ * is fixed.
  • ⁇ is a numerical value that can be arbitrarily set by the designer because it is a design margin.
  • the calculation cycle of the loop calculation in FIG. 17 can be set to any value, it should be noted that the change in ⁇ * is not reflected in the synchronous PWM unless it is longer than the calculation cycle for switching the number of operating pulses of synchronous PWM. It is.
  • the DC current flowing between the DC power source and the inverter is detected and taken into the inverter control unit 8, but the phase current flowing between the inverter and the motor is detected.
  • a configuration in which a current detection unit is provided and the phase current detected by the phase current detection unit is used in the control of the inverter control unit 8 may be used.
  • the three-phase to two-phase converter 14 shown in FIG. 2 converts the phase current detected by the phase current detector into dq axis currents Id and Iq of the dq coordinate axis based on the rotor magnetic pole position ⁇ .
  • the three-phase to two-phase converter 14 obtains the d-axis current and the q-axis current using the direct current or the phase current.
  • the pulse number setting unit 19 shown in FIG. 3 sets the number of pulses corresponding to the mechanical angle of the load by the q-axis current Iq, but the correlation between the load torque and the mechanical angle. Therefore, the pulse number setting unit 19 sets the pulse number using the motor phase currents Iu, Iv, and Iw instead of the q-axis current Iq that is the DC amount after the coordinate change.
  • the d-axis current Id converted by the three-phase two-phase converter 14 may be used instead of the q-axis current Iq.
  • the motor driving apparatus includes the inverter, the DC voltage detected between the DC power supply and the inverter, and the current detected between the DC power supply and the motor. And an inverter control unit that generates and outputs a pulse width modulation signal to the inverter and performs switching operation of the inverter, and the inverter control unit has an average value of the output voltage frequency after the motor is accelerated.
  • the inverter Operate the inverter so that it is equal to or greater than the value obtained by adding ⁇ f to the instantaneous frequency of the voltage, or the average value of the output voltage frequency after the motor decelerates is equal to or less than the value obtained by subtracting ⁇ f from the instantaneous frequency of the output voltage of the inverter.
  • the inverter is operated.
  • FIG. FIG. 18 is a configuration diagram of a heat pump apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the heat pump device 200 includes the motor driving device 100 according to the first or second embodiment, and further includes a compressor 30, a four-way valve 40, a heat exchanger 41, an expansion mechanism 42, and a heat exchanger 43.
  • the four-way valve 40, the heat exchanger 41, the expansion mechanism 42, and the heat exchanger 43 are connected via a refrigerant pipe 44.
  • the compressor 30 includes a rolling piston 32 and a motor 4 therein.
  • FIG. 19 is a block diagram of a refrigeration air conditioner to which the heat pump device shown in FIG. 18 is applied.
  • FIG. 20 is a Mollier diagram of the refrigerant state of the refrigeration air conditioner shown in FIG.
  • the vertical axis in FIG. 20 represents the refrigerant pressure, and the horizontal axis represents the specific enthalpy.
  • the compressor 30, the heat exchanger 41, the expansion mechanism 42, the receiver 45, the internal heat exchanger 46, the expansion mechanism 47, and the heat exchanger 43 shown in FIG. 19 are connected by pipes, and the main refrigerant circulates through the pipes.
  • a refrigerant circuit is configured.
  • a four-way valve 40 is provided on the discharge side of the compressor 30 so that the refrigerant circulation direction can be switched.
  • a fan 48 is provided near the heat exchanger 43.
  • 19 is provided with an injection circuit 49 for connecting between the receiver 45 and the internal heat exchanger 46 to the injection pipe of the compressor 30.
  • An expansion mechanism 50 and an internal heat exchanger 46 are connected to the injection circuit 49.
  • a water circuit 51 through which water circulates is connected to the heat exchanger 41.
  • the water circuit 51 is connected to a device that uses water, such as a water heater, a radiator, or a radiator provided in floor heating.
  • the refrigerant in a high temperature and high pressure state is discharged from the compressor 30 to the injection circuit 49, transferred to the four-way valve 40 through the injection circuit 49, transferred to the heat exchanger 41 after passing through the four-way valve 40, and the heat exchanger. It is cooled by heat exchange at 41 and is liquefied as indicated by point B in FIG. At this time, the water in the water circuit 51 is warmed by the heat radiated from the refrigerant, and the warmed water is used for heating or hot water supply.
  • the refrigerant liquefied by the heat exchanger 41 is transferred to the expansion mechanism 42 and depressurized by the expansion mechanism 42 to be in a gas-liquid two-phase state as indicated by point C in FIG.
  • the gas-liquid two-phase refrigerant is transferred to the receiver 45, and heat exchange is performed with the refrigerant transferred to the compressor 30 in the receiver 45.
  • the gas-liquid two-phase refrigerant is cooled and liquefied as indicated by point D in FIG.
  • the refrigerant liquefied by the receiver 45 branches at a point P in the figure, and the refrigerant flowing to the internal heat exchanger 46 is heat-exchanged with the refrigerant transferred from the expansion mechanism 50 to the compressor 30 in the internal heat exchanger 46. Further cooling is performed as indicated by point E in FIG.
  • the refrigerant decompressed by the expansion mechanism 50 is in a gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant cooled by the internal heat exchanger 46 is transferred to the expansion mechanism 47 and depressurized, and becomes a gas-liquid two-phase state as indicated by point F in FIG.
  • the refrigerant that has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 47 is transferred to the heat exchanger 43, exchanges heat with the outside air in the heat exchanger 43, and is heated as indicated by point G in FIG. 20.
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 43 is transferred to the four-way valve 40, and the refrigerant passing through the four-way valve 40 is transferred to the receiver 45.
  • the refrigerant transferred to the receiver 45 is further heated by the receiver 45 as indicated by point H in FIG. 20, and the heated refrigerant is transferred to the compressor 30.
  • the refrigerant shown at point D in FIG. 20, that is, the other refrigerant branched at point P is decompressed by the expansion mechanism 50 as shown at point I in FIG.
  • the decompressed refrigerant is heat-exchanged by the internal heat exchanger 46 and becomes a gas-liquid two-phase state as indicated by a point J in FIG.
  • the refrigerant heat-exchanged by the internal heat exchanger 46 is transferred to the compressor 30.
  • the refrigerant transferred from the receiver 45 to the compressor 30 is compressed to an intermediate pressure as shown at point H in FIG. 20, and the compressed refrigerant is heated as shown at point K in FIG.
  • the heated refrigerant joins with the refrigerant heat-exchanged by the internal heat exchanger 46, and as a result, the temperature thereof decreases as shown by a point L in FIG.
  • the refrigerant whose temperature has decreased is further compressed by the compressor 30.
  • the heated refrigerant becomes high temperature and pressure as shown at point A in FIG. 20 and is discharged from the compressor 30 to the injection circuit 49.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

インバータ５と、直流電源１とインバータ５との間で検出された直流電圧と、直流電源１とモータ４との間で検出された電流とを入力として、パルス幅変調信号を生成してインバータ５に出力し、インバータ５をスイッチング動作させるインバータ制御部８とを備え、インバータ制御部８は、モータ４が加速した後の出力電圧周波数の最小値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より大きく、またはモータ４が加速した後の出力電圧周波数の最大値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より小さい。

Description

モータ駆動装置、ヒートポンプ装置および冷凍空調装置
　本発明は、負荷を駆動するモータに出力するインバータとインバータをスイッチング動作させるインバータ制御部とを備えたモータ駆動装置、ヒートポンプ装置および冷凍空調装置に関する。
　インバータを構成するスイッチング素子の駆動信号を生成する手法としてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調が用いられることが多い。ＰＷＭ変調は、スイッチング周期に対するＯＮ時間およびＯＦＦ時間の比率を制御することにより、スイッチング素子が瞬時的に出力可能な電圧を、スイッチング周期における平均電圧として出力可能な変調方式である。ＰＷＭ変調方式は、非同期ＰＷＭ変調方式と同期ＰＷＭ変調方式に大別される。以下では非同期ＰＷＭ変調方式を単に非同期ＰＷＭと称し、同期ＰＷＭ変調方式を単に同期ＰＷＭと称する場合がある。ＰＷＭ変調によるスイッチング素子駆動信号の生成方法では、出力電圧指令値とキャリアとの大小関係を比較する搬送波比較方式が採用されることが多い。キャリア周波数を出力電圧指令値の周波数の整数倍に制御する方式が同期ＰＷＭであり、どのような出力電圧指令値の周波数においてもキャリア周波数を一定とする場合が非同期ＰＷＭとなる。
　圧縮機に搭載されるモータのように負荷トルクに脈動が生じる場合、モータの回転数に同様な脈動が発生する。そのため、同期ＰＷＭのパルス数切替動作において、パルス数の切替に伴うキャリア周波数のハンチングが発生する場合がある。特許文献１にはこのようなキャリア周波数のハンチングの抑制方法が開示されている。特許文献１の記載によれば、「駆動波周波数ω１に対するキャリア周波数の比率であるＮ（＝ω１／ωｆｃ）を決定する同期テーブルは、パルス数の切替付近のばたつきを防止するため、通常はヒステリシスを設ける」ことにより、パルス数切替動作のハンチング抑制を図っている。
特開２０１４－２７７６４号公報（図２、段落００４１）
　しかしながら、特許文献１のハンチング抑制方法を用いた場合、パルス数の切替時のキャリア周波数を中心にして、Δｆｃだけキャリア周波数が変動する。従って、パルス数切替時のキャリア周波数に対して、キャリア周波数がΔｆｃだけ増加する領域では、インバータのスイッチング回数の増加によりスイッチング損失が増加し、インバータ効率の低下が懸念される。また、パルス数切替時のキャリア周波数に対して、キャリア周波数がΔｆｃだけ低下する領域では、モータ電流の歪み率が増加し、モータ駆動音の増加が懸念される。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷トルクが周期的に脈動する場合においてもインバータの更なる低損失化を図ることができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、モータを駆動するモータ駆動装置であって、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、前記モータに前記交流電力を出力するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間で検出された直流電圧と、前記直流電源と前記モータとの間で検出された電流とを入力として、パルス幅変調信号を生成して前記インバータに出力し、前記インバータをスイッチング動作させるインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、ｎを自然数として前記インバータの出力電圧周波数の３ｎ倍となる前記パルス幅変調信号の周波数を前記インバータに出力し、前記モータが加速した後の前記出力電圧周波数の最小値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より大きい。
　本発明に係るモータ駆動装置は、負荷トルクが周期的に脈動する場合においてもインバータの更なる低損失化を図ることができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成を示す図 本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の電圧指令生成部の構成図 本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の同期ＰＷＭ制御部の構成図 同期ＰＷＭによる電圧指令とキャリア波を示す図 電圧指令とキャリア波とＰＷＭ信号との関係を示す図 パルス数設定部と周波数情報生成部の動作を説明するための図 目標回転数補正部における動作を説明するための図 加速時における第二の目標回転数と速度指令値との関係を説明するための図 減速時における第二の目標回転数と速度指令値との関係を説明するための図 本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置で駆動されるモータを内蔵した圧縮機の横断面図 目標回転数を補正せずに負荷トルクが脈動する負荷を制御した場合の第一の動作例を示す図 目標回転数を補正せずに負荷トルクが脈動する負荷を制御した場合の第二の動作例を示す図 目標回転数を補正して負荷トルクが脈動する負荷を制御した場合の動作例を示す図 モータが加速または減速した後のインバータの出力電圧周波数の平均値を示す図 トルク脈動とトルク電流の脈動を説明するための図 本発明の実施の形態２に係るモータ駆動装置の電圧指令生成部の構成図 実施の形態２に係る速度指令生成部の動作を説明するためのフローチャート 本発明の実施の形態３に係るヒートポンプ装置の構成図 図１８に示すヒートポンプ装置を適用した冷凍空調装置の構成図 図１９に示す冷凍空調装置の冷媒の状態についてのモリエル線図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、ヒートポンプ装置および冷凍空調装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。モータ駆動装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換する複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆと各々が半導体スイッチング素子２ａから２ｆの各々に並列に接続された複数のダイオード３ａから３ｆとで構成され、図示しない負荷を駆動するモータ４に交流電力を出力するインバータ５と、インバータ５の入力側に印加される直流電圧の電圧値を検出する電圧検出部６と、インバータ５に流入する直流電流の電流値を検出する電流検出部７と、電圧検出部６で検出された電圧と電流検出部７で検出された電流とを入力としてパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成してインバータ５に出力しインバータ５をスイッチング動作させるインバータ制御部８とを備える。
　インバータ制御部８は、電圧検出部６で検出された電圧Ｖｄｃと電流検出部７で検出された電流Ｉｄｃに基づき電圧指令を生成する電圧指令生成部９と、ＰＷＭ信号を出力して半導体スイッチング素子２ａから２ｆを駆動する同期ＰＷＭ制御部１０とを備える。インバータ制御部８は、パルス幅変調信号の周波数がインバータ５の出力電圧周波数の３ｎ（ｎは自然数）倍となるようにインバータ５を動作させ、モータ４が加速した後の出力電圧周波数の最小値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より大きくなるように、インバータ５を動作させる。またインバータ制御部８は、モータ４が加速した後の出力電圧周波数の最大値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より小さくなるように、インバータ５を動作させる。インバータ制御部８の詳細は後述する。
　なお直流電源１は交流電源をダイオードブリッジで整流して平滑化した直流電源でもよいし太陽電池またはバッテリに代表される直流電源でもよい。またインバータ５を構成する複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆはトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ－Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、またはＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－Ｏｆｆ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）の何れの素子でもよい。また複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆの半導体材料としては、主流であるケイ素（Ｓｉｌｉｃｏｎ：Ｓｉ）だけでなく、一般的にワイドバンドギャップ半導体と呼ばれる炭化ケイ素（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ：ＳｉＣ）、窒化ガリウム（Ｇａｌｌｉｕｍ　Ｎｉｔｒｉｄｅ：ＧａＮ）、またはダイヤモンド（Ｃａｒｂｏｎ：Ｃ）のいずれの半導体材料であってもよい。
　以下、インバータ制御部８の構成を説明する。
　図２は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の電圧指令生成部の構成図である。電圧指令生成部９は、上位コントローラから与えられる第一の目標回転数ω＊＊を入力し、第一の目標回転数ω＊＊を補正して補正後の第二の目標回転数ω＊＊＊を出力する目標回転数補正部１１と、速度推定値ω＾に基づいて目標回転数補正部１１から出力された第二の目標回転数ω＊＊＊に一致するような速度指令値ω＊を出力する速度指令生成部１２と、電流検出部７で検出された電流Ｉｄｃからモータ４に流れるモータ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する電流復元部１３と、電流復元部１３で復元されたモータ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ４のロータ磁極位置θ＾に基づいてｄｑ座標軸のｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する座標変換部である三相二相変換部１４と、三相二相変換部１４で変換されたｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とに基づいてロータ磁極位置θ＾とモータ４の速度推定値ω＾とを推定する位置速度推定部１５と、位置速度推定部１５で推定された速度推定値ω＾が速度指令値ω＊に一致するようなｄｑ座標上のｑ軸電流の指令値であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する電流指令生成部１６と、三相二相変換部１４で変換されたｄ軸電流Ｉｄが図示しない電流指令生成部で生成されたｄｑ座標上のｄ軸電流の指令値であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊に一致するようなｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を求めると共に、ｑ軸電流Ｉｑが電流指令生成部１６で生成されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊に一致するようなｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を求めるｄｑ軸電圧指令演算部１７と、電圧検出部６で検出された電圧Ｖｄｃと位置速度推定部１５で推定されたロータ磁極位置θ＾とに基づいて、ｄｑ軸電圧指令演算部１７で演算されたｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する電圧指令変換部１８とを備える。以下では第一の目標回転数ω＊＊を単にω＊＊と称し、第二の目標回転数ω＊＊＊を単にω＊＊＊と称する場合がある。
　電圧指令変換部１８は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換すると共に、電圧指令Ｖｕ＊の立下りゼロクロス点を基準点とする電圧位相θｖを出力する。なお実施の形態１では、電圧指令Ｖｕ＊の立下りゼロクロス点を電圧位相θｖの基準点、例えば０ラジアンとしているが、電圧位相θｖの基準点は電圧指令Ｖｕ＊の立下りゼロクロス点以外の位置でもよい。例えば電圧指令Ｖｖ＊の立下りゼロクロス点または電圧指令Ｖｗ＊の立下りゼロクロス点を電圧位相θｖの基準点としてもよい。また、本発明の特徴部分である目標回転数補正部１１以外の構成要素は、何れも公知であり、モータ４を駆動可能な構成であれば図示例の構成に限定されるものではない。
　図３は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の同期ＰＷＭ制御部の構成図である。同期ＰＷＭ制御部１０は、位置速度推定部１５で推定された速度推定値ω＾と三相二相変換部１４で変換されたｑ軸電流Ｉｑとにより、負荷の機械角に対応した負荷トルクの値を推定し、推定した負荷トルクの値に対応したパルス数Ｎを出力するパルス数設定部１９と、パルス数設定部１９から出力されたパルス数Ｎに対応したキャリア波を生成するためのキャリア周波数情報を生成する周波数情報生成部２０と、電圧指令変換部１８から出力された電圧位相θｖに同期させるように、周波数情報生成部２０から出力されたキャリア周波数情報に対応した周波数のキャリア波を生成するキャリア生成部２１と、電圧指令変換部１８で変換された電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア生成部２１で生成されたキャリア波とを比較してＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成するＰＷＭ信号生成部２２とを備える。パルス数Ｎは同期ＰＷＭで用いるキャリア波の周波数を決定するための値である。
　なおインバータ制御部８は少なくともプロセッサとメモリを備え、インバータ制御部８の構成要素の動作はソフトウエアにより実現することができる。例えば電圧指令生成部９および同期ＰＷＭ制御部１０用のプログラムをメモリに格納しておき、このプログラムをプロセッサが実行することにより、電圧指令生成部９および同期ＰＷＭ制御部１０が実現される。
　次にモータ駆動装置１００の基本動作を説明する。
　図４は同期ＰＷＭによる電圧指令とキャリア波を示す図である。図４の横軸は電圧位相θｖを表す。図４では上から順に同期９パルスモード、同期６パルスモード、および同期３パルスモードによるキャリア波の波形と電圧指令Ｖｕ＊が示される。同期９パルスモードでは電圧指令Ｖｕ＊の１周期中に９つのキャリア波が生成され、同期６パルスモードでは電圧指令Ｖｕ＊の１周期中に６つのキャリア波が生成され、同期３パルスモードでは電圧指令Ｖｕ＊の１周期中に３つのキャリア波が生成される。このように同期ＰＷＭではキャリア波の周波数が電圧指令の周波数の整数倍に制御される。
　図５は電圧指令とキャリア波とＰＷＭ信号との関係を示す図である。前述したようにキャリア生成部２１では、電圧位相θｖに同期させるようにパルス数Ｎに対応した周波数のキャリア波が生成される。従ってパルス数Ｎが９である場合、キャリア生成部２１では電圧指令Ｖｕ＊の周波数に対してキャリア波の周波数が９倍となる。ＰＷＭ信号生成部２２では電圧位相θｖを基準とする電圧指令Ｖｕ＊とキャリア波とが比較され、図５に示すようなＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが生成される。図示例では電圧指令Ｖｕ＊の１周期中、すなわち電圧位相θｖが０°から３６０°までの間にＰＷＭ信号ＵＰのオンオフが９回行われる。
　図６はパルス数設定部と周波数情報生成部の動作を説明するための図である。
　図６の上側の図はパルス数設定部１９における動作を説明するための図であり、横軸は位置速度推定部１５で推定された速度推定値ω＾を表し、縦軸はパルス数を表す。パルス数設定部１９には、速度推定値ω＾に対する３つのパルス数切替回転数ωａ，ωｂ，ωｃと、３つのパルス数Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃとが対応付けて設定されている。パルス数切替回転数はωａ，ωｂ，ωｃの順で高い値となる。パルス数はＮｃ，Ｎｂ，Ｎａの順で高い値となる。速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωａからωｂまでの範囲のとき、パルス数設定部１９はＮａに対応するパルス数を出力し、速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωｂからωｃまでの範囲のとき、パルス数設定部１９はＮｂに対応するパルス数を出力し、速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωｃ以上のとき、パルス数設定部１９はＮｃに対応するパルス数を出力する。なおパルス数切替回転数とパルス数の設定は何れも３つ以上でもよい。
　図６の下側の図は周波数情報生成部２０における動作を説明するための図であり、横軸は位置速度推定部１５で推定された速度推定値ω＾、縦軸はキャリア周波数を表す。周波数情報生成部２０には、速度推定値ω＾に対する３つのパルス数切替回転数ωａ，ωｂ，ωｃと、４つのキャリア周波数ｆｃａ，ｆｃｂ，ｆｃｃ，ｆｃｎとが対応付けて設定されている。キャリア周波数はｆｃｎ，ｆｃｃ，ｆｃｂ，ｆｃａの順で高い値となる。速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωａからωｂまでの範囲のとき、周波数情報生成部２０はｆｃｎからｆｃａまでの範囲で徐々に高くなるキャリア周波数を出力し、速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωｂからωｃまでの範囲のとき、周波数情報生成部２０はｆｃｎからｆｃｂまでの範囲で徐々に高くなるキャリア周波数を出力し、速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωｃ以上のとき、周波数情報生成部２０はｆｃｎからｆｃｃまでの範囲で徐々に高くなるキャリア周波数を出力する。なおパルス数切替回転数の設定は３つ以上でもよく、キャリア周波数の設定は４つ以上でもよい。
　このようにパルス数設定部１９および周波数情報生成部２０を構成することにより、速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωａからωｂまでの範囲のとき、インバータ制御部８はパルス数をＮａとする同期ＰＷＭでインバータ５を動作させる。速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωｂからωｃまでの範囲のとき、インバータ制御部８はパルス数をＮｂとする同期ＰＷＭでインバータ５を動作させる。また速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωｃ以上のとき、インバータ制御部８はパルス数をＮｃとする同期ＰＷＭでインバータ５を動作させる。
　なお速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωａ未満のとき、インバータ制御部８が一定のキャリア周波数、すなわち非同期ＰＷＭでインバータ５を動作させる。ただし速度推定値ω＾がパルス数切替回転数ωａ未満の範囲においても同期ＰＷＭを用いてもよい。
　以下では目標回転数補正部１１の動作を説明する。
　図７は目標回転数補正部における動作を説明するための図である。横軸は目標回転数補正部１１に入力される第一の目標回転数ω＊＊を示す、縦軸は特定の加減速期間における速度指令値ω＊の最終値、すなわち第二の目標回転数ω＊＊＊を示す。第二の目標回転数ω＊＊＊と速度指令値ω＊との関係は、通常、加減速完了後はω＊＊＊＝ω＊となる。パルス数切替回転数ωａを中心としてω＊＊とω＊＊＊とを相違させることでヒステリシスを持たせている。同様に目標回転数補正部１１は、パルス数切替回転数ωｂを中心としてω＊＊とω＊＊＊とを相違させることでヒステリシスを持たせ、パルス数切替回転数ωｃを中心としてω＊＊とω＊＊＊とを相違させることでヒステリシスを持たせる。従ってω＊＊＊には、パルス数切替回転数ωａ，ωｂ，ωｃの各々の前後一定範囲に禁止帯Δω＊が設定される。
　モータが加速する場合、ωａよりも低い回転数ではω＊＊の増加に対してω＊＊＊がリニアに増加するが、ωａ付近では、ω＊＊の増加に対して、ω＊＊＊はωａ－Δω＊の値が維持された後にωａ＋Δω＊の値となる。またωａからωｂまでの回転数ではω＊＊の増加に対してω＊＊＊がリニアに増加するが、ωｂ付近では、ω＊＊の増加に対して、ω＊＊＊はωｂ－Δω＊の値が維持された後にωｂ＋Δω＊の値となる。同様にωｂからωｃまでの回転数ではω＊＊の増加に対してω＊＊＊がリニアに増加するが、ωｃ付近では、ω＊＊の増加に対して、ω＊＊＊はωｃ－Δω＊の値が維持された後にωｃ＋Δω＊の値となる。
　モータが減速する場合、ωｃよりも高い回転数ではω＊＊の減少に対してω＊＊＊がリニアに減少するが、ωｃ付近では、ω＊＊の減少に対して、ω＊＊＊はωａ＋Δω＊の値が維持された後にωａ－Δω＊の値となる。またωｃからωｂまでの回転数ではω＊＊の減少に対してω＊＊＊がリニアに減少するが、ωｂ付近では、ω＊＊の減少に対して、ω＊＊＊はωｂ＋Δω＊の値が維持された後にωｂ－Δω＊の値となる。同様にωｂからωａまでの回転数ではω＊＊の減少に対してω＊＊＊がリニアに減少するが、ωａ付近では、ω＊＊の減少に対して、ω＊＊＊はωｃ＋Δω＊の値が維持された後にωｃ－Δω＊の値となる。
　これによりパルス数切替回転数ωａ，ωｂ，ωｃの各々の近くでモータ実角速度と速度推定値ω＾が脈動した場合でも、パルス数切替動作時のハンチングを回避することが可能である。
　図８は加速時における第二の目標回転数と速度指令値との関係を説明するための図である。図８では図７のパルス数切替回転数ωａ付近における加速時のω＊＊＊、ω＊＊、ω＊の関係を説明する。縦軸は速度指令値ω＊、すなわちモータの回転数を表す。横軸は時間を表す。２種類の点線の内、細い点線はω＊＊を表し、太い点線はω＊＊＊を表す。実線は速度指令値ω＊を示す。（１）の期間は、モータが一定速度で回転するとき、例えば非同期ＰＷＭでインバータ５が動作するときの速度指令値ω＊を表す。（２）の期間は同期ＰＷＭでインバータ５が動作するときにおいて、加速時の速度指令値ω＊を表す。（３）の期間は同期ＰＷＭでインバータ５が動作するときにおいて、加速後のモータの回転数がω＊＊＊と一致するときの速度指令値ω＊を表す。
　パルス数切替回転数ωａの前後一定範囲には禁止帯Δω＊が示される。ω＊＊はωａよりも高く、かつ、ωａ＋Δω＊に相当する回転数よりも低い値であると仮定する。そしてω＊＊＊は、ωａ＋Δω＊に相当する回転数以上の値に設定されているものとする。このように設定された目標回転数補正部１１では、（１）と（２）の期間の境界部のタイミングＡで目標回転数が更新される。このときω＊＊は禁止帯Δω＊内に入っているため、ω＊＊はωａ＋Δω＊に補正される。その後（２）の期間でω＊が増加することによりモータが加速し、ω＊は禁止帯Δω＊内、すなわちωａ－Δω＊からωａ＋Δω＊までの値を通過して、最終的にはω＊＝ω＊＊＊となる。
　図９は減速時における第二の目標回転数と速度指令値との関係を説明するための図である。図９では図７のパルス数切替回転数ωａ付近における減速時のω＊＊＊、ω＊＊、ω＊の関係を説明する。図８と同様に縦軸はモータの回転数を表し、横軸は時間を表す。実線は速度指令値ω＊を示し、２種類の点線の内、細い点線はω＊＊を表し、太い点線はω＊＊＊を表す。（２）の期間は、モータが一定速度で回転するときの速度指令値ω＊を表す。（３）の期間は、減速時の速度指令値ω＊を表す。（４）の期間は減速後のモータの回転数がω＊＊＊と一致するときの速度指令値ω＊を表す。
　パルス数切替回転数ωａの前後一定範囲に禁止帯Δω＊が示される。ω＊＊は、ωａよりも低く、かつ、ωａ－Δω＊に相当する回転数よりも高い値であると仮定する。そしてω＊＊＊は、ωａ－Δω＊に相当する回転数以下の値に設定されている。このように設定された目標回転数補正部１１では、（２）の期間と（３）の期間の境界部のタイミングＡで目標回転数が更新される。このときω＊＊は禁止帯Δω＊内に入っているため、ω＊＊はωａ－Δω＊に補正される。その後、（３）の期間でω＊が減少することによりモータが減速し、ω＊は禁止帯Δω＊内、すなわちωａ＋Δω＊からωａ－Δω＊までの値を通過して、最終的にはω＊＝ω＊＊＊となる。
　以下では、負荷トルクが脈動する負荷の一例を説明した上で、目標回転数を補正せずにこの負荷を制御した場合の動作と、目標回転数を補正してこの負荷を制御した場合の動作とを対比して説明する。
　図１０は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置で駆動されるモータを内蔵した圧縮機の横断面図である。図１０に示す圧縮機３０は、ロータの機械角１周期毎に負荷トルクが脈動する密閉型のロータリ圧縮機である。圧縮機３０は、シリンダ３１と、シリンダ３１の内部に配置されるローリングピストン３２と、ローリングピストン３２に貫通する回転軸３３とを備え、シリンダ３１には吸入口３４と吐出口３５が形成される。回転軸３３はモータ４のロータにも貫通しており、ローリングピストン３２の機械角１周期はロータの機械角１周期と等しい。シリンダ室３６は、吸入口３４に通じる低圧室３６ａと、吐出口３５に通じる高圧室３６ｂと、低圧室３６ａと高圧室３６ｂと、低圧室３６ａと高圧室３６ｂを区画するベーン３６ｃとにより構成されている。図１に示すインバータ５からモータ４に交流電力が供給されることにより図１に示すモータ４のロータが回転し、ロータの回転軸３３に設けられたローリングピストン３２がシリンダ３１内で回転する。このとき図示しない吸入パイプを通じて吸入口３４から低圧室３６ａ内に冷媒ガスが吸入され、吸入された冷媒ガスはシリンダ室３６で圧縮されて吐出口３５より吐き出される。図１０の上側の図は、上死点近くに位置するローリングピストン３２の状態を表し、このとき冷媒ガスがシリンダ３１内に吸入される。図１０の中側の図は、時計周りに回転することにより吸入口３４からシリンダ３１内に吸入された冷媒ガスを圧縮しながら下死点に向かうローリングピストン３２の状態を表す。このときシリンダ３１内の冷媒ガスがローリングピストン３２により圧縮される。図１０の下側の図は、下死点を通過した後のローリングピストン３２の状態を表す。このとき圧縮された冷媒ガスが吐出口３５から排出される。密閉型の圧縮機３０では、ローリングピストン３２が１回転する間、すなわちモータ４のロータが１回転する間に、冷媒の吸入、圧縮、および吐出という行程を経る。そのため圧縮機３０では、機械的な構造に起因して、ローリングピストン３２の機械角に応じた圧力変動、すなわち周期的な負荷トルクの変動を伴う場合がある。図１０の上側の図に示すようにローリングピストン３２が上死点近くにある場合には負荷トルクが軽くなり、図１０の中側と下側の図に示すように、ローリングピストン３２が下死点付近にある場合には負荷トルクが重くなる。特に図示例の密閉型の圧縮機３０では、ローリングピストン３２の回転数が低下するほど負荷トルクの変動が大きくなる傾向がある。なお図１０には、ロータの機械角１周期毎に負荷トルクが脈動する負荷の一例としてロータリ圧縮機を例示したが、モータ駆動装置１００は、例えばスクロール圧縮機といったロータリ圧縮機以外の負荷トルクが脈動する負荷にも適用可能である。
　図１１は目標回転数を補正せずに負荷トルクが脈動する負荷を制御した場合の第一の動作例を示す図である。図１１には負荷トルクが脈動する負荷に内蔵されるモータが１回転するときにおける負荷トルクτｌと時間の関係と、モータ実速度ωｍと時間の関係と、パルス数Ｎと時間の関係が示される。図１１ではモータ実速度ωｍｇがωａ付近であるものと仮定している。図１１に示す動作は、圧縮機のように機械角１周期において、負荷トルクが脈動する場合を想定しているが、図１１に示す負荷トルクの脈動パターンは一例であり、どのような脈動パターンであってもよい。
　速度指令値ω＊が一定の場合、電流指令生成部１６は回転数を一定に保つようにモータ電流指令値、特にトルク成分指令値であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する。ここで、モータ回転数は下記（１）式で示されることが知られている。（１）式のωｍはモータ実角速度、τｍはモータ出力トルク、τｌは負荷トルク、Ｊｍはモータおよび負荷の慣性モーメントを表している。（１）式より、τｍ＞τｌの場合、ロータは加速状態となり、τｍ＜τｌの場合、ロータは減速状態となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次に図１１に示すように負荷トルクτｌに脈動が生じたときに、ω＊がωａと等しい値であり、またはω＊がωａと近い値である場合の動作を考える。ここでω＾＝ωｍとした場合、ω＾はωｍと同様に脈動する。図１１の期間Ａはω＾＜ωａとなる期間であり、期間Ｂはω＾＞ωａとなる期間である。ωｐはωｍのピーク値であり、Δωはωｍの脈動を表し、ωａからωｐまでの値に相当する。インバータ５は、ω＾＜ωａとなる期間Ａでは非同期ＰＷＭで動作し、ω＾＞ωａとなる期間Ｂではパルス数Ｎａの同期ＰＷＭで動作する。パルス数Ｎは機械角１周期内で変化することとなる。
　このようにパルス数Ｎが大きく変化することにより、キャリア周波数も大きく変化するため、騒音および振動が増加することとなる。またキャリア周波数の変化によりモータ電流の歪み率も変化するため、モータから発生する騒音にも変化が生じる。特にキャリア周波数が低下する際にはモータ電流の歪み率が増加するため、騒音レベルが悪化する。また、キャリア周波数の大きな変化は、騒音レベルの変化に繋がり、騒音レベルの数値以上に聴感上での不快感に繋がる。またモータ電流の歪み率の増加はモータの振動悪化にも繋がる。
　図１２は目標回転数を補正せずに負荷トルクが脈動する負荷を制御した場合の第二の動作例を示す図である。図１２には、負荷トルクが脈動する負荷に内蔵されるモータが１回転するときにおける負荷トルクτｌと時間の関係と、モータ実速度ωｍと時間の関係と、パルス数Ｎと時間の関係と、キャリア周波数ｆｃと時間の関係が示される。図１２ではモータ実速度ωｍがωｂ付近であるものと仮定している。
　ここでω＾＝ωｍとした場合、ω＾はωｍと同様に脈動する。期間Ｃはω＾＜ωｂとなる期間であり、期間Ｄはω＾＞ωｂとなる期間である。ωｐはωｍのピーク値である。インバータは、期間Ｃではパルス数Ｎａの同期ＰＷＭで動作し、または、キャリア周波数がｆｃｎからｆｃａに高まるように動作する。期間Ｄではパルス数Ｎｂの同期ＰＷＭで動作し、または、キャリア周波数がｆｃｎ付近で動作する。このようにパルス数Ｎとキャリア周波数ｆｃは機械角１周期内で大きく変化することとなる。
　負荷トルクτｌに脈動が生じているとき、期間Ｃでは同期ＰＷＭのパルス数がＮａとＮｂの境界上にある。そのためキャリア周波数が大幅に増減し、ハンチングが生じる。特にωｂ＜ω＊＜ωｃで設定されているのにも関わらず負荷トルクτｌの脈動によるω＾＞ωｂとなる期間Ｃでは、キャリア周波数が高くなるため、インバータのスイッチング回数増加に伴い、インバータの損失増加すなわち効率悪化に繋がる。
　図１３は目標回転数を補正して負荷トルクが脈動する負荷を制御した場合の動作例を示す図である。図１３には、負荷トルクが脈動する負荷に内蔵されるモータが１回転するときにおける負荷トルクτｌと時間の関係と、モータ実速度ωｍと時間の関係と、パルス数Ｎと時間の関係と、キャリア周波数ｆｃと時間の関係が示される。図１３では、２つのモータ実速度ωｍの曲線が示され、上側が図１２に示すモータ実速度ωｍであり、下側が目標回転数補正部１１で補正されたω＊＊＊を用いたときのモータ実速度ωｍである。図１３に示すように目標回転数補正部１１ではωｂを中心として禁止帯Δω＊が設定されている。ω＾＝ωｍとした場合、図示例のようにω＾は全体的に低減し、期間Ｄではω＾のピーク値は禁止帯Δω＊内に納まる。従ってインバータは、期間Ｃではパルス数Ｎａの同期ＰＷＭで動作し、キャリア周波数がｆｃｎからｆｃａに高まるように動作する。また期間Ｄでは引き続きパルス数Ｎａの同期ＰＷＭで動作し、キャリア周波数がｆｃａ付近で動作する。このように、モータ負荷のトルクリップルが大きい場合においても、パルス数Ｎとキャリア周波数ｆｃのハンチングを抑制することができる。
　図１４はモータが加速または減速した後のインバータの出力電圧周波数の平均値を示す図である。縦軸は、目標回転数補正部１１で補正する前後の目標回転数で制御されるインバータ５の出力電圧周波数であり、横軸は時間である。なおインバータ５の出力電圧周波数はモータの回転数周波数と読み替えてもよい。（１）の期間はモータが加速するときの期間であり、（２）の期間はモータが加速した後の一定回転数で運転するときの期間であり、（３）の期間はモータが減速するときの期間であり、（４）の期間はモータが減速した後の一定回転数で運転するときの期間である。ｆａｖ１は目標回転数補正部１１で補正された後の目標回転数で制御されたインバータ５の出力電圧周波数の平均値である。ｆａｖ２は目標回転数補正部１１で補正される前の目標回転数で制御されたインバータ５の出力電圧周波数の平均値である。Δｆは平均値ｆａｖ２とインバータ５の出力電圧周波数の最大値との差分である。そして（２）の期間のｆａｖ１はｆａｖ２にΔｆを加算した値以上に設定され、そして（４）の期間のｆａｖ１はｆａｖ２からΔｆを減算した値以下に設定される。本実施の形態に係るモータ駆動装置のインバータ制御部は、モータ４が加速した後の出力電圧周波数の最小値ｆｍｉｎが、動作パルス数であるパルス数Ｎを切替える周波数ｆ’の最小値より大きくなるように、インバータ５を動作させる。またインバータ制御部８は、モータ４が加速した後の出力電圧周波数の最大値ｆｍａｘが、動作パルス数であるパルス数Ｎを切替える周波数ｆ’の最小値より小さくなるように、インバータ５を動作させる。
　図１５はトルク脈動とトルク電流の脈動を説明するための図である。ここまでの説明では目標回転数補正部１１においてパルス数切替回転数ωａ，ωｂ，ωｃの各々の前後一定範囲に禁止帯Δω＊を設ける例を説明した。図１５に示すように負荷トルクτｌとｑ軸電流Ｉｑは相関性があるため、目標回転数補正部１１は、Δω＊の代わりにΔＩｑを禁止帯として設定してもよい。ΔＩｑはＩｑの平均値とＩｑのピーク値との差分に相当する値である。また、ΔＩｑの代わりにｑ軸電流指令Ｉｑ＊の脈動を用いて設定してもよい。
実施の形態２．
　実施の形態１では、ΔωとΔＩｑを用いてΔω＊を予め設定する場合、すなわちオフラインチューニングの場合を説明した。しかしながら、モータと負荷には製造ばらつきがあるため、ΔωとΔＩｑはそのばらつきにより変動する。そこで実施の形態２では、動作中のΔω＊の自動設定、すなわちオンラインチューニングによる制御方法の一例を説明する。
　図１６は本発明の実施の形態２に係るモータ駆動装置の電圧指令生成部の構成図である。実施の形態１との相違点は電圧指令生成部９の代わりに電圧指令生成部９Ａが用いられる。電圧指令生成部９Ａは、実施の形態１の電圧指令生成部９が備える構成要素に加えて、速度推定値ω＾を入力して、速度推定値ω＾のフィルタ処理を行い、速度推定値ω＾’として出力するフィルタ処理部２３を備える。また電圧指令生成部９Ａは、速度指令生成部１２の代わりに速度指令生成部１２ａを備える。速度指令生成部１２ａは、速度推定値ω＾’に基づいて目標回転数補正部１１から出力された第二の目標回転数ω＊＊＊に一致するような速度指令値ω＊を電流指令生成部１６に対して出力する。
　図１７は実施の形態２に係る速度指令生成部の動作を説明するためのフローチャートである。速度指令生成部１２ａは、フィルタ処理されたω＾’と第二の目標回転数ω＊＊＊との差分であるΔω＊を検出する。そして速度指令生成部１２ａは、Δω＊がΔω＋αよりも大きいか否かを判断し、Δω＊がΔω＋α未満である場合（Ｓ１，Ｎｏ）、Δω＊を変更し（Ｓ２）、Δω＊がΔω＋αとなるまで変更ループを繰り返す。Δω＊がΔω＋α以上である場合（Ｓ１，Ｙｅｓ）、Δω＊を固定化する。αは設計マージンとなるため設計者が任意に設定して良い数値である。図１７のループ演算の演算周期はいずれに設定しても問題ないが、同期ＰＷＭの動作パルス数切替の演算周期よりは長くしなければΔω＊の変更が同期ＰＷＭへ反映されない点に注意が必要である。
　なお実施の形態１，２では、直流電源とインバータとの間に流れる直流電流を検出してインバータ制御部８に取り込み例を説明したが、インバータとモータとの間に流れる相電流を検出する相電流検出部を設けて、相電流検出部で検出された相電流をインバータ制御部８の制御で用いる構成でもよい。この場合、図２に示す三相二相変換部１４では相電流検出部で検出された相電流をロータ磁極位置θに基づいてｄｑ座標軸のｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換される。このように三相二相変換部１４では直流電流または相電流を用いてｄ軸電流とｑ軸電流が求められる。また実施の形態１，２では、図３に示すパルス数設定部１９において、ｑ軸電流Ｉｑにより負荷の機械角に対応したパルス数を設定しているが、負荷トルクと機械角との相関性のある電流情報を用いることができればよいため、パルス数設定部１９は、座標変化後の直流量であるｑ軸電流Ｉｑの代わりに、モータ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いてパルス数を設定してもよいし、ｑ軸電流Ｉｑの代わりに三相二相変換部１４で変換されたｄ軸電流Ｉｄを用いてもよい。
　以上に説明したように実施の形態１，２に係るモータ駆動装置は、インバータと、直流電源とインバータとの間で検出された直流電圧と、直流電源とモータとの間で検出された電流とを入力として、パルス幅変調信号を生成してインバータに出力し、インバータをスイッチング動作させるインバータ制御部とを備え、インバータ制御部は、モータが加速した後の出力電圧周波数の平均値がインバータの出力電圧の瞬時周波数にΔｆを加算した値以上になるようにインバータを動作させ、またはモータが減速した後の出力電圧周波数の平均値がインバータの出力電圧の瞬時周波数からΔｆを減算した値以下になるようにインバータを動作させるように構成されている。この構成により、負荷トルクの脈動による回転数脈動Δωが発生した場合でも、同期ＰＷＭにおけるパルス数およびキャリア周波数のハンチングが抑制され、インバータの更なる低損失化を図ることができる。
実施の形態３．
　図１８は本発明の実施の形態３に係るヒートポンプ装置の構成図である。ヒートポンプ装置２００は、実施の形態１または２に係るモータ駆動装置１００を搭載し、さらに圧縮機３０と四方弁４０と熱交換器４１と膨張機構４２と熱交換器４３とを備え、圧縮機３０、四方弁４０、熱交換器４１、膨張機構４２、および熱交換器４３が冷媒配管４４を介して接続されている。圧縮機３０はその内部にローリングピストン３２とモータ４を備える。
　図１９は図１８に示すヒートポンプ装置を適用した冷凍空調装置の構成図である。図２０は図１９に示す冷凍空調装置の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２０の縦軸は冷媒圧であり横軸は比エンタルピを表す。図１９に示す圧縮機３０、熱交換器４１、膨張機構４２、レシーバ４５、内部熱交換器４６、膨張機構４７および熱交換器４３は、それぞれ配管によって接続され、当該配管を冷媒が循環する主冷媒回路を構成している。なお、圧縮機３０の吐出側には四方弁４０が設けられており、冷媒の循環方向の切り替えが可能である。また熱交換器４３の近傍にはファン４８が設けられている。
　図１９に示す冷凍空調装置には、レシーバ４５と内部熱交換器４６との間から圧縮機３０のインジェクションパイプまでを接続するインジェクション回路４９が備えられている。インジェクション回路４９には、膨張機構５０と内部熱交換器４６が接続されている。
　熱交換器４１には水が循環する水回路５１が接続される。水回路５１には、給湯器、ラジエータまたは床暖房が備える放熱器といった水を利用する装置が接続されている。
　次に図１９と図２０を用いて冷凍空調装置の動作を説明する。まず冷凍空調装置が暖房運転する際の動作について説明する。圧縮機３０で冷媒が圧縮されることで、図２０のＡ点に示す高温高圧状態となる。
　高温高圧状態の冷媒は圧縮機３０からインジェクション回路４９に吐出され、インジェクション回路４９を介して四方弁４０へと移送され、四方弁４０を経由した後に熱交換器４１へと移送され、熱交換器４１で熱交換されることで冷却されて、図２０のＢ点に示すように液化される。このとき水回路５１の水は冷媒から放熱された熱によって温められ、温められた水は暖房または給湯に利用される。
　熱交換器４１で液化された冷媒は、膨張機構４２へと移送され、膨張機構４２で減圧されることで、図２０のＣ点に示すように気液二相状態になる。気液二相状態の冷媒は、レシーバ４５へと移送され、レシーバ４５において圧縮機３０に移送された冷媒と熱交換される。これにより気液二相状態の冷媒は冷却されて図２０のＤ点に示すように液化する。
　レシーバ４５で液化された冷媒は、図中のＰ点で分岐し、内部熱交換器４６に流れる冷媒は、内部熱交換器４６において膨張機構５０から圧縮機３０に移送される冷媒と熱交換されて、図２０のＥ点に示すようにさらに冷却される。なお膨張機構５０で減圧された冷媒は気液二相状態である。内部熱交換器４６で冷却された冷媒は、膨張機構４７へと移送されて減圧され、図２０のＦ点に示すように気液二相状態になる。
　膨張機構４７で気液二相状態になった冷媒は、熱交換器４３に移送され、熱交換器４３において外気と熱交換され、図２０のＧ点に示すように加熱される。熱交換器４３で加熱された冷媒は、四方弁４０へと移送され、四方弁４０を経由した冷媒はレシーバ４５へと移送される。レシーバ４５に移送された冷媒は図２０のＨ点に示すようにレシーバ４５でさらに加熱され、加熱された冷媒は圧縮機３０に移送される。
　一方、図２０のＤ点に示す冷媒、すなわちＰ点で分岐した他方の冷媒は、膨張機構５０において図２０のＩ点に示すように減圧される。減圧された冷媒は、内部熱交換器４６で熱交換され、図２０のＪ点に示すように気液二相状態となる。内部熱交換器４６で熱交換された冷媒は圧縮機３０へ移送される。
　圧縮機３０では、図２０のＨ点に示すようにレシーバ４５から圧縮機３０へ移送された冷媒が中間圧まで圧縮され、圧縮された冷媒は図２０のＫ点に示すように加熱される。加熱された冷媒は、内部熱交換器４６で熱交換された冷媒と合流することで、図２０のＬ点に示すようにその温度が低下する。そして、温度が低下した冷媒が圧縮機３０でさらに圧縮される。加熱された冷媒は図２０のＡ点に示すように高温高圧となり、圧縮機３０からインジェクション回路４９に吐出される。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　直流電源、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆ　半導体スイッチング素子、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ　ダイオード、４　モータ、５　インバータ、６　電圧検出部、７　電流検出部、８　インバータ制御部、９，９Ａ　電圧指令生成部、１０　同期ＰＷＭ制御部、１１　目標回転数補正部、１２，１２ａ　速度指令生成部、１３　電流復元部、１４　三相二相変換部、１５　位置速度推定部、１６　電流指令生成部、１７　ｄｑ軸電圧指令演算部、１８　電圧指令変換部、１９　パルス数設定部、２０　周波数情報生成部、２１　キャリア生成部、２２　ＰＷＭ信号生成部、２３　フィルタ処理部、３０　圧縮機、３１　シリンダ、３２　ローリングピストン、３３　回転軸、３４　吸入口、３５　吐出口、３６　シリンダ室、３６ａ　低圧室、３６ｂ　高圧室、３６ｃ　ベーン、４０　四方弁、４１　熱交換器、４２　膨張機構、４３　熱交換器、４４　冷媒配管、４５　レシーバ、４６　内部熱交換器、４７　膨張機構、４８　ファン、４９　インジェクション回路、５０　膨張機構、５１　水回路、１００　モータ駆動装置、２００　ヒートポンプ装置。

Claims (4)

  1. 　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、前記モータに前記交流電力を出力するインバータと、
    　前記直流電源と前記インバータとの間で検出された直流電圧と、前記直流電源と前記モータとの間で検出された電流とを入力として、パルス幅変調信号を生成して前記インバータに出力し、前記インバータをスイッチング動作させるインバータ制御部と、
    　を備え、
    　前記インバータ制御部は、ｎを自然数として前記インバータの出力電圧周波数の３ｎ倍となる前記パルス幅変調信号の周波数を前記インバータに出力し、
    　前記モータが加速した後の前記出力電圧周波数の最小値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より大きいモータ駆動装置。
  2. 　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、前記モータに前記交流電力を出力するインバータと、
    　前記直流電源と前記インバータとの間で検出された直流電圧と、前記直流電源と前記モータとの間で検出された電流とを入力として、パルス幅変調信号を生成して前記インバータに出力し、前記インバータをスイッチング動作させるインバータ制御部と、
    　を備え、
    　前記インバータ制御部は、ｎを自然数として前記インバータの出力電圧周波数の３ｎ倍となる前記パルス幅変調信号の周波数を前記インバータに出力し、
    　前記モータが加速した後の前記出力電圧周波数の最大値が、動作パルス数を切替える周波数の最小値より小さいモータ駆動装置。
  3. 　請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置を搭載したヒートポンプ装置。
  4. 　請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置を搭載した冷凍空調装置。
PCT/JP2016/074380 2016-08-22 2016-08-22 モータ駆動装置、ヒートポンプ装置および冷凍空調装置 WO2018037454A1 (ja)

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