WO2018011924A1 - 漏洩変圧器 - Google Patents

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WO2018011924A1
WO2018011924A1 PCT/JP2016/070735 JP2016070735W WO2018011924A1 WO 2018011924 A1 WO2018011924 A1 WO 2018011924A1 JP 2016070735 W JP2016070735 W JP 2016070735W WO 2018011924 A1 WO2018011924 A1 WO 2018011924A1
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WO
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primary coil
secondary coil
leakage transformer
coil
bypass
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PCT/JP2016/070735
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English (en)
French (fr)
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糀　芳信
亘 奥田
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/24—Magnetic cores
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/08—High-leakage transformers or inductances
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    • H01F27/26—Fastening parts of the core together; Fastening or mounting the core on casing or support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters

Definitions

  • This invention relates to a leakage transformer.
  • a bypass core which is a magnetic material, is inserted between a primary coil and a secondary coil wound around an iron core, and the bypass core is a magnetic path for leakage flux.
  • the transformer disclosed in Patent Document 1 is provided with a gap having an interval set to an arbitrary amount by dividing the bypass core.
  • the gap interval is set so as to adjust the saturation of the leakage magnetic flux.
  • the gap interval is set, when the operating frequency of the inverter device connected to the primary side of the transformer, for example, increases, a part of the magnetic flux leaks.
  • leakage flux may be linked and eddy current may be generated.
  • local heating of the primary coil and the secondary coil occurs due to the generation of eddy current.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to suppress local heating in a leakage transformer.
  • the leakage transformer of the present invention includes a primary coil and a secondary coil wound around an iron core, a plurality of bypass cores, and a nonmagnetic material provided between the plurality of bypass cores.
  • the plurality of bypass cores are magnetic bodies that are provided between the primary coil and the secondary coil and guide a part of the magnetic flux generated in the iron core to the inside.
  • the plurality of bypass cores are provided at intervals in the direction of the magnetic flux induced inside.
  • the total value of the intervals between the plurality of bypass cores is determined according to the target value of the leakage inductance.
  • the maximum value of the interval between the plurality of bypass cores is equal to or less than a value obtained by multiplying the minimum value of the interval between the bypass core and each of the primary coil and the secondary coil by a positive coefficient less than 1.
  • the maximum value of the interval between the plurality of bypass cores provided between the primary coil and the secondary coil is less than 1 to the minimum value of the interval between the bypass core and each of the primary coil and the secondary coil.
  • FIG. 1 is a perspective view of a leakage transformer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a perspective view of the iron core of the leakage transformer according to the embodiment.
  • the leakage transformer 1 is a three-phase transformer.
  • Leakage transformer 1 includes iron core 10, primary coils 11a, 11b, and 11c wound around iron core 10, and secondary coils 12a, 12b, and 12c.
  • a U-phase current flows through the primary coil 11a and the secondary coil 12a
  • a V-phase current flows through the primary coil 11b and the secondary coil 12b
  • a W-phase current flows through the primary coil 11c and the secondary coil 12c.
  • the iron core 10 has two end portions 101 facing each other and a plurality of leg portions 102 a, 102 b, and 102 c that are continuous with the end portion 101 at both ends.
  • the secondary coil 12a is wound around the leg 102a, and the primary coil 11a is wound around the leg 102a outside the secondary coil 12a.
  • the central axis of the primary coil 11a coincides with the central axis of the secondary coil 12a.
  • the secondary coil 12b is wound around the leg 102b, and the primary coil 11b is wound around the leg 102b outside the secondary coil 12b.
  • the central axis of the primary coil 11b coincides with the central axis of the secondary coil 12b.
  • the secondary coil 12c is wound around the leg 102c
  • the primary coil 11c is wound around the leg 102c outside the secondary coil 12c.
  • the central axis of the primary coil 11c coincides with the central axis of the secondary coil 12c.
  • the iron core 10, the primary coils 11a, 11b, and 11c and the secondary coils 12a, 12b, and 12c are fixed by the clamper 13.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the leakage transformer according to the embodiment.
  • 3 is a cross-sectional view of the leakage transformer 1 taken along the line AA of FIG. 1, that is, the leakage transformer 1 in a cross section orthogonal to the central axis of the primary coils 11a, 11b, and 11c and the secondary coils 12a, 12b, and 12c. It is sectional drawing.
  • a spacer 14a which is a nonmagnetic material, is provided between the primary coil 11a and the secondary coil 12a. By providing the spacer 14a, an air flow path is formed between the spacers 14a. The heat generated in the primary coil 11a and the secondary coil 12a is transmitted to the air passing through the flow path formed by the spacer 14a.
  • the spacer 14b is provided between the primary coil 11b and the secondary coil 12b, and the temperature rise of the primary coil 11b and the secondary coil 12b is suppressed.
  • the spacer 14c is provided between the primary coil 11c and the secondary coil 12c, and the temperature rise of the primary coil 11c and the secondary coil 12c is suppressed.
  • a plurality of bypass cores 15a made of a magnetic material are provided between the primary coil 11a and the secondary coil 12a.
  • a plurality of bypass cores 15b that are magnetic bodies are provided between the primary coil 11b and the secondary coil 12b
  • a plurality of bypass cores that are magnetic bodies are provided between the primary coils 11c and the secondary coils 12c.
  • 15c is provided.
  • the bypass cores 15a, 15b, and 15c guide part of the magnetic flux generated in the iron core 10 to the inside.
  • the bypass cores 15a, 15b, and 15c are provided at positions closest to the center in the arrangement direction of the plurality of leg portions 102a, 102b, and 102c.
  • the bypass core 15a is located between the primary coil 11a and the secondary coil 12a, on the side of the legs 102b. Is provided.
  • the bypass core 15b is provided on the leg 102c side between the primary coil 11b and the secondary coil 12b. Since the primary coil 11b and the secondary coil 12b are wound around the leg portion 102b located in the center of the arrangement direction, the bypass core 15b has an inner leg portion between the primary coil 11b and the secondary coil 12b. It may be provided on the side of 102a.
  • the bypass core 15c is provided on the leg portion 102b side between the primary coil 11c and the secondary coil 12c.
  • the iron core 10 the primary coils 11a, 11b, and 11c, the secondary coils 12a, 12b, and 12c, and the bypass cores 15a, 15b, and 15c are insulated from each other.
  • FIG. 4 is a partial cross-sectional view of the leakage transformer according to the embodiment.
  • FIG. 4 shows the primary coil 11b and the secondary coil 12b that are wound around the leg 102b.
  • the upper part of FIG. 4 is a partial cross-sectional view of the leakage transformer 1 in the plane including the central axes of the primary coil 11b and the secondary coil 12b, that is, a part of the cross-sectional view of the leakage transformer 1 along the line BB in FIG. is there.
  • the middle part of FIG. 4 is a part of the cross-sectional view of FIG.
  • the lower part of FIG. 4 is a diagram showing a change in magnetic flux density on the broken line in the middle part of FIG.
  • the lower vertical axis in FIG. 4 indicates the magnetic flux density.
  • the leakage transformer 1 has a plurality of bypass cores 15b provided between the primary coil 11b and the secondary coil 12b. As shown in the lower part of FIG. 4, a magnetic flux is induced inside the plurality of bypass cores 15b.
  • the plurality of bypass cores 15b are provided at intervals in the direction of the magnetic flux induced inside.
  • the primary coil 11b and the secondary coil 12b are provided at intervals in a direction parallel to the central axis.
  • a nonmagnetic material is provided between the plurality of bypass cores 15b.
  • the nonmagnetic material located between the plurality of bypass cores 15b is air. It is not restricted to the example of FIG. 4, You may provide nonmagnetic substances, such as paper, resin, or a plastic, between the some bypass cores 15b.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the power conversion device including the leakage transformer according to the embodiment.
  • the power converter 2 converts the input DC voltage into a three-phase AC voltage and outputs it.
  • the power converter 2 converts the DC voltage applied to the filter capacitor C1 into an AC voltage and outputs it to the primary side of the leakage transformer 1, the leakage transformer 1, and the secondary side of the leakage transformer 1
  • the AC capacitor 4 connected to is provided.
  • the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6 included in the inverter device 3 are controlled to be turned on and off by a control unit (not shown).
  • the control unit performs, for example, PWM (Pulse Width Modulation) control to control the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6 are formed of, for example, a wide band gap semiconductor using silicon carbide, a gallium nitride material, or diamond.
  • the DC voltage applied to the filter capacitor C1 is converted into a three-phase AC voltage by the on / off operation of the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6.
  • the leakage transformer 1 is a delta star type three-phase transformer.
  • FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit of the leakage transformer according to the embodiment.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit of one phase of the leakage transformer 1, for example, a U phase.
  • the leakage inductance 16 of the leakage transformer 1 and the AC capacitor 4 form an LC filter, and the waveform of the voltage on the secondary side of the leakage transformer 1 is shaped into a sine wave.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the input current of the leakage transformer according to the embodiment.
  • FIG. 7 shows the input current of leakage transformer 1 in power converter 2 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the value of the input current of one phase of the leakage transformer 1, for example, the U phase.
  • the dotted line in FIG. 7 is the current at the fundamental frequency. For example, when the operating frequency is 5 kHz and the inverter device 3 that performs PWM control is connected to the primary side, the input current of the leakage transformer 1 is added to the current of the fundamental frequency as shown by the solid line in FIG. , Including high-frequency current generated by PWM control.
  • FIG. 7 shows the input current of leakage transformer 1 in power converter 2 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the value of the input current of one phase of the leakage transformer 1, for example, the U phase.
  • the dotted line in FIG. 7 is the current at the fundamental
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the input voltage of the leakage transformer according to the embodiment.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the input voltage value of one phase of the leakage transformer 1, for example, the U phase.
  • the input voltage of the leakage transformer 1 is a rectangular wave.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the output voltage of the power conversion device according to the embodiment.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the value of the output voltage of one phase of the leakage transformer 1, for example, the U phase.
  • the voltage on the secondary side of the leakage transformer 1 is shaped by the LC filter formed by the leakage inductance 16 and the AC capacitor 4, and the output voltage of the power converter 2 is sinusoidal as shown in FIG. Become a wave.
  • FIG. 10 and FIG. 11 are diagrams showing examples of magnetic hysteresis curves of the leakage transformer according to the embodiment.
  • the horizontal axis represents the magnetic field, and the vertical axis represents the magnetic flux density.
  • FIG. 10 is a magnetic hysteresis curve of the leakage transformer 1 when the power conversion circuit in which the switching element is driven in a sine wave is connected to the primary side.
  • FIG. 11 is a magnetic hysteresis curve of the leakage transformer 1 when the inverter device 3 that performs PWM control is connected to the primary side.
  • the magnetic hysteresis curve shown in FIG. 11 includes a high-frequency component generated by PWM control.
  • the magnetic flux density of the leakage magnetic flux interlinking with the primary coil 11a is B
  • the frequency of the input current of the leakage transformer 1 is f
  • the thickness perpendicular to the central axis of the primary coil 11a is t
  • the resistivity of the primary coil 11a is ⁇ .
  • an eddy current loss Pe per unit area shown in the following equation (1) occurs in the primary coil 11a.
  • the primary coil 11a is copper
  • the eddy current loss Pe per unit area is expressed by the following equation (2).
  • the magnetic flux density B can be obtained by electromagnetic field analysis.
  • the absolute permeability of the primary coil 11a is ⁇
  • the skin depth ⁇ is expressed by the following equation (3).
  • the skin depth ⁇ is expressed by the following equation (4).
  • the thickness t in the direction orthogonal to the central axis of the primary coil 11a is set to 2 ⁇ or less.
  • an eddy current loss Pe per unit area is generated as in the primary coil 11a.
  • the leakage magnetic flux enters the secondary coil 12a up to the skin depth ⁇ due to the skin effect. Therefore, similarly in the secondary coil 12a, the thickness in the direction orthogonal to the central axis of the secondary coil 12a is set to 2 ⁇ or less.
  • the thickness in the direction orthogonal to the central axis of the primary coils 11b and 11c and the secondary coils 12b and 12c is set to 2 ⁇ or less.
  • FIG. 12 is a partial cross-sectional view of a leakage transformer in which a gap is provided in the bypass core.
  • the way of viewing the figure is the same as the upper part of FIG.
  • the iron core 50 of the leakage transformer 5 has the same configuration as the iron core 10 of the leakage transformer 1 according to the embodiment shown in FIG.
  • the secondary coil 52 is wound around the legs 502 of the iron core 50.
  • the primary coil 51 is wound around the leg portion 502 outside the secondary coil 52.
  • the central axis of the primary coil 51 and the central axis of the secondary coil 52 coincide.
  • a spacer 53 that is a nonmagnetic material is provided between the primary coil 51 and the secondary coil 52.
  • the spacer 53 forms an air flow path.
  • bypass cores 54 that are magnetic bodies are provided between the primary coil 51 and the secondary coil 52.
  • the bypass core 54 induces a part of the magnetic flux generated in the iron core 50 to the inside.
  • a gap 55 is formed between the two bypass cores 54.
  • air that is a nonmagnetic material is located in the gap 55.
  • the length g of the gap 55 in the interval direction that is, the length in the direction parallel to the central axis of the primary coil 51 and the secondary coil 52 is determined according to the target value of the leakage inductance.
  • the magnetic resistance R of the leakage inductance coincides with the magnetic resistance Rg in the gap 55.
  • the magnetic resistance of the leakage inductance is expressed by the following equation (5):
  • the leakage inductance L is expressed by the following equation (6). Since the permeability of air can be considered to be the same as the permeability of vacuum, the permeability of vacuum ⁇ 0 is used as the permeability of air.
  • the number of turns n1 of the primary coil 51 and the cross-sectional area Ag of the bypass core 54 are determined according to the design of the leakage transformer 5. Therefore, in order to obtain a desired leakage inductance L, it is necessary to adjust the length g of the gap 55 in the interval direction.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of fringing magnetic flux in the gap of the bypass core.
  • the upper part of FIG. 13 is a diagram showing lines of magnetic force in a partial enlarged view of FIG.
  • the lower part of FIG. 13 is a diagram showing a change in magnetic flux density in the gap 55.
  • the length g in the interval direction of the gap 55 is determined according to the target value of the leakage inductance L as described above. In the example of FIG. 13, the length g of the gap 55 in the interval direction is larger than the interval d between the bypass core 54 and the primary coil 51 and the secondary coil 52.
  • the interval d is determined according to the insulation design of the leakage transformer 5.
  • the magnetic resistance Rg when passing through the gap 55 and the magnetic resistance Ra when passing through a position closer to the primary coil 51 or the secondary coil 52 than the gap 55 coincide. Therefore, as shown in the upper part of FIG. 13, the magnetic flux spreads and interlinks with the primary coil 51 and the secondary coil 52. When the magnetic flux leaking from the bypass core 54 is linked to the primary coil 51 and the secondary coil 52, an eddy current is generated in the primary coil 51 and the secondary coil 52, and local heating may occur.
  • the length g in the gap direction of the gap 55 is determined according to the target value of the leakage inductance based on the above equation (6).
  • the total value of the intervals between the plurality of bypass cores 15a is determined according to the target value of the leakage inductance based on the above equation (6).
  • the maximum value of the interval between the plurality of bypass cores 15a is obtained by multiplying the minimum value of the interval between bypass core 15a and each of primary coil 11a and secondary coil 12a by a positive coefficient m less than 1. It is as follows. By narrowing the interval between the bypass cores 15a as compared with the case of the leakage transformer 5 shown in FIG. 12, the spread of the magnetic flux can be suppressed.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of the magnetic flux passing through the bypass core of the leakage transformer according to the embodiment.
  • the upper part of FIG. 14 is an enlarged view of a part of the upper part of FIG. 4, and shows magnetic field lines of magnetic flux passing through the bypass core 15 b.
  • the lower part of FIG. 14 is a diagram showing a change in magnetic flux density in the gap 17b, which is the interval between the bypass cores 15b.
  • the total value of the lengths of gap 17b in the interval direction corresponds to g in equation (6) above. That is, the total value of the gap 17b in the interval direction is determined according to the target value of the leakage inductance L.
  • the maximum value of the gap 17b of the leakage transformer 1 is equal to or less than a value obtained by multiplying the distance d between the bypass core 15b and each of the primary coil 11b and the secondary coil 12b by a positive coefficient m less than 1.
  • the interval d is determined according to the insulation design of the leakage transformer 1.
  • the maximum value of the gap 17b of the leakage transformer 1 is set to the bypass core 15b, the primary coil 11b, and the secondary coil.
  • the value is equal to or less than a value obtained by multiplying the minimum value of the interval between each coil 12b by a positive coefficient m less than 1.
  • n + 1 bypass cores 15b are provided at equal intervals between the primary coil 11b and the secondary coil 12b.
  • the number n of the bypass cores 15b is determined so that the following expression (7) is satisfied.
  • the magnetic resistance Rg when passing through the gap 17b and the primary coil 11b from the gap 17b becomes larger than that of the leakage transformer 5 shown in FIG.
  • the spread of the magnetic flux passing through the bypass core 15b can be suppressed, and the magnetic flux leaking from the bypass core 15b can be prevented from interlinking with the primary coil 11b and the secondary coil 12b.
  • the intervals between the bypass cores 15a and 15c are determined in the same manner. With this structure, it is possible to suppress the occurrence of overcurrent also in the primary coils 11a and 11c and the secondary coils 12a and 12c.
  • the maximum interval between the plurality of bypass cores 15a is the interval between bypass core 15a and each of primary coil 11a and secondary coil 12a. It is less than or equal to the minimum value multiplied by a positive coefficient m less than 1.
  • the maximum value of the interval between the plurality of bypass cores 15b is equal to or less than the value obtained by multiplying the minimum value of the interval between the bypass core 15b and each of the primary coil 11b and the secondary coil 12b by a positive coefficient m less than 1. .
  • the maximum value of the interval between the plurality of bypass cores 15c is equal to or less than a value obtained by multiplying the minimum value of the interval between the bypass core 15c and each of the primary coil 11c and the secondary coil 12c by a positive coefficient m less than 1.
  • the thickness t in the direction perpendicular to the central axis of the primary coils 11a, 11b, 11c and the secondary coils 12a, 12b, 12c is not more than twice the skin depth ⁇ due to the skin effect.
  • the leakage transformer 1 When the power conversion device 2 is mounted on an electric railway vehicle, there are restrictions on the size and installation location of the device. According to the leakage transformer 1 according to the embodiment of the present invention, it is not necessary to increase the distance d between the bypass cores 15a, 15b, and 15c and the primary coils 11a, 11b, and 11c and the secondary coils 12a, 12b, and 12c. It is possible to suppress local heating in the leakage transformer 1. That is, even if there is a restriction on the size and installation location of the device as in an electric railway vehicle, it is possible to use the power conversion device 2 having the leakage transformer 1 according to the embodiment of the present invention. .
  • FIG. 15 is a cross-sectional view of the leakage transformer according to the embodiment.
  • Leakage transformer 1 may be a single-phase transformer.
  • the iron core 10 has two leg portions 102, and the primary coil 11 and the secondary coil 12 are wound around each leg portion 102.
  • a spacer 14 and a bypass core 15 are provided between the primary coil 11 and the secondary coil 12.
  • the bypass core 15 is provided at a position between the primary coil 11 and the secondary coil 12 and closest to the other leg 102.
  • the bypass core 15 is provided at intervals in the direction of the central axis of the primary coil 11 and the secondary coil 12 as in the above-described embodiment.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the leakage transformer according to the embodiment.
  • the primary coil 11 and the secondary coil 12 are wound around the leg portion 102b located in the center among the leg portions 102a, 102b, 102c of the iron core 10 shown in FIG.
  • the secondary coil 12 is wound around the leg 102b at a position spaced from the primary coil 11 in the direction in which the leg 102b extends.
  • the bypass core 15 is provided between the adjacent leg portions 102a and 102b, and between the primary coil 11 and the secondary coil 12, with a gap in the interval direction between the leg portion 102a and the leg portion 102b. It is done.
  • the bypass core 15 is spaced between the adjacent leg portions 102b and the leg portions 102c and between the primary coil 11 and the secondary coil 12 in the interval direction between the leg portions 102b and the leg portions 102c.
  • the total value of the intervals of the bypass core 15 corresponds to g in the above equation (6).
  • the maximum value of the gap 17 of the bypass core 15 is equal to or less than the value obtained by multiplying the distance d between the bypass core 15 and each of the primary coil 11 and the secondary coil 12 by a positive coefficient m less than 1 as shown in FIG. .
  • the above equation (7) is established for the length g / n of the gap 17.
  • FIG. 17 is a cross-sectional view of the leakage transformer according to the embodiment.
  • the same iron core 10 as that of FIG. 15 is used.
  • the primary coil 11 is wound around one leg 102 and the secondary coil 12 is wound around the other leg 102.
  • the bypass core 15 is provided between the primary coil 11 and the secondary coil 12 with an interval in the direction in which the end portion 101 faces. Also in FIG. 17, as in the above-described embodiment, the total value of the intervals of the bypass core 15 corresponds to g in the above equation (6).
  • the maximum value of the gap 17 of the bypass core 15 is equal to or less than a value obtained by multiplying the distance d between the bypass core 15 and each of the primary coil 11 and the secondary coil 12 by a positive coefficient m less than 1 as shown in FIG. .
  • the above equation (7) is established for the length g / n of the gap 17.
  • 1,5 leakage transformer 2 power conversion device, 3 inverter device, 4 AC capacitor, 10, 50 iron core, 11, 11a, 11b, 11c, 51 primary coil, 12, 12a, 12b, 12c, 52 secondary coil, 13 Clamper, 14, 14a, 14b, 14c, 53 Spacer, 15, 15a, 15b, 15c, 54 Bypass core, 16 Leakage inductance, 17, 17b, 55 Gap, 101, 501 End, 102, 102a, 102b, 102c , 502 leg, C1 filter capacitor, SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6 switching element.

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Abstract

漏洩変圧器（１）は、鉄心（１０）の脚部（１０２ｂ）に券回される二次コイル（１２ｂ）および二次コイル（１２ｂ）の外側において脚部（１０２ｂ）に券回される一次コイル（１１ｂ）を備える。一次コイル（１１ｂ）と二次コイル（１２ｂ）との間には、非磁性体のスペーサ（１４ｂ）、および鉄心（１０）に発生する磁束の一部を内部に誘導する磁性体である複数のバイパスコア（１５ｂ）が設けられる。複数のバイパスコア（１５ｂ）は、内部に誘導する磁束の方向に間隔をあけて設けられる。複数のバイパスコア（１５ｂ）の間隔の合計値は、漏れインダクタンスの目標値に応じて決定される。複数のバイパスコア（１５ｂ）の間隔の最大値は、バイパスコア（１５ｂ）と一次コイル（１１ｂ）および二次コイル（１２ｂ）のそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数を乗算した値以下である。

Description

漏洩変圧器
　この発明は、漏洩変圧器に関する。
　漏洩変圧器においては、鉄心に巻かれた一次コイルと二次コイルとの間に磁性体であるバイパスコアが挿入されており、バイパスコアが漏れ磁束の磁路である。
　特許文献１に開示される変圧器は、バイパスコアを分割して、その間に任意量に設定された間隔をもつギャップを備える。
特公平０４－０１２０１５号公報
　特許文献１に開示される変圧器においては、漏れ磁束の飽和を調整するようにギャップの間隔が設定される。ギャップの間隔が設定された場合に、変圧器の一次側に接続される、例えばインバータ装置の動作周波数が上昇すると、磁束の一部が漏れる。一次コイルおよび二次コイルのいずれにも漏れ磁束が鎖交して渦電流が発生することがある。渦電流の発生によって、一次コイルおよび二次コイルの局部加熱が生じるという課題がある。
　本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、漏洩変圧器における局部加熱を抑制することが目的である。
　上記目的を達成するために、本発明の漏洩変圧器は、鉄心に券回される一次コイルおよび二次コイル、複数のバイパスコア、ならびに複数のバイパスコアの間に設けられる非磁性体を備える。複数のバイパスコアは、一次コイルと二次コイルとの間に設けられ、鉄心に発生する磁束の一部を内部に誘導する磁性体である。複数のバイパスコアは、内部に誘導する磁束の方向に間隔をあけて設けられる。複数のバイパスコアの間隔の合計値は、漏れインダクタンスの目標値に応じて定められる。複数のバイパスコアの間隔の最大値は、バイパスコアと一次コイルおよび二次コイルのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数を乗算した値以下である。
　本発明によれば、一次コイルと二次コイルとの間に設けられる複数のバイパスコアの間隔の最大値を、バイパスコアと一次コイルおよび二次コイルのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の係数を乗算した値以下とすることで、漏洩変圧器における局部加熱を抑制することが可能である。
本発明の実施の形態に係る漏洩変圧器の斜視図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の鉄心の斜視図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の部分断面図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器を有する電力変換装置の構成例を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の等価回路を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の入力電流の例を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の入力電圧の例を示す図である。 実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧の例を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の磁気ヒステリシス曲線の例を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の磁気ヒステリシス曲線の異なる例を示す図である。 バイパスコアにギャップが設けられた漏洩変圧器の部分断面図である。 バイパスコアのギャップにおけるフリンジング磁束の例を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器のバイパスコアを通る磁束の例を示す図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。 実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。
　図１は、本発明の実施の形態に係る漏洩変圧器の斜視図である。図２は、実施の形態に係る漏洩変圧器の鉄心の斜視図である。図１および図２の例では、漏洩変圧器１は三相変圧器である。漏洩変圧器１は、鉄心１０、ならびに鉄心１０に券回される一次コイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび二次コイル１２ａ，１２ｂ，１２ｃを備える。例えば一次コイル１１ａおよび二次コイル１２ａにＵ相電流が流れ、一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂにＶ相電流が流れ、一次コイル１１ｃおよび二次コイル１２ｃにＷ相電流が流れる。
　図２の例では、鉄心１０は、正対する２つの端部１０１と、両端が端部１０１のそれぞれと連続する複数の脚部１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃを有する。図１および図２の例では、二次コイル１２ａは脚部１０２ａに券回され、一次コイル１１ａは二次コイル１２ａの外側において脚部１０２ａに券回される。一次コイル１１ａの中心軸と二次コイル１２ａの中心軸とは一致する。同様に、二次コイル１２ｂは脚部１０２ｂに券回され、一次コイル１１ｂは二次コイル１２ｂの外側において脚部１０２ｂに券回される。一次コイル１１ｂの中心軸と二次コイル１２ｂの中心軸とは一致する。同様に、二次コイル１２ｃは脚部１０２ｃに券回され、一次コイル１１ｃは二次コイル１２ｃの外側において脚部１０２ｃに券回される。一次コイル１１ｃの中心軸と二次コイル１２ｃの中心軸とは一致する。鉄心１０と、一次コイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび二次コイル１２ａ，１２ｂ，１２ｃは、クランパ１３によって固定される。
　図３は、実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。図３は、図１のＡ－Ａ線における漏洩変圧器１の断面図、すなわち一次コイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび二次コイル１２ａ，１２ｂ，１２ｃの中心軸に直交する断面における漏洩変圧器１の断面図である。一次コイル１１ａと二次コイル１２ａとの間には、非磁性体であるスペーサ１４ａが設けられる。スペーサ１４ａを設けることで、スペーサ１４ａの間に空気の流路が形成される。一次コイル１１ａおよび二次コイル１２ａで生じた熱は、スペーサ１４ａによって形成される流路を通過する空気に伝達される。これにより、一次コイル１１ａおよび二次コイル１２ａの温度上昇が抑制される。同様に、一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂとの間には、スペーサ１４ｂが設けられ、一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂの温度上昇が抑制される。同様に、一次コイル１１ｃと二次コイル１２ｃとの間には、スペーサ１４ｃが設けられ、一次コイル１１ｃおよび二次コイル１２ｃの温度上昇が抑制される。
　一次コイル１１ａと二次コイル１２ａとの間に、磁性体である複数のバイパスコア１５ａが設けられる。同様に、一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂとの間に、磁性体である複数のバイパスコア１５ｂが設けられ、一次コイル１１ｃと二次コイル１２ｃとの間に、磁性体である複数のバイパスコア１５ｃが設けられる。バイパスコア１５ａ，１５ｂ，１５ｃは、鉄心１０に発生する磁束の一部を内部に誘導する。バイパスコア１５ａ，１５ｂ，１５ｃは、複数の脚部１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃの配置方向の中央に最も近い位置に設けられる。図２および図３に示すように鉄心１０が３つの脚部１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃを有する場合に、バイパスコア１５ａは、一次コイル１１ａと二次コイル１２ａとの間の内、脚部１０２ｂの側に設けられる。図３の例では、バイパスコア１５ｂは、一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂとの間の内、脚部１０２ｃの側に設けられている。一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂは、該配置方向の中央に位置する脚部１０２ｂに券回されているため、バイパスコア１５ｂは、一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂとの間の内、脚部１０２ａの側に設けられてもよい。バイパスコア１５ｃは、一次コイル１１ｃと二次コイル１２ｃとの間の内、脚部１０２ｂの側に設けられている。図３においては、絶縁部材の記載を省略したが、鉄心１０、一次コイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃ、二次コイル１２ａ，１２ｂ，１２ｃ、およびバイパスコア１５ａ，１５ｂ，１５ｃは互いに絶縁されている。
　図４は、実施の形態に係る漏洩変圧器の部分断面図である。図４は、脚部１０２ｂに券回される一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂを示す。図４の上段は、図３のＢ－Ｂ線における漏洩変圧器１の断面図の一部、すなわち一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂの中心軸を含む面における漏洩変圧器１の部分断面図である。図４の中段は、図３の断面図の一部である。図４の下段は、図４の中段の破線上での磁束密度の変化を示す図である。図４の下段の縦軸が磁束密度を示す。
　図４の上段に示すように、漏洩変圧器１は、一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂとの間に設けられた複数のバイパスコア１５ｂを有する。図４の下段に示すように、複数のバイパスコア１５ｂの内部に磁束が誘導される。複数のバイパスコア１５ｂは、内部に誘導する磁束の方向に間隔をあけて設けられる。図４の例では、一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂの中心軸と平行な方向に間隔をあけて設けられる。複数のバイパスコア１５ｂの間に非磁性体が設けられる。図４の例では、複数のバイパスコア１５ｂの間に位置する非磁性体は空気である。図４の例に限られず、紙、樹脂、またはプラスチックなどの非磁性体を複数のバイパスコア１５ｂの間に設けてもよい。
　図５は、実施の形態に係る漏洩変圧器を有する電力変換装置の構成例を示す図である。電力変換装置２は、入力された直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する。電力変換装置２は、フィルタコンデンサＣ１に印加される直流電圧を交流電圧に変換して漏洩変圧器１の一次側に出力するインバータ装置３、漏洩変圧器１、および漏洩変圧器１の二次側に接続される交流コンデンサ４を備える。インバータ装置３が有するスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６は、図示しない制御部によりオンオフが制御される。制御部は、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行って、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を制御する。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６は、例えば、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドを用いたワイドバンドギャップ半導体によって形成される。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のオンオフの動作によって、フィルタコンデンサＣ１に印加された直流電圧が三相交流電圧に変換される。図５の例では、漏洩変圧器１はデルタ・スター方式の三相変圧器である。電力変換装置２が電気鉄道車両に搭載される場合には、架線から、例えば１５００Ｖの直流電圧がパンタグラフおよび直流フィルタリアクトルを介して電力変換装置２に入力される。直流フィルタリアクトルを設けることで、高調波電流が電力変換装置２に入力されることを防ぐ。
　図６は、実施の形態に係る漏洩変圧器の等価回路を示す図である。図６は、漏洩変圧器１の一相分、例えばＵ相の等価回路である。漏洩変圧器１の漏れインダクタンス１６と交流コンデンサ４とがＬＣフィルタを形成し、漏洩変圧器１の二次側の電圧の波形を整形して正弦波にする。
　図７は、実施の形態に係る漏洩変圧器の入力電流の例を示す図である。図７は、図５に示す電力変換装置２における漏洩変圧器１の入力電流を示す。横軸が時間、縦軸が漏洩変圧器１の一相分、例えばＵ相の入力電流の値である。図７における点線が基本周波数の電流である。例えば動作周波数が５ｋＨｚであって、ＰＷＭ制御を行うインバータ装置３が一次側に接続される場合に、漏洩変圧器１の入力電流は、図７において実線で示すように、基本周波数の電流に加え、ＰＷＭ制御によって生じる高周波の電流を含む。図８は、実施の形態に係る漏洩変圧器の入力電圧の例を示す図である。横軸が時間、縦軸が漏洩変圧器１の一相分、例えばＵ相の入力電圧の値である。図８に示すように、漏洩変圧器１の入力電圧は矩形波である。図９は、実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧の例を示す図である。横軸が時間、縦軸が漏洩変圧器１の一相分、例えばＵ相の出力電圧の値である。上述のように、漏れインダクタンス１６と交流コンデンサ４とが形成するＬＣフィルタによって、漏洩変圧器１の二次側の電圧が整形され、電力変換装置２の出力電圧は、図９に示すように正弦波となる。
　図１０および図１１は、実施の形態に係る漏洩変圧器の磁気ヒステリシス曲線の例を示す図である。横軸が磁場、縦軸が磁束密度を示す。図１０は、スイッチング素子が正弦波駆動される電力変換回路が一次側に接続される場合における、漏洩変圧器１の磁気ヒステリシス曲線である。図１１は、ＰＷＭ制御を行うインバータ装置３が一次側に接続される場合における、漏洩変圧器１の磁気ヒステリシス曲線である。図１１に示す磁気ヒステリシス曲線は、ＰＷＭ制御により生じる高周波成分を含む。
　一次コイル１１ａと二次コイル１２ａの間に、スペーサ１４ａによって形成される流路において、高周波成分の漏れ磁束が生じ、漏れ磁束の一部が一次コイル１１ａおよび二次コイル１２ａと鎖交する。一次コイル１１ａと鎖交する漏れ磁束の磁束密度をＢ、漏洩変圧器１の入力電流の周波数をｆ、一次コイル１１ａの中心軸に直交する方向の厚みをｔ、一次コイル１１ａの抵抗率をρとすると、一次コイル１１ａには、下記（１）式で示す、単位面積あたりの渦電流損Ｐｅが生じる。例えば、一次コイル１１ａが銅である場合、単位面積あたりの渦電流損Ｐｅは、下記（２）式で表される。磁束密度Ｂは、電磁界解析によって求めることが可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　漏れ磁束は、表皮効果による表皮深さδまで一次コイル１１ａの内部に入る。一次コイル１１ａの絶対透磁率をμとすると、表皮深さδは、下記（３）式で表される。例えば、一次コイル１１ａが銅である場合、表皮深さδは、下記（４）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　高周波成分の漏れ磁束は、表皮深さδの位置に集中する。そこで、本実施の形態においては、一次コイル１１ａの中心軸に直交する方向の厚みｔを、２δ以下とする。二次コイル１２ａにおいても、一次コイル１１ａと同様に、単位面積あたりの渦電流損Ｐｅが生じる。また漏れ磁束は、表皮効果による表皮深さδまで二次コイル１２ａの内部に入る。そこで、二次コイル１２ａにおいても同様に、二次コイル１２ａの中心軸に直交する方向の厚みを、２δ以下とする。同様に、一次コイル１１ｂ，１１ｃおよび二次コイル１２ｂ，１２ｃの中心軸に直交する方向の厚みを２δ以下とする。
　図１２は、バイパスコアにギャップが設けられた漏洩変圧器の部分断面図である。図の見方は図４の上段と同様である。漏洩変圧器５の鉄心５０は、図２に示す実施の形態に係る漏洩変圧器１の鉄心１０と同様の構成である。鉄心５０の脚部５０２に二次コイル５２が券回される。一次コイル５１は、二次コイル５２の外側において脚部５０２に券回される。一次コイル５１の中心軸と二次コイル５２の中心軸とは一致する。一次コイル５１と二次コイル５２との間には、非磁性体であるスペーサ５３が設けられる。スペーサ５３によって、空気の流路が形成される。また一次コイル５１と二次コイル５２との間に、磁性体である２つのバイパスコア５４が設けられる。バイパスコア５４は、鉄心５０に発生する磁束の一部を内部に誘導する。２つのバイパスコア５４の間にはギャップ５５が形成される。図１２の例では、ギャップ５５には非磁性体である空気が位置する。ギャップ５５の間隔方向の長さｇ、すなわち一次コイル５１および二次コイル５２の中心軸に平行な方向の長さは、漏れインダクタンスの目標値に応じて決定される。
　漏れインダクタンスの磁気抵抗Ｒは、ギャップ５５における磁気抵抗Ｒｇに一致するとみなせる。一次コイル５１の巻数をｎ１、一次コイル５１および二次コイル５２の中心軸と直交する断面におけるバイパスコア５４の断面積をＡｇとすると、漏れインダクタンスの磁気抵抗は下記（５）式で表され、漏れインダクタンスＬは下記（６）式で表される。空気の透磁率は、真空の透磁率と同じであるとみなせるから、空気の透磁率として、真空の透磁率μ０を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　一次コイル５１の巻数ｎ１、バイパスコア５４の断面積Ａｇは、漏洩変圧器５の設計に応じて決定される。そのため、所望の漏れインダクタンスＬを得るためには、ギャップ５５の間隔方向の長さｇを調節する必要がある。
　図１３は、バイパスコアのギャップにおけるフリンジング磁束の例を示す図である。図１３の上段は、図１２の一部の拡大図における磁力線を示す図である。図１３の下段は、ギャップ５５における磁束密度の変化を示す図である。ギャップ５５の間隔方向の長さｇは、上述のように、漏れインダクタンスＬの目標値に応じて決定される。図１３の例では、ギャップ５５の間隔方向の長さｇは、バイパスコア５４と一次コイル５１および二次コイル５２のそれぞれとの間隔ｄより大きい。なお間隔ｄは、漏洩変圧器５の絶縁設計に応じて定められる。この場合、ギャップ５５を通る場合の磁気抵抗Ｒｇと、ギャップ５５より一次コイル５１または二次コイル５２に近い位置を通る場合の磁気抵抗Ｒａとは一致するとみなせる。そのため、図１３の上段に示すように磁束が広がって、一次コイル５１および二次コイル５２に鎖交してしまう。バイパスコア５４から漏れた磁束が一次コイル５１および二次コイル５２と鎖交することで、一次コイル５１および二次コイル５２において渦電流が発生し、局部加熱が生じることがある。
　図１２に示す漏洩変圧器５においては、ギャップ５５の間隔方向の長さｇが上記（６）式に基づいて、漏れインダクタンスの目標値に応じて定められる。一方、本発明の実施の形態に係る漏洩変圧器１においては、複数のバイパスコア１５ａの間隔の合計値が上記（６）式に基づいて、漏れインダクタンスの目標値に応じて定められる。漏洩変圧器１においては、複数のバイパスコア１５ａの間隔の最大値がバイパスコア１５ａと一次コイル１１ａおよび二次コイル１２ａのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。バイパスコア１５ａの間隔を、図１２に示す漏洩変圧器５の場合よりも狭めることで、磁束の広がりを抑制することが可能である。
　図１４は、実施の形態に係る漏洩変圧器のバイパスコアを通る磁束の例を示す図である。図１４の上段は、図４の上段の一部を拡大した図であり、バイパスコア１５ｂを通る磁束の磁力線を示す図である。図１４の下段は、バイパスコア１５ｂの間隔であるギャップ１７ｂにおける磁束密度の変化を示す図である。実施の形態に係る漏洩変圧器１においては、ギャップ１７ｂの間隔方向の長さの合計値が上記（６）式のｇに相当する。すなわち、ギャップ１７ｂの間隔方向の長さの合計値が、漏れインダクタンスＬの目標値に応じて決定される。漏洩変圧器１のギャップ１７ｂの最大値は、バイパスコア１５ｂと一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂのそれぞれとの間隔ｄに１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。なお間隔ｄは、漏洩変圧器１の絶縁設計に応じて定められる。バイパスコア１５ｂと一次コイル１１ｂとの間隔、およびバイパスコア１５ｂと二次コイル１２ｂとの間隔が異なる場合は、漏洩変圧器１のギャップ１７ｂの最大値を、バイパスコア１５ｂと一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数ｍを乗算した値以下とする。
　一次コイル１１ｂと二次コイル１２ｂとの間に、ｎ＋１個のバイパスコア１５ｂが等間隔に設けられる場合を例にして説明する。この場合、下記（７）式が成り立つように、バイパスコア１５ｂの個数ｎが決定される。下記（７）式において０＜ｍ＜１であり、例えば０．１である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ギャップ１７ｂの長さｇ／ｎをバイパスコア１５ｂと一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂとの間隔ｄより十分に小さくすることで、ギャップ１７ｂを通る場合の磁気抵抗Ｒｇと、ギャップ１７ｂより一次コイル１１ｂまたは二次コイル１２ｂに近い位置を通る場合の磁気抵抗Ｒａとの差が、図１２に示す漏洩変圧器５の場合よりも大きくなる。その結果、バイパスコア１５ｂを通る磁束の広がりを抑制し、バイパスコア１５ｂから漏れた磁束が一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂと鎖交することを抑制することが可能である。その結果、一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂにおいて渦電流の発生を抑制することが可能である。バイパスコア１５ａ，１５ｃのそれぞれの間隔も同様に決定される。この構造により、一次コイル１１ａ，１１ｃおよび二次コイル１２ａ，１２ｃにおいても、過電流の発生を抑制することが可能である。
　以上説明した通り、本発明の実施の形態に係る漏洩変圧器１においては、複数のバイパスコア１５ａの間隔の最大値は、バイパスコア１５ａと一次コイル１１ａおよび二次コイル１２ａのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。同様に、複数のバイパスコア１５ｂの間隔の最大値は、バイパスコア１５ｂと一次コイル１１ｂおよび二次コイル１２ｂのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。複数のバイパスコア１５ｃの間隔の最大値は、バイパスコア１５ｃと一次コイル１１ｃおよび二次コイル１２ｃのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。また一次コイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび二次コイル１２ａ，１２ｂ，１２ｃの中心軸に直交する方向の厚みｔは、表皮効果による表皮深さδの２倍以下である。上述の構成により、漏洩変圧器１における局部加熱を抑制することが可能である。
　電力変換装置２を電気鉄道車両に搭載する際には、装置の大きさおよび設置箇所に制約がある。本発明の実施の形態に係る漏洩変圧器１によれば、バイパスコア１５ａ，１５ｂ，１５ｃと一次コイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび二次コイル１２ａ，１２ｂ，１２ｃのそれぞれとの間隔ｄを広げなくとも、漏洩変圧器１における局部加熱を抑制することが可能である。すなわち、電気鉄道車両のように装置の大きさおよび設置箇所に制約がある場合であっても、本発明の実施の形態に係る漏洩変圧器１を有する電力変換装置２を用いることが可能である。
　本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。図１５は、実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。漏洩変圧器１は、単相変圧器であってもよい。図１５の例では、鉄心１０は、２つの脚部１０２を有し、脚部１０２のそれぞれに一次コイル１１および二次コイル１２が券回される。一次コイル１１および二次コイル１２の間にはスペーサ１４およびバイパスコア１５が設けられる。バイパスコア１５は、一次コイル１１と二次コイル１２との間の内、他方の脚部１０２に最も近い位置に設けられる。バイパスコア１５は、上述の実施の形態と同様に、一次コイル１１および二次コイル１２の中心軸の方向に間隔をあけて設けられる。
　図１６は、実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。図１６の例では、図２に示す鉄心１０の脚部１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃの内、中央に位置する脚部１０２ｂに一次コイル１１および二次コイル１２が券回される。二次コイル１２は、脚部１０２ｂが延びる方向に一次コイル１１と間隔をあけた位置において脚部１０２ｂに券回される。バイパスコア１５は、隣接する脚部１０２ａと脚部１０２ｂとの間、かつ、一次コイル１１と二次コイル１２との間において、脚部１０２ａと脚部１０２ｂとの間隔方向に間隔をあけて設けられる。またバイパスコア１５は、隣接する脚部１０２ｂと脚部１０２ｃとの間、かつ、一次コイル１１と二次コイル１２との間において、脚部１０２ｂと脚部１０２ｃとの間隔方向に間隔をあけて設けられる。図１６においても、上述の実施の形態と同様に、バイパスコア１５の間隔の合計値が上記（６）式のｇに相当する。またバイパスコア１５のギャップ１７の最大値は、図１６に示す、バイパスコア１５と一次コイル１１および二次コイル１２のそれぞれとの間隔ｄに１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。漏洩変圧器１において、ｎ＋１個のバイパスコア１５が等間隔に並べられるとすると、ギャップ１７の長さｇ／ｎについて、上記（７）式が成り立つ。
　図１７は、実施の形態に係る漏洩変圧器の断面図である。図１７の例では、図１５と同様の鉄心１０が用いられる。一次コイル１１は一方の脚部１０２に券回され、二次コイル１２は他方の脚部１０２に券回される。バイパスコア１５は、一次コイル１１と二次コイル１２との間において、端部１０１が対向する方向に間隔をあけて設けられる。図１７においても、上述の実施の形態と同様に、バイパスコア１５の間隔の合計値が上記（６）式のｇに相当する。またバイパスコア１５のギャップ１７の最大値は、図１７に示す、バイパスコア１５と一次コイル１１および二次コイル１２のそれぞれとの間隔ｄに１未満の正の係数ｍを乗算した値以下である。漏洩変圧器１において、ｎ＋１個のバイパスコア１５が等間隔に並べられるとすると、ギャップ１７の長さｇ／ｎについて、上記（７）式が成り立つ。
　本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施の形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施の形態は、この発明を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。すなわち、本発明の範囲は、実施の形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。そして、特許請求の範囲内及びそれと同等の発明の意義の範囲内で施される様々な変形が、この発明の範囲内とみなされる。
　１，５　漏洩変圧器、２　電力変換装置、３　インバータ装置、４　交流コンデンサ、１０，５０　鉄心、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，５１　一次コイル、１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，５２　二次コイル、１３　クランパ、１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，５３　スペーサ、１５，１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，５４　バイパスコア、１６　漏れインダクタンス、１７，１７ｂ，５５　ギャップ、１０１，５０１　端部、１０２，１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，５０２　脚部、Ｃ１　フィルタコンデンサ、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６　スイッチング素子。

Claims (6)

  1. 　鉄心に券回される一次コイルと、
    　前記鉄心に券回される二次コイルと、
    　前記一次コイルと前記二次コイルとの間に設けられ、前記鉄心に発生する磁束の一部を内部に誘導する磁性体であって、内部に誘導する前記磁束の方向に間隔をあけて設けられる複数のバイパスコアと、
    　前記複数のバイパスコアの間に設けられる非磁性体と、
    　を備え、
    　前記複数のバイパスコアの前記間隔の合計値は、漏れインダクタンスの目標値に応じて定められ、
    　前記複数のバイパスコアの前記間隔の最大値は、前記バイパスコアと前記一次コイルおよび前記二次コイルのそれぞれとの間隔の最小値に１未満の正の係数を乗算した値以下である、
    　漏洩変圧器。
  2. 　前記一次コイルの中心軸に直交する方向における前記一次コイルの厚みおよび前記二次コイルの中心軸に直交する方向における前記二次コイルの厚みはそれぞれ、前記一次コイルに流れる電流の周波数における表皮深さの２倍以下である請求項１に記載の漏洩変圧器。
  3. 　前記鉄心は、正対する２つの端部、および両端が前記端部のそれぞれと連続する複数の脚部を備え、
    　前記二次コイルは前記脚部に券回され、
    　前記一次コイルは前記二次コイルの外側において該脚部に券回され、
    　前記複数のバイパスコアは、前記一次コイルと前記二次コイルとの間の内、前記複数の脚部の配置方向の中央に最も近い位置に、前記間隔をあけて設けられる、
    　請求項１または２に記載の漏洩変圧器。
  4. 　前記鉄心は、正対する２つの端部、および両端が前記端部のそれぞれと連続する３つの脚部を備え、
    　前記一次コイルは中央の前記脚部に券回され、
    　前記二次コイルは、前記脚部が延びる方向に前記一次コイルと間隔をあけた位置において前記中央の脚部に券回され、
    　前記複数のバイパスコアは、隣接する２つの前記脚部の間、かつ、前記一次コイルと前記二次コイルとの間において、前記脚部の間隔方向に、前記間隔をあけて設けられる、
    　請求項１または２に記載の漏洩変圧器。
  5. 　前記鉄心は、正対する２つの端部、および両端が前記端部のそれぞれと連続する２つの脚部を備え、
    　前記一次コイルは一方の前記脚部に券回され、
    　前記二次コイルは他方の前記脚部に券回され、
    　前記複数のバイパスコアは、前記一次コイルと前記二次コイルとの間において、前記端部が対向する方向に、前記間隔をあけて設けられる、
    　請求項１または２に記載の漏洩変圧器。
  6. 　前記漏洩変圧器の一次側に接続される電子回路が、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドを用いたワイドバンドギャップ半導体によって形成されるスイッチング素子を有する請求項１から５のいずれか１項に記載の漏洩変圧器。
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