WO2018008086A1 - 導波管－平面導波路変換器 - Google Patents

導波管－平面導波路変換器 Download PDF

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WO2018008086A1
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waveguide
conductor
planar waveguide
converter
planar
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PCT/JP2016/069891
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宏昌 中嶋
明道 廣田
米田　尚史
大島　毅
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/107—Hollow-waveguide/strip-line transitions

Definitions

  • the present invention relates to a converter that performs transmission mode conversion between a waveguide and a planar waveguide such as a microstrip line.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-56920 discloses a waveguide-microstrip line converter that couples a waveguide with a microstrip line.
  • the structure of the microstrip line disclosed in Patent Document 1 includes a strip conductor and a conductor plate formed on the front surface of a dielectric substrate, a ground conductor provided on the entire back surface of the dielectric substrate, And a plurality of connecting conductors provided in the dielectric substrate and connecting between the conductor plate and the ground conductor.
  • the ground conductor is connected to the end of the rectangular waveguide, and a rectangular slot for electrically coupling to the end of the rectangular waveguide is formed in the ground conductor.
  • the conductor plate and the ground conductor form a coplanar line structure.
  • the plurality of connection conductors are disposed so as to surround the short surface (short-circuit surface) at the end of the rectangular waveguide.
  • Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-56920 (for example, FIGS. 1 and 2 and paragraphs 0013 to 0018 and FIGS. 12 and 13 and paragraphs 0043 to 0049)
  • Patent Document 1 requires a plurality of connecting conductors for suppressing unwanted radiation, which complicates the manufacturing process of the waveguide-microstrip line converter, thereby reducing the manufacturing cost. There is a problem that increases.
  • an object of the present invention is to provide a waveguide-planar waveguide converter that can reduce the manufacturing cost while suppressing unnecessary radiation.
  • a waveguide-planar waveguide converter is a waveguide-planar waveguide converter that transmits a high-frequency signal, and includes a first main surface and a first main surface facing each other in the thickness direction of the waveguide-planar waveguide converter.
  • a dielectric substrate having two main surfaces, one or more strip conductors formed on the first main surface so as to extend along a predetermined first in-plane direction,
  • a grounding conductor formed on the main surface of 2 so as to be opposed to the one or more strip conductors in the thickness direction, and formed on the grounding conductor, and the first surface on the second main surface.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view taken along line II-II of the waveguide-planar waveguide converter 1 shown in FIG. 1 is a schematic plan view of a conventional waveguide-microstrip line converter 100.
  • FIG. FIG. 4 is a schematic sectional view taken along line IV-IV of the waveguide-microstrip line converter 100 shown in FIG. 3.
  • FIG. 5 is a schematic plan view of a waveguide-planar waveguide converter according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic plan view of a waveguide-planar waveguide converter according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view taken along line II-II of the
  • FIG. 6 is a schematic plan view of a waveguide / planar waveguide converter according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic sectional view taken along line VIII-VIII of the waveguide-planar waveguide converter shown in FIG.
  • FIG. 10 is a schematic plan view of a waveguide / planar waveguide converter according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic plan view of a waveguide / planar waveguide converter according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic plan view of a waveguide / planar waveguide converter according to a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic plan view of a waveguide / planar waveguide converter according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic cross-sectional view taken along line XIII-XIII of the waveguide-planar waveguide converter shown in FIG.
  • FIG. 20 is a schematic plan view of a waveguide / planar waveguide converter according to a ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a schematic sectional view taken along line XV-XV of the waveguide-planar waveguide converter shown in FIG. 14.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a planar structure of a waveguide-planar waveguide converter 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view taken along line II-II of the waveguide-planar waveguide converter 1 shown in FIG. In the cross-sectional view of FIG. 2, the display of open stubs 24b and 25b in a conductor pattern 23 described later is omitted.
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 includes a planar waveguide structure 20 having two input / output ends 20a and 20b used for input / output of a high-frequency signal, And a waveguide 40 connected to the planar waveguide structure 20.
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 has a function of mutually converting the transmission mode (especially the transmission fundamental mode) of a high-frequency signal between the waveguide 40 and the planar waveguide structure 20.
  • the wave tube 40 and the planar waveguide structure 20 have an impedance conversion function for mutually converting characteristic impedances.
  • the waveguide 40 is a metal hollow waveguide having a square cross section in a plane orthogonal to the tube axis of the waveguide 40, that is, a rectangular waveguide. Although the tube thickness of the waveguide 40 shown in FIG. 2 is omitted, a tube thickness of several mm actually exists.
  • the hollow path of the waveguide 40 extends along the tube axis direction (Z-axis direction).
  • the transmission basic mode of the waveguide 40 is, for example, a TE 10 mode which is one of TE modes (Transverse Electric modes).
  • the transmission fundamental mode of the planar waveguide structure 23 is a quasi-TEM mode (Quasi-Transverse ElectroMagnetic modes).
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 can convert the transmission fundamental mode of a high-frequency signal from one of the TE 10 mode and the quasi-TEM mode to the other.
  • the planar waveguide structure 20 includes a dielectric substrate 21 having a square shape such as a square or a rectangle when viewed from the Z-axis direction, and one of the two opposing surfaces of the dielectric substrate 21 ( And a conductor pattern 23 formed on the first main surface).
  • the front surface of the dielectric substrate 21 is parallel to the XY plane including the X axis and the Y axis.
  • the dielectric substrate 21 may be made of a dielectric material such as glass epoxy, polytetrafluoroethylene (PTFE), or ceramics.
  • the conductor pattern 23 includes two linear conductors that extend along a predetermined in-plane direction (X-axis direction) on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • An open stub group 24 composed of six open stubs (branch conductor lines) 24a to 24f branching to the outside, and six open stubs (branch conductors) branching outward from the Y-axis negative side end of the coupling conductor 23c. Line) and an open stub group 25 composed of 25a to 25f.
  • the planar waveguide structure 20 includes a ground conductor 22 which is a conductive film formed over the entire back surface (second main surface) of the dielectric substrate 21, and the ground conductor. And a waveguide 40 having one end connected to a predetermined region (including the slot 22 s) of the ground conductor 22.
  • the back surface of the dielectric substrate 21 is parallel to the XY plane.
  • the slot 22s extends along the Y-axis direction intersecting the extending direction (X-axis direction) of the strip conductors 23a and 23b, and has a rectangular shape with the Y-axis direction as the longitudinal direction. Have.
  • the tube axis direction of the waveguide 40 is parallel to the Z-axis direction.
  • a wall surface forming one end portion on the positive side of the Z-axis of the waveguide 40 is physically connected to the ground conductor 22 to form a short surface (short-circuit surface) SP.
  • the outer shape of the waveguide 40 shown in FIG. 1 is a rectangular shape and represents the outer shape of the short surface SP.
  • the other end of the waveguide 40 on the negative side in the Z-axis constitutes an input / output end 40a used for input / output of a high-frequency signal.
  • the ground conductor 22 and the conductor pattern 23 can be formed by plating, for example.
  • a constituent material of the conductor pattern 23 and the ground conductor 22 for example, any one of conductive materials such as copper, silver and gold, or a combination of two or more selected from these conductive materials may be used. Good.
  • the coupling conductor 23c is disposed at a position facing the slot 22s provided on the back surface side of the dielectric substrate 21 in the Z-axis direction (thickness direction of the dielectric substrate 21). Yes. Further, as shown in FIG. 1, the coupling conductor 23c has a substantially rectangular main body (hereinafter referred to as “main connection portion”) connected to the inner ends of the strip conductors 23a and 23b. Impedance adjustment portions 26a and 26b are formed near both ends in the X-axis direction of the main connection portion.
  • the coupling conductor 23 c is further connected to the base end of the open stub group 24 (hereinafter referred to as “first connection end”) and connected to the base end of the open stub group 25. (Hereinafter referred to as “second connection end”).
  • a width (width in the X-axis direction) ⁇ 1 of the first connection end portion is narrower than a width (width in the X-axis direction) of the main connection portion.
  • the width ⁇ 1 is formed by a cutout portion 27a that is recessed in the X-axis negative direction and a cutout portion 27b that is recessed in the X-axis positive direction. Therefore, these notches 27a and 27b are formed so as to be recessed in the opposite directions.
  • the width (width in the X-axis direction) ⁇ 2 of the second connection end portion is also narrower than the width (width in the X-axis direction) of the main connection portion.
  • the width ⁇ 2 is formed by a notch 28a that is recessed in the X-axis negative direction and a notch 28b that is recessed in the X-axis positive direction. Therefore, these notches 28a and 28b are also formed so as to be recessed in a direction facing each other.
  • the conductor pattern 23 has open stub groups 24 and 25 in order to suppress unnecessary radiation from the slot 22s.
  • One open stub group 24 has eight open stubs 24a to 24f branched outward from the first connection end of the coupling conductor 23c.
  • the open stubs 24a and 24f branch in the X-axis positive direction and the X-axis negative direction, respectively, and have a linear shape.
  • Each of the other open stubs 24b, 24c, 24d, and 24e among the open stubs 24a to 24f has a bent shape. Since the front end portions of the open stubs 24a to 24f are electrically insulated, the open stubs 24a to 24f are electrically opened.
  • the other open stub group 25 also has eight open stubs 25a to 25f that branch outward from the second connection end of the coupling conductor 23c. Of these open stubs 25a to 25f, two open stubs 25a and 25f branch in the X-axis positive direction and the X-axis negative direction, respectively. Each of the other open stubs 25b, 25c, 25d, and 25e among the open stubs 25a to 25f has a bent shape. Since the tips of the open stubs 24a to 24f are electrically insulated, they are electrically opened.
  • the strip conductors 23a and 23b the strip conductors 23a and 23b, the ground conductor 22 facing the strip conductors 23a and 23b, and the dielectric interposed between the ground conductor 22 and the strip conductors 23a and 23b.
  • a microstrip line is formed by the body.
  • a parallel plate line is formed by the coupling conductor 23c, the ground conductor 22 facing the coupling conductor 23c, and the dielectric interposed between the ground conductor 22 and the coupling conductor 23c.
  • the input high frequency signal When a high frequency signal is input to the input / output end 40a of the waveguide 40, the input high frequency signal excites the slot 22s. Since the longitudinal direction of the slot 22s intersects the longitudinal direction (extending direction) of the strip conductors 23a and 23b, the excited slot 22s and the strip conductors 23a and 23b are magnetically coupled to each other. The high-frequency signal propagates and is output to the input / output terminals 20a and 20b of the microstrip line via the parallel plate line. At this time, the slot 22s is excited in phase.
  • the strip conductors 23a and 23b are arranged so as to extend in directions opposite to each other with respect to the slot 22s. Therefore, the input / output terminals 20a and 20b output in reverse phase.
  • the distal end portions of the open stubs 24a to 24f and 25a to 25f are in an electrically open state, the base end portions of the open stubs 24a to 24f and 25a to 25f are in an electrical short circuit state. Therefore, the high-frequency signal is shielded at the connection portion of the coupling conductor 23c with the open stub groups 24 and 25, that is, the first and second connection end portions. Thereby, unnecessary radiation can be suppressed.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing a planar waveguide structure 120 of a conventional waveguide-microstrip line converter 100 having such connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e.
  • FIG. 4 is a schematic cross-sectional view taken along line IV-IV of the waveguide-microstrip line converter 100 shown in FIG. A configuration substantially the same as that of the waveguide-microstrip line converter 100 is disclosed in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2010-56920).
  • the planar waveguide structure 120 of the waveguide-microstrip line converter 100 includes strip conductors 123a and 123b formed on the front surface of the dielectric substrate 121, and the front surface.
  • a conductor plate 123 formed so as to be connected to the strip conductors 123a and 123b, a ground conductor 122 formed on the back surface of the dielectric substrate 121, and a rectangular slot 122S formed in the ground conductor 122; Cylindrical connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e provided in the dielectric substrate 121 and connecting between the conductor plate 123 and the ground conductor 122 are provided.
  • FIG. 1 shows that the planar waveguide structure 120 of the waveguide-microstrip line converter 100.
  • connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e are disposed so as to surround the short surface SP of the rectangular waveguide 140.
  • the input high frequency signal When a high frequency signal is input to the input / output end 140a of the waveguide 140, the input high frequency signal excites the slot 122S. Since the longitudinal direction of the slot 122S intersects the longitudinal direction of the strip conductors 123a and 123b, the excited slot 122S and the strip conductors 123a and 123b are magnetically coupled to each other.
  • the high-frequency signal is output from the input / output ends 120a and 120b of the microstrip line formed by the strip conductors 123a and 123b and the ground conductor 122 via the parallel plate line formed by the conductor plate 123 and the ground conductor 122.
  • the In the waveguide-microstrip line converter 100 unnecessary radiation from the slot 122S can be suppressed by providing the connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e.
  • connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e for example, a step of forming a through hole penetrating between the front surface and the back surface in the dielectric substrate 121 and a conductor in the through hole are provided. And a process of forming (for example, a plating process and an etching process) are required. However, these processes complicate the manufacturing process of the waveguide-microstrip line converter 100 and increase the manufacturing cost.
  • connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e are tensioned.
  • the connection conductors 190a to 190e and 191a to 191e may be broken or the characteristics of the waveguide-microstrip line converter 100 may be deteriorated.
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 of the present embodiment can suppress unnecessary radiation without the need for a connection conductor, so that it can be compared with the waveguide-microstrip line converter 100.
  • a low manufacturing cost and high operational reliability can be realized.
  • the structure of the waveguide-planar waveguide converter 1 is a plane (plane parallel to the YZ plane) along the line B1-B2 passing through the center of the coupling conductor 23c. Designed to have geometric symmetry with respect to. For this reason, during operation of the waveguide-planar waveguide converter 1, an electrical short circuit occurs in the plane of the B1-B2 line. It is assumed that the open stub groups 24 and 25 do not exist.
  • the electrical The surface region where the short circuit state occurs may be greatly curved. In this case, a distribution characteristic deviation occurs between the high-frequency signals propagating to the strip conductors 23a and 23b, respectively, thereby degrading the characteristics of the converter.
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 of the present embodiment includes open stub groups 24 and 25.
  • one open stub group 24 when viewed from the Z-axis direction (thickness direction of the dielectric substrate 21), one open stub group 24 is disposed so as to surround one end portion in the longitudinal direction of the slot 22s, and the other open stub group.
  • the group 25 is arranged so as to surround the other longitudinal end of the slot 22s.
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 By forming a large number of short-circuit points, the bending of the electric wall is suppressed. Therefore, the electrical symmetry of the waveguide-planar waveguide converter 1 is easily maintained.
  • the open stub groups 24 and 25 are branched from the first and second connection ends of the coupling conductor 23c, the strip conductors 23a and 23b are provided with the strip conductors 23a and 23b, respectively, even if manufacturing errors, temperature changes, or aging deterioration occur. It is possible to suppress a difference in distribution characteristics between propagating high-frequency signals. Therefore, the waveguide-planar waveguide converter 1 having high operational reliability can be provided.
  • each of the open stubs 24b to 24e and 25b to 25e of the present embodiment has a bent shape, the waveguide-planar waveguide converter 1 having a small external dimension can be realized.
  • the waveguide-planar waveguide converter 1 includes the open stub groups 24 and 25. Therefore, while suppressing unnecessary radiation, low manufacturing cost and high operational reliability are achieved. Can be realized.
  • the coupling conductor 23 c has a substantially rectangular main connection portion connected to the inner end portions of the strip conductors 23 a and 23 b and a first end portion connected to the base end portion of the open stub group 24. And a second connection end connected to the base end of the open stub group 25.
  • the width (width in the X-axis direction) ⁇ 1 of the first connection end formed between the notches 27a and 27b is narrower than the width (width in the X-axis direction) of the main connection portion. .
  • the width (width in the X-axis direction) ⁇ 2 of the second connection end formed between the notches 28a and 28b is also narrower than the width (width in the X-axis direction) of the main connection portion. For this reason, an electrical short circuit state can be produced stably.
  • Embodiment 2 has a structure in which the strip conductors 23a and 23b and the coupling conductor 23c are physically connected to each other in the impedance adjustment units 26a and 26b, the present invention is not limited to this.
  • the first embodiment may be modified to include a structure having a strip conductor and a coupling conductor that are physically separated from each other in the impedance adjustment unit.
  • Embodiments 2 and 3 having such a structure will be described.
  • FIG. 5 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 2 according to the second embodiment which is a first modification of the first embodiment.
  • the waveguide-planar waveguide converter 2 has the same structure as that of the first embodiment except that the conductor pattern 23A shown in FIG. 5 is provided instead of the conductor pattern 23 shown in FIG.
  • the configuration of the converter 1 is the same.
  • the process of forming the conductor pattern 23A is the same as the process of forming the conductor pattern 23.
  • the waveguide-planar waveguide converter 2 includes a planar waveguide structure 20A having input / output ends 20Aa and 20Ab as shown in FIG.
  • a conductive pattern 23A is provided on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • the conductor pattern 23A includes strip conductors 23aA and 23bA physically separated in the X-axis direction, open stub groups 24 and 25, a first coupling conductor 23ca connected to the open stub group 24, and an open stub group 25.
  • a second coupling conductor 23cc connected to the first coupling conductor 23cc, and a connection portion 23cb connecting the first coupling conductor 23ca and the second coupling conductor 23cc.
  • the connecting portion 23cb is disposed between the strip conductors 23aA and 23bB and is physically separated from the strip conductors 23aA and 23bB.
  • the first coupling conductor 23ca has the same pattern shape as the first connection end of the coupling conductor 23c of the first embodiment shown in FIG. 1, and the second coupling conductor 23cc is the same as that of the embodiment shown in FIG. It has the same pattern shape as the second connection end of one coupling conductor 23c.
  • first coupling conductor 23ca, the connection portion 23cb, and the second coupling conductor 23cc form a recess 23g that is recessed in the X-axis negative direction and a recess 23h that is recessed in the X-axis positive direction.
  • the inner end of one strip conductor 23aA is surrounded by a recess 23g, and the inner end of the other strip conductor 23bA is surrounded by a recess 23h.
  • the first coupling conductor 23ca, the connecting portion 23cb, and the second coupling conductor 23cc as described above constitute the coupling conductor of the present embodiment.
  • the structure of the coupling conductor of the present embodiment is substantially the same as the structure in which the recesses 23g and 23h are formed by processing the coupling conductor 23c of the first embodiment. As shown in FIG. 5, the impedance adjusters 26aA and 26bA of the present embodiment are formed in the vicinity of the recesses 23g and 23h.
  • the waveguide-planar waveguide converter 2 also includes the open stub groups 24 and 25. Therefore, while suppressing unnecessary radiation, the manufacturing cost and the high operational reliability are suppressed. And can be realized.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 3 according to the third embodiment which is a second modification of the first embodiment.
  • the configuration of the waveguide-planar waveguide converter 3 is the waveguide-planar waveguide of the first embodiment except that the conductor pattern 23B of FIG. 6 is provided instead of the conductor pattern 23 of FIG.
  • the configuration of the converter 1 is the same.
  • the formation process of the conductor pattern 23B is the same as the formation process of the conductor pattern 23.
  • the waveguide-planar waveguide converter 3 of the present embodiment includes a planar waveguide structure 20B having input / output ends 20Ba and 20Bb as shown in FIG. 6, and the planar waveguide structure 20B includes: A conductive pattern 23B is provided on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • the conductor pattern 23B includes strip conductors 23aB and 23bB that are coupled to each other via a connection portion 23e in the X-axis direction, open stub groups 24 and 25, and a first coupling conductor 23ca connected to the open stub group 24. And a second coupling conductor 23 cc connected to the open stub group 25.
  • the first coupling conductor 23ca and the second coupling conductor 23cc are physically separated from each other, and the strip conductors 23aB and 23bB and the connection portion 23e are disposed in a region between the first coupling conductor 23ca and the second coupling conductor 23cc. Is arranged.
  • the first coupling conductor 23ca has the same pattern shape as the first connection end of the coupling conductor 23c of the first embodiment shown in FIG. Has the same pattern shape as the second connection end of the coupling conductor 23c of the first embodiment shown in FIG.
  • the first coupling conductor 23ca and the second coupling conductor 23cc as described above constitute the coupling conductor of the present embodiment.
  • the impedance adjusters 26aB and 26bB of the present embodiment are respectively formed near both ends in the X-axis direction of the first coupling conductor 23ca and the second coupling conductor 23cc.
  • the waveguide-planar waveguide converter 3 also includes the open stub groups 24 and 25, so that unnecessary radiation is suppressed and low manufacturing cost and high operational reliability are achieved. And can be realized.
  • Embodiment 4 FIG.
  • Each of the waveguide-planar waveguide converters 1 to 3 according to the first to third embodiments described above has a single slot 22s, but the present invention is not limited to this.
  • Embodiments 1 to 3 may be modified to have two or more slots.
  • Embodiments 4 and 5 having a plurality of slots will be described below.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 4 of the fourth embodiment, which is a modification of the third embodiment (FIG. 6).
  • FIG. 8 is a schematic cross-sectional view taken along line VIII-VIII of the waveguide-planar waveguide converter 4 shown in FIG.
  • the structure of the waveguide-planar waveguide converter 4 is the same as that of the third embodiment except that it has two slots 22s1 and 22s2 shown in FIG. The configuration is the same.
  • the waveguide-planar waveguide converter 4 of the present embodiment includes a planar waveguide structure 20C having input / output ends 20Ca and 20Cb as shown in FIG.
  • a conductive pattern 23B is provided on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • a ground conductor 22 ⁇ / b> C is provided on the back surface of the dielectric substrate 21.
  • the ground conductor 22C is formed with a slot group 22sC including rectangular slots 22s1 and 22s2 extending in the Y-axis direction.
  • the strip conductors 23aB and 23bB are arranged so as to extend in opposite directions (X-axis positive direction and X-axis negative direction) with respect to the slot group 22sC.
  • the waveguide-planar waveguide converter 4 according to the present embodiment also includes the open stub groups 24 and 25, so that unnecessary radiation is suppressed and low manufacturing cost and high operational reliability are achieved. And can be realized.
  • FIG. FIG. 9 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 5 of the fifth embodiment which is a modification of the second embodiment (FIG. 5).
  • the structure of this waveguide-planar waveguide converter 5 is the same as that of the fourth embodiment except that it has two slots 22s1 and 22s2 shown in FIG. -The configuration of the planar waveguide converter 2 is the same.
  • the waveguide-planar waveguide converter 5 of this embodiment includes a planar waveguide structure 20D having input / output ends 20Da and 20Db as shown in FIG. 9, and the planar waveguide structure 20D includes: A conductive pattern 23A is provided on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • the waveguide-planar waveguide converter 5 according to the present embodiment also includes the open stub groups 24 and 25. Therefore, while suppressing unnecessary radiation, the manufacturing cost and the high operational reliability are suppressed. And can be realized.
  • the coupling conductor 23c of the first embodiment has a substantially rectangular main connection portion connected to the inner ends of the strip conductors 23a and 23b, and the X axis of the main connection portion. Impedance adjusting portions 26a and 26b are formed near both ends in the direction.
  • the outer shape of the main connection portion of the coupling conductor 23c is substantially rectangular, but is not limited thereto.
  • the conductor pattern 23 of the first embodiment may be modified so as to include a coupling conductor having a stepped shape or a tapered shape in the impedance adjusting unit.
  • Embodiment 6 provided with a conductor pattern including a coupling conductor having a staircase shape in the impedance adjustment unit
  • Embodiment 7 provided with a conductor pattern including a coupling conductor having a taper shape in the impedance adjustment unit will be described. .
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 6 according to the sixth embodiment which is a third modification of the first embodiment.
  • the configuration of the waveguide-planar waveguide converter 6 is the waveguide-planar waveguide of the first embodiment except that the conductor pattern 23E of FIG. 10 is provided instead of the conductor pattern 23 of FIG.
  • the configuration of the converter 1 is the same.
  • the process for forming the conductor pattern 23E is the same as the process for forming the conductor pattern 23.
  • the waveguide-planar waveguide converter 6 of this embodiment includes a planar waveguide structure 20E having input / output ends 20Ea and 20Eb as shown in FIG. 10, and the planar waveguide structure 20E includes: A conductive pattern 23E is provided on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • the shape of the conductor pattern 23E is the same as the shape of the conductor pattern 23 of the first embodiment except that the conductor pattern 23E has a coupling conductor 23cE in FIG. 10 instead of the coupling conductor 23c in FIG.
  • the coupling conductor 23cE of the present embodiment is disposed at a position facing the slot 22s provided on the back surface side of the dielectric substrate 21 in the Z-axis direction (thickness direction of the dielectric substrate 21).
  • the coupling conductor 23cE has a main connection portion connected to the inner ends of the strip conductors 23a and 23b. Impedance adjustment portions 26aE and 26bE are formed near both ends in the X-axis direction of the main connection portion.
  • the coupling conductor 23cE includes a first connection end connected to the base end of the open stub group 24 and a second connection connected to the base end of the open stub group 25. Connection end.
  • the width of the main connection section in the X-axis direction is from the first connection end section (the section connected to the base end section of the open stub group 24). It has a staircase shape that changes in a stepwise manner toward the strip conductors 23a and 23b. Further, the coupling conductor 23cE has a width in the X-axis direction of the main connection portion in the impedance adjustment portions 26aE and 26bE from the second connection end portion (portion connected to the base end portion of the open stub group 25) to the strip conductor 23a. , 23b has a staircase shape that changes so as to increase stepwise.
  • the waveguide-planar waveguide converter 6 also includes the open stub groups 24 and 25. Therefore, while suppressing unnecessary radiation, the manufacturing cost is low and the operation reliability is high. And can be realized. Further, since the coupling conductor 23cE of the present embodiment has the step shape, the propagation direction of the high-frequency signal incident from the waveguide 40 is continuously and gently changed to change the traveling direction of the high-frequency signal. It can be directed to the strip conductors 23a, 23b. As a result, it is possible to efficiently propagate a high-frequency signal to the strip conductors 23a and 23b while suppressing unnecessary radiation.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram schematically showing a planar structure of a waveguide-planar waveguide converter 7 according to the seventh embodiment which is the fourth modification of the first embodiment.
  • the configuration of the waveguide-planar waveguide converter 7 is the waveguide-planar waveguide of the first embodiment except that the conductor pattern 23F of FIG. 11 is provided instead of the conductor pattern 23 of FIG.
  • the configuration of the converter 1 is the same.
  • the process for forming the conductor pattern 23F is the same as the process for forming the conductor pattern 23.
  • the waveguide-planar waveguide converter 7 of the present embodiment includes a planar waveguide structure 20F having input / output ends 20Fa and 20Fb as shown in FIG. 11, and the planar waveguide structure 20F includes: Conductive pattern 23F is provided on the front surface of dielectric substrate 21.
  • the shape of the conductor pattern 23F is the same as the shape of the conductor pattern 23 of the first embodiment except that the conductor pattern 23F has a coupling conductor 23cF in FIG. 11 instead of the coupling conductor 23c in FIG.
  • the coupling conductor 23cF of the present embodiment is disposed at a position facing the slot 22s provided on the back side of the dielectric substrate 21 in the Z-axis direction (thickness direction of the dielectric substrate 21), similarly to the coupling conductor 23c.
  • the coupling conductor 23cF has a main connection portion connected to the inner ends of the strip conductors 23a and 23b. Impedance adjusting portions 26aF and 26bF are formed near both ends in the X-axis direction of the main connection portion.
  • the coupling conductor 23cF includes a first connection end connected to the base end of the open stub group 24 and a second connection connected to the base end of the open stub group 25. Connection end.
  • the width of the main connection portion in the X-axis direction is from the first connection end (the portion connected to the base end of the open stub group 24).
  • the taper shape changes so as to increase toward the strip conductors 23a and 23b.
  • the coupling conductor 23cF has a strip conductor 23a whose width in the X-axis direction of the main connection portion from the second connection end portion (portion connected to the base end portion of the open stub group 25) in the impedance adjustment portions 26aF and 26bF.
  • 23b has a tapered shape that changes so as to increase.
  • the waveguide-planar waveguide converter 7 also includes the open stub groups 24 and 25. Therefore, while suppressing unnecessary radiation, the manufacturing cost and the high operational reliability are suppressed. And can be realized.
  • the coupling conductor 23cF of the present embodiment has the tapered shape, the propagation direction of the high-frequency signal incident from the waveguide 40 is continuously and gently changed to change the traveling direction of the high-frequency signal. It can be directed to the strip conductors 23a, 23b. As a result, it is possible to efficiently propagate a high-frequency signal to the strip conductors 23a and 23b while suppressing unnecessary radiation.
  • Embodiment 8 FIG.
  • the slot 22s formed on the back surface of the dielectric substrate 21 has a rectangular shape as shown in FIG. 1, but the slot 22s is not limited to this. Absent. Slots so that the width of both ends in the longitudinal direction (width in the X-axis direction) of the slot 22s in the first to third, third, sixth, and seventh embodiments is larger than the width of the central portion of the slot 22s (width in the X-axis direction)
  • the shape of 22s may be modified.
  • the widths of both ends in the longitudinal direction of each of the slots 22s1 and 22s2 in the fourth and fifth embodiments are larger than the widths in the center of the slots 22s1 and 22s2 (the width in the X-axis direction).
  • the shape of the slots 22s1 and 22s2 may be modified so that the length of the slots 22s1 and 22s2 increases.
  • FIG. 12 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 8 according to the eighth embodiment which is a fifth modification of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a schematic sectional view taken along line XIII-XIII of the waveguide-planar waveguide converter 8 shown in FIG.
  • the configuration of the waveguide-planar waveguide converter 8 is the same as that described above except that the slot 22s shown in FIGS. 12 and 13 is provided instead of the slot 22s having the shape shown in FIGS. This is the same as the configuration of the waveguide-planar waveguide converter 1 of the first embodiment.
  • the waveguide-planar waveguide converter 8 of the present embodiment includes a planar waveguide structure 20G having input / output ends 20Ga and 20Gb as shown in FIG. 12, and the planar waveguide structure 20G includes: As in the first embodiment, a conductor pattern 23 is provided on the front surface of the dielectric substrate 21. In the planar waveguide structure 20G, a ground conductor 22G is provided on the back surface of the dielectric substrate 21, as shown in FIG. The ground conductor 22G is formed with a rectangular slot 22sG extending in the Y-axis direction. As shown in FIG. 12, the width of both ends in the longitudinal direction of the slot 22sG is larger than the width of the central portion of the slot 22sG.
  • the length L1 in the longitudinal direction (Y-axis direction) of the slot 22sG is reduced (shortened) while maintaining the same technical effect as in the first embodiment. )can do.
  • the length L2 of the conductor pattern 23 in the Y-axis direction can be reduced (shortened). Therefore, the waveguide-planar waveguide converter 8 can be reduced in size.
  • Such a slot 22sG is also applicable to the ninth embodiment described below.
  • Embodiment 9 FIG.
  • the number of input / output terminals of each of the planar waveguide structures 20, 20A to 20G is two, but the present invention is not limited to this.
  • the planar waveguide structure of each of the above embodiments may be modified so as to have four or more input / output ends.
  • FIG. 14 is a diagram schematically showing a planar structure of the waveguide-planar waveguide converter 9 according to the ninth embodiment which is the sixth modification of the first embodiment.
  • FIG. 15 is a schematic sectional view taken along line XV-XV of the waveguide-planar waveguide converter 9 shown in FIG.
  • the configuration of the waveguide-planar waveguide converter 9 is the waveguide-planar waveguide of the first embodiment except that the conductor pattern 23H of FIG. 14 is provided instead of the conductor pattern 23 of FIG.
  • the configuration of the converter 1 is the same.
  • the process for forming the conductor pattern 23H is the same as the process for forming the conductor pattern 23.
  • the waveguide-planar waveguide converter 9 of the present embodiment includes a planar waveguide structure 20H having four input / output ends 20Ha, 20Hb, 20Hc, and 20Hd as shown in FIG.
  • the planar waveguide structure 20H has a conductor pattern 23H on the front surface of the dielectric substrate 21.
  • the conductor pattern 23H includes the coupling conductor 23c and the open stub groups 24 and 25 as in the first embodiment.
  • the conductor pattern 23H further includes strip conductors 30a, 30b, 31a, and 31b that are linear conductors extending in the X-axis direction. All of these strip conductors 30a, 30b, 31a, 31b are connected to the coupling conductor 23c.
  • the coupling conductor 23c of the present embodiment has a substantially rectangular main connection portion connected to the inner ends of the strip conductors 30a, 30b, 31a, 31b, and the X-axis direction of the main connection portion Impedance adjusting portions 26aH and 26bH are formed near both ends.
  • the input high frequency signal When a high frequency signal is input to the waveguide 40, the input high frequency signal excites the slot 22s. Since the longitudinal direction (Y-axis direction) of the slot 22s intersects the longitudinal direction (extending direction) of the strip conductors 30a, 30b, 31a, 31b, the excited slot 22s and the strip conductors 30a, 30b, 31a, 31b Are magnetically coupled to each other.
  • the high-frequency signal is output from the input / output terminals 20Ha, 20Hb, 20Hc, and 20Hd of the microstrip line via the parallel plate line.
  • the distal end portions of the open stubs 24a to 24f and 25a to 25f are in an electrically opened state, so that the proximal end portions of the open stubs 24a to 24f and 25a to 25f are equivalent. Electrical short circuit. Therefore, the high-frequency signal is shielded at the connection portion of the coupling conductor 23c with the open stub groups 24 and 25, that is, the first and second connection end portions. Therefore, unnecessary radiation can be suppressed.
  • the planar waveguide structure 20H according to the ninth embodiment has the four input / output ends 20Ha, 20Hb, 20Hc, and 20Hd. Therefore, the waveguide-planar waveguide converter having the function of a multi-distributor. 9 can be realized.
  • Embodiments 1 to 9 the number of open stubs 24a to 24f and 25a to 25f is 12, but the number is not limited to this number.
  • the waveguide-planar waveguide converter can be reduced in size.
  • the effect of suppressing unwanted radiation can be further improved, and the effect of suppressing deviation in distribution characteristics due to manufacturing errors can be further improved. Can do.
  • open stub groups having the same configuration as the open stub groups 24 and 25 may be arranged near the four corners on the front surface of the dielectric substrate 21. As a result, an effect of reducing power loss can be obtained.
  • the waveguide-planar waveguide converter according to the present invention is used in a high-frequency transmission path for transmitting a high-frequency signal such as millimeter wave or microwave, for example, a high-frequency band such as millimeter wave band or microwave band.
  • a high-frequency band such as millimeter wave band or microwave band.
  • 1-9 waveguide-planar waveguide converter 20, 20A-20H planar waveguide structure, 20a, 20b input / output end, 21 dielectric substrate, 22, 22C, 22G ground conductor, 22s slot, 23, 23A, 23B, 23E, 23F, 23H conductor pattern, 23a, 23b strip conductor, 23c coupling conductor, 23ca first coupling conductor, 23cb connection portion, 23cc second coupling conductor, 23g, 23h recess, 24, 25 open stub group, 24a- 24f, 25a to 25f Open stub, 26a, 26b Impedance adjustment part, 27a, 27b Notch part, 30a, 30b, 31a, 31b Strip conductor, 40 waveguide, 40a I / O end, SP short surface (short circuit surface).

Landscapes

  • Waveguides (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)

Abstract

　導波管－平面導波路変換器（１）は、誘電体基板（２１）と、誘電体基板（２１）の第１の主面上に形成されているストリップ導体（２３ａ，２３ｂ）と、誘電体基板（２１）の第２の主面上でストリップ導体（２３ａ，２３ｂ）と厚み方向に対向して形成されている接地導体と、この接地導体に形成されているスロット（２２ｓ）と、第１の主面上でストリップ導体（２３ａ，２３ｂ）と電気的に結合する位置に形成されている結合導体（２３ｃ）と、第１の主面上に形成されている分岐導体線路（２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆ）とを備える。各分岐導体線路は、結合導体（２３ｃ）から分岐する基端部と、電気的に開放された先端部とを有する。

Description

導波管－平面導波路変換器
　本発明は、導波管とマイクロストリップ線路などの平面導波路との間で伝送モードの変換を行う変換器に関する。
　ミリ波帯またはマイクロ波帯などの高周波帯域で使用される高周波伝送路では、導波管と、マイクロストリップ線路またはコプレーナ線路などの平面導波路とを相互に結合するために、導波管と平面導波路との間で伝送モードを変換する変換器が広く使用されている。たとえば、特許文献１（特開２０１０－５６９２０号公報）には、導波管をマイクロストリップ線路と結合する導波管－マイクロストリップ線路変換器が開示されている。
　特許文献１に開示されているマイクロストリップ線路の構造は、誘電体基板のおもて面に形成されたストリップ導体及び導体板と、その誘電体基板の裏面全体に設けられた接地導体と、その誘電体基板中に設けられ且つ前記導体板と前記接地導体との間を接続する複数の接続導体とを備えている。接地導体は、方形導波管の端部と接続されており、この接地導体には、方形導波管の端部と電気的に結合するための長方形状のスロットが形成されている。また、導体板及び接地導体はコプレーナ線路構造を形成する。更に、複数の接続導体は、方形導波管の端部のショート面（短絡面）を取り囲むように配設されている。これら接続導体が設けられることで、スロットからの不要放射の抑圧が可能となる。
特開２０１０－５６９２０号公報（たとえば、図１，２及び段落００１３～００１８、並びに、図１２，１３及び段落００４３～００４９）
　しかしながら、特許文献１に開示されている構造では、不要放射の抑圧のために複数の接続導体が必要となるので、導波管－マイクロストリップ線路変換器の製造工程が複雑化し、これにより製造コストが嵩むという課題がある。
　上記に鑑みて本発明の目的は、不要放射を抑圧しつつ製造コストの低減を可能とする導波管－平面導波路変換器を提供することである。
　本発明の一態様による導波管－平面導波路変換器は、高周波信号を伝送する導波管－平面導波路変換器であって、自己の厚み方向に互いに対向する第１の主面及び第２の主面を有する誘電体基板と、前記第１の主面上で予め定められた第１の面内方向に沿って延在して形成されている単数または複数のストリップ導体と、前記第２の主面上で前記単数または複数のストリップ導体と前記厚み方向に対向するように形成されている接地導体と、前記接地導体に形成され、前記第２の主面上で前記第１の面内方向と交差する第２の面内方向に延在する単数または複数のスロットと、前記第１の主面上で前記単数または複数のストリップ導体と電気的に結合する位置に形成され、且つ前記単数または複数のスロットと前記厚み方向に対向する位置に配置されている結合導体と、前記第１の主面上で前記結合導体の前記第２の面内方向における端部から分岐する単数または複数の分岐導体線路とを備え、前記各分岐導体線路は、前記結合導体から分岐する基端部と、電気的に開放された先端部とを有することを特徴とする。
　本発明によれば、不要放射を抑圧しつつ製造コストの低減を可能とする導波管－平面導波路変換器を提供することができる。
図１は、本発明に係る実施の形態１の導波管－平面導波路変換器の平面構造を概略的に示す図である。 図２は、図１に示した導波管－平面導波路変換器１のＩＩ－ＩＩ線における概略断面図である。 従来の導波管－マイクロストリップ線路変換器１００の概略平面図である。 図３に示した導波管－マイクロストリップ線路変換器１００のＩＶ－ＩＶ線における概略断面図である。 本発明に係る実施の形態２の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 本発明に係る実施の形態３の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 本発明に係る実施の形態４の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 図７に示した導波管－平面導波路変換器のＶＩＩＩ－ＶＩＩＩ線における概略断面図である。 本発明に係る実施の形態５の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 本発明に係る実施の形態６の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 本発明に係る実施の形態７の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 本発明に係る実施の形態８の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 図１２に示した導波管－平面導波路変換器のＸＩＩＩ－ＸＩＩＩ線における概略断面図である。 本発明に係る実施の形態９の導波管－平面導波路変換器の概略平面図である。 図１４に示した導波管－平面導波路変換器のＸＶ－ＸＶ線における概略断面図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。また、図面に示されているＸ軸、Ｙ軸及びＺ軸は互いに直交する。
実施の形態１．
　図１は、本発明に係る実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の平面構造を概略的に示す図である。図２は、図１に示した導波管－平面導波路変換器１のＩＩ－ＩＩ線における概略断面図である。なお、図２の断面図では、後述する導体パターン２３のうちのオープンスタブ２４ｂ，２５ｂの表示が省略されている。
　この導波管－平面導波路変換器１は、図１及び図２に示されるように、高周波信号の入出力に使用される２つの入出力端２０ａ，２０ｂを有する平面導波路構造２０と、この平面導波路構造２０に接続された導波管４０とを備える。導波管－平面導波路変換器１は、導波管４０と平面導波路構造２０との間で高周波信号の伝送モード（特に、伝送基本モード）の変換を相互に行う機能を有し、導波管４０と平面導波路構造２０との間で特性インピーダンスの変換を相互に行うインピーダンス変換機能を有している。
　導波管４０は、当該導波管４０の管軸と直交する平面において方形断面を有する金属製の中空導波管すなわち方形導波管である。図２に示した導波管４０の管厚は省略されているが、実際は数ｍｍの管厚が存在する。この導波管４０の中空路は、その管軸方向（Ｚ軸方向）に沿って延在している。導波管４０の伝送基本モードは、たとえば、ＴＥモード（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　ｍｏｄｅｓ）の１つであるＴＥ１０モードである。一方、平面導波路構造２３の伝送基本モードは、準ＴＥＭモード（Ｑｕａｓｉ－Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ　ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃ　ｍｏｄｅｓ）である。導波管－平面導波路変換器１は、高周波信号の伝送基本モードを、ＴＥ１０モード及び準ＴＥＭモードのうちの一方から他方へ変換することができる。
　平面導波路構造２０は、Ｚ軸方向から視たときに正方形または長方形などの四角形を有する誘電体基板２１と、この誘電体基板２１の互いに対向する２面のうちの一方のおもて面（第１の主面）上に形成されている導体パターン２３とを備えている。ここで、誘電体基板２１のおもて面は、Ｘ軸及びＹ軸を含むＸ－Ｙ平面と平行である。誘電体基板２１は、たとえば、ガラスエポキシ、ポリテトラフルオロエチレン（ｐｏｌｙｔｅｔｒａｆｌｕｏｒｏｅｔｈｙｌｅｎｅ，ＰＴＦＥ）またはセラミックスなどの誘電体材料で構成されればよい。
　導体パターン２３は、図１に示されるように、誘電体基板２１のおもて面上で予め定められた面内方向（Ｘ軸方向）に沿って延在する線状導体である２個のストリップ導体２３ａ，２３ｂと、これらストリップ導体２３ａ，２３ｂ間に介在し且つこれらストリップ導体２３ａ，２３ｂと物理的に接続されている結合導体２３ｃと、この結合導体２３ｃのＹ軸正方向側端部から外側に分岐する６個のオープンスタブ（分岐導体線路）２４ａ～２４ｆからなるオープンスタブ群２４と、この結合導体２３ｃのＹ軸負方向側端部から外側に分岐する６個のオープンスタブ（分岐導体線路）２５ａ～２５ｆからなるオープンスタブ群２５とを含んで構成されている。
　また、平面導波路構造２０は、図２に示されるように誘電体基板２１の裏面（第２の主面）上に全面に亘って形成された導電膜である接地導体２２と、この接地導体２２に形成された結合窓であるスロット２２ｓと、接地導体２２の所定領域（スロット２２ｓを含む。）に接続された一端部を有する導波管４０とを備えている。誘電体基板２１の裏面はＸ－Ｙ平面と平行である。スロット２２ｓは、図１に示されるようにストリップ導体２３ａ，２３ｂの延在方向（Ｘ軸方向）とは交差するＹ軸方向に沿って延在し、Ｙ軸方向を長手方向とする長方形状を有している。
　また、導波管４０の管軸方向は、Ｚ軸方向と平行である。導波管４０のＺ軸正方向側の一端部をなす壁面は、接地導体２２と物理的に接続され、ショート面（短絡面）ＳＰを形成する。図１に示される導波管４０の外形状は、矩形状であり、ショート面ＳＰの外形状を表すものである。また、導波管４０のＺ軸負方向側の他端部は、高周波信号の入出力に使用される入出力端４０ａを構成している。
　接地導体２２及び導体パターン２３は、たとえば、めっき処理により形成可能である。導体パターン２３及び接地導体２２の構成材料としては、たとえば、銅、銀及び金などの導電性材料のいずれか、またはそれら導電性材料の中から選択された２種以上の組み合わせが使用されればよい。
　結合導体２３ｃは、図１及び図２に示されるように、誘電体基板２１の裏面側に設けられたスロット２２ｓとＺ軸方向（誘電体基板２１の厚み方向）に対向する位置に配置されている。また、図１に示されるように、この結合導体２３ｃは、ストリップ導体２３ａ，２３ｂの内側端部に接続される略矩形状の本体部（以下「主接続部」という。）を有する。この主接続部のＸ軸方向における両端付近にインピーダンス調整部２６ａ，２６ｂが形成される。
　結合導体２３ｃは、更に、オープンスタブ群２４の基端部に接続される接続部分（以下「第１の接続端部」という。）と、オープンスタブ群２５の基端部に接続される接続部分（以下「第２の接続端部」という。）とを有している。第１の接続端部の幅（Ｘ軸方向の幅）Δ１は、主接続部の幅（Ｘ軸方向の幅）よりも狭い。この幅Δ１は、Ｘ軸負方向に凹む切り欠き部２７ａと、Ｘ軸正方向に凹む切り欠き部２７ｂとによって形成されている。よって、これら切り欠き部２７ａ，２７ｂは、互いに対向する方向に凹むように形成されている。一方、第２の接続端部の幅（Ｘ軸方向の幅）Δ２も、主接続部の幅（Ｘ軸方向の幅）よりも狭い。幅Δ２は、Ｘ軸負方向に凹む切り欠き部２８ａと、Ｘ軸正方向に凹む切り欠き部２８ｂとによって形成されている。よって、これら切り欠き部２８ａ，２８ｂも、互いに対向する方向に凹むように形成されている。第１及び第２の接続端部の幅Δ１，Δ２の各々は、たとえば、高周波信号の所定の使用周波数帯域の中心周波数に対応する波長λの８分の１（＝λ／８）以上となるように形成されればよい。
　本実施の形態の特徴の１つは、スロット２２ｓからの不要放射を抑圧するために導体パターン２３がオープンスタブ群２４，２５を有することである。一方のオープンスタブ群２４は、結合導体２３ｃの第１の接続端部から外側に分岐する８本のオープンスタブ２４ａ～２４ｆを有する。これらオープンスタブ２４ａ～２４ｆのうちのオープンスタブ２４ａ，２４ｆは、Ｘ軸正方向及びＸ軸負方向にそれぞれ分岐し、直線形状を有している。オープンスタブ２４ａ～２４ｆのうちの他のオープンスタブ２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ，２４ｅの各々は、折り曲げられた形状を有している。これらオープンスタブ２４ａ～２４ｆの各々の先端部は、電気的に絶縁されているので、電気的に開放された状態となる。
　また、オープンスタブ２４ａ～２４ｆの各々の基端部から先端部までの長さは、波長λの４分の１（＝λ／４）と一致するように設計されている。よって、導波管－平面導波路変換器１が使用周波数帯域で動作するとき、オープンスタブ群２４の各オープンスタブの基端部は、その中心周波数に対して等価的に電気的な短絡状態となる。
　他方のオープンスタブ群２５も、結合導体２３ｃの第２の接続端部から外側に分岐する８本のオープンスタブ２５ａ～２５ｆを有する。これらオープンスタブ２５ａ～２５ｆのうちの２本のオープンスタブ２５ａ，２５ｆは、Ｘ軸正方向及びＸ軸負方向にそれぞれ分岐する。オープンスタブ２５ａ～２５ｆのうちの他のオープンスタブ２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ，２５ｅの各々は、折り曲げられた形状を有する。これらオープンスタブ２４ａ～２４ｆの先端部は、電気的に絶縁されているので、電気的に開放された状態となる。また、オープンスタブ２４ａ～２４ｆの各々の基端部から先端部までの長さは、波長λの４分の１（＝λ／４）と一致するように設計されている。よって、導波管－平面導波路変換器１が使用周波数帯域で動作するとき、オープンスタブ群２５の各オープンスタブの基端部も、その中心周波数に対して等価的に電気的な短絡状態となる。
　次に、図１及び図２を参照しつつ、本実施の形態の導波管－平面導波路変換器１の動作について説明する。
　本実施の形態の平面導波路構造２０では、ストリップ導体２３ａ，２３ｂと、これらストリップ導体２３ａ，２３ｂに対向する接地導体２２と、この接地導体２２とストリップ導体２３ａ，２３ｂとの間に介在する誘電体とによって、マイクロストリップ線路が形成される。また、結合導体２３ｃと、この結合導体２３ｃに対向する接地導体２２と、この接地導体２２と結合導体２３ｃとの間に介在する誘電体とによって、平行平板線路が形成される。
　導波管４０の入出力端４０ａに高周波信号が入力されると、この入力された高周波信号はスロット２２ｓを励振する。スロット２２ｓの長手方向は、ストリップ導体２３ａ，２３ｂの長手方向（延在方向）と交差するので、励振されたスロット２２ｓとストリップ導体２３ａ，２３ｂとが互いに磁界結合する。高周波信号は、前記平行平板線路を介してマイクロストリップ線路の入出力端２０ａ，２０ｂに伝搬し出力される。このとき、スロット２２ｓは同相で励振される。ストリップ導体２３ａ，２３ｂは、スロット２２ｓに対して、互いに逆方向に延在するように配置されている。よって、入出力端２０ａ，２０ｂからは逆相での出力がなされる。オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの先端部は、電気的に開放された状態となるので、オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの基端部が電気的な短絡状態となる。よって、オープンスタブ群２４，２５との結合導体２３ｃの接続部すなわち第１及び第２の接続端部において高周波信号が遮蔽される。これにより、不要放射を抑圧することが可能となる。
　逆に、平面導波路構造２０の入出力端２０ａ，２０ｂにそれぞれ逆相の高周波信号が入力されると、これら高周波信号は合成された後に、導波管４０の入出力端４０ａから出力される。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器１は、誘電体基板２１のおもて面上の導体パターン２３と、誘電体基板２１の裏面上の接地導体２２との間を相互に接続する接続導体を必要とせずに、不要放射を抑圧することができる。図３は、その種の接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅを有する従来の導波管－マイクロストリップ線路変換器１００の平面導波路構造１２０を概略的に示す図である。図４は、図３に示した導波管－マイクロストリップ線路変換器１００のＩＶ－ＩＶ線における概略断面図である。この導波管－マイクロストリップ線路変換器１００と実質的に同じ構成が特許文献１（特開２０１０－５６９２０号公報）に開示されている。
　図３に示されるように導波管－マイクロストリップ線路変換器１００の平面導波路構造１２０は、誘電体基板１２１のおもて面に形成されたストリップ導体１２３ａ，１２３ｂと、当該おもて面上でストリップ導体１２３ａ，１２３ｂに接続するように形成された導体板１２３と、誘電体基板１２１の裏面に形成された接地導体１２２と、この接地導体１２２に形成された長方形状のスロット１２２Ｓと、誘電体基板１２１中に設けられ且つ導体板１２３と接地導体１２２との間を接続する円柱形状の接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅとを備えている。図４に示されるように方形導波管１４０の端部が接地導体１２２と接して、ショート面（短絡面）ＳＰを形成している。接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅは、方形導波管１４０のショート面ＳＰを取り囲むように配設されている。
　導波管１４０の入出力端１４０ａに高周波信号が入力されると、この入力された高周波信号はスロット１２２Ｓを励振する。スロット１２２Ｓの長手方向は、ストリップ導体１２３ａ，１２３ｂの長手方向と交差するので、励振されたスロット１２２Ｓとストリップ導体１２３ａ，１２３ｂとは互いに磁界結合する。高周波信号は、導体板１２３と接地導体１２２とで形成される平行平板線路を介して、ストリップ導体１２３ａ，１２３ｂと接地導体１２２とで形成されるマイクロストリップ線路の入出力端１２０ａ，１２０ｂから出力される。この導波管－マイクロストリップ線路変換器１００では、接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅを設けることで、スロット１２２Ｓからの不要放射を抑圧することができる。
　接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅを設けるには、たとえば、誘電体基板１２１内にそのおもて面と裏面との間を貫通するスルーホールを形成する工程と、これらスルーホール内に導電体を形成する工程（たとえば、めっき工程及びエッチング工程）とが必要となる。しかしながら、これら工程は、導波管－マイクロストリップ線路変換器１００の製造工程を複雑化させ、製造コスト増大の原因となる。
　また、導波管－マイクロストリップ線路変換器１００の誘電体基板１２１が温度変化により伸縮すると、接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅにテンションがかかる。これにより、接続導体１９０ａ～１９０ｅ，１９１ａ～１９１ｅが破断したり、導波管－マイクロストリップ線路変換器１００の特性が劣化したりするおそれがある。
　これに対し、本実施の形態の導波管－平面導波路変換器１は、接続導体を必要とせずに不要放射を抑圧することができるので、導波管－マイクロストリップ線路変換器１００と比べると、低い製造コストと高い動作信頼性を実現することができる。
　ところで、図１を参照すると、本実施の形態の導波管－平面導波路変換器１の構造は、結合導体２３ｃの中心を通るＢ１－Ｂ２線における平面（Ｙ－Ｚ平面に平行な平面）に関して幾何学的な対称性を有するように設計されている。このため、導波管－平面導波路変換器１の動作時にそのＢ１－Ｂ２線における平面において電気的な短絡状態が生ずる。仮にオープンスタブ群２４，２５が存在しないものとする。このとき、製造誤差、温度変化または経年劣化などに起因して結合導体２３ｃとスロット２２ｓとの間に相対的な位置ずれが生じてその幾何学的な対称性が崩れたとき、その電気的な短絡状態が生じる面領域すなわち電気壁が大きく湾曲する場合がある。この場合、ストリップ導体２３ａ，２３ｂにそれぞれ伝搬する高周波信号間に分配特性の偏差が生じ、変換器の特性を劣化させる。
　これに対し、本実施の形態の導波管－平面導波路変換器１は、オープンスタブ群２４，２５を備えている。図１に示されるようにＺ軸方向（誘電体基板２１の厚み方向）から視たときに、一方のオープンスタブ群２４はスロット２２ｓの長手方向一端部を取り囲むように配置され、他方のオープンスタブ群２５はスロット２２ｓの長手方向他端部を取り囲むように配置されている。このようにオープンスタブ群２４，２５が設けられることで、結合導体２３ｃとスロット２２ｓとの間に位置ずれが生じたとしても、結合導体２３ｃとオープンスタブ群２４，２５との間に電気的な短絡点が多数形成されることにより、電気壁の湾曲が抑制される。よって、導波管－平面導波路変換器１の電気的な対称性が維持されやすくなる。また、オープンスタブ群２４，２５が結合導体２３ｃの第１及び第２の接続端部から分岐しているので、製造誤差、温度変化または経年劣化などが生じても、ストリップ導体２３ａ，２３ｂにそれぞれ伝搬する高周波信号間の分配特性の差を抑圧することができる。したがって、高い動作信頼性を有する導波管－平面導波路変換器１を提供することができる。
　また、オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの各々の幅を狭くすることで、オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの無負荷Ｑ値が高くなり、放射損失の抑制が可能となる。この観点から、各オープンスタブの幅は、たとえば、波長λの１０分の１（＝λ／１０）以下に設定されることが望ましい。
　更に、本実施の形態のオープンスタブ２４ｂ～２４ｅ，２５ｂ～２５ｅの各々が折り曲げられた形状を有することから、外形寸法の小さな導波管－平面導波路変換器１が実現可能である。
　以上に説明したように本実施の形態の導波管－平面導波路変換器１は、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。
　また、図１に示したように結合導体２３ｃは、ストリップ導体２３ａ，２３ｂの内側端部に接続される略矩形状の主接続部と、オープンスタブ群２４の基端部に接続される第１の接続端部と、オープンスタブ群２５の基端部に接続される第２の接続端部とを有している。上述したように切り欠き部２７ａ，２７ｂの間に形成されている第１の接続端部の幅（Ｘ軸方向の幅）Δ１は、主接続部の幅（Ｘ軸方向の幅）よりも狭い。また、切り欠き部２８ａ，２８ｂの間に形成されている第２の接続端部の幅（Ｘ軸方向の幅）Δ２も、主接続部の幅（Ｘ軸方向の幅）よりも狭い。このため、電気的な短絡状態を安定して作り出すことができる。
実施の形態２．
　上記実施の形態１は、インピーダンス調整部２６ａ，２６ｂにおいてストリップ導体２３ａ，２３ｂと結合導体２３ｃとが物理的に互いに接続された構造を有しているが、これに限定されるものではない。インピーダンス調整部において物理的に互いに分離されたストリップ導体と結合導体とを有する構造を備えるように上記実施の形態１が変形されてもよい。以下、このような構造を備えた実施の形態２，３について説明する。
　図５は、上記実施の形態１の第１の変形例である実施の形態２の導波管－平面導波路変換器２の平面構造を概略的に示す図である。この導波管－平面導波路変換器２の構成は、図１の導体パターン２３に代えて図５の導体パターン２３Ａを有する点を除いて、上記実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の構成と同じである。また、導体パターン２３Ａの形成工程は、上記導体パターン２３の形成工程と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器２は、図５に示されるような入出力端２０Ａａ，２０Ａｂを有する平面導波路構造２０Ａを備えており、この平面導波路構造２０Ａは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ａを有する。この導体パターン２３Ａは、Ｘ軸方向において物理的に分離されたストリップ導体２３ａＡ，２３ｂＡと、オープンスタブ群２４，２５と、オープンスタブ群２４に接続される第１結合導体２３ｃａと、オープンスタブ群２５に接続される第２結合導体２３ｃｃと、第１結合導体２３ｃａと第２結合導体２３ｃｃとの間を接続する接続部２３ｃｂとを含む。接続部２３ｃｂは、ストリップ導体２３ａＡ，２３ｂＢ間に介在し且つこれらストリップ導体２３ａＡ，２３ｂＢとは物理的に分離するように配置されている。第１結合導体２３ｃａは、図１に示した実施の形態１の結合導体２３ｃの第１の接続端部と同じパターン形状を有し、第２結合導体２３ｃｃは、図１に示した実施の形態１の結合導体２３ｃの第２の接続端部と同じパターン形状を有している。
　また、第１結合導体２３ｃａ，接続部２３ｃｂ及び第２結合導体２３ｃｃは、Ｘ軸負方向に凹む凹部２３ｇと、Ｘ軸正方向に凹む凹部２３ｈとを形成する。一方のストリップ導体２３ａＡの内側端部は、凹部２３ｇによって取り囲まれ、他方のストリップ導体２３ｂＡの内側端部は、凹部２３ｈによって取り囲まれている。このような第１結合導体２３ｃａ，接続部２３ｃｂ及び第２結合導体２３ｃｃによって、本実施の形態の結合導体が構成される。本実施の形態の結合導体の構造は、上記実施の形態１の結合導体２３ｃを加工することで凹部２３ｇ，２３ｈが形成された構造と実質的に同じである。図５に示されるように本実施の形態のインピーダンス調整部２６ａＡ，２６ｂＡは、凹部２３ｇ，２３ｈ付近に形成されている。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器２も、実施の形態１と同様に、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。
実施の形態３．
　図６は、上記実施の形態１の第２の変形例である実施の形態３の導波管－平面導波路変換器３の平面構造を概略的に示す図である。この導波管－平面導波路変換器３の構成は、図１の導体パターン２３に代えて図６の導体パターン２３Ｂを有する点を除いて、上記実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の構成と同じである。また、導体パターン２３Ｂの形成工程は、上記導体パターン２３の形成工程と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器３は、図６に示されるような入出力端２０Ｂａ，２０Ｂｂを有する平面導波路構造２０Ｂを備えており、この平面導波路構造２０Ｂは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ｂを有する。この導体パターン２３Ｂは、Ｘ軸方向において接続部２３ｅを介して互いに連結されたストリップ導体２３ａＢ，２３ｂＢと、オープンスタブ群２４，２５と、オープンスタブ群２４に接続される第１結合導体２３ｃａと、オープンスタブ群２５に接続される第２結合導体２３ｃｃとを含む。第１結合導体２３ｃａ及び第２結合導体２３ｃｃは、物理的に互いに分離されており、これら第１結合導体２３ｃａと第２結合導体２３ｃｃとの間の領域に、ストリップ導体２３ａＢ，２３ｂＢ及び接続部２３ｅが配置されている。実施の形態２の場合と同様に、第１結合導体２３ｃａは、図１に示した実施の形態１の結合導体２３ｃの第１の接続端部と同じパターン形状を有し、第２結合導体２３ｃｃは、図１に示した実施の形態１の結合導体２３ｃの第２の接続端部と同じパターン形状を有している。このような第１結合導体２３ｃａ及び第２結合導体２３ｃｃによって、本実施の形態の結合導体が構成される。図６に示されるように本実施の形態のインピーダンス調整部２６ａＢ，２６ｂＢは、第１結合導体２３ｃａ及び第２結合導体２３ｃｃのＸ軸方向両端付近にそれぞれ形成されている。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器３も、実施の形態１と同様に、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。
実施の形態４．
　以上に説明した実施の形態１～３の導波管－平面導波路変換器１～３は、いずれも、単一のスロット２２ｓを有しているが、これに限定されるものではない。２個以上のスロットを有するように上記実施の形態１～３が変形されてもよい。以下、複数のスロットを有する実施の形態４，５について説明する。
　図７は、上記実施の形態３（図６）の変形例である実施の形態４の導波管－平面導波路変換器４の平面構造を概略的に示す図である。また、図８は、図７に示した導波管－平面導波路変換器４のＶＩＩＩ－ＶＩＩＩ線における概略断面図である。この導波管－平面導波路変換器４の構成は、図８に示される２個のスロット２２ｓ１，２２ｓ２を有する点を除いて、上記実施の形態３の導波管－平面導波路変換器３の構成と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器４は、図７に示されるような入出力端２０Ｃａ，２０Ｃｂを有する平面導波路構造２０Ｃを備えており、この平面導波路構造２０Ｃは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ｂを有する。図８に示されるように誘電体基板２１の裏面上には接地導体２２Ｃが設けられている。この接地導体２２Ｃには、Ｙ軸方向に延在する長方形状のスロット２２ｓ１，２２ｓ２からなるスロット群２２ｓＣが形成されている。ストリップ導体２３ａＢ，２３ｂＢは、このスロット群２２ｓＣに対して、互いに逆方向（Ｘ軸正方向及びＸ軸負方向）に延在するように配置されている。本実施の形態の導波管－平面導波路変換器４も、実施の形態１と同様に、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。
実施の形態５．
　図９は、上記実施の形態２（図５）の変形例である実施の形態５の導波管－平面導波路変換器５の平面構造を概略的に示す図である。この導波管－平面導波路変換器５の構成は、実施の形態４と同様に図９に示される２個のスロット２２ｓ１，２２ｓ２を有する点を除いて、上記実施の形態２の導波管－平面導波路変換器２の構成と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器５は、図９に示されるような入出力端２０Ｄａ，２０Ｄｂを有する平面導波路構造２０Ｄを備えており、この平面導波路構造２０Ｄは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ａを有する。本実施の形態の導波管－平面導波路変換器５も、実施の形態１と同様に、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。
実施の形態６．
　図１に示したように実施の形態１の結合導体２３ｃは、ストリップ導体２３ａ，２３ｂの内側端部に接続される略矩形状の主接続部を有しており、この主接続部のＸ軸方向両端付近にインピーダンス調整部２６ａ，２６ｂが形成されている。この結合導体２３ｃの主接続部の外形状は略矩形状であるが、これに限定されるものではない。インピーダンス調整部において階段形状またはテーパ形状を有する結合導体を備えるように上記実施の形態１の導体パターン２３が変形されてもよい。以下、インピーダンス調整部において階段形状を有する結合導体を含む導体パターンを備えた実施の形態６、及び、インピーダンス調整部においてテーパ形状を有する結合導体を含む導体パターンを備えた実施の形態７について説明する。
　図１０は、上記実施の形態１の第３の変形例である実施の形態６の導波管－平面導波路変換器６の平面構造を概略的に示す図である。この導波管－平面導波路変換器６の構成は、図１の導体パターン２３に代えて図１０の導体パターン２３Ｅを有する点を除いて、上記実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の構成と同じである。また、導体パターン２３Ｅの形成工程は、上記導体パターン２３の形成工程と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器６は、図１０に示されるような入出力端２０Ｅａ，２０Ｅｂを有する平面導波路構造２０Ｅを備えており、この平面導波路構造２０Ｅは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ｅを有する。この導体パターン２３Ｅの形状は、図１の結合導体２３ｃに代えて図１０の結合導体２３ｃＥを有する点を除いて、上記実施の形態１の導体パターン２３の形状と同じである。
　本実施の形態の結合導体２３ｃＥは、上記結合導体２３ｃと同様に、誘電体基板２１の裏面側に設けられたスロット２２ｓとＺ軸方向（誘電体基板２１の厚み方向）に対向する位置に配置されている。また、図１０に示されるように、この結合導体２３ｃＥは、ストリップ導体２３ａ，２３ｂの内側端部に接続される主接続部を有している。この主接続部のＸ軸方向における両端付近にインピーダンス調整部２６ａＥ，２６ｂＥが形成される。また、上記実施の形態１と同様に、結合導体２３ｃＥは、オープンスタブ群２４の基端部に接続される第１の接続端部と、オープンスタブ群２５の基端部に接続される第２の接続端部とを有している。
　本実施の形態の結合導体２３ｃＥは、インピーダンス調整部２６ａＥ，２６ｂＥにおいて、主接続部のＸ軸方向における幅が第１の接続端部（オープンスタブ群２４の基端部と接続される部分）からストリップ導体２３ａ，２３ｂに向かうに従って段階的に大きくなるように変化する階段形状を有する。更に、結合導体２３ｃＥは、インピーダンス調整部２６ａＥ，２６ｂＥにおいて、主接続部のＸ軸方向における幅が第２の接続端部（オープンスタブ群２５の基端部と接続される部分）からストリップ導体２３ａ，２３ｂに向かうに従って段階的に大きくなるように変化する階段形状を有している。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器６も、実施の形態１と同様に、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。また、本実施の形態の結合導体２３ｃＥは、上記階段形状を有するので、導波管４０から入射された高周波信号の伝搬方向を連続的に且つなだらかに変化させて、当該高周波信号の進行方向をストリップ導体２３ａ，２３ｂ側に向かせることができる。これにより、不要放射を抑圧しつつ、効率よく高周波信号をストリップ導体２３ａ，２３ｂに伝搬させることが可能となる。
実施の形態７．
　図１１は、上記実施の形態１の第４の変形例である実施の形態７の導波管－平面導波路変換器７の平面構造を概略的に示す図である。この導波管－平面導波路変換器７の構成は、図１の導体パターン２３に代えて図１１の導体パターン２３Ｆを有する点を除いて、上記実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の構成と同じである。また、導体パターン２３Ｆの形成工程は、上記導体パターン２３の形成工程と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器７は、図１１に示されるような入出力端２０Ｆａ，２０Ｆｂを有する平面導波路構造２０Ｆを備えており、この平面導波路構造２０Ｆは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ｆを有する。この導体パターン２３Ｆの形状は、図１の結合導体２３ｃに代えて図１１の結合導体２３ｃＦを有する点を除いて、上記実施の形態１の導体パターン２３の形状と同じである。
　本実施の形態の結合導体２３ｃＦは、上記結合導体２３ｃと同様に、誘電体基板２１の裏面側に設けられたスロット２２ｓとＺ軸方向（誘電体基板２１の厚み方向）に対向する位置に配置されている。また、図１１に示されるように、この結合導体２３ｃＦは、ストリップ導体２３ａ，２３ｂの内側端部に接続される主接続部を有する。この主接続部のＸ軸方向における両端付近にインピーダンス調整部２６ａＦ，２６ｂＦが形成される。また、上記実施の形態１と同様に、結合導体２３ｃＦは、オープンスタブ群２４の基端部に接続される第１の接続端部と、オープンスタブ群２５の基端部に接続される第２の接続端部とを有している。
　本実施の形態の結合導体２３ｃＦは、インピーダンス調整部２６ａＦ，２６ｂＦにおいて、主接続部のＸ軸方向における幅が第１の接続端部（オープンスタブ群２４の基端部と接続される部分）からストリップ導体２３ａ，２３ｂに向かうに従って大きくなるように変化するテーパ形状を有する。更に、結合導体２３ｃＦは、インピーダンス調整部２６ａＦ，２６ｂＦにおいて、主接続部のＸ軸方向における幅が第２の接続端部（オープンスタブ群２５の基端部と接続される部分）からストリップ導体２３ａ，２３ｂに向かうに従って大きくなるように変化するテーパ形状を有している。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器７も、実施の形態１と同様に、オープンスタブ群２４，２５を備えるため、不要放射を抑圧しつつ、低い製造コストと高い動作信頼性とを実現することができる。また、本実施の形態の結合導体２３ｃＦは、上記テーパ形状を有するので、導波管４０から入射された高周波信号の伝搬方向を連続的に且つなだらかに変化させて、当該高周波信号の進行方向をストリップ導体２３ａ，２３ｂ側に向かせることができる。これにより、不要放射を抑圧しつつ、効率よく高周波信号をストリップ導体２３ａ，２３ｂに伝搬させることが可能となる。
実施の形態８．
　上記実施の形態１の平面導波路構造２０では、図１に示したように誘電体基板２１の裏面上に形成されたスロット２２ｓは長方形状を有しているが、これに限定されるものではない。上記実施の形態１～３，６，７のスロット２２ｓの長手方向両端部の幅（Ｘ軸方向の幅）がスロット２２ｓの中央部の幅（Ｘ軸方向の幅）よりも大きくなるようにスロット２２ｓの形状が変形されてもよい。また、上記実施の形態４，５のスロット２２ｓ１，２２ｓ２の各々の長手方向両端部の幅（Ｘ軸方向の幅）がスロット２２ｓ１，２２ｓ２の各々の中央部の幅（Ｘ軸方向の幅）よりも大きくなるようにスロット２２ｓ１，２２ｓ２の形状が変形されてもよい。
　図１２は、上記実施の形態１の第５の変形例である実施の形態８の導波管－平面導波路変換器８の平面構造を概略的に示す図である。図１３は、図１２に示した導波管－平面導波路変換器８のＸＩＩＩ－ＸＩＩＩ線における概略断面図である。この導波管－平面導波路変換器８の構成は、図１及び図２に示した形状のスロット２２ｓに代えて、図１２及び図１３に示されるスロット２２ｓＧを有する点を除いて、上記実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の構成と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器８は、図１２に示されるような入出力端２０Ｇａ，２０Ｇｂを有する平面導波路構造２０Ｇを備えており、この平面導波路構造２０Ｇは、実施の形態１と同様に、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３を有する。また、この平面導波路構造２０Ｇは、図１３に示されるように誘電体基板２１の裏面上には接地導体２２Ｇが設けられている。この接地導体２２Ｇには、Ｙ軸方向に延在する長方形状のスロット２２ｓＧが形成されている。図１２に示されるように、このスロット２２ｓＧの長手方向両端部の幅は、スロット２２ｓＧの中央部の幅よりも大きい。
　このようにスロット２２ｓＧの両端部の幅が大きくされることで、実施の形態１と同様の技術的効果を維持しつつ、スロット２２ｓＧの長手方向（Ｙ軸方向）の長さＬ１を小さく（短く）することができる。これにより、導体パターン２３のＹ軸方向における長さＬ２を小さく（短く）することができる。したがって、導波管－平面導波路変換器８の小型化を実現することができる。
　なお、このようなスロット２２ｓＧは、下記の実施の形態９にも適用可能である。
実施の形態９．
　上記実施の形態１～８では、平面導波路構造２０，２０Ａ～２０Ｇの各平面導波路構造の入出力端の個数は２個であるが、これに限定されるものではない。４個以上の入出力端を有するように上記各実施の形態の平面導波路構造が変形されてもよい。
　図１４は、上記実施の形態１の第６の変形例である実施の形態９の導波管－平面導波路変換器９の平面構造を概略的に示す図である。図１５は、図１４に示した導波管－平面導波路変換器９のＸＶ－ＸＶ線における概略断面図である。この導波管－平面導波路変換器９の構成は、図１の導体パターン２３に代えて図１４の導体パターン２３Ｈを有する点を除いて、上記実施の形態１の導波管－平面導波路変換器１の構成と同じである。また、導体パターン２３Ｈの形成工程は、上記導体パターン２３の形成工程と同じである。
　本実施の形態の導波管－平面導波路変換器９は、図１４に示されるような４個の入出力端２０Ｈａ，２０Ｈｂ，２０Ｈｃ，２０Ｈｄを有する平面導波路構造２０Ｈを備えており、この平面導波路構造２０Ｈは、誘電体基板２１のおもて面上に導体パターン２３Ｈを有する。この導体パターン２３Ｈは、上記実施の形態１と同様に、結合導体２３ｃ及びオープンスタブ群２４，２５を含む。この導体パターン２３Ｈは、更に、Ｘ軸方向に延在する線状導体であるストリップ導体３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂを含んで構成されている。これらストリップ導体３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂは、いずれも、結合導体２３ｃに接続されている。
　また、本実施の形態の結合導体２３ｃは、ストリップ導体３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂの内側端部に接続される略矩形状の主接続部を有しており、この主接続部のＸ軸方向両端付近にインピーダンス調整部２６ａＨ，２６ｂＨが形成されている。
　導波管４０に高周波信号が入力されると、この入力された高周波信号はスロット２２ｓを励振する。スロット２２ｓの長手方向（Ｙ軸方向）は、ストリップ導体３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂの長手方向（延在方向）と交差するので、励振されたスロット２２ｓとストリップ導体３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂとが互いに磁界結合する。そして、高周波信号は、平行平板線路を介してマイクロストリップ線路の入出力端２０Ｈａ，２０Ｈｂ，２０Ｈｃ，２０Ｈｄから出力される。実施の形態１の場合と同様に、オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの先端部は、電気的に開放された状態となるので、オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの基端部が等価的に電気的な短絡状態となる。よって、オープンスタブ群２４，２５との結合導体２３ｃの接続部すなわち第１及び第２の接続端部において高周波信号が遮蔽される。したがって、不要放射を抑圧することが可能となる。
　逆に、平面導波路構造２０Ｈの入出力端２０Ｈａ，２０Ｈｂ，２０Ｈｃ，２０Ｈｄにそれぞれ高周波信号が入力されると、これら高周波信号は合成された後に、導波管４０の入出力端４０ａから出力される。
　以上に説明したように実施の形態９の平面導波路構造２０Ｈは、４個の入出力端２０Ｈａ，２０Ｈｂ，２０Ｈｃ，２０Ｈｄを有するので、多分配器の機能を併せ持つ導波管－平面導波路変換器９を実現することができる。
　以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１～９では、オープンスタブ２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆの個数は１２個であるが、この個数に限定されるものではない。オープンスタブの個数を１２個から減らすことにより、導波管－平面導波路変換器の小型化が可能となる。また、オープンスタブの個数を１２個よりも増やすことにより、不要放射の抑圧効果の更なる向上を実現するとともに、製造誤差などに起因する分配特性の偏差の抑制効果の更なる向上を実現することができる。
　また、オープンスタブ群２４，２５と同様の構成を有するオープンスタブ群が誘電体基板２１のおもて面上の４隅付近に配置されてもよい。これにより、電力損失低減の効果が得られる。
　なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態１～９の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係る導波管－平面導波路変換器は、ミリ波またはマイクロ波などの高周波信号を伝送する高周波伝送路で使用されることから、たとえば、ミリ波帯またはマイクロ波帯などの高周波帯域で動作する、アンテナ装置、レーダ装置及び通信装置での利用に適している。
　１～９　導波管－平面導波路変換器、２０，２０Ａ～２０Ｈ　平面導波路構造、２０ａ，２０ｂ　入出力端、２１　誘電体基板、２２，２２Ｃ，２２Ｇ　接地導体、２２ｓ　スロット、２３，２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｅ，２３Ｆ、２３Ｈ　導体パターン、２３ａ，２３ｂ　ストリップ導体、２３ｃ　結合導体、２３ｃａ　第１結合導体、２３ｃｂ　接続部、２３ｃｃ　第２結合導体、２３ｇ，２３ｈ　凹部、２４，２５　オープンスタブ群、２４ａ～２４ｆ，２５ａ～２５ｆ　オープンスタブ、２６ａ，２６ｂ　インピーダンス調整部、２７ａ，２７ｂ　切り欠き部、３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂ　ストリップ導体、４０　導波管、４０ａ　入出力端、ＳＰ　ショート面（短絡面）。

Claims (16)

  1. 　高周波信号を伝送する導波管－平面導波路変換器であって、
    　自己の厚み方向に互いに対向する第１の主面及び第２の主面を有する誘電体基板と、
    　前記第１の主面上で予め定められた第１の面内方向に沿って延在して形成されている単数または複数のストリップ導体と、
    　前記第２の主面上で前記単数または複数のストリップ導体と前記厚み方向に対向するように形成されている接地導体と、
    　前記接地導体に形成され、前記第２の主面上で前記第１の面内方向と交差する第２の面内方向に延在する単数または複数のスロットと、
    　前記第１の主面上で前記単数または複数のストリップ導体と電気的に結合する位置に形成され、且つ前記単数または複数のスロットと前記厚み方向に対向する位置に配置されている結合導体と、
    　前記第１の主面上で前記結合導体の前記第２の面内方向における端部から分岐する単数または複数の分岐導体線路と
    を備え、
    　前記各分岐導体線路は、前記結合導体から分岐する基端部と、電気的に開放された先端部とを有する、
    ことを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  2. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記各分岐導体線路の長手方向における当該各分岐導体線路の長さは、前記高周波信号の予め定められた使用周波数帯域の中心周波数に対応する波長の４分の１と一致することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  3. 　請求項２記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記各分岐導体線路の当該基端部は、前記中心周波数に対して等価的に電気的な短絡状態となることを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  4. 　請求項２記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記各分岐導体線路の幅は、前記波長の１０分の１以下であることを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  5. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記複数の分岐導体線路は、前記厚み方向から視たときに前記各スロットの長手方向における当該各スロットの両端部を取り囲むように配置されていることを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  6. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記複数の分岐導体線路のうちの少なくとも１つが折り曲げられた形状を有することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  7. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、
    　前記結合導体は、
    　前記単数または複数のストリップ導体に接続される主接続部と、
    　前記単数または複数の分岐導体線路の当該基端部に接続される接続端部と
    を含み、
    　前記第１の面内方向における前記接続端部の幅は、前記第１の面内方向における前記主接続部の幅よりも狭いことを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  8. 　請求項７記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記接続端部は、当該接続端部の当該幅を形成する切り欠き部を有することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  9. 　請求項８記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記結合導体は、前記第１の面内方向における前記結合導体の幅が前記接続端部から前記単数または複数のストリップ導体に向かうに従って段階的に大きくなるように変化する階段形状を有することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  10. 　請求項８記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記結合導体は、前記第１の面内方向における当該結合導体の幅が前記接続端部から前記単数または複数のストリップ導体に向かうに従って大きくなるように変化するテーパ形状を有することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  11. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記接地導体における前記単数または複数のスロットを含む領域に接続された一端部を有する導波管を更に備えることを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  12. 　請求項１１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記導波管の管軸方向と前記第２の主面とが互いに直交することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  13. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記結合導体は、前記単数または複数のストリップ導体と物理的に接続されていることを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  14. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記結合導体は、前記単数または複数のストリップ導体と物理的に分離されて配置されていることを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  15. 　請求項１４記載の導波管－平面導波路変換器であって、
    　前記複数のストリップ導体は、互いに分離して配置された第１のストリップ導体及び第２のストリップ導体を含み、
    　前記結合導体は、前記第１のストリップ導体の前記結合導体側の一端部を取り囲む第１の凹部と、前記第２のストリップ導体の前記結合導体側の一端部を取り囲む第２の凹部とを有することを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
  16. 　請求項１記載の導波管－平面導波路変換器であって、前記各スロットの両端部の幅は、当該各スロットの中央部の幅よりも大きいことを特徴とする導波管－平面導波路変換器。
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