WO2019181361A1 - 高周波接続構造 - Google Patents

高周波接続構造 Download PDF

Info

Publication number
WO2019181361A1
WO2019181361A1 PCT/JP2019/006769 JP2019006769W WO2019181361A1 WO 2019181361 A1 WO2019181361 A1 WO 2019181361A1 JP 2019006769 W JP2019006769 W JP 2019006769W WO 2019181361 A1 WO2019181361 A1 WO 2019181361A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
waveguide
ridge
frequency
coupler
connection structure
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/006769
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
裕史 濱田
照男 徐
秀之 野坂
Original Assignee
日本電信電話株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電信電話株式会社 filed Critical 日本電信電話株式会社
Priority to US16/979,927 priority Critical patent/US11335986B2/en
Publication of WO2019181361A1 publication Critical patent/WO2019181361A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/107—Hollow-waveguide/strip-line transitions
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/12—Hollow waveguides
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency connection structure, and more particularly to a mode conversion technique between a high-frequency circuit and a waveguide converter.
  • a high-frequency circuit using a frequency band of 100 GHz or more is usually mounted on a package having a waveguide as an interface.
  • An important technique at this time is a low-loss connection technique between a high-frequency circuit and a waveguide.
  • a dipole coupler disclosed in Non-Patent Document 1 hereinafter referred to as “dipole coupler”
  • a ridge-type coupler disclosed in Patent Document 1 hereinafter referred to as “ A high-frequency connection structure using a ridge coupler ” has been reported.
  • the dipole coupler described in Non-Patent Document 1 forms a metal wiring similar to a dipole antenna at the end of a high-frequency circuit formed on a semiconductor or dielectric substrate such as InP or silica. And the connection of a high frequency circuit and a waveguide is implement
  • Non-Patent Document 1 utilizes the fact that the electric field formed in the vicinity of the dipole coupler and the mode shape of the electric field formed on the E-plane of the TE10 mode propagating through the waveguide are similar. Is.
  • Non-Patent Document 1 a broadband characteristic is obtained, but since it is formed on a semiconductor or dielectric substrate, dielectric loss of these substrates cannot be avoided. Further, since there is an effect of increasing the conductive loss of the dipole due to the electric field concentration effect due to the wavelength shortening effect of the semiconductor or the dielectric, the connection loss is slightly increased.
  • a high-frequency connection structure using a ridge coupler described in Patent Document 1 uses a ridge coupler formed of a tapered metal block disposed along the center of the H surface of the waveguide.
  • the mode of the electromagnetic wave propagating through the waveguide by such a metal block is gradually converted into the propagation mode of the electromagnetic wave propagating on a high-frequency circuit such as a coplanar line or a microstrip line.
  • a high-frequency circuit such as a coplanar line or a microstrip line.
  • the ridge coupler described in Patent Document 1 does not use a semiconductor or a dielectric substrate unlike a dipole coupler, the dielectric loss of the substrate and the effect of increasing the conductive loss of the dipole due to the electric field concentration effect due to the wavelength shortening effect between the semiconductor and the dielectric are exhibited. It can be avoided. Therefore, with the technique described in Patent Document 1, it is possible to achieve a connection between a lower-loss high-frequency circuit and a waveguide.
  • FIG. 9A is a schematic plan view of a high-frequency connection structure 200 using a conventional ridge coupler 212.
  • FIG. 9B is a sectional view taken along line A-A ′ in FIG.
  • the conventional high-frequency connection structure 200 using the ridge coupler 212 connects the waveguide 210 provided with the ridge coupler 212 and the high-frequency circuit 221.
  • a ground post 222, a transmission line 223, and the like are disposed on the high-frequency substrate 220.
  • the end of the ridge coupler 212 on the high frequency substrate 220 side and the end of the transmission line 223 of the high frequency substrate 220 are connected by a wire 230.
  • the conventional high-frequency connection structure 200 is different from other high-frequency connection structures such as a conventional dipole coupler in that the ridge coupler 212 is connected to the waveguide 210 in a direct current manner.
  • the waveguide 210 is made of a highly conductive metal, and its volume is sufficiently larger than that of the high-frequency circuit 221, and sufficient free electrons exist. Therefore, the waveguide 210 acts as an ideal ground when viewed from the high frequency circuit 221. Therefore, it appears that the ridge coupler 212 connected between the waveguide 210 and the high-frequency substrate 220 equivalently has the ground inductance L shown in FIG.
  • This designer does not need to be aware of this ground inductance L in the range where the ridge coupler is used within the operating band.
  • the electric field is a micro having the signal line on the top of the ridge coupler 212 and the ground on the waveguide wall. Converted to strip mode. Therefore, the ground inductance L cannot be seen from the microstrip mode.
  • the electromagnetic wave cannot propagate through the waveguide 210 outside the operating band of the ridge coupler 212 or outside the operating band of the waveguide 210. More specifically, since the waveguide 210 has a high-pass characteristic, electromagnetic waves cannot propagate through the waveguide 210 in a frequency band equal to or lower than the cutoff frequency of the waveguide 210. Therefore, when viewed from the high frequency circuit 221 side, the waveguide 210 side acts as a reflection wall from the ridge coupler 212.
  • the reflection point at that time is not the connection point between the high-frequency circuit 221 and the ridge coupler 212 but the ridge coupler 212 and the ground (waveguide wall surface 211) via the ground inductance L. This is the reason why the ridge coupler 212 described in FIG. 10 has the ground inductance L in the low frequency band.
  • This ground inductance L acts only outside the operating band of the ridge coupler 212. Therefore, when the ridge coupler 212 is connected to the high-frequency circuit 221 that does not input / output signals outside the operation band to the ridge coupler 212, the circuit operation is not affected at all. For example, no problem arises when the amplifier operating within the operating band of the ridge coupler 212 and the ridge coupler 212 are connected.
  • a circuit including a low-frequency signal such as a mixer or a multiplier
  • the circuit characteristics are greatly degraded by the ground inductance L.
  • a ridge coupler 212 is applied to a high-frequency circuit of a mixer such as a drain injection mixer or a resistive mixer using a common source FET.
  • the IF signal shares the drain terminal of the FET with the RF signal or LO signal. Therefore, from the IF signal, the ridge coupler 212 for the RF signal or LO signal can be directly seen through the drain terminal of the FET.
  • the ground inductance L of the ridge coupler 212 is directly visible from the IF signal, which directly affects the characteristics of the mixer. Specifically, since the IF signal is a low-frequency signal, the IF signal in the DC to low-frequency band is grounded via the ground inductance L, and almost no voltage amplitude is generated at the IF terminal. The conversion gain is greatly reduced.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a high-frequency connection structure that can suppress deterioration in characteristics of a high-frequency circuit due to ground inductance of a ridge coupler.
  • a high-frequency connection structure includes a waveguide, a ridge structure including a conductor formed inside one end of the waveguide, and the one end of the waveguide.
  • the high-frequency connection structure according to the present invention further includes a pedestal having a side surface parallel to the side surface of the ridge structure, and the ridge structure is formed in a quadrangular pyramid shape and has a side surface on the transmission line side.
  • the bottom surface of the ridge structure is in contact with the inner wall of the waveguide, the transmission line is formed on the integrated circuit board, and the integrated circuit board is the pedestal.
  • the wire may connect one end of the upper surface of the ridge structure and one end of the transmission line.
  • the inductance adjustment structure includes a metal block formed in a rectangular parallelepiped that is in contact with a side surface of the ridge structure, a side surface of the pedestal, and an inner wall of the waveguide. Also good.
  • the height of the metal block in the direction perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave in the waveguide may be lower than the height from the inner wall of the waveguide to the wire. Good.
  • the inductance adjusting structure is formed on an inner wall of the waveguide on a bottom surface side of the ridge structure body from an end portion on a side surface side of the ridge structure body to a side surface of the pedestal. It may be a concave portion.
  • the length of the recess in the propagation direction of the electromagnetic wave of the waveguide may be longer than the distance from the side surface of the ridge structure to the side surface of the pedestal.
  • the present invention even when a ridge coupler is applied to a high-frequency circuit that handles signals outside the operation band of the waveguide or the ridge coupler, it is possible to suppress deterioration of the characteristics of the high-frequency circuit due to the ground inductance of the ridge coupler.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of ground inductance adjustment according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the high-frequency connection structure according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the metal block according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the phase of the reflection coefficient according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the characteristics of the high-frequency connection structure according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of a high-frequency connection structure according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the phase of the reflection coefficient according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the characteristics of the high-frequency connection structure according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of ground inductance adjustment according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the high-frequency connection structure according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing an example of a conventional high-frequency connection structure.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining an equivalent circuit of a conventional high-frequency connection structure.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the electric field distribution in the operation band of the conventional high-frequency connection structure.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining an example of the electric field distribution outside the operation band in the conventional high-frequency connection structure.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining an example in which a conventional high-frequency connection structure is applied to a mixer.
  • the high-frequency connection structure according to the present embodiment includes an inductance adjustment structure that is a means for adjusting the value of the ground inductance L formed in the ridge coupler provided in the waveguide.
  • the ridge coupler side is removed from the high-frequency circuit at f IF .
  • the expected impedance Z may be opened, that is, the impedance Z may be set to ⁇ .
  • the reflection coefficient when the ridge coupler side is viewed from the high-frequency circuit increases from the left end of the Smith chart as the frequency increases. Draw a trajectory around the outer edge of the Smith chart.
  • the value of the ground inductance L described in FIG. 10 is determined by the height of the ridge coupler. More specifically, the height of the ridge coupler is the length from the lower wall surface of the waveguide to the wire. This height is determined by the diameter of the waveguide E surface and the position of the mating surface between the high-frequency circuit and the ridge coupler.
  • the diameter of the waveguide E surface is determined by the standard of the waveguide.
  • the position of the mating surface between the high-frequency circuit and the ridge coupler is determined by requirements on the high-frequency circuit side, such as the thickness of the chip in the high-frequency circuit. Therefore, it is difficult to adjust the value of the ground inductance L by adjusting the height of the ridge coupler.
  • a structure for adjusting the ground inductance L is provided between the ridge coupler and the transmission line of the high-frequency circuit, and the value of the ground inductance L at f IF is adjusted.
  • the ground inductance L is made smaller and open matching is performed at f IF .
  • open matching is performed at f IF by increasing the ground inductance L as indicated by an arrow (ii).
  • FIG. 2A is a schematic plan view of the high-frequency connection structure 1.
  • FIG. FIG. 2B is a cross-sectional view taken along line A-A ′ in FIG.
  • the high frequency connection structure 1 includes a waveguide 10, a high frequency substrate 20 (an integrated circuit substrate), a wire 30, and a metal block 40.
  • the high-frequency substrate 20 and the waveguide 10 provided with a ridge coupler (ridge structure) 12 are connected using a wire 30.
  • the waveguide 10 includes a waveguide wall 11 and a ridge coupler 12.
  • the waveguide wall 11 is made of a conductor and forms, for example, a cylindrical waveguide 10. As shown in FIG. 2B, the waveguide wall 11 has a first surface 11a and a second surface 11b facing the first surface 11a.
  • the high-frequency substrate 20 is disposed adjacent to the waveguide 10 in the space between the first surface 11 a and the second surface 11 b of the waveguide wall 11.
  • the ridge coupler 12 is formed inside one end of the waveguide 10. More specifically, as shown in FIG. 2B, the ridge coupler 12 is in contact with the first surface 11a that is the inner wall of the waveguide 10 when viewed from the cross section, and the first surface 11a and the second surface 11b. Are provided in the space of the waveguide 10 formed between the two.
  • the ridge coupler 12 is formed in, for example, a so-called ridge shape having a truncated pyramid shape, and the angles formed by the side surface c on the high-frequency substrate 20 side, the bottom surface, and the top surface are right angles.
  • the ridge coupler 12 is formed in a rectangular shape in plan view, and is disposed at the center position in the width direction perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave in the waveguide 10.
  • the ridge coupler 12 is arranged so that the longitudinal direction of the rectangular shape is along the propagation direction of the electromagnetic wave.
  • the bottom surface of the ridge coupler 12 is disposed in contact with the first surface 11 a of the waveguide 10.
  • One end of the wire 30 is connected to one end of the upper surface of the ridge coupler 12 on the high frequency substrate 20 side.
  • the waveguide wall 11 of the waveguide 10 and the ridge coupler 12 are formed of a conductor such as metal.
  • the ridge coupler 12 By forming the ridge coupler 12 having such a configuration at one end inside the waveguide 10, mode conversion of electromagnetic waves propagating through the waveguide 10 and the high-frequency circuit 21 formed on the high-frequency substrate 20 is performed. Can do.
  • the high frequency substrate 20 includes a transmission line 23, a ground conductor 24, a ground post 25, and the like, which constitute a high frequency circuit 21. More specifically, the high-frequency board 20 has a transmission line 23, a ground conductor 24 formed so as to sandwich the transmission line 23, and a ground post 25 provided at the end of the ground conductor 24 on the waveguide 10 side. Are arranged.
  • the earth post 25 may be formed so as to be in contact with the second surface 11b of the waveguide 10 as shown in FIG.
  • the high-frequency substrate 20 is disposed at a height equivalent to the height of the upper surface of the ridge coupler 12 as shown in FIG. More specifically, the high-frequency substrate 20 on which the high-frequency circuit 21 is formed is mounted on a pedestal 22 formed in the E plane of the waveguide 10.
  • the pedestal 22 has a side surface 22a parallel to the side surface c of the ridge coupler 12 and a mounting surface 22b on which the high-frequency substrate 20 is mounted.
  • the mounting surface 22b is provided to face the second surface 11b of the waveguide wall 11 and is connected to the side surface 22a at a substantially right angle.
  • the pedestal 22 is formed continuously with the first surface 11 a of the waveguide wall 11.
  • the wire 30 connects one end of the ridge coupler 12 formed inside the waveguide 10 and the transmission line 23 of the high-frequency circuit 21.
  • the wire 30 propagates the electromagnetic wave mode-converted by the ridge coupler 12 to the transmission line 23 of the high-frequency circuit 21.
  • the wire 30 is formed of a metal material such as Au, for example.
  • the metal block 40 is provided between the ridge coupler 12 and the transmission line 23.
  • the metal block 40 is an earth post formed in a rectangular parallelepiped shape and having a predetermined height H_ADJ.
  • the metal block 40 is in contact with the side surface c of the ridge coupler 12, the side surface 22 a of the pedestal 22, and the first surface 11 a that is the inner wall of the waveguide wall 11.
  • the metal block 40 is formed so that the width in the direction perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave of the waveguide 10 in plan view matches the width of the ridge coupler 12. Good.
  • the metal block 40 is formed such that the height H_ADJ in the direction perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave in the waveguide 10 is lower than the height from the first surface 11 a of the waveguide wall 11 to the wire 30.
  • the ground inductance L formed between the ridge coupler 12 and the first surface 11a of the waveguide wall 11 can be reduced.
  • the length of the wire 30 in the propagation direction of the electromagnetic wave is shorter than the height of the ridge coupler 12 in the direction perpendicular to the first surface 11a of the waveguide wall 11 (see Patent Document 1). ). Therefore, since the inductances L1 and L2 according to the present embodiment are smaller than the ground inductance L described in the conventional example (FIG. 10), the ground inductance L of the ridge coupler 12 viewed from the high-frequency circuit 21 side is reduced. Can be reduced.
  • FIG. 4 shows the calculation result of the change in the frequency that is open-matched at this time.
  • the length of the wire 30 was 100 ⁇ m, and the electrical conductivity of the waveguide 10, the wire 30, and the metal block 40 was 2 ⁇ 10 7 S / m.
  • the same design as the known high-frequency connection structure was used for the design of the portion including the ridge coupler 12 that is common to the configuration described in the conventional example (see Patent Document 1).
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the phase of the reflection coefficient (Phase_S22) in the ridge coupler 12 when viewed from the high frequency circuit 21 side.
  • the thick line indicates the phase when the height H_ADJ of the metal block 40 is 100 ⁇ m
  • the broken line indicates the phase when H_ADJ is 200 ⁇ m
  • the thin line indicates the phase when H_ADJ is 300 ⁇ m.
  • FIG. 5 shows a calculation result about the influence of the metal block 40 on the characteristics of the ridge coupler 12.
  • the horizontal axis in FIG. 5 indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the transfer characteristic from the ridge coupler 12 to the transmission line 23, that is, the coupler coupling characteristic.
  • the height H_ADJ of the metal block 40 indicated by each line corresponds to FIG. As shown in FIG. 5, it can be seen that the change in the height H_ADJ of the metal block 40 has little effect on the coupler coupling characteristics.
  • the signal in the 300 GHz band transmitted through the wire 30 is a signal line
  • the second surface 11b which is the upper wall surface of the waveguide 10 is the ground.
  • the metal block 40 is installed between the ridge coupler 12 and the high frequency circuit 21 (transmission line 23), it hardly contributes to the coupler coupling characteristics.
  • the upper limit value of the height H_ADJ of the metal block 40 needs to be set to the height from the first surface 11 a of the waveguide 10 to the wire 30. This is because if the metal block 40 comes into contact with the wire 30, a signal in the 300 GHz band is also grounded, and the coupler coupling characteristics are greatly deteriorated.
  • the high-frequency connection structure 1 includes the metal block 40 between the ridge coupler 12 and the high-frequency circuit 21, so that it was rotated too much by the ground inductance L of the ridge coupler 12. The amount of phase can be reduced.
  • the ridge coupler 12 when the ridge coupler 12 is applied to the high-frequency circuit 21 that handles signals outside the operation band of the waveguide 10 or the ridge coupler 12, it is possible to suppress deterioration of the characteristics of the high-frequency circuit 21 due to the ground inductance L of the ridge coupler 12. .
  • phase reduction by adjusting the ground inductance L of the ridge coupler 12 is to be realized on the high frequency circuit 21 side, a circuit using a metamaterial having a characteristic that the phase returns with respect to the increase in the frequency. Necessary. In this case, the design of the high-frequency connection structure 1 becomes complicated, and the design cost increases.
  • the high frequency connection structure 1 since the high frequency connection structure 1 according to the present embodiment can suppress the characteristic deterioration of the high frequency circuit 21 by changing only the configuration around the ridge coupler 12, the design cost of the high frequency component is greatly reduced. be able to.
  • the metal block 40 is used to perform the adjustment for reducing the ground inductance L of the ridge coupler 12 has been described.
  • a recess 50 that is, a digging is formed in the first surface 11a of the waveguide 10 on the bottom surface side of the ridge coupler 12.
  • FIG. 6A is a schematic plan view of the high-frequency connection structure 1A according to the second embodiment.
  • FIG. 6B is a cross-sectional view taken along line A-A ′ in FIG.
  • the recess 50 is formed on the first surface 11 a that is the inner wall of the waveguide 10 on the bottom surface side of the ridge coupler 12 from the end portion on the side surface c side of the ridge coupler 12 to the side surface 22 a of the base 22.
  • the recess 50 has a predetermined length L_HORI and a depth.
  • the length L_HORI in the propagation direction of the electromagnetic wave in the waveguide 10 of the recess 50 is formed to be longer than the distance from the side surface c of the ridge coupler 12 to the side surface 22a of the pedestal 22.
  • the recess 50 By forming the recess 50 in the first surface 11a, a part of the bottom of the ridge coupler 12 that is not in contact with the first surface 11a of the waveguide wall 11 is formed as shown in FIG. 6B. Is formed.
  • the recess 50 is formed across a width in a direction perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave in the waveguide 10 in a plan view shown in FIG.
  • the depth of the recess 50 is set so that a sufficient space is formed on the bottom end side of the ridge coupler 12. For example, when the recess 50 is too shallow, capacitive coupling between the ridge coupler 12 and the conductor of the first surface 11a where the recess 50 is formed may occur. On the other hand, if the recess 50 is too deep, the signal may resonate due to the space formed by the recess 50. Based on these, the depth of the recess 50 may be set to a suitable value.
  • the shortest path to the ground in the ridge coupler 12 is expanded, and the ground inductance L of the ridge coupler 12 as viewed from the high frequency circuit 21 side is increased. Can be made.
  • phase amount caused by the ground inductance L generated between the waveguide 10 and the ground can be increased, and the locus is rotated clockwise as shown by the arrow (ii) in the Smith chart of FIG. Open matching at f IF .
  • the effect of the high-frequency connection structure 1A according to the present embodiment will be described with reference to FIGS.
  • the length L_HORI of the recess 50 in the propagation direction of the electromagnetic wave was changed from 400 ⁇ m to 600 ⁇ m.
  • FIG. 7 shows the calculation result of the change in the frequency that is open-matched at this time.
  • the design of the high-frequency connection structure 1A was the same as that used in the calculation of FIG. 4 (see Patent Document 1).
  • the horizontal axis in FIG. 7 indicates the frequency, and the vertical axis indicates the phase of the reflection coefficient (Phase_S22) in the ridge coupler 12 when viewed from the high frequency circuit 21 side.
  • the thick line indicates the phase when the length L_HORI of the recess 50 is 400 ⁇ m
  • the dotted line indicates the phase when L_HORI is 500 ⁇ m
  • the thin line indicates the phase when L_HORI is 600 ⁇ m.
  • the open-matched frequency can be adjusted to the lower frequency side.
  • FIG. 8 shows the calculation result of the influence of the recess 50 on the characteristics of the 300 GHz band ridge coupler constituted by the ridge coupler 12.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the transfer characteristic from the ridge coupler 12 to the transmission line 23, that is, the coupler coupling characteristic.
  • the length L_HORI of the recess 50 indicated by each line corresponds to FIG. As can be seen from FIG. 8, the change in the length L_HORI of the recess 50 does not particularly affect the coupler coupling characteristics.
  • the high-frequency connection structure 1A provided with the recess 50 according to the present embodiment has a loss increased by about 1 dB. It is suppressed to 2 dB or less, and it can be seen that good coupler coupling characteristics are obtained.
  • the high frequency connection structure 1A includes the first surface 11a on the bottom surface side of the ridge coupler 12 from the end portion of the ridge coupler 12 on the high frequency circuit 21 side to the side surface 22a side of the pedestal 22. Since the recess 50 is formed in the ridge coupler 12, the ground inductance L of the ridge coupler 12 is increased, and the phase amount can be increased.
  • the ridge coupler 12 when the ridge coupler 12 is applied to the high-frequency connection structure 1A in a high-frequency circuit 21 that handles signals outside the operation band of the waveguide 10 or the ridge coupler 12, the characteristics of the high-frequency circuit 21 due to the ground inductance L generated in the ridge coupler 12 are obtained. Deterioration can be suppressed.
  • the high-frequency connection structure 1A can suppress the deterioration of the characteristics of the high-frequency circuit 21 by changing the configuration of only the peripheral portion of the ridge coupler 12, so the design cost of the high-frequency component Can be greatly reduced.

Landscapes

  • Waveguide Connection Structure (AREA)

Abstract

リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる高周波接続構造を提供することを目的とする。　高周波接続構造１は、導波管１０と、導波管１０の一端の内部に形成された導体からなるリッジカプラ１２と、導波管１０の一端に隣接する伝送線路２３と、リッジカプラ１２と伝送線路２３との間に設けられ、リッジカプラ１２と導波管１０との接続により生ずる接地インダクタンスＬを調整するインダクタンス調整構造と、リッジカプラ１２の伝送線路２３側の一端と、伝送線路２３の一端とを接続するワイヤ３０とを備える。

Description

高周波接続構造
　本発明は、高周波接続構造に関し、特に、高周波回路と導波管変換部とのモード変換技術に関する。
　１００ＧＨｚ以上の周波数帯を使用する高周波回路は、通常、導波管をインターフェースとするパッケージに実装される。このときに重要な技術となるのが、高周波回路と導波管との低損失接続技術である。従来、このような低損失接続技術として、非特許文献１に開示されているダイポール型カプラ（以下、「ダイポールカプラ」という。）や、特許文献１に開示されているリッジ型カプラ（以下、「リッジカプラ」という。）を用いた高周波接続構造が報告されている。
　例えば、非特許文献１に記載のダイポールカプラは、ＩｎＰやシリカ等の半導体または誘電体基板上に形成された高周波回路の端部にダイポールアンテナ様の金属配線を形成する。そして、その金属配線を導波管のＥ面に挿入することによって高周波回路と導波管との接続を低損失で実現する。
　非特許文献１に記載の高周波接続技術は、ダイポールカプラの近傍に形成される電界と導波管を伝搬するＴＥ１０モードのＥ面に形成される電界のモード形状が類似していることを利用したものである。
　非特許文献１に記載のダイポールカプラでは、広帯域な特性が得られるが、半導体もしくは誘電体の基板上に形成されるため、それら基板の誘電損失を避けることができない。また、半導体や誘電体の波長短縮効果による電界集中効果によるダイポールの導電損失が増加する効果もあるため、接続損失はやや大きくなる。
　一方、例えば、特許文献１に記載のリッジカプラを用いた高周波接続構造は、導波管のＨ面の中心に沿って配置されるテーパ状に加工された金属ブロックで構成されるリッジカプラを用いる。このような金属ブロックによって導波管を伝搬する電磁波のモードを、徐々にコプレーナ線路やマイクロストリップ線路等の高周波回路上を伝搬する電磁波の伝搬モードに変換する。これにより、高周波回路と導波管とを低損失で接続する。
　特許文献１に記載のリッジカプラは、ダイポールカプラのように半導体や誘電体基板を用いないため、基板の誘電損失、半導体と誘電体との波長短縮効果による電界集中効果によるダイポールの導電損失増加効果を回避することができる。したがって、特許文献１に記載された技術では、より低損失な高周波回路と導波管との接続が実現できる。
　ここで、従来のリッジカプラについて、図９を参照して説明する。図９の（ａ）は、従来のリッジカプラ２１２を用いた高周波接続構造２００の平面模式図である。また、図９の（ｂ）は、（ａ）におけるＡ－Ａ’線断面図である。
　従来のリッジカプラ２１２を用いた高周波接続構造２００は、リッジカプラ２１２が設けられた導波管２１０と高周波回路２２１とを接続する。高周波基板２２０には、アースポスト２２２と伝送線路２２３などが配設されている。リッジカプラ２１２の高周波基板２２０側の端部と高周波基板２２０の伝送線路２２３の端部とは、ワイヤ２３０によって接続されている。
　図９に示すように、従来の高周波接続構造２００は、リッジカプラ２１２が直流的に導波管２１０と接続されている点で、従来のダイポールカプラなどの他の高周波接続構造とは異なる。
　通常、導波管２１０は導電性の高い金属によって構成され、その体積も高周波回路２２１と比較して十分大きく、自由電子が十分に存在する。そのため、導波管２１０は、高周波回路２２１から見て理想的なグランドとして作用する。したがって、その導波管２１０と高周波基板２２０との間に接続されるリッジカプラ２１２には、等価的に図１０に示す接地インダクタンスＬが存在するように見える。
　この接地インダクタンスＬは、リッジカプラを動作帯域内で使用する範囲においては設計者が意識する必要はない。導波管２１０から高周波回路２２１上の伝送線路２２３（もしくは高周波パッド）へのモード変換の過程で、図１１に示すように電界はリッジカプラ２１２上部を信号線、導波管壁をグランドとするマイクロストリップモードへと変換される。そのため、マイクロストリップモードからは接地インダクタンスＬは見えなくなる。
　ところが、図１２に示すように、リッジカプラ２１２の動作帯域外、あるいは導波管２１０の動作帯域外においては、導波管２１０内を電磁波が伝搬することができなくなる。より詳細には、導波管２１０はハイパス特性を有するので、導波管２１０のカットオフ周波数以下の周波数帯において導波管２１０内を電磁波が伝搬することができなくなる。そのため、高周波回路２２１側から見ると、リッジカプラ２１２より導波管２１０側は反射壁として作用してしまう。
　その際の反射点は、高周波回路２２１とリッジカプラ２１２との接続点ではなく、接地インダクタンスＬを介したリッジカプラ２１２とグランド（導波管壁面２１１）となってしまう。これが、図１０で説明した、リッジカプラ２１２が低周波帯で接地インダクタンスＬを有する理由である。
　この接地インダクタンスＬは、リッジカプラ２１２の動作帯域外でしか作用しない。そのため、リッジカプラ２１２に動作帯域外の信号が入出力されないような高周波回路２２１にリッジカプラ２１２を接続する場合には、回路動作に何らの影響も及ぼさない。例えば、リッジカプラ２１２の動作帯域内で動作する増幅器とリッジカプラ２１２を接続する場合などには、全く問題は生じない。
　ところが、ミキサや逓倍器などの低周波信号を含む回路をリッジカプラ２１２と接続する際には、この接地インダクタンスＬによって、回路特性が大きく劣化する。
　例えば、図１３に示すように、ソース接地ＦＥＴを用いた、ドレイン注入ミキサやレジスティブミキサなどのミキサの高周波回路にリッジカプラ２１２を適用する場合を考える。
　ＩＦ信号は、ＲＦ信号またはＬＯ信号とＦＥＴのドレイン端子を共有している。そのため、ＩＦ信号からは、ＦＥＴのドレイン端子を介してＲＦ信号またはＬＯ信号用のリッジカプラ２１２が直接見えることになる。
　通常、ＩＦ信号の所望帯域は導波管のカットオフ周波数以下であるから、ＩＦ信号からはリッジカプラ２１２の接地インダクタンスＬが直接見えてしまい、ミキサの特性に直接影響を及ぼしてしまう。具体的には、ＩＦ信号は低周波信号であるから、直流～低周波の帯域のＩＦ信号は接地インダクタンスＬを介してグランドに接地され、ＩＦ端子にはほとんど電圧振幅が発生できず、ミキサの変換利得が大幅に減少してしまう。
特開２０１５－４６７４１号公報
Ｄｅａｌ，Ｗｉｌｌｉａｍ，ｅｔ　ａｌ．"ＴＨｚ　ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ｕｓｉｎｇ　ＩｎＰ　ｈｉｇｈ　ｅｌｅｃｔｒｏｎ　ｍｏｂｉｌｉｔｙ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ．"ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｔｅｒａｈｅｒｔｚ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　１．１（２０１１）：２５－３２
　従来の高周波接続構造において、導波管やリッジカプラの動作帯域外の信号を扱うような高周波回路にリッジカプラを適用する場合には、リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化が大きな問題となっていた。
　本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる高周波接続構造を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決するために、本発明に係る高周波接続構造は、導波管と、前記導波管の一端の内部に形成された導体からなるリッジ構造体と、前記導波管の前記一端に隣接する伝送線路と、前記リッジ構造体と前記伝送線路との間に設けられ、前記リッジ構造体と前記導波管との接続により生ずる接地インダクタンスを調整するインダクタンス調整構造と、前記リッジ構造体の前記伝送線路側の一端と、前記伝送線路の一端とを接続するワイヤと、を備えることを特徴とする。
　また、本発明に係る高周波接続構造において、前記リッジ構造体の側面と平行な側面を有する台座をさらに備え、前記リッジ構造体は、四角錐台状に形成され、かつ、前記伝送線路側の側面と底面および上面とのつくる角はそれぞれ直角に形成され、前記リッジ構造体の底面は前記導波管の内壁に接し、前記伝送線路は集積回路基板上に形成され、前記集積回路基板は前記台座に支持され、前記ワイヤは、前記リッジ構造体の上面の一端と、前記伝送線路の一端とを接続してもよい。
　また、本発明に係る高周波接続構造において、前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面、前記台座の側面、および前記導波管の内壁にそれぞれ接する直方体に形成された金属ブロックを含んでいてもよい。
　また、本発明に係る高周波接続構造において、前記金属ブロックの、前記導波管の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の高さは、前記導波管の内壁から前記ワイヤまでの高さより低くてもよい。
　また、本発明に係る高周波接続構造において、前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面側の端部から前記台座の側面にわたって前記リッジ構造体の底面側の前記導波管の内壁に形成された凹部であってもよい。
　また、本発明に係る高周波接続構造は、前記凹部の前記導波管の電磁波の伝搬方向の長さは、前記リッジ構造体の側面から前記台座の側面までの間隔よりも長くてもよい。
　本発明によれば、導波管やリッジカプラの動作帯域外の信号を扱うような高周波回路にリッジカプラを適用しても、リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる。
図１は、本発明の実施の形態に係る接地インダクタンス調整の原理を説明する図である。 図２は、第１の実施の形態に係る高周波接続構造の模式図である。 図３は、第１の実施の形態に係る金属ブロックを説明する図である。 図４は、第１の実施の形態に係る反射係数の位相を説明する図である。 図５は、第１の実施の形態に係る高周波接続構造の特性を説明する図である。 図６は、第２の実施の形態に係る高周波接続構造の模式図である。 図７は、第２の実施の形態に係る反射係数の位相を説明する図である。 図８は、第２の実施の形態に係る高周波接続構造の特性を説明する図である。 図９は、従来の高周波接続構造の一例を示す模式図である。 図１０は、従来の高周波接続構造の等価回路を説明する図である。 図１１は、従来の高周波接続構造の動作帯域内での電界分布の一例を説明する図である。 図１２は、従来の高周波接続構造における動作帯域外での電界分布の一例を説明する図である。 図１３は、従来の高周波接続構造をミキサに適用した例を説明する図である。
　以下、本発明の好適な実施の形態について、図１から図１３を参照して詳細に説明する。
　［発明の原理］
　はじめに、本発明の実施の形態に係るリッジカプラを用いた高周波接続構造の原理について説明する。本実施の形態に係る高周波接続構造は、導波管に設けられたリッジカプラに形成される接地インダクタンスＬの値を調整する手段である、インダクタンス調整構造を備えることを特徴とする。
　導波管のカットオフ周波数以下の信号（以下、周波数を「ｆIF」と表す。）から見たときの、接地インダクタンスＬの影響を排除するためには、ｆIFにおいて高周波回路からリッジカプラ側を見込んだインピーダンスＺを開放、すなわちインピーダンスＺを∞とすればよい。
　図１のスミスチャートに示すように、リッジカプラは接地されているので、高周波回路からリッジカプラ側を見込んだ際の反射係数は、破線で示すように、周波数が高くなるにしたがってスミスチャートの左端から時計回りにスミスチャートの外縁部を周回する軌跡を描く。
　上述した高周波接続構造における接地インダクタンスＬの影響を排除するためには、ｆIFにおける軌跡をスミスチャートの右端、すなわち開放（インピーダンスＺが∞）に調整できればよい。
　ここで、図１０で説明した接地インダクタンスＬの値は、リッジカプラの高さで決定される。より詳細には、リッジカプラの高さは、導波管の下部壁面からワイヤまでの長さである。この高さは、導波管Ｅ面の径と、高周波回路とリッジカプラとの合わせ面の位置で決定される。
　導波管Ｅ面の径は、導波管の規格で決定される。一方、高周波回路とリッジカプラとの合わせ面の位置は、高周波回路におけるチップの厚さなど、高周波回路側の要求から決まるものである。したがって、リッジカプラの高さを調整することによる接地インダクタンスＬの値を調整することは困難である。
　本発明に係る実施の形態では、接地インダクタンスＬを調整する構造をリッジカプラと高周波回路の伝送線路との間に設けて、ｆIFにおける接地インダクタンスＬの値を調整する。このような、接地インダクタンスＬの調整構造を設けることで、図１の矢印（ｉ）に示すように、接地インダクタンスＬをより小さくしてｆIFで開放整合を行う。また、矢印（ｉｉ）に示すように接地インダクタンスＬをより大きくすることでｆIFで開放整合を行う。
　［第１の実施の形態］
　以下、本発明の第１の実施の形態に係る高周波接続構造１について詳細に説明する。なお、以下において接地インダクタンスＬをより小さくする場合のインダクタンス調整構造について説明する。これは、図１のスミスチャートで説明した矢印（ｉ）方向への調整を行う場合に対応する。
　図２の（ａ）は、高周波接続構造１の平面模式図である。また、図２の（ｂ）は、（ａ）におけるＡ－Ａ’線断面図である。図２に示すように、高周波接続構造１は、導波管１０と、高周波基板２０（集積回路基板）と、ワイヤ３０と、金属ブロック４０とを備える。本実施の形態に係る高周波接続構造１は、高周波基板２０と、リッジカプラ（リッジ構造体）１２が設けられた導波管１０とをワイヤ３０を用いて接続する。
　導波管１０は、導波管壁１１およびリッジカプラ１２を備える。
　導波管壁１１は、導体で構成され、例えば筒状の導波管１０を形成している。導波管壁１１は、図２の（ｂ）に示すように、第１面１１ａと、第１面１１ａに対向する第２面１１ｂとを有する。高周波基板２０は、導波管壁１１の第１面１１ａと第２面１１ｂとの空間内に、導波管１０と隣接するように配置されている。
　リッジカプラ１２は、導波管１０の一端の内部に形成されている。より詳細には、図２の（ｂ）に示すように、リッジカプラ１２は、断面から見て導波管１０の内壁である第１面１１ａに接して、第１面１１ａと第２面１１ｂとの間に形成される導波管１０の空間内に設けられる。
　リッジカプラ１２は、例えば、四角錐台状のいわゆるリッジ形状に形成され、かつ高周波基板２０側の側面ｃと底面および上面とのつくる角はそれぞれ直角となる。
　リッジカプラ１２は、図２の（ａ）に示すように、平面視において矩形状に形成され、導波管１０の電磁波の伝搬方向に垂直な幅方向の中心位置に配置される。また、リッジカプラ１２は、その矩形状の長手方向が電磁波の伝搬方向に沿うように配置されている。
　リッジカプラ１２の底面は、導波管１０の第１面１１ａに接して配置される。また、リッジカプラ１２の上面における高周波基板２０側の一端には、ワイヤ３０の一端が接続されている。
　導波管１０の導波管壁１１、およびリッジカプラ１２は金属などの導体により形成される。
　このような構成を有するリッジカプラ１２が導波管１０の内部の一端に形成されることで、導波管１０と高周波基板２０に形成された高周波回路２１とを伝搬する電磁波のモード変換を行うことができる。
　高周波基板２０は、伝送線路２３、接地導体２４、およびアースポスト２５などを有し、これらは高周波回路２１を構成する。
　より詳細には、高周波基板２０には、伝送線路２３と、伝送線路２３を挟むように形成された接地導体２４と、接地導体２４の導波管１０側の端部に設けられたアースポスト２５とが配設されている。なお、アースポスト２５は、図２の（ｂ）に示すように、導波管１０の第２面１１ｂと接するように形成されていてもよい。
　高周波基板２０は、図２の（ｂ）に示すように、リッジカプラ１２の上面の高さと同等の高さに配置される。より詳細には、高周波回路２１が形成された高周波基板２０は、導波管１０のＥ面内に形成された台座２２に搭載されている。
　台座２２は、リッジカプラ１２の側面ｃと平行な側面２２ａと、高周波基板２０が搭載される搭載面２２ｂとを有する。
　搭載面２２ｂは、導波管壁１１の第２面１１ｂに対向して設けられ、側面２２ａとは、略直角に接続されている。なお、台座２２は、導波管壁１１の第１面１１ａと連続して形成されている。
　ワイヤ３０は、導波管１０の内部に形成されたリッジカプラ１２の一端と高周波回路２１の伝送線路２３とを接続する。ワイヤ３０は、リッジカプラ１２でモード変換された電磁波を高周波回路２１の伝送線路２３へ伝搬する。ワイヤ３０は、例えば、Ａｕなどの金属材料により形成される。
　金属ブロック４０は、リッジカプラ１２と伝送線路２３との間に設けられる。金属ブロック４０は、直方体に形成され、所定の高さＨ＿ＡＤＪを有するアースポストである。金属ブロック４０は、リッジカプラ１２の側面ｃ、台座２２の側面２２ａ、および導波管壁１１の内壁である第１面１１ａにそれぞれ接している。
　金属ブロック４０は、図２の（ａ）に示すように、平面視における導波管１０の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の幅が、リッジカプラ１２の幅と一致するように形成されていてもよい。
　金属ブロック４０は、導波管１０の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の高さＨ＿ＡＤＪが、導波管壁１１の第１面１１ａからワイヤ３０までの高さより低くなるように形成される。
　このような金属ブロック４０を設けることで、リッジカプラ１２と導波管壁１１の第１面１１ａとの間に形成される接地インダクタンスＬを低減することができる。
　より詳細には、従来例（図１０）で説明したように、金属ブロック４０を設けないとした場合の高周波接続構造１を高周波回路２１側から見ると、リッジカプラ１２と導波管１０の第１面１１ａとの間には、接地インダクタンスＬが存在する。しかし、本実施の形態のように金属ブロック４０を用いることで、リッジカプラ１２から金属ブロック４０を介して導波管１０側面のグランドとの間のインダクタンスＬ１、Ｌ２も見えるようになる。
　ワイヤ３０の電磁波の伝搬方向の長さは、図２の（ｂ）に示すように、リッジカプラ１２における導波管壁１１の第１面１１ａに垂直な方向の高さよりも短い（特許文献１参照）。そのため、従来例で説明した接地インダクタンスＬ（図１０）よりも、本実施の形態に係るインダクタンスＬ１、Ｌ２の方が小さい値となるので、高周波回路２１側から見たリッジカプラ１２の接地インダクタンスＬを低下させることができる。
　これにより、導波管１０において接地との間に発生する接地インダクタンスＬに起因する位相回転が減少し、図１のスミスチャートの矢印（ｉ）に示すように、軌跡を反時計回りに回転させ、ｆIFにおいて開放整合を取ることができる。
　次に、本実施の形態に係る高周波接続構造１の効果について、図４および図５を参照して説明する。
　まず、３００ＧＨｚ帯で動作するように設計したリッジカプラ１２において、金属ブロック４０の高さＨ＿ＡＤＪを１００μｍから３００μｍまで変化させた。このときに開放整合される周波数の変化の計算結果を図４に示す。
　なお、ワイヤ３０の長さは１００μｍとし、導波管１０、ワイヤ３０、および金属ブロック４０の導電率は２×１０7Ｓ／ｍとした。また、リッジカプラ１２を含む、従来例で説明した構成と共通する部分の設計については、公知の高周波接続構造と同様の設計を用いた（特許文献１参照）。
　図４の横軸は周波数を示し、縦軸は高周波回路２１側から見たときのリッジカプラ１２における反射係数の位相（Ｐｈａｓｅ＿Ｓ２２）を示す。図４において、太線は金属ブロック４０の高さＨ＿ＡＤＪが１００μｍのときの位相、破線はＨ＿ＡＤＪが２００μｍのときの位相、細線はＨ＿ＡＤＪが３００μｍのときの位相をそれぞれ示している。
　図４からわかるように、金属ブロック４０の高さＨ＿ＡＤＪを高くしていくと、図３で示したインダクタンスＬ１が低下する。そのため、接地インダクタンスＬが低下し、位相回転が遅くなる。これにより、図４において、開放整合となる周波数を６０ＧＨｚから８０ＧＨｚの範囲で２０ＧＨｚ分の可変を実現することができる。
　次に、金属ブロック４０が、リッジカプラ１２の特性に与える影響についての計算結果を図５に示す。図５の横軸は周波数を示し、縦軸はリッジカプラ１２から伝送線路２３までの伝達特性、すなわちカプラ結合特性を示している。
　また、図５において、各線が示す金属ブロック４０の高さＨ＿ＡＤＪは、図４に対応している。図５に示すように、金属ブロック４０の高さＨ＿ＡＤＪの変化は、カプラ結合特性にはほとんど影響を与えないことがわかる。
　ここで、従来例で説明したように（図１１）、ワイヤ３０部分を伝達する３００ＧＨｚ帯の信号は、ワイヤ３０を信号線、導波管１０の上部の壁面である第２面１１ｂをグランドとするマイクロストリップモードに変換されている。そのため、図３に示したように、金属ブロック４０をリッジカプラ１２と高周波回路２１（伝送線路２３）との間に設置しても、ほとんどカプラ結合特性には寄与しない。
　ただし、前述したように、金属ブロック４０の高さＨ＿ＡＤＪの上限値は、導波管１０の第１面１１ａからワイヤ３０までの高さに設定される必要がある。これは、金属ブロック４０がワイヤ３０と接触してしまうと、３００ＧＨｚ帯の信号も接地されてしまい、カプラ結合特性が大幅に劣化してしまうためである。
　以上説明したように、第１の実施の形態によれば、高周波接続構造１は、リッジカプラ１２と高周波回路２１との間に金属ブロック４０を備えるので、リッジカプラ１２の接地インダクタンスＬによって回転しすぎた位相量を削減することができる。
　そのため、導波管１０やリッジカプラ１２の動作帯域外の信号を扱うような高周波回路２１にリッジカプラ１２を適用する場合に、リッジカプラ１２の接地インダクタンスＬによる高周波回路２１の特性劣化を抑制することができる。
　また、例えば、リッジカプラ１２の接地インダクタンスＬの調整による位相低減を高周波回路２１側で実現しようとした場合には、周波数の増加に対して位相が戻るような特性を持ったメタマテリアルなどによる回路が必要となる。この場合、高周波接続構造１の設計が複雑化し、設計コストも増大する。
　これに対して、本実施の形態に係る高周波接続構造１は、リッジカプラ１２周辺の構成のみを変更することで、高周波回路２１の特性劣化を抑制できるので、高周波部品の設計コストを大幅に削減することができる。
　［第２の実施の形態］
　次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第１の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
　第１の実施の形態では、金属ブロック４０を用いて、リッジカプラ１２の接地インダクタンスＬを減少させる調整を行う場合について説明した。これに対し、第２の実施の形態では、リッジカプラ１２の底面側における導波管１０の第１面１１ａに凹部５０、すなわち掘り込みが形成される。このような構成により、図１のスミスチャートにおける矢印（ｉｉ）の時計回りの方向に軌道を回転させて、接地インダクタンスＬを増加する調整を行う。
　図６の（ａ）は、第２の実施の形態に係る高周波接続構造１Ａの平面模式図を示している。図６の（ｂ）は、（ａ）におけるＡ－Ａ’線断面図である。
　凹部５０は、リッジカプラ１２の側面ｃ側の端部から台座２２の側面２２ａにわたってリッジカプラ１２の底面側の導波管１０の内壁である第１面１１ａに形成される。凹部５０は、所定の長さＬ＿ＨＯＲＩと深さとを有する。
　凹部５０の導波管１０における電磁波の伝搬方向の長さＬ＿ＨＯＲＩは、リッジカプラ１２の側面ｃから台座２２の側面２２ａまでの間隔より長くなるように形成される。
　第１面１１ａに凹部５０が形成されることにより、図６の（ｂ）に示すように、リッジカプラ１２の底部の一部には、導波管壁１１の第１面１１ａに接していない部分が形成される。なお、本実施の形態では、凹部５０は、図６の（ａ）に示す平面視において、導波管１０の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の幅にわたって形成されている。
　また、凹部５０の深さは、リッジカプラ１２の底面端部側に十分な空間が形成されるように設定する。例えば、凹部５０が浅すぎる場合には、リッジカプラ１２と凹部５０が形成されている部分の第１面１１ａの導体との容量結合が生じてしまうことがある。一方において、凹部５０が深すぎる場合には、凹部５０で形成された空間により信号が共振する恐れがある。これらを踏まえて凹部５０の深さを適した値に設定すればよい。
　このような凹部５０が形成されることにより、図６の（ｂ）に示すように、リッジカプラ１２における接地への最短経路が拡張され、高周波回路２１側から見たリッジカプラ１２の接地インダクタンスＬを増加させることができる。
　そのため、導波管１０において接地との間に発生する接地インダクタンスＬに起因する位相量を増加させることができ、図１のスミスチャートの矢印（ｉｉ）に示すように、軌跡を時計回りに回転させ、ｆIFにおいて開放整合を取ることができる。
　次に、本実施の形態に係る高周波接続構造１Ａの効果について、図７および図８を参照して説明する。
　まず、３００ＧＨｚ帯で動作するように設計したリッジカプラ１２において、電磁波の伝搬方向における凹部５０の長さＬ＿ＨＯＲＩを４００μｍから６００μｍまで変化させた。このときに開放整合される周波数の変化の計算結果を図７に示す。
　なお、高周波接続構造１Ａの設計は、図４の計算で用いた値と同様とした（特許文献１参照）。
　図７の横軸は周波数を示し、縦軸は高周波回路２１側から見たときのリッジカプラ１２における反射係数の位相（Ｐｈａｓｅ＿Ｓ２２）を示している。図７において、太線は凹部５０の長さＬ＿ＨＯＲＩが４００μｍのときの位相、点線はＬ＿ＨＯＲＩが５００μｍのときの位相、細線はＬ＿ＨＯＲＩが６００μｍのときの位相をそれぞれ示している。
　図７からわかるように、凹部５０の長さＬ＿ＨＯＲＩを増加させることで、開放整合される周波数をより低周波側に調整できている。
　次に、凹部５０が、リッジカプラ１２で構成される３００ＧＨｚ帯のリッジカプラの特性に与える影響について計算した結果を図８に示す。図８の横軸は周波数を示し、縦軸はリッジカプラ１２から伝送線路２３までの伝達特性すなわちカプラ結合特性を示している。
　また、図８において、各線が示す凹部５０の長さＬ＿ＨＯＲＩは、図７に対応している。図８からわかるように、凹部５０の長さＬ＿ＨＯＲＩの変化は、カプラ結合特性には特に影響を与えないことを示している。
　また、図５に示した、金属ブロック４０を用いた場合のカプラ結合特性と比較して、本実施の形態に係る凹部５０を設けた高周波接続構造１Ａは、損失が１ｄＢ程度増大しているものの、２ｄＢ以下に抑えられており、良好なカプラ結合特性が得られていることがわかる。
　以上説明したように、第２の実施の形態によれば、高周波接続構造１Ａは、リッジカプラ１２の高周波回路２１側の端部から台座２２の側面２２ａ側にわたってリッジカプラ１２の底面側の第１面１１ａに凹部５０が形成されているので、リッジカプラ１２の接地インダクタンスＬが増大し、位相量を増加させることができる。
　そのため、高周波接続構造１Ａを導波管１０やリッジカプラ１２の動作帯域外の信号を扱うような高周波回路２１にリッジカプラ１２を適用する場合に、リッジカプラ１２に発生する接地インダクタンスＬによる高周波回路２１の特性劣化を抑制することができる。
　このようなリッジカプラ１２の接地インダクタンスＬの調整による位相増加を高周波回路２１側で実現しようとした場合には、高周波回路２１側に伝送線路を追加して挿入することになる。しかしながら、３００ＧＨｚ帯のような超高周波帯では、線路の伝搬損失が極めて大きいため、このような余分な伝送線路は回路特性の劣化に直結する。
　また、追加して挿入された伝送線路による線路の伝搬損失を補償するには、そのような余分な伝送線路のロス分だけ利得がある増幅器などが必要になるため、高周波接続構造の設計は複雑化し、設計コストが増大してしまう。
　これに対して、本実施の形態に係る高周波接続構造１Ａは、リッジカプラ１２の周辺部分のみの構成を変更することで、高周波回路２１の特性劣化を抑制することができるため、高周波部品の設計コストを大幅に削減することができる。
　以上、本発明の高周波接続構造における実施の形態について説明したが、本発明は説明した実施の形態に限定されるものではなく、請求項に記載した発明の範囲において当業者が想定し得る各種の変形を行うことが可能である。
　１、１Ａ…高周波接続構造、１０…導波管、１１…導波管壁、１１ａ…第１面、１１ｂ…第２面、１２…リッジカプラ、２０…高周波基板、２１…高周波回路、２２…台座、２２ａ…側面、２２ｂ…搭載面、２３…伝送線路、２４…接地導体、２５…アースポスト、３０…ワイヤ、４０…金属ブロック、５０…凹部。

Claims (6)

  1. 　導波管と、
    　前記導波管の一端の内部に形成された導体からなるリッジ構造体と、
    　前記導波管の前記一端に隣接する伝送線路と、
    　前記リッジ構造体と前記伝送線路との間に設けられ、前記リッジ構造体と前記導波管との接続により生ずる接地インダクタンスを調整するインダクタンス調整構造と、
    　前記リッジ構造体の前記伝送線路側の一端と、前記伝送線路の一端とを接続するワイヤと、
    　を備えることを特徴とする高周波接続構造。
  2. 　請求項１に記載の高周波接続構造において、
    　前記リッジ構造体の側面と平行な側面を有する台座をさらに備え、
    　前記リッジ構造体は、四角錐台状に形成され、かつ、前記伝送線路側の側面と底面および上面とのつくる角はそれぞれ直角に形成され、
    　前記リッジ構造体の底面は前記導波管の内壁に接し、
    　前記伝送線路は集積回路基板上に形成され、
    　前記集積回路基板は前記台座に支持され、
    　前記ワイヤは、前記リッジ構造体の上面の一端と、前記伝送線路の一端とを接続する
    　ことを特徴とする高周波接続構造。
  3. 　請求項２に記載の高周波接続構造において、
    　前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面、前記台座の側面、および前記導波管の内壁にそれぞれ接する直方体に形成された金属ブロックを含むことを特徴とする高周波接続構造。
  4. 　請求項３に記載の高周波接続構造において、
    　前記金属ブロックの、前記導波管の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の高さは、前記導波管の内壁から前記ワイヤまでの高さより低いことを特徴とする高周波接続構造。
  5. 　請求項２に記載の高周波接続構造において、
    　前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面側の端部から前記台座の側面にわたって前記リッジ構造体の底面側の前記導波管の内壁に形成された凹部であることを特徴とする高周波接続構造。
  6. 　請求項５に記載の高周波接続構造において、
    　前記凹部の前記導波管の電磁波の伝搬方向の長さは、前記リッジ構造体の側面から前記台座の側面までの間隔よりも長いことを特徴とする高周波接続構造。
PCT/JP2019/006769 2018-03-19 2019-02-22 高周波接続構造 WO2019181361A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/979,927 US11335986B2 (en) 2018-03-19 2019-02-22 High-frequency connection including an inductance adjustment block between a transmission line and a waveguide

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-050707 2018-03-19
JP2018050707A JP6839122B2 (ja) 2018-03-19 2018-03-19 高周波接続構造

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019181361A1 true WO2019181361A1 (ja) 2019-09-26

Family

ID=67987742

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/006769 WO2019181361A1 (ja) 2018-03-19 2019-02-22 高周波接続構造

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11335986B2 (ja)
JP (1) JP6839122B2 (ja)
WO (1) WO2019181361A1 (ja)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6068703U (ja) * 1983-10-18 1985-05-15 住友電気工業株式会社 マイクロストリツプ線路と導波管との変換器
JPH10126116A (ja) * 1996-10-01 1998-05-15 Alcatel Alsthom Co General Electricite リッジ導波路と平面回路との間の移行部
US20020097109A1 (en) * 2000-12-21 2002-07-25 Du Toit Cornelis Frederik Waveguide to microstrip transition

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7782156B2 (en) * 2007-09-11 2010-08-24 Viasat, Inc. Low-loss interface
US7812686B2 (en) * 2008-02-28 2010-10-12 Viasat, Inc. Adjustable low-loss interface
JP5992881B2 (ja) 2013-08-28 2016-09-14 日本電信電話株式会社 高周波接続構造

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6068703U (ja) * 1983-10-18 1985-05-15 住友電気工業株式会社 マイクロストリツプ線路と導波管との変換器
JPH10126116A (ja) * 1996-10-01 1998-05-15 Alcatel Alsthom Co General Electricite リッジ導波路と平面回路との間の移行部
US20020097109A1 (en) * 2000-12-21 2002-07-25 Du Toit Cornelis Frederik Waveguide to microstrip transition

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MARCO SIMONE ET AL.: "A Compact In-Line Waveguide-to-Microstrip Transition in the Q-Band for Radio Astronomy Applications", ELECTRONICS 2018, vol. 7, no. 2, 24 February 2018 (2018-02-24), pages 1 - 9, XP055636994 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20210013576A1 (en) 2021-01-14
JP6839122B2 (ja) 2021-03-03
JP2019165289A (ja) 2019-09-26
US11335986B2 (en) 2022-05-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8089327B2 (en) Waveguide to plural microstrip transition
US4679249A (en) Waveguide-to-microstrip line coupling arrangement and a frequency converter having the coupling arrangement
JP4176613B2 (ja) 超広帯域アンテナ及び超広帯域高周波回路モジュール
US9300022B2 (en) Vaisman baluns and microwave devices employing the same
KR20120137217A (ko) 공통 모드 전자기장을 거부하기 위한 광대역 차동 신호 발룬
US11303004B2 (en) Microstrip-to-waveguide transition including a substrate integrated waveguide with a 90 degree bend section
KR101496302B1 (ko) 마이크로스트립 라인과 도파관 사이 밀리미터파 천이 방법
JP4221884B2 (ja) ミリ波帯高周波装置
US10811753B2 (en) Hollow-waveguide-to-planar-waveguide transition including a coupling conductor having one or more conductors branching therefrom
US7688164B2 (en) High frequency circuit board converting a transmission mode of high frequency signals
JP2000101311A (ja) 信号線対ウエ―ブガイド用トランスフォ―マ
US6445255B1 (en) Planar dielectric integrated circuit
WO2019181361A1 (ja) 高周波接続構造
JPH08162812A (ja) 高周波結合器
JP2005051330A (ja) 誘電体導波管線路と高周波伝送線路との接続構造およびそれを用いた高周波回路基板ならびに高周波素子搭載用パッケージ
JP2003174305A (ja) 伝送線路および送受信装置
JP7117409B1 (ja) 伝送線結合構造
KR100632154B1 (ko) Nrd가이드-마이크로스트립선로 변환기
TWI823588B (zh) 寬頻天線結構
Kooi et al. A full-height waveguide to thinfilm microstrip transition
CN112421226B (zh) 双频双极化高功率天线
WO2024023903A1 (ja) マイクロストリップ線路－導波管変換器
JP2001345608A (ja) 線路変換器
JPS63171003A (ja) 衛星放送用受信コンバ−タ
US9252078B2 (en) Semiconductor device

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19770889

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 19770889

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1