JP2019165289A - 高周波接続構造 - Google Patents

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Abstract

【課題】リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる高周波接続構造を提供することを目的とする。【解決手段】高周波接続構造1は、導波管10と、導波管10の一端の内部に形成された導体からなるリッジカプラ12と、導波管10の一端に隣接する伝送線路23と、リッジカプラ12と伝送線路23との間に設けられ、リッジカプラ12と導波管10との接続により生ずる接地インダクタンスLを調整するインダクタンス調整構造と、リッジカプラ12の伝送線路23側の一端と、伝送線路23の一端とを接続するワイヤ30とを備える。【選択図】 図2

Description

本発明は、高周波接続構造に関し、特に、高周波回路と導波管変換部とのモード変換技術に関する。
100GHz以上の周波数帯を使用する高周波回路は、通常、導波管をインターフェースとするパッケージに実装される。このときに重要な技術となるのが、高周波回路と導波管との低損失接続技術である。従来、このような低損失接続技術として、非特許文献1に開示されているダイポール型カプラ(以下、「ダイポールカプラ」という。)や、特許文献1に開示されているリッジ型カプラ(以下、「リッジカプラ」という。)を用いた高周波接続構造が報告されている。
例えば、非特許文献1に記載のダイポールカプラは、InPやシリカ等の半導体または誘電体基板上に形成された高周波回路の端部にダイポールアンテナ様の金属配線を形成する。そして、その金属配線を導波管のE面に挿入することによって高周波回路と導波管との接続を低損失で実現する。
非特許文献1に記載の高周波接続技術は、ダイポールカプラの近傍に形成される電界と導波管を伝搬するTE10モードのE面に形成される電界のモード形状が類似していることを利用したものである。
非特許文献1に記載のダイポールカプラでは、広帯域な特性が得られるが、半導体もしくは誘電体の基板上に形成されるため、それら基板の誘電損失を避けることができない。また、半導体や誘電体の波長短縮効果による電界集中効果によるダイポールの導電損失が増加する効果もあるため、接続損失はやや大きくなる。
一方、例えば、特許文献1に記載のリッジカプラを用いた高周波接続構造は、導波管のH面の中心に沿って配置されるテーパ状に加工された金属ブロックで構成されるリッジカプラを用いる。このような金属ブロックによって導波管を伝搬する電磁波のモードを、徐々にコプレーナ線路やマイクロストリップ線路等の高周波回路上を伝搬する電磁波の伝搬モードに変換する。これにより、高周波回路と導波管とを低損失で接続する。
特許文献1に記載のリッジカプラは、ダイポールカプラのように半導体や誘電体基板を用いないため、基板の誘電損失、半導体と誘電体との波長短縮効果による電界集中効果によるダイポールの導電損失増加効果を回避することができる。したがって、特許文献1に記載された技術では、より低損失な高周波回路と導波管との接続が実現できる。
ここで、従来のリッジカプラについて、図9を参照して説明する。図9の(a)は、従来のリッジカプラ212を用いた高周波接続構造200の平面模式図である。また、図9の(b)は、(a)におけるA−A’線断面図である。
従来のリッジカプラ212を用いた高周波接続構造200は、リッジカプラ212が設けられた導波管210と高周波回路221とを接続する。高周波基板220には、アースポスト222と伝送線路223などが配設されている。リッジカプラ212の高周波基板220側の端部と高周波基板220の伝送線路223の端部とは、ワイヤ230によって接続されている。
図9に示すように、従来の高周波接続構造200は、リッジカプラ212が直流的に導波管210と接続されている点で、従来のダイポールカプラなどの他の高周波接続構造とは異なる。
通常、導波管210は導電性の高い金属によって構成され、その体積も高周波回路221と比較して十分大きく、自由電子が十分に存在する。そのため、導波管210は、高周波回路221から見て理想的なグランドとして作用する。したがって、その導波管210と高周波基板220との間に接続されるリッジカプラ212には、等価的に図10に示す接地インダクタンスLが存在するように見える。
この接地インダクタンスLは、リッジカプラを動作帯域内で使用する範囲においては設計者が意識する必要はない。導波管210から高周波回路221上の伝送線路223(もしくは高周波パッド)へのモード変換の過程で、図11に示すように電界はリッジカプラ212上部を信号線、導波管壁をグランドとするマイクロストリップモードへと変換される。そのため、マイクロストリップモードからは接地インダクタンスLは見えなくなる。
ところが、図12に示すように、リッジカプラ212の動作帯域外、あるいは導波管210の動作帯域外においては、導波管210内を電磁波が伝搬することができなくなる。より詳細には、導波管210はハイパス特性を有するので、導波管210のカットオフ周波数以下の周波数帯において導波管210内を電磁波が伝搬することができなくなる。そのため、高周波回路221側から見ると、リッジカプラ212より導波管210側は反射壁として作用してしまう。
その際の反射点は、高周波回路221とリッジカプラ212との接続点ではなく、接地インダクタンスLを介したリッジカプラ212とグランド(導波管壁面211)となってしまう。これが、図10で説明した、リッジカプラ212が低周波帯で接地インダクタンスLを有する理由である。
この接地インダクタンスLは、リッジカプラ212の動作帯域外でしか作用しない。そのため、リッジカプラ212に動作帯域外の信号が入出力されないような高周波回路221にリッジカプラ212を接続する場合には、回路動作に何らの影響も及ぼさない。例えば、リッジカプラ212の動作帯域内で動作する増幅器とリッジカプラ212を接続する場合などには、全く問題は生じない。
ところが、ミキサや逓倍器などの低周波信号を含む回路をリッジカプラ212と接続する際には、この接地インダクタンスLによって、回路特性が大きく劣化する。
例えば、図13に示すように、ソース接地FETを用いた、ドレイン注入ミキサやレジスティブミキサなどのミキサの高周波回路にリッジカプラ212を適用する場合を考える。
IF信号は、RF信号またはLO信号とFETのドレイン端子を共有している。そのため、IF信号からは、FETのドレイン端子を介してRF信号またはLO信号用のリッジカプラ212が直接見えることになる。
通常、IF信号の所望帯域は導波管のカットオフ周波数以下であるから、IF信号からはリッジカプラ212の接地インダクタンスLが直接見えてしまい、ミキサの特性に直接影響を及ぼしてしまう。具体的には、IF信号は低周波信号であるから、直流〜低周波の帯域のIF信号は接地インダクタンスLを介してグランドに接地され、IF端子にはほとんど電圧振幅が発生できず、ミキサの変換利得が大幅に減少してしまう。
特開2015−46741号公報
Deal,William,et al."THz monolithic integrated circuits using InP high electron mobility transistors."IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology 1.1(2011):25−32
従来の高周波接続構造において、導波管やリッジカプラの動作帯域外の信号を扱うような高周波回路にリッジカプラを適用する場合には、リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化が大きな問題となっていた。
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる高周波接続構造を提供することを目的とする。
上述した課題を解決するために、本発明に係る高周波接続構造は、導波管と、前記導波管の一端の内部に形成された導体からなるリッジ構造体と、前記導波管の前記一端に隣接する伝送線路と、前記リッジ構造体と前記伝送線路との間に設けられ、前記リッジ構造体と前記導波管との接続により生ずる接地インダクタンスを調整するインダクタンス調整構造と、前記リッジ構造体の前記伝送線路側の一端と、前記伝送線路の一端とを接続するワイヤと、を備えることを特徴とする。
また、本発明に係る高周波接続構造において、前記リッジ構造体の側面と平行な側面を有する台座をさらに備え、前記リッジ構造体は、四角錐台状に形成され、かつ、前記伝送線路側の側面と底面および上面とのつくる角はそれぞれ直角に形成され、前記リッジ構造体の底面は前記導波管の内壁に接し、前記伝送線路は集積回路基板上に形成され、前記集積回路基板は前記台座に支持され、前記ワイヤは、前記リッジ構造体の上面の一端と、前記伝送線路の一端とを接続してもよい。
また、本発明に係る高周波接続構造において、前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面、前記台座の側面、および前記導波管の内壁にそれぞれ接する直方体に形成された金属ブロックを含んでいてもよい。
また、本発明に係る高周波接続構造において、前記金属ブロックの、前記導波管の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の高さは、前記導波管の内壁から前記ワイヤまでの高さより低くてもよい。
また、本発明に係る高周波接続構造において、前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面側の端部から前記台座の側面にわたって前記リッジ構造体の底面側の前記導波管の内壁に形成された凹部であってもよい。
また、本発明に係る高周波接続構造は、前記凹部の前記導波管の電磁波の伝搬方向の長さは、前記リッジ構造体の側面から前記台座の側面までの間隔よりも長くてもよい。
本発明によれば、導波管やリッジカプラの動作帯域外の信号を扱うような高周波回路にリッジカプラを適用しても、リッジカプラの接地インダクタンスによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる。
図1は、本発明の実施の形態に係る接地インダクタンス調整の原理を説明する図である。 図2は、第1の実施の形態に係る高周波接続構造の模式図である。 図3は、第1の実施の形態に係る金属ブロックを説明する図である。 図4は、第1の実施の形態に係る反射係数の位相を説明する図である。 図5は、第1の実施の形態に係る高周波接続構造の特性を説明する図である。 図6は、第2の実施の形態に係る高周波接続構造の模式図である。 図7は、第2の実施の形態に係る反射係数の位相を説明する図である。 図8は、第2の実施の形態に係る高周波接続構造の特性を説明する図である。 図9は、従来の高周波接続構造の一例を示す模式図である。 図10は、従来の高周波接続構造の等価回路を説明する図である。 図11は、従来の高周波接続構造の動作帯域内での電界分布の一例を説明する図である。 図12は、従来の高周波接続構造における動作帯域外での電界分布の一例を説明する図である。 図13は、従来の高周波接続構造をミキサに適用した例を説明する図である。
以下、本発明の好適な実施の形態について、図1から図13を参照して詳細に説明する。
[発明の原理]
はじめに、本発明の実施の形態に係るリッジカプラを用いた高周波接続構造の原理について説明する。本実施の形態に係る高周波接続構造は、導波管に設けられたリッジカプラに形成される接地インダクタンスLの値を調整する手段である、インダクタンス調整構造を備えることを特徴とする。
導波管のカットオフ周波数以下の信号(以下、周波数を「fIF」と表す。)から見たときの、接地インダクタンスLの影響を排除するためには、fIFにおいて高周波回路からリッジカプラ側を見込んだインピーダンスZを開放、すなわちインピーダンスZを∞とすればよい。
図1のスミスチャートに示すように、リッジカプラは接地されているので、高周波回路からリッジカプラ側を見込んだ際の反射係数は、破線で示すように、周波数が高くなるにしたがってスミスチャートの左端から時計回りにスミスチャートの外縁部を周回する軌跡を描く。
上述した高周波接続構造における接地インダクタンスLの影響を排除するためには、fIFにおける軌跡をスミスチャートの右端、すなわち開放(インピーダンスZが∞)に調整できればよい。
ここで、図10で説明した接地インダクタンスLの値は、リッジカプラの高さで決定される。より詳細には、リッジカプラの高さは、導波管の下部壁面からワイヤまでの長さである。この高さは、導波管E面の径と、高周波回路とリッジカプラとの合わせ面の位置で決定される。
導波管E面の径は、導波管の規格で決定される。一方、高周波回路とリッジカプラとの合わせ面の位置は、高周波回路におけるチップの厚さなど、高周波回路側の要求から決まるものである。したがって、リッジカプラの高さを調整することによる接地インダクタンスLの値を調整することは困難である。
本発明に係る実施の形態では、接地インダクタンスLを調整する構造をリッジカプラと高周波回路の伝送線路との間に設けて、fIFにおける接地インダクタンスLの値を調整する。このような、接地インダクタンスLの調整構造を設けることで、図1の矢印(i)に示すように、接地インダクタンスLをより小さくしてfIFで開放整合を行う。また、矢印(ii)に示すように接地インダクタンスLをより大きくすることでfIFで開放整合を行う。
[第1の実施の形態]
以下、本発明の第1の実施の形態に係る高周波接続構造1について詳細に説明する。なお、以下において接地インダクタンスLをより小さくする場合のインダクタンス調整構造について説明する。これは、図1のスミスチャートで説明した矢印(i)方向への調整を行う場合に対応する。
図2の(a)は、高周波接続構造1の平面模式図である。また、図2の(b)は、(a)におけるA−A’線断面図である。図2に示すように、高周波接続構造1は、導波管10と、高周波基板20(集積回路基板)と、ワイヤ30と、金属ブロック40とを備える。本実施の形態に係る高周波接続構造1は、高周波基板20と、リッジカプラ(リッジ構造体)12が設けられた導波管10とをワイヤ30を用いて接続する。
導波管10は、導波管壁11およびリッジカプラ12を備える。
導波管壁11は、導体で構成され、例えば筒状の導波管10を形成している。導波管壁11は、図2の(b)に示すように、第1面11aと、第1面11aに対向する第2面11bとを有する。高周波基板20は、導波管壁11の第1面11aと第2面11bとの空間内に、導波管10と隣接するように配置されている。
リッジカプラ12は、導波管10の一端の内部に形成されている。より詳細には、図2の(b)に示すように、リッジカプラ12は、断面から見て導波管10の内壁である第1面11aに接して、第1面11aと第2面11bとの間に形成される導波管10の空間内に設けられる。
リッジカプラ12は、例えば、四角錐台状のいわゆるリッジ形状に形成され、かつ高周波基板20側の側面cと底面および上面とのつくる角はそれぞれ直角となる。
リッジカプラ12は、図2の(a)に示すように、平面視において矩形状に形成され、導波管10の電磁波の伝搬方向に垂直な幅方向の中心位置に配置される。また、リッジカプラ12は、その矩形状の長手方向が電磁波の伝搬方向に沿うように配置されている。
リッジカプラ12の底面は、導波管10の第1面11aに接して配置される。また、リッジカプラ12の上面における高周波基板20側の一端には、ワイヤ30の一端が接続されている。
導波管10の導波管壁11、およびリッジカプラ12は金属などの導体により形成される。
このような構成を有するリッジカプラ12が導波管10の内部の一端に形成されることで、導波管10と高周波基板20に形成された高周波回路21とを伝搬する電磁波のモード変換を行うことができる。
高周波基板20は、伝送線路23、接地導体24、およびアースポスト25などを有し、これらは高周波回路21を構成する。
より詳細には、高周波基板20には、伝送線路23と、伝送線路23を挟むように形成された接地導体24と、接地導体24の導波管10側の端部に設けられたアースポスト25とが配設されている。なお、アースポスト25は、図2の(b)に示すように、導波管10の第2面11bと接するように形成されていてもよい。
高周波基板20は、図2の(b)に示すように、リッジカプラ12の上面の高さと同等の高さに配置される。より詳細には、高周波回路21が形成された高周波基板20は、導波管10のE面内に形成された台座22に搭載されている。
台座22は、リッジカプラ12の側面cと平行な側面22aと、高周波基板20が搭載される搭載面22bとを有する。
搭載面22bは、導波管壁11の第2面11bに対向して設けられ、側面22aとは、略直角に接続されている。なお、台座22は、導波管壁11の第1面11aと連続して形成されている。
ワイヤ30は、導波管10の内部に形成されたリッジカプラ12の一端と高周波回路21の伝送線路23とを接続する。ワイヤ30は、リッジカプラ12でモード変換された電磁波を高周波回路21の伝送線路23へ伝搬する。ワイヤ30は、例えば、Auなどの金属材料により形成される。
金属ブロック40は、リッジカプラ12と伝送線路23との間に設けられる。金属ブロック40は、直方体に形成され、所定の高さH_ADJを有するアースポストである。金属ブロック40は、リッジカプラ12の側面c、台座22の側面22a、および導波管壁11の内壁である第1面11aにそれぞれ接している。
金属ブロック40は、図2の(a)に示すように、平面視における導波管10の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の幅が、リッジカプラ12の幅と一致するように形成されていてもよい。
金属ブロック40は、導波管10の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の高さH_ADJが、導波管壁11の第1面11aからワイヤ30までの高さより低くなるように形成される。
このような金属ブロック40を設けることで、リッジカプラ12と導波管壁11の第1面11aとの間に形成される接地インダクタンスLを低減することができる。
より詳細には、従来例(図10)で説明したように、金属ブロック40を設けないとした場合の高周波接続構造1を高周波回路21側から見ると、リッジカプラ12と導波管10の第1面11aとの間には、接地インダクタンスLが存在する。しかし、本実施の形態のように金属ブロック40を用いることで、リッジカプラ12から金属ブロック40を介して導波管10側面のグランドとの間のインダクタンスL1、L2も見えるようになる。
ワイヤ30の電磁波の伝搬方向の長さは、図2の(b)に示すように、リッジカプラ12における導波管壁11の第1面11aに垂直な方向の高さよりも短い(特許文献1参照)。そのため、従来例で説明した接地インダクタンスL(図10)よりも、本実施の形態に係るインダクタンスL1、L2の方が小さい値となるので、高周波回路21側から見たリッジカプラ12の接地インダクタンスLを低下させることができる。
これにより、導波管10において接地との間に発生する接地インダクタンスLに起因する位相回転が減少し、図1のスミスチャートの矢印(i)に示すように、軌跡を反時計回りに回転させ、fIFにおいて開放整合を取ることができる。
次に、本実施の形態に係る高周波接続構造1の効果について、図4および図5を参照して説明する。
まず、300GHz帯で動作するように設計したリッジカプラ12において、金属ブロック40の高さH_ADJを100μmから300μmまで変化させた。このときに開放整合される周波数の変化の計算結果を図4に示す。
なお、ワイヤ30の長さは100μmとし、導波管10、ワイヤ30、および金属ブロック40の導電率は2×107S/mとした。また、リッジカプラ12を含む、従来例で説明した構成と共通する部分の設計については、公知の高周波接続構造と同様の設計を用いた(特許文献1参照)。
図4の横軸は周波数を示し、縦軸は高周波回路21側から見たときのリッジカプラ12における反射係数の位相(Phase_S22)を示す。図4において、太線は金属ブロック40の高さH_ADJが100μmのときの位相、破線はH_ADJが200μmのときの位相、細線はH_ADJが300μmのときの位相をそれぞれ示している。
図4からわかるように、金属ブロック40の高さH_ADJを高くしていくと、図3で示したインダクタンスL1が低下する。そのため、接地インダクタンスLが低下し、位相回転が遅くなる。これにより、図4において、開放整合となる周波数を60GHzから80GHzの範囲で20GHz分の可変を実現することができる。
次に、金属ブロック40が、リッジカプラ12の特性に与える影響についての計算結果を図5に示す。図5の横軸は周波数を示し、縦軸はリッジカプラ12から伝送線路23までの伝達特性、すなわちカプラ結合特性を示している。
また、図5において、各線が示す金属ブロック40の高さH_ADJは、図4に対応している。図5に示すように、金属ブロック40の高さH_ADJの変化は、カプラ結合特性にはほとんど影響を与えないことがわかる。
ここで、従来例で説明したように(図11)、ワイヤ30部分を伝達する300GHz帯の信号は、ワイヤ30を信号線、導波管10の上部の壁面である第2面11bをグランドとするマイクロストリップモードに変換されている。そのため、図3に示したように、金属ブロック40をリッジカプラ12と高周波回路21(伝送線路23)との間に設置しても、ほとんどカプラ結合特性には寄与しない。
ただし、前述したように、金属ブロック40の高さH_ADJの上限値は、導波管10の第1面11aからワイヤ30までの高さに設定される必要がある。これは、金属ブロック40がワイヤ30と接触してしまうと、300GHz帯の信号も接地されてしまい、カプラ結合特性が大幅に劣化してしまうためである。
以上説明したように、第1の実施の形態によれば、高周波接続構造1は、リッジカプラ12と高周波回路21との間に金属ブロック40を備えるので、リッジカプラ12の接地インダクタンスLによって回転しすぎた位相量を削減することができる。
そのため、導波管10やリッジカプラ12の動作帯域外の信号を扱うような高周波回路21にリッジカプラ12を適用する場合に、リッジカプラ12の接地インダクタンスLによる高周波回路21の特性劣化を抑制することができる。
また、例えば、リッジカプラ12の接地インダクタンスLの調整による位相低減を高周波回路21側で実現しようとした場合には、周波数の増加に対して位相が戻るような特性を持ったメタマテリアルなどによる回路が必要となる。この場合、高周波接続構造1の設計が複雑化し、設計コストも増大する。
これに対して、本実施の形態に係る高周波接続構造1は、リッジカプラ12周辺の構成のみを変更することで、高周波回路21の特性劣化を抑制できるので、高周波部品の設計コストを大幅に削減することができる。
[第2の実施の形態]
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第1の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
第1の実施の形態では、金属ブロック40を用いて、リッジカプラ12の接地インダクタンスLを減少させる調整を行う場合について説明した。これに対し、第2の実施の形態では、リッジカプラ12の底面側における導波管10の第1面11aに凹部50、すなわち掘り込みが形成される。このような構成により、図1のスミスチャートにおける矢印(ii)の時計回りの方向に軌道を回転させて、接地インダクタンスLを増加する調整を行う。
図6の(a)は、第2の実施の形態に係る高周波接続構造1Aの平面模式図を示している。図6の(b)は、(a)におけるA−A’線断面図である。
凹部50は、リッジカプラ12の側面c側の端部から台座22の側面22aにわたってリッジカプラ12の底面側の導波管10の内壁である第1面11aに形成される。凹部50は、所定の長さL_HORIと深さとを有する。
凹部50の導波管10における電磁波の伝搬方向の長さL_HORIは、リッジカプラ12の側面cから台座22の側面22aまでの間隔より長くなるように形成される。
第1面11aに凹部50が形成されることにより、図6の(b)に示すように、リッジカプラ12の底部の一部には、導波管壁11の第1面11aに接していない部分が形成される。なお、本実施の形態では、凹部50は、図6の(a)に示す平面視において、導波管10の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の幅にわたって形成されている。
また、凹部50の深さは、リッジカプラ12の底面端部側に十分な空間が形成されるように設定する。例えば、凹部50が浅すぎる場合には、リッジカプラ12と凹部50が形成されている部分の第1面11aの導体との容量結合が生じてしまうことがある。一方において、凹部50が深すぎる場合には、凹部50で形成された空間により信号が共振する恐れがある。これらを踏まえて凹部50の深さを適した値に設定すればよい。
このような凹部50が形成されることにより、図6の(b)に示すように、リッジカプラ12における接地への最短経路が拡張され、高周波回路21側から見たリッジカプラ12の接地インダクタンスLを増加させることができる。
そのため、導波管10において接地との間に発生する接地インダクタンスLに起因する位相量を増加させることができ、図1のスミスチャートの矢印(ii)に示すように、軌跡を時計回りに回転させ、fIFにおいて開放整合を取ることができる。
次に、本実施の形態に係る高周波接続構造1Aの効果について、図7および図8を参照して説明する。
まず、300GHz帯で動作するように設計したリッジカプラ12において、電磁波の伝搬方向における凹部50の長さL_HORIを400μmから600μmまで変化させた。このときに開放整合される周波数の変化の計算結果を図7に示す。
なお、高周波接続構造1Aの設計は、図4の計算で用いた値と同様とした(特許文献1参照)。
図7の横軸は周波数を示し、縦軸は高周波回路21側から見たときのリッジカプラ12における反射係数の位相(Phase_S22)を示している。図7において、太線は凹部50の長さL_HORIが400μmのときの位相、点線はL_HORIが500μmのときの位相、細線はL_HORIが600μmのときの位相をそれぞれ示している。
図7からわかるように、凹部50の長さL_HORIを増加させることで、開放整合される周波数をより低周波側に調整できている。
次に、凹部50が、リッジカプラ12で構成される300GHz帯のリッジカプラの特性に与える影響について計算した結果を図8に示す。図8の横軸は周波数を示し、縦軸はリッジカプラ12から伝送線路23までの伝達特性すなわちカプラ結合特性を示している。
また、図8において、各線が示す凹部50の長さL_HORIは、図7に対応している。図8からわかるように、凹部50の長さL_HORIの変化は、カプラ結合特性には特に影響を与えないことを示している。
また、図5に示した、金属ブロック40を用いた場合のカプラ結合特性と比較して、本実施の形態に係る凹部50を設けた高周波接続構造1Aは、損失が1dB程度増大しているものの、2dB以下に抑えられており、良好なカプラ結合特性が得られていることがわかる。
以上説明したように、第2の実施の形態によれば、高周波接続構造1Aは、リッジカプラ12の高周波回路21側の端部から台座22の側面22a側にわたってリッジカプラ12の底面側の第1面11aに凹部50が形成されているので、リッジカプラ12の接地インダクタンスLが増大し、位相量を増加させることができる。
そのため、高周波接続構造1Aを導波管10やリッジカプラ12の動作帯域外の信号を扱うような高周波回路21にリッジカプラ12を適用する場合に、リッジカプラ12に発生する接地インダクタンスLによる高周波回路21の特性劣化を抑制することができる。
このようなリッジカプラ12の接地インダクタンスLの調整による位相増加を高周波回路21側で実現しようとした場合には、高周波回路21側に伝送線路を追加して挿入することになる。しかしながら、300GHz帯のような超高周波帯では、線路の伝搬損失が極めて大きいため、このような余分な伝送線路は回路特性の劣化に直結する。
また、追加して挿入された伝送線路による線路の伝搬損失を補償するには、そのような余分な伝送線路のロス分だけ利得がある増幅器などが必要になるため、高周波接続構造の設計は複雑化し、設計コストが増大してしまう。
これに対して、本実施の形態に係る高周波接続構造1Aは、リッジカプラ12の周辺部分のみの構成を変更することで、高周波回路21の特性劣化を抑制することができるため、高周波部品の設計コストを大幅に削減することができる。
以上、本発明の高周波接続構造における実施の形態について説明したが、本発明は説明した実施の形態に限定されるものではなく、請求項に記載した発明の範囲において当業者が想定し得る各種の変形を行うことが可能である。
1、1A…高周波接続構造、10…導波管、11…導波管壁、11a…第1面、11b…第2面、12…リッジカプラ、20…高周波基板、21…高周波回路、22…台座、22a…側面、22b…搭載面、23…伝送線路、24…接地導体、25…アースポスト、30…ワイヤ、40…金属ブロック、50…凹部。

Claims (6)

  1. 導波管と、
    前記導波管の一端の内部に形成された導体からなるリッジ構造体と、
    前記導波管の前記一端に隣接する伝送線路と、
    前記リッジ構造体と前記伝送線路との間に設けられ、前記リッジ構造体と前記導波管との接続により生ずる接地インダクタンスを調整するインダクタンス調整構造と、
    前記リッジ構造体の前記伝送線路側の一端と、前記伝送線路の一端とを接続するワイヤと、
    を備えることを特徴とする高周波接続構造。
  2. 請求項1に記載の高周波接続構造において、
    前記リッジ構造体の側面と平行な側面を有する台座をさらに備え、
    前記リッジ構造体は、四角錐台状に形成され、かつ、前記伝送線路側の側面と底面および上面とのつくる角はそれぞれ直角に形成され、
    前記リッジ構造体の底面は前記導波管の内壁に接し、
    前記伝送線路は集積回路基板上に形成され、
    前記集積回路基板は前記台座に支持され、
    前記ワイヤは、前記リッジ構造体の上面の一端と、前記伝送線路の一端とを接続する
    ことを特徴とする高周波接続構造。
  3. 請求項2に記載の高周波接続構造において、
    前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面、前記台座の側面、および前記導波管の内壁にそれぞれ接する直方体に形成された金属ブロックを含むことを特徴とする高周波接続構造。
  4. 請求項3に記載の高周波接続構造において、
    前記金属ブロックの、前記導波管の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の高さは、前記導波管の内壁から前記ワイヤまでの高さより低いことを特徴とする高周波接続構造。
  5. 請求項2に記載の高周波接続構造において、
    前記インダクタンス調整構造は、前記リッジ構造体の側面側の端部から前記台座の側面にわたって前記リッジ構造体の底面側の前記導波管の内壁に形成された凹部であることを特徴とする高周波接続構造。
  6. 請求項5に記載の高周波接続構造において、
    前記凹部の前記導波管の電磁波の伝搬方向の長さは、前記リッジ構造体の側面から前記台座の側面までの間隔よりも長いことを特徴とする高周波接続構造。
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