WO2017221453A1 - 電力変換装置および地絡箇所判定方法 - Google Patents

電力変換装置および地絡箇所判定方法 Download PDF

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WO2017221453A1
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景山　寛
佐々木　康
清隆 冨山
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株式会社日立産機システム
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter for driving a motor and a cable or motor ground fault location determination method using the same.
  • FIG. 41 shows an example of a conventional power conversion device, a motor, and a cable connecting them.
  • the conventional power conversion device 10 includes a converter forward converter circuit 12, a smoothing capacitor 13, and an inverse converter circuit 14 for inputting AC power and supplying power to the motor.
  • the forward converter circuit 12 includes six diodes, and converts AC power input from the input terminals R, S, and T into DC power.
  • the smoothing capacitor 13 is connected to a DC voltage wiring inside the converter and smoothes the voltage between the wirings.
  • the inverse converter circuit 14 converts DC power into AC power for driving the motor, and outputs it to the output terminals U, V, and W.
  • the inverse converter circuit 14 includes switch elements 15a to 15f formed of a semiconductor, and two switch elements are paired to form a half-bridge circuit, and six switch elements include three elements U, V, and W.
  • a phase bridge circuit is configured. The switching elements for one phase are switched on alternately so as not to be turned on simultaneously.
  • the outputs U, V, and W of each phase are connected to the motor MT using three cables MC.
  • the conventional power converter 10 controls the power supplied to the motor by PWM control that changes the time for which each switch element is turned on based on the current information observed by the current sensors 18u and 18w or the current sensor 19n.
  • the current is applied to the current sensor 19n or between the emitter and collector of each switch element.
  • Overcurrent is detected by an overcurrent detection circuit (not shown) that detects overcurrent by monitoring the above.
  • the conversion operation is stopped by turning off all switch elements, and the switch elements are prevented from being destroyed by thermal energy generated by a large current.
  • Patent Document 1 introduces a method of estimating by short-time ON of a total of two switching elements of an upper arm and a lower arm and observing the current gradient after a short circuit occurs. ing. In this case, since the slope of the current is determined by the inductance L of the short circuit path, the short circuit location can be estimated based on the inductance L.
  • the configuration of Patent Document 1 cannot cope with specifying the ground fault location. There are two main reasons. The first is that the factors that generate current are different.
  • an electromotive force that generates a current is a DC voltage inside the converter
  • an electromotive force that generates a ground fault current is a ground voltage of the converter and input-side power supply wiring. Since these voltages change every moment depending on the length of the input-side power supply wiring and the input AC voltage, the current value greatly fluctuates due to this, and the inductance cannot be obtained from the slope of the current.
  • the second is that other elements are added to the current path. In the short circuit between the phases, the current path is only on the cable or motor, but in the ground fault, components with unknown inductance values such as ground, power supply side wiring, transformer, etc. are also included in the current path. Since the inductance value obtained from the current gradient includes all these inductance values, it is difficult to estimate the inductance value of the cable or motor to be obtained.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that determines a ground fault location on a motor and a cable and notifies a user or an external device or system of the determination result.
  • a power conversion device that includes a plurality of switch elements formed of a semiconductor and drives a three-phase motor connected by a three-phase cable by on / off control thereof, A forward converter circuit that converts AC power from a power source into DC power, an inverse converter circuit that includes three half-bridge circuits that control current supplied to the motor, and a plurality of circuits that form the half-bridge circuit A plurality of driver circuits for driving the switch elements; a control circuit for controlling the driver circuits; a current measuring means for measuring output current values of a plurality of phases of the inverse converter circuit; Comprising information output means for informing the outside, When investigating the ground fault location generated by the cable or the motor, The inverse converter circuit generates current in the plurality of cables to be connected by simultaneously turning on the plurality of switch elements of either one of the upper arm or the lower arm of the three half-bridge circuits, The current measuring means measures the output current values of a
  • a forward converter circuit that converts AC power from a power source into DC power
  • an inverse converter circuit that includes three half-bridge circuits that control current supplied to the motor, and a plurality of circuits that form the half-bridge circuit
  • a plurality of driver circuits for driving the switch elements; a control circuit for controlling the driver circuits; and a current measuring means for measuring output current values of a plurality of phases of the inverse converter circuit.
  • the present invention it is possible to identify and determine a ground fault location for a ground fault caused by a motor and a cable. Further, the ground fault location determination result is displayed on a display or transmitted wirelessly. By doing so, the ground fault location can be notified to the user, the external device, and the external system.
  • FIG. 6 It is a block diagram of the 1st Example of this invention. It is a flowchart of ground fault generation
  • 5 is an example of a current path between time t1 and time t2 in FIG. 6 is an example of a current path between times t3 and t4 in FIG. 7 is an equivalent circuit of the current path shown in FIG. 6.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a ground voltage of the secondary side three-phase outputs R, S, and T of the transformer in an open state in FIG. 9.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the ground voltage of the secondary side three-phase outputs R, S, and T of the transformer in an open state in FIG. 11. It is a figure showing the determination method used in the ground fault location estimation part 123.
  • FIG. 2 is an example of a configuration diagram of a display device 108.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of a transmitter 109.
  • FIG. It is an example of a block diagram of a switch drive circuit. It is a flowchart of current ratio calculation S112 and S115. It is the figure which showed the example of the short circuit current waveform from which current increase speed differs. It is a block diagram of the 2nd Example of this invention. It is a current ratio calculation flowchart used in the second embodiment of the present invention. It is another flowchart of ground fault generation
  • FIG. 26 is an example of a current path between time t3 and time t4 in FIG. It is an equivalent circuit of the current path shown in FIG. It is a figure showing the determination method used in the ground fault location estimation part 223.
  • 24 is a flowchart of U-W current ratio calculation S313u and S316u described in FIG. 24 is a flowchart of V-W current ratio calculation S313v and S316v described in FIG. It is a block diagram of the 3rd Example of this invention.
  • FIG. 36 is a diagram illustrating the ground-side voltages of the secondary side three-phase outputs R and S of the transformer in the open state in FIG. It is a figure showing the example which applied this invention to the industrial inverter. It is a figure showing the example which applied this invention to the railway vehicle. It is a figure showing the example which applied this invention to the motor vehicle with an electric motor. It is the figure showing the example of the tablet-type terminal which displays the ground fault location determination result of this invention. It is a figure showing an example of the conventional power converter, a motor, and the cable which connects them.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a first embodiment of the power conversion device of the present invention.
  • the power conversion apparatus 100 includes a converter forward converter circuit 102, a smoothing capacitor 103, and an inverse converter circuit 104 for inputting AC power and supplying electric power to the motor.
  • the power conversion apparatus 100 includes a control circuit 105 for controlling the inverter inverse converter circuit 104, an input device 106 for manually inputting information to the control circuit 105, and a receiver 107 for receiving from an external system.
  • a display 108 for displaying output information from the control circuit 105, and a transmitter 109 for transmitting to an external system.
  • the forward converter circuit 102 is composed of six diodes, converts AC power input from the input terminals R, S, and T into DC power and outputs the DC power to both electrodes of the smoothing capacitor 103.
  • the rectifying action of the diode of the forward converter circuit 102 generates a DC voltage Vdc having a positive voltage on the DC voltage wiring on the node P side and a negative voltage on the DC voltage wiring on the node N side.
  • Smoothing capacitor 103 is connected to the DC voltage wiring at nodes P and N, and smoothes the voltage between the wirings.
  • the inverse converter circuit 104 converts the DC power into AC power for driving the motor, and outputs the AC power to the output terminals U, V, and W.
  • the inverse converter circuit 104 is composed of three half-bridge circuits of U phase, V phase, and W phase.
  • the U-phase half bridge circuit includes an upper arm in which a switch SWu and a diode DIu are connected in antiparallel, and a lower arm in which a switch SWx and a diode DIx are connected in antiparallel.
  • the V-phase half-bridge circuit includes a switch SWv and a diode DIv, a switch SWy and a diode DIy
  • the W-phase half-bridge circuit includes a switch SWw and a diode DIw, and a switch SWz and a diode DIz.
  • an IGBT is used as a switching element, but it may be constituted by a MOSFET. Further, although silicon is generally used for the semiconductor device, SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride), which are wide gap semiconductors, may be used to reduce loss. All the switches SWu, SWv, SWw, SWx, SWy, SWz are connected to switch drive circuits SDu, SDv, SDw, SDx, SDy, SDz, respectively, and each switch drive circuit has an emitter, a gate, Connected to each electrode of the collector. The emitter, gate, and collector are IGBT electrode names, and in the case of MOSFET, they correspond to the source, gate, and drain electrode names.
  • All switch drive circuits have a gate driver circuit that switches the switch ON and OFF by controlling the gate voltage of the switch, and detects that an overcurrent has flowed through the switch and shuts off the switch at high speed (turns OFF) Built-in overcurrent protection circuit.
  • Each switch drive circuit has a communication means with the control circuit 105, and the communication means transmits a switch ON / OFF control signal from the control circuit 105 to the switch drive circuit, and the switch drive circuit transmits an excessive signal to the control circuit 105. Used to transmit current detection signal.
  • the power conversion device 100 measures three current sensors 110u, 110v, and 110w that measure the output current value of each phase between the inverter circuit 104 and the output terminals U, V, and W, and the measurement values thereof.
  • a current measuring circuit 111 is provided.
  • the current sensors 110u, 110v, and 110w measure current values Iu, Iv, and Iw output from the output terminals U, V, and W, and transmit them to the current measurement circuit 111 as analog voltages or currents.
  • the current measurement circuit 111 samples the analog information, converts it to digital data, and transmits it to the control circuit 105.
  • the current measurement circuit 111 can be configured by a general sampling circuit and an A / D conversion circuit.
  • the sign of the current value generally indicates the current direction (discharge / suction).
  • the current direction is either the discharge or the suction. Therefore, the current values Iu, Iv, and Iw are described as positive values, that is, absolute values in both the discharge and suction directions.
  • the control circuit 105 includes a current ratio calculation unit 121, an inductance value storage unit 122, and a ground fault location determination unit 123. Based on the current value data sent from the current measurement circuit 111 and the short circuit detection signal from each switch drive circuit, the power ratio calculation unit 121 calculates the maximum current phase phase number SP and the maximum current phase current Imax. The current ratio Imin / Imax of the current Imin of the minimum current phase is transmitted to the ground fault location determination unit 123.
  • the ground fault location determination unit 123 includes the information SP and Imin / Imax transmitted from the current ratio calculation unit, the inductance value Lc of the motor cable MC held by the inductance value storage unit 123, and the inductance value of the motor internal winding. The ground fault location is estimated based on Lm, and the determination result is transmitted to the display unit 108 and the transmitter 109.
  • control circuit 105 has a general function for PWM driving of the motor, it is not related to the operation of the present invention, and thus the description thereof is omitted.
  • elements that can be configured with only a logic circuit such as the current ratio calculation unit 121, the inductance value storage unit 122, and the ground fault location determination unit 123 in the control circuit 105, are implemented by software using a microcomputer or programmable logic. It can also be realized.
  • Three motor cables MCu, MCv, and MCw are connected to the output terminals U, V, and W of the power converter 100, and a three-phase motor MT is connected to that end.
  • three power cables TC are connected to the input terminals R, S, and T of the power converter 100, and the ends thereof are connected to the secondary side of the transformer TRN. It is connected to the ground ET or a grounded wiring either in the transformer TRN or in the cable TC.
  • the power converter of the first embodiment of the present invention is Can be estimated.
  • FIG. 2 shows a flowchart for determining the location where a ground fault occurs in the first embodiment of the present invention.
  • the flow in FIG. 2 is started by an overcurrent detection signal by a protection circuit accompanying the occurrence of a ground fault and a trigger from the input device 106 or the receiver 107.
  • the control circuit 105 implements a motor stop measure (S101). Specifically, by turning off all the switches of the forward converter circuit 104, the power supply to the motor is stopped, and it waits until the current values of all phases measured by the current measuring circuit 111 become zero. .
  • S101 motor stop measure
  • the control circuit 105 checks the ground fault current, and the current ratio calculation unit 121 outputs the current ratio Imin / Imax and the phase number SP of the maximum current phase (S102).
  • the flow of ground fault current investigation shown in FIG. 3 described later is executed.
  • the ground fault location is determined based on the information, the inductance value Lc of the motor cable held in the inductance value storage unit 123, and the inductance value Lm of the motor internal winding (S103), and the display 108 and the transmission
  • the determination result is transmitted to the machine 109 (S104).
  • Fig. 3 shows a flowchart of ground fault current survey.
  • the control circuit 105 turns on the switches SWu, SWv, SWw of the upper arms of all phases (S111). Thereafter, the control circuit 105 identifies the phase that is the maximum current based on the measured current value, and calculates the current ratio Imin / Imax (S112). When a current sufficient for the calculation can be measured and the current ratio is successfully calculated, the flow is terminated (S113). If a sufficient current cannot be measured in the current ratio calculation S112, all the switches are once turned off, and then the lower arm switches SWx, SWy, and SWz are turned on (S114).
  • control circuit 105 identifies the phase that is the maximum current based on the measured current value, and calculates the current ratio Imin / Imax (S115). When a current sufficient for the calculation can be measured and the current ratio is successfully calculated, the flow is terminated (S116). If a sufficient current cannot be measured in the current ratio calculation S115, the process waits for a predetermined time (S117). Then restart the flow from the beginning.
  • FIG. 4 shows an example of the current ratio calculation S112, the state of the switch before and after that, and the output current waveform.
  • the upper arm switches SWu, SWv, SWw are turned on at time t1
  • a discharge current is generated at the output of each phase.
  • the current increases with time, but the current in the phase where the ground fault is occurring increases faster than the current in the phase where the ground fault does not occur, and as a result, the current in the phase where the ground fault occurs is generated. More than the current of the non-phase continues. This state continues until all switches are turned off at time t2.
  • FIG. 5 shows an example of the current ratio calculation S115, the state of the switch before and after that, and the output current waveform.
  • the lower arm switches SWx, SWy, SWz are turned on at time t3
  • a sink current is generated at the output of each phase.
  • the current increases with time, but the current in the phase where the ground fault is occurring increases faster than the current in the phase where the ground fault does not occur, and as a result, the current in the phase where the ground fault occurs is generated. More than the current of the non-phase continues. This state continues until all switches are turned off at time t4.
  • FIG. 6 shows an example of the current path of the current between the times t1 and t2 shown in FIG.
  • FIG. 6 shows a situation where a ground fault has occurred on the W-phase motor cable (ground fault point SH) as an example.
  • the electromotive force that generates the current is the ground voltage Vtrn at the output (secondary side) of the transformer.
  • the output of the transformer has three phases, current flows from the phase in which the ground voltage Vtrn is positive by the diode of the forward converter circuit 102.
  • current flows from the plurality of phases.
  • FIG. 6 shows an example of the current path of the current between the times t1 and t2 shown in FIG.
  • FIG. 6 shows a situation where a ground fault has occurred on the W-phase motor cable (ground fault point SH) as an example.
  • the electromotive force that generates the current is the ground voltage Vtrn at the output (secondary side) of the transformer.
  • the output of the transformer has three phases, current flows from the phase in
  • the transformer TRN, the power cable TC, and the diode of the forward converter circuit 102 are set to 1 for simplification of explanation. Only the phase is listed.
  • the current supplied from the transformer TRN and flowing through the diode of the forward converter circuit 102 passes through the node P and passes through the three upper arm switches SWu, SWv, SWw in the inverter circuit 104 in the ON state. Is shunted into two currents.
  • the divided currents are merged at the ground fault point SH via the output terminals U, V, and W.
  • the combined current flows through the ground ET and returns to the transformer TRN.
  • the current path partially changes, passes from the node P through the smoothing capacitor 103 to the node N, and from there, the lower arm diodes DIx and DIy , The route is diverted to 3 through DIz. Since the smoothing capacitor is charged with the DC voltage Vdc, the current is reduced by the voltage.
  • FIG. 7 shows an example of the current path of the current between the times t3 and t4 shown in FIG.
  • FIG. 7 shows a situation in which a ground fault has occurred on the W-phase motor cable (ground fault point SH) as an example.
  • the electromotive force that generates the current is the ground voltage Vtrn at the output (secondary side) of the transformer.
  • the output of the transformer has three phases, a current flows from the forward converter circuit 102 to the phase where the ground voltage of the transformer TRN is negative due to the diode of the forward converter circuit 102.
  • current flows into the plurality of phases.
  • FIG. 1 shows an example of the current path of the current between the times t3 and t4 shown in FIG.
  • FIG. 7 shows a situation in which a ground fault has occurred on the W-phase motor cable (ground fault point SH) as an example.
  • the electromotive force that generates the current is the ground voltage Vtrn at the output (secondary side) of the transformer.
  • a transformer TRN, a power cable TC, and a diode of the forward converter circuit 102 are arranged in one phase. Only minutes are listed.
  • the current output from the transformer TRN flows through the ground ET, reaches the ground fault point SH, and then splits into three and flows into the output terminals U, V, and W.
  • the shunted current flows through the three lower arm switches SWx, SWy, SWz in the inverse converter circuit 104 that is in the ON state, merges at the node N, and returns to the forward converter circuit 102.
  • the current path is partially changed, and the current divided into three passes after passing through the upper arm diodes DIu, DIv, DIw. Then, the route changes from the current node P to the node N through the smoothing capacitor 103. Since the smoothing capacitor is charged with the DC voltage Vdc, the current is reduced by the voltage.
  • FIG. 8 shows an equivalent circuit of the current path shown in FIG. Vtrn is a ground potential of the output of the transformer TRN, and Lp is a series inductance (total of each inductance) of each inductance of the ground ET, the transformer TRN, and the power cable TC.
  • Lc and Lm are the inductance of the motor cable and the inductance of the inner winding of the motor, respectively.
  • Ls is an inductance to the output terminal W and the ground fault location SH as shown in FIG.
  • Iw which is a short-circuited phase
  • Iw ⁇ Vs (t) dt / Ls (Equation 1)
  • Vs (t) is a voltage between the terminals U, V, W and the ground fault SH.
  • Iu and Iv which are non-short-circuited phases, are expressed by Equation 2.
  • Equation 3 When the current ratio between the short-circuited phase and the non-short-circuited phase is obtained, it is expressed by Equation 3 and becomes a constant value regardless of the time t.
  • Iu / Iw Iv / Iw ⁇ 1
  • Iu Iv ⁇ Iw
  • the current in the ground fault phase is always the current in the non-ground fault phase. Bigger than. From this, if the phase having the largest current among the three phases is examined, it can be seen that it is the ground fault phase.
  • the ground fault point SH is on the cable, but the same can be said even on the winding inside the motor.
  • Lc ⁇ Ls ⁇ Lc + Lm.
  • the current in the ground fault phase is always larger than the current in the non-ground fault phase.
  • the equivalent circuit of the current path shown in FIG. 7 is the same as FIG. Although the directions of the currents Iu, Iv, and Iw are opposite, as a result, the same can be said as described above.
  • a current sufficient for the calculation can be measured, and in order to successfully calculate the current ratio, at least one of the ground voltages of the three-phase outputs of the transformer TRN needs to be positive.
  • a current sufficient for the calculation can be measured, and in order to succeed in calculating the current ratio, at least one of the ground voltages of the three-phase outputs of the transformer TRN needs to be negative.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit of a transformer having a phase voltage Vac with one of the three-phase output terminals grounded.
  • the ground-side voltages of the secondary three-phase outputs R, S, and T of the transformer TRN in the open state are as shown in FIG. f0 is the fundamental frequency of the AC power supply and is usually about several tens of Hz.
  • f0 is the fundamental frequency of the AC power supply and is usually about several tens of Hz.
  • Ta in which one or more ground voltages are positive in the three phases, and one or more ground voltages in the three phases are negative.
  • phase Tb with a certain phase.
  • the current ratio calculation S112 If, during the period Ta, the upper arm switch is turned on and the current ratio calculation S112 is performed, a sufficient current can be measured and the current ratio calculation can be successful. In addition, if the current ratio calculation S115 is performed with the lower arm switch turned ON in the period Tb, a sufficient current can be measured, and the current ratio calculation can be successful. Since the period Ta and the period Tb are in a complementary relationship between one cycle of the AC power supply, as shown in the flowchart of FIG. 3, the current ratio calculation S112 with the upper arm switch turned ON and the lower arm switch are By performing the current ratio calculation S115 continuously with the power ON, the current ratio calculation can be successful at any timing.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit of a transformer having a phase voltage Vac with a neutral point grounded.
  • the ground-side voltages of the secondary three-phase outputs R, S, and T of the transformer TRN when the output is open are as shown in FIG.
  • the current ratio calculation S112 with the upper arm switch turned ON and the lower arm switch turned ON.
  • the current ratio calculation S115 a sufficient current can be measured, and the current ratio calculation can be successful. Therefore, even when the neutral point of the transformer TRN is grounded as shown in FIG. 11, the current ratio can be calculated by the flowchart shown in FIG. 3, but the processing S111 to S113 or the processing S114 to S116 can be omitted. good.
  • FIG. 13 shows a determination method used by the ground fault location determination unit 123 in the control circuit 105.
  • the ground fault location determination unit 123 receives the current ratio Imin / Imax, the ground fault phase number SP from the current ratio calculation unit 121, the motor cable inductance Lc from the inductance value storage unit 122, and the in-motor winding inductance value Lm. Enter. Based on the above equation 4, the ground fault location determination unit 123 is a ground fault in the cable when the current ratio Imin / Imax is smaller than Lc / (Lc + 3Lm), and a motor when it is larger than Lc / (Lc + 3Lm). Judged as a ground fault. Judgment is made in detail based on the value of Imin / Imax.
  • Lc and Lm held in the inductance value storage unit are input in advance from the input device 106 or the receiver 107.
  • a means for inputting the cable length Len and the cable type of the motor cable being used and calculating the inductance value Lm from the cable length Len using a proportional coefficient corresponding to the cable type Is also possible.
  • FIG. 14 shows a configuration diagram of the display unit 108.
  • the display unit 108 includes a decoder 131, an LED driver 132, and a 2-digit LED segment 133.
  • the ground fault location determination result and ground fault phase number sent from the control circuit 105 are decoded by the decoder 131 into LED segment numbers and character display patterns.
  • the LED 132 driver displays the decoded display pattern on the LED segment 133 according to the current signal.
  • FIG. 15 shows a correspondence table between display patterns displayed on the LED segments 133 and ground fault locations.
  • the display pattern is a (A) code expressed by a 7-segment LED. Codes A1 to A3 are ground fault locations near the motor cable inverter, codes b1 to b3 are ground fault locations near the motor of the motor cable, and codes C1 to C3 are ground fault locations near the terminals on the motor winding, d1 to d3 mean that the ground fault location is near the neutral point on the motor winding. Numerical values 00 to 99 mean the distance from the inverter at the short-circuited location on the motor cable.
  • FIG. 16 shows a configuration diagram of the transmitter 109.
  • the transmitter 109 includes a modulator 141, an amplifier 142, and an antenna 143.
  • the ground fault location determination result and the short-circuit phase number sent from the control circuit 105 are modulated by the modulator 141, amplified by the amplifier 142, and amplified by the antenna.
  • Wireless transmission from 143 to the outside can obtain information on a ground fault location determination result and a ground fault phase number by receiving and demodulating a wirelessly transmitted signal.
  • ground fault location information can be displayed on the screen of a tablet-type terminal by using a tablet-type terminal and installing application software incorporating the correspondence table of FIG. 15 in the tablet-type terminal.
  • FIG. 17 shows a configuration diagram of the switch drive circuits SDu, SDv, SDw, SDx, SDy, and SDz.
  • the switch drive circuit includes a logic circuit 151, a gate drive amplifier 152, a gate resistor 153, a comparator 154, a capacitor 155, a capacitor charging resistor 156, a capacitor discharge switch 157, a diode 158, and constant voltage sources 159 and 160.
  • the gate drive amplifier 152 and the gate resistor 153 are used for ON / OFF control of the switch SW to be connected.
  • the gate signal GT from the control circuit 105 is 1, the gate drive amplifier 152 outputs a gate-on voltage and the switch SW is turned on.
  • the gate drive amplifier 152 When the gate signal GT is 0, the gate drive amplifier 152 outputs a gate-off voltage and the switch SW is turned off.
  • the gate resistor 153 controls the switching speed.
  • the comparator 154, the capacitor 155, the capacitor charging resistor 156, the capacitor discharging switch 157, the diode 158, and the constant voltage sources 159 and 160 constitute an overcurrent detection circuit.
  • This overcurrent detection circuit is a desaturation detection circuit.
  • the constant voltage source 158 is a voltage source having an overcurrent threshold voltage VT
  • the constant voltage source 159 is a voltage source having a voltage Vcc higher than VT.
  • the overcurrent threshold VT is a value determined from the collector voltage when the current flowing through the switch becomes the overcurrent threshold ITH.
  • the output of the comparator is 0 because the capacitor discharge switch 157 is ON. Further, when no overcurrent is generated when the switch SW is ON, the voltage at the collector of the switch SW (IGBT) is sufficiently low and the capacitor 155 is discharged through the diode 158, so that the output of the comparator is 0. It is. However, when an overcurrent is generated when the switch SW is ON, the voltage at the collector of the switch SW (IGBT) becomes higher than the threshold voltage VT, and the capacitor 155 is not discharged. When the capacitor 155 is charged by the charging current of the capacitor filling resistor 156 and the potential of the capacitor exceeds the threshold voltage VT, the comparator 154 outputs 1 and the logic circuit 151 forcibly cuts off the switch.
  • short circuit detection is transmitted to the control circuit 155 as the short circuit detection signal DET.
  • the switch drive circuit shown in FIG. 17 functions as a gate driver circuit with an overcurrent protection function and transmits it to the control circuit 105 immediately after the occurrence of a short circuit. Since the six switches, diodes, and switch control circuits included in the inverse converter circuit 104 have the same configuration, the letters u, v, w, x, y, and z following the symbols SW, DI, and SD are omitted. It is described as.
  • FIG. 18 shows a flowchart of current ratio calculations S112 and S115.
  • the control circuit 105 checks the amount of current based on the current value of the current sensor and the overcurrent detection signal, and branches to branches (A), (B), (C), and (D).
  • the process branches to the branch (A) (S121)
  • the current measurement circuit 111 measures the current of each phase (S122), and deviates from the measurement range. If an overflow occurs, the process branches to branch (B) (S123).
  • the process branches to branch (C) (S124). If the preferred current value Ipref is not reached even after a predetermined time has elapsed, the process branches to branch (D) (S125).
  • the process branches into three depending on the phases U, V, and W where the overcurrent is detected (S132).
  • overcurrent is detected in the U phase
  • the U phase is the maximum current phase, that is, the ground fault phase
  • “U” is input to the variable SP indicating the ground fault phase
  • the current measurement of the non-ground fault phase is set in the variable Imin.
  • the value Iw is input (S133u, S134u).
  • an overcurrent is detected in the V phase, since the V phase is the maximum current phase, that is, the ground fault phase, “V” is input to the variable SP indicating the ground fault phase, and the current measurement of the non-ground fault phase is set in the variable Imin.
  • the value Iu is input (S133v, S134v).
  • Fig. 19 shows examples of short-circuit current waveforms with different current increase rates.
  • the rate of increase in current increases when the ground voltage is high Vtrn or when the inductance of the current path is small, and conversely decreases when the ground voltage Vtrn is low or the inductance of the current path is large.
  • the horizontal axis is time, and the number is the current sensor count.
  • a current sensor has a predetermined measurement period, and it is difficult to repeatedly measure it earlier than that.
  • the overcurrent protection circuit is composed of a comparator, high-speed overcurrent detection on the order of ⁇ s can be performed.
  • the vertical axis represents the current value, and in order from the top are the current threshold ITH of the overcurrent protection circuit, the measurement upper limit ILIM of the current sensor, and the preferred current value Ipref.
  • the current waveform (A) shows a current waveform when the current reaches the threshold ITH of the overcurrent protection circuit in a time shorter than the measurement cycle of the current sensor. Since the overcurrent protection circuit detects an overcurrent before the first current measurement comes, the process of the flowchart shown in FIG. 18 can succeed in the current measurement by proceeding to the branch (A).
  • the current waveform (B) shows the current waveform when an overflow occurs in the first current measurement. Since the current has already overflowed, the current sensor cannot measure the current. In this case, the current measurement can be successful by proceeding to the branch (B) in the process of the flowchart shown in FIG.
  • the current waveform (C) shows the current waveform when the current can be measured by the current sensor.
  • the current measurement can be successful by proceeding to the branch (C) in the process of the flowchart shown in FIG.
  • the current waveform (D) shows the current waveform when the current can be measured by the current sensor, but the current increase is slow and the preferred current value Ipref convenient for the measurement range of the current sensor is not reached within a predetermined time. .
  • the process of the flowchart shown in FIG. 18 ends without measuring current by proceeding to branch (D).
  • the current value can be measured by using the detection signal of the overcurrent detection circuit.
  • FIG. 20 shows a configuration diagram of a second embodiment of the power converter of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the power conversion device 200 includes two current sensors 110u and 110w that measure output current values of two phases between the inverter circuit 104 and the output terminals U and W, and currents for measuring these measured values.
  • a measurement circuit 211 is provided.
  • the current sensors 110u and 110w measure current values Iu and Iw output from the output terminals U and W, and transmit them to the current measurement circuit 211 as analog voltages or currents.
  • the current measurement circuit 211 samples the analog information, converts it to digital data, and transmits it to the control circuit 205.
  • the control circuit 205 includes a current ratio calculation unit 221, an inductance value storage unit 222, and a ground fault location determination unit 223. Based on the current value data sent from the current measurement circuit 211 and the short circuit detection signal from each switch drive circuit, the power ratio calculation unit 221 determines the phase number SP of the maximum current phase and the current Imax of the maximum current phase. The current ratio Imin / Imax of the current Imin of the minimum current phase is transmitted to the ground fault location determination unit 223.
  • the ground fault location determination unit includes the information SP, Imin / Imax transmitted from the current ratio calculation unit, the inductance value Lc of the motor cable MC held by the inductance value storage unit 223, and the inductance value Lm of the motor internal winding. Based on the above, the ground fault location is estimated, and the determination result is transmitted to the display 108 and the transmitter 109.
  • the power converter of the second embodiment of the present invention is the same as the power converter of the first embodiment.
  • the ground fault location is determined by the process.
  • the power converter of the second embodiment has only two current sensors 110u and 110w, the current ratio calculation flow is different.
  • FIG. 21 shows a current ratio calculation flowchart used in the second embodiment of the present invention.
  • the control circuit 205 investigates the amount of current based on the current value of the current sensor and the overcurrent detection signal, and branches to branches (A), (B), (C), and (D).
  • branch (A) S221
  • the current measurement circuit 211 measures the currents Iu and Iw of the U phase and the W phase (S222). If the measurement range is exceeded and an overflow occurs, the process branches to branch (B) (S223).
  • the process branches to branch (C) (S224). If the preferred current value Ipref is not reached even after a predetermined time has elapsed, the process branches to branch (D) (S225).
  • the process branches into three depending on U, V, and W when the overcurrent is detected (S232).
  • overcurrent is detected in the U phase
  • U is input to the variable SP indicating the ground fault phase
  • the current measurement of the non-ground fault phase is set in the variable Imin.
  • the value Iw is input (S233u, S234u).
  • V is input to the variable SP indicating the ground fault phase
  • the current measurement of the non-ground fault phase is set in the variable Imin.
  • the value Iu is input (S233v, S234v).
  • the V-phase since the V-phase is not provided with a current sensor, it waits until the V-phase current is detected by the overcurrent detection circuit, and when the V-phase current reaches the threshold value ITH, Iu, The current ratio can be acquired by performing a process of retaking Iw. Therefore, if Iu is approximately equal to Iw, the process joins the branch from branch (B) and waits until an overcurrent is detected (S241, S242), and shifts to processing. When an overcurrent is detected, the process proceeds to the same processes S231 to S235 as in the branch (A).
  • the current ratio Imax / Imin can be obtained only from the current values Iu and Iw measured by the current sensors 110u and 110w without using the V-phase current value Iv.
  • the power converter of the second embodiment of the present invention can determine a ground fault location by a ground fault occurrence location determination flow different from the ground fault occurrence location determination flow shown in FIG.
  • FIG. 22 shows another flowchart for determining the location of occurrence of a ground fault in the second embodiment of the present invention.
  • the flow of FIG. 22 is started by the overcurrent detection signal by the protection circuit accompanying the occurrence of a ground fault.
  • the control circuit 205 determines that a phase of the protection circuit that issued the detection signal is a ground fault phase, and sets the current ratio calculation unit 221 to any one of the ground fault phase number information “U,“ V ”, W” in the variable SP. Store. Thereafter, the control circuit 205 implements a motor stop measure (S301). Specifically, the power supply to the motor is stopped by turning off all the switches of the forward converter circuit 104 and waits until the current values of all phases measured by the current measurement circuit 211 become zero. .
  • S301 motor stop measure
  • the control circuit 205 investigates the ground fault current, and the current ratio calculation unit 221 outputs the current ratio Imin / Imax and the maximum current phase (S302).
  • the flow of ground fault current investigation shown in FIG. 23 described later is executed.
  • the ground fault location is estimated based on the information and the inductance value Lc of the motor cable MC held by the inductance value storage unit 223 and the inductance value Lm of the motor internal winding (S303), and the display 108 and The determination result is transmitted to the transmitter 109 (S304).
  • FIG. 23 shows a flowchart of the ground fault current survey executed in FIG.
  • the process of the control circuit 205 first branches to three according to the phase number of the variable SP (S311).
  • the control circuit 205 turns ON the switches SWu and SWw of the upper arms of all phases (S312u).
  • the current ratio Imin / Imax is calculated based on the current value measured by the current measuring circuit 211 and the detection signal of the overcurrent protection circuit. If the current sufficient for the calculation can be measured and the current ratio is successfully calculated, the flow is terminated. (S313u, S314u).
  • the current ratio Imin / Imax is calculated based on the current value measured by the current measuring circuit 211 and the detection signal of the overcurrent protection circuit. If the current sufficient for the calculation can be measured and the current ratio is successfully calculated, the flow is terminated. (S313v, S314v). If a sufficient current cannot be measured in the V-W current ratio calculation S313v, all the switches are turned OFF, and then the lower arm switches SWy and SWz are turned ON (S315v). Thereafter, the current ratio Imin / Imax is calculated based on the current value measured by the current measuring circuit 211 and the detection signal of the overcurrent protection circuit.
  • FIG. 24 shows an example of the current ratio calculation S313u, the state of the switch before and after it, and the output current waveform.
  • the upper arm switches SWu and SWw are turned on at time t1
  • a discharge current is generated at the outputs of the U phase and the W phase.
  • the U-phase current in which the ground fault is occurring increases faster than the W-phase current in which the ground fault has not occurred.
  • the U-phase current in which the ground fault occurs is A state in which there is more current than the W-phase current that has not occurred continues. This state continues until all switches are turned off at time t2.
  • FIG. 25 shows an example of the current ratio calculation S316u, the state of the switch before and after that, and the output current waveform.
  • a sink current is generated in the U-phase and W-phase outputs.
  • the U-phase current in which the ground fault is occurring increases faster than the W-phase current in which the ground fault has not occurred.
  • the U-phase current in which the ground fault occurs is A state in which there is more current than the W phase current that has not occurred continues. This state continues until all switches are turned off at time t4.
  • FIG. 26 shows an example of the current path of the current between the times t1 and t2 shown in FIG.
  • the electromotive force that generates the current is the ground voltage Vtrn at the output (secondary side) of the transformer.
  • the output of the transformer has three phases, current flows from the phase in which the ground voltage Vtrn is positive by the diode of the forward converter circuit 102.
  • current flows from the plurality of phases.
  • FIG. 26 shows an example of the current path of the current between the times t1 and t2 shown in FIG.
  • the transformer TRN, the power cable TC, and the diode of the forward converter circuit 102 are set to 1. Only the phase is listed.
  • the current supplied from the transformer TRN and flowing through the diode of the forward converter circuit 102 passes through the two upper arm switches SWu and SWw in the inverse converter circuit 104 in the ON state via the node P to generate two currents. To be diverted to The divided currents are merged at the ground fault point SH via the output terminals U and W.
  • the combined current flows through the ground ET and returns to the transformer TRN.
  • FIG. 27 shows an example of the current path of the current between the times t3 and t4 shown in FIG.
  • FIG. 27 shows a situation in which a ground fault has occurred on the W-phase motor cable (ground fault point SH) as an example.
  • the electromotive force that generates the current is the ground voltage Vtrn at the output (secondary side) of the transformer.
  • the output of the transformer has three phases, a current flows from the forward converter circuit 102 to the phase where the ground voltage of the transformer TRN is negative due to the diode of the forward converter circuit 102.
  • current flows into the plurality of phases.
  • the transformer TRN, the power cable TC, and the diode of the forward converter circuit 102 are arranged in one phase. Only minutes are listed.
  • the current output from the transformer TRN flows through the ground ET, reaches the ground fault SH, and then splits into two and flows into the output terminals U and W.
  • the diverted current flows through the two lower arm switches SWx and SWz in the reverse converter circuit 104 in the ON state, joins at the node N, and returns to the forward converter circuit 102.
  • FIG. 28 shows an equivalent circuit of the current path shown in FIG. Vtrn is a ground potential of the output of the transformer TRN, and Lp is a series inductance (total of each inductance) of each inductance of the ground ET, the transformer TRN, and the power cable TC.
  • Lc and Lm are the inductance of the motor cable and the inductance of the inner winding of the motor, respectively.
  • Ls is an inductance to the output terminal W and the ground fault location SH as shown in FIG. Iw, which is a short-circuited phase, is expressed by Equation 5.
  • Iw ⁇ Vs (t) dt / Ls (Equation 5)
  • Vs (t) is a voltage between the terminals U and W and the ground fault point SH.
  • Iu and Iv which are non-short-circuited phases, are expressed by Equation 6.
  • Iu ⁇ Vs (t) dt / (2Lc + 2Lm-Ls) (Equation 6)
  • Equation 7 When the current ratio between the short-circuited phase and the non-short-circuited phase is obtained, it is expressed by Equation 7 and becomes a constant value regardless of the time t.
  • Iu / Iw Ls / (2Lc + 2Lm-Ls) (Equation 7)
  • Ls ⁇ Lc, Iu / Iw ⁇ 1 that is, Iu ⁇ Iw
  • the current in the ground fault phase is always larger than the current in the non-ground fault phase. From this, if the phase having the largest current among the three phases is examined, it can be seen that it is the ground fault phase.
  • FIG. 26 to FIG. 28 has been the description of the current ratio calculations S313u and S316u.
  • the phase where the switch is turned on and the phase through which the current flows are also described. Only the difference is that the principle of operation is the same, and as a result, the same can be said as described above.
  • FIG. 29 shows a determination method used by the ground fault location determination unit 223 in the control circuit 205.
  • the ground fault location determination unit 223 includes the current ratio Imin / Imax, the ground fault phase number SP from the current ratio calculation unit 221, the motor cable inductance Lc from the inductance value storage unit 222, and the in-motor winding inductance value Lm. Enter.
  • the ground fault location determination unit 223 is based on the above formula 8, and when the current ratio Imin / Imax is smaller than Lc / (Lc + 2Lm), the ground fault in the cable, and when larger than Lc / (Lc + 2Lm), the motor Judged as a ground fault. Judgment is made in detail based on the value of Imin / Imax.
  • FIG. 30 is a flowchart of the U-W current ratio calculation S313u and S316u described in FIG.
  • the control circuit 205 investigates the amount of current based on the current value of the current sensor and the overcurrent detection signal, and branches to branches (A), (B), (C), and (D).
  • the process branches to branch (A) (S321).
  • the current measurement circuit 211 measures the U-phase and W-phase currents Iu and Iw (S322). If the measurement range is exceeded and an overflow occurs, the process branches to branch (B) (S323).
  • the process branches to branch (C) (S324). If the preferred current value Ipref is not reached even after a predetermined time has elapsed, the process branches to branch (D) (S325).
  • branching to branch (A) the measured current value Iw of the non-ground fault phase is input to the variable Imin, and the threshold ITH of the overcurrent protection circuit is input to the variable Imax (S332, S333).
  • branching to branch (B) the system waits until an overcurrent is detected (S341, S342). When an overcurrent is detected, the process proceeds to S331 to S333 that are the same as branch (A).
  • the flowchart of W-U current ratio calculation S313w and S316w described in FIG. 23 is a flowchart in which the U phase and the W phase in the flowchart in FIG. 30 are interchanged, that is, a flowchart in which the currents Iu and Iw are interchanged.
  • FIG. 31 shows a flowchart of the V-W current ratio calculation S313v and S316v described in FIG. Since the current sensor is not provided in the V phase, in the flowchart of FIG. 31, the process waits until the V phase current is detected by the overcurrent detection circuit, and when the V phase current reaches the threshold value ITH. The current ratio can be obtained by measuring Iv.
  • the control circuit 205 measures the current value Iw immediately after that and substitutes it for the variable Imin.
  • the threshold value ITH of the overcurrent protection circuit is input to the variable Imax (S392, S393). Thereafter, the current ratio Imin / Imax is calculated, the success flag is turned on, and the process ends (S394, S395). If no overcurrent is detected after a predetermined time has elapsed, the process ends. Further, all the switches are turned off by the end of the flow (S383, S391).
  • the current ratio Imax / Iw / Iw is measured only by the current values Iu and Iw measured by the current sensors 110u and 110w without using the V-phase current value Iv. Imin can be obtained.
  • FIG. 32 shows a configuration diagram of a third embodiment of the power converter of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • single-phase power is input.
  • Converter forward converter circuit 302 for inputting AC power to supply power to the motor is composed of four diodes, and converts single-phase AC power input from input terminals R and S into DC power for smoothing. Output to both electrodes of the capacitor 103.
  • the rectifying action of the diode of the forward converter circuit 302 generates a DC voltage Vdc having a positive voltage on the DC voltage wiring on the node P side and a negative voltage on the DC voltage wiring on the node N side.
  • Smoothing capacitor 103 is connected to the DC voltage wiring at nodes P and N, and smoothes the voltage between the wirings.
  • the inverse converter circuit 104 converts the DC power into AC power for driving the motor, and outputs the AC power to the output terminals U, V, and W.
  • Three motor cables MCu, MCv, and MCw are connected to the output terminals U, V, and W of the power conversion device 300, and a three-phase motor MT is connected to the end.
  • two power cables TC are connected to the input terminals R and S of the power conversion device 300, and the other end is connected to the secondary side of the transformer TRN. It is connected to the ground ET or a grounded wiring either in the transformer TRN or in the cable TC.
  • the power conversion device of the third embodiment of the present invention is the same as the power conversion device of the first embodiment, the ground fault occurrence location determination flow shown in FIG. 2 and the ground fault current investigation flow shown in FIG.
  • the ground fault location is determined by the process.
  • the power converter of the third embodiment inputs single-layer AC power instead of three-phase AC power. Therefore, in the current ratio calculation S112 and S115 in FIG. 3, a current sufficient for the calculation can be measured, and the conditions for succeeding in the calculation of the current ratio are different.
  • a current sufficient for the calculation can be measured, and in order to succeed in calculating the current ratio, at least one of the ground voltages of the single-phase output of the transformer TRN needs to be positive.
  • the current ratio calculation S115 a current sufficient for the calculation can be measured, and in order to succeed in calculating the current ratio, at least one of the ground voltages of the single-phase output of the transformer TRN needs to be negative.
  • FIG. 33 is an equivalent circuit of a transformer having a phase voltage Vac with one of the single-phase output terminals grounded.
  • the ground side voltages of the secondary side three-phase outputs R and S of the transformer TRN when the output is open are as shown in FIG. f0 is the fundamental frequency of the AC power supply and is usually about several tens of Hz.
  • f0 is the fundamental frequency of the AC power supply and is usually about several tens of Hz.
  • Ta in which one or more ground voltages are positive in the three phases, and one or more ground voltages in the three phases are negative.
  • phase Tb with a certain phase.
  • the current ratio calculations S112 and S115 are performed again at the time deviated from tc0 to tc3 by the fixed time standby S117. Furthermore, by setting the standby time to 1 / (4 ⁇ f0), the voltage becomes maximum at a time 1 / (4 ⁇ f0) after the second voltage zero cross, and therefore, a condition suitable for the current ratio calculation again. It can be.
  • FIG. 35 is an equivalent circuit of a transformer having a phase voltage Vac with a neutral point grounded.
  • the ground side voltages of the secondary side three-phase outputs R and S of the transformer TRN when the output is open are as shown in FIG. Except near the voltage zero crossing at times tc0 to tc3, there are one or more phases with positive ground voltage and negative phases. Therefore, the current ratio calculation S112 with the upper arm switch turned ON and the lower arm switch turned ON In any of the current ratio calculations S115, a sufficient current can be measured, and the current ratio calculation can be successful.
  • FIG. 37 shows an example in which the present invention is applied as an industrial inverter.
  • the power converter 501 of the present invention and the drive motor MT are connected by a motor cable MC.
  • the power converter 501 is supplied with electric power from the outside through an AC power cable TC.
  • the motor MT is used to drive various industrial equipment such as an air conditioner, a compressor, a conveyor, and an elevator.
  • an air conditioner air conditioner
  • a compressor a compressor
  • a conveyor a conveyor
  • an elevator an elevator
  • FIG. 38 shows an example in which the present invention is applied to a railway vehicle.
  • the power converters 512 and 513 of the present invention are installed under the floor of the railway vehicle 511.
  • the carriages 514 and 515 of the railway vehicle 511 are provided with a driving motor MT.
  • the motor and the power converter are connected by a motor cable MC.
  • a ground fault occurs in the motor MT or on the motor cable MC, information on the short-circuited location is displayed on the display provided in the power converters 512 and 513, and the ground fault location is transmitted to an external system by wireless transmission. Is notified.
  • FIG. 39 shows an example in which the present invention is applied to an automobile with an electric motor.
  • the power converters 522 and 523 of the present invention are installed inside the automobile 521.
  • a motor MT for driving the wheels 524 and 525 is installed, and is connected to the power converter by a motor cable MC.
  • the information on the short circuit location is displayed on the display provided in the power converters 522 and 523, and the short circuit location is transmitted to the external system by wireless transmission. Informed.
  • FIG. 40 shows an example of a tablet terminal that displays the ground fault location determination result of the present invention.
  • the tablet terminal 551 has a liquid crystal display screen 552, and ground fault occurrence location information is displayed on the liquid crystal display screen 552 according to the received code by the installed application.
  • a power conversion device that has a plurality of switch elements formed of a semiconductor and drives a three-phase motor connected by a three-phase cable by ON / OFF control thereof, and converts AC power from a power source into DC power A forward converter circuit; an inverse converter circuit composed of three half-bridge circuits for controlling the current supplied to the motor; and a plurality of driver circuits for driving a plurality of switch elements constituting the half-bridge circuit And a control circuit for controlling the driver circuit, a current measuring means for measuring output current values of a plurality of phases of the inverse converter circuit, and an information output means for informing the outside of the apparatus to the outside.
  • either one of the upper arm or the lower arm of the three half-bridge circuits is used.
  • current is generated in the plurality of cables to be connected, and the output current values of the plurality of phases during or immediately after the switch elements are turned on are measured.
  • a power converter that determines a ground fault location based on a current ratio between the maximum value and the minimum value of the output current values of the plurality of phases, and notifies the determination result to the outside.
  • Appendix 5 The power conversion device according to appendix 1, wherein two cables connected to each other by turning on the two switches of the upper arm or the lower arm of the three half-bridge circuits at the same time.
  • a power converter that generates a plurality of currents.
  • Appendix 7 The power conversion device according to appendix 6, wherein when the current measurement of the plurality of cables fails, after waiting for a certain time, the upper arm or the lower arm of the three half-bridge circuits A power conversion device characterized in that a current is generated in the two connected cables by simultaneously turning on the two switch elements.
  • Appendix 10 The power conversion device according to appendix 9, wherein when the increase rate of the output current is high during a period in which the plurality of switch elements are turned on, the overcurrent detected first in the plurality of overcurrent protection circuits is detected.
  • the power conversion device comprising: a current sensor that measures the output current amounts of three phases; and a current measurement circuit that reads the current values and transmits the measured current values of the respective phases to the control circuit.
  • the power converter characterized by this.
  • Appendix 12 The power conversion device according to appendix 11, wherein the measured current values are compared, and the current ratio is calculated from the maximum value and the minimum value.
  • appendix 14 The power conversion device according to appendix 1, comprising a current sensor that measures the output current amount of two phases, and a current measurement circuit that reads the current value and transmits the measured current value of each phase to the control circuit.
  • the power converter characterized by this.
  • appendix 16 The power conversion device according to appendix 14, wherein when the increase rate of the output current is high during the period when the plurality of switch elements are turned on, the phase is different from the phase in which the overcurrent is detected at the overcurrent detection timing.
  • a power conversion device that performs current measurement and calculates a ratio between an overcurrent threshold value and a measured current value as the current ratio.
  • control circuit 17 The power conversion device according to appendix 2, wherein the control circuit includes a storage unit that stores the inductance value information of the cable and the inductance value information of the motor, and a ground fault location based on the storage information and the current ratio It is determined whether the power is on a cable or a motor.
  • Appendix 18 The power conversion device according to appendix 17, wherein the current ratio is a value obtained by dividing the minimum current value by the maximum current value and is smaller than a threshold value obtained from a plurality of pieces of inductance value information. If the power is large on the cable, it is determined that the ground fault location is on the motor.
  • Appendix 20 The power conversion device according to appendix 19, wherein a ground fault position on a cable and a motor is specified from a ratio of the current ratio to the threshold value.
  • control circuit 21 The power conversion device according to appendix 5, wherein the control circuit includes a storage unit that stores in advance the inductance value information of the cable and the inductance value information of the motor, and compares the stored information with a current ratio, A power converter characterized by determining whether a location is on a cable or a motor.
  • Appendix 24 The power conversion device according to appendix 23, wherein a ground fault position on a cable and a motor is specified from a ratio of the current ratio to the threshold value.
  • Appendix 25 The power conversion device according to appendix 1, wherein the information output unit is configured by a display and displays a determination result.
  • Appendix 26 The power conversion apparatus according to appendix 1, wherein the information output unit is configured by a transmitter and transmits a determination result to the outside of the apparatus.
  • SW, SWu, SWv, SWw, SWx, SWy, SWz ... switch DI, DIu, DIv, DIw, DIx, DIy, DIz ... diode, SD, SDu, SDv, SDw, SDx, SDy, SDz ... switch drive circuit ( Driver circuit), MC, MCu, MCv, MCw ... motor cable, MT ... motor, TC ... power cable, TRN ... transformer, ET ... ground and neutral wire, 100 ... power converter, 102 ... forward converter circuit, 103 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Smoothing capacitor, 104 ... Inverter circuit, 105 ... Control circuit, 106 ... Input device, 107 ... Receiver, 108 ...

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Abstract

モータおよびケーブル上の地絡箇所を判定し、使用者や外部の装置やシステムに判定結果を報知する電力変換装置を提供する。半導体で形成された複数のスイッチ素子を具備しそれらのオンオフ制御によって３相のケーブルで接続された３相のモータを駆動する電力変換装置であって、前記ケーブルあるいは前記モータで発生した地絡個所を調査する際に、３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの複数の前記スイッチを同じ時間にオンすることで接続する複数の前記ケーブルに電流を発生させ、スイッチ素子を同時にオンしている期間あるいはその直後の複数の相の出力電流値を測定し、前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率に基づいて、地絡箇所を判定し、前記判定の結果を外部に報知する。

Description

電力変換装置および地絡箇所判定方法
　本発明は、モータを駆動する電力変換装置およびそれを用いたケーブルあるいはモータの地絡箇所判定方法に関する。
　従来の電力変換装置と、モータおよびそれらを接続するケーブルの一例を図４１に示している。従来の電力変換装置１０は、交流電力を入力してモータに電力を供給するためのコンバータ順変換器回路１２、平滑用コンデンサ１３、逆変換器回路１４を備えている。順変換器回路１２は６つのダイオードで構成され、入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔから入力される交流電力を直流電力に変換する。平滑用コンデンサ１３は変換装置内部の直流電圧配線に接続し、配線間の電圧を平滑化する。逆変換器回路１４は、直流電力を、モータを駆動するための交流電力に変換し、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗへ出力する。逆変換器回路１４は、半導体で形成されたスイッチ素子１５ａ～１５ｆを備えており、２つのスイッチ素子が対になってハーフブリッジ回路を構成し、６つのスイッチ素子でＵ、Ｖ、Ｗの三相ブリッジ回路を構成している。１相分のスイッチ素子は上下同時にＯＮしないように交互にＯＮさせてスイッチングを行う。各相の出力Ｕ、Ｖ、Ｗは３本のケーブルＭＣを用いてモータＭＴと接続されている。従来の電力変換装置１０は電流センサ１８ｕと１８ｗあるいは電流センサ１９ｎで観測する電流情報を基に、各スイッチ素子をＯＮする時間を変えるＰＷＭ制御によってモータへ供給する電力を制御する。
　絶縁被覆の劣化や物理的損傷など、何らかの原因により、モータＭＴの内部やケーブルＭＣで短絡や地絡が起きた場合、電流センサ１９ｎ、あるいは、各スイッチ素子のエミッターコレクタ間に取り付けられ、コレクタ電圧を監視して過電流を検知する過電流検知回路（不図示）によって過電流を検知する。過電流を検知した場合は、全てのスイッチ素子をＯＦＦにすることで変換動作を停止し、スイッチ素子が大電流により発生する熱エネルギなどで破壊されることを阻止する。
特開平１０－２３７９５号公報
　配線間の短絡や地絡によって電力変換装置の動作が停止した場合、その情報を使用者に報知することで地絡が発生したことを知らせることできる。しかしながら、短絡および地絡事故発生によって電力変換装置の動作が停止した場合、使用者はケーブル上で短絡や地絡事故が発生したのかあるいはモータ内部で発生したのか、またケーブル上のどこで発生したか場所を特定することができないという課題があった。
　異常発生個所の情報を知る方法として、特許文献１に、短絡発生後に、上アームと下アームの合計２つのスイッチング素子を短時間ＯＮにして、電流の傾きを見ることで推定する方法が紹介されている。この場合、電流の傾きは短絡経路のインダクタンスＬで決まるため、インダクタンスＬに基づいた短絡個所の推定は可能である。しかしながら、特許文献１の構成では地絡箇所を特定することには対応できない。その主な理由は２つある。一つ目は電流を発生させる要因が異なることである。特許文献１の構成において、電流を発生させる起電力は変換器内部の直流電圧であるのに対して、地絡電流を発生させる起電力は変換器や入力側電源配線の対地電圧である。それらの電圧は入力側電源配線の長さや、入力交流電圧によって刻々と変化するため、それに影響されて電流値も大きく変動し、電流の傾きからインダクタンスを求めることができない。２つ目は電流経路に他の要素が加わることである。相間短絡においては、電流経路はケーブルやモータの上だけであるが、地絡においては、大地、電源側の配線、トランスなど、不明なインダクタンス値をもつ構成物も電流経路に含まれるために、電流の傾きから求めたインダクタンス値にはこれら全てのインダクタンス値を含むために、求めるべきケーブルやモータのインダクタンス値を推定するのが困難となる。
　本発明の目的は、モータおよびケーブル上の地絡箇所を判定し、使用者や外部の装置やシステムに判定結果を報知する電力変換装置を提供することである。
　上記課題を解決するための、本発明の「電力変換装置」の一例を挙げるならば、
半導体で形成された複数のスイッチ素子を具備しそれらのオンオフ制御によって３相のケーブルで接続された３相のモータを駆動する電力変換装置であって、
電源からの交流電力を直流電力に変換する順変換器回路と、前記モータへ供給する電流を制御する３つのハーフブリッジ回路で構成された逆変換器回路と、前記ハーフブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子を駆動するための複数のドライバ回路と、前記ドライバ回路を制御するための制御回路と、前記逆変換器回路の複数の相の出力電流値を測定する電流計測手段と、装置内部の状況を外部に報知する情報出力手段を具備し、
前記ケーブルあるいは前記モータで発生した地絡個所を調査する際に、
前記逆変換器回路は、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの複数の前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する複数の前記ケーブルに電流を発生させ、
前記電流計測手段は、前記スイッチ素子を同時にオンしている期間あるいはその直後の複数の相の出力電流値を測定し、
前記制御回路は、前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率に基づいて、地絡箇所を判定し、
前記情報出力手段は、前記判定の結果を外部に報知するものである。
　また、本発明の「地絡箇所判定方法」の一例を挙げるならば、
電源からの交流電力を直流電力に変換する順変換器回路と、前記モータへ供給する電流を制御する３つのハーフブリッジ回路で構成された逆変換器回路と、前記ハーフブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子を駆動するための複数のドライバ回路と、前記ドライバ回路を制御するための制御回路と、前記逆変換器回路の複数の相の出力電流値を測定する電流計測手段を具備し、３相のモータを駆動する電力変換装置に接続された、ケーブルあるいはモータの地絡箇所判定方法であって、
前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの複数の前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する複数の前記ケーブルに電流を発生させるステップと、
前記スイッチ素子を同時にオンしている期間あるいはその直後の複数の相の出力電流値を測定するステップと、
前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率に基づいて、地絡箇所を判定するステップと、
を備えるものである。
　本発明によれば、モータおよびケーブルで発生した地絡事故に対し、地絡個所を特定、判定することができ、さらには、地絡個所判定結果を表示器に表示する、あるいは、無線で送信することによって使用者、外部装置、外部システムへ地絡個所を報知することができる。
本発明の第一の実施例の構成図である。 本発明の第一の実施例における地絡発生個所判定のフローチャートである。 地絡電流調査のフローチャートである。 電流比率計算Ｓ１１２とその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示した図である。 電流比率計算Ｓ１１５とその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示した図である。 図４の時刻ｔ１からｔ２の間における電流経路の例である。 図５の時刻ｔ３からｔ４の間における電流経路の例である。 図６で示した電流経路の等価回路である。 ３相出力端子のうち１つが接地されたトランスの等価回路である。 図９において出力が開放状態におけるトランスの２次側３相出力Ｒ、Ｓ、Ｔ相の対地電圧を表した図である。 中性点が接地されたトランスの等価回路である。 図１１において出力が開放状態におけるトランスの２次側３相出力Ｒ、Ｓ、Ｔ相の対地電圧を表した図である。 地絡箇所推定部１２３で用いられる判定方法を表した図である。 表示器１０８の構成図の一例である。 ＬＥＤセグメントに表示される表示パターンと地絡箇所との対応表である。 送信器１０９の構成図である。 スイッチ駆動回路の構成図の一例である。 電流比率計算Ｓ１１２およびＳ１１５のフローチャートである。 電流増加速度が異なる短絡電流波形の例を示した図である。 本発明の第二の実施例の構成図である。 本発明の第二の実施例で用いられる電流比率計算フローチャートである。 本発明の第二の実施例における地絡発生個所判定の別のフローチャートである。 図２２で実行される地絡電流調査のフローチャートである。 電流比率計算Ｓ３１３ｕとその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示した図である。 電流比率計算Ｓ３１６ｕとその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示した図である。 図２４の時刻ｔ１からｔ２の間における電流経路の例である。 図２５の時刻ｔ３からｔ４の間における電流経路の例である。 図２６で示した電流経路の等価回路である。 地絡箇所推定部２２３で用いられる判定方法を表した図である。 図２３に記載されたＵ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１３ｕおよびＳ３１６ｕのフローチャートである。 図２３に記載されたＶ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１３ｖおよびＳ３１６ｖのフローチャートである。 本発明の第三の実施例の構成図である。 単相出力端子のうち１つが接地された、トランスの等価回路である。 図３３において出力が開放状態におけるトランスの２次側３相出力Ｒ、Ｓ相の対地電圧を表した図である。 中性点が接地されたトランスの等価回路である。 図３５において出力が開放状態におけるトランスの２次側３相出力Ｒ、Ｓ相の対地電圧を表した図である。 本発明を産業用インバータに応用した例を表した図である。 本発明を鉄道車両に応用した例を表した図である。 本発明を電動機付き自動車に応用した例を表した図である。 本発明の地絡箇所判定結果を表示するタブレット型端末の例を表した図である。 従来の電力変換装置と、モータおよびそれらを接続するケーブルの一例を表した図である。
　以下では図面を用いて実施例について説明するが、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。
　図１に、本発明の電力変換装置の第一の実施例の構成図を示す。電力変換装置１００は、交流電力を入力してモータに電力を供給するためのコンバータ順変換器回路１０２、平滑用コンデンサ１０３、逆変換器回路１０４を備えている。また、電力変換装置１００は、インバータ逆変換器回路１０４を制御するための制御回路１０５と、制御回路１０５へ手動で情報入力するための入力器１０６、外部システムから受信するための受信機１０７と、制御回路１０５からの出力情報を表示するための表示器１０８、外部のシステムへ送信するための送信機１０９を備えている。
　順変換器回路１０２は６つのダイオードで構成され、入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔから入力される交流電力を直流電力に変換し、平滑用コンデンサ１０３の両電極に出力する。順変換器回路１０２のダイオードの整流作用によりノードＰ側の直流電圧配線に正電圧、ノードＮ側の直流電圧配線に負電圧とした直流電圧Ｖｄｃが発生する。平滑用コンデンサ１０３はノードＰとＮにおいて直流電圧配線に接続し、配線間の電圧を平滑化する。逆変換器回路１０４は、直流電力を、モータを駆動するための交流電力に変換し、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗへ出力する。
　逆変換器回路１０４はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つのハーフブリッジ回路から構成されている。Ｕ相のハーフブリッジ回路はスイッチＳＷｕとダイオードＤＩｕが逆並列に接続された上アームと、スイッチＳＷｘとダイオードＤＩｘが逆並列に接続された下アームで構成されている。同様にして、Ｖ相のハーフブリッジ回路は、スイッチＳＷｖとダイオードＤＩｖ、スイッチＳＷｙとダイオードＤＩｙで、Ｗ相のハーフブリッジ回路は、スイッチＳＷｗとダイオードＤＩｗ、スイッチＳＷｚとダイオードＤＩｚで構成されている。図１ではスイッチ素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。また、半導体デバイスはシリコンを使うのが一般的だが、低損失化のためにワイドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリウムナイトライド）を用いてもよい。全てのスイッチＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗ、ＳＷｘ、ＳＷｙ、ＳＷｚには、スイッチ駆動回路ＳＤｕ、ＳＤｖ、ＳＤｗ、ＳＤｘ、ＳＤｙ、ＳＤｚがそれぞれ接続されており、各スイッチ駆動回路は各スイッチのエミッタ、ゲート、コレクタの各電極に接続されている。エミッタ、ゲート、コレクタはＩＧＢＴの電極名称であり、ＭＯＳＦＥＴの場合は、ソース、ゲート、ドレインの電極名称に相当する。全てのスイッチ駆動回路には、スイッチのゲート電圧を制御することでスイッチのＯＮとＯＦＦを切り替えるゲートドライバ回路と、スイッチに過電流が流れたことを検知してスイッチを高速に遮断する（ＯＦＦにする）過電流保護回路とを内蔵している。各スイッチ駆動回路は制御回路１０５との通信手段を持っており、通信手段は、制御回路１０５からスイッチ駆動回路へスイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御信号を伝えるのと、スイッチ駆動回路から制御回路１０５へ過電流検知信号を伝えるために用いられる。
　電力変換装置１００は、逆変換器回路１０４と出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗの間に、各相の出力電流値を測定する３つの電流センサ１１０ｕ、１１０ｖ、１１０ｗと、それらの測定値を計測するための電流計測回路１１１を備えている。電流センサ１１０ｕ、１１０ｖ、１１０ｗは出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから出力される電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測し、アナログ電圧または電流として電流計測回路１１１に伝える。電流計測回路１１１は、そのアナログ情報をサンプリングし、デジタルデータ化して制御回路１０５へ送信する。電流計測回路１１１は一般的なサンプリング回路とＡ／Ｄ変換回路によって構成することができる。なお、出力電流値の説明において、一般的には電流値の符号が電流方向（吐き出し／吸い込み）を表すが、本発明の実施例の説明では、電流方向が吐き出しあるいは吸い込みのどちらか一方であるため、電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは吐き出し、吸い込みの両方向に対して正の値、つまり絶対値として記述する。
　制御回路１０５は、電流比率計算部１２１、インダクタンス値記憶部１２２、地絡箇所判定部１２３を備えている。電力比率計算部１２１は、電流計測回路１１１から送られてきた電流値データと、各スイッチ駆動回路からの短絡検知信号を基に、最大電流相の相番号ＳＰと、最大電流相の電流Ｉｍａｘと最小電流相の電流Ｉｍｉｎの電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを地絡個所判定部１２３に送信する。地絡個所判定部１２３は、電流比率計算部より送信されてきた情報ＳＰ、Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘと、インダクタンス値記憶部１２３が保持しているモータケーブルＭＣのインダクタンス値Ｌｃとモータ内部巻線のインダクタンス値Ｌｍとを基に地絡箇所を推定し、表示器１０８および送信機１０９に判定結果を送信する。
　なお、制御回路１０５は、モータのＰＷＭ駆動のための一般的な機能を備えているが、本発明の動作とは関わらないので、その説明については省略する。また、制御回路１０５内の電流比率計算部１２１、インダクタンス値記憶部１２２、地絡箇所判定部１２３などの、ロジック回路のみで構成することが可能な要素については、マイコンやプログラマブルロジックでソフトウェア的に実現することも可能である。
　電力変換器１００の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗには３本のモータケーブルＭＣｕ、ＭＣｖ、ＭＣｗが接続され、その先に３相モータＭＴが接続されている。一方、電力変換器１００の入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには３本の電源ケーブルＴＣが接続され、その先がトランスＴＲＮの２次側に接続されている。トランスＴＲＮの内部あるいはケーブルＴＣのいずれかにおいて、大地ＥＴあるいは接地されている配線に接続されている。
　本発明の第一の実施例の電力変換装置は、破線で囲われたモータケーブルＭＣｕ、ＭＣｖ、ＭＣｗあるいは３相モータＭＴと、大地ＥＴとの間で地絡が発生した場合、地絡発生箇所を推定することができる。
　図２に、本発明の第一の実施例における地絡発生個所判定のフローチャートを示す。図２のフローは、地絡発生に伴う保護回路による過電流検知信号、および、入力器１０６や受信機１０７からのトリガによって開始される。開始後、制御回路１０５はモータ停止措置を実施する（Ｓ１０１）。具体的には、順変換器回路１０４の全スイッチをＯＦＦにすることで、モータへの電力供給を停止し、電流計測回路１１１で計測される全ての相の電流値が０になるまで待機する。モータ停止後、制御回路１０５は地絡電流の調査を実施し、電流比率計算部１２１は電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘと最大電流相の相番号ＳＰを出力する（Ｓ１０２）。ここでは後述の図３に示した地絡電流調査のフローが実行される。その後、それらの情報とインダクタンス値記憶部１２３が保持しているモータケーブルのインダクタンス値Ｌｃとモータ内部巻線のインダクタンス値Ｌｍとを基に地絡箇所を判定し（Ｓ１０３）、表示器１０８および送信機１０９に判定結果を送信する（Ｓ１０４）。
　図３に、地絡電流調査のフローチャートを示す。初めに、制御回路１０５は全相の上アームのスイッチＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗをＯＮにする（Ｓ１１１）。その後、制御回路１０５は測定された電流値に基づいて最大電流である相を特定し、電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する（Ｓ１１２）。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する（Ｓ１１３）。電流比率計算Ｓ１１２で十分な電流が計測できなかった場合には、一旦全てのスイッチをＯＦＦにした後に、今度は下アームのスイッチＳＷｘ、ＳＷｙ、ＳＷｚをＯＮにする（Ｓ１１４）。その後、制御回路１０５は測定された電流値に基づいて最大電流である相を特定し、電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する（Ｓ１１５）。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する（Ｓ１１６）。電流比率計算Ｓ１１５で十分な電流が計測できなかった場合には、一定時間待機する（Ｓ１１７）。その後にフローを最初から再開する。
　図４に、電流比率計算Ｓ１１２とその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示す。時刻ｔ１で上アームスイッチＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗをＯＮにすると、各相の出力に吐き出し電流が発生する。時間と共に電流が増加するが、地絡が発生している相の電流は、発生していない相の電流より速く増加し、結果として、地絡が発生している相の電流は、発生していない相の電流より多い状態が継続する。この状態は、時刻ｔ２において全スイッチをＯＦＦにするまで継続する。
　図５に、電流比率計算Ｓ１１５とその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示す。時刻ｔ３で下アームスイッチＳＷｘ、ＳＷｙ、ＳＷｚをＯＮにすると、各相の出力に吸い込み電流が発生する。時間と共に電流が増加するが、地絡が発生している相の電流は、発生していない相の電流より速く増加し、結果として、地絡が発生している相の電流は、発生していない相の電流より多い状態が継続する。この状態は、時刻ｔ４において全スイッチをＯＦＦにするまで継続する。
　図６に、図４に示した時刻ｔ１からｔ２の間における電流の電流経路の例を示す。図６では例としてＷ相のモータケーブル上（地絡点ＳＨ）に地絡が発生している状況を示している。電流を発生させる起電力はトランスの出力（２次側）の対地電圧Ｖｔｒｎである。トランスの出力は３相あるが、順変換器回路１０２のダイオードによって対地電圧Ｖｔｒｎが正である相から電流が流れ込む。対地電圧Ｖｔｒｎが正である相が複数有る場合は、複数の相から電流が流れ込むが、図６では説明の簡略化のため、トランスＴＲＮと電源ケーブルＴＣと、順変換器回路１０２のダイオードを１相分のみ記載している。トランスＴＲＮから供給され、順変換器回路１０２のダイオードを通して流れ込んだ電流は、ノードＰを経由して、ＯＮ状態にある逆変換器回路１０４内の３つの上アームのスイッチＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗを通して３つの電流に分流される。分流された電流は、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗを経由して、地絡点ＳＨで合流する。合流した電流は大地ＥＴを流れてトランスＴＲＮに戻る。
  なお、図示していないが、時刻ｔ２で全スイッチをＯＦＦにした後は、電流経路は一部変化し、ノードＰから平滑コンデンサ１０３を通りノードＮに抜け、そこから下アームのダイオードＤＩｘ、ＤＩｙ、ＤＩｚを通して３つに分流されるルートに変化する。平滑コンデンサには直流電圧Ｖｄｃが充電されているので、その電圧によって電流は減少する。
　図７に、図５に示した時刻ｔ３からｔ４の間における電流の電流経路の例を示す。図７では例としてＷ相のモータケーブル上（地絡点ＳＨ）に地絡が発生している状況を示している。電流を発生させる起電力はトランスの出力（２次側）の対地電圧Ｖｔｒｎである。トランスの出力は３相あるが、順変換器回路１０２のダイオードによって順変換器回路１０２からトランスＴＲＮの対地電圧が負である相へ電流が流れ込む。対地電圧が負である相が複数有る場合は、複数の相へ電流が流れ込むが、図７では説明の簡略化のため、トランスＴＲＮと電源ケーブルＴＣと、順変換器回路１０２のダイオードを１相分のみ記載している。トランスＴＲＮから出た電流は大地ＥＴを流れて地絡点ＳＨへ到達し、その後３つに分流して出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに流れ込む。分流された電流は、ＯＮ状態にある逆変換器回路１０４内の３つの下アームのスイッチＳＷｘ、ＳＷｙ、ＳＷｚを流れてノードＮで合流し、順変換器回路１０２に戻る。
  なお、図示していないが、時刻ｔ４で全スイッチをＯＦＦにした後は、電流経路は一部変化し、３つに分流された電流が上アームのダイオードＤＩｕ、ＤＩｖ、ＤＩｗを通った後合流し、電流ノードＰから平滑コンデンサ１０３を通りノードＮに抜けるルートに変化する。平滑コンデンサには直流電圧Ｖｄｃが充電されているので、その電圧によって電流は減少する。
　図８に、図６で示した電流経路の等価回路を示す。ＶｔｒｎはトランスＴＲＮの出力の対地電位、Ｌｐは大地ＥＴ、トランスＴＲＮ、電源ケーブルＴＣの各インダクタンスの直列インダクタンス（各インダクタンスの合計）である。ＬｃおよびＬｍは図６に示すように、それぞれ、モータケーブルのインダクタンスと、モータ内巻線のインダクタンスである。さらに、Ｌｓは図６に示すように、出力端子Ｗと地絡箇所ＳＨまでのインダクタンスである。
　短絡相であるＩｗは数１で表される。
  Iw＝∫Vs(t)dt／Ls　（数１）
　ここで、Vs(t)は端子Ｕ、Ｖ、Ｗと地絡点ＳＨの間の電圧である。一方、非短絡相であるＩｕとＩｖは数２で表される。　
  Iu＝Iv＝∫Vs(t)dt／(3Lc＋3Lm－2Ls)　（数２）
　短絡相と非短絡相の電流比率を求めると、数３で表され、時間ｔに依らずに一定の値となる。　
  Iu/Iw＝Iv/Iw＝Ls/(3Lc＋3Lm－2Ls)　（数３）
　ここで、ケーブル上に地絡が有る場合、Ls＜Lcであるため、Iu/Iw＝Iv/Iw＜１、つまりIu＝Iv＜Iwとなり、地絡相の電流は必ず非地絡相の電流よりも大きくなる。このことから、３相のうち最も電流が大きな相を調べれば、それが地絡相であることが分かる。
　地絡点ＳＨがモータケーブルの終端に有る場合、Ls＝Lcとなる。このときの電流比率は数４となる。　
  Iu/Iw＝Iv/Iw＝Lc/(Lc＋3Lm)　（数４）
  この場合においても、Iu/Iw＝Iv/Iw＜１、つまりIu＝Iv＜Iwとなり、地絡相の電流は必ず非地絡相の電流よりも大きくなる。
　また、図６では、地絡点ＳＨをケーブル上としているが、モータ内部の巻線上であっても、同じことが言える。地絡点ＳＨが、モータ内部の巻線上の場合は、Lc＜Ls＜Lc＋Lmとなる。このLcの条件においても、Iu/Iw＝Iv/Iw＜１、つまりIu＝Iv＜Iwとなり、地絡相の電流は必ず非地絡相の電流よりも大きくなる。
  また、図７で示した電流経路の等価回路も図８と同じである。電流Iu、Iv、Iwの向きが反対になるが、結果的には上記説明と同じことが言える。
　ところで、電流比率計算Ｓ１１２において、計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功するためには、トランスＴＲＮの３相の出力の対地電圧うち少なくとも１つが正で有る必要がある。また、電流比率計算Ｓ１１５において、計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功するためには、トランスＴＲＮの３相の出力の対地電圧のうち少なくとも１つが負で有る必要がある。
　図９は、３相出力端子のうち１つが接地された、相電圧Ｖａｃであるトランスの等価回路である。このとき、出力が開放状態におけるトランスＴＲＮの２次側３相出力Ｒ、Ｓ、Ｔ相の対地電圧は図１０のようになる。ｆ０は交流電源の基本周波数であって、通常は数１０Ｈｚ程度である。交流電源電圧の１周期（＝１／ｆ０）の間に、３相の中に１つ以上対地電圧が正である相がある期間Ｔａと、３相の中に１つ以上対地電圧が負である相がある時間Ｔｂが存在する。もし期間Ｔａで、上アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１２を実施した場合は、十分な電流が計測でき、電流比率計算を成功させることができる。また、もし期間Ｔｂで、下アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１５を実施した場合は、十分な電流が計測でき、電流比率計算を成功させることができる。期間Ｔａと期間Ｔｂは交流電源の１周期の間で相補的な関係にあるので、図３に示したフローチャートのように、上アームスイッチをＯＮにしての電流比率計算Ｓ１１２と、下アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１５を連続して行うことで、どのタイミングにおいても電流比率計算に成功させることができる。
　図１１は、中性点が接地された、相電圧Ｖａｃであるトランスの等価回路である。このとき、出力が開放状態におけるトランスＴＲＮの２次側３相出力Ｒ、Ｓ、Ｔ相の対地電圧は図１２のようになる。どの時間においても、３相の中に１つ以上対地電圧が正である相と、負である相があるので、上アームスイッチをＯＮにしての電流比率計算Ｓ１１２と、下アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１５のいずれでも、十分な電流が計測でき、電流比率計算を成功させることができる。したがって、図１１のように、トランスＴＲＮの中性点が接地されている場合でも、図３に示したフローチャートで電流比率を計算できるが、処理Ｓ１１１～Ｓ１１３もしくは処理Ｓ１１４～Ｓ１１６を省略しても良い。
　図１３に、制御回路１０５内の地絡箇所判定部１２３で用いられる判定方法を示す。地絡箇所判定部１２３は、電流比率計算部１２１からの、電流比率Imin／Imaxと、地絡相番号ＳＰと、インダクタンス値記憶部１２２からのモータケーブルインダクタンスＬｃと、モータ内巻線インダクタンス値Ｌｍを入力する。地絡箇所判定部１２３は、上記の数４に基づき、電流比率Imin／ImaxがLc/(Lc＋3Lm)よりも小さいときはケーブルでの地絡、Lc/(Lc＋3Lm)よりも大きいときは、モータでの地絡と判定する。さらにImin／Imaxの値によって詳細判定し、0に近いときはインバータ付近のケーブル地絡、Lc/(Lc＋3Lm)よりも小さくそれに近い値のときはモータ付近のケーブル地絡、Lc/(Lc＋3Lm)よりも大きくそれに近い値のときはモータ内の端子部付近の内部巻線地絡、1に近いときは、モータ内の中性点付近の内部巻線地絡と判定する。さらに、ケーブル上地絡箇所　Len_s／Len_c＝Imin／Imax÷(Lc/(Lc＋3Lm))*100　の値を以って、変換器からモータへ向けて何パーセント進んだ点に地絡箇所があるかを判定する。地絡箇所判定部１２３は、以上の判定結果と地絡相番号ＳＰを表示器１０８と送信機１０９へ送信する。
　インダクタンス値記憶部が保持しているＬｃとＬｍは、入力器１０６あるいは受信機１０７より事前に入力されている。モータケーブルのインダクタンス値Ｌｃを入力する代わりに、使用しているモータケーブルのケーブル長Ｌｅｎとケーブル種類を入力し、ケーブル種類に応じた比例係数を使ってケーブル長Ｌｅｎからインダクタンス値Ｌｍを計算する手段も可能である。また、モータ内部の巻線のインダクタンス値Ｌｍを入力する代わりに、通常モータ駆動時のオートチューニング動作によって、インダクタンス値Ｌｍ＋Ｌｃを取得し、そこからＬｃを引いた値から求める手段もある。
　図１４に、表示器１０８の構成図を示す。表示器１０８はデコーダ１３１、ＬＥＤドライバ１３２、２ケタ表示のＬＥＤセグメント１３３で構成される。制御回路１０５から送られてきた地絡箇所判定結果と地絡相番号は、デコーダ１３１でＬＥＤセグメントの数字および文字の表示パターンにデコードされる。ＬＥＤ１３２ドライバは電流信号によって、デコードされた表示パターンをＬＥＤセグメント１３３に表示させる。
　図１５に、ＬＥＤセグメント１３３に表示される表示パターンと、地絡箇所との対応表を示す。（Ｂ）表示パターンは（Ａ）コードを７セグメントＬＥＤで表現したものである。コードＡ１～Ａ３は、地絡箇所がモータケーブルのインバータ付近、コードｂ１～ｂ３は、地絡箇所がモータケーブルのモータ付近、コードＣ１～Ｃ３は、地絡箇所がモータ巻線上の端子付近、コードｄ１～ｄ３は、地絡箇所がモータ巻線上の中性点付近であることを意味している。また、数値００～９９は、モータケーブル上短絡箇所のインバータからの距離を意味している。図１５の対応表を電力変換装置のマニュアルや電力変換装置の側面に掲示することで、使用者はコードと地絡箇所情報の対応を容易に把握することができる。
　図１６に、送信器１０９の構成図を示す。送信器１０９は変調器１４１、増幅器１４２、アンテナ１４３で構成され、制御回路１０５から送られてきた地絡箇所判定結果と短絡相番号は変調器１４１で変調され、増幅器１４２で電力増幅され、アンテナ１４３より外部へ無線送信される。図示していないが、別の機器やシステムは、無線送信された信号を受信し、復調することで、地絡箇所判定結果と地絡相番号の情報を得ることが可能である。また、タブレット型端末を利用し、タブレット型端末に図１５の対応表を内蔵したアプリケーションソフトをインストールすることで、地絡箇所情報をタブレット型端末の画面に表示することができる。
　図１７に、スイッチ駆動回路ＳＤｕ、ＳＤｖ、ＳＤｗ、ＳＤｘ、ＳＤｙ、ＳＤｚの構成図を示す。スイッチ駆動回路は論理回路１５１、ゲート駆動アンプ１５２、ゲート抵抗１５３、コンパレータ１５４、キャパシタ１５５、キャパシタ充電用抵抗１５６、キャパシタ放電用スイッチ１５７、ダイオード１５８、定電圧源１５９、１６０から構成されている。ゲート駆動アンプ１５２とゲート抵抗１５３は接続するスイッチＳＷのＯＮ／ＯＦＦ制御に用いられる。制御回路１０５からのゲート信号ＧＴが１の場合は、ゲート駆動アンプ１５２がゲートオン電圧を出力しスイッチＳＷはＯＮに、ゲート信号ＧＴが０の場合は、ゲート駆動アンプ１５２がゲートオフ電圧を出力しスイッチＳＷはＯＦＦになる。ゲート抵抗１５３はスイッチング速度を制御する。一方、コンパレータ１５４、キャパシタ１５５、キャパシタ充電用抵抗１５６、キャパシタ放電用スイッチ１５７、ダイオード１５８、定電圧源１５９、１６０は過電流検出回路を構成している。この過電流検出回路は非飽和電圧検知(Desaturation detection)方式の回路である。定電圧源１５８は過電流しきい値電圧ＶＴの、定電圧源１５９はＶＴより高い電圧Ｖｃｃの電圧源である。過電流しきい値ＶＴは、スイッチを流れる電流が過電流しきい値ＩＴＨになるときのコレクタ電圧から決定される値である。スイッチＳＷがＯＦＦの状態においては、キャパシタ放電用スイッチ１５７がＯＮであるため、コンパレータの出力は０である。また、スイッチＳＷがＯＮの状態において、過電流が発生していない場合は、スイッチＳＷ（ＩＧＢＴ）のコレクタの電圧が十分に低く、ダイオード１５８を通してキャパシタ１５５が放電されるため、コンパレータの出力は０である。ところが、スイッチＳＷがＯＮの状態において、過電流が発生している場合は、スイッチＳＷ（ＩＧＢＴ）のコレクタの電圧がしきい値電圧ＶＴより高くなり、キャパシタ１５５が放電されない。キャパシタ充填用抵抗１５６の充電電流によってキャパシタ１５５が充電されてキャパシタの電位がしきい値電圧ＶＴを超えるとコンパレータ１５４は１を出力し、論理回路１５１によって、スイッチを強制的に遮断させる。また、短絡検知信号ＤＥＴとして制御回路１５５に短絡検知が伝えられる。以上のように、図１７に示したスイッチ駆動回路は、過電流保護機能付きのゲートドライバ回路として機能し、短絡発生直後に制御回路１０５に伝達している。なお、逆変換器回路１０４が備えている６つのスイッチ、ダイオード、スイッチ制御回路は同じ構成であるので、記号ＳＷ、ＤＩ、ＳＤに続くｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚの文字を省略して記述してある。
　図１８に、電流比率計算Ｓ１１２およびＳ１１５のフローチャートを示す。制御回路１０５は、処理Ｓ１２１～Ｓ１２５において、電流センサの電流値と過電流検知信号を基に電流量を調査し、分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に分岐する。いずれかのスイッチ駆動回路ＳＤからの過電流検知信号を受けた場合は分岐（Ａ）に分岐する（Ｓ１２１）、電流計測回路１１１で各相の電流計測をした後（Ｓ１２２）、計測範囲を逸脱し、オーバーフローとなった場合は、分岐（Ｂ）へ分岐する（Ｓ１２３）。計測した３相の電流のうち最大の電流値が電流センサの測定レンジ上都合のよい好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達した場合は、分岐（Ｃ）へ分岐する（Ｓ１２４）。所定の時間を経過しても好適な好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達しない場合は、分岐（Ｄ）へ分岐する（Ｓ１２５）。
　分岐（Ａ）に分岐した場合、過電流を検知した相がＵ、Ｖ、Ｗによって３つに処理が分岐する（Ｓ１３２）。Ｕ相で過電流を検知した場合は、Ｕ相が最大電流相つまり地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｕ”を入力、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｗを入力する（Ｓ１３３ｕ、Ｓ１３４ｕ）。Ｖ相で過電流を検知した場合は、Ｖ相が最大電流相つまり地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｖ”を入力、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｕを入力する（Ｓ１３３ｖ、Ｓ１３４ｖ）。Ｗ相で過電流を検知した場合は、Ｗ相が最大電流相つまり地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｗ”を入力、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｖを入力する（Ｓ１３３ｗ、Ｓ１３４ｗ）。いずれの場合にも、変数Ｉｍａｘには過電流保護回路のしきい値ＩＴＨを入力する（Ｓ１３５）。
　分岐（Ｂ）に分岐した場合、過電流検知されるまで待機する（Ｓ１４１、Ｓ１４２）。過電流が検出された時点で、分岐（Ａ）と同じ処理Ｓ１３１～Ｓ１３５に進む。
　分岐（Ｃ）に分岐した場合、処理Ｓ１２２での電流計測値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを比較して３つに処理が分岐する（Ｓ１５２）。Ｉｕが最大である場合は、Ｕ相が地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｕ”を入力、変数ＩｍａｘにはＩｕ、変数ＩｍｉｎにはＩｗを入力する（Ｓ１５３ｕ）。Ｉｖが最大である場合は、Ｖ相が地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｖ”を入力、変数ＩｍａｘにはIｖ、変数ＩｍｉｎにはＩｕを入力する（Ｓ１５３ｖ）。Ｉｗが最大である場合は、Ｗ相が地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｗ”を入力、変数ＩｍａｘにはＩｗ、変数ＩｍｉｎにはＩｖを入力する（Ｓ１５３ｗ）。
　分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）での処理を正常に終了後、最後に電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算し、成功フラグをＯＮにして終了する（Ｓ１６１、Ｓ１６２）。分岐（Ｄ）に分岐した場合は、成功フラグをＯＮにせず終了する。
　なお、分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の全てにおいて、フロー終了までに全スイッチをＯＦＦにしている（Ｓ１３１、Ｓ１５１、Ｓ１７１）。
　図１９に電流増加速度が異なる短絡電流波形の例を示す。電流の増加速度は、対地電圧がＶｔｒｎ高い場合や、電流経路のインダクタンスが小さい場合に速くなり、反対に、対地電圧Ｖｔｒｎが低い場合や、電流経路のインダクタンスが大きい場合に遅くなる。
　横軸は時間であり、数字は電流センサの計測回数である。一般的に電流センサには測定周期が決められており、それよりも早く繰り返し計測することが困難である。一方で、過電流保護回路はコンパレータで構成されるので、μｓオーダーでの高速な過電流検知ができる。縦軸は電流値であり、上から順に、過電流保護回路の電流しきい値ＩＴＨ、電流センサの測定上限ＩＬＩＭ、好適電流値Ｉｐｒｅｆである。
　電流波形（Ａ）は、電流センサの計測周期よりも短い時間で電流が過電流保護回路のしきい値ＩＴＨに到達した場合の電流波形を示している。１回目の電流計測が来る前に、過電流保護回路が過電流検知するため、図１８に示したフローチャートの処理では分岐（Ａ）に進むことによって電流計測を成功できる。
　電流波形（Ｂ）は、１回目の電流計測でオーバーフローとなった場合の電流波形を示している。既にオーバーフローとなっているため電流センサでは電流計測できない。この場合は、図１８に示したフローチャートの処理では分岐（Ｂ）に進むことによって電流計測を成功できる。
　電流波形（Ｃ）は、電流センサで電流を計測できる場合の電流波形を示している。この場合は、図１８に示したフローチャートの処理では分岐（Ｃ）に進むことによって電流計測を成功できる。
　電流波形（Ｄ）は、電流センサで電流を計測できるが、電流増加が遅く、所定の時間内に電流センサの測定レンジ上都合のよい好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達しない場合の電流波形を示している。この場合は、図１８に示したフローチャートの処理では分岐（Ｄ）に進むことによって電流計測せずに終了する。
　以上のように、電流センサの計測周期よりも早い電流増加時には、過電流検出回路の検知信号を利用することで、電流値を測定することができる。
　図２０に、本発明の電力変換装置の第二の実施例の構成図を示す。実施例１と同じ構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。電力変換装置２００は、逆変換器回路１０４と出力端子Ｕ、Ｗの間に、２つの相の出力電流値を測定する２つの電流センサ１１０ｕ、１１０ｗと、それらの測定値を計測するための電流計測回路２１１を備えている。電流センサ１１０ｕ、１１０ｗは出力端子Ｕ、Ｗから出力される電流値Ｉｕ，Ｉｗを計測し、アナログ電圧または電流として電流計測回路２１１に伝える。電流計測回路２１１は、そのアナログ情報をサンプリングし、デジタルデータ化して制御回路２０５へ送信する。
　制御回路２０５は、電流比率計算部２２１、インダクタンス値記憶部２２２、地絡箇所判定部２２３を備えている。電力比率計算部２２１は、電流計測回路２１１から送られてきた電流値データと、各スイッチ駆動回路からの短絡検知信号を基に、最大電流相の相番号ＳＰと、最大電流相の電流Ｉｍａｘと最小電流相の電流Ｉｍｉｎの電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを地絡個所判定部２２３に送信する。地絡個所判定部は、電流比率計算部より送信されてきた情報ＳＰ、Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘと、インダクタンス値記憶部２２３が保持しているモータケーブルＭＣのインダクタンス値Ｌｃとモータ内部巻線のインダクタンス値Ｌｍとを基に地絡箇所を推定し、表示器１０８および送信機１０９に判定結果を送信する。
　本発明の第二の実施例の電力変換装置は、第一の実施例の電力変換装置と同様に、図２に示した地絡発生個所判定フローと、図３に示した地絡電流調査フローの処理によって、地絡箇所を判定する。しかしながら、第二の実施例の電力変換装置には、電流センサは１１０ｕと１１０ｗの２つだけしかないため、電流比率計算フローが異なる。
　図２１に、本発明の第二の実施例で用いられる電流比率計算フローチャートを示す。制御回路２０５は、処理Ｓ２２１～Ｓ２２５において、電流センサの電流値と過電流検知信号を基に電流量を調査し、分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に分岐する。いずれかのスイッチ駆動回路ＳＤからの過電流検知信号を受けた場合は分岐（Ａ）に分岐する（Ｓ２２１）、電流計測回路２１１でＵ相とＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｗを計測した後（Ｓ２２２）、計測範囲を逸脱し、オーバーフローとなった場合は、分岐（Ｂ）へ分岐する（Ｓ２２３）。計測した２相の電流のうち最大の電流値が電流センサの測定レンジ上都合のよい好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達した場合は、分岐（Ｃ）へ分岐する（Ｓ２２４）。所定の時間を経過しても好適な好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達しない場合は、分岐（Ｄ）へ分岐する（Ｓ２２５）。
　分岐（Ａ）に分岐した場合、過電流を検知した相がＵ、Ｖ、Ｗによって３つに処理が分岐する（Ｓ２３２）。Ｕ相で過電流を検知した場合は、Ｕ相が最大電流相つまり地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｕ”を入力、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｗを入力する（Ｓ２３３ｕ、Ｓ２３４ｕ）。Ｖ相で過電流を検知した場合は、Ｖ相が最大電流相つまり地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｖ”を入力、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｕを入力する（Ｓ２３３ｖ、Ｓ２３４ｖ）。Ｗ相で過電流を検知した場合は、Ｗ相が最大電流相つまり地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｗ”を入力、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｕを入力する（Ｓ２３３ｗ、Ｓ２３４ｗ）。いずれの場合にも、変数Ｉｍａｘには過電流保護回路のしきい値ＩＴＨを入力する（Ｓ１３５）。
　分岐（Ｂ）に分岐した場合、過電流検知されるまで待機する（Ｓ２４１、Ｓ２４２）。過電流が検出された時点で、分岐（Ａ）と同じ処理Ｓ２３１～Ｓ２３５に進む。
　分岐（Ｃ）に分岐した場合、処理Ｓ２２２での電流計測値ＩｕとＩｗを比較して３つに処理が分岐する（Ｓ２５２）。ＩｕがＩｗより明らかに大きい場合は、Ｕ相が地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｕ”を入力、変数ＩｍａｘにはＩｕ、変数ＩｍｉｎにはＩｗを入力する（Ｓ２５３ｕ）。ＩｗがＩｕより明らかに大きい場合は、Ｗ相が地絡相であるから、地絡相を示す変数ＳＰに“Ｗ”を入力、変数ＩｍａｘにはＩｗ、変数ＩｍｉｎにはＩｕを入力する（Ｓ２５３ｗ）。ＩｕがＩｗと同程度である場合は、Ｖ相が地絡相である。しかし、Ｖ相には電流センサが備わっていないので、Ｖ相の電流が過電流検知回路によって過電流検知されるまで待機し、Ｖ相の電流がしきい値ＩＴＨに到達した時の、Ｉｕ、Ｉｗを改めて取直す処理を行うことで、電流比率を取得することができる。したがって、ＩｕがＩｗと同程度である場合は、分岐（Ｂ）からの分岐に合流し、過電流検知されるまで待機する（Ｓ２４１、Ｓ２４２）処理に移行する。過電流が検出された時点で、分岐（Ａ）と同じ処理Ｓ２３１～Ｓ２３５に進む。
　分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）での処理を正常に終了後、最後に電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算し、成功フラグをＯＮにして終了する（Ｓ２６１、Ｓ２６２）。分岐（Ｄ）に分岐した場合は、成功フラグをＯＮにせず終了する。
  なお、分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の全てにおいて、フロー終了までに全スイッチをＯＦＦにしている（Ｓ２３１、Ｓ２５４、Ｓ２７１）。
　以上に示した電流比率計算フローによって、Ｖ相の電流値Ｉｖを用いずに、電流センサ１１０ｕと１１０ｗが計測する電流値ＩｕとＩｗの値だけで電流比率Ｉｍａｘ／Ｉｍｉｎを求めることができる。
　［別の地絡個所判定フロー］
  本発明の第二の実施例の電力変換装置は、図２に示した地絡発生個所判定フローと異なる地絡発生個所判定フローによって地絡箇所を判定することができる。
　図２２に本発明の第二の実施例における地絡発生個所判定の別のフローチャートを示す。図２２のフローは、地絡発生に伴う保護回路による過電流検知信号によって開始される。制御回路２０５は、検知信号を発した保護回路のある相が地絡相と判定し、電流比率計算部２２１に変数ＳＰに地絡相番号情報“Ｕ、“Ｖ”、Ｗ”のいずれかを格納する。その後、制御回路２０５はモータ停止措置を実施する（Ｓ３０１）。具体的には、順変換器回路１０４の全スイッチをＯＦＦにすることで、モータへの電力供給を停止し、電流計測回路２１１で計測される全ての相の電流値が０になるまで待機する。
  モータ停止後、制御回路２０５は地絡電流の調査を実施し、電流比率計算部２２１は電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘと最大電流相を出力する（Ｓ３０２）。ここでは後述の図２３に示した地絡電流調査のフローが実行される。その後、それらの情報とインダクタンス値記憶部２２３が保持しているモータケーブルＭＣのインダクタンス値Ｌｃとモータ内部巻線のインダクタンス値Ｌｍとを基に地絡箇所を推定し（Ｓ３０３）、表示器１０８および送信機１０９に判定結果を送信する（Ｓ３０４）。
　図２３に、図２２で実行される地絡電流調査のフローチャートを示す。制御回路２０５の処理は、初めに、変数ＳＰの相番号に従って、３つに分岐する（Ｓ３１１）。
  処理Ｓ３１１の分岐で変数ＳＰの相番号が“Ｕ”であった場合、制御回路２０５は全相の上アームのスイッチＳＷｕ、ＳＷｗをＯＮにする（Ｓ３１２ｕ）。その後、電流計測回路２１１で測定された電流値と過電流保護回路の検知信号に基づいて電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する。（Ｓ３１３ｕ、Ｓ３１４ｕ）。Ｕ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１３ｕで十分な電流が計測できなかった場合には、一旦全てのスイッチをＯＦＦにした後に、今度は下アームのスイッチＳＷｘ、ＳＷｚをＯＮにする（Ｓ３１５ｕ）。その後、電流計測回路２１１で測定された電流値と過電流保護回路の検知信号に基づいて電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する（Ｓ３１６ｕ、Ｓ３１７ｕ）。
  処理Ｓ３１１の分岐で変数ＳＰの相番号が“Ｖ”であった場合、制御回路２０５は全相の上アームのスイッチＳＷｖ、ＳＷｗをＯＮにする（Ｓ３１２ｖ）。その後、電流計測回路２１１で測定された電流値と過電流保護回路の検知信号に基づいて電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する。（Ｓ３１３ｖ、Ｓ３１４ｖ）。Ｖ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１３ｖで十分な電流が計測できなかった場合には、一旦全てのスイッチをＯＦＦにした後に、今度は下アームのスイッチＳＷｙ、ＳＷｚをＯＮにする（Ｓ３１５ｖ）。その後、電流計測回路２１１で測定された電流値と過電流保護回路の検知信号に基づいて電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する（Ｓ３１６ｖ、Ｓ３１７ｖ）。
  処理Ｓ３１１の分岐で変数ＳＰの相番号が“Ｗ”であった場合、制御回路２０５は全相の上アームのスイッチＳＷｕ、ＳＷｗをＯＮにする（Ｓ３１２ｗ）。その後、電流計測回路２１１で測定された電流値と過電流保護回路の検知信号に基づいて電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する。（Ｓ３１３ｗ、Ｓ３１４ｗ）。Ｗ－Ｕ間電流比率計算Ｓ３１３ｗで十分な電流が計測できなかった場合には、一旦全てのスイッチをＯＦＦにした後に、今度は下アームのスイッチＳＷｘ、ＳＷｚをＯＮにする（Ｓ３１５ｗ）。その後、電流計測回路２１１で測定された電流値と過電流保護回路の検知信号に基づいて電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算する。計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功した場合はフローを終了する（Ｓ３１６ｗ、Ｓ３１７ｗ）。
  Ｕ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１６ｕ、Ｖ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１６ｖ、Ｗ－Ｕ間電流比率計算Ｓ３１６ｗで十分な電流が計測できなかった場合には、一定時間待機する（Ｓ３１８）。その後にフローを最初から再開する。
　図２４に、電流比率計算Ｓ３１３ｕとその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示す。時刻ｔ１で上アームスイッチＳＷｕ、ＳＷｗをＯＮにすると、Ｕ相とＷ相の出力に吐き出し電流が発生する。時間と共に電流が増加するが、地絡が発生しているＵ相の電流は、発生していないＷ相の電流より速く増加し、結果として、地絡が発生しているＵ相の電流は、発生していないＷ相の電流より多い状態が継続する。この状態は、時刻ｔ２において全スイッチをＯＦＦにするまで継続する。
　図２５に、電流比率計算Ｓ３１６ｕとその前後におけるスイッチの状態と、出力電流波形の例を示す。時刻ｔ３で下アームスイッチＳＷｘ、ＳＷｚをＯＮにすると、Ｕ相とＷ相の出力に吸い込み電流が発生する。時間と共に電流が増加するが、地絡が発生しているＵ相の電流は、発生していないＷ相の電流より速く増加し、結果として、地絡が発生しているＵ相の電流は、発生していないＷ相の電流より多い状態が継続する。この状態は、時刻ｔ４において全スイッチをＯＦＦにするまで継続する。
　図２６に、図２４に示した時刻ｔ１からｔ２の間における電流の電流経路の例を示す。図２６では例としてＷ相のモータケーブル上（地絡点ＳＨ）に地絡が発生している状況を示している。電流を発生させる起電力はトランスの出力（２次側）の対地電圧Ｖｔｒｎである。トランスの出力は３相あるが、順変換器回路１０２のダイオードによって対地電圧Ｖｔｒｎが正である相から電流が流れ込む。対地電圧Ｖｔｒｎが正である相が複数有る場合は、複数の相から電流が流れ込むが、図２６では説明の簡略化のため、トランスＴＲＮと電源ケーブルＴＣと、順変換器回路１０２のダイオードを１相分のみ記載している。トランスＴＲＮから供給され、順変換器回路１０２のダイオードを通して流れ込んだ電流は、ノードＰを経由して、ＯＮ状態にある逆変換器回路１０４内の２つの上アームのスイッチＳＷｕ、ＳＷｗを通して２つの電流に分流される。分流された電流は、出力端子Ｕ、Ｗを経由して、地絡点ＳＨで合流する。合流した電流は大地ＥＴを流れてトランスＴＲＮに戻る。
　図２７に、図２５に示した時刻ｔ３からｔ４の間における電流の電流経路の例を示す。図２７では例としてＷ相のモータケーブル上（地絡点ＳＨ）に地絡が発生している状況を示している。電流を発生させる起電力はトランスの出力（２次側）の対地電圧Ｖｔｒｎである。トランスの出力は３相あるが、順変換器回路１０２のダイオードによって順変換器回路１０２からトランスＴＲＮの対地電圧が負である相へ電流が流れ込む。対地電圧が負である相が複数有る場合は、複数の相へ電流が流れ込むが、図２７では説明の簡略化のため、トランスＴＲＮと電源ケーブルＴＣと、順変換器回路１０２のダイオードを１相分のみ記載している。トランスＴＲＮから出た電流は大地ＥＴを流れて地絡点ＳＨへ到達し、その後２つに分流して出力端子Ｕ、Ｗに流れ込む。分流された電流は、ＯＮ状態にある逆変換器回路１０４内の２つの下アームのスイッチＳＷｘ、ＳＷｚを流れてノードＮで合流し、順変換器回路１０２に戻る。
　図２８に、図２６で示した電流経路の等価回路を示す。ＶｔｒｎはトランスＴＲＮの出力の対地電位、Ｌｐは大地ＥＴ、トランスＴＲＮ、電源ケーブルＴＣの各インダクタンスの直列インダクタンス（各インダクタンスの合計）である。ＬｃおよびＬｍは図２６に示すように、それぞれ、モータケーブルのインダクタンスと、モータ内巻線のインダクタンスである。さらに、Ｌｓは図６に示すように、出力端子Ｗと地絡箇所ＳＨまでのインダクタンスである。
  短絡相であるＩｗは数５で表される。　
  Iw＝∫Vs(t)dt／Ls　（数５）
　ここで、Vs(t)は端子Ｕ、Ｗと地絡点ＳＨの間の電圧である。一方、非短絡相であるＩｕとＩｖは数６で表される。　
  Iu＝∫Vs(t)dt／(2Lc＋2Lm－Ls)　（数６）
　短絡相と非短絡相の電流比率を求めると、数７で表され、時間ｔに依らずに一定の値となる。　
  Iu/Iw＝Ls/(2Lc＋2Lm-Ls)　（数７）
  ここで、ケーブル上に地絡が有る場合、Ls＜Lcであるため、Iu/Iw＜１、つまりIu＜Iwとなり、地絡相の電流は必ず非地絡相の電流よりも大きくなる。このことから、３相のうち最も電流が大きな相を調べれば、それが地絡相であることが分かる。
　地絡点ＳＨがモータケーブルの終端に有る場合、Ls＝Lcとなる。このときの電流比率は数８となる。　
  Iu/Iw＝Iv/Iw＝Lc/(Lc＋2Lm)　（数８）
　この場合においても、Iu/Iw＜１、つまりIu＜Iwとなり、地絡相の電流は必ず非地絡相の電流よりも大きくなる。
  また、図２６では、地絡点ＳＨをケーブル上としているが、モータ内部の巻線上であっても、同じことが言える。地絡点ＳＨが、モータ内部の巻線上の場合は、Lc＜Ls＜Lc＋Lmとなる。このLcの条件においても、Iu/Iw＜１、つまりIu＜Iwとなり、地絡相の電流は必ず非地絡相の電流よりも大きくなる。
  また、図２７で示した電流経路の等価回路も図２８と同じである。電流Iu、Iwの向きが反対になるが、結果的には上記説明と同じことが言える。
　以上の図２６～図２８に関する説明は、電流比率計算Ｓ３１３ｕ、Ｓ３１６ｕについての説明であったが、電流比率計算Ｓ３１３ｖ、Ｓ３１６ｖ、Ｓ３１３ｗ、Ｓ３１６ｗについても、スイッチをＯＮにする相と電流が流れる相が異なるだけであって、動作原理は同じであり、結果的には上記説明と同じことが言える。
　図２９に、制御回路２０５内の地絡箇所判定部２２３で用いられる判定方法を示す。地絡箇所判定部２２３は、電流比率計算部２２１からの、電流比率Imin／Imaxと、地絡相番号ＳＰと、インダクタンス値記憶部２２２からのモータケーブルインダクタンスＬｃと、モータ内巻線インダクタンス値Ｌｍを入力する。地絡箇所判定部２２３は、上記の数８に基づき、電流比率Imin／ImaxがLc/(Lc＋2Lm)よりも小さいときはケーブルでの地絡、Lc/(Lc＋2Lm)よりも大きいときは、モータでの地絡と判定する。さらにImin／Imaxの値によって詳細判定し、0に近いときはインバータ付近のケーブル地絡、Lc/(Lc＋2Lm)よりも小さくそれに近い値のときはモータ付近のケーブル地絡、Lc/(Lc＋2Lm)よりも大きくそれに近い値のときはモータ内の端子部付近の内部巻線地絡、1に近いときは、モータ内の中性点付近の内部巻線地絡と判定する。さらに、ケーブル上地絡箇所　Len_s／Len_c＝Imin／Imax÷(Lc/(Lc＋2Lm))*100　の値を以って、変換器からモータへ向けて何パーセント進んだ点に地絡箇所があるかを判定する。地絡箇所判定部２２３は、以上の判定結果と地絡相番号ＳＰを表示器１０８と送信機１０９へ送信する。
　図３０に、図２３に記載されたＵ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１３ｕおよびＳ３１６ｕのフローチャートを示す。制御回路２０５は、処理Ｓ３２１～Ｓ３２５において、電流センサの電流値と過電流検知信号を基に電流量を調査し、分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に分岐する。Ｕ相のスイッチ駆動回路ＳＤからの過電流検知信号を受けた場合は分岐（Ａ）に分岐する（Ｓ３２１）、電流計測回路２１１でＵ相とＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｗを計測した後（Ｓ３２２）、計測範囲を逸脱し、オーバーフローとなった場合は、分岐（Ｂ）へ分岐する（Ｓ３２３）。計測した電流値Ｉｕが電流センサの測定レンジ上都合のよい好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達した場合は、分岐（Ｃ）へ分岐する（Ｓ３２４）。所定の時間を経過しても好適な好適電流値Ｉｐｒｅｆに到達しない場合は、分岐（Ｄ）へ分岐する（Ｓ３２５）。
  分岐（Ａ）に分岐した場合、変数Ｉｍｉｎには非地絡相の電流計測値Ｉｗを、変数Ｉｍａｘには過電流保護回路のしきい値ＩＴＨを入力する（Ｓ３３２、Ｓ３３３）。
  分岐（Ｂ）に分岐した場合、過電流検知されるまで待機する（Ｓ３４１、Ｓ３４２）。過電流が検出された時点で、分岐（Ａ）と同じ処理Ｓ３３１～Ｓ３３３に進む。
  分岐（Ｃ）に分岐した場合、処理Ｓ３２２で計測した電流値Ｉｗを変数Ｉｍｉｎに、電流値Ｉｕを変数Ｉｍａｘに代入する（Ｓ３５１）。
  分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）での処理を正常に終了後、最後に電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算し、成功フラグをＯＮにして終了する（Ｓ３６１、Ｓ３６２）。分岐（Ｄ）に分岐した場合は、成功フラグをＯＮにせず終了する。
  なお、分岐（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の全てにおいて、フロー終了までに全スイッチをＯＦＦにしている（Ｓ３３１、Ｓ３５２、Ｓ３７１）。
　図２３に記載されたＷ－Ｕ間電流比率計算Ｓ３１３ｗおよびＳ３１６ｗのフローチャートは、図３０のフローチャートのＵ相とＷ相を入れ替えたフローチャート、つまり電流ＩｕとＩｗを入れ替えたフローチャートである。
  図３１に、図２３に記載されたＶ－Ｗ間電流比率計算Ｓ３１３ｖおよびＳ３１６ｖのフローチャートを示す。Ｖ相には電流センサが備わっていないので、図３１のフローチャートでは、Ｖ相の電流が過電流検知回路によって過電流検知されるまで待機し、Ｖ相の電流がしきい値ＩＴＨに到達した時のＩｖを計測することで電流比率を取得することができる。
  制御回路２０５は、Ｖ相の過電流検知回路によって過電流検知した場合、直後に電流値Ｉｗを計測し、変数Ｉｍｉｎに代入する。変数Ｉｍａｘには過電流保護回路のしきい値ＩＴＨを入力する（Ｓ３９２、Ｓ３９３）、その後、電流比率Ｉｍｉｎ／Ｉｍａｘを計算し、成功フラグをＯＮにして終了する（Ｓ３９４、Ｓ３９５）。また、所定の時間を経過しても過電流を検知しない場合は終了する。また、フロー終了までに全スイッチをＯＦＦにしている（Ｓ３８３、Ｓ３９１）。
　以上に説明した図３０、図３１に示した電流比率計算フローによって、Ｖ相の電流値Ｉｖを用いずに、電流センサ１１０ｕと１１０ｗが計測する電流値ＩｕとＩｗの値だけで電流比率Ｉｍａｘ／Ｉｍｉｎを求めることができる。
　図３２に、本発明の電力変換装置の第三の実施例の構成図を示す。実施例１と同じ構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。本実施例は単相電力を入力するものである。交流電力を入力してモータに電力を供給するためのコンバータ順変換器回路３０２は４つのダイオードで構成され、入力端子Ｒ、Ｓから入力される単相交流電力を直流電力に変換し、平滑用コンデンサ１０３の両電極に出力する。順変換器回路３０２のダイオードの整流作用によりノードＰ側の直流電圧配線に正電圧、ノードＮ側の直流電圧配線に負電圧とした直流電圧Ｖｄｃが発生する。平滑用コンデンサ１０３はノードＰとＮにおいて直流電圧配線に接続し、配線間の電圧を平滑化する。逆変換器回路１０４は、直流電力を、モータを駆動するための交流電力に変換し、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗへ出力する。
　電力変換装置３００の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗには３本のモータケーブルＭＣｕ、ＭＣｖ、ＭＣｗが接続され、その先に３相モータＭＴが接続されている。一方、電力変換装置３００の入力端子Ｒ、Ｓには２本の電源ケーブルＴＣが接続され、その先がトランスＴＲＮの２次側に接続されている。トランスＴＲＮの内部あるいはケーブルＴＣのいずれかにおいて、大地ＥＴあるいは接地されている配線に接続されている。
　本発明の第三の実施例の電力変換装置は、第一の実施例の電力変換装置と同様に、図２に示した地絡発生個所判定フローと、図３に示した地絡電流調査フローの処理によって、地絡箇所を判定する。しかしながら、第三の実施例の電力変換装置は、三相交流電力ではなく単層交流電力を入力している。そのため、図３の電流比率計算Ｓ１１２とＳ１１５において、計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功するための条件が異なる。
  電流比率計算Ｓ１１２において、計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功するためには、トランスＴＲＮの単相の出力の対地電圧うち少なくとも１つが正で有る必要がある。また、電流比率計算Ｓ１１５において、計算に十分な電流が計測でき、電流比率の計算に成功するためには、トランスＴＲＮの単相の出力の対地電圧のうち少なくとも１つが負で有る必要がある。
　図３３は、単相出力端子のうち１つが接地された、相電圧Ｖａｃであるトランスの等価回路である。このとき、出力が開放状態におけるトランスＴＲＮの２次側３相出力Ｒ、Ｓ相の対地電圧は図３４のようになる。ｆ０は交流電源の基本周波数であって、通常は数１０Ｈｚ程度である。交流電源電圧の１周期（＝１／ｆ０）の間に、３相の中に１つ以上対地電圧が正である相がある期間Ｔａと、３相の中に１つ以上対地電圧が負である相がある時間Ｔｂが存在する。もし期間Ｔａで、上アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１２を実施した場合は、十分な電流が計測でき、電流比率計算を成功させることができる。また、もし期間Ｔｂで、下アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１５を実施した場合は、十分な電流が計測でき、電流比率計算を成功させることができる。ところが、時刻ｔｃ０～ｔｃ３の電圧ゼロクロス付近でＲ相とＳ相の電圧がほぼ０になるため、ｔｃ０～ｔｃ３の時刻付近においては、電流比率計算Ｓ１１２とＳ１１５のどちらも成功しない場合が発生する。そのため、図３の地絡電流調査フローの処理では、一定時間待機Ｓ１１７によってｔｃ０～ｔｃ３からはずれた時刻において再度電流比率計算Ｓ１１２とＳ１１５を実施させている。さらに、待機時間を１／（４・ｆ０）とすることで、２回目の電圧ゼロクロスから１／（４・ｆ０）後の時刻で電圧が最大となるので、再度の電流比率計算に好適な条件とすることができる。
　図３５は、中性点が接地された、相電圧Ｖａｃであるトランスの等価回路である。このとき、出力が開放状態におけるトランスＴＲＮの２次側３相出力Ｒ、Ｓ相の対地電圧は図３４のようになる。
  時刻ｔｃ０～ｔｃ３の電圧ゼロクロス付近を除き、１つ以上対地電圧が正である相と、負である相があるので、上アームスイッチをＯＮにしての電流比率計算Ｓ１１２と、下アームスイッチをＯＮにして電流比率計算Ｓ１１５のいずれでも、十分な電流が計測でき、電流比率計算を成功させることができる。時刻ｔｃ０～ｔｃ３の電圧ゼロクロス付近でＲ相とＳ相の電圧がほぼ０になるため、ｔｃ０～ｔｃ３の時刻付近においては、電流比率計算Ｓ１１２とＳ１１５のどちらも成功しない場合が発生する。そのため、図３の地絡電流調査フローの処理では、一定時間待機Ｓ１１７によってｔｃ０～ｔｃ３からはずれた時刻において再度電流比率計算Ｓ１１２とＳ１１５を実施させている。さらに、待機時間を１／（４・ｆ０）とすることで、２回目の電圧ゼロクロスから１／（４・ｆ０）後の時刻で電圧が最大となるので、再度の電流比率計算に好適な条件とすることができる。
　[本発明の応用例]
  図３７に、本発明を産業用インバータとして応用した例を示す。本発明の電力変換装置５０１と駆動用モータＭＴの間をモータケーブルＭＣで接続されている。電力変換装置５０１は、交流電源ケーブルＴＣを通して外部から電力を供給されている。モータＭＴは空調機、圧縮機、コンベア、エレベータなど様々な産業用機器を駆動することに使用される。モータＭＴ内部やケーブルＭＣ上で地絡が発生した場合、電力変換装置５０１が備えている表示器５０２に短絡個所の情報が表示されるとともに、無線送信によって外部のシステムへ短絡個所が報知される。
　図３８に、本発明を鉄道車両に応用した例を示す。鉄道車両５１１の床下に本発明の電力変換装置５１２、５１３が設置されている。鉄道車両５１１の台車５１４、５１５には駆動用のモータＭＴが備え付けられている。モータと電力変換装置はモータケーブルＭＣで接続されている。モータＭＴの内部やモータケーブルＭＣ上で地絡が発生した場合、電力変換装置５１２、５１３が備えている表示器に短絡個所の情報が表示されるとともに、無線送信によって外部のシステムへ地絡個所が報知される。
　図３９に、本発明を電動機付き自動車に応用した例を示す。自動車５２１の内部に本発明の電力変換装置５２２、５２３が設置されている。また、車輪５２４、５２５を駆動するためのモータＭＴが設置されており、電力変換装置とモータケーブルＭＣで接続されている。モータＭＴの内部やモータケーブルＭＣ上で地絡が発生した場合、電力変換装置５２２、５２３が備えている表示器に短絡個所の情報が表示されるとともに、無線送信によって外部のシステムへ短絡個所が報知される。
　図４０に本発明の地絡箇所判定結果を表示するタブレット型端末の例を示す。タブレット型端末５５１には液晶表示画面５５２があり、インストールされたアプリケーションによって、受信したコードに応じて地絡発生箇所情報が液晶表示画面５５２に表示される。
　［付記］
  以下に、本発明の実施形態を付記として記載する。なお、本発明が以下の付記に限定されるものではない。
　（付記１）
  半導体で形成された複数のスイッチ素子を具備しそれらのオンオフ制御によって３相のケーブルで接続された３相のモータを駆動する電力変換装置であって、電源からの交流電力を直流電力に変換する順変換器回路と、前記モータへ供給する電流を制御する３つのハーフブリッジ回路で構成された逆変換器回路と、前記ハーフブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子を駆動するための複数のドライバ回路と、前記ドライバ回路を制御するための制御回路と、前記逆変換器回路の複数の相の出力電流値を測定する電流計測手段と、装置内部の状況を外部に報知する情報出力手段を具備し、前記ケーブルあるいは前記モータで発生した地絡個所を調査する際に、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの複数の前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する複数の前記ケーブルに電流を発生させ、前記スイッチ素子を同時にオンしている期間あるいはその直後の複数の相の出力電流値を測定し、前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率に基づいて、地絡箇所を判定し、前記判定の結果を外部に報知する電力変換装置。
　（付記２）
  付記１の電力変換装置であって、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの３つの前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する３本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
　（付記３）
  付記２の電力変換装置であって、複数の前記ケーブルの電流計測に失敗した場合は、反対側のアームを同時にオンにして、接続する３本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
　（付記４）
  付記３の電力変換装置であって、複数の前記ケーブルの電流計測に失敗した場合は、一定時間待機してから、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの３つの前記スイッチ素子を同時にオンすることで接続する３本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
　（付記５）
  付記１の電力変換装置であって、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームかあるいは下アームのいずれか片方のアームの２つの前記スイッチを同じ時間にオンすることで接続する２本の前記ケーブルの複数に電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
　（付記６）
  付記５の電力変換装置であって、複数の前記ケーブルの電流計測に失敗した場合は、反対側のアームを同時にオンにして、接続する２本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
　（付記７）
  付記６の電力変換装置であって、複数の前記ケーブルの電流計測に失敗した場合は、一定時間待機してから、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームかあるいは下アームのいずれか片方のアームの２つの前記スイッチ素子を同時にオンすることで接続する２本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
　（付記８）
  付記１の電力変換装置であって、出力電流値が最大である相を地絡が発生している相と判定することを特徴とする電力変換装置
　（付記９）
  付記１の電力変換装置であって、前記ドライバ回路は、前記出力電流値が過電流しきい値を超えることで過電流を検知する過電流検知回路を具備し、過電流を検知したときに自動的にスイッチ素子を遮断する過電流保護機能を備えていることを特徴とする電力変換装置。
　（付記１０）
  付記９の電力変換装置であって、前記複数のスイッチ素子をオンにしている期間の出力電流の増加速度が速い場合には、前記複数の過電流保護回路のうち最初に過電流を検知した過電流保護回路がある相を最大電流の相と判定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１１）
  付記１の電力変換装置であって、３つの相の出力電流量を計測する電流センサと、その電流値を読み取って前記制御回路に各相の計測電流値を送信する電流計測回路を具備することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１２）
  付記１１の電力変換装置であって、前記計測電流値を比較し、その最大の値と最小の値から前記電流比率を計算することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１３）
  付記１１の電力変換装置であって、前記複数のスイッチをオンにしている期間の出力電流の増加速度が速い場合には、過電流検出のタイミングで過電流を検出した相と異なる相での電流計測を行い、過電流しきい値と、計測電流値との比率を前記電流比率として計算することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１４）
  付記１の電力変換装置であって、２つの相の出力電流量を計測する電流センサと、その電流値を読み取って前記制御回路に各相の計測電流値を送信する電流計測回路を具備することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１５）
  付記１４の電力変換装置であって、前記計測電流値を比較し、値が大きく異なる場合は、その最大の値と最小の値から前記電流比率を計算し、値が同程度の場合は、再度、過電流検出のタイミングで過電流を検出した相と異なる相での電流計測を行い、過電流しきい値と、計測電流値との比率を前記電流比率として計算することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１６）
  付記１４の電力変換装置であって、前記複数のスイッチ素子をオンにしている期間の出力電流の増加速度が速い場合には、過電流検出のタイミングで過電流を検出した相と異なる相での電流計測を行い、過電流しきい値と、計測電流値との比率を前記電流比率として計算することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１７）
  付記２の電力変換装置であって、前記制御回路に、前記ケーブルのインダクタンス値情報と前記モータのインダクタンス値情報を記憶した記憶部を備え、その記憶情報と前記電流比率に基づいて、地絡箇所がケーブル上かモータ上かを判定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１８）
  付記１７の電力変換装置であって、前記電流比率は、最小電流値を最大電流値で除算した値であって、複数の前記インダクタンス値情報から求められたしきい値より小さい場合は地絡箇所がケーブル上、大きい場合は地絡箇所がモータ上と判定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記１９）
  付記１８の電力変換装置であって、ケーブル１本のインダクタンス値Ｌｃ、モータ１相分の巻線インダクタンスがＬｍであるとき、前記しきい値はＬｃ＋３Ｌｍであることを特徴とする電力変換装置。
　（付記２０）
  付記１９の電力変換装置であって、前記電流比率の前記しきい値に対する割合から、ケーブル上およびモータ上の地絡位置を特定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記２１）
  付記５の電力変換装置であって、前記制御回路に事前に前記ケーブルのインダクタンス値情報と前記モータのインダクタンス値情報を記憶した記憶部を備え、その記憶情報と電流比率を比較して、地絡箇所がケーブル上かモータ上かを判定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記２２）
  付記２１の電力変換装置であって、前記電流比率は、最小電流値を最大電流値で除算した値であって、複数の前記インダクタンス値情報から求められたしきい値より小さい場合は地絡箇所がケーブル上、大きい場合は地絡箇所がモータ上と判定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記２３）
  付記２２の電力変換装置であって、ケーブル１本のインダクタンス値Ｌｃ、モータ１相分の巻線インダクタンスがＬｍであるとき、前記しきい値はＬｃ＋２Ｌｍであることを特徴とする電力変換装置。
　（付記２４）
  付記２３の電力変換装置であって、前記電流比率の前記しきい値に対する割合から、ケーブル上およびモータ上の地絡位置を特定することを特徴とする電力変換装置。
　（付記２５）
  付記１の電力変換装置であって、前記情報出力手段は表示器で構成され、判定結果を表示することを特徴とする電力変換装置。
　（付記２６）
  付記１の電力変換装置であって、前記情報出力手段は送信機で構成され、判定結果を装置外部に送信する特徴とする電力変換装置。
　（付記２７）
  付記１の電力変換装置であって、前記ケーブルと前記モータ巻線のインダクタンス値を入力するための、入力器を備えることを特徴とする電力変換装置。
　（付記２８）
  付記１の電力変換装置であって、前記ケーブルと前記モータ巻線のインダクタンス値を入力するための、受信機を備えることを特徴とする電力変換装置。
　（付記２９）
  付記１の電力変換装置であって、前記スイッチがＩＧＢＴであることを特徴とする電力変換装置。
　（付記３０）
  付記１の電力変換装置であって、前記スイッチがＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
　（付記３１）
  付記１の電力変換装置であって、前記スイッチがＳｉＣやＧａＮなどのワイドギャップ半導体で形成されたスイッチであることを特徴とする電力変換装置。
　ＳＷ、ＳＷｕ、ＳＷｖ、ＳＷｗ、ＳＷｘ、ＳＷｙ、ＳＷｚ…スイッチ、ＤＩ、ＤＩｕ、ＤＩｖ、ＤＩｗ、ＤＩｘ、ＤＩｙ、ＤＩｚ…ダイオード、ＳＤ、ＳＤｕ、ＳＤｖ、ＳＤｗ、ＳＤｘ、ＳＤｙ、ＳＤｚ…スイッチ駆動回路（ドライバ回路）、ＭＣ、ＭＣｕ、ＭＣｖ、ＭＣｗ…モータケーブル、ＭＴ…モータ、ＴＣ…電源ケーブル、ＴＲＮ…トランス、ＥＴ…大地および中性線、１００…電力変換装置、１０２…順変換器回路、１０３…平滑コンデンサ、１０４…逆変換器回路、１０５…制御回路、１０６…入力器、１０７…受信機、１０８…表示器、１０９…送信機、１１０ｕ、１１０ｖ、１１０ｗ…電流センサ、１１１…電流計測回路、１２１…電流比率計算部、１２２…インダクタンス値記憶部、１２３…地絡箇所判定部、１３１…デコーダ、１３２…ＬＥＤドライバ、１３３…ＬＥＤセグメント、１４１…変調器、１４２…増幅器、１４３…アンテナ、１５１…論理回路、１５２…ゲート駆動アンプ、１５３…ゲート抵抗、１５４…コンパレータ、１５５…キャパシタ、１５６…キャパシタ充電用抵抗、１５７…キャパシタ放電用スイッチ、１５８…ダイオード、１５９、１６０…定電圧源。

Claims (15)

  1. 　半導体で形成された複数のスイッチ素子を具備しそれらのオンオフ制御によって３相のケーブルで接続された３相のモータを駆動する電力変換装置であって、
    　電源からの交流電力を直流電力に変換する順変換器回路と、
    前記モータへ供給する電流を制御する３つのハーフブリッジ回路で構成された逆変換器回路と、
    前記ハーフブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子を駆動するための複数のドライバ回路と、
    前記ドライバ回路を制御するための制御回路と、
    前記逆変換器回路の複数の相の出力電流値を測定する電流計測手段と、
    装置内部の状況を外部に報知する情報出力手段を具備し、
    　前記ケーブルあるいは前記モータで発生した地絡個所を調査する際に、
    前記逆変換器回路は、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの複数の前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する複数の前記ケーブルに電流を発生させ、
    前記電流計測手段は、前記スイッチ素子を同時にオンしている期間あるいはその直後の複数の相の出力電流値を測定し、
    前記制御回路は、前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率に基づいて、地絡箇所を判定し、
    前記情報出力手段は、前記判定の結果を外部に報知する電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記逆変換器回路は、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの３つの前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する３本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記逆変換器回路は、前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの２つの前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する２本の前記ケーブルに電流を発生させることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、出力電流値が最大である相を地絡が発生している相と判定することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記ドライバ回路は、前記出力電流値が過電流しきい値を超えることで過電流を検知する過電流検知回路を具備し、過電流を検知したときに自動的にスイッチ素子を遮断する過電流保護機能を備えていることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項５に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、前記複数のスイッチ素子をオンにしている期間の出力電流の増加速度が速い場合には、前記複数の過電流保護回路のうち最初に過電流を検知した過電流保護回路がある相を最大電流の相と判定することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記電流計測手段は、３つの相の出力電流量を計測する電流センサと、その電流値を読み取って前記制御回路に各相の計測電流値を送信する電流計測回路を具備することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項７に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、前記計測電流値を比較し、その最大の値と最小の値から前記電流比率を計算することを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記電流計測手段は、２つの相の出力電流量を計測する電流センサと、その電流値を読み取って前記制御回路に各相の計測電流値を送信する電流計測回路を具備することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項９に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、前記計測電流値を比較し、値が大きく異なる場合は、その最大の値と最小の値から前記電流比率を計算し、値が同程度の場合は、再度、過電流検出のタイミングで過電流を検出した相と異なる相での電流計測を行い、過電流しきい値と、計測電流値との比率を前記電流比率として計算することを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路に、前記ケーブルのインダクタンス値情報と前記モータのインダクタンス値情報を記憶した記憶部を備え、その記憶情報と前記電流比率に基づいて、地絡箇所がケーブル上かモータ上かを判定することを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１に記載の電力変換装置であって、
    　前記電流比率は、最小電流値を最大電流値で除算した値であって、複数の前記インダクタンス値情報から求められたしきい値より小さい場合は地絡箇所がケーブル上、大きい場合は地絡箇所がモータ上と判定することを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換装置であって、
    　前記電流比率の前記しきい値に対する割合から、ケーブル上およびモータ上の地絡位置を特定することを特徴とする電力変換装置。
  14. 　電源からの交流電力を直流電力に変換する順変換器回路と、モータへ供給する電流を制御する３つのハーフブリッジ回路で構成された逆変換器回路と、前記ハーフブリッジ回路を構成する複数のスイッチ素子を駆動するための複数のドライバ回路と、前記ドライバ回路を制御するための制御回路と、前記逆変換器回路の複数の相の出力電流値を測定する電流計測手段を具備し、３相のモータを駆動する電力変換装置に接続された、ケーブルあるいはモータの地絡箇所判定方法であって、
    　前記３つのハーフブリッジ回路の上アームあるいは下アームのいずれか片方のアームの複数の前記スイッチ素子を同時にオンすることで、接続する複数の前記ケーブルに電流を発生させるステップと、
    前記スイッチ素子を同時にオンしている期間あるいはその直後の複数の相の出力電流値を測定するステップと、
    前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率に基づいて、地絡箇所を判定するステップと、
    を備える地絡箇所判定方法。
  15. 　請求項１４に記載の地絡箇所判定方法であって、
    　前記地絡箇所を判定するステップは、前記ケーブルのインダクタンス値情報と前記モータのインダクタンス値情報とに基づいて定まるしきい値と、前記複数の相の出力電流値の最大値と最小値の電流比率とを比較することにより、地絡箇所を判定することを特徴とする地絡箇所判定方法。
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