WO2017150689A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2017150689A1
WO2017150689A1 PCT/JP2017/008361 JP2017008361W WO2017150689A1 WO 2017150689 A1 WO2017150689 A1 WO 2017150689A1 JP 2017008361 W JP2017008361 W JP 2017008361W WO 2017150689 A1 WO2017150689 A1 WO 2017150689A1
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motor
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光 大塚
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アスモ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device.
  • a control device for a brushless DC motor (hereinafter abbreviated as “motor”) used in a blower motor of a vehicle air conditioner causes the inverter circuit to generate a voltage having a duty ratio corresponding to the target rotational speed, and the generated voltage is supplied to the motor. Applied to the coil.
  • motor a brushless DC motor
  • the inverter circuit 40 includes a switching element, and generates a voltage to be applied to the motor coil by PWM (Pulse Width Modulation) that adjusts the voltage by modulating the DC voltage of the power supply into a pulsed waveform by turning on and off the switching element. To do. However, noise may be generated from the motor in accordance with PWM control.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2013-62933 discloses an invention of an electric compressor that randomly switches a carrier frequency of a PWM signal by spread spectrum when generating a PWM signal from a signal wave and a carrier wave.
  • Embodiments of the present invention have been made in view of the above facts, and an object of the present invention is to provide a motor drive device capable of sequentially changing a PWM carrier frequency without requiring modification of an existing circuit. .
  • the present disclosure includes a plurality of switching elements each controlled to be turned on / off by a pulse width modulation signal, and a driving unit that drives a motor with a driving voltage according to the on / off state of the plurality of switching elements.
  • the pulse width modulation signal is generated based on a signal selected from a plurality of predetermined signals each having a different frequency and a command signal, and the pulse width modulation signal is generated.
  • a control unit that controls on / off states of the plurality of switching elements of the driving unit.
  • This motor driving device generates a pulse width modulation signal based on a command signal at a cycle according to one frequency selected from a plurality of predetermined frequency signals. Since the process of selecting a signal having a frequency of 1 from a predetermined frequency can be performed by changing the program of the control unit, it is possible to sequentially change the PWM carrier frequency without changing the existing circuit. Become.
  • control unit sequentially selects one signal so as not to overlap from the plurality of predetermined signals, and after selecting the last one of the plurality of predetermined signals, The selection of one signal in order so as not to overlap from the first selected signal is repeated.
  • control unit randomly selects one signal from the plurality of predetermined signals.
  • the process of randomly selecting one signal from a plurality of signals can be performed by changing the control unit program. Therefore, according to this motor drive device, it is possible to sequentially change the PWM carrier frequency without the need to change the existing circuit.
  • control unit determines one signal among the plurality of predetermined signals as a reference signal, and is generated using a pulse width modulation signal based on a signal other than the reference signal.
  • the pulse width modulation signal generated based on a signal other than the reference signal is corrected so that the drive voltage is the same as the drive voltage generated using the pulse width modulation signal based on the reference signal.
  • control unit has a real value that eliminates the influence of dead time in each of a pulse width modulation signal based on the reference signal and a pulse width modulation signal based on a signal other than the reference signal.
  • a pulse width modulation signal based on a signal other than the reference signal is corrected so as to be the same.
  • the present disclosure includes a rotation speed detection unit that detects a rotation speed of the motor, and the control unit detects a target rotation speed indicated by the command value and an actual rotation speed of the motor detected by the rotation speed detection unit.
  • the motor drive voltage is calculated so as to eliminate the deviation.
  • the actual rotation of the motor is calculated by calculating the drive voltage by PI control (Proportional-Integral Controller) that eliminates the deviation between the rotation speed indicated by the command signal and the actual rotation speed of the motor.
  • PI control Proportional-Integral Controller
  • the rotational speed of the motor can be controlled in consideration of the speed.
  • Carrier frequency in the second embodiment is a schematic diagram showing an example of the correction of the PWM signal in the case of f 1 kHz. It is explanatory drawing which showed the case where 1 period of PWM is long. It is explanatory drawing which showed the case where 1 period of PWM is short.
  • FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a configuration of a motor unit 10 using a motor driving device 20 according to the present embodiment.
  • the motor unit 10 according to the present embodiment in FIG. 1 is a so-called blower motor unit used for blowing air from an in-vehicle air conditioner as an example.
  • the motor unit 10 relates to a three-phase motor having an outer rotor structure in which a rotor 12 is provided outside a stator 14.
  • the stator 14 is an electromagnet in which a lead wire is wound around a core member, and constitutes three phases of a U phase, a V phase, and a W phase.
  • Each of the U-phase, V-phase, and W-phase of the stator 14 generates a so-called rotating magnetic field by switching the polarity of the magnetic field generated by the electromagnet under the control of the motor drive device 20 described later.
  • a rotor magnet is provided inside the rotor 12 (not shown), and the rotor magnet rotates the rotor 12 by responding to the rotating magnetic field generated in the stator 14.
  • the rotor 12 is provided with a shaft 16 and rotates integrally with the rotor 12.
  • the shaft 16 is provided with a multi-blade fan such as a so-called sirocco fan, and the multi-blade fan rotates with the shaft 16 so that air can be blown in the vehicle-mounted air conditioner. Become.
  • the stator 14 is attached to the motor driving device 20 via the upper case 18.
  • the motor drive device 20 includes a substrate 22 of the motor drive device 20 and a heat sink 24 that dissipates heat generated from elements on the substrate 22.
  • a lower case 60 is attached to the motor unit 10 including the rotor 12, the stator 14, and the motor driving device 20.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the motor drive device 20 according to the present embodiment.
  • the inverter circuit 40 switches power supplied to the coil of the stator 14 of the motor 52.
  • the inverter FETs 44A and 44D switch the power supplied to the U-phase coil 14U
  • the inverter FETs 44B and 44E switch to the V-phase coil 14V
  • the inverter FETs 44C and 44F switch the power supplied to the W-phase coil 14W.
  • the drains of the inverter FETs 44A, 44B, and 44C are connected to the positive electrode of the on-vehicle battery 80 via the noise removing choke coil 46.
  • the sources of the inverters FET 44D, 44E, and 44F are connected to the negative electrode of the battery 80 through the reverse connection prevention FET 48.
  • the Hall element 12B detects the magnetic field of the rotor magnet 12A or the sensor magnet provided coaxially with the shaft 16.
  • the microcomputer 32 detects the rotational speed and position (rotational position) of the rotor 12 based on the magnetic field detected by the Hall element 12B, and controls switching of the inverter circuit 40 according to the rotational speed and rotational position of the rotor 12. .
  • the microcomputer 32 receives a command signal including a speed command value related to the rotational speed of the rotor 12 from the air conditioner ECU 82 that controls the air conditioner in response to the switch operation of the air conditioner.
  • the microcomputer 32 is connected to a voltage dividing circuit 54 constituted by a thermistor 54 ⁇ / b> A and a resistor 54 ⁇ / b> B, and a current detection unit 56 provided between the inverter circuit 40 and the negative electrode of the battery 80.
  • the resistance value of the thermistor 54 ⁇ / b> A constituting the voltage dividing circuit 54 changes according to the temperature of the circuit board 22. Therefore, the voltage of the signal output from the voltage dividing circuit 54 changes according to the temperature of the circuit board 22.
  • the microcomputer 32 calculates the temperature of the substrate 22 based on the change in the voltage of the signal output from the voltage dividing circuit 54.
  • the current detector 56 has a shunt resistor 56A having a resistance value of about 0.2 m ⁇ to several ⁇ , and an amplifier 56B that amplifies the potential difference between both ends of the shunt resistor 56A and outputs a voltage value proportional to the current of the shunt resistor 56A as a signal.
  • the signal output from the amplifier 56B is input to the temperature protection control unit 62 of the microcomputer 32.
  • the temperature protection control unit 62 calculates the current of the inverter circuit 40 based on the signal output from the amplifier 56B.
  • the signal from the voltage dividing circuit 54 including the thermistor 54A, the signal output from the current detection unit 56, and the signal output from the Hall element 12B are input to the temperature protection control unit 62 in the microcomputer 32.
  • the temperature protection control unit 62 calculates the element temperature of the substrate 22 and the current of the inverter circuit 40 based on the input signals.
  • the temperature protection control unit 62 is connected to a battery 80 as a power source, and the temperature protection control unit 62 detects the voltage of the battery 80 as a power supply voltage value.
  • the SI signal which is a command signal from the air conditioner ECU 82, is input to the rotation speed information unit 72 in the microcomputer 32, and a target rotation speed based on the SI signal is calculated.
  • a signal output from the Hall element 12B is also input to the rotation speed information section 72, and the actual rotation speed of the rotor 12 is calculated.
  • the rotation speed information unit 72 outputs the calculated target rotation speed and actual rotation speed information to the PI duty calculation unit 74.
  • the PI duty calculation unit 74 is a so-called duty ratio of a voltage applied to the coil of the stator 14 when the actual rotation speed is changed to the target rotation speed from the target rotation speed calculated by the rotation speed information unit 72 and the actual rotation speed. Calculated by PI control.
  • the PI duty calculation unit 74 calculates the duty ratio of the voltage at the target rotation speed based on the proportional relationship between the deviation between the target rotation speed and the actual rotation speed and the deviation between the voltage at the target rotation speed and the voltage at the actual rotation speed. .
  • the PI duty calculation unit 74 eliminates the residual deviation by deviation integration when a residual deviation occurs only with the above-described proportional relationship.
  • the PI duty calculation unit 74 generates a rectangular wave signal indicating the calculated duty ratio and outputs it to the PWM duty calculation unit 66.
  • the signal output from the Hall element 12B is also input to the electrical angle position information unit 76, and the position of the rotor 12 is calculated.
  • the position information of the rotor 12 calculated by the electrical angle position information unit 76 is output to the PWM duty calculation unit 66.
  • the PWM duty calculation unit 66 generates a PWM signal based on the rectangular wave signal generated by the PI duty calculation unit 74 and the position information of the rotor 12 calculated by the electrical angle position information unit 76. Specifically, the phase of the rectangular wave signal generated by the PI duty calculation unit 74 is synchronized with the position information of the rotor 12 calculated by the electrical angle position information unit 76.
  • the PWM duty calculator 66 outputs the generated PWM signal to the pre-driver 78.
  • the pre-driver 78 amplifies the input PWM signal to create an FET gate signal, and applies it to each gate of the inverter FETs 44A to 44F of the inverter circuit 40.
  • the PWM signal calculated by the PWM duty calculator 66 is input to the temperature protection controller 62.
  • the temperature protection control unit 62 outputs the PWM signal calculated by the PWM duty calculation unit 66 based on the temperature of the element of the substrate 22, the rotational speed of the rotor 12, and the load on the circuit of the motor 52 and the motor driving device 20. It is determined whether the duty ratio is appropriate. When the duty ratio of the PWM signal calculated by the PWM duty calculator 66 is excessive, the temperature protection controller 62 corrects the duty ratio of the PWM signal and feeds it back to the PWM duty calculator 66.
  • the load of the motor and circuit is, for example, the current or power supply voltage of the inverter circuit 40.
  • a memory 68 that is a storage device is connected to the temperature protection control unit 62.
  • the memory 68 stores a limit value and the like for limiting the duty ratio when the motor 52 and the circuit are overloaded.
  • FIG. 3 is a functional block diagram of the motor drive device 20 according to the present embodiment.
  • the rotation speed information unit 72 receives an SI signal, which is a rotation speed command signal, from the air conditioner ECU 82.
  • the target speed calculation unit 64A calculates the target rotation speed of the motor 52 from the input SI signal.
  • the actual rotational speed that is the actual rotational speed of the motor 52 is calculated by the rotational speed information unit 72 from a signal corresponding to the magnetic field of the sensor magnet or the rotor magnet 12A detected by the Hall element 12B.
  • the actual rotation speed calculated by the rotation speed information section 72 is input to the PI duty calculation section 74 together with the target rotation speed calculated by the rotation speed information section 72.
  • the PI duty calculation unit 74 calculates the duty ratio of the voltage applied to the coil of the stator 14 by PI control so that the deviation between the target rotation speed calculated by the rotation speed information unit 72 and the actual rotation speed is eliminated. Further, the PI duty calculation unit 74 generates a rectangular wave signal having a cycle according to the carrier frequency and indicating the duty ratio calculated by the PI control.
  • the PI duty calculation unit 74 changes the carrier wave frequency related to the generation of the rectangular wave signal for each control cycle of the microcomputer 32.
  • the carrier frequency of the PWM signal is changed in five stages, for example, f 1 kHz, f 2 kHz, f 3 kHz, f 4 kHz, and f 5 kHz.
  • signals having a frequency of 1 are sequentially selected from f 1 kHz, f 2 kHz, f 3 kHz, f 4 kHz, and f 5 kHz so that the frequencies do not overlap.
  • the signal of 1 frequency is selected so as not to overlap with the signal of the frequency selected first. Repeat the selection sequentially.
  • the mode of frequency change is selected and changed in order from low frequency to high frequency, for example, f 1 kHz ⁇ f 2 kHz ⁇ f 3 kHz ⁇ f 4 kHz ⁇ f 5 kHz for each control cycle of the microcomputer 32. To do. Then, f 1 kHz which is the lowest frequency is selected in the control cycle subsequent to the control cycle in which f 5 kHz which is the highest frequency is selected, and thereafter, the frequency is changed again from low frequency to high frequency again.
  • the frequency may be selected and changed in order from high frequency to low frequency, such as f 5 kHz ⁇ f 4 kHz ⁇ f 3 kHz ⁇ f 2 kHz ⁇ f 1 kHz. Then, f 5 kHz which is the highest frequency is selected in the control cycle subsequent to the control cycle in which f 1 kHz which is the lowest frequency is selected, and thereafter, the frequency is changed again from high frequency to low frequency again.
  • f 5 kHz is the highest frequency in the lowest frequency
  • f 1 kHz one frequency is selected in order from the lowest frequency to the highest frequency next to f 1 kHz.
  • the frequency may be changed by randomly selecting from f 1 kHz, f 2 kHz, f 3 kHz, f 4 kHz, and f 5 kHz for each control period of the microcomputer 32.
  • the PI duty calculator 74 selects a frequency of f 4 kHz and generates a rectangular wave signal indicating the duty ratio calculated by PI control.
  • the rectangular wave signal generated by the PI duty calculation unit 74 is output to the PWM duty calculation unit 66.
  • the generation of the rectangular wave signal indicating the duty ratio calculated by the PI control by the PI duty calculation unit 74 is based on a known technique, and a carrier wave signal whose waveform is a triangular wave and a signal indicating the duty ratio calculated by the PI control, Are compared using a circuit such as a comparator. For example, a high-level signal is output from a circuit such as a comparator if the signal indicating the duty ratio is small with respect to the carrier signal, and a low-level signal is output if the signal indicating the duty ratio is large relative to the carrier signal. Thus, a rectangular wave signal having a period according to the carrier frequency and indicating the duty ratio calculated by the PI control is generated.
  • the signal output from the Hall element 12B is also input to the electrical angle position information unit 76, and the position of the rotor 12 is calculated.
  • the position information of the rotor 12 calculated by the electrical angle position information unit 76 is output to the PWM duty calculation unit 66.
  • the PWM duty calculation unit 66 generates a PWM signal for controlling the inverter circuit 40 based on the rectangular wave signal generated by the PI duty calculation unit 74 and the position information of the rotor 12 calculated by the electrical angle position information unit 76.
  • the pre-driver 78 amplifies the input PWM signal to generate an FET gate signal for switching each of the inverters FETs 44A to 44F, and applies it to the gate of each of the inverters FETs 44A to 44F.
  • the inverter circuit 40 which is a three-phase inverter, switches the inverters FETs 44A to 44F in accordance with the FET gate signal output from the pre-driver 78, and generates a voltage to be applied to the coil of the motor 52 from the power supplied from the battery 80.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an example of PI duty calculation processing in the PI duty calculation unit 74 of the motor drive device 20 according to the present embodiment. The process of FIG. 4 is started when the microcomputer 32 shifts to a new control cycle, and returns with the end of the control cycle.
  • step 400 the target rotation speed and the actual rotation speed calculated by the rotation speed information unit 72 are acquired.
  • step 402 the carrier frequency is changed.
  • the mode of changing the carrier frequency from the frequency in the immediately preceding control cycle may be changed stepwise from a lower frequency to a higher frequency, or may be changed stepwise from a higher frequency to a lower frequency. Good. Furthermore, you may select at random for every control period.
  • step 404 the duty ratio of the voltage applied to the coil of the stator 14 is calculated by PI control so that the deviation between the target rotation speed calculated by the rotation speed information unit 72 and the actual rotation speed is eliminated.
  • step 406 a rectangular wave signal related to PWM is generated based on the carrier wave signal having the frequency changed in step 402 and the duty ratio calculated in step 404, and the process returns.
  • noise accompanying PWM control can be reduced by changing the carrier wave frequency related to generation of the rectangular wave signal indicating the duty ratio for each control cycle of the microcomputer 32.
  • the frequency is changed by selecting one frequency from a plurality of predetermined frequencies.
  • the frequency is set randomly from the range of frequencies in which the upper limit value, the intermediate value, and the lower limit value are set.
  • an integrated circuit dedicated to spread spectrum is essential.
  • the integrated circuit In order to incorporate the integrated circuit into an existing motor drive device, it is necessary to change the circuit configuration of the motor drive device, and cost, time and labor are required for practical use.
  • one frequency is selected from a finite number of frequency options, and this can be dealt with by changing a program that operates the microcomputer 32.
  • an integrated circuit dedicated to spread spectrum is not necessary, and costs, time, and labor for incorporating the integrated circuit into an existing motor driving device are not required.
  • the frequency before the change and the frequency after the change are set by widening the interval between adjacent frequencies such as f 1 kHz, f 2 kHz, f 3 kHz, f 4 kHz, and f 5 kHz. It is possible to avoid the situation that the frequency of When the frequency before the change and the frequency after the change are approximated, the sideband frequencies accompanying the frequency before the change and the frequency after the change may be superimposed with each other, and noise may be deteriorated. By setting the interval between adjacent frequencies wide, it is possible to prevent the sideband frequencies from being superimposed.
  • the noise generated from the motor 52 is reduced by changing the carrier wave frequency related to the generation of the PWM signal for each control cycle of the microcomputer 32.
  • the carrier frequency related to the generation of the PWM signal is changed, the duty ratio of the voltage applied to the motor 52 may fluctuate, and noise may be generated from the motor 52.
  • a reference frequency of f 1 kHz, f 2 kHz, f 3 kHz, f 4 kHz, f 5 kHz is set to 1 and based on a PWM signal according to a frequency other than the reference frequency.
  • the generated voltage is set to be the same as the voltage generated based on the PWM signal having a period according to the reference frequency.
  • the motor control microcomputer In order to prevent a through current from flowing in series connected FETs, such as the inverter FET 44A and the inverter FET 44D, the motor control microcomputer must have a dead time that does not turn on the FET in the rectangular wave of the PWM signal. It is supposed to be provided. Due to the existence of this dead time, the actual value of the duty ratio that affects the rotation of the motor 52 changes when the period of the PWM signal differs.
  • FIG. 5A shows a PWM signal when the carrier frequency is f 1 kHz
  • FIG. 5B shows a PWM signal when the carrier frequency is f 3 kHz.
  • the dead time D f1 is subtracted from the command PWM duty and divided by one period P f1 as shown in the following equation (1).
  • the value obtained is the actual PWM duty D rf1 at the frequency f 1 kHz.
  • D rf1 (P f1 ⁇ X ⁇ D f1 ) / P f1 (1)
  • the greater the carrier frequency the shorter the period of the rectangular wave, so the effect on the actual PWM duty due to the dead time becomes significant.
  • the influence of the dead time on the actual PWM duty can be suppressed.
  • the microcomputer 32 it is necessary to change the specification of the microcomputer 32.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of the motor driving device 120 according to the present embodiment.
  • the motor driving device 120 according to the present embodiment is different from the first embodiment only in the PWM duty calculation unit 166, but the other configuration is the same as that of the first embodiment, so the configuration other than the PWM duty calculation unit 166 is detailed. Description is omitted.
  • a correction value that suppresses the effect on the actual PWM duty due to the dead time being a fixed value is calculated for each frequency, and the duty ratio calculated by the PI duty calculation unit 74 is corrected with these correction values. .
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing an example of PWM signal correction when the carrier frequency is f 1 kHz.
  • any one of the frequencies f 1 kHz, f 2 kHz, f 3 kHz, f 4 kHz, and f 5 kHz is set as a reference frequency, and the PWM signal at the reference frequency has a correction value of 0. Therefore, the correction value at each frequency is calculated from the viewpoint of how much the PWM signal at the other frequency is different from the actual PWM duty of the reference frequency.
  • the actual PWM duty at the frequency f 1 kHz is the above formula ( 1)
  • D rf1 [(P f1 ⁇ X + ⁇ (D f1 / P f1 ) ⁇ (D f3 / P f3 ) ⁇ ⁇ D f1 ) / P f1 ] (5)
  • a substantially PWM duty D rf1 at frequency f 1 kHz, substantially PWM duty D at frequency f 3 kHz rf3 can be corrected to the same value.
  • the actual PWM duty at each frequency can be calculated by changing D f1 and P f1 in the equations (4) and (5) to values at other frequencies. Therefore, it is possible to make the actual PWM duty at each frequency the same without changing the hardware of the microcomputer 32 or the like.
  • the present embodiment it is possible to sequentially change the PWM carrier frequency without the need to change the existing circuit, and even when the carrier frequency is changed, the PWM signal is applied to the motor 52. Therefore, the rotation control of the motor 52 can be stably executed.

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Abstract

所定制御周期で制御を行うマイコンのＰＩデューティ算出部は、回転数情報部が算出した目標回転速度と実回転速度とから、モータのコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する。そして、ＰＩデューティ算出部は、１の制御周期の開始と共に予め定められた複数の周波数から選択した１の周波数に従った周期を有し、かつ算出したデューティ比を示す矩形波信号を生成してＰＷＭデューティ算出部に出力する。ＰＷＭデューティ算出部は、ＰＩデューティ算出部が出力した矩形波信号及び電気角位置情報部が算出したモータのロータの位置情報に基づいて、インバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。

Description

モータ駆動装置
　本発明は、モータ駆動装置に関する。
　車両用エアコンのブロアモータ等に用いられるブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と略記）の制御装置は、目標回転速度に対応したデューティ比の電圧をインバータ回路に生成させ、生成させた電圧をモータのコイルに印加している。
　インバータ回路４０は、スイッチング素子を含み、スイッチング素子をオンオフさせて電源の直流電圧をパルス状の波形に変調して電圧調整をするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により、モータのコイルに印加する電圧を生成する。しかしながら、ＰＷＭの制御に伴ってモータからノイズが発生する場合がある。
　ＰＷＭに起因するノイズを抑制するには、ＰＷＭによって生成される電圧の波形の１周期を逐次変更するスペクトラム拡散が有効である。電圧の波形の１周期を変更するには、スイッチング素子をオンオフさせるためのＰＷＭ信号の生成に係る搬送波周波数を変更する。搬送波周波数を変更することにより、ＰＷＭを原因とするモータからの騒音は短時間毎に変化して一様に拡散されるので、モータからのノイズが低減される。
　電圧の波形の１周期が変更になっても、電圧の波形の１周期に対するスイッチング素子がオンになったことで生じる１のパルスの時間の割合であるデューティ比が同じであれば、理論上は、モータのコイルに印加される電圧の実効値は変わらない。図８Ａは、ＰＷＭの１周期が長い場合、図８ＢはＰＷＭの１周期が短い場合を各々示しているが、デューティ比はいずれもＸ％なので、モータのコイルに印加される電圧の実効値は理論上は同じになる。
　特開２０１３－６２９３３号公報には、信号波と搬送波とからＰＷＭ信号を生成する際に、ＰＷＭ信号の搬送波周波数をスペクトラム拡散によってランダムに切り換える電動コンプレッサの発明が開示されている。
　しかしながら、特開２０１３－６２９３３号公報に記載の技術では、スペクトラム拡散専用の集積回路が別途必要であり、実装すべき部品が増えることで、製品の製造コストが嵩むという問題があった。さらに、スペクトラム拡散専用の集積回路を実装するには、モータ駆動装置の回路を変更する必要があり、回路変更には時間と手間がかかるという問題があった。
　本発明の実施形態は、上記事実を考慮してなされたもので、既存回路の変更を要さずにＰＷＭの搬送波周波数を逐次変更することが可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
　前記課題を解決するために、本開示は、パルス幅変調信号により各々オンオフ制御される複数のスイッチング素子を備え、前記複数のスイッチング素子のオンオフ状態に応じた駆動電圧でモータを駆動する駆動部と、所定周期で繰り返し動作し、動作開始時に、各々周波数が異なる複数の予め定められた信号から選択した信号及び指令信号に基づいてパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号を用いて前記駆動部の前記複数のスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御部と、を含んでいる。
　このモータ駆動装置は、予め定められた複数の周波数の信号から選択した１の周波数に従った周期で指令信号に基づいたパルス幅変調信号を生成している。予め定められた周波数から１の周波数の信号を選択する処理は、制御部のプログラムを変更することで可能なので、既存回路の変更を要さずにＰＷＭの搬送波周波数を逐次変更することが可能となる。
　また、本開示は、前記制御部は、前記複数の予め定められた信号から重複しないように１の信号を順次選択し、前記複数の予め定められた信号の最後の１つを選択した後は、最初に選択した信号から重複しないように１の信号を順次選択することを繰り返す。
　複数の信号から周波数の重複を避けて１の信号を選択する処理は、制御部のプログラムを変更することで可能となる。従って、このモータ駆動装置によれば、既存回路の変更を要さずにＰＷＭの搬送波周波数を逐次変更することが可能となる。
　また、本開示は、前記制御部は、前記複数の予め定められた信号からランダムに１の信号を選択する。
　複数の信号からランダムに１の信号を選択する処理は、制御部のプログラムを変更することで可能となる。従って、このモータ駆動装置によれば、既存回路の変更を要さずにＰＷＭの搬送波周波数を逐次変更することが可能となる。
　また、本開示は、前記制御部は、前記複数の予め定められた信号の中の１つの信号を基準信号として定め、該基準信号以外の信号に基づいたパルス幅変調信号を用いて生成される駆動電圧が、前記基準信号に基づいたパルス幅変調信号を用いて生成される駆動電圧と同じになるように、前記基準信号以外の信号に基づいて生成されたパルス幅変調信号を補正する。
　このモータ駆動装置によれば、ＰＷＭの搬送波周波数の変更により、モータに印加する電圧の実効値が変化した場合でも、基準周波数によるＰＷＭと同じ電圧をモータに印加できるので、モータの回転を円滑に制御できる。
　また、本開示は、前記制御部は、前記基準信号に基づいたパルス幅変調信号と、前記基準信号以外の信号に基づいたパルス幅変調信号との各々でデッドタイムの影響を排した実質値が同じになるように、前記基準信号以外の信号に基づいたパルス幅変調信号を補正する。
　このモータ駆動装置によれば、デッドタイムの影響により、ＰＷＭの搬送波周波数を変更した際にモータに印加する電圧の実効値が変化した場合でも、基準周波数によるＰＷＭと同じ電圧をモータに印加できるので、モータの回転を円滑に制御できる。
　また、本開示は、前記モータの回転速度を検出する回転速度検出部を含み、前記制御部は、前記指令値が示す目標回転速度と前記回転速度検出部によって検出された前記モータの実回転速度との偏差を解消するように前記モータの駆動電圧を算出する。
　このモータ駆動装置によれば、指令信号が示す回転速度とモータの実際の回転速度との偏差を解消するＰＩ制御（Proportional-Integral Controller）によって、駆動電圧を算出することにより、モータの実際の回転速度を鑑みたモータの回転速度の制御が可能になる。
第１実施形態に係るモータ駆動装置を用いたモータユニットの構成を示す概略図である。 第１実施形態に係るモータ駆動装置の概略を示す図である。 第１実施形態に係るモータ駆動装置の機能ブロック図である。 第１実施形態に係るモータ駆動装置のＰＩデューティ算出部におけるＰＩデューティ算出処理の一例を示したフローチャートである。 搬送波周波数がｆ1ｋＨｚの場合のＰＷＭ信号を示した説明図である。 搬送波周波数がｆ3ｋＨｚの場合のＰＷＭ信号を示した説明図である。 第２実施形態に係るモータ駆動装置の機能ブロック図である。 第２実施形態において搬送波周波数がｆ1ｋＨｚの場合のＰＷＭ信号の補正の一例を示した概略図である。 ＰＷＭの１周期が長い場合を示した説明図である。 ＰＷＭの１周期が短い場合を示した説明図である。
［第１実施形態］
　図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置２０を用いたモータユニット１０の構成を示す概略図である。図１の本実施形態に係るモータユニット１０は、一例として車載エアコンの送風に用いられる、いわゆるブロアモータのユニットである。
　本実施形態に係るモータユニット１０は、ステータ１４の外側にロータ１２が設けられた、アウターロータ構造の三相モータに係るものである。ステータ１４はコア部材に導線が巻かれた電磁石であって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相を構成している。ステータ１４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々は、後述するモータ駆動装置２０の制御により、電磁石で発生する磁界の極性が切り替えられることにより、いわゆる回転磁界を発生する。
　ロータ１２の内側（図示せず）にはロータマグネットが設けられており、ロータマグネットは、ステータ１４で生じた回転磁界に対応することにより、ロータ１２を回転させる。ロータ１２にはシャフト１６が設けられており、ロータ１２と一体になって回転する。図１には示していないが、本実施形態ではシャフト１６には、いわゆるシロッコファン等の多翼ファンが設けられ、当該多翼ファンがシャフト１６と共に回転することにより、車載エアコンにおける送風が可能となる。
　ステータ１４は、上ケース１８を介して、モータ駆動装置２０に取り付けられる。モータ駆動装置２０は、モータ駆動装置２０の基板２２と、基板２２上の素子から生じる熱を放散するヒートシンク２４とを備えている。ロータ１２、ステータ１４及びモータ駆動装置２０を含んで構成されるモータユニット１０には、下ケース６０が取り付けられる。
　図２は、本実施形態に係るモータ駆動装置２０の概略を示す図である。インバータ回路４０は、モータ５２のステータ１４のコイルに供給する電力をスイッチングする。例えば、インバータＦＥＴ４４Ａ、４４ＤはＵ相のコイル１４Ｕに、インバータＦＥＴ４４Ｂ、４４ＥはＶ相のコイル１４Ｖに、インバータＦＥＴ４４Ｃ、４４ＦはＷ相のコイル１４Ｗに、各々供給する電力のスイッチングを行う。
　インバータＦＥＴ４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃの各々のドレインは、ノイズ除去用のチョークコイル４６を介して車載のバッテリ８０の正極に接続されている。また、インバータＦＥＴ４４Ｄ、４４Ｅ、４４Ｆの各々のソースは、逆接防止ＦＥＴ４８を介してバッテリ８０の負極に接続されている。
　本実施形態では、シャフト１６と同軸に設けられたロータマグネット１２Ａ又はセンサマグネットの磁界をホール素子１２Ｂが検出する。マイコン３２は、ホール素子１２Ｂにより検出された磁界に基づいてロータ１２の回転速度及び位置（回転位置）を検出し、ロータ１２の回転速度及び回転位置に応じてインバータ回路４０のスイッチングの制御を行う。
　マイコン３２には、エアコンのスイッチ操作に対応してエアコンを制御するエアコンＥＣＵ８２からのロータ１２の回転速度に係る速度指令値を含む指令信号が入力される。また、マイコン３２には、サーミスタ５４Ａと抵抗５４Ｂとで構成された分圧回路５４と、インバータ回路４０とバッテリ８０の負極との間に設けられた電流検出部５６とが接続されている。
　分圧回路５４を構成するサーミスタ５４Ａは、回路の基板２２の温度に応じて抵抗値が変化するので、分圧回路５４が出力する信号の電圧は基板２２の温度に応じて変化する。マイコン３２は、分圧回路５４から出力される信号の電圧の変化に基づいて、基板２２の温度を算出する。
　電流検出部５６は、抵抗値が０．２ｍΩ～数Ω程度のシャント抵抗５６Ａと、シャント抵抗５６Ａの両端の電位差を増幅してシャント抵抗５６Ａの電流に比例する電圧値を信号として出力するアンプ５６Ｂとを含み、アンプ５６Ｂが出力した信号は、マイコン３２の温度保護制御部６２に入力される。温度保護制御部６２は、アンプ５６Ｂが出力した信号に基づいて、インバータ回路４０の電流を算出する。
　本実施形態では、サーミスタ５４Ａを含む分圧回路５４からの信号、電流検出部５６が出力した信号、及びホール素子１２Ｂが出力した信号は、マイコン３２内の温度保護制御部６２に入力される。温度保護制御部６２は、各々入力された信号に基づいて基板２２の素子の温度及びインバータ回路４０の電流等を算出する。また、温度保護制御部６２には、電源であるバッテリ８０が接続されており、温度保護制御部６２は、バッテリ８０の電圧を電源電圧値として検知する。
　エアコンＥＣＵ８２からの指令信号であるＳＩ信号は、マイコン３２内の回転数情報部７２に入力され、ＳＩ信号に基づいた目標回転速度が算出される。回転数情報部７２には、ホール素子１２Ｂが出力した信号も入力され、ロータ１２の実回転速度が算出される。回転数情報部７２は、算出した目標回転速度及び実回転速度の情報をＰＩデューティ算出部７４に出力する。
　ＰＩデューティ算出部７４は、回転数情報部７２が算出した目標回転速度と実回転速度とから、実回転速度を目標回転速度に変化させる場合にステータ１４のコイルに印加する電圧のデューティ比をいわゆるＰＩ制御によって算出する。ＰＩデューティ算出部７４は、目標回転速度と実回転速度との偏差と目標回転速度における電圧と実回転速度における電圧との偏差との比例関係に基づいて目標回転速度における電圧のデューティ比を算出する。また、ＰＩデューティ算出部７４は、上記の比例関係のみでは残留偏差が生じる場合に、かかる残留偏差を偏差積分によって解消する。ＰＩデューティ算出部７４は算出したデューティ比を示す矩形波信号を生成し、ＰＷＭデューティ算出部６６に出力する。
　ホール素子１２Ｂが出力した信号は、電気角位置情報部７６にも入力され、ロータ１２の位置が算出される。電気角位置情報部７６が算出したロータ１２の位置情報は、ＰＷＭデューティ算出部６６に出力される。
　ＰＷＭデューティ算出部６６は、ＰＩデューティ算出部７４が生成した矩形波信号及び電気角位置情報部７６が算出したロータ１２の位置情報に基づいてＰＷＭ信号を生成する。具体的には、ＰＩデューティ算出部７４が生成した矩形波信号の位相を、電気角位置情報部７６が算出したロータ１２の位置情報に同期させる。ＰＷＭデューティ算出部６６は、生成したＰＷＭ信号をプリドライバ７８に出力する。プリドライバ７８は、入力されたＰＷＭ信号を増幅してＦＥＴゲート信号を作成し、インバータ回路４０のインバータＦＥＴ４４Ａ～４４Ｆの各々のゲートに印加する。
　ＰＷＭデューティ算出部６６が算出したＰＷＭ信号は、温度保護制御部６２に入力される。温度保護制御部６２は、基板２２の素子の温度と、ロータ１２の回転速度と、モータ５２及びモータ駆動装置２０の回路の負荷と、に基づいて、ＰＷＭデューティ算出部６６が算出したＰＷＭ信号のデューティ比が適切か否かを判定する。温度保護制御部６２は、ＰＷＭデューティ算出部６６が算出したＰＷＭ信号のデューティ比が過大な場合には、ＰＷＭ信号のデューティ比を補正して、ＰＷＭデューティ算出部６６にフィードバックする。モータ及び回路の負荷は、例えば、インバータ回路４０の電流又は電源電圧である。
　また、温度保護制御部６２には、記憶装置であるメモリ６８が接続されている。メモリ６８は、モータ５２及び回路が過負荷状態になった場合にデューティ比を制限するための制限値等を記憶している。
　図３は、本実施形態に係るモータ駆動装置２０の機能ブロック図である。図示していないが、回転数情報部７２には、エアコンＥＣＵ８２から回転速度の指令信号であるＳＩ信号が入力される。目標速度算出部６４Ａは、入力されたＳＩ信号からモータ５２の目標回転速度を算出する。
　モータ５２の実際の回転速度である実回転速度は、ホール素子１２Ｂが検知したセンサマグネットまたはロータマグネット１２Ａの磁界に応じた信号から回転数情報部７２が算出する。回転数情報部７２が算出した実回転速度は、回転数情報部７２が算出した目標回転速度と共にＰＩデューティ算出部７４に入力される。
　ＰＩデューティ算出部７４は、回転数情報部７２が算出した目標回転速度と実回転速度との偏差が解消されるように、ステータ１４のコイルに印加する電圧のデューティ比をＰＩ制御によって算出する。また、ＰＩデューティ算出部７４は、搬送波周波数に従った周期を有し、かつＰＩ制御によって算出したデューティ比を示す矩形波信号を生成する。
　ＰＩデューティ算出部７４は、矩形波信号の生成に係る搬送波周波数を、マイコン３２の制御周期毎に変更する。本実施形態では、ＰＷＭ信号の搬送波周波数を、例えば、ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚの５段階で変更する。本実施形態では、ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚから周波数が重複しないように１の周波数の信号を順次選択する。ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚのうちの最後の１つを選択した後は、最初に選択した周波数の信号から重複しないように１の周波数の信号を順次選択することを繰り返す。
　周波数変更の態様は、例えば、マイコン３２の制御周期毎に、ｆ1ｋＨｚ→ｆ2ｋＨｚ→ｆ3ｋＨｚ→ｆ4ｋＨｚ→ｆ5ｋＨｚのように、低い周波数から高い周波数へ順に選択して変更する。そして、最も高い周波数であるｆ5ｋＨｚを選択した制御周期に後続する制御周期では最も低い周波数であるｆ1ｋＨｚを選択し、以後、再び低い周波数から高い周波数へ順に変更する。
　ｆ5ｋＨｚ→ｆ4ｋＨｚ→ｆ3ｋＨｚ→ｆ2ｋＨｚ→ｆ1ｋＨｚのように、高い周波数から低い周波数へ順に選択して変更してもよい。そして、最も低い周波数であるｆ1ｋＨｚを選択した制御周期に後続する制御周期では最も高い周波数であるｆ5ｋＨｚを選択し、以後、再び高い周波数から低い周波数へ順に変更する。
　または、最も高い周波数であるｆ5ｋＨｚを選択した制御周期に後続する制御周期ではｆ5ｋＨｚに次いで高い周波数であるｆ4ｋＨｚから低い周波数の順に１の周波数を選択すると共に、最も低い周波数であるｆ1ｋＨｚを選択した制御周期に後続する制御周期では、ｆ1ｋＨｚに次いで低い周波数から高い周波数の順に１の周波数を選択する。
　さらには、ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚの中から、マイコン３２の制御周期毎にランダムに選択することにより、周波数を変更してもよい。
　図３では、ＰＩデューティ算出部７４はｆ4ｋＨｚの周波数を選択して、ＰＩ制御で算出したデューティ比を示す矩形波信号を生成している。ＰＩデューティ算出部７４によって生成された矩形波信号は、ＰＷＭデューティ算出部６６に出力される。
　ＰＩデューティ算出部７４によるＰＩ制御によって算出したデューティ比を示す矩形波信号の生成は、公知の技術に基づくもので、波形が三角波である搬送波の信号とＰＩ制御によって算出したデューティ比を示す信号とをコンパレータ等の回路を用いて比較する。例えば、搬送波の信号に対してデューティ比を示す信号が小さければハイレベルの信号を、搬送波の信号に対してデューティ比を示す信号が大きければローレベルの信号を、コンパレータ等の回路から各々出力することにより、搬送波周波数に従った周期を有し、かつＰＩ制御によって算出したデューティ比を示す矩形波の信号を生成する。
　前述のように、ホール素子１２Ｂが出力した信号は、電気角位置情報部７６にも入力され、ロータ１２の位置が算出される。電気角位置情報部７６が算出したロータ１２の位置情報は、ＰＷＭデューティ算出部６６に出力される。
　ＰＷＭデューティ算出部６６は、ＰＩデューティ算出部７４が生成した矩形波信号及び電気角位置情報部７６が算出したロータ１２の位置情報に基づいて、インバータ回路４０の制御するためのＰＷＭ信号を生成してプリドライバ７８に出力する。プリドライバ７８は、入力されたＰＷＭ信号を増幅してインバータＦＥＴ４４Ａ～４４Ｆの各々をスイッチングさせるためのＦＥＴゲート信号を生成し、インバータＦＥＴ４４Ａ～４４Ｆの各々のゲートに印加する。
　３相インバータであるインバータ回路４０は、プリドライバ７８から出力されたＦＥＴゲート信号に従ってインバータＦＥＴ４４Ａ～４４Ｆをスイッチングさせ、バッテリ８０から供給された電力からモータ５２のコイルに印加する電圧を生成する。
　図４は、本実施形態に係るモータ駆動装置２０のＰＩデューティ算出部７４におけるＰＩデューティ算出処理の一例を示したフローチャートである。図４の処理は、マイコン３２が新たな制御周期に移行した際に開始され、当該制御周期の終了と共にリターンする。
　ステップ４００では、回転数情報部７２が算出した目標回転速度と実回転速度を取得し、ステップ４０２では、搬送波周波数を変更する。搬送波周波数を直前の制御周期での周波数から変更する態様は、前述のように、低い周波数から高い周波数へ段階的に変更してもよいし、高い周波数から低い周波数へ段階的に変更してもよい。さらには、制御周期毎にランダムに選択してもよい。
　ステップ４０４では、回転数情報部７２が算出した目標回転速度と実回転速度との偏差が解消されるように、ステータ１４のコイルに印加する電圧のデューティ比をＰＩ制御によって算出する。ステップ４０６では、ステップ４０２で変更した周波数の搬送波信号とステップ４０４で算出したデューティ比とに基づいてＰＷＭに係る矩形波信号を生成して処理をリターンする。
　以上説明したように、本実施形態によれば、デューティ比を示す矩形波信号に生成に係る搬送波周波数を、マイコン３２の制御周期毎に変更することにより、ＰＷＭ制御時に随伴するノイズを低減できる。本実施形態では、周波数は、予め定められた複数の周波数から１の周波数を選択することにより変更する。
　一般のスペクトラム拡散では、上限値と中間値と下限値とが設定された周波数の範囲から周波数をランダムに設定するが、かかる制御では、スペクトラム拡散専用の集積回路が必須となる。当該集積回路を既存のモータ駆動装置に組み込むには、モータ駆動装置の回路構成を変更する必要があり、実用化にはコスト、時間及び労力を要する。
　しかしながら、本実施形態では、有限個の周波数の選択肢から１の周波数を選択するというものであり、マイコン３２を動作させるプログラムの変更によって対処可能である。その結果、スペクトラム拡散専用の集積回路は不要であり、当該集積回路を既存のモータ駆動装置に組み込むためのコスト、時間及び労力を要しない。
　また、本実施形態では、例えば、ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚのように隣接する周波数の間隔を広く設定することにより、変更前の周波数と変更後の周波数が近似するという状況を回避できる。変更前の周波数と変更後の周波数が近似すると、変更前の周波数と変更後の周波数との各々に随伴するサイドバンド周波数同士が重畳されてノイズが悪化するおそれがあるが、上述のように、隣接する周波数の間隔を広く設定することにより、サイドバンド周波数同士が重畳されることを防止できる。
［第２実施形態］
　次に、第２実施形態について説明する。第１実施形態では、ＰＷＭ信号の生成に係る搬送波周波数を、マイコン３２の制御周期毎に変更することにより、モータ５２から生じるノイズを低減した。しかしながら、ＰＷＭ信号の生成に係る搬送波周波数を変更すると、モータ５２に印加される電圧のデューティ比が変動し、モータ５２からノイズが発生する場合があった。かかるノイズを抑制するには、例えば、ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚから１の基準周波数を定め、基準周波数以外の周波数に従ったＰＷＭ信号に基づいて生成される電圧が、基準周波数に従った周期のＰＷＭ信号に基づいて生成される電圧と同じになるようにする。
　モータ制御用のマイコンには、インバータＦＥＴ４４ＡとインバータＦＥＴ４４Ｄとのように、直列で接続されたＦＥＴに貫通電流が流れないように、ＰＷＭ信号の矩形波には、ＦＥＴをオンにしないデッドタイムを必ず設けるようになっている。このデッドタイムの存在により、ＰＷＭ信号の周期が異なると、モータ５２の回転に作用するデューティ比の実質値が変化する。
　図５Ａは、搬送波周波数がｆ1ｋＨｚの場合のＰＷＭ信号、図５Ｂは、搬送波周波数がｆ3ｋＨｚの場合のＰＷＭ信号を各々示している。搬送波周波数がｆ1ｋＨｚの場合は、指令ＰＷＭデューティ比がＸ％であれば、下記の式（１）のように、デッドタイムＤf1を指令ＰＷＭデューティから減算して、１周期Ｐf1で除算した値が周波数ｆ1ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf1となる。
　　　　　Ｄrf1＝(Ｐf1・Ｘ-Ｄf1)/Ｐf1　　　　…(1)
　搬送波周波数がｆ3ｋＨｚの場合は、指令ＰＷＭデューティ比がＸ％であれば、下記の式（２）のように、デッドタイムＤf3を指令ＰＷＭデューティから減算して、１周期Ｐf3で除算した値が周波数ｆ3ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf3となる。
　　　　　Ｄrf3＝(Ｐf3・Ｘ-Ｄf3)/Ｐf3　　　　…(2)
　図５に示したように、搬送波周波数が大きくなるほど、矩形波の周期は短くなるので、デッドタイムによる実質的なＰＷＭデューティへの影響は顕著になる。デッドタイムを周波数毎に変化させることで、実質ＰＷＭデューティへのデッドタイムの影響を抑制できるが、かかる制御をマイコン３２に担わせるには、マイコン３２の仕様変更が必要となる。
　図６は、本実施形態に係るモータ駆動装置１２０の機能ブロック図である。本実施形態に係るモータ駆動装置１２０は、ＰＷＭデューティ算出部１６６のみが第１実施形態と異なるが、その他の構成は第１実施形態と同じなので、ＰＷＭデューティ算出部１６６以外の構成については詳細な説明を省略する。
　本実施形態では、デッドタイムが固定値であることによる実質ＰＷＭデューティへの影響を抑制する補正値を周波数毎に算出し、これらの補正値でＰＩデューティ算出部７４が算出したデューティ比を補正する。
　図７は、搬送波周波数がｆ1ｋＨｚの場合のＰＷＭ信号の補正の一例を示した概略図である。本実施形態では、ｆ1ｋＨｚ、ｆ2ｋＨｚ、ｆ3ｋＨｚ、ｆ4ｋＨｚ、ｆ5ｋＨｚの周波数のいずれか１つを基準周波数とし、その基準周波数でのＰＷＭ信号は補正値が０であるとみなし、他の周波数でのＰＷＭ信号は、基準周波数の実質ＰＷＭデューティからどの程度の差が生じるかという観点で、各周波数での補正値を算出する。
　一例として、基準周波数をｆ3ｋＨｚとし、補正値を算出する周波数をｆ1ｋＨｚとした場合、指令ＰＷＭデューティ比がＸ％であれば、周波数ｆ1ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティは上述の式（１）、周波数ｆ3ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティは上述の式（２）のようになる。基準周波数をｆ3ｋＨｚとすれば、周波数ｆ1ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf1は、周波数ｆ3ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf3に対し、図７に示した補正値Ｋf1の差が存在していると考えられる。従って、下記の式（３）が求められる。
　　(Ｐf1・Ｘ-Ｄf1)/Ｐf1＋Ｋf1＝(Ｐf3・Ｘ-Ｄf3)/Ｐf3　　…(3)
　上記式（３）から、補正値Ｋf1は、下記の式（４）で示される。
　　Ｋf1＝(Ｐf3・Ｘ-Ｄf3)/Ｐf3－(Ｐf1・Ｘ-Ｄf1)/Ｐf1
　　　 ＝(Ｄf1/Ｐf1)－(Ｄf3/Ｐf3)　　　　　　　　　 　　　…(4)
　以上より、周波数ｆ1ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf1は、下記の式（５）のようになる。
　Ｄrf1＝[(Ｐf1・Ｘ＋{(Ｄf1/Ｐf1)-(Ｄf3/Ｐf3)}-Ｄf1)/Ｐf1] …(5)
　補正値Ｋf1として図７に示した値を除去するようにマイコン３２の制御プログラムを設定すれば、周波数ｆ1ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf1を、周波数ｆ3ｋＨｚでの実質ＰＷＭデューティＤrf3と同じ値に補正できる。また、式（４）、（５）中のＤf1、Ｐf1を他の周波数での値に変更することで、各周波数での実質ＰＷＭデューティを算出できる。従って、マイコン３２等のハードウェアの変更を要さずに、各周波数での実質ＰＷＭデューティを同一とすることが可能となる。
　なお、上記式（４）、（５）では、各周波数でのデッドタイムが必ずしも同一ではない場合もあることを考慮して、Ｄf1≠Ｄf3としたが、デッドタイムが各周波数で一定であることが担保されている場合では、Ｄf1＝Ｄf3として、計算をさらに簡略化してもよい。
　以上説明したように、本実施形態によれば、既存回路の変更を要さずにＰＷＭの搬送波周波数を逐次変更することが可能であって、搬送波周波数を変更した場合でも、モータ５２に印加される電圧の変動を抑制し、モータ５２の回転制御を安定して実行することが可能となる。
　また、本発明は、上記に限定されるものでなく、上記以外にも、その主旨を逸脱しない範囲内において種々変形して実施可能であることは勿論である。
　２０１６年３月３日に出願された日本国特許出願２０１６－０４１３９８号の開示は、その全体が参照により本明細書に取り込まれる。

Claims (6)

  1. 　パルス幅変調信号により各々オンオフ制御される複数のスイッチング素子を備え、前記複数のスイッチング素子のオンオフ状態に応じた駆動電圧でモータを駆動する駆動部と、
    　所定周期で繰り返し動作し、動作開始時に、各々周波数が異なる複数の予め定められた信号から選択した信号及び指令信号に基づいてパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号を用いて前記駆動部の前記複数のスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御部と、
    　を含むモータ駆動装置。
  2. 　前記制御部は、前記複数の予め定められた信号から重複しないように１の信号を順次選択し、前記複数の予め定められた信号の最後の１つを選択した後は、最初に選択した信号から重複しないように１の信号を順次選択することを繰り返す請求項１記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記制御部は、前記複数の予め定められた信号からランダムに１の信号を選択する請求項１記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記制御部は、前記複数の予め定められた信号の中の１つの信号を基準信号として定め、該基準信号以外の信号に基づいたパルス幅変調信号を用いて生成される駆動電圧が、前記基準信号に基づいたパルス幅変調信号を用いて生成される駆動電圧と同じになるように、前記基準信号以外の信号に基づいて生成されたパルス幅変調信号を補正する請求項１～３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記制御部は、前記基準信号に基づいたパルス幅変調信号と、前記基準信号以外の信号に基づいたパルス幅変調信号との各々でデッドタイムの影響を排した実質値が同じになるように、前記基準信号以外の信号に基づいたパルス幅変調信号を補正する請求項４記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記モータの回転速度を検出する回転速度検出部を含み、
    　前記制御部は、前記指令信号が示す目標回転速度と前記回転速度検出部によって検出された前記モータの実回転速度との偏差を解消するように前記モータの駆動電圧を算出する請求項１～５のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
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