WO2017093552A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb elektromagnetischer triebsysteme - Google Patents

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Burkhard Thron
Olaf Laske
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Pcs Power Converter Solutions Gmbh
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Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for actuating an electromagnetic drive system for electro-mechanical devices and to a method for operating a circuit arrangement for actuating an electromagnetic drive system for electro-mechanical devices.
  • Electromagnetic drive systems are often used in electrical engineering to realize a force application of movable mechanical components. Such systems use, for example, tension magnets or other electromagnetic-based assemblies. These drive systems are used in many cases in contactors, circuit breakers, relays, solenoid valves, etc. in viebibtiger form.
  • the magnetic system In the operation of such drive systems usually the magnetic system is directly excited by the control voltage source; It finds an acceleration of mechanical components, such. As anchor or lever systems, instead. These cause z. B. closing of switch contacts. However, the force curve and closing speed in this case depend on the level of the applied voltage.
  • Drive systems clock the magnet systems directly via one or more electronic switches.
  • the disadvantage here is that the existing control voltage, although reduced, but can not be increased. In a number of applications of these drive systems, however, it is advantageous that
  • Switchgear in the form of shooters, where the power requirement is initially high, but then declining in time.
  • the direct timing of the electric drive system also creates an interference voltage spectrum, which can have a negative effect on other electronic systems.
  • the steepness of the pulses also causes an increased stress on the winding structure of the magnet systems, which are usually designed for DC or low-frequency AC operation.
  • Operation can thus cause damage to the winding of the magnet system.
  • a circuit arrangement with the features of claim 1. Thereafter, it is provided that a socket arrangement is provided for actuating an electromagnetic drive systems for electro-mechanical devices, in particular with mechanically locked end position, with at least one control voltage source, with at least one control and
  • Control circuit comprising at least one drive system, with at least one transformer, with at least one rectifier bridge, with at least one smoothing capacitor, with at least one main switching transistor, by means of which the drive system can be controlled in a characteristic pulse tracking system and wherein the main switching transistor is shaded in series with a primary branch of the transformer , wherein the transformer is connected to the supply voltage and the secondary side of the transformer feeds the rectifier bridge whose output DC voltage through the
  • Smoothing capacitor is smoothed and added to the voltage of the control voltage source, so that a supply of DC voltage with a time course of the feed takes place.
  • the invention is based on the idea that a clocked transformer conversion stage by means of a control and regulating circuit provides the required for the specific operation of the electromagnetic drive system electrical supply characteristic over the entire input voltage and temperature range without pulsed loading of the drive system coils.
  • Drive systems in particular those with DC solenoid coils, operates so that throughout the input voltage and temperature range, a safe and mechanically gentle operation is guaranteed without significant interference emissions, and also deafened to operate such drive systems, the time on the operation of a strong Increasing power requirement and also have a mechisch locked, stable end position.
  • a circuit arrangement which provides a regulated DC voltage with a beneficial for the drive system feed curve by means of a switching stage and transformer arrangement with downstream rectifier and also allows, if necessary, to increase the actuating voltage over the existing and possibly highly tolerant control voltage.
  • This ensures their safe switching, as in the exemplary case of a battery circuit breaker with pull magnet in the drive system and battery-buffered power supply system in the presence of a wide input voltage range.
  • the circuit arrangement allows a gentle and thus life-prolonging operation of the mechanically moving parts. By feeding the drive systems with a Gleichspannug the interference emission, especially at longer cable runs between the described circuit arrangement and the drive system, largely avoided.
  • Transformer - main switching transistor connected and the cathode side is connected to the node of the cathode of the rectifier bridge.
  • the rectifier bridge may be formed by a plurality of diodes. These diodes may be, for example, fast diodes for the output rectification. Furthermore, it can be provided that a second transistor is provided and that the switching arrangement is switchable such that a holding circuit can be activated by means of a second transistor in the power circuit using the
  • PWM pulse width modulation
  • Microcontroller has and that for the coordinated control and
  • Pulse conditioning the microcontroller circuit is used.
  • thermal fuse in particular a reversible thermal fuse, and a series resistor for the control power supply, which are arranged such that for the fault in the main current path, the combination of the thermal fuse and the Vorwiderstad is arranged and shaded that by thermal Connection of thermal fuse and Vorwiderstad main current path is interruptible.
  • the circuit arrangement further comprises a safety circuit with an optocoupler and with a Zener diode which is switchable such that in the case of interruption of the output load an unacceptably high output voltage is avoided by the safety circuit responds in such a way that the Optocoupler via the Zener diode from too high
  • Optocoupler acts on the control and regulating circuit and thus the shading for the power transistor is reduced so that the output voltage remains limited to an acceptable level.
  • the present invention relates to a method for operating a circuit arrangement.
  • Control voltage source comprising at least one regulating and control circuit, with at least one drive system, with at least one transformer, with at least one rectifier bridge, with at least one smoothing capacitor, with at least one main switching transistor, by means of which the drive system in one
  • characteristic pulse repetition system is driven in at least one operating state and wherein the main switching transistor is connected in series with a primary branch of the transformer, such procedure that the transformer with the feeding
  • Rectifier bridge feeds whose output DC voltage through the
  • Smoothing capacitor is smoothed and added to the voltage of the control voltage source, so that a supply of DC voltage with a time course of the feed takes place.
  • a second transistor is provided and that the Schartan angel is switched in operation such that a holding circuit is activated by means of a second transistor in the power circuit using the
  • control and control circuit has a PWM circuit with Einschaltzeitbegrenzung and that by means of the PWM circuit one of the specifics of the drive system corresponding pulse pattern aises memorized, soft by a corresponding selection of the respective
  • thermal fuse in particular a reversible thermal fuse, and a series resistor for the control power supply, which are arranged such that for the fault in the main current path, the combination of the thermal fuse and the series resistor is switched such that the thermal connection of thermal fuse and Vorwiderstad main current path is interrupted.
  • the circuit arrangement further has a
  • Has safety circuit with an optocoupler and with a Zener diode which is switched in the event of an error such that in the case of interruption of the output load an unacceptably high output voltage is avoided by the
  • Safety circuit responds in such a way that the optocoupler is driven via the Zener diode from the excessively high output voltage in case of failure and thus the output of the optocoupler acts on the control and regulating circuit and thus the duty cycle for the power transistor is reduced so that the output voltage to a permissible height remains limited.
  • Fig. 1 is a schematic diagram of an embodiment of a
  • Fig. 2 shows the quantitative course of the force-displacement characteristic
  • Fig. 1 shows a schematic diagram of an embodiment of a
  • Circuit arrangement here designed as a battery protection switch with a Pull magnet whose circuit and operating principle in Fig. 1 and shown in more detail below
  • the circuit arrangement has a control and control circuit 1, which in
  • a stabilization circuit for the internal control voltage Us with ZD 1.1 a measured value acquisition 1.2, a PWM circuit (pulse value modulation shading) with switch-1 1.3 and a driver circuit 1.4 for the
  • Circuit breaker has. Furthermore, the switching arrangement has an electromagnetic drive system 2.
  • the switching arrangement is connected to a control voltage source with an operating voltage (UB).
  • the reference symbol MB designates the negative potential (main current).
  • the switching arrangement has a switch-on switch S1, a series resistor R1 for the power supply Us, a gate resistor R2 for the switching transistor VT1, a discharge resistor R3 in the relief network from the switch-on transistor for the self-holding circuit VT2, a gate discharge resistor R4 for the
  • the switching arrangement VD1 has a
  • False-pole diode and free-wheeling diode VD1 a fast diode VD2 of the DRC network for the common-transistor VT2, a gate voltage limit VD3, a fast rectifier diode VD4 for processing the gate voltage for the switching transistor VT1, fast diodes for the output rectification VD5, VD6, VD7 and VD8 and a freewheeling diode VD9 for the switching transistor VT1, an input inductor L1 (Inrush current limit), a thermal fuse F1 and an overcurrent F2.
  • a fast diode VD2 of the DRC network for the common-transistor VT2 a gate voltage limit VD3, a fast rectifier diode VD4 for processing the gate voltage for the switching transistor VT1, fast diodes for the output rectification VD5, VD6, VD7 and VD8 and a freewheeling diode VD9 for the switching transistor VT1, an input inductor L1 (Inrush current limit),
  • the auxiliary diode VD9 is connected on the anode side to the node transformer T1 - shaft transistor VT2 and connected on the cathode side to the node of the cathodes VD6, VD8 of the rectifier bridge, which is formed by the diodes VD5, VD6, VD7, VD8.
  • terminals 1/2 which are terminals for the power button, a terminal 3 as a power input for the control power supply, a terminal 4 for the connection for driving the switching transistor VT1, a terminal 5 as
  • the reference character fen is the shadowing time and ttot the dead time.
  • the battery circuit breaker reaches a mechanically locked, stable end position when switched on.
  • Battery circuit breaker must be guaranteed in a voltage range of 65 V to 150 V, the rated control voltage being 110V.
  • the proposed arrangement must ensure that despite strongly increasing power requirements - in contrast to the well-known shooters - sufficient energy for the magnet system is provided at the end of the actuation time.
  • the switch-on process is started via the start button S1, so that the transistor VT1 which is in the off-state state bridges over and the control and
  • Control circuit is activated via the series resistor R1; the
  • Control voltage processing 1.1 is symbolized by ZD.
  • ZD For the formation of the pulse train is a pulse width modulated signal with a constant
  • the turn-on time fem is such that under all environmental conditions, the required operating time is maintained, taking into account the allowable operating time for the pull magnets, as shown in Figure 2.
  • the tension magnets 2 are designed for short-chain operation; unacceptably long
  • thermofuse F1 will trip due to the thermal coupling with the resistor R1.
  • Thermal fuse have the same housing base (TO220) and are mechanically connected to each other at the thermal contact surfaces of these housings, so that in the event of a fault safe release is guaranteed in a defined manner.
  • the choice of the resistance size results in an approximately thermally equivalent behavior to the tension magnets 2.
  • the transistor VT2 is finely controlled by the control and control circuit 1 within the time of 1.6 s of the PWM circuit, while to the control (input) voltage U B according to the translation ratio of the transformer T1, a Spannug added by the rectifier bridge is formed with VD5 to VD8 and smoothed by C5.
  • This arrangement ensures that the voltage at the pull magnet can be brought to a value both below and above the control voltage by varying the PWM duty cycle.
  • the switch S1 can be opened again after closing; the self-hold circuit with VT1 further powers the circuit by applying the jerk magnetization voltage of T1 across the diode VD4, the current limiting resistor R6 of the limiter and
  • Stabilization circuit with VD3, R2 and C3 is supplied to the gate of VT1, so that this turns on. As long as the stage clocks with VT2, the power circuit remains over VT1 switched on. After the end of the time te * »the stage switches off with VT2, the power circuit is interrupted. After a dead time tbt the switching process can be restarted. The dead time tt ⁇ * prevents the drive system coils from being overloaded due to improper use.
  • the internal control voltage processing 1.1 also ensures by its own time level that by an improper operation of the on-button S1
  • the stabilization ZD is not overloaded; in such a case, 1.1 is forcibly shut off after a predetermined time which is longer than the normal operating time of the device.
  • the capacitors C1 and C2 are provided, wherein
  • low-inductance capacitor C1 feeds in the turn-on of VT2 and over it takes over the AC component of the DC link capacitor C2 with the much higher capacity and the higher internal resistance.
  • the inductor L1 is provided for the inrush current limiting and the current discharge of switch S1.
  • the circuit is equipped with a current control;
  • the main current in the power circuit is detected via the shunt resistor R5 and fed to the measured value detection 1.2.
  • the measured value acquisition 1.2 provides the signals for the control and
  • Control circuit 1.3 ready, which processes the pulse width pattern according to the specific characteristics of the electromagnetic drive system 2.
  • a number of specific feed characteristics can be stored, which can be selected in a corresponding manner and thus correspond to the respective intended use. If due to an error during use no connection from the output terminals 8 u. 9 should consist of the circuit breaker 2, an output voltage limitation is made by the control and regulation circuit 1.3.
  • the force-displacement characteristic is such that at
  • Control voltage Uoauer ensures that sufficient energy is available for switching the switching device 2 and also bouncing of mechanically operated components of the switching device 2 is excluded. LIST OF REFERENCE NUMBERS
  • VD4 Fast rectifier diode for processing the gate voltage for VT 1
  • VD5 to VD8 - Fast diode for output rectification
  • Input choke inrush current limiting

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  • Electromagnetism (AREA)
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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle (UB), mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung (1), mit wenigstens einem Triebsystem (2), mit wenigstens einem Übertrager (T1 ), mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8), mit wenigstens einem Glättungskondensator (C5), mit wenigstens einem Hauptschalttransistor (VT2), mittels dessen das Triebsystem (2) in einem charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor (VT2) mit einem Primärzweig des Übertragers (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager (T1 ) mit der speisenden Spannung (UB) verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers (T1 ) die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7, VD8) speist, deren Ausgangsgleichspannung durch den Glättungskondensator (C5) geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle (UB) addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt. Des Weiteren betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung.

Description

BESCHREIBUNG
Schaltungsanordnung zum Betrieb elektromagnetischer Triebsysteme Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen sowie ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen. Elektromagnetische Triebsysteme werden in der Elektrotechnik häufig eingesetzt, um eine Kraftbeaufschlagung beweglicher mechanischer Bauteile zu realisieren. Solche Systeme verwenden bespielsweise Zugmagnete oder auch andere auf elektromagnetischer Basis arbeitende Baugruppen. Diese Triebsysteme werden unter anderem in Schützen, Schutzschaltern, Relais, Magnetventilen usw. in viefältiger Form eingesetzt.
Bei der Betätigung solcher Triebsysteme wird üblicherweise das magnetische System durch die Steuerspannungsquelle direkt erregt; dabei findet eine Beschleunigung mechanischer Bauteile, wie z. B. Anker oder auch Hebelsysteme, statt. Diese bewirken z. B. das Schließen vonSchaltkontakten. Kraftverlauf und Schließgeschwindigkeit sind in diesem Fall jedoch von der Höhe der angelegten Spannung abhängig.
Bekannt ist aber auch, daß die Energieversorgung der Triebsysteme oft mittels elektronischer Anordnungen (Vorschaltgeräte) so gesteuert wird, daß bei der
Betätigung die Weg-Zeit-Charakteristik des Kraftverlaufs optimal den Erfordernissen des mechanischen Systems entspricht.
Aus der DE 20 2011 051 972 U1 ist bereits eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Schaltgerätes, welches eine erste Schaltstellung und eine zweite Schaltstellung aufweist und zwischen der ersten Schaltstellung und der zweiten Schaltstellung schaltbar ist, mit zumindest einer elektromagnetischen Betätigungseinrichtung zum Erzeugen einer Stellkraft zum Schalten des Schaltgeräts zwischen der ersten Schaltstellung und der zweiten Schaltstellung und einer Ansteuerschaltung zum
Ansteuern der elektromagnetischen Betätigungseinrichtung, bekannt.
Die Betätigung vorgenannter Triebsysteme durch direkte Beaufschlagung der
Magnetsysteme mit der zur Verfügung stehenden Steuerspannung besitzt den Nachteil, dass der eingespeiste Steuerstrom und damit die Magnetkraft in der Regel nicht der vorliegenden Kraft-Weg-Charakteristik des angetriebenen mechanischen Systems angepasst ist Die bekannten elektronischen Vorschaltgeräte zum Betrieb von magnetischen
Triebsystemen takten die Magnetsysteme direkt über einen oder mehrere elektonische Schalter. Nachteilig dabei ist, dass die vorhandene Steuerspannung zwar reduziert, aber nicht erhöht werden kann. In einer Reihe von Einsatzfällen dieser Triebsysteme ist es jedoch vorteilhaft, die
Steuerspannung zur Betätigung erforderlichenfalls auch erhöhen zu können. Sonst ist in diesen Einsatzfällen - zum Beispiel in Unterspannungssituationen - eine sichere
Betätigung nicht möglich. Deswettern dienen diese Vorschaltgeräte vorzugsweise der Betätigung von
Schaltgeräten in Form von Schützen, bei denen der Kraftbedarf zunächst hoch, dann aber zeitlich abfallend ist.
Durch die direkte Taktung des elektrischen Triebsystems entsteht außerdem ein Störspannungsspektrum, welches sich negativ auf andere elektronische Systeme auswirken kann. Auch bewirkt die Steilheit der Impulse eine erhöhte Betastung des Wicklungsaufbaus der Magnetsysteme, die meistens für den Gleichspannungs- oder den niederfrequenten Wechselspannungsbetrieb konzipiert sind. Die getaktete
Betriebsweise kann somit Schäden an der Wicklung des Magnetsystems hervorrufen.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betrieb einer Schattungsanordnung in vorteilhafter Weise
weiterzubilden, insbesondere dahingehend, dass im gesamten Eingangsspannungs- und Temperaturbereich ein sicherer und mechanisch schonender Betrieb ohne wesentliche Störaussendung gewährleistet ist, und es möglich ist, solche Triebsysteme zu betätigen, die bei der Betätigung einen zeitlich stark ansteigenden Kraftbedarf sowie auch eine mechisch verriegelte, stabile Endlage aufweisen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Danach ist vorgesehen, dass eine Schaftungsanordnung bereitgestellt wird zur Betätigung eines elektromagnetisches Triebsysteme für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle, mit wenigstens einer Regel- und
Steuerschaltung, mit wenigstens einem Triebsystem, mit wenigstens einem Übertrager, mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke, mit wenigstens einem Glättungskondensator, mit wenigstens einem Hauptschalttransistor, mittels dessen das Triebsystem in einem charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor mit einem Primärzweig des Übertragers in Reihe geschattet ist, wobei der Übertrager mit der speisenden Spannung verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers die Gleichrichterbrücke speist, deren Ausgangsgleichspannung durch den
Glättungskondensator geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.
Die Erfindung basiert auf dem Grundgedanken, dass eine getaktete transformatorische Wandlerstufe mittels einer Steuer- und Regelschaltung die für den spezifischen Betrieb des elektromagnetischen Triebsystems erforderliche elektrische Speisecharakteristik im gesamten Eingangsspannungs- und Temperaturbereich ohne gepulste Beaufschlagung der Triebsystemspulen bereitstellt. Die aus dem Stand der Technik aufgezeigten Nachteile der bekannten Ansteuerungen werden vermieden und eine
Schaltungsanordnung bereitgestellt, welche das Magnetsystem genannter
Triebsysteme, insbesondere jene mit Gleichstrommagnetspulen, so betreibt, dass im gesamten Eingangsspannungs- und Temperaturbereich ein sicherer und mechanisch schonender Betrieb ohne wesentliche Störaussendung gewährleistet ist, und auch ertaubt, solche Triebsysteme zu betätigen, die bei der Betätigung einen zeitlich stark ansteigenden Kraftbedarf sowie auch eine mechisch verriegelte, stabile Endlage aufweisen.
Bei dem Betrieb von Schaltgeräten mit elektromagnetischem Triebsystem, beispielsweise Batterieschutzschaltern mit Zugmagneten im Triebsystem und mechanisch verriegelter Endlage, Schütz- und Relaisspulen sowie Magnetventilen mit elektromagnetischer Ventilsteuerung, ergeben sich durch den inneren Aufbau eingeschränkte Betriebsspannungsbereiche und ein erhöhter Verschleiß der mechanisch bewegten Komponenten. Bei Betrieb mit einer getakteten Spannung entsteht eine Störaussendung, die elektronische Schaltungen beeinflussen können.
Zur Vermeidung dieser Nachteile ist nun erfindungsgemäß eine Schaltungsanordnung bereitgestellt, die eine geregelte Gleichspannung mit einer dem für das Triebsystem zuträglichen Speiseverlauf mittels einer Schaltstufe und Übertrageranordnung mit nachgeschaltetem Gleichrichter bereitstellt und auch ermöglicht, erforderlichenfalls die Betätigungsspannung über die vorhandene und gegebenfalls stark toleranzbehaftete Steuerspannung zu erhöhen. Damit wird deren sichere Einschaltung, wie im beispielhaften Fall eines Batterieschutzschalters mit Zugmagneten im Triebsystem und batteriegepufferter Stromversorgungsanlage bei Vorliegen eines weiten Eingangsspannungsbereiches gewährleistet. Darüber hinaus ermöglicht die Schaltungsanordnung eine schonende und damit lebensdauerverlängernde Betriebsweise der mechanisch bewegten Teile. Durch die Speisung der Triebsysteme mit einer Gleichspannug wird die Störaussendung, insbesondere bei längeren Leitungsverlegungen zwischen der beschriebenen Schaltungsanordnung und dem Triebsystem, weitgehend vermieden.
Es kann eine Zusatzdiode vorgesehen sein, die anodenseitig mit dem Knoten
Übertrager - Hauptschalttransistor verbunden und kathodenseitig mit dem Knoten der Kathoden der Gleichrichterbrücke verbunden ist.
Die Gleichrichterbrücke kann durch mehrere Dioden ausgebildet sein. Diese Dioden können beispielsweise schnelle Dioden für die Ausgangsgleichrichtung sein. Des Weiteren kann vorgesehen sein, dass ein zweiter Transistor vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung derart schaltbar ist, dass eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors im Leistungskreis aktivierbar ist mithilfe der
Rückmagnetislerungsenergie des Übertragers für die Einschaltzeit durch die
Aufbereitung einer Gatespannung, wodurch der zweite Transistor angesteuert und nach Ablauf der EinschaKzeit durch das Abschalten des Hauptschalttransistors und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.
Darüber hinaus ist möglich, dass die Regel- und Steuerschaltung eine PWM-Schaltung (PWM = Pulsweitenmodulation) mit Einschaltzeitbegrenzung aufweist und dass mittels der PWM-Schaltung eine der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann. Außerdem kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung eine
Microcontrollerschaltung aufweist und dass für die koordinierte Steuerung und
Impulsaufbereitung die Microcontrollerschaltung eingesetzt wird.
Zudem ist es möglich, dass eine Thermosicherung, insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung, die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstad derart angeordnet und schattbar ist, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstad Hauptstrompfad unterbrechbar ist.
Des Weiteren kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist die derart schaltbar ist, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen
Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des
Optokopplers auf die Steuer- und Regelschaltung wirkt und somit die Einschattdauer für den Leistungstransistor so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zu lässige Höhe begrenzt bleibt.
Oes Weiteren betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung.
Dabei wird bei einem Verfahren zum Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetisches Triebsysteme für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer
Steuerspannungsquelle, mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung, mit wenigstens einem Triebsystem, mit wenigstens einem Übertrager, mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke, mit wenigstens einem Glättungskondensator, mit wenigstens einem Hauptschalttransistor, mittels dessen das Triebsystem in einem
charakteristischen Pulsfolgesystem in wenigstens einem Betriebszustand angesteuert wird und wobei der Hauptschalttransistor mit einem Primärzweig des Übertragers in Reihe geschaltet ist, derart verfahren, dass der Übertrager mit der speisenden
Spannung verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers die
Gleichrichterbrücke speist, deren Ausgangsgleichspannung durch den
Glättungskondensator geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt.
Des Weiteren kann vorgesehen sein, dass ein zweiter Transistor vorgesehen ist und dass die Schartanordnung im Betrieb derart geschaltet wird, daß eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors im Leistungskreis aktiviert wird mithilfe der
Rückmagnetisierungsenergie des Übertragers für die Einschaltzeit durch die
Aufbereitung einer Gatespannung, wodurch ein zweiter Transistor angesteuert und nach Ablauf der Einschaltzeit durch das Abschalten des Haupttransistors und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.
Darüber hinaus kann vorgesehen sein, dass die Regel- und Steuerschaltung eine PWM-Schaltung mit Einschaltzeitbegrenzung aufweist und dass mittels der PWM- Schaltung eine der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster aisgespeichert ist, weiches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen
Verwendungszweck zugeteilt werden kann.
Außerdem ist möglich, dass eine Thermosicherung, insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung, die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstand derart geschaltet wird, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstad Hauptstrompfad unterbrochen wird.
Zudem kann vorgesehen sein, dass die Schaltungsanordnung weiter eine
Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die im Fehlerfall derart geschaltet wird, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die
Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer-und Regelschaltung wirkt und somit die Einschaltdauer für den Leistungstransistor so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zulassige Höhe begrenzt bleibt.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sollen nun anhand eines in den
Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild für ein Ausführungsbeispiel einer
Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen
Triebsystems sowie ein entsprechendes Verfahren hierzu; und
Fig. 2 den quantitativen Verlauf der Kraft-Weg-Charakteristik des
Einschaltmechanismus der Schaltanordnung gemäß Fig. 1.
Fig. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer
Schaltungsanordnung, hier ausgeführt als Batterieschutzschalter mit einem Zugmagneten, dessen Schaltungs- und Funktionsprinzip in Fig. 1 sowie nachstehend näher dargestellt ist
Die Schaltungsanordnung weist eine Regel- und Steuerschaltung 1 auf, die im
Einzelnen eine Stabilisierungsschaltung für die interne Steuerspannung Us mit ZD 1.1 , eine Messwerterfassung 1.2, eine PWM-Schaltung (Pulswertenmodulations-Schattung) mit Einschaltbegrenzung 1 1.3 sowie eine Treiberschaltung 1.4 für den
Leistungsschalter (VT2) aufweist. Des Weiteren weist die Schaltanordnung ein elektromagnetisches Triebsystem 2 auf.
Die Schaltanordnung ist an eine Steuerspannungsquelle mit einer Betriebsspannung (UB) angeschlossen. Mit dem Bezugszeichen MB ist das Minuspotential (Hauptstrom) bezeichnet.
Des Weiteren weist die Schaltanordnung einen Einschalttaster S1, einen Vorwiderstand R1 für die Stromversorgung Us, einen Gateableitwiderstand R2 für den Schalttransistor VT1, einen Entladewiderstand R3 im Entlastungsnetzwerk vom Einschalttransistor für die Selbsthalteschaltung VT2, einen Gateableitwiderstand R4 für den
Einschalttransistor VT2 sowie einen Standwiderstand R5 zur Erfassung des
Hauptstroms zur Generierung der Regelgröße auf. Weiter sind ein
Strombegrenzungswiderstand R6, ein Oberspannungsschutz R7, ein niederinduktiver Zwischenkreiskondensator C1 , ein Zwischenkreiskondensator C2 mit höherer
Speicherkapazität, ein Glättungskondensator C3, ein Kondensator CA des DRC-
Entlastungsnetzwerks für den Einschalttransistor VT2, ein Glättungskondensator C5 für die Ausgangsiast vorgesehen. Außerdem weist die Schaltanordnung VD1 eine
Falschpoldiode und Freilaufdiode VD1, eine schnelle Diode VD2 des DRC-Netzwerks für den Einschafttransistor VT2, eine Gatespannungsbegrenzung VD3, eine schnelle Gleichrichterdiode VD4 zur Aufbereitung der Gatespannung für den Schalttransistor VT1, schnelle Dioden für die Ausgangsgleichrichtung VD5, VD6, VD7 und VD8 sowie eine Freilaufdiode VD9 für den Schalttransistor VT1 , eine Eingangsdrossel L1 (Einschaltstrombegrenzung), eine Thermoschmelzsicherung F1 sowie eine Überstromsicherung F2 auf.
Die Zusatzdiode VD9 ist anodenseitig mit dem Knoten Übertrager T1 - Schafttransistor VT2 verbunden und kathodenseitig mit dem Knoten der Kathoden VD6, VD8 der Gleichrichterbrücke, die durch die Dioden VD5, VD6, VD7, VD8 ausgebildet ist, verbunden ist.
Femer sind Klemmen 1/2, die Anschlüsse für den Einschalttaster darstellen, eine Klemme 3 als Speiseeingang für die Steuerstromversorgung, eine Klemme 4 für den Anschluss für die Ansteuerung des Schalttransistors VT1, eine Klemme 5 als
Minuspotential der Steuerspannungsebene, Klemmen 6/7 als
Shuntspannungszuführung für die Regelschaltung mit der Messfelderfassung 1.2, Klemmen 8/9 als Anschluss für die Ausgangslast 2 des elektromagnetischen
Triebsystems 2.
Mit dem Bezugszeichen fen ist die Einschattzeit und mit ttot die Totzeit bezeichnet. Die Funktionsweise der Steueranordnung und das erfindungsgemäße Verfahren werden nun wie nachstehend erläutert:
Der Batterieschutzschalter erreicht im eingeschalteten Zustand eine mechanisch verriegelte, stabile Endlage. Die Funktion des sicheren Anzuges der Zugmagnete und des zuverlässigen Erreichens der mechanisch fixierten Endlage des
Batterieschutzschalters muss in einem Spannungsbereich von 65 V bis 150 V gewährleistet sein, wobei die Nennsteuerspannung 110V beträgt.
Bei dieser Anwendung muss die vorgeschlagene Anordnung absichern, daß trotz stark ansteigendem Kraftbedarf - im Gegensatz zu den allgemein bekannten Schützen - am Ende der Betätigungszeit ausreichend Energie für das Magnetsystem bereitgestellt wird. Über den Starttaster S1 wird der Einschaltvorgang gestartet, so dass der im Sperrzustand befindliche Transistor VT1 überbrückt und die Regel- und
Steuerschaltung über den Vorwiderstand R1 aktiviert wird; die
Steuerspannungsaufbereitung 1.1 ist durch ZD symbolisiert. Für die Bildung der Impulsfolge wird ein impulsweitenmoduliertes Signal mit einer konstanten
Grundfrequenz von 40 kHz erzeugt.
Die Einschaltzeit fem ist so bemessen, daß unter allen Umgebungsbedingungen die erforderliche Anzugszeit unter Berücksichtigung der zulässigen Betriebszeit für die Zugmagnete eingehalten wird, wie in Fig.2 dargestellt.
Die Zugmagnete 2 sind für den Kurzzettbetrieb ausgelegt; unzulässig lange
Betriebszeiten führen zur Zerstörung. Sollte im Fehlerfall die zulässige Betriebszeit überschritten werden, löst die Thermoschmelzsicherung F1 infolge der thermischen Kopplung mit dem Widerstand R1 aus. Vorwiderstand R1 und die reversible
Thermosicherung weisen die gleiche Gehäusegrundform (TO220) auf und sind an den thermischen Kontaktflächen dieser Gehäuse mechanisch miteinander verbunden, so dass im Fehlerfall eine sichere Auslösung in definierter weise gewährleistet ist. Durch die Wahl der Widerstandsbaugröße entsteht ein annähernd thermisch äquivalentes Verhalten zu den Zugmagneten 2.
Der Transistor VT2 wird durch die Regel und Steuerschaltung 1 innerhalb der Zeit fein von 1 ,6 s der PWM-Schaltung angesteuert, dabei wird zu der Steuer - (Eingangs-) Spannung UB entsprechend des Obersetzungsverhältnisses des Übertragers T1 eine Spannug addiert, die durch die Gleichrichterbrücke mit VD5 bis VD8 gebildet und durch C5 geglättet wird. Durch diese Anornung wird erreicht, dass durch Variation des PWM- Tastverhältnisses die Spannung an den Zugmagneten auf einen Wert sowohl unterhalb als auch oberhalb der Steuerspannung gebracht werden kann. Der Schalter S1 kann nach dem Schließen wieder geöffnet werden; die Selbshalteschaltung mit VT1 versorgt die Schaltung weiter, indem die Ruckmagnetisierungsspannung von T1 über die Diode VD4, dem Strombegrenzungswiderstand R6 der Begrenzer- und
Stabilisierungsschaltung mit VD3, R2 und C3 dem Gate von VT1 zugeführt wird, so dass dieser einschaltet. Solange die Stufe mit VT2 taktet, bleibt der Leistungskreis über VT1 eingeschaltet. Nach dem Aublauf der Zeit te*» schaltet die Stufe mit VT2 ab, der Leistungskreis wird unterbrochen. Nach Ablauf einer Totzeit tbt kann der Schaltvorgang erneut gestartet werden. Die Totzeit tt<* verhindert, dass durch unsachgemäßen Gebrauch die Triebsystemspulen überlastet werden.
Die interne Steuerspannungsaufbereitung 1.1 sichert außerdem durch eine eigene Zeitstufe ab, dass durch eine unsachgemäße Betätigung des Ein-Tasters S1
(Daueretntastung) die Stabilisierung ZD nicht Überlastet wird; in einem solchen Fall wird 1.1 nach einer vorgegebenen Zeit, die über der normalen Betriebszeit der Einrichtung liegt, zwangsweise abgeschaltet.
Für eine ausreichende Entkopplung von den inherenten Widerständen der speisenden Quelle UB sind die Kondensatoren C1 und C2 vorgesehen, wobei durch
niederinduktiven Kondensator C1 im Einschaltmoment von VT2 speist und darüber den Wechselstromanteil des Zwischenkreiskondensators C2 mit der wesentlich höheren Kapazität und dem höheren Innenwiderstand übernimmt.
Die Drossel L1 ist für die Einschaltstrombegrenzung und die strommäßige Entlastung von Schalter S1 vorgesehen.
Die Schaltung ist mit einer Stromregelung ausgestattet; über den Shuntwiderstand R5 wird der Hauptstrom im Leistungskreis erfasst und der Messwerterfassung 1.2 zugeführt. Die Messwerterfassung 1.2 stellt die Signale für die Steuer- und
Regelschaltung 1.3 bereit, die das Impulsweitenmuster entsprechend der spezifischen Charakteristik des elektromagnetischen Triebsystems 2 aufbereitet. In der Steuer- und Regelschaltung 1.3 können eine Reihe von spezifischen Speisecharakteristiken hinterlegt sein, die in entsprechender Weise angewählt werden können und somit dem jeweiligen Verwendungszweck entsprechen. Falls durch einen Fehler beim Einsatz keine Verbindung von den Ausgangsklemmen 8 u. 9 zum Schutzschalter 2 bestehen sollte, wird durch die Steuer- und Regelschaltung 1.3 eine Ausgangsspannungsbegrenzung vorgenommen. Wie aus Figur 2 ersichtlich, ist die Kraft-Weg-Charakteristik derart, dass beim
Überführen des Schaltgeräts 2 von einer der geöffneten Stellungen entsprechenden ersten Schaltstellung so in eine der geschlossenen Stellung entsprechende zweite Schaltstellung sEnd über den Steltweg s zunächst eine vergleichsweise niedrige
Anfangskraft FAnf erforderlich ist, die ab einem Druckpunkt Si bis hin zu einem
Maximalpunkt s2 auf eine Maximalkraft Fmax anwächst und nach dem Maximalpunkt s2 bis in die zweite Schaltstellung Send auf eine Endkraft FE«* abfällt. Entsprechend der Kurve dieser Kraft-Weg-Charakteristik wird die Stellkraft F an dem Zugmagneten ZM1, ZM2 erzeugt, so dass die Stellkraft F der Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgeräts 2 angepasst ist.
Durch Anpassen der Stellkraft F an die Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgeräts 2 wird ein mechanisch schonender [Betrieb des Schartgeräts 2 gewährleistet.
Insbesondere wird eine überhöhte Stellkraft F vermieden, die bei einem Anschlagen von mechanisch betätigten Bauteilen zu einer Abnutzung oder gar Beschädigung des Schaltgerätes 2 führen könnte.
Zudem wird durch Anpassen der Stellkraft F an die Kraft-Weg-Charakteristik des Schaltgerätes 2 gewährleistet, dass unabhängig von der konkret zur Verfügung stehenden Steuerspannung Ibauer ein zuverlässiges Schalten des Schaltgerätes 2 erfolgt Insbesondere wird durch das Wandeln der Steuerspannung Uöauer in die Zwischenkreisspannung UZK und das Anpassen der Stellkraft F an die Kraft-Weg- Charakteristik des Schartgeräts 2 über den gesamten Spannungsbereich der
Steuerspannung Uoauer gewährleistet, dass genügend Energie zum Schalten des Schaltgeräts 2 vorhanden ist und zudem ein Prellen von mechanisch betätigten Bauteilen des Schaltgeräts 2 ausgeschlossen ist. BEZUGSZEICHENLISTE
1 Regel- und Steuerschaltung
1.1 - Stabilisierungsschaltung für die interne Steuerspannung Us mit ZD
1.2 - Messwerterfassung
1.3 - PWM-Schaltung mit Einschaltscheitbegrenzung t
1.4 - Treiberschaltung für Leistungsschalter (VT2)
2 Elektromagnetisches Triebsystem
UB - Betriebsspannung
MB - Minuspotential (Hauptstrom)
S1 - Einschalttaster
R1 - Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung Us
R2 - Gateableitwiderstand für VT1
R3 - Entladewiderstand im Entlastungsnetzwerk von VT2
R4 - Gateableitwiderstand für VT2
R5 - Shuntwiderstand zur Erfassung des Hauptstromes zur Generierung der
Regel
größe
R6 - Strombegrenzungswiderstand
R7 - Überspannungsschutz
C1 - Niederinduktiver Zwischenkreiskondensator
C2 - Zwischenkreiskondensator mit höherer Speicherkapazität
C3 - Glättungskondensator
C4 - Kondensator des DRC-Entlastungsnetzwerkes für VT2
C5 - Glättungskondensator für die Ausgangslast
VD1 - Falschpoldiode und Freilaufdiode
VD2 - Schnelle Diode des DRC-Netzwerkes für VT2
VD3 - Gatespannungsbegrenzung
VD4 - Schnelle Gleichrichterdiode zur Aufbereitung der Gatespannung für VT 1
VD5 bis VD8 - Schnelle Diode für die Ausgangsgleichrichtung
VD9 - Freilaufdiode für T1
VT1 - Schalttransistor
Figure imgf000015_0001
Einschatttransistor für Selbsthalteschaltung
Eingangsdrossel (Einschaltstrombegrenzung)
Thermoschmelzsicherung
Überstromsicherung
1/2 Anschlüsse für Einschalttaster
3 Speiseeingang für Steuerstromversorgung
4 Anschluss für Ansteuerung von VT1
5 Minuspotential (Steuerspannungsebene)
6/7 Shuntspannungszuführung für die Regelschaltung mit 1.2
8/9 Anschluss für die Ausgangslast 2
Einschaltzeit
Totzeit
Stellkraft
Stellkraft im Einschaltmoment
Stellkraft am Druckpunkt
Stellkraft am Ende des Stellweges
Ankerweg des Zugmagneten
Ausschaltlage
Distanz zwischen Ausschaltlage und Druckpunkt
Distanz zwischen Ausschaltlage und dem erforderlichen Kraftmaximum
Distanz zwischen Ausschalt- und Endlage

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle (UB), mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung (1), mit wenigstens einem Triebsystem (2), mit wenigstens einem Übertrager (T1), mit wenigstens einer Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7.VD8), mit wenigstens einem Glättungskondensator (C5), mit wenigstens einem
Hauptschalttransistor (VT2), mittels dessen das Triebsystem (2) in einem
charakteristischen Pulsfolgesystem ansteuerbar ist und wobei der Hauptschalttransistor (VT2) mit einem Primärzweig des Übertragers (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager (T1) mit der speisenden Spannung (UB) verbunden ist und die
Sekundärseite des Übertragers (T1) die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7.VD8) speist, deren Ausgangsgleichspannung durch den Glättungskondensator (C5) geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle (UB) addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseverlauf erfolgt
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
ein zweiter Transistor (VT1 ) vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung derart schaltbar ist, dass eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors (VT1) im Leistungskreis aktivierbar ist mithilfe der Rückmagnetisierungsenergie des Übertragers T1 für die Einschaltzeit (fem) durch die Aufbereitung einer Gatespannung (VDA, R6, VD3, R2, C3), wodurch der zweite Transistor (VT1) angesteuert und nach Ablauf der Einschaltzeit (tsm) durch das Abschalten des Hauptschalttransistors (VT2) und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Regel- und Steuerschaltung (1) eine PWM-Schaltung (1.3) mit
Einschaltzeitbegrenzung (1.3) aufweist und daß mittels der PWM-Schaltung (1.3) eine der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Schaltungsanordnung eine Microcontrollerschaltung aufweist und dass für die koordinierte Steuerung und Impulsaufbereitung die Microcontrollerschattung eingesetzt wird.
5. Schaftungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
eine Thermosicherung (F1), insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung (R1), die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem VorwkJerstad derart angeordnet und schattbar ist, dass die durch thermische
Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstand Hauptstrompfad unterbrechbar ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die derart schattbar ist, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast (2) eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der Optokoppler über die Z- Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer-und Regelschaltung (1) wirkt und somit die Einschaltdauer für den Leistungstransistor (VT2) so reduziert wird, dass die
Ausgangsspannung auf eine zulässige Höhe begrenzt bleibt.
7. Verfahren zum [Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Betätigung eines elektromagnetischen Triebsystems für elektomechanische Vorrichtungen, insbesondere mit mechanisch verriegelter Endlage, mit wenigstens einer Steuerspannungsquelle (UB), mit wenigstens einer Regel- und Steuerschaltung (1), mit wenigstens einem Triebsystem (2), mit wenigstens einem Übertrager (T1), mit wenigstens einer
Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7.VD8), mit wenigstens einem Glättungskondensator (C5), mit wenigstens einem Hauptschalttransistor (VT2), mittels dessen das
Triebsystem (2) in einem charakteristischen Pulsfolgesystem in wenigstens einem Betriebszustand angesteuert wird und wobei der Hauptschalttransistor (VT2) mit einem Primärzweig des Übertragers (T1) in Reihe geschaltet ist, wobei der Übertrager (T1) mit der speisenden Spannung (UB) verbunden ist und die Sekundärseite des Übertragers (T1) die Gleichrichterbrücke (VD5, VD6, VD7.VD8) speist, deren
Ausgangsgleichspannung durch den Glättungskondensator (C5) geglättet und zur Spannung der Steuerspannungsquelle (UB) addiert wird, so dass eine Speisung mit Gleichspannung mit einem zeitlichen Speiseveriauf erfolgt.
8. Verfahren nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet dass
ein zweiter Transistor (VT1) vorgesehen ist und dass die Schaltanordnung im Betrieb derart geschaltet wird, dass eine Halteschaltung mittels eines zweiten Transistors (VT1) im Leistungskreis aktiviert wird mithilfe der Ruckmagnetisierungsenergie des
Übertragers (T1) für die Einschaltze'rt (tan) durch die Aufbereitung einer Gatespannung (VD4, R6, VD3, R2, C3), wodurch der zweite Transistor (VT1) angesteuert und nach Ablauf der Einschaltzeit (fen) durch das Abschalten des Hauptschalttransistors (VT2) und dem Fortfall der Rückmagnetisierungsenergie gesperrt wird.
9. Verfahren nach Anspruch 7 oder Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet dass
die Regel- und Steuerschaltung (1) eine PWM-Schaltung (1.3) mit
Einschaltzeitbegrenzung (1.3) aufweist und dass mittels der PWM-Schaltung (1.3) eine der Spezifik des Triebsystems entsprechendes Impulsmuster abgespeichert ist, welches durch eine entsprechende Anwahl dem jeweiligen Verwendungszweck zugeteilt werden kann.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9,
dadurch gekennzeichnet, dass eine Thermosicherung (F1), insbesondere eine reversible Thermosicherung, und ein Vorwiderstand für die Steuerstromversorgung (R1), die derart angeordnet sind, dass für den Fehlerfall im Hauptstrompfad die Kombination aus der Thermosicherung und dem Vorwiderstand derart geschaltet wird, dass die durch thermische Verbindung von Thermosicherung und Vorwiderstad Hauptstrompfad unterbrochen wird.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Schaltungsanordnung weiter eine Sicherheitsschaltung mit einem Optokoppler und mit einer Z-Diode aufweist, die im Fehlerfall derart geschaltet wird, dass im Falle der Unterbrechung der Ausgangslast (2) eine unzulässig hohe Ausgangsspannung dadurch vermieden wird, dass die Sicherheitsschaltung dergestalt anspricht, dass der
Optokoppler über die Z-Diode von der zu hohen Ausgangsspannung im Fehlerfall angesteuert wird und somit der Ausgang des Optokopplers auf die Steuer-und
Regelschaltung (1 ) wirkt und somit die Einschaltdauer für den Leistungstransistor (VT2) so reduziert wird, dass die Ausgangsspannung auf eine zulässige Höhe begrenzt bleibt.
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