WO2016139863A1 - データ検出装置、再生装置、データ検出方法 - Google Patents

データ検出装置、再生装置、データ検出方法 Download PDF

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adaptive
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    • G11B20/10287—Improvement or modification of read or write signals bit detection or demodulation methods using probabilistic methods, e.g. maximum likelihood detectors

Definitions

  • the present technology relates to a data detection device, a playback device, and a data detection method, and particularly to a decoding technology for an equalized signal that has been subjected to crosstalk cancellation and partial response equalization.
  • Patent Document 2 describes a crosstalk canceller that supplies reproduction signals of a reproduction target track and tracks on both sides thereof to an adaptive equalizer, and controls the tap coefficient of the adaptive equalizer.
  • one-beam multi-channel support is considered.
  • a noise component from an adjacent track that cannot be canceled is enhanced by PR equalization, and performance of binarization, for example, partial response maximum likelihood decoding processing (PRML (Partial Response Maximum Maximum Likelihood) detection method) is achieved.
  • PRML Partial Response Maximum Maximum Likelihood
  • a data detection device provides a plurality of divided regions of a light detection unit for return light when an optical recording medium on which a plurality of tracks are formed is irradiated with light on a range including a track to be detected and an adjacent track.
  • the whitening coefficient update unit uses the equalization error obtained by the equalization error calculation unit to minimize the energy of the crosstalk noise. It is conceivable to update the filter coefficient of the optimization filter. This optimizes the whitening of the crosstalk noise.
  • the multi-input adaptive equalization unit performs a partial response equalization process for each of the plurality of detection signals, and the binarization unit performs an operation on the equalization signal.
  • a maximum likelihood decoding process is performed as a binarization process, and the whitening coefficient updating unit includes a filter of the whitening filter so as to maximize a ratio of a crosstalk noise energy of the equalized signal and a minimum distance in the maximum likelihood decoding process. It is conceivable to update the coefficients. This optimizes the whitening filter process corresponding to the maximum likelihood decoding.
  • the binarization unit performs metric calculation using the filter coefficient of the whitening filter set by the whitening coefficient update unit.
  • the binarization unit uses the filter coefficient set in the whitening filter by the whitening coefficient update unit.
  • the multi-input adaptive equalization unit performs a partial response equalization process for each of the plurality of detection signals, and the binarization unit performs an operation on the equalization signal.
  • a maximum likelihood decoding process is performed as a binarization process, and a reference level used for a metric calculation of the maximum likelihood decoding process is calculated using a filter coefficient of the whitening filter and stored in a memory. It is desirable to read from the memory as an address and use it. Thereby, the processing load of the branch metric calculation in the binarization unit is reduced.
  • the reproduction apparatus includes a multi-input adaptive equalization unit, a whitening filter, a binarization unit, an equalization error calculation unit, and a whitening coefficient update unit of the data detection device,
  • the optical recording medium on which multiple tracks are formed receives the return light when irradiated to the range including the data detection target track and the adjacent track in a plurality of divided regions, and uses the light reception signals from the plurality of divided regions.
  • a data detection method provides a plurality of divided regions of a light detection unit for return light when an optical recording medium on which a plurality of tracks are formed is irradiated with light on a range including a track to be detected and an adjacent track.
  • This is a data detection method of a data detection apparatus in which a plurality of detection signals generated using the light reception signal by the signal are input.
  • each of the plurality of detection signals is input to a plurality of adaptive equalizers, and a multi-input adaptive equalization process for calculating an output of the plurality of adaptive equalizers to obtain an equalized signal, and the multi-input adaptive equalization process
  • An error calculation process and a whitening coefficient update process for adaptively updating the filter coefficient of the whitening process are performed. That is, the binarization process is performed after the crosstalk noise included in the equalized signal obtained by the multi-input adaptive equalization process is whitened.
  • the crosstalk noise is enhanced in the state in which the crosstalk noise is enhanced. It is possible to avoid the valuation process and improve the data detection performance. Note that the effects described here are not necessarily limited, and may be any of the effects described in the present disclosure.
  • FIG. 1 shows a configuration example of an optical disc playback apparatus (hereinafter referred to as “playback apparatus”) according to an embodiment.
  • the reproducing apparatus includes an optical pickup 101 that records and reproduces information on an optical disc 100 as an optical recording medium, and a spindle motor 102 that rotates the optical disc 100.
  • a thread (feed motor) 103 is provided in order to move the optical pickup 101 in the radial direction of the optical disc 100.
  • a high-density optical disc such as BD (Blu-ray Disc (registered trademark)) can be used.
  • the BD is a high-density optical disk having a recording capacity of about 25 GB (Giga Byte) with a single layer on one side and about 50 GB with two layers on one side.
  • the light source wavelength is set to 405 nm and the numerical aperture NA (Numerical Aperture) of the objective lens is increased to 0.85.
  • the light source wavelength is 780 nm, NA: 0.45
  • the spot diameter is 2.11 ⁇ m.
  • the light source wavelength is 650 nm, NA: 0.6
  • the spot diameter is 1.32 ⁇ m.
  • the spot diameter can be reduced to 0.58 ⁇ m.
  • BDXL (Registered) has realized a large capacity of 100 GB in three layers and 128 GB in four layers by shortening the channel bit length, that is, the mark length, and increasing the density in the linear density direction. Trademark) has been put to practical use.
  • an optical disc that employs a method of recording data on both the groove track and the land track (referred to as a land / groove recording method as appropriate) is desirable.
  • a groove is called a groove, and a track formed by the groove is called a groove track.
  • a groove is defined as a portion irradiated with laser light when an optical disk is manufactured.
  • the spindle motor 102 rotates at a constant linear velocity (CLV: Constant Linear Velocity) or constant angular velocity (CAV: Constant Angular Velocity) during recording / playback. Driven.
  • CLV Constant Linear Velocity
  • CAV Constant Angular Velocity
  • the mark information recorded on the track on the optical disc 100 is read by the optical pickup (optical head) 101.
  • data is recorded on the optical disc 100
  • user data is recorded as a phase change mark or a dye change mark on a track on the optical disc 100 by the optical pickup 101.
  • the inner peripheral area of the optical disc 100 for example, physical information of the disc is recorded as embossed pits or wobbling grooves as reproduction-only management information. Reading of such information is also performed by the optical pickup 101. Further, ADIP (Address in Pregroove) information embedded as wobbling of the groove track on the optical disc 100 is also read by the optical pickup 101.
  • ADIP Address in Pregroove
  • a laser diode serving as a laser light source, a photodetector for detecting reflected light, an objective lens serving as an output end of the laser light, and a disk recording surface is irradiated with laser light via the objective lens.
  • An optical system or the like for guiding the reflected light to the photodetector is configured.
  • the objective lens is held in the optical pickup 101 so as to be movable in the tracking direction and the focus direction by a biaxial mechanism.
  • the entire optical pickup 101 can be moved in the disk radial direction by a thread mechanism 103.
  • a drive current from the laser driver 113 is supplied to the laser diode of the optical pickup 101, and the laser diode generates a laser.
  • the matrix circuit 104 includes a current-voltage conversion circuit, a matrix calculation / amplification circuit, and the like corresponding to output currents from a plurality of light receiving elements serving as photodetectors, and generates necessary signals by matrix calculation processing.
  • a current-voltage conversion circuit may be formed in the photodetector element. For example, a reproduction information signal (RF (Radio Frequency) signal) corresponding to reproduction data, a focus error signal for servo control, a tracking error signal, and the like are generated. Further, a push-pull signal is generated as a signal related to groove wobbling, that is, a signal for detecting wobbling.
  • RF Radio Frequency
  • the reproduction information signal output from the matrix circuit 104 is supplied to the data detection processing unit 105, the focus error signal and the tracking error signal are supplied to the optical block servo circuit 111, and the push-pull signal is supplied to the wobble signal processing circuit 106. .
  • the data detection processing unit 105 performs binarization processing of the reproduction information signal. For example, in the data detection processing unit 105, A / D (Analog to digital) conversion processing of RF signals, reproduction clock generation processing by PLL (Phase Locked Loop), PR (Partial Response) equalization processing, Viterbi decoding (maximum likelihood decoding) The binary data string is obtained by the partial response maximum likelihood decoding process (PRML detection method: Partial ⁇ ⁇ ResponsePartMaximum Likelihood detection method). The data detection processing unit 105 supplies a binary data string as information read from the optical disc 100 to the subsequent encoding / decoding unit 107.
  • a / D Analog to digital conversion processing of RF signals
  • PLL Phase Locked Loop
  • PR Partial Response
  • Viterbi decoding maximum likelihood decoding
  • PRML detection method Partial ⁇ ⁇ ResponsePartMaximum Likelihood detection method
  • the encoding / decoding unit 107 performs demodulation processing of reproduction data during reproduction and modulation processing of recording data during recording. That is, data demodulation, deinterleaving, ECC (error correction) code decoding, address decoding, etc. are performed during reproduction, and ECC encoding, interleaving, data modulation, etc. are performed during recording.
  • ECC error correction
  • the binary data sequence decoded by the data detection processing unit 105 is supplied to the encoding / decoding unit 107.
  • the encoding / decoding unit 107 performs demodulation processing on the binary data string to obtain reproduction data from the optical disc 100. That is, for example, the optical disc 100 is subjected to demodulation processing for data recorded on the optical disc 100 subjected to run-length limited code modulation such as RLL (1, 7) PP modulation and ECC decoding processing for error correction. Get the playback data from.
  • the data decoded to the reproduction data by the encoding / decoding unit 107 is transferred to the host interface 108 and transferred to the host device 200 based on an instruction from the system controller 110.
  • the host device 200 is, for example, a computer device or an AV (Audio-Visual) system device.
  • ADIP information is performed. That is, the push-pull signal output from the matrix circuit 104 as a signal related to groove wobbling is converted into wobble data digitized by the wobble signal processing circuit 106. A clock synchronized with the push-pull signal is generated by the PLL processing.
  • the wobble data is demodulated into a data stream constituting an ADIP address by the ADIP demodulation processing unit 116 and supplied to the address decoder 109.
  • the address decoder 109 decodes the supplied data, obtains an address value, and supplies it to the system controller 110.
  • recording data is transferred from the host device 200, and the recording data is supplied to the encoding / decoding unit 107 via the host interface 108.
  • the encoding / decoding unit 107 performs error correction code addition (ECC encoding), interleaving, sub-code addition, and the like as recording data encoding processing.
  • ECC encoding error correction code addition
  • the data subjected to these processes is subjected to run length limited code modulation such as RLL (1, 7) PP.
  • the recording data processed by the encoding / decoding unit 107 is supplied to the write strategy unit 114.
  • the write strategy unit 114 performs laser drive pulse waveform adjustment with respect to the characteristics of the recording layer, the spot shape of the laser beam, the recording linear velocity, and the like as the recording compensation process. Then, the laser drive pulse is output to the laser driver 113.
  • the laser driver 113 supplies a current to the laser diode in the optical pickup 101 based on the laser driving pulse subjected to the recording compensation process, and performs laser emission. As a result, a mark corresponding to the recording data is formed on the optical disc 100.
  • the optical block servo circuit 111 generates various servo drive signals for focus, tracking, and sled from the focus error signal and tracking error signal from the matrix circuit 104 and executes the servo operation. That is, a focus drive signal and a tracking drive signal are generated according to the focus error signal and tracking error signal, and the driver 118 drives the focus coil and tracking coil of the biaxial mechanism in the optical pickup 101.
  • a focus drive signal and a tracking drive signal are generated according to the focus error signal and tracking error signal
  • the driver 118 drives the focus coil and tracking coil of the biaxial mechanism in the optical pickup 101.
  • an optical pickup 101, a matrix circuit 104, an optical block servo circuit 111, a driver 118, a tracking servo loop and a focus servo loop by a biaxial mechanism are formed.
  • the optical block servo circuit 111 turns off the tracking servo loop and outputs a jump drive signal in accordance with a track jump command from the system controller 110, thereby executing a track jump operation. Further, the optical block servo circuit 111 generates a thread drive signal based on a thread error signal obtained as a low frequency component of the tracking error signal, an access execution control from the system controller 110, and the like, and a thread mechanism 103 is operated by the thread driver 115. Drive.
  • the spindle servo circuit 112 performs control to rotate the spindle motor 102 at CLV.
  • the spindle servo circuit 112 generates a spindle error signal by obtaining a clock generated by the PLL for the wobble signal as the current rotational speed information of the spindle motor 102 and comparing it with predetermined CLV reference speed information. Further, at the time of data reproduction, the reproduction clock generated by the PLL in the data detection processing unit 105 becomes the current rotation speed information of the spindle motor 102, so that it is compared with predetermined CLV reference speed information.
  • a spindle error signal is generated.
  • the spindle servo circuit 112 outputs a spindle drive signal generated according to the spindle error signal, and causes the spindle driver 117 to execute CLV rotation of the spindle motor 102.
  • the spindle servo circuit 112 generates a spindle drive signal in response to a spindle kick / brake control signal from the system controller 110, and executes operations such as starting, stopping, acceleration, and deceleration of the spindle motor 102.
  • a system controller 110 formed by a microcomputer.
  • the system controller 110 executes various processes in accordance with commands from the host device 200 given through the host interface 108. For example, when a write command (write command) is issued from the host device 200, the system controller 110 first moves the optical pickup 101 to an address to be written. Then, the encoding / decoding unit 107 causes the encoding process to be performed on the data (for example, video data, audio data, etc.) transferred from the host device 200 as described above. Then, the laser driver 113 drives the laser emission according to the encoded data, and recording is executed.
  • a write command write command
  • the system controller 110 first moves the optical pickup 101 to an address to be written.
  • the encoding / decoding unit 107 causes the encoding process to be performed on the data (for example, video data, audio data, etc.) transferred from the host device 200 as described above.
  • the laser driver 113 drives the laser emission according to the encoded data, and recording is executed.
  • the system controller 110 when a read command for requesting transfer of certain data recorded on the optical disc 100 is supplied from the host device 200, the system controller 110 first performs seek operation control for the instructed address. That is, a command is issued to the optical block servo circuit 111, and the access operation of the optical pickup 101 targeting the address specified by the seek command is executed. Thereafter, operation control necessary for transferring the data in the designated data section to the host device 200 is performed. That is, data is read from the optical disc 100, the reproduction processing in the data detection processing unit 105 and the encoding / decoding unit 107 is executed, and the requested data is transferred.
  • FIG. 1 has been described as a playback device connected to the host device 200, but the playback device may not be connected to other devices.
  • an operation unit and a display unit are provided, and the configuration of the interface part for data input / output is different from that in FIG. That is, it is only necessary that recording and reproduction are performed in accordance with a user operation and a terminal unit for inputting / outputting various data is formed.
  • various other examples of the configuration of the playback apparatus are possible.
  • the optical pickup 101 records information on the optical disc 100 using, for example, laser light (beam) having a wavelength ⁇ of 405 nm, and reproduces information from the optical disc 100.
  • the laser beam is emitted from a semiconductor laser (LD: Laser Diode) 1.
  • Laser light passes through a collimator lens 2, a polarizing beam splitter (PBS) 3, and an objective lens 4 and is irradiated onto the optical disc 100.
  • the polarization beam splitter 3 has, for example, a separation surface that transmits approximately 100% of P-polarized light and reflects approximately 100% of S-polarized light. Reflected light from the recording layer of the optical disc 100 returns along the same optical path and enters the polarization beam splitter 3. By interposing a ⁇ / 4 element (not shown), the incident laser light is reflected by the polarization beam splitter 3 by approximately 100%.
  • the laser beam reflected by the polarization beam splitter 3 is condensed on the light receiving surface of the photodetector 6 through the lens 5.
  • the photodetector 6 has a light receiving cell that photoelectrically converts incident light on the light receiving surface.
  • the light receiving cell includes five regions 6a, 6 by dividing lines dividing the tangential direction (track direction) of the optical disc 100 into three and dividing lines dividing the radial direction (radial direction) into three. It is divided into 6b, 6c, 6d1, and 6d2. As shown in FIG.
  • the spot SP of the laser beam is controlled so as to irradiate the adjacent tracks TK-1 and TK + 1 with the track TK as the center.
  • the information on the return light of the laser light includes the reproduction information signal components of the tracks TK, TK-1, and TK + 1, and these are included in the corresponding areas of the areas 6a, 6b, 6c, 6d1, and 6d2 of the photodetector 6. Received light.
  • this region division example is merely an example. As the photodetector 6 of the present embodiment, various region division examples are assumed regardless of such region division.
  • the photodetector 6 outputs five systems of electric signals corresponding to the amounts of light received in the respective regions 6a, 6b, 6c, 6d1, and 6d2 of the light receiving cells.
  • the configuration of the optical pickup 101 in FIG. 2A shows the minimum components for explaining the present disclosure.
  • the focus error signal and tracking error output to the optical block servo circuit 111 via the matrix circuit 104 are shown.
  • a signal, a signal for generating a push-pull signal output to the wobble signal processing circuit 106 via the matrix circuit 104, and the like are omitted.
  • various configurations other than the configuration shown in FIG. 2A are possible.
  • the cross section of the return light beam from the optical disc 100 is divided into a plurality of regions to obtain reproduction information signals corresponding to the respective regions.
  • a method of obtaining reproduction information signals for each region A method other than the method of dividing the photodetector 6 into the required number can be used.
  • an optical path conversion element for separating a plurality of regions is arranged in an optical path passing through the objective lens 4 and reaching the photodetector 6, and a plurality of beams separated by the optical path conversion element are supplied to different photodetectors. May be used.
  • the optical path conversion element a diffraction element such as a holographic optical element, a refractive element such as a microlens array or a microprism, or the like can be used.
  • the reproduction information signals of the adjacent tracks TK-1, TK + 1 are generated by the return light of the laser light applied to the plurality of tracks TK, TK-1, TK + 1.
  • a reproduction information signal of a plurality of channels including components is generated.
  • the signals are reproduced from the optical disc 100 by the optical pickup 101, and the detection signals S6a, S6b, S6c, S6d1, and S6d2 of the areas 6a, 6b, 6c, 6d1, and 6d2 are supplied to the matrix circuit 104 and are supplied to the respective areas.
  • the corresponding reproduction information signal is used.
  • the reproduction information signal Sa based on the detection signal S6a
  • the reproduction information signal Sc corresponding to the detection signal S6c and the detection signals S6d1 and S6d2 are added from the matrix circuit 104.
  • An information signal Sd is output.
  • the data detection processing unit 105 includes an A / D converter 11 to which a reproduction information signal supplied from the matrix circuit 104 is supplied.
  • a clock for the A / D converter 11 is formed by the PLL 12.
  • the reproduction information signals Sa, Sb, Sc, and Sd supplied from the matrix circuit 104 are converted into digital data by the A / D converter 11, respectively. Further, the reproduction information signals Sa, Sb, Sc, and Sd converted into digital data are gain-adjusted by an AGC (Automatic Gain Control) circuit 13.
  • AGC Automatic Gain Control
  • the data detection processing unit 105 includes a multi-input adaptive equalization unit 14, a noise predictor 15, a binarization detector 16, a delay unit 17, an equalization error calculation unit 18, and a whitening coefficient update unit 19.
  • the four-channel reproduction information signals Sa, Sb, Sc, and Sd supplied from the AGC circuit 13 to the multi-input adaptive equalization unit 14 are set as signals x1k, x2k, x3k, and x4k, respectively (k is time).
  • the multi-input adaptive equalization unit 14 performs PR adaptive equalization processing on the reproduction information signals x1k, x2k, x3k, and x4k, respectively.
  • the reproduction information signals x1k, x2k, x3k, and x4k are equalized so as to approximate the target PR waveform.
  • the equalized outputs are added to output an equalized signal y′k.
  • the output of the multi-input adaptive equalization unit 14 may be used as a signal input to the PLL 12. In this case, the initial coefficient of the multi-input adaptive equalizer is set to a predetermined value.
  • the equalized signal y′k is supplied to the noise predictor 15 and the delay unit 17.
  • the noise predictor 15 performs filter processing for whitening the crosstalk noise components from the adjacent tracks TK ⁇ 1 and TK + 1 included in the equalized signal y′k.
  • the output zk of the noise predictor 15 is supplied to the binarization detector 16.
  • the binarization detector 16 performs binarization processing on the equalized signal zk that has passed through the noise predictor 15 to obtain binary data DT.
  • the binary data is supplied to the encoding / decoding unit 107 shown in FIG. 1 and demodulated.
  • the equalization error calculation unit 18 obtains an equalization error e′k with respect to an equalization target for the output (equalization signal) y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 supplied via the delay unit 17,
  • the equalization error e′k is supplied as a control signal for adaptive equalization to a plurality of adaptive equalizers in the multi-input adaptive equalization unit 14.
  • the equalization error calculation unit 18 also supplies the equalization error e′k to the whitening coefficient update unit 19.
  • the whitening coefficient update unit 19 performs processing for adaptively updating the filter coefficient of the noise predictor 15 that is a whitening filter.
  • the multi-input adaptive equalization unit 14 includes adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 and an adder 25.
  • the four-channel reproduction information signals x1k, x2k, x3k, and x4k described above are input to the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24, respectively.
  • four adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 are provided, and the number of adaptive equalizers corresponds to the number of channels of the reproduction information signal.
  • Each of the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 is configured by, for example, an FIR filter as shown in FIG.
  • the adaptive equalizers (21 to 24) are filters having L-stage taps including delay elements 30-1 to 30-L, coefficient multipliers 31-0 to 31-L, and an adder 34.
  • the coefficient multipliers 31-0 to 31-L respectively multiply the input xck at each time point by tap coefficients C0 to C (L).
  • the outputs of the coefficient multipliers 31-0 to 31-L are added by the adder 34 and taken out as an output yck.
  • “c” in xck and yck represents a channel of a reproduction information signal.
  • “c” is any one of 1 to 4 because it is an example having a 4-channel adaptive equalizer.
  • the tap coefficients C0 to C (L) are controlled.
  • computing units 32-0 to 32-L that perform an operation by inputting an equalization error e'k and each tap input.
  • integrators 33-0 to 33-L for integrating the outputs of the arithmetic units 32-0 to 32-L are provided.
  • computation of ⁇ 1 ⁇ e′k ⁇ xck is performed.
  • the outputs of the arithmetic units 32-0 to 32-L are integrated by integrators 33-0 to 33-L, and the tap coefficients C0 to C (L) of the coefficient multipliers 31-0 to 31-L are obtained as a result of the integration. Change controlled.
  • the reason why the integrators 33-0 to 33-L are integrated is to adjust the response of the adaptive coefficient control.
  • the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 having the above configuration optimize the error and phase distortion of the input signal frequency components of the reproduction information signals x 1 k, x 2 k, x 3 k, and x 4 k, that is, perform adaptive PR equalization. That is, adjusting the tap coefficients C0 to C (L) according to the calculation result of ⁇ 1 ⁇ e′k ⁇ xck in the calculators 32-0 to 32-n eliminates the equalization error e′k. In this direction, the tap coefficients C0 to C (L) are adjusted in the direction to be performed.
  • the outputs y1k, y2k, y3k, and y4k of the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 are adaptively controlled using the equalization error e'k so that the tap coefficients C0 to C (L) become the target frequency characteristics.
  • the outputs y1k, y2k, y3k, and y4k are obtained by reducing unnecessary signals such as crosstalk components for each channel.
  • the outputs y1k, y2k, y3k, and y4k are added by the adder 25 to become an output (equalized signal) y'k of the multi-input adaptive equalization unit 14.
  • the output (equalized signal) y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 obtained in this manner is a state in which the crosstalk components of the adjacent tracks TK ⁇ 1 and TK + 1 are included. Therefore, the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 is subjected to whitening of crosstalk noise by the noise predictor 15.
  • the noise predictor 15 is arranged at the subsequent stage of the multi-input adaptive equalization unit 14 so that the crosstalk noise is whitened and NPML is performed.
  • the waveforms obtained by equalizing the reproduction information signals x1k, x2k, x3k, and x4k of the four channels by the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 are expressed by the following (Equation 1).
  • the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 is represented by (vector 2) obtained by adding the vector elements.
  • cm is an impulse response of ISI (Intersymbol interference) of a target partial response
  • ak-m represents a received channel bit NRZ (Non Return to Zero) sequence ( ⁇ 1 / + 1).
  • vk represents an error between the output y′k and the target partial response level
  • wk represents a noise component including crosstalk.
  • the output y′k passes through the noise predictor 15 at the subsequent stage to whiten the crosstalk frequency component, thereby suppressing the noise power of the branch metric calculation in the Viterbi decoding of the binarization detector 16.
  • the output zk of the noise predictor 15 is expressed by the following (Equation 3).
  • FIG. 6A A configuration example of the noise predictor 15 is shown in FIG. 6A.
  • the noise predictor 15 receives the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 as an input and delays it for each sample by N stages of delay units 41-1 to 41-1.
  • 41-N N multipliers 42-1 to 42-N for multiplying the output of each of the delay units 41-1 to 41-N by a tap coefficient pi (i is an integer), and a first stage delay unit 41-1
  • the sum adder 43 that sums the outputs of the multipliers 42-1 to 42-N and outputs an output signal zk.
  • the tap coefficient pi given to each of the multipliers 42-1 to 42-N is set to a value generated from the whitening coefficient update unit 19, as will be described later.
  • the binarization detector 16 is, for example, a Viterbi decoder, and performs maximum likelihood decoding on the equalized signal zk that has been PR-equalized and passed through the noise predictor 15 to obtain binarized data DT.
  • Viterbi decoding uses a Viterbi detector composed of a plurality of states configured in units of consecutive bits of a predetermined length and branches represented by transitions between them, and all possible bit sequences are used. A desired bit sequence is efficiently detected from the inside.
  • the flow of the bit sequence leading to that state called the path memory register, the register that stores the partial response sequence and the signal path metric up to that state, called the path metric register, for each state
  • the path metric register Two registers of the register for storing are prepared. Further, for each branch, there is prepared an arithmetic unit called a branch metric unit for calculating a partial response sequence and a signal path metric at the bit.
  • various bit sequences can be associated in a one-to-one relationship by one of the paths passing through the state.
  • the path metric between the partial response sequence that passes through these paths and the actual signal (reproduced signal) is the transition between the states that constitute the above path, that is, the branch metrics described above in the branch sequentially. It is obtained by adding.
  • a method for calculating a branch metric used for NPML decoding in the binarization detector 16 will be described.
  • a waveform equalization error which is a difference between a reference level and a received waveform, and noise are defined by a square.
  • the square of the noise component wk in the above (Equation 2) is a branch metric and the noise component wk is whitened by the coefficient of the noise predictor 15 as a branch metric
  • the branch in the case of transition from the state sj to si The calculation of the metric is expressed as (Equation 4).
  • rk is a value obtained from ISI, but ⁇ rk is a value learned as an equalization error, which can be obtained by memory access. This will be described together with the next filter coefficient update.
  • the equalization error calculation unit 18 performs a convolution process of the binarization result of the binarization detector 16 on the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 that is supplied with the timing adjusted by the delay unit 17.
  • An equalization error e′k which is a difference from the obtained equalization target signal is calculated.
  • the equalization error calculation unit 18 supplies the equalization error e′k to control the tap coefficients of the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 of the multi-input adaptive equalization unit 14.
  • the reference level based on the provisional determination of the received data can be obtained from the memory using the Viterbi decoding result as an address, and the difference from the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 as an LMS error (equalization error e′k) ( It can be calculated as in Equation 6).
  • rk is a value obtained from ISI
  • ⁇ rk is a value learned as an equalization error. This ⁇ rk can be learned cyclically by the following (Equation 7). ⁇ is a learning update coefficient.
  • FIG. 8A schematically shows a path memory in the binarization detector 16 (Viterbi decoder).
  • the binarization detection result at each time (k) is stored in the path memory.
  • ⁇ rk can be referred to by detection results ak ⁇ (M ⁇ 1) to ak.
  • FIG. 8B shows a memory area prepared for learning ⁇ rk in the binarization detector 16.
  • learning storage areas 51 51-000, 51-001... 51 corresponding to the addresses “000”, “100”,..., “111” as the detection results ak- (M ⁇ 1) to ak. -111) is prepared.
  • each learning storage area 51 ⁇ rk updated according to the address is written (the switch 54 schematically shows the write access according to the address).
  • the value stored in each learning storage area 51 is - ⁇ ⁇ 2 ⁇ in the arithmetic unit 53 with respect to the value one hour before delayed by the delay unit 52 at the timing when writing is designated by the address.
  • e'k is added and updated to that value. That is, the value of the learning storage area 51 is updated as ⁇ rk + 1 in (Expression 7).
  • ⁇ rk can be obtained by referring to the learning storage area 51 using the path memory detection results ak- (M ⁇ 1) to ak at each time point.
  • the equalization error calculation unit 18 As shown in the above (Equation 6), the LMS error (equalization error e ′) of the difference between the reference level based on the temporary determination of the received data and the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 k) is calculated.
  • the square error of the equalization error e′k is partially differentiated by the tap coefficients of the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24 of the multi-input adaptive equalization unit 14 as shown in the following (Equation 8) (Equation 9).
  • the coefficient of the multi-input adaptive equalization unit 14 can be learned.
  • the whitening coefficient updating unit 19 uses the equalization error e′k from the equalization error calculation unit 18 to obtain the signal w′k of (Equation 10).
  • the signal w′k is obtained by the FIR filter of FIG. 6B that receives the equalization error e′k.
  • This FIR filter has the same configuration as the FIR filter as the noise predictor 15 in FIG. 6A.
  • the tap coefficient Pi of the noise predictor 15 is learned by the update coefficient ⁇ as shown in (Expression 12) using the result of partial differentiation as shown in (Expression 11).
  • the tap coefficient Pi is obtained in this way, the tap coefficient Pi (-P1 to -PN) is set as each tap coefficient Pi (-P1 to -PN) in the noise predictor 15. Thereby, noise whitening is performed in the noise predictor 15. That is, the crosstalk noise can be whitened by arranging the noise predictor 15 for the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14 and using the LMS algorithm.
  • the tap coefficient pi set by the whitening coefficient update unit 19 in the noise predictor 15 is also supplied to the binarization detector 16.
  • the binarization detector 16 performs a metric calculation using the tap coefficient pi set by the whitening coefficient update unit 19. That is, as shown in the above (Equation 4), the tap coefficient pi is used for the branch metric calculation. Thereby, Viterbi decoding suitable for NPML in which the noise predictor 15 is arranged is realized.
  • FIG. 9 shows a reference memory prepared in the binarization detector 16.
  • storage areas 56 56-0000... 56 corresponding to addresses “0000”... “1100”... “1111” as detection results ak ⁇ (M ⁇ 1 + N) to ak. ⁇ 1100... 56-1111) are prepared.
  • a calculated value MR (see (Equation 4)) calculated at each time k in accordance with the address is written.
  • the switch 57 schematically shows that write access is performed according to the address.
  • the formula of the calculated value MR is specifically shown in the case of the transition from the state Sj to Si (s00 ⁇ s01).
  • the reference memory is updated, and at the time of branch metric calculation, the convolution calculation value MR of the past reference level is read out and used according to the address.
  • branch metric calculation can be performed within one clock.
  • the actual calculated value MR is calculated in the binarization detector 16 using, for example, a pipeline memory, which itself is difficult to complete within one clock, but writing to the reference memory is repeated. By doing so, gradually approach the appropriate value.
  • the branch metric calculation is completed within one clock by reading the calculated value MR from the reference memory, but the value stored in the reference memory is sequentially updated and converged to an appropriate value.
  • the pattern constituting the minimum distance is ⁇ . . . 10011100000000 ⁇ and ⁇ . . . 0011100000000 ⁇ for each vector, Is expressed as (Equation 14).
  • the data detection processing unit 105 irradiates the optical recording medium on which a plurality of tracks are formed to a range including the data detection target track TK and the adjacent tracks TK ⁇ 1 and TK + 1.
  • each of the plurality of detection signals generated by using the light reception signals from the plurality of divided regions of the light detection unit 6 is the adaptive equalizers 21, 22, 23, 24 of the multi-input adaptive equalization unit 14. Is input. That is, four channels of reproduction information signals x1k, x2k, x3k, and x4k are input to the adaptive equalizers 21, 22, 23, and 24, respectively.
  • the outputs y1k, y2k, y3k, y4k of the plurality of adaptive equalizers 21, 22, 23, 24 are calculated to obtain an output y′k as an equalized signal.
  • the noise predictor which is a whitening filter performs whitening of the crosstalk noise from the adjacent tracks TK ⁇ 1 and TK + 1.
  • the binarization detector 16 performs binarization processing on the equalized signal (zk) that has passed through the noise predictor 15 to obtain binary data DT.
  • the equalization error calculation unit 18 obtains an equalization error e′k with respect to the equalization target for the equalization signal (y′k) output from the multi-input adaptive equalization unit 14, and calculates the equalization error e′k.
  • the whitening coefficient update unit 19 adaptively updates the filter coefficient pi of the noise predictor 15.
  • the crosstalk noise included in the output y′k (equalized signal) of the multi-input adaptive equalizer 14 is whitened and processed by the binarization detector 16. That is, in this embodiment, by performing binarization processing using the crosstalk noise whitened equalization waveform, the noise power of the Viterbi decoding branch metric calculation in the binarization detector 16 can be suppressed, and detection is performed. Accuracy can be improved.
  • FIG. 10A shows an equalization target TPR for the MTF of the reproduction information signal.
  • the arrow indicates the state of enhancement in PR equalization.
  • the crosstalk noise CNZ is indicated by a broken line and an alternate long and short dash line. This crosstalk noise CNZ is greatly enhanced by PR equalization.
  • the output y ′ in such a state is supplied to the binarization detector 16 as it is, the output y ′ becomes as shown in FIG. 10B, and the maximum likelihood path detection accuracy in Viterbi decoding is lowered.
  • FIG. 10C shows a case where the noise predictor 15 is provided as in the present embodiment, and similarly shows the MTF, equalization target TPR, and crosstalk noise CNZ of the reproduction information signal.
  • the crosstalk noise CNZ is whitened.
  • the output z of the noise predictor 15 in such a state is supplied to the binarization detector 16, the output z is as shown in FIG. 10D, the noise power of the branch metric calculation can be suppressed, and the maximum likelihood path detection in the Viterbi decoding Accuracy can be improved.
  • FIG. 11A shows the power spectral density of an LMS error using a reproduction waveform with 35 GB and crosstalk.
  • the vertical axis represents the power density of crosstalk noise, and the horizontal axis represents the normalized channel frequency (channel frequency is normalized by 1.0). This is the result of calculating the power spectral density by FFT of e′k in (Equation 6) and w′k in (Equation 10) in order to investigate whether the noise is whitened.
  • FIG. 11 shows a change in bER (bit error rate) as a result of learning 12 sectors when a 420,000-bit data set corresponding to a reproduction waveform with 35 GB and crosstalk is set to 1 sector. It turns out that the result of is error-free and improved.
  • bER bit error rate
  • the filter coefficient of the noise predictor 15 is adaptively updated, so that the noise predictor 15 operates adaptively to whiten the crosstalk noise included in the output y′k of the multi-input adaptive equalization unit 14.
  • the whitening coefficient updating unit 19 uses the equalization error e′k obtained by the equalization error calculation unit 18 to update the filter coefficient of the whitening filter so as to minimize the energy of the crosstalk noise ( (Refer to several 10 to 12). Thereby, the whitening of the crosstalk noise can be optimized.
  • the whitening coefficient update unit 19 updates the filter coefficient of the noise predictor 15 so as to maximize the ratio of the crosstalk noise energy of the equalized signal (y′k) to the minimum distance in the maximum likelihood decoding process (Expression 14). (See Equation 18). Thereby, the whitening filter process can be optimized corresponding to the maximum likelihood decoding.
  • the binarization detector 16 performs metric calculation using the filter coefficient (pi) of the noise predictor 15 set by the whitening coefficient update unit 19 (see Expression 4). As a result, an NPML corresponding to the input of the signal (zk) via the noise predictor 15 is realized.
  • the reference level (calculated value MR of Formula 4) calculated using the filter coefficient of the whitening filter and stored in the memory is used as the past determination result (ak ⁇ (M ⁇ By reading and using 1 + N) to ak) from the reference memory 56 as addresses, the processing load of branch metric calculation can be reduced.
  • the embodiments of the present disclosure have been specifically described above, but are not limited to the above-described embodiments, and various modifications based on the technical idea of the present disclosure are possible.
  • the above-described numerical values of the wavelength of the laser light source, the track pitch, the recording linear density, and the like are examples, and other numerical values may be used.
  • indicators other than those described above may be used as indices for evaluating reproduction performance.
  • the present disclosure can be applied to a playback apparatus that performs only one of recording and playback on an optical disc.
  • this technique can also take the following structures. (1) With respect to the return light when the optical recording medium on which a plurality of tracks are formed is irradiated with light to a range including the track to be detected and the adjacent track, the light reception signals from the plurality of divided regions of the light detection unit are used.
  • Each of the plurality of generated detection signals is respectively input to a plurality of adaptive equalizers, calculates a plurality of adaptive equalizer outputs, and outputs an equalized signal as a multi-input adaptive equalization unit;
  • An equalization error is obtained from an equalization target signal obtained based on the binary detection result of the binarization unit and an equalization signal output from the multi-input adaptive equalization unit, and a plurality of equalization errors are obtained.
  • An equalization error calculator that supplies the adaptive equalizer as a control signal for adaptive equalization
  • a data detection apparatus comprising: a whitening coefficient updating unit that adaptively updates a filter coefficient of the whitening filter.
  • the whitening coefficient update unit updates the filter coefficient of the whitening filter so as to minimize the energy of crosstalk noise using the equalization error obtained by the equalization error calculation unit.
  • the multi-input adaptive equalization unit performs a partial response equalization process for each of the plurality of detection signals,
  • the binarization unit performs a maximum likelihood decoding process as a binarization process for the equalized signal,
  • the whitening coefficient updating unit updates the filter coefficient of the whitening filter so as to maximize the ratio of the crosstalk noise energy of the equalized signal and the minimum distance in the maximum likelihood decoding process.
  • Detection device (4) The data detection device according to (2) or (3), wherein the binarization unit performs a metric calculation using a filter coefficient of the whitening filter set by the whitening coefficient update unit.
  • the multi-input adaptive equalization unit performs a partial response equalization process for each of the plurality of detection signals
  • the binarization unit performs a maximum likelihood decoding process as a binarization process for the equalized signal, and uses a filter coefficient of the whitening filter as a reference level used for a metric calculation of the maximum likelihood decoding process.
  • the data detection device according to any one of (1) to (4), wherein the reference level stored in the memory is read from the memory using the past determination result as an address.
  • the optical recording medium on which a plurality of tracks are formed is irradiated with light returning to a range including a data detection target track and an adjacent track in a plurality of divided regions, and light reception signals from the plurality of divided regions
  • a light detection unit for forming a plurality of detection signals using Each of the plurality of detection signals is respectively input to a plurality of adaptive equalizers, a multi-input adaptive equalization unit that calculates the outputs of the plurality of adaptive equalizers and outputs them as equalized signals;
  • a binarization unit that binarizes the equalized signal that has passed through the whitening filter to obtain binary data;
  • An equalization error is obtained from an equalization target signal obtained based on the binary detection result of the binarization unit and an equalization signal output from the multi-input adaptive equalization unit, and a plurality of equalization errors are obtained.
  • An equalization error calculator that supplies the adaptive equalizer as a control signal for adaptive equalization, A whitening coefficient updating unit that adaptively updates a filter coefficient of the whitening filter; And a demodulator that demodulates reproduction data from the binary data obtained by the binarization unit. (7) With respect to the return light when the optical recording medium on which a plurality of tracks are formed is irradiated with light to the range including the track to be detected and the adjacent track, the light reception signals from the plurality of divided regions of the light detection unit are used.
  • Each of a plurality of detection signals is input to a plurality of adaptive equalizers, and a multi-input adaptive equalization process for calculating an output of the plurality of adaptive equalizers to obtain an equalized signal;
  • An equalization error is obtained from an equalization target signal obtained based on a binary detection result obtained by the binarization process and an equalization signal obtained by the multi-input adaptive equalization process, and the equalization error is determined as a plurality of equalization errors.
  • Equalization error calculation processing supplied as a control signal for adaptive equalization to the adaptive equalizer;
  • a whitening coefficient update process for adaptively updating the filter coefficient of the whitening process;
  • Data detection method to do to do.

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Abstract

　等化信号からクロストークノイズを白色化して２値データ検出を行うことでデータ検出性能を向上させる。複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号のそれぞれを、複数の適応イコライザにそれぞれ入力し、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号を得る多入力適応等化処理を行う。この多入力適応等化処理で得られた等化信号に含まれる隣接トラックからのクロストークノイズを白色化したうえで、２値化処理を行う。また２値検出結果に基づいて得られる等化目標と多入力適応等化処理で得られる等化信号とから等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する。さらに白色化フィルタのフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新処理も行う。

Description

データ検出装置、再生装置、データ検出方法
　本技術はデータ検出装置、再生装置、データ検出方法に関し、特にクロストークキャンセル及びパーシャルレスポンス等化を行った等化信号の復号技術に関する。
特開２００５－３０２１３０号公報 特開２０１２－７９３８５号公報
　特許文献１に記載されるように、光ディスク等からの再生信号についてパーシャルレスポンス（ＰＲ：Partial Response）等化を行う場合、ノイズも強調してしまうが、それを白色化して検出性能を向上するＮＰＭＬ(Noise Predictive Maximum Likelihood)が知られている。
　また光ディスクの高密度化のためにトラックピッチを狭くした場合、隣接トラックからのクロストークが増大する。例えば特許文献２には、再生対象のトラックと、その両側のトラックとのそれぞれの再生信号を適応イコライザに供給し、適応イコライザのタップ係数を制御するクロストークキャンセラが記載されている。
　特許文献２のようなクロストークキャンセラの場合、再生対象のトラックと両側のトラックを同時に読み取るために、３個のビームを必要とし、３個のビームにより読み取られる再生信号の位相を合わせることが必要である。或いは１ビームが３個のトラックを順次再生し、再生信号を同時化することも可能であるが、同時化するためのメモリが必要となる。したがって、特許文献１に記載のものは、光ピックアップの構成が複雑となったり、位相合わせが複雑となったり、回路規模が大きくなる。
　本開示では、適応イコライザによるクロストークキャンセラを用いる系を簡易化するために１ビーム多チャネル対応を考える。そしてこの場合に、キャンセルしきれない隣接トラックからのノイズ成分がＰＲ等化によりエンハンスされてしまい、２値化、例えばパーシャルレスポンス最尤復号処理（ＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）検出方式）の性能に影響を与える状況を回避し、２値データ検出性能を有効に発揮できるようにすることを目的とする。
　本技術に係るデータ検出装置は、複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号のそれぞれが、複数の適応イコライザにそれぞれ入力され、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号として出力する多入力適応等化部と、前記多入力適応等化部から出力される等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズの白色化を行う白色化フィルタと、前記白色化フィルタを通過した等化信号について２値化処理を行って２値データを得る２値化部と、前記多入力適応等化部から出力される等化信号についての等化目標に対する等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算部と、前記白色化フィルタのフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新部とを備える。
　これにより多入力適応等化部で得られる等化信号に含まれるクロストークノイズが白色化されたうえで２値化部で処理される。適応イコライザ及び白色化フィルタのフィルタ係数は適応的に更新される。
　上記した本技術に係るデータ検出装置においては、前記白色化係数更新部は、前記等化誤差演算部で得られた等化誤差を用いて、クロストークノイズのエネルギーを最小化するように前記白色化フィルタのフィルタ係数を更新することが考えられる。
　これによりクロストークノイズの白色化を最適化する。
　上記した本技術に係るデータ検出装置においては、前記多入力適応等化部は、前記複数の検出信号のそれぞれについてパーシャルレスポンス等化処理を行い、前記２値化部は、前記等化信号についての２値化処理として最尤復号処理を行い、前記白色化係数更新部は、等化信号のクロストークノイズエネルギーと最尤復号処理における最小距離の比を最大化するように前記白色化フィルタのフィルタ係数を更新することが考えられる。
　これにより最尤復号を行うことに対応して白色化フィルタ処理を最適化する。
　上記した本技術に係るデータ検出装置においては、前記２値化部では、前記白色化係数更新部が設定した前記白色化フィルタのフィルタ係数を用いたメトリック演算を行うことが考えられる。
　即ち白色化係数更新部が白色化フィルタに設定したフィルタ係数を２値化部で使用する。
　上記した本技術に係るデータ検出装置においては、前記多入力適応等化部は、前記複数の検出信号のそれぞれについてパーシャルレスポンス等化処理を行い、前記２値化部は、前記等化信号についての２値化処理として最尤復号処理を行うとともに、最尤復号処理のメトリック演算に用いるリファレンスレベルとして、前記白色化フィルタのフィルタ係数を用いて演算しメモリに記憶したリファレンスレベルを、過去判定結果をアドレスとして前記メモリから読み出して用いることが望ましい。
　これにより２値化部におけるブランチメトリック演算の処理負荷を軽減する。
　本技術にかかる再生装置は、上記のデータ検出装置の多入力適応等化部と、白色化フィルタと、２値化部と、等化誤差演算部と、白色化係数更新部とを備えるとともに、複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光を複数の分割領域で受光し、複数の分割領域による受光信号を用いて複数の検出信号を形成する光検出部と、前記２値化部で得られた２値データから再生データを復調する復調部とを備える。
　これによりクロストークノイズの影響を低減したデータ検出に基づいたデータ再生を実現する。
　本技術に係るデータ検出方法は、複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号が入力されるデータ検出装置のデータ検出方法である。そして、複数の検出信号のそれぞれを、複数の適応イコライザにそれぞれ入力し、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号を得る多入力適応等化処理と、前記多入力適応等化処理で得られた等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズを白色化する白色化処理と、前記白色化処理を行った等化信号から２値データを検出する２値化処理と、前記多入力適応等化処理で得られる等化信号についての等化目標に対する等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算処理と、前記白色化処理のフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新処理とを行う。
　即ち多入力適応等化処理で得られる等化信号に含まれるクロストークノイズが白色化されたうえで２値化処理が行われるようにする。
　本技術によれば、多入力適応等化処理で得られる等化信号に含まれるクロストークノイズが白色化されたうえで２値化処理が行われるため、クロストークノイズがエンハンスされた状態で２値化処理が行われることが回避され、データ検出性能を向上させることができる。
　なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
本技術の実施の形態の再生装置のブロック図である。 実施の形態の再生装置の光ピックアップの説明図である。 実施の形態のデータ検出処理部のブロック図である。 実施の形態の多入力適応等化部のブロック図である。 実施の形態の適応イコライザのブロック図である。 実施の形態の白色化フィルタのブロック図である。 実施の形態の復号処理におけるトレリス線図及び状態遷移の説明図である。 実施の形態のΔｒの学習の説明図である。 実施の形態のリファレンスレベルの記憶の説明図である。 実施の形態のクロストークノイズ白色化の説明図である。 実施の形態の効果の説明図である。
　以下、実施の形態を次の順序で説明する。
＜１．再生装置の構成＞
＜２．データ検出処理部の構成及び動作＞
＜３．まとめ及び変形例＞
＜１．再生装置の構成＞
　図１に実施の形態の光ディスク再生装置（以下、「再生装置」という）の構成例を示す。
　再生装置は、図１に示すように、光記録媒体としての光ディスク１００に対して情報の記録再生を行う光ピックアップ１０１と、光ディスク１００を回転させるスピンドルモータ１０２とを備える。光ピックアップ１０１を光ディスク１００の径方向に移動させるために、スレッド（送りモータ）１０３が設けられている。
　光ディスク１００としては、ＢＤ（Blu-ray Disc（登録商標））等の高密度光ディスクを使用できる。ＢＤは、片面単層で約２５ＧＢ（Giga Byte）、片面２層で約５０ＧＢの記録容量を有する高密度光ディスクである。ＢＤ規格では、ビームスポット径を小とするために、光源波長を４０５ｎｍとし、対物レンズの開口数ＮＡ(Numerical Aperture)を０．８５と大きくしている。ＣＤ規格では、光源波長：７８０ｎｍ、ＮＡ：０．４５、スポット径：２．１１μｍであり、ＤＶＤ規格では、光源波長：６５０ｎｍ、ＮＡ：０．６、スポット径：１．３２μｍである。ＢＤ規格では、スポット径を０．５８μｍまで絞ることができる。
　さらに近年、ＢＤに対し、チャネルビット（Channel Bit）長すなわちマーク長を短くし、線密度方向に高密度化をはかり、３層で１００ＧＢ及び４層で１２８ＧＢの大容量化を実現したＢＤＸＬ（登録商標）が実用化されている。
　これに加え、さらなる記録容量の増大のためには、グルーブトラックおよびランドトラックの両方にデータを記録する方法（ランド／グルーブ記録方式と適宜称する）を採用する光ディスクが望ましい。なお、溝のことをグルーブと称し、グルーブにより形成されるトラックをグルーブトラックと称する。グルーブは、光ディスクを製造する時に、レーザ光によって照射される部分と定義され、隣接するグルーブ間に挟まれるエリアをランドと称し、ランドにより形成されるトラックをランドトラックと称する。さらに、複数の情報記録層が積層された多層光ディスクであれば、より記録容量を増加できる。
　このような高密度記録可能な光ディスク１００が再生装置に装填されると、記録／再生時においてスピンドルモータ１０２によって一定線速度（ＣＬＶ：Constant Linear Velocity）または一定角速度（ＣＡＶ：Constant Angular Velocity）で回転駆動される。再生時には、光ピックアップ（光学ヘッド）１０１によって光ディスク１００上のトラックに記録されたマーク情報の読出が行われる。光ディスク１００に対してのデータ記録時には、光ピックアップ１０１によって光ディスク１００上のトラックに、ユーザーデータがフェイズチェンジマークもしくは色素変化マークとして記録される。
　記録可能型ディスクの場合、ウォブリンググルーブによって形成されるトラック上にはフェイズチェンジマークによるレコーディングマークが記録されるが、フェイズチェンジマークはＲＬＬ（１，７）ＰＰ変調方式（ＲＬＬ；Run Length Limited、ＰＰ：Parity preserve/Prohibit rmtr(repeated minimum transition runlength)）等により、１層あたり２３．３ＧＢのＢＤの場合で線密度０．１２μｍ／ｂｉｔ、０．０８μｍ／channel bitで記録される。同様に、２５ＧＢ／層のＢＤの場合、０．０７４５μｍ／channel bit、３２ＧＢ／層のＢＤＸＬの場合、０．０５８２６μｍ／channel bit、３３．４ＧＢ／層のＢＤＸＬの場合、０．０５５８７μｍ／channel bitというように、ディスク種別に応じてチャネルビット長に対応した密度での記録が行われる。チャネルクロック周期を「Ｔ」とすると、マーク長は２Ｔから８Ｔとなる。再生専用ディスクの場合、グルーブは形成されないが、同様にＲＬＬ（１，７）ＰＰ変調方式で変調されたデータがエンボスピット列として記録されている。
　光ディスク１００の内周エリア等には、再生専用の管理情報として例えばディスクの物理情報等がエンボスピットまたはウォブリンググルーブによって記録される。これらの情報の読出も光ピックアップ１０１により行われる。さらに、光ピックアップ１０１によって光ディスク１００上のグルーブトラックのウォブリングとして埋め込まれたＡＤＩＰ（Address in Pregroove）情報の読み出しも行われる。
　光ピックアップ１０１内には、レーザ光源となるレーザダイオード、反射光を検出するためのフォトディテクタ、レーザ光の出力端となる対物レンズ、対物レンズを介してディスク記録面にレーザ光を照射し、またその反射光をフォトディテクタに導く光学系等が構成される。光ピックアップ１０１内において対物レンズは二軸機構によってトラッキング方向およびフォーカス方向に移動可能に保持されている。光ピックアップ１０１全体はスレッド機構１０３によりディスク半径方向に移動可能とされている。光ピックアップ１０１のレーザダイオードに対して、レーザドライバ１１３からの駆動電流が供給され、レーザダイオードがレーザを発生する。
　光ディスク１００からの反射光がフォトディテクタによって検出され、受光光量に応じた電気信号とされてマトリクス回路１０４に供給される。マトリクス回路１０４には、フォトディテクタとしての複数の受光素子からの出力電流に対応して電流電圧変換回路、マトリクス演算／増幅回路等を備え、マトリクス演算処理により必要な信号を生成する。信号伝送品質を考慮し、電流電圧変換回路をフォトディテクタ素子内に形成するようにしてもよい。例えば再生データに相当する再生情報信号（ＲＦ（Radio Frequency）信号）、サーボ制御のためのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号などを生成する。さらに、グルーブのウォブリングに係る信号、すなわち、ウォブリングを検出する信号としてプッシュプル信号を生成する。
　マトリクス回路１０４から出力される再生情報信号はデータ検出処理部１０５へ供給され、フォーカスエラー信号およびトラッキングエラー信号は光学ブロックサーボ回路１１１へ供給され、プッシュプル信号はウォブル信号処理回路１０６へ供給される。
　データ検出処理部１０５は、再生情報信号の２値化処理を行う。例えばデータ検出処理部１０５では、ＲＦ信号のＡ／Ｄ（Analog to digital）変換処理、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）による再生クロック生成処理、ＰＲ（Partial Response）等化処理、ビタビ復号（最尤復号）等を行い、パーシャルレスポンス最尤復号処理（ＰＲＭＬ検出方式：Partial Response Maximum Likelihood検出方式）により、２値データ列を得る。データ検出処理部１０５は、光ディスク１００から読み出した情報としての２値データ列を、後段のエンコード／デコード部１０７に供給する。
　エンコード／デコード部１０７は、再生時おける再生データの復調と、記録時における記録データの変調処理を行う。すなわち、再生時にはデータ復調、デインターリーブ、ＥＣＣ（error correction code）デコード、アドレスデコード等を行い、記録時には、ＥＣＣエンコード、インターリーブ、データ変調等を行う。
　再生時においては、データ検出処理部１０５で復号された２値データ列がエンコード／デコード部１０７に供給される。エンコード／デコード部１０７では、２値データ列に対する復調処理を行い、光ディスク１００からの再生データを得る。すなわち、例えばＲＬＬ（１，７）ＰＰ変調等のランレングスリミテッドコード変調が施されて光ディスク１００に記録されたデータに対しての復調処理と、エラー訂正を行うＥＣＣデコード処理を行って、光ディスク１００からの再生データを得る。
　エンコード／デコード部１０７で再生データにまでデコードされたデータは、ホストインターフェース１０８に転送され、システムコントローラ１１０の指示に基づいてホスト機器２００に転送される。ホスト機器２００とは、例えばコンピュータ装置やＡＶ（Audio-Visual）システム機器などである。
　光ディスク１００に対する記録／再生時には、ＡＤＩＰ情報の処理が行われる。すなわち、グルーブのウォブリングに係る信号としてマトリクス回路１０４から出力されるプッシュプル信号は、ウォブル信号処理回路１０６においてデジタル化されたウォブルデータとされる。ＰＬＬ処理によりプッシュプル信号に同期したクロックが生成される。ウォブルデータは、ＡＤＩＰ復調処理部１１６で、ＡＤＩＰアドレスを構成するデータストリームに復調されてアドレスデコーダ１０９に供給される。アドレスデコーダ１０９は、供給されるデータについてのデコードを行い、アドレス値を得て、システムコントローラ１１０に供給する。
　記録時には、ホスト機器２００から記録データが転送されてくるが、その記録データはホストインターフェース１０８を介してエンコード／デコード部１０７に供給される。エンコード／デコード部１０７は、記録データのエンコード処理として、エラー訂正コード付加（ＥＣＣエンコード）やインターリーブ、サブコードの付加等を行う。これらの処理を施したデータに対して、ＲＬＬ（１，７）ＰＰ方式等のランレングスリミテッドコード変調を施す。
　エンコード／デコード部１０７で処理された記録データは、ライトストラテジ部１１４に供給される。ライトストラテジ部１１４では、記録補償処理として、記録層の特性、レーザ光のスポット形状、記録線速度等に対するレーザ駆動パルス波形調整を行う。そして、レーザ駆動パルスをレーザドライバ１１３に出力する。
　レーザドライバ１１３は、記録補償処理したレーザ駆動パルスに基づいて、光ピックアップ１０１内のレーザダイオードに電流を流し、レーザ発光を行う。これにより光ディスク１００に、記録データに応じたマークが形成されることになる。
　光学ブロックサーボ回路１１１は、マトリクス回路１０４からのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号から、フォーカス、トラッキング、スレッドの各種サーボドライブ信号を生成しサーボ動作を実行させる。すなわち、フォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号に応じてフォーカスドライブ信号、トラッキングドライブ信号を生成し、ドライバ１１８により光ピックアップ１０１内の二軸機構のフォーカスコイル、トラッキングコイルを駆動することになる。これによって、光ピックアップ１０１、マトリクス回路１０４、光学ブロックサーボ回路１１１、ドライバ１１８、二軸機構によるトラッキングサーボループおよびフォーカスサーボループが形成される。
　さらに、光学ブロックサーボ回路１１１は、システムコントローラ１１０からのトラックジャンプ指令に応じて、トラッキングサーボループをオフとし、ジャンプドライブ信号を出力することで、トラックジャンプ動作を実行させる。さらに、光学ブロックサーボ回路１１１は、トラッキングエラー信号の低域成分として得られるスレッドエラー信号や、システムコントローラ１１０からのアクセス実行制御などに基づいてスレッドドライブ信号を生成し、スレッドドライバ１１５によりスレッド機構１０３を駆動する。
　スピンドルサーボ回路１１２はスピンドルモータ１０２をＣＬＶ回転させる制御を行う。スピンドルサーボ回路１１２は、ウォブル信号に対するＰＬＬで生成されるクロックを、現在のスピンドルモータ１０２の回転速度情報として得、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することで、スピンドルエラー信号を生成する。さらに、データ再生時においては、データ検出処理部１０５内のＰＬＬによって生成される再生クロックが、現在のスピンドルモータ１０２の回転速度情報となるため、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することでスピンドルエラー信号が生成される。そして、スピンドルサーボ回路１１２は、スピンドルエラー信号に応じて生成したスピンドルドライブ信号を出力し、スピンドルドライバ１１７によりスピンドルモータ１０２のＣＬＶ回転を実行させる。
　スピンドルサーボ回路１１２は、システムコントローラ１１０からのスピンドルキック／ブレーキ制御信号に応じてスピンドルドライブ信号を発生させ、スピンドルモータ１０２の起動、停止、加速、減速などの動作も実行させる。
　以上のようなサーボ系および記録再生系の各種動作はマイクロコンピュータによって形成されたシステムコントローラ１１０により制御される。システムコントローラ１１０は、ホストインターフェース１０８を介して与えられるホスト機器２００からのコマンドに応じて各種処理を実行する。例えばホスト機器２００から書込命令（ライトコマンド）が出されると、システムコントローラ１１０は、まず書き込むべきアドレスに光ピックアップ１０１を移動させる。そしてエンコード／デコード部１０７により、ホスト機器２００から転送されてきたデータ（例えばビデオデータやオーディオデータ等）について上述したようにエンコード処理を実行させる。そして、エンコードされたデータに応じてレーザドライバ１１３がレーザ発光を駆動することで記録が実行される。
　さらに、例えばホスト機器２００から、光ディスク１００に記録されている或るデータの転送を求めるリードコマンドが供給された場合は、システムコントローラ１１０はまず指示されたアドレスを目的としてシーク動作制御を行う。すなわち、光学ブロックサーボ回路１１１に指令を出し、シークコマンドにより指定されたアドレスをターゲットとする光ピックアップ１０１のアクセス動作を実行させる。その後、その指示されたデータ区間のデータをホスト機器２００に転送するために必要な動作制御を行う。すなわち、光ディスク１００からのデータ読出を行い、データ検出処理部１０５、エンコード／デコード部１０７における再生処理を実行させ、要求されたデータを転送する。
　なお、図１の例は、ホスト機器２００に接続される再生装置として説明したが、再生装置としては他の機器に接続されない形態もあり得る。その場合は、操作部や表示部が設けられたり、データ入出力のインターフェース部位の構成が、図１とは異なるものとなる。つまり、ユーザーの操作に応じて記録や再生が行われると共に、各種データの入出力のための端子部が形成されればよい。もちろん再生装置の構成例としては他にも多様に考えられる。
　次に、上述した再生装置に用いられる光ピックアップ１０１について、図２Ａを用いて説明する。光ピックアップ１０１は、例えば波長λが４０５ｎｍのレーザ光（ビーム）を用いて、光ディスク１００に情報を記録し、光ディスク１００から情報を再生する。レーザ光は、半導体レーザ（ＬＤ：Laser Diode)１から出射される。
　レーザ光がコリメータレンズ２と、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ：Polarizing Beam Splitter）３と、対物レンズ４とを通過して光ディスク１００上に照射される。偏光ビームスプリッタ３は、例えばＰ偏光を略々１００％透過させ、Ｓ偏光を略々１００％反射する分離面を有する。光ディスク１００の記録層からの反射光は同じ光路を戻り、偏光ビームスプリッタ３へと入射する。図示しないλ／４素子を介在させることによって、入射したレーザ光は偏光ビームスプリッタ３で略１００％反射される。
　偏光ビームスプリッタ３で反射されたレーザ光は、レンズ５を介してフォトディテクタ６の受光面に集光される。フォトディテクタ６は、受光面上に、入射した光を光電変換する受光セルを有する。受光セルは、一例として、図２Ｃに示すように、光ディスク１００のタンジェンシャル方向（トラック方向）を３分割する分割線と、ラジアル方向（半径方向）を３分割する分割線によって５つの領域６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ１，６ｄ２に分割されている。
　そして図２Ｂに示すように、光ディスク１００のトラックＴＫを再生対象のトラックとした場合、レーザ光のスポットＳＰは、トラックＴＫを中心として隣接トラックＴＫ－１，ＴＫ＋１にも照射されるように制御される。このためレーザ光の戻り光の情報としてはトラックＴＫ、ＴＫ－１、ＴＫ＋１の再生情報信号成分が含まれ、これらがフォトディテクタ６の領域６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ１，６ｄ２のうちの対応する領域に受光される。
　なお、この領域分割例は一例に過ぎない。本実施の形態のフォトディテクタ６としては、このような領域分割に関わらず、多様な領域分割例が想定される。
　フォトディテクタ６は、受光セルのそれぞれの領域６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ１，６ｄ２への受光量に応じた５系統の電気信号を出力する。
　なお、図２Ａの光ピックアップ１０１の構成は、本開示を説明するための最小限の構成要素を示しており、マトリクス回路１０４を介して光学ブロックサーボ回路１１１に出力されるフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号や、マトリクス回路１０４を介してウォブル信号処理回路１０６に出力されるプッシュプル信号を生成するための信号等は省略されている。その他、図２Ａに示す構成以外の種々の構成が可能である。
　また上記のように光ディスク１００からの戻り光の光束の断面を複数の領域に分割して、各領域に対応する再生情報信号を得るようにしているが、領域毎の再生情報信号を得る方法としては、フォトディテクタ６を所要数に分割する方法以外の方法を使用できる。例えば、対物レンズ４を通過し、フォトディテクタ６に至る光路中に、複数の領域を分離するための光路変換素子を配置し、光路変換素子によって分離された複数のビームを異なるフォトディテクタに供給する方法を使用しても良い。光路変換素子としては、ホログラフィック光学素子等の回折素子や、マイクロレンズアレイ、マイクロプリズム等の屈折素子等を使用することができる。
　いずれにしても本実施の形態の場合、図２Ｂのように複数のトラックＴＫ、ＴＫ－１、ＴＫ＋１に対して照射されるレーザ光の戻り光によって、隣接トラックＴＫ－１，ＴＫ＋１の再生情報信号成分を含む複数チャネルの再生情報信号が生成されるようにする。
＜２．データ検出処理部の構成及び動作＞
　上述したように、光ピックアップ１０１により光ディスク１００から再生され、領域６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ１，６ｄ２のそれぞれの検出信号Ｓ６ａ、Ｓ６ｂ、Ｓ６ｃ、Ｓ６ｄ１、Ｓ６ｄ２がマトリクス回路１０４に供給され、各領域に対応する再生情報信号とされる。この例では、マトリクス回路１０４から、検出信号Ｓ６ａに基づく再生情報信号Ｓａ、検出信号Ｓ６ｂに対応する再生情報信号Ｓｂ、検出信号Ｓ６ｃに対応する再生情報信号Ｓｃ、検出信号Ｓ６ｄ１、Ｓ６ｄ２を加算した再生情報信号Ｓｄが出力されるものとしている。
　データ検出処理部１０５は、図３に示すように、マトリクス回路１０４から供給される再生情報信号が供給されるＡ／Ｄコンバータ１１を有する。Ａ／Ｄコンバータ１１に対するクロックがＰＬＬ１２によって形成される。マトリクス回路１０４から供給される再生情報信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄは、それぞれＡ／Ｄコンバータ１１でデジタルデータに変換される。
　さらにデジタルデータに変換された再生情報信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄは、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路１３でゲイン調整される。
　さらに、データ検出処理部１０５は、多入力適応等化部１４、ノイズプレディクタ１５、２値化検出器１６、遅延器１７、等化誤差演算部１８、白色化係数更新部１９を有する。
　ＡＧＣ回路１３から多入力適応等化部１４に供給される４チャネルの再生情報信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄを、それぞれ信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kとする（kは時刻）。多入力適応等化部１４は、再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kに対してそれぞれＰＲ適応等化処理を行う。すなわち、再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kが目標とするＰＲ波形に近似するように等化される。各等化出力が加算されて等化信号ｙ’kが出力される。
　なお、ＰＬＬ１２へ入力する信号として、多入力適応等化部１４の出力を用いても良い。この場合には、多入力適応イコライザの初期係数をあらかじめ定められた値に設定しておく。
　等化信号ｙ’kはノイズプレディクタ１５及び遅延器１７に供給される。ノイズプレディクタ１５では、等化信号ｙ’kに含まれる隣接トラックＴＫ－１、ＴＫ＋１からのクロストークノイズ成分を白色化するためのフィルタ処理を行う。
　ノイズプレディクタ１５の出力ｚkは２値化検出器１６に供給される。２値化検出器１６では、ノイズプレディクタ１５を通過した等化信号ｚkについて２値化処理を行って２値データＤＴを得る。この２値データは図１のエンコード／デコード部１０７に供給され、復調処理が行われる。
　等化誤差演算部１８は、遅延器１７を介して供給される多入力適応等化部１４の出力（等化信号）ｙ’kについての等化目標に対する等化誤差ｅ’kを求め、該等化誤差ｅ’kを、多入力適応等化部１４における複数の適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する。また等化誤差演算部１８は等化誤差ｅ’kを白色化係数更新部１９にも供給する。
　白色化係数更新部１９は、白色化フィルタであるノイズプレディクタ１５のフィルタ係数を適応的に更新する処理を行う。
　以下、各部について詳細に説明していく。
　多入力適応等化部１４は、図４に示すように、適応イコライザ２１，２２，２３、２４および加算器２５を有する。上述した４チャネルの再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kは、それぞれ適応イコライザ２１，２２，２３，２４に入力される。この例では再生情報信号を４チャネルとしたために４つの適応イコライザ２１，２２，２３，２４が設けられるもので、適応イコライザの数は、再生情報信号のチャネル数に対応したものとなる。
　適応イコライザ２１，２２，２３，２４の各々は、ＦＩＲ(Finite Impulse Response) フィルタタップ数、その演算精度（ビット分解能）、適応演算の更新ゲインのパラメーターを持ち、各々に最適な値が設定されている。適応イコライザユニット２１，２２，２３，２４の各々には、適応制御のための係数制御値として等化誤差ｅ’ｋが供給される。
　適応イコライザ２１，２２，２３，２４の出力ｙ1k、ｙ2k、ｙ3k、ｙ4kは、加算器２５で加算されて多入力適応等化部１４の等化信号ｙ’kとして出力される。この多入力適応等化部１４の出力目標は、２値検出結果をＰＲ（パーシャルレスポンス）に畳みこんだ理想ＰＲ波形となっている。
　適応イコライザ２１，２２，２３，２４のそれぞれは、例えば図５に示すようなＦＩＲフィルタで構成される。適応イコライザ（２１～２４）は、遅延素子３０－１～３０－Ｌ、係数乗算器３１－０～３１－Ｌ、加算器３４を有するＬ段のタップを有するフィルタとされる。係数乗算器３１－０～３１－Ｌは、それぞれ各時点の入力ｘckに対してタップ係数Ｃ０～Ｃ（Ｌ）の乗算を行う。係数乗算器３１－０～３１－Ｌの出力が加算器３４で加算されて出力ｙckとして取り出される。なお、ｘck、ｙckにおける「c」は再生情報信号のチャネルを表す。本例では４チャネルの適応イコライザを有する例のため“c”は１～４のいずれかである。
　適応型の等化処理を行うため、タップ係数Ｃ０～Ｃ（Ｌ）の制御が行われる。このために、等化誤差ｅ’kと、各タップ入力が入力されて演算を行う演算器３２－０～３２－Ｌが設けられる。また各演算器３２－０～３２－Ｌの出力を積分する積分器３３－０～３３－Ｌが設けられる。演算器３２－０～３２－Ｌのそれぞれでは、例えば－１×ｅ’k×ｘckの演算が行われる。この演算器３２－０～３２－Ｌの出力は積分器３３－０～３３－Ｌで積分され、その積分結果により係数乗算器３１－０～３１－Ｌのタップ係数Ｃ０～Ｃ（Ｌ）が変更制御される。なお、積分器３３－０～３３－Ｌの積分を行うのは、適応係数制御の応答性を調整するためである。
　以上の構成の適応イコライザ２１，２２，２３，２４ではそれぞれ、再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kの入力信号周波数成分の誤差、位相歪みを最適化、すなわち適応ＰＲ等化をおこなう。すなわち、演算器３２－０～３２－ｎでの－１×ｅ’k×ｘckの演算結果に応じてタップ係数Ｃ０～Ｃ（Ｌ）が調整されることは、等化誤差ｅ’kを解消していく方向にタップ係数Ｃ０～Ｃ（Ｌ）が調整される動作となる。そして適応イコライザ２１，２２，２３，２４の出力ｙ1k、ｙ2k、ｙ3k、ｙ4kは、等化誤差ｅ’ｋを用いてタップ係数Ｃ０～Ｃ（Ｌ）が目標の周波数特性となる方向に適応制御される。出力ｙ1k、ｙ2k、ｙ3k、ｙ4kは各チャネル単位でクロストーク成分等の不要な信号の低減も行われたものとなる。この出力ｙ1k、ｙ2k、ｙ3k、ｙ4kが加算器２５で加算されて多入力適応等化部１４の出力（等化信号）ｙ’kとなる。
　但し再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kは、図２Ｂのようなレーザスポット照射と図２Ｃのように領域分割されたフォトディテクタ６の検出信号に基づくため、出力ｙ1k、ｙ2k、ｙ3k、ｙ4kが加算されて得られる多入力適応等化部１４の出力（等化信号）ｙ’kは、隣接トラックＴＫ－１，ＴＫ＋１のクロストーク成分が含まれている状態である。
　そこで多入力適応等化部１４の出力ｙ’kは、ノイズプレディクタ１５でクロストークノイズの白色化が行われる。
　即ちノイズプレディクタ１５を多入力適応等化部１４の後段に配置することにより、クロストークノイズを白色化してＮＰＭＬを行うシステムとする。
　上記の４チャネルの再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kが、それぞれ適応イコライザ２１，２２，２３，２４で等化された波形を、次の（数１）で表すことにする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　多入力適応等化部１４の出力ｙ’kは、このベクトル要素を加算した（数２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここでｃmは目標とするパーシャルレスポンスのＩＳＩ（Intersymbol interference：符号間干渉）のインパルス応答であり、ａk-mは受信チャンネルビットＮＲＺ（Non Return to Zero）系列（－１／＋１）を示す。ｖkは出力ｙ’kと目標パーシャルレスポンスのレベルとの誤差、ｗkはクロストークを含むノイズ成分を表す。
　この出力ｙ’kは後段のノイズプレディクタ１５を通過させて、クロストークの周波数成分を白色化させることによって、２値化検出器１６のビタビ復号におけるブランチメトリック演算のノイズ電力を抑えることができる。
　ノイズプレディクタ１５の出力ｚkは以下の（数３）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ノイズプレディクタ１５の構成例を図６Ａに示す。
　ノイズプレディクタ１５は、具体的には、図６Ａに示すように、多入力適応等化部１４の出力ｙ’kを入力として、１サンプル毎に遅延していくＮ段の遅延器４１－１～４１－Ｎと、各遅延器４１－１～４１－Ｎの出力にタップ係数ｐｉ（ｉは整数）を乗算するＮ個の乗算器４２－１～４２－Ｎと、初段の遅延器４１－１の入力と各乗算器４２－１～４２－Ｎの出力とを総和して出力信号ｚkを出力する総和加算器４３とからなるＦＩＲフィルタにより構成される。
　なお、各乗算器４２－１～４２－Ｎに与えられるタップ係数ｐｉは、後述するように白色化係数更新部１９から発生される値が設定される。
　２値化検出器１６は例えばビタビデコーダとされ、ＰＲ等化されノイズプレディクタ１５を介した等化信号ｚkに対して最尤復号処理を行って２値化データＤＴを得る。
　ビタビ復号は、所定の長さの連続ビットを単位として構成される複数のステートと、それらの間の遷移によって表されるブランチで構成されるビタビ検出器が用いられ、全ての可能なビット系列の中から、効率よく所望のビット系列を検出するように構成されている。
　実際の回路では、各ステートに対してパスメトリックレジスタとよばれるそのステートに至るまでのパーシャルレスポンス系列と信号のパスメトリックを記憶するレジスタ、パスメモリレジスタと呼ばれるそのステートにいたるまでのビット系列の流れを記憶するレジスタの２つのレジスタが用意される。さらに、各ブランチに対してはブランチメトリックユニットとよばれるそのビットにおけるパーシャルレスポンス系列と信号のパスメトリックを計算する演算ユニットが用意されている。
　このビタビ復号器では、さまざまなビット系列を、ステートを通過するパスのひとつによって一対一の関係で対応付けることができる。また、これらのパスを通過するようなパーシャルレスポンス系列と、実際の信号（再生信号）との間のパスメトリックは、上記のパスを構成するステート間遷移、すなわち、ブランチにおける前述のブランチメトリックを順次加算していくことで得られる。
　さらに、パスメトリックを最小にするようなパスを選択するには、この各ステートにおいて到達する２つ以下のブランチが有するパスメトリックの大小を比較しながら、パスメトリックの小さいパスを順次選択することで実現できる。この選択情報をパスメモリレジスタに転送することで、各ステートに到達するパスをビット系列で表現する情報が記憶される。パスメモリレジスタの値は、順次更新されながら最終的にパスメトリックを最小にするようなビット系列に収束していくので、その結果を出力する。
　２値化検出器１６におけるＮＰＭＬの復号に用いるブランチメトリックの計算方法を説明する。
　一般にビタビ復号のブランチメトリック演算はリファレンスレベルと受信波形の差である波形等化誤差とノイズが二乗で定義される。上述の（数２）におけるノイズ成分ｗkの二乗をブランチメトリックとし、ノイズ成分ｗkがノイズプレディクタ１５の係数によってノイズ白色化されたものをブランチメトリックとした場合、状態ｓｊからｓｉへ遷移する場合のブランチメトリックの計算は（数４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、ａkのベクトル要素については、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　である。
　この（数４）は変形すると多入力適応等化部１４の出力ｙ’kがノイズプレディクタ１５を通過した波形ｚkとリファレンスレベルが、ノイズプレディクタ１５のタップ係数ｐｉで畳み込まれた形に式に変形することができる。
　ただし、ビタビ復号で考慮するパーシャルレスポンスのＩＳＩ長をＫ、目標とするパーシャルレスポンスのリファレンスレベルに対して過去のデータパターンからの干渉するＩＳＩ長をＭとする。一般にＭ≧Ｋである。また、ノイズプレディクタ１５のインパルス以外のタップ係数長をＮとする。
　ここでは、Ｋ＝３，Ｍ＝３，Ｎ＝１，　ＰＲ（１，１，１）　（ｃ０＝１，ｃ１＝１，ｃ２＝１），最小走行長ｄ＝１の例に対して説明する。
　ｄ＝１でＫ＝３なので過去２時刻のデータを状態として、図７Ａの状態遷移図と図７Ｂのトレリス線図が描かれる。
　例えば状態００（以下、状態（ステート）について「ｓ００」のように“ｓ”を付して表記する場合がある）に至るブランチは、状態００からａk＝－１で遷移するブランチと、状態０１からａk＝－１で遷移するブランチとがある。
　上記（数４）より状態００からａk＝－１で遷移するブランチのブランチメトリックのリファレンスレベル部分は、
　ｒk（ｓ００，ｓ００）＝－３、ｒk-1＝（ｓ００，ｓ００）＝－３　（状態遷移で決まる定数）
　Δｒk（ａk-2＝－１，ａk-1＝－１，ａk＝－１）、Δｒk-1＝（ａk-3＝－１，ａk-2＝－１，ａk-1＝－１）　（メモリアクセスで求められる値）
　をノイズプレディクタ１５のタップ係数ｐｉで畳み込んだ値で求められる。
　また状態０１からａk＝－１で遷移するブランチのブランチメトリックのリファレンスレベル部分は、
　ｒk（ｓ０１，ｓ００）＝１、ｒk-1＝（ｓ００，ｓ００）＝－１　（状態遷移で決まる定数）
　Δｒk（ａk-2＝１，ａk-1＝－１，ａk＝－１）、Δｒk-1＝（ａk-3＝１，ａk-2＝１，ａk-1＝－１）　（メモリアクセスで求められる値）
　をそれぞれＮＰのタップ係数ｐｉで畳み込んだ値で求められる。
　なお、ｒkはＩＳＩより求められる値であるが、Δｒkは等化誤差として学習した値であり、これはメモリアクセスで求めることができる。これについては次のフィルタ係数更新とともに説明する。
　次に、等化誤差演算部１８におけるＬＭＳアルゴリズムに基づく多入力適応等化部１４のフィルタ係数の更新について説明する。
　等化誤差演算部１８は、遅延器１７によってタイミング調整されて供給される多入力適応等化部１４の出力ｙ’kについて、２値化検出器１６の２値化結果の畳み込み処理を行って得られる等化目標信号との差分である等化誤差ｅ’kを算出する。そして等化誤差演算部１８は、この等化誤差ｅ’ｋを多入力適応等化部１４の各適応イコライザ２１，２２，２３，２４のタップ係数制御のために供給する。
　受信データの仮判定によるリファレンスレベルはビタビ復号結果をアドレスとしてメモリより得ることができ、多入力適応等化部１４の出力ｙ’kとの差をＬＭＳエラー（等化誤差ｅ’k）として（数６）のように計算することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上述のようにｒkはＩＳＩより求められる値で、Δｒkは等化誤差として学習した値である。このΔｒkは巡回的に次の（数７）により学習することができる。γは学習の更新係数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　このΔｒkの学習を図８に模式的に示している。
　図８Ａは２値化検出器１６（ビタビデコーダ）内のパスメモリを模式的に示している。パスメモリには各時刻（k）における２値化検出結果が格納されている。ここでΔｒkについては、検出結果ａk-(M-1)～ａkにより参照できるようにする。
　図８Ｂに２値化検出器１６においてΔｒkの学習のために用意されるメモリ領域を示している。図示のように検出結果ａk-(M-1)～ａkとしてのアドレス「０００」「１００」・・・「１１１」に対応して学習記憶領域５１（５１－０００、５１－００１・・・５１－１１１）が用意される。
　各学習記憶領域５１には、アドレスに応じて更新されたΔｒkの書き込みが行われる（スイッチ５４は、アドレスに応じた書き込みアクセスを模式的に示している）。
　即ち各学習記憶領域５１に記憶された値は、アドレスで書き込みが指定されるタイミングに、遅延器５２で１時刻遅延された１時刻前の値に対して、演算器５３で－γ・２・ｅ’kが加算され、その値に更新される。つまり（数７）のΔｒk+1として、学習記憶領域５１の値が更新されていく。
　上述の（数４）のブランチメトリック計算の際には、各時点のパスメモリの検出結果ａk-(M-1)～ａkを用いて学習記憶領域５１を参照することでΔｒkを取得できる。
　等化誤差演算部１８においては上記（数６）のように、受信データの仮判定によるリファレンスレベルと多入力適応等化部１４の出力ｙ’kとの差のＬＭＳエラー（等化誤差ｅ’k）を計算する。
　ここで多入力適応等化部１４の適応イコライザ２１，２２，２３，２４のタップ係数により等化誤差ｅ’kの二乗誤差を以下の（数８）のように偏微分して（数９）のように更新係数αで学習することによって、多入力適応等化部１４の係数を学習することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　次に白色化係数更新部１９によるノイズプレディクタ１５のタップ係数ｐｉの更新について説明する。
　白色化係数更新部１９は、等化誤差演算部１８からの等化誤差ｅ’kを用いて（数１０）の信号ｗ’kを得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　この場合、信号ｗ’kは等化誤差ｅ’kを入力とする図６ＢのＦＩＲフィルタによって得られる。このＦＩＲフィルタは、図６Ａのノイズプレディクタ１５としてのＦＩＲフィルタと同様の構成である。
　そして、この最小二乗誤差を最小にするために（数１１）のように偏微分した結果を用いて、（数１２）のように更新係数βによってノイズプレディクタ１５のタップ係数Ｐｉを学習する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　このようにタップ係数Ｐｉが得られたら、そのタップ係数Ｐｉ（－Ｐ１～－ＰN）をノイズプレディクタ１５での各タップ係数Ｐｉ（－Ｐ１～－ＰN）として設定する。これによりノイズプレディクタ１５においてノイズ白色化が行われるようにする。
　即ち多入力適応等化部１４の出力ｙ’kに対してノイズプレディクタ１５を配置して、ＬＭＳアルゴリズムを用いることによって、クロストークノイズを白色化することができる。
　また白色化係数更新部１９がノイズプレディクタ１５に設定するタップ係数ｐｉは、２値化検出器１６にも供給される。
　２値化検出器１６では、白色化係数更新部１９が設定したタップ係数ｐｉを用いたメトリック演算を行う。即ち上記（数４）に示したように、ブランチメトリック計算にタップ係数ｐｉが用いられる。
　これによりノイズプレディクタ１５を配置したＮＰＭＬに適したビタビデコードが実現される。
　ところで、上記（数４）のリファレンスレベルを畳み込む演算には多くの関和演算の為に、デジタル回路内で高速で動作させることを考えると、１クロック内で計算完了することは難しい。上記（数４）において“ＭＲ”として示した部分である。
　そこで、Ｍ＋Ｎ時刻分のＭ＋Ｎビットのアドレスでアクセスできるメモリを用意して、その各アドレスに畳み込んだ結果を格納しておくようにするとよい。
　上述のようにｄ＝１でＫ＝３で過去２時刻のデータを状態として、図７Ａの状態遷移図と図７Ｂのトレリス線図が描かれる場合において、例えば状態００に至るブランチを考えた場合、状態００からａｋ＝－１で遷移するブランチではＭ＋Ｎ＝４ビットの（ａｋ－３，ａｋ－２，ａｋ－１，ａｋ）＝（－１，－１，－１，－１）でアクセスしたメモリ値をリファレンスレベルとして取り出す。このＭ＋Ｎ＝４ビットのアドレスとは、図８Ａのパスメモリに示した検出結果ａk-(M-1+N)～ａkの値となる。
　また状態０１からａｋ＝－１で遷移するブランチでは、（ａｋ－３，ａｋ－２，ａｋ－１，ａｋ）＝（１，１，－１，－１）でアクセスしたメモリ値をリファレンスレベルとして取り出す。
　こうすることによって１クロック内でブランチメトリックを計算することができる。
　図９に２値化検出器１６に用意されるリファレンスメモリを示している。
　リファレンスメモリとして、検出結果ａk-(M-1+N)～ａkとしてのアドレス「００００」・・・「１１００」・・・「１１１１」に対応して記憶領域５６（５６－００００・・・５６－１１００・・・５６－１１１１）が用意される。
　各記憶領域５６には、アドレスに応じて各時刻kで計算された計算値ＭＲ（（数４）参照）が書き込まれる。スイッチ５７は、アドレスに応じて書き込みアクセスが行われることを模式的に示している。
　なお、図において記憶領域５６－１１００へ書き込まれる値としては、状態ＳjからＳiへの遷移（ｓ００→ｓ０１）の場合について計算値ＭＲの式を具体的に示した。
　このようにリファレンスメモリが更新されていくとともに、ブランチメトリック計算の際には、アドレスに応じて過去のリファレンスレベルの畳み込み計算値ＭＲを読み出して用いるようにする。これによりブランチメトリック計算を１クロック内で行うことができる。
　なお、実際の計算値ＭＲは２値化検出器１６内で例えばパイプラインメモリを用いて算出され、これ自体は１クロック内で完了することは困難であるが、リファレンスメモリへの書き込みが繰り返されることで、徐々に適切な値に近づいていく。つまりブランチメトリック計算については計算値ＭＲをリファレンスメモリから読み出すことで１クロック内で完了させるが、リファレンスメモリに記憶する値については、逐次更新して適切値に収束させていくという動作となる。
　次に、白色化係数更新部１９によるノイズプレディクタ１５の係数更新の他の例として、クロストークノイズのＳＮＲ（signal-noise ratio）を最大化するように係数Ｐｉを更新する例を示す。つまり最尤復号におけるパスの最小距離を大きくしつつノイズを小さくする例である。
　例えば最小距離を構成するパターンが｛．．．１００１１００００００００｝と｛．．．００１１１００００００００｝であるとき、それぞれのベクトルを、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　と表すと検出器の最小二乗距離は（数１４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　なお、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　である。
　クロストークノイズ比を（数１６）のように表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　するとノイズプレディクタ１５の係数ｐｉで偏微分すると（数１７）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　この結果を用いて（数１８）によりノイズプレディクタ１５の係数ｐｉを更新する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　この（数１８）で得られた係数ｐｉをノイズプレディクタ１５の係数ｐｉとして更新することで、クロストークＳＮＲ最大となる信号ｚkが得られ、ビタビ復号性能を向上させることができる。
＜３．まとめ及び変形例＞
　以上説明したように本実施の形態では、データ検出処理部１０５は、複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックＴＫと隣接トラックＴＫ－１，ＴＫ＋１を含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部６の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号のそれぞれが多入力適応等化部１４の各適応イコライザ２１，２２，２３，２４に入力される。即ち４チャネルの再生情報信号ｘ1k、ｘ2k、ｘ3k、ｘ4kとして各適応イコライザ２１，２２，２３，２４に入力される。そして複数の適応イコライザ２１，２２，２３，２４の出力ｙ1k、ｙ2k、ｙ3k、ｙ4kを演算して等化信号としての出力ｙ’kが得られる。この多入力適応等化部１４の出力ｙ’k（等化信号）については、白色化フィルタであるノイズプレディクタ１５において、隣接トラックＴＫ－１，ＴＫ＋１からのクロストークノイズの白色化が行われる。そして２値化検出器１６では、ノイズプレディクタ１５を通過した等化信号（ｚk）について２値化処理を行って２値データＤＴを得る。
　また等化誤差演算部１８は、多入力適応等化部１４から出力される等化信号（ｙ’k）についての等化目標に対する等化誤差ｅ’kを求め、等化誤差ｅ’kを、複数の適応イコライザ２１，２２，２３，２４に適応等化のための制御信号として供給する。
　また白色化係数更新部１９は、ノイズプレディクタ１５のフィルタ係数ｐｉを適応的に更新する。
　これにより多入力適応等化部１４の出力ｙ’k（等化信号）に含まれるクロストークノイズが白色化されたうえで２値化検出器１６で処理されることになる。
　即ち本実施の形態では、クロストークノイズ白色化等化波形を用いて２値化処理を行うことで、２値化検出器１６におけるビタビ復号のブランチメトリック演算のノイズ電力を抑えることができ、検出精度を向上させることができる。
　図１０Ａは、再生情報信号のＭＴＦに対して等化目標ＴＰＲを示している。矢印はＰＲ等化でのエンハンスの様子を示している。また破線及び一点鎖線でクロストークノイズＣＮＺを示している。このクロストークノイズＣＮＺは、ＰＲ等化によって大きくエンハンスされている。
　このような状態の出力ｙ’をそのまま２値化検出器１６に供給した場合、出力ｙ’は図１０Ｂのようになり、ビタビデコードにおける最尤パス検出精度を低下させる。
　一方、図１０Ｃは、本実施の形態のようにノイズプレディクタ１５を設けた場合であり、再生情報信号のＭＴＦ、等化目標ＴＰＲ、クロストークノイズＣＮＺを同様に示している。
　この場合、クロストークノイズＣＮＺが白色化されている。このような状態のノイズプレディクタ１５の出力ｚを２値化検出器１６に供給した場合、出力ｚは図１０Ｄのようになり、ブランチメトリック演算のノイズ電力を抑えられ、ビタビデコードにおける最尤パス検出精度を向上させることができる。
　一般に、高密度時のＭＴＦに近いＰＲ－ＩＳＩを設計することによって、クロストークノイズのエンハンスを少なくすることができるが、事前にこのＩＳＩを予測することは難しい。しかしながら、適応的なノイズ白色化フィルタによって、高密度時にクロストークノイズのエンハンスを少なくしてデータ検出性能を改善することができる。
　図１１Ａは、３５ＧＢでクロストークありの再生波形を用いてのＬＭＳエラーの電力スペクトル密度を示している。縦軸はクロストークノイズの電力密度であり、横軸は規格化チャネル周波数（チャネル周波数を１．０で規格化）である。
　これは、ノイズが白色化したかどうかを調査するために、（数６）のｅ’ｋと（数１０）のｗ’ｋをＦＦＴにより電力スペクトル密度を計算した結果である。
　なお図１１における“ＰＲＭＬ”は、ノイズプレディクタ１５を設けない場合、“ＮＰＭＬ”はノイズプレディクタ１５を設ける場合に相当する。
　この結果からＬＭＳエラーが白色化していることがわかる。
　また図１１Ｂは、同じく３５ＧＢでクロストークありの再生波形に対する４２００００ビットのデータセットを１セクターとした場合の１２セクター分を学習した結果のｂＥＲ（bit Error Rate）の変化であるが、収束後にＮＰＭＬの結果がエラーフリーとなり改善していることがわかる。
　またノイズプレディクタ１５のフィルタ係数は適応的に更新されることで、ノイズプレディクタ１５は、多入力適応等化部１４の出力ｙ’kに含まれるクロストークノイズを白色化するために適応的に動作させることができる。
　特に白色化係数更新部１９は、等化誤差演算部１８で得られた等化誤差ｅ’kを用いて、クロストークノイズのエネルギーを最小化するように白色化フィルタのフィルタ係数を更新する（数１０～数１２参照）。これによりクロストークノイズの白色化を最適化することができる。
　また白色化係数更新部１９は、等化信号（ｙ’k）のクロストークノイズエネルギーと最尤復号処理における最小距離の比を最大化するようにノイズプレディクタ１５のフィルタ係数を更新する（数１４～数１８参照）。これにより最尤復号を行うことに対応して白色化フィルタ処理を最適化することができる。
　また２値化検出器１６では、白色化係数更新部１９が設定したノイズプレディクタ１５のフィルタ係数（ｐｉ）を用いたメトリック演算を行うようにしている（数４参照）。これによりノイズプレディクタ１５を介した信号（ｚk）の入力に対応したＮＰＭＬが実現される。
　また最尤復号処理のメトリック演算に用いるリファレンスレベルとして、白色化フィルタのフィルタ係数を用いて演算しメモリに記憶したリファレンスレベル（数４の計算値ＭＲ）を、過去判定結果（ａk-(M-1+N)～ａk）をアドレスとしてリファレンスメモリ５６から読み出して用いることで、ブランチメトリック演算の処理負荷を軽減できる。
　以上、本開示の実施の形態について具体的に説明したが、上述の各実施の形態に限定されるものではなく、本開示の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えば、上述したレーザ光源の波長、トラックピッチ、記録線密度の数値等は、一例であって、他の数値を使用しても良い。さらに、再生性能を評価するための指標としては、上述したもの以外を使用しても良い。さらに、光ディスクに対して記録および再生の一方のみを行う再生装置に対しても本開示を適用できる。
　また本明細書に記載された効果はあくまでも例示であって限定されるものではなく、また他の効果があってもよい。
　なお本技術は以下のような構成も採ることができる。
　（１）複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号のそれぞれが、複数の適応イコライザにそれぞれ入力され、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号として出力する多入力適応等化部と、
　前記多入力適応等化部から出力される等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズの白色化を行う白色化フィルタと、
　前記白色化フィルタを通過した等化信号について２値化処理を行って２値データを得る２値化部と、
　前記２値化部の２値検出結果に基づいて得られる等化目標信号と、前記多入力適応等化部から出力される等化信号とから等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算部と、
　前記白色化フィルタのフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新部と、を備えた
　データ検出装置。
　（２）前記白色化係数更新部は、前記等化誤差演算部で得られた等化誤差を用いて、クロストークノイズのエネルギーを最小化するように前記白色化フィルタのフィルタ係数を更新する上記（１）に記載のデータ検出装置。
　（３）前記多入力適応等化部は、前記複数の検出信号のそれぞれについてパーシャルレスポンス等化処理を行い、
　前記２値化部は、前記等化信号についての２値化処理として最尤復号処理を行い、
　前記白色化係数更新部は、等化信号のクロストークノイズエネルギーと最尤復号処理における最小距離の比を最大化するように前記白色化フィルタのフィルタ係数を更新する
　上記（１）に記載のデータ検出装置。
　（４）前記２値化部では、前記白色化係数更新部が設定した前記白色化フィルタのフィルタ係数を用いたメトリック演算を行う
　上記（２）又は（３）に記載のデータ検出装置。
　（５）前記多入力適応等化部は、前記複数の検出信号のそれぞれについてパーシャルレスポンス等化処理を行い、
　前記２値化部は、前記等化信号についての２値化処理として最尤復号処理を行うとともに、最尤復号処理のメトリック演算に用いるリファレンスレベルとして、前記白色化フィルタのフィルタ係数を用いて演算しメモリに記憶したリファレンスレベルを、過去判定結果をアドレスとして前記メモリから読み出して用いる
　上記（１）乃至（４）のいずれかに記載のデータ検出装置。
　（６）複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光を複数の分割領域で受光し、複数の分割領域による受光信号を用いて複数の検出信号を形成する光検出部と、
　前記複数の検出信号のそれぞれが複数の適応イコライザにそれぞれ入力され、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号として出力する多入力適応等化部と、
　前記多入力適応等化部から出力される等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズの白色化を行う白色化フィルタと、
　前記白色化フィルタを通過した等化信号について２値化処理を行って２値データを得る２値化部と、
　前記２値化部の２値検出結果に基づいて得られる等化目標信号と、前記多入力適応等化部から出力される等化信号とから等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算部と、
　前記白色化フィルタのフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新部と、
　前記２値化部で得られた２値データから再生データを復調する復調部と、を備えた
　再生装置。
　（７）複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号が入力されるデータ検出装置のデータ検出方法として、
　複数の検出信号のそれぞれを、複数の適応イコライザにそれぞれ入力し、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号を得る多入力適応等化処理と、
　前記多入力適応等化処理で得られた等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズを白色化する白色化処理と、
　前記白色化処理を行った等化信号から２値データを検出する２値化処理と、
　前記２値化処理による２値検出結果に基づいて得られる等化目標信号と、前記多入力適応等化処理で得られる等化信号とから等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算処理と、
　前記白色化処理のフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新処理と、
　を行うデータ検出方法。
　６…フォトディテクタ、１４…多入力適応等化部、１５…ノイズプレディクタ、１６…２値化検出器、１８…等化誤差演算部、１９…白色化係数更新部、１０５…データ検出処理部

Claims (7)

  1. 　複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号のそれぞれが、複数の適応イコライザにそれぞれ入力され、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号として出力する多入力適応等化部と、
    　前記多入力適応等化部から出力される等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズの白色化を行う白色化フィルタと、
    　前記白色化フィルタを通過した等化信号について２値化処理を行って２値データを得る２値化部と、
    　前記多入力適応等化部から出力される等化信号についての等化目標に対する等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算部と、
    　前記白色化フィルタのフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新部と、を備えた
    　データ検出装置。
  2. 　前記白色化係数更新部は、前記等化誤差演算部で得られた等化誤差を用いて、クロストークノイズのエネルギーを最小化するように前記白色化フィルタのフィルタ係数を更新する
    　請求項１に記載のデータ検出装置。
  3. 　前記多入力適応等化部は、前記複数の検出信号のそれぞれについてパーシャルレスポンス等化処理を行い、
    　前記２値化部は、前記等化信号についての２値化処理として最尤復号処理を行い、
    　前記白色化係数更新部は、等化信号のクロストークノイズエネルギーと最尤復号処理における最小距離の比を最大化するように前記白色化フィルタのフィルタ係数を更新する
    　請求項１に記載のデータ検出装置。
  4. 　前記２値化部では、前記白色化係数更新部が設定した前記白色化フィルタのフィルタ係数を用いたメトリック演算を行う
    　請求項２に記載のデータ検出装置。
  5. 　前記多入力適応等化部は、前記複数の検出信号のそれぞれについてパーシャルレスポンス等化処理を行い、
    　前記２値化部は、前記等化信号についての２値化処理として最尤復号処理を行うとともに、最尤復号処理のメトリック演算に用いるリファレンスレベルとして、前記白色化フィルタのフィルタ係数を用いて演算しメモリに記憶したリファレンスレベルを、過去判定結果をアドレスとして前記メモリから読み出して用いる
    　請求項１に記載のデータ検出装置。
  6. 　複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光を複数の分割領域で受光し、複数の分割領域による受光信号を用いて複数の検出信号を形成する光検出部と、
    　前記複数の検出信号のそれぞれが複数の適応イコライザにそれぞれ入力され、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号として出力する多入力適応等化部と、
    　前記多入力適応等化部から出力される等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズの白色化を行う白色化フィルタと、
    　前記白色化フィルタを通過した等化信号について２値化処理を行って２値データを得る２値化部と、
    　前記多入力適応等化部から出力される等化信号についての等化目標に対する等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算部と、
    　前記白色化フィルタのフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新部と、
    　前記２値化部で得られた２値データから再生データを復調する復調部と、を備えた
    　再生装置。
  7. 　複数トラックが形成される光記録媒体に対し、データ検出対象のトラックと隣接トラックを含む範囲に光照射した際の戻り光について、光検出部の複数の分割領域による受光信号を用いて生成された複数の検出信号が入力されるデータ検出装置のデータ検出方法として、
    　複数の検出信号のそれぞれを、複数の適応イコライザにそれぞれ入力し、複数の前記適応イコライザの出力を演算して等化信号を得る多入力適応等化処理と、
    　前記多入力適応等化処理で得られた等化信号に含まれる前記隣接トラックからのクロストークノイズを白色化する白色化処理と、
    　前記白色化処理を行った等化信号から２値データを検出する２値化処理と、
    　前記多入力適応等化処理で得られる等化信号についての等化目標に対する等化誤差を求め、該等化誤差を、複数の前記適応イコライザに適応等化のための制御信号として供給する等化誤差演算処理と、
    　前記白色化処理のフィルタ係数を適応的に更新する白色化係数更新処理と、
    　を行うデータ検出方法。
PCT/JP2015/084520 2015-03-04 2015-12-09 データ検出装置、再生装置、データ検出方法 WO2016139863A1 (ja)

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