WO2016088460A1 - デュアルモードチョークコイル及びそれを用いた高周波フィルタ並びに車載用モータ一体型電動パワーステアリング及び車載用充電装置 - Google Patents

デュアルモードチョークコイル及びそれを用いた高周波フィルタ並びに車載用モータ一体型電動パワーステアリング及び車載用充電装置 Download PDF

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coil
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dual mode
choke coil
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白木　康博
諭 米田
大前　勝彦
延是 春名
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention provides a dual mode choke coil provided between a power source and a load device, which reduces noise generated on the load device side and propagated to the power source side, a high-frequency filter using the same, and an in-vehicle motor integrated type
  • the present invention relates to an electric power steering and a vehicle-mounted charging device.
  • the generated EMI noise (Electro-Magnetic Interference Noise) becomes conduction noise and flows through the power supply line and ground. It may have adverse effects such as being transmitted to other electrical equipment and causing malfunction.
  • EMI noise Electro-Magnetic Interference Noise
  • a noise filter is used.
  • both ends of the first common mode choke coil in the first and second common mode choke coils for suppressing the propagation of the common mode noise constituting the EMI noise to the power supply side are provided.
  • a first magnetic core having a pair of magnetic legs with protrusions formed on the second common mode choke coil, the second common mode choke coil having the same configuration as the first magnetic core, and having protrusions at both ends A second magnetic core is formed so as to be opposed to the protrusions at both ends of the first magnetic core via a gap. Further, the winding direction of the same phase wound around the magnetic legs facing each other through the gap between the first and second magnetic cores is reversed, and the winding is formed with the same phase winding. High impedance against normal mode noise is obtained with magnetic circuit magnetic flux. Thus, it is disclosed that the normal mode choke coil is removed to reduce the size of the filter.
  • the conventional noise filter has a configuration in which two common mode choke coils are arranged with a gap of a constant interval as a configuration of the dual mode choke coil, a normal mode current is supplied to the dual mode choke coil.
  • the generated magnetic flux is generated in two independent paths that pass through each half region of the two common mode choke coils and the gap between the two common mode choke coils.
  • the common mode inductance of the dual mode choke coil is the respective common mode choke.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and has a dual mode choke coil having a high reduction effect in both common mode noise and normal mode noise, a high frequency filter using the dual mode choke coil, and an in-vehicle use.
  • An object is to provide a motor-integrated electric power steering and a vehicle-mounted charging device.
  • a first dual mode choke coil includes four columnar bodies each having an upright axis arranged on a flat plate, and a rectangular square.
  • a lower core made of a magnetic body in which a third columnar body and a fourth columnar body are arranged in parallel to the first columnar body and the second columnar body, and wound around the first columnar body
  • the winding directions of the first coil conductor and the third coil conductor wound around the third columnar body are different from each other, and the first coil conductor and the third coil conductor are connected in series.
  • the winding directions of the first coil, the second coil conductor wound around the second columnar body, and the fourth coil conductor wound around the fourth columnar body are different from each other.
  • the second coil conductor and the fourth coil conductor are A second coil connected to a row; a first upper core made of a magnetic material in contact with an upper portion of the first columnar body and the second columnar body; the third columnar body; A second upper core made of a magnetic material in contact with an upper portion of the fourth columnar body, and the first upper core and the second upper core are arranged with a gap therebetween. Further, the winding direction of the first coil conductor is different from the winding direction of the second coil conductor.
  • the first columnar body is a first columnar body.
  • a lower core made of a magnetic body in which a third columnar body and a fourth columnar body are arranged in parallel to the second columnar body, and a first coil wound around the first columnar body
  • the winding direction of the third coil conductor wound around the conductor and the third columnar body is different from each other, and the first coil conductor and the third coil conductor are connected in parallel.
  • the winding direction of the coil, the second coil conductor wound around the second columnar body, and the fourth coil conductor wound around the fourth columnar body are different from each other, and the second coil A conductor and the fourth coil conductor are connected in parallel.
  • a second upper core made of a magnetic material in contact with the first upper core, and the first upper core and the second upper core are disposed with a gap between them, and the first upper core
  • the winding direction of the coil conductor and the winding direction of the second coil conductor are different from each other.
  • the first high-frequency filter according to the present invention includes the dual mode choke coil, wherein at least one capacitor is connected between the first coil and the second coil. Is.
  • a second high frequency filter includes the dual mode choke coil, is provided with a ground terminal, and is provided between the ground terminal and the first coil and the second coil. At least one capacitor is connected.
  • the on-vehicle motor-integrated electric power steering according to the present invention is characterized in that the dual mode choke coil is provided in a DC input section.
  • the on-vehicle charging device is characterized in that the dual mode choke coil is provided in an AC input unit.
  • the dual mode choke coil of the present invention by generating a plurality of magnetic flux paths in the dual mode core part, it is possible to realize a higher inductance for the common mode current than in the conventional example, and to reduce the common mode noise. There is an effect that it can be greatly reduced.
  • the dual mode choke coil is used as a normal mode choke coil having an effect of reducing a normal mode noise current, and between the pair of coils.
  • a capacitance circuit By adding a capacitance circuit, it is possible to realize a high frequency filter corresponding to the high frequency of the normal mode noise current.
  • a dual mode choke coil is used as a common mode choke coil having an effect of reducing common mode noise current, and a capacitor is connected between the pair of coils via the ground terminal.
  • the dual mode choke coil is provided as a noise filter in order to reduce conduction noise associated with the switching operation of the inverter circuit that drives the motor.
  • the frequency band of .5 MHz or less there is an effect that conduction noise can be greatly reduced.
  • the dual-mode choke coil is provided as a noise filter, so that 1.5 MHz In the following frequency bands, there is an effect that conduction noise can be significantly reduced.
  • FIG. 1 is a perspective view showing an overall configuration of a dual mode choke coil according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is an exploded perspective view of a dual mode core part in the first embodiment. 3 is a perspective view showing a coil portion in the first embodiment.
  • FIG. FIG. 3 is a schematic diagram showing a connection between a power source and a load of the dual mode choke coil in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram with respect to a common mode current as viewed from the upper surface of the coil portion in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram with respect to a common mode current as viewed from the upper surface of the upper core in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram with respect to a common mode current as viewed from the upper surface of the lower core in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram with respect to a normal mode current as viewed from the upper surface of the coil portion in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram with respect to a normal mode current as viewed from the upper surface of the upper core in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram with respect to a normal mode current as viewed from the upper surface of the lower core in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a plan view showing another embodiment of the coil arrangement in the first embodiment. It is a disassembled perspective view which shows the other embodiment by which the rubber material which is an elastic body in which the magnetic body powder contained in the dual mode core part in Embodiment 1 is arrange
  • FIG. 5 is a cross-sectional view showing a second embodiment of the dual mode core part in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view showing a third embodiment of the dual mode core part in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a perspective view showing an overall configuration of a dual mode choke coil according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of a dual mode core part in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a perspective view showing a coil portion in a second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram with respect to a common mode current as viewed from the upper surface of the coil portion in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram with respect to a normal mode current viewed from the upper surface of a coil portion in the second embodiment.
  • FIG. 6 is an exploded perspective view of a dual mode core part in a dual mode choke coil according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram with respect to a common mode current viewed from the upper surface of the lower core in the third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram with respect to a normal mode current as viewed from the upper surface of the lower core in the third embodiment.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of a dual mode core part in a dual mode choke coil according to a fourth embodiment. It is a figure with respect to the common mode electric current seen from the upper surface of the lower core in Embodiment 4.
  • FIG. It is a figure with respect to the normal mode electric current seen from the upper surface of the lower core in Embodiment 4. It is the figure seen from the upper surface of the coil part of the high frequency filter which concerns on Embodiment 5.
  • FIG. FIG. 10 is an equivalent circuit diagram in the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram in the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of a dual mode core part in a high frequency filter according to a sixth embodiment. It is the figure seen from the upper surface of the coil part in Embodiment 6.
  • FIG. FIG. 10 is an equivalent circuit diagram in the sixth embodiment.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of an in-vehicle motor-integrated electric power steering according to a seventh embodiment.
  • FIG. 10 is a schematic circuit diagram of an EPS according to the seventh embodiment.
  • FIG. 10 is a schematic circuit diagram of an in-vehicle charging device according to an eighth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of an AC / DC conversion unit in an eighth embodiment.
  • FIG. 1 is a perspective view showing an overall configuration of a dual mode choke coil according to Embodiment 1
  • FIG. 2 is an exploded perspective view of a dual mode core portion
  • FIG. 3 is a perspective view showing a coil portion. is there.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the connection of the dual mode choke coil with the power source and the load.
  • the dual mode choke coil 1 includes a dual mode core portion 2 and a coil portion 3.
  • the dual mode core portion 2 includes the first columnar body 5 a and the second columnar body 5 b and the third columnar body 5 c and the fourth columnar body parallel to the axis formed by them.
  • 5d is a lower core 4 made of a magnetic material disposed on a flat plate 5f, and a first upper core 6a made of a flat magnetic material in contact with the upper portions of the first columnar body 5a and the second columnar body 5b.
  • the coil portion 3 includes two coil conductors wound around the first columnar body 5a and the third columnar body 5c so that the directions of magnetic fluxes generated are opposite to each other.
  • the coil portion 3 includes two coil conductors wound around the first coil 3a, the second columnar body 5b, and the fourth columnar body 5d connected in series so that the directions of magnetic fluxes generated are opposite to each other.
  • the magnetic flux generated by the coil conductor wound around the first columnar body 5a is connected in series so that the direction of the magnetic flux generated by the coil conductor wound around the second columnar body 5b is the same.
  • the second coil 3b disposed in the.
  • the direction of the magnetic flux is defined as follows.
  • the dual mode choke coil 1 is connected to the power source 50 and the load 60. Is the case.
  • the direction of the magnetic flux generated in the first columnar body 5a and the second columnar body 5b is the direction from the back side of the drawing to the near side, and the magnetic flux generated in the third columnar body 5c and the fourth columnar body 5d. Is the direction from the front side to the back side of the page. Note that the power conversion circuit and the like are omitted.
  • FIG. 5 is a top view of the first coil 3a and the second coil 3b, showing the common mode current direction and the direction of magnetic flux generated when the common mode current flows.
  • an arrow 8 indicates the direction of current flowing through the first coil 3a and the second coil 3b
  • magnetic flux directions 9a to 9d indicate magnetic fluxes generated from the first columnar body 5a to the fourth columnar body 5d, respectively.
  • the magnetic flux directions 9a and 9d are directions from the back side to the near side
  • the magnetic flux directions 9b and 9c are directions from the near side to the back side, respectively. Show. FIG.
  • FIG. 6 is a top view of the first upper core 6a and the second upper core 6b, and shows the direction of magnetic flux generated in the first upper core 6a and the second upper core 6b when a common mode current flows.
  • FIG. 7 is a top view of the lower core 4 and shows the direction of magnetic flux generated in the lower core 4 when a common mode current flows. 6 and 7, an arrow 9 indicates the direction of magnetic flux.
  • the first upper core 6a generates magnetic flux in the direction from the first columnar body 5a to the second columnar body 5b, and the second upper core 6b.
  • the magnetic flux is generated in the direction from the fourth columnar body 5d to the third columnar body 5c.
  • the magnetic flux generated in the second columnar body 5 b reaches the lower core 4 from the front side of the paper to the back side, and the direction in which the magnetic flux is generated is the paper surface.
  • An attempt is made to take a path that is sucked into the first columnar body 5a or the fourth columnar body 5d from the back side toward the front side.
  • there is no gap in the lower core 4 so that the magnetic flux generated in the second columnar body 5b is the first columnar body 5a or A route to the fourth columnar body 5d is taken.
  • the magnetic flux generated in the third columnar body 5c also takes a path to the first columnar body 5a or the fourth columnar body 5d.
  • the lower core 4 has the second columnar body 5b to the first columnar body 5a or the fourth columnar body 5d and the third columnar body 5c to the second columnar body 5c. Magnetic flux is generated in the direction of the first columnar body 5a or the fourth columnar body 5d.
  • FIG. 8 is a top view of the first coil 3a and the second coil 3b, showing the normal mode current direction and the direction of magnetic flux generated when the normal mode current flows.
  • an arrow 8 indicates the direction of current flow
  • 9a to 9d indicate the directions of magnetic fluxes generated from the first columnar body 5a to the fourth columnar body 5d, respectively.
  • the magnetic flux directions 9a and 9b indicate the direction from the back side to the front side of the paper
  • the magnetic flux directions 9c and 9d indicate the direction from the front side to the back side of the paper, respectively.
  • FIG. 9 is a top view of the first upper core 6a and the second upper core 6b, and shows the direction of magnetic flux generated in the first upper core 6a and the second upper core 6b when a normal mode current flows.
  • FIG. 10 is a top view of the lower core 4 and shows the direction of magnetic flux generated in the lower core 4 when a normal mode current flows.
  • an arrow 9 indicates the direction of magnetic flux.
  • the first upper core 6 a and the second upper core 6 b include the first columnar body 5 a to the third columnar body 5 c and the second columnar body. Magnetic flux is generated in the direction from 5b to the fourth columnar body 5d.
  • the magnetic flux generated in the third columnar body 5 c reaches the lower core 4 from the front side of the paper to the back side, and the direction in which the magnetic flux is generated is the paper surface.
  • a route is taken from the back side into the first columnar body 5a or the second columnar body 5b which is the front side direction.
  • the magnetic flux generated in the fourth columnar body 5d also takes a path to the first columnar body 5a or the second columnar body 5b.
  • the lower core 4 includes the third columnar body 5c to the first columnar body 5a or the second columnar body 5b, and the fourth columnar body 5d to the second columnar body 5d. Magnetic flux is generated in the direction of the first columnar body 5a or the second columnar body 5b.
  • the dual mode choke coil 1 when a normal mode current flows through the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment, a plurality of magnetic flux paths are generated in the dual mode core unit 2, and an inductance for the normal mode current can be realized. Furthermore, in the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment, as shown in FIG. 10, in the lower core 4, the direction from the third columnar body 5 c to the second columnar body 5 b and the fourth columnar body. Since a magnetic flux is also generated in the direction from 5d to the first columnar body 5a, more magnetic flux paths are generated than in the conventional example, and as a result, a higher inductance can be realized for the normal mode current than in the conventional example. it can.
  • the dual mode core unit 2 when the normal mode current flows, all the generated magnetic flux paths pass through the gap 7, so that the magnetic flux concentrates in the gap 7.
  • the dual mode core unit 2 is less likely to cause magnetic saturation, and can maintain an inductance with respect to the normal mode current even when a DC or low frequency normal mode current that is an operation mode of the device flows. That is, the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment can realize a dual mode choke coil having higher inductance than the conventional example with respect to the common mode current and the normal mode current with one component.
  • the dual mode core portion is an integral type, the structure is stronger than the conventional example in which the core is a separated type, and the gap dimension is increased by an external force such as vibration. It has features that are difficult to fluctuate.
  • the first upper core 6a, the second upper core 6b, and the lower core 4 of the dual mode core portion 2 have a rectangular parallelepiped shape, and the columnar body has a cylindrical shape.
  • the shape of each core is not limited to a rectangular parallelepiped or a cylinder as long as the same effect as the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment can be obtained.
  • ferrite can be used as a magnetic material, but other magnetic materials may be used.
  • a conductive metal conductor is used for the coil portion 3, but it may be formed of a conductor pattern of a thick copper substrate.
  • the coil unit 3 is configured by using the same type of coils for the first coil 3c and the second coil 3d, and the second coil. 3d may be obtained by inverting the first coil 3c with respect to the AA axis.
  • the first coil 3c and the second coil 3d are of the same type, the number of types of coils can be reduced.
  • a rubber material which is an elastic body containing magnetic powder
  • the first columnar body 5a and the upper core 6a Between the second columnar body 5b and the upper core 6a, between the third columnar body 5c and the upper core 6b, and between the fourth columnar body 5d and the upper core 6b.
  • the rubber materials 21a to 21d containing the powder are respectively arranged.
  • the rubber material 21a to 21d containing the magnetic powder by inserting the rubber materials 21a to 21d containing the magnetic powder, the rubber material is compressed, whereby the interval between the butted portions of the columnar bodies 5a to 5d and the upper cores 6a and 6b is reduced.
  • high inductance can be realized in the common mode.
  • the rubber material to be inserted is the rubber material 21a to 21d containing the magnetic powder, but is not limited to this, and the columnar bodies 5a to 5d and the upper cores 6a and 6b are made of a material having a relative permeability exceeding 1. Any softer material may be used.
  • the upper core 61a and the upper core 61b are respectively provided with two integrated cylindrical bodies 62a and 62b and 62c and 62d (the cylindrical bodies 62a and 62c are not shown), and the upper core.
  • 61a and the upper core 61b are magnetic bodies in which a flat plate and a cylindrical body are integrated.
  • the first columnar body 51a to the fourth columnar body 51d of the lower core 44 are fitted inside the cylindrical bodies 62a to 62d (the first columnar body 51a and the third columnar body 51c are not shown).
  • the structure of the core material of the core part 2 shown by the cross-section B of FIG. 2 may be changed.
  • the upper core 63a and the upper core 63b are respectively provided with two integrated columnar bodies 64a and 64b and 64c and 64d (the columnar bodies 64a and 64c are not shown).
  • the upper core 63b is a magnetic body in which a flat plate and a columnar body are integrated.
  • the columnar bodies 52a to 52d of the lower core 45 are brought into contact with the columnar bodies 64a to 64d, respectively (columnar bodies 52a and 52c are not shown).
  • the columnar body may be provided on both the lower core and the upper core, and the same effect as in the case of the dual mode core portion shown in FIG. 2 described above can be obtained.
  • the upper core is composed of a plurality of flat plate-like magnetic bodies, thereby generating a plurality of magnetic flux paths.
  • the first coil and the second coil are described as being used by connecting two coil conductors having different winding directions, but the two coil conductors are wound. You may connect so that the direction of the magnetic flux which mutually generate
  • FIG. 15 is a perspective view showing the overall configuration of the dual mode choke coil according to the second embodiment
  • FIG. 16 is an exploded perspective view of the dual mode core portion
  • FIG. 17 is a perspective view showing the coil portion. is there.
  • the difference from the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment is that the configuration of the coil section 13 is different.
  • the dual mode choke coil 10 includes a dual mode core portion 2 and a coil portion 13.
  • the configuration of the dual mode core unit 2 is the same as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • the coil portion 13 includes two coil conductors wound around each of the first columnar body 5a and the third columnar body 5c so that the directions of magnetic fluxes generated are opposite to each other.
  • the magnetic flux generated by the coil conductor wound around the first columnar body 5a is connected in parallel so that the direction of the magnetic flux generated by the coil conductor wound around the second columnar body 5b is the same.
  • the second coil 13b disposed in the.
  • FIG. 17 is a top view of the first coil 13a and the second coil 13b, showing the direction of the common mode current and the direction of the magnetic flux generated when the common mode current flows.
  • an arrow 9 indicates the direction of current flow
  • a solid line arrow indicates the direction of current at the input / output ends of the first coil 13a and the second coil 13b on the front side of the page
  • a broken line arrow indicates the back of the page. The direction of the current at the input / output ends of the first coil 13a and the second coil 13b on the side is shown.
  • Magnetic flux directions 9a to 9d indicate directions of magnetic fluxes generated from the first columnar body 5a to the fourth columnar body 5d, respectively.
  • the magnetic flux directions 9a to 9d generated from the first columnar body 5a to the fourth columnar body 5d are caused by the common mode current in the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment shown in FIG. This is the same as when Therefore, the magnetic flux generated in the dual mode core unit 2 by the common mode current is the same as the magnetic flux direction shown in FIGS. 6 and 7, and as a result, the dual mode choke coil 10 according to the second embodiment Similar to the dual mode choke coil 1 according to the first mode, it is possible to realize an inductance higher than that of the conventional example with respect to the common mode current.
  • FIG. 19 is a top view of the first coil 13a and the second coil 13b and shows the direction of magnetic flux generated when the normal mode current and the normal mode current flow.
  • an arrow 8 indicates the direction of current flow
  • a solid line arrow indicates the direction of current at the input / output ends of the first coil 13a and the second coil 13b on the front side of the page
  • a broken line arrow indicates the back of the page. The direction of the current at the input / output ends of the first coil 13a and the second coil 13b on the side is shown.
  • Magnetic flux directions 9a to 9d indicate directions of magnetic fluxes generated from the first columnar body 5a to the fourth columnar body 5d, respectively.
  • the magnetic flux directions 9a to 9d generated from the first columnar body 5a to the fourth columnar body 5d are caused by the normal mode current in the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment shown in FIG. This is the same as when Therefore, the magnetic flux generated in the dual mode core unit 2 by the normal mode current is the same as the magnetic flux direction shown in FIGS. 9 and 10, and as a result, the dual mode choke coil 10 according to the second embodiment Similar to the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment, it is possible to realize an inductance higher than that of the conventional example with respect to the normal mode current.
  • the dual mode choke coil 10 since the two coil conductors are connected in parallel, the first columnar body 5a to the fourth columnar body with respect to the same magnitude of input current.
  • the amount of current flowing through the coil conductor wound around 5d is about half that in the first embodiment. Therefore, in the case of the same amount of current, the cross-sectional area of the coil conductor of the coil portion 13 can be made smaller than the cross-sectional area of the coil portion 3 of the dual mode choke coil according to the first embodiment.
  • the dual mode choke coil according to the second embodiment has the same effect as that of the first embodiment, and the two coil conductors constituting each coil are connected in parallel. It is possible to reduce the cross-sectional area of the conductor, facilitate the formation of the coil structure, and reduce the overall dimensions of the dual mode choke coil.
  • FIG. 20 is an exploded perspective view of the dual mode core portion in the dual mode choke coil according to the third embodiment.
  • the difference from the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment is that the first columnar body 5a, the third columnar body 5c, the second columnar body 5b, and the fourth column are formed on the lower core 41 of the dual mode core portion 12.
  • the cut portions 17 are provided in a part of the side surface between the columnar bodies 5d in a direction parallel to the gap 7. Since other configurations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
  • 21 and 22 show the magnetic flux of the lower core 41 with respect to the common mode current and the normal mode current, respectively.
  • the first columnar body 5 a and the third columnar body are formed by the presence of the notch portion 17 as compared with the magnetic flux direction 9 shown in FIGS. 7 and 10. 5c and the magnetic flux path between the second columnar body 5b and the fourth columnar body 5d changes. That is, it is possible to adjust the common mode and normal mode magnetic fluxes generated in the lower core 41 by the notch 17, and as a result, it is possible to adjust the common mode and normal mode inductance of the dual mode choke coil. .
  • the cut portion is provided in a part of the side surface of the lower core in a direction parallel to the gap of the upper core.
  • FIG. 23 is an exploded perspective view of the dual mode core portion in the dual mode choke coil according to the fourth embodiment.
  • the difference from the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment is that the first columnar body 5a, the second columnar body 5b, the third columnar body 5c, and the fourth column are formed on the lower core 42 of the dual mode core portion 22.
  • the cut portions 18 are provided in part of the side surfaces between the columnar bodies 5d in the direction perpendicular to the gap 7. Since other configurations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the first columnar body 5 a and the second columnar body are present due to the presence of the cut portions 18 compared to the magnetic flux direction 9 shown in FIGS. 7 and 10. 5b, and the magnetic flux path between the third columnar body 5c and the fourth columnar body 5d changes.
  • the magnetic flux in the normal mode is between the first columnar body 5a and the second columnar body 5b, and between the third columnar body 5c and the fourth columnar body 5d. Therefore, unlike the third embodiment, in the fourth embodiment, only the common mode magnetic flux is affected by the notch 18. That is, only the common mode magnetic flux generated in the lower core 42 can be adjusted by the cut portion 18, and as a result, only the common mode inductance of the dual mode choke coil can be adjusted.
  • the cut portion is provided in a part of the side surface of the lower core in the direction orthogonal to the gap of the upper core, so that only the common mode has the inductance. There is an effect that it becomes possible to adjust.
  • FIG. FIG. 26 is a diagram seen from the top surface of the coil portion of the high frequency filter according to the fifth embodiment, and FIG. 27 is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the high frequency filter according to the fifth embodiment includes three chip capacitors between the first coil 3a and the second coil 3b of the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment. 20 is connected. Since the configuration of the dual mode choke coil is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • 14 indicates a capacitance circuit
  • 15 indicates a normal mode choke circuit.
  • a high frequency filter circuit in which a capacitor circuit 14 and a normal mode choke circuit 15 are alternately connected between the first coil 3a and the second coil 3b is configured, and the effect of reducing the normal mode noise current is high. Circuit configuration.
  • the high frequency filter according to the fifth embodiment uses the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment, and can be configured as a high frequency filter having a high effect of reducing normal mode noise current.
  • the form of the component is not limited to the chip capacitor as long as it is a capacitor circuit.
  • the number is not limited to three.
  • the dual mode choke coil is used as a normal mode choke coil having an effect of reducing the normal mode noise current, and a capacitance circuit is provided between the pair of coils.
  • FIG. 28 is an exploded perspective view of the dual mode core part in the high frequency filter according to the sixth embodiment
  • FIG. 29 is a view as seen from the upper surface of the coil part.
  • FIG. 30 is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the high-frequency filter according to the sixth embodiment is grounded by the grounding wire 31 through the through hole 30 that penetrates the lower core 43 of the dual mode core portion 32 and the through hole 30.
  • a ground terminal 33 is provided, and six chip capacitors 20 are connected between the first coil 3 a and the second coil 3 b via the ground terminal 33. Since the configuration of the dual mode choke coil is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • reference numeral 14 denotes a capacitance circuit
  • 19 denotes a common mode choke circuit.
  • a high-frequency filter circuit in which the capacitor circuit 14 and the common mode choke circuit 19 are alternately connected between the first coil 3a and the second coil 3b and the line-to-ground is configured, and the reduction with respect to the common mode noise current is achieved.
  • the circuit configuration is highly effective.
  • the high-frequency filter according to the sixth embodiment uses the dual mode choke coil 1 according to the first embodiment, and can be configured as a high-frequency filter having a high common mode noise current reduction effect.
  • the form of the component is not limited to the chip capacitor as long as it is a capacitor circuit.
  • the number is not limited to six.
  • the ground wire 31 is passed through the through hole 30 provided in the lower core 43 of the dual mode core portion 32.
  • the through hole 30 is not necessarily provided. It is not necessary to provide the ground wire 31 and the ground wire 31 may be grounded between the first upper core 6 a and the second upper core 6 b and the lower core 4.
  • the dual mode choke coil is used as a common mode choke coil having an effect of reducing the common mode noise current, and a pair of coils is connected via the ground terminal.
  • the addition of the capacitor circuit has an effect of realizing a high frequency filter corresponding to the high frequency of the common mode noise current.
  • FIG. 31 is an exploded perspective view showing an on-vehicle motor-integrated electric power steering (EPS: hereinafter referred to as EPS) according to the seventh embodiment.
  • FIG. 32 is a schematic circuit diagram of the EPS.
  • the EPS is provided with a dual mode choke coil as a noise filter.
  • a DC power source 106 to which DC power is supplied by a positive side electric wire 123 and a negative side electric wire 124 is connected to the EPS 100 housed in the housing 130.
  • the EPS 100 includes a capacitor 102 connected between a positive electric wire 123 and a negative electric wire 124 introduced via a connector 125 of the housing lid 131, and a dual connected to the positive electric wire 123 and the negative electric wire 124.
  • the mode choke coil 1, the positive-side electric wire 123 and the negative-side electric wire 124, and the grounding (housing 130) are provided on the grounded capacitors 103 and 104 and the heat sink 105, respectively.
  • the motor 126 is driven by alternating current.
  • the dual mode choke coil 1, the control board 120, the insulating board 122, the heat sink 105, and the motor 126 are housed in a housing 130.
  • the dual mode choke coil 1 is provided between the DC power source 106 and the inverter circuit 127 and is connected to the inverter circuit 127.
  • the inverter circuit 127 includes a pair of MOSFETs 127a and 127b for u-phase output, a pair of MOSFETs 127c and 127d for output of v-phase, and a pair of MOSFETs 127e and 127f for output of w-phase, respectively, and a control microcomputer.
  • 121 converts DC power into three-phase AC power.
  • the motor 126 is driven by the converted AC power.
  • MOSFETs 127a to 127f perform a switching operation in accordance with a control signal of the microcomputer 121. Conductive noise generated by the switching operation is decoupled by the dual mode choke coil 1 and the capacitor 102, and these serve as a noise filter. Reduced.
  • the CISPR International Special Committee on International Radio Interference: International Special Committee on Radio Interference
  • the CISPR recommends recommended limits for radio interference in the frequency band of 150 kHz to 1,000 MHz for protecting in-vehicle receivers.
  • the frequency of the switching operation of the inverter circuit 127 in the present embodiment is, for example, 20 kHz
  • the conduction noise of the harmonics of 8 times or more of 20 kHz that is 150 kHz or more is a target, and it is required to reduce these. Yes.
  • EPS100 Since EPS100 is mounted on a car, it must be ensured that the conduction noise does not affect the listening of car radio.
  • 150 kHz to 1.5 MHz is a frequency band used for car radios, and is a frequency band in which there is a strong demand from automobile manufacturers to reduce conduction noise.
  • the conduction noise can be greatly reduced in a frequency band of 1.5 MHz or less where the conduction noise is the largest. The influence on listening can be reduced.
  • the dual-mode choke coil is provided as a noise filter, so that 1.5 MHz In the following frequency bands, there is an effect that conduction noise can be significantly reduced.
  • FIG. 33 is a schematic circuit diagram of the in-vehicle charging device according to the eighth embodiment.
  • FIG. 34 is a circuit diagram of an AC / DC converter in the eighth embodiment.
  • the vehicle-mounted charging device is mounted on an electric vehicle (EV) or a hybrid electric vehicle (HEV), and charges a vehicle-mounted secondary battery from a commercial AC power supply.
  • the in-vehicle charging device includes a dual mode choke coil as a noise filter.
  • a commercial AC power supply 210 that supplies AC power and a vehicle-mounted secondary battery 250 to be charged are connected to the vehicle-mounted charging device 200.
  • the in-vehicle charging device 200 includes a noise filter 220 and an AC / DC conversion unit 230.
  • the noise filter 220 is connected between the capacitor 221 connected between the power supply line 210a and the power supply line 210b of the commercial AC power supply 210, the dual mode choke coil 1, and the power supply line 210a, the power supply line 210b, and the ground. And capacitors 222 and 223.
  • the AC / DC conversion unit 230 includes a rectifier circuit 231 with a PFC (Power Factor Correction) circuit, an inverter circuit 232, an insulation transformer 233, and a rectifier circuit 234. .
  • PFC Power Factor Correction
  • the rectifier circuit with a PFC circuit 231 includes a rectifier circuit unit composed of four diodes 231a to 231d constituting a bridge, a reactor 231e connected to the positive side of the output, and a switching element connected between the reactor 231e and the negative side 231f, a diode 231g connected to the reactor 231e, and a PFC circuit unit including a smoothing capacitor 231h connected between the diode 231g and the negative electrode side.
  • the PFC circuit improves rectification efficiency by switching of the switching element 231f. Thereby, commercial alternating current is converted into direct current.
  • the inverter circuit 232 includes two sets of switching elements MOSFETs 232a and 232b and MOSFETs 232c and 232d. By alternately turning on and off the MOSFETs 232a to 232d, the direct current output from the rectifier circuit 231 with the PFC circuit is changed to high frequency alternating current. Convert. The converted alternating current is transmitted to the rectifier circuit 234 via the insulating transformer 233, converted into direct current by the rectifier circuit 234, and used for charging the in-vehicle secondary battery.
  • the rectifier circuit 234 has four diodes 234a to 234d that form a bridge, as in the rectifier circuit portion of the rectifier circuit 231 with a PFC circuit, and outputs a direct current from a smoothing capacitor 234e connected to the output side.
  • the output current can be controlled by turning on and off the MOSFETs 232a to 232d of the switching circuit 232 and controlling the pulse width.
  • the frequency of the switching operation of the inverter circuit 232 in the present embodiment is, for example, 65 kHz
  • the conduction noise of the harmonics more than 3 times of 65 kHz that is 150 kHz or more stipulated in the standard CISPR25 is targeted. Reduction is required.
  • the conduction noise must not affect the listening of the car radio.
  • the conduction noise can be significantly reduced in a frequency band of 1.5 MHz or less where the conduction noise is greatest. Therefore, the influence on listening to car radio can be reduced.
  • the dual-mode choke coil is provided as a noise filter in order to reduce conduction noise associated with the switching operation of the inverter circuit that controls the current to be charged.
  • conduction noise can be significantly reduced in a frequency band of 1.5 MHz or less.

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Abstract

　デュアルモードチョークコイル（１）は、第１の柱状体（５ａ）から第４の柱状体（５ｄ）を有する下部コア（４）と、第１の上部コア（６ａ）及び第２の上部コア（６ｂ）と、第１の柱状体（５ａ）と第３の柱状体（５ｃ）のそれぞれに、互いに異なる方向に巻回された２つのコイル導体が直列に接続された第１のコイル（３ａ）と、第２の柱状体（５ｂ）と第４の柱状体（５ｄ）のそれぞれに、互いに異なる方向に巻回された２つのコイル導体が直列に接続され、第１の柱状体（５ａ）のコイル導体と第２の柱状体（５ｂ）のコイル導体の巻回方向が同じとなる第２のコイル（３ｂ）と、で構成されている。これにより、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズのいずれにおいても、高い低減効果がある。　

Description

デュアルモードチョークコイル及びそれを用いた高周波フィルタ並びに車載用モータ一体型電動パワーステアリング及び車載用充電装置
　本発明は、電源と負荷装置との間に設けられて、負荷装置側で発生して電源側へ伝搬されるノイズを低減するデュアルモードチョークコイル及びそれを用いた高周波フィルタ並びに車載用モータ一体型電動パワーステアリング及び車載用充電装置に関するものである。
　例えば、負荷装置である交流駆動モータを制御する電力変換装置のインバータの高速スイッチング動作により、発生するＥＭＩノイズ（Ｅｌｅｃｔｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｎｏｉｓｅ）が伝導ノイズとなって、電源ラインやアースを流れるために、他の電気機器に伝わって誤動作を起こさせるなどの悪影響を及ぼす可能性がある。ノイズには、電源と負荷装置間の伝送路を伝搬するノーマルモードノイズと、伝送路とアース間を伝搬するコモンモードノイズの２種類がある。これらノイズを低減する対策として、ノイズフィルタが用いられる。特に、これら両方のノイズを低減させるノイズフィルタとして、デュアルモードチョークコイルがある。
　例えば、特許文献１のノイズフィルタでは、ＥＭＩノイズを構成するコモンモードノイズが電源側に伝搬することを抑制するための第１、第２のコモンモードチョークコイルにおける第１のコモンモードチョークコイルに両端に突起部が形成された一対の磁脚を有する第１の磁性体コアを形成し、第２のコモンモードチョークコイルに、第１の磁性体コアと同一構成を有し、両端の突起部が第１の磁性体コアの両端の突起部に空隙を介して対向するように配設された第２の磁性体コアを形成している。さらに、第１、第２の磁性体コアの空隙を介して対向する各磁脚に巻回された同一相の巻線の巻回方向を逆向きとし、この同一相の巻線で形成される磁気回路の磁束で、ノーマルモードノイズに対する高インピーダンスを得ている。これにより、ノーマルモードチョークコイルを除去して、フィルタの小型化を図ることが開示されている。
特開２００７－２３５５８０号公報
　しかしながら、従来のノイズフィルタは、デュアルモードチョークコイルの構成として、２つのコモンモードチョークコイルを、一定間隔のギャップをおいて配置する構成となっているので、このデュアルモードチョークコイルにノーマルモード電流が流れる場合、発生する磁束は、この２つのコモンモードチョークコイルの各半分の領域と２つのコモンモードチョークコイル間のギャップを通る独立した２つの経路で発生する。一方、このデュアルモードチョークコイルにコモンモード電流が流れる場合、発生する磁束は、各コモンモードチョークコイルを経路としてそれぞれほぼ独立に発生し、デュアルモードチョークコイルのコモンモードインダクタンスは、それぞれのコモンモードチョークコイルが有するコモンモードインダクタンスの和にほぼ等しくなり、各コモンモードチョークコイル以外の経路では磁束が発生しにくい構成であるため、それ以上の値とするのは困難であるという課題があった。
　本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズのいずれにおいても、高い低減効果のあるデュアルモードチョークコイル及びそれを用いた高周波フィルタ並びに車載用モータ一体型電動パワーステアリング及び車載用充電装置を提供することを目的としている。
　上記課題を解決するために、本発明に係る第一のデュアルモードチョークコイルは、平板上に、それぞれの軸が直立した４つの柱状体が四角形の四角に設置されているとともに、前記柱状体において、第１の柱状体及び第２の柱状体に対して第３の柱状体及び第４の柱状体が平行に配置されている磁性体からなる下部コアと、前記第１の柱状体に巻回された第１のコイル導体と前記第３の柱状体に巻回された第３のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第１のコイル導体と前記第３のコイル導体が直列に接続されている第１のコイルと、前記第２の柱状体に巻回された第２のコイル導体と前記第４の柱状体に巻回された第４のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第２のコイル導体と前記第４のコイル導体が直列に接続されている第２のコイルと、前記第１の柱状体と前記第２の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第１の上部コアと、前記第３の柱状体と前記第４の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第２の上部コアと、を備え、前記第１の上部コアと前記第２の上部コアとは、間隙が設けられて配置されており、また、前記第１のコイル導体の巻回方向と前記第２のコイル導体の巻回方向とが異なることを特徴とするものである。
　また、本発明に係る第二のデュアルモードチョークコイルは、平板上に、それぞれの軸が直立した４つの柱状体が四角形の四角に設置されているとともに、前記柱状体において、第１の柱状体及び第２の柱状体に対して第３の柱状体及び第４の柱状体が平行に配置されている磁性体からなる下部コアと、前記第１の柱状体に巻回された第１のコイル導体と前記第３の柱状体に巻回された第３のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第１のコイル導体と前記第３のコイル導体が並列に接続されている第１のコイルと、前記第２の柱状体に巻回された第２のコイル導体と前記第４の柱状体に巻回された第４のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第２のコイル導体と前記第４のコイル導体が並列に接続されている第２のコイルと、前記第１の柱状体と前記第２の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第１の上部コアと、前記第３の柱状体と前記第４の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第２の上部コアと、を備え、前記第１の上部コアと前記第２の上部コアとは、間隙が設けられて配置されており、また、前記第１のコイル導体の巻回方向と前記第２のコイル導体の巻回方向とが異なることを特徴とすることを特徴とするものである。
　また、本発明に係る第一の高周波フィルタは、前記デュアルモードチョークコイルを備え、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間に少なくとも１つのコンデンサが接続されていることを特徴とするものである。
　また、本発明に係る第二の高周波フィルタは、前記デュアルモードチョークコイルを備え、接地端子が設けられているとともに、前記接地端子と前記第１のコイル及び前記第２のコイルとの間にそれぞれ少なくとも１つのコンデンサが接続されていることを特徴とするものである。
　また、本発明に係る車載用モータ一体型電動パワーステアリングは、前記デュアルモードチョークコイルを直流入力部に備えたことを特徴とするものである。
　また、本発明に係る車載用充電装置は、前記デュアルモードチョークコイルを交流入力部に備えたことを特徴とするものである。
　本発明のデュアルモードチョークコイルによれば、デュアルモードコア部に、複数の磁束経路を発生させることにより、従来例よりもコモンモード電流に対して高いインダクタンスを実現することができ、コモンモードノイズをより大きく低減できるという効果がある。
　また、本発明の第一の高周波フィルタによれば、高周波フィルタによれば、デュアルモードチョークコイルを用いて、ノーマルモードノイズ電流の低減効果があるノーマルモードチョークコイルとして利用し、その一対のコイル間に容量回路が付加されていることで、ノーマルモードノイズ電流の高周波に対応した高周波フィルタを実現することができるという効果がある。
　また、本発明の第二の高周波フィルタによれば、デュアルモードチョークコイルを用いて、コモンモードノイズ電流の低減効果があるコモンモードチョークコイルとして利用し、接地端子を介して一対のコイル間に容量回路が付加されていることで、コモンモードノイズ電流の高周波に対応した高周波フィルタを実現することができるという効果がある。
　また、本発明の車載用モータ一体型電動パワーステアリングによれば、モータを駆動させるインバータ回路のスイッチング動作に伴う、伝導ノイズを低減させるために、デュアルモードチョークコイルをノイズフィルタとして備えることで、１．５ＭＨｚ以下の周波数帯において、伝導ノイズを大幅に低減することができるという効果がある。
　また、本発明の車載用充電装置によれば、充電する電流を制御するインバータ回路のスイッチング動作に伴う、伝導ノイズを低減させるために、デュアルモードチョークコイルをノイズフィルタとして備えることで、１．５ＭＨｚ以下の周波数帯において、伝導ノイズを大幅に低減することができるという効果がある。
実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイルの全体構成を示す斜視図である。 実施の形態１におけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。 実施の形態１におけるコイル部を示す斜視図である。 実施の形態１におけるデュアルモードチョークコイルの電源及び負荷との接続を示す概略図である。 実施の形態１におけるコイル部の上面から見たコモンモード電流に対する図である。 実施の形態１における上部コアの上面から見たコモンモード電流に対する図である。 実施の形態１における下部コアの上面から見たコモンモード電流に対する図である。 実施の形態１におけるコイル部の上面から見たノーマルモード電流に対する図である。 実施の形態１における上部コアの上面から見たノーマルモード電流に対する図である。 実施の形態１における下部コアの上面から見たノーマルモード電流に対する図である。 実施の形態１におけるコイル配置の他の実施態様を示す平面図である。 実施の形態１におけるデュアルモードコア部に磁性体粉末が含有された弾性体であるゴム材が配置された他の実施態様を示す分解斜視図である。 実施の形態１におけるデュアルモードコア部の第二の実施態様を示す断面図である。 実施の形態１におけるデュアルモードコア部の第三の実施態様を示す断面図である。 実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイルの全体構成を示す斜視図である。 実施の形態２におけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。 実施の形態２におけるコイル部を示す斜視図である。 実施の形態２におけるコイル部の上面から見たコモンモード電流に対する図である。 実施の形態２におけるコイル部の上面から見たノーマルモード電流に対する図である。 実施の形態３に係るデュアルモードチョークコイルにおけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。 実施の形態３における下部コアの上面から見たコモンモード電流に対する図である。 実施の形態３における下部コアの上面から見たノーマルモード電流に対する図である。 実施の形態４に係るデュアルモードチョークコイルにおけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。 実施の形態４における下部コアの上面から見たコモンモード電流に対する図である。 実施の形態４における下部コアの上面から見たノーマルモード電流に対する図である。 実施の形態５に係る高周波フィルタのコイル部の上面から見た図である。 実施の形態５における等価回路図である。 実施の形態６に係る高周波フィルタにおけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。 実施の形態６におけるコイル部の上面から見た図である。 実施の形態６における等価回路図である。 実施の形態７に係る車載用モータ一体型電動パワーステアリングの分解斜視図である。 実施の形態７におけるＥＰＳの概略回路図である。 実施の形態８に係る車載用充電装置の概略回路図である。 実施の形態８におけるＡＣ／ＤＣ変換部の回路図である。
　以下、本発明の実施の形態に係るデュアルモードチョークコイル及び高周波フィルタ並びにモータ一体型電動パワーステアリング及び車載用充電装置の詳細について、図１から図３４を参照して説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイルの全体構成を示す斜視図であり、図２は、デュアルモードコア部の分解斜視図であり、図３は、コイル部を示す斜視図である。また、図４は、デュアルモードチョークコイルの電源及び負荷との接続を示す概略図である。
　まず、図１から図４を用いて、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイルの全体構成について説明する。図１に示すように、デュアルモードチョークコイル１は、デュアルモードコア部２とコイル部３から構成されている。図２に示すように、デュアルモードコア部２は、第１の柱状体５ａと第２の柱状体５ｂ及びこれらが形成する軸に対して平行に第３の柱状体５ｃと第４の柱状体５ｄが平板５ｆの上に配置された磁性体からなる下部コア４と、第１の柱状体５ａと第２の柱状体５ｂの上部に接触させる平板状の磁性体からなる第１の上部コア６ａと、第１の上部コア６ａと間隙７を設けて第３の柱状体５ｃと第４の柱状体５ｄの上部に接触させる平板状の磁性体からなる第２の上部コア６ｂと、で構成されている。また、図３に示すように、コイル部３は、第１の柱状体５ａと第３の柱状体５ｃのそれぞれに、互いに発生する磁束方向が逆になるように巻回された２つのコイル導体が直列に接続された第１のコイル３ａと、第２の柱状体５ｂと第４の柱状体５ｄのそれぞれに、互いに発生する磁束方向が逆になるように巻回された２つのコイル導体が直列に接続されるとともに、第１の柱状体５ａに巻回されたコイル導体により発生する磁束方向と第２の柱状体５ｂに巻回されたコイル導体により発生する磁束方向とが同じになるように配置された第２のコイル３ｂと、で構成されている。ここで、上記磁束の方向の定義は、図４に示すように、デュアルモードチョークコイル１が、電源５０と負荷６０とに接続され、負荷駆動時に流れる電流が、図４に示す電流方向８の場合のものである。第１の柱状体５ａと第２の柱状体５ｂに発生する磁束の方向は、紙面奥側から手前側への方向であり、第３の柱状体５ｃと第４の柱状体５ｄに発生する磁束の方向は、紙面手前側から奥側への方向である。なお、電力変換回路等は省略されている。
　次に，図５から図７を用いて、実施の形態１におけるデュアルモードチョークコイル１のコモンモード電流に対する動作について説明する。
　図５は、第１のコイル３ａ及び第２のコイル３ｂの上面図であり、コモンモード電流方向及びコモンモード電流が流れる際に発生する磁束方向を示している．図５において、矢印８は、第１のコイル３ａ及び第２のコイル３ｂに流れる電流方向を、磁束方向９ａから９ｄは、それぞれ第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに発生する磁束の方向を示しており、図５から図７では、磁束方向９ａと９ｄは、紙面奥側から手前側への方向を、磁束方向９ｂと９ｃは、紙面手前側から奥側への方向をそれぞれ示している。図６は、第１の上部コア６ａと第２の上部コア６ｂの上面図で、コモンモード電流が流れる際に、第１の上部コア６ａと第２の上部コア６ｂに発生する磁束の方向を示しており、同様に、図７は、下部コア４の上面図で、コモンモード電流が流れる際に、下部コア４に発生する磁束の方向を示している。図６と図７において、矢印９は、磁束方向を示している。
　第１のコイル３ａと第２のコイル３ｂに、同相電流であるコモンモード電流が流れると、第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄには、それぞれ図５において、９ａから９ｄに示した方向に磁束が発生する。第１の上部コア６ａで発生する磁束について考えると、第１の柱状体５ａで発生し、図６において、紙面奥側から手前側方向で第１の上部コア６ａに至り、発生する磁束方向が紙面手前側から奥側方向である第２の柱状体５ｂまたは第３の柱状体５ｃに吸い込まれる経路を取ろうとする。しかし、第１の柱状体５ａから第３の柱状体５ｃに至る経路には、間隙７が存在し、第１の柱状体５ａから第２の柱状体５ｂに至る経路よりも磁気損失が大きくなるため、第１の柱状体５ａから第３の柱状体５ｃに至る経路には磁束はほぼ発生せず、よって、第１の柱状体５ａで発生するほぼ全ての磁束は、第２の柱状体５ｂに至る経路を取る。同様に、第４の柱状体５ｄで発生するほぼ全ての磁束は、第３の柱状体５ｃに至る経路を取る。その結果、図６の磁束方向９で示すように、第１の上部コア６ａには、第１の柱状体５ａから第２の柱状体５ｂの方向に磁束が発生し、第２の上部コア６ｂには、第４の柱状体５ｄから第３の柱状体５ｃの方向に磁束が発生する。
　一方、下部コア４で発生する磁束について考えると、図７において、第２の柱状体５ｂで発生する磁束は、紙面手前側から奥側方向で下部コア４に至り、磁束が発生する方向が紙面奥側から手前側方向である第１の柱状体５ａまたは第４の柱状体５ｄに吸い込まれる経路を取ろうとする。その際、第１の上部コア６ａ、第２の上部コア６ｂとは異なり、下部コア４には間隙が存在しないので、第２の柱状体５ｂで発生する磁束は、第１の柱状体５ａまたは第４の柱状体５ｄに至る経路を取る。同様に、第３の柱状体５ｃで発生する磁束も第１の柱状体５ａまたは第４の柱状体５ｄに至る経路を取る。その結果、図７の磁束方向９で示すように，下部コア４には、第２の柱状体５ｂから第１の柱状体５ａまたは第４の柱状体５ｄ、及び第３の柱状体５ｃから第１の柱状体５ａまたは第４の柱状体５ｄの方向に磁束が発生する。
　したがって、本実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１にコモンモード電流が流れると、デュアルモードコア部２には、複数の磁束経路が発生し、コモンモード電流に対するインダクタンスを実現することができる。更に、本実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１では、図７に示したように、下部コア４において第３の柱状体５ｃから第１の柱状体５ａの方向、及び第２の柱状体５ｂから第４の柱状体５ｄの方向にも磁束が発生するので、従来例よりも多くの磁束経路が発生し、その結果、従来例よりもコモンモード電流に対して高いインダクタンスを実現することができる。
　続いて、図８から図１０を用いて、実施の形態１におけるデュアルモードチョークコイル１のノーマルモード電流に対する動作について説明する。
　図８は、第１のコイル３ａ及び第２のコイル３ｂの上面図であり、ノーマルモード電流方向及びノーマルモード電流が流れる際に発生する磁束方向を示している。図８において、矢印８は、電流の流れる方向を、９ａから９ｄは、それぞれ第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに発生する磁束の方向を示しており、図８から図１０では、磁束方向９ａと９ｂは、紙面奥側から手前側への方向を、磁束方向９ｃと９ｄは、紙面手前側から奥側への方向をそれぞれ示している。図９は、第１の上部コア６ａと第２の上部コア６ｂの上面図で、ノーマルモード電流が流れる際に、第１の上部コア６ａと第２の上部コア６ｂに発生する磁束方向を示しており、同様に、図１０は、下部コア４の上面図で、ノーマルモード電流が流れる際に、下部コア４に発生する磁束方向を示している。図９と図１０において、矢印９は、磁束方向を示している。
　第１のコイル３ａと第２のコイル３ｂに、逆相電流であるノーマルモード電流が流れると、第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄには、それぞれ図８において、９ａから９ｄに示した方向に磁束が発生する。第１の上部コア６ａで発生する磁束について考えると、第１の柱状体５ａで発生し、図９において、紙面奥側から手前側方向で第１の上部コア６ａに至り、発生する磁束方向が紙面手前側から奥側方向である第３の柱状体５ｃまたは第４の柱状体５ｄに吸い込まれる経路を取ろうとする。ここで、どちらの経路も間隙７が存在するため磁気損失は大きいが、間隙７を通らない他の経路は存在しないため、これらの経路を取らざるを得ず、この２経路のうちで、距離の短い第１の柱状体５ａから第３の柱状体５ｃの経路を取る。よって、第１の柱状体５ａで発生するほぼ全ての磁束は、間隙７を介して第３の柱状体５ｃに至る経路を取る。同様に、第２の柱状体５ｂで発生するほぼ全ての磁束は、間隙７を介して第４の柱状体５ｄに至る経路を取る。その結果、図９の磁束方向９で示すように、第１の上部コア６ａと第２の上部コア６ｂには、第１の柱状体５ａから第３の柱状体５ｃ、及び第２の柱状体５ｂから第４の柱状体５ｄの方向に磁束が発生する。
　一方、下部コア４で発生する磁束について考えると、図１０において、第３の柱状体５ｃで発生する磁束は、紙面手前側から奥側方向で下部コア４に至り、磁束が発生する方向が紙面奥側から手前側方向である第１の柱状体５ａまたは第２の柱状体５ｂに吸い込まれる経路を取る。同様に、第４の柱状体５ｄで発生する磁束も第１の柱状体５ａまたは第２の柱状体５ｂに至る経路を取る。その結果、図１０の磁束方向９で示すように、下部コア４には、第３の柱状体５ｃから第１の柱状体５ａまたは第２の柱状体５ｂ、及び第４の柱状体５ｄから第１の柱状体５ａまたは第２の柱状体５ｂの方向に磁束が発生する。
　したがって、本実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１にノーマルモード電流が流れると、デュアルモードコア部２には、複数の磁束経路が発生し、ノーマルモード電流に対するインダクタンスを実現することができる。更に、本実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１では、図１０に示したように、下部コア４において、第３の柱状体５ｃから第２の柱状体５ｂの方向、及び第４の柱状体５ｄから第１の柱状体５ａの方向にも磁束が発生するので、従来例よりも多くの磁束経路が発生し、その結果、従来例よりもノーマルモード電流に対して高いインダクタンスを実現することができる。
　ここで、ノーマルモード電流が流れる際に、発生する全ての磁束経路は、間隙７を通過するので、磁束は間隙７に集中する。その結果、デュアルモードコア部２は、磁気飽和を起こしにくく、機器の動作モードである直流または低周波のノーマルモード電流が流れる場合においても、ノーマルモード電流に対するインダクタンスを保持することができる。つまり、本実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１により、１部品で、コモンモード電流とノーマルモード電流に対し、従来例よりも高いインダクタンスを有するデュアルモードチョークコイルを実現することができる。
　また、本実施の形態1によるデュアルモードチョークコイル１では、デュアルモードコア部が一体型なので、コアが分離型である従来例よりも強固な構造であり、且つ、振動等の外力により間隙寸法が変動しにくい特長を備えている。
　また、実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１では、デュアルモードコア部２の第１の上部コア６ａと第２の上部コア６ｂ及び下部コア４は直方体の形状であり、柱状体は円柱の形状であるが、本実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１と同様の効果が得られるのであれば、各コアの形状は直方体又は円柱に限定されるものではない。デュアルモードコア部２には、磁性体としてフェライトを使用することができるが、他の磁性体であってもよい。
　また、実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１では、コイル部３には、導線状の金属導体を用いているが、厚銅基板の導体パターン等で形成したものであってもよい。　
　また、図１１のコイル配置の他の実施態様の平面図で示すように、コイル部３は、第１のコイル３ｃと第２のコイル３ｄに同種のコイルを用いて構成し、第２のコイル３ｄは、第１のコイル３ｃをＡ－Ａ軸に対して反転させたものであってもよい。このように、第１のコイル３ｃと第２のコイル３ｄを同種の形状のものにすれば、コイルの種類の数を削減することができる。
　また、図１２のデュアルモードコア部に磁性体粉末が含有された弾性体であるゴム材が配置された他の実施態様の分解斜視図で示すように、第１の柱状体５ａと上部コア６ａとの間、第２の柱状体５ｂと上部コア６ａとの間、第３の柱状体５ｃと上部コア６ｂとの間、及び第4の柱状体５ｄと上部コア６ｂとの間に、磁性体粉末が含有されたゴム材２１ａから２１ｄをそれぞれ配置する。このように、磁性体粉末が含有されたゴム材２１ａ～２１ｄを挿入することで、ゴム材が圧縮されることにより、柱状体５ａ～５ｄと上部コア６ａ，６ｂとの突合せ部の間隔が小さくなり、コモンモードにおいて高いインダクタンスを実現することが可能となる。また、挿入されるゴム材は、磁性体粉末が含有されたゴム材２１ａ～２１ｄとしたが、これに限らず、比透磁率が１を越える材質で柱状体５ａ～５ｄと上部コア６ａ，６ｂよりも柔らかい物質であればよい。
　また、図１３のデュアルモードコア部の第二の実施態様の断面図で示すように、図２の断面Ｂで示すコア部２のコア材の構造を変更してもよい。上部コア６１ａ及び上部コア６１ｂには、それぞれ一体化された２ケの筒状体６２ａと６２ｂ及び６２ｃと６２ｄが設けられており（筒状体６２ａと６２ｃは、図示せず。）、上部コア６１ａ及び上部コア６１ｂは、平板と筒状体が一体となった磁性体である。筒状体６２ａから６２ｄの内部に下部コア４４の第１の柱状体５１ａから第４の柱状体５１ｄが嵌合される（第１の柱状体５１ａと第３の柱状体５１ｃは、図示せず。）。これにより、上部コ６１ａ，６１ｂと下部コア４４とが接触する面積が大きくなり、コモンモードにおいて高いインダクタンスを実現することが可能となる。さらに、柱状体にコイル３ａ，３ｂが挿入されることで、上部コア６１ａ，６１ｂが固定され、位置決めが容易になる。
　また、図１４のデュアルモードコア部の第三の実施態様の断面図で示すように、図２の断面Ｂで示すコア部２のコア材の構造を変更してもよい。上部コア６３ａ及び上部コア６３ｂには、それぞれ一体化された２ケの柱状体６４ａと６４ｂ及び６４ｃと６４ｄが設けられており（柱状体６４ａと６４ｃは、図示せず。）、上部コア６３ａ及び上部コア６３ｂは、平板と柱状体が一体となった磁性体である。柱状体６４ａから６４ｄに、それぞれ下部コア４５の柱状体５２ａから５２ｄが接触される（柱状体５２ａと５２ｃは、図示せず。）。このように、柱状体を下部コアと上部コアの両方に設けてもよく、上述した図２で示すデュアルモードコア部の場合と同様の効果が得られる。
　このように、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイルによれば、デュアルモードコア部の構成において、上部コアが複数の平板状の磁性体により構成されていることで、複数の磁束経路を発生させることができ、これにより、従来例よりもコモンモード電流及びノーマルモード電流に対して高いインダクタンスを実現することができ、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズをより大きく低減できるという効果がある。
　なお、上記実施の形態では、第１コイル及び第２のコイルは、それぞれ、２つのコイル導体の巻回方向が異なるものを接続して使用する場合について述べたが、２つのコイル導体の巻回方向に依らず、通電時に２つのコイル導体間で互いに発生する磁束方向が異なるように接続してもよい。
　実施の形態２．
　図１５は、実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイルの全体構成を示す斜視図であり、図１６は、デュアルモードコア部の分解斜視図であり、図１７は、コイル部を示す斜視図である。図１７に示すように、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１との違いは、コイル部１３の構成が異なる点である。
　まず、図１５から図１７を用いて、実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイルの全体構成について説明する。図１５に示すように、デュアルモードチョークコイル１０は、デュアルモードコア部２とコイル部１３から構成されている。図１６に示すように、デュアルモードコア部２の構成については、実施の形態１と同じであるので説明を省略する。また、図１７に示すように、コイル部１３は、第１の柱状体５ａと第３の柱状体５ｃのそれぞれに、互いに発生する磁束方向が逆になるように巻回された２つのコイル導体が並列に接続された第１のコイル１３ａと、第２の柱状体５ｂと第４の柱状体５ｄのそれぞれに、互いに発生する磁束方向が逆になるように巻回された２つのコイル導体が並列に接続されるとともに、第１の柱状体５ａに巻回されたコイル導体により発生する磁束方向と第２の柱状体５ｂに巻回されたコイル導体により発生する磁束方向とが同じになるように配置された第二のコイル１３ｂと、で構成されている。
　次に，図１８を用いて、実施の形態２におけるデュアルモードチョークコイル１０のコモンモード電流に対する動作について説明する。
　図１７は、第１のコイル１３ａ及び第２のコイル１３ｂの上面図であり、コモンモード電流方向及びコモンモード電流が流れる際に発生する磁束方向を示している。図１８において、矢印９は、電流の流れる方向を示し、実線矢印は紙面手前側の第１のコイル１３ａ及び第２のコイル１３ｂの入出力端部での電流の向きを、破線矢印は紙面奥側の第１のコイル１３ａ及び第２のコイル１３ｂの入出力端部での電流の向きをそれぞれ示している。また、磁束方向９ａから９ｄは、それぞれ第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに発生する磁束の方向を示す。図１８から分かるように、第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに発生する磁束方向９ａから９ｄは、図５で示した実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１にコモンモード電流が流れた場合と同様である。したがって、コモンモード電流によりデュアルモードコア部２に発生する磁束は、図６及び図７で示した磁束方向と同じになり、その結果、実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイル１０は、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１と同じく、コモンモード電流に対して、従来例よりも高いインダクタンスを実現することができる。
　続いて、図１９を用いて、実施の形態２におけるデュアルモードチョークコイル１０のノーマルモード電流に対する動作について説明する。
　図１９は、第１のコイル１３ａ及び第２のコイル１３ｂの上面図で、ノーマルモード電流及びノーマルモード電流が流れる際に、発生する磁束方向を示している。図１９において、矢印８は、電流の流れる方向を示し、実線矢印は紙面手前側の第１のコイル１３ａ及び第２のコイル１３ｂの入出力端部での電流の向きを、破線矢印は紙面奥側の第１のコイル１３ａ及び第２のコイル１３ｂの入出力端部での電流の向きをそれぞれ示している。また、磁束方向９ａから９ｄは、それぞれ第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに発生する磁束の方向を示す。図１９から分かるように、第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに発生する磁束方向９ａから９ｄは、図８で示した実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１にノーマルモード電流が流れた場合と同様である。したがって、ノーマルモード電流によりデュアルモードコア部２に発生する磁束は、図９及び図１０で示した磁束方向と同じになり、その結果、実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイル１０は、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１と同じく、ノーマルモード電流に対して、従来例よりも高いインダクタンスを実現することができる。
　さらに、実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイル１０では、２つのコイル導体を並列に接続しているので、同じ大きさの入力電流に対して、第１の柱状体５ａから第４の柱状体５ｄに巻かれたコイル導体に流れる電流量は、実施の形態１の場合の約半分となる。したがって、同じ電流量の場合には、コイル部１３のコイル導体の断面積を、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイルのコイル部３の断面積よりも小さくすることができ、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１よりも部品全体の寸法の小型化を可能とするとともに、コイル部の巻回構造の形成が容易となる。
　このように、実施の形態２に係るデュアルモードチョークコイルによれば、実施の形態１と同様の効果を有するとともに、それぞれのコイルを構成する２つのコイル導体が並列に接続されているので、コイル導体の断面積を小さくすることができ、コイル部の巻回構造の形成が容易となり、デュアルモードチョークコイルの全体の寸法を小型化することができるという効果がある。
実施の形態３．
　図２０は、実施の形態３に係るデュアルモードチョークコイルにおけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１との違いは、デュアルモードコア部１２の下部コア４１に、第１の柱状体５ａと第３の柱状体５ｃ及び第２の柱状体５ｂと第４の柱状体５ｄの間の側面の一部に、間隙７に対して平行となる方向にそれぞれ切込み部１７が設けられている点である。他の構成は、実施の形態１と同じであるので説明を省略する。
　図２１と図２２に、コモンモード電流とノーマルモード電流に対する下部コア４１の磁束をそれぞれ示す。図２１及び図２２に示す磁束方向９から明らかなように、切込み部１７の存在により、図７及び図１０に示す磁束方向９と比較して、第１の柱状体５ａと第３の柱状体５ｃとの間、及び第２の柱状体５ｂと第４の柱状体５ｄとの間の磁束経路が変化する。つまり、切込み部１７によって、下部コア４１に発生するコモンモード及びノーマルモードの磁束の調整が可能であり、その結果、デュアルモードチョークコイルのコモンモード及びノーマルモードのインダクタンスを調整することが可能となる。
　このように、実施の形態３に係るデュアルモードチョークコイルによれば、下部コアの側面の一部に、上部コアの間隙と平行となる方向に切込み部が設けられていることで、コモンモード及びノーマルモードのインダクタンスを調整することが可能となるという効果がある。
実施の形態４．
　図２３は、実施の形態４に係るデュアルモードチョークコイルにおけるデュアルモードコア部の分解斜視図である。実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１との違いは、デュアルモードコア部２２の下部コア４２に、第１の柱状体５ａと第２の柱状体５ｂ及び第３の柱状体５ｃと第４の柱状体５ｄの間の側面の一部に、間隙７に対して直交となる方向にそれぞれ切込み部１８が設けられている点である。他の構成は、実施の形態１と同じであるので説明を省略する。
　図２４と図２５に、コモンモード電流とノーマルモード電流に対する下部コア４２の磁束をそれぞれ示す。図２４及び図２５に示す磁束方向９から明らかなように、切込み部１８の存在により、図７及び図１０に示す磁束方向９と比較して、第１の柱状体５ａと第２の柱状体５ｂとの間、及び第３の柱状体５ｃと第４の柱状体５ｄとの間の磁束経路が変化する。ここで、実施の形態１では、ノーマルモードの磁束は、第１の柱状体５ａと第２の柱状体５ｂとの間、及び第３の柱状体５ｃと第４の柱状体５ｄとの間には、発生していないので、実施の形態３とは異なり、実施の形態４では、コモンモードの磁束のみ切込み部１８の影響を受ける。つまり、切込み部１８によって、下部コア４２に発生するコモンモードの磁束のみ調整が可能であり、その結果、デュアルモードチョークコイルのコモンモードのみインダクタンスを調整することが可能となる。
　このように、実施の形態４に係るデュアルモードチョークコイルによれば、下部コアの側面の一部に、上部コアの間隙と直交する方向に切込み部が設けられていることで、コモンモードのみインダクタンスを調整することが可能となるという効果がある。
実施の形態５．
　図２６は、実施の形態５に係る高周波フィルタのコイル部の上面から見た図であり、図２７は、その等価回路図である。図２６に示すように、実施の形態５に係る高周波フィルタは、実施の形態１に係るデュアルモードチョークコイル１の第１のコイル３ａと第２のコイル３ｂとの間に、３個のチップコンデンサ２０が接続されたものである。デュアルモードチョークコイルの構成は、実施の形態１と同じであるので説明を省略する。
　図２７において、１４は、容量回路を示し、１５は、ノーマルモードチョーク回路を示す。図２７では、第１のコイル３ａと第２のコイル３ｂ間に容量回路１４とノーマルモードチョーク回路１５が交互に接続された高周波フィルタ回路が構成されており、ノーマルモードノイズ電流に対する低減効果が高い回路構成である。
　つまり、実施の形態５に係る高周波フィルタは、実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１を用い、ノーマルモードノイズ電流の低減効果が高い高周波フィルタの構成が可能となる。
　なお、実施の形態５の高周波フィルタでは、容量回路として３個のチップコンデンサを用いた場合について説明したが、容量回路であれば部品の形態は、チップコンデンサに限定されるものではなく、また、個数も３個に限定されるものでもない。
　このように、実施の形態５に係る高周波フィルタによれば、デュアルモードチョークコイルを用いて、ノーマルモードノイズ電流の低減効果があるノーマルモードチョークコイルとして利用し、その一対のコイル間に容量回路が付加されていることで、ノーマルモードノイズ電流の高周波に対応した高周波フィルタを実現することができるという効果がある。
実施の形態６．
　図２８は、実施の形態６に係る高周波フィルタにおけるデュアルモードコア部の分解斜視図であり、図２９は、コイル部の上面から見た図である。図３０は、その等価回路図である。図２８及び図２９に示すように、実施の形態６に係る高周波フィルタは、デュアルモードコア部３２の下部コア４３を貫通する貫通孔３０と、貫通孔３０を通って接地線３１により接地される接地端子３３とが設けられ、接地端子３３を介して第１のコイル３ａと第２のコイル３ｂとの間に６個のチップコンデンサ２０が接続されたものである。デュアルモードチョークコイルの構成は、実施の形態１と同じであるので説明を省略する。
　図３０において、１４は、容量回路を示し、１９は、コモンモードチョーク回路を示す。図３０では、第１のコイル３ａ及び第２のコイル３ｂと線対地間に容量回路１４とコモンモードチョーク回路１９が交互に接続された高周波フィルタ回路が構成されており、コモンモードノイズ電流に対する低減効果が高い回路構成である。
　つまり、実施の形態６に係る高周波フィルタは、実施の形態１によるデュアルモードチョークコイル１を用い、コモンモードノイズ電流の低減効果が高い高周波フィルタの構成が可能となる。
　なお、実施の形態６の高周波フィルタでは、容量回路として６個のチップコンデンサを用いた場合について説明したが、容量回路であれば部品の形態は、チップコンデンサに限定されるものではなく、また、その個数も６個に限定されるものでもない。
　また、実施の形態６の高周波フィルタでは、デュアルモードコア部３２の下部コア４３に設けられた貫通孔３０に接地線３１を通しているが、接地端子３３により接地できるのであれば、必ずしも貫通孔３０を設けて接地線３１を通す必要はなく、接地線３１を第１の上部コア６ａ及び第２の上部コア６ｂと下部コア４との間を通って接地させてもよい。
　このように、実施の形態６に係る高周波フィルタによれば、デュアルモードチョークコイルを用いて、コモンモードノイズ電流の低減効果があるコモンモードチョークコイルとして利用し、接地端子を介して一対のコイル間に容量回路が付加されていることで、コモンモードノイズ電流の高周波に対応した高周波フィルタを実現することができるという効果がある。
実施の形態７．
　図３１は、実施の形態７に係る車載用モータ一体型電動パワーステアリング（ＥＰＳ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｐｏｗｅｒ　Ｓｔｅｅｒｉｎｇ、以下、ＥＰＳと称する。）を示す分解斜視図である。図３２は、ＥＰＳの概略回路図である。実施の形態７では、ＥＰＳにノイズフィルタとしてデュアルモードチョークコイルを備えたものである。
　図３１に示すように、筐体１３０に収納されたＥＰＳ１００には、正側電線１２３と負側電線１２４により直流電力が供給される直流電源１０６が接続されている。
　ＥＰＳ１００は、筐体蓋１３１のコネクタ１２５を介して導入された正側電線１２３と負側電線１２４との間に接続されたコンデンサ１０２と、正側電線１２３と負側電線１２４に接続されたデュアルモードチョークコイル１と、正側電線１２３及び負側電線１２４と接地（筐体１３０）間に、それぞれ接地されたコンデンサ１０３，１０４と、ヒートシンク１０５上に設けられ、直流電力を三相の交流電力に変換するインバータ回路１２７と、インバータ回路１２７を制御する制御基板１２０上に設けられたマイクロコンピュータ１２１と、制御基板１２０とヒートシンク１０５との間に介在された絶縁基板１２２と、インバータ回路１２７から出力された交流にて駆動されるモータ１２６により構成されている。ここで、デュアルモードチョークコイル１、制御基板１２０、絶縁基板１２２、ヒートシンク１０５及びモータ１２６は、筐体１３０に収納されている。
　次に、ＥＰＳ１００の回路について説明する。デュアルモードチョークコイル１が、直流電源１０６とインバータ回路１２７との間に設けられており、インバータ回路１２７に接続されている。インバータ回路１２７は、ｕ相の出力用の一対のＭＯＳＦＥＴ１２７ａ，１２７ｂ、ｖ相の出力用の一対のＭＯＳＦＥＴ１２７ｃ，１２７ｄ、ｗ相の出力用の一対のＭＯＳＦＥＴ１２７ｅ，１２７ｆでそれぞれ構成され、制御用のマイクロコンピュータ１２１により直流電力を三相の交流電力に変換する。変換された交流電力にて、モータ１２６が駆動される。
　マイクロコンピュータ１２１の制御信号により、ＭＯＳＦＥＴ１２７ａから１２７ｆがスッチング動作を行う、このスッチング動作に伴って発生する伝導ノイズは、デュアルモードチョークコイル１とコンデンサ１０２によりデカップリングされ、これらがノイズフィルタとして働くことにより、低減される。
　ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会：Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｐｅｃｉａｌ　Ｃｏｍｍｉｔｅｅ　ｏｎ　Ｒａｄｉｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）により、車載受信機保護のため１５０ｋＨｚ～１，０００ＭＨｚの周波数帯における無線妨害波の限度値の推奨値が規格ＣＩＳＰＲ２５で規定されている。本実施の形態におけるインバータ回路１２７のスッチング動作の周波数は、例えば、２０ｋＨｚであるので、１５０ｋＨｚ以上となる２０ｋＨｚの８倍以上の高調波の伝導ノイズが対象となり、これらを低減させることが要求されている。
　ＥＰＳ１００は、自動車に搭載されるので、その伝導ノイズによりカーラジオの聴取に影響を与えないようにしなくてはならない。１５０ｋＨｚ～１．５ＭＨｚは、カーラジオに使われる周波数で、自動車メーカから伝導ノイズの低減要求の強い周波数帯である。本実施の形態では、デュアルモードチョークコイル１をＥＰＳ１００のノイズフィルタとして用いることにより、最も伝導ノイズが大きくなる１．５ＭＨｚ以下の周波数帯において、伝導ノイズを大幅に低減することができるので、カーラジオの聴取への影響を小さくすることができる。
　このように、実施の形態７に係るＥＰＳによれば、モータを駆動させるインバータ回路のスイッチング動作に伴う、伝導ノイズを低減させるために、デュアルモードチョークコイルをノイズフィルタとして備えることで、１．５ＭＨｚ以下の周波数帯において、伝導ノイズを大幅に低減することができるという効果がある。
実施の形態８．
　図３３は、実施の形態８に係る車載用充電装置の概略回路図である。図３４は、実施の形態８におけるＡＣ／ＤＣ変換部の回路図である。車載用充電装置は、電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）に搭載されるもので、商用交流電源から車載用２次電池に充電するものである。実施の形態８では、車載用充電装置にノイズフィルタとしてデュアルモードチョークコイルを備えたものである。
　図３３に示すように、車載用充電装置２００には、交流電力を供給する商用交流電源２１０と、充電対象となる車載用２次電池２５０が接続されている。さらに、車載用充電装置２００は、ノイズフィルタ２２０と、ＡＣ／ＤＣ変換部２３０と、で構成されている。
　ノイズフィルタ２２０は、商用交流電源２１０の電源線２１０ａと電源線２１０ｂとの間に接続されたコンデンサ２２１と、デュアルモードチョークコイル１と、電源線２１０ａ及び電源線２１０ｂと接地間にそれぞれ接続されたコンデンサ２２２，２２３とで構成されている。
　また、ＡＣ／ＤＣ変換部２３０は、例えば、図３４に示すように、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路付整流回路２３１と、インバータ回路２３２と、絶縁トランス２３３及び整流回路２３４とで構成されている。
　ＰＦＣ回路付整流回路２３１は、ブリッジを構成する４つのダイオード２３１ａ～２３１ｄからなる整流回路部と、出力の正極側に接続されたリアクトル２３１ｅ、リアクトル２３１ｅと負極側との間に接続されたスイッチング素子２３１ｆ、リアクトル２３１ｅに接続されたダイオード２３１ｇ及びダイオード２３１ｇと負極側との間に接続された平滑コンデンサ２３１ｈで構成されるＰＦＣ回路部とからなる。ＰＦＣ回路は、スイッチング素子２３１ｆのスイッチングにより整流の効率を向上させるものである。これにより、商用交流が直流に変換される。
　インバータ回路２３２は、二組のスイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ２３２ａと２３２ｂ及びＭＯＳＦＥＴ２３２ｃと２３２ｄとで構成され、これらＭＯＳＦＥＴ２３２ａから２３２ｄを交互にオンオフさせることにより、ＰＦＣ回路付整流回路２３１から出力された直流を高周波の交流に変換する。変換された交流は、絶縁トランス２３３を介して、整流回路２３４に伝送され、整流回路２３４にて、直流に変換されて、車載用２次電池の充電に利用される。整流回路２３４は、ＰＦＣ回路付整流回路２３１の整流回路部と同様、ブリッジを構成する４つのダイオード２３４ａ～２３４ｄを有し、出力側に接続された平滑コンデンサ２３４ｅにより直流として出力する。スイッチング回路２３２のＭＯＳＦＥＴ２３２ａから２３２ｄをオンオフ動作させ、パルス幅を制御することで出力電流を制御することができる。
　本実施の形態におけるインバータ回路２３２のスッチング動作の周波数は、例えば、６５ｋＨｚであるので、規格ＣＩＳＰＲ２５で規定されている１５０ｋＨｚ以上となる６５ｋＨｚの３倍以上の高調波の伝導ノイズが対象となり、これらを低減させることが要求されている。
　車載用充電装置２００は、自動車に搭載されるので、上述したように、その伝導ノイズによりカーラジオの聴取に影響を与えないようにしなくてはならない。本実施の形態では、デュアルモードチョークコイル１を車載用充電装置２００のノイズフィルタとして用いることにより、最も伝導ノイズが大きくなる１．５ＭＨｚ以下の周波数帯において、伝導ノイズを大幅に低減することができるので、カーラジオの聴取への影響を小さくすることができる。
　このように、実施の形態８に係る車載用充電装置によれば、充電する電流を制御するインバータ回路のスイッチング動作に伴う、伝導ノイズを低減させるために、デュアルモードチョークコイルをノイズフィルタとして備えることで、１．５ＭＨｚ以下の周波数帯において、伝導ノイズを大幅に低減することができるという効果がある。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
　また、図中、同一符号は、同一または相当部分を示す。
１，１０　デュアルモードチョークコイル、２，１２，２２，３２　デュアルモードコア部、３　コイル部、３ａ，３ｃ　第１のコイル，３ｂ，３ｄ　第２のコイル、４，４１，４２，４３，４４，４５　下部コア、５ａ～５ｄ，５１ａ～５１ｄ　第１の柱状体から第４の柱状体、５ｆ　平板、６ａ，６１ａ，６３ａ　第１の上部コア、６ｂ，６１ｂ，６３ｂ　第２の上部コア、７　間隙、８　電流方向、９，９ａ～９ｄ　磁束方向、１３　コイル部、１３ａ　第１のコイル，１３ｂ　第２のコイル、１４　容量回路、１５　ノーマルモードチョーク回路、１７，１８　切込み部、１９　コモンモードチョーク回路、２０　チップコンデンサ、２１ａ～２１ｄ　磁性体粉末が含有されたゴム材、３０　貫通孔、３１　接地線、３３　接地端子、６２ｂ，６２ｄ　筒状体、１００　ＥＰＳ、１０２　コンデンサ、１０６　直流電源、１２１　マイクロコンピュータ、１２７　インバータ回路、１２６　モータ、１３０　筐体、２００　車載用充電装置、２１０　商用交流電源、２２０　ノイズフィルタ、２３０　ＡＣ／ＤＣ変換部、２３１　ＰＦＣ回路付整流回路、２３２　インバータ回路、２３３　絶縁トランス、２３４　整流回路、２５０　車載用２次電池。　

Claims (11)

  1. 　平板上に、それぞれの軸が直立した４つの柱状体が四角形の四角に設置されているとともに、前記柱状体において、第１の柱状体及び第２の柱状体に対して第３の柱状体及び第４の柱状体が平行に配置されている磁性体からなる下部コアと、
    　前記第１の柱状体に巻回された第１のコイル導体と前記第３の柱状体に巻回された第３のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第１のコイル導体と前記第３のコイル導体が直列に接続されている第１のコイルと、
    　前記第２の柱状体に巻回された第２のコイル導体と前記第４の柱状体に巻回された第４のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第２のコイル導体と前記第４のコイル導体が直列に接続されている第２のコイルと、
    　前記第１の柱状体と前記第２の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第１の上部コアと、
    　前記第３の柱状体と前記第４の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第２の上部コアと、を備え、
    　前記第１の上部コアと前記第２の上部コアとは、間隙が設けられて配置されており、また、前記第１のコイル導体の巻回方向と前記第２のコイル導体の巻回方向とが異なることを特徴とするデュアルモードチョークコイル。
  2. 　平板上に、それぞれの軸が直立した４つの柱状体が四角形の四角に設置されているとともに、前記柱状体において、第１の柱状体及び第２の柱状体に対して第３の柱状体及び第４の柱状体が平行に配置されている磁性体からなる下部コアと、
    　前記第１の柱状体に巻回された第１のコイル導体と前記第３の柱状体に巻回された第３のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第１のコイル導体と前記第３のコイル導体が並列に接続されている第１のコイルと、
    　前記第２の柱状体に巻回された第２のコイル導体と前記第４の柱状体に巻回された第４のコイル導体の巻回方向が互いに異なるとともに、前記第２のコイル導体と前記第４のコイル導体が並列に接続されている第２のコイルと、
    　前記第１の柱状体と前記第２の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第１の上部コアと、
    　前記第３の柱状体と前記第４の柱状体の上部に接触された磁性体からなる第２の上部コアと、を備え、
    　前記第１の上部コアと前記第２の上部コアとは、間隙が設けられて配置されており、また、前記第１のコイル導体の巻回方向と前記第２のコイル導体の巻回方向とが異なることを特徴とするデュアルモードチョークコイル。
  3. 　前記第１の柱状体と前記第３の柱状体及び前記第２の柱状体と前記第４の柱状体の間の前記下部コアの側面の一部に、前記間隙に対して平行方向に切込み部が設けられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のデュアルモードチョークコイル。
  4. 　前記第１の柱状体と前記第２の柱状体及び前記第３の柱状体と前記第４の柱状体の間の前記下部コアの側面の一部に、前記間隙に対して直交方向に切込み部が設けられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のデュアルモードチョークコイル。
  5. 　前記第１のコイルと前記第２のコイルとが同種のコイルからなり、前記第２のコイルと前記第1のコイルとが互いに反転された関係にあることを特徴とする請求項１、請求項３及び請求項４のいずれか１項に記載のデュアルモードチョークコイル。
  6. 　前記第１の柱状体及び前記第２の柱状体と前記第１の上部コアとの間、並びに前記第３の柱状体及び前記第４の柱状体と前記第２の上部コアとの間に、磁性体粉末が含有された弾性体が配置されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のデュアルモードチョークコイル。
  7. 　前記第１の上部コア及び前記第２の上部コアに一体化した状態で、それぞれ２ケの筒状体が設けられており、前記筒状体の内部に前記第１の柱状体から前記第４の柱状体が嵌合されていることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のデュアルモードチョークコイル。
  8. 　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の前記デュアルモードチョークコイルを備え、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの間に少なくとも１つのコンデンサが接続されていることを特徴とする高周波フィルタ。
  9. 　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の前記デュアルモードチョークコイルを備え、接地端子が設けられているとともに、前記接地端子と前記第１のコイル及び前記第２のコイルとの間にそれぞれ少なくとも１つのコンデンサが接続されていることを特徴とする高周波フィルタ。
  10. 　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の前記デュアルモードチョークコイルを直流電源からの入力部に備えたことを特徴とする車載用モータ一体型電動パワーステアリング。
  11. 　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の前記デュアルモードチョークコイルを交流電源からの入力部に備えたことを特徴とする車載用充電装置。
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