WO2016047149A1

WO2016047149A1 - ホール起電力信号検出回路及び電流センサ

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Publication number: WO2016047149A1
Application number: PCT/JP2015/004890
Authority: WO
Inventors: 威信中村; 好康西村; 隆二野平
Original assignee: 旭化成エレクトロニクス株式会社
Priority date: 2014-09-26
Filing date: 2015-09-25
Publication date: 2016-03-31
Also published as: JP6360182B2; CN106716149A; EP3176593A1; EP3176593A4; JPWO2016047149A1; KR20170043647A; CN106716149B; US20170234910A1; EP3176593B1

Abstract

　ホール起電力信号検出回路において、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制する。そのために、複数のホール素子をスピニングカレント法により駆動する、複数のトランスコンダクタンスアンプを利用したホール起電力信号検出回路において、複数のホール素子によるホール起電力信号のコモン電圧が基準信号Ｖｃｏｍと一致するようにフィードバック制御するホール信号フィードバックネットワーク（３１）と、出力電圧と基準信号Ｖｃｏｍとの差を分圧した電圧をフィードバックする出力信号フィードバックネットワーク（２０）とに対して、フィードバックネットワークコントローラー（３２）から基準信号Ｖｃｏｍを供給する。これによりスパイク信号の変動を抑制する。

Description

ホール起電力信号検出回路及び電流センサ

　本発明は、ホール起電力信号検出回路及び電流センサに関し、より詳細には、ホール素子のスピニングカレント法によるオフセットキャンセル手段を連続時間信号処理回路と組み合わせるようにしたホール起電力信号検出回路及び電流センサに関する。

　ホール素子を使った磁気センサは、磁石の位置情報を検出するセンサとして近接センサ、リニア位置センサ、回転角度センサなどに用いられているだけでなく、電流導体を流れる電流によって誘起される磁界を検出することにより、電流導体を流れる電流量を非接触で測定する電流センサの用途においても広く利用されている。特に、モーターのインバータ電流を検出するために利用される電流センサにおいては、モーター制御を効率化する目的で、高い周波数でスイッチングするインバータの電流を高精度に検出することが要求されている。

　インバータの電流を測定する用途にホール素子を利用した磁気センサが使用される場合には、信号帯域に関する広帯域特性、信号処理遅延時間に関する高速応答特性、信号品質に関する低ノイズ特性などが磁気センサに要求される。このため、こうした場合には、ホール素子において発生するホール起電力信号を信号処理する回路方式として、離散時間化すなわちサンプリングを行う離散時間信号処理回路よりも、連続時間で信号処理を行う連続時間信号処理回路の方が有利となる。この連続時間信号処理回路は、離散時間化（サンプリング）によるノイズを折り返す現象が無いため、インバータのスイッチングによる高周波ノイズの多い環境で使用する場合においては、特に好適な回路構成である。

　ホール素子には、磁場が零である状態、すなわち無磁場の状態でも、零でない有限の電圧が出力されてしまうというオフセット電圧（不平衡電圧）が存在する。そこで、ホール素子を利用した磁気センサでは、一般的にホール素子が持つオフセット電圧をキャンセルする目的で、スピニングカレント（Ｓｐｉｎｎｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ）法又はコネクションコミュテーション（Ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ　ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）法といった名称で知られているホール素子の駆動方法を利用することが多い。この方法は後述するように、ホール素子に駆動電流を流すための端子対の位置と、ホール起電力信号を検出するための端子対の位置とを、チョッパークロックと呼ばれるクロックにしたがって周期的に入れ替える操作を行うものである。

　また、磁気センサをより小型化する目的で、ＣＭＯＳ回路と一体形成が可能なシリコンホール素子が近年利用されてきている。
　このシリコンホール素子とスピニングカレント法を利用した連続時間型のホール起電力信号検出回路が例えば特許文献１に開示されている。この文献では、トランジスタ差動対を利用したトランスコンダクタンスアンプ（以下、単にＧｍアンプとも呼ぶ）で、ホール起電力信号を増幅する信号増幅装置を構成している。Ｇｍアンプは入力インピーダンスが高く、微弱な信号を出力するホール素子の信号増幅装置に適している。

特開２０１３-１７８２２９号公報

　特許文献１に記載のシリコンホール素子とスピニングカレント法を利用した連続時間型のホール起電力信号検出回路では、スパイク状の誤差信号が残留し、変動することがある。連続時間型信号処理を利用したさらなる高精度な電流センサを実現するには、前述のスパイク状の誤差信号の変動を抑制する必要があることを発明者らは見出した。
　つまり、発明者らは、ホール起電力信号検出回路及びこれを備えた電流センサにさらなる高精度化を追求した結果、特許文献１に記載の技術では満足できなかった。
　本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、スピニングカレント法によって駆動される複数のホール素子と複数のトランスコンダクタンスアンプとを利用したホール起電力信号検出回路において、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制することを目的とする。

　本発明の一態様によるホール起電力信号検出回路は、複数の端子を有する第１のホール素子と、複数の端子を有する第２のホール素子と、前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、出力電圧と前記基準電圧との差を分圧した電圧をフィードバックするフィードバック部と、前記分圧した電圧を変調する変調スイッチと、前記変調された電圧をフィードバック電流に変換するフィードバック用Ｇｍアンプと、前記第１の電流と前記第２の電流と前記フィードバック電流とを加算する電流加算部と、前記電流加算部の出力信号を復調する復調スイッチと、前記復調スイッチで復調した信号を増幅して前記出力電圧として出力する出力段と、前記基準電圧を生成する基準信号生成回路と、を備えることを特徴とする。

　また、本発明の他の態様によるホール起電力信号検出回路は、複数の端子を有する第１のホール素子と、複数の端子を有する第２のホール素子と、前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が第１の基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、出力電圧と第２の基準電圧との差を分圧した電圧をフィードバックするフィードバック部と、前記分圧した電圧を変調する変調スイッチと、前記変調された電圧をフィードバック電流に変換するフィードバック用Ｇｍアンプと、前記第１の電流と前記第２の電流と前記フィードバック電流とを加算する電流加算部と、前記電流加算部の出力信号を復調する復調スイッチと、前記復調スイッチで復調した信号を増幅して前記出力電圧として出力する出力段と、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧を生成する基準信号生成回路とを備え、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧は、所定の出力温度特性を有する単一の電圧源に基づいて生成されることを特徴とする。

　また、本発明の他の態様によるホール起電力信号検出回路は、複数の端子を有する第１のホール素子と、複数の端子を有する第２のホール素子と、前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が基準電圧と一致するように、前記第１及び前記第２のホール起電力信号の平均コモン電圧を算出し、算出した平均コモン電圧に基づいて、フィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、前記第１の電流と前記第２の電流とを加算する電流加算部と、前記電流加算部からの出力信号を増幅して出力することを特徴としている。

　また、本発明の他の態様によるホール起電力信号検出回路は、複数の端子を有する第１のホール素子と、複数の端子を有する第２のホール素子と、前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、前記第１の電流と前記第２の電流とを加算する電流加算部と、前記電流加算部からの出力信号を増幅して出力することを特徴としている。

　さらに、本発明の他の態様による電流センサは、上記態様におけるホール起電力信号検出回路を有することを特徴としている。

　本発明によれば、スピニングカレント法によって駆動される複数のホール素子と複数のトランスコンダクタンスアンプとを利用したホール起電力信号検出回路において、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制することが可能となり、その結果、高精度な電流センサの実現が可能となる。

ホール起電力信号検出回路の一例を示す構成図である。スピニングカレント法による第１及び第２のホール素子の駆動方法を説明するための説明図である。図１に示すホール起電力信号検出回路における差動信号Ａ１の時間的変化を説明するための説明図である。図１に示すホール起電力信号検出回路における差動信号Ａ２の時間的変化を説明するための説明図である。極性の異なるスパイク信号の相殺を説明するための説明図である。第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。図６の、ホール信号フィードバックネットワークの構成の一例を示す説明図である。第２実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。図８の、ホール信号フィードバックネットワークの構成の一例を示す説明図である。図８の、ホール信号フィードバックネットワークの変形例である。第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。第４実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。第５実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。図１３の、フィードバックネットワークコントローラーの構成の一例を示すブロック図である。

　図１は、ホール起電力信号検出回路の一例を示す概略構成図である。
　図１に示すホール起電力信号検出回路は、４つの端子（端子１、端子２、端子３、端子４）を備えた第１のホール素子１１と、第２のホール素子１２と、第１のスピニングカレントスイッチ１３と、第２のスピニングカレントスイッチ１４と、第１のホール素子駆動電流源１５と、第２のホール素子駆動電流源１６とを備える。さらに、ホール起電力信号検出回路は、第１のトランスコンダクタンスアンプＧｍ１と、第２のトランスコンダクタンスアンプＧｍ２と、フィードバック用トランスコンダクタンスアンプＧｍｆｂと、増幅段１７と、チョッパースイッチ１８と、出力段１９と、出力信号フィードバックネットワーク２０と、フィードバックチョッパースイッチ２１と、発振器（ＯＳＣ）２２と、チョッパークロック生成器（Ｃｌｏｃｋ　Ｃｔｒｌ）２３と、を備える。なお、以下、トランスコンダクタンスアンプはＧｍアンプともいう。例えば、第１のトランスコンダクタンスアンプは、第１のＧｍアンプ、第２のトランスコンダクタンスアンプは、第２のＧｍアンプ、フィードバック用トランスコンダクタンスアンプはフィードバック用Ｇｍアンプという。

　第１のホール素子駆動電流源１５の電流値はＩｂｉａｓ１であり、第２のホール素子駆動電流源１６の電流値はＩｂｉａｓ２である。また、トランスコンダクタンスアンプ（Ｇｍアンプ）とは、電圧信号を電流信号に変換する機能を有するアンプのことであり、例えばトランジスタ差動対を用いたアンプでよい。
　発振器２２は、クロック信号Ｃｌｋを生成する。このクロック信号Ｃｌｋはチョッパークロック生成器２３に入力される。チョッパークロック生成器２３は、クロック信号Ｃｌｋを受けチョッパークロックＦｃｈｏｐを生成する。

　チョッパークロック生成器２３の出力信号Ｆｃｈｏｐは、第１、第２のスピニングカレントスイッチ１３、１４、チョッパースイッチ１８、及びフィードバックチョッパースイッチ２１に供給され、これら各部ではチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１及びφ２に応じて、各々のスイッチの切り替えが行われる。第１のホール素子１１が有する４つの端子１～４は第１のスピニングカレントスイッチ１３に接続され、第２のホール素子１２が有する４つの端子１～４は第２のスピニングカレントスイッチ１４に接続されている。また、第１のホール素子駆動電流源１５は第１のスピニングカレントスイッチ１３に接続され、第２のホール素子駆動電流源１６は第２のスピニングカレントスイッチ１４に接続されている。

　このような構成により、第１、第２のホール素子１１、１２は、後述するスピニングカレント法により、それぞれ第１、第２のスピニングカレントスイッチ１３、１４によって駆動される。第１のスピニングカレントスイッチ１３は、複数のスイッチを有しており、後述するスピニングカレント法で第１のホール素子１１を駆動することにより、第1のホール素子１１から得られるホール起電力信号を含む差動信号Ａ１（図１中、Ａ１で示す）を第１のＧｍアンプＧｍ１へ供給する。同様に第２のスピニングカレントスイッチ１４は、複数のスイッチを有しており、後述するスピニングカレント法で第２のホール素子１２を駆動することにより、第２のホール素子１２から得られるホール起電力信号を含む差動信号Ａ２（図１中、Ａ２で示す）を第２のＧｍアンプＧｍ２へ供給する。スピニングカレント法での駆動を簡易に行う観点から、図１の様に第１のホール素子と第２のホール素子の端子位置が対応していることが好ましい。

　図２の（ａ)～（ｄ）は、図１中の、第１のホール素子１１及び第２のホール素子１２をスピニングカレント法により駆動する場合の説明図である。
　スピニングカレント法では、ホール素子の各端子１～４から流す電流の方向によって、その駆動状態を表現する。例えばすでに述べたように、図１の各ホール素子１１、１２はそれぞれ端子１、端子２、端子３、端子４を備えているが、端子１から端子３へ電流を流す場合を０度方向と定義すると、端子２から端子４へ電流を流す場合を９０度方向と呼び、端子３から端子１へ電流を流す場合を１８０度方向、端子４から端子２へ電流を流す場合を２７０度方向と呼ぶ。以下、この定義に沿って説明を行う。

　図２の（ａ）及び（ｂ）は、第１のホール素子１１に対するスピニングカレント法を説明する図である。第１のホール素子１１に対しては、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１とφ２との２値の間で切り替わるたびに、ホール素子１１をバイアスする駆動電流の向きを、それぞれ、０度方向と９０度方向との間で切り替える。これを第１のスピニングカレント法と呼ぶ。
　そして、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１のときは、端子４を基準とした端子２の電位を電圧信号Ｖｈａｌｌ１（φ１）として測定し、位相がφ２のときは、端子３を基準とした端子１の電位を電圧信号Ｖｈａｌｌ１（φ２）として測定する。この時、Ｖｈａｌｌ１（φ１）及びＶｈａｌｌ１（φ２）は、次式（１）に示すように、ホール素子１１を使った磁気センサの検出対象となる磁場Ｂに対応したホール起電力信号成分Ｖｓｉｇ（Ｂ）と、ホール素子１１のオフセット電圧Ｖｏｓ（Ｈａｌｌ）との和として表される。

　　Ｖｈａｌｌ１（φ１）＝＋２Ｖｓｉｇ（Ｂ）＋Ｖｏｓ（Ｈａｌｌ）
　　　　　　　　　（チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１のとき）
　　Ｖｈａｌｌ１（φ２）＝－２Ｖｓｉｇ（Ｂ）＋Ｖｏｓ（Ｈａｌｌ）
　　　　　　　　　（チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ２のとき）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（１）
　この電圧信号Ｖｈａｌｌ１（Ｖｈａｌｌ１(φ１)とＶｈａｌｌ１（φ２））が、第１のスピニングカレントスイッチ１３から第１のＧｍアンプＧｍ１へ供給される差動信号Ａ１となっている。

　図２の（ｃ）及び（ｄ）は、第２のホール素子１２に対するスピニングカレント法を説明するための図である。第２のホール素子１２に対しては、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１とφ２との２値の間で切り替わるたびに、ホール素子１２をバイアスする駆動電流の向きを、それぞれ、２７０度方向と１８０度方向との間で切り替える。これを第２のスピニングカレント法と呼ぶ。そして、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１のときは、端子３を基準とした端子１の電位を電圧信号Ｖｈａｌｌ２（φ１）として測定し、位相がφ２のときは、端子４を基準とした端子２の電位を電圧信号Ｖｈａｌｌ２(φ２)として測定する。この時、Ｖｈａｌｌ２(φ１)とＶｈａｌｌ２(φ２)は、次式（２）に示すように、ホール素子１２を使った磁気センサの検出対象となる磁場Ｂに対応したホール起電力信号成分Ｖｓｉｇ（Ｂ）と、ホール素子１２のオフセット電圧Ｖｏｓ（Ｈａｌｌ）との和として表される。

　　Ｖｈａｌｌ２（φ１）＝＋２Ｖｓｉｇ（Ｂ）＋Ｖｏｓ（Ｈａｌｌ）
　　　　　　　　　（チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１のとき）
　　Ｖｈａｌｌ２（φ２）＝－２Ｖｓｉｇ（Ｂ）＋Ｖｏｓ（Ｈａｌｌ）
　　　　　　　　　（チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ２のとき）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（２）
　この電圧信号Ｖｈａｌｌ２（Ｖｈａｌｌ２(φ１)とＶｈａｌｌ２（φ２））が、第２のスピニングカレントスイッチ１４から第２のＧｍアンプＧｍ２へ供給される差動信号（Ａ２）となっている。

　そして、第１のＧｍアンプＧｍ１は電圧電流変換の係数、すなわちトランスコンダクタンス値（以下、ｇｍ値と表記する）であるｇｍ１で差動信号Ａ１を電圧から電流に変換し、第２のＧｍアンプＧｍ２はｇｍ２で差動信号Ａ２を電圧から電流に変換し、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂはｇｍｆｂで後述する差動信号Ｇを電圧から電流に変換する。
　第１、第２、及びフィードバック用のＧｍアンプ、それぞれＧｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍｆｂの出力端は、加算ノード２４に接続され、各Ｇｍアンプで変換された電流信号が全て加算されて、差動信号Ｂ（図１中、Ｂで示す）となる。

　さらに加算ノード２４には、増幅段１７が差動信号Ｂを受けるように接続されており、増幅段１７は差動信号Ｂを増幅した差動信号Ｃ（図１中、Ｃで示す）を出力する。増幅段１７は、例えばトランスインピーダンスアンプであり、且つ電流電圧変換アンプであり、入力信号を増幅し出力する増幅器である。
　そして、差動信号Ｃを受けるようにチョッパースイッチ１８が増幅段１７の出力端に接続され、チョッパースイッチ１８は、チョッパークロックＦｃｈｏｐで差動信号Ｃの復調を行い、差動信号Ｄ（図１中、Ｄで示す）を出力する。そして、差動信号Ｄを受けるように出力段１９がチョッパースイッチ１８の出力端に接続され、出力段１９は差動信号Ｄを増幅した差動信号Ｅ（図１中、Ｅで示す）を出力する。この差動信号Ｅがホール起電力信号検出回路の出力Ｖｏｕｔとなる。そして、出力信号フィードバックネットワーク２０が差動信号Ｅを受けるよう接続され、出力信号フィードバックネットワーク２０は差動信号Ｆ（図１中、Ｆで示す）を出力する。さらに、フィードバックチョッパースイッチ２１が差動信号Ｆを受けるよう出力信号フィードバックネットワーク２０に接続され、フィードバックチョッパースイッチ２１はチョッパークロックＦｃｈｏｐによって変調された差動信号Ｇ（図１中、Ｇで示す）を出力する。この差動信号Ｇはフィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂへ供給される。

　図１の出力信号フィードバックネットワーク２０は、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ２１、及び抵抗Ｒ２２を備える。抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ２１は、一端がアナロググラウンド（以下、ＡＧＮＤともいう。）に接続され、他端はそれぞれ抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ２２の一端に接続されている。
　出力段１９の出力信号すなわち差動信号Ｅの正相成分をＶｏｕｔ＿ｐ、負出力をＶｏｕｔ＿ｎとすると、差動信号Ｅ、すなわちホール起電力信号検出回路の出力Ｖｏｕｔはその差分で表される。すなわち、Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ＿ｐ－Ｖｏｕｔ＿ｎで表される。そして、抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の他端は、それぞれ出力段１９の出力端に接続されている。

　抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、及びＲ２２の抵抗値が、Ｒ１１＝Ｒ２１、Ｒ１２＝Ｒ２２であるものとすると、ホール起電力信号検出回路の出力Ｖｏｕｔは、第１、第２及びフィードバック用のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍｆｂのｇｍ値、すなわちｇｍ１、ｇｍ２、ｇｍｆｂを利用して、次式（３）で表すことができる。
　　Ｖｏｕｔ
　＝（１＋Ｒ１２／Ｒ１１）×｛（ｇｍ１／ｇｍｆｂ）×Ｖｈａｌｌ１
　　　　　　　　　＋（ｇｍ２／ｇｍｆｂ）×Ｖｈａｌｌ２｝　……（３）
　ここで、第１のＧｍアンプＧｍ１のｇｍ値ｇｍ１、第２のＧｍアンプＧｍ２のｇｍ値ｇｍ２を、ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍ＿ｈａｌｌと設定すると、（３）式は、次式（４）で表される。

　　Ｖｏｕｔ
　＝（１＋Ｒ１２／Ｒ１１）
　×｛（ｇｍ＿ｈａｌｌ／ｇｍｆｂ）×（Ｖｈａｌｌ１＋Ｖｈａｌｌ２）｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（４）
　ところで、連続時間信号処理方式では、ホール起電力信号を検出する場合、スパイクと呼ばれるスイッチ切り替え時に発生する誤差信号を抑えることが重要となる。このスパイクは歪んだ正弦波の原因、または残留オフセットとなるため、電流センサがモーター制御に利用される場合、モーターのトルクリップルの原因となり、滑らかなモーター制御にとっては障害となるものである。そして、このスパイクにはその発生原因によって２種類あり、ここでは、一方のスパイクを第１のスパイクと呼び、他方のスパイクを第２のスパイクとする。そして、ホール起電力信号検出回路の出力においては、これら第１及び第２のスパイクの変動が抑えられていることが、正弦波を精度よく滑らかにし、また残留オフセットの変動を抑えることにつながり、連続時間信号処理を利用した電流センサでは重要である。

　しかしながら、図１に示すホール起電力信号検出回路では、これら第１及び第２のスパイクを抑制するに当たり、以下のような新たな課題を発明者らは見出した。
　まず第１のスパイクについて説明する。
　第１のスパイクの発生原因は、スピニングカレント法により駆動した際に、ホール素子への駆動電流の通電によって決まるバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ＋、Ｖｂｉａｓ－」からホール起電力信号の電圧に移行する際の時間的な遷移が原因となっている。なお、図２（ａ）～（ｄ）において、高電圧側を「Ｖｂｉａｓ＋」、電流源側を「Ｖｂｉａｓ－」としている。
　この第１のスパイクの発生度合はスピニングカレント法においてホール素子の駆動電流を通電する端子を選択し切り替えを行う順序、また、そのシーケンスによって変わってくる。

　図１に示すホール起電力信号検出回路は、第１のホール素子１１を第１のスピニングカレント法で駆動することによって発生するスパイク信号の極性と、第２のホール素子１２を第２のスピニングカレント法で駆動することによって発生するスパイク信号の極性とが、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１である場合とφ２である場合とで互いに異なっていることを利用したものである。すなわち図１に示すホール起電力信号検出回路は、第１のＧｍアンプＧｍ１と第２のＧｍアンプＧｍ２の出力同士を加算ノード２４で加算し、スパイク信号成分を含む差動信号Ａ１と差動信号Ａ２とを加算することで両差動信号Ａ１、Ａ２に含まれるスパイク信号成分を相殺して、ゼロとすることを狙ったものである。

　図３及び図４は、図１に示すホール起電力信号検出回路の差動信号Ａ１及び差動信号Ａ２の、正相成分と逆相成分と差動信号の、時間的変化を説明するための図である。
　図３において（ａ）はチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相、（ｂ）はホール素子１１の電圧信号Ｖｈａｌｌ１の信号波形正相成分つまり差動信号Ａ１の正相成分を表し、（ｃ）は電圧信号Ｖｈａｌｌ１の信号波形逆相成分つまり差動信号Ａ１の逆相成分を表し、（ｄ）は電圧信号Ｖｈａｌｌ１の信号波形つまり差動信号Ａ１を表す。
　同様に図４において、（ａ）はチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相、（ｂ）はホール素子１２の電圧信号Ｖｈａｌｌ２の信号波形正相成分つまり差動信号Ａ２の正相成分を表し、（ｃ）は電圧信号Ｖｈａｌｌ２の信号波形逆相成分つまり差動信号Ａ２の逆相成分を表し、（ｄ）は電圧信号Ｖｈａｌｌ２の信号波形つまり差動信号Ａ２を表す。

　図３において、差動信号Ａ１の正相成分はチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１においてバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ＋」からホール起電力信号電圧＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）へと遷移し、また、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ２においてはバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ＋」からホール起電力信号電圧－Ｖｓｉｇ（Ｂ）へと遷移する。つまり、差動信号Ａ１の正相成分のスパイク信号成分のピークの極性は常に正符号である。なお、オフセット成分に関しては、説明を簡単にするためここでは無視する。
　一方、差動信号Ａ１の逆相成分は、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１においてバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ－」からホール起電力信号電圧「－Ｖｓｉｇ（Ｂ）」へと遷移し、また、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ２においてはバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ－」からホール起電力信号電圧「＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）」へと遷移する。つまり差動信号Ａ１の逆相成分のスパイク信号成分のピークの極性は常に負符号である。したがって、差動信号Ａ１は正相成分と逆相成分の差分であるから、そのスパイク信号成分のピーク極性は常に正符号となることがわかる。

　図４において、差動信号Ａ２の正相成分はチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１においてバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ－」からホール起電力信号電圧「＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）」へと遷移し、また、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ２においてはバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ－」からホール起電力信号電圧「－Ｖｓｉｇ（Ｂ）」へと遷移する。つまり差動信号Ａ１の正相成分のスパイク信号成分のピークの極性は常に負符号である。
　一方、差動信号Ａ２の逆相成分は、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１においてバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ＋」からホール起電力信号電圧「－Ｖｓｉｇ（Ｂ）」へと遷移し、また、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ２においてはバイアス電圧「Ｖｂｉａｓ＋」からホール起電力信号電圧「＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）」へと遷移する。つまり差動信号Ａ２の逆相成分のスパイク信号成分のピークの極性は常に正符号である。したがって、差動信号Ａ２は正相成分と逆相成分の差分であるから、そのスパイク信号成分のピーク極性は常に負符号となることがわかる。

　図５は、この極性の異なるスパイク信号の相殺を説明するための図である。
　図５において、（ａ）はチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１とφ２、（ｂ）はホール素子１１の電圧信号Ｖｈａｌｌ１の信号波形つまり差動信号Ａ１を表し、（ｃ）はホール素子１２の電圧信号Ｖｈａｌｌ２の信号波形つまり差動信号Ａ２を表し、（ｄ）は差動信号Ｂの信号波形を表し、（ｅ）は差動信号Ｅの信号波形を表す。
　図５に示すように、差動信号Ａ１、差動信号Ａ２はともにチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１において「２Ｖｓｉｇ（Ｂ）」、φ２において「－２Ｖｓｉｇ（Ｂ）」となり、振動している。しかしながら、前述したように差動信号Ａ１のスパイク信号は、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１及びφ２のいずれの場合にも正符号のピークから遷移しているのに対し、差動信号Ａ２のスパイク信号は、位相がφ１、φ２のいずれの場合にも、負符号のピークから遷移している。

　したがって、差動信号Ａ１と差動信号Ａ２をそれぞれ第１、第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２で電流変換して加算した信号である差動信号Ｂは、図５（ｄ）で表されるように、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相がφ１である場合、φ２である場合において、それぞれ「４Ｖｓｉｇ（Ｂ）」、「－４Ｖｓｉｇ（Ｂ）」として振動しているが、スパイク信号の影響は相殺され時間的な遷移がなくなる。
　そして、スパイク信号が相殺された差動信号Ｂは増幅段１７で増幅されて差動信号Ｃとなり、チョッパースイッチ１８による復調、さらに出力段１９での増幅を受けて差動信号Ｅとして出力される。図５（ｅ）に、差動信号Ｅの時間的な変化を実線で示している。当然ながら差動信号Ｅにおいても、スパイク信号による影響は発生しなくなる。

　このスパイク信号の相殺のためには第１のＧｍアンプＧｍ１と第２のＧｍアンプＧｍ２のｇｍ値である、ｇｍ１とｇｍ２とが常に等しくなければならない。しかしながら、シリコン基板上に形成されたホール素子は、ＰＮ接合によって形成された空乏層の厚みが温度によって変化し、空乏層の影響を受けるホールコモン電圧が変動するため、各Ｇｍアンプの入力に利用されるトランジスタ差動対のゲートの直流電位も変動する。つまり、トランジスタ差動対の動作点が変動し、ｇｍ値が変動する。
　ここで、ホールコモン電圧とは、ホール起電力信号を取り出す出力電圧のコモン電圧のことであり、通常ホール素子の出力信号は差動信号として扱うので、差動信号の正相成分と逆相成分の中間電位がコモン電圧となる。つまり、ホール素子の差動出力端子対（たとえば、第１のホール素子の端子１と端子３の対、端子２と端子４の対）の中間電位がコモン電圧となる。このホールコモン電圧のことを、ホール素子のコモン電圧と呼んでもよいし、ホール素子の出力信号のコモン電圧と呼んでもよい。また、ホール素子の差動出力信号に含まれるホール起電力信号の正相成分と逆相成分の基準となるコモン電圧なので、ホール起電力信号のコモン電圧と呼んでもよい。

　また、半導体製造時のプロセス勾配による不純物濃度の濃淡分布によって空乏層の形成状況は各ホール素子によって異なるため、空乏層の変動も各ホール素子によって異なる。したがって、各ホール素子間でホールコモン電圧が異なることになり、第１のＧｍアンプＧｍ１のｇｍ値ｇｍ１と、第２のＧｍアンプＧｍ２のｇｍ値ｇｍ２も異なってしまうことになる。そのため、ホール起電力信号検出回路及びこのホール起電力信号検出回路を用いた電流センサにさらなる高精度化を追求した場合に、ｇｍ１とｇｍ２の変動に伴い前述のスパイク信号の相殺が十分ではなくなり、図１のホール起電力信号検出回路の出力である差動信号Ｅにおいて、図５（ｅ）の差動信号Ｅに破線で重畳して記載されているように、スパイク信号が残留してしまうことを発明者らは見出した。このようなスパイク信号の残留は、高精度な電流センサの実現の障害につながる。

　次に第２のスパイク信号について説明する。
　第２のスパイク信号は、メインの信号パス、つまり差動信号Ａ１、Ａ２から差動信号Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの信号パスの周波数特性と、出力信号フィードバックネットワーク２０の信号パスつまり差動信号Ｅから差動信号Ｆ、Ｇ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの信号パスの周波数特性と、に依存している。例えば、第２のスパイク信号は、２つの信号パスの信号遅延時間の違いによって発生するものである。第２のスパイク信号は、たとえば、図５（ｅ）の差動信号Ｅに一点鎖線で重畳して記載している。

　そして、この２つの信号パスの周波数特性は、その利得にＧｍアンプのｇｍ値が影響しているため、周波数特性の安定のためにはｇｍ値の安定が重要である。
　しかしながら、前述したように、第１のＧｍアンプＧｍ１のｇｍ値ｇｍ１と第２のＧｍアンプＧｍ２のｇｍ値ｇｍ２は温度によって変動してしまう。そのため、ｇｍ値ｇｍ１とｇｍｆｂの比、またはｇｍ２とｇｍｆｂの比が変動し、これもまた、スパイク信号を変動させてしまうことの要因となる。
　つまり、出力である差動信号Ｅにおいてスパイク信号が安定せず変動することは、さらなる高精度な電流センサの実現の障害となる。

（第１実施形態）
　図６は本発明の第１実施形態に係るホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。なお、図１に示すホール起電力信号検出回路と同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
　図６に示す第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、４つの端子（端子１、端子２、端子３、端子４）を備えた第１のホール素子１１と第２のホール素子１２と、第１のスピニングカレントスイッチ１３と、第２のスピニングカレントスイッチ１４と、第１のホール素子駆動電流源１５と、第２のホール素子駆動電流源１６と、ホール信号フィードバックネットワーク３１とを備える。さらに、ホール起電力信号検出回路は、第１のＧｍアンプＧｍ１と、第２のＧｍアンプＧｍ２と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂと、増幅段１７と、チョッパースイッチ１８と、出力段１９と、出力信号フィードバックネットワーク２０と、フィードバックチョッパースイッチ２１と、発振器（ＯＳＣ）２２と、チョッパークロック生成器２３と、フィードバックネットワークコントローラー３２と、を備える。

　フィードバックネットワークコントローラー３２は、例えば基準信号発生源を含んで構成され、例えば温度に対して安定な定電圧回路（レギュレーター回路）を利用して構成される。フィードバックネットワークコントローラー３２は、電圧信号からなる基準信号Ｖｃｏｍを生成する。
　なお、第１のホール素子駆動電流源１５の電流値はＩｂｉａｓ１であり、第２のホール素子駆動電流源１６の電流値はＩｂｉａｓ２である。
　図１に示すホール起電力信号検出回路と異なる点は、図６に示すホール起電力信号検出回路は、さらにホール信号フィードバックネットワーク３１と、フィードバックネットワークコントローラー３２と、を備えている点である。

　発振器２２はクロック信号Ｃｌｋを生成する。このクロック信号Ｃｌｋはチョッパークロック生成器２３に出力される。チョッパークロック生成器２３は、クロック信号Ｃｌｋを受けチョッパークロックＦｃｈｏｐを生成する。
　チョッパークロック生成器２３の出力信号Ｆｃｈｏｐは、第１及び第２のスピニングカレントスイッチ１３及び１４と、チョッパースイッチ１８と、フィードバックチョッパースイッチ２１と、に供給され、これら各部では、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１及びφ２に応じて、各々のスイッチの切り替えが行われる。

　第１のホール素子１１が有する４つの端子１～４は、第１のスピニングカレントスイッチ１３に接続され、第２のホール素子１２が有する４つの端子１～４は、第２のスピニングカレントスイッチ１４に接続されている。また、第１のホール素子駆動電流源１５及び第２のホール素子駆動電流源１６は、それぞれ第１及び第２のスピニングカレントスイッチ１３、１４に接続されている。また、第１のスピニングカレントスイッチ１３には、ホール信号フィードバックネットワーク３１から第１のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａが供給され、第２のスピニングカレントスイッチ１４には、ホール信号フィードバックネットワーク３１から第２のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ２ａが供給される。

　このような構成により、第１、第２のホール素子１１、１２は、それぞれ第１、第２のスピニングカレントスイッチ１３、１４によって駆動される。そして、第１のホール素子１１は、第１のスピニングカレントスイッチ１３によって、前述の第１のスピニングカレント法で駆動される。すなわち、ホール素子１１をバイアスする駆動電流の向きを、０度方向と９０度方向とで切り替える。第２のホール素子１２は、第２のスピニングカレントスイッチ１４によって、前述した第２のスピニングカレント法で駆動される。すなわち、ホール素子１２をバイアスする駆動電流の向きを、２７０度方向と１８０度方向とで切り替える。

　なお、第１または第２のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａ、Ｉｂｉａｓ２ａは、図２に示すように、スピニングカレントスイッチが０度方向への駆動を行う場合、ホール素子の端子１へ注入される（図２（ａ）の駆動電流方向に沿って注入される）。同様に９０度方向の駆動の場合、端子２へ注入され（図２（ｂ）の駆動電流方向に沿って注入される）、２７０度方向の駆動の場合、端子４へ注入され（図２（ｃ）の駆動電流方向に沿って注入される）、１８０度方向の駆動の場合、端子３へ注入される（図２（ｄ）の駆動方向に沿って注入される）。

　そして、第１のスピニングカレントスイッチ１３は、第１のホール素子１１からのホール起電力信号を含む差動信号Ａ１（図６中、Ａ１で示す）をホール信号フィードバックネットワーク３１へ供給する。第２のスピニングカレントスイッチ１４は、第２のホール素子１２からのホール起電力信号を含む差動信号Ａ２（図６中、Ａ２で示す）をホール信号フィードバックネットワーク３１へ供給する。
　ホール信号フィードバックネットワーク３１は、差動信号Ａ１と、差動信号Ａ２と、フィードバックネットワークコントローラー３２からの基準信号Ｖｃｏｍとを受け、第１のスピニングカレントスイッチ１３に第１のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａを供給し、第２のスピニングカレントスイッチ１４に第２のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ２ａを供給する。また、ホール信号フィードバックネットワーク３１は、差動信号Ａ１をそのまま差動信号Ａ１ａとして第１のＧｍアンプＧｍ１へ供給し、差動信号Ａ２をそのまま差動信号Ａ２ａとして第２のＧｍアンプＧｍ２へと供給する。

　ここで、第１実施形態の説明において、フィードバックネットワークコントローラー３２が出力する基準信号Ｖｃｏｍは、例えばホール起電力信号検出回路に供給する電源電圧をＶＤＤとしたときに、ＶＤＤ／２である。
　フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂと、増幅段１７と、チョッパースイッチ１８と、出力段１９と、フィードバックチョッパースイッチ２１の動作は、図１に示すホール起電力信号検出回路と同等である。
　出力信号フィードバックネットワーク２０は、フィードバックネットワークコントローラー３２からの基準信号Ｖｃｏｍと差動信号Ｅとを受けるように構成され、差動信号Ｆをフィードバックチョッパースイッチ２１へと供給する。

　図６において、出力信号フィードバックネットワーク２０は抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、及びＲ２２を備える。抵抗Ｒ１１、Ｒ２１は、一端に基準信号Ｖｃｏｍが入力されている。抵抗Ｒ１１、Ｒ２１の他端はそれぞれ抵抗Ｒ１２、Ｒ２２に接続されている。出力段１９の出力信号すなわち差動信号Ｅの正相成分をＶｏｕｔ＿ｐ、負出力をＶｏｕｔ＿ｎとすると、差動信号Ｅはその差分（すなわちＶｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ＿ｐ－Ｖｏｕｔ＿ｎ）で表され、抵抗Ｒ１２、Ｒ２２の他端はそれぞれ出力段１９の出力端に接続され、Ｖｏｕｔ＿ｎ、Ｖｏｕｔ＿ｐがそれぞれ入力される。

　出力信号フィードバックネットワーク２０は、差動信号Ｆの正相成分をＶｆ＿ｐ、負出力をＶｆ＿ｎとし、基準信号の信号レベルをＶｃｏｍとすると、次式（５）で表される差動信号Ｆを出力する。
　　Ｖｆ＿ｐ
　＝（Ｖｏｕｔ＿ｎ－Ｖｃｏｍ）・Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２）＋Ｖｃｏｍ
　　Ｖｆ＿ｎ
　＝（Ｖｏｕｔ＿ｐ－Ｖｃｏｍ）・Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）＋Ｖｃｏｍ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（５）
　ここで、Ｒ１１＝Ｒ２１、Ｒ１２＝Ｒ２２とすれば、差動信号Ｆは基準信号Ｖｃｏｍを中心とした信号である。差動信号Ｇは、差動信号Ｆの正相成分と逆相成分がフィードバックチョッパースイッチ２１によってチョッパークロックの位相ごとに入れ替わったものであるので、同様に基準信号Ｖｃｏｍを中心とした信号である。つまり、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂの動作点およびｇｍ値ｇｍｆｂは基準信号Ｖｃｏｍによって決定される。

　図７は、図６に示す第１実施形態におけるホール信号フィードバックネットワーク３１の構成の一例を説明するための図である。
　図７に示すように、ホール信号フィードバックネットワーク３１は、複数ホールコモン電圧算出部３１ａと、複数ホールコモン電圧制御部３１ｂとを備え、複数ホールコモン電圧制御部３１ｂは、比較部１０１と可変電流源１０２とを備える。
　複数ホールコモン電圧算出部３１ａは、差動信号Ａ１の正相成分と差動信号Ａ２の正相成分とを受け、複数のホール素子つまり第１及び第２のホール素子１１及び１２の平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを算出し、複数ホールコモン電圧制御部３１ｂの比較部１０１へと供給する。

　複数ホールコモン電圧算出部３１ａは、差動信号Ａ１の正相成分と差動信号Ａ２の正相成分を各々受けるトランジスタによって電圧電流変換し、加算する構成を用いてよい。比較部１０１はコンパレーターであってよい。また、複数ホールコモン電圧算出部３１ａと比較部１０１を複数のトランジスタを入力とするひとつのコンパレーターとして構成してもよい。また、可変電流源１０２はＭＯＳトランジスタによって構成してよい。
　ここで、差動信号Ａ１の正相成分と差動信号Ａ２の正相成分をそれぞれＶａ１＿ｐ、Ｖａ２＿ｐとし、第１及び第２のホール素子１１、１２のホールコモン電圧をそれぞれＶｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２、各成分に重畳しているスパイク成分をＶｓｐｉｋｅとする。スパイク成分Ｖｓｐｉｋｅの極性に注意すれば、前述の図３、図４から、第１、第２のスピニングカレントスイッチ１３、１４から出力される差動信号Ａ１の正相成分と差動信号Ａ２の正相成分は、次式（６）で表すことができる。

　　Ｖａ１＿ｐ＝Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｓｐｉｋｅ＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　Ｖａ２＿ｐ＝Ｖｈｃｏｍ２－Ｖｓｐｉｋｅ＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）……（６）
　ここで、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌは次式（７）で表すことができる。
　　Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌ
　＝（Ｖａ１＿ｐ＋Ｖａ２＿ｐ）／２
　＝（Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｈｃｏｍ２）／２＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　≒（Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｈｃｏｍ２）／２
　（∵Ｖｓｉｇ（Ｂ）≪（Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｈｃｏｍ２）／２）……（７）
　つまり、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌは、第１のホール素子１１と第２のホール素子１２の２つのホールコモン電圧Ｖｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２の平均値となる。ここで、（７）式からわかるようにスパイク成分の影響はキャンセルされている。つまり、第１、第２のスピニングカレントスイッチ１３、１４の出力信号に発生しているスパイク成分は、複数ホールコモン電圧算出部３１ａにおいてその影響が除去される。

　また、（７）式中の最終項のＶｓｉｇ（Ｂ）は、第１、第２のホール素子１１、１２がシリコンホール素子の場合、入力される磁場が大きい場合でも３０ｍＶ程度である。したがって、例えば電源電圧が３Ｖの場合であれば、１Ｖ以上２Ｖ以下の範囲で設計する、第１、第２のホール素子１１、１２のホールコモン電圧Ｖｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２と比較して、Ｖｓｉｇ（Ｂ）の大きさは非常に小さい。
　つまり、複数ホールコモン電圧算出部３１ａは、第１のスピニングカレントスイッチ１３及び第２のスピニングカレントスイッチ１４のそれぞれの差動出力の正相成分、すなわち同相成分同士を補正（算術平均）することで、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを検出している。

　比較部１０１は、基準信号Ｖｃｏｍと、第１、第２のホール素子１１、１２の平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌとを受け、両者を比較する。そして、比較部１０１は、第１、第２のホール素子１１、１２の平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌが基準信号Ｖｃｏｍに等しくなるように制御するための複数ホールコモン電圧制御信号Ｖｃｏｍ＿ｃｔｒｌを、可変電流源１０２に供給する。可変電流源１０２は、複数ホールコモン電圧制御信号Ｖｃｏｍ＿ｃｔｒｌを受け、２つのスピニングカレントスイッチ１３、１４に対して、それぞれ調整されたホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａとＩｂｉａｓ２ａを供給する。すなわち、２つのホール素子１１、１２をＩｂｉａｓ１ａとＩｂｉａｓ２ａで駆動することとなる。

　つまり、比較部１０１において、基準信号Ｖｃｏｍと、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌとを比較し、Ｖｃｏｍ＞Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌの場合には、Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを大きくするようＶｃｏｍ＿ｃｔｒｌを可変電流源１０２に供給し、可変電流源１０２は、Ｉｂｉａｓ１ａとＩｂｉａｓ２ａとを増加させる。また、Ｖｃｏｍ＜Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌの場合には、Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを小さくするようＶｃｏｍ＿ｃｔｒｌを可変電流源１０２に供給し、可変電流源１０２は、Ｉｂｉａｓ１ａとＩｂｉａｓ２ａを減少させる。
　このようにホール信号フィードバックネットワーク３１を構成したので、複数のホール素子１１、１２のそれぞれのホールコモン電圧Ｖｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２が異なってしまうプロセス勾配の影響を受けても、複数のホール素子１１、１２のホールコモン電圧Ｖｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２を基準信号Ｖｃｏｍに一致させることができる。そのため、各ホール素子１１、１２からの差動信号を受ける第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２への入力信号の直流電位を一致させることができる。つまり、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２の動作点を一致させることができる。したがって、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２のｇｍ値が常に等しくなるので、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２の出力端を接続した加算ノード２４での逆極性のスパイク信号によるキャンセルのミスを防ぎ、出力での第１のスパイクの変動を抑えることができる。

　また、前述したようにフィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂも同じ基準信号Ｖｃｏｍによって制御されている。したがって、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２のｇｍ値ｇｍ１、ｇｍ２と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとは同じ信号で制御されるので、同じ動作点を有する。つまり、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２のｇｍ値、ｇｍ１、ｇｍ２と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値の比は安定する。したがって、出力での第２のスパイク信号の変動を抑えることができる。
　以上説明したように、第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、スピニングカレント法によって駆動された複数のホール素子１１、１２と、複数のトランスコンダクタンスアンプとを利用したホール起電力信号検出回路において、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制できる。

　また、第１実施形態においては、第１と第２のＧｍアンプのｇｍ値ｇｍ１、ｇｍ２と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとの比が安定であることから、（４）式で表されるホール起電力信号検出回路の利得（ゲイン）も安定となり、ゲインエラーを低減する効果も得られる。
　なお、第１実施形態の説明においては、複数ホールコモン電圧制御部３１ｂが、比較部１０１と可変電流源１０２とを１つずつ有する場合について説明したがこれに限るものではない。ホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａを供給するために、比較部１０１と可変電流源１０２とを１つずつ備え、ホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ２ａを供給するために、別の比較部１０１と別の可変電流源１０２とを１つずつ備えてもよい。

　また、第１実施形態の説明においては、差動信号Ａ１の正相成分と差動信号Ａ２の正相成分とを受けて、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを算出するシンプルな形態を説明したが、これに限るものではない。例えば、第１のスピニングカレントスイッチから出力される差動信号の正相成分と負相成分が入力される第１のホールコモン電圧算出部と、第２のスピニングカレントスイッチから出力される差動信号の正相成分と負相成分が入力される第２のホールコモン電圧算出部とを設け、算出されたホールコモン電圧の各々と、基準電圧Ｖｃｏｍとを比較し、各々のホール素子に対して、ホール素子駆動補正電流を供給する形態であってもよい。

　ここで、第１実施形態において、第１のスピニングカレントスイッチ１３が第１の駆動電流供給部に対応し、第２のスピニングカレントスイッチ１４が第２の駆動電流供給部に対応し、ホール信号フィードバックネットワーク３１が第１のフィードバック制御部に対応し、出力信号フィードバックネットワーク２０がフィードバック部に対応している。また、フィードバックチョッパースイッチ２１が変調スイッチに対応し、加算ノード２４が電流加算部に対応し、チョッパースイッチ１８が復調スイッチに対応し、フィードバックネットワークコントローラー３２が基準信号生成回路に対応している。

（第２実施形態）
　図８は本発明の第２実施形態に係るホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。
　図８のホール起電力信号検出回路は、それぞれ４つの端子（端子１、端子２、端子３、端子４）を備えた第１のホール素子１１と第２のホール素子１２と第３のホール素子４１と第４のホール素子４２と、第１のスピニングカレントスイッチ１３と、第２のスピニングカレントスイッチ１４と、第３のスピニングカレントスイッチ４３と、第４のスピニングカレントスイッチ４４と、第１のホール素子駆動電流源１５と、第２のホール素子駆動電流源１６と、第３のホール素子駆動電流源４５と、第４のホール素子駆動電流源４６と、を備える。さらに、ホール起電力信号検出回路は、ホール信号フィードバックネットワーク４７と、第１のＧｍアンプＧｍ１と、第２のＧｍアンプＧｍ２と、第３のＧｍアンプＧｍ３と、第４のＧｍアンプＧｍ４と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂと、増幅段１７と、チョッパースイッチ１８と、出力段１９と、出力信号フィードバックネットワーク２０と、フィードバックチョッパースイッチ２１と、発振器（ＯＳＣ）２２と、チョッパークロック生成器２３と、フィードバックネットワークコントローラー３２と、を含んで構成される。第１～第４のホール素子駆動電流源１５、１６、４５、４６の電流値は、それぞれＩｂｉａｓ１、Ｉｂｉａｓ２、Ｉｂｉａｓ３、Ｉｂｉａｓ４である。

　フィードバックネットワークコントローラー３２は、例えば基準信号発生源を備え、例えば温度に対して安定な定電圧回路（レギュレーター回路）を利用して構成される。フィードバックネットワークコントローラー３２は、電圧信号からなる基準信号Ｖｃｏｍを生成する。
　図６に示す第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路と異なる点は、図８に示す第２実施形態のホール起電力信号検出回路は、第３のホール素子４１と、第４のホール素子４２と、第３のスピニングカレントスイッチ４３と、第４のスピニングカレントスイッチ４４と、第３のホール素子駆動電流源４５と、第４のホール素子駆動電流源４６と、第３のＧｍアンプＧｍ３と、第４のＧｍアンプＧｍ４と、をさらに備えている点である。

　チョッパークロック生成器２３の出力信号、すなわちチョッパークロックＦｃｈｏｐは、第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４と、チョッパースイッチ１８と、フィードバックチョッパースイッチ２１と、に供給され、これら各部ではチョッパークロックＦｃｈｏｐの位相φ１とφ２に応じて、各々のスイッチの切り替えが行われる。第１～第４のホール素子１１、１２、４１、４２がそれぞれ有している４つの端子１、端子２、端子３及び端子４は、それぞれ第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４に接続されている。

　また、第１～第４のホール素子駆動電流源１５、１６、４５、４６はそれぞれ第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４に接続されている。また、ホール信号フィードバックネットワーク４７から、ホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａ、Ｉｂｉａｓ２ａ、Ｉｂｉａｓ３ａ、Ｉｂｉａｓ４ａが、それぞれ第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４に供給される。
　このような構成により、第１～第４のホール素子１１、１２、４１、４２は、それぞれ第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４によって駆動される。

　そして、第１のスピニングカレントスイッチ１３によって第１のホール素子１１は、前述した第１のスピニングカレント法、すなわち、第１のホール素子１１の駆動電流を０度方向と９０度方向とで切り替えて駆動される。第２のスピニングカレントスイッチ１４によって第２のホール素子１２は、第２のスピニングカレント法、すなわち駆動電流を２７０度方向と１８０度方向とで切り替えて駆動される。また、第３のスピニングカレントスイッチ４３によって第３のホール素子４１は、第１のスピニングカレント法により駆動され、第４のスピニングカレントスイッチ４４によって第４のホール素子４２は、第２のスピニングカレント法により駆動される。すなわち、第１のスピニングカレントスイッチ１３と第３のスピニングカレントスイッチ４３の動作は等しい。また、第２のスピニングカレントスイッチ１４と第４のスピニングカレントスイッチ４４の動作は等しい。

　このように駆動することによって、第１のスピニングカレントスイッチ１３は、第１のホール素子１１からのホール起電力信号を含む差動信号Ａ１（図８中、Ａ１で示す）をホール信号フィードバックネットワーク４７へ供給する。同様に第２のスピニングカレントスイッチ１４は第２のホール素子１２からのホール起電力信号を含む差動信号Ａ２（図８中、Ａ２で示す）をホール信号フィードバックネットワーク４７へ供給する。同様に第３のスピニングカレントスイッチ４３は第３のホール素子４１からのホール起電力信号を含む差動信号Ａ３（図８中、Ａ３で示す）をホール信号フィードバックネットワーク４７へ供給する。同様に第４のスピニングカレントスイッチ４４は第４のホール素子４２からのホール起電力信号を含む差動信号Ａ４（図８中、Ａ４で示す）をホール信号フィードバックネットワーク４７へ供給する。

　ホール信号フィードバックネットワーク４７は、差動信号Ａ１と、差動信号Ａ２と、差動信号Ａ３と、差動信号Ａ４と、フィードバックネットワークコントローラー３２からの基準信号Ｖｃｏｍとを受け、第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４に、それぞれ第１のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａ、第２のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ２ａ、第３のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ３ａ、第４のホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ４ａを供給する。またホール信号フィードバックネットワーク４７は、差動信号Ａ１をそのまま差動信号Ａ１ａとして第１のＧｍアンプＧｍ１へ供給し、差動信号Ａ２をそのまま差動信号Ａ２ａとして第２のＧｍアンプＧｍ２へと供給し、差動信号Ａ３をそのまま差動信号Ａ３ａとして第３のＧｍアンプＧｍ３へ供給し、差動信号Ａ４をそのまま差動信号Ａ４ａとして第４のＧｍアンプＧｍ４へと供給する。

　ここで、第２実施形態の説明において、フィードバックネットワークコントローラー３２が出力する基準信号Ｖｃｏｍは、例えばホール起電力信号検出回路に供給する電源電圧をＶＤＤとしたときに、ＶＤＤ／２である。
　差動信号Ａ１とＡ３は、その正相成分及び逆相成分を含めて、チョッパークロックＦｃｈｏｐの位相に対し、発生するスパイクの極性は同極性となる。また、差動信号Ａ２とＡ４も、同様に発生するスパイクの極性は同極性（差動信号Ａ１とＡ３とは逆極性）となる。

　そして、第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４はそれぞれ差動信号Ａ１ａ～差動信号Ａ４ａを電圧から電流に変換し、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂは、差動信号Ｇを電圧から電流に変換する。第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４及びフィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂの出力端は加算ノード４８に接続されており、変換された電流信号はすべて加算されて差動信号Ｂ（図８中、Ｂで示す）となる。
　それ以外の構成である、発振器２２、チョッパークロック生成器２３、増幅段１７、チョッパースイッチ１８、出力段１９、出力信号フィードバックネットワーク２０、フィードバックチョッパースイッチ２１、フィードバックネットワークコントローラー３２の動作は第１実施形態と同様であるので説明を省略する。

　第２実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、以上のような構成を有する。その結果、出力信号フィードバックネットワーク２０に含まれる抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、及びＲ２２を、Ｒ１１＝Ｒ１２、Ｒ２１＝Ｒ２２とすれば、ホール起電力信号検出回路の出力信号Ｖｏｕｔは、第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４のｇｍ値ｇｍ１、ｇｍ２、ｇｍ３、ｇｍ４とフィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとを利用して、次式（８）で表される。
　　Ｖｏｕｔ
　＝｛１＋（Ｒ１２／Ｒ１１）｝×｛（ｇｍ１／ｇｍｆｂ）×Ｖｈａｌｌ１
　＋（ｇｍ２／ｇｍｆｂ）×Ｖｈａｌｌ２＋（ｇｍ３／ｇｍｆｂ）
　×Ｖｈａｌｌ３＋（ｇｍ４／ｇｍｆｂ）×Ｖｈａｌｌ４｝　　……（８）
　（８）式中の、Ｖｈａｌｌ３とＶｈａｌｌ４はそれぞれ差動信号Ａ３、Ａ４の信号電圧である。

　ここで、各Ｇｍアンプのｇｍ値を、ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍ３＝ｇｍ４（＝ｇｍ＿ｈａｌｌ）とすると、（８）式は、次式（９）のようになる。
　　Ｖｏｕｔ
　＝（１＋Ｒ１２／Ｒ１１）×｛（ｇｍ＿ｈａｌｌ／ｇｍｆｂ）
　×（Ｖｈａｌｌ１＋Ｖｈａｌｌ２＋Ｖｈａｌｌ３＋Ｖｈａｌｌ４）｝
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（９）
　また、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂは、第１実施形態における図６のフィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂと同じ機能を持ち、差動信号Ｇが入力されるので、動作点およびｇｍ値ｇｍｆｂは基準信号Ｖｃｏｍによって決定される。

　図９は、図８に示すホール信号フィードバックネットワーク４７の構成を説明するための図である。
　第２実施形態におけるホール信号フィードバックネットワーク４７は、複数ホールコモン電圧算出部４７ａと、複数ホールコモン電圧制御部４７ｂとを備え、複数ホールコモン電圧制御部４７ｂは、さらに、比較部１１１と可変電流源１１２とを備える。
　図７に示す第１実施形態におけるホール信号フィードバックネットワーク３１と異なる点は、第２実施形態におけるホール信号フィードバックネットワーク４７に含まれる複数ホールコモン電圧算出部４７ａが、差動信号Ａ１の正相成分と、差動信号Ａ２の正相成分と、差動信号Ａ３の逆相成分と、差動信号Ａ４の逆相成分とを受け、複数のホール素子１１、１２、４１、４２の平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを算出し、複数ホールコモン電圧制御部４７ｂの比較部１１１へと供給する点である。

　このように複数ホールコモン電圧算出部４７ａを構成したので、差動信号Ａ１と差動信号Ａ２の正相成分をそれぞれＶａ１＿ｐ、Ｖａ２＿ｐ、差動信号Ａ３と差動信号Ａ４の逆相成分をそれぞれＶａ３＿ｎ、Ｖａ４＿ｎとすると、これらは、次式（１０）で表すことができる。なお、第１～第４のホール素子１１、１２、４１、４２のホールコモン電圧をそれぞれＶｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２、Ｖｈｃｏｍ３、Ｖｈｃｏｍ４とし、各成分に重畳しているスパイク成分をＶｓｐｉｋｅとしている。スパイク成分Ｖｓｐｉｋｅの極性に注意すれば次式（１０）で表すことができる。

　　Ｖａ１＿ｐ＝Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｓｐｉｋｅ＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　Ｖａ２＿ｐ＝Ｖｈｃｏｍ２－Ｖｓｐｉｋｅ＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　Ｖａ３＿ｎ＝Ｖｈｃｏｍ３－Ｖｓｐｉｋｅ－Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　Ｖａ４＿ｎ＝Ｖｈｃｏｍ４＋Ｖｓｐｉｋｅ－Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（１０）
　ここで、複数のホール素子１１、１２、４１、４２の平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌは、次式（１１）で表すことができる。

　　Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌ
　＝（Ｖａ１＿ｐ＋Ｖａ２＿ｐ＋Ｖａ３＿ｎ＋Ｖａ４＿ｎ）／４
　＝（Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｈｃｏｍ２＋Ｖｈｃｏｍ３＋Ｖｈｃｏｍ４）／４
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（１１）
　つまり、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌは、ホール素子１１、１２、４１、４２のホールコモン電圧の平均値となる。
　ここで、スパイク成分およびホール起電力信号成分Ｖｓｉｇ（Ｂ）はキャンセルされている。つまり、各スピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４から出力された後の信号に発生しているスパイク成分は、複数ホールコモン電圧算出部４７ａにおいてその影響が除去されている。また、第１実施形態の図７に示すホール信号フィードバックネットワーク３１と異なり、ホール起電力信号成分Ｖｓｉｇ（Ｂ）がキャンセルされているため、より正確にホールコモン電圧を検出できる。

　つまり、複数ホールコモン電圧算出部４７ａは、第１のスピニングカレントスイッチ１３と第２のスピニングカレントスイッチ１４のそれぞれの差動出力の正相成分（同相成分同士）と、第３のスピニングカレントスイッチ４３と第４のスピニングカレントスイッチ４４のそれぞれの差動出力の逆相成分（異相成分同士）とを補正（算術平均）することで、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを検出している。
　図９に示す比較部１１１、および可変電流源１１２の動作は図７に示す、第１実施形態におけるホール信号フィードバックネットワーク３１の比較部１０１及び可変電流源１０２と同じであるが、図９に示す可変電流源１１２が、第１～第４のスピニングカレントスイッチ１３、１４、４３、４４へそれぞれホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａ～Ｉｂｉａｓ４ａを供給している点が異なる。

　このようにホール信号フィードバックネットワーク４７を構成したので、複数のホール素子１１、１２、４１、４２のそれぞれのホールコモン電圧Ｖｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２、Ｖｈｃｏｍ３、Ｖｈｃｏｍ４が異なってしまうプロセス勾配の影響を受けても、複数のホール素子１１、１２、４１、４２のホールコモン電圧を基準信号Ｖｃｏｍに一致させることができる。そのため、各ホール素子からの差動信号を受ける第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４の動作点を一致させることができる。したがって、第１～第４のＧｍアンプのｇｍ値が常に等しくなるので、第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４の出力端を接続した加算ノード４８での逆極性のスパイク信号同士によるキャンセルのミスを防ぎ、出力信号Ｖｏｕｔでの第１のスパイクの変動を抑えることができる。

　また、前述したようにフィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂも同じ基準信号Ｖｃｏｍによって制御されている。したがって、第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４のｇｍ値ｇｍ１、ｇｍ２、ｇｍ３、ｇｍ４と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとは同じ信号で制御されるので、第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４のｇｍ値と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとの比は安定する。
　したがって、出力信号Ｖｏｕｔでの第２のスパイク信号の変動も抑えることができる。
　以上説明したように、第２実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、スピニングカレント法によって駆動された複数のホール素子１１、１２、４１、４２と、複数のトランスコンダクタンスアンプとを利用したホール起電力信号検出回路において、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制できる。

　第２実施形態において、図９に示すホール信号フィードバックネットワーク４７の代わりに図１０に示すホール信号フィードバックネットワーク４９を利用してもよい。
　図１０に示すホール信号フィードバックネットワーク４９は、複数ホールコモン電圧算出部４９ａと複数ホールコモン電圧制御部４９ｂとを備える。複数ホールコモン電圧制御部４９ｂは、比較部１２１と可変電流源１２２とを備える。
　複数ホールコモン電圧算出部４９ａは、図９に示すホール信号フィードバックネットワーク４７における複数ホールコモン電圧算出部４７ａと異なり、差動信号Ａ１の正相成分と、差動信号Ａ３の逆相成分とを受け、複数のホール素子、つまり、ホール素子１１及び４１の平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを算出し、複数ホールコモン電圧制御部４９ｂの比較部１２１へと供給するものである。

　すなわち、差動信号Ａ１の正相成分Ｖａ１＿ｐ、差動信号Ａ３の逆相成分Ｖａ３＿ｎは次式（１２）で表すことができるため、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌは次式（１３）で表すことができる。
　　Ｖａ１＿ｐ＝Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｓｐｉｋｅ＋Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　Ｖａ３＿ｎ＝Ｖｈｃｏｍ３－Ｖｓｐｉｋｅ－Ｖｓｉｇ（Ｂ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（１２）
　　Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌ＝（Ｖｈｃｏｍ１＋Ｖｈｃｏｍ３）／２……（１３）
　（１３）式に示すように、スパイク成分およびホール起電力信号成分Ｖｓｉｇ（Ｂ）はキャンセルされている。Ｖｓｉｇ（Ｂ）がキャンセルされているため、この場合も図７に示す第１実施形態における複数ホールコモン電圧算出部３１ａよりも正確にホールコモン電圧を検出できる。ただし、図９のホール信号フィードバックネットワーク４７の方が第１～第４のホール素子１１、１２、４１、４２のプロセス勾配の影響を考慮できる点で、図１０のホール信号フィードバックネットワーク４９よりも好ましい。

　また、第２実施形態においては、第１～第４のＧｍアンプＧｍ１～Ｇｍ４のｇｍ値ｇｍ１、ｇｍ２、ｇｍ３、ｇｍ４と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとの比が安定であることから、（９）式で表されるホール起電力信号検出回路の利得（ゲイン）も安定となり、ゲインエラーを低減する効果も得られる。
　なお、図１０に示す複数ホールコモン電圧算出部４９ａでは、差動信号Ａ１の正相成分Ｖａ１＿ｐと差動信号Ａ３の逆相成分Ｖａ３＿ｎとから平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを演算しているが、例えば差動信号Ａ２の正相成分と差動信号Ａ４の逆相成分等、スパイク成分の極性が互いに異なる２つの信号を用いて平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを演算してもよい。

　また、第２実施形態の説明においては、複数ホールコモン電圧制御部４７ｂが、比較部１１１と可変電流源１１２とを１つずつ有する場合について説明したがこれに限るものではない。比較部１１１と可変電流源１１２は、ホール素子駆動補正電流Ｉｂｉａｓ１ａ、Ｉｂｉａｓ２ａ、Ｉｂｉａｓ３ａ、及びＩｂｉａｓ４ａ毎に備えてもよい。
　また、第２実施形態の説明においては、差動信号Ａ１、Ａ２の正相成分と、差動信号Ａ３、Ａ４の逆相成分とを受けて、平均コモン電圧Ｖｈｃｏｍ＿ｐｌを算出するシンプルな形態を説明したが、これに限るものではない。例えば、スピニングカレントスイッチから出力される差動信号の正相成分と負相成分が入力されるホールコモン電圧算出部を、スピニングカレントスイッチ毎に設け、算出されたホールコモン電圧の各々と、基準電圧Ｖｃｏｍとを比較し、各々のホール素子に対して、ホール素子駆動補正電流を供給する形態であってもよい。

　ここで、第２実施形態において、第３のスピニングカレントスイッチ４３が第３の駆動電流供給部に対応し、第４のスピニングカレントスイッチ４４が第４の駆動電流供給部に対応し、ホール信号フィードバックネットワーク４７が第１のフィードバック制御部に対応し、出力信号フィードバックネットワーク２０がフィードバック部に対応している。また、フィードバックチョッパースイッチ２１が変調スイッチに対応し、加算ノード４８が電流加算部に対応し、チョッパースイッチ１８が復調スイッチに対応し、フィードバックネットワークコントローラー３２が基準信号生成回路に対応している。

（第３実施形態）
　図１１は、本発明の第３実施形態に係るホール起電力信号検出回路の構成の一例を示すブロック図である。
　図６に示す第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路と異なる点は、図１１に示す第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、図６に示すホール起電力信号検出回路に含まれる出力段１９の代わりに、出力コモン電圧制御端子を備えた出力段５１を有し、さらに、出力信号フィードバックネットワーク２０とは別の第２の出力信号フィードバックネットワーク５２を備えた点である。

　第２の出力信号フィードバックネットワーク５２は、例えばコモンモードフィードバック増幅器で構成される。そして、第２の出力信号フィードバックネットワーク５２は、差動信号Ｅと、基準信号Ｖｃｏｍとを受け、出力コモン電圧制御端子を備えた出力段５１に出力コモン電圧コントロール信号Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍ＿ｃｔｒｌを供給する。出力コモン電圧制御端子を備えた出力段５１は、出力コモン電圧コントロール信号Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍ＿ｃｔｒｌを受けて、差動信号Ｅのコモン電圧Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍ、すなわちＶｏｕｔ＿ｐとＶｏｕｔ＿ｎとの中間電位を基準信号Ｖｃｏｍに一致させる。

　つまり、図１１のホール起電力信号検出回路は、出力信号フィードバックネットワーク２０に供給する基準信号と、第２の出力信号フィードバックネットワーク５２に供給する基準信号とをＶｃｏｍに一致させることで、差動信号Ｅのコモン電圧Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍを基準信号Ｖｃｏｍに一致させたものである。
　ここで、第３実施形態の説明において、フィードバックネットワークコントローラー３２が出力する基準信号Ｖｃｏｍは、例えばホール起電力信号検出回路に供給する電源電圧をＶＤＤとしたときに、ＶＤＤ／２である。

　このようにホール起電力信号検出回路を構成したことで、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制できる。以下に、その説明を行う。
　図６に示す第１実施形態、図８に示す第２実施形態におけるホール起電力信号検出回路の出力信号フィードバックネットワーク２０内の抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、及びＲ２２にミスマッチが存在した場合、つまり、Ｒ１１≠Ｒ２１、Ｒ１２≠Ｒ２２のとき、差動信号Ｅにオフセットが発生する。つまり、ホール起電力信号検出回路の出力端子、すなわち、出力段１９の出力端子から、オフセット電流Ｉｏｆｆａ、Ｉｏｆｆｂが発生してしまうため、差動信号Ｅにオフセットが発生する。そこで、オフセット電流の発生を抑制するために、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２の各抵抗値を大きくすると、フィードバックループの信号パス、すなわち、差動信号Ｅから差動信号Ｆ、Ｇ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの信号パスの時定数を大きくしてしまう。その結果、スパイクの発生期間が延びて、第２のスパイク信号が大きくなる。つまり、差動信号Ｅから差動信号Ｆ、Ｇ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの信号パスの時定数は抵抗値に比例するため、スパイクの発生期間が長くなる。

　そこで、図１１に示す第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路のように、出力信号フィードバックネットワーク２０に供給する基準信号と、第２の出力信号フィードバックネットワーク５２に供給する基準信号とをＶｃｏｍに一致させることで、差動信号Ｅのコモン電圧Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍを基準信号Ｖｃｏｍに一致させる。その結果、ホール起電力信号検出回路の出力端子、すなわち、出力段１９の出力端子から基準信号Ｖｃｏｍへ流れるオフセット電流が発生しなくなり、出力信号フィードバックネットワーク２０に含まれる各抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、及びＲ２２の抵抗値を小さくできる。すなわち、フィードバックループの信号パスの時定数を小さくできる。

　第２のスパイク信号の発生原因は、前述のとおり、メインの信号パス、つまり差動信号Ａ１、Ａ２から、差動信号Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの信号パスとフィードバックループの信号パスの周波数特性の違いによる。メインの信号パスの時定数は、ホール素子の出力抵抗とスピニングカレントスイッチにおける寄生容量が主要因であり、フィードバックループの信号パスの時定数は、抵抗Ｒ１１、Ｒ２１とフィードバックチョッパースイッチ２１における寄生容量が主要因である。本実施形態においては、前述のように、抵抗Ｒ１１、Ｒ２１の変更が可能となる。そこで、例えば、ホール素子の出力抵抗値と、抵抗Ｒ１１、Ｒ２１の抵抗値を等しくしておけば、メインの信号パスとフィードバックループの信号パスの時定数を小さく、かつ、一致させることができる。つまり、第２のスパイク信号の発生と変動を抑制できる。

　なお、第２の出力信号フィードバックネットワーク５２は、例えばコモンモードフィードバック回路を利用できる。コモンモードフィードバック回路つまり第２の出力信号フィードバックネットワーク５２は、差動信号ＥのＶｏｕｔ＿ｐとＶｏｕｔ＿ｎの平均値Ｖｏｕｔ＿ａｖｅを算出し、Ｖｏｕｔ＿ａｖｅが基準信号Ｖｃｏｍに一致するようなＶｏｕｔ＿ｃｏｍ＿ｃｔｒｌを出力する。
　以上説明したように、第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、スピニングカレント法によって駆動された複数のホール素子と、複数のトランスコンダクタンスアンプとを利用したホール起電力信号検出回路において、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制できる。

　なお、第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路に、出力コモン電圧制御端子を備えた出力段５１と、第２の出力信号フィードバックネットワーク５２とをさらに設けた場合について説明したが、第２実施形態におけるホール起電力信号検出回路に適用することもできる。その場合も第３実施形態と同等の作用効果を得ることができる。
　ここで、第３実施形態において、ホール信号フィードバックネットワーク３１が第１のフィードバック制御部に対応し、出力信号フィードバックネットワーク２０がフィードバック部に対応し、フィードバックチョッパースイッチ２１が変調スイッチに対応している。また、加算ノード２４が電流加算部に対応し、チョッパースイッチ１８が復調スイッチに対応し、フィードバックネットワークコントローラー３２が基準信号生成回路に対応している。また、第２の出力信号フィードバックネットワーク５２が第２のフィードバック制御部に対応している。

（第４実施形態）
　図１２は、本発明の第４実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成を示すブロック図である。
　図６に示す第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路と異なる点は、第４実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、図６に示す増幅段１７の代わりに出力コモン電圧制御端子を備えた増幅段６１を備え、出力信号フィードバックネットワーク２０とは別の第２の出力信号フィードバックネットワーク６２を備えた点である。
　第２の出力信号フィードバックネットワーク６２は、第３実施形態における出力信号フィードバックネットワーク５２と同等の機能構成を有し、出力コモン電圧制御端子を備えた増幅段６１に出力コモン電圧コントロール信号Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍ＿ｃｔｒｌを供給する。出力コモン電圧制御端子を備えた増幅段６１は、出力コモン電圧コントロール信号Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍ＿ｃｔｒｌを受けて、差動信号Ｅのコモン電圧Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍ、すなわちＶｏｕｔ＿ｐとＶｏｕｔ＿ｎとの中間電位を基準信号Ｖｃｏｍに一致させるよう、差動信号Ｃをチョッパースイッチ１８に供給する。チョッパースイッチ１８は、差動信号Ｃを受けて、チョッパークロックＦｃｈｏｐによって復調された差動信号Ｄを出力段１９に供給する。出力段１９は差動信号Ｄを受けて、コモン電圧Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍがＶｃｏｍに一致した差動信号Ｅを出力する。

　ここで、第４実施形態の説明において、フィードバックネットワークコントローラー３２が出力する基準信号Ｖｃｏｍは、例えばホール起電力信号検出回路に供給する電源電圧をＶＤＤとしたときに、ＶＤＤ／２である。
　このような構成を有する結果、第４実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路と同様に、出力信号フィードバックネットワーク２０に供給する基準信号と、第２の出力信号フィードバックネットワーク６２に供給する基準信号とをＶｃｏｍに一致させる。その結果、差動信号Ｅのコモン電圧Ｖｏｕｔ＿ｃｏｍを基準信号Ｖｃｏｍに一致させることができる。そのため、第３実施形態と同様の理由により、高精度なホール起電力信号検出の障害となるスパイク状の誤差信号の変動を抑制できる。

　なお、第４実施形態は、第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路に、増幅段６１と第２の出力信号フィードバックネットワーク６２とをさらに設けた場合について説明したが、第２実施形態及び第３実施形態におけるホール起電力信号検出回路に適用することも可能であり、この場合も第４実施形態と同等の作用効果を得ることができる。
　ここで、第４実施形態において、ホール信号フィードバックネットワーク３１が第１のフィードバック制御部に対応し、出力信号フィードバックネットワーク２０がフィードバック部に対応している。また、フィードバックチョッパースイッチ２１が変調スイッチに対応し、加算ノード２４が電流加算部に対応し、チョッパースイッチ１８が復調スイッチに対応し、フィードバックネットワークコントローラー３２が基準信号生成回路に対応している。また、第２の出力信号フィードバックネットワーク６２が第３のフィードバック制御部に対応している。

（第５実施形態）
　図１３は、本発明の第５実施形態におけるホール起電力信号検出回路の構成を示すブロック図である。
　図６に示す第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路と異なる点は、第５実施形態におけるホール起電力信号検出回路は、フィードバックネットワークコントローラー７１が、第１の基準信号Ｖｃｏｍ１をホール信号フィードバックネットワーク３１に供給し、第２の基準信号Ｖｃｏｍ２を出力信号フィードバックネットワーク２０に供給するフィードバックネットワークコントローラーである点である。
　図１４は、本発明の第５実施形態におけるフィードバックネットワークコントローラー７１の構成を示す図である。

　図１４のフィードバックネットワークコントローラー７１は、基準信号発生源を備え、基準信号発生源は、例えば、温度特性を有する１つの電圧源７２と分圧回路７３とで構成される。分圧回路７３は、電圧源７２の出力電圧Ｖｒｅｆを受けて、電圧の異なる第１の基準信号Ｖｃｏｍ１と第２の基準信号Ｖｃｏｍ２を生成する。電圧源７２は、例えば温度に対して出力変動が小さいバンドギャップ回路を利用して構成され、あるいは、温度に対して単調減少あるいは増加する電圧発生回路を利用して構成される。分圧回路７３は例えば抵抗ラダーで構成され、第１の基準信号Ｖｃｏｍ１と第２の基準信号Ｖｃｏｍ２は抵抗分割を介して生成される。

　このようにフィードバックネットワークコントローラー７１を構成したので、第１の基準信号Ｖｃｏｍ１と第２の基準信号Ｖｃｏｍ２は、異なる電圧でありながらその温度変動特性は同じである。
　ホール信号フィードバックネットワーク３１は、複数のホール素子１１、１２のホールコモン電圧Ｖｈｃｏｍ１、Ｖｈｃｏｍ２を基準信号Ｖｃｏｍ１に一致させることができるので、各ホール素子１１、１２からの差動信号を受ける第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２への入力信号の直流電位を一致させることができる。つまり、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２の動作点を一致させることができる。したがって、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２のｇｍ値が常に等しくなるので、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２の出力端を接続した加算ノード２４での逆極性のスパイク信号によるキャンセルのミスを防ぎ、出力での第１のスパイクの変動を抑えることができる。

　一方、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂは第２の基準信号Ｖｃｏｍ２によって制御されている。そのため、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２の動作点と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂの動作点は異なる。しかしながら、その温度変動特性は同じであるため、第１と第２のＧｍアンプＧｍ１、Ｇｍ２の動作点と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂの動作点の温度変動特性は同じである。つまり、動作点が異なっていても、ｇｍ１とｇｍｆｂの比と、ｇｍ２とｇｍｆｂの比の温度変動は安定している。したがって、出力での第２のスパイク信号の変動を抑えることができる。

　また、第５実施形態においては、例えば、電圧源７２を温度に対して単調減少あるいは増加する電圧発生回路を利用して構成すれば、第１の基準信号Ｖｃｏｍ１と第２の基準信号Ｖｃｏｍ２は、温度に対して単調減少、あるいは増加とすることができる。そのため、各Ｇｍアンプのｇｍ値の温度変動を打ち消すように、動作点の温度変動量を制御することもできる。このような場合も、動作点が異なっていても、ｇｍ１とｇｍｆｂの比と、ｇｍ２とｇｍｆｂの比の温度変動を安定させることができる。したがって、出力での第２のスパイク信号の変動を抑えることができる。

　また、第５実施形態においては、第１と第２のＧｍアンプのｇｍ値ｇｍ１、ｇｍ２と、フィードバック用ＧｍアンプＧｍｆｂのｇｍ値ｇｍｆｂとの比が安定であることから、（４）式で表されるホール起電力信号検出回路の利得（ゲイン）も安定となり、ゲインエラーを低減する効果も得られる。
　なお、第５実施形態は、第１実施形態におけるホール起電力信号検出回路のフィードバックネットワークコントローラーから、ホール信号フィードバックネットワークに供給する基準信号と、出力信号フィードバックネットワークに供給する基準信号とが、異なる電圧ではあるが、同じ温度変動特性を有する場合について説明した。同様に、第２実施形態乃至第４実施形態におけるホール起電力信号検出回路に適用することも可能であり、この場合も第５実施形態と同等の作用効果を得ることができる。

　ここで、第５実施形態において、ホール信号フィードバックネットワーク３１が第１のフィードバック制御部に対応し、出力信号フィードバックネットワーク２０がフィードバック部に対応し、フィードバックチョッパースイッチ２１が変調スイッチに対応している。また、加算ノード２４が電流加算部に対応し、チョッパースイッチ１８が復調スイッチに対応し、フィードバックネットワークコントローラー７１が基準信号生成回路に対応している。
　以上説明したように、本発明は、複数のホール素子をスピニングカレント法で駆動した、複数のトランスコンダクタンスアンプを利用したホール起電力信号検出回路において、ホール信号フィードバックネットワークを用意し、ホール信号フィードバックネットワークと、出力信号フィードバックネットワークとに、フィードバックネットワークコントローラーから基準信号を供給することで、スパイク信号の変動を抑えるものである。また別の形態ではさらに第２の出力信号フィードバックネットワークへとフィードバックネットワークコントローラーから基準信号を供給することで、スパイク信号の変動を抑えるものである。また、別の形態においては、ホール信号フィードバックネットワークと、出力信号フィードバックネットワークとに、フィードバックネットワークコントローラーからそれぞれ同じ温度変動特性を有する第１の基準信号と第２の基準信号を供給することで、スパイク信号の変動を抑えるものである。

　なお、以上の本発明の実施形態の説明において、ホール素子を駆動するスピニングカレント法は、０度方向と９０度方向との間で駆動電流方向を切り替える第１のスピニングカレント法と、２７０度方向と１８０度方向との間で駆動電流方向を切り替える第２のスピニングカレント法とを組み合わせたものとして説明した。しかし、この方法の組み合わせに限らず実施可能であることは言うまでもない。ホール素子を駆動するスピニングカレント法によって発生するスパイクの極性が、互いに逆極性となる組み合わせならばよい。たとえば、第１のホール素子は、０度方向、９０度方向、２７０度方向、１８０度方向の順に駆動電流方向を切り替え、第２のホール素子は、２７０度方向、１８０度方向、０度方向、９０度方向の順に駆動電流方向を切り替えてもよい。

　また、すべての実施形態において、磁束密度はすべて同じ方向からホール素子へ入射する場合として説明したが、それに限らず互いに異なる方向から入射する場合でも実施可能である。たとえば、シリコン基板の表面から第１のホール素子へ磁束密度が入射し、シリコン基板の裏面から第２のホール素子へ磁束密度が入射する場合であってもよい。このような場合でも本発明の範囲に含まれる。
　また、すべての実施形態において、フィードバックネットワークコントローラーからの基準信号は、ホール信号フィードバックネットワーク、出力信号フィードバックネットワークへ、バッファアンプを介して供給されてもよい。また、第３、第４の形態においても、基準信号はバッファアンプを介して第２の出力信号フィードバックネットワークへ供給されていてよい。

　また、フィードバックネットワークコントローラーからの基準信号は、電圧が時間平均的に一致していれば同じ基準信号であって、瞬間的なノイズなどによる電圧変動がある場合でも同じ基準信号としてよい。つまり、前述のようにフィードバックネットワークコントローラーから各フィードバックネットワークへの入力までにバッファアンプ等の回路を介した場合であっても、各フィードバックネットワークへの入力電圧が時間平均的に一致しているのであれば、同じ基準信号としてよい。また、バッファアンプの入出力信号が一致するよう制御されている場合には、入出力信号は同じ基準信号としてよい。

　また、すべての実施形態においてフィードバックネットワークコントローラーは、さらにホール起電力信号検出回路が実装されるＩＣパッケージによる応力によって発生する、複数のトランスコンダクタンスアンプのｇｍ値の変動影響を打ち消すように動作点を制御することが可能な信号を基準信号（第５実施形態においては第１と第２の基準信号）に重畳させて供給してもよい。このような変形も本発明に含まれる。
　また、本発明の実施形態はすべてシリコンホール素子を用いた場合について説明したが、ＧａＡｓ、ＩｎＳｂなどの化合物半導体ホール素子を適用することも可能である。

　また、本発明は、これまでに記載された各実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更があっても、本発明に含まれる。即ち、当業者であればなし得るであろう各種変形や修正を含むことは勿論である。
　また、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の範囲は、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画され得る。

１１、１２、４１、４２　ホール素子
１３、１４、４３、４４　スピニングカレントスイッチ
１５、１６、４５、４６　ホール素子駆動電流源
１７　増幅段
１８　チョッパースイッチ
１９、５１　出力段
２０、６２　出力信号フィードバックネットワーク
２１　フィードバックチョッパースイッチ
２２　発振器
２３　チョッパークロック生成器
２４、４８　加算ノード
３１、４７、４９　ホール信号フィードバックネットワーク
３１ａ、４７ａ　複数ホールコモン電圧算出部
３１ｂ、４７ｂ　複数ホールコモン電圧制御部
１０１、１１１、１２１　比較部
１０２、１１２、１２２　可変電流源

Claims

　複数の端子を有する第１のホール素子と、
　複数の端子を有する第２のホール素子と、
　前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、
　前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、
　前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、
　前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、
　前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、
　出力電圧と前記基準電圧との差を分圧した電圧をフィードバックするフィードバック部と、
　前記分圧した電圧を変調する変調スイッチと、
　前記変調された電圧をフィードバック電流に変換するフィードバック用Ｇｍアンプと、
　前記第１の電流と前記第２の電流と前記フィードバック電流とを加算する電流加算部と、
　前記電流加算部の出力信号を復調する復調スイッチと、
　前記復調スイッチで復調した信号を増幅して前記出力電圧として出力する出力段と、
　前記基準電圧を生成する基準信号生成回路と、
　を備えるホール起電力信号検出回路。
　前記第１のフィードバック制御部は、
　前記第１及び前記第２のホール起電力信号の平均コモン電圧を算出する複数ホールコモン電圧算出部と、
　複数ホールコモン電圧制御部と、を備え、
　前記複数ホールコモン電圧制御部は、
　前記複数ホールコモン電圧算出部で算出した平均コモン電圧と前記基準電圧との比較結果に応じて、前記平均コモン電圧と前記基準電圧とを一致させる複数ホールコモン電圧制御信号を出力する比較器と、
　当該比較器から出力される前記複数ホールコモン電圧制御信号に基づきホール駆動補正電流を生成し前記第１の駆動電流供給部及び前記第２の駆動電流供給部に出力する可変電流源と、を備える請求項１記載のホール起電力信号検出回路。
　複数の端子を有する第３のホール素子と、
　複数の端子を有する第４のホール素子と、
　前記第３のホール素子に第３のホール起電力信号を生成させるために、前記第３のホール素子の複数の端子に前記第１の順で駆動電流を供給する第３の駆動電流供給部と、
　前記第４のホール素子に第４のホール起電力信号を生成させるために、前記第４のホール素子の複数の端子に前記第２の順で駆動電流を供給する第４の駆動電流供給部と、
　前記第３のホール起電力信号を第３の電流に変換する第３のＧｍアンプと、
　前記第４のホール起電力信号を第４の電流に変換する第４のＧｍアンプと、
　をさらに備え、
　前記第１のフィードバック制御部は、
　前記第１、前記第２、前記第３及び前記第４のホール起電力信号のコモン電圧が前記基準電圧と一致するようにフィードバック制御し、
　前記電流加算部は、
　前記第１、前記第２、前記第３及び前記第４の電流と前記フィードバック電流とを加算する請求項１に記載のホール起電力信号検出回路。
　前記第１のフィードバック制御部は、
　前記第１、前記第２、前記第３及び前記第４のホール起電力信号の平均コモン電圧を算出する複数ホールコモン電圧算出部と、
　複数ホールコモン電圧制御部と、を備え、
　前記複数ホールコモン電圧制御部は、
　前記複数ホールコモン電圧算出部で算出した平均コモン電圧と前記基準電圧との比較結果に応じて、前記平均コモン電圧と前記基準電圧とを一致させる複数ホールコモン電圧制御信号を出力する比較器と、
　当該比較器からの複数ホールコモン電圧制御信号に基づきホール駆動補正電流を生成し、前記第１、前記第２、前記第３及び前記第４の駆動電流供給部に出力する可変電流源とを備える請求項３に記載のホール起電力信号検出回路。
　前記第１のフィードバック制御部は、
　前記第１、前記第２、前記第３及び前記第４のホール起電力信号のうち、重畳するスパイク成分の極性が互いに異なる２つの信号に基づいて、前記フィードバック制御する請求項３又は請求項４に記載のホール起電力信号検出回路。
　前記出力電圧と前記基準電圧とを入力し、前記出力段のコモン電圧が前記基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第２のフィードバック制御部をさらに備える請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のホール起電力信号検出回路。
　前記電流加算部で加算された電流を電圧に変換して増幅し、前記復調スイッチに出力する増幅段をさらに備える請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のホール起電力信号検出回路。
　前記増幅段はコモン電圧調整端子を有し、
　前記出力電圧と前記基準電圧とを入力し、前記出力段のコモン電圧が前記基準電圧と一致するように前記コモン電圧調整端子へ制御信号をフィードバックする第３のフィードバック制御部をさらに備える請求項７に記載のホール起電力信号検出回路。
　複数の端子を有する第１のホール素子と、
　複数の端子を有する第２のホール素子と、
　前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、
　前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、
　前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が第１の基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、
　前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、
　前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、
　出力電圧と第２の基準電圧との差を分圧した電圧をフィードバックするフィードバック部と、
　前記分圧した電圧を変調する変調スイッチと、
　前記変調された電圧をフィードバック電流に変換するフィードバック用Ｇｍアンプと、
　前記第１の電流と前記第２の電流と前記フィードバック電流とを加算する電流加算部と、
　前記電流加算部の出力信号を復調する復調スイッチと、
　前記復調スイッチで復調した信号を増幅して前記出力電圧として出力する出力段と、
　前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧を生成する基準信号生成回路とを備え、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧は、所定の出力温度特性を有する単一の電圧源に基づいて生成されるホール起電力信号検出回路。
　前記電圧源の出力温度特性は、一定である請求項９に記載のホール起電力信号検出回路。
　複数の端子を有する第１のホール素子と、
　複数の端子を有する第２のホール素子と、
　前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、
　前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、
　前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が基準電圧と一致するように、前記第１及び前記第２のホール起電力信号の平均コモン電圧を算出し、算出した平均コモン電圧に基づいて、フィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、
　前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、
　前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、
　前記第１の電流と前記第２の電流とを加算する電流加算部と、
　前記電流加算部からの出力信号を増幅して出力するホール起電力信号検出回路。
　複数の端子を有する第１のホール素子と、
　複数の端子を有する第２のホール素子と、
　前記第１のホール素子に第１のホール起電力信号を生成させるために、前記第１のホール素子の複数の端子に第１の順で駆動電流を供給する第１の駆動電流供給部と、
　前記第２のホール素子に第２のホール起電力信号を生成させるために、該第２のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性が前記第１のホール起電力信号に重畳するスパイク成分の極性と逆となる第２の順で前記第２のホール素子の複数の端子に駆動電流を供給する第２の駆動電流供給部と、
　前記第１及び前記第２のホール起電力信号のコモン電圧が基準電圧と一致するようにフィードバック制御する第１のフィードバック制御部と、
　前記第１のホール起電力信号を第１の電流に変換する第１のＧｍアンプと、
　前記第２のホール起電力信号を第２の電流に変換する第２のＧｍアンプと、
　前記第１の電流と前記第２の電流とを加算する電流加算部と、
　前記電流加算部からの出力信号を増幅して出力するホール起電力信号検出回路。
　請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載のホール起電力信号検出回路を有する電流センサ。