WO2016031240A1 - 光飛行型測距装置 - Google Patents

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WO2016031240A1
WO2016031240A1 PCT/JP2015/004280 JP2015004280W WO2016031240A1 WO 2016031240 A1 WO2016031240 A1 WO 2016031240A1 JP 2015004280 W JP2015004280 W JP 2015004280W WO 2016031240 A1 WO2016031240 A1 WO 2016031240A1
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period
measuring device
distance measuring
modulation
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利明 長井
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株式会社デンソー
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    • G01S7/497—Means for monitoring or calibrating

Definitions

  • This disclosure emits modulated light in space, receives incident light including reflected light reflected by an object, distributes and accumulates charges in a plurality of storage capacitors, and uses the sampled value
  • the present invention relates to an optical flight type distance measuring device that calculates the distance from an object to an object.
  • a time-of-flight (TOF) distance measuring device As a device that calculates the distance from its own device to the object in a non-contact manner, a time-of-flight (TOF) distance measuring device is provided.
  • the optical flight-type distance measuring device emits modulated light (ranging light) into space, and receives incident light including reflected light that is reflected by the object. Then, the optical flight type distance measuring device distributes and accumulates charges corresponding to the received incident light to a plurality of storage capacitors, and calculates the distance from the own device to the object using the sampled values (for example, Patent Documents). 1 and 2).
  • An object of the present disclosure is to provide an optical flight-type distance measuring device that can monitor the shape of a light emission waveform without interrupting distance measurement and can appropriately cope with the result.
  • the light emitting element emits modulated light modulated in a pattern having a repetition cycle in space.
  • the light receiving element distributes and accumulates charges corresponding to incident light including reflected light, which is reflected from the object by the modulated light, to a plurality of storage capacitors.
  • the control unit drives the light receiving element.
  • the signal processing unit calculates the distance from the own device to the object using the value sampled by the light receiving element.
  • the control unit drives the light receiving element by a sequence having a matrix having a phase number n (n is a natural number).
  • the signal processing unit linearly calculates a value sampled by the light receiving element based on a matrix of rank n with respect to the number of phases n, and detects a waveform equivalent to the waveform sampled in 1 / n steps.
  • a waveform equivalent to the waveform sampled in 1 / n steps can be restored by linearly calculating the value sampled based on the matrix of rank n with respect to the phase number n, and the shape of the light emission waveform It can be determined whether or not is normal. Then, for example, by outputting an alarm when it is determined that the shape of the light emission waveform is abnormal, it is possible to appropriately cope with the result of monitoring the shape of the light emission waveform. Further, it is possible to detect values that affect errors such as duty and rise time.
  • the light emitting element emits modulated light modulated in a pattern having a repetition cycle in space.
  • the light receiving element distributes and accumulates charges corresponding to incident light including reflected light, which is reflected from the object by the modulated light, to a plurality of storage capacitors.
  • the control unit drives the light receiving element.
  • the signal processing unit calculates the distance from the own device to the object using the value sampled by the light receiving element.
  • the control unit drives the light receiving element by a sequence having a matrix having a phase number n (n is a natural number).
  • the signal processing unit linearly calculates a value sampled by the light receiving element based on a matrix of rank n-1 with respect to the phase number n, and detects a waveform equivalent to the differential waveform sampled in 1 / n steps.
  • a waveform equivalent to the differential waveform sampled in 1 / n steps can be restored by linearly calculating a value sampled based on a matrix of rank n-1 with respect to the phase number n.
  • it can be determined whether or not the shape of the light emission waveform is normal. Further, it is possible to detect values that affect errors such as duty and rise time.
  • the figure which shows the structure which removes the influence of a background light component The figure which shows the sequence of 12 phases based on the matrix of rank n in 2nd Embodiment.
  • the figure which shows the sequence of 16 phases based on the matrix of rank n in 2nd Embodiment The figure which shows the 1st structure which implement
  • the figure which shows another 8 phase sequence based on the matrix of rank n in 2nd Embodiment The figure which shows another 12 phase sequence based on the matrix of rank n in 2nd Embodiment
  • the figure which shows 3rd Embodiment and shows the sequence which acquires a differential value The figure which shows the sequence of 8 phases based on the matrix of rank n-1 in 3rd Embodiment.
  • the figure which shows the sequence of 12 phases based on the matrix of rank n-1 in 3rd Embodiment The figure which shows the sequence of 16 phases based on the matrix of rank n-1 in 3rd Embodiment Figure showing a flowchart Figure showing a flowchart Functional block diagram showing the configuration of the optical flight rangefinder as a reference example
  • FIG. 26 shows a basic configuration of an optical flight type distance measuring device as a reference example.
  • the optical flight rangefinder 1 includes a signal source 2, a drive circuit 3, a light emitting element 4, a control circuit 5, a light receiving element 6, buffers 7a and 7b, AD conversion circuits 8a and 8b, and digital signals. And a processing circuit 9.
  • the light emitting element 4 is, for example, an LD (Laser Diode) or LED (Light Emitting Diode) that emits infrared light as modulated light.
  • the light receiving element 6 is an image sensor using, for example, a process of CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) or CCD (Charge Coupled Device).
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • CCD Charge Coupled Device
  • the drive circuit 3 and the control circuit 5 are connected by the same signal source 2.
  • the signal source 2 outputs a signal that establishes synchronization between the light emitting element 4 and the light receiving element 6.
  • the signal output from the signal source 2 may be a rectangular pulse (usually several to several tens of MHz) for driving the light emitting element 4, or may be only a synchronization pulse.
  • the light receiving element 6 includes a PD (Photodiode) 11, two modulation switches 12a and 12b, and two storage capacitors 13a and 13b.
  • the two modulation switches 12a and 12b are, for example, MOS type devices such as MOS transistors and transfer gates, CCD structure devices, and the like.
  • the two storage capacitors 13a and 13b are, for example, capacitive elements such as MOS, CCD, and MIM (Metal Insulator Metal), wiring, and parasitic capacitance of a PN junction.
  • the light receiving element 6 drives the modulation switches 12a and 12b with control signals TG1 and TG2, and distributes photoelectrons generated by the received incident light to the storage capacitors 13a and 13b. Since the control signals TG1 and TG2 are signals synchronized with the modulated light, the charge amount of photoelectrons distributed to the storage capacitors 13a and 13b changes according to the distance from the device to the target.
  • the digital signal processing circuit 9 calculates the amount of charge of photoelectrons distributed to the storage capacitors 13a and 13b, and calculates (measures) the distance from its own device to the object. In FIG. 27, two storage capacitors 13a and 13b are illustrated, but three or more storage capacitors may be provided.
  • FIG. 28 shows a sequence when the light receiving element 6 is driven at four different timings.
  • the waveform of the modulated light emitted from the light emitting element 4 (light emission waveform 110) is modulated with a rectangular wave synchronized with the control signals TG1 and TG2.
  • FIG. 28 illustrates the case of modulation with a rectangular wave, but modulation may be performed with a waveform such as a sine wave, a triangular wave, or a pseudo-random sequence.
  • the waveform of the reflected light reflected from the object (reflected waveform 120) with respect to the modulated light has a time difference with respect to the light emission waveform 110, so that the waveform is delayed by the phase difference ⁇ with respect to the light emission waveform 110.
  • control signals TG1 and TG2 are driven by rectangular waves having different phases by 90 degrees.
  • the digital signal processing circuit 9 repeats the sequence driven by the control signals TG1-1 and TG2-1 (driving waveforms 111 and 121) several thousands to several hundred thousand times, and then generates the generated photocharges Q1 and Q2.
  • Information (voltage value obtained by charge-voltage conversion) is acquired.
  • the digital signal processing circuit 9 repeats the sequence driven by the control signals TG1-2 and TG2-2 (drive waveforms 112 and 122) in the same manner for several thousand to several hundred thousand times, and then generates the generated photocharges.
  • Information on Q3 and Q4 is acquired.
  • the digital signal processing circuit 9 calculates the phase difference ⁇ from the acquired Q1 to Q4 by using the discrete Fourier transform (DFT: Discrete FourierTransform) by the following arithmetic expression (1).
  • DFT discrete Fourier transform
  • the calculation formula (1) is a calculation formula for a phase difference based on the above four samplings, but the general N phase can also be calculated from the following calculation formula (2).
  • ⁇ tan ⁇ 1 [( ⁇ Qk * sin (2 ⁇ / N * k)) / ( ⁇ Qk * cos (2 ⁇ / N * k))] (2)
  • ⁇ tan ⁇ 1 [( ⁇ Qk * sin (2 ⁇ / N * k)) / ( ⁇ Qk * cos (2 ⁇ / N * k))] (2)
  • ⁇ tan ⁇ 1 [( ⁇ Qk * sin (2 ⁇ / N * k)) / ( ⁇ Qk * cos (2 ⁇ / N * k))]
  • FIG. 29A shows the relationship between ⁇ and ⁇ as a phase error 201 in this case. This relationship can be obtained analytically, and is known to have an error of about ⁇ 4 degrees for an ideal rectangular wave, for example. If the emission waveform 110 is close to a rectangular wave, sufficient correction can be obtained by this method. However, if the reflected waveform 120 has an error with respect to an ideal rectangular wave, there is a possibility that sufficient correction cannot be performed. .
  • FIG. 29B shows a case where the actual waveform 210 has a finite rise and fall with respect to the ideal waveform 200.
  • the first method is to increase the number of storage capacitors and sample the waveform finely.
  • the second method is a method in which the generated error is calculated by some means, and the error is corrected by a subsequent circuit.
  • the third method is a method of reducing the sensitivity to the calculated value due to the waveform difference.
  • the light receiving element 6 includes a PD 11, eight modulation switches 12a to 12h, and eight storage capacitors 13a to 13h.
  • the sequence is as shown in FIG.
  • the modulation switches 12a to 12h With driving the modulation switches 12a to 12h with the control signals TG1 (drive waveform 301) to TG8 (drive waveform 308), the time resolution of sampling can be increased.
  • the light emission waveform 310 has a difference due to a response delay as indicated by a solid line with respect to an ideal rectangular wave indicated by a broken line
  • the reflection waveform 320 also has a difference due to a similar response delay.
  • the configuration shown in FIG. 30 has more storage capacitors 13a to 13h than the configuration shown in FIG.
  • the sample value 340 having a response delay with respect to the ideal rectangular wave sample value 330 can be acquired. Since the operation of the light emission waveform 310 and the control signals TG1 to TG8 is synchronized, the above-described sampling operation is consistent with the above-described operation of repeating a cycle of about several thousand to several hundred thousand times.
  • Patent Document 2 A technique (disclosed in Patent Document 2) that actually performs distance measurement using an object at a known distance and corrects based on this data will be described.
  • This technique actually measures a distance with an object (target) at a certain distance, sweeps the distance or the phase shift of a signal for driving the gate, and writes a correction value in the LUT. Since such a method requires an object whose distance and size are managed, it cannot be applied in an environment where the user actually uses it. In other words, it can be applied only when adjustment before shipment or when a user complains of a failure. For this reason, for example, there is a possibility that it is not possible to cope with a case where the light emission waveform has changed due to a change in usage environment such as temperature or deterioration with time.
  • an optical flight type distance measuring device that can monitor the shape of a light emission waveform without interrupting distance measurement will be described below based on a plurality of embodiments.
  • the optical flight type distance measuring device 21 includes a signal source 22, a drive circuit 23, a light emitting element 24, a control circuit 25 (control unit), a light receiving element 26, buffers 27a and 27b, and AD conversion circuits 28a and 28b. And a digital signal processing circuit 29 (signal processing unit).
  • the optical flight type distance measuring device 21 has the same configuration as the optical flight type distance measuring device 1 described above.
  • the light receiving element 26 includes a PD 31, two modulation switches 32a and 32b, and two storage capacitors 33a and 33b.
  • the light receiving element 26 drives the modulation switches 32a and 32b with the control signals TG1 and TG2, and distributes photoelectrons generated by the received incident light to the storage capacitors 33a and 33b.
  • the sequence of the control signals TG1-x and TG2-x is increased with respect to the light receiving element 6 described above, and the basic configuration except for this point is the same as that of the light receiving element 6.
  • the digital signal processing circuit 29 has several thousand to several hundreds of thousands of sequences driven by the control signals TG1-1 to 4 (drive waveforms 411 to 414) and the control signals TG2-1 to 4 (drive waveforms 421 to 424). After repeating the cycle, information on the generated photocharge is acquired. Then, the digital signal processing circuit 9 calculates the phase difference ⁇ using the above-described arithmetic expression (2) using discrete Fourier transform (DFT: Discrete Fourier Transform).
  • DFT discrete Fourier transform
  • the digital signal processing circuit 29 assigns “1” for each segment (unit period) of (1/8) times the modulation period Tm of the sequence when TGx-x is “H (on)”.
  • “ ⁇ x” is “L (off)”
  • “0” is assigned and handled as an 8 ⁇ 8 unit matrix.
  • FIG. 4 is a diagram rewritten by applying the same concept to the sequence of FIG. 31 described above. Since the sequence shown in FIG. 4 represents an 8 ⁇ 8 unit matrix, the rank (class) is 8 (generally n for the number of phases n). On the other hand, the rank of the 8 ⁇ 8 unit matrix shown in FIG. 3 is 5 (generally (n / 2) +1 with respect to the phase number n). Therefore, no matter how the sampling values obtained in the sequence of FIG. 3 are linearly calculated, a result equivalent to the sequence of FIG. 4 cannot be obtained.
  • the control circuit 5 drives the light receiving element 6 in the sequence of the drive waveforms 611 to 614 and 621 to 624 as shown in FIG.
  • a result equivalent to the sequence of FIG. 4 can be obtained by linearly calculating the sampling values obtained by the sequence of FIG. That is, a waveform equivalent to the waveform sampled in 1 / n steps can be restored.
  • the duty of TGx-x is set to 50%, and the half period of the modulation period Tm is set to “H” and “L”, but in this embodiment, the duty of TGx-x is set to 50%. Change from.
  • a period of [(n / 2) ⁇ 1] with respect to the modulation period Tm (a period of 3 if n is 8). ) Is set to “H”, and a period of [(1/2) n + 1] (a period of 5 if n is 8) is set to “L”, thereby realizing a sequence satisfying the condition of the matrix of rank n. it can.
  • FIG. 5 exemplifies the case of 8 phases, but can be extended to 8 or more phases.
  • driving is performed in the sequence of drive waveforms 711 to 716 and 721 to 726.
  • driving is performed in the sequence of drive waveforms 811 to 818 and 821 to 828.
  • the present disclosure can be applied to more phases than these and phases between them.
  • the light receiving element 26 is driven by a sequence having a matrix having a phase number n, and a value sampled based on a matrix having a rank n with respect to the phase number n is linearly calculated.
  • a waveform equivalent to the waveform sampled in the step is detected.
  • a waveform equivalent to the waveform sampled in 1 / n steps can be restored, and the emission waveform can be restored. It can be determined whether or not the shape is normal. Further, it is possible to detect values that affect errors such as duty and rise time. Then, by using the determined result, it is possible to correct the calculation result of the distance from the own device to the object, or to output an alarm to notify the user of the possibility of failure.
  • the first embodiment has a single-ended configuration, while the second embodiment has a differential output configuration.
  • the optical flight distance measuring device 41 includes a signal source 42, a drive circuit 43, a light emitting element 44, a control circuit 45 (control unit), a light receiving element 46, and a CM (common mode) component removal circuit 47 (common mode). Removal section), buffers 48a and 48b, a difference detection circuit 49, an AD conversion circuit 50, and a digital signal processing circuit 51 (signal processing section).
  • the light receiving element 46 has the same configuration as that of the light receiving element 26 described in the first embodiment.
  • the light receiving element 46 has a PD 31, two modulation switches 32a and 32b, and two storage capacitors 33a and 33b.
  • the modulation switches 32a and 32b are driven by the control signals TG1 and TG2 to receive light. Photoelectrons generated by incident light are distributed to the storage capacitors 33a and 33b.
  • the CM component removal circuit 47 is for avoiding saturation by using such a pixel configuration when there is background light at a level that cannot be ignored with respect to the emitted modulated light.
  • Various techniques have been disclosed as a method for removing the CM component. For example, it is disclosed in US Pat. No. 6,919,549 B2, German Patent No. 102005056774A1, European 1622,200A1, etc. What is common in both cases is that a structure in which only the difference is held and a structure for reducing the in-phase component is mounted inside the light receiving element is used.
  • the difference detection circuit 49 detects a difference between the signals input from the buffers 48 a and 48 b and outputs a signal corresponding to the difference to the AD conversion circuit 50.
  • the AD conversion circuit 50 converts the signal input from the difference detection circuit 49 from an analog signal to a digital signal and outputs the signal to the digital signal processing circuit 51.
  • the buffers 48a and 48b are often realized by, for example, a source follower circuit because of their simplicity.
  • the differential detection circuit 49 uses a differential amplifier, the AD conversion circuit 50 may be directly connected to the buffers 48a and 48b.
  • the background light component (DC component) is removed from the incident light received by the light receiving element 46 and output.
  • the DC component does not particularly contribute to the calculation of the distance, so even if it cannot be monitored, there is a contradiction to the problem to be solved by the present disclosure. Does not occur.
  • the monitoring operation of the reflected light waveform which is the object of the present disclosure, can be performed regardless of the surrounding environment. That is, the configuration of the differential output is suitable for applying the present disclosure.
  • FIG. 9 shows a sequence for driving the differential output configuration in four phases.
  • a combination of the control signals TG1 and TG2 for example, the control signals TG1-1 (drive waveform 911) and TG2-1 (drive waveform 912) are repeated thousands to hundreds of thousands of times to obtain one digital value D1 (901). ) To get.
  • digital values D2 (902), D3 (903), and D4 (904) are acquired.
  • the digital values D1 to D4 are output as values obtained by removing the DC component.
  • “1” is assigned when TG1 is “H” and TG2 is “L”, and TG1 is “L” and TG2 is “H”. At some point, “-1” is assigned and described.
  • the states of TG1 and TG2 are uniquely determined depending on whether the value of the waveform of Dx is “1” or “ ⁇ 1”. Since Dx is a signal indicating the difference between the two storage capacitors 33a and 33b as described above, the AD conversion circuit 50 outputs a signal obtained by performing an operation corresponding to the numerator or denominator of the above-described arithmetic expression (1). Output. For this reason, even if only two sample values such as D1 and D2, for example, are used, an operation equivalent to distance measurement with a single-ended configuration using four phases is possible.
  • US Pat. No. 7,462,808 B2 discloses a technique for correcting a mismatch by performing the same operation as the above-described arithmetic expression (1) using the digital values D1 to D4. The present disclosure can also be applied to such a configuration.
  • FIG. 10 shows a case where the number of phases n is 8 as in FIG. 5 described in the first embodiment.
  • the period of [(n / 2) ⁇ 1] is set to “1” with respect to the modulation period Tm, and [(1/2) n + 1 ] Is set to “ ⁇ 1”, a sequence satisfying the condition of the matrix of rank n can be realized.
  • the distance can be calculated every 2 samples or every 4 samples. In particular, when the calculation is performed every four samples, the influence of the above-described mismatch can be reduced.
  • FIG. 11 shows a configuration example of a circuit for reducing this influence at the subsequent stage of the AD conversion circuit 50.
  • the average value calculation circuits 61a and 61b calculate average values of four sample values (a set of D1, D3, D5, and D7, and a set of D2, D4, D6, and D8), respectively.
  • the subtraction circuits 62a and 62b subtract the average value from the respective sample values, and output the subtracted value to the distance calculation circuits 63a and 63b and the waveform restoration circuit 64. By subtracting the average value from the sample value in this way, the above-described error can be avoided.
  • Such a differential output configuration can also be expanded to 8 or more phases.
  • driving is performed in a sequence of driving waveforms 1101 to 1112.
  • driving is performed in the sequence of drive waveforms 1201 to 1216 as shown in FIG.
  • the present disclosure can be applied to more phases than these and phases between them.
  • the third state is defined in addition to “1” and “ ⁇ 1”.
  • the third state is realized by providing a period in which the modulation switches 32a and 32b are simultaneously closed, that is, both TG1 and TG2 are “H”.
  • the charges generated in the PD 31 during the period when both TG1 and TG2 are “H” are divided into Qa and Qb and accumulated in the storage capacitors 33a and 33b. If the above-mentioned mismatch is not taken into consideration, Qa and Qb are equal values.
  • the distance can be calculated without being affected by saturation except for the last one distance measurement and waveform monitor information. Further, the influence of the background light component that is affected when calculating the last one distance is also reduced by half compared to the case of FIG.
  • the present disclosure can be applied to more phases than these and phases between them.
  • the configuration in which the AD conversion circuit 50 outputs “0” may be different from the configuration in FIG. That is, in FIG. 14, the configuration in which the AD conversion circuit 50 outputs “0” by simultaneously closing TG and TG2 is realized.
  • a third circuit different from the modulation switches 32 a and 32 b is provided.
  • the switch 32c (another switch) may be provided to discard unused charges to a fixed potential (for example, VDD). Further, in FIG. 15, in order to obtain a matrix of rank n, only one “0” is provided for the latter four sequences, but the latter four sequences are the same as in FIG. 10. Can be applied. That is, the sequence shown in FIG. 19 may be used. Also in this case, it can be expanded to 8 or more phases, and can be expanded to 12 phases or 16 phases. Furthermore, the present disclosure can be applied to more phases than these and phases between them.
  • the second embodiment it is possible to obtain the same operational effects as those of the first embodiment. Moreover, the influence of background light can be eliminated by adding a configuration that prevents the problem of signal path saturation by adopting a differential output configuration.
  • a third embodiment of the present disclosure will be described.
  • a sequence based on a matrix of rank n is applied to the number of phases n.
  • an equivalently realized sequence is applied to the modulation period Tm.
  • a matrix of rank n ⁇ 1 is applied by using differential (difference) values instead of sampling at 1 / n intervals.
  • FIG. 20 shows a sequence for obtaining a differential value in the case of 8 phases.
  • a sequence in which “ ⁇ 1” and “1” are arranged adjacent to each other by being shifted by (1/8) ⁇ 360 degrees (generally (1 / n) ⁇ 360 degrees) with respect to the modulation period Tm Realize differential value sampling.
  • a sampling value in the case of an ideal rectangular wave with respect to the reflected waveform 320 is shown as a waveform 1730, and a sampling value when the waveform has a delay is shown as a waveform 1740. Reflecting the waveform of the reflected wave, different sampling values can be acquired, and the waveform can be monitored.
  • the DC component cannot be acquired.
  • the configuration of the differential output hardly causes a problem even if the DC component cannot be acquired. .
  • the rank is n ⁇ 1.
  • the value obtained in the sequence of FIG. 20 can be obtained from the linear operation.
  • FIG. 14 This sequence is a sequence in which “1” in the period of [(n / 2) ⁇ 1], “0” in the period of 2, and “ ⁇ 1” in the period of [(n / 2) -1] are one cycle. It is composed of n sets of sequences shifted by 1 / n phase. Regarding “0”, the configuration of FIG. 14 or FIG. 18 described above is conceivable. In this case, since “1” and “ ⁇ 1” in each sequence are perfectly balanced, the background light component is almost completely canceled by the CM component removal circuit 47 and is not input to the subsequent circuit. . Therefore, the saturation problem described in the second embodiment can be avoided. Also in this case, the distance can be calculated every 2 samples or every 4 samples, and can be expanded to 8 or more phases.
  • the light receiving element 46 is driven by a sequence having a matrix of the phase number n, and the rank n ⁇ 1 with respect to the phase number n.
  • the sampled values are linearly calculated based on the matrix, and a waveform equivalent to the differential waveform sampled in 1 / n steps is detected.
  • the differential sampled in 1 / n steps as in the first and second embodiments.
  • a waveform equivalent to the waveform can be restored, and it can be determined whether or not the shape of the light emission waveform is normal.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 first performs distance measurement one to several times in a normal sequence (for example, shown in FIG. 9) (frame group 1) (S1). The optical flight type distance measuring device 1 determines whether or not there is a pixel whose reflected light amplitude is equal to or greater than a predetermined value based on the result of the distance measurement (S2). If the optical flight-type distance measuring device 1 determines that there is no pixel having an amplitude of reflected light of a predetermined value or more (S2: NO), the monitoring operation is terminated.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 determines that there is a pixel whose reflected light amplitude is greater than or equal to a predetermined value (S2: YES)
  • the optical flight-type distance measuring device 1 switches from the normal sequence to the disclosed sequence. Distance measurement is performed several times (frame group 2) (S3).
  • the optical flight type distance measuring device 1 determines whether or not there is a pixel whose reflected light amplitude is equal to or larger than a predetermined value based on the result of the distance measurement (S4). If the optical flight-type distance measuring device 1 determines that there is no pixel whose reflected light amplitude is greater than or equal to the predetermined value (S4: NO), the monitoring operation is terminated.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 determines that there is a pixel having an amplitude of reflected light equal to or greater than a predetermined value (S4: YES), the calculated values are close between every four groups (the difference between the calculated values is predetermined). It is determined whether or not the object or the own device is moving (S5). If the optical flight type distance measuring device 1 determines that the calculated value is not close between every four groups, that is, the object or the own device is moving (S5: NO), the monitoring operation is terminated.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 determines that the calculated values are close between every four groups, that is, the object or the device itself is not moving (still) (S5: YES), the reflected waveform Is extracted (S6), and the process proceeds to an error estimation process caused by the light emission waveform (S7).
  • the sequence of the present disclosure is applied to the frame group 1, that is, the present disclosure is disclosed from the beginning.
  • ranging may be performed one to several times.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 estimates an error for the extracted reflected waveform, but the error obtained by the estimation is stored in the LUT as in the prior art, and the error is used. It is possible to correct the distance value performed for every four samples.
  • the optical flight type distance measuring device 1 When the optical flight type distance measuring device 1 starts the error estimation processing due to the light emission waveform, it calculates the minimum value of the differential value of the acquired value (S11), and determines whether or not the value difference exceeds the threshold value. (S12). In the case of the first and second embodiments, this differential value is a value obtained from two adjacent sampling values, and in the third embodiment, is a calculated value itself. If the optical flight-type distance measuring device 1 determines that the value difference exceeds the threshold value (S12: YES), it determines that the waveform is not sufficiently settled (S13), and outputs an alarm to cause a failure. (S14), and the error estimation processing due to the light emission waveform is terminated.
  • the reflected waveform can be attempted to be improved by feeding back the result to the mechanism. it can.
  • the optical flight rangefinder 1 adds up the positive period values of the waveform to calculate the duty (S15).
  • the optical flight-type distance measuring device 1 calculates the duty by directly obtaining the integral value of the waveform, and in the third embodiment, performs the integration twice to obtain the duty. Calculate In this case, although the DC component of the incident light cannot be detected, since what is required is the duty of the modulated light emitted from the light emitting element 44, there is no particular problem.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 determines whether or not the duty is within the predetermined range (S16), and determines that the duty is not within the predetermined range (S16: NO), determines that the duty has collapsed (S16: NO). S17). The optical flight-type distance measuring device 1 determines whether or not the range can be handled by the correction function of the drive circuit 43 that drives the light emitting element 44 (S18), and within the range that can be handled by the correction function of the drive circuit 43. If it is determined that there is (S18: YES), the light emission waveform is corrected (S19), the waveform monitoring operation is performed (S20), the process returns to step S11 described above, and step S11 and subsequent steps are performed again.
  • the optical flight type distance measuring device 1 inspects the characteristics of the waveform such as settling and duty in this way, and calculates the harmonics and waveform rounding from the discrete Fourier transform and the integral value when the acquired value can be determined to be normal. be able to. That is, when the optical flight type distance measuring device 1 determines that the duty is within the predetermined range (S16: YES), it determines that the light emission waveform is normal (S22) and performs discrete Fourier transform to obtain the harmonic component. An error component due to waveform rounding is calculated from the integrated value (S24).
  • the optical flight-type distance measuring device 1 determines a correction coefficient based on the harmonic component (S25), updates the LUT correction value in the same manner as the prior art, and ends the error estimation processing caused by the light emission waveform. Thereby, the optical flight type distance measuring device 1 can reduce the error of the measurement distance resulting from the change of the light emission waveform.
  • a technique for correcting the light emission waveform is described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2012-209380, and the present disclosure and the technique can be used in combination without contradiction.

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Abstract

　光飛行型測距装置（２１）は、位相数ｎの行列を持つシーケンスにより受光素子（２６）を駆動し、位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいてサンプリングされた値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を検出する。位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいてサンプリングされた値を線形演算することで、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を復元でき、発光波形の形状が正常であるか否かを判定できる。これにより、測距を中断することなく発光波形の形状をモニタすることができる。

Description

光飛行型測距装置 関連出願の相互参照
　本出願は、当該開示内容が参照によって本出願に組み込まれた、２０１４年８月２９日に出願された日本特許出願２０１４－１７５７６９号を基にしている。
　本開示は、変調光を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光して電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置に関する。
　自装置から対象物までの距離を非接触で計算する装置として、光飛行（ＴＯＦ：Time of Flight）型測距装置が供されている。光飛行型測距装置は、変調光（測距光）を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光する。そして、光飛行型測距装置は、受光した入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する（例えば特許文献１、２参照）。
　また、距離が機知である対象物に対して実際に測距を行い、その結果を元にルックアップテーブル（ＬＵＴ：Look Up Table）を作成することで、補正を行う技術が開示されている（例えば特許文献３、４参照）。
特開２００６－８４４３０号公報 米国６８２５４５５Ｂ１号公報 米国７７１９６６２Ｂ２号公報 特表２０１３－５３４６３９号公報
　本開示の目的は、測距を中断することなく発光波形の形状をモニタすることができ、その結果に応じて適切な対処を可能とする光飛行型測距装置を提供することにある。
　本開示の第１の態様では、発光素子は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する。受光素子は、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する。制御部は、受光素子を駆動する。信号処理部は、受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する。この場合、制御部は、位相数ｎ（ｎは自然数）の行列を持つシーケンスにより受光素子を駆動する。信号処理部は、受光素子が位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいてサンプリングした値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を検出する。
　これにより、位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいてサンプリングした値を線形演算することで、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を復元することができ、発光波形の形状が正常であるか否かを判定することができる。そして、例えば発光波形の形状が異常であると判定したときにアラームを出力する等することで、発光波形の形状をモニタした結果に応じて適切に対処することができる。又、デューティー、立ち上がり時間といった誤差に影響を与える値を検出することができる。
　本開示の第２の態様では、発光素子は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する。受光素子は、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する。制御部は、受光素子を駆動する。信号処理部は、受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する。この場合、制御部は、位相数ｎ（ｎは自然数）の行列を持つシーケンスにより受光素子を駆動する。信号処理部は、受光素子が位相数ｎに対して階数ｎ－１の行列に基づいてサンプリングした値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた微分波形と等価な波形を検出する。
　これにより、位相数ｎに対して階数ｎ－１の行列に基づいてサンプリングした値を線形演算することで、１／ｎステップでサンプリングされた微分波形と等価な波形を復元することができ、上記第１の態様と同様に、発光波形の形状が正常であるか否かを判定することができる。又、デューティー、立ち上がり時間といった誤差に影響を与える値を検出することができる。
第１の実施形態を示す機能ブロック図 受光素子（２容量構成）の構成を示す図 ８位相のシーケンスを示す図 等価的なシーケンスの行列表現を示す図 第１の実施形態における８位相のシーケンスを示す図 第１の実施形態における１２位相のシーケンスを示す図 第１の実施形態における１６位相のシーケンスを示す図 第２の実施形態を示す機能ブロック図 差動のシーケンスを示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく８位相のシーケンスを示す図 背景光成分の影響を除去する構成を示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく１２位相のシーケンスを示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく１６位相のシーケンスを示す図 画素からの電荷の廃棄を実現する第１の構成を示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく別の８位相のシーケンスを示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく別の１２位相のシーケンスを示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく別の１６位相のシーケンスを示す図 画素からの電荷の廃棄を実現する第２の構成を示す図 第２の実施形態における階数ｎの行列に基づく更に別の８位相のシーケンスを示す図 第３の実施形態を示し、微分値を取得するシーケンスを示す図 第３の実施形態における階数ｎ－１の行列に基づく８位相のシーケンスを示す図 第３の実施形態における階数ｎ－１の行列に基づく１２位相のシーケンスを示す図 第３の実施形態における階数ｎ－１の行列に基づく１６位相のシーケンスを示す図 フローチャートを示す図 フローチャートを示す図 参考例としての光飛行型測距装置の構成を示す機能ブロック図 受光素子の構成（２容量構成）を示す図 ４位相のシーケンスを示す図 理想的な波形と実際の波形との乖離を示す図 受光素子の構成（８容量構成）を示す図 波形をモニタするために実現したいシーケンスを示す図
　先ず始めに、参考例としての光飛行型測距装置の基本的な構成を図２６に示す。光飛行型測距装置１は、信号源２と、駆動回路３と、発光素子４と、制御回路５と、受光素子６と、バッファ７ａ、７ｂと、ＡＤ変換回路８ａ、８ｂと、デジタル信号処理回路９とを有する。発光素子４は、変調光としての例えば赤外光を発光するＬＤ（Laser Diode）やＬＥＤ（Light Emitting Diode）である。受光素子６は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）やＣＣＤ（Charge Coupled Device）のプロセスを用いたイメージセンサである。
　光飛行型測距装置１では、発光素子４から発光される変調光に同期し、受光素子６の露光を制御する必要があるので、同一の信号源２により駆動回路３と制御回路５とを駆動する。信号源２は、発光素子４と受光素子６との同期を確立する信号を出力する。信号源２から出力される信号は、発光素子４を駆動する矩形パルス（通常数～数１０ＭＨｚ）であっても良いし、同期パルスのみであっても良い。
　受光素子６は、図２７に示すように、ＰＤ（Photodiode）１１と、２個の変調スイッチ１２ａ、１２ｂと、２個の蓄積容量１３ａ、１３ｂとを有する。２個の変調スイッチ１２ａ、１２ｂは、例えばＭＯＳトランジスタやトランスファゲート等のＭＯＳ型のデバイス、ＣＣＤ構造のデバイス等である。２個の蓄積容量１３ａ、１３ｂは、例えばＭＯＳ、ＣＣＤ、ＭＩＭ（Metal Insulator Metal）等の容量素子、配線、ＰＮ接合の寄生容量等である。
　受光素子６は、変調スイッチ１２ａ、１２ｂを制御信号ＴＧ１、ＴＧ２で駆動し、受光した入射光により発生する光電子を蓄積容量１３ａ、１３ｂに振り分ける。制御信号ＴＧ１、ＴＧ２は変調光に同期した信号であるので、自装置から対象物までの距離に応じて蓄積容量１３ａ、１３ｂに振り分けられる光電子の電荷量が変化する。デジタル信号処理回路９は、蓄積容量１３ａ、１３ｂに振り分けられる光電子の電荷量を演算し、自装置から対象物までの距離を計算する（測距する）。図２７では、２個の蓄積容量１３ａ、１３ｂを例示したが、３個以上の蓄積容量を設けても良い。
　受光素子６を４つの異なるタイミングで駆動した場合のシーケンスを図２８に示す。発光素子４から発光される変調光の波形（発光波形１１０）は、制御信号ＴＧ１、ＴＧ２と同期した矩形波で変調している。図２８では矩形波で変調した場合を例示しているが、正弦波、三角波又は擬似ランダムシーケンス等の波形で変調しても良い。変調光が対象物で反射した反射光の波形（反射波形１２０）は、発光波形１１０に対して時間差を有するので、発光波形１１０に対して位相差φだけ遅れた波形となる。一方、制御信号ＴＧ１、ＴＧ２は９０度ずつ位相が異なる矩形波で駆動される。デジタル信号処理回路９は、制御信号ＴＧ１－１、ＴＧ２－１（駆動波形１１１、１２１）で駆動するシーケンスを数千～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ１、Ｑ２の情報（電荷電圧変換された電圧値）を取得する。その後、デジタル信号処理回路９は、制御信号ＴＧ１－２、ＴＧ２－２（駆動波形１１２、１２２）で駆動するシーケンスを同様に数千～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ３、Ｑ４の情報を取得する。そして、デジタル信号処理回路９は、取得したＱ１～Ｑ４から離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete FourierTransform）を用いて位相差θを以下の演算式（１）により計算する。
　θ＝ｔａｎ-1［（Ｑ１－Ｑ３）／（Ｑ２－Ｑ４）］…（１）
　演算式（１）は上記４つのサンプリングに基づく位相差の演算式であるが、一般のＮ位相についても以下の演算式（２）から計算が可能である。
　θ＝ｔａｎ-1［（ΣＱｋ＊ｓｉｎ（２π／Ｎ＊ｋ））／（ΣＱｋ＊ｃｏｓ（２π／Ｎ＊ｋ））］…（２）
　ここで、反射波形１２０が理想的な正弦波であれば、θはφと等しいが、高調波成分を含む場合には、θはφに対して誤差を持つ（例えば理想的な矩形波、４位相の場合であれば±４度）。一方、駆動回路３の実現の容易性や変調コントラストの観点から正弦波で変調することよりも、矩形波で変調することの方が好まれる。そのため、上記した誤差については、理想的な矩形波と正弦波の誤差、又は実際に測定したデータ等から補正する方法が先行技術として開示されている。
　理想的な矩形波と正弦波の誤差を用いて補正する方法について説明する。図２９（ａ）は、この場合のθとφの関係を位相誤差２０１として示す。この関係は解析的に求めることができ、例えば理想的な矩形波に対しては±４度程度の誤差を持つことが知られている。仮に発光波形１１０が矩形波に近いときは、この方法で十分な補正が得られるが、反射波形１２０が理想的な矩形波に対して誤差を持つときは、十分な補正ができない可能性がある。図２９（ｂ）に、理想的な波形２００に対して実際の波形２１０が有限の立ち上がり及び立ち下がりを持つ場合を示す。この場合、θとφの関係は２１１のように理想的な波形２００と異なる値となり、誤差を補正することができない（又は誤差を拡大してしまう）。ここでは、立ち上がり及び立ち下がりの時間が非理想的である場合を示したが、これ以外にも回路の時定数や波形のデューティーといったものも同様に誤差に寄与する。
　このように、光飛行型測距装置１では、発光波形の形状に依存して距離の計算結果に誤差を生じる恐れがある。この対応として、主に以下に示す３つの方法がある。第１の方法は、蓄積容量の個数を増やし、波形を細かくサンプリングする方法である。第２の方法は、発生する誤差をなんらかの手段で計算し、後段の回路で誤差を補正する方法である。第３の方法は、波形の差異による計算値への感度を低減する方法である。以下、これらの３つの方法について説明する。
　最初に第１の方法について説明する。図３０において、受光素子６は、ＰＤ１１と、８個の変調スイッチ１２ａ～１２ｈと、８個の蓄積容量１３ａ～１３ｈとを有する。この構成では、シーケンスは、図３１に示すようになる。制御信号ＴＧ１（駆動波形３０１）～ＴＧ８（駆動波形３０８）により変調スイッチ１２ａ～１２ｈを駆動することで、サンプリングの時間分解能を高めることができる。例えば発光波形３１０が、破線で示す理想的な矩形波に対して実線で示すように応答遅延による差異を持ったとき、反射波形３２０も、同様の応答遅延による差異を持つ。この差異について、図３０に示す構成では、蓄積容量１３ａ～１３ｈの個数が図２７に示した構成よりも多いので、サンプル値に図示したように時間軸上より細かい情報を取得することができる。このため、理想的な矩形波のサンプル値３３０に対して応答遅延を持ったサンプル値３４０を取得することができる。発光波形３１０と制御信号ＴＧ１～ＴＧ８の動作は同期しているので、上記したサンプリングの動作は先述した数千～数十万回程度の周期を繰り返す動作と矛盾しない。
　しかしながら、この技術を用いるためには、時間分解能に応じた個数の蓄積容量を配置する必要がある。蓄積容量の大きさは蓄積可能な電荷と比例関係にあるので、同じ面積に多くの蓄積容量を配置するほど、１つの蓄積容量当りの蓄積可能な電荷量が減ってしまう。その結果、信号経路の飽和が発生し易くなる。このため、露光時間が短くなるように制御しなければならず、ランダムノイズが十分に平均化されないので、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の低下を招く恐れがある。更に、例えば８個の蓄積容量１３ａ～１３ｈを配置する構成では、それぞれの制御信号ＴＧの積分期間が変調周期Ｔｍの１／８といった小さな値になってしまう。このため、制御回路５、受光素子６、及び両者を接続する信号経路に高速な応答が要求される。
　次に、第２の方法について説明する。既知の距離にある対象物を用いて実際に測距を行い、このデータに基づいて補正する技術（特許文献２に開示）について説明する。この技術はある距離においた対象物（ターゲット）で実際に測距を行い、この距離又はゲートを駆動する信号の位相シフトをスイープしてＬＵＴに補正値を書き込むものである。このような手法は、距離や大きさが管理された対象物が必要となるので、ユーザが実際に使用する環境では適用できない。即ち、出荷前の調整やユーザが故障を訴えた場合等にのみ適用可能である。このため、例えば温度といった使用環境の変化や経時劣化等により発光波形が変わってしまった場合に対応することができない恐れがある。
　次に、第３の方法について説明する。上記した手法を改良した技術（特許文献４に開示）について説明する。この技術は取得数Ｎを切り替えることにより、課題の誤差に対する感度を減らすものである。又、取得数Ｎの切り替えが可能であるので、誤差の量を検出することができる。この技術では、取得数Ｎを高次高調波に対して感度が小さく設定（特に奇数）することにより、距離の測定値について反射波形の違いによる誤差を低減することができる。しかしながら、この場合、反射波形の高次高調波による感度を低減してしまっているので、反射波形の変化をモニタすることができない。例えば波形のデューティーは偶数時高調波(特に２次)と高い相関を持ち、波形のなまりは奇数次の高調波(特に３次、５次)と高い相関を持つが、Ｎ＝５やＮ＝７において、計算結果はこれらの高調波に感度を持たない。このため、この技術で波形をモニタするためには、取得数Ｎを切り替えて複数回の測距を行う必要がある。例えば波形のデューティーと波形のなまりの２つの情報を得ようとした場合、デューティー（２次高調波と相関）に感度のあるＮ＝３、波形なまり（奇数次高調波と相関）に感度のあるＮ＝４、これらに感度のないＮ（例えばＮ＝５）の計３回の測定が必要となる。このため、モニタに要する測定時間が長くなる。又、Ｎ＝３、Ｎ＝４での測距結果は高次高調波の影響により誤差を持つ。これらは感度のないＮとの差分から補正することが可能であるが、Ｎに応じて補正テーブルを切り替える必要があり、回路規模の増大を招く恐れがある。
　以上の点を鑑みて、測距を中断することなく発光波形の形状をモニタし得る光飛行型測距装置について、複数の実施形態に基づき以下に説明する。
　（第１の実施形態）
　第１の実施形態では、光飛行型測距装置として、例えば車両に搭載可能な車載用の光飛行型測距装置を採用しており、図１から図７を参照して以下に説明する。この場合、自装置からの距離を計算する対象物は、例えば人、車両、壁等である。光飛行型測距装置２１は、信号源２２と、駆動回路２３と、発光素子２４と、制御回路２５（制御部）と、受光素子２６と、バッファ２７ａ、２７ｂと、ＡＤ変換回路２８ａ、２８ｂと、デジタル信号処理回路２９（信号処理部）とを有する。光飛行型測距装置２１は、上記した光飛行型測距装置１と同様な構成である。
　受光素子２６は、図２に示すように、ＰＤ３１と、２個の変調スイッチ３２ａ、３２ｂと、２個の蓄積容量３３ａ、３３ｂとを有する。受光素子２６は、変調スイッチ３２ａ、３２ｂを制御信号ＴＧ１、ＴＧ２で駆動し、受光した入射光により発生する光電子を蓄積容量３３ａ、３３ｂに振り分ける。受光素子２６は、前述した受光素子６に対して、制御信号ＴＧ１－ｘ、ＴＧ２－ｘのシーケンスが増大しており、この点を除く基本的な構成は上記受光素子６と同等である。
　変調スイッチ３２ａ、３２ｂを４以上の位相を用いて駆動した場合には、図３に示すシーケンスで駆動する。デジタル信号処理回路２９は、制御信号ＴＧ１－１～４（駆動波形４１１～４１４）、制御信号ＴＧ２－１～４（駆動波形４２１～４２４）で駆動するシーケンスを数千～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷の情報を取得する。そして、デジタル信号処理回路９は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を用いて位相差θを上記した演算式（２）を用いて計算する。
　デジタル信号処理回路２９は、シーケンスのそれぞれ変調周期Ｔｍの（１／８）倍の区切り（単位期間）毎に、ＴＧｘ－ｘが「Ｈ（オン）」であるときに「１」を割り当て、ＴＧｘ－ｘが「Ｌ（オフ）」であるときに「０」を割り当て、８×８の単位行列として取り扱う。図４は、同じような考え方を先述した図３１のシーケンスに適用して書き直した図である。図４に示したシーケンスは８×８の単位行列を表すので、階数（クラス）は８（一般的には位相数ｎに対してｎ）である。これに対し、図３に示した８×８の単位行列の階数は５（一般的には位相数ｎに対して（ｎ／２）＋１）である。したがって、図３のシーケンスで得られたサンプリング値をどのように線形演算しても、図４のシーケンスと等価な結果を得ることができない。
　これに対して、本実施形態では、制御回路５は、図５に示すように、駆動波形６１１～６１４、６２１～６２４のシーケンスで受光素子６を駆動する。その結果、図５のシーケンスで得られたサンプリング値を線形演算することで、図４のシーケンスと等価な結果を得ることができる。即ち、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を復元することができる。しかも、都合の良いことに、これらのサンプリングについて、４つ毎に前述した４位相の測距と同じ計算を実施することができ、これらのグループ毎に距離の計算値を取得することができる。
　即ち、前述した参考例では、ＴＧｘ－ｘのデューティーを５０％とし、変調周期Ｔｍの半周期ずつを「Ｈ」、「Ｌ」としていたが、本実施形態では、ＴＧｘ－ｘのデューティーを５０％から変更する。このような階数ｎの行列の作り方は無数に存在するが、図５に示すように、変調周期Ｔｍに対して［（ｎ／２）－１］の期間（ｎが８であれば３の期間）を「Ｈ」とし、［（１／２）ｎ＋１］の期間（ｎが８であれば５の期間）を「Ｌ」とすることで階数ｎの行列の条件を満たすシーケンスを実現することができる。
　図５のシーケンスを適用することで、信号成分を積分する時間が減ってしまうが、これについては位相数を増やすほど緩和することができる。又、後述するように、本実施形態のシーケンスと参考例のシーケンスと切り替えて使用することで、この影響を緩和することもできる。これは、受光素子自体の構成要素を参考例から基本的に変更していないことによる。
　図５は８位相の場合を例示しているが、８以上の位相にも拡張することができる。１２位相の場合には、図６に示すように、駆動波形７１１～７１６、７２１～７２６のシーケンスで駆動する。又、１６位相の場合には、図７に示すように、駆動波形８１１～８１８、８２１～８２８のシーケンスで駆動する。更に、これらよりも多い位相や、その間の位相についても、本開示を適用することができる。
　以上に説明したように第１の実施形態によれば、次に示す作用効果を得ることができる。光飛行型測距装置２１において、位相数ｎの行列を持つシーケンスにより受光素子２６を駆動し、位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいてサンプリングされた値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を検出するようにした。これにより、位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいてサンプリングされた値を線形演算することで、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を復元することができ、発光波形の形状が正常であるか否かを判定することができる。又、デューティー、立ち上がり時間といった誤差に影響を与える値を検出することができる。そして、その判定した結果を用いることで、自装置から対象物までの距離の計算結果を補正したり、アラームを出力して故障の可能性をユーザに通知したりすることができる。
　（第２の実施形態）
　次に、本開示の第２の実施形態について図８から図１９を参照して説明する。第１の実施形態は、シングルエンドの構成であるが、第２の実施形態は、差動出力の構成である。光飛行型測距装置４１は、信号源４２と、駆動回路４３と、発光素子４４と、制御回路４５（制御部）と、受光素子４６と、ＣＭ（コモンモード）成分除去回路４７（コモンモード除去部）と、バッファ４８ａ、４８ｂと、差分検出回路４９と、ＡＤ変換回路５０と、デジタル信号処理回路５１（信号処理部）とを有する。受光素子４６は、第１の実施形態で説明した受光素子２６と同等の構成である。即ち、受光素子４６は、ＰＤ３１と、２個の変調スイッチ３２ａ、３２ｂと、２個の蓄積容量３３ａ、３３ｂとを有し、変調スイッチ３２ａ、３２ｂを制御信号ＴＧ１、ＴＧ２で駆動し、受光した入射光により発生する光電子を蓄積容量３３ａ、３３ｂに振り分ける。
　ＣＭ成分除去回路４７は、発光している変調光に対して無視できない程度のレベルの背景光が存在する場合に、このような画素の構成を用いることで飽和を回避するためのものである。ＣＭ成分を除去する方法としては、様々な技術が開示されている。例えば米国６９１９５４９Ｂ２号公報、独逸１０２００５０５６７７４Ａ１号公報、欧州１６２２２００Ａ１号公報等に開示されている。何れの場合も共通するのは、差分のみを保持し、同相成分を減ずる動作をする構造を受光素子の内部に搭載する構成を用いていることである。差分検出回路４９は、バッファ４８ａ、４８ｂから入力した信号の差分を検出し、その差分に応じた信号をＡＤ変換回路５０に出力する。ＡＤ変換回路５０は、差分検出回路４９から入力した信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してデジタル信号処理回路５１に出力する。バッファ４８ａ、４８ｂは、その簡素さから例えばソースフォロア回路で実現されることが多い。差分検出回路４９は、差動のアンプが用いられるが、バッファ４８ａ、４８ｂにＡＤ変換回路５０が直接接続される構成であっても良い。
　このような差動出力の構成では、受光素子４６が受光する入射光のうち背景光の成分（ＤＣ成分）を除去して出力する。しかしながら、発光素子４４から発光されている変調光について、ＤＣ成分は距離の計算に特に寄与するものではないので、モニタすることができなくとも、本開示が解決しようとする課題に対して矛盾を生じない。更に言えば、背景光を除去するので、周囲の環境によらず本開示の目的とする反射光の波形のモニタ動作が可能となる。即ち、差動出力の構成は本開示を適用する上で好適である。
　図９は、差動出力の構成を４位相で駆動するシーケンスを示す。この場合は、制御信号ＴＧ１、ＴＧ２の組み合わせ、例えば制御信号ＴＧ１－１（駆動波形９１１）、ＴＧ２－１（駆動波形９１２）を数千回から数十万回繰り返して一つのデジタル値Ｄ１（９０１）を取得する。同様にして、デジタル値Ｄ２（９０２）、Ｄ３（９０３）、Ｄ４（９０４）を取得する。この場合、デジタル値Ｄ１～Ｄ４はＤＣ成分を除去した値として出力される。それぞれについて、これ以降の行列解析を行う都合から、ＴＧ１が「Ｈ」であり且つＴＧ２が「Ｌ」であるときに「１」を割り当て、ＴＧ１が「Ｌ」であり且つＴＧ２が「Ｈ」であるときに「－１」を割り当てて記述する。即ち、Ｄｘの波形について値が「１」であるか「－１」であるかにより、ＴＧ１、ＴＧ２の状態が一意に決定される。尚、このようにＤｘが２つの蓄積容量３３ａ、３３ｂの差分を示す信号であるので、ＡＤ変換回路５０は、先述した演算式（１）の分子又は分母に相当する演算が実施された信号を出力する。このため、例えばＤ１とＤ２といった２つのサンプル値のみを使用しても、シングルエンドの構成の４位相による測距と同等の動作が可能である。但し、実際には変調スイッチ３２ａ、３２ｂのペアの間や蓄積容量３３ａ、３３ｂのペアの間にミスマッチがあるので、２つのサンプル値のみを使用した場合については、このミスマッチに起因する誤差を受けることになる。これについて、デジタル値Ｄ１～Ｄ４を用いて先述した演算式（１）と同様の演算を行うことでミスマッチを補正する技術が米国７４６２８０８Ｂ２号公報に開示されている。本開示は、このような構成に対しても適用可能である。
　図１０は、第１の実施形態で説明した図５と同様に位相数ｎが８である場合を示している。この場合も、階数が８となる行列は無数に存在するが、ここでは、変調周期Ｔｍに対して［（ｎ／２）－１］の期間を「１」とし、［（１／２）ｎ＋１］の期間を「－１」とすることで階数ｎの行列の条件を満たすシーケンスを実現することができる。この場合も、２サンプル毎、又は４サンプル毎に距離の計算が可能である。特に４サンプル毎に計算を実施した場合は、先述のミスマッチの影響を低減することができる。
　図１０のシーケンスでは、各シーケンスにおいて「＋１」と「－１」の数がバランスしていない（異なっている）ので、ＡＤ変換回路５０が、１／８程度の背景光や信号源４２のＤＣ成分を出力してしまう。距離演算については、４サンプルを使用して計算した場合は、２つのＤｘのペア同士の引き算（図１０の例では例えばＤ１－Ｄ４）でキャンセルされる。しかしながら、線形演算で図４に示したシーケンスと同等の出力を復元する場合には、この背景光やＤＣ成分が誤差となる。図１１は、この影響をＡＤ変換回路５０の後段で低減するための回路の構成例を示す。図１１の構成では、平均値演算回路６１ａ、６１ｂは、それぞれ４つのサンプル値（Ｄ１、Ｄ３、Ｄ５、Ｄ７の組、Ｄ２、Ｄ４、Ｄ６、Ｄ８の組）の平均値を計算する。減算回路６２ａ、６２ｂは、それぞれのサンプル値から平均値を減算し、その減算した値を距離計算回路６３ａ、６３ｂ及び波形復元回路６４に出力する。このようにしてサンプル値から平均値を減算することで、先述した誤差を回避することができる。
　このような差動出力の構成についても、８以上の位相にも拡張することができる。１２位相の場合には、図１２に示すように、駆動波形１１０１～１１１２のシーケンスで駆動する。１６位相の場合には、図１３に示すように駆動波形１２０１～１２１６のシーケンスで駆動する。更に、これらよりも多い位相や、その間の位相についても、本開示を適用することができる。
　但し、これら場合について、仮に先述した図１１に示したような誤差を補正する回路を追加したとしても、依然として、受光素子４６からＡＤ変換回路５０までの一連の信号の経路が、変調光に加えて、背景光の２／ｎ（図１０では１／４、図１２では１／６、図１３では１／８）程度の信号を扱わなければならない。この点に関し、背景光が強くない環境では特に問題とならないが、背景光が非常に強い環境では、信号経路が飽和してしまい、図１１に示したような誤差を補正する回路を設けても正しい結果を得られない可能性がある。この問題を低減する構成として、以下に示す構成がある。
　即ち、信号経路の飽和の問題を防ぐ手段として、図１４のような動作を新たに追加して、「１」、「－１」に加えて第３の状態を定義する。図１４では、変調スイッチ３２ａ、３２ｂが同時に閉じる、即ち、ＴＧ１とＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間を設けて第３の状態を実現している。このＴＧ１とＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間においてＰＤ３１に発生した電荷はＱａとＱｂに分かれて蓄積容量３３ａ、３３ｂに蓄積される。先述したミスマッチを考慮しなければ、ＱａとＱｂは等しい値となる。このため、この成分はＣＭ成分除去回路４７及び差分検出回路４９でキャンセルされ、その結果、ＡＤ変換回路５０は「０」を出力する。これ以降、この状態を「０」と表記する。仮に先述したミスマッチがあった場合でも、米国７４６２８０８Ｂ２号公報に記載されているのと同様に、反転したＴＧで露光したＤｘと引き算を行うことで、この影響を回避することができる。
　このように新たに定義した「０」の状態を用いることで、背景光の影響を低減したシーケンスとすることができる。図１５に示すシーケンスでは、変調周期Ｔｍに対して［（ｎ／２）－１］の期間を「１」とし、２の期間を「０」とし、［（１／２）ｎ－１］の期間を「－１」とするｎ－４回のシーケンスと、［（ｎ／２）－１］の期間を「１」とし、１の期間を「０」とし、（１／２）ｎの期間を「－１」とする４回のシーケンスとからなる。このようにシーケンスを変形することで、最後の４サイクル以外は背景光をＣＭ成分除去回路４７にて大幅に除去することができる。したがって、背景光が非常に強い環境であっても、最後の１回の測距及び波形のモニタ情報以外は飽和の影響を受けることなく距離の計算が可能である。又、最後の１回の距離を計算する際に影響する背景光の成分についても、図１０の場合に対して半分に影響が低減されている。
　この場合も、８以上の位相にも拡張することができる。１２位相の場合には、図１６に示すように、駆動波形１４０１～１４１２のシーケンスで駆動する。１６位相の場合には、図１７に示すように駆動波形１５０１～１５１６のシーケンスで駆動する。更に、これらよりも多い位相や、その間の位相についても、本開示を適用することができる。又、ＡＤ変換回路５０が「０」を出力する構成を、図１４とは別の構成としても良い。即ち、図１４ではＴＧ、ＴＧ２が同時に閉じることでＡＤ変換回路５０が「０」を出力する構成を実現していたが、図１８に示すように、変調スイッチ３２ａ、３２ｂとは別の第３のスイッチ３２ｃ（別のスイッチ）を設け、使用しない電荷を固定電位（例えばＶＤＤ）に破棄する構成としても良い。又、図１５では階数ｎの行列を得るのに、後半の４個のシーケンスについて、「０」を１つだけ設けた構成としたが、この後半の４個のシーケンスに対して図１０と同様のものを適用することができる。即ち、図１９に示すシーケンスとしても良い。又、この場合も、８以上の位相にも拡張することができ、１２位相や１６位相にも拡張することができる。更に、これらよりも多い位相や、その間の位相についても、本開示を適用することができる。
　以上に説明したように第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同等の作用効果を得ることができる。又、差動出力の構成とし、信号経路の飽和の問題を防ぐ構成を追加することで、背景光の影響を除去することができる。
　（第３の実施形態）
　次に、本開示の第３の実施形態について説明する。第１及び第２の実施形態は、位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づくシーケンスを適用する構成であるが、第３の実施形態は、等価的に実現するシーケンスを、変調周期Ｔｍに対して１／ｎ間隔でのサンプリングではなく、微分（差分）値とすることで、階数ｎ－１の行列を適用する構成である。
　図２０に８位相の場合の微分値を取得するシーケンスを示す。「－１」と「１」とを隣り合わせて配置したシーケンスを変調周期Ｔｍに対して（１／８）×３６０度（一般的に（１／ｎ）×３６０度）ずらして配置することで、微分値のサンプリングを実現する。反射波形３２０に対して理想矩形波の場合のサンプリング値を波形１７３０として、波形が遅延を持つ場合のサンプリング値を波形１７４０として示す。反射波の波形を反映して異なるサンプリングの値を取得することができ、波形をモニタすることができる。このとき、取得しているのが微分値であるので、ＤＣ成分を取得することができないが、先述したように差動出力の構成ではＤＣ成分を取得できなくとも実用上問題になることは少ない。
　このシーケンスについて、第１及び第２の実施形態と同様の考え方を適用して、ｎ×ｎ行列の階数を求めると、階数ｎ－１となる。即ち、適用するシーケンスの階数が第１及び第２の実施形態よりも「１」少ない状態であっても、図２０のシーケンスで得られる値を線形演算から求めることができる。
　階数ｎ－１の行列に基づくシーケンスは無数に考えられるが、８位相の場合における一例を図２１に示す。このシーケンスは［（ｎ／２）－１］の期間の「１」、２の期間の「０」、［（ｎ／２）－１］の期間の「－１」を１周期とするシーケンスを１／ｎ位相ずつずらしたｎ組のシーケンスから構成される。「０」については、先述した図１４や図１８の構成が考えられる。この場合、各シーケンスの「１」と「－１」が完全にバランスしているので、ＣＭ成分除去回路４７により背景光の成分はほぼ完全にキャンセルされ、後段の回路に入力されることはなくなる。よって、第２の実施形態で説明した飽和の問題を回避することができる。又、この場合も、２サンプル毎、又は４サンプル毎に距離の計算が可能であり、更に、８以上の位相にも拡張することができる。
　以上に説明したように第３の実施形態によれば、光飛行型測距装置４１において、位相数ｎの行列を持つシーケンスにより受光素子４６を駆動し、位相数ｎに対して階数ｎ－１の行列に基づいてサンプリングされた値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた微分波形と等価な波形を検出するようにした。これにより、位相数ｎに対して階数ｎ－１の行列に基づいてサンプリングされた値を線形演算することで、第１及び第２の実施形態と同様に、１／ｎステップでサンプリングされた微分波形と等価な波形を復元することができ、発光波形の形状が正常であるか否かを判定することができる。
　これまで述べてきた第１から第３の実施形態について、実際の測距中にモニタ動作を実現する場合の制御ついて図２３及び図２４を参照して説明する。
　光飛行型測距装置１は、最初に通常のシーケンス（例えば図９に示す）で１～数回の測距を行う（フレーム群１）（Ｓ１）。光飛行型測距装置１は、測距を行った結果により、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在するか否かを判定する（Ｓ２）。光飛行型測距装置１は、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在しないと判定すると（Ｓ２：ＮＯ）、モニタ動作を終了する。
　一方、光飛行型測距装置１は、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在すると判定すると（Ｓ２：ＹＥＳ）、通常のシーケンスから本開示のシーケンスに切り替え、本開示のシーケンスで１～数回の測距を行う（フレーム群２）（Ｓ３）。ここでも、光飛行型測距装置１は、測距を行った結果により、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在するか否かを判定する（Ｓ４）。光飛行型測距装置１は、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在しないと判定すると（Ｓ４：ＮＯ）、モニタ動作を終了する。
　一方、光飛行型測距装置１は、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在すると判定すると（Ｓ４：ＹＥＳ）、４つ毎のグループ間で計算値が近い（計算値の差が所定値未満）か否かを判定し、対象物又は自装置が移動しているか否かを判定する（Ｓ５）。光飛行型測距装置１は、４つ毎のグループ間で計算値が近くない、即ち、対象物又は自装置が移動していると判定すると（Ｓ５：ＮＯ）、モニタ動作を終了する。光飛行型測距装置１は、４つ毎のグループ間で計算値が近い、即ち、対象物又は自装置が移動していない（静止している）と判定すると（Ｓ５：ＹＥＳ）、反射波形を抽出し（Ｓ６）、発光波形起因の誤差推定処理に移行する（Ｓ７）。
　このように通常のフレーム（フレーム群１）と本開示の（モニタ用の）フレーム（フレーム群２）とでシーケンスを分けることで、ＳＮＲの低下を回避することができる。但し、位相数ｎが多い場合や反射光の強度が十分に大きい場合等でＳＮＲの低下が特に問題にならない場合については、フレーム群１に本開示のシーケンスを適用する、即ち、最初から本開示のシーケンスで１～数回の測距を行っても良い。尚、光飛行型測距装置１は、抽出した反射波形について誤差の推定を行うが、推定して得られた誤差は先行技術と同様にＬＵＴに格納しておくことで、その誤差を用いて４つ毎のサンプル毎に行う距離の値を補正することができる。
　光飛行型測距装置１は、発光波形起因の誤差推定処理を開始すると、取得した値の微分値の最小値を計算し（Ｓ１１）、値の差が閾値を超えているか否かを判定する（Ｓ１２）。この微分値は第１及び第２の実施形態の場合であれば、隣り合う２つのサンプリング値から得られる値であり、第３の実施形態では計算される値そのものである。光飛行型測距装置１は、値の差が閾値を超えていると判定すると（Ｓ１２：ＹＥＳ）、波形を十分にセトリングできていないと判断し（Ｓ１３）、アラームを出力して故障の可能性をユーザに通知し（Ｓ１４）、発光波形起因の誤差推定処理を終了する。このように故障の可能性をユーザに通知することで、点検や部品の交換を促すことができる。又、この情報を用い、このようなセトリングのエラーに対して駆動回路４３が補正する機構を有している構成では、その結果を当該機構にフィードバックすることにより、反射波形の改善を試みることができる。
　一方、光飛行型測距装置１は、値の差が閾値を超えていないと判定すると（Ｓ１２：ＮＯ）、波形の正の期間の値を合算してデューティーを計算する（Ｓ１５）。この場合、光飛行型測距装置１は、第１及び第２の実施形態では、波形の積分値を直接求めてデューティーを計算し、第３の実施形態では、２回の積分を行ってデューティーを計算する。この場合、入射光のＤＣ成分は検出できないが、必要なのは発光素子４４から発光されている変調光のデューティーであるので、特に問題にはならない。光飛行型測距装置１は、デューティーが所定範囲内であるか否かを判定し（Ｓ１６）、デューティーが所定範囲内でないと判定すると（Ｓ１６：ＮＯ）、デューティーが崩れていると判断する（Ｓ１７）。光飛行型測距装置１は、発光素子４４を駆動する駆動回路４３の補正機能で対応可能な範囲であるか否かを判定し（Ｓ１８）、駆動回路４３の補正機能で対応可能な範囲であると判定すると（Ｓ１８：ＹＥＳ）、発光波形を補正し（Ｓ１９）、波形モニタ動作を行い（Ｓ２０）、先述したステップＳ１１に戻り、ステップＳ１１以降を再度行う。
　一方、光飛行型測距装置１は、駆動回路４３の補正機能で対応可能な範囲でないと判定すると（Ｓ１８：ＮＯ）、この場合も、アラームを出力して故障の可能性をユーザに通知し（Ｓ２１）、発光波形起因の誤差推定処理を終了する。
　光飛行型測距装置１は、このようにしてセトリング、デューティーといった波形の特性を検査し、取得した値が正常と判断できる場合について、高調波と波形なまりを離散フーリエ変換と積分値から計算することができる。即ち、光飛行型測距装置１は、デューティーが所定範囲内であると判定すると（Ｓ１６：ＹＥＳ）、発光波形は正常であると判断し（Ｓ２２）、離散フーリエ変換を行って高調波成分を計算し（Ｓ２３）、波形なまり起因の誤差成分を積分値から計算する（Ｓ２４）。
　光飛行型測距装置１は、高調波成分となまりから補正係数を決定し（Ｓ２５）、先行技術と同様にＬＵＴの補正値を更新し、発光波形起因の誤差推定処理を終了する。これにより、光飛行型測距装置１は、発光波形の変化に起因する測定距離の誤差を低減することができる。尚、発光波形を補正する技術については、例えば特開２０１２－２０９３８０号公報に記載があり、本開示と当該技術とを矛盾なく組み合わせて使用することができる。
　本開示は、上記した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のように変形又は拡張することができる。
　車両以外の用途に適用しても良い。

 

Claims (24)

  1. 　繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（２４、４４）と、
    　変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量（３３ａ、３３ｂ）に振り分けて蓄積する受光素子（２６、４６）と、
    　前記受光素子を駆動する制御部（２５、４５）と、
    　前記受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する信号処理部（２９、５１）と、を備え、
    　前記制御部は、位相数ｎ（ｎは自然数）の行列を持つシーケンスにより前記受光素子を駆動し、
    　前記信号処理部は、位相数ｎに対して階数ｎの行列に基づいて前記受光素子によりサンプリングされた値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた波形と等価な波形を検出する光飛行型測距装置。
  2. 　請求項１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子（２６）は、それぞれ２個ずつの変調スイッチ（３２ａ、３２ｂ）及び前記蓄積容量を有し、
    　前記制御部（２５）は、ｎ個の種類のパルスを用い、変調周期の半周期分ずれたパルス同士のペア毎に前記変調スイッチを駆動することで、前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  3. 　請求項２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、（ｎ／２）－１区間の単位期間をＨとし、（ｎ／２）＋１区間の単位期間をＬとするように前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  4. 　請求項２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、（ｎ／２）－１区間の単位期間をＬとし、（ｎ／２）＋１区間の単位期間をＨとするように前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  5. 　請求項２から４の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、位相数ｎを４の倍数とし、
    　前記信号処理部は、前記受光素子によりサンプリングされた４個ずつの値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置。
  6. 　請求項１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子（４６）は、それぞれ２個ずつの変調スイッチ（３２ａ、３２ｂ）及び前記蓄積容量を有すると共に、差動出力の構成であり、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ第２の変調スイッチの制御信号がオフの単位期間を１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンの単位期間を－１とする光飛行型測距装置。
  7. 　請求項６に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、（ｎ／２）－１区間の単位期間を１とし、（ｎ／２）＋１区間の単位期間を－１とするように前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  8. 　請求項６又は７に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、位相数ｎを４の倍数とし、
    　前記信号処理部は、前記受光素子によりサンプリングされた４個ずつの値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置。
  9. 　請求項６から８の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　コモンモード成分を除去するコモンモード成分除去部（４７）を備えた光飛行型測距装置。
  10. 　請求項１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子（４６）は、それぞれ２個ずつの変調スイッチ（３２ａ、３２ｂ）及び前記蓄積容量を有すると共に、差動出力の構成であり、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ第２の変調スイッチの制御信号がオフの単位期間を１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンの単位期間を－１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンの単位期間を０とする光飛行型測距装置。
  11. 　請求項１に記載した光飛行型測距装置（４１）において、
    　前記受光素子（４６）は、それぞれ２個ずつの変調スイッチ（３２ａ、３２ｂ）及び前記蓄積容量と、前記変調スイッチとは別のスイッチ（３２ｃ）とを有すると共に、差動出力の構成であり、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ第２の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記別のスイッチの制御信号がオフの単位期間を１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンで且つ前記別のスイッチの制御信号がオフの単位期間を－１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記別のスイッチの制御信号がオンの単位期間を０とする光飛行型測距装置。
  12. 　請求項１０又は１１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、位相数ｎを４の倍数とし、ｎ－４個のシーケンスを、（ｎ／２）－１区間の単位期間を１とし、２区間の単位期間を０とし、（ｎ／２）－１区間の単位期間を－１とし、残りの４個のシーケンスを、（ｎ／２）－１区間の単位期間を１とし、１区間の単位期間を０とし、（ｎ／２）の単位期間を－１とするように前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  13. 　請求項１０又は１１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、位相数ｎを４の倍数とし、ｎ－４個のシーケンスを、（ｎ／２）－１区間の単位期間を１とし、２区間の単位期間を０とし、（ｎ／２）－１区間の単位期間を－１とし、残りの４個のシーケンスを、（ｎ／２）－１区間の単位期間を１とし、（ｎ／２）＋１区間の単位期間を－１とするように前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  14. 　請求項１０から１３の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　コモンモード成分を除去するコモンモード成分除去部（４７）を備えた光飛行型測距装置。
  15. 　請求項１から１４の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在する場合に、位相数ｎの階数の行列に基づくシーケンスにより前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  16. 　繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（４４）と、
    　変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量（３３ａ、３３ｂ）に振り分けて蓄積する受光素子（４６）と、
    　前記受光素子を駆動する制御部（４５）と、
    　前記受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する信号処理部（５１）と、を備え、
    　前記制御部は、位相数ｎ（ｎは自然数）の行列を持つシーケンスにより前記受光素子を駆動し、
    　前記信号処理部は、位相数ｎに対して階数ｎ－１の行列に基づいて前記受光素子によりサンプリングされた値を線形演算し、１／ｎステップでサンプリングされた微分波形と等価な波形を検出する光飛行型測距装置。
  17. 　請求項１６に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子は、それぞれ２個ずつの変調スイッチ（３２ａ、３２ｂ）及び前記蓄積容量を有すると共に、差動出力の構成であり、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ第２の変調スイッチの制御信号がオフの単位期間を１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンの単位期間を－１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンの単位期間を０とする光飛行型測距装置。
  18. 　請求項１６に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記受光素子は、それぞれ２個ずつの変調スイッチ（３２ａ、３２ｂ）及び前記蓄積容量と前記変調スイッチとは別のスイッチ（３２ｃ）とを有すると共に、差動出力の構成であり、
    　前記制御部は、変調周期を位相数ｎで除算した期間を単位期間とし、変調周期に対して単位期間ずつずらしたｎ個のシーケンスを用い、第１の変調スイッチの制御信号がオンで且つ第２の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記別のスイッチの制御信号がオフの単位期間を１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオンで且つ前記別のスイッチの制御信号がオフの単位期間を－１とし、前記第１の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記第２の変調スイッチの制御信号がオフで且つ前記別のスイッチの制御信号がオンの単位期間を０とする光飛行型測距装置。
  19. 　請求項１６から１８の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、位相数ｎを４の倍数とし、
    　前記信号処理部は、前記受光素子によりサンプリングされた４個ずつの値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する光飛行型測距装置。
  20. 　請求項１６から１９の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　コモンモード成分を除去するコモンモード成分除去部（４７）を備えた光飛行型測距装置。
  21. 　請求項１６から２０の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、反射光の振幅が所定値以上の画素が存在する場合に、位相数ｎ－１の階数の行列を持つシーケンスにより前記受光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  22. 　請求項１から２１の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、反射光の波形をモニタした結果に応じて、発光素子から発光される変調光の波形を補正する光飛行型測距装置。
  23. 　請求項２２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、発光素子から発光される変調光の波形を補正不可能である場合に、アラームを出力する光飛行型測距装置。
  24. 　請求項２２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記制御部は、発光素子から発光される変調光の波形を補正した後の反射光の波形が正常でない場合に、アラームを出力する光飛行型測距装置。

     
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