WO2015186650A1 - 高計数率用パルス型放射線検出器 - Google Patents

高計数率用パルス型放射線検出器 Download PDF

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charge
shaping
wave height
amount
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Inventor
横井　一磨
崇章 石津
知之 清野
Original Assignee
株式会社日立製作所
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01T—MEASUREMENT OF NUCLEAR OR X-RADIATION
    • G01T1/00—Measuring X-radiation, gamma radiation, corpuscular radiation, or cosmic radiation
    • G01T1/16—Measuring radiation intensity
    • G01T1/17—Circuit arrangements not adapted to a particular type of detector
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01T—MEASUREMENT OF NUCLEAR OR X-RADIATION
    • G01T1/00—Measuring X-radiation, gamma radiation, corpuscular radiation, or cosmic radiation
    • G01T1/16—Measuring radiation intensity
    • G01T1/24—Measuring radiation intensity with semiconductor detectors

Definitions

  • the present invention relates to a radiation detector, and more particularly to an apparatus for obtaining radiation energy and count information under a high count rate condition.
  • Patent Document 1 As a correction for digital baseline fluctuations for integrated circuits, there is one that stores the wave height and time difference information of past events and uses them for calculation of correction values (Patent Document 1).
  • CT Computed Tomography
  • Important energy performance indicators for pulse-type radiation detectors include energy resolution and count rate characteristics.
  • the count rate characteristic is a comprehensive meaning index indicating the degree of various performance changes (mainly deterioration) in response to an increase in the count rate.
  • Speaking of the count rate characteristic first, the sensitivity is lowered at a high count rate, and the sensitivity is lowered by causing a count loss by the next pulse entering during the dead time generated after measurement of a certain pulse.
  • the energy resolution is generally the best at low count rates.
  • the baseline resolution (pile-up, undershoot, etc.) of the shaping amplifier due to the previous event remains, and the energy resolution deteriorates.
  • charge accumulation in the charge amplifier can proceed under high count rate conditions, but undershoot that appears in the shaping amplifier also accumulates at this time, so the effective trigger level shifts to the high energy side and low energy It can cause event loss.
  • An object of the present invention is to solve the above-described problems and to provide a radiation detector capable of maintaining sensitivity and energy resolution at a high count rate with a simple circuit configuration.
  • a radiation detector includes a radiation detection element that outputs a charge according to an amount of energy given by radiation, a charge amplifier that outputs a voltage signal according to the amount of charge input from the radiation detection element, and the charge detector
  • a shaping amplifier for shaping the increment of the output signal of the amplifier into a short-time pulse, a wave height detection unit for obtaining a shaping amplifier wave height and trigger timing by trigger processing, a holding unit for holding an arbitrary detection system state quantity estimated value, Using the trigger timing and the shaping amplifier wave height obtained by the wave height detection unit and the current detection system state quantity estimated value, an arithmetic unit for updating the detection system state quantity estimated value, and using the detection system state quantity estimated value And a wave height correction unit for performing trigger level adjustment and shaping amplifier wave height correction.
  • the present invention it is possible to provide a radiation detector capable of maintaining sensitivity and energy resolution at a high count rate with a simple circuit configuration.
  • the figure which shows the structure of the pulse shift circuit of a baseline shift tracking type with which the radiation detector by Example 1 of this invention is provided.
  • a radiation detector according to an embodiment of the present invention will be described below.
  • the actual circuit state estimated value is obtained by giving the current circuit state estimated value to the circuit response simulation function using the signal wave height and the time difference from the previous event as the actually measured value obtained at the radiation incident event. Update sequentially.
  • control of shifting the reference voltage level of the pulse height detection unit in real time by following the baseline fluctuation (baseline shift) of the shaping amplifier in real time makes it possible to reduce the effective trigger level associated with the accumulation of undershoot. Prevent fluctuations.
  • FIG. 1 shows the configuration of a baseline shift tracking type pulse measurement circuit provided in the radiation detector according to the present embodiment.
  • the principle of energy detection of the radiation 1 is to collect signal carriers generated when the radiation 1 is incident on the radiation detection element 2 by an electric field applied by the bias voltage power supply 3 and measure the amount thereof.
  • the energy information is particularly important when the radiation 1 is an X-ray or gamma ray in which the total energy of the radiation 1 is easily applied to a narrow volume range.
  • the radiation 1 may be read as X-rays.
  • the radiation detecting element 2 is a semiconductor element or a scintillator and a photoelectric conversion element
  • the signal carrier becomes a charge and is collected in the feedback capacitor of the charge amplifier 4.
  • the charge amplifier 4 outputs a signal voltage proportional to the amount of charge accumulated in the feedback capacitor, and the accumulated charge is exponentially reduced by a discharge time constant ⁇ C determined by the feedback resistor and the feedback capacitor.
  • the output voltage of the charge amplifier 4 is input to the shaping amplifier 5.
  • the shaping amplifier 5 is essentially a band-pass filter, but on the premise that instantaneous input is intermittently applied to the charge amplifier 4, the shaping amplifier 5 is considered to be a differentiating circuit additionally having a function of shaping a waveform smoothly. It's okay.
  • the steep fluctuation of the charge amplifier 4 caused by the incidence of radiation 1 is converted into a short-time pulse having a width several times the time constant ⁇ S of the shaping amplifier 5.
  • the CR-RC configuration including the simplest shaping amplifier differentiation stage 6 (CR) and the shaping amplifier integration stage 7 (RC) is adopted.
  • the differentiation stage (differentiation circuit) 6 and the integration stage (integration circuit) 7 generally have the same time constant ⁇ S , and also in this embodiment, the differentiation stage 6 and the integration stage 7 have the same time constant ⁇ S. It was. Since the time constants ⁇ C and ⁇ S have an error from the design value for each individual, it is important to grasp this accurately. In the case of an integrated circuit, a test function that can measure the time constant may be incorporated.
  • the internal structures of the differentiation stage 6 and the integration stage 7 are shown in FIG. 1 for use in the following description.
  • the output of the integration stage 7 is the output of the shaping amplifier 5, and the output voltage is the wave height detector 8 Is input.
  • the pulse height detection unit 8 includes a trigger detection unit, a peak hold unit, an AD conversion unit (simply may be several stages of comparators), and the like, and transmits pulse height information to a subsequent digital unit. This is a normal component in the art.
  • the reference voltage of the wave height detector 8 is a ground potential (or an offset potential fixed by pre-adjustment).
  • the baseline shift of the shaping amplifier 5 that occurs under the high count rate condition is The trigger level is tracked in substantially real time.
  • the specific operations of the circuit state estimation calculation unit 9 and the reference voltage output unit 10 will be further described.
  • Figure 2 shows a sample charge amplifier waveform at a high count rate.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the amount of charge accumulated in the feedback capacitor of the charge amplifier 4 (CA)
  • the response to each time is a charge amplifier waveform 11.
  • the charge amplifier 4 has a discharge time constant ⁇ C of 2 ⁇ s, a count rate of 5 Mcps (incidence is a random interval according to the Poisson distribution), and a signal charge 10000 as a charge amplifier increment 12 every time a plurality of radiations 1 are incident.
  • the charge amplifier waveform 11 behaves as shown in FIG.
  • the height of the charge amplifier waveform 11 is shown as an accumulated charge amount, but is actually a corresponding voltage determined by the feedback capacitance value of the charge amplifier 4.
  • the output voltage of the charge amplifier 4 has some upper limit value determined by the power supply voltage and the upper limit voltage at which the feedback resistor operates linearly, the feedback capacitor and the charge amplifier 4 do not reach the upper limit at the assumed count rate. It is necessary to select a combination of constants ⁇ C. charge accumulation of the charge amplifier 4 if reduced tau C is suppressed, but the undershoot amount of short increases a problem.
  • FIG. 3 shows a sample of a shaping amplifier waveform at a high count rate.
  • the time constant ⁇ S of the shaping amplifier 5 is 20 ns.
  • the horizontal axis of the graph represents time
  • the vertical axis represents the output of the shaping amplifier 5 (SA)
  • the time response of the shaping amplifier 5 is a shaping amplifier waveform 21.
  • the incident timing of the plurality of radiations 1 is the same as in FIG.
  • the unit of the vertical axis is a value converted into electric charge by regarding the output voltage of the shaping amplifier 5 as it is as the voltage of the charge amplifier 4.
  • the shaping amplifier wave height 22 is about 0.37 times the charge amplifier increment 12, so the initial wave height 23 is about 3700. Although this may be converted to 10,000 electrons, FIG. 3 is represented so that 0.37 times can be understood with the intention of showing an unprocessed waveform as much as possible.
  • each wave height 22 it can be seen that the values after the second wave are greatly deviating from the initial wave height 23.
  • the first is a phenomenon called the pile-up 24, in which the next pulse is superimposed before the immediately preceding pulse increment falls, which causes a positive error.
  • Second, the next pulse is superimposed on the minus fluctuation portion of the shaping amplifier waveform 21 called the undershoot 25.
  • the baseline shift When there is no clear standard, but the baseline shifts constantly, it is called baseline shift. In the first embodiment, attention is paid to the baseline shift caused by the undershoot 25, and the aim is to reduce this influence.
  • Figure 4 shows the spectral effect of baseline shift.
  • the energy spectrum in the field of radiation measurement is a histogram in which the number of radiations is counted for each energy range.
  • the horizontal axis is detected energy (wave height), the vertical axis is count, and the specific bin width is not considered.
  • the upper diagram of FIG. 4 is a spectrum 32 without a baseline shift
  • the lower diagram of FIG. 4 is a spectrum 34 with a baseline shift.
  • the baseline shift 33 becomes a negative value due to an undershoot, and is assumed to have a certain constant value here for simplicity.
  • the baseline shift changes every moment according to the change in the dose, so that the energy resolution is degraded even if the low energy event loss 35 does not occur.
  • This baseline shift can be a major problem in applications such as spectral CT that contain a lot of useful information in high count rates and low energy regions.
  • FIG. 5 shows a baseline correction method by estimating the charge amplifier accumulation amount (charge amount accumulated in the charge amplifier).
  • the upper graph in FIG. 5 is the above-described shaping amplifier waveform 21 and focuses on two consecutive pulse detection events.
  • a detection time difference 43 ( ⁇ t i in the following formula) and an unprocessed wave height 44 (H i ) are obtained as measured values.
  • the detection time difference 43 is a difference between two trigger times, and an error due to the charge collection time and wave height dependency may occur at the trigger time, but it is assumed here to be ideal.
  • the circuit state estimation calculation unit 9 holds the charge amplifier accumulation estimated amount 45 (C i ⁇ 1 H ) immediately after the previous event with respect to the previous event 41.
  • the middle graph of FIG. 5 shows charge amplifier accumulation estimation amounts 45, 47, 45 ′ and their transitions 11 ′.
  • the charge amplifier accumulation estimation amount 47 immediately before the current event is
  • Equation (1) Can be obtained from Equation (1) is the charge amplifier attenuation calculation 46.
  • the end of the pulse is called a tail, where “T” in C i-1 T means tail and “H” in C i-1 H means head.
  • the time shift structure of the base line shift 33 is determined by the time constant ⁇ C of the charge amplifier 4 and the time constant ⁇ S of the shaping amplifier 5. For simplicity, if the charge amplifier accumulation amount is multiplied by ⁇ S / ⁇ C. can get. Therefore, the baseline shift estimation amount 50 (B i ) and the corrected wave height 55 (H i ′, not shown in FIG. 5) of the current event 42 are
  • the charge amplifier accumulation estimated amount 45 ′ (C i H ) immediately after the current event 42 is updated.
  • the corrected wave height 55 (H i ′) is the output of the shaping amplifier 5 and differs from the output of the charge amplifier 4 by a known fixed ratio (typically 0.37 times).
  • the quantity 48 is H i '/0.37,
  • Fig. 6 shows the data flow of the baseline correction method by estimating the charge amplifier accumulation amount.
  • the processing up to the processing indicated by reference numeral 50 has already been described with reference to FIG. 5, but the control of the reference potential 51 used in the hardware for executing each process and the wave height detection unit 8 will be described newly.
  • the reference potential 51 of the pulse height detection unit obtained by the processing of the previous event 41 is set prior to the detection 52 of the current event 42.
  • the initial value of the reference potential 51 may be zero.
  • the event detection 52 is executed by the wave height detection unit 8 as hardware.
  • the reference potential 51 will be described later.
  • the baseline shift estimation 53 of the shaping amplifier is a process that is not shown in FIG. 5 but has already been described with reference to FIG. 5, and is a process that is calculated using equation (2-1).
  • the wave height correction 54 is a process of calculating using the equation (2-2).
  • the corrected wave height 55 is only used for updating the charge amplifier accumulation estimation amount 45, the purpose of the original detector is to provide energy and count information to an external application. Although not shown, specifically, there are cases where data is directly added to the energy spectrum, or list data which is an external output listing detection time, energy, and other information is written. Further, data may be integrated with a plurality of nearby radiation detection elements 2 for the purpose of reducing the data capacity prior to output.
  • the baseline shift estimator 50 is also used for the wave height correction 54. At the same time, as an important application, it can also be used to solve the problem that the effective trigger level changes due to the baseline shift. Since the trigger level is defined with respect to the reference potential 51 (generally, a ground or a fixed offset value during measurement) of the wave height detection unit 8, operating the reference potential 51 simultaneously equalizes the trigger level. Will be operated. Therefore, if the reference potential 51 is changed by the potential difference corresponding to the baseline shift estimation amount 50, it is possible to maintain a trigger level that is effectively unchanged.
  • the reference potential 51 generally, a ground or a fixed offset value during measurement
  • the process of changing the reference potential 56 is realized by the reference voltage output unit 10 as hardware and actually applying an analog potential with a high-speed DA converter or the like. Ideally, it is desirable to finish the reference potential change 56 within the dead time associated with the event detection 52. However, even when the dead time is exceeded, the baseline shift can be promptly returned to zero, and the baseline shift causes a wave height error. Probability can be reduced.
  • the reference voltage output unit 10 has a function of reducing the reference potential 51 without a command from the outside based on the known time constant ⁇ C of the charge amplifier 4. This process assumes that no incident occurs for a long time.
  • Figure 7 shows a sample of a shaping amplifier waveform to which the baseline correction method based on estimation of the charge amplifier accumulation amount is applied.
  • the corrected wave height 55 takes a value close to the initial wave height 23 when a certain event is in the undershoot region of the previous event (when the detection time difference is large), and it can be seen that good correction can be obtained.
  • the baseline shift estimation amount 50 used as the reference potential 51 cannot handle a temporally small structure of about ⁇ S , the pile-up cannot be corrected well (such as the second and fourth events). Further, as can be seen from FIG. 5, the baseline shift estimation amount 50 is fixed at a value immediately before the current event 42, and therefore it is impossible to handle a change in the baseline shift amount after the current event 42. This becomes conspicuous when the time constant ⁇ C of the charge amplifier 4 is small and the undershoot amount changes in a short time.
  • the second embodiment shows a method for solving these problems.
  • the charge amplifier accumulation estimated amount 45 not only the charge amplifier accumulation estimated amount 45 but also an estimated amount for each capacitor (capacitor) which is a storage function entity of the analog circuit is considered.
  • a set of estimated values is expressed as E i H ⁇ ⁇ C i H , D i H , S i H ⁇ (E i T is defined similarly). Basically, the estimated value is updated in the same manner as the processing described with reference to FIGS.
  • S on the left side is used as S i T and S 0 on the right side is used as S i H (the same applies to C and D).
  • FIG. 8 shows a wave height correction method by estimating three circuit state quantities.
  • the graph shown in FIG. 8 is related to the shaping amplifier waveform 21 as in FIG. 5.
  • the shaping amplifier output estimated amount 71 S i ⁇ 1 H
  • the shaping amplifier output estimation amount 72 S i-1 T
  • the first proposal is simply to reduce the estimated amount 72 (S i-1 T ) which is the baseline height immediately before the pulse.
  • the correction wave height 73 obtained in this way is smaller than the correct wave height example 74.
  • the wave height correction method described with reference to FIG. 8 is effective at the time of pile-up superposition that cannot be handled in the first embodiment.
  • This correction method is effective in general (including undershoot) when there is a large variation in the time constant ⁇ S of the shaping amplifier 5. If the time constant ⁇ C of the charge amplifier 4 is shortened, the amount of undershoot increases, but if this can be corrected well, the time constant ⁇ C of the charge amplifier 4 can be easily shortened. Shortening the time constant ⁇ C of the charge amplifier 4 is useful from the viewpoint of preventing saturation of the charge amplifier 4 and can be said to have the effect of expanding the application range of pulse measurement to the high flux side.
  • the estimated value update loop Since errors accumulate when the estimated values are updated sequentially, it is strongly desirable that the estimated value update loop has negative feedback. In the present embodiment, there is no negative feedback, but the charge amplifier error is attenuated by the time constant ⁇ C , so that the charge amplifier 4 can operate stably. Also, reducing ⁇ C leads to stable operation.
  • the reference potential 51 of the pulse height detector 8 does not follow the pile-up of the shaping amplifier waveform 21, and the baseline shift estimation amount determined only by the charge amplifier accumulation estimation amount 47 as in the first embodiment. 50 is used. This is due to concerns about the occurrence of crosstalk noise due to large fluctuations in the reference potential 51 and the inability to secure the tracking speed by DA conversion in the first place.
  • the correction is performed in two stages, that is, the baseline shift estimated amount 50 (B i ) and the empty pulse peak time estimated amount 77 (S i E ).
  • Fig. 9 shows a sample of a shaping amplifier waveform to which the wave height correction method based on three types of circuit state quantities is applied.
  • the correction wave height 78 based on the estimation of the three circuit state quantities always shows a value close to the initial wave height 23, and it can be seen that a remarkable improvement was obtained from the correction method of the first embodiment (FIG. 7).
  • FIG. 10 shows the shift correction amount of the baseline when using the pulse height / time difference information of the latest N pulses (summary of Patent Document 1).
  • An irradiation region 102 is provided after the non-irradiation region 101 of radiation.
  • the base line 104 of the shaping amplifier shifts to the negative side according to the accumulation of the charge amplifier.
  • the shift amount calculation value 106 using the pulse height / detection time difference of the latest N pulses has an error on the smaller side. This is because this method gives a shift amount 107 when N radiation pulses 103 are entered from the start of irradiation.

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Abstract

　放射線（１）により与えられたエネルギー量に応じた電荷を出力する放射線検出素子（２）と，放射線検出素子（２）から入力した電荷量に応じた電圧信号を出力するチャージアンプと（４），チャージアンプ（４）の出力信号の増分を短時間パルスに整形するシェイピングアンプ（５）と，トリガ処理によりシェイピングアンプ波高とトリガタイミングとを得る波高検出部（８）と，任意の検出系状態量推定値を保持する保持部（９）と，波高検出部（８）で得たトリガタイミングおよびシェイピングアンプ波高と現在の検出系状態量推定値とから，検出系状態量推定値を更新する演算部（９）と，検出系状態量推定値を用いて，トリガレベル調整およびシェイピングアンプ波高補正を行う波高補正部（９）とを備える。

Description

高計数率用パルス型放射線検出器
　本発明は，放射線検出器に関し，特に高計数率条件下での放射線エネルギーおよびカウント情報を得る装置に関する。
　高計数率条件下での従来の放射線検出器の構成には，アナログハードウェアとしてベースライン変動抑制を行うポールゼロキャンセル，バイポーラ整形，ベースラインレストアラなどがある。しかし，これらはディスクリート回路技術であり，抵抗値・容量値の微調整を要する点などで，集積回路での適用は難しい。
　集積回路用のデジタルなベースライン変動に対する補正としては，過去数イベントの波高と時刻差情報を保存し，補正値の計算に用いるものがある（特許文献１）。
ＷＯ２０１２／０２９４９６
　Ｃｏｍｐｕｔｅｄ　Ｔｏｍｏｇｒａｐｈｙ（以下「ＣＴ」と称する）の分野においては，従来は電流計測型の検出器が使われていたが，近年はパルス計測型の検出器が使用されつつある。
　パルス型放射線検出器の性能指標で重要なものに，エネルギー分解能と計数率特性がある。計数率特性は，計数率の上昇に応じた各種の性能変化（主に劣化）の度合いを示す総合的な意味の指標である。計数率特性といえば第一に高計数率時での感度低下であり，或るパルスの測定後に発生する不感時間中に次のパルスが入射することで計数ロスを起こすことにより感度が低下する。
　エネルギー分解能も，一般に低計数率時の性能が最良である。計数率が上昇するとそれ以前のイベントによるシェイピングアンプのベースライン変動（パイルアップ，アンダーシュートなど）が残ることで，エネルギー分解能は悪化していく。また，高計数率条件下ではチャージアンプの電荷蓄積が進みうるが，このときシェイピングアンプに表れるアンダーシュートも同様に蓄積していくため，実効的なトリガレベルが高エネルギー側にシフトし，低エネルギーイベントの損失を引き起こすことがありうる。
　医療用ＣＴ装置においては，検出器の位置で１×１０８～１×１０９光子／ｍｍ２／ｓｅｃ程度の高フラックス環境となるため，検出素子の小型化で１検出素子あたりの計数率を下げるとともに，検出素子自体の計数率特性の向上が強く望まれている。またＣＴ装置とＸ線検出器に限らず，計数率特性の向上は，パルス型放射線検出器の応用先を広げるための普遍的な課題である。
　本発明は，上記課題を解決し，簡便な回路構成で，高計数率時で感度およびエネルギー分解能を維持できる放射線検出器を提供することを目的とする。
　本発明による放射線検出器は，放射線により与えられたエネルギー量に応じた電荷を出力する放射線検出素子と，前記放射線検出素子から入力した電荷量に応じた電圧信号を出力するチャージアンプと，前記チャージアンプの出力信号の増分を短時間パルスに整形するシェイピングアンプと，トリガ処理によりシェイピングアンプ波高とトリガタイミングとを得る波高検出部と，任意の検出系状態量推定値を保持する保持部と，前記波高検出部で得た前記トリガタイミングおよび前記シェイピングアンプ波高と現在の前記検出系状態量推定値とから，前記検出系状態量推定値を更新する演算部と，前記検出系状態量推定値を用いて，トリガレベル調整およびシェイピングアンプ波高補正を行う波高補正部とを備える。
　本発明によると，簡便な回路構成で，高計数率時で感度およびエネルギー分解能を維持できる放射線検出器を提供することができる。
本発明の実施例１による放射線検出器が備える，ベースラインシフト追従型のパルス計測回路の構成を示す図。 高計数率時のチャージアンプ波形のサンプルを示す図。 高計数率時のシェイピングアンプ波形のサンプルを示す図。 ベースラインシフトのスペクトル影響を示す図。 チャージアンプ蓄積量の推定によるベースラインの補正方法を示す図。 チャージアンプ蓄積量の推定によるベースラインの補正方法のデータフローを示す図。 チャージアンプ蓄積量の推定によるベースラインの補正方法を適用した，シェイピングアンプ波形のサンプルを示す図。 回路状態量３種推定による波高の補正方法を示す図。 回路状態量３種推定による波高の補正方法を適用した，シェイピングアンプ波形のサンプルを示す図。 直近Ｎパルスの波高・時刻差情報を用いた場合のベースラインのシフト補正量を示す図。
　本発明の実施形態による放射線検出器を以下に説明する。
　本発明の各実施形態では，放射線入射イベントで得る実測値として，信号波高および前回イベントとの時刻差を用い，現在の回路状態推定値を回路応答模擬関数に与えることで，回路状態推定値を逐次的に更新する。
　更に，シェイピングアンプのベースライン変動（ベースラインシフト）に追従して波高検出部の基準電圧レベルをリアルタイムに略等量シフトする制御を行うことで，アンダーシュートの蓄積に伴う実効的なトリガレベルの変動を防止する。
　このような回路状態推定値とそれに基づくトリガレベル基準電圧のリアルタイム制御構成を持つことで，実効トリガレベルがシフトした場合に発生する不可逆な情報喪失を大幅に減じることができる。また，実測パルスのピーク時刻に対応する仮想的なシェイピングアンプシフトを推定することで，実測の未処理波高をより正しい（誤差の小さい）波高に補正することができる。
　これらの効果を，アナログ回路定数値を変更することなく，デジタル演算とアナログ電位出力のみで得ることができ，集積回路の生産時の個体差に対応できることも，本発明の利点である。
　第１の実施例として，チャージアンプに蓄積された電荷（チャージアンプ蓄積電荷）のみの推定を用いたベースラインシフトへの追従方法を示す。本実施例で説明する放射線検出器の多くの構成要素は，後述する第２の実施例と共通である。
　図１に，本実施例による放射線検出器が備える，ベースラインシフト追従型のパルス計測回路の構成を示す。放射線１が放射線検出素子２に入射したときに生成する信号キャリアを，バイアス電圧電源３によって与えた電界により収集し，その量を測定することが放射線１のエネルギー検出の原理である。エネルギー情報が特に重要となるのは，放射線１が，狭い体積範囲に放射線１の全エネルギーが付与されやすいＸ線やガンマ線の場合である。わかりやすさのためには，放射線１をＸ線と読み替えてもよい。放射線検出素子２が半導体素子の場合でもシンチレータと光電変換素子からなる場合でも，信号キャリアは電荷となり，チャージアンプ４の帰還容量に収集される。チャージアンプ４は，帰還容量に蓄積した電荷量に比例した信号電圧を出力し，蓄積した電荷は，帰還抵抗と帰還容量で決まる放電時定数τＣで指数関数的に減じていく。
　チャージアンプ４の出力電圧は，シェイピングアンプ５に入力される。シェイピングアンプ５は，本質的にはバンドパスフィルタであるが，チャージアンプ４に瞬間的な入力が断続的に与えられるという前提では，波形を滑らかに整形する機能を付加的に持つ微分回路と考えてよい。放射線１の入射などで起こるチャージアンプ４の急峻な変動は，シェイピングアンプ５の持つ時定数τＳの数倍程度の幅を持った短時間パルスに変換される。シェイピングアンプ５の内部構造として，本実施例では，最も単純な，シェイピングアンプ微分段６（ＣＲ）とシェイピングアンプ積分段７（ＲＣ）とを備えるＣＲ－ＲＣ構成とする。微分段（微分回路）６と積分段（積分回路）７は，等しい時定数τＳを持つのが一般的であり，本実施例でも微分段６と積分段７は等しい時定数τＳを持つとした。時定数τＣ，τＳは，個体ごとに設計値からの誤差を持つため，これを精度よく把握することが肝要である。集積回路の場合には，時定数を測定できるテスト機能を組み込んでもよい。
　微分段６と積分段７の内部構造は，後の説明に用いるために図１にそれぞれ示したが，積分段７の出力がシェイピングアンプ５の出力であり，その出力電圧は，波高検出部８に入力される。波高検出部８は，図示しないがトリガ検出部，ピークホールド部，ＡＤ変換部（簡易には数段のコンパレータでもよい）などを持ち，後段のデジタル部にパルス波高情報を伝える。これは，当該技術分野における通常の構成要素である。一般的には，波高検出部８の基準電圧は，グランド電位（または事前調整で固定したオフセット電位）である。本実施例では，回路状態推定演算部９から基準電圧出力部１０を通じて波高検出部８の基準電位５１を制御することで，高計数率条件下で発生するシェイピングアンプ５のベースラインシフトに対し，略リアルタイムにトリガレベルを追従させる。回路状態推定演算部９および基準電圧出力部１０の具体的な動作については，更に説明を続ける。
　図２に高計数率時のチャージアンプ波形のサンプルを示す。図２において，横軸は時間を，縦軸はチャージアンプ４（ＣＡ）の帰還容量に蓄積した電荷量を表し，各時間に対する応答をチャージアンプ波形１１とする。
　具体例として，チャージアンプ４の放電時定数τＣが２μｓであり，計数率が５Ｍｃｐｓ（入射はポアソン分布に従うランダム間隔）で，複数の放射線１が入射する度にチャージアンプ増分１２として信号電荷１００００電子（半導体検出器であれば３０～５０ｋｅＶに相当）が得られる場合を考えると，チャージアンプ波形１１は，図２のような挙動を示す。チャージアンプ波形１１の高さは，蓄積電荷量として示しているが，実際にはチャージアンプ４の帰還容量値で決まる対応電圧である。チャージアンプ４の出力電圧は，電源電圧や帰還抵抗が線形に動作する上限電圧などで決まるなんらかの上限値を持つため，想定される計数率で上限に達しないような帰還容量とチャージアンプ４の時定数τＣの組合せを選択することが必要である。τＣを小さくできればチャージアンプ４の電荷蓄積は抑えられるが，短時間のアンダーシュート量が大きくなることが問題点である。
　図３に高計数率時のシェイピングアンプ波形のサンプルを示す。ここではシェイピングアンプ５の時定数τＳを２０ｎｓとした。グラフの横軸は時間を，縦軸はシェイピングアンプ５（ＳＡ）の出力を表し，シェイピングアンプ５の時間応答をシェイピングアンプ波形２１とする。複数の放射線１の入射タイミングは，図２と同一である。縦軸の単位は，シェイピングアンプ５の出力電圧をそのままチャージアンプ４の電圧と考えて電荷に換算したものである。微分時定数＝積分時定数＝τＳという典型的条件下では，シェイピングアンプ波高２２はチャージアンプ増分１２の約０．３７倍になるため，初期波高２３は約３７００となっている。これを１００００電子と換算してもよいが，なるべく未加工の波形を示す意図で，０．３７倍がわかるようにして図３を表した。
　それぞれの波高２２を見ると，２個目以降では，初期波高２３に対し大きく上下に外れた値を取っていることがわかる。外れた値をとる機序には大きく２種類がある。第１は，パイルアップ２４と呼ばれる直前パルス増分が落ちる前に次パルスが重畳する現象であり，プラスの誤差を生む。第２は，アンダーシュート２５と呼ばれるシェイピングアンプ波形２１のマイナス変動部に次パルスが重畳するものである。明確な基準は存在しないが，ベースラインが定常的にずれるような場合を，ベースラインシフトと呼ぶ。実施例１では，アンダーシュート２５によるベースラインシフトに着目し，この影響を減じることを目標とする。
　図４にベースラインシフトのスペクトル影響を示す。放射線計測分野でのエネルギースペクトルとは，エネルギー範囲ごとに放射線数をカウントしたヒストグラムのことである。ここでは概念的な説明として，横軸を検出エネルギー（波高）とし，縦軸をカウントとし，具体的なビン幅などは考えずに示した。
　波高検出部８が或る固定されたトリガレベル３１を持つとき，低エネルギー側へのベースラインシフトの有無を比較する。図４の上図がベースラインシフトなしのスペクトル３２であり，図４の下図がベースラインシフトありのスペクトル３４である。ベースラインシフト３３は，アンダーシュートにより負の値になり，ここでは簡単のため或る一定値を持つとする。
　ベースラインシフトありのスペクトル３４では，見かけ上のエネルギーが下がるため，トリガレベル３１を下回り，低エネルギーイベントの損失３５が起きてしまう。このような損失が発生したイベントについては，測定終了後のいかなる補正も正確なカウント情報を取り戻すことはできない。また，実際にはベースラインシフトは照射量の変化に応じて刻々と変化するため，低エネルギーイベントの損失３５が起こらなくても，エネルギー分解能は劣化する。
　高計数率かつ低エネルギー領域に有用な情報を多く含むスペクトル型ＣＴのようなアプリケーションでは，このベースラインシフトが大きな問題となりうる。
　図５にチャージアンプ蓄積量（チャージアンプに蓄積された電荷量）の推定によるベースラインの補正方法を示す。図５の上段のグラフは，前述のシェイピングアンプ波形２１であり，或る２個の連続したパルス検出イベントについて着目する。前回イベント４１の後で今回イベント４２を迎えるとき，実測値として検出時刻差４３（以下に示す数式でのΔｔｉ）と未処理波高４４（Ｈｉ）を得る。検出時刻差４３は，２個のトリガ時刻の差であり，トリガ時刻には電荷収集時間と波高依存性による誤差などが生じうるが，ここでは理想的であるとする。
　また，回路状態推定演算部９は，前回イベント４１に対して前回イベント直後のチャージアンプ蓄積推定量４５（Ｃｉ－１ Ｈ）を保持しているものとする。図５の中段のグラフは，チャージアンプ蓄積推定量４５，４７，４５’とその推移１１’を示す。ここで実測の検出時刻差４３と既知であるチャージアンプ４の時定数τＣを用いれば，今回イベント直前のチャージアンプ蓄積推定量４７は，
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 から取得可能である。式（１）をチャージアンプ減衰計算４６とする。パルスの終わり際をテイルと呼び，Ｃｉ－１ Ｔの「Ｔ」はｔａｉｌを，Ｃｉ－１ Ｈの「Ｈ」はｈｅａｄを意味している。
　ベースラインシフト３３の時間的に大きな構造は，チャージアンプ４の時定数τＣとシェイピングアンプ５の時定数τＳで決まり，簡易的にはチャージアンプ蓄積量を－τＳ／τＣ倍すれば得られる。従って，今回イベント４２のベースラインシフト推定量５０（Ｂｉ）と補正後波高５５（Ｈｉ’，図５に示さず）は，
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 として得られる。推定値は，パルスごとに時間１点にしか存在しないが，図５の下段のグラフでは，わかりやすさのため，時間全域で連続的にベースラインシフト量５０’を示した。
　更に続いて現れるイベントのため，今回イベント４２の直後のチャージアンプ蓄積推定量４５’（Ｃｉ Ｈ）を更新する。補正後波高５５（Ｈｉ’）は，シェイピングアンプ５の出力であり，チャージアンプ４の出力とは既知の決まった比率（典型的には０．３７倍）で異なるため，チャージアンプの増分推定量４８をＨｉ’／０．３７として，
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 を得る。この処理の繰り返しによってベースラインシフト推定量５０のイベントごとの変化を推定し，追従することが可能となる。式（１）～（３）の演算は，回路状態推定演算部９で行う。上記の式（１）～（３）は逐次式であり，初期値に関する記述が別途必要であるが，初期値としては，単に計測を開始する前のｉｎｄｅｘをｉ＝０として，チャージアンプ推定量Ｃｉ－０ Ｈ＝０を与えればよい。
　図６にチャージアンプ蓄積量の推定によるベースラインの補正方法のデータフローを示す。符号５０で示した処理までの処理は図５を用いて説明済みであるが，各プロセスを実行するハードウェアと波高検出部８で用いる基準電位５１の制御について新たに説明する。
　今回イベント４２の検出５２に先立ち，前回イベント４１の処理で得られる波高検出部の基準電位５１が設定されているとする。基準電位５１の初期値はゼロでよい。イベント検出５２は，ハードウェアとしては波高検出部８が実行する。基準電位５１については後述する。シェイピングアンプのベースラインシフト推定５３は，図５には示していないが図５を用いて説明済のプロセスであり，式（２－１）を用いて計算するプロセスである。波高補正５４も，同様に，式（２－２）を用いて計算するプロセスである。
　補正後波高５５は，チャージアンプ蓄積推定量４５の更新に使うことのみを説明しているが，本来の検出器の目的は，エネルギーとカウント情報を外部アプリケーションへ提供することである。図示しないが，具体的には，直にエネルギースペクトルへ加算する場合や，検出時刻，エネルギー，及びその他情報などを列挙した外部出力であるリストデータを書き出す場合がある。また，出力に先立ちデータ容量を減らす目的で，近傍の複数の放射線検出素子２との間でデータを統合してもよい。
　ベースラインシフト推定量５０は，波高補正５４にも用いるが，同時に重要な用途として，ベースラインシフトによって実効トリガレベルが変化する問題の解決に用いることも可能である。トリガレベルは，波高検出部８の基準電位５１（一般的にはグランドまたは測定中で固定のオフセット値）に対して定義されるため，基準電位５１を操作することは，同時にトリガレベルを等量操作することになる。従って，基準電位５１をベースラインシフト推定量５０に対応する電位差だけ変化させれば，実効的に不変なトリガレベルを維持することが可能である。
　基準電位変更５６のプロセスは，ハードウェアとしては基準電圧出力部１０が実行し，高速ＤＡ変換器などで実際にアナログ電位を与えることで実現する。理想的には，イベント検出５２に伴う不感時間内に基準電位変更５６を終えることが望ましいが，不感時間を超える場合でもベースラインシフトの速やかなゼロ復帰が得られ，ベースラインシフトによって波高誤差が生じる確率を下げることができる。また，基準電圧出力部１０は，既知のチャージアンプ４の時定数τＣのもとに，外部からの指令なしに基準電位５１を減じる機能を持つ。この処理は，長時間入射が起きない場合を想定したものである。
　図７に，チャージアンプ蓄積量の推定によるベースラインの補正方法を適用した，シェイピングアンプ波形のサンプルを示す。補正後波高５５は，或るイベントが前回イベントのアンダーシュート領域にある場合（検出時刻差が大きい場合）には，初期波高２３に近い値をとっており，よい補正が得られることがわかる。
　基準電位５１として用いているベースラインシフト推定量５０は，τＳ程度の時間的に小さな構造は取り扱えないため，パイルアップに関してはうまく補正できていない（２，４個目のイベントなど）。また，ベースラインシフト推定量５０は，図５を見ればわかるように，今回イベント４２の直前の値で固定されているため，今回イベント４２以降のベースラインシフト量の変化についても取り扱えない。これは，チャージアンプ４の時定数τＣが小さく，アンダーシュート量が短時間で変化するときに顕著となる。実施例２では，これらの問題についても解決する方法を示す。
　実施例２は，チャージアンプ蓄積推定量４５だけでなく，アナログ回路の記憶機能実体である容量（キャパシタ）ごとの推定量を考えるものである。具体的には，チャージアンプ蓄積推定量４５に加え，シェイピングアンプ微分段６が持つ容量の両端間の電位差（≡Ｄｉ Ｈ，Ｄｉ Ｔ）とシェイピングアンプ５の全体の出力電位（≡Ｓｉ Ｈ，Ｓｉ Ｔ）を用いる。また，推定値の集合をＥｉ Ｈ≡｛Ｃｉ Ｈ，Ｄｉ Ｈ，Ｓｉ Ｈ｝と表すこととする（Ｅｉ Ｔも同様に定義する）。基本的には，推定値の更新は，図５，図６を用いて説明した処理と同様に行い，検出時刻差４３，未処理波高４４，及び前回パルス直後の推定値Ｅｉ Ｈ（チャージアンプ蓄積推定量４５に相当）を基に，既知の回路応答（チャージアンプ減衰計算４６に相当）からＥｉ Ｔ（チャージアンプ蓄積推定量４７に相当）が得られることを利用する。回路応答については，以下で与える。Ｄについての微分方程式は，
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 であり，これを解くと
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 が得られる。左辺のＤをＤｉ Ｔ，右辺のＤ０をＤｉ Ｈ（Ｃも同様）として用いる。また，Ｓについての微分方程式は，
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 であり，これを解くと，
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 が得られる。左辺のＳをＳｉ Ｔ，右辺のＳ０をＳｉ Ｈ（Ｃ，Ｄも同様）として用いる。
　チャージアンプ４が容量に対する直列抵抗なしで充電されることと対照的に，シェイピングアンプ微分段６の容量（Ｄ）もシェイピングアンプ積分段７の容量（Ｓ）も直列抵抗による時定数τＳを持つため，増分を与える処理（チャージアンプの増分推定量４８に相当）は不要である。従って，パルス直後の推定値は，Ｄｉ Ｈ＝Ｄｉ－１ Ｔ，Ｓｉ Ｈ＝Ｓｉ－１ Ｔとして与えればよい。ただし，これは信号キャリア電荷収集がステップ的短時間に行われるモデルによるものであり，収集が遅い場合には式の調整が必要である。その他にも，τＣ＝τＳでは０÷０が発生するため特別扱いが必要になるなど，このモデルには扱いが面倒な点がある。そこで，実際には，類似の応答を示すテーブルや近似式などでこのモデルを代用してもよい。ここまでは，単純に実施例１から推定値の個数を増やしただけの変更である。以下では，新たな要素を扱う。
　図８に回路状態量３種推定による波高の補正方法を示す。図８に示すグラフは，図５と同じくシェイピングアンプ波形２１に関するものであり，今回イベント４２に先立ち，前回イベント４１について，前回パルス直後のシェイピングアンプ出力推定量７１（Ｓｉ－１ Ｈ）と今回パルス直前のシェイピングアンプ出力推定量７２（Ｓｉ－１ Ｔ）の推定が終わったところを示している。両パルスの入力電荷量は等しいとする。
　今回イベント４２の未処理波高４４の補正量として，単純にはパルス直前のベースライン高さである推定量７２（Ｓｉ－１ Ｔ）を減じることが第１案である。しかし，図８を見ると，このように得た補正波高７３は，正しい波高例７４に対し小さくなっていることがわかる。
　より良い補正案として，前回イベント４１によるシェイピングアンプ波形２１がそのまま延長する場合を考える。具体的には，これを，仮想的にチャージアンプ増分１２をゼロで与えた場合（Ｅｉ Ｈ＝Ｅｉ－１ Ｔ）のパルス応答として得た。これをエンプティパルス応答７５とする。一般に，シェイピングアンプ５の時定数がτＳのとき，ピーキング時間７６は約τＳであるので，τＳ後の応答をエンプティパルスピーク時刻の推定量７７（Ｓｉ Ｅ）とし，未処理波高４４から推定量７７を減じて補正を行うことを第２案とする。この補正による波高値（補正波高）７８は，正しい波高例７４に対し，良い一致を見せていることがわかる。
　このように，図８を用いて説明した波高の補正方法は，実施例１では取り扱えなかったパイルアップ重畳時について有効であることを示した。本補正方法は，シェイピングアンプ５の時定数τＳ内に大きな変動がある場合一般（アンダーシュートを含む）について有効であることを示す。チャージアンプ４の時定数τＣが短くなれば，そのアンダーシュート量は大きくなるが，これをよく補正できるのであれば，チャージアンプ４の時定数τＣを短くしやすい。チャージアンプ４の時定数τＣを短くすることは，チャージアンプ４の飽和防止の観点で有用であり，パルス計測の適用範囲を高フラックス側へ広げる効果を持つと言える。
　推定値を逐次更新すると誤差が蓄積するため，本来は推定値の更新ループが負のフィードバックを持つことが強く望ましい。本実施例の場合では，負のフィードバックを持たないが，チャージアンプ誤差は時定数τＣで減衰していくため，チャージアンプ４は安定に動作しうる。また，τＣを小さくすることは動作の安定にもつながる。
　実施例２においても，波高検出部８の基準電位５１をシェイピングアンプ波形２１のパイルアップに対して追従させず，実施例１と同様に，チャージアンプ蓄積推定量４７だけで決まるベースラインシフト推定量５０を用いることとする。これは，基準電位５１を大きく変動させることによるクロストーク的なノイズが発生することや，そもそもＤＡ変換による追従速さを確保できないことに対する懸念などによる。補正は，ベースラインシフト推定量５０（Ｂｉ）とエンプティパルスピーク時刻の推定量７７（Ｓｉ Ｅ）の２段階となるが，適切に取り扱うこととする。
　図９に回路状態量３種推定による波高の補正方法を適用した，シェイピングアンプ波形のサンプルを示す。回路状態量３種推定による補正波高７８は，常に初期波高２３に近い値を示し，実施例１（図７）の補正法から顕著な改善が得られたことがわかる。
　更なる適用範囲の拡大として，半導体検出器（半導体素子を用いた放射線検出素子２）における信号キャリア（電荷）の捕獲の影響の補正を考える。半導体検出器では，信号キャリアの収集中に信号キャリアが単位時間ごとに或る確率で複数の捕獲中心に捕獲され，それぞれの捕獲中心が持つ放出時定数で非パルス的に放出されることで，信号波高の損失とベースラインの変動を起こす問題がある。状態推定値Ｅｉに放出時定数（ｉｎｄｅｘをｊで示す）ごとの信号キャリアの捕獲量Ｔｉｊを推定値として含めることで，この問題を取り扱うことが可能である。
　図１０に，直近Ｎパルスの波高・時刻差情報を用いた場合のベースラインのシフト補正量を示す（特許文献１の概要）。これは，本実施形態の特徴を明らかにするための比較に用いる従来例である。放射線の無照射領域１０１の後に，照射領域１０２を与える。放射線パルス１０３が多数入射することにより，シェイピングアンプのベースライン１０４は，チャージアンプの蓄積に応じて負側にシフトしていく。照射領域１０２の終わり際での正しいベースラインのシフト量１０５に対し，直近Ｎパルスの波高・検出時刻差を用いたシフト量計算値１０６は，小さい側に誤差を持つ。これは，この方式が照射開始から放射線パルス１０３がＮ個入った時点でのシフト量１０７を与えるためである。
　このように，直近Ｎパルスの波高・時刻差情報を用いたベースラインのシフト補正では，大量のパルスによるベースラインのシフト量を正しく推定できないことがわかる。
　１…放射線，２…放射線検出素子，３…バイアス電圧電源，４…チャージアンプ，５…シェイピングアンプ，６…シェイピングアンプ微分段，７…シェイピングアンプ積分段，８…波高検出部，９…回路状態推定演算部，１０…基準電圧出力部，１１…チャージアンプ波形，１１’…チャージアンプ蓄積推定量の推移，１２…チャージアンプ増分，２１…シェイピングアンプ波形，２２…シェイピングアンプ波高，２３…初期波高，２４…パイルアップ，２５…アンダーシュート，３１…トリガレベル，３２…ベースラインシフトなしのスペクトル，３３…負のベースラインシフト，３４…ベースラインシフトありのスペクトル，３５…低エネルギーイベントの損失，４１…前回イベント，４２…今回イベント，４３…検出時刻差，４４…未処理波高，４５…前回イベント直後のチャージアンプ蓄積推定量，４５’…今回イベント直後のチャージアンプ蓄積推定量，４６…チャージアンプ減衰計算，４７…今回イベント直前のチャージアンプ蓄積推定量，４８…チャージアンプ増分推定量，４９…今回イベント直後のチャージアンプ蓄積推定量，５０…今回イベントのベースラインシフト推定量，５０’…ベースラインシフト量，５１…波高検出部で用いる基準電位，５２…今回イベントの検出，５３…シェイピングアンプのベースラインシフト推定，５４…波高補正，５５…ベースラインシフト推定量による補正後波高，５６…基準電位変更，７１…前回パルス直後のシェイピングアンプ出力推定量，７２…今回パルス直前のシェイピングアンプ出力推定量，７３…パルス直前ベースライン高さによる補正波高，７４…正しい波高例，７５…エンプティパルス応答，７６…ピーキング時間，７７…エンプティパルスのピーク時刻値の推定量，７８…エンプティパルスのピーク時刻値の推定量による補正波高，１０１…無照射領域，１０２…照射領域，１０３…放射線によるパルス，１０４…放射線パルスが多数入射したときのシェイピングアンプのベースライン，１０５…正しいベースラインシフト量，１０６…過去数パルスの波高および検出時刻差から得たシフト量（補正不足），１０７…照射開始からＮパルス入射時点でのシフト量。

Claims (4)

  1. 　放射線により与えられたエネルギー量に応じた電荷を出力する放射線検出素子と，
    　前記放射線検出素子から入力した電荷量に応じた電圧信号を出力するチャージアンプと，
    　前記チャージアンプの出力信号の増分を短時間パルスに整形するシェイピングアンプと，
    　トリガ処理によりシェイピングアンプ波高とトリガタイミングとを得る波高検出部と，
    　任意の検出系状態量推定値を保持する保持部と，
    　前記波高検出部で得た前記トリガタイミングおよび前記シェイピングアンプ波高と現在の前記検出系状態量推定値とから，前記検出系状態量推定値を更新する演算部と，
    　前記検出系状態量推定値を用いて，トリガレベル調整およびシェイピングアンプ波高補正を行う波高補正部と，
    を備えることを特徴とした放射線検出器。
  2. 　前記検出系状態量推定値は，
    前記チャージアンプに蓄積した電荷量であることを特徴とした請求項１記載の放射線検出器。
  3. 　前記検出系状態量推定値は，
    前記チャージアンプに蓄積した電荷量と，
    前記シェイピングアンプが備える微分回路の容量の両端間電位と，
    前記シェイピングアンプが備える積分回路の出力電位と，
    であることを特徴とした請求項１記載の放射線検出器。
  4. 　前記放射線検出素子には半導体素子が用いられ，
    　前記検出系状態量推定値は，
    前記チャージアンプに蓄積した電荷量と，
    前記シェイピングアンプが備える微分回路の容量の両端間電位と，
    前記シェイピングアンプが備える積分回路の出力電位と，
    前記半導体素子が持つ複数の放出時定数ごとの電荷の捕獲量と，
    であることを特徴とした請求項１記載の放射線検出器。
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