WO2015152002A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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arm
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サハスブラタ
島田有礼
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Aisin AW Co Ltd
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Definitions

  • the present invention relates to a technique for driving and controlling an AC rotating electrical machine.
  • a high-output AC rotating electric machine used for power of an electric vehicle or a hybrid vehicle is driven at a high voltage.
  • the high voltage power supply mounted in such a motor vehicle is a direct current battery, it is converted into, for example, a three-phase alternating current by an inverter circuit using a switching element.
  • the rotating electrical machine has not only a function as a motor that outputs power for driving a vehicle by electric energy but also a function as a generator that generates electric power by kinetic energy of a vehicle, an internal combustion engine, or the like.
  • the electric power generated by the rotating electrical machine is regenerated and stored in the battery.
  • a switchgear is provided between the battery and the rotating electric machine, more specifically between the battery and the inverter.
  • the contactor is, for example, a system main relay (SMR) configured using a relay.
  • SMR system main relay
  • IG key ignition key
  • the contact is closed and the IG key is off.
  • the contact opens and becomes non-conductive. That is, the battery and the inverter (and the rotating electrical machine) are electrically connected when the SMR is closed, and the electrical connection between the battery and the inverter (and the rotating electrical machine) is disconnected when the SMR is open.
  • the open / close state of the SMR is also controlled according to the state of the IG key.
  • the SMR may be released due to a vehicle failure or a collision.
  • Etc. when the power supply to the SMR is cut off, when an abnormality occurs in the SMR drive circuit, when the SMR mechanically fails due to vibration, shock, noise, etc., or when the circuit around the SMR is disconnected , Etc., the contact of the SMR may be opened, and the contactor may be opened.
  • shutdown control for turning off all switching elements constituting the inverter may be performed.
  • a smoothing capacitor DC link capacitor
  • DC link voltage DC link voltage
  • FWD free wheel diode
  • the voltage between the terminals of the smoothing capacitor DC link voltage
  • Increasing the capacity and withstand voltage of the smoothing capacitor in preparation for an increase in the DC link voltage leads to an increase in the size of the smoothing capacitor. Further, it is necessary to increase the breakdown voltage of the inverter. As a result, downsizing of the rotating electrical machine drive device is hindered, and the component cost, manufacturing cost, and product cost are also affected.
  • active short control active short circuit control (active short circuit control (ASC control)
  • ZVS control zero vector sequence control
  • ASC control active short circuit control
  • ZVS control zero vector sequence control
  • Patent Document 1 discloses a control method in which all the upper switching elements of the inverter are turned off and any one or more of the lower switching elements are turned on. (Patent Document 1: FIG. 2, paragraphs 158, 159, 165, etc.).
  • ASC control active short circuit control
  • ZVS control zero vector sequence control
  • a large current continues to flow until the electric power accumulated in the stator coil is consumed due to heat or the like. For this reason, a switching element and a stator coil may be consumed, and a lifetime may be reduced. Moreover, it becomes necessary to use a switching element corresponding to a large current, which may affect the component cost, manufacturing cost, and product cost.
  • the characteristic configuration of the inverter control device in view of the above is Connected to a DC power source via a contactor and connected to an AC rotating electrical machine to perform power conversion between DC and three-phase AC, and an arm for one AC phase has an upper switching element and a lower switching element
  • the inverter is configured with a rotating electrical machine driving device including an inverter configured by a series circuit with a switching element and a DC link capacitor that smoothes a DC link voltage that is a voltage on the DC side of the inverter as a control target.
  • An inverter control device that controls switching of a switching element, Partial shutdown for controlling the switching element that is controlled to be on in the target arm that is one of the arms when the contactor is open during rotation of the rotating electrical machine. Execute control, After that, when both the currents of the two-phase arms different from the target arm become zero, the full shutdown is performed so that the switching elements that are controlled to be turned on in all the remaining arms are turned off. The point is to execute the control.
  • the contactor connecting the inverter and the DC power supply when the contactor connecting the inverter and the DC power supply is in an open state, the increase in the DC link voltage of the inverter and the total amount of return current are suppressed, and the current flows to the rotating electrical machine.
  • the current can be zero.
  • Circuit block diagram schematically showing the system configuration of the rotating electrical machine drive device Waveform diagram schematically showing a control example when the contactor is open IGBT 1 control example in Phase 1 and equivalent circuit diagram showing current flow Example of IGBT control in Phase 2 and equivalent circuit diagram showing current flow Waveform diagram schematically showing another control example when the contactor is open IGBT 1 control example in Phase 1 and equivalent circuit diagram showing current flow Example of IGBT control in Phase 2 and equivalent circuit diagram showing current flow
  • the inverter control device 20 controls the rotary electric machine drive device 1 including the inverter 10 and the DC link capacitor 4 and controls the rotary electric machine 80 via the rotary electric machine drive device 1.
  • the inverter 10 is connected to the DC power source (11) via the contactor 9, and is connected to an AC rotating electrical machine 80 to connect between DC and multiphase AC (here, three-phase AC).
  • the power conversion device performs power conversion, and an AC one-phase arm is configured by a series circuit of an upper-stage switching element and a lower-stage switching element.
  • the DC link capacitor 4 smoothes the DC link voltage Vdc that is the voltage on the DC side of the inverter 10.
  • the rotating electrical machine 80 to be driven by the rotating electrical machine drive device 1 and the inverter control device 20 is a rotating electrical machine that serves as a driving force source for a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle.
  • the rotating electrical machine 80 as a vehicle driving force source is a rotating electrical machine that operates by multiphase alternating current (here, three-phase alternating current), and can function as both an electric motor and a generator.
  • a secondary battery such as a nickel metal hydride battery or a lithium ion battery is used as a power source for driving the rotating electrical machine 80, It is equipped with a DC power supply such as a double layer capacitor.
  • a high voltage battery 11 DC power supply having a power supply voltage of 200 to 400 [V], for example, is provided as a high voltage and large capacity DC power supply for supplying power to the rotating electrical machine 80.
  • an inverter 10 that performs power conversion between direct current and alternating current (here, three-phase alternating current) is provided between the high voltage battery 11 and the rotating electrical machine 80. Yes.
  • the voltage between the positive power supply line P and the negative power supply line N on the DC side of the inverter 10 is hereinafter referred to as “DC link voltage Vdc”.
  • the high voltage battery 11 can supply electric power to the rotating electrical machine 80 via the inverter 10 and can store electric power obtained by the rotating electrical machine 80 generating electric power.
  • a smoothing capacitor for smoothing the voltage between the positive and negative electrodes (DC link voltage Vdc) on the DC side of the inverter 10 is provided.
  • the DC link capacitor 4 stabilizes a DC voltage (DC link voltage Vdc) that fluctuates according to fluctuations in power consumption of the rotating electrical machine 80.
  • a contactor 9 capable of disconnecting the electrical connection between the circuit from the DC link capacitor 4 to the rotating electrical machine 80 and the high voltage battery 11 is provided.
  • the contactor 9 is a mechanical relay that opens and closes based on a command from a vehicle ECU (Electronic Control Unit) 90 that is one of the highest-level control devices of the vehicle.
  • a system main relay SMR: System Main Relay
  • IG key ignition key
  • the contactor 9 closes the contact of the SMR and becomes conductive (connected)
  • the contactor 9 The contact of is opened and becomes a non-conductive state (open state).
  • the inverter 10 is interposed between the high voltage battery 11 and the rotating electrical machine 80 via the contactor 9, and when the contactor 9 is in the connected state, the high voltage battery 11 and the inverter 10 (and the rotating electrical machine 80) are electrically connected to each other.
  • 9 is open, the electrical connection between the high voltage battery 11 and the inverter 10 (and the rotating electrical machine 80) is cut off.
  • the inverter 10 converts the DC power having the DC link voltage Vdc into AC power of a plurality of phases (n is a natural number, n-phase, here, three phases) and supplies the AC power to the rotating electrical machine 80, and the AC generated by the rotating electrical machine 80 The power is converted to DC power and supplied to the DC power supply.
  • the inverter 10 includes a plurality of switching elements.
  • the switching elements include IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), Power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Semiconductor Field Field Effect Transistor), SiC-MOSFET (Silicon Carbon-Metal Metal Oxide Semiconductor Semiconductor FET), SiC-SIT (SiC-Static InGaN Transistor). It is preferable to apply a power semiconductor element capable of operating at a high frequency such as a MOSFET (Gallium Nitride-MOSFET). As shown in FIG. 1, in this embodiment, IGBT3 is used as a switching element.
  • an inverter 10 that converts power between direct current and multiphase alternating current (here, three-phase alternating current) has a number of arms corresponding to each of the multiple phases (here, three phases) as is well known. Consists of a circuit. That is, as shown in FIG. 1, two IGBTs 3 are provided between the DC positive side (positive power supply line P on the positive side of the DC power supply) and the DC negative side (negative power supply line N on the negative side of the DC power supply) of the inverter 10. Are connected in series to form one arm. In the case of three-phase alternating current, this series circuit (one arm) is connected in parallel with three lines (three phases). That is, a bridge circuit in which a set of series circuits (arms) corresponds to each of the stator coils 8 corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase of the rotating electrical machine 80 is configured.
  • the connection point with the IGBT 3 on the power supply line N side is the stator coil 8 (8u, 8v, 8w: FIG. 3 etc.) of the rotating electrical machine 80. Connected to each other).
  • Each IGBT 3 is provided with a free wheel diode (FWD) 5 in parallel with the direction from the negative electrode “N” to the positive electrode “P” (the direction from the lower side to the upper side) as the forward direction.
  • FWD free wheel diode
  • the inverter 10 is controlled by an inverter control device 20.
  • the inverter control device 20 is constructed using a logic circuit such as a microcomputer as a core member.
  • the inverter control device 20 uses the vector control method based on the target torque TM of the rotating electrical machine 80 provided as a request signal from another control device such as the vehicle ECU 90 via a CAN (Controller Area Network) or the like.
  • the rotary electric machine 80 is controlled via the inverter 10 by performing the current feedback control.
  • the actual current flowing through the stator coil 8 of each phase of the rotating electrical machine 80 is detected by the current sensor 12, and the inverter control device 20 acquires the detection result.
  • the magnetic pole position at each time of the rotor of the rotating electrical machine 80 is detected by the rotation sensor 13 such as a resolver, and the inverter control device 20 acquires the detection result.
  • the inverter control device 20 performs current feedback control using the detection results of the current sensor 12 and the rotation sensor 13.
  • the inverter control device 20 is configured to have various functional units for current feedback control, and each functional unit is realized by cooperation of hardware such as a microcomputer and software (program). . Since the current feedback control is known, a detailed description thereof is omitted here.
  • a low voltage battery (not shown) that is a power source having a lower voltage than the high voltage battery 11 is mounted on the vehicle.
  • the power supply voltage of the low voltage battery is, for example, 12 to 24 [V].
  • the low voltage battery and the high voltage battery 11 are insulated from each other and have a floating relationship with each other.
  • the low-voltage battery supplies electric power to the inverter control device 20 and the vehicle ECU 90 as well as to electrical components such as an audio system, a lighting device, room lighting, instrument illumination, and a power window, and a control device that controls these components.
  • the power supply voltage of the vehicle ECU 90 and the inverter control device 20 is, for example, 5 [V] or 3.3 [V].
  • the gate terminal which is the control terminal of each IGBT3 which comprises the inverter 10 is connected to the inverter control apparatus 20 via the driver circuit 30, and each switching control is carried out individually.
  • the high voltage system circuit for driving the rotating electrical machine 80 and the low voltage system circuit such as the inverter control device 20 having a microcomputer as a core are greatly different in operating voltage (circuit power supply voltage).
  • the driver circuit 30 (control signal drive) relays the gate drive signal (switching control signal) for each IGBT 3 by increasing the drive ability (for example, the ability to operate the subsequent circuit such as voltage amplitude and output current). Circuit).
  • the gate drive signal of the IGBT 3 generated by the inverter control device 20 of the low voltage system circuit is supplied to the inverter 10 through the driver circuit 30 as a gate drive signal of the high voltage circuit system.
  • the driver circuit 30 is configured using an insulating element such as a photocoupler or a transformer, or a driver IC, for example.
  • the contactor 9 is in a connected state when the ignition key (IG key) of the vehicle is on (valid), and is in an open state when the IG key is off (invalid).
  • the open / close state of the contactor 9 is also controlled according to the state of the IG key.
  • the contactor 9 may be in an open state due to a vehicle failure or a collision. For example, when the power supply to the contactor 9 is interrupted, when the drive circuit of the contactor 9 is abnormal, when the contactor 9 is mechanically damaged due to vibration, shock, noise, etc., the circuit around the contactor 9 is disconnected. If this occurs, there is a possibility that the contactor 9 will be open.
  • shutdown control that turns off all the IGBTs 3 constituting the inverter 10 may be performed.
  • the electric power stored in the stator coil 8 charges the DC link capacitor 4 via the FWD 5.
  • the voltage between the terminals of the DC link capacitor 4 (DC link voltage Vdc) may rise in a short time.
  • Increasing the capacity and withstand voltage of the DC link capacitor 4 in preparation for the rise of the DC link voltage Vdc leads to an increase in the size of the capacitor. Further, it is necessary to increase the breakdown voltage of the inverter 10. As a result, downsizing of the rotating electrical machine drive device 1 is hindered, and the component cost, manufacturing cost, and product cost are also affected.
  • active short control active short circuit control (active short circuit control (ASC control)
  • ASC control active short circuit control
  • ZVS control zero vector sequence control
  • the energy of the current is consumed by heat or the like in the IGBT 3 or the stator coil 8.
  • ASC control an increase in the DC link voltage Vdc can be suppressed, but a large current flows through the IGBT 3 and the stator coil 8. Since the reflux current continues to flow until the electric power accumulated in the stator coil 8 is consumed, there is a possibility that the lifetime of the IGBT 3 and the stator coil 8 may be reduced.
  • the permanent magnet provided in the rotor of the rotating electrical machine 80 may be demagnetized, and the durability of the rotating electrical machine 80 may be reduced.
  • the inverter control device 20 is characterized in that SD control and ASC control are combined to perform control (regenerative power suppression control) that suppresses regenerative power and zeros the current flowing through the rotating electrical machine 80.
  • control regenerative power suppression control
  • the inverter control device 20 controls the rotating electrical machine 80 while suppressing an increase in the DC link voltage Vdc and the total amount of return current. Zero the flowing current.
  • a low voltage battery (not shown) is provided separately from the high voltage battery 11, and the inverter control device 20 and the vehicle ECU 90 are operated by being supplied with electric power from the low voltage battery.
  • description will be made assuming that power supply from the low-voltage battery to the inverter control device 20 and the vehicle ECU 90 is maintained even when the contactor 9 is in an open state.
  • the inverter 10 includes an upper-stage switching element (upper-stage IGBT (31, 33, 35)) and lower-stage switching whose arms for one AC phase are controlled in a complementary manner. It is constituted by a series circuit with an element (lower stage IGBT (32, 34, 36)).
  • the inverter control device 20 turns on the upper-side IGBTs (31, 33, 35) of all the three-phase arms and turns on all the three-phase arms.
  • Upper-stage active short-circuit control (upper-stage ASC control) that turns off lower-stage IGBT (32, 34, 36) and lower-stage IGBT (32, 34, 36) of all three-phase arms are turned on Active short control (ASC control) of any of the lower-stage active short-circuit control (lower-stage ASC control) for turning off the upper-stage IGBTs (31, 33, 35) of all three-phase arms is executed (FIG. 2). : Phase 1). Furthermore, the inverter control device 20 controls the IGBT 3 that is controlled to be in the ON state at least in the target arm when the current of the target arm that is one of the three phases becomes zero after the start of the ASC control.
  • the partial shutdown control (PSD control) is performed to control so as to be turned off (FIG. 2: Phase 2). Thereafter, the inverter control device 20 controls the IGBT 3 that is controlled to be in the on state in all the remaining arms when the currents of the two-phase arms different from the target arm become zero.
  • Full shutdown control (FSD control) is executed (FIG. 2: Phase 3).
  • FIG. 2 is a waveform diagram schematically showing a control example when the contactor 9 is opened
  • FIG. 3 is a control example of the IGBT 3 in Phase 1 and an equivalent circuit diagram showing a current flow
  • FIG. It is the equivalent circuit diagram which similarly shows the example of control of IGBT3 in Phase2, and the flow of an electric current.
  • the determination that the contactor is open may be performed based on, for example, communication from the vehicle ECU 90, or may be performed based on the detection result of the voltage sensor 14 that detects the DC link voltage Vdc.
  • the determination that the contactor is open may be made based on a rapid change in the current (battery current) of the high-voltage battery 11 detected by the battery current sensor 15.
  • the start of regenerative power suppression control is determined based on whether or not the DC link voltage Vdc detected by the voltage sensor 14 exceeds a determination threshold value for determining whether or not regenerative power suppression control is necessary. To do.
  • ASC control is executed.
  • FIG. 3 an example is shown in which lower-stage ASC control is executed.
  • an IGBT 3 indicated by a broken line indicates that switching control is performed in an off state
  • an IGBT 3 indicated by a solid line indicates that it is controlled in an on state.
  • FWD5 indicated by a broken line indicates a non-conductive state
  • FWD5 indicated by a solid line indicates a conductive state.
  • the upper-stage IGBT (31, 33, 35) is controlled to be in an off state
  • the lower-stage IGBT (32, 34, 36) is controlled to be in an on state.
  • U-phase current Iu flows through U-phase lower stage IGBT 32.
  • the V-phase current Iv flows through the V-phase lower stage IGBT 34 and also flows through the V-phase lower stage FWD 54 connected in reverse parallel to the V-phase lower stage IGBT 34.
  • the W-phase current Iw flows through the W-phase lower-stage IGBT 36 and also flows through the W-phase lower-stage FWD 56 connected in reverse parallel to the W-phase lower-stage IGBT 36.
  • PSD control is executed when the current (phase current) of any one phase arm (target arm) becomes zero during the Phase 1 period, that is, during execution of ASC control.
  • the PSD control is preferably executed at time “t2” shown in FIG. 2, but is not strict and may be executed before and after time “t2”. Since the execution of the PSD control is delayed after detecting that the current has become zero, for example, the PSD control is preferably executed in anticipation of the phase current being zero.
  • FIG. 2 illustrates an example in which PSD control is executed when the V-phase current Iv becomes zero in the Phase 1 period.
  • the target arm is a V-phase arm, and the V-phase lower-stage IGBT 34 that is controlled to be in the ON state in the V-phase arm is controlled to be at least in the OFF state.
  • the V phase is shut down and the inverter 10 is partially shut down (Phase 2).
  • the electric power stored in the stator coil 8 charges the DC link capacitor 4 through the FWD 5, but the shutdown is performed with the phase current (Iv) being zero.
  • the link voltage Vdc does not increase.
  • the V-phase current Iv flows through the V-phase lower-stage IGBT 34 and also flows through the V-phase lower-stage FWD 54 connected in reverse parallel to the V-phase lower-stage IGBT 34. Therefore, when executing the PSD control, the inverter control device 20 is connected in parallel to the FWD 5 (54) when the current flowing through the forward conductive FWD 5 (here, the V-phase lower stage FWD 54) becomes zero. It can also be said that the IGBT 3 (here, the V-phase lower stage IGBT 34) is controlled to be in the OFF state.
  • phase 2 since the V phase is shut down and the inverter 10 is partially shut down, the control performed from time “t2” is referred to as partial shutdown control (PSD control).
  • PSD control partial shutdown control
  • ASC control active short control
  • PASC control partial active short control
  • FIG. 4 shows a control example and current flow of the IGBT 3 in Phase 2.
  • the U-phase current Iu flows through the U-phase lower-stage IGBT 32
  • the W-phase current Iw flows through the W-phase lower-stage IGBT 36 and is connected to the W-phase lower-stage IGBT 36 in antiparallel.
  • the lower stage FWD 56 also flows. Since the V-phase is shut down, the U-phase current Iu and the W-phase current Iw are balanced. Therefore, as shown in FIG. 2, the U-phase current Iu and the W-phase current Iw become zero at the same time (here, time “t3”).
  • the inverter control device 20 controls all the remaining arms to the ON state when the currents of the two-phase arms (here, the U phase and the W phase) other than the target arm (here, the V phase) become zero.
  • FSD control is performed to control the IGBT 3 (in this case, “32, 36”) to be turned off (FIG. 2: Phase 3).
  • the shutdown is performed, the electric power stored in the stator coil 8 charges the DC link capacitor 4 via the FWD 5, but the shutdown is performed with the phase currents (Iu, Iw) being zero.
  • the DC link voltage Vdc does not rise.
  • the SD control As described above, by combining the SD control and the ASC control, it is possible to appropriately execute the control for making the current flowing through the rotating electrical machine 80 zero.
  • the DC link voltage Vdc is reduced even if the capacitance of the DC link capacitor 4 is approximately 1 ⁇ 2. It has been confirmed that the rising voltage is about 1/5 to 1/4. In other words, the increase in the DC link voltage Vdc is suppressed by the regenerative power suppression control, and the DC link capacitor 4 can be downsized.
  • the maximum value of the phase current is about 80% as compared with the case where the ASC control is simply executed in response to the contactor opening.
  • phase current is also suppressed by the regenerative power suppression control. Therefore, it is possible to suppress a decrease in life due to the consumption of the stator coil 8 and the IGBT 3. That is, it has been confirmed by simulation that the rated current and the withstand voltage are satisfied under the conditions of the maximum regenerative power point and the maximum voltage of the inverter 10.
  • the W-phase current Iw flows through the W-phase lower-stage IGBT 36 in both Phase 1 and Phase 2 and is connected to the W-phase lower-stage IGBT 36 in antiparallel with the W-phase lower-stage FWD 56. Also flows. That is, the W-phase current Iw circulates even when the W-phase lower stage IGBT 36 is in the OFF state in Phase2. Therefore, at the time of starting PSD control at time “t2”, the W-phase lower stage IGBT 36 may be controlled to be in the OFF state together with the V-phase lower stage IGBT 34. That is, the inverter control device 20 may execute PSD control as follows.
  • the inverter control device 20 includes the IGBT 3 (here, “34”) that is controlled to be turned on in the target arm (here, V phase) and two phases (here, U phase, W phase) different from the target arm. ) Of the IGBTs 3 (32, 36) that are controlled to be in the ON state, and the IGBTs 3 (36) that are connected in parallel to the FWD 5 (here, “56”) that is conductive in the forward direction. PSD control may be executed by controlling to be in the off state. In other words, the inverter control device 20 is parallel to the forwardly conductive FWD 5 (here, “54, 56”) among the IGBTs 3 (here, “32, 34, 36”) controlled to be in the ON state. PSD control may be executed by controlling the two connected IGBTs 3 (here, “34, 36”) to be in an OFF state.
  • the IGBT 3 that is in the on state in Phase 2 is only the U-phase lower stage IGBT 32. That is, when the FSD control is started at time “t3”, all of the remaining currents when the currents of the two-phase arms (here, the U-phase and the W-phase) other than the target arm (here, the V-phase) become zero are all.
  • the only IGBT 3 that is controlled to be in the ON state is the U-phase lower stage IGBT 32.
  • the inverter control device 20 makes all the remaining currents when the currents of the two-phase arms (here, the U phase and the W phase) different from the target arm (here, the V phase) become zero.
  • the IGBT 3 that is controlled to be turned on in the arm the U-phase lower stage IGBT 32 is controlled to be turned off (FIG. 2: Phase 3).
  • FIG. 5 is a waveform diagram schematically showing a control example when the contactor 9 is opened
  • FIG. 6 is a control example of the IGBT 3 in Phase 1 and an equivalent circuit diagram showing a current flow
  • FIG. It is the equivalent circuit diagram which similarly shows the example of control of IGBT3 in Phase2, and the flow of an electric current.
  • ASC control is executed.
  • the upper-stage ASC control is executed, the upper-stage IGBT (31, 33, 35) is controlled to be in the on state, and the lower-stage IGBT (32, 34, 36) is controlled to be in the off state. Is done.
  • W-phase current Iw flows through W-phase upper stage IGBT 35.
  • the U-phase current Iu flows through the U-phase upper stage IGBT 31 and also flows through the U-phase upper stage FWD 51 connected in reverse parallel to the U-phase upper stage IGBT 31.
  • the V-phase current Iv flows through the V-phase upper stage IGBT 33 and also flows through the V-phase upper stage FWD 53 connected in reverse parallel to the V-phase upper stage IGBT 33.
  • PSD control is executed when the current (phase current) of any one phase arm (target arm) becomes zero during the Phase 1 period, that is, during execution of ASC control.
  • PSD control is executed when the U-phase current Iu becomes zero during the Phase 1 period.
  • the target arm is a U-phase arm, and the U-phase upper stage IGBT 31 that is controlled to be in the ON state in the U-phase arm is controlled to be at least in the OFF state.
  • the U phase is shut down, and the inverter 10 is partially shut down (Phase 2).
  • the inverter 10 is partially shut down (Phase 2).
  • the shutdown is performed, the electric power stored in the stator coil 8 charges the DC link capacitor 4 through the FWD 5, but the shutdown is performed with the phase current (Iu) being zero.
  • the link voltage Vdc does not increase.
  • the U-phase current Iu flows through the U-phase upper stage IGBT 31 and also flows through the U-phase upper stage FWD 51 connected in reverse parallel to the U-phase upper stage IGBT 31. Therefore, when the current flowing through the forward conductive FWD 5 (here, the U-phase upper stage FWD 51) becomes zero, the inverter control device 20 is connected to the FWD 5 (51) in parallel with the IGBT 3 (here U It can also be said that PSD control is executed by controlling the upper-phase IGBT 31) to be in the OFF state. Since this state is a state in which only two of the three phases are turned on, it can be referred to as two-phase switching control.
  • FIG. 7 shows a control example of the IGBT 3 in Phase 2 and a current flow.
  • the W-phase current Iw flows through the W-phase upper stage IGBT 35
  • the V-phase current Iv flows through the V-phase upper stage IGBT 33 and is connected to the V-phase upper stage IGBT 33 in antiparallel.
  • the upper FWD 53 also flows. Since the U phase is shut down, the V phase current Iv and the W phase current Iw are balanced. Therefore, the V-phase current Iv and the W-phase current Iw become zero at the same time (here, time “t3”).
  • Inverter control device 20 controls all remaining arms to the ON state when the currents of two-phase arms (here, V-phase and W-phase) other than the target arm (here U-phase) become zero.
  • FSD control is executed to control the IGBT 3 (in this case, “33, 35”) to be turned off (FIG. 5: Phase 3).
  • the shutdown is performed, the electric power stored in the stator coil 8 charges the DC link capacitor 4 via the FWD 5, but the shutdown is performed with the phase currents (Iv, Iw) being zero.
  • the DC link voltage Vdc does not rise.
  • the V-phase current Iv flows through the V-phase upper stage IGBT 33 and is connected in reverse parallel to the V-phase upper stage IGBT 33. Also flows. That is, even in Phase 2, the V-phase current Iv circulates even when the V-phase upper stage IGBT 33 is in the OFF state. Therefore, when starting PSD control at time “t2”, the V-phase upper stage IGBT 33 may be controlled to be in the OFF state together with the U-phase upper stage IGBT 31.
  • the inverter control device 20 includes the IGBT 3 (here, “31”) that is controlled to be turned on in the target arm (here, U phase) and two phases (here, V phase, W phase) different from the target arm. ) Of the IGBTs 3 (33, 35) controlled to be in the on state, the two IGBTs 3 including the IGBT 3 (33) connected in parallel to the forward FWD 5 (here, “53”) are connected. PSD control may be executed by controlling to be in the off state. In other words, the inverter control device 20 is parallel to the forwardly conductive FWD 5 (here, “51, 53”) among the IGBTs 3 (here, “31, 33, 35”) controlled to be in the on state. PSD control may be executed by controlling the two connected IGBTs 3 (here, “31, 33”) to be turned off.
  • the IGBT 3 that is in the on state in Phase 2 is only the W-phase upper stage IGBT 35. Since this state is a state in which only one of the three phases is turned on, it can be referred to as single-phase switching control.
  • the FSD control is started at time “t3”
  • the currents of the two-phase arms here, the V phase and the W phase
  • the target arm here, the U phase
  • the inverter control device 20 makes all the remaining currents when the currents of the two-phase arms (here, the V phase and the W phase) different from the target arm (here, the U phase) become zero.
  • the IGBT 3 that is controlled to be turned on in the arm the W-phase upper stage IGBT 35 is controlled to be turned off (FIG. 5: Phase 3).
  • the ASC control executed in Phase 1 may be the upper-stage ASC control or the lower-stage ASC control.
  • the inverter control device 20 preferably executes the ASC control by selecting either the upper-stage ASC control or the lower-stage ASC control according to the current phase of the three-phase arm. Specifically, as shown in FIG. 3, when the contactor is open (at time “t0”), when the three-phase current waveform has two phases on the positive side and one phase on the negative side, the lower-stage ASC control is performed. As shown in FIG. 6, when the contactor is open, if the three-phase current waveform is two-phase on the negative side and one-phase on the positive side, it is preferable that the upper-stage ASC control is selected. .
  • Table 1 below shows the waveform of the three-phase current and the state of on / off control of each IGBT 3. As shown in Table 1, there are six states depending on the waveform of the three-phase current (Iu, Iv, Iw). This is indicated by Sector. “Su +, Sv +, Sw +, Su ⁇ , Sv ⁇ , Sw ⁇ ” in the table are U phase upper stage IGBT 31, V phase upper stage IGBT 33, W phase upper stage IGBT 35, U phase lower stage IGBT 32, V phase lower stage side, respectively. An IGBT 34 and a W-phase lower stage IGBT 36 are shown.
  • Table 1 Three-phase current waveforms and switching element on / off control during ASC control
  • the waveform of the three-phase current is two phases on the positive side and one phase on the negative side, there are two phases in which the lower-stage FWD 5 is conducting during the execution of the lower-stage ASC control.
  • the three-phase current waveform is two phases on the negative side and one phase on the positive side, there are two phases in which the upper-stage FWD 5 is conducting during the execution of the upper-stage ASC control. Accordingly, when performing PSD control, the number of IGBTs 3 that can be controlled to be in the off state is one or two, so that control options increase.
  • the two IGBTs 3 can be shifted from the on state to the off state at the time of the transition to the PSD control, the consumption of the IGBT 3 due to the large current flowing is suppressed, and the influence on the life is affected. It can also be reduced.
  • the inverter control device 20 of the present embodiment executes regenerative power suppression control (SD-ASC mixed control) that appropriately sets the current flowing through the rotating electrical machine 80 to zero by combining SD control and ASC control.
  • SD-ASC mixed control regenerative power suppression control
  • FIG. 8 shows regions where the respective control methods are suitable on the operation map represented by the rotational speed and torque of the rotating electrical machine 80.
  • EMF Electromotive Force
  • a line “dg” represents a boundary where the back electromotive force (BEMF) is equal to or higher than the DC link voltage Vdc.
  • SD control is suitable for the region where the rotation speed is low, that is, the region “0acdg” (region “R1 + R3”) in FIG. That is, the SD control is executed when the DC link voltage Vdc is larger than the electromotive force generated by the rotating electrical machine 80.
  • the inverter control device 20 is constructed so that SD control is possible in all areas “0acdg” where this SD control is suitable, a design in consideration of the increase in the DC link voltage Vdc in that area is required.
  • a switching element such as an IGBT 3 is required to have a high breakdown voltage
  • the DC link capacitor 4 is also required to have a large capacity and a high breakdown voltage.
  • the above-described regenerative power suppression control is preferably applied in the region “bcd” (region “R3”) in FIG.
  • the active short control, the partial shutdown control, and the full shutdown control were illustrated in time series.
  • the partial shutdown control and the full shutdown control may be executed in time series after the contactor 9 is opened without performing the active short control. That is, when the contactor 9 is opened, the partial shutdown control is started in the target arm, and then the full shutdown control is started when both currents of two-phase arms different from the target arm become zero. It only has to be done.
  • the partial shutdown control is executed by selecting the target arm according to the current phase of the three-phase arm. For example, when the two-phase current waveform of the three phases is on the positive side of the amplitude center, the arm of the phase in which the current waveform is directed toward the amplitude center is selected as the target arm. Further, when the current waveform of two phases out of the three phases is on the negative side of the amplitude center, a phased arm whose current waveform is directed toward the amplitude center is selected as the target arm.
  • FIG. 9 shows a current waveform when the rotating electrical machine 80 rotates forward.
  • the numbers attached to the arrows in the figure represent the six states (Sector) corresponding to the waveforms of the three-phase currents (Iu, Iv, Iw), as in Table 1.
  • the two-phase current waveform of the U-phase current Iu and the W-phase current Iw is on the positive side with respect to the amplitude center.
  • the U-phase current Iu is directed to the peak of the current value
  • the W-phase current Iw is directed to the amplitude center. Therefore, in Sector 1, the W-phase arm is the target arm.
  • the IGBT 3 that is controlled to be on in the target arm is controlled to be off.
  • all the IGBTs 3 (upper side IGBT and lower side IGBT) of the target arm are controlled to be in the off state.
  • the W-phase upper stage IGBT 35 that is controlled to be in the on state is controlled to be in the off state. Since the W-phase lower stage IGBT 36 is in the OFF state in Sector 1, all the IGBTs 3 of the W-phase arm are turned off by controlling the W-phase upper stage IGBT 35 to the OFF state.
  • the IGBT 3 of the U-phase arm different from the target arm among the two phases whose current waveform is on the positive side with respect to the amplitude center is switched.
  • the U-phase upper-stage IGBT 31 is in an on state
  • the U-phase lower-stage IGBT 32 is in an off state.
  • the W-phase upper stage IGBT 35 as the target arm is controlled to be in the off state
  • the U phase upper stage IGBT 31 is controlled to be in the off state
  • the U phase lower stage IGBT 32 is controlled to be in the on state.
  • this state is a state in which only two of the three phases are turned on, it is referred to as two-phase switching (Tow Phase Switching) control.
  • two-phase switching Tow Phase Switching
  • the two-phase current waveform of the U-phase current Iu and the V-phase current Iv is on the negative side of the amplitude center.
  • the V-phase current Iv is directed to the negative peak of the current value
  • the U-phase current Iu is directed to the amplitude center. Therefore, in Sector 6, the U-phase arm is the target arm.
  • the U-phase lower-stage IGBT 32, the V-phase lower-stage IGBT 34, and the W-phase upper-stage IGBT 35 are on.
  • the U-phase lower stage IGBT 32 is controlled to be in the off state, and the V-phase arm is controlled to be turned off by switching on / off of the upper-stage IGBT (33, 34).
  • the IGBT 33 is controlled to be on.
  • the ON / OFF state of the U-phase upper stage IGBT 31 and the W-phase upper and lower IGBTs (35, 36) is maintained.
  • the partial shutdown control can be executed in the same state as when the active short control is performed.
  • the inverter control device 20 targets the arm of the phase in which the current waveform is directed toward the amplitude center.
  • the selected IGBT 3 is controlled to turn off the IGBT 3 that is turned on in the target arm, and further turns off the upper IGBT 3 in the phase different from the target arm in the two phases.
  • the partial shutdown control is executed by controlling the lower IGBT 3 to be in the ON state.
  • the inverter control device 20 uses the arm of the phase in which the current waveform is directed toward the amplitude center as the target arm.
  • the IGBT 3 that is turned on in the target arm is controlled to be turned off, and further, the lower IGBT 3 of the arm different from the target arm in the two phases is turned off and the upper side
  • the partial shutdown control is executed by controlling the IGBT 3 to be in the ON state. Table 2 below shows the waveforms of the three-phase current and the on / off control state of each switching element when the partial shutdown control is executed in the same state as when the active short control is performed.
  • Table 2 Three-phase current waveforms and switching element ON / OFF control status during PSD control (when PSD control is executed simultaneously with ASC control)
  • partial shutdown control is performed together with the partial active short control.
  • the active short control and the partial active short control are performed after the contactor 9 is opened during the normal control.
  • partial shutdown control and full shutdown control may be executed in time series.
  • Table 3 shown below shows a waveform of a three-phase current and a state of on / off control of each switching element when executing partial shutdown control from normal control. A comparison between Table 2 and Table 3 shows that the partial shutdown control is executed without the partial active short control.
  • Table 3 Three-phase current waveforms and switching element on / off control status during PSD control (when executing only PSD control from normal control)
  • the target arm that is one of the phases of the target arm It is preferable that the partial shutdown control is started when the current becomes zero. As described above, when the current of the target arm is zero at the start of the partial shutdown control, the current flow is not hindered by the shutdown, and an increase in the DC link voltage Vdc is suppressed.
  • the inverter control device 20 quickly determines that the contactor 9 is in the open state and starts the regenerative power suppression control. Therefore, in the above description, the state of the contactor 9 is not acquired via the vehicle ECU 90 by using CAN or the like that generally requires communication time, but based on the detection result of the DC link voltage Vdc, the contactor 9 can be quickly obtained. An example is shown in which it can be determined that is in an open state. As another aspect, the contactor is opened based on a sudden change in the current (battery current) of the high voltage battery 11 detected by the battery current sensor 15 provided between the high voltage battery 11 and the DC link capacitor 4.
  • the inverter control device 20 determines that the contactor 9 is in the open state based on the detection result of the current of the high-voltage battery 11 rather than acquiring the state of the contactor 9 via the vehicle ECU 90 using CAN or the like. It is possible to quickly determine that it has become.
  • DC link voltage Vdc DC link voltage
  • DC link capacitor 4 smoothing capacitor
  • the inverter control device (20) Connected to a DC power source via a contactor (9) and connected to an AC rotating electrical machine (80) to perform power conversion between DC and three-phase AC.
  • An inverter (10) configured by a series circuit of a side switching element and a lower stage switching element, and a DC link capacitor for smoothing a DC link voltage (Vdc) which is a DC side voltage of the inverter (10) (4 ),
  • An inverter control device (20) that controls the switching element (3) that constitutes the inverter (10) with a rotating electrical machine drive device (1) that includes the inverter (10) as a control target,
  • the contactor (9) is in an open state during the rotation of the rotating electrical machine (80)
  • the switching element (3) that is controlled to be on in any one of the target arms is turned off. Execute partial shutdown control to control Thereafter, when both of the currents of the two-phase arms different from the target arm become zero, the switching elements (3) that are controlled to be turned on in all the remaining arms are controlled to
  • the target shutdown is selected according to the current phase of the three-phase arm, and the partial shutdown control is performed. Since the relative relationship of the current phases of the three-phase arms corresponds to the space vector (switching control state) of the inverter (10), an appropriate target arm can be selected according to the space vector (switching control state). it can.
  • the inverter control device (20) has the arm of the phase in which the current waveform is directed toward the amplitude center. Is selected as the target arm, and when the current waveform of two phases out of the three phases is on the negative side of the amplitude center, the arm of the phase in which the current waveform is directed toward the amplitude center is selected as the target arm. It is preferable to select it as an arm. As the current of the arm to be shut down is closer to zero, the current flow is not hindered by the shutdown, and the increase of the DC link voltage (Vdc) is suppressed. Since the current at the amplitude center is zero, it is preferable to select the arm of the phase in which the current waveform goes to the amplitude center as the target arm.
  • the inverter control device (20) is configured so that the arm of the phase different from the target arm is included in the two phases.
  • the upper switching element (3) is turned off and the lower switching element (3) is controlled to be turned on, and two-phase current waveforms of the three phases are more negative than the amplitude center Is controlled so that the lower switching element (3) of the arm in a phase different from the target arm in the two phases is turned off and the upper switching element (3) is turned on. Then, it is preferable to execute the partial shutdown control.
  • partial shutdown control is executed in the same state as when active short control is performed. can do. That is, by executing the active short control and the shutdown control at appropriate timing in time series, the current due to the active short control can be suppressed, and the voltage increase due to the shutdown control can be suppressed.
  • the inverter control device (20) is configured such that when the contactor (9) is in an open state during the rotation of the rotating electrical machine (80), the upper-stage switching elements ( 3) Active short control of either the upper-stage active short-circuit control for turning on the lower-stage active short-circuit control for turning on the lower-stage switching elements (3) of the arms of all three phases is executed.
  • the partial shutdown control may be executed after the active short control is started.
  • the inverter control device (20) sets at least the switching element (3) controlled to be on in the target arm. It is preferable to execute the partial shutdown control by controlling. According to this aspect, since the current of the target arm is zero at the start of the partial shutdown control, the current flow is not hindered by the shutdown, and an increase in the DC link voltage (Vdc) is suppressed. Similarly, when the transition from the partial shutdown control to the full shutdown control is performed, since the current of the arm to be shut down is zero, the increase of the DC link voltage (Vdc) due to the shutdown is suppressed.
  • the inverter (10) includes a free wheel diode (5) connected in parallel to each switching element (3) with the direction from the lower side to the upper side as a forward direction.
  • the inverter control device (20) is configured so that the current flowing through the free wheel diode (5) in the forward conduction state becomes zero when the current flowing through the free wheel diode (5) becomes zero. It is preferable to execute the partial shutdown control by controlling the switching element (3) connected in parallel to the wheel diode (5) to be in an OFF state. Since the direction of the current is defined by the free wheel diode (5), the target arm can be easily identified. Further, in the target arm, when the current flowing through the free wheel diode (5) becomes zero, the current flowing through the switching element (3) also becomes zero. Therefore, the inverter control device (20) The switching element (3) can be controlled to be turned off.
  • the inverter control device (20) selects any one of the upper-stage active short-circuit control and the lower-stage active short-circuit control according to the current phase of the three-phase arm, It is preferable to execute the active short control. Subsequent to the active short control, the partial shutdown control is executed. In the partial shutdown control, the current of the target arm needs to be zero. As the execution time of the active short control becomes longer, the large current flows back for a longer time. Therefore, it is preferable that the execution time of the active short control can be shortened. The time until the current of the target arm becomes zero after the start of the active short control depends on the three-phase current phase at the start of the active short control.
  • the execution time of the active short control can be shortened by selecting either the upper-stage active short-circuit control or the lower-stage active short-circuit control according to the current phase of the three-phase arm. Can be shortened.
  • the inverter control device (20) when two-phase current waveforms of the three phases are on the positive side with respect to the amplitude center, if the current waveform of two phases out of the three phases is more negative than the amplitude center, the upper-stage active short control Is preferably executed.
  • the waveform of the three-phase current is two phases on the positive side and one phase on the negative side, there must be two phases in which the lower freewheel diode (5) is conducting during the execution of the lower active short-circuit control. become.
  • the three-phase current waveform has two phases on the negative side and one phase on the positive side, there are two phases in which the upper freewheel diode is conducting during the execution of the upper active short-circuit control.
  • the number of switching elements (3) that can be controlled to be in the off state is one or two, so that control options increase.
  • the two switching elements (3) can be shifted from the on-state to the off-state, consumption of the switching elements (3) due to a large current flow is suppressed, and the lifetime is given. The influence can also be reduced.
  • the inverter (10) includes a freewheel diode (5), and in a state where current flows through the freewheel diode (5) in a certain arm, the inverter (10) is connected in parallel to the freewheel diode (5). Even when the switching element (3) is in the OFF state, a current flows through the arm. Therefore, in the partial shutdown control, as long as current continues to flow through the free wheel diode (5), even if the arm is not the target arm, the switching element (3) is turned off together with the target arm. There is no.
  • the inverter (10) includes a freewheel diode (5) connected in parallel to each switching element (3) with the direction from the lower side to the upper side as a forward direction
  • the inverter control device ( 20) Among the switching element (3) controlled to be on in the target arm and the switching element (3) controlled to be on in the two-phase arm different from the target arm,
  • the partial shutdown control is performed by controlling the switching element (3) connected in parallel with the free wheel diode (5) connected in parallel in the forward direction to turn off the two switching elements (3). It is preferable to execute.
  • the present invention can be used for an inverter control device that drives and controls an AC rotating electric machine via an inverter.

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Abstract

インバータと直流電源とを接続するコンタクタが開放状態となった場合に、インバータの直流リンク電圧の上昇や、還流電流の総量を抑制する。インバータ制御装置は、回転電機の回転中にコンタクタ（９）が開放状態となった場合に、何れか１相のアームである対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子（３４）をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を実行し、その後、別の２相のアームの電流（Ｉｕ，Ｉｗ）が共にゼロとなる際にオン状態に制御されている残り全てのスイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を実行する。

Description

インバータ制御装置
　本発明は、交流の回転電機を駆動制御する技術に関する。
　例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの動力に用いられる大出力の交流の回転電機は高い電圧で駆動される。また、このような自動車に搭載される高電圧の電源は、直流のバッテリであるから、スイッチング素子を用いたインバータ回路によって例えば３相交流に変換される。回転電機は、電気エネルギーにより車両を駆動する動力を出力するモータとしての機能に留まらず、車両や内燃機関などの運動エネルギーにより発電を行う発電機としての機能も併せ持っている。回転電機により発電された電力は、バッテリに回生されて蓄電される。
　ところで、バッテリと回転電機の間、より具体的にはバッテリとインバータとの間には、開閉装置（コンタクタ）が備えられている場合がある。コンタクタは、例えばリレーを用いて構成されたシステムメインリレー（ＳＭＲ）であり、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の場合に接点が閉じて導通状態となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の場合に接点が開いて非導通状態となる。即ち、ＳＭＲが閉状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）とが電気的に接続され、ＳＭＲが開状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）との電気的接続が遮断される。通常動作時には、ＩＧキーの状態に応じてＳＭＲの開閉状態も制御される。しかし、ＩＧキーがオン状態であっても、車両の故障や衝突等によって、ＳＭＲが開放される場合がある。例えば、ＳＭＲへの電源供給が遮断された場合、ＳＭＲの駆動回路に異常が生じた場合、ＳＭＲが振動・衝撃やノイズ等によって機械的に故障した場合、ＳＭＲ周辺の回路に断線が生じた場合、等にＳＭＲの接点が開状態となり、コンタクタが開放状態となる可能性がある。
　このため、コンタクタが開放状態となった場合には、インバータを構成するスイッチング素子を全てオフ状態とするシャットダウン制御（ＳＤ制御）が実施される場合がある。インバータの直流側（直流リンク部）には、直流電圧（直流リンク電圧）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ）が備えられていることが多いが、ＳＤ制御が実施された場合、ステータコイルに蓄積された電力が、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）を介して平滑コンデンサを充電する。このため、平滑コンデンサの端子間電圧（直流リンク電圧）が短時間で上昇する可能性がある。直流リンク電圧の上昇に備えて平滑コンデンサを大容量化、高耐圧化すると、平滑コンデンサの体格の増大につながる。また、インバータの高耐圧化も必要となる。その結果、回転電機駆動装置の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。
　また、コンタクタが開放状態となった場合に、いくつかのスイッチング素子をオン状態にして電流を還流させるアクティブショート制御（アクティブショートサーキット制御（ＡＳＣ制御））～例えばゼロベクトルシーケンス制御（ＺＶＳ制御）～が実行される場合もある。例えば、特開２０１１－５５５８２号公報（特許文献１）には、インバータの上段側のスイッチング素子を全てオフ状態とし、下段側のスイッチング素子の何れか１つ以上をオン状態とする制御方法が開示されている（特許文献１：図２、第１５８、１５９、１６５段落等）。ＡＳＣ制御では、直流リンク電圧の上昇は抑制できるが、スイッチング素子やステータコイルを大電流（還流電流）が流れることになる。また、熱等によってステータコイルに蓄積された電力が消費されるまで、大電流が流れ続けることになる。このため、スイッチング素子やステータコイルを消耗させ、寿命を低下させる可能性がある。また、大電流に対応したスイッチング素子などを用いる必要が生じて、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する可能性がある。
特開２０１１－５５５８２号公報
　上記背景に鑑みて、インバータと直流電源とを接続するコンタクタが開放状態となった場合に、インバータの直流リンク電圧の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機に流れる電流をゼロにする技術が望まれる。
　上記に鑑みたインバータ制御装置の特徴構成は、
　直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と３相交流との間で電力変換を行うものであって交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されたインバータと、前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する直流リンクコンデンサと、を備える回転電機駆動装置を制御対象として、前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
　前記回転電機の回転中に前記コンタクタが開放状態となった場合に、何れか１相の前記アームである対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を実行し、
　その後、前記対象アームとは別の２相の前記アームの電流が共にゼロとなる際に残りの全ての前記アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を実行する点にある。
　この構成によれば、パーシャルシャットダウン制御では、１相だけがシャットダウンされるので、シャットダウンによって妨げられる電流の流れが限定され、直流リンク電圧の上昇が低減される。パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時には、シャットダウンされるアームの電流がゼロであるから、シャットダウンによる直流リンク電圧の上昇が低減される。尚、パーシャルシャットダウン制御が開始されるまでは、特別な制御は行わずに通常制御を行っていても良いし、例えばアクティブショート制御が実行されてもよい。例えば、アクティブショート制御が実行される場合には、直流リンク電圧の上昇は、コンタクタが開放状態となった後、アクティブショート制御が開始されるまでの間にほぼ限定され、直流リンク電圧の上昇を大きく抑制することができる。このように、本構成によれば、インバータと直流電源とを接続するコンタクタが開放状態となった場合に、インバータの直流リンク電圧の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機に流れる電流をゼロにすることができる。
　本発明のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する本発明の実施形態についての以下の記載から明確となる。
回転電機駆動装置のシステム構成を模式的に示す回路ブロック図 コンタクタ開放時の制御例を模式的に示す波形図 Ｐｈａｓｅ１におけるＩＧＢＴの制御例と電流の流れを示す等価回路図 Ｐｈａｓｅ２におけるＩＧＢＴの制御例と電流の流れを示す等価回路図 コンタクタ開放時の他の制御例を模式的に示す波形図 Ｐｈａｓｅ１におけるＩＧＢＴの制御例と電流の流れを示す等価回路図 Ｐｈａｓｅ２におけるＩＧＢＴの制御例と電流の流れを示す等価回路図 コンタクタ開放時に適した制御方法と回転電機の動作状態との関係を示す図 回転電機が正回転する際の電流波形図
　以下、インバータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。インバータ制御装置２０は、図１に示すように、インバータ１０と直流リンクコンデンサ４とを備える回転電機駆動装置１を制御対象とし、回転電機駆動装置１を介して回転電機８０を駆動制御する。後述するように、インバータ１０は、直流電源（１１）にコンタクタ９を介して接続されると共に、交流の回転電機８０に接続されて直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行う電力変換装置であり、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されている。直流リンクコンデンサ４は、このインバータ１０の直流側の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する。回転電機駆動装置１及びインバータ制御装置２０による駆動対象の回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。車両の駆動力源としての回転電機８０は、多相交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。
　鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両では、回転電機８０を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源を搭載している。本実施形態では、回転電機８０に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧２００～４００［Ｖ］の高圧バッテリ１１（直流電源）が備えられている。回転電機８０は、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間には、直流と交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行うインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の電圧は、以下“直流リンク電圧Ｖｄｃ”と称する。高圧バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機８０に電力を供給可能であると共に、回転電機８０が発電して得られた電力を蓄電可能である。
　インバータ１０と高圧バッテリ１１との間には、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。直流リンクコンデンサ４と高圧バッテリ１１との間には、直流リンクコンデンサ４から回転電機８０までの回路と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際にＳＭＲの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にＳＭＲの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。インバータ１０は、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間にコンタクタ９を介して介在され、コンタクタ９が接続状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。
　インバータ１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３が用いられる。
　例えば直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ１０は、よく知られているように多相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３が直列に接続されて１つのアームが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。
　対となる各相のＩＧＢＴ３による直列回路（アーム）の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のＩＧＢＴ３（上段側ＩＧＢＴ（上段側スイッチング素子）３１，３３，３５：図３等参照）と負極電源ラインＮ側のＩＧＢＴ３（下段側ＩＧＢＴ（下段側スイッチング素子）３２，３４，３６：図３等参照）との接続点は、回転電機８０のステータコイル８（８ｕ，８ｖ，８ｗ：図３等参照）にそれぞれ接続される。尚、各ＩＧＢＴ３には、負極“Ｎ”から正極“Ｐ”へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）５が備えられている。
　図１に示すように、インバータ１０は、インバータ制御装置２０により制御される。インバータ制御装置２０は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置２０は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等からＣＡＮ（Controller Area Network）などを介して要求信号として提供される回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１２により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。インバータ制御装置２０は、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置２０は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。電流フィードバック制御については、公知であるのでここでは詳細な説明は省略する。
　車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（不図示）も搭載されている。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２～２４［Ｖ］である。低圧バッテリと高圧バッテリ１１とは、互いに絶縁されており、互いにフローティングの関係にある。低圧バッテリは、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０の他、オーディオシステムや灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。車両ＥＣＵ９０やインバータ制御装置２０などの電源電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］である。
　ところで、インバータ１０を構成する各ＩＧＢＴ３の制御端子であるゲート端子は、ドライバ回路３０を介してインバータ制御装置２０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機８０を駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするインバータ制御装置２０などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、このため、各ＩＧＢＴ３に対するゲート駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継するドライバ回路３０（制御信号駆動回路）が備えられている。低圧系回路のインバータ制御装置２０により生成されたＩＧＢＴ３のゲート駆動信号は、ドライバ回路３０を介して高圧回路系のゲート駆動信号としてインバータ１０に供給される。ドライバ回路３０は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。
　上述したように、コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際に接続状態となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際に開放状態となる。通常動作時には、ＩＧキーの状態に応じてコンタクタ９の開閉状態も制御される。しかし、ＩＧキーがオン状態の際に、車両の故障や衝突等によって、コンタクタ９が開放状態となる場合がある。例えば、コンタクタ９への電源供給が遮断された場合、コンタクタ９の駆動回路に異常が生じた場合、コンタクタ９が振動・衝撃やノイズ等によって機械的に故障した場合、コンタクタ９周辺の回路に断線が生じた場合、等にコンタクタ９が開放状態となる可能性がある。コンタクタ９が開放状態となると、高圧バッテリ１１からインバータ１０側への電力の供給は直ちに遮断される。同様に、回転電機８０からインバータ１０を介して高圧バッテリ１１への電力の回生もコンタクタ９によって遮断される。
　このため、コンタクタ９が開放状態となった場合には、インバータ１０を構成するＩＧＢＴ３を全てオフ状態とするシャットダウン制御（ＳＤ制御）が実施される場合がある。
ＳＤ制御が実施された場合、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。このため、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で上昇する可能性がある。直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に備えて直流リンクコンデンサ４を大容量化、高耐圧化すると、コンデンサの体格の増大につながる。また、インバータ１０の高耐圧化も必要となる。その結果、回転電機駆動装置１の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。
　また、コンタクタ９が開放状態となった場合に、いくつかのＩＧＢＴ３をオン状態にして電流を還流させるアクティブショート制御（アクティブショートサーキット制御（ＡＳＣ制御））～例えばゼロベクトルシーケンス制御（ＺＶＳ制御）～が実行される場合もある。電流（還流電流）の有するエネルギーは、ＩＧＢＴ３やステータコイル８などにおいて熱などによって消費される。ＡＳＣ制御では、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇は抑制できるが、ＩＧＢＴ３やステータコイル８を大電流が流れることになる。還流電流は、ステータコイル８に蓄積された電力が消費されるまで流れ続けるので、ＩＧＢＴ３やステータコイル８の寿命を低下させる可能性がある。また、大電流に対応した素子などを用いる必要が生じて、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する可能性がある。また、大電流等によって発生する熱によって、回転電機８０のロータに備えられた永久磁石が減磁し、回転電機８０の耐久性が低下する可能性もある。
　本実施形態のインバータ制御装置２０は、ＳＤ制御とＡＳＣ制御とを組み合わせて、回生電力を抑制しつつ、回転電機８０に流れる電流をゼロにする制御（回生電力抑制制御）を実行する点に特徴を有する。即ち、インバータ制御装置２０は、インバータ１０と高圧バッテリ１１とを接続するコンタクタ９が開放状態となった際に、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機８０に流れる電流をゼロにする。尚、上述したように、高圧バッテリ１１とは別に、不図示の低圧バッテリが備えられており、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０は、低圧バッテリから電力を供給されて動作する。本実施形態においては、コンタクタ９が開放状態となっても、低圧バッテリからインバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０への電力供給は維持されているものとして説明する。
　図１及び図３等に示すように、インバータ１０は、交流１相分のアームが、相補的にスイッチング制御される上段側スイッチング素子（上段側ＩＧＢＴ（３１，３３，３５））と下段側スイッチング素子（下段側ＩＧＢＴ（３２，３４，３６））との直列回路により構成される。インバータ制御装置２０は、回転電機８０の回転中にコンタクタ９が開放状態となった場合に、３相全てのアームの上段側ＩＧＢＴ（３１，３３，３５）をオン状態とし、３相全てのアームの下段側ＩＧＢＴ（３２，３４，３６）をオフ状態とする上段側アクティブショート制御（上段側ＡＳＣ制御）、及び、３相全てのアームの下段側ＩＧＢＴ（３２，３４，３６）をオン状態とし、３相全てのアームの上段側ＩＧＢＴ（３１，３３，３５）をオフ状態とする下段側アクティブショート制御（下段側ＡＳＣ制御）の何れかのアクティブショート制御（ＡＳＣ制御）を実行する（図２：Ｐｈａｓｅ１）。さらに、インバータ制御装置２０は、ＡＳＣ制御の開始後に、３相の内の何れか１相のアームである対象アームの電流がゼロとなる際に、少なくとも対象アームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）を実行する（図２：Ｐｈａｓｅ２）。その後、インバータ制御装置２０は、対象アームとは別の２相のアームの電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を実行する（図２：Ｐｈａｓｅ３）。
　以下、このような回生電力抑制制御について説明する。図２は、コンタクタ９の開放時の制御例を模式的に示す波形図であり、図３は、上述したＰｈａｓｅ１におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示す等価回路図であり、図４は、同じくＰｈａｓｅ２におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示す等価回路図である。図２に示す時刻“ｔ０”においてコンタクタ９が開放状態となると、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し始める（Ｐｈａｓｅ０）。インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態（コンタクタオープン）であると判定すると、回生電力抑制制御を開始する。コンタクタオープンであるとの判定は、例えば、車両ＥＣＵ９０からの通信に基づいて実施されても良いし、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ１４の検出結果に基づいて実施されても良い。また、コンタクタオープンであるとの判定は、バッテリ電流センサ１５により検出された高圧バッテリ１１の電流（バッテリ電流）の急激な変化に基づいて判定されてもよい。ここでは、電圧センサ１４により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃが、回生電力抑制制御の要否を判定する判定しきい値を超えているか否かによって、回生電力抑制制御の開始が判定されるものとする。
　回生電力抑制制御が開始されると、まず、ＡＳＣ制御が実行される。ここでは、図３に示すように、下段側ＡＳＣ制御が実行される例を示している。図３において、破線で示すＩＧＢＴ３は、オフ状態にスイッチング制御されていることを示し、実線で示すＩＧＢＴ３はオン状態に制御されていることを示す。また、破線で示すＦＷＤ５は非導通状態であることを示し、実線で示すＦＷＤ５は導通状態であることを示す。図３に示すように、上段側ＩＧＢＴ（３１，３３，３５）はオフ状態に、下段側ＩＧＢＴ（３２，３４，３６）はオン状態に制御される。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２を流れる。Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４を流れると共に、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４に逆並列に接続されたＶ相下段側ＦＷＤ５４も流れる。同様に、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６を流れると共に、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６に逆並列に接続されたＷ相下段側ＦＷＤ５６も流れる。
　図２に示すように、時刻“ｔ０”においてコンタクタ９が開放状態となると、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し始めるが、時刻“ｔ１”において下段側ＡＳＣ制御が実行されると、図３に示すように、電流が還流するので、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇は電圧“Ｖ１”で停止する。下段側ＡＳＣ制御が実行されている期間は、Ｐｈａｓｅ１に相当する。
　Ｐｈａｓｅ１の期間において、つまり、ＡＳＣ制御の実行中に、何れか１相のアーム（対象アーム）の電流（相電流）がゼロとなる際に、ＰＳＤ制御が実行される。ＰＳＤ制御は、図２に示す時刻“ｔ２”において実行されると好適であるが、厳密ではなく、時刻“ｔ２”の前後において実行されればよい。電流がゼロとなったことを検出した後では、ＰＳＤ制御の実行が遅れるため、例えば、ＰＳＤ制御は、相電流がゼロの時を予想して実行されると好適である。図２においては、Ｐｈａｓｅ１の期間においてＶ相電流Ｉｖがゼロとなる際にＰＳＤ制御が実行される形態を例示している。対象アームはＶ相アームであり、Ｖ相アームにおいてオン状態に制御されているＶ相下段側ＩＧＢＴ３４が少なくともオフ状態に制御される。これにより、Ｖ相はシャットダウンされた状態となり、インバータ１０は部分的にシャットダウンされた状態となる（Ｐｈａｓｅ２）。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、相電流（Ｉｖ）がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。
　ところで、上述したように、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４を流れると共に、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４に逆並列に接続されたＶ相下段側ＦＷＤ５４も流れる。従って、インバータ制御装置２０は、ＰＳＤ制御の実行に際して、順方向に導通状態のＦＷＤ５（ここではＶ相下段側ＦＷＤ５４）に流れる電流がゼロとなる際に、当該ＦＷＤ５（５４）に並列に接続されたＩＧＢＴ３（ここではＶ相下段側ＩＧＢＴ３４）をオフ状態となるように制御するということもできる。
　また、Ｐｈａｓｅ２では、Ｖ相がシャットダウンされた状態となり、インバータ１０が部分的にシャットダウンされた状態となるため、時刻“ｔ２”から行われる制御をパーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）と称しているが、見方を変えれば、部分的にアクティブショート制御（ＡＳＣ制御）が実行されているということもできる。従って、時刻“ｔ２”から実行される制御（Ｐｈａｓｅ２で実行される制御）は、パーシャルアクティブショート制御（ＰＡＳＣ制御）と称することもできる。
　図４は、Ｐｈａｓｅ２におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示している。図４に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２を流れ、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６を流れると共に、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６に逆並列に接続されたＷ相下段側ＦＷＤ５６も流れる。Ｖ相がシャットダウンされているため、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは平衡する。従って、図２に示すように、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは同じ時刻（ここでは時刻“ｔ３”）においてゼロとなる。インバータ制御装置２０は、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相のアーム（ここではＵ相、Ｗ相）の電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３（ここでは“３２，３６”）をオフ状態とするように制御するＦＳＤ制御を実行する（図２：Ｐｈａｓｅ３）。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。
　このように、ＳＤ制御とＡＳＣ制御とを組み合わせることによって、適切に回転電機８０に流れる電流をゼロにする制御を実行することができる。発明者によるシミュレーションによれば、例えば、コンタクタオープンに応答して単純にＳＤ制御を実行した場合と比較して、直流リンクコンデンサ４の静電容量を概ね１／２としても、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇電圧は１／５～１／４程度となることが確認されている。つまり、回生電力抑制制御によって直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が抑制され、直流リンクコンデンサ４の小型化も可能となる。また、コンタクタオープンに応答して単純にＡＳＣ制御を実行した場合と比べて、相電流の最大値は概ね８０％程度に収まっている。つまり、回生電力抑制制御によって相電流も抑制されている。従って、ステータコイル８やＩＧＢＴ３の消耗による寿命の低下を抑制することができる。即ち、シミュレーションによって、最大の回生電力ポイントと、インバータ１０の最大電圧の条件で、定格電流と耐圧電圧とを満足することが確認されている。
　ところで、図３及び図４を参照すると、Ｐｈａｓｅ１及びＰｈａｓｅ２の双方において、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６を流れると共に、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６に逆並列に接続されたＷ相下段側ＦＷＤ５６も流れる。つまり、Ｐｈａｓｅ２においてＷ相下段側ＩＧＢＴ３６がオフ状態であっても、Ｗ相電流Ｉｗは還流する。従って、時刻“ｔ２”におけるＰＳＤ制御の開始に際しては、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４と共にＷ相下段側ＩＧＢＴ３６もオフ状態に制御されてもよい。即ち、インバータ制御装置２０は、次のように、ＰＳＤ制御を実行すると良い。即ち、インバータ制御装置２０は、対象アーム（ここではＶ相）においてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３（ここでは“３４”）と、対象アームとは別の２相（ここではＵ相、Ｗ相）のアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３（３２，３６）の内、順方向に導通状態のＦＷＤ５（ここでは“５６”）に並列接続されているＩＧＢＴ３（３６）との２つのＩＧＢＴ３をオフ状態とするように制御して、ＰＳＤ制御を実行してもよい。換言すれば、インバータ制御装置２０は、オン状態に制御されているＩＧＢＴ３（ここでは“３２，３４，３６”）の内、順方向に導通状態のＦＷＤ５（ここでは“５４，５６”）に並列接続されている２つのＩＧＢＴ３（ここでは“３４，３６”）をオフ状態とするように制御して、ＰＳＤ制御を実行してもよい。
　このように、２つのＩＧＢＴ３がオフ状態に制御されてＰＳＤ制御が実行されると、Ｐｈａｓｅ２においてオン状態のＩＧＢＴ３はＵ相下段側ＩＧＢＴ３２のみとなる。つまり、時刻“ｔ３”におけるＦＳＤ制御の開始に際して、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相のアーム（ここではＵ相、Ｗ相）の電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３はＵ相下段側ＩＧＢＴ３２のみとなる。インバータ制御装置２０は、ＦＳＤ制御の開始に際して、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相のアーム（ここではＵ相、Ｗ相）の電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３として、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２をオフ状態とするように制御する（図２：Ｐｈａｓｅ３）。
　上記においては、ＡＳＣ制御として下段側ＡＳＣ制御が実行される例について説明したが、以下、ＡＳＣ制御として上段側ＡＳＣ制御が実行される形態について説明する。即ち、回生電力抑制制御として、上段側ＡＳＣ制御、ＰＳＤ制御、ＦＳＤ制御の順に実行される形態について説明する。図５は、コンタクタ９の開放時の制御例を模式的に示す波形図であり、図６は、上述したＰｈａｓｅ１におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示す等価回路図であり、図７は、同じくＰｈａｓｅ２におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示す等価回路図である。図５に示す時刻“ｔ０”においてコンタクタ９が開放状態となると、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し始める。インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態（コンタクタオープン）であると判定すると、回生電力抑制制御を開始する。
　回生電力抑制制御が開始されると、まず、ＡＳＣ制御が実行される。ここでは、図６に示すように、上段側ＡＳＣ制御が実行されるので、上段側ＩＧＢＴ（３１，３３，３５）はオン状態に、下段側ＩＧＢＴ（３２，３４，３６）はオフ状態に制御される。Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５を流れる。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１を流れると共に、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１に逆並列に接続されたＵ相上段側ＦＷＤ５１も流れる。同様に、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３を流れると共に、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３に逆並列に接続されたＶ相上段側ＦＷＤ５３も流れる。
　図５に示すように、時刻“ｔ０”においてコンタクタ９が開放状態となると、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し始めるが、時刻“ｔ１”において下段側ＡＳＣ制御が実行されると、図６に示すように、電流が還流するので、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇は電圧“Ｖ１”で停止する。上段側ＡＳＣ制御が実行されている期間は、Ｐｈａｓｅ１に相当する。
　Ｐｈａｓｅ１の期間において、つまり、ＡＳＣ制御の実行中に、何れか１相のアーム（対象アーム）の電流（相電流）がゼロとなる際に、ＰＳＤ制御が実行される。ここでは、Ｐｈａｓｅ１の期間においてＵ相電流Ｉｕがゼロとなる際にＰＳＤ制御が実行される。対象アームはＵ相アームであり、Ｕ相アームにおいてオン状態に制御されているＵ相上段側ＩＧＢＴ３１が少なくともオフ状態に制御される。これにより、Ｕ相はシャットダウンされた状態となり、インバータ１０は部分的にシャットダウンされた状態となる（Ｐｈａｓｅ２）。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、相電流（Ｉｕ）がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。
　Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１を流れると共に、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１に逆並列に接続されたＵ相上段側ＦＷＤ５１も流れる。従って、インバータ制御装置２０は、順方向に導通状態のＦＷＤ５（ここではＵ相上段側ＦＷＤ５１）に流れる電流がゼロとなる際に、当該ＦＷＤ５（５１）に並列に接続されたＩＧＢＴ３（ここではＵ相上段側ＩＧＢＴ３１）をオフ状態となるように制御して、ＰＳＤ制御を実行するということもできる。この状態は、３相の内の２相のみが、オン状態とされている状態であるから、２相スイッチング（Tow Phase Switching）制御と称することができる。
　図７は、Ｐｈａｓｅ２におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示している。図７に示すように、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５を流れ、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３を流れると共に、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３に逆並列に接続されたＶ相上段側ＦＷＤ５３も流れる。Ｕ相がシャットダウンされているため、Ｖ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗとは平衡する。従って、Ｖ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗとは同じ時刻（ここでは時刻“ｔ３”）においてゼロとなる。インバータ制御装置２０は、対象アーム（ここではＵ相）とは別の２相のアーム（ここではＶ相、Ｗ相）の電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３（ここでは“３３，３５”）をオフ状態とするように制御するＦＳＤ制御を実行する（図５：Ｐｈａｓｅ３）。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、相電流（Ｉｖ，Ｉｗ）がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。
　ところで、図６及び図７を参照すると、Ｐｈａｓｅ１及びＰｈａｓｅ２の双方において、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３を流れると共に、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３に逆並列に接続されたＶ相上段側ＦＷＤ５３も流れる。つまり、Ｐｈａｓｅ２においてＶ相上段側ＩＧＢＴ３３がオフ状態であっても、Ｖ相電流Ｉｖは還流する。従って、時刻“ｔ２”におけるＰＳＤ制御の開始に際しては、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１と共にＶ相上段側ＩＧＢＴ３３もオフ状態に制御されてもよい。即ち、インバータ制御装置２０は、対象アーム（ここではＵ相）においてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３（ここでは“３１”）と、対象アームとは別の２相（ここではＶ相、Ｗ相）のアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３（３３，３５）の内、順方向に導通状態のＦＷＤ５（ここでは“５３”）に並列接続されているＩＧＢＴ３（３３）との２つのＩＧＢＴ３をオフ状態とするように制御して、ＰＳＤ制御を実行してもよい。換言すれば、インバータ制御装置２０は、オン状態に制御されているＩＧＢＴ３（ここでは“３１，３３，３５”）の内、順方向に導通状態のＦＷＤ５（ここでは“５１，５３”）に並列接続されている２つのＩＧＢＴ３（ここでは“３１，３３”）をオフ状態とするように制御して、ＰＳＤ制御を実行してもよい。
　このように、２つのＩＧＢＴ３がオフ状態に制御されて、ＰＳＤ制御が実行された場合には、Ｐｈａｓｅ２においてオン状態のＩＧＢＴ３はＷ相上段側ＩＧＢＴ３５のみとなる。この状態は、３相の内の１相のみが、オン状態とされている状態であるから、単相スイッチング（Single Phase Switching）制御と称することができる。この場合、時刻“ｔ３”におけるＦＳＤ制御の開始に際して、対象アーム（ここではＵ相）とは別の２相のアーム（ここではＶ相、Ｗ相）の電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３はＷ相上段側ＩＧＢＴ３５のみとなる。インバータ制御装置２０は、ＦＳＤ制御の開始に際して、対象アーム（ここではＵ相）とは別の２相のアーム（ここではＶ相、Ｗ相）の電流が共にゼロとなる際に残りの全てのアームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３として、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５をオフ状態とするように制御する（図５：Ｐｈａｓｅ３）。
　以上説明したように、Ｐｈａｓｅ１において実行されるＡＳＣ制御は、上段側ＡＳＣ制御でも、下段側ＡＳＣ制御でもよい。インバータ制御装置２０は、コンタクタオープンの際に、３相のアームの電流位相に応じて、上段側ＡＳＣ制御及び下段側ＡＳＣ制御の何れかを選択してＡＳＣ制御を実行すると好適である。具体的には、図３に示すように、コンタクタオープンの際（時刻“ｔ０”において）、３相電流の波形が正側に２相、負側に１相の場合には、下段側ＡＳＣ制御が選択され、図６に示すように、コンタクタオープンの際、３相電流の波形が負側に２相、正側に１相の場合には、上段側ＡＳＣ制御が選択されると好適である。
　下記表１は、３相電流の波形と、各ＩＧＢＴ３のオン／オフ制御の状態とを表している。表１に示すように、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形に応じて６つの状態が存在する。これをＳｅｃｔｏｒで示している。表中の“Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－”はそれぞれ、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６を示している。即ち、“Ｓ”はスイッチング素子、“ｕ，ｖ，ｗ”の添え字は３相各相、“＋”は上段側、“－”は下段側を示している。また、表中の“０”はオフ状態を示し、“１”はオン状態を示している。従って、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合であるＳｅｃｔｏｒ１，３，５では、下段側ＡＳＣ制御を実行される。一方、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合であるＳｅｃｔｏｒ２，４，６では、上段側ＡＳＣ制御が実行される。
表１：３相電流の波形とＡＳＣ制御時のスイッチング素子のオン／オフ制御の状態
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　３相電流の波形が正側に２相、負側に１相の場合には、下段側ＡＳＣ制御の実行中に下段側のＦＷＤ５が導通する相が２相存在することになる。また、３相電流の波形が負側に２相、正側に１相の場合には、上段側ＡＳＣ制御の実行中に上段側のＦＷＤ５が導通する相が２相存在することになる。従って、ＰＳＤ制御を行う際にオフ状態に制御可能なＩＧＢＴ３が１つ又は２つとなるので、制御の選択肢が増大する。また、上述したように、ＰＳＤ制御への移行に際して、２つのＩＧＢＴ３をオン状態からオフ状態へと遷移させることができるので、大電流が流れることによるＩＧＢＴ３の消耗を抑制し、寿命に与える影響を低減することもできる。
　本実施形態のインバータ制御装置２０は、ＳＤ制御とＡＳＣ制御とを組み合わせて、適切に回転電機８０に流れる電流をゼロにする回生電力抑制制御（ＳＤ－ＡＳＣ混合制御）を実行する。ＳＤ制御、ＡＳＣ制御、ＳＤ－ＡＳＣ混合制御には、コンタクタオープンの際の回転電機８０の動作状態に応じてそれぞれ適した領域が存在する。図８は、回転電機８０の回転速度とトルクとによって表された動作マップ上において、それぞれの制御方式が適した領域を示している。回転速度が高い領域、図８における領域“ｄｅｆｇ”（領域“Ｒ２”）は、回転電機８０による起電力（ＥＭＦ：Electromotive Force）が高いため、ＡＳＣ制御が適している。線“ｄｇ”は、逆起電圧（ＢＥＭＦ：Back Electromotive Force）が、直流リンク電圧Ｖｄｃ以上となる境界を表している。回転速度が低い領域、図８における領域“０ａｃｄｇ”（領域“Ｒ１＋Ｒ３”）は、ＳＤ制御が適している。即ち、ＳＤ制御は、直流リンク電圧Ｖｄｃが回転電機８０による起電力よりも大きい場合に実行される。
　このＳＤ制御が適している領域“０ａｃｄｇ”の全てにおいてＳＤ制御が可能なようにインバータ制御装置２０を構築すると、当該領域における直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に鑑みた設計が必要となる。例えば、ＩＧＢＴ３などのスッチング素子に高い耐圧が求められ、直流リンクコンデンサ４にも大きな容量や高い耐圧が求められる。しかし、回転速度及びトルクが高い領域“ｂｃｄ”（領域“Ｒ３”）において、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑制できれば、それらの要求を緩和することができる。従って、上述した回生電力抑制制御は、図８における領域“ｂｃｄ”（領域“Ｒ３”）において適用されると好適である。
〔その他の実施形態〕
　以下、その他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）上記においては、コンタクタ９が開放状態となった後、アクティブショート制御、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御が時系列に実行される形態を例示した。しかし、アクティブショート制御が行われることなく、コンタクタ９が開放状態となった後、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御が時系列に実行されてもよい。即ち、コンタクタ９が開放状態となった場合に、対象アームにおいて、パーシャルシャットダウン制御が開始され、その後、対象アームとは別の２相のアームの電流が共にゼロとなる際にフルシャットダウン制御が開始されればよい。
　この際、好ましくは、３相のアームの電流位相に応じて、対象アームを選択して、パーシャルシャットダウン制御が実行されるとよい。例えば、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相のアームを対象アームとして選択する。また、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相記アームを対象アームとして選択する。図９は回転電機８０が正回転する際の電流波形を示している。図中の矢印に付した数字は、表１と同様に、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形に応じた６つの状態（Ｓｅｃｔｏｒ）を表している。例えば、Ｓｅｃｔｏｒ１においては、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとの２相の電流波形が、振幅中心よりも正側である。そして、Ｓｅｃｔｏｒ１の範囲において、Ｕ相電流Ｉｕは電流値のピークに向かい、Ｗ相電流Ｉｗは振幅中心へ向かっている。従って、Ｓｅｃｔｏｒ１では、Ｗ相アームが対象アームである。
　パーシャルシャットダウン制御では、対象アームにおいてオン状態に制御されているＩＧＢＴ３がオフ状態に制御される。換言すれば、対象アームの全てのＩＧＢＴ３（上段側ＩＧＢＴ及び下段側ＩＧＢＴ）がオフ状態に制御される。上述したＳｅｃｔｏｒ１であれば、オン状態に制御されているＷ相上段側ＩＧＢＴ３５がオフ状態に制御される。Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６は、Ｓｅｃｔｏｒ１においてオフ状態であるから、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５がオフ状態に制御されることによって、Ｗ相アームの全てのＩＧＢＴ３がオフ状態となる。
　ここで、Ｓｅｃｔｏｒ１において、電流波形が振幅中心よりも正側である２相の内、対象アームとは異なるＵ相アームのＩＧＢＴ３は、そのオン／オフ状態が入れ替わると好適である。具体的には、Ｓｅｃｔｏｒ１において、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１はオン状態であり、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２はオフ状態である。対象アームとしてのＷ相上段側ＩＧＢＴ３５がオフ状態に制御される際、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１がオフ状態に制御され、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２がオン状態に制御される。図９に示すように、Ｓｅｃｔｏｒ１では、Ｖ相電流Ｉｖは振幅中心よりも負側であり、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４がオン状態である。従って、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２がオン状態となると、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２及びＦＷＤ５２、Ｕ相ステータコイル８ｕ、Ｖ相ステータコイル８ｖ、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２及びＦＷＤ５２の経路で、電流が環流する。つまり、部分的なアクティブショートサーキットが形成される。上述したように、パーシャルシャットダウン制御が実行されている一方で、視点を変えればパーシャルアクティブショート制御が実行されているということもできる。
　或いは、図７を参照して上述したように、この状態は、３相の内の２相のみが、オン状態とされている状態であるから、２相スイッチング（Tow Phase Switching）制御と称することができる。例えば、Ｓｅｃｔｏｒ６においては、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの２相の電流波形が、振幅中心よりも負側である。そして、Ｓｅｃｔｏｒ６の範囲において、Ｖ相電流Ｉｖは電流値の負のピークに向かい、Ｕ相電流Ｉｕは振幅中心へ向かっている。従って、Ｓｅｃｔｏｒ６では、Ｕ相アームが対象アームである。Ｓｅｃｔｏｒ６では、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５がオン状態である。従って、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２はオフ状態に制御され、Ｖ相アームは上限段のＩＧＢＴ（３３，３４）のオン／オフが入れ替わってＶ相下段側ＩＧＢＴ３４がオフ状態に制御され、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３がオン状態に制御される。Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１、Ｗ相の上下段のＩＧＢＴ（３５，３６）のオン／オフ状態は維持される。
　このような制御により、Ｓｅｃｔｏｒ６では、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３及びＦＷＤ５３、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５、Ｗ相ステータコイル８ｗ、Ｖ相ステータコイル８ｖ、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３及びＦＷＤ５３の経路で電流が環流する。つまり、部分的なアクティブショートサーキットが形成される。即ち、図７を参照して上述した形態と同様に、パーシャルシャットダウン制御、或いは、パーシャルアクティブショート制御、或いは、２相スイッチング（Tow Phase Switching）制御が実行されている状態となる。
　このように、アクティブショートサーキットが形成されるように対象アーム以外のアームのＩＧＢＴ３も制御すれば、アクティブショート制御を経た場合と同じような状態で、パーシャルシャットダウン制御を実行することができる。一般化すると、インバータ制御装置２０は、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相のアームを対象アームとして選択して、当該対象アームにおいてオン状態となっているＩＧＢＴ３をオフ状態に制御し、さらに、当該２相の内、対象アームとは異なる相のアームの上段側ＩＧＢＴ３をオフ状態とすると共に下段側ＩＧＢＴ３をオン状態とするように制御して、パーシャルシャットダウン制御を実行する。また、インバータ制御装置２０は、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相のアームを対象アームとして選択して、当該対象アームにおいてオン状態となっているＩＧＢＴ３をオフ状態に制御し、さらに、当該２相の内、対象アームとは異なる相のアームの下段側ＩＧＢＴ３をオフ状態とすると共に上段側ＩＧＢＴ３をオン状態とするように制御して、パーシャルシャットダウン制御を実行する。アクティブショート制御を経た場合と同じような状態で、パーシャルシャットダウン制御を実行する場合の３相電流の波形と各スイッチング素子のオン／オフ制御の状態を下記の表２に示す。
　表２：３相電流の波形とＰＳＤ制御時のスイッチング素子のオン／オフ制御の状態
　　　　（ＡＳＣ制御と同時にＰＳＤ制御を実行する場合）
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　上記においては、パーシャルアクティブショート制御と共にパーシャルシャットダウン制御が行われる形態を中心に説明したが、通常制御中に、コンタクタ９が開放状態となった後、アクティブショート制御もパーシャルアクティブショート制御も行われることなく、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御が時系列に実行されてもよい。下記に示す表３は、通常制御からパーシャルシャットダウン制御を実行する場合の３相電流の波形と各スイッチング素子のオン／オフ制御の状態を示している。表２と表３との比較により、パーシャルアクティブショート制御を伴うことなく、パーシャルシャットダウン制御が実行されることがわかる。
　表３：３相電流の波形とＰＳＤ制御時のスイッチング素子のオン／オフ制御の状態
　　　　（通常制御からＰＳＤ制御のみを実行する場合）
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
（２）アクティブショート制御が行われることなく、コンタクタ９が開放状態となった後、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御が時系列に実行される場合において、何れか１相のアームである対象アームの電流がゼロとなる際に、パーシャルシャットダウン制御が開始されると好適である。上述したように、パーシャルシャットダウン制御の開始時に、対象アームの電流がゼロであると、シャットダウンによって電流の流れは妨げられず、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇を招くことが抑制される。
（３）上述したように、コンタクタ９が開放状態となると直流リンク電圧Ｖｄｃが直ぐに上昇する。従って、インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態となったことを迅速に判定して、回生電力抑制制御を開始することが望ましい。従って、上記説明においては、一般的に通信時間を要するＣＡＮなどを利用して車両ＥＣＵ９０経由でコンタクタ９の状態を取得するのではなく、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出結果に基づいて、迅速にコンタクタ９が開放状態となったことを判定できる例を示した。また、他の１つの態様として、高圧バッテリ１１と直流リンクコンデンサ４との間に設けられたバッテリ電流センサ１５により検出された高圧バッテリ１１の電流（バッテリ電流）の急激な変化に基づいてコンタクタオープンが判定されてもよい。コンタクタ９が開放状態となると、高圧バッテリ１１と、その後段の回路（直流リンクコンデンサ４、インバータ１０、回転電機８０等）との電気的な接続状態が急激に変化する。このため、高圧バッテリ１１を出入りする電流も急激に変化する。従って、この場合も、ＣＡＮなどを利用して車両ＥＣＵ９０経由でコンタクタ９の状態を取得するよりも、インバータ制御装置２０は、高圧バッテリ１１の電流の検出結果に基づいて、コンタクタ９が開放状態となったことを迅速に判定することができる。このように、コンタクタオープンによって平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で上昇するのを防止するためには、コンタクタオープンを迅速に検出することが特に肝要である。
〔実施形態の概要〕
　以下、上記において説明した実施形態に係るインバータ制御装置（２０）の概要について簡単に説明する。
　１つの好適な態様として、インバータ制御装置（２０）は、
　直流電源にコンタクタ（９）を介して接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されて直流と３相交流との間で電力変換を行うものであって交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されたインバータ（１０）と、前記インバータ（１０）の直流側の電圧である直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を平滑化する直流リンクコンデンサと（４）、を備える回転電機駆動装置（１）を制御対象として、前記インバータ（１０）を構成するスイッチング素子（３）をスイッチング制御するインバータ制御装置（２０）であって、
　前記回転電機（８０）の回転中に前記コンタクタ（９）が開放状態となった場合に、何れか１相の前記アームである対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を実行し、
　その後、前記対象アームとは別の２相の前記アームの電流が共にゼロとなる際に残りの全ての前記アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を実行するように構成されている。
　この構成によれば、パーシャルシャットダウン制御では、１相だけがシャットダウンされるので、シャットダウンによって妨げられる電流の流れが限定され、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇が低減される。パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時には、シャットダウンされるアームの電流がゼロであるから、シャットダウンによる直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇が低減される。尚、パーシャルシャットダウン制御が開始されるまでは、特別な制御は行わずに通常制御を行っていても良いし、例えばアクティブショート制御が実行されてもよい。例えば、アクティブショート制御が実行される場合には、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇は、コンタクタ（９）開放状態となった後、アクティブショート制御が開始されるまでの間にほぼ限定され、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇を大きく抑制することができる。このように、本構成によれば、インバータ（１０）と直流電源とを接続するコンタクタ（９）が開放状態となった際に、インバータ（１０）の直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機（８０）に流れる電流をゼロにすることができる。
ここで、好ましくは、３相のアームの電流位相に応じて、対象アームを選択して、パーシャルシャットダウン制御が実行されるとよい。３相のアームの電流位相の相対関係は、インバータ（１０）の空間ベクトル（スイッチング制御の状態）に対応するから、空間ベクトル（スイッチング制御の状態）に応じて適切な対象アームを選択することができる。
　ここで、インバータ制御装置（２０）は、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相の前記アームを前記対象アームとして選択し、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相の前記アームを前記対象アームとして選択すると好適である。シャットダウンされるアームの電流がゼロに近いほど、シャットダウンによって電流の流れが妨げられず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇を招くことが抑制される。振幅中心は電流がゼロであるから、電流波形が振幅中心に向かう相のアームを対象アームとして選択すると好適である。
　また、インバータ制御装置（２０）は、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、前記対象アームとは異なる相の前記アームの前記上段側スイッチング素子（３）をオフ状態とすると共に前記下段側スイッチング素子（３）をオン状態とするように制御し、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、前記対象アームとは異なる相の前記アームの前記下段側スイッチング素子（３）をオフ状態とすると共に前記上段側スイッチング素子（３）をオン状態とするように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行すると好適である。この構成によれば、アクティブショートサーキットが形成されるように対象アーム以外のアームのスイッチング素子（３）も制御されるので、アクティブショート制御を経た場合と同じような状態で、パーシャルシャットダウン制御を実行することができる。つまり、アクティブショート制御とシャットダウン制御とが時系列に適切なタイミングで実行されることによって、アクティブショート制御による電流を抑制し、シャットダウン制御による電圧上昇を抑制することができる。
　好適な態様として、インバータ制御装置（２０）は、前記回転電機（８０）の回転中に前記コンタクタ（９）が開放状態となった場合に、３相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子（３）をオン状態とする上段側アクティブショート制御、及び、３相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子（３）をオン状態とする下段側アクティブショート制御の何れかのアクティブショート制御を実行し、前記アクティブショート制御の開始後に、前記パーシャルシャットダウン制御を実行するとよい。
　この構成によれば、コンタクタ（９）が開放状態となった後、アクティブショート制御、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御が時系列に実行される。アクティブショート制御では大電流が還流し続け、シャットダウン制御では直流リンクコンデンサ（４）の端子間電圧（直流リンク電圧（Ｖｄｃ））が大きく上昇するという課題を有する。しかし、この構成のように、アクティブショート制御とシャットダウン制御とが時系列に適切なタイミングで実行されることによって、アクティブショート制御による電流を抑制し、シャットダウン制御による電圧上昇を抑制することができる。
　１つの態様として、インバータ制御装置（２０）は、前記対象アームの電流がゼロとなる際に、少なくとも前記対象アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行すると好適である。この態様によれば、パーシャルシャットダウン制御の開始時には、対象アームの電流がゼロであるから、シャットダウンによって電流の流れは妨げられず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇を招くことが抑制される。同様に、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時も、シャットダウンされるアームの電流がゼロであるから、シャットダウンによって直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇を招くことが抑制される。
　例えば、コンタクタ（９）が開放状態となった後、アクティブショート制御、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御が時系列に実行され、対象アームの電流がゼロとなる際にパーシャルシャットダウン制御が実行されると、好適である。上述したように、パーシャルシャットダウン制御への移行時及びフルシャットダウン制御への移行時にシャットダウンされるアームの電流がゼロであると、シャットダウンによって電流の流れは妨げられず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇を招くことが抑制される。即ち、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇は、コンタクタ（９）が開放状態となった後、アクティブショート制御が開始されるまでの間にほぼ限定されるので、特に、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇を大きく抑制することができる。
　一般的に、インバータ（１０）は、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として各スイッチング素子（３）に並列に接続されたフリーホイールダイオード（５）を備えて構成されている。そのような構成を備えている場合において、１つの態様として、インバータ制御装置（２０）は、前記順方向に導通状態の前記フリーホイールダイオード（５）に流れる電流がゼロとなる際に、当該フリーホイールダイオード（５）に並列に接続された前記スイッチング素子（３）をオフ状態となるように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行すると好適である。フリーホイールダイオード（５）により電流の方向が規定されるので、対象アームの特定が容易となる。また、対象アームでは、フリーホイールダイオード（５）に流れる電流がゼロとなる際に、スイッチング素子（３）に流れる電流もゼロとなるから、インバータ制御装置（２０）は、適切なタイミングで対象アームのスイッチング素子（３）がオフ状態となるように制御することができる。
　また、１つの態様として、インバータ制御装置（２０）は、３相の前記アームの電流位相に応じて、前記上段側アクティブショート制御、及び、前記下段側アクティブショート制御の何れかを選択して、前記アクティブショート制御を実行すると好適である。アクティブショート制御の次には、パーシャルシャットダウン制御が実行されるが、パーシャルシャットダウン制御の際には、対象アームの電流がゼロとなる必要がある。アクティブショート制御の実行時間が長くなると、それだけ長い時間、大電流が還流するため、アクティブショート制御の実行時間を短縮できると好ましい。アクティブショート制御の開始後、対象アームの電流がゼロとなるまでの時間は、アクティブショート制御の開始時の３相の電流位相に依存する。また、その際に上段側アクティブショート制御及び下段側アクティブショート制御の何れを実行するかにも依存する。従って、３相のアームの電流位相に応じて、上段側アクティブショート制御及び下段側アクティブショート制御の何れかを選択することによって、アクティブショート制御の実行時間を短縮することができ、大電流が還流する時間を短くすることができる。
　ここで、１つの態様として、インバータ制御装置（２０）は、前記アクティブショート制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、前記下段側アクティブショート制御を実行し、前記アクティブショート制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、前記上段側アクティブショート制御を実行すると好適である。３相電流の波形が正側に２相、負側に１相の場合には、下段側アクティブショート制御の実行中に下段側のフリーホイールダイオード（５）が導通する相が２相存在することになる。また、３相電流の波形が負側に２相、正側に１相の場合には、上段側アクティブショート制御の実行中に上段側のフリーホイールダイオードが導通する相が２相存在することになる。従って、パーシャルシャットダウン制御を行う際にオフ状態に制御可能なスイッチング素子（３）が１つ又は２つとなるので、制御の選択肢が増大する。パーシャルシャットダウン制御への移行に際して、２つのスイッチング素子（３）をオン状態からオフ状態へと遷移させることができると、大電流が流れることによるスイッチング素子（３）の消耗を抑制し、寿命に与える影響を低減することもできる。
　パーシャルシャットダウン制御では、対象アームの電流がゼロとなる際に、少なくとも対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子（３）がオフ状態に制御される。しかし、インバータ（１０）が、フリーホイールダイオード（５）を備えており、あるアームにおいて電流がフリーホイールダイオード（５）を流れている状態では、当該フリーホイールダイオード（５）に並列に接続されたスイッチング素子（３）がオフ状態であっても、そのアームには電流が流れる。従って、パーシャルシャットダウン制御では、フリーホイールダイオード（５）を介して電流が流れ続けるのであれば、対象アーム以外のアームであっても、対象アームと共にスイッチング素子（３）がオフ状態となっても問題はない。アクティブショート制御では大電流が還流するので、電流が流れているスイッチング素子（３）を早期にオフ状態とすることによって、スイッチング素子（３）の寿命の低下を抑制することができる。即ち、前記インバータ（１０）が、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として各スイッチング素子（３）に並列に接続されたフリーホイールダイオード（５）を備えている場合、前記インバータ制御装置（２０）は、前記対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子（３）と、前記対象アームとは別の２相の前記アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子（３）の内、前記順方向に導通状態の前記フリーホイールダイオード（５）並列接続されているスイッチング素子（３）と、の２つのスイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行すると好適である。
　本発明は、インバータを介して交流の回転電機を駆動制御するインバータ制御装置に利用することができる。
１　　　　：回転電機駆動装置
３　　　　：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４　　　　：直流リンクコンデンサ
５　　　　：フリーホイールダイオード
９　　　　：コンタクタ
１０　　　：インバータ
１１　　　：高圧バッテリ（直流電源）
２０　　　：インバータ制御装置
３１～３６：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
５１～５６：フリーホイールダイオード
８０　　　：回転電機
Ｖｄｃ　　：直流リンク電圧

Claims (10)

  1. 　直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と３相交流との間で電力変換を行うものであって交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されたインバータと、前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する直流リンクコンデンサと、を備える回転電機駆動装置を制御対象として、前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
    　前記回転電機の回転中に前記コンタクタが開放状態となった場合に、何れか１相の前記アームである対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を実行し、
    　その後、前記対象アームとは別の２相の前記アームの電流が共にゼロとなる際に残りの全ての前記アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を実行するインバータ制御装置。
  2. 　３相の前記アームの電流位相に応じて、前記対象アームを選択して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行する請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 　３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相の前記アームを前記対象アームとして選択し、
    　３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が振幅中心に向かう相の前記アームを前記対象アームとして選択する請求項２に記載のインバータ制御装置。
  4. 　３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、前記対象アームとは異なる相の前記アームの前記上段側スイッチング素子をオフ状態とすると共に前記下段側スイッチング素子をオン状態とするように制御し、
    　３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、前記対象アームとは異なる相の前記アームの前記下段側スイッチング素子をオフ状態とすると共に前記上段側スイッチング素子をオン状態とするように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行する請求項３に記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記回転電機の回転中に前記コンタクタが開放状態となった場合に、３相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする上段側アクティブショート制御、及び、３相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とする下段側アクティブショート制御の何れかのアクティブショート制御を実行し、
    　前記アクティブショート制御の開始後に、前記パーシャルシャットダウン制御を実行する請求項１から４の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記対象アームの電流がゼロとなる際に、少なくとも前記対象アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子をオフ状態とするように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行する請求項１から５の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
  7. 　前記インバータは、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として各スイッチング素子に並列に接続されたフリーホイールダイオードを備えるものであり、
    　前記順方向に導通状態の前記フリーホイールダイオードに流れる電流がゼロとなる際に、当該フリーホイールダイオードに並列に接続された前記スイッチング素子をオフ状態となるように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行する請求項６に記載のインバータ制御装置。
  8. 　３相の前記アームの電流位相に応じて、前記上段側アクティブショート制御、及び、前記下段側アクティブショート制御の何れかを選択して、前記アクティブショート制御を実行する請求項５から７の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
  9. 　前記アクティブショート制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、前記下段側アクティブショート制御を実行し、
    　前記アクティブショート制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、前記上段側アクティブショート制御を実行する、請求項８に記載のインバータ制御装置。
  10. 　前記インバータは、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として各スイッチング素子に並列に接続されたフリーホイールダイオードを備えるものであり、
    　前記対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子と、前記対象アームとは別の２相の前記アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子の内、前記順方向に導通状態の前記フリーホイールダイオードに並列接続されているスイッチング素子と、の２つのスイッチング素子をオフ状態とするように制御して、前記パーシャルシャットダウン制御を実行する請求項５から９の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105514941A (zh) * 2015-12-31 2016-04-20 联合汽车电子有限公司 电动汽车逆变器保护装置及其保护方法
JP2017175772A (ja) * 2016-03-23 2017-09-28 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ制御装置
CN109874388A (zh) * 2016-09-30 2019-06-11 弗罗纽斯国际有限公司 用于操作逆变器的方法及逆变器
JP2022502989A (ja) * 2018-09-20 2022-01-11 ヴァレオ ジーメンス エーアオトモーティヴェ ゲルマニー ゲーエムベーハーValeo Siemens eAutomotive Germany GmbH インバータの制御装置、非同期機用のインバータ、車両、及びインバータを動作させる方法

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11296617B2 (en) * 2017-09-28 2022-04-05 Aisin Corporation Inverter control device
EP3496250B1 (en) * 2017-12-05 2022-05-11 Valeo Siemens eAutomotive Germany GmbH Inverter, assembly and vehicle comprising such inverter, and method for operating an inverter
EP3496249B1 (en) * 2017-12-05 2023-01-04 Valeo eAutomotive Germany GmbH Inverter, assembly and vehicle comprising such inverter, and method for operating an inverter
GB201807771D0 (en) * 2018-05-14 2018-06-27 Rolls Royce Plc Hybrid electric aircraft propulsion system
DE102018212192A1 (de) * 2018-07-23 2020-01-23 Audi Ag Messvorrichtung zur Strommessung, Schaltungsanordnung, Filterelement und Kraftfahrzeug
DE102018123207A1 (de) * 2018-09-20 2020-03-26 Valeo Siemens Eautomotive Germany Gmbh Steuerungseinrichtung für einen Wechselrichter, Wechselrichter für ein Fahrzeug, Fahrzeug und Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters
FR3097699B1 (fr) * 2019-06-18 2021-07-16 Alstom Transp Tech Procédé d’inhibition d’un onduleur d’une chaîne d’alimentation en puissance électrique d’un moteur à aimants permanents
CN111092414B (zh) * 2019-12-25 2022-03-29 深圳市英威腾电动汽车驱动技术有限公司 一种新能源汽车及其过压保护电路、过压保护方法
JP2023052706A (ja) * 2020-01-29 2023-04-12 日本電産エレシス株式会社 モータ駆動回路
CN111756279A (zh) * 2020-06-12 2020-10-09 中车永济电机有限公司 电力机车永磁同步牵引电动机的反电势抑制方法及装置
EP4075652B1 (en) * 2021-04-14 2024-07-31 Hitachi Energy Ltd Inverter circuit for an electrical ac motor, electrical drive and method for controlling an electrical drive
DE102021214224A1 (de) * 2021-12-13 2023-06-15 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren und Vorrichtung zum Betrieb eines Wechselrichters
DE102021214534A1 (de) 2021-12-16 2023-06-22 Brose Fahrzeugteile SE & Co. Kommanditgesellschaft, Würzburg Verfahren zum Betrieb einer elektrischen Maschine
JP7679790B2 (ja) * 2022-03-30 2025-05-20 株式会社豊田自動織機 電力変換システム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008011670A (ja) * 2006-06-30 2008-01-17 Toyota Motor Corp インバータ装置
JP2010220287A (ja) * 2009-03-13 2010-09-30 Aisin Seiki Co Ltd モータ制御装置および車両システム
JP2011055582A (ja) * 2009-08-31 2011-03-17 Denso Corp 車載電動機の駆動装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2706395C3 (de) * 1977-02-15 1979-09-27 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Unterbrechungsfreie Stromversorgungsanlage mit einem Wechselrichter
US4263535A (en) * 1978-09-29 1981-04-21 Bucyrus-Erie Company Motor drive system for an electric mining shovel
US4654770A (en) * 1983-12-22 1987-03-31 General Electric Company Current-limit circuit in X-ray generator
JP2004125209A (ja) * 2002-09-30 2004-04-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 空気調和機
DE102006003254A1 (de) * 2006-01-24 2007-07-26 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Abschalten einer elektrischen Maschine im Falle einer Störung
JP2011109797A (ja) * 2009-11-17 2011-06-02 Hitachi Appliances Inc 圧縮機用モータ駆動装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008011670A (ja) * 2006-06-30 2008-01-17 Toyota Motor Corp インバータ装置
JP2010220287A (ja) * 2009-03-13 2010-09-30 Aisin Seiki Co Ltd モータ制御装置および車両システム
JP2011055582A (ja) * 2009-08-31 2011-03-17 Denso Corp 車載電動機の駆動装置

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105514941A (zh) * 2015-12-31 2016-04-20 联合汽车电子有限公司 电动汽车逆变器保护装置及其保护方法
JP2017175772A (ja) * 2016-03-23 2017-09-28 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ制御装置
CN109874388A (zh) * 2016-09-30 2019-06-11 弗罗纽斯国际有限公司 用于操作逆变器的方法及逆变器
CN109874388B (zh) * 2016-09-30 2020-01-14 弗罗纽斯国际有限公司 用于操作逆变器的方法及逆变器
US10811996B2 (en) 2016-09-30 2020-10-20 Fronius Internationla GmbH Method for operating an inverter, and inverter
JP2022502989A (ja) * 2018-09-20 2022-01-11 ヴァレオ ジーメンス エーアオトモーティヴェ ゲルマニー ゲーエムベーハーValeo Siemens eAutomotive Germany GmbH インバータの制御装置、非同期機用のインバータ、車両、及びインバータを動作させる方法
JP7530353B2 (ja) 2018-09-20 2024-08-07 ヴァレオ ジーメンス エーアオトモーティヴェ ゲルマニー ゲーエムベーハー インバータの制御装置、非同期機用のインバータ、車両、及びインバータを動作させる方法

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