WO2015011916A1 - 電流測定装置 - Google Patents

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side current
integration
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精仁 山村
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Fuji Electric Co Ltd
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    • G01R19/16566—Circuits and arrangements for comparing voltage or current with one or several thresholds and for indicating the result not covered by subgroups G01R19/16504, G01R19/16528, G01R19/16533
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    • G01R19/255—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques using analogue/digital converters of the type with counting of pulses during a period of time proportional to voltage or current, delivered by a pulse generator with fixed frequency

Definitions

  • the present invention relates to a current measuring apparatus capable of accurately measuring a minute current over a wide range in a short time.
  • a current measuring device for measuring the output current of an ionization chamber radiation detector for example, a current / frequency conversion device described in Patent Document 1 has been proposed.
  • the current / frequency conversion device stores an input current as a charge, outputs an voltage proportional to the accumulated charge, an integration amplifier circuit, a frequency proportional to the voltage output from the integration amplifier circuit, and a duty ratio.
  • the current / frequency conversion device described in Patent Document 1 is used. Then, the output frequency at the minimum current is about 0.001 Hz, and the response time for obtaining the measurement result is 1000 seconds.
  • the response time in order to set the response time to 1 second, for example, it is necessary to set the output frequency at the minimum current to 1 Hz or more, and the minimum current in the measurement current region is increased by three digits, so that the measurement current region is narrowed accordingly.
  • the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above-described conventional example, and has an object to provide a current measuring device capable of accurately measuring a wide range of minute currents in a short time. Yes.
  • one aspect of a current measuring device is a current measuring device that divides a current measuring range of a current to be measured into at least a low range and a high range and performs current measurement in each range. It is.
  • the current measuring device integrates the measured current and outputs an integration signal, and the integration signal output from the integration circuit is input, and the low range side current measurement value proportional to the rate of change of the integration signal.
  • a low-range-side current measurement unit that calculates a high-range-side current measurement unit that calculates a high-range-side current measurement value based on a pulse signal corresponding to the cycle of the integration signal output from the integration circuit, and integration using the pulse signal
  • a pumping circuit that discharges the electric charge accumulated in the circuit, a low range side current measurement value calculated by the low range side current measurement unit, and a high range side current measurement value calculated by the high range side current measurement unit
  • a measurement value determining unit that determines the measurement value.
  • the integrated signal of the current to be measured is supplied to both the low range side current measuring unit and the high range side current measuring unit, and is proportional to the rate of change of the integrated signal in the low range side current measuring unit.
  • the current measurement value is calculated, and the current measurement value is calculated based on the pulse signal corresponding to the frequency of the integration signal in the high range side current measurement unit. Therefore, when the measured current is on the low range side, the current measurement value calculated by the low range side current measurement unit is adopted, and when the measured current is on the high range side, the current measurement calculated by the high range side current measurement unit is adopted.
  • the measured current can be accurately measured in a short time in a wide range.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration of the current measuring device of FIG. 1. It is a flowchart which shows an example of the low range side electric current measurement process procedure performed with an arithmetic processing circuit. It is a flowchart which shows an example of the high range side electric current measurement process procedure performed with an arithmetic processing circuit. It is a flowchart which shows an example of the high range side electric current measured value storage area invalidation processing procedure performed with an arithmetic processing circuit. It is a flowchart which shows an example of the measurement value determination process procedure performed with an arithmetic processing circuit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a first embodiment which is an aspect of the present invention.
  • a current measuring apparatus 1 includes a current input terminal 2 to which a current to be measured Iin is input, and a charge integrating circuit 3 as an integrating circuit connected to the current input terminal 2. I have.
  • the current measuring device 1 includes a low range side current measuring unit 4 and a high range side current measuring unit 5 to which an integrated voltage signal as an integrated signal output from the charge integrating circuit 3 is input, And a measurement value determination unit 6 that determines the measurement value based on the measurement value calculated in step 5.
  • the current measuring device 1 includes a pumping circuit 7 that discharges a certain amount of the charge accumulated in the charge integration circuit 3.
  • the current Iin to be measured has a measurement current region (up to 9 digits) in a wide range of 10 ⁇ 15 A (1 fA) to 10 ⁇ 6 A (1 ⁇ A) like the output current of the ionization chamber radiation detector, for example.
  • Negative minute current As shown in FIG. 2, the specific configuration of the charge integrating circuit 3 includes an operational amplifier 31 in which the current Iin to be measured is supplied to the inverting input side and the non-inverting input side is grounded, and the output side and the inverting input side of the operational amplifier 31. And an integrating capacitor 32 connected therebetween. Therefore, in the charge integration circuit 3, when the capacitance of the integrating capacitor 32 is C, when a negative measured current Iin is input, a positive integration represented by the following equation (1) is integrated. A voltage signal Vo is output.
  • the integrated voltage signal Vo of the operational amplifier 31 rises in proportion to the elapsed time T.
  • the specific configuration of the low-range side current measuring unit 4 reads the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3 at a predetermined sampling period (for example, about 1 s) and converts it into a digital signal.
  • a / D conversion circuit 41 and an arithmetic processing circuit 42 composed of, for example, a microcomputer as a low range measurement value calculation unit to which a digital signal output from the A / D conversion circuit 41 is input.
  • the arithmetic processing circuit 42 has a low range side measurement value calculation unit 42a that executes low range side current measurement processing based on at least the digital signal Vod output from the A / D conversion circuit 41, and a predetermined time (for example, 125 ms). ) And a high range side measurement value calculation unit 42b that executes a high range side current measurement process as a timer interrupt process.
  • the arithmetic processing circuit 42 is a low range side measurement value calculation unit 42a that executes low range side current measurement processing based on the digital signal Vod output from the A / D conversion circuit 41, and unit time of the integrated voltage signal Vo.
  • This low-range side current measurement process is executed as a timer interrupt process (for example, 1 second) every predetermined time set equal to the sampling period of the A / D conversion circuit 41, for example.
  • a pulse signal P1 is output from a pulse signal forming circuit 52, which will be described later, and the charge accumulated in the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3 is pumped out. If the sampling is performed in the middle, the integration voltage signal Vo of the operational amplifier 31 of the charge integration circuit 3 changes abruptly, and the proportionality between the rate of change Rc per unit time of the integration voltage signal Vo and the measured current Iin is Discarded because it is damaged and cannot be used to calculate the measured current Iin.
  • the number of digital signals Vod (n) to be discarded is a signal sampled while the charge is being pumped.
  • the next sampling timing is determined. Since it is always after the electric charge is pumped, a maximum of one is sufficient. If sampling is being performed a plurality of times while the charge is being pumped, the digital signal Vod (n) for that number of times may be discarded.
  • the low-range side current measurement processing is first determined in step S31 with reference to the flag FP1 indicating whether the digital signal Vod (n) is to be discarded, as shown in FIG. If FP1 is “0”, the process proceeds to step S32.
  • step S34 the difference (Vod (n) ⁇ Vod (n ⁇ 1)) between the digital signal Vod (n) read in step S33 and the digital signal Vod (n ⁇ 1) read in the previous time is calculated by the timer interrupt period Tt.
  • the process proceeds to step S35.
  • the previously read digital signal Vod (n-1) includes the digital signal Vod read in step S38 immediately before the end of the discarding process described later.
  • Kc for example, “1”
  • step S32 Judgment of the transition to the discarding process is performed in step S32.
  • the digital signal Vod (n) of the A / D conversion circuit 41 whose proportionality to the input current is lost is discarded without being read, and the process proceeds to step S40.
  • step S40 the process proceeds to the discarding process.
  • step S38 the rate of change is calculated so that the change rate can be calculated in step S34 of the next main process.
  • the flag FP1 is set to “0” in step S39, and the process proceeds to step S37.
  • step S37 the counter circuit sets the pulse signal P1 input flag CNF to “0” so that it can be detected that the counter circuit 53 has received the pulse signal P1 after the current low-range side current measurement processing. Ends the interrupt process and returns to the predetermined main program.
  • the high range side current measuring unit 5 includes a voltage comparison circuit 51, a pulse signal forming circuit 52, and a counter circuit 53.
  • the voltage comparison circuit 51 outputs, for example, a low-level comparison signal Sc when the integration voltage signal Vo output from the above-described charge integration circuit 3 is less than the reference voltage V1.
  • the voltage comparison circuit 51 outputs a high-level comparison signal Sc when the integrated voltage signal Vo reaches the reference voltage V1.
  • the pulse signal forming circuit 52 is configured by, for example, a monostable multivibrator that outputs a pulse signal P1 having a predetermined pulse width and a predetermined pulse wave height when the comparison signal Sc is inverted from a low level to a high level.
  • the counter circuit 53 counts clock pulses from when one pulse signal P1 (n) output from the pulse signal forming circuit 52 is input to when the next pulse signal P1 (n + 1) is input.
  • the period T of the pulse signal P1 is calculated.
  • the period T which is the count value of the counter circuit 53 is input to the arithmetic processing circuit 42 described above.
  • the high range side measured value calculation unit 42b executes the high range side current measurement process shown in FIG.
  • This high-range-side current measurement process is executed as a timer interrupt process every predetermined time (for example, 125 ms), and the high-range-side current measurement value calculated in this process is used for a predetermined period of time (for example, one second for 8 seconds). Are updated in the following order.
  • step S41 it is determined whether or not the cycle T of the integrated voltage signal Vo, which is a count value, is input from the counter circuit 53.
  • the timer interrupt process is terminated as it is, and the process returns to a predetermined main program.
  • the process proceeds to step S42.
  • step S43 the calculated frequency f is multiplied by a conversion coefficient Kf (for example, “1”) to calculate the high range side current measurement value Im H , and then the process proceeds to step S44 to calculate the calculated high
  • the range side current measurement value Im H is updated and stored in the high range side current measurement value storage area Im H (Nh) of the memory.
  • Nh is a numerical value that discriminates the storage location of the high-range-side current measurement values for the past predetermined time in the high-range-side current measurement value storage area. In this embodiment, Nh is divided into eight for one second. 7.
  • step S45 the pulse signal P1 input presence flag CNF is set to "1" in the counter circuit, and then the process proceeds to step S46.
  • Steps S46 to S48 are processes for updating a numerical value (Nh of ImH (Nh)) for classifying a place where the high range side current measurement value is stored in the next main process or high range side current measurement value area invalidation process.
  • Nh is incremented by 1
  • the high range side current measurement value storage area Im H (0 to 7) is not updated even after a predetermined time (for example, 2 seconds), the high range side current measurement value storage area Im H ( Write “0” to Nh) to make it invalid data. After that, update determination of the high range side current measurement value storage area Im H (0 to 7) is performed every second, and if not updated, “0” is sequentially set to the high range side current measurement value storage area Im H (Nh). Write to invalid data.
  • a predetermined time for example, 2 seconds
  • the cycle T from the counter circuit 53 is 2 seconds to 8 seconds
  • the measured value of the input current is obtained.
  • the calculation is performed using both the low range side current measurement value Im L and the high range side current measurement value Im H.
  • Increase the invalid data in the high range side current measurement value storage area Im H (Nh) the discontinuity of the measurement value due to the sensitivity difference between the low range side current measurement value Im L and the high range side current measurement value Im H It is to ease.
  • the arithmetic processing circuit 42 executes the high range side current measurement value storage area Im H (Nh) invalidation process shown in FIG.
  • This process is executed as a timer interrupt process every predetermined time (for example, 1 second).
  • step S50 the count value of the clock counted by the counter circuit 53 is read, and it is determined whether or not two seconds or more have elapsed since the previous period T was input from the count value. If it is less than 2 seconds after the previous period T is input, the timer interrupt process is terminated as it is, and the process returns to the predetermined main program. If 2 seconds or more have elapsed since the previous period T is input, the process proceeds to step S51. Transition.
  • step S51 “0” is written in the high range side current measurement value storage area Im H (Nh) to be updated next time to make invalid data, and the process proceeds to step S52.
  • Steps S52 to S54 are processes for updating a numerical value (Nh of Im H (Nh)) that classifies a place where eight high range side current measurement values are stored in the next main process or high range side current measurement process.
  • step S53 and Nh ⁇ 8 the timer interruption process is terminated as it is, and the process returns to the predetermined main program. Since the series of processing shown in FIG. 5 is executed by interrupt processing with a cycle of 1 second, when the pulse signal P1 from the pulse signal forming circuit 52 continues for 2 seconds or more and 8 seconds elapse, 8 high-range side currents The values in all the high range side current measurement value storage areas (Im H (Nh)) for storing the measurement values become invalid “0”.
  • the pumping circuit 7 includes a pumping capacitor 71 to which the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 of the high range side current measuring unit 5 is input, and the cathode forms the current input terminal 2 and the charge integrating circuit 3.
  • the pumping circuit 7 when the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 is at a low level, the electric charge accumulated in the pumping capacitor 71 is discharged through the resistor 73, and the pumping diode 72 is turned off. Thus, the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3 maintains the charge accumulation state. In this state, when the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 becomes a high level, the charge charged in the pumping capacitor 71 flows to the ground through the resistor 73 at the rise, and the pumping capacitor 71 and the resistor A positive voltage is generated at a connection point with 73. Since this voltage is applied as a forward voltage to the pumping diode 72, the pumping diode 72 is turned on and a current flows, and the charge accumulated in the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3 is pumped out.
  • the arithmetic processing circuit 42 executes a measurement value determination process shown in FIG.
  • This measurement value determination process is executed as a timer interrupt process executed every predetermined time (for example, 1 second) set in advance.
  • step S61 it is determined whether or not 2 seconds or more have elapsed since the previous period T was input from the counter circuit 53 as described above.
  • the process proceeds to step S64.
  • System of this step S64 is to weight the high range side current measurement value Im H by the frequency of the pulse signal P1, the measured value of the measured current Iin and the average value of the low-range side current measurement value Im L
  • step S68 1 is added to the pointer i designating the location of the high range side current measurement value storage area (Im H (i)), and in step S69, the pointer i is 8 or more (in the high range side current measurement value storage area).
  • Step S65 is repeated until the upper limit is reached, and the total Ims of the number j of valid data and valid high-range side current measurement values is obtained, and then the process proceeds to step S70.
  • step S70 the measurement by dividing the effective value obtained by adding the low-range side current measurement value Im L total Ims of high range side current measurement value previously obtained by the value obtained by adding 1 to the number j of the valid data in these An average value is obtained, the current measurement value Im is updated, the timer interrupt process is terminated, and the process returns to a predetermined main program.
  • step S61 determines whether the determination result in step S61 indicates that 2 seconds or more have not elapsed since the previous period T was input.
  • step S62 the same processing as in steps S64 to S69 is executed to calculate an addition value Ims of valid data ( ⁇ 0) of the high range side current measurement value Im H (0 to 7) and the number j of valid data, Control goes to step S63.
  • step S63 the total Ims of the effective high-range side current measurement values obtained previously is divided by the number j of valid data to obtain the average value of the measurement values, and the current measurement value Im is updated to complete the timer interrupt process. Then, the program returns to the predetermined main program.
  • the low range side current measurement unit 4 corresponds to the low range side current measurement value calculation processing executed by the A / D conversion circuit 41 and the arithmetic processing circuit 42.
  • the high range side current measurement unit includes the high range side current measurement value calculation process and the high range side current measurement value storage area invalidation process of the voltage comparison circuit 51, the pulse signal forming circuit 52, the counter circuit 53, and the arithmetic processing circuit 42. 5 is supported. Further, the measurement value determination process of the arithmetic processing circuit 42 corresponds to the measurement value determination unit 6.
  • the measured current Iin input to the current input terminal 2 is not input at time t0, and the integration capacitor 32 of the charge integration circuit 3 is discharged and output. Assume that the integrated voltage signal Vo is “0” and the count value N of the counter circuit 53 of the high range side current measuring unit 5 is cleared to “0”.
  • the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3 is a value obtained by dividing the integrated value of the measured current Iin by the electrostatic capacitance C of the integrating capacitor 32 as represented by the equation (1). It becomes. Therefore, the integrated voltage signal Vo rises in proportion to the elapsed time T as shown in FIG. 7B when the measured current Iin is a constant value.
  • the integrated voltage signal Vo is lower than the reference voltage V1, so that the comparison signal Sc output from the voltage comparison circuit 51 is maintained at a low level as shown in FIG.
  • the measured current Iin maintains a constant value as shown in FIG. 7A, so that the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 continues to rise as shown in FIG. 7B. .
  • the comparison signal Sc output from the voltage comparison circuit 51 is inverted from the low level to the high level as shown in FIG. 7C. Since this high level comparison signal Sc is supplied to the pulse signal forming circuit 52, the pulse signal forming circuit 52 outputs a pulse signal P1 having a predetermined pulse width as shown in FIG. Since the pulse signal P1 is input to the counter circuit 53, the counter circuit 53 starts counting clock pulses, and the count value N increases.
  • the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 is supplied to the pumping capacitor 71 of the pumping circuit 7. Therefore, when the pulse signal P1 becomes high level, the charge charged in the pumping capacitor 71 flows to the ground through the resistor 73 at the rising edge, and a positive voltage is generated at the connection point between the pumping capacitor 71 and the resistor 73. To do. Since this voltage is applied as a forward voltage to the pumping diode 72, the pumping diode 72 is turned on and a current flows, and the charge accumulated in the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3 is discharged.
  • the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3 rapidly decreases to near “0” while the pulse signal P1 continues to be at the high level. Thereafter, when the pulse signal P1 returns from the high level to the low level at the time t3, the discharging of the integrating capacitor 32 by the pumping circuit 7 is stopped, and the integration processing is started again by the charge integrating circuit 3, and the integrated voltage signal Vo is shown in FIG. It rises again as shown in 7 (b).
  • the high-level comparison signal Sc is output from the voltage comparison circuit 51, whereby the pulse signal formation circuit 52 is output.
  • a pulse signal P1 having a predetermined width is formed.
  • the counter circuit 53 transfers the count value of the clock from the previous pulse signal P1 input to the internal memory, clears the count value to “0”, and continues counting the clock. Like to do. For this reason, every time the pulse signal P1 is supplied except when the pulse signal P1 is input immediately after activation, a period measurement value T of the pulse signal P1 is obtained, and each time represents the period T of the integrated voltage signal Vo at that time.
  • the count value N is input to the arithmetic processing circuit 42.
  • the arithmetic processing circuit 42 executes the high range side current measurement process shown in FIG. 4 as a timer interrupt process, when the execution of the high range side current measurement process is started, the counter circuit 53 outputs an integrated voltage signal.
  • the period T of Vo is input.
  • the frequency f of the integrated voltage signal Vo is calculated based on the period T (step S42), and the calculated frequency f is multiplied by the conversion coefficient Kf to calculate the high range side current measurement value Im. H is calculated (step S43).
  • the high-range side current measurement process the calculated high range side current measurement value Im H and updated and stored in the high range side current measurement value storage area of the memory (step S44), then the pulse signal P1 input to the counter circuit The presence flag CNF is set to “1”.
  • the numerical value Nh for distinguishing the location where the high range side current measurement value is stored is incremented by +1, that is, Nh (step S46).
  • Nh the timer interrupt process is performed as it is.
  • Nh 0 is set in step S48, and then the timer interrupt process is terminated to return to a predetermined main program.
  • the cycle T of the integrated voltage signal Vo is 1 second or less. For this reason, when the measurement value determination process of FIG. 6 executed as a timer interruption process, for example, every second is executed in the arithmetic processing circuit 42, the process proceeds from step S61 to step S62, and the high range side current measurement value is obtained.
  • the addition value Ims of valid data ( ⁇ 0) of Im H (0 to 7) is calculated, and the number j of valid data ( ⁇ 0) is calculated.
  • step S63 the average value is calculated by dividing the added value Ims by the number j of valid data, and this is determined as the current measurement value Im of the current Iin to be measured, and the determined current measurement value Im is stored in the memory. It is updated and stored in the current measurement value storage area and output to the outside (step S63).
  • the cycle T of the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 becomes longer than 1 second.
  • the minimum measurable current value is ⁇ 10 ⁇ 15 A
  • the cycle T of the integrated voltage signal Vo becomes 1000 seconds. Therefore, it takes 1000 seconds for the period T to be output from the counter circuit 53. If the current measurement request is every second, the high-range side current measurement unit 5 cannot cope with it at all.
  • the low range side current measurement unit 4 performs current measurement in a short time of 1 second or less. That is, in the low range side current measuring unit 4, the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 is always input to the A / D conversion circuit 41, and the A / D conversion circuit 41 4, 5 per second. The integrated voltage signal Vo is converted into a digital signal Vod at a sampling period of about times. The digital signal Vod output from the A / D conversion circuit 41 is supplied to the arithmetic processing circuit 42.
  • the low-range side current measurement processing shown in FIG. 3 is executed as a timer interrupt processing with a period corresponding to the sampling period of the A / D conversion circuit 41.
  • the integration voltage signal Vo is subject to the rate of change Rc per unit time of the integration voltage signal Vo during the rising process from the time point t1 to the time point t2.
  • the value is proportional to the measured current Iin.
  • the rate of change Rc per unit time of the integrated voltage signal Vo does not become a value proportional to the measured current Iin, and the digital signal Vod (n) during this period is discarded. Yes.
  • the low range side current measurement process is performed by dividing the deviation between the digital signal Vod (n) read in step S33 and the digital signal Vod (n-1) at the previous timer interruption by the timer interruption period. A rate of change Rc per unit time is calculated (step S34).
  • the low range side measured current value Im L is updated and stored in the low range side measured current value storage area (step S36).
  • the timer interrupt processing is terminated after the pulse signal P1 input flag CNF is set to “0” so that the counter circuit 53 can detect that the pulse signal P1 has been input. Return to the predetermined main program.
  • step S32 when the pulse signal P1 is input to the counter circuit 53, the integrated voltage signal Vo falls rapidly, and thus the digital signal Vod (n) is discarded. .
  • the process proceeds from step S32 to step S40, the flag FP1 is set to “1”, the process proceeds to step S37, and the flag CNF is reset to “0”.
  • the arithmetic processing circuit 42 ends the timer interrupt process without returning to the predetermined main program without calculating the low range side current measurement value.
  • step S38 the digital signal Vod (n) is read and held so that the rate of change can be calculated in step S34 of the next main processing, and then the flag FP1 is set to “0” in step S39, and the process proceeds to step S37. Then, the flag CNF is reset to “0”. For this reason, the arithmetic processing circuit 42 ends the timer interrupt process without returning to the predetermined main program without calculating the low range side current measurement value. In this way, when the pulse signal P1 is input to the counter circuit 53, the digital signal Vod (n) is discarded at least once without being read.
  • step S61 When the low-range-side current measurement value Im L is stored in the low-range-side current measurement value storage area, when the above-described measurement value determination process in FIG. When 2 seconds or more have elapsed since the last pulse signal P1 was input to 53, the process proceeds from step S61 to step S64. Be Accordingly, with a weight to high range side current measurement value Im H by the frequency of the pulse signals P1, calculated weighted and high-range side current measurements Im H a mean value of the low-range side current measurement value Im L The process of setting the measured current Iin to the current measurement value Im is performed (steps S64 to S70).
  • step S64 the numbers i and j are set to “0” and the addition value Ims is set to “0” (step S64).
  • the high range side current measurement value Im H (i) is other than “0”
  • the current addition is performed. by adding the high range side current measurement Im H to a value Ims as a new added value Ims (step S66), then the valid data number j "1" incremented (step S67), then the process proceeds to step S68.
  • step S65 When the determination result in step S65 is that the high range side current measurement value Im H (i) is “0”, the process proceeds to step S68 without performing addition processing.
  • step S68 the number of additions i is incremented by “1”, and then the process proceeds to step S69.
  • i ⁇ 8 the process returns to step S65, and when i ⁇ 8, the process proceeds to step S70.
  • step S70 the dividing by the average value in j + 1 by adding "1" to the number of valid data j an added value obtained by adding the addition value Ims and the low range side current measurement value Im L, the calculated average value Is stored as a current measurement value Im of the current Iin to be measured and output to the outside.
  • step S65 to step S69 of the measurement value determination process is repeated 8 times, and when Im H (0) to Im H (7) are all “0”, the low range side current measurement value Im L is the current measurement. Determined as the value Im.
  • the addition value Ims of the high range side current measurement value Im H and the low range side current measurement value Im L is effective.
  • An average value is calculated by dividing the number of data j by a value obtained by adding “1”, and this is determined as the current measurement value Im.
  • the high range side current measurement unit 5 when the high range side current measurement unit 5 can calculate the high range side current measurement value Im H according to the desired measurement value output request timing, the high range side current is measured.
  • the measured value Im H is determined as the current measured value Im with respect to the measured current Iin.
  • the low range side current measurement value Im L calculated by the low range side current measurement unit 4 is used as the measured current Iin. Is determined as a current measurement value Im.
  • the added value of the calculated high range side current measurement value Im H and the low range side current measurement value Im L The average value obtained by dividing the added value by the value j + 1 obtained by adding “1” to the effective data number j of the high range side current measurement value Im H is determined as the current measurement value Im.
  • the low range side current measuring unit 4 calculates the rate of change Rc per unit time of the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3, and multiplies the rate of change Rc by the conversion factor Kc to reduce the low range side. Since the current measurement value Im L is calculated, even if the measured current Iin is in the vicinity of the minimum current value ⁇ 10 ⁇ 15 A, it can be measured accurately in a short time within the desired measurement value output request timing.
  • the high range side current measurement unit 5 also calculates the high range side current measurement value Im H based on the pulse signal formed when the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 reaches the reference voltage. Therefore, accurate current measurement can be performed. Furthermore, the low range side current measurement value Im L and the high range side current measurement value Im H are calculated at the same time, and the high range side current measurement value Im H is calculated within the desired measurement value output request timing. Since it is performed depending on whether or not it can be performed, loss time due to range switching does not occur, and a wide range of measured currents can be accurately measured.
  • the relationship between the measured current value of the low range side current measuring unit 4 and the rate of change of the integrated voltage signal Vo is as shown in FIG.
  • the relationship with the frequency of the integrated voltage signal is as shown in FIG.
  • the high range side current measurement value Im H calculated by the high range side current measuring unit 5 is obtained by measuring the frequency of the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 that drives the pumping circuit 7. Can do.
  • the correspondence between the measured current Iin and the frequency of the pulse signal P1 corresponds to 1 pA to 1 ⁇ A corresponding to 0.5 Hz to 500 kHz.
  • the low range side current measurement value Im L calculated by the low range side current measurement unit 4 converts the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 into the rate of change Rc per unit time as described above. This can be obtained by multiplying by a conversion coefficient Kc.
  • FIG. 8A shows a voltage change for one second with respect to 1 fA to 3 pA of the measured current Iin when the capacitance of the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3 is 2 pF.
  • the A / D conversion circuit 41 selects a circuit that can measure the voltage with a required accuracy. For example, when accuracy of 1% is required, it is necessary to measure 0.005 mV, which is 1/100 of 0.5 mV. When the maximum measurement voltage is 1 V, a resolution of 200,000 (1 V / 0.000005 V) ( 18 bits or more) is required.
  • the pulse signal forming circuit 52 of the high-range-side current measuring unit 5 can change the wave height of the output signal, the relationship between the measured current Iin and the output pulse signal P1 absorbs the error of the circuit constant. It is convenient because it can be standardized.
  • the pulse width of the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 is set to about 0.4 ⁇ s when the duty ratio is 20% because the maximum frequency of the pulse signal P1 is 500 kHz.
  • the charge signal obtained by integrating the 1 ⁇ A current for 1/500 kHz time is also output from the pulse signal forming circuit 52. Is equal to the charge pumped by one, and becomes 2 pC.
  • the capacitance C1 of the pumping capacitor 71 is, for example, when the effective output voltage wave height of the pulse signal forming circuit 52 is 0.1 V.
  • the resistance value of the resistor 73 is such that the pulse width of the pulse signal forming circuit 52 is about 0.4 ⁇ s, so that the resistance value of the resistor 73 and the pumping capacitor 71 are charged and discharged sufficiently within this time. Is a value sufficiently smaller than the pulse width of the pulse signal P1 output from the pulse signal forming circuit 52 with respect to 0.4 .mu.s, for example, 0.04 .mu.s (1/10). ),
  • This second embodiment suppresses the generation of invalid data when the current value of the current Iin to be measured falls below the lower limit voltage that can be converted by the A / D conversion circuit 41 constituting the low-range-side current measurement unit 4. It is what you do. That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 9, except that the initialization circuit 10 is provided in parallel with the high-range side current measurement unit 5 in the first embodiment described above. 2 corresponding to those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the initialization circuit 10 includes a voltage comparison circuit 11, an initialization pulse signal formation circuit 12, and an initialization pumping circuit 13.
  • the voltage comparison circuit 11 includes an integration voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 and an A / D conversion lower limit voltage V2 of the A / D conversion circuit 41 constituting the low range side current measurement unit 4 as an initialization voltage.
  • the high-level comparison signal Sc2 is output when the integrated voltage signal Vo is less than the lower limit voltage V2.
  • the initialization pulse signal forming circuit 12 is supplied with the comparison signal Sc2 of the voltage comparison circuit 11, and when the comparison signal Sc2 is inverted from the low level to the high level, it has a predetermined width and a predetermined width that changes from the high level to the low level.
  • a pulse height initialization pulse signal P2 is output.
  • the initialization pumping circuit 13 is input with the initialization pulse signal P2 output from the initialization pulse signal forming circuit 12, has a function opposite to that of the pumping circuit 7, and discharges the charge of the charge integration circuit. It is configured to work in the direction of accumulating charges rather than causing them to accumulate. That is, as shown in FIG. 9, the initialization pumping circuit 13 includes a pumping capacitor 13a, a pumping diode 13b, and a resistor 13c.
  • one pole of the pumping capacitor 13a is connected to the output side of the pulse signal forming circuit 12, and a pumping diode 13b is interposed between the other pole of the pumping capacitor 13a and the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3. It is inserted.
  • the pumping diode 13b has an anode connected to the integrating capacitor 32 and a cathode connected to the pumping capacitor 13a.
  • the resistor 13c is connected between the connection point of the pumping capacitor 13a and the pumping diode 13b and the ground.
  • the initialization pulse signal forming circuit 12 of the pumping capacitor 13a is set.
  • charging voltage V H next to the voltage VC1 is the pulse signal P2 of the side electrodes, charge corresponding to the charge voltage V H is accumulated in the pumping capacitor 13a. While the charge is accumulated, a charging current flows through the resistor 13c, and the capacitor 13a side voltage VC2 of the resistor 13c becomes a positive voltage. Even if this voltage is supplied to the cathode of the pumping diode 13b, the pumping diode 13b remains off and does not flow into the charge integrating circuit 3.
  • the voltage VC2 of the electrode on the pumping diode 13b side of the pumping capacitor 13a becomes 0V.
  • the voltage VC2 on the cathode side of the pumping diode 13b becomes a negative voltage value
  • the pumping diode 13b is turned on, and a part of the discharge current of the pumping capacitor 13a flows.
  • charges are accumulated in the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3 and the integrated voltage signal Vo is raised.
  • the initialization pulse signal forming circuit may be provided.
  • the comparison signal Sc2 output from the voltage comparison circuit 11 returns to the low level.
  • the initialization pulse signal P2 output from the initialization pulse signal forming circuit 12 Since the initialization pulse signal P2 output from the initialization pulse signal forming circuit 12 has a predetermined width, it returns to a high level after a predetermined time from the fall. As a result, the pumping diode 13b of the initialization pumping circuit 13 returns to the OFF state, and charge accumulation from the initialization pumping circuit 13 to the integrating capacitor 32 is stopped.
  • a negative current Iin to be measured is input to the current input terminal 2, this current to be measured Iin is supplied to the charge integrating circuit 3, and the voltage value of the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3 is
  • the A / D conversion circuit 41 outputs a valid digital signal Vod.
  • the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3 for some reason such as when the current to be measured Iin input to the current input terminal 2 is turned on or mixed with noise is shown in FIG.
  • the comparison signal Sc2 output from the voltage comparison circuit 11 of the initialization circuit 10 becomes high level, and the initialization pulse signal forming circuit 12 A low level V L initialization pulse signal P 2 is output to the initialization pumping circuit 13.
  • the voltage VC1 of the electrode on the initialization pulse signal forming circuit 12 side of the pumping capacitor 13a of the initialization pumping circuit 13 becomes the voltage VL , and a discharge current flows to the pumping capacitor 13a through the resistor 13c. Since the negative voltage of the product of the discharge current and the resistor 13c is generated in the voltage VC2 of the electrode on the pumping diode 13b side, the pumping diode 13b is turned on. As a result, charges are accumulated in the integrating capacitor 32 of the charge integrating circuit 3, and the integrated voltage signal Vo is rapidly increased as shown in FIG.
  • the voltage VC1 of the electrode on the initialization pulse signal forming circuit 12 side of the pumping capacitor 13a of the initialization pumping circuit 13 is the charge voltage V1.
  • charge corresponding to the charge voltage V H becomes H are accumulated in the pumping capacitor 13a.
  • a charging current flows through the resistor 13c, and the capacitor 13a side voltage VC2 of the resistor 13c becomes a positive voltage. Even if this voltage is supplied to the cathode of the pumping diode 13b, the pumping diode 13b remains in the off state and does not flow into the charge integrating circuit 3.
  • the voltage VC2 of the electrode on the pumping diode 13b side of the pumping capacitor 13a is 0V.
  • the integrated voltage signal Vo is supplied from the initialization pulse signal forming circuit 12 to the initialization pumping circuit 13 by supplying one or a plurality of initialization pulse signals P2 to the lower limit voltage V2 of the A / D conversion circuit 41.
  • the comparison signal Sc2 output from the voltage comparison circuit 11 returns to the low level.
  • the initialization pulse signal P2 output from the initialization pulse signal forming circuit 12 stops in a state where it returns to the high level. In this state, since the pumping diode 13b is turned off, the charge accumulation of the integrating capacitor 32 by the initialization pumping circuit 13 is stopped, and the initialization process by the initialization circuit 10 is ended.
  • the integrated voltage signal Vo when the integrated voltage signal Vo reaches the lower limit voltage V2 for digital conversion of the A / D conversion circuit 41, the digital signal Vod output from the A / D conversion circuit 41 becomes valid data.
  • the integrated voltage signal Vo repeats the integration state and the discharge state by the operations of the pulse signal forming circuit 52 and the pumping circuit 7 of the high-range side current measurement unit 5 based on the integration voltage signal Vo.
  • the low-side current measurement value Im L is accurately calculated by the range-side current measurement unit 4.
  • the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 is less than the lower limit voltage V2 that can be digitally converted by the A / D conversion circuit 41 constituting the low range side current measurement unit 4.
  • the integration voltage signal Vo is sharply raised to the lower limit voltage V2 by the initialization circuit 10. For this reason, generation
  • the integrated voltage signal Vo obtained by integrating the measured current Iin by the charge integration circuit 3 is 11B, when the voltage is less than the lower limit voltage V2 of the A / D conversion circuit 41, the integration voltage signal Vo is integrated by the charge integration circuit 3 so that the lower limit voltage of the A / D conversion circuit 41 is obtained. Time T until reaching V2 becomes longer. For this reason, as shown in FIG. 11 (e), the invalid data period T of the digital signal Vod output from the A / D conversion circuit 41 is increased, and the current measurement start in the low-range-side current measurement unit 4 takes time. It will be delayed by T.
  • the integration voltage signal Vo is instantaneously generated by the A / D conversion circuit 41 by accumulating charges in the integration capacitor 32 of the charge integration circuit 3 by the initialization circuit 10.
  • the voltage can be increased to the lower limit voltage V2. Since the time required for the initialization is during one pulse output from the initialization pulse signal forming circuit 12, it can be suppressed to about 1 ⁇ s.
  • the operation in the initialization circuit 10 is the reverse of the operations of the high-range side current measurement unit 5 and the pumping circuit 7, so that the initial voltage that is the lower limit voltage supplied to the voltage comparison circuit 11 is obtained.
  • the control voltage V2 By setting the control voltage V2 to the negative value ⁇ V1 of the reference voltage V1, it is possible to calculate the high range side current measurement value Im H when the polarity of the current Iin to be measured is a positive value.
  • the reference voltage supplied to the voltage comparison circuit 11 of the initialization circuit 10 is set to the lower limit voltage V2 of the A / D conversion circuit 41 has been described.
  • the present invention is not limited to this. Any value can be set so that the time T during which invalid data is output is within an allowable range as long as the value is equal to or lower than the lower limit voltage V2.
  • the present invention is not limited to this.
  • two voltage comparison circuits in which the integrated voltage signal Vo output from the charge integration circuit 3 is set to different reference voltages having a small voltage difference are provided, and the comparison signal output from the voltage comparison circuit is The rate of change of the integrated voltage signal Vo may be calculated based on the time difference. In short, any configuration can be applied as long as the rate of change Rc of the integrated voltage signal Vo can be calculated. It is also possible to calculate a plurality of low-range side current measurement value Im L calculated at each predetermined time, the low range-side current measurement unit 4 by averaging the low range side current measurement value Im L.
  • a voltage-frequency conversion circuit may also be provided for the high range side current measuring unit 5 to directly convert the integrated voltage signal Vo into a frequency signal.
  • an arithmetic processing circuit 42 is provided, and in this arithmetic processing circuit 42, a low range side current measurement process, a high range side current measurement process, and a high range side current measurement value storage area are provided.
  • the present invention is not limited to this, and the low range side measurement value calculation is individually performed by the low range side current measurement unit 4 and the high range side current measurement unit 5.
  • the unit 42a and the high range side measurement value calculation unit 42b may be provided.
  • the present invention is not limited to this, and a case where a positive measured current Iin is input. Since the integrated voltage signal Vo output from the charge integrating circuit 3 decreases in the negative direction from 0, the polarity of the reference voltage V1 is set to a negative value, and the current value is subtracted from the previous value in the calculation of the change rate. You can do it.
  • the case where the temperature dependency of the pumping diode 72 constituting the pumping circuit 7 is not considered has been described.
  • the temperature dependency of the pumping diode 72 is considered, As described in Patent Document 1 described above, the temperature of the pumping diode 72 is actually measured by the temperature sensor, and the amount of change in the forward voltage of the pumping diode 72 at the temperature actually measured by the temperature sensor is from the pulse signal forming circuit 52.
  • a temperature compensation circuit for adjusting the pulse width of the output pulse signal P1 may be provided.

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Abstract

　広いレンジの微小電流を短時間で正確に測定することができる電流測定装置を提供する。前記被測定電流を積分して積分信号を出力する積分回路(３)と、該積分回路から出力される積分信号が入力され、当該積分信号の変化率に比例した低レンジ側電流測定値を算出する低レンジ側電流測定部(４)と、前記積分回路から出力される積分信号の周期に応じたパルス信号に基づいて高レンジ側電流測定値を算出する高レンジ側電流測定部(５)と、前記パルス信号によって前記積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路(７)と、前記低レンジ側電流測定部で算出した低レンジ側電流測定値及び前記高レンジ側電流測定部で算出した高レンジ側電流測定値に基づいて前記被測定電流の測定値を決定する測定値決定部(６)とを備えている。

Description

電流測定装置
　本発明は、微小電流を広範囲に短時間で正確に測定することができる電流測定装置に関する。
　例えば、電離箱放射線検出器の出力電流を測定する電流測定装置としては、例えば特許文献１に記載されている電流／周波数変換装置が提案されている。この電流／周波数変換装置は、入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分増幅回路と、前記積分増幅回路から出力される電圧に比例した周波数で且つデューティ比が５０％のパルス信号を出力する周波数変換回路と、前記積分回路に蓄積された電荷を前記パルス信号の供給時に放電するポンピング回路とを備えている。
特許第４４７９４３０号公報
　ところで、電離箱放射線検出器のように、１０－１５Ａ～１０－６Ａのような広い測定電流領域（～９桁）をカバーするには、特許文献１に記載された電流／周波数変換装置では、最小電流における出力周波数が０．００１Ｈｚ程度になり、測定結果を得るための応答時間が１０００秒になる。ここで、応答時間を例えば１秒にするには、最小電流における出力周波数を１Ｈｚ以上にする必要があり、測定電流領域の最小電流が３桁上昇するため、その分測定電流領域が狭くなる。
　そのため、例えば１秒の応答時間を確保し、かつ測定電流領域を広くするためには、測定できる電流領域が異なる複数の回路定数を備えておき、被測定電流に応じて回路定数を切り替える方法が用いられる。
　しかしながら、電流領域の切り替えを行う場合には、電流領域を切り替える時間が必要なために、その切り替え時間分応答が遅れてしまうという未解決の課題がある。
　そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、広いレンジの微小電流を短時間で正確に測定することができる電流測定装置を提供することを目的としている。
　上記の目的を達成するために、本発明に係る電流測定装置の一態様は、被測定電流の電流測定レンジを少なくとも低レンジ及び高レンジに分割し、それぞれのレンジで電流測定を行う電流測定装置である。そして、電流測定装置は、被測定電流を積分して積分信号を出力する積分回路と、この積分回路から出力される積分信号が入力され、積分信号の変化率に比例した低レンジ側電流測定値を算出する低レンジ側電流測定部と、積分回路から出力される積分信号の周期に応じたパルス信号に基づいて高レンジ側電流測定値を算出する高レンジ側電流測定部と、パルス信号によって積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路と、低レンジ側電流測定部で算出した低レンジ側電流測定値及び高レンジ側電流測定部で算出した高レンジ側電流測定値に基づいて被測定電流の測定値を決定する測定値決定部とを備えている。
　本発明の一態様によれば、被測定電流の積分信号を低レンジ側電流測定部及び高レンジ側電流測定部の双方に供給し、低レンジ側電流測定部で積分信号の変化率に比例した電流測定値を算出し、高レンジ側電流測定部で積分信号の周波数に応じたパルス信号に基づいて電流測定値を算出する。このため、被測定電流が低レンジ側であるときには低レンジ側電流測定部で算出する電流測定値を採用し、被測定電流が高レンジ側であるときには高レンジ側電流測定部で算出する電流測定値を採用することにより、広いレンジで被測定電流を短時間で正確に測定することができる。
本発明に係る電流測定装置の一態様である第１の実施形態の概略構成を示すブロック図である。 図１の電流測定装置の具体的構成を示すブロック図である。 演算処理回路で実行する低レンジ側電流測定処理手順の一例を示すフローチャートである。 演算処理回路で実行する高レンジ側電流測定処理手順の一例を示すフローチャートである。 演算処理回路で実行する高レンジ側電流測定値記憶領域無効化処理手順の一例を示すフローチャートである。 演算処理回路で実行する測定値決定処理手順の一例を示すフローチャートである。 第１の実施形態の動作の説明に供するタイミングチャートである。 低レンジ側電流測定部における被測定電流値と積分電圧信号の変化率との関係と、高レンジ側電流測定部における被測定電流値と積分電圧信号の周波数との関係を示す説明図である。 本発明の一態様である第２の実施形態を示すブロック図である。 第２の実施形態の動作の説明に供するタイミングチャートである。 初期化回路を設けない場合の動作の説明に供するタイミングチャートである。
　以下、本発明の実施の形態について図面を伴って説明する。
　図１は、本発明の一態様である第１の実施形態の概略構成を示すブロック図である。
　本発明に係る電流測定装置１は、図１に示すように、被測定電流Ｉｉｎが入力される電流入力端子２と、この電流入力端子２に接続された積分回路としての電荷積分回路３とを備えている。また、電流測定装置１は、電荷積分回路３から出力される積分信号としての積分電圧信号が入力される低レンジ側電流測定部４及び高レンジ側電流測定部５と、両電流測定部４及び５で算出した測定値に基づいて測定値を決定する測定値決定部６とを備えている。さらに、電流測定装置１は、電荷積分回路３で蓄積された電荷を一定量放電させるポンピング回路７を備えている。
　ここで、被測定電流Ｉｉｎは、例えば電離箱放射線検出器の出力電流のように１０－１５Ａ（１ｆＡ）～１０－６Ａ（１μＡ）の広いレンジの測定電流領域（～９桁）を有する負の微小電流である。
　電荷積分回路３の具体的構成は、図２に示すように、被測定電流Ｉｉｎが反転入力側に供給され、非反転入力側が接地されたオペアンプ３１と、このオペアンプ３１の出力側及び反転入力側間に接続された積分用コンデンサ３２とを備えている。したがって、電荷積分回路３では、積分用コンデンサ３２の静電容量をＣとしたときに、負の被測定電流Ｉｉｎが入力されるとこれを積分した下記（１）式で表される正の積分電圧信号Ｖｏが出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この（１）式から明らかなように、オペアンプ３１の積分電圧信号Ｖｏは経過時間Ｔに比例して上昇する。このとき、積分用コンデンサ３２には、出力される積分電圧信号Ｖｏとコンデンサの静電容量Ｃとの積だけの電荷Ｑ（＝Ｃ×Ｖｏ）が蓄積される。
　低レンジ側電流測定部４の具体的構成は、図２に示すように、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏを所定サンプリング周期（例えば１ｓ程度）で読込んでディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路４１と、このＡ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号が入力される低レンジ測定値演算部としての例えばマイクロコンピュータで構成される演算処理回路４２とを備えている。
　ここで、演算処理回路４２は、少なくともＡ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄに基づいて低レンジ側電流測定処理を実行する低レンジ側測定値演算部４２ａと、所定時間（例えば１２５ｍｓ）毎のタイマ割込処理として高レンジ側電流測定処理を実行する高レンジ側測定値演算部４２ｂとを備えている。
　演算処理回路４２は、低レンジ側測定値演算部４２ａで、Ａ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄに基づいて低レンジ側電流測定処理を実行して、積分電圧信号Ｖｏの単位時間当りの変化率Ｒｃを算出し、算出した変化率Ｒｃに換算係数Ｋｃ（例えば“１”）を乗算して低レンジ側電流測定値ＩｍＬ（＝Ｒｃ×Ｋｃ）を算出する。
　この低レンジ側電流測定処理は、例えばＡ／Ｄ変換回路４１のサンプリング周期と等しく設定された所定時間毎のタイマ割込処理（例えば１秒）として実行される。
　Ａ／Ｄ変換回路４１のディジタル信号Ｖｏｄ(n)は、後述のパルス信号形成回路５２からパルス信号Ｐ１が出力されて、電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に蓄積されている電荷が汲み出されている途中にサンプリングされた場合、電荷積分回路３のオペアンプ３１の積分電圧信号Ｖｏが急激に変化して、積分電圧信号Ｖｏの単位時間当りの変化率Ｒｃと被測定電流Ｉｉｎとの比例性が損なわれており被測定電流Ｉｉｎの算出には使用できないため破棄する。
　破棄するディジタル信号Ｖｏｄ(n)の数は、電荷が汲み出されている途中にサンプリングされた信号で、実施例では、電荷が汲み出されている途中でサンプリングされた場合、次のサンプリングタイミングが必ず該電荷が汲み出された後になるようにしているので最大１個でよい。もし該電荷が汲み出されている途中のサンプリングが複数回になる場合は、その回数のディジタル信号Ｖｏｄ(n)を破棄すればよい。
　このような処理を行わせるために低レンジ側電流測定処理は、図３に示すように、先ず、ステップＳ３１で、該ディジタル信号Ｖｏｄ(n)の破棄処理かを示すフラグＦＰ１を参照して判断し、ＦＰ１が“０”の場合はステップＳ３２へ移行する。
　ステップＳ３２では、Ａ／Ｄ変換回路４１のディジタル信号Ｖｏｄ(n)が破棄処理でない場合に、前回のサンプリング以降にカウンタ回路５３にパルス信号形成回路５２からＰ１信号入力があるかフラグＣＮＦを参照して判断し、該Ｐ１信号入力がなかった場合（ＣＮＦ＝”０”）はステップＳ３３へ移行し、該Ｐ１信号入力があった場合（ＣＮＦ＝”１”）は破棄処理のステップＳ４０へ移行する。
　ステップＳ３４では、ステップＳ３３で読込んだディジタル信号Ｖｏｄ(n)と前回読み込んだディジタル信号Ｖｏｄ(n-1)の差（Ｖｏｄ(n)－Ｖｏｄ(n-1)）をタイマ割込周期Ｔｔで除した単位時間当りの変化率Ｒｃを算出（微分処理）してからステップＳ３５に移行する。ここで前回読み込んだディジタル信号Ｖｏｄ(n-1)とは、後述の破棄処理終了直前のステップＳ３８で読み込まれたディジタル信号Ｖｏｄも含まれる。
　このステップＳ３５では、ステップＳ３４で算出した単位時間当りの変化率Ｒｃに換算係数Ｋｃ（例えば“１”）を乗算して低レンジ側電流測定値ＩｍＬ（＝Ｒｃ×Ｋｃ）を算出し、次いで、ステップＳ３６に移行して、ステップＳ３５で算出した低レンジ側電流測定値ＩｍＬを演算処理回路４２に内蔵するメモリに形成した低レンジ側電流測定値記憶領域に更新記憶しステップＳ３７に移行する。
＜破棄処理＞
　電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に蓄積されている電荷が汲み出されている途中にＡ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄがサンプリングされた場合の該信号Ｖｏｄの破棄処理を以下に示す手順で実行する。
　破棄処理への移行の判定はステップＳ３２で行う。ステップＳ３２では、カウンタ回路５３にパルス信号形成回路５２からＰ１信号入力があった場合（ＣＮＦ＝”１”）に破棄処理のステップＳ４０側へ移行する。破棄処理では、入力電流と比例性が損なわれているＡ／Ｄ変換回路４１のディジタル信号Ｖｏｄ(n)を読み込まず破棄して、ステップＳ４０へ移行し、ステップＳ４０では破棄処理への移行を示すフラグＦＰ１＝“１”にしてステップＳ３７へ移行し、後述のステップＳ３７を実行してタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　次回の本処理のステップＳ３１において、該フラグＦＰ１＝“１”（破棄処理中）の場合はステップＳ３８へ移行し、ステップＳ３８では、次回の本処理のステップＳ３４で変化率が算出できるように該ディジタル信号Ｖｏｄ(n)を読み込み保持した後、ステップＳ３９で該フラグＦＰ１を“０”にして、ステップＳ３７へ移行する。
　ステップＳ３７では、今回の低レンジ側電流測定処理後にカウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１の入力があったことを検知できるようにカウンタ回路にはパルス信号Ｐ１入力有りフラグＣＮＦを”０”にしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　また、高レンジ側電流測定部５は、図２に示すように、電圧比較回路５１、パルス信号形成回路５２及びカウンタ回路５３を備えている。
　電圧比較回路５１は、前述した電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏが基準電圧Ｖ１未満であるときに例えばローレベルの比較信号Ｓｃを出力する。また、電圧比較回路５１は、積分電圧信号Ｖｏが基準電圧Ｖ１に達したときにハイレベルの比較信号Ｓｃを出力する。
　パルス信号形成回路５２は、比較信号Ｓｃがローレベルからハイレベルに反転したときに所定パルス幅と所定のパルス波高のパルス信号Ｐ１を出力する例えばモノステーブルマルチバイブレータで構成されている。
　カウンタ回路５３は、パルス信号形成回路５２から出力される１つのパルス信号Ｐ１(n)が入力されてから次のパルス信号Ｐ１(n+1)が入力されるまでの間クロックパルスを計数してパルス信号Ｐ１の周期Ｔを算出する。このカウンタ回路５３のカウント値である周期Ｔは前述した演算処理回路４２に入力される。
　演算処理回路４２では、高レンジ側測定値演算部４２ｂで、図４に示す高レンジ側電流測定処理を実行している。この高レンジ側電流測定処理は、所定時間（例えば１２５ｍｓ）毎のタイマ割込処理として実行され、本処理で算出した高レンジ側電流測定値を最新から過去の所定時間分（例えば1秒間分８個）を保持し、以下の手順で順次更新する。
　先ず、ステップＳ４１で、カウンタ回路５３からカウント値である積分電圧信号Ｖｏの周期Ｔが入力されたか否かを判定する。カウンタ回路５３から周期Ｔが入力されていないときには、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、カウンタ回路５３から周期Ｔが入力されたときにはステップＳ４２に移行する。
　このステップＳ４２では、周期Ｔに基づいて下記（２）式の演算を行って周波数ｆを算出する。
　ｆ＝１／Ｔ　　　…………（２）
　次いで、ステップＳ４３に移行して、算出した周波数ｆに換算係数Ｋｆ（例えば“１”）を乗算して高レンジ側電流測定値ＩｍＨを算出し、次いでステップＳ４４に移行して、算出した高レンジ側電流測定値ＩｍＨをメモリの高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（Ｎｈ）に更新記憶する。ここで、Ｎｈは、高レンジ側電流測定値記憶領域における過去の所定時間分の高レンジ側電流測定値の記憶場所を区分する数値で、本実施例では１秒間分８個を区分する０から７である。
　次いでステップＳ４５に移行して、カウンタ回路にはパルス信号Ｐ１入力有りフラグＣＮＦを“１”にセットし、次いでステップＳ４６に移行する。
　ステップＳ４６からステップＳ４８は、次回の本処理または高レンジ側電流測定値領域無効化処理において高レンジ側電流測定値を記憶する場所を区分する数値（ＩｍＨ（Ｎｈ）のＮｈ）を更新する処理で、ステップＳ４６でＮｈを＋１し、次いでステップＳ４７でＮｈ≧８の条件判定をして、条件が成立したらステップＳ４８でＮｈ＝０にしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　一方、ステップＳ４７で条件が不成立でＮｈ＜８の場合は、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　また、高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（０～７）は、所定時間（例えば２秒）を超えても更新されない場合、次回に更新するべき高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（Ｎｈ）に“０”を書き込んで無効データにする。
　以降１秒毎に高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（０～７）の更新判定を行なって、更新されない場合、順次高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（Ｎｈ）に“０”を書き込んで無効データにする。
　この処理は、入力電流が低レンジ側電流領域と高レンジ側電流領域の境界（本実施例では、カウンタ回路５３からの周期Ｔが２秒から８秒）にある場合に入力電流の測定値を低レンジ側電流測定値ＩｍＬと高レンジ側電流測定値ＩｍＨの両方を用いて算出し、その際、該電流が小さくなるにつれて、高レンジ側電流測定値ＩｍＨの重みを小さくするために、高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（Ｎｈ）内の無効データを増やして、低レンジ側電流測定値ＩｍＬと高レンジ側電流測定値ＩｍＨの感度差による測定値の不連続性を緩和するものである。
　この具体的手順は図５を用いて説明する。
　演算処理回路４２で、図５に示す高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ(Ｎｈ)無効化処理を実行している。この処理は、所定時間（例えば1秒）毎のタイマ割込処理として実行される。
　先ず、ステップＳ５０で、カウンタ回路５３で計数しているクロックのカウント値を読み込み、カウント値から前回周期Ｔが入力されてから２秒以上経過したか否かを判定する。前回周期Ｔが入力されてから２秒未満の場合は、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、前回周期Ｔが入力されてから２秒以上経過した場合はステップＳ５１へ移行する。
　ステップＳ５１では、次回に更新するべき高レンジ側電流測定値記憶領域ＩｍＨ（Ｎｈ）に“０”を書き込んで無効データにして、ステップＳ５２へ移行する。
　ステップＳ５２からステップＳ５４は、次回の本処理または高レンジ側電流測定処理において８個の高レンジ側電流測定値を記憶する場所を区分する数値（ＩｍＨ（Ｎｈ）のＮｈ）を更新する処理で、ステップＳ５２でＮｈを＋１し、次いでステップＳ５３でＮｈ≧８の条件判定をして、条件が成立したらステップＳ５４でＮｈ＝０にしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　一方、ステップＳ５３で条件が不成立でＮｈ＜８の場合は、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　この図５に示す一連の処理は１秒周期の割込み処理で実行されているので、パルス信号形成回路５２からのパルス信号Ｐ１が２秒以上途絶え続けて８秒経過すると８個の高レンジ側電流測定値を記憶するすべての高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（Ｎｈ））の値が無効“０”になる。
　一方、パルス信号Ｐ１がカウンタ回路５３に入力されると、前述の高レンジ側電流測定処理において、そのときのＮｈの値が示す高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（Ｎｈ））が高レンジ側電流測定値ＩｍＨで更新される。
　さらに、ポンピング回路７は、高レンジ側電流測定部５のパルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１が入力されるポンピングコンデンサ７１と、カソードが電流入力端子２と電荷積分回路３を構成するオペアンプ３１の反転入力側との間に接続されたポンピングダイオード７２との直列回路と、ポンピングコンデンサ７１及びポンピングダイオード７２間と接地との間に介挿された抵抗７３とで構成されている。
　このポンピング回路７では、パルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１がローレベルであるときには、ポンピングコンデンサ７１に蓄積された電荷が抵抗７３を介して放電されており、ポンピングダイオード７２はオフ状態となり電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２は電荷蓄積状態を維持する。
　この状態から、パルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１がハイレベルとなると、その立ち上がりで、ポンピングコンデンサ７１に充電されている電荷が抵抗７３を介して接地に流れ、ポンピングコンデンサ７１と抵抗７３との接続点に正電圧が発生する。この電圧は、ポンピングダイオード７２に順方向電圧として印加されるので、ポンピングダイオード７２が導通して電流が流れ、電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に蓄積されている電荷を汲み出す。
　一方、演算処理回路４２では、図６に示す測定値決定処理を実行する。この測定値決定処理は、予め設定された所定時間（例えば１秒）毎に実行されるタイマ割込処理として実行される。
　先ず、ステップＳ６１で、前述のようにカウンタ回路５３から前回周期Ｔが入力されてから２秒以上経過したか否かを判定する。
　このステップＳ６１の判定結果が、前回周期Ｔが入力されてから２秒以上経過しているときには、ステップＳ６４に移行する。
　このステップＳ６４の系統は、パルス信号Ｐ１の頻度により高レンジ側電流測定値ＩｍＨに重みを付け、低レンジ側電流測定値ＩｍＬとの平均値を求めて被測定電流Ｉｉｎの測定値とする処理を行うもので、ステップＳ６４で、ｉは高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（i））の場所を指定するポインタで初期値ｉ＝０、ｊは高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（i））の有効データ数をカウントするレジスタで初期値ｊ＝０、Ｉｍｓは計算過程の電流測定値を記憶するレジスタで初期値Ｉｍｓ＝０とし、ステップＳ６５へ移行する。
　ステップＳ６５では、ｉで示される高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（i））の値が有効（ＩｍＨ（i）≠０）か否かを判定し、有効の場合はステップＳ６６へ移行し、有効な高レンジ側電流測定値ＩｍＨ（i）をＩｍｓへ加算し、次いでステップＳ６７へ移行し有効データ数に１を加算し、次いでステップＳ６８へ移行する。一方、ステップＳ６５で、iで示される高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（i））の値が無効（ＩｍＨ（i）＝０）の場合はそのままステップＳ６８へ移行する。
　ステップＳ６８では、高レンジ側電流測定値記憶領域（ＩｍＨ（i））の場所を指定するポインタｉに１を加算し、ステップＳ６９でポインタｉが８以上（高レンジ側電流測定値記憶領域の上限）になるまで繰り返えしてステップＳ６５へ戻り、有効データの数ｊと有効な高レンジ側電流測定値の合計Ｉｍｓを求め後にステップＳ７０へ移行する。
　ステップＳ７０では、先に求めた有効な高レンジ側電流測定値の合計Ｉｍｓに低レンジ側電流測定値ＩｍＬを加算した値を有効データの数ｊに１を加算した値で除算しこれらの測定値の平均値を求めて電流測定値Ｉｍを更新してタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　一方、ステップＳ６１の判定結果が、前回の周期Ｔが入力されてから２秒以上経過していない場合は、ステップＳ６２に移行する。
　ステップＳ６２では、ステップＳ６４からステップＳ６９と同じ処理を実行し、高レンジ側電流測定値ＩｍＨ(0～7)の有効データ（≠０）の加算値Ｉｍｓと有効データの数ｊを算出し、ステップＳ６３へ移行する。
　ステップＳ６３では、先に求めた有効な高レンジ側電流測定値の合計Ｉｍｓを有効データの数ｊで除算し測定値の平均値を求めて電流測定値Ｉｍを更新してタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　なお、Ａ／Ｄ変換回路４１と演算処理回路４２で実行する低レンジ側電流測定値算出処理とで低レンジ側電流測定部４に対応している。また、電圧比較回路５１、パルス信号形成回路５２、カウンタ回路５３及び演算処理回路４２の高レンジ側電流測定値算出処理及び高レンジ側電流測定値記憶領域無効化処理とで高レンジ側電流測定部５に対応している。さらに、演算処理回路４２の測定値決定処理が測定値決定部６に対応している。
　次に、上記第１の実施形態の動作について図７に示すタイミングチャートを伴って説明する。
　今、電流入力端子２に入力される被測定電流Ｉｉｎが、図７（ａ）に示すように、時点ｔ０で入力されておらず、電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２が放電されて出力される積分電圧信号Ｖｏが“０”であるとともに、高レンジ側電流測定部５のカウンタ回路５３のカウント値Ｎが“０”にクリアされているものとする。
　この状態で、時点ｔ１で負の一定値例えば－１０－１２Ａ以上となる被測定電流Ｉｉｎが入力されると、この被測定電流Ｉｉｎが電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に流れ込んで蓄積される。このため、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏは、前記（１）式で表されるように、被測定電流Ｉｉｎの積分値を積分用コンデンサ３２の静電容量Ｃで除した値となる。したがって、積分電圧信号Ｖｏは、被測定電流Ｉｉｎが一定値の場合経過時間Ｔに比例して図７（ｂ）に示すように上昇する。このとき、積分用コンデンサ３２には、オペアンプ３１の積分電圧信号Ｖｏと積分用コンデンサ３２の静電容量Ｃの積だけ電荷Ｑが蓄積されている（Ｑ＝Ｃ×Ｖｏ）。この初期状態では、積分電圧信号Ｖｏが基準電圧Ｖ１より低い値となるので、電圧比較回路５１から出力される比較信号Ｓｃは図７（ｃ）に示すようにローレベルを維持している。
　その後、被測定電流Ｉｉｎは、図７（ａ）に示すように一定値を維持するので、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏは図７（ｂ）に示すように上昇を継続する。その後、時点ｔ２で積分電圧信号Ｖｏが基準電圧Ｖ１に達すると、電圧比較回路５１から出力される比較信号Ｓｃが、図７（ｃ）に示すように、ローレベルからハイレベルに反転する。
　このハイレベルの比較信号Ｓｃがパルス信号形成回路５２に供給されるので、このパルス信号形成回路５２から図７（ｄ）に示すように所定のパルス幅のパルス信号Ｐ１が出力される。このパルス信号Ｐ１がカウンタ回路５３に入力されるので、このカウンタ回路５３がクロックパルスの計数を開始し、カウント値Ｎが増加する。
　一方、パルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１がポンピング回路７のポンピングコンデンサ７１に供給される。このため、パルス信号Ｐ１がハイレベルとなると、その立ち上がりで、ポンピングコンデンサ７１に充電されている電荷が抵抗７３を介して接地に流れ、ポンピングコンデンサ７１と抵抗７３との接続点に正電圧が発生する。この電圧は、ポンピングダイオード７２に順方向電圧として印加されるので、ポンピングダイオード７２が導通して電流が流れ、電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に蓄積されている電荷を放電させる。
　したがって、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏは、図７（ｂ）に示すように、パルス信号Ｐ１がハイレベルを継続している間急激に“０”近傍まで減少する。
　その後、時点ｔ３でパルス信号Ｐ１がハイレベルからローレベルに復帰すると、ポンピング回路７による積分用コンデンサ３２の放電が停止され、電荷積分回路３で再度積分処理が開始されて積分電圧信号Ｖｏが図７（ｂ）に示すように再度上昇する。
　その後、積分電圧信号Ｖｏの上昇が継続されて時点ｔ４で積分電圧信号Ｖｏが再度基準電圧Ｖ１に達すると、電圧比較回路５１からハイレベルの比較信号Ｓｃが出力され、これによってパルス信号形成回路５２で所定幅のパルス信号Ｐ１が形成される。
　カウンタ回路５３は、パルス信号Ｐ１が供給される毎に前回のパルス信号Ｐ１入力時からのクロックの計数値を内部メモリへ転送して、カウント値を“０”にクリアし、クロックの計数を継続するようにしている。このため、起動直後のパルス信号Ｐ１入力時を除き、パルス信号Ｐ１が供給される毎にパルス信号Ｐ１の周期測定値Ｔが得られ、その度にそのときの積分電圧信号Ｖｏの周期Ｔを表すカウント値Ｎが演算処理回路４２に入力される。
　この演算処理回路４２では、図４に示す高レンジ側電流測定処理をタイマ割込処理として実行しているので、この高レンジ側電流測定処理が実行開始されると、カウンタ回路５３から積分電圧信号Ｖｏの周期Ｔが入力される。このため、高レンジ側電流測定処理で、周期Ｔに基づいて積分電圧信号Ｖｏの周波数ｆを算出し（ステップＳ４２）、算出した周波数ｆに換算係数Ｋｆを乗算して高レンジ側電流測定値ＩｍＨを算出する（ステップＳ４３）。
　そして、高レンジ側電流測定処理は、算出した高レンジ側電流測定値ＩｍＨをメモリの高レンジ側電流測定値記憶領域に更新記憶し（ステップＳ４４）、次いで、カウンタ回路にはパルス信号Ｐ１入力有りフラグＣＮＦを“１”にセットする。
　次いで、高レンジ側電流測定処理は、高レンジ側電流測定値を記憶する場所を区分する数値Ｎｈを＋１すなわちＮｈをインクリメントし（ステップＳ４６）、Ｎｈが８未満であるときにはそのままタイマ割込処理を終了し、Ｎｈが８以上となるとステップＳ４８でＮｈ＝０に設定してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　このとき、被測定電流Ｉｉｎが－１０－１２Ａ以上であるので、積分電圧信号Ｖｏの周期Ｔは１秒以下となる。このため、演算処理回路４２で例えば１秒毎にタイマ割込処理として実行される図６の測定値決定処理が実行されたときに、ステップＳ６１からステップＳ６２へ移行し、高レンジ側電流測定値ＩｍＨ(0～7)の有効データ（≠０）の加算値Ｉｍｓを算出するとともに、有効データ（≠０）の数ｊを算出する。次いでステップＳ６３に移行して、加算値Ｉｍｓを有効データ数ｊで除して平均値を算出し、これを被測定電流Ｉｉｎの電流測定値Ｉｍとして決定し、決定した電流測定値Ｉｍをメモリの電流測定値記憶領域に更新記憶するとともに、外部に出力する（ステップＳ６３）。
　ところが、電流入力端子２に入力される被測定電流Ｉｉｎの電流値が－１０－１２Ａより小さい値となると、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏの周期Ｔが１秒より長くなる。このため、最小測定可能電流値である－１０－１５Ａである場合には積分電圧信号Ｖｏの周期Ｔが１０００秒となってしまう。したがって、カウンタ回路５３から周期Ｔが出力されるまでに１０００秒掛かることになり、電流測定要求が１秒毎である場合には、高レンジ側電流測定部５では全く対処できないことになる。
　ここで、カウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１が入力されてから２秒以上経過したときには、図５に示す高レンジ側電流測定値記憶領域無効化処理がタイマ割込処理として実行される毎に、高レンジ側電流測定値記憶領域の記憶する場所を区分する数値Ｎｈに高レンジ側電流測定値ＩｍＨ(Ｎｈ)＝０が更新記憶されることを繰り返す(ステップＳ５０～Ｓ５４)。
　一方、低レンジ側電流測定部４では１秒以下の短時間で電流測定を行っている。すなわち、低レンジ側電流測定部４では、常時、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号ＶｏがＡ／Ｄ変換回路４１に入力され、このＡ／Ｄ変換回路４１で１秒に４，５回程度となるサンプリング周期で積分電圧信号Ｖｏをディジタル信号Ｖｏｄに変換している。このＡ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄが演算処理回路４２に供給される。
　この演算処理回路４２では、図３に示す低レンジ側電流測定処理をＡ／Ｄ変換回路４１のサンプリング周期に対応する周期のタイマ割込処理として実行している。この低レンジ側電流測定処理では、積分電圧信号Ｖｏは、図７（ｂ）に示すように、時点ｔ１から時点ｔ２までの上昇過程では、積分電圧信号Ｖｏの単位時間当りの変化率Ｒｃが被測定電流Ｉｉｎに比例した値となる。しかしながら、時点ｔ２から時点ｔ３までの下降過程では、積分電圧信号Ｖｏの単位時間当りの変化率Ｒｃが被測定電流Ｉｉｎに比例した値とならず、この間のディジタル信号Ｖｏｄ(n)を破棄している。
　このため、低レンジ側電流測定処理が実行開始されると、ディジタル信号Ｖｏｄ(n)の破棄処理であるか否かを判断し（ステップＳ３１）、ＦＰ１＝“０”で破棄処理ではないときに、カウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１が入力されたか否かをパルス信号Ｐ１入力有りフラグＣＮＦが“１”であるか否かによって判定する（ステップＳ３２）。
　カウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１の入力がなく、該フラグＣＮＦが“０”にリセットされているときには、Ａ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄ(n)を読込む（ステップＳ３３）。
　また、低レンジ側電流測定処理は、ステップＳ３３で読込んだディジタル信号Ｖｏｄ(n)と前回のタイマ割込時のディジタル信号Ｖｏｄ(n-1)との偏差をタイマ割込周期で除して単位時間当りの変化率Ｒｃを算出する（ステップＳ３４）。
　次いで、低レンジ側電流測定処理は、算出した単位時間当りの変化率Ｒｃに換算係数Ｋｃを乗算して低レンジ側電流測定値ＩｍＬ（＝Ｒｃ×Ｋｃ）を算出し（ステップＳ３５）、算出した低レンジ側電流測定値ＩｍＬを低レンジ側電流測定値記憶領域に更新記憶する（ステップＳ３６）。そして、低レンジ側電流測定処理は、カウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１の入力があったことを検知できるようにパルス信号Ｐ１入力有りフラグＣＮＦを”０”にしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　また、図７（ｃ）に示すように、カウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１が入力されたときには、積分電圧信号Ｖｏが急激に立ち下がる状態となるため、ディジタル信号Ｖｏｄ(n)の破棄処理となる。この場合には、ステップＳ３２からステップＳ４０に移行して、フラグＦＰ１を“１”にセットしてからステップＳ３７に移行してフラグＣＮＦが“０”にリセットされる。これに応じて、演算処理回路４２は、低レンジ側電流測定値算出を行うことなくタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
　このため、所定時間が経過して次に低レンジ側電流測定処理が開始されたときに、ステップＳ３１において、該フラグFP1が“１”（破棄処理中）の場合はステップＳ３８へ移行する。このステップＳ３８では、次回の本処理のステップＳ３４で変化率が算出できるように該ディジタル信号Ｖｏｄ(n)を読み込み保持した後、ステップＳ３９で該フラグＦＰ１を“０”にして、ステップＳ３７へ移行し、フラグＣＮＦが“０”にリセットされる。このため、演算処理回路４２は、低レンジ側電流測定値算出を行うことなくタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。このようにして、カウンタ回路５３にパルス信号Ｐ１が入力されたときには少なくとも１回ディジタル信号Ｖｏｄ(n)を読込むことなく破棄する。
　そして、低レンジ側電流測定値記憶領域に低レンジ側電流測定値ＩｍＬが記憶されると、その後に演算処理回路４２で前述した図６の測定値決定処理が実行されたときに、カウンタ回路５３に前回パルス信号Ｐ１が入力されてから２秒以上経過すると、ステップＳ６１からステップＳ６４に移行する。これにより、パルス信号Ｐ１の頻度により高レンジ側電流測定値ＩｍＨに重みを付け、重み付けされた高レンジ側電流測定値ＩｍＨと低レンジ側電流測定値ＩｍＬとの平均値を求めて被測定電流Ｉｉｎの電流測定値Ｉｍとする処理を行う（ステップＳ６４～Ｓ７０）。
　すなわち、数ｉ及びｊを“０”とするとともに加算値Ｉｍｓを“０”に設定し（ステップＳ６４）、高レンジ側電流測定値ＩｍＨ(i)が“０”以外であるときには現在の加算値Ｉｍｓに高レンジ側電流測定値ＩｍＨを加算して新たな加算値Ｉｍｓとし（ステップＳ６６）、次いで有効データ数ｊを“１”だけインクリメントし（ステップＳ６７）、次いでステップＳ６８に移行する。
　ステップＳ６５の判定結果が高レンジ側電流測定値ＩｍＨ(i)が“０”であるときには加算処理を行うことなくステップＳ６８に移行する。
　このステップＳ６８では加算回数ｉを“１”だけインクリメントしてからステップＳ６９に移行して、ｉ＜８であるときにはステップＳ６５に戻り、ｉ≧８であるときにはステップＳ７０に移行する。このステップＳ７０では、加算値Ｉｍｓと低レンジ側電流測定値ＩｍＬとを加算した加算値を有効データ数ｊに“１”を加えたｊ＋１で除して平均値を算出し、算出した平均値を被測定電流Ｉｉｎの電流測定値Ｉｍとして記憶するとともに、外部に出力する。
　したがって、測定値決定処理のステップＳ６５からステップＳ６９までの処理を８回繰り返してＩｍＨ(0)～ＩｍＨ(7)が全て“０”であるときには低レンジ側電流測定値ＩｍＬが電流測定値Ｉｍとして決定される。また、少なくとも１つ以上の高レンジ側電流測定値ＩｍＨが存在する場合には、これら高レンジ側電流測定値ＩｍＨの加算値Ｉｍｓと低レンジ側電流測定値ＩｍＬとの加算値を有効データ数ｊに“１”を加えた値で除して平均値を算出し、これを電流測定値Ｉｍとして決定する。
　このように、上記第１の実施形態によると、高レンジ側電流測定部５で所望の測定値出力要求タイミングに応じて高レンジ側電流測定値ＩｍＨを算出できる場合には、高レンジ側電流測定値ＩｍＨを被測定電流Ｉｉｎに対する電流測定値Ｉｍとして決定する。また、高レンジ側電流測定値ＩｍＨの算出が所望の測定値出力要求タイミング内に算出できない場合には低レンジ側電流測定部４で算出した低レンジ側電流測定値ＩｍＬを被測定電流Ｉｉｎに対する電流測定値Ｉｍとして決定する。さらに、測定値出力要求タイミング内に高レンジ側電流測定値ＩｍＨが１以上算出された場合には、算出された高レンジ側電流測定値ＩｍＨの加算値と低レンジ側電流測定値ＩｍＬとの加算値を高レンジ側電流測定値ＩｍＨの有効データ数ｊに“１”を加えた値ｊ＋１で除した平均値を電流測定値Ｉｍとして決定する。
　したがって、－１０－１５Ａ～－１０－６Ａの９桁にわたる広いレンジの微小電流に対する電流測定値を、レンジ切換えを行うことなく、所望の測定値出力要求タイミングで正確に算出することができる。
　しかも、低レンジ側電流測定部４では、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏの単位時間当りの変化率Ｒｃを算出し、この変化率Ｒｃに換算係数Ｋｃを乗算して低レンジ側電流測定値ＩｍＬを算出するので、被測定電流Ｉｉｎが最小電流値－１０－１５Ａ近傍でも所望の測定値出力要求タイミング内の短時間で正確に測定することができる。
　また、高レンジ側電流測定部５でも、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏが基準電圧に達したときに形成されるパルス信号に基づいて高レンジ側電流測定値ＩｍＨを算出するので、正確な電流測定を行うことができる。
　さらに、低レンジ側電流測定値ＩｍＬと高レンジ側電流測定値ＩｍＨとの算出が同時に行われ、両者の選択を高レンジ側電流測定値ＩｍＨが所望の測定値出力要求タイミング内に算出できるか否かによって行うので、レンジ切換えによる損失時間が発生することがなく、広いレンジの被測定電流を正確に測定することができる。
　なお、低レンジ側電流測定部４の被測定電流値と積分電圧信号Ｖｏの変化率との関係は図８（ａ）に示すようになり、高レンジ側電流測定部５の被測定電流値と積分電圧信号の周波数との関係は図８（ｂ）に示すようになる。
　ここで、高レンジ側電流測定部５で算出する高レンジ側電流測定値ＩｍＨは、ポンピング回路７を駆動するパルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１の周波数を測定することにより得ることができる。被測定電流Ｉｉｎとパルス信号Ｐ１の周波数との対応は図８（ｂ）に示すように、１ｐＡ～１μＡが０．５Ｈｚ～５００ｋＨｚに対応する。
　この場合、１μＡの電流が１／５００ｋＨｚ時間流れたとき、その電荷は、２ｐＣ＝１μＡ／５００ｋＨｚとなる。この電荷は、ポンピング回路７で汲み出される電荷と平衡するので、１回のポンピング動作で電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏの電圧を例えば１Ｖ変化させようとすると、積分用コンデンサ３２の静電容量Ｃは、
　Ｃ＝Ｑ／Ｖ＝２ｐＣ／１Ｖ＝２ｐＦ
となる。
　また、低レンジ側電流測定部４で算出する低レンジ側電流測定値ＩｍＬは、上述したように、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏを単位時間毎の変化率Ｒｃに変換し、これに換算係数Ｋｃを乗算することにより得ることができる。電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２の静電容量を２ｐＦとした場合、被測定電流Ｉｉｎの１ｆＡ～３ｐＡに対する１秒間の電圧変化の図８（ａ）に示す。
　今、被測定電流Ｉｉｎを１ｆＡとすると、積分用コンデンサ３２の静電容量が２ｐＦなので、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏの１秒間の変化電圧ΔＶｏは、
　ΔＶｏ＝１（ｆＣ）／２０００（ｆＦ）＝０．５ｍＶ
となり、Ａ／Ｄ変換回路４１は、上記電圧が必要な精度で測定できるものを選定する。例えば１％の精度が必要な場合、前記０．５ｍＶの１／１００の０．００５ｍＶが測定できる必要があり、最大測定電圧を１Ｖとすると、２００，０００（１Ｖ／０．０００００５Ｖ）の分解能（１８ビット以上）が必要である。
　さらに、高レンジ側電流測定部５のパルス信号形成回路５２は、出力信号の波高を可変できるようにしておくと、被測定電流Ｉｉｎと出力するパルス信号Ｐ１との関係が回路定数の誤差を吸収させて規格化できるので都合がよい。パルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１のパルス幅は、パルス信号Ｐ１の最高周波数が５００ｋＨｚであるので、例えばデューティ比２０％とすると０．４μｓ程度に設定する。
　そして、ポンピング回路７で汲み出す電流は、高レンジ側電流測定部５の入力電流と平衡するので、１μＡの電流を１／５００ｋＨｚ時間積分した電荷もパルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１が１個で汲み出す電荷と等しく２ｐＣとなる。ポンピングコンデンサ７１の静電容量Ｃ１はパルス信号形成回路５２の実効的な出力電圧の波高を例えば０．１Ｖとすると、
　Ｃ＝Ｑ／Ｖ＝２ｐＣ／０．１Ｖ＝２０ｐＦ
となる。
　また、抵抗７３の抵抗値は、パルス信号形成回路５２のパルス幅が０．４μｓ程度なので、この時間内にポンピングコンデンサ７１が十分に充放電されるように、抵抗７３の抵抗値とポンピングコンデンサ７１の静電容量との積（τｐ：ポンピング回路時定数）をパルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１のパルス幅が０．４μｓに対して十分小さい値、例えば０．０４μｓ（１／１０）とすると、抵抗７３の抵抗値Ｒ２は、
　Ｒ２＝０．０４（μｓ）／２０（ｐＦ）＝２（ｋΩ）
となる。
　ただし、実際には、ポンピングダイオード７２の順方向電圧の降下分の電圧と、ポンピングダイオード７２の電極間の静電容量により損失する分を加算する必要がある。
　次に、本発明の一態様である第２の実施形態について図９を伴って説明する。
　この第２の実施形態は、被測定電流Ｉｉｎの電流値が低レンジ側電流測定部４を構成するＡ／Ｄ変換回路４１で変換可能な下限電圧以下になった場合の無効データの発生を抑制するようにしたものである。
　すなわち、第２の実施形態では、図９に示すように、上述した第１の実施形態において、高レンジ側電流測定部５と並列に初期化回路１０が設けられていることを除いては図２と同様の構成を有し、図２との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
　ここで、初期化回路１０は、電圧比較回路１１、初期化用パルス信号形成回路１２及び初期化用ポンピング回路１３を有する。
　電圧比較回路１１は、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏと、初期化電圧として低レンジ側電流測定部４を構成するＡ／Ｄ変換回路４１のＡ／Ｄ変換可能な下限電圧Ｖ２とが入力され、積分電圧信号Ｖｏが下限電圧Ｖ２未満であるときにハイレベルの比較信号Ｓｃ２を出力する。
　初期化用パルス信号形成回路１２は、電圧比較回路１１の比較信号Ｓｃ２が供給され、この比較信号Ｓｃ２がローレベルからハイレベルに反転したときにハイレベルからローレベルとなる所定の幅、所定の波高の初期化用パルス信号Ｐ２が出力される。
　初期化用ポンピング回路１３は、初期化用パルス信号形成回路１２から出力される初期化用パルス信号Ｐ２が入力され、ポンピング回路７とは逆極性の機能を有し、電荷積分回路の電荷を放電させるのではなく、電荷を蓄積させる方向に働くように構成されている。
　すなわち、初期化用ポンピング回路１３は、図９に示すように、ポンピングコンデンサ１３ａ、ポンピングダイオード１３ｂ及び抵抗１３ｃを有する。ここで、ポンピングコンデンサ１３ａの一方の極はパルス信号形成回路１２の出力側に接続され、このポンピングコンデンサ１３ａの他方の極と電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２との間にポンピングダイオード１３ｂが介挿されている。
　このポンピングダイオード１３ｂは、アノードが積分用コンデンサ３２に接続され、カソードがポンピングコンデンサ１３ａに接続されている。抵抗１３ｃは、ポンピングコンデンサ１３ａ及びポンピングダイオード１３ｂの接続点と接地との間に接続されている。
　したがって、初期化用ポンピング回路１３では、ポンピングコンデンサ１３ａに初期化用パルス信号形成回路１２から供給されるパルス信号Ｐ２がハイレベルにある場合には、ポンピングコンデンサ１３ａの初期化用パルス信号形成回路１２側の電極の電圧ＶＣ１がパルス信号Ｐ２の充電電圧ＶＨとなり、この充電電圧ＶＨに応じた電荷がポンピングコンデンサ１３ａに蓄積される。電荷が蓄積されている間は充電電流が抵抗１３ｃを介して流れ、抵抗１３ｃのコンデンサ１３ａ側電圧ＶＣ２は正の電圧となる。この電圧がポンピングダイオード１３ｂのカソードに供給されてもポンピングダイオード１３ｂはオフ状態のままで電荷積分回路３へ流れ込むことはない。充電が終わると、ポンピングコンデンサ１３ａのポンピングダイオード１３ｂ側の電極の電圧ＶＣ２が０Ｖとなる。
　この状態で、ポンピングコンデンサ１３ａに供給されている初期化用パルス信号形成回路１２からのパルス信号Ｐ２がローレベルとなると、初期化用パルス信号形成回路１２側の電極の電圧ＶＣ１が電圧ＶＬとなり、ポンピングコンデンサ１３ａに放電電流が流れ、その電流が抵抗１３ｃに流れ、ポンピングダイオード１３ｂ側の電極の電圧ＶＣ２がハイレベル及びローレベル間の電圧ＶＣ（＝ＶＨ－ＶＬ）に相当する分負電圧値に移行する。このため、ポンピングダイオード１３ｂのカソード側の電圧ＶＣ２が負電圧値となって、ポンピングダイオード１３ｂがオン状態となり、ポンピングコンデンサ１３ａの放電電流の一部が流れる。これによって、電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に電荷蓄積し、積分電圧信号Ｖｏを上昇させる。このとき、パルス信号Ｐ２の１個で積分電圧信号Ｖｏが初期化電圧となる下限電圧Ｖ２以上とならない場合は、下限電圧Ｖ２以上となるまで複数個の初期化用パルス信号Ｐ２を発生させる機能を初期化用パルス信号形成回路に持たせてもよい。積分電圧信号Ｖｏが初期化電圧となる下限電圧Ｖ２以上となると、電圧比較回路１１から出力される比較信号Ｓｃ２がローレベルに復帰する。
　初期化用パルス信号形成回路１２から出力される初期化用パルス信号Ｐ２は所定の幅なので立ち下がりから所定時間後にハイレベルに復帰する。これによって、初期化用ポンピング回路１３のポンピングダイオード１３ｂがオフ状態に復帰し、初期化用ポンピング回路１３からの積分用コンデンサ３２への電荷蓄積が停止される。
　次に、上記第２の実施形態の動作について図１０を伴って説明する。
　今、電流入力端子２に負値の被測定電流Ｉｉｎが入力され、この被測定電流Ｉｉｎが電荷積分回路３に供給されて、この電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏの電圧値が低レンジ側電流測定部４を構成するＡ／Ｄ変換回路４１のディジタル変換可能な下限電圧Ｖ２を超えている場合には、Ａ／Ｄ変換回路４１から有効なディジタル信号Ｖｏｄが出力されることにより、前述した第１の実施形態と同様の作用効果が得られる。
　ところが、電流入力端子２に入力される被測定電流Ｉｉｎが電源投入時やノイズ混入などの何らかの原因で電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏが、図１０（ｂ）に示すように、初期化電圧となる低レンジ側電流測定部４を構成するＡ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２未満に低下している場合には、Ａ／Ｄ変換回路４１から有効なディジタル信号Ｖｏｄを得ることができない。
　この状態では、積分電圧信号Ｖｏが下限電圧Ｖ２未満に低下しているので、初期化回路１０の電圧比較回路１１から出力される比較信号Ｓｃ２がハイレベルとなり、初期化用パルス信号形成回路１２からローレベルＶＬの初期化用パルス信号Ｐ２が初期化用ポンピング回路１３に出力される。
　このため、初期化用ポンピング回路１３のポンピングコンデンサ１３ａの初期化用パルス信号形成回路１２側の電極の電圧ＶＣ１が電圧ＶＬとなり、ポンピングコンデンサ１３ａへ放電電流が抵抗１３ｃを通じて流れる。この放電電流と抵抗１３ｃの積の負電圧がポンピングダイオード１３ｂ側の電極の電圧ＶＣ２に発生するので、ポンピングダイオード１３ｂがオン状態となる。これによって電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に電荷蓄積し、積分電圧信号Ｖｏを図１０（ｂ）に示すように急峻に上昇させる。
　初期化用パルス信号Ｐ２は所定のパルス幅を出力するとハイレベルに復帰するので、初期化用ポンピング回路１３のポンピングコンデンサ１３ａの初期化用パルス信号形成回路１２側の電極の電圧ＶＣ１が充電電圧ＶＨとなって充電電圧ＶＨに応じた電荷がポンピングコンデンサ１３ａに蓄積される。電荷が蓄積されている間は充電電流が抵抗１３ｃを介して流れ、抵抗１３ｃのコンデンサ１３ａ側電圧ＶＣ２は正の電圧となる。この電圧がポンピングダイオード１３ｂのカソードに供給されてもポンピングダイオード１３ｂはオフ状態のままで電荷積分回路３へ流れ込むことはない、充電が終わるとポンピングコンデンサ１３ａのポンピングダイオード１３ｂ側の電極の電圧ＶＣ２が０Ｖとなる。
　この状態となると、ポンピングダイオード１３ｂがオフ状態となるので、初期化用ポンピング回路１３による積分用コンデンサ３２の電荷蓄積が停止される。
　ここで、初期化用パルス信号形成回路１２から初期化用ポンピング回路１３への初期化用パルス信号Ｐ２の供給が１回のみでは積分電圧信号Ｖｏが、Ａ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２に到達しない場合、到達するまで初期化用パルス信号Ｐ２の供給を継続させる。
　そして、積分電圧信号Ｖｏが、初期化用パルス信号形成回路１２から初期化用ポンピング回路１３へ1個または複数個の初期化用パルス信号Ｐ２の供給によって、Ａ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２に達すると、電圧比較回路１１から出力される比較信号Ｓｃ２がローレベルに復帰する。これに応じて初期化用パルス信号形成回路１２から出力される初期化用パルス信号Ｐ２がハイレベルに戻った状態で停止する。
　この状態となると、ポンピングダイオード１３ｂがオフ状態となるので、初期化用ポンピング回路１３による積分用コンデンサ３２の電荷蓄積が停止されて、初期化回路１０による初期化処理が終了される。
　このように、積分電圧信号ＶｏがＡ／Ｄ変換回路４１のディジタル変換する下限電圧Ｖ２に達すると、Ａ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄが有効データとなり、以後前述した第１の実施形態と同様に積分電圧信号Ｖｏに基づく高レンジ側電流測定部５のパルス信号形成回路５２とポンピング回路７との動作によって積分電圧信号Ｖｏが積分状態と放電状態とを繰り返すことになり、低レンジ側電流測定部４での低レンジ側電流測定値ＩｍＬの算出が正確に行われる。
　このように、第２の実施形態によると、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏが低レンジ側電流測定部４を構成するＡ／Ｄ変換回路４１のディジタル変換可能な下限電圧Ｖ２未満であるときに、初期化回路１０によって、積分電圧信号Ｖｏが急峻に下限電圧Ｖ２まで上昇される。このため、Ａ／Ｄ変換回路４１での無効データの発生を抑制して低レンジ側電流測定値の測定時間が長くなることを確実に抑制することができる。
　ちなみに、初期化回路１０を備えていないものとすると、図１１（ａ）に示すように、時点ｔ０で電源投入したときに、被測定電流Ｉｉｎを電荷積分回路３で積分した積分電圧信号Ｖｏが、図１１（ｂ）に示すように、Ａ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２未満である場合には、電荷積分回路３での積分により積分電圧信号ＶｏがＡ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２に達するまでの時間Ｔが長くなる。このため、図１１（ｅ）に示すように、Ａ／Ｄ変換回路４１から出力されるディジタル信号Ｖｏｄの無効データの期間Ｔが増加し、低レンジ側電流測定部４での電流測定開始が時間Ｔだけ遅れてしまう。
　このとき、例えば積分電圧信号Ｖｏが－１Ｖ、下限電圧Ｖ２が０Ｖ、被測定電流Ｉｉｎが１０ｆＡ、積分用コンデンサ３２の静電容量が２ｐＦであるとすると、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏを－１Ｖから０Ｖまで高めるために必要な電荷は、－２ｐＣ（＝－１Ｖ×２ｐＦ）である。この電荷は入力電流１０ｆＡを蓄積して達成されるが、被測定電流Ｉｉｎが１０ｆＡの場合、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏが下限電圧Ｖ２以上に上昇するために必要な時間Ｔは、
　Ｔ（ｓ）＝２（ｐＣ）／０．０１（ｐＡ）＝２００（ｓ）
となり、２００秒間被測定電流の低レンジ側電流測定値ＩｍＬが得られないことになる。
　これに対して、上述した第２の実施形態では、初期化回路１０によって電荷積分回路３の積分用コンデンサ３２に電荷を蓄積することによって、積分電圧信号Ｖｏを瞬時にＡ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２まで上昇させることができる。この初期化に必要な時間は、初期化用パルス信号形成回路１２から１パルス出力される間であるので１μｓ程度に抑制することができる。
　この第２の実施形態では、初期化回路１０での動作が高レンジ側電流測定部５及びポンピング回路７の動作を逆にしたものとなるので、電圧比較回路１１に供給する下限電圧となる初期化電圧Ｖ２を基準電圧Ｖ１の負値－Ｖ１に設定することにより、被測定電流Ｉｉｎの極性を正値とした場合の高レンジ側電流測定値ＩｍＨを算出することが可能となる。
　なお、上記第２の実施形態においては、初期化回路１０の電圧比較回路１１に供給する基準電圧をＡ／Ｄ変換回路４１の下限電圧Ｖ２に設定する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、下限電圧Ｖ２以下の値であれば無効データが出力される時間Ｔが許容範囲内となる任意の値を設定することができる。
　なお、上記第１及び第２の実施形態においては、低レンジ側電流測定部４をＡ／Ｄ変換回路４１及び演算処理回路４２で構成する場合について説明したが、これに限定されるものではない。本発明の一態様では、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏを電圧差の小さい異なる基準電圧に設定された２つの電圧比較回路を設けて、電圧比較回路から出力される比較信号の時間差に基づいて積分電圧信号Ｖｏの変化率を算出するようにしてもよい。要は、積分電圧信号Ｖｏの変化率Ｒｃを算出可能な構成であれば、任意の構成を適用することができる。また、低レンジ側電流測定部４で所定時間毎に算出される低レンジ側電流測定値ＩｍＬの複数を平均化処理して低レンジ側電流測定値ＩｍＬとして算出するようにしてもよい。
　また、上記第１及び第２の実施形態においては、高レンジ側電流測定部５についても電圧－周波数変換回路を設けて、積分電圧信号Ｖｏを直接周波数信号に変換するようにしてもよい。
　さらに、上記第１及び第２の実施形態においては、演算処理回路４２を設け、この演算処理回路４２で、低レンジ側電流測定処理、高レンジ側電流測定処理、高レンジ側電流測定値記憶領域無効化処理及び測定値決定処理を行わせる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、低レンジ側電流測定部４及び高レンジ側電流測定部５に個別に低レンジ側測定値演算部４２ａ及び高レンジ側測定値演算部４２ｂを設けるようにしてもよい。
　また、上記第１及び第２の実施形態においては、被測定電流Ｉｉｎが負値である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、正値の被測定電流Ｉｉｎを入力する場合には、電荷積分回路３から出力される積分電圧信号Ｖｏが０から負方向に減少するので、基準電圧Ｖ１の極性を負値とするとともに、変化率の演算も前回値から今回値を減算するようにすればよい。
　さらに、上記第１及び第２の実施形態においては、ポンピング回路７を構成するポンピングダイオード７２の温度依存性を考慮しない場合について説明したが、ポンピングダイオード７２の温度依存性を考慮する場合には、前述した特許文献１に記載されているように、ポンピングダイオード７２の温度を温度センサで実測し、温度センサで実測した温度におけるポンピングダイオード７２の順方向電圧の変化分だけ、パルス信号形成回路５２から出力されるパルス信号Ｐ１のパルス幅を調整する温度補償回路を設けるようにすれば良い。
　１…電流測定装置、２…入力端子、３…電荷積分回路、４…低レンジ側電流測定部、５…高レンジ側電流測定部、６…測定値決定部、７…ポンピング回路、１０…初期化回路、１１…電圧比較回路、１２…初期化用パルス信号形成回路、１３…初期化用ポンピング回路、３１…オペアンプ、３２…積分用コンデンサ、４１…Ａ／Ｄ変換回路、４２…演算処理回路、４２ａ…低レンジ側測定値演算部、４２ｂ…高レンジ側測定値演算部、５１…電圧比較回路、５２…パルス信号形成回路、５３…カウンタ回路

Claims (6)

  1. 　被測定電流の電流測定レンジを少なくとも低レンジ及び高レンジに分割し、それぞれのレンジで電流測定を行う電流測定装置であって、
    　前記被測定電流を積分して積分信号を出力する積分回路と、
    　該積分回路から出力される積分信号が入力され、当該積分信号の変化率に比例した低レンジ側電流測定値を算出する低レンジ側電流測定部と、
    　前記積分回路から出力される積分信号の周期に応じたパルス信号に基づいて高レンジ側電流測定値を算出する高レンジ側電流測定部と、
    　前記パルス信号によって前記積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路と、
    　前記低レンジ側電流測定部で算出した低レンジ側電流測定値及び前記高レンジ側電流測定部で算出した高レンジ側電流測定値に基づいて前記被測定電流の測定値を決定する測定値決定部と
    　を備えたことを特徴とする電流測定装置。
  2. 　前記低レンジ側電流測定部は、前記積分回路から出力される積分信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、該Ａ／Ｄ変換回路から出力されるディジタル信号の単位時間当りの電流変化率を演算し、演算した電流変化率に換算係数を乗算して低レンジ側電流測定値を演算する低レンジ測定値演算部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の電流測定装置。
  3. 　前記高レンジ側電流測定部は、前記積分回路から出力される積分信号と基準信号とを比較し、前記積分信号が基準信号を上回ったときにパルス信号を出力するパルス信号形成回路と、該パルス信号形成回路から出力されるパルス信号の単位時間当りのパルス数を係数して高レンジ側電流測定値を演算する高レンジ側測定値演算部とを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流測定装置。
  4. 　前記積分回路は、前記被測定電流の投入時に、出力する積分信号の初期値を決定する初期化回路を備えていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電流測定装置。
  5. 　前記初期化回路は、前記積分回路から出力される積分信号を前記初期化電圧と比較し、前記積分信号が前記初期化電圧未満であるときに初期化用パルス信号を形成する初期化用パルス信号形成回路と、該初期化用パルス信号形成回路から出力される初期化用パルス信号によって前記積分回路に蓄積された電荷を蓄積する初期化用ポンピング回路とを備えていることを特徴とする請求項４に記載の電流測定装置。
  6. 　前記初期化電圧は、前記低レンジ側電流測定部を構成するＡ／Ｄ変換回路で変換可能な下限電圧であることを特徴とする請求項５に記載の電流測定装置。
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