WO2015008835A1 - 磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法 - Google Patents

磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法 Download PDF

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WO2015008835A1
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美矢子 合原
賢一 大森
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株式会社フジクラ
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    • G01R15/148—Measuring arrangements for current not covered by other subgroups of G01R15/14, e.g. using current dividers, shunts, or measuring a voltage drop involving the measuring of a magnetic field or electric field

Definitions

  • the present invention relates to a magnetic sensor drive circuit, a magnetic sensor, a current sensor, and a magnetic sensor drive method.
  • Some sensors change the voltage of the output signal of the sensor in proportion to fluctuations in the power supply voltage.
  • this output is called a ratiometric output.
  • ratiometric output the same power supply voltage as the sensor power supply voltage is used as the reference voltage in the measurement unit (ie, A / D converter (analog / digital converter)).
  • the reference voltage error is automatically corrected.
  • An example of a current sensor having such a ratiometric output is described in Patent Document 1. According to the current sensor described in Patent Document 1, the current value can be accurately measured regardless of the fluctuation of the power supply voltage by combining with the A / D converter using the same power supply voltage.
  • the current sensor described in Patent Document 1 detects a current using a magnetic sensor using a Hall element. That is, the value of the measurement current is detected by detecting the magnetic field generated by the measurement current using a Hall element.
  • one of magnetic sensors that do not use a Hall element is a flux gate type magnetic sensor that is a well-known technique.
  • a fluxgate magnetic sensor an alternating current is passed through an exciting coil wound around a magnetic core to periodically saturate the magnetic core. Then, an external magnetic field to be measured (hereinafter also referred to as a measurement magnetic field) is applied to the magnetic core. When this external magnetic field is applied, the magnetic saturation time interval changes. The external magnetic field is measured using this phenomenon in which the time interval changes.
  • This fluxgate type magnetic sensor measures the external magnetic field by directly measuring the time interval at which magnetic saturation occurs, and provides feedback so that the time interval becomes a predetermined value on the coil wound around the magnetic core. Some measure the external magnetic field by passing an electric current.
  • the latter sensor is called a closed loop magnetic sensor, performs feedback control so as to cancel the external magnetic field, and supplies a predetermined coil with a current corresponding to the external magnetic field.
  • the consumption current (mainly feedback current) increases as the external magnetic field increases.
  • a low-pass filter may be inserted into the sensor as a countermeasure against a short period fluctuation (noise) of the power supply voltage line.
  • the influence of a voltage drop due to the DC resistance component of the inductor of the low-pass filter increases as the current consumption increases. That is, even if the DC voltage input to the low-pass filter is constant, the DC voltage output from the low-pass filter decreases as the current consumption increases.
  • the power supply voltage of the measurement unit is constant due to the drop in the power supply voltage that occurs with the increase in current consumption (that is, the output voltage of the low-pass filter). Even so, a voltage drop occurs in the output signal voltage of the sensor. In this case, the voltage drop changes in accordance with the magnitude of the current consumption. Therefore, the voltage drop is small when the current consumption is small and large when the current consumption is large. That is, since the magnitude of the error changes depending on the magnitude of the consumption current, there arises a problem that the output linearity error becomes worse.
  • the output linearity error can be reduced by using an inductor having a small DC resistance component Rdc.
  • an inductor having a small DC resistance component Rdc is huge and expensive compared to a chip inductor having a relatively large DC resistance component. In other words, both size and cost are problematic.
  • the present invention has been made in consideration of the above circumstances, and a magnetic sensor drive circuit capable of reducing an output linearity error of a ratiometric output when the current consumption of the sensor varies depending on a measured physical quantity, It is an object to provide a magnetic sensor, a current sensor, and a driving method of the magnetic sensor.
  • a magnetic sensor drive circuit is a magnetic sensor drive circuit that measures a magnetic field by energizing a predetermined coil with a feedback current that cancels a change in magnetic flux density due to a measurement magnetic field.
  • a feedback current control circuit for controlling the feedback current flowing through the coil and outputting a signal corresponding to the intensity of the feedback current, and using the external power source input from the external power source input terminal as the power source;
  • a first circuit block for energizing current, a ratiometric control circuit for monitoring the voltage of the power supply, and a signal corresponding to the intensity of the feedback current is adjusted to a signal proportional to the voltage of the power supply and output
  • a second circuit block having an output adjustment circuit for performing the operation, and the external power supply for the second circuit block.
  • the first low-pass filter and the second low-pass filter may be LC filters using a chip inductor and a chip capacitor.
  • the output adjustment circuit outputs a signal proportional to the voltage of the power supply using an amplifier circuit that uses the power supply supplied from the second power supply line as a voltage source. May be.
  • a magnetic sensor includes a sensor unit having a magnetic core and a plurality of coils wound around the magnetic core, and changes in magnetic flux density due to a measurement magnetic field acting on the sensor unit.
  • a drive circuit that measures a magnetic field by energizing a predetermined coil of the plurality of coils with a feedback current to be canceled, and controls the feedback current to be energized to the predetermined coil according to the intensity of the feedback current
  • a first circuit block that energizes the feedback current by using an external power source input from an external power input terminal as a power source, and monitors the voltage of the power source.
  • a ratiometric control circuit and a signal corresponding to the intensity of the feedback current, the voltage of the power supply
  • a second circuit block having an output adjustment circuit that adjusts and outputs a proportional signal; a first power supply line that supplies the external power supply to the first circuit block; and the external power supply to the first circuit block.
  • a second power supply line to be supplied to the second circuit block in parallel with the power supply line, a first low-pass filter inserted into the first power supply line, and a second inserted into the second power supply line. And a low-pass filter.
  • the current sensor includes a sensor unit having a magnetic core and a plurality of coils wound around the magnetic core, and a current that generates a magnetic field in accordance with the measurement current in the sensor unit.
  • a drive circuit that measures a magnetic field by energizing a predetermined coil of the plurality of coils with a feedback current that cancels a change in magnetic flux density due to a measurement magnetic field acting on the path unit and the sensor unit,
  • a feedback current control circuit for controlling the feedback current flowing through the coil and outputting a signal corresponding to the intensity of the feedback current, and using the external power source input from the external power source input terminal as the power source;
  • a second circuit block having an output adjustment circuit for adjusting and outputting a signal corresponding to the intensity of feedback current to a signal proportional to the voltage of the power supply, and supplying the external power supply to the first circuit block
  • a magnetic sensor driving method is a magnetic sensor driving method for measuring a magnetic field by energizing a predetermined coil with a feedback current that cancels a change in magnetic flux density due to a measured magnetic field.
  • a feedback current control circuit for controlling the feedback current flowing through a predetermined coil and outputting a signal corresponding to the intensity of the feedback current, and using an external power source input from an external power input terminal as a power source
  • a power source is supplied to the first circuit block by a first power supply line in which a first low-pass filter is inserted, and the external power source is supplied by the second power supply line in which a second low-pass filter is inserted. Supplying to the second circuit block in parallel with the first power supply line.
  • the first power supply line for supplying the external power input from the external power supply input terminal to the first circuit block that supplies the feedback current, and the ratiometric for monitoring the voltage of the power supply
  • a second circuit for supplying the external power source to a second circuit block having a control circuit and an output adjusting circuit for adjusting and outputting a signal corresponding to the intensity of the feedback current to a signal proportional to the voltage of the power source;
  • a power line for supplying the external power source to a second circuit block having a control circuit and an output adjusting circuit for adjusting and outputting a signal corresponding to the intensity of the feedback current to a signal proportional to the voltage of the power source.
  • a first low-pass filter and a second low-pass filter are inserted into the first power supply line and the second power supply line, respectively. Therefore, it is possible to reduce the influence of the DC resistance component of the first low-pass filter on the first circuit block side through which the feedback current is passed on the second circuit block side, and to improve the output linearity of the ratiometric output.
  • FIG. It is a schematic block diagram explaining the structure of the magnetic sensor 1 which concerns on the 1st Embodiment of this invention, and the drive circuit 2 of the magnetic sensor 1.
  • FIG. It is a wave form diagram for demonstrating operation
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a magnetic sensor 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • a magnetic sensor 1 is a flux gate type closed loop magnetic sensor, and includes a drive circuit 2 and a sensor unit 3.
  • the drive circuit 2 includes an external power input terminal 4, a first power line 5, a second power line 6, a first low-pass filter 7, a second low-pass filter 8, and a first circuit block 9.
  • a second circuit block 10 includes a magnetic core 31, an excitation coil 32, a pickup coil 33, and a feedback coil 34.
  • the magnetic core 31 is a member made of a high permeability material, for example, a columnar shape, a ring shape, or a frame shape.
  • An excitation coil 32, a pickup coil 33, and a feedback coil 34 are wound around the outer peripheral surface of the magnetic core 31.
  • the measurement magnetic field Hex is a magnetic field penetrating through a cylindrical space formed by the excitation coil 32, the pickup coil 33, and the feedback coil 34.
  • the measurement magnetic field Hex is, for example, a magnetic field due to geomagnetism or a magnetic field generated by a current flowing through a current path (current path portion) made of a metal plate or a conductive cable arranged in the vicinity of the magnetic core 31 (not shown).
  • the current path portion is provided so as to penetrate the hollow portion of the magnetic core 31 having, for example, a ring shape or a frame shape, a measurement current is passed through the current path portion, and a measurement magnetic field Hex corresponding to the measurement current is passed through the sensor portion 3.
  • the magnetic sensor 1 can be operated as a current sensor.
  • the external power supply input terminal 4 is a terminal for inputting a DC power output of the external power supply 20 (that is, a terminal connected to a constant voltage source of the external power supply 20).
  • the first power supply line 5 is a wiring that supplies the DC power output of the external power supply 20 input from the external power supply input terminal 4 to the first circuit block 9.
  • the second power supply line 6 is a wiring that supplies the DC power output of the external power supply 20 input from the external power supply input terminal 4 to the second circuit block 10 in parallel with the first power supply line 5.
  • a first low-pass filter 7 is inserted in the first power supply line 5.
  • a second low-pass filter 8 is inserted in the second power supply line 6.
  • the first low-pass filter 7 has an inductor 71 and a capacitor 72, and constitutes an LC filter.
  • the second low-pass filter 8 has an inductor 81 and a capacitor 82, and constitutes an LC filter.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter is set according to the calculation and experimental results so that the high-frequency noise superimposed on the DC power input from the external power supply 20 is attenuated to a desired value.
  • the inductance of the inductor 71 and the inductance of the inductor 82 may be the same or different.
  • the capacitance of the capacitor 81 and the capacitance of the capacitor 82 may be the same or different.
  • the inductor 71 and the inductor 81 and the capacitor 72 and the capacitor 82 can be chip inductors and chip capacitors which are surface mount components. In this case, the mounting area and volume can be easily reduced.
  • the configuration of the first low-pass filter 7 and the second low-pass filter 8 is not limited to the primary LC filter, but may be a multi-order filter, an LRC filter in which resistors are connected in series, or an inductor. Or an RC filter in which a resistor is substituted. Further, the first low-pass filter 7 and the second low-pass filter 8 may have the same or different filters.
  • the output DC voltage of the external power supply 20 is Vcc
  • the DC resistance component of the inductor 71 is Rdc1
  • the DC current flowing through the inductor 71 is Icc1
  • the output DC voltage of the first low-pass filter 7 is Vcc1.
  • the DC resistance component of the inductor 81 is Rdc2
  • the DC current flowing through the inductor 81 is Icc2
  • the output DC voltage of the second low-pass filter 8 is Vcc2.
  • the current Icc1 is the current consumption of the first circuit block 9.
  • the current Icc2 is the current consumption of the second circuit block 10.
  • the first circuit block 9 includes a regulator 91, a triangular wave generator 92, an amplifier 93, a hysteresis comparator 94, a low-pass filter 95, an integrator 96, and a feedback current control circuit 97.
  • the first circuit block 9 is a circuit that supplies a feedback current Ifb to the feedback coil 34 using the DC output of the external power supply 20 input from the external power supply input terminal 4 as a power supply, and the consumption current Icc1 is a measurement magnetic field (or measurement current). Is a circuit block that depends on
  • the regulator 91 receives the direct current output of the external power supply 20 through the first low-pass filter 7, converts it into one or a plurality of predetermined constant voltages, and outputs it.
  • the output of the regulator 91 is used as a power supply voltage or a reference voltage in each part in the first circuit block 9.
  • the triangular wave generator 92 supplies the exciting coil 32 with a triangular wave-like excitation current Id that alternates with a constant excitation period T shown in FIG.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing operation waveforms of each part in the sensor unit 3. The horizontal axis is time, and the waveforms are, in order from the top, the exciting current Id flowing through the exciting coil 32, the measurement magnetic field Hex applied to the magnetic core 31, the feedback current Ifb flowing through the feedback coil 34, and the inside of the magnetic core 31. And the pickup voltage Vp generated in the pickup coil 33.
  • the triangular wave generator 92 controls the excitation current Id so that the magnetic core 31 is magnetically saturated.
  • FIG. 2 shows the magnetic flux density B and the pickup voltage when the measured magnetic field Hex is greater than 0 (waveform indicated by a chain line), equal to 0 (waveform indicated by a solid line), and less than 0 (waveform indicated by a broken line).
  • Vp is indicated by a chain line, a solid line, and a broken line, respectively.
  • FIG. 2 shows a waveform when the feedback current Ifb is not energized and is constant at a value of 0 for the sake of explanation.
  • the magnetic flux density B has a positive and negative target waveform as shown by the solid line.
  • the pickup voltage Vp is generated as a negative pulsed waveform and a positive pulsed waveform indicated by solid lines at time t1 and time t2 when the sign of the magnetic flux density B is switched.
  • the pickup voltage Vp is generated as a negative pulse waveform and a positive pulse waveform indicated by chain lines at time tp1 and time tp2 when the sign of the magnetic flux density B is switched.
  • a time Tw (Hex> 0) between the time tp1 and the time tp2 is a value smaller than a half of the excitation period T.
  • the pickup voltage Vp is generated as a negative pulse waveform and a positive pulse waveform indicated by broken lines at time tm1 and time tm2, respectively, at which the sign of the magnetic flux density B switches.
  • a time Tw (Hex ⁇ 0) between the time tm1 and the time tm2 is a value larger than a half of the excitation period T.
  • the amplifier 93 amplifies the pickup voltage Vp generated in the pickup coil 33.
  • the hysteresis comparator 94 converts the output signal of the amplifier 93 into a rectangular wave signal.
  • the hysteresis comparator 94 sets the time Tw from the negative pulse to the positive pulse shown in FIG. 2 to the low level (L level) and the other time to the high level (H level) for one cycle. Outputs a rectangular wave signal having an excitation period T.
  • the duty ratio of the rectangular wave signal output from the hysteresis comparator 94 (that is, the ratio of the H level time per cycle) corresponds to the value of the measurement magnetic field Hex.
  • the low pass filter 95 outputs a smooth waveform of a voltage corresponding to the duty ratio of the rectangular wave obtained through the hysteresis comparator 94.
  • a signal corresponding to the command value of the feedback current Ifb is output. That is, the integrator 96 outputs a signal corresponding to the command value of the feedback current Ifb so that the duty ratio of the rectangular wave obtained through the hysteresis comparator 94 is 50%.
  • the integrator 96 generates a command value of the feedback current Ifb that cancels the change in the magnetic flux density B in the magnetic core 31 generated by the application of the measurement magnetic field Hex.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing operation waveforms of each part in the sensor unit 3 when the feedback current Ifb is energized.
  • the format of the waveform diagram is the same as in FIG.
  • the measurement magnetic field Hex is Hex> 0 indicated by the chain line
  • the feedback current Ifb is controlled to Ifb ⁇ 0 indicated by the chain line.
  • the measurement magnetic field Hex is Hex ⁇ 0 indicated by a broken line
  • the feedback current Ifb is controlled to Ifb> 0 indicated by a broken line.
  • the second circuit block 10 includes a ratiometric control circuit 101 and an output adjustment circuit 102.
  • the second circuit block 10 is a circuit block in which the consumption current Icc2 hardly depends on the measurement magnetic field (or measurement current).
  • the ratiometric control circuit 101 monitors the power supply voltage Vcc2 output from the second low-pass filter 8 and outputs a signal obtained by multiplying the power supply voltage Vcc2 by a preset coefficient.
  • the ratiometric control circuit 101 can be configured using, for example, an A / D converter and a digital processing circuit that performs multiplication processing.
  • the ratiometric control circuit 101 outputs a digital signal corresponding to 0.5 ⁇ Vcc2, for example, with a coefficient of 0.5.
  • the output adjustment circuit 102 adjusts the value of the output signal of the feedback current control circuit 97 to a value proportional to the power supply voltage Vcc2 based on the output signal of the ratiometric control circuit 101, and outputs it as a sensor output signal.
  • the output adjustment circuit 102 is configured using, for example, an A / D converter or a D / A converter (digital / analog converter), a digital processing circuit that performs multiplication processing or addition processing, and an output stage amplification circuit. be able to. However, if the feedback current control circuit 97 outputs a signal corresponding to the intensity of the feedback current Ifb as a digital signal, the A / D converter can be omitted.
  • the operational amplifier circuit in the output stage (that is, a buffer amplifier or operational amplifier that outputs a sensor output signal proportional to the power supply voltage Vcc2) operates with the power supply voltage Vcc2 supplied from the second power supply line 6 as a voltage source.
  • Amplifier circuit with two-rail output characteristics In this case, the voltage range of the sensor output signal can be in the range from 0 V to almost the power supply voltage Vcc2, and the voltage range is easier than the case where the power supply voltage Vcc1 supplied from the first power supply line 5 is used as the power supply. Can be spread.
  • the output adjustment circuit 102 when the power supply voltage Vcc2 is 5V, the output adjustment circuit 102 outputs an output signal in which the value corresponding to the maximum value (positive value) is adjusted to 0 to 5V from the minimum value (negative value) of the feedback current Ifb. .
  • the output adjustment circuit 102 changes the value corresponding to the maximum value (positive value) from the minimum value (negative value) of the feedback current Ifb to 0 to 4.
  • the output signal adjusted to 8V is output.
  • the output adjustment circuit 102 changes the value corresponding to the minimum value (negative value) to the maximum value (positive value) of the feedback current Ifb from 0 to Output the output signal adjusted to 5.2V.
  • the output adjustment circuit 102 changes the value corresponding to the maximum value (positive value) from the minimum value (negative value) of the feedback current Ifb to 0.
  • the magnitude of the consumption current Icc1 also changes when the feedback current Ifb changes with the change of the measurement magnetic field Hex.
  • the consumption current Icc2 of the second circuit block 10 does not include the feedback current Ifb.
  • the power supply voltage Vcc2 of the second circuit block 10 can be hardly changed even when the feedback current Ifb changes with the change of the measurement magnetic field Hex.
  • the consumption current Icc2 does not include the feedback current Ifb and can be easily reduced.
  • the difference between the power supply voltage Vcc of the external power supply 20 and the power supply voltage Vcc2 of the second circuit block 10 ie, The voltage drop due to the DC resistance component Rdc2 can be easily reduced. Therefore, when the sensor output signal is adjusted according to the power supply voltage Vcc2, the linearity of the ratiometric output characteristic can be easily improved.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a circuit configuration of the magnetic sensor 100 used for comparison.
  • the magnetic sensor 100 includes a drive circuit 200 that removes the second low-pass filter 8 from the magnetic sensor 1 shown in FIG. 1 and supplies the output of the first low-pass filter 7 to the ratiometric control circuit 101.
  • Other configurations are the same as those of the magnetic sensor 1 shown in FIG. 1, and the same components are denoted by the same reference numerals.
  • FIG. 5 is a graph showing the linearity error of the magnetic sensor 1 shown in FIG. 1 and the linearity error of the magnetic sensor 100 shown in FIG.
  • the linearity error of the magnetic sensor 1 shown in FIG. 1 is shown by a white rectangle in this embodiment, and the linearity error of the magnetic sensor 100 shown in FIG. 4 is shown by a black rectangle as a comparison circuit. It can be seen that the linearity error of the comparison circuit largely changes according to the change of the measurement magnetic field taken along the horizontal axis, whereas the linearity error of the present embodiment hardly changes.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of a magnetic sensor 1a according to the second embodiment of the present invention.
  • the magnetic sensor 1a shown in FIG. 6 omits the feedback coil 34 shown in FIG. 1 and supplies the feedback current Ifb to the exciting coil 32 together with the exciting current Id.
  • the sensor unit 3 a having a configuration corresponding to the sensor unit 3 illustrated in FIG. 1 includes a magnetic core 31, an excitation coil 32, and a pickup coil 33.
  • An excitation coil 32 and a pickup coil 33 are wound around the outer peripheral surface of the magnetic core 31.
  • a drive circuit 2a corresponding to the drive circuit 2 shown in FIG. 1 includes a first circuit block 9a instead of the first circuit block 9 shown in FIG.
  • the first circuit block 9a includes a triangular wave generator 92a and a feedback current control circuit 97a instead of the triangular wave generator 92 and the feedback current control circuit 97 shown in FIG.
  • the triangular wave generator 92a adds the feedback current Ifb corresponding to the command value of the feedback current Ifb input from the feedback current control circuit 97a to the triangular wave excitation current Id alternating with the constant excitation period T shown in FIG. A current is applied to the exciting coil 32.
  • the triangular wave generator 92a controls the excitation current Id so that the magnetic core 31 is magnetically saturated, and excites a current obtained by adding the feedback current Ifb corresponding to the command value of the feedback current Ifb input from the feedback current control circuit 97a. Energize the coil 32.
  • the feedback current control circuit 97a outputs the command value of the feedback current Ifb to the triangular wave generator 92a, thereby adding the excitation current Id to the excitation coil 32 in accordance with the output signal of the integrator 96, and energizing the feedback current. Ifb is controlled, a signal corresponding to the intensity of the feedback current Ifb is output to the output adjustment circuit 102 of the second circuit block 10. As shown in FIG. 7, a negative pulse-like waveform of the pickup voltage Vp is obtained by adding the feedback current Ifb to the exciting current Id energizing the exciting coil 32 so as to cancel the change in the magnetic flux density B due to the measurement magnetic field Hex.
  • the time Tw between the time t1 at which the occurrence of the positive pulse waveform and the time t2 at which the positive pulse waveform occurs is approximately a half of the excitation period T.
  • a signal corresponding to the intensity of the feedback current Ifb input to the output adjustment circuit 102 becomes a value corresponding to the measurement magnetic field Hex.
  • the current consumption Icc2 of the second circuit block 10 does not include the feedback current Ifb, similarly to the magnetic sensor 1 shown in FIG. Therefore, the power supply voltage Vcc2 of the second circuit block 10 can be hardly changed even when the feedback current Ifb changes with the change of the measurement magnetic field Hex.
  • the consumption current Icc2 can be easily reduced, the difference between the power supply voltage Vcc of the external power supply 20 and the power supply voltage Vcc2 of the second circuit block 10 can be easily reduced. Therefore, even when the sensor output signal is adjusted according to the power supply voltage Vcc2, the linearity of the ratiometric output characteristic can be easily improved.
  • the embodiment of the present invention is not limited to the above.
  • a regulator similar to the regulator 91 in the first circuit block 9 or the first circuit block 9a is provided in the second circuit block 10 as well.
  • the ratiometric control circuit 101 and the output adjustment circuit 102 may be configured as a unit, or a part of the configuration of the first circuit block 9 or the first circuit block 9a may be configured using a computer. It can be carried out.
  • the present invention can be widely applied to a magnetic sensor driving circuit, a magnetic sensor, a current sensor, and a magnetic sensor driving method, and reduces output linearity error of a ratiometric output when the current consumption of the sensor varies depending on a physical quantity to be measured. Make it possible.

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Abstract

　測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電することにより磁界を測定する磁気センサの駆動回路は、外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、前記電源の電圧を監視し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路を有する第２の回路ブロックと、前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタとを備えている。

Description

磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法
　本発明は、磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法に関する。
　本願は、２０１３年７月１８日に、日本に出願された特願２０１３－１４９４５３号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　センサには、電源電圧の変動に比例させてセンサの出力信号の電圧を変化させるものがある。一般にこの出力はレシオメトリック出力と呼ばれている。レシオメトリック出力を用いた場合、センサの電源電圧と同じ電源電圧を計測部（すなわちＡ／Ｄ変換器（アナログ／デジタル変換器））における基準電圧として使用することで、センサと計測部間で発生する基準電圧のエラーが自動的に補正される。このようなレシオメトリック出力を有する電流センサの一例が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載されている電流センサによれば、同じ電源電圧を用いるＡ／Ｄコンバータとの組み合わせによって、電源電圧の変動によらずに電流値を精度よく計測することができる。
　また、特許文献１に記載されている電流センサは、ホール素子を用いた磁気センサを使って電流を検知する。すなわち測定電流が発生する磁界をホール素子を用いて検知することで測定電流の値を検知する。一方、ホール素子を用いない磁気センサの一つに、周知の技術であるフラックスゲート方式の磁気センサがある。フラックスゲート方式の磁気センサでは、磁性体コアに巻いた励磁コイルに交番電流を流し、磁性体コアを周期的に飽和させる。そして、磁性体コアに対して測定する外部磁界（以下では測定磁界とも呼ぶ）を印加する。この外部磁界を印加すると磁気飽和の時間間隔が変化する。この時間間隔が変化する現象を用いて外部磁界を計測する。このフラックスゲート方式の磁気センサには、磁気飽和が生じる時間間隔を直接測定することで外部磁界を計測するものと、磁性体コアに巻いたコイルにその時間間隔が所定の値となるようにフィードバック電流を流すことで外部磁界を計測するものとがある。後者のセンサは、クローズドループ型磁気センサと呼ばれ、外部磁界を打ち消すようフィードバック制御を行い、外部磁界に応じた電流を所定のコイルに通電する。
日本国特開２００１－１２１９７４号公報
　上記のようなクローズドループ型磁気センサでは、外部磁界の増加に伴い、消費電流（主にフィードバック電流）が増加する。一方、センサには、電源電圧ラインの短周期の変動（ノイズ）対策として、ローパスフィルタを挿入する場合がある。クローズドループ型磁気センサの電源ラインにローパスフィルタを挿入すると、消費電流の増加に伴い、ローパスフィルタのインダクタの直流抵抗成分による電圧降下の影響が大きくなる。すなわち、ローパスフィルタに入力される直流電圧が一定であったとしても、ローパスフィルタから出力される直流電圧は消費電流の増加に伴って低下する。この場合にクローズドループ型磁気センサの出力をレシオメトリック出力とすると、消費電流の増加に伴って生じる電源電圧の低下（すなわちローパスフィルタの出力電圧の低下）によって、計測部の電源電圧が一定であったとしても、センサの出力信号電圧には電圧の低下が発生する。この場合の電圧の低下は消費電流の大きさに応じて変化するため、消費電流が小さい範囲では小さく、消費電流が大きい範囲では大きくなる。すなわち、消費電流の大きさに依存して誤差の大きさが変化するので、出力リニアリティ誤差が悪くなるという問題が生じる。
　出力リニアリティ誤差は、直流抵抗成分Ｒｄｃの小さいインダクタを使用することで小さくできる。ただし、直流抵抗成分Ｒｄｃの小さいインダクタは、直流抵抗成分が比較的大きいチップインダクタと比べて巨大であり、高価である。つまり、サイズ・コストともに問題となる。
　本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、センサの消費電流が被測定物理量によって変化する場合に、レシオメトリック出力の出力リニアリティ誤差を低減することができる磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法を提供することを目的とする。
　本発明の１態様に係る磁気センサの駆動回路は、測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電することにより磁界を測定する磁気センサの駆動回路であって、前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の前記強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタと、を備えることを特徴とする。
　また、前記磁気センサの前記駆動回路において、前記第１のローパスフィルタ及び第２のローパスフィルタが、チップインダクタとチップコンデンサとを用いたＬＣフィルタであってもよい。
　また、前記磁気センサの前記駆動回路において、前記出力調整回路が、前記第２の電源ラインから供給された電源を電圧源として使用する増幅回路を用いて前記電源の前記電圧に比例した信号を出力してもよい。
　また、本発明の１態様に係る磁気センサは、磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電することにより磁界を測定する駆動回路であって、前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタと、を有する駆動回路と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の１態様に係る電流センサは、磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、前記センサ部に測定電流に応じた磁界を生じさせる電流路部と、前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電することにより磁界を測定する駆動回路であって、前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタと、を有する駆動回路と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の１態様に係る磁気センサの駆動方法は、測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電することにより磁界を測定する磁気センサの駆動方法であって、前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の前記強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックとを用いて、前記外部電源を、第１のローパスフィルタが挿入された第１の電源ラインによって前記第１の回路ブロックへ供給し、前記外部電源を、第２のローパスフィルタが挿入された第２の電源ラインによって、前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給することを特徴とする。
　本発明の各態様によれば、フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックに対して外部電源入力端子から入力された外部電源を供給する第１の電源ラインと、電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と前記フィードバック電流の強度に応じた信号を前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックに対して前記外部電源を供給する第２の電源ラインと、を設けている。また、第１の電源ライン及び第２の電源ラインには、第１のローパスフィルタ及び第２のローパスフィルタをそれぞれ挿入している。したがって、フィードバック電流を通電する第１の回路ブロック側の第１のローパスフィルタの直流抵抗成分が第２の回路ブロック側に及ぼす影響を低減し、レシオメトリック出力の出力リニアリティを改善することができる。
本発明の第１の実施形態に係る磁気センサ１及び磁気センサ１の駆動回路２の構成を説明する概略ブロック図である。 図１のセンサ部３の動作を説明するための波形図である。 図１のセンサ部３の動作を説明するための他の波形図である。 図１の磁気センサ１の効果を検証する際に比較として用いた磁気センサ１００の構成を説明する概略ブロック図である。 図１の磁気センサ１と図４の磁気センサ１００の出力特性を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る磁気センサ１ａ及び磁気センサ１ａの駆動回路２ａの構成を説明する概略ブロック図である。 図６のセンサ部３ａの動作を説明するための波形図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る磁気センサ１の構成例を示すブロック図である。図１において、磁気センサ１は、フラックスゲート方式のクローズドループ型磁気センサであり、駆動回路２と、センサ部３とを備えている。駆動回路２は、外部電源入力端子４と、第１の電源ライン５と、第２の電源ライン６と、第１のローパスフィルタ７と、第２のローパスフィルタ８と、第１の回路ブロック９と、第２の回路ブロック１０とを備えている。センサ部３は、磁性体コア３１と、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３と、フィードバックコイル３４とを備えている。図１に示した磁気センサ１は、外部電源２０から供給された直流電圧Ｖｃｃを電源として動作し、センサ部３に印加された測定磁界Ｈｅｘに応じたフィードバック電流Ｉｆｂをフィードバックコイル３４に通電することで磁界Ｈｅｘを測定し、磁界Ｈｅｘに応じたセンサ出力信号をレシオメトリック出力にて出力する。
　センサ部３において、磁性体コア３１は、高透磁率材からなる例えば円柱状やリング状、額縁状の形状を有する部材である。磁性体コア３１の外周面には、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３と、フィードバックコイル３４とが巻かれている。測定磁界Ｈｅｘは、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３と、フィードバックコイル３４とが作る円筒空間を貫通する磁界である。測定磁界Ｈｅｘは、例えば地磁気による磁界であったり、図示していない磁性体コア３１の近傍に配置された金属板や導電ケーブルからなる電流路（電流路部）を流れる電流が発生した磁界であったりする。この電流路部を例えばリング状や額縁状の形状を有する磁性体コア３１の中空部に貫通するように設け、電流路部に測定電流を流し、センサ部３に測定電流に応じた測定磁界Ｈｅｘを生じさせ、測定磁界Ｈｅｘを検知することで、磁気センサ１を電流センサとして動作させることができる。
　駆動回路２において、外部電源入力端子４は、外部電源２０の直流電源出力を入力する端子（すなわち外部電源２０の定電圧源に接続される端子）である。第１の電源ライン５は、外部電源入力端子４から入力した外部電源２０の直流電源出力を第１の回路ブロック９へ供給する配線である。第２の電源ライン６は、外部電源入力端子４から入力した外部電源２０の直流電源出力を第１の電源ライン５と並列に第２の回路ブロック１０へ供給する配線である。第１の電源ライン５には、第１のローパスフィルタ７が挿入されている。また、第２の電源ライン６には、第２のローパスフィルタ８が挿入されている。
　第１のローパスフィルタ７は、インダクタ７１と、コンデンサ７２とを有し、ＬＣフィルタを構成している。第２のローパスフィルタ８は、インダクタ８１と、コンデンサ８２とを有し、ＬＣフィルタを構成している。ローパスフィルタの遮断周波数は、外部電源２０から入力される直流電源に重畳する高周波ノイズが所望の値に減衰するように計算や実験結果に応じて設定する。なお、インダクタ７１のインダクタンスと、インダクタ８２のインダクタンスとは同一であっても異なっていてもよい。コンデンサ８１の静電容量と、コンデンサ８２の静電容量とは同一であっても、異なっていてもよい。また、インダクタ７１及びインダクタ８１やコンデンサ７２及びコンデンサ８２は、表面実装部品であるチップインダクタやチップコンデンサとすることができる。この場合、実装面積や体積を容易に小さくすることができる。また、第１のローパスフィルタ７や第２のローパスフィルタ８の構成は、１次のＬＣフィルタに限らず、多次のフィルタとしてもよいし、さらに抵抗を直列に接続したＬＲＣフィルタとしたり、インダクタを抵抗に代えたＲＣフィルタとしたりすることができる。また、第１のローパスフィルタ７と第２のローパスフィルタ８のフィルタの構成は同一であってもよいし、異なっていてもよい。
　なお、図１では、外部電源２０の出力直流電圧をＶｃｃ、インダクタ７１の直流抵抗成分をＲｄｃ１、インダクタ７１に流れる直流電流をＩｃｃ１、第１のローパスフィルタ７の出力直流電圧をＶｃｃ１としている。また、インダクタ８１の直流抵抗成分をＲｄｃ２、インダクタ８１に流れる直流電流をＩｃｃ２、第２のローパスフィルタ８の出力直流電圧をＶｃｃ２としている。電流Ｉｃｃ１は、第１の回路ブロック９の消費電流である。そして、電流Ｉｃｃ２は、第２の回路ブロック１０の消費電流である。
　第１の回路ブロック９は、レギュレータ９１と、三角波発生部９２と、アンプ９３と、ヒステリシスコンパレータ９４と、ローパスフィルタ９５と、積分器９６と、フィードバック電流制御回路９７とを有している。第１の回路ブロック９は、外部電源入力端子４から入力した外部電源２０の直流出力を電源としてフィードバックコイル３４にフィードバック電流Ｉｆｂを通電する回路であり、消費電流Ｉｃｃ１が測定磁界（あるいは測定電流）に依存する回路ブロックである。
　レギュレータ９１は、第１のローパスフィルタ７を介して外部電源２０の直流出力を入力し、１又は複数の所定の定電圧に変換して出力する。レギュレータ９１の出力は、第１の回路ブロック９内の各部において電源電圧や基準電圧として使用される。
　三角波発生部９２は、図２に示した一定の励磁周期Ｔで交番する三角波状の励磁電流Ｉｄを励磁コイル３２に通電する。図２は、センサ部３内の各部の動作波形を示す波形図である。横軸は時間であり、各波形は、上から順に、励磁コイル３２に流れる励磁電流Ｉｄ、磁性体コア３１に印加された測定磁界Ｈｅｘ、フィードバックコイル３４に流れるフィードバック電流Ｉｆｂ、磁性体コア３１内の磁束密度Ｂ、そして、ピックアップコイル３３に発生したピックアップ電圧Ｖｐである。三角波発生部９２は、磁性体コア３１が磁気飽和するように励磁電流Ｉｄを制御する。図２は、測定磁界Ｈｅｘが、０より大きい場合（鎖線で示す波形）、０と等しい場合（実線で示す波形）、及び、０より小さい場合（破線で示す波形）の磁束密度Ｂとピックアップ電圧Ｖｐをそれぞれ鎖線、実線及び破線で示している。ただし、図２は、説明のため、フィードバック電流Ｉｆｂを通電せずに、値０で一定とした場合の波形を示している。
　測定磁界Ｈｅｘ＝０の場合、磁束密度Ｂは実線で示すように正負に対象な波形となる。ピックアップ電圧Ｖｐは、磁束密度Ｂの符号が切り替わる時刻ｔ１と時刻ｔ２にそれぞれ実線で示した負のパルス状の波形と正のパルス状の波形として発生する。時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間Ｔｗ（Ｈｅｘ＝０）は励磁周期Ｔの２分の１の値となる。
　測定磁界Ｈｅｘ＞０の場合、磁束密度Ｂは鎖線で示すように、Ｈｅｘ＝０のときの波形と比較して正側に上昇した波形となる。ピックアップ電圧Ｖｐは、磁束密度Ｂの符号が切り替わる時刻ｔｐ１と時刻ｔｐ２にそれぞれ鎖線で示した負のパルス状の波形と正のパルス状の波形として発生する。時刻ｔｐ１と時刻ｔｐ２との時間Ｔｗ（Ｈｅｘ＞０）は励磁周期Ｔの２分の１より小さい値となる。
　そして、測定磁界Ｈｅｘ＜０の場合、磁束密度Ｂは破線で示すように、Ｈｅｘ＝０のときの波形と比較して負側に下降した波形となる。ピックアップ電圧Ｖｐは、磁束密度Ｂの符号が切り替わる時刻ｔｍ１と時刻ｔｍ２にそれぞれ破線で示した負のパルス状の波形と正のパルス状の波形として発生する。時刻ｔｍ１と時刻ｔｍ２との時間Ｔｗ（Ｈｅｘ＜０）は励磁周期Ｔの２分の１より大きい値となる。
　アンプ９３は、ピックアップコイル３３に発生したピックアップ電圧Ｖｐを増幅する。
　ヒステリシスコンパレータ９４は、アンプ９３の出力信号を矩形波の信号に変換する。ヒステリシスコンパレータ９４は、例えば、図２に示したピックアップ電圧Ｖｐが負のパルスから正のパルスまでの時間Ｔｗをローレベル（Ｌレベル）、それ以外の時間をハイレベル（Ｈレベル）とし、１周期が励磁周期Ｔである矩形波信号を出力する。この場合、ヒステリシスコンパレータ９４が出力する矩形波信号のデューティ比（つまり一周期当たりのＨレベルの時間の割合）が測定磁界Ｈｅｘの値に対応したものとなる。
　ローパスフィルタ９５は、ヒステリシスコンパレータ９４を通して得られた矩形波のデューティ比に応じた電圧の平滑波形を出力する。
　積分器９６は、フィードバック制御における積分要素として作用する回路であり、現在のローパスフィルタ９５の出力電圧と、矩形波のデューティ比が５０％（すなわち測定磁界Ｈｅｘ＝０の場合に対応するデューティ比）ローパスフィルタ９５の出力電圧との偏差を積分することで、フィードバック電流Ｉｆｂの指令値に当たる信号を出力する。つまり、積分器９６は、ヒステリシスコンパレータ９４を通して得られた矩形波のデューティ比が５０％となるように、フィードバック電流Ｉｆｂの指令値に当たる信号を出力する。この場合、積分器９６は、測定磁界Ｈｅｘの印加によって発生した磁性体コア３１内の磁束密度Ｂの変化を打ち消すようなフィードバック電流Ｉｆｂの指令値を発生することになる。
　フィードバック電流制御回路９７は、積分器９６の出力信号に応じてフィードバックコイル３４に通電するフィードバック電流Ｉｆｂを制御するとともに、フィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号を第２の回路ブロック１０の出力調整回路１０２に対して出力する。図３は、フィードバック電流Ｉｆｂを通電した場合のセンサ部３内の各部の動作波形を示す波形図である。波形図の形式は図２と同一である。測定磁界Ｈｅｘが鎖線で示したＨｅｘ＞０の場合は、フィードバック電流Ｉｆｂは鎖線で示したＩｆｂ＜０に制御される。他方、測定磁界Ｈｅｘが破線で示したＨｅｘ＜０の場合は、フィードバック電流Ｉｆｂは破線で示したＩｆｂ＞０に制御される。このようにすることで磁性体コア３１内の磁束密度Ｂは、測定磁界Ｈｅｘ＝０の場合と同様となるように制御される。よって、ピックアップ電圧Ｖｐの負のパルス状の波形が発生する時刻ｔ１と正のパルス状の波形が発生する時刻ｔ２との時間Ｔｗはほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となる。この時間Ｔｗがほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となった状態では、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘに応じた値となる。
　一方、図１において、第２の回路ブロック１０は、レシオメトリックコントロール回路１０１と、出力調整回路１０２とを有している。第２の回路ブロック１０は、消費電流Ｉｃｃ２がほとんど測定磁界（あるいは測定電流）に依存しない回路ブロックである。
　レシオメトリックコントロール回路１０１は、第２のローパスフィルタ８から出力された電源電圧Ｖｃｃ２をモニタ（監視）し、電源電圧Ｖｃｃ２に対して予め設定した係数を乗じた信号を出力する。レシオメトリックコントロール回路１０１は、例えば、Ａ／Ｄ変換器と乗算処理を行うデジタル処理回路とを用いて構成することができる。レシオメトリックコントロール回路１０１は、例えば係数を０．５として０．５×Ｖｃｃ２に相当するデジタル信号を出力する。
　出力調整回路１０２は、レシオメトリックコントロール回路１０１の出力信号に基づいて、フィードバック電流制御回路９７の出力信号の値を電源電圧Ｖｃｃ２に比例した値に調整し、センサ出力信号として出力する。出力調整回路１０２は、例えばＡ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器（デジタル／アナログ変換器）と、乗算処理や加算処理を行うデジタル処理回路と、出力段の増幅回路とを用いて構成することができる。ただし、フィードバック電流制御回路９７がフィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号をデジタル信号として出力するものとした場合にはＡ／Ｄ変換器は省略することができる。また、出力段の演算増幅回路（すなわち電源電圧Ｖｃｃ２に比例したセンサ出力信号を出力するバッファアンプあるいはオペアンプ）は、第２の電源ライン６から供給された電源電圧Ｖｃｃ２を電圧源として作動するいわゆるレール・ツー・レール出力特性を持つ増幅回路とすることができる。この場合、センサ出力信号の電圧範囲は、０Ｖからほぼ電源電圧Ｖｃｃ２までの範囲とすることができ、第１の電源ライン５から供給された電源電圧Ｖｃｃ１を電源とする場合よりも容易に電圧範囲を広げることができる。
　出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５Ｖの場合、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０～５Ｖに調整した出力信号を出力する。この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が４．８Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０～４．８Ｖに調整した出力信号を出力する。また、この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５．２Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０～５．２Ｖに調整した出力信号を出力する。
　また、出力調整回路１０２は、出力電圧の上限と下限を一定の値に制限することもできる。すなわち、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５Ｖの場合、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を例えば０．５（＝Ｖｃｃ２×０．１）～４．５Ｖ（＝Ｖｃｃ２－Ｖｃｃ２×０．１）に調整した出力信号を出力することができる。この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が４．８Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０．４８（＝Ｖｃｃ２×０．１）～４．３２Ｖ（＝Ｖｃｃ２－Ｖｃｃ２×０．１）に調整した出力信号を出力することができる。また、この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５．２Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０．５２（＝Ｖｃｃ２×０．１）～４．６８Ｖ（＝Ｖｃｃ２－Ｖｃｃ２×０．１）に調整した出力信号を出力することができる。
　上記の構成では、第１の回路ブロック９の消費電流Ｉｃｃ１がフィードバック電流Ｉｆｂを含むため、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘの変化に伴って変化する際に、消費電流Ｉｃｃ１の大きさも変化する。第１の回路ブロック９の電源電圧Ｖｃｃ１はＶｃｃ１＝Ｖｃｃ－Ｉｃｃ１×Ｒｄｃ１であり、Ｉｃｃ１の増大に伴い低下する。一方、第２の回路ブロック１０の電源電圧Ｖｃｃ２はＶｃｃ２＝Ｖｃｃ－Ｉｃｃ２×Ｒｄｃ２であり、Ｉｃｃ２とＲｄｃ２とによる電圧降下は発生する。しかし、第２の回路ブロック１０の消費電流Ｉｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂを含んでいない。そのため、第２の回路ブロック１０の電源電圧Ｖｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘの変化に伴って変化した場合でも、容易にほとんど変化しないものとすることができる。また、消費電流Ｉｃｃ２の大きさも、フィードバック電流Ｉｆｂを含んでいないことから容易に小さくすることができ、外部電源２０の電源電圧Ｖｃｃと、第２の回路ブロック１０の電源電圧Ｖｃｃ２との差（すなわち直流抵抗分Ｒｄｃ２による電圧降下）も容易に小さくすることができる。したがって、電源電圧Ｖｃｃ２に応じてセンサ出力信号を調整する場合に、レシオメトリック出力特性の直線性を容易に改善することができる。
　ここで、図４及び図５を参照して本実施形態による出力リニアリティ誤差の低減効果について説明する。図４は、比較のために用いた磁気センサ１００の回路構成を示したブロック図である。磁気センサ１００は、図１に示した磁気センサ１から第２のローパスフィルタ８を除き、第１のローパスフィルタ７の出力をレシオメトリックコントロール回路１０１に供給するようにした駆動回路２００を備えている。なお、他の構成は、図１に示した磁気センサ１と同一であり、同一の構成には同一の符号を付けている。
　図５は、図１に示した磁気センサ１のリニアリティ誤差と、図４に示した磁気センサ１００のリニアリティ誤差とを示したグラフである。図１に示した磁気センサ１のリニアリティ誤差は本実施形態として白の矩形で示し、図４に示した磁気センサ１００のリニアリティ誤差は比較回路として黒の矩形で示した。横軸にとった測定磁界の変化に応じて、比較回路のリニアリティ誤差が大きく変化しているのに対して、本実施形態のリニアリティ誤差はほとんど変化していないことがわかる。
　次に、図６及び図７を参照して、本発明の第２の実施形態について説明する。図６及び図７において、図１及び図３と同一の構成には同一の符号を用いている。図６は、本発明の第２の実施形態に係る磁気センサ１ａの構成例を示すブロック図である。図６に示した磁気センサ１ａは、図１に示した磁気センサ１と比較して、図１に示したフィードバックコイル３４を省略し、フィードバック電流Ｉｆｂを励磁電流Ｉｄとともに励磁コイル３２に通電するようにしたことが異なっている。すなわち、図１に示したセンサ部３に対応する構成であるセンサ部３ａは、磁性体コア３１と、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３とを備えている。そして、磁性体コア３１の外周面には、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３とが巻かれている。
　図１に示した駆動回路２に対応する駆動回路２ａは、図１に示した第１の回路ブロック９に代えて第１の回路ブロック９ａを備えている。第１の回路ブロック９ａは、図１に示した三角波発生部９２及びフィードバック電流制御回路９７に代えて三角波発生部９２ａ及びフィードバック電流制御回路９７ａを備えている。
　三角波発生部９２ａは、図７に示した一定の励磁周期Ｔで交番する三角波状の励磁電流Ｉｄに、フィードバック電流制御回路９７ａから入力したフィードバック電流Ｉｆｂの指令値に対応するフィードバック電流Ｉｆｂを加算した電流を励磁コイル３２に通電する。図７は、センサ部３ａ内の各部の動作波形を示す波形図である。横軸は時間であり、各波形は、上から順に、励磁コイル３２に流れる電流（＝励磁電流Ｉｄ＋フィードバック電流Ｉｆｂ）、磁性体コア３１に印加された測定磁界Ｈｅｘ、磁性体コア３１内の磁束密度Ｂ、そして、ピックアップコイル３３に発生したピックアップ電圧Ｖｐである。三角波発生部９２ａは、磁性体コア３１が磁気飽和するように励磁電流Ｉｄを制御するとともに、フィードバック電流制御回路９７ａから入力したフィードバック電流Ｉｆｂの指令値に対応するフィードバック電流Ｉｆｂを加算した電流を励磁コイル３２に通電する。
　なお、図７は、図２と同様に、測定磁界Ｈｅｘが、０より大きい場合（鎖線で示す波形）、０と等しい場合（実線で示す波形）、及び、０より小さい場合（破線で示す波形）の磁束密度Ｂと、励磁電流Ｉｄ＋フィードバック電流Ｉｆｂとをそれぞれ鎖線、実線及び破線で示している。
　フィードバック電流制御回路９７ａは、フィードバック電流Ｉｆｂの指令値を三角波発生部９２ａに対して出力することで、積分器９６の出力信号に応じて励磁コイル３２に励磁電流Ｉｄに加算して通電するフィードバック電流Ｉｆｂを制御するとともに、フィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号を第２の回路ブロック１０の出力調整回路１０２に対して出力する。図７に示したように、測定磁界Ｈｅｘによる磁束密度Ｂの変化を打ち消すように励磁コイル３２に通電する励磁電流Ｉｄにフィードバック電流Ｉｆｂを加算することで、ピックアップ電圧Ｖｐの負のパルス状の波形が発生する時刻ｔ１と正のパルス状の波形が発生する時刻ｔ２との時間Ｔｗはほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となる。この時間Ｔｗがほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となった状態では、出力調整回路１０２に入力されるフィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号が測定磁界Ｈｅｘに応じた値となる。
　図６に示した磁気センサ１ａにおいても、図１に示した磁気センサ１と同様に、第２の回路ブロック１０の消費電流Ｉｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂを含んでいない。そのため、第２の回路ブロック１０の電源電圧Ｖｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘの変化に伴って変化した場合でも、容易にほとんど変化しないものとすることができる。また、消費電流Ｉｃｃ２の大きさも容易に小さくすることができるので、外部電源２０の電源電圧Ｖｃｃと、第２の回路ブロック１０の電源電圧Ｖｃｃ２との差も容易に小さくすることができる。したがって、電源電圧Ｖｃｃ２に応じてセンサ出力信号を調整する場合でも、レシオメトリック出力特性の直線性を容易に改善することができる。
　なお、本発明の実施形態は上記のものに限定されず、例えば、第２の回路ブロック１０内にも第１の回路ブロック９あるいは第１の回路ブロック９ａ内のレギュレータ９１と同様のレギュレータを設けたり、レシオメトリックコントロール回路１０１と出力調整回路１０２を一体として構成したり、第１の回路ブロック９あるいは第１の回路ブロック９ａの構成の一部をコンピュータを用いて構成したり、といった変更を適宜行うことができる。
　本発明は、磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法に広く適用でき、センサの消費電流が被測定物理量によって変化する場合に、レシオメトリック出力の出力リニアリティ誤差を低減することを可能とする。
　１、１ａ　磁気センサ
　２、２ａ　駆動回路
　３、３ａ　センサ部
　４　外部電源入力端子
　５　第１の電源ライン
　６　第２の電源ライン
　７　第１のローパスフィルタ、ローパスフィルタ（１）
　８　第２のローパスフィルタ、ローパスフィルタ（２）
　９、９ａ　第１の回路ブロック、回路ブロック（１）
　１０　第２の回路ブロック、回路ブロック（２）
　２０　外部電源
　３１　磁性体コア
　３２　励磁コイル
　３３　ピックアップコイル
　３４　フィードバックコイル
　７１、８１　インダクタ
　７２、８２　コンデンサ
　９１　レギュレータ
　９２、９２ａ　三角波発生部
　９３　アンプ
　９４　ヒステリシスコンパレータ
　９５　ローパスフィルタ
　９６　積分器
　９７、９７ａ　フィードバック電流制御回路
　１０１　レシオメトリックコントロール回路
　１０２　出力調整回路

Claims (6)

  1. 　測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電することにより磁界を測定する磁気センサの駆動回路であって、
    　前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、
    　前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の前記強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、
    　前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、
    　前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、
    　前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、
    　前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタと、
    　を備えることを特徴とする磁気センサの駆動回路。
  2. 　前記第１のローパスフィルタ及び第２のローパスフィルタが、チップインダクタとチップコンデンサとを用いたＬＣフィルタである
    　ことを特徴とする請求項１に記載の磁気センサの駆動回路。
  3. 　前記出力調整回路が、前記第２の電源ラインから供給された電源を電圧源として使用する増幅回路を用いて前記電源の前記電圧に比例した信号を出力する
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の磁気センサの駆動回路。
  4. 　磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、
    　前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電することにより磁界を測定する駆動回路であって、
    　前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、
    　前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の前記強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、
    　前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、
    　前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、
    　前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、
    　前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタと、
    　を有する駆動回路と、
    　を備えることを特徴とする磁気センサ。
  5. 　磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、
    　前記センサ部に測定電流に応じた磁界を生じさせる電流路部と、
    　前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電することにより磁界を測定する駆動回路であって、
    　前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、
    　前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の前記強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、
    　前記外部電源を前記第１の回路ブロックへ供給する第１の電源ラインと、
    　前記外部電源を前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する第２の電源ラインと、
    　前記第１の電源ラインに挿入された第１のローパスフィルタと、
    　前記第２の電源ラインに挿入された第２のローパスフィルタと、
    　を有する駆動回路と、
    　を備えることを特徴とする電流センサ。
  6. 　測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電することにより磁界を測定する磁気センサの駆動方法であって、
    　前記所定のコイルに通電する前記フィードバック電流を制御し、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力された外部電源を電源として使用することにより前記フィードバック電流を通電する第１の回路ブロックと、
    　前記電源の電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の前記強度に応じた信号を、前記電源の前記電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する第２の回路ブロックと、
    　を用いて、
    　前記外部電源を、第１のローパスフィルタが挿入された第１の電源ラインによって前記第１の回路ブロックへ供給し、
    　前記外部電源を、第２のローパスフィルタが挿入された第２の電源ラインによって、前記第１の電源ラインと並列に前記第２の回路ブロックへ供給する
    　ことを特徴とする磁気センサの駆動方法。
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