WO2015004992A1 - マイクロストリップアンテナ - Google Patents

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WO2015004992A1
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威 山保
和博 小和板
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株式会社ヨコオ
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0442—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular tuning means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0428—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave
    • H01Q9/0435—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave using two feed points
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H01Q13/106—Microstrip slot antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/48—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source

Definitions

  • the present invention relates to a microstrip antenna having two feeding points.
  • GNSS Global Navigation Satellite Systems
  • GPS Global Positioning System
  • GLONASS Global Navigation Satellite System
  • GALILEO The frequency bands of each satellite positioning system are as follows. ⁇ GPS (L1) 1575.42 ⁇ 1.023MHz ⁇ GALILEO (E1) 1575.42 ⁇ 2.046MHz ⁇ GLONASS (L1) 1595.051 ⁇ 1605.8865MHz
  • GNSS frequency band the frequency band of 1573.374 to 1605.8865 MHz.
  • FIG. 9 is a perspective view of a first configuration example of a one-point-feed microstrip antenna.
  • a ceramic plate 13 dielectric plate on which silver electrodes 12 (patch electrodes) serving as antenna elements are formed is provided at the center of a substrate 14 serving as a ground conductor. Power is supplied to the silver electrode 12 by a single power supply pin 11 that passes through the substrate 14 and the ceramic plate 13.
  • FIG. 10 is a frequency characteristic diagram of the axial ratio when the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm and the size of the substrate 14 is 60 mm ⁇ 60 mm ⁇ 0.8 mm in the microstrip antenna of FIG. .
  • the axial ratio is preferably 4 dB or less, but in the characteristics shown in FIG. 10, the axial ratio deteriorates to a maximum of 15 dB within the GNSS frequency band.
  • FIG. 11 is a perspective view of a second configuration example of the one-point-feed microstrip antenna.
  • the second configuration example shown in this figure is different from the first configuration example shown in FIG. 9 in that a large conductor ground plate 15 for antenna operation is provided separately from the substrate 14.
  • the function as a ground for antenna operation can be removed from the substrate 14, and the substrate 14 can be miniaturized.
  • the size of the substrate 14 is 21 mm ⁇ 21 mm ⁇ 0.8 mm
  • the size of the conductor ground plane 15 is 60 mm ⁇ 60 mm.
  • the frequency characteristic of the axial ratio is substantially the same as that of the first configuration example shown in FIG.
  • FIG. 12 is a perspective view of a third configuration example of the one-point-feed microstrip antenna.
  • the third configuration example shown in this figure is different from the first configuration example shown in FIG. 9 in that the ceramic plate 13 and the silver electrode 12 are enlarged.
  • FIG. 13 is a frequency characteristic diagram of the axial ratio when the size of the ceramic plate 13 is 50 mm ⁇ 50 mm ⁇ 4 mm and the size of the substrate 14 is 60 mm ⁇ 60 mm ⁇ 0.8 mm in the microstrip antenna of FIG. . Comparing FIG. 13 and FIG. 10, it can be seen that the axial ratio is improved by increasing the size. However, even in the frequency characteristics of FIG. 13, the axial ratio has deteriorated to a maximum of 4.5 dB within the GNSS frequency band, and it cannot be said that the performance is sufficient for use as a GNSS antenna.
  • the single-point-feed microstrip antenna has a simple configuration, an increase in the usable frequency band is unavoidable and an increase in size is inevitable. It is difficult to obtain a ratio (for example, 4 dB or less).
  • a ratio for example, 4 dB or less.
  • it is effective to supply two feeding points and feed signals having phases different from each other by 90 ° to the two feeding points.
  • FIG. 14 is a perspective view of a two-point feeding microstrip antenna.
  • the size of the ceramic plate 13 is, for example, 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm.
  • FIG. 15 is a perspective view of the substrate 14 provided with a hybrid circuit called a branch line coupler as a power feeding circuit.
  • the conductor pattern 16 formed in a substantially square shape has a length of about ⁇ / 4 on each side.
  • the size of the substrate 14 is required to be 40 mm ⁇ 40 mm or more, for example, and the size of the microstrip antenna is increased.
  • FIG. 16 is a perspective view of the substrate 14 provided with a hybrid circuit in which a transmission line of ⁇ / 4 is added to one output of the Wilkinson divider as a power feeding circuit.
  • the conductor pattern 17 is a Wilkinson divider, and the conductor pattern 18 is a ⁇ / 4 transmission line.
  • the size of the substrate 14 is larger than that of the branch line coupler, and the size of the microstrip antenna is increased.
  • the present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to provide a microstrip antenna that is small in size as compared with the prior art and can have a good axial ratio in a required frequency band. It is in.
  • An aspect of the present invention is a microstrip antenna.
  • This microstrip antenna has two feeding points, and includes a feeding circuit that feeds signals having phases different from each other by 90 ° to the two feeding points, and each of the feeding circuits is configured as a lumped constant circuit.
  • a Wilkinson coupler unit and a phase shift unit are included.
  • the distance from the center of the patch electrode at each feeding point may be larger than the distance at which the impedance matches.
  • the distance from the center of the patch electrode to the feeding point may be set so that the size of the dielectric on which the patch electrode is formed is 25 mm ⁇ 25 mm or less and the antenna gain in a desired frequency range is 0 dBic or more.
  • the dielectric on which the patch electrode is formed has a size of 25 mm ⁇ 25 mm or less, and includes a substrate on which the feeding circuit is formed on the back surface opposite to the surface on which the dielectric is provided, and the vertical and horizontal sizes of the substrate are It may be substantially the same as or smaller than the vertical and horizontal dimensions of the dielectric.
  • the size of the dielectric on which the patch electrode is formed may be 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm, and the antenna gain in the frequency range of 1573.374 to 1605.8865 MHz may be 0 dBic or more.
  • the size of the dielectric on which the patch electrode is formed may be 25 mm ⁇ 25 mm ⁇ 7 mm, and the antenna gain in the frequency range of 1573.374 to 1605.8865 MHz may be 3 dBic or more.
  • microstrip antenna that is smaller than the conventional one and can have a good axial ratio in a required frequency band.
  • FIG. 1 is an exploded perspective view of a microstrip antenna according to an embodiment of the present invention.
  • the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point and the antenna gain is 0 dBic A characteristic diagram showing the relationship with the above bandwidth (band center is about 1590 MHz).
  • the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point and the antenna gain is 1 dBic A characteristic diagram showing the relationship with the above bandwidth (band center is about 1590 MHz).
  • the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point and the antenna gain is 2 dBic.
  • a characteristic diagram showing the relationship with the above bandwidth band center is about 1590 MHz.
  • the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point and the antenna gain is 3 dBic.
  • a characteristic diagram showing the relationship with the above bandwidth band center is about 1590 MHz.
  • FIG. 10 is a frequency characteristic diagram of an axial ratio when the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm and the size of the substrate 14 is 60 mm ⁇ 60 mm ⁇ 0.8 mm in the microstrip antenna of FIG. 9.
  • FIG. 13 is a frequency characteristic diagram of an axial ratio when the size of the ceramic plate 13 is 50 mm ⁇ 50 mm ⁇ 4 mm and the size of the substrate 14 is 60 mm ⁇ 60 mm ⁇ 0.8 mm in the microstrip antenna of FIG.
  • FIG. 1 is an exploded perspective view of a microstrip antenna according to an embodiment of the present invention.
  • a ceramic plate 13 dielectric plate
  • a silver electrode 12 patch electrode
  • the power supply to the silver electrode 12 is performed by two power supply pins 11 and 11.
  • the ceramic plate 13 and the substrate 14 are fixedly arranged in a frame-like base 22 and the upper part is covered with the radome 10.
  • the radome 10 and the base 22 are integrally fixed to the conductor ground plane 15.
  • a coaxial cable 23 is guided into the base 22.
  • the signal line of the coaxial cable 23 is connected to the input terminal 26 of the power feeding circuit shown in FIG. 2 via an LNA (Low Noise Amplifier).
  • the shield wire (earth wire) of the coaxial cable 23 is electrically connected to the ground terminal of the substrate 14.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the feeding circuit (hybrid circuit) of the microstrip antenna shown in FIG.
  • This power supply circuit is provided on the back surface of the antenna element mounting surface of the substrate 14 together with the LNA, and is provided on two power supply pins 11 and 11 (that is, two power supply points) penetrating the substrate 14 and the ceramic plate 13. In this case, signals having phases different from each other by 90 ° are fed.
  • This power supply circuit includes a Wilkinson coupler section 24 and a phase shift section 25 as shown in FIG.
  • the Wilkinson coupler unit 24 is a circuit that distributes an input signal (power) from the input terminal 26 into two, and here, includes two ⁇ -type filters 24a and 24b and a resistor 24c.
  • the ⁇ -type filters 24a and 24b are connected in parallel to each other, and a resistor 24c is connected between the output terminals of the ⁇ -type filters 24a and 24b.
  • the cutoff frequency (cutoff frequency) of the ⁇ -type filters 24a and 24b is set to, for example, an arbitrary frequency within the GNSS frequency band, preferably a center frequency (about 1590 MHz) within the GNSS frequency band.
  • the ⁇ -type filters 24a and 24b may be either high-pass or low-pass filters.
  • a T-type filter may be used instead of the ⁇ -type filters 24a and 24b.
  • the phase shift unit 25 is connected to one output terminal of the Wilkinson coupler unit 24 (an output terminal of the ⁇ -type filter 24a).
  • the phase shift unit 25 is a ⁇ -type filter here, and its cutoff frequency (cutoff frequency) is, for example, an arbitrary frequency within the GNSS frequency band, preferably a center frequency (about 1590 MHz) within the GNSS frequency band.
  • the phase shift unit 25 may use either a high-pass filter or a low-pass filter.
  • the phase shift unit 25 may be a T-type filter.
  • the capacitors, coils, and resistors that constitute the Wilkinson coupler unit 24 and the phase shift unit 25 are lumped elements (discrete components), and here are chip components (chip capacitors, chip coils, and chip resistors).
  • the signal that has passed through the one ⁇ -type filter 24 a and the phase shift unit 25 is fed from the output terminal 27 to one feed pin 11.
  • the other ⁇ -type filter 24 b is connected to the output terminal 28.
  • the signal that has passed through the other ⁇ -type filter 24 b is fed from the output terminal 28 to the other feed pin 11.
  • the phases of the signals (GNSS frequency band signals) supplied to the two power supply pins 11 and 11 are different from each other by 90 °.
  • the power feeding circuit shown in FIG. 2 is composed of lumped constant elements, and the Wilkinson coupler section 24 that performs power distribution and the phase shift section 25 that shifts the phase by 90 ° are completely separated as a circuit. By optimizing, a desired hybrid circuit can be easily configured.
  • FIG. 3 is a frequency characteristic diagram of the axial ratio when the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm and the size of the substrate 14 is 21 mm ⁇ 21 mm ⁇ 0.8 mm in the microstrip antenna of the embodiment. is there.
  • the microstrip antenna of the embodiment has a maximum axial ratio within the GNSS frequency band by using a two-point feed while making the ceramic plate 13 as small as 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm. But it is suppressed to 2.5dB. Further, as shown in FIG.
  • the size of the substrate 14 can be reduced to 21 mm ⁇ 21 mm ⁇ 0.8 mm, which is a shaft as a micro strip antenna for GNSS.
  • the ratio requirement (for example, 4 dB or less) can be satisfied, and the size can be reduced as compared with the conventional one.
  • FIG. 4 is a plan view of the ceramic plate 13 shown in FIG.
  • the distance d in the figure indicates the distance between the center (center) of the silver electrode 12 and the feeding point (position of the feeding pins 11 and 11).
  • the distance d is set to a distance that allows impedance matching with the antenna element in the frequency band to be used.
  • the antenna gain is widened by making the distance d larger than the distance where the impedance is matched.
  • the distance d is made larger than the distance at which the impedance is matched, a problem of reflection occurs.
  • the deterioration of VSWR (Voltage ⁇ Standing ⁇ Wave Ratio) due to reflection can be ignored by the power supply circuit (hybrid circuit) shown in FIG.
  • the distance (distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point) where the impedance is matched (50 ⁇ ) for each of the general-sized microstrip antennas is shown below.
  • the size and dielectric constant are those of the ceramic plate 13.
  • -Size 20mm x 20mm x 4mm, ⁇ r: 38, impedance matching distance: 1.0mm -Size: 20mm x 20mm x 7mm, ⁇ r: 38, impedance matching distance: 1.5mm ⁇ Size: 25mm ⁇ 25mm ⁇ 4mm, ⁇ r: 20, impedance matching distance: 2.0mm ⁇ Size: 25mm ⁇ 25mm ⁇ 7mm, ⁇ r: 20, impedance matching distance: 2.5mm
  • FIG. 5 shows the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point when the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm and the dielectric constant ⁇ r is 38 in the microstrip antenna of the embodiment. It is a characteristic view showing the relationship with the bandwidth (band center is about 1590 MHz) where the antenna gain is 0 dBic or more.
  • the size of the substrate 14 was 21 mm ⁇ 21 mm ⁇ 0.8 mm.
  • the impedance is matched when the distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point is 1.0 mm.
  • the bandwidth at which the antenna gain becomes 0 dBic or more is less than 32.5125 MHz.
  • the bandwidth where the antenna gain becomes 0 dBic or more becomes 32.5125 MHz or more (the frequency band of 1573.374 to 1605.8865 MHz)
  • the antenna gain became 0 dBic or higher).
  • a distance d of 2.0 mm is preferable because the bandwidth is maximized.
  • the antenna in the frequency range of 1573.374 to 1605.8865 MHz while making the ceramic plate 13 smaller than 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 4 mm by making the distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point larger than the distance where the impedance is matched. It became clear that the gain could be over 0dBic.
  • the dielectric constant ⁇ r is 20
  • the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 7 mm
  • the dielectric constant ⁇ r is 38
  • the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point is set to a distance that matches the impedance (that is, d is not made larger than the predetermined distance).
  • FIG. 6 shows the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point when the size of the ceramic plate 13 is 25 mm ⁇ 25 mm ⁇ 4 mm and the dielectric constant ⁇ r is 20 in the microstrip antenna of the embodiment. It is a characteristic view showing a relationship with a bandwidth (band center is about 1590 MHz) where the antenna gain is 1 dBic or more.
  • the size of the substrate 14 was 26 mm ⁇ 26 mm ⁇ 0.8 mm.
  • the impedance matches when the distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point is 2.0 mm.
  • the bandwidth at which the antenna gain is 1 dBic or more is less than 32.5125 MHz.
  • the bandwidth where the antenna gain is 1 dBic or more is 32.5125 MHz or more (the frequency of 1573.374 to 1605.8865 MHz)
  • the antenna gain was 1dBic or more in the band).
  • a distance d of 3.3 mm is preferable because the bandwidth is maximized.
  • the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 7 mm and the dielectric constant ⁇ r is 38, the size of the ceramic plate 13 is 25 mm ⁇ 25 mm ⁇ 7 mm and the dielectric constant ⁇ r is 20 In this case, even when the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point is set to a distance that matches the above impedance, a bandwidth where the antenna gain is 1 dBic or more can be secured at 32.5125 MHz or more. (The antenna gain was 1 dBic or more in the frequency band of 1573.374 to 1605.8865 MHz).
  • FIG. 7 shows a distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point when the size of the ceramic plate 13 is 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 7 mm and the dielectric constant ⁇ r is 38 in the microstrip antenna of the embodiment. It is a characteristic view showing the relationship with the bandwidth (band center is about 1590 MHz) where the antenna gain is 2 dBic or more.
  • the size of the substrate 14 was 21 mm ⁇ 21 mm ⁇ 0.8 mm.
  • the impedance matches when the distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point is 1.5 mm.
  • the bandwidth at which the antenna gain is 2 dBic or more is less than 32.5125 MHz.
  • the bandwidth at which the antenna gain becomes 2 dBic or more can be made 32.5125 MHz or more (1573.374 to 1605.8865).
  • the antenna gain was over 2dBic in the MHz frequency band).
  • a distance d of 2.3 mm is preferable because the bandwidth is maximized.
  • the antenna in the frequency range of 1573.374 to 1605.8865 MHz while making the ceramic plate 13 smaller than 20 mm ⁇ 20 mm ⁇ 7 mm by making the distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point larger than the distance where the impedance is matched. It became clear that the gain could be over 2dBic.
  • the above impedance matches the distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point. Even when the distance was set, it was possible to secure a bandwidth of 32.5125 MHz or more where the antenna gain was 2 dBic or more (the antenna gain was 2 dBic or more in the frequency band of 1573.374 to 1605.8865 MHz).
  • FIG. 8 shows a distance d from the center of the silver electrode 12 to the feeding point when the size of the ceramic plate 13 is 25 mm ⁇ 25 mm ⁇ 7 mm and the dielectric constant ⁇ r is 20 in the microstrip antenna of the embodiment. It is a characteristic view showing a relationship with a bandwidth (band center is about 1590 MHz) where the antenna gain is 3 dBic or more.
  • the size of the substrate 14 was 26 mm ⁇ 26 mm ⁇ 0.8 mm.
  • the impedance is matched when the distance from the center of the silver electrode 12 to the feeding point is 2.5 mm.
  • the bandwidth at which the antenna gain is 3 dBic or more is about 32.5125 MHz.
  • the bandwidth where the antenna gain becomes 3 dBic or more can be more than 32.5125 MHz.
  • the antenna gain is 3 dBic or more in a wider frequency band including the frequency band of 1573.374 to 1605.8865 MHz).
  • a distance d of 3.5 mm is preferable because the bandwidth is maximized.
  • the microstrip antenna is a two-point feed and the feed circuit is composed of lumped elements as shown in FIG. 2, it has a good axial ratio (for example, 4 dB) in the wide frequency band required for a GNSS microstrip antenna. The following can be achieved.
  • the size (vertical and horizontal size) of the substrate 14 is slightly larger than the size of the ceramic plate 13 (approximately the same level), but the size of the substrate 14 may be smaller than the size of the ceramic plate 13.

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

　従来と比較して小型でありながら所要の周波数帯域において良好な軸比とすることが可能なマイクロストリップアンテナを提供する。　ウィルキンソンカプラ部２４は、入力端子２６からの入力信号を２つに分配する回路であり、２つのπ形フィルタ２４ａ,２４ｂ及び抵抗２４ｃからなる。π形フィルタ２４ａ,２４ｂは互いに並列に接続され、π形フィルタ２４ａ,２４ｂの出力端子間に抵抗２４ｃが接続される。π形フィルタ２４ａ,２４ｂのカットオフ周波数は、ＧＮＳＳ周波数帯域内の中心となる周波数（約1590MHz）に設定する。位相シフト部２５は、ウィルキンソンカプラ部２４の一方の出力端子に接続される。位相シフト部２５は、π形フィルタであり、そのカットオフ周波数（遮断周波数）は、ＧＮＳＳ周波数帯域内の中心となる周波数（約1590MHz）に設定する。

Description

マイクロストリップアンテナ
　本発明は、給電点が２箇所のマイクロストリップアンテナに関する。
　ＧＮＳＳ（Global Navigation Satellite Systems）は、衛星を用いた測位システムの総称であり、ＧＰＳ（Global Positioning System）、ＧＬＯＮＡＳＳ（Global Navigation Satellite System）、及びＧＡＬＩＬＥＯを含む。各衛星測位システムの周波数帯域は以下のとおりである。
・ＧＰＳ（Ｌ１） 1575.42±1.023MHz
・ＧＡＬＩＬＥＯ（Ｅ１） 1575.42±2.046MHz
・ＧＬＯＮＡＳＳ（Ｌ１） 1595.051～1605.8865MHz
　このため、１つのマイクロストリップアンテナでＧＰＳ、ＧＬＯＮＡＳＳ、及びＧＡＬＩＬＥＯに対応するためには、1573.374～1605.8865MHzの広い周波数帯域（帯域幅は32.5125MHz）において、軸比等の条件を満たす必要がある。以下、1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域を「ＧＮＳＳ周波数帯域」とも表記する。
　図９は、１点給電のマイクロストリップアンテナの第１構成例の斜視図である。図９において、アンテナエレメントとなる銀電極１２（パッチ電極）が形成されたセラミック板１３（誘電体板）が、グランド導体となる基板１４の中央部に設けられている。銀電極１２への給電は、基板１４とセラミック板１３を貫通する１本の給電ピン１１によって行われる。図１０は、図９のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×4mm、基板１４の大きさを60mm×60mm×0.8mmとした場合の、軸比の周波数特性図である。軸比は通常4dB以下が望ましいが、図１０に示す特性では、ＧＮＳＳ周波数帯域内で軸比が最大15dBまで悪化する。
　図１１は、１点給電のマイクロストリップアンテナの第２構成例の斜視図である。本図に示す第２構成例が図９に示す第１構成例と異なるのは、基板１４とは別にアンテナ動作用の大きな導体地板１５が設けられている点である。この場合、基板１４からアンテナ動作用のグランドとしての機能を外すことができ、基板１４を小型化できる。寸法の一例を挙げれば、基板１４の大きさは21mm×21mm×0.8mm、導体地板１５の大きさは60mm×60mmである。第２構成例においても、軸比の周波数特性は、図１０に示す第１構成例のものと実質的に同じである。
　図１２は、１点給電のマイクロストリップアンテナの第３構成例の斜視図である。本図に示す第３構成例が図９に示す第１構成例と異なるのは、セラミック板１３及び銀電極１２が大型化した点である。図１３は、図１２のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを50mm×50mm×4mm、基板１４の大きさを60mm×60mm×0.8mmとした場合の、軸比の周波数特性図である。図１３と図１０を比較すれば、大型化により軸比が改善されていることが分かる。しかし、図１３の周波数特性でも、ＧＮＳＳ周波数帯域内で軸比が最大4.5dBまで悪化しており、ＧＮＳＳ用アンテナとして用いるのに十分な性能とはいえない。
　このように、１点給電のマイクロストリップアンテナは、簡素な構成ではあるが、使用可能な周波数帯域を広げようとすると大型化が避けられず、また大型化してもＧＮＳＳ周波数帯域内で必要な軸比（例えば4dB以下）を得るのが困難である。マイクロストリップアンテナの周波数帯域を広げる他の手段としては、給電点を２箇所とし、この２箇所の給電点に相互に位相が９０°異なる信号を給電することが有効である。
　図１４は、２点給電のマイクロストリップアンテナの斜視図である。セラミック板１３の大きさは、例えば20mm×20mm×4mmである。２点給電の場合、２つの給電ピン１１,１１の位相差を９０°とする給電回路を基板１４に搭載する必要がある。
　図１５は、給電回路としてブランチラインカプラと呼ばれるハイブリッド回路を設けた基板１４の斜視図である。略正方形に形成された導体パターン１６は、各辺が約λ/4の長さである。基板１４の誘電率による短縮を考慮すると、例えば基板１４がガラスエポキシ基板である場合は、λ/4≒27mmである。その他、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）やケーブル取付パターン等を配置すると、基板１４の大きさは例えば40mm×40mm以上必要で、マイクロストリップアンテナとして大型化する。
　図１６は、給電回路としてウィルキンソンディバイダの一方の出力にλ/4の伝送線路を付加したハイブリッド回路を設けた基板１４の斜視図である。導体パターン１７がウィルキンソンディバイダで、導体パターン１８がλ/4の伝送線路である。この場合、基板１４の大きさはブランチラインカプラの場合より更に大きくなり、マイクロストリップアンテナとして大型化する。
特開２００４－５６２０４号公報 特開２０１３－１６９４７号公報
　本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、従来と比較して小型でありながら所要の周波数帯域において良好な軸比とすることが可能なマイクロストリップアンテナを提供することにある。
　本発明のある態様は、マイクロストリップアンテナである。このマイクロストリップアンテナは、給電点が２箇所であり、前記２箇所の給電点に相互に位相が９０°異なる信号を給電する給電回路を備え、前記給電回路は、それぞれ集中定数回路として構成されたウィルキンソンカプラ部と位相シフト部とを有する。
　各給電点のパッチ電極中央からの距離が、インピーダンスが整合する距離より大きくてもよい。
　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm以下であり、所望の周波数範囲におけるアンテナ利得が0dBic以上となるように、前記給電点のパッチ電極中央からの距離が設定されてもよい。
　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm以下であり、前記誘電体が設けられる面とは反対の裏面に前記給電回路が形成される基板を備え、前記基板の縦横の大きさが前記誘電体の縦横の大きさと略同じか、あるいは、小さくてもよい。
　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm以下であり、各給電点のパッチ電極中央からの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくしたことにより、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が1dBic以上となっていてもよい。
　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが20mm×20mm以下であり、各給電点のパッチ電極中央からの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくしたことにより、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が0dBic以上となっていてもよい。
　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが20mm×20mm×4mmであり、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が0dBic以上であってもよい。
　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm×7mmであり、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が3dBic以上であってもよい。
　なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明によれば、従来と比較して小型でありながら所要の周波数帯域において良好な軸比とすることが可能なマイクロストリップアンテナを提供することができる。
本発明の実施の形態に係るマイクロストリップアンテナの分解斜視図。 図１に示すマイクロストリップアンテナの給電回路（ハイブリッド回路）の回路図。 実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×4mm、基板１４の大きさを21mm×21mm×0.8mmとした場合の、軸比の周波数特性図。 図１に示すセラミック板１３の平面図。 実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×4mm、誘電率εrを38とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が0dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図。 実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×4mm、誘電率εrを20とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が1dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図。 実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×7mm、誘電率εrを38とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が2dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図。 実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×7mm、誘電率εrを20とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が3dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図。 従来技術における１点給電のマイクロストリップアンテナの第１構成例の斜視図。 図９のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×4mm、基板１４の大きさを60mm×60mm×0.8mmとした場合の、軸比の周波数特性図。 従来技術における１点給電のマイクロストリップアンテナの第２構成例の斜視図。 従来技術における１点給電のマイクロストリップアンテナの第３構成例の斜視図。 図１２のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを50mm×50mm×4mm、基板１４の大きさを60mm×60mm×0.8mmとした場合の、軸比の周波数特性図。 従来技術における２点給電のマイクロストリップアンテナの斜視図。 従来技術における、給電回路としてブランチラインカプラと呼ばれるハイブリッド回路を設けた基板１４の斜視図。 従来技術における、給電回路としてウィルキンソンディバイダの一方の出力にλ/4の伝送線路を付加したハイブリッド回路を設けた基板１４の斜視図。
　以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　図１は、本発明の実施の形態に係るマイクロストリップアンテナの分解斜視図である。図１において、アンテナエレメントとなる銀電極１２（パッチ電極）が主面に形成されたセラミック板１３（誘電体板）が、基板１４の中央部に設けられる（例えば両面テープ２１によって接着される）。銀電極１２への給電は２本の給電ピン１１,１１によって行われる。セラミック板１３及び基板１４は、枠状のベース２２内に固定配置され、上部がレドーム１０によって覆われる。レドーム１０及びベース２２は、導体地板１５に一体的に固着される。ベース２２内には同軸ケーブル２３が導かれる。同軸ケーブル２３の信号線は、図２に示す給電回路の入力端子２６にＬＮＡ（Low Noise Amplifier）を介して接続される。同軸ケーブル２３のシールド線（アース線）は、基板１４のグランド端子に電気的に接続される。
　図２は、図１に示すマイクロストリップアンテナの給電回路（ハイブリッド回路）の回路図である。この給電回路は、前記ＬＮＡとともに、基板１４におけるアンテナエレメント搭載面の裏面に設けられており、基板１４およびセラミック板１３を貫通する２本の給電ピン１１,１１（すなわち２箇所の給電点）に、相互に位相が９０°異なる信号を給電する。
　この給電回路は、図２に示すとおり、ウィルキンソンカプラ部２４と位相シフト部２５とを備えている。ウィルキンソンカプラ部２４は、入力端子２６からの入力信号（電力）を２つに分配する回路であり、ここでは２つのπ形フィルタ２４ａ,２４ｂ及び抵抗２４ｃからなる。π形フィルタ２４ａ,２４ｂは互いに並列に接続され、π形フィルタ２４ａ,２４ｂの出力端子間に抵抗２４ｃが接続される。π形フィルタ２４ａ,２４ｂのカットオフ周波数（遮断周波数）は、例えばＧＮＳＳ周波数帯域内の任意の周波数、好ましくはＧＮＳＳ周波数帯域内の中心となる周波数（約1590MHz）に設定する。π形フィルタ２４ａ,２４ｂは、ハイパス、ローパスのいずれのフィルタでもよい。π形フィルタ２４ａ,２４ｂに替えてＴ形フィルタを用いてもよい。
　位相シフト部２５は、ウィルキンソンカプラ部２４の一方の出力端子（π形フィルタ２４ａの出力端子）に接続される。位相シフト部２５は、ここではπ形フィルタであり、そのカットオフ周波数（遮断周波数）は、例えばＧＮＳＳ周波数帯域内の任意の周波数、好ましくはＧＮＳＳ周波数帯域内の中心となる周波数（約1590MHz）に設定する。位相シフト部２５は、ハイパス、ローパスのいずれのフィルタを用いてもよい。位相シフト部２５はＴ形フィルタであってもよい。
　ウィルキンソンカプラ部２４及び位相シフト部２５を構成する各コンデンサ、各コイル及び抵抗は、集中定数素子（ディスクリート部品）であり、ここではチップ部品（チップコンデンサ、チップコイル及びチップ抵抗）である。一方のπ形フィルタ２４ａ及び位相シフト部２５を通った信号は、出力端子２７から一方の給電ピン１１に給電される。他方のπ形フィルタ２４ｂは出力端子２８に接続される。他方のπ形フィルタ２４ｂを通った信号は、出力端子２８から他方の給電ピン１１に給電される。２本の給電ピン１１,１１に給電される信号（ＧＮＳＳ周波数帯域の信号）の位相は、相互に９０°異なる。図２に示す給電回路は集中定数素子で構成されており、電力分配を行うウィルキンソンカプラ部２４と９０°位相をずらす位相シフト部２５とが完全に回路として分離されているため、それぞれを個々に最適化することで容易に所望のハイブリッド回路を構成できる。
　図３は、実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×4mm、基板１４の大きさを21mm×21mm×0.8mmとした場合の、軸比の周波数特性図である。本図に示すように、実施の形態のマイクロストリップアンテナは、セラミック板１３を20mm×20mm×4mmという小型のものとしながら、２点給電としたことで、ＧＮＳＳ周波数帯域内での軸比を最大でも2.5dBに抑えている。また、図２に示すように給電回路を集中定数素子で構成しているため、基板１４の大きさを21mm×21mm×0.8mmと小型にすることができ、ＧＮＳＳ用のマイクロストリップアンテナとしての軸比の要件（例えば4dB以下）を満たせるとともに従来と比較して小型化を図ることができる。
　図４は、図１に示すセラミック板１３の平面図である。図中の距離ｄは、銀電極１２の中央（中心）と給電点（給電ピン１１,１１の位置）との距離を示す。通常、距離ｄは、使用する周波数帯でアンテナエレメントとのインピーダンスの整合がとれる距離に設定する。しかし、本実施の形態では、距離ｄをインピーダンスが整合する距離より敢えて大きくすることでアンテナ利得の広帯域化を図っている。なお、距離ｄをインピーダンスが整合する距離よりも大きくすると反射の問題が生じるが、図２に示す給電回路（ハイブリッド回路）により、反射によるＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）の悪化を無視できる程度（例えば２以下）に抑えることができる。これは、図２に示す給電回路では、出力端子２７,２８からの反射波の位相が相互にλ/2ずれることによる。すなわち、入力端子２６から入力されて出力端子２７に到達して一方の給電ピン１１で反射した信号は、ウィルキンソンカプラ部２４と位相シフト部２５の双方を片道につき１回通るため、入力信号に対しλの位相の遅れが生じる。一方、入力端子２６から入力され出力端子２８に到達して他方の給電ピン１１で反射した信号は、ウィルキンソンカプラ部２４のみを片道につき１回通るだけで（位相シフト部２５は通らない）、入力信号に対してλ/2しか位相の遅れが生じていない。このため、出力端子２７,２８からの反射波の位相は相互にλ/2ずれることになり、このずれにより生じる反射波の相殺により、ＶＳＷＲの悪化が軽減されることになる。
　一般的なサイズのマイクロストリップアンテナの各々について、インピーダンスが整合（５０Ω）する距離（銀電極１２の中央から給電点までの距離）を以下に示す。なお、サイズ及び誘電率は、セラミック板１３のものである。
・サイズ：20mm×20mm×4mm、εr：38、インピーダンスが整合する距離：1.0mm
・サイズ：20mm×20mm×7mm、εr：38、インピーダンスが整合する距離：1.5mm
・サイズ：25mm×25mm×4mm、εr：20、インピーダンスが整合する距離：2.0mm
・サイズ：25mm×25mm×7mm、εr：20、インピーダンスが整合する距離：2.5mm
　図５は、実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×4mm、誘電率εrを38とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が0dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図である。なお、基板１４の大きさは21mm×21mm×0.8mmとした。
　セラミック板１３の大きさが20mm×20mm×4mmで誘電率εrが38の場合は、前述のように、銀電極１２の中央から給電点までの距離が1.0mmのときにインピーダンスが整合する。しかし、図５から明らかなように、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄが1.0mmでは、アンテナ利得が0dBic以上となる帯域幅は32.5125MHzに満たない。これに対し、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄを1.7mm～2.25mmとすれば、アンテナ利得が0dBic以上となる帯域幅が32.5125MHz以上となった（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域でアンテナ利得が0dBic以上となった）。距離ｄを2.0mmにすると帯域幅が最大となり好ましい。以上より、銀電極１２の中央から給電点までの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくすることで、セラミック板１３を20mm×20mm×4mm以下と小型にしながら、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得を0dBic以上にできることが明らかとなった。
　なお、図示は省略したが、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×4mm又は25mm×25mm×7mm、誘電率εrを20とした場合、及びセラミック板１３の大きさを20mm×20mm×7mm、誘電率εrを38とした場合には、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄを上記のインピーダンスが整合する距離に設定しても（すなわち、ｄを上記の所定距離よりも大きくしなくても）、アンテナ利得が0dBic以上となる帯域幅を32.5125MHz以上確保することができた（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域でアンテナ利得が0dBic以上であった）。
　図６は、実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×4mm、誘電率εrを20とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が1dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示した特性図である。なお、基板１４の大きさは26mm×26mm×0.8mmとした。
　セラミック板１３の大きさが25mm×25mm×4mmで誘電率εrが20の場合は、前述のように、銀電極１２の中央から給電点までの距離が2.0mmのときインピーダンスが整合する。しかし、図６から明らかなように、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄが2.0mmでは、アンテナ利得が1dBic以上となる帯域幅は32.5125MHzに満たない。これに対し、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄが2.2mm～3.8mmとすることで、アンテナ利得が1dBic以上となる帯域幅が32.5125MHz以上となった（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域でアンテナ利得を1dBic以上とすることができた）。距離ｄを3.3mmにすると帯域幅が最大となり好ましい。以上より、銀電極１２の中央から給電点までの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくすることで、セラミック板１３を25mm×25mm×4mm以下と小型にしながら、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得を1dBic以上にできることが明らかとなった。
　なお、図示は省略したが、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×7mm、誘電率εrを38とした場合、及び、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×7mm、誘電率εrを20とした場合は、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄを上記のインピーダンスが整合する距離に設定しても、アンテナ利得が1dBic以上となる帯域幅を32.5125MHz以上確保することができた（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域でアンテナ利得が1dBic以上であった）。
　図７は、実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを20mm×20mm×7mm、誘電率εrを38とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が2dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図である。なお、基板１４の大きさは21mm×21mm×0.8mmとした。
　セラミック板１３の大きさが20mm×20mm×7mmで誘電率εrが38の場合は、前述のように、銀電極１２の中央から給電点までの距離が1.5mmのときインピーダンスが整合する。しかし、図７から明らかなように、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄが1.5mmでは、アンテナ利得が2dBic以上となる帯域幅は32.5125MHzに満たない。これに対し、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄが1.6～2.7mmに設定することで、アンテナ利得が2dBic以上となる帯域幅を32.5125MHz以上とすることができた（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域でアンテナ利得が2dBic以上となった）。距離ｄを2.3mmにすると帯域幅が最大となり好ましい。以上より、銀電極１２の中央から給電点までの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくすることで、セラミック板１３を20mm×20mm×7mm以下と小型にしながら、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得を2dBic以上にできることが明らかとなった。
　なお、図示は省略したが、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×7mm、誘電率εrを20とした場合は、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄを上記のインピーダンスが整合する距離に設定しても、アンテナ利得が2dBic以上となる帯域幅を32.5125MHz以上確保することができた（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域でアンテナ利得が2dBic以上であった）。
　図８は、実施の形態のマイクロストリップアンテナにおいて、セラミック板１３の大きさを25mm×25mm×7mm、誘電率εrを20とした場合の、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄと、アンテナ利得が3dBic以上となる帯域幅（帯域中心は約1590MHz）との関係を示す特性図である。なお、基板１４の大きさは26mm×26mm×0.8mmとした。
　セラミック板１３の大きさが25mm×25mm×7mmで誘電率εrが20の場合は、前述のように、銀電極１２の中央から給電点までの距離が2.5mmでインピーダンスが整合する。しかし、図８から明らかなように、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄが2.5mmでは、アンテナ利得が3dBic以上となる帯域幅がちょうど32.5125MHz程度である。これに対し、銀電極１２の中央から給電点までの距離ｄを2.5mmを超えて4.3mm未満の範囲にとれば、アンテナ利得が3dBic以上となる帯域幅は、32.5125MHzを上回って余裕ができることになる（1573.374～1605.8865MHzの周波数帯域を含みそれより広い周波数帯域でアンテナ利得が3dBic以上となった）。距離ｄを3.5mmにすると帯域幅が最大となり好ましい。以上より、銀電極１２の中央から給電点までの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくすることで、セラミック板１３を25mm×25mm×7mm以下と小型にしながら、1573.374～1605.8865MHzを含み且つそれより広い周波数範囲におけるアンテナ利得を3dBic以上にできることが明らかとなった。
　本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。
(1) マイクロストリップアンテナを２点給電とし、給電回路を図２のように集中定数素子で構成しているので、ＧＮＳＳ用のマイクロストリップアンテナとして必要な広い周波数帯域において良好な軸比（例えば4dB以下）を実現しつつ小型化を図ることができる。
(2) マイクロストリップアンテナの給電点をインピーダンスが整合する位置から敢えてずらすことで、セラミック板１３を小型としながら、高いアンテナ利得を広い周波数帯域で実現することができる。また、給電点をインピーダンスが整合する位置からずらしたことによる反射の影響は、図２に示す給電回路（ハイブリッド回路）を挿入したことで無視できる程度に抑えることができる。
　以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。
　実施の形態では基板１４の大きさ（縦横サイズ）をセラミック板１３の大きさより僅かに大きい程度（略同程度）としたが、基板１４の大きさはセラミック板１３の大きさより小さくてもよい。
１０　レドーム、１１　給電点、１２　銀電極、１３　セラミック板（誘電体板）、１４　基板、１５　導体地板、１６～１８　導体パターン、２１　両面テープ、２２　ベース、２３　同軸ケーブル、２４　ウィルキンソンカプラ部、２５　位相シフト部、２６　入力端子

Claims (8)

  1. 　給電点が２箇所であり、前記２箇所の給電点に相互に位相が９０°異なる信号を給電する給電回路を備え、前記給電回路は、それぞれ集中定数回路として構成されたウィルキンソンカプラ部と位相シフト部とを有する、マイクロストリップアンテナ。
  2. 　各給電点のパッチ電極中央からの距離が、インピーダンスが整合する距離より大きい、請求項１に記載のマイクロストリップアンテナ。
  3. 　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm以下であり、所望の周波数範囲におけるアンテナ利得が0dBic以上となるように、前記給電点のパッチ電極中央からの距離が設定される、請求項２に記載のマイクロストリップアンテナ。
  4. 　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm以下であり、前記誘電体が設けられる面とは反対の裏面に前記給電回路が形成される基板を備え、前記基板の縦横の大きさが前記誘電体の縦横の大きさと略同じか、あるいは、小さい、請求項２又は３に記載のマイクロストリップアンテナ。
  5. 　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm以下であり、各給電点のパッチ電極中央からの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくしたことにより、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が1dBic以上となっている、請求項２から４のいずれか一項に記載のマイクロストリップアンテナ。
  6. 　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが20mm×20mm以下であり、各給電点のパッチ電極中央からの距離をインピーダンスが整合する距離より大きくしたことにより、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が0dBic以上となっている、請求項２から４のいずれか一項に記載のマイクロストリップアンテナ。
  7. 　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが20mm×20mm×4mmであり、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が0dBic以上である、請求項２から４のいずれか一項に記載のマイクロストリップアンテナ。
  8. 　パッチ電極を形成した誘電体の大きさが25mm×25mm×7mmであり、1573.374～1605.8865MHzの周波数範囲におけるアンテナ利得が3dBic以上である、請求項２から４のいずれか一項に記載のマイクロストリップアンテナ。
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