WO2015004838A1 - 光通信システム、光受信器、光受信器の制御方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 - Google Patents

光通信システム、光受信器、光受信器の制御方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 Download PDF

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    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements

Definitions

  • the present invention relates to an optical communication system, an optical receiver, an optical receiver control method, and a non-transitory computer-readable medium.
  • An object of the present invention is to provide an optical communication system that controls the reception sensitivity of an optical receiver according to chromatic dispersion.
  • An optical communication system is an optical communication system including an optical transmitter that inputs a data signal, modulates the optical signal, and transmits the optical signal; and an optical receiver that receives the optical signal and demodulates the data signal.
  • the optical receiver comprises: photoelectric conversion means for converting the optical signal into an analog electric signal; conversion demodulation means for converting the analog electric signal into a digital signal and demodulating the data signal; and the analog electric signal Amplitude control means for controlling the amplitude of the analog electric signal according to the chromatic dispersion of the optical signal.
  • An optical receiver includes a photoelectric conversion unit that converts an optical signal into an analog electric signal, a conversion demodulation unit that converts the analog electric signal into a digital signal and demodulates the data into a data signal, and an amplitude of the analog electric signal
  • the amplitude control means controls the amplitude of the analog electric signal according to the chromatic dispersion of the optical signal.
  • An optical receiver control method is configured such that the optical receiver converts an optical signal into an analog electric signal, converts the analog electric signal into a digital signal, and demodulates the data signal, and controls the control
  • the method comprises controlling the amplitude of the analog electrical signal in response to chromatic dispersion of the optical signal.
  • a non-transitory computer readable medium causes a computer to perform a control method of an optical receiver.
  • the optical receiver is configured to convert an optical signal into an analog electrical signal, convert the analog electrical signal into a digital signal, and demodulate it into a data signal, and the control method is adapted to chromatic dispersion of the optical signal. In response, controlling the amplitude of the analog electrical signal.
  • the above-described aspect can provide an optical communication system that controls the reception sensitivity of the optical receiver.
  • FIG. 1 is a diagram of a communication system 100 according to a first exemplary embodiment of the present invention. It is a figure of the optical transmitter 1 concerning Embodiment 1 of this invention. It is a figure of the optical receiver 2 concerning Embodiment 1 of this invention. It is a figure of the amplitude control part 102 concerning Embodiment 1 of this invention. It is a flowchart of the communication method concerning Embodiment 1 of this invention. It is a sequence diagram of the communication method concerning Embodiment 1 of this invention. It is a figure of the communication system 300 concerning Embodiment 2 of this invention. It is a figure of the optical transmitter 3 concerning Embodiment 2 of this invention. It is a figure of the optical receiver 4 concerning Embodiment 2 of this invention. It is a figure of the amplitude control part 302 concerning Embodiment 2 of this invention. It is a flowchart of the communication method concerning Embodiment 2 of this invention. It is a figure of the communication system of the technique relevant to this invention.
  • FIG. 12 shows a communication system 500 which is a related technique of the present invention.
  • the digital coherent receiver 560 in FIG. 12 receives the signal light transmitted from the optical transmitter 550, causes the local light to interfere with the 90-degree hybrid circuit 522, and converts it into an analog electrical signal by coherent detection in a PD (Photo Diode) 523. Then, the signal amplitude is made constant in the analog amplifier 524 and input to an ADC (Analog / Digital Converter) unit 501 of a DSP (Digital Signal Processor) 525.
  • ADC Analog / Digital Converter
  • the analog amplifier 524 is gain-controlled so that the average amplitude of the analog electric signal converted into the electric signal is constant.
  • the received optical signal is affected by the chromatic dispersion of the optical fiber that is the transmission path, and the time is increased.
  • the signal waveform spreads in the axial direction.
  • Chromatic dispersion is a phenomenon in which the width of an optical signal broadens in time because light having different wavelengths is transmitted through the optical fiber at different speeds while an optical pulse propagates through the optical fiber. Then, by superimposing several waveforms spread in the time axis direction, the amplitude of the received signal spreads and the waveform changes randomly.
  • the ADC unit 501 Since the analog signal is digitally processed by the DSP 525, the ADC unit 501 needs to convert the entire analog signal amplitude into a digital signal. For this reason, the peak (maximum value) of the analog signal input to the ADC unit 501 is equal to or less than the dynamic range of the ADC unit 501 (the minimum value and the maximum value width of the identifiable analog signal input range). The output needs to be controlled.
  • the output amplitude of the analog amplifier 524 is monitored, and a reference value (reference value) output from the reference generation circuit 526 set in advance in the comparator 527 is used. There is a method of comparing the output amplitude and feeding back to the gain control of the analog amplifier 524.
  • the reference value output from the reference generation circuit 526 is fixed, and the reference value is set according to the maximum value of the chromatic dispersion of the transmission line. For this reason, even when the dispersion value is small and the distortion of the signal waveform is small, the signal amplitude is controlled to be small.
  • the signal amplitude can be expanded and the resolution in the ADC can be relatively increased.
  • the signal amplitude is constant, the input signal amplitude to the ADC unit 501 does not change.
  • there is a problem that the reception sensitivity of the optical receiver is not different from that when the chromatic dispersion is maximum.
  • the input amplitude of the ADC is set uniformly regardless of the chromatic dispersion value.
  • the waveform of the received signal is distorted due to the chromatic dispersion and the amplitude peak becomes large. If uniform amplitude control is performed on the received signal, the dynamic range of the ADC will be exceeded. Therefore, it has been confirmed that the reception sensitivity is improved when the reference value input to the comparator 527 is set small and the analog signal amplitude input to the ADC is reduced.
  • the reference value is set small, the signal amplitude after dispersion compensation also becomes small.
  • the waveform distortion is small and the amplitude peak is small, but the analog signal amplitude inputted to the ADC remains small, and there is a problem that the reception sensitivity is not improved.
  • the present invention has been made based on such a background, and embodiments will be described below.
  • FIG. 1 shows a configuration example of an optical communication system 100 according to this embodiment.
  • FIG. 1 shows a DP-QPSK (Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying) type optical transmitter and a digital coherent type optical receiver.
  • the optical communication system 100 includes a DP-QPSK transmitter (optical transmitter) 1 and a digital coherent DP-QPSK receiver (optical receiver) 2.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the optical transmitter 1.
  • the optical transmitter 1 includes a circuit for generating and transmitting a DP-QPSK signal.
  • the optical transmitter 1 includes an LD (Laser Diode) 11 that generates CW (Continuous Wave) light serving as a light source of signal light, and DP-QPSK CW light of the LD 11 by an input electric signal (input signal). And a DP-QPSK modulator 12 for modulation.
  • LD Laser Diode
  • CW Continuous Wave
  • the DP-QPSK modulator 12 divides the CW light into two, QPSK modulation is performed on each of them, and the polarization planes are orthogonalized at 90 degrees and combined to generate a polarization multiplexed signal.
  • the optical transmitter 1 describes the configuration of a general DP-QPSK transmitter.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the optical receiver 2.
  • the optical receiver 2 receives an optical signal, interferes with local light, converts the optical signal into an electrical signal, converts the analog electrical signal input from the photoelectric conversion unit 101 into a digital signal,
  • a conversion demodulator (DSP: Digital Signal Processor) 25 that performs chromatic dispersion compensation and DP-QPSK signal demodulation by processing, and an amplitude controller 102 are provided.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the photoelectric conversion unit 101 includes a local light generation unit (LO; Local Oscillator) 21 that generates local light, a 90-degree hybrid circuit 22 that inputs and interferes with the received DP-QPSK signal and local light from the LO 21, A PD (Photo Diode) 23 that coherently detects an optical signal interfered by the 90-degree hybrid circuit 22 and converts it into an analog electrical signal, and an analog electrical signal from the PD 23 is input and gain control from a comparator (COMP) 27
  • An analog amplifier (TIA; “Trans” Impedance ”AMP) 24 that amplifies an analog electric signal to a predetermined amplitude by the signal is provided.
  • FIG. 3 shows a block diagram of the internal configuration of the conversion demodulator 25.
  • the conversion demodulator 25 includes an ADC unit 201 that converts an analog electric signal into a digital signal, a dispersion estimation / compensation unit 202 that estimates and compensates for chromatic dispersion and polarization dispersion, and a carrier that extracts a clock from the digitally converted signal. And a QPSK demodulator 204 that demodulates the QPSK signal and generates an electrical signal (output signal) having the same waveform as the original signal.
  • polarization dispersion is a phenomenon in which the reflection direction of light in a fiber is divided into a fast component and a slow component due to distortion of the optical fiber, and a difference in arrival time occurs between them, thereby widening the width of the signal component.
  • the ADC unit 201 monitors the average amplitude of the input analog electrical signal and outputs the monitor value to the comparator 27.
  • the dispersion compensation estimation / compensation unit 202 outputs the dispersion estimation result to the reference generation circuit 26.
  • the carrier estimation unit 203 detects the phase state of the local light and the signal light of the dispersion-compensated signal and corrects the phase.
  • the QPSK demodulator 204 demodulates the phase-corrected signal and restores the same data signal as the input signal in the optical transmitter.
  • FIG. 4 shows a block diagram of the internal configuration of the amplitude control unit 102.
  • the amplitude controller 102 receives the variance estimation result from the conversion demodulator 25 and generates a reference value (reference value), and receives the analog electrical signal amplitude monitor value from the conversion demodulator 25 to generate a reference.
  • a comparator (COMP) 27 that compares the reference value input from the circuit 26 and outputs a gain control signal to the analog amplifier 24 is provided.
  • the reference generation circuit 26 includes an input unit 104 serving as an interface for inputting the variance estimation value output from the variance estimation / compensation unit 202, and an operation for calculating an optimal reference value based on the variance estimation value. And an output unit 106 serving as an interface for outputting the reference value to the comparator 27.
  • the above configuration is an example, and other device configurations may be used.
  • the comparator 27 receives an input unit 107 serving as an interface for inputting the reference value output from the reference generation circuit 26 and the amplitude monitor value output from the ADC unit, and the reference value and the amplitude monitor value.
  • a comparison unit 108 for comparison, and an output unit 109 serving as an interface for outputting a gain control signal based on the result of comparing the reference value and the amplitude monitor value to the analog amplifier 24 are provided.
  • the above configuration is an example, and other device configurations may be used.
  • the optical transmitter 1 performs DP-QPSK modulation of the CW light from the LD 11 using the input electrical signal, and sends it to the transmission line.
  • the optical receiver 2 inputs the DP-QPSK optical signal received from the transmission path and the local light generated by the local light generator 21 to the 90-degree hybrid circuit 22.
  • the 90-degree hybrid circuit 22 separates the input optical signal and local light into four parts, adjusts the polarization and phase so that the DP-QPSK signal can be demodulated, and combines the optical signal and local light.
  • the 90-degree hybrid circuit 22 inputs the combined light to the four PDs 23, and converts the phase modulation into amplitude modulation by causing the signal light and the local light to interfere with each other to generate an analog electric signal. Since this analog electric signal is weak, it is amplified to a predetermined amplitude by the analog amplifier 24. At this time, the comparator 27 uses the control signal to adjust the gain of the analog amplifier 24 so that the signal amplitude at the input of the ADC unit 201 in the conversion demodulator 25 is constant.
  • FIG. 5 is a flowchart showing processing of the control method of the communication system 100.
  • the optical receiver 2 receives the optical signal transmitted by the optical transmitter 1.
  • the optical receiver calculates a chromatic dispersion estimated value of the received optical signal (S100).
  • the optical receiver 2 compares the estimated chromatic dispersion value with a predetermined reference value and determines the magnitude (S101).
  • the optical receiver 2 determines that the chromatic dispersion value is larger than the reference value (S101: yes).
  • the optical receiver 2 sets the reference value to be smaller (S102).
  • the optical receiver 2 controls the amplitude of the analog electric signal to be small based on the reference value (S103).
  • the optical receiver 2 determines that the dispersion value is smaller than the reference value (S101: no)
  • the optical receiver 2 sets the reference value to be larger (S104).
  • the optical receiver 2 largely controls the amplitude of the analog electric signal based on the reference value (S105).
  • FIG. 6 is a sequence diagram showing processing of each unit of the optical receiver 2.
  • the reference generation circuit 26 As an initial state, the reference generation circuit 26 generates a reference value (reference value) when the estimated chromatic dispersion value is maximum, that is, a minimum reference value, and the comparator 27 uses the reference value to increase the gain of the analog amplifier 24.
  • a reference value reference value
  • the comparator 27 controls the gain of the TIA 24 to be small with the minimum reference value, the input amplitude to the ADC unit 201 does not exceed the dynamic range.
  • the analog amplifier 24 amplifies the analog electric signal and inputs it to the conversion demodulator 25.
  • the conversion demodulator 25 samples the input analog electric signal in the ADC unit 201 and converts the amplitude information into a digital signal.
  • the ADC unit 201 monitors the amplitude of the analog electric signal and outputs a monitor value to the comparator 27.
  • the ADC unit 201 performs sampling based on the waveform of the analog signal, converts the analog signal into a digital signal, and inputs the digital signal to the dispersion estimation / compensation unit 202.
  • the dispersion estimation / compensation unit 202 estimates the chromatic dispersion value and the polarization dispersion value by numerical calculation, and compensates the chromatic dispersion based on the estimation result.
  • the dispersion estimation / compensation unit 202 also outputs the chromatic dispersion estimated value to the reference generation circuit 26.
  • the carrier estimation unit 203 detects the phase state of the local light and the signal light of the dispersion-compensated signal and corrects the phase.
  • the QPSK demodulator 204 demodulates the phase-corrected signal and restores the original signal.
  • the reference generation circuit 26 inputs the chromatic dispersion estimated value from the dispersion estimation / compensation unit 202 of the conversion demodulator 25 via the input unit 104.
  • the input unit 104 outputs the chromatic dispersion estimated value to the calculation unit 105.
  • the calculation unit calculates an optimum reference value corresponding to the chromatic dispersion value so that the input amplitude to the ADC unit 201 is optimized according to the chromatic dispersion estimated value from the dispersion estimation / compensation unit 202.
  • a table may be referred to or calculation may be used.
  • the calculation unit outputs the reference value to the comparator 27 via the output unit 106.
  • the chromatic dispersion of the input signal is smaller than the predetermined reference value, the difference between the signal amplitude after dispersion compensation and the peak value of the signal amplitude of the electrical signal before dispersion compensation becomes small. Then, in order to increase the signal reception sensitivity, the input amplitude of the analog signal to the ADC unit 201 can be increased. Therefore, in the signal processing in the conversion demodulation unit 25 in the conversion demodulation unit, the TIA gain is increased within a range not exceeding the dynamic range, and the input amplitude to the ADC unit is optimized.
  • the comparator 27 inputs the amplitude monitor value of the analog electric signal from the ADC unit 201 of the conversion demodulator 25 and the reference value from the reference generation circuit 26 via the input unit 107.
  • the input unit 107 outputs the amplitude monitor value and the reference value to the comparison unit 108.
  • the comparison unit 108 compares the amplitude monitor value with the reference value.
  • the comparison unit 108 controls the gain of the analog amplifier 24 to be small when the amplitude monitor value is larger than the reference value via the output unit 109, and when the amplitude monitor value is smaller than the reference value, the gain of the analog amplifier 24 is Control to increase.
  • the comparison unit 108 performs control so that the amplitude of the analog electric signal is reduced when the amplitude monitor value is larger than the reference value. Then, when the amplitude monitor value is smaller than the reference value, the comparison unit 108 performs control so that the amplitude of the analog electric signal is increased. However, the comparison unit 108 does not control the amplitude of the analog electric signal when the reference value is equal to the amplitude monitor value. By this control, the analog amplifier 24 adjusts the amplitude of the output analog signal to be the same as the reference value output by the reference generation circuit 26.
  • the waveform of the analog electric signal output from the analog amplifier 24 is distorted due to the dispersion of the transmission path, the temporal distribution of the signal is broadened as the chromatic dispersion value is increased, and the variation in amplitude is increased due to the superposition of the signals. For this reason, when the chromatic dispersion of the transmission line is large, the peak value of the electric signal before dispersion compensation becomes larger than the signal amplitude after dispersion compensation. On the other hand, when the chromatic dispersion value of the transmission line is small, the temporal distribution of the signal is small and the variation in amplitude is also small. Therefore, the input amplitude of the analog signal to the ADC unit 201 may be increased within the allowable range of the ADC unit 201. it can.
  • the method for controlling the amplitude of the analog electrical signal is such that when there is a first amplitude corresponding to the reference first chromatic dispersion value, the second chromatic dispersion value is greater than the first chromatic dispersion value.
  • the second amplitude is controlled to be larger than the first amplitude
  • the second chromatic dispersion value is larger than the first chromatic dispersion value
  • the second amplitude is controlled to be smaller than the first amplitude. You can also do it.
  • the chromatic dispersion value of the received signal estimated by the dispersion estimation / compensation unit 202 of the conversion demodulator 25 is input to the reference generation circuit, and the reference value is set according to the estimated chromatic dispersion value. It can be changed. Accordingly, the gain sensitivity of the analog amplifier 24 is controlled so that the input amplitude of the analog electric signal to the ADC unit 201 is optimized according to the chromatic dispersion value of the received signal, and the receiving sensitivity can be adjusted optimally.
  • the DP-QPSK optical receiver 2 always adjusts the amplitude of the analog electric signal at the input of the ADC unit 201 of the optical receiver 2 to the optimum value according to the chromatic dispersion value of the transmission path of the optical signal, A decrease in signal reception sensitivity can be avoided.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, an example using the DP-QPSK communication method has been described. In the present embodiment, an example using a DP-BPSK (Dual Polarization-Binary Phase Shift Keying) method is shown.
  • FIG. 7 shows a configuration example of an optical communication system 300 according to the present embodiment.
  • FIG. 7 shows a configuration when the embodiment of the present invention is applied to the DP-BPSK modulation method.
  • FIG. 7 shows an example of a DP-BPSK optical transmitter and a digital coherent receiver.
  • the optical communication system 300 includes a DP-BPSK transmitter (optical transmitter) 3 and a digital coherent DP-BPSK receiver (optical receiver) 4.
  • FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the optical transmitter 3.
  • the optical transmitter 3 includes a circuit for generating and transmitting a DP-BPSK signal.
  • the optical transmitter 3 includes an LD (Laser Diode) 31 that generates CW (Continuous Wave) light serving as a light source of signal light, and DP-BPSK CW light of the LD 31 based on an input electric signal (input signal). And a DP-BPSK modulator 32 for modulation.
  • LD Laser Diode
  • CW Continuous Wave
  • DP-BPSK modulator 32 for modulation.
  • the DP-BPSK modulator 32 divides the CW light into two, BPSK modulation is performed on each of the two, and the polarization planes are orthogonalized at 90 degrees and combined to generate a polarization multiplexed signal.
  • the optical transmitter 3 describes the configuration of a general DP-BPSK transmitter.
  • FIG. 9 is a diagram showing the configuration of the optical receiver 4.
  • the optical receiver 4 receives an optical signal, interferes with local light, converts the optical signal into an electrical signal, converts the analog electrical signal input from the photoelectric conversion unit 301 into a digital signal, A conversion demodulator 45 that performs chromatic dispersion compensation and DP-BPSK signal demodulation by processing, and an amplitude controller 302 are provided.
  • the photoelectric conversion unit 301 includes a local light generation unit (LO; Local Oscillator) 41 that generates local light, a 90-degree hybrid circuit 42 that inputs and interferes with the received DP-BPSK signal and local light from the LO 41, Coherent detection of the optical signal interfered by the 90-degree hybrid circuit 42 and conversion into an analog electrical signal 43 (Photo Diode) 43, and an analog electrical signal from the PD 43 are input and gain control from a comparator (COMP) 47
  • An analog amplifier (TIA; “Trans” Impedance ”AMP) 44 that amplifies an analog electric signal to a predetermined amplitude by the signal is provided.
  • FIG. 9 shows a block diagram of the internal configuration of the conversion demodulator 45.
  • the conversion demodulator 45 includes an ADC 401 that converts an analog electric signal into a digital signal, a dispersion estimation / compensation unit 402 that estimates and compensates for chromatic dispersion and polarization dispersion, and extracts a carrier from the digitally converted signal and outputs a clock. And a BPSK demodulator 404 that demodulates the BPSK signal and generates an electric signal (output signal) having the same waveform as the original signal.
  • the ADC unit 401 monitors the average amplitude of the input analog electric signal and outputs the monitor value to the comparator 47.
  • the dispersion estimation / compensation unit 402 outputs the dispersion estimation result to the reference generation circuit 46.
  • the carrier estimation unit 403 detects the phase state of the local light and the signal light of the dispersion compensated signal, and corrects the phase.
  • the BPSK demodulator 404 demodulates the phase-corrected signal and restores it to an output signal having the same waveform as the original signal.
  • FIG. 10 shows a block diagram of the internal configuration of the amplitude control unit 302.
  • the amplitude control unit 302 receives a chromatic dispersion estimation result from the conversion demodulation unit 45 and generates a reference value (reference value), and receives an amplitude monitor value of the analog electric signal from the conversion demodulation unit 45 and generates a reference.
  • a comparator (COMP) 47 that compares the reference value input from the circuit 46 and outputs a gain control signal to the analog amplifier 44 is provided.
  • COMP comparator
  • the reference generation circuit 46 calculates an optimum reference value based on the chromatic dispersion estimated value, and an input unit 304 serving as an interface for inputting the chromatic dispersion estimated value output from the dispersion estimating / compensating unit 402. And an output unit 306 serving as an interface for outputting the reference value to the comparator 47.
  • an input unit 304 serving as an interface for inputting the chromatic dispersion estimated value output from the dispersion estimating / compensating unit 402.
  • an output unit 306 serving as an interface for outputting the reference value to the comparator 47.
  • the comparator 47 includes an input unit 307 serving as an interface for inputting the reference value output from the reference generation circuit 46 and the amplitude monitor value output from the ADC unit, and the reference value and the amplitude monitor value.
  • a comparison unit 308 for comparison and an output unit 309 serving as an interface for outputting a gain control signal based on the result of comparing the reference value and the amplitude monitor value to the analog amplifier 44 are provided.
  • the above configuration is an example, and other device configurations may be used.
  • the optical transmitter 3 performs DP-BPSK modulation of the CW light from the LD 31 using the input electrical signal and sends it to the transmission line.
  • the optical receiver 4 inputs the DP-BPSK optical signal input from the transmission path and the local light generated by the local light generator 41 to the 90-degree hybrid circuit 42.
  • the 90-degree hybrid circuit 42 divides the input optical signal and local light into two, respectively, adjusts the polarization and phase so that the DP-BPSK signal can be demodulated, and combines the optical signal and local light.
  • the 90-degree hybrid circuit 42 inputs the combined light to the two PDs 43, converts the phase modulation into amplitude modulation by causing the signal light and the local light to interfere, and generates an analog electric signal. Since this analog electric signal is weak, it is amplified to a predetermined amplitude by the analog amplifier 44. At this time, the comparator 47 uses the control signal to adjust the gain of the analog amplifier 44 so that the signal amplitude at the input of the ADC unit 401 in the conversion demodulator 45 is constant.
  • FIG. 11 is a flowchart showing processing of the communication method of the communication system 300.
  • the optical receiver 4 receives the optical signal transmitted by the optical transmitter 3.
  • the optical receiver calculates a chromatic dispersion estimated value of the received optical signal (S200).
  • the optical receiver 4 compares the estimated chromatic dispersion value with a predetermined reference value and determines the magnitude (S201).
  • the optical receiver 4 determines that the dispersion value is larger than the reference value (S201: yes).
  • the optical receiver 4 sets the reference value to be smaller (S202).
  • the optical receiver 4 controls the amplitude of the analog electric signal to be small based on the reference value (S203).
  • the optical receiver 4 determines that the dispersion value is smaller than the reference value (S201: no)
  • the optical receiver 4 sets the reference value to be larger (S204).
  • the optical receiver 4 largely controls the amplitude of the analog electric signal based on the reference value (S205).
  • the reference generation circuit 46 As an initial state, the reference generation circuit 46 generates a reference value (reference value) when the estimated chromatic dispersion value is maximum, that is, a minimum reference value, and the comparator 47 sets the gain of the analog amplifier 44 using this reference value. To do. When the chromatic dispersion of the input signal is maximum, the peak value of the signal amplitude is maximum. Since the comparator 47 controls the gain of the TIA 44 to be small with the minimum reference value, the input amplitude to the ADC unit 401 does not exceed the dynamic range.
  • a reference value reference value
  • the analog amplifier 44 amplifies the analog electric signal and inputs it to the conversion demodulator 45.
  • the conversion demodulator 45 samples the input analog electric signal in the ADC unit 401 and converts the amplitude information into a digital signal.
  • the ADC unit 401 monitors the amplitude of the electric signal and outputs a monitor value to the comparator 47.
  • the ADC unit 401 performs sampling based on the waveform of the analog signal, converts the analog signal into a digital signal, and inputs the digital signal to the dispersion estimation / compensation unit 402.
  • the dispersion estimation / compensation unit 402 estimates the chromatic dispersion value and the polarization dispersion value by numerical calculation, and compensates the dispersion based on the estimation result.
  • the dispersion estimation / compensation unit 402 also outputs the chromatic dispersion estimated value to the reference generation circuit 46.
  • the carrier estimation unit 403 detects the phase state of the local light and the signal light of the dispersion compensated signal, and corrects the phase.
  • the BPSK demodulator 404 demodulates the phase-corrected signal and restores the original signal.
  • the reference generation circuit 46 inputs the chromatic dispersion estimated value from the dispersion estimating / compensating unit 402 of the conversion demodulating unit 45 via the input unit 304.
  • the input unit 304 outputs the chromatic dispersion estimated value to the calculation unit 305.
  • the computing unit calculates an optimal reference value corresponding to the chromatic dispersion value so that the input amplitude to the ADC unit 301 is optimized according to the chromatic dispersion estimated value from the dispersion estimating / compensating unit 402.
  • a table may be referred to or calculation may be used.
  • the calculation unit outputs the reference value to the comparator 47 via the output unit 306.
  • the chromatic dispersion of the input signal is smaller than the predetermined reference value, the difference between the signal amplitude after dispersion compensation and the peak value of the signal amplitude of the electrical signal before dispersion compensation becomes small. Then, in order to increase the signal reception sensitivity, the input amplitude of the analog signal to the ADC unit 301 can be increased. Therefore, in the signal processing in the conversion demodulation unit 45 in the conversion demodulation unit, the TIA gain is increased within a range not exceeding the dynamic range, and the input amplitude to the ADC unit is optimized.
  • the comparator 47 receives the analog electrical signal amplitude monitor value from the ADC unit 301 of the conversion demodulation unit 45 and the reference value from the reference generation circuit 46 via the input unit 307.
  • the input unit 307 outputs the amplitude monitor value and the reference value to the comparison unit 308.
  • the comparison unit 308 compares the amplitude monitor value with the reference value.
  • the comparison unit 308 controls the gain of the analog amplifier 24 to be small when the amplitude monitor value is larger than the reference value via the output unit 309, and when the amplitude monitor value is smaller than the reference value, the gain of the analog amplifier 24 is Control to increase.
  • the comparison unit 308 performs control so that the amplitude of the analog electric signal becomes smaller when the amplitude monitor value is larger than the reference value. Then, the comparison unit 308 controls the amplitude of the analog electric signal to be increased when the amplitude monitor value is smaller than the reference value. However, the comparison unit 308 does not control the amplitude of the analog electrical signal when it is equal to the reference value and the amplitude monitor value. By this control, the analog amplifier 44 adjusts the amplitude of the output analog signal to be the same as the reference value output by the reference generation circuit 46.
  • the analog electric signal output from the analog amplifier 44 is distorted in waveform due to dispersion in the transmission path, the time distribution of the signal is broadened with an increase in chromatic dispersion value, and the variation in amplitude becomes large due to signal superposition. For this reason, when the chromatic dispersion of the transmission line is large, the peak value of the electric signal before dispersion compensation becomes larger than the signal amplitude after dispersion compensation. On the other hand, when the chromatic dispersion value of the transmission path is small, the temporal distribution of the signal is small and the amplitude variation is also small. Therefore, the input amplitude of the analog signal to the ADC unit 401 may be increased within the allowable range of the ADC unit 401. it can.
  • the method for controlling the amplitude of the analog electrical signal is such that when there is a first amplitude corresponding to the reference first chromatic dispersion value, the second chromatic dispersion value is greater than the first chromatic dispersion value.
  • the second amplitude is controlled to be larger than the first amplitude
  • the second chromatic dispersion value is larger than the first chromatic dispersion value
  • the second amplitude is controlled to be smaller than the first amplitude. You can also do it.
  • the chromatic dispersion value of the received signal estimated by the dispersion estimation / compensation unit 402 of the conversion demodulator 45 is input to the reference generation circuit, and the reference value is set according to the estimated chromatic dispersion value. It can be changed. As a result, the gain of the analog amplifier 44 is controlled so that the input amplitude to the ADC unit 401 is optimized according to the chromatic dispersion value of the received signal, and the receiving sensitivity can be optimally adjusted.
  • the DP-BPSK optical receiver 2 always adjusts the amplitude of the analog electric signal at the input of the ADC unit 401 of the optical receiver 4 to an optimum value according to the chromatic dispersion value of the transmission path of the optical signal, A decrease in signal reception sensitivity can be avoided.
  • optical communication method described above may be realized using a semiconductor processing apparatus including an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • These processes may be realized by causing a computer system including at least one processor (eg, a microprocessor, MPU, DSP (Digital Signal Processor)) to execute a program.
  • processor eg, a microprocessor, MPU, DSP (Digital Signal Processor)
  • one or a plurality of programs including an instruction group for causing the computer system to perform an algorithm related to the transmission signal processing or the reception signal processing may be created, and the programs may be supplied to the computer.
  • Non-transitory computer readable media include various types of tangible storage media (tangible storage medium).
  • non-transitory computer-readable media examples include magnetic recording media (eg flexible disks, magnetic tapes, hard disk drives), magneto-optical recording media (eg magneto-optical discs), CD-ROMs (Read Only Memory), CD-Rs, CD-R / W, semiconductor memory (for example, mask ROM, PROM (Programmable ROM), EPROM (Erasable ROM), flash ROM, RAM (random access memory)) are included.
  • the program may also be supplied to the computer by various types of temporary computer-readable media.
  • Examples of transitory computer readable media include electrical signals, optical signals, and electromagnetic waves.
  • the temporary computer-readable medium can supply the program to the computer via a wired communication path such as an electric wire and an optical fiber, or a wireless communication path.
  • quadrature amplitude modulation Quadrature (Quadrature (Amplitude ⁇ Modulation: QAM), orthogonal frequency division multiplexing (Orthogonal Frequency Division Multiplex: OFDM), and other digital communication methods may be used.
  • QAM Quadrature amplitude modulation
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • a communication system comprising: an optical transmitter that inputs an input signal, modulates and transmits an optical signal; and an optical receiver that receives the optical signal and demodulates it to an output signal,
  • the optical receiver includes a photoelectric conversion unit that converts the optical signal into an analog electric signal, a conversion demodulation unit that converts the analog electric signal into a digital signal and demodulates the output signal, and an amplitude of the analog electric signal.
  • Amplitude control means for controlling, The amplitude control means controls the amplitude of the analog electric signal according to the chromatic dispersion of the optical signal. Communications system.
  • the amplitude control means controls the amplitude of the analog electric signal to be smaller as the wavelength dispersion of the optical signal is larger.
  • the communication system according to attachment 1. (Appendix 3)
  • the photoelectric conversion means includes an amplifier that amplifies the analog electric signal input to the conversion demodulation means.
  • the amplitude control means estimates a chromatic dispersion value of the optical signal and determines a reference value for controlling a gain of the amplifier based on the estimated chromatic dispersion value;
  • Photoelectric conversion means for converting an optical signal into an analog electrical signal; conversion demodulation means for converting the analog electrical signal into a digital signal and demodulating it into an output signal; and amplitude control means for controlling the amplitude of the analog electrical signal .
  • the amplitude control means controls the amplitude of the analog electric signal according to the chromatic dispersion of the optical signal.
  • Optical receiver (Appendix 5) The amplitude control means controls the amplitude of the analog electric signal to be smaller as the wavelength dispersion of the optical signal is larger.
  • the optical receiver according to appendix 4.
  • the photoelectric conversion means includes an amplifier that amplifies the analog electric signal input to the conversion demodulation means.
  • the amplitude control means estimates a chromatic dispersion value of the optical signal and determines a reference value for controlling a gain of the amplifier based on the estimated chromatic dispersion value;
  • the optical receiver according to appendix 4 or 5.
  • Appendix 7 A method of controlling an optical receiver, wherein the optical receiver is configured to convert an optical signal into an analog electrical signal, convert the analog electrical signal into a digital signal, and demodulate the output signal.
  • the control method comprises controlling the amplitude of the analog electric signal according to chromatic dispersion of the optical signal, Control method of optical receiver.
  • the controlling includes controlling the amplitude of the analog electric signal to be smaller as the chromatic dispersion of the optical signal is larger.
  • the method of controlling an optical receiver according to appendix 7. The optical receiver includes an amplifier that amplifies the analog electric signal input to the conversion demodulation means, The controlling includes estimating a dispersion value of the optical signal and determining a reference value for controlling a gain of the amplifier based on the estimated chromatic dispersion value;
  • the method for controlling an optical receiver according to appendix 7 or 8. (Appendix 10) A non-transitory computer readable medium for causing a computer to perform an optical receiver control method, The optical receiver is configured to convert an optical signal into an analog electrical signal, convert the analog electrical signal into a digital signal, and demodulate the output signal,
  • the control method includes controlling the amplitude of the analog electric signal according to chromatic dispersion of the optical signal.
  • a non-transitory computer readable medium The controlling includes controlling the amplitude of the analog electric signal to be smaller as the chromatic dispersion of the optical signal is larger.
  • the optical receiver includes an amplifier that amplifies the analog electric signal input to the conversion demodulation means, The controlling includes estimating a chromatic dispersion value of the optical signal and determining a reference value for controlling the gain of the amplifier based on the estimated chromatic dispersion value.
  • Optical Transmitter 2 Optical Receiver 3
  • Optical Transmitter 4 Optical Receiver 11 LD (Laser Diode) 12 DP-QPSK modulator 21 Local light generator (LO) 22 90 degree hybrid circuit 23 PD (Photo Diode) 24 Analog Amplifier (TIA; Trans Impedance AMP) 25 Conversion demodulator (DSP) 26 Reference Generation Circuit 27 Comparator (COMP) 31 LD (Laser Diode) 32 DP-BPSK modulator 41 Local light generator (LO) 42 90 degree hybrid circuit 43 PD (Photo Diode) 44 Analog Amplifier (TIA; Trans Impedance AMP) 45 Conversion Demodulator (DSP) 46 Reference generation circuit 47 Comparator (COMP) 100 optical communication system 101 photoelectric conversion unit 102 amplitude control unit 104 input unit 105 arithmetic unit 106 output unit 107 input unit 108 comparison unit 109 output unit 201 ADC unit 202 dispersion estimation / compensation unit 203 carrier estimation unit 204 QPS

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Abstract

　光受信器の受信感度を制御する光通信システムを提供すること。本発明にかかる通信システム１００は、入力信号を入力し、光信号に変調して送信する光送信器１と、光信号を受信して出力信号に復調する光受信器２とを備える。そして、光受信器２は、光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段１０１と、アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調する変換復調手段２５と、アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段１０２とを備え、振幅制御手段１０２は、光信号の波長分散に応じてアナログ電気信号の振幅を制御する。

Description

光通信システム、光受信器、光受信器の制御方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体
　本発明は光通信システム、光受信器、光受信器の制御方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体に関する。
　近年のデータ通信サービスの需要増加に伴い、より長距離で大容量かつ高信頼な高密度波長多重光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。このような背景により、光ファイバを使用した光通信システムのさらなる高性能化が求められている。その一環として光受信器にデジタル処理技術を導入したデジタルコヒーレント受信方式の採用が進んでいる。
　デジタルコヒーレント受信方式では光ファイバ伝送による光波形の線形劣化をデジタル処置により補正することが可能となっており、伝送路である光ファイバの波長分散特性による伝送特性劣化も補償することが可能となっている。しかし波長分散により光信号波形は崩れて振幅方向に広がるため、デジタル変換においてはアナログ／デジタル変換のダイナミックレンジが課題となる。
　波長分散特性を考慮した通信方式として、特許文献１の波長分散をモニタしてアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する際のダイナミックレンジを変更する方法がある。
特開２０１２－１２９９６０号公報
　ダイナミックレンジを変更する方法では、波長分散が小さい場合にダイナミックレンジを小さくするよう制御する。そのため、アナログ／デジタル変換における分解能は変化せず、デジタル電気信号の復調時の感度も変化しない。
　本発明は、波長分散に応じて光受信器の受信感度を制御する光通信システムを提供することを目的とする。
　一態様にかかる光通信システムは、データ信号を入力し、光信号に変調して送信する光送信器と、前記光信号を受信してデータ信号に復調する光受信器とを備える光通信システムであって、前記光受信器は、前記光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して前記データ信号に復調する変換復調手段と、前記アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段とを備え、前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御する。
　一態様にかかる光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換してデータ信号に復調する変換復調手段と、前記アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段とを備え、前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御する。
　一態様にかかる光受信器の制御方法は、前記光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換してデータ信号に復調するよう構成され、前記制御方法は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御することを備える。
　一態様にかかる非一時的なコンピュータ可読媒体は、光受信器の制御方法をコンピュータに行わせる。そして、前記光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換してデータ信号に復調するよう構成され、前記制御方法は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御することを含む。
　上述の態様は、光受信器の受信感度を制御する光通信システムを提供することができる。
本発明の実施の形態１にかかる通信システム１００の図である。 本発明の実施の形態１にかかる光送信器１の図である。 本発明の実施の形態１にかかる光受信器２の図である。 本発明の実施の形態１にかかる振幅制御部１０２の図である。 本発明の実施の形態１にかかる通信方法のフローチャートである。 本発明の実施の形態１にかかる通信方法のシーケンス図である。 本発明の実施の形態２にかかる通信システム３００の図である。 本発明の実施の形態２にかかる光送信器３の図である。 本発明の実施の形態２にかかる光受信器４の図である。 本発明の実施の形態２にかかる振幅制御部３０２の図である。 本発明の実施の形態２にかかる通信方法のフローチャートである。 本発明に関連する技術の通信システムの図である。
　まず、本発明を想到するまでに関連する技術について検討した事項について説明する。
　図１２は、本発明の関連する技術である通信システム５００を示している。図１２のデジタルコヒーレント受信器５６０は、光送信器５５０が送信した信号光を受信し、ローカル光を９０度ハイブリッド回路５２２で干渉させ、ＰＤ（Photo Diode）５２３においてコヒーレント検波によりアナログ電気信号に変換し、アナログ増幅器５２４において信号振幅を一定にしてＤＳＰ(Digital Signal Processor)５２５のＡＤＣ(Analog/Digital Converter)部５０１に入力している。
　アナログ増幅器５２４は、電気信号に変換されたアナログ電気信号の平均振幅が一定となるように利得制御されているが、受信した光信号は伝送路である光ファイバの波長分散の影響を受けて時間軸方向に信号の波形が広がっている。波長分散とは、光パルスが光ファイバ内部を伝搬中に、波長の異なる光が光ファイバ中を異なる速度で伝送するため、光信号の幅が時間的に広がる現象である。そして、時間軸方向に広がったいくつもの波形が重畳することによって受信信号の振幅が広がり、波形がランダムに変化する。
　ＤＳＰ５２５でアナログ信号をデジタル処理するため、ＡＤＣ部５０１ではアナログ信号振幅全体をデジタル信号に変換する必要がある。そのため、ＡＤＣ部５０１に入力するアナログ信号振幅のピーク（最大値）はＡＤＣ部５０１のダイナミックレンジ（識別可能なアナログ信号入力範囲の最小値と最大値の幅）以下となるようにアナログ増幅器５２４の出力を制御する必要がある。
　アナログ増幅器５２４の利得（入力・出力比）制御方法としては、一般的にアナログ増幅器５２４の出力振幅をモニタし、比較器５２７においてあらかじめ設定したリファレンス生成回路５２６が出力するリファレンス値（参照値）と出力振幅とを比較し、アナログ増幅器５２４の利得制御にフィードバックする方法がある。
　関連する技術では、リファレンス生成回路５２６が出力する参照値は固定となっており、伝送路の波長分散の最大値に合わせてリファレンス値を設定していた。このため分散値が小さく信号波形の歪が小さい場合にも信号振幅が小さく制御されていた。波長分散が小さく信号波形歪が小さい場合は、信号振幅を拡大し、相対的にＡＤＣにおける分解能を高めることができるが、信号振幅を一定にしているためＡＤＣ部５０１への入力信号振幅は変化せず、光受信器の受信感度は波長分散が最大の場合と変わらないという課題がある。
　関連するデジタルコヒーレント受信回路では、波長分散値によらずＡＤＣの入力振幅を一律に設定していた。伝送路の波長分散値が大きい場合、波長分散により受信信号の波形が歪んで振幅のピークが大きくなる。そして、受信信号に対して一律な振幅制御をするとＡＤＣのダイナミックレンジの範囲を超えてしまうこととなる。そのため、比較器５２７に入力するリファレンス値を小さく設定し、ＡＤＣに入力するアナログ信号振幅を小さくすると受信感度が改善することが確認された。
　しかしリファレンス値を小さく設定した場合、分散補償後の信号振幅も小さくなる。伝送路の波長分散が小さい場合は波形歪が小さく、振幅のピークも小さくなるが、ＡＤＣに入力するアナログ信号振幅も小さいままとなり、受信感度が向上しないという課題があった。本発明はこのような背景によりなされたものであり、以下に実施の形態を示す。
実施の形態１
　図１に本実施の形態による光通信システム１００の構成例を示す。図１は、ＤＰ－ＱＰＳＫ(Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying)方式の光送信器とデジタルコヒーレント方式の光受信器を示している。光通信システム１００は、ＤＰ－ＱＰＳＫ送信機（光送信器）１とデジタルコヒーレントＤＰ－ＱＰＳＫ受信器（光受信器）２とを備える。
　図２は光送信器１の構成を示した図である。光送信器１はＤＰ－ＱＰＳＫ信号を生成し送信するための回路を備える。光送信器１は、信号光の光源となるＣＷ(Continuous Wave：連続発振)光を生成するＬＤ(Laser Diode)１１と、入力された電気信号（入力信号）によりＬＤ１１のＣＷ光をＤＰ－ＱＰＳＫ変調するＤＰ－ＱＰＳＫ変調器１２とを備える。
　ＤＰ－ＱＰＳＫ変調器１２はＣＷ光を２分岐し、それぞれにＱＰＳＫ変調を施した後に偏波面を９０度に直交させ合波し、偏波多重信号を生成する。光送信器１は一般的なＤＰ－ＱＰＳＫ送信器の構成を記載したものである。
　図３は光受信器２の構成を示した図である。光受信器２は、光信号を入力し、局発光と干渉させ、光信号を電気信号に変換する光電変換部１０１と、光電変換部１０１から入力したアナログ電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル処理により波長分散補償およびＤＰ－ＱＰＳＫ信号の復調を行う変換復調部(ＤＳＰ：Digital Signal Processor)２５と、振幅制御部１０２とを備える。
　光電変換部１０１は、ローカル光を生成するローカル光生成部(ＬＯ; Local Oscillator)２１と、受信したＤＰ－ＱＰＳＫ信号とＬＯ２１からのローカル光を入力し干渉させるための９０度ハイブリッド回路２２と、９０度ハイブリッド回路２２で干渉させた光信号をコヒーレント検波しアナログ電気信号に変換するＰＤ（Photo Diode）２３と、ＰＤ２３からのアナログ電気信号を入力し比較器(ＣＯＭＰ; Comparator)２７からの利得制御信号によりアナログ電気信号を所定の振幅に増幅するアナログ増幅器（ＴＩＡ; Trans Impedance AMP）２４とを備える。
　図３は、変換復調部２５内部の構成のブロック図を示している。変換復調部２５は、アナログ電気信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ部２０１と、波長分散および偏波分散を推定・補償する分散推定・補償部２０２と、デジタル変換された信号からキャリアを抽出しクロックを再生するキャリア推定部２０３と、ＱＰＳＫ信号を復調しもとの信号と同一の波形を有する電気信号（出力信号）を生成するＱＰＳＫ復調部２０４とを備える。
　ここで、偏波分散とは光ファイバの歪みにより、ファイバ中の光の反射方向が速い成分と遅い成分に分かれ、それぞれで到達時間に差が生じ、信号成分の幅が広がる現象である。
　ＡＤＣ部２０１は、入力されたアナログ電気信号の平均振幅をモニタし、モニタ値を比較器２７へ出力する。
　分散補推定・補償部２０２は分散推定結果をリファレンス生成回路２６に出力する。キャリア推定部２０３は、分散補償された信号のローカル光と信号光の位相状態を検出し、位相補正する。ＱＰＳＫ復調部２０４は、位相補正された信号を復調し、光送信器における入力信号と同一のデータ信号に復元する。
　図４は、振幅制御部１０２の内部構成のブロック図を示している。振幅制御部１０２は、変換復調部２５から分散推定結果を入力しリファレンス値（参照値）を生成するリファレンス生成回路２６と、変換復調部２５からアナログ電気信号の振幅モニタ値を入力し、リファレンス生成回路２６から入力した参照値を比較しアナログ増幅器２４に利得制御信号を出力する比較器(ＣＯＭＰ; Comparator)２７とを備える。
　図４に示すように、リファレンス生成回路２６は、分散推定・補償部２０２が出力した分散推定値を入力するインターフェースとなる入力部１０４と、分散推定値に基づいて最適な参照値を算出する演算部１０５と、参照値を比較器２７に出力するインターフェースとなる出力部１０６とを備える。上記構成は一例であり他の装置構成を用いてもよい。
　図４に示すように、比較器２７は、リファレンス生成回路２６が出力した参照値とＡＤＣ部が出力した振幅モニタ値とを入力するインターフェースとなる入力部１０７と、参照値と振幅モニタ値とを比較する比較部１０８と、参照値と振幅モニタ値とを比較した結果に基づく利得制御信号をアナログ増幅器２４に出力するインターフェースとなる出力部１０９とを備える。上記構成は一例であり他の装置構成を用いてもよい。
処理の説明
　次に図２と図３を参照し、本実施の形態の通信システム１００の処理について説明する。光送信器１は入力した電気信号を用いてＬＤ１１からＣＷ光をＤＰ－ＱＰＳＫ変調し、伝送路へ送出する。光受信器２は、伝送路から受信したＤＰ－ＱＰＳＫ光信号とローカル光生成部２１で生成したローカル光を９０度ハイブリッド回路２２に入力する。９０度ハイブリッド回路２２は、入力した光信号とローカル光をそれぞれ４つに分離し、ＤＰ－ＱＰＳＫ信号を復調できるように偏波と位相を調整して光信号とローカル光を合波する。
　９０度ハイブリッド回路２２は、合波した光を４つのＰＤ２３にそれぞれ入力し、信号光とローカル光を干渉させることによって位相変調を振幅変調に変換しアナログ電気信号を生成する。このアナログ電気信号は微弱なためアナログ増幅器２４により所定の振幅に増幅する。この時、比較器２７は、制御信号を用いて変換復調部２５内のＡＤＣ部２０１の入力における信号振幅が一定となるように、アナログ増幅器２４の利得を調整する。
　図５は、通信システム１００の制御方法の処理を示したフローチャートである。光送信器１が送信した光信号を光受信器２が受信する。光受信器は、受信した光信号の波長分散推定値を演算する（Ｓ１００）。光受信器２は、波長分散推定値が所定の基準値と比較してその大小を判断する（Ｓ１０１）。
　光受信器２は、波長分散値が基準値より大きいと判断した場合（Ｓ１０１：yes）、参照値を小さく設定する（Ｓ１０２）。光受信器２は、参照値に基づいてアナログ電気信号の振幅を小さく制御する（Ｓ１０３）。光受信器２は、分散値が基準値より小さいと判断した場合（Ｓ１０１：no）、参照値を大きく設定する（Ｓ１０４）。光受信器２は、参照値に基づいてアナログ電気信号の振幅を大きく制御する（Ｓ１０５）。
　図６は、光受信器２の各部の処理を示したシーケンス図である。
　リファレンス生成回路２６は初期状態として、波長分散推定値が最大の場合のリファレンス値（参照値）、即ち最小の参照値を生成し、比較器２７はこの参照値を用いてアナログ増幅器２４の利得を設定する。ここで、入力信号の波長分散が最大の場合、信号振幅のピーク値は最大となる。比較器２７は、最少の参照値によりＴＩＡ２４の利得を小さく制御するため、ＡＤＣ部２０１への入力振幅はダイナミックレンジを超えることはない。
　アナログ増幅器２４は、アナログ電気信号を増幅し、変換復調部２５へ入力する。
　変換復調部２５は、入力したアナログ電気信号をＡＤＣ部２０１においてサンプリングし、振幅情報をデジタル信号に変換する。
　ＡＤＣ部２０１は、アナログ電気信号の振幅をモニタし、比較器２７へモニタ値を出力する。ＡＤＣ部２０１は、アナログ信号の波形に基づいてサンプリングし、アナログ信号をデジタル信号に変換し、分散推定・補償部２０２に入力する。分散推定・補償部２０２は、数値演算により波長分散値と偏波分散値を推定し、この推定結果をもとに波長分散を補償する。
　分散推定・補償部２０２は、この波長分散推定値をリファレンス生成回路２６にも出力する。キャリア推定部２０３は、分散補償された信号のローカル光と信号光の位相状態を検出し、位相補正する。ＱＰＳＫ復調部２０４は、位相補正された信号を復調し、もとの信号に復元する。
　リファレンス生成回路２６は、変換復調部２５の分散推定・補償部２０２からの波長分散推定値を、入力部１０４を介して入力する。入力部１０４は、波長分散推定値を演算部１０５に出力する。演算部は、分散推定・補償部２０２からの波長分散推定値に応じてＡＤＣ部２０１への入力振幅が最適となるように、波長分散値に対応して最適な参照値を算出する。参照値の演算手段として、テーブルを参照するか、または計算を用いてもよい。演算部は参照値を、出力部１０６を介して比較器２７へ出力する。
　ここで、入力信号の波長分散が所定の基準値より小さい場合、分散補償後の信号振幅と、分散補償前の電気信号の信号振幅のピーク値との差は小さくなる。そうすると、信号の受信感度を高めるため、ＡＤＣ部２０１へのアナログ信号の入力振幅を大きくすることができる。そこで変換復調部内の変換復調部２５内の信号処理において、ダイナミックレンジを超えない範囲でＴＩＡの利得を大きくし、ＡＤＣ部への入力振幅を最適化する。
　比較器２７は、変換復調部２５のＡＤＣ部２０１からのアナログ電気信号の振幅モニタ値と、リファレンス生成回路２６からの参照値を、入力部１０７を介して入力する。入力部１０７は、振幅モニタ値と参照値とを比較部１０８に出力する。比較部１０８は、振幅モニタ値と参照値とを比較する。
　比較部１０８は、出力部１０９を介して参照値より振幅モニタ値が大きい場合はアナログ増幅器２４の利得が小さくなるように制御し、参照値より振幅モニタ値が小さい場合はアナログ増幅器２４の利得が大きくなるように制御する。
　即ち、比較部１０８は、参照値より振幅モニタ値が大きい場合はアナログ電気信号の振幅が小さくなるように制御する。そして、比較部１０８は、参照値より振幅モニタ値が小さい場合はアナログ電気信号の振幅が大きくなるように制御する。ただし、比較部１０８は、参照値と振幅モニタ値と等しい場合はアナログ電気信号の振幅を制御しない。この制御により、アナログ増幅器２４は、出力するアナログ信号の振幅をリファレンス生成回路２６が出力する参照値と同じになるように調整する。
　アナログ増幅器２４が出力するアナログ電気信号は、伝送路の分散により波形が歪み、波長分散値の増加とともに信号の時間的分布が広がり、信号の重ね合わせによって振幅のばらつきが大きくなる。このため伝送路の波長分散が大きい場合は分散補償後の信号振幅に対し分散補償前の電気信号のピーク値が大きくなる。一方、伝送路の波長分散値が小さい場合は信号の時間的分布が小さく振幅のばらつきも小さくなるため、ＡＤＣ部２０１へのアナログ信号の入力振幅をＡＤＣ部２０１の許容範囲内において大きくすることができる。
　また、１例としてアナログ電気信号の振幅の制御方法は、基準となる第1の波長分散値に対応する第1の振幅がある場合に、第２の波長分散値が第1の波長分散値より小さい場合は第２の振幅を第1の振幅に対して大きく制御し、第２の波長分散値が第1の波長分散値より大きい場合は第２の振幅を第1の振幅に対して小さく制御するという方法でもよい。
効果の説明
　本実施の形態によると、変換復調部２５の分散推定・補償部２０２で推定した受信信号の波長分散値をリファレンス生成回路に入力し、推定された波長分散値に応じて参照値を変化させる事ができる。これにより受信信号の波長分散値に応じてＡＤＣ部２０１へのアナログ電気信号の入力振幅が最適となるようにアナログ増幅器２４の利得制御を行い、受信感度を最適に調整することができる。
　以上の処理により、ＤＰ－ＱＰＳＫ光受信器２は、光信号の伝送路の波長分散値に応じて光受信器２のＡＤＣ部２０１の入力におけるアナログ電気信号の振幅を常に最適値に調整し、信号の受信感度の低下を回避することができる。
実施の形態２
　実施の形態１は、ＤＰ－ＱＰＳＫの通信方式による例を示した。本実施の形態は、ＤＰ－ＢＰＳＫ(Dual Polarization-Binary Phase Shift Keying)方式による例を示す。図７に本実施の形態による光通信システム３００の構成例を示す。図７はＤＰ－ＢＰＳＫ変調方式に本発明の実施の形態を適用した場合の構成を示している。図７にはＤＰ－ＢＰＳＫ方式の光送信器とデジタルコヒーレント受信器を例として記載している。光通信システム３００は、ＤＰ－ＢＰＳＫ送信器（光送信器）３とデジタルコヒーレントＤＰ－ＢＰＳＫ受信器（光受信器）４とを備える。
　図８は光送信器３の構成を示した図である。光送信器３はＤＰ－ＢＰＳＫ信号を生成し送信するための回路を備える。光送信器３は、信号光の光源となるＣＷ(Continuous Wave：連続発振)光を生成するＬＤ(Laser Diode)３１と、入力された電気信号（入力信号）によりＬＤ３１のＣＷ光をＤＰ－ＢＰＳＫ変調するＤＰ－ＢＰＳＫ変調器３２とを備える。
　ＤＰ－ＢＰＳＫ変調器３２ではＣＷ光を２分岐し、それぞれにＢＰＳＫ変調を施した後に偏波面を９０度に直交させ合波し、偏波多重信号を生成する。光送信器３は、は一般的なＤＰ－ＢＰＳＫ送信器の構成を記載したものである。
　図９は光受信器４の構成を示した図である。光受信器４は、光信号を入力し、局発光と干渉させ、光信号を電気信号に変換する光電変換部３０１と、光電変換部３０１から入力したアナログ電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル処理により波長分散補償およびＤＰ－ＢＰＳＫ信号の復調を行う変換復調部４５と、振幅制御部３０２とを備える。
　光電変換部３０１は、ローカル光を生成するローカル光生成部(ＬＯ; Local Oscillator)４１と、受信したＤＰ－ＢＰＳＫ信号とＬＯ４１からのローカル光を入力し干渉させるための９０度ハイブリッド回路４２と、９０度ハイブリッド回路４２で干渉させた光信号をコヒーレント検波しアナログ電気信号に変換するＰＤ（Photo Diode）４３と、ＰＤ４３からのアナログ電気信号を入力し比較器(ＣＯＭＰ; Comparator)４７からの利得制御信号によりアナログ電気信号を所定の振幅に増幅するアナログ増幅器（ＴＩＡ; Trans Impedance AMP）４４とを備える。
　図９は、変換復調部４５内部の構成のブロック図を示している。変換復調部４５は、アナログ電気信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ部４０１と、波長分散および偏波分散を推定・補償する分散推定・補償部４０２と、デジタル変換された信号からキャリアを抽出しクロックを再生するキャリア推定部４０３と、ＢＰＳＫ信号を復調しもとの信号と同一の波形を有する電気信号（出力信号）を生成するＢＰＳＫ復調部４０４とを備える。
　ＡＤＣ部４０１は、入力されたアナログ電気信号の平均振幅をモニタしており、モニタ値を比較器４７へ出力する。
　分散推定・補償部４０２は分散推定結果をリファレンス生成回路４６に出力する。キャリア推定部４０３は、分散補償された信号のローカル光と信号光の位相状態を検出し、位相補正する。ＢＰＳＫ復調部４０４は、位相補正された信号を復調し、もとの信号と同一の波形を有する出力信号に復元する。
　図１０は、振幅制御部３０２の内部構成のブロック図を示している。振幅制御部３０２は、変換復調部４５から波長分散推定結果を入力しリファレンス値（参照値）を生成するリファレンス生成回路４６と、変換復調部４５からアナログ電気信号の振幅モニタ値を入力しリファレンス生成回路４６から入力した参照値を比較しアナログ増幅器４４に利得制御信号を出力する比較器(COMP; Comparator)４７とを備える。
　図１０に示すように、リファレンス生成回路４６は、分散推定・補償部４０２が出力した波長分散推定値を入力するインターフェースとなる入力部３０４と、波長分散推定値に基づいて最適な参照値を算出する演算部３０５と、参照値を比較器４７に出力するインターフェースとなる出力部３０６とを備える。上記構成は一例であり他の装置構成を用いてもよい。
　図１０に示すように、比較器４７は、リファレンス生成回路４６が出力した参照値とＡＤＣ部が出力した振幅モニタ値とを入力するインターフェースとなる入力部３０７と、参照値と振幅モニタ値とを比較する比較部３０８と、参照値と振幅モニタ値とを比較した結果に基づく利得制御信号をアナログ増幅器４４に出力するインターフェースとなる出力部３０９とを備える。上記構成は一例であり他の装置構成を用いてもよい。
　次に図１１と、図６を参照し、本実施の形態の通信システム３００の処理について説明する。光送信器３は入力した電気信号を用いてＬＤ３１からＣＷ光をＤＰ－ＢＰＳＫ変調し、伝送路へ送出する。光受信器４は、伝送路から入力したＤＰ－ＢＰＳＫ光信号とローカル光生成部４１で生成したローカル光を９０度ハイブリッド回路４２に入力する。９０度ハイブリッド回路４２は、入力した光信号とローカル光をそれぞれ２つに分離し、ＤＰ－ＢＰＳＫ信号を復調できるように偏波と位相を調整して光信号とローカル光を合波する。
　９０度ハイブリッド回路４２は、合波した光を２つのＰＤ４３にそれぞれ入力し、信号光とローカル光を干渉させることによって位相変調を振幅変調に変換しアナログ電気信号を生成する。このアナログ電気信号は微弱なためアナログ増幅器４４により所定の振幅に増幅する。この時、比較器４７は、制御信号を用いて変換復調部４５内のＡＤＣ部４０１の入力における信号振幅が一定となるように、アナログ増幅器４４の利得を調整する。
　図１１は、通信システム３００の通信方法の処理を示したフローチャートである。光送信器３が送信した光信号を光受信器４が受信する。光受信器は、受信した光信号の波長分散推定値を演算する（Ｓ２００）。光受信器４は、波長分散推定値が所定の基準値と比較してその大小を判断する（Ｓ２０１）。
　光受信器４は、分散値が基準値より大きいと判断した場合（Ｓ２０１：yes）、参照値を小さく設定する（Ｓ２０２）。光受信器４は、参照値に基づいてアナログ電気信号の振幅を小さく制御する（Ｓ２０３）。光受信器４は、分散値が基準値より小さいと判断した場合（Ｓ２０１：no）、参照値を大きく設定する（Ｓ２０４）。光受信器４は、参照値に基づいてアナログ電気信号の振幅を大きく制御する（Ｓ２０５）。
　光受信器４の各部の処理は図６のシーケンス図と同様である。以下、図６に示すように、通信システム３００の各構成要素の処理を詳細に説明する。
　リファレンス生成回路４６は初期状態として、波長分散推定値が最大の場合のリファレンス値（参照値）、即ち最小の参照値生成し、比較器４７はこの参照値を用いてアナログ増幅器４４の利得を設定する。入力信号の波長分散が最大の場合、信号振幅のピーク値は最大となる。比較器４７は、最少の参照値によりＴＩＡ４４の利得を小さく制御するため、ＡＤＣ部４０１への入力振幅はダイナミックレンジを超えることはない。
　アナログ増幅器４４は、アナログ電気信号を増幅し、変換復調部４５へ入力する。変換復調部４５は、入力したアナログ電気信号をＡＤＣ部４０１においてサンプリングし、振幅情報をデジタル信号に変換する。
　ＡＤＣ部４０１は、電気信号の振幅をモニタし、比較器４７へモニタ値を出力する。ＡＤＣ部４０１は、アナログ信号の波形に基づいてサンプリングし、アナログ信号をデジタル信号に変換し、分散推定・補償部４０２に入力する。分散推定・補償部４０２は、数値演算により波長分散値と偏波分散値を推定し、この推定結果をもとに分散を補償する。
　分散推定・補償部４０２は、この波長分散推定値をリファレンス生成回路４６にも出力する。キャリア推定部４０３は、分散補償された信号のローカル光と信号光の位相状態を検出し、位相補正する。ＢＰＳＫ復調部４０４は、位相補正された信号を復調し、もとの信号に復元する。
　リファレンス生成回路４６は、変換復調部４５の分散推定・補償部４０２からの波長分散推定値を、入力部３０４を介して入力する。入力部３０４は、波長分散推定値を演算部３０５に出力する。演算部は、分散推定・補償部４０２からの波長分散推定値に応じてＡＤＣ部３０１への入力振幅が最適となるように、波長分散値に対応して最適な参照値を算出する。参照値の演算手段として、テーブルを参照するか、または計算を用いてもよい。演算部は参照値を、出力部３０６を介して比較器４７へ出力する。
　ここで、入力信号の波長分散が所定の基準値より小さい場合、分散補償後の信号振幅と、分散補償前の電気信号の信号振幅のピーク値との差は小さくなる。そうすると、信号の受信感度を高めるため、ＡＤＣ部３０１へのアナログ信号の入力振幅を大きくすることができる。そこで変換復調部内の変換復調部４５内の信号処理において、ダイナミックレンジを超えない範囲でＴＩＡの利得を大きくし、ＡＤＣ部への入力振幅を最適化する。
　比較器４７は、変換復調部４５のＡＤＣ部３０１からのアナログ電気信号の振幅モニタ値と、リファレンス生成回路４６からの参照値を、入力部３０７を介して入力する。入力部３０７は、振幅モニタ値と参照値とを比較部３０８に出力する。比較部３０８は、振幅モニタ値と参照値とを比較する。
　比較部３０８は、出力部３０９を介して参照値より振幅モニタ値が大きい場合はアナログ増幅器２４の利得が小さくなるように制御し、参照値より振幅モニタ値が小さい場合はアナログ増幅器２４の利得が大きくなるように制御する。
　即ち、比較部３０８は、参照値より振幅モニタ値が大きい場合はアナログ電気信号の振幅が小さくなるように制御する。そして、比較部３０８は、参照値より振幅モニタ値が小さい場合はアナログ電気信号の振幅が大きくなるように制御する。ただし、比較部３０８は、参照値と振幅モニタ値と等しい場合はアナログ電気信号の振幅を制御しない。この制御により、アナログ増幅器４４は、出力するアナログ信号の振幅をリファレンス生成回路４６が出力する参照値と同じになるように調整する。
　アナログ増幅器４４が出力するアナログ電気信号は、伝送路の分散により波形が歪み、波長分散値の増加とともに信号の時間的分布が広がり、信号の重ね合わせによって振幅のばらつきが大きくなる。このため伝送路の波長分散が大きい場合は分散補償後の信号振幅に対し分散補償前の電気信号のピーク値が大きくなる。一方、伝送路の波長分散値が小さい場合は信号の時間的分布が小さく振幅のばらつきも小さくなるため、ＡＤＣ部４０１へのアナログ信号の入力振幅をＡＤＣ部４０１の許容範囲内において大きくすることができる。
　また、１例としてアナログ電気信号の振幅の制御方法は、基準となる第1の波長分散値に対応する第1の振幅がある場合に、第２の波長分散値が第1の波長分散値より小さい場合は第２の振幅を第1の振幅に対して大きく制御し、第２の波長分散値が第1の波長分散値より大きい場合は第２の振幅を第1の振幅に対して小さく制御するという方法でもよい。
効果の説明
　本実施の形態によると、変換復調部４５の分散推定・補償部４０２で推定した受信信号の波長分散値をリファレンス生成回路に入力し、推定された波長分散値に応じて参照値を変化させる事ができる。これにより受信信号の波長分散値に応じてＡＤＣ部４０１への入力振幅が最適となるようにアナログ増幅器４４の利得制御を行い、受信感度を最適に調整することができる。
　以上の処理により、ＤＰ－ＢＰＳＫ光受信器２は、光信号の伝送路の波長分散値に応じて光受信器４のＡＤＣ部４０１の入力におけるアナログ電気信号の振幅を常に最適値に調整し、信号の受信感度の低下を回避することができる。
その他の実施の形態
　上記で説明した光通信方法は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）を含む半導体処理装置を用いて実現されてもよい。また、これらの処理は、少なくとも１つのプロセッサ（e.g. マイクロプロセッサ、ＭＰＵ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor））を含むコンピュータシステムにプログラムを実行させることによって実現されてもよい。具体的には、これらの送信信号処理又は受信信号処理に関するアルゴリズムをコンピュータシステムに行わせるための命令群を含む１又は複数のプログラムを作成し、当該プログラムをコンピュータに供給すればよい。
　これらのプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。
　非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（random access memory））を含む。
また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）や、直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplex:OFDM)、その他のデジタル通信方式に用いてもよい。
　さらに、上述した実施の形態は本件発明者により得られた技術思想の適用に関する例に過ぎない。すなわち、当該技術思想は、上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、種々の変更が可能であることは勿論である。
　例えば、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
　入力信号を入力し、光信号に変調して送信する光送信器と、前記光信号を受信して出力信号に復調する光受信器とを備える通信システムであって、
　前記光受信器は、前記光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して前記出力信号に復調する変換復調手段と、前記アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段とを備え、
　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御する、
通信システム。
（付記２）
　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御する、
付記１に記載の通信システム。
（付記３）
　前記光電変換手段は、前記変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定する、
付記１又は２に記載の通信システム。
（付記４）
　光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調する変換復調手段と、前記アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段とを備え、
　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御する、
光受信器。
（付記５）
　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御する、
付記４に記載の光受信器。
（付記６）
　前記光電変換手段は、前記変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定する、
付記４又は５に記載の光受信器。
（付記７）
　光受信機の制御方法であって
　光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調するよう構成され、
　前記制御方法は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御することを備える、
光受信器の制御方法。
（付記８）
　前記制御することは、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御することを含む、
付記７に記載の光受信器の制御方法。
（付記９）
　前記光受信器は、変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
　前記制御することは、前記光信号の分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定することを含む、
付記７又は８に記載の光受信器の制御方法。
（付記１０）
　光受信機の制御方法をコンピュータに行わせるための非一時的なコンピュータ可読媒体であって、
　光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調するよう構成され、
　前記制御方法は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御することを含む、
非一時的なコンピュータ可読媒体。
（付記１１）
　前記制御することは、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御することを含む、
付記１０に記載の非一時的なコンピュータ可読媒体。
（付記１２）
　前記光受信器は、変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
　前記制御することは、前記光信号の波長分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定することを含む、
付記１０又は１１に記載の非一時的なコンピュータ可読媒体。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１３年７月１１日に出願された日本出願特願２０１３－１４５４８８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１　光送信器
２　光受信器
３　光送信器
４　光受信器
１１　ＬＤ(Laser Diode)
１２　ＤＰ－ＱＰＳＫ変調器
２１　ローカル光生成部(LO; Local Oscillator)
２２　９０度ハイブリッド回路
２３　ＰＤ(Photo Diode)
２４　アナログ増幅器（ＴＩＡ； Trans Impedance AMP）
２５　変換復調部（ＤＳＰ）
２６　リファレンス生成回路
２７　比較器（ＣＯＭＰ； Comparator）
３１　ＬＤ（Laser Diode）
３２　ＤＰ－ＢＰＳＫ変調器
４１　ローカル光生成部（ＬＯ； Local Oscillator）
４２　９０度ハイブリッド回路
４３　ＰＤ（Photo Diode）
４４　アナログ増幅器（ＴＩＡ； Trans Impedance AMP）
４５　変換復調部（ＤＳＰ）
４６　リファレンス生成回路
４７　比較器（ＣＯＭＰ； Comparator）
１００　光通信システム
１０１　光電変換部
１０２　振幅制御部
１０４　入力部
１０５　演算部
１０６　出力部
１０７　入力部
１０８　比較部
１０９　出力部
２０１　ＡＤＣ部
２０２　分散推定・補償部
２０３　キャリア推定部
２０４　ＱＰＳＫ復調部
３００　光通信システム
３０１　光電変換部
３０２　振幅制御部
３０４　入力部
３０５　演算部
３０６　出力部
３０７　入力部
３０８　比較部
３０９　出力部
４０１　ＡＤＣ部
４０２　分散推定・補償部
４０３　キャリア推定部
４０４　ＢＰＳＫ復調部
５００　光通信システム
５０１　ＡＤＣ部
５２１　ローカル光生成部（ＬＯ； Local Oscillator）
５２２　９０度ハイブリッド回路
５２３　ＰＤ（Photo Diode）
５２４　アナログ増幅器（ＴＩＡ； Trans Impedance AMP）
５２５　変換復調部（ＤＳＰ）
５２６　リファレンス生成回路
５２７　比較器（ＣＯＭＰ； Comparator）
５５０　光送信器
５６０　光受信器

Claims (10)

  1. 　入力信号を入力し、光信号に変調して送信する光送信器と、前記光信号を受信して出力信号に復調する光受信器とを備え、
    　前記光受信器は、前記光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して前記出力信号に復調する変換復調手段と、前記アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段とを備え、
    　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御する、
    通信システム。
  2. 　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御する、
    請求項１に記載の通信システム。
  3. 　前記光電変換手段は、前記変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
    　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定する、
    請求項１又は２に記載の通信システム。
  4. 　光信号をアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調する変換復調手段と、前記アナログ電気信号の振幅を制御する振幅制御手段とを備え、
    　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御する、
    光受信器。
  5. 　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御する、
    請求項４に記載の光受信器。
  6. 　前記光電変換手段は、前記変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
    　前記振幅制御手段は、前記光信号の波長分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定する、
    請求項４又は５に記載の光受信器。
  7. 　光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調するよう構成され、
    　前記制御方法は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御することを備える、
    光受信器の制御方法。
  8. 　前記制御することは、前記光信号の波長分散が大きいほど前記アナログ電気信号の振幅を小さくするよう制御することを含む、
    請求項７に記載の光受信器の制御方法。
  9. 　前記光受信器は、変換復調手段に入力される前記アナログ電気信号を増幅する増幅器を備え、
    　前記制御することは、前記光信号の波長分散値を推定し、推定された波長分散値に基づいて前記増幅器の利得を制御するための参照値を決定することを含む、
    請求項７又は８に記載の光受信器の制御方法。
  10. 　光受信器は、光信号をアナログ電気信号に変換し、前記アナログ電気信号をデジタル信号に変換して出力信号に復調するよう構成され、
    　前記制御方法は、前記光信号の波長分散に応じて前記アナログ電気信号の振幅を制御することを含む、光受信機の制御方法をコンピュータに行わせるための非一時的なコンピュータ可読媒体。
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