WO2014200089A1 - 信号伝送方法及び送信機 - Google Patents

信号伝送方法及び送信機 Download PDF

Info

Publication number
WO2014200089A1
WO2014200089A1 PCT/JP2014/065733 JP2014065733W WO2014200089A1 WO 2014200089 A1 WO2014200089 A1 WO 2014200089A1 JP 2014065733 W JP2014065733 W JP 2014065733W WO 2014200089 A1 WO2014200089 A1 WO 2014200089A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
value
time
offset
code
signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/065733
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
香田　徹
豊 實松
合原　一幸
Original Assignee
国立大学法人九州大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立大学法人九州大学 filed Critical 国立大学法人九州大学
Publication of WO2014200089A1 publication Critical patent/WO2014200089A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition

Definitions

  • the present invention relates to a signal transmission method and a transmitter, and in particular, a signal transmission method in which a transmitter transmits a transmission signal and a receiver estimates a time and a frequency offset of the transmission signal and the reception signal from the received signal. Etc.
  • Equation (1) The Gabor expansion of the signal s (t) is defined by Equation (1).
  • g (t) is a Gaussian basic signal
  • T c and F c are time and frequency spacing, respectively.
  • the received signal is given by equation (2).
  • ⁇ (t) is additive white Gaussian noise
  • ⁇ (t) is interference.
  • the estimation of the time offset (propagation time delay) t d and the frequency offset (Doppler shift) f D is a basic problem in the radar problem. This appears, for example, in mobile communications, GPS, ultra wideband (UWB) and underwater acoustic (UWA) communications.
  • 7 shows (a) time division / spread spectrum system (TD / S 3 ), (b) frequency division / spread spectrum system (FD / S 3 ), (c) Gabor division / spread spectrum system in time-frequency space.
  • TD / S 3 time division / spread spectrum system
  • FD / S 3 frequency division / spread spectrum system
  • c Gabor division / spread spectrum system in time-frequency space.
  • Code acquisition includes searching in the time and frequency domains. That is, (a) includes a search in the frequency direction, (b) includes a search in the time direction, and (c) includes a search in the time and frequency directions.
  • the lines of symbols r and g in FIGS. 7 (a) to 7 (c) show the search for the synchronization position in the time and frequency domains, respectively.
  • Figure 7 (d) is a diagram showing an outline of GD / S 3 which we have recently proposed (see Patent Documents 1 and 2 and Non-Patent Document 1).
  • GD / S 3 uses two types of correlators. One uses frequency domain integration and time domain SS codes. This is called a TD code correlator for time synchronization.
  • GD / S 3 is robust against frequency offset by synchronizing with a TD code correlator.
  • the other uses time domain integration and frequency domain SS codes. This is called an FD code correlator for frequency synchronization.
  • GD / S 3 is robust against time offset by synchronizing with an FD code correlator.
  • GD / S 3 requires these two types of correlators and is implemented at the periphery of the time-frequency plane.
  • a circle with a painted direction in a plane indicates a phased ⁇ gg ( ⁇ , ⁇ ) (or ⁇ GG ( ⁇ , ⁇ )).
  • ⁇ x, y ( ⁇ , ⁇ ) ( ⁇ X, Y ( ⁇ , ⁇ )) is a Viille-Woodward ambiguity function, which will be described later.
  • the plane is represented by an array of N ′ TD code correlators and an array of N FD code correlators (denoted by C p, n ′ ( ⁇ ) and c p, n ( ⁇ ), respectively). being surrounded.
  • N ′ TD code correlators and N FD code correlators give the row and column sums of the two-dimensional (2D) correlator output. These are each received signal and (nT c, n'F c) - the correlation between the shifted Gaussian fundamental signal.
  • JP 2012-238777 A International Publication No. 2012/153732
  • Patent Documents 1 and 2 and Non-Patent Document 1 do not describe how the problem of achieving time-frequency synchronization separately and in cooperation can be solved. Therefore, it has not been disclosed specifically how to apply these methods or link these methods.
  • the present invention proposes a signal transmission method and the like suitable for separately searching for the time offset t d and the frequency offset f D by separately moving the TD- and FD-code correlators in the receiver. For the purpose.
  • a first aspect of the present invention is a signal transmission method in which a transmitter transmits a transmission signal and a receiver receives a reception signal, and estimates a time offset and a frequency offset between the transmission signal and the reception signal. Then, the signal receiving unit included in the receiver receives the received signal, and the TD code correlation unit for time synchronization included in the receiver includes frequency domain integration and time domain SS based on the received signal. A TD code correlation value is calculated using a code, and an FD code correlation unit for frequency synchronization provided in the receiver calculates an FD code correlation value using time domain integration and a frequency domain SS code based on the received signal. A first correlation step and a time offset search unit included in the receiver use the TD code correlation value for a previously searched frequency offset value.
  • the frequency offset search unit included in the receiver searches for a new time offset value using the FD code correlation value with respect to the previously searched time offset value. And a phase adjustment using the new time offset and the new frequency offset in the transmitter and / or the receiver, and the TD code correlator is based on the received signal.
  • a second correlation step in which a TD code correlation value is calculated, and the FD code correlation unit calculates an FD code correlation value based on the received signal; and a frequency offset value previously searched by the time offset search unit The frequency offset search unit searches for a new time offset value using the TD code correlation value, and the frequency offset search unit searches for a time offset previously searched. Against DOO value, it is intended to include a second search step of searching for a new value of the frequency offset using the FD code correlation values.
  • a search value transmission unit included in the receiver when a phase is adjusted in the transmitter, a search value transmission unit included in the receiver has the new transmission to the transmitter.
  • a search value receiving step for receiving a search value, and a phase correction unit provided in the transmitter for correcting the phase using the search value for the time offset and the search value for the frequency offset to generate the transmission signal Includes steps.
  • a third aspect of the present invention is the signal transmission method according to the second aspect, wherein, in the phase correction step, the phase correction unit uses the search value for the time offset and the search value for the frequency offset, The phase is corrected so that the received signal of the corrected transmission signal and its Fourier transform are symmetric.
  • a fourth aspect of the present invention is the signal transmission method according to the second or third aspect, wherein the phase correction unit corrects the transmission signal by the equation (eq1) or (eq2).
  • t is time, ⁇ t d and ⁇ f D, respectively, wherein the time search value and the search value of the frequency offset of the offset, D ( ⁇ t d, ⁇ f D) , the respective The term is an expression (eq3) defined by the expressions (eq4), (eq5), and (eq6)
  • P is the number of data in the time axis direction
  • P ′ is the number of data in the frequency axis direction
  • X 2DSS is a two-dimensional SS code
  • d GD ⁇ q is data
  • F is a frequency bandwidth of a data symbol
  • T is data Symbol time (interval), v GD (t; X 2DSS ) and V GD
  • a fifth aspect of the present invention is the signal transmission method according to any one of the first to fourth aspects, wherein when the phase is adjusted in the receiver, in the second correlation step, the TD code correlation unit Calculates a TD code correlation value using the new time offset, and the FD code correlation unit calculates an FD code correlation value using the new frequency offset.
  • a sixth aspect of the present invention is a signal transmission method according to any one of the first to fifth aspects, wherein the TD code correlator and the FD code correlator have one axis as a frequency offset, and the other In a two-dimensional lattice having an axis as a time offset, the sum is taken along one axis and the other axis, and the two-dimensional lattice is a Gabor cell or a Gabor cell divided, and the TD code correlation And a summation along the axis of the frequency offset using a template waveform, and the FD code correlator uses a template waveform dual to the template waveform along the axis of the time offset. And take the sum.
  • a transmitter including a phase correction unit that corrects a phase of a transmission signal and a transmission unit that transmits the transmission signal to a receiver.
  • the offset search unit newly searches for the received signal received by the receiver and the previously searched frequency offset using the previously searched frequency offset, and the reception received by the receiver by the frequency offset search unit.
  • the phase of the transmission signal is symmetric so that the received signal received by the receiver and its Fourier transform are symmetric. It is characterized by correction.
  • the TD and FD code correlator are, for example, the TD code correlator and the FD code correlator in FIG. 7D, respectively.
  • the time offset and the frequency offset are separated and searched and fed back to the transmitter.
  • the transmission signal is transmitted using the time offset and the frequency offset searched by the receiver.
  • the inventors have found that a phase adjustment term is necessary by observing a time domain representation of a signal and a frequency domain representation that is a Fourier transform thereof.
  • the inventors have found for the first time that the time and frequency offset can be separated and searched in the receiver by correcting the phase in the transmitter.
  • the time offset and the frequency offset separately, sufficient accuracy can be realized even if a correlator having poor performance is used.
  • the inventors have found that there is complete symmetry between time offset and frequency offset.
  • the time domain representation of the signal and the frequency domain representation that is the Fourier transform thereof can be discussed in parallel.
  • the search accuracy can be improved.
  • the receiver can estimate these easily and with high accuracy by separately searching for time offset and frequency offset. be able to.
  • the frequency domain spreading code and the time domain spreading code introduced for facilitating the time synchronization / frequency synchronization and the phase adjustment term of the transmission data signal are described in detail. It is possible to calculate based on the formula.
  • the phase adjustment term to be given to the spreading code is a function having the chip address of the spreading code as a variable. For this reason, the spreading code that has been limited to a real binary signal should be expanded to a complex number.
  • the phase adjustment term to be added to the transmission data signal is a linear function of time and frequency offset with respect to the time / frequency domain data address. This means that if accurate estimates of time and frequency offset cannot be obtained, synchronization will be severely degraded as data is transmitted. Therefore, by adjusting the phase according to the estimated values of time and frequency offset, synchronization can be realized with high accuracy.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows an example of a structure of the transmission system which concerns on embodiment of this invention. It is a flowchart which shows an example of operation
  • T d, f D is a diagram showing the trajectory of the simulation results for searching the ( ⁇ t d, s, ⁇ f d, s). Is a diagram for explaining the outline of a conventional TD / S 3, FD / S 3, GD / S 3.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a transmission system according to an embodiment of the present invention.
  • the transmission system 1 includes a transmitter 3 (an example of “transmitter” in the claims of the present application) and a receiver 5 (an example of “receiver” in the claims of the present application).
  • the transmitter 3 transmits a transmission signal.
  • the transmitter 3 includes a data generation unit 11, a search value receiving unit 13 (an example of “search value receiving unit” in the claims of the present application), and a phase correction unit 15 (an example of “phase correction unit” in the claims of the present application).
  • the signal transmission unit 17 is provided.
  • the receiver 5 receives a received signal and estimates a time offset and a frequency offset between the transmission signal and the received signal.
  • the receiver 5 includes a signal receiving unit 21 (an example of a “signal receiving unit” in the claims of the present application), a correlation unit 23, a searching unit 25, and a search value transmitting unit 27 (a “search value transmitting unit” in the claims of the present application).
  • Example) The correlator 23 includes an example of a TD code correlator 29 (an example of “TD code correlator for time synchronization” in the claims) and an FD code correlator 31 (an example of “FD code correlator for frequency synchronization” in the claims).
  • the search unit 25 includes a t d search unit 33 (an example of a “time offset search unit” in the claims) and an f D search unit 35 (an example of a “frequency offset search unit” in the claims).
  • FIG. 2 is a flowchart showing an example of the operation of the transmission system 1 of FIG.
  • the data generation unit 11 generates data (step ST1). Then, the transmission signal phase correction unit 15, which uses an initial value of the estimated value ⁇ t d and ⁇ f D of the time offset at the transmitter 3 (propagation time delay) and frequency offset (Doppler shift) and modifies the phase Is generated (step ST2). And the signal transmission part 17 transmits the transmission signal by which the phase was corrected with respect to the receiver 5 (step ST3).
  • the receiver 5 receives the transmission signal via the channel (step ST4).
  • the received signal is called a received signal.
  • the TD code correlator 29 and the FD code correlator 31 perform TD code correlation processing for time synchronization and FD code correlation processing for frequency synchronization, respectively (step ST5). That is, the TD code correlator 29 calculates the correlation value C GD (TD) ⁇ p, n ′ ( ⁇ ) for the received signal using the frequency domain integration and the time domain SS code. The FD code correlator 31 calculates a correlation value c GD (FD) ⁇ p, n ( ⁇ ) for the received signal using time domain integration and frequency domain SS code.
  • the correlation values C GD (TD) ⁇ p, n ′ ( ⁇ ) and c GD (FD) ⁇ p, n ( ⁇ ) are “total” in the upper right.
  • the summation should be considered.
  • the correlation between v GD (t) and the received signal is calculated instead of the template.
  • such a calculation is not a row sum or column sum but a sharp peak in FIG. Therefore, the peak value is not detected unless t d and f D are completely matched.
  • the search takes time.
  • the vertical axis of the two-dimensional lattice is a frequency offset.
  • the horizontal axis is the time offset.
  • Each lattice is a Gabor cell or a micro Gabor cell or Nano Gabor cell obtained by dividing the Gabor cell.
  • the t d search unit 33 and the f D searching unit 35 searches an estimate ⁇ t d and ⁇ f D of the time offset and the frequency offset in the receiver 5 (step ST6).
  • the f D search unit 35 determines that c GD (FD) ⁇ p, n ( ⁇ ; ⁇ t d, s ) is maximum with respect to ⁇ and n with respect to the previous estimated time offset value t d, s .
  • the orthogonal coordinate display is ( ⁇ * , n * ), and this ⁇ * is a new frequency offset correction value ⁇ f D, s + 1 .
  • the t d search unit 33 determines that C GD (FD) ⁇ p, n ′ ( ⁇ ; ⁇ f D, s ) is maximum with respect to the estimated value of frequency offset ⁇ f D, s for ⁇ and n.
  • the orthogonal coordinate display is ( ⁇ * , n ′ * ), and this ⁇ * is a new corrected time offset value td , s + 1 .
  • step ST7 it is determined whether or not the update is completed.
  • the condition for terminating the update is, for example, that the difference between the time offset value before correction and the new time offset value is within a predetermined range, and that the frequency offset value before correction and the new frequency offset value are The difference is within a predetermined range.
  • the process ends. If the update is not terminated, the process proceeds to step ST8.
  • Search value transmission section 27 transmits to the transmitter 3, the estimated value of the time offset and frequency offset in the receiver 5 as modified ⁇ t d, s + 1 and ⁇ f D, the s + 1 (step ST8 ).
  • the search value receiving unit 13 receives the estimated values ⁇ t d, s + 1 and ⁇ f D, s + 1 of the time offset and frequency offset in the receiver 5 (step ST9).
  • the phase correction unit 15 uses the new estimated values ⁇ t d and ⁇ f D of the time offset and frequency offset in the transmitter 3 as the received estimated values ⁇ t d, s + 1 and ⁇ f D of the time offset and frequency offset. , s + 1 to update.
  • the phase correction unit 15 using the estimated value ⁇ t d and ⁇ f D of the updated time offset and frequency offset, by modifying the phase of the transmission signal, the updated time offset and frequency offset estimate ⁇ t d and ⁇ f reception signal received via a channel D and its Fourier transform is to be symmetrical (step ST10).
  • the accuracy of the search is improved by utilizing the symmetry of the received signal and its Fourier transform.
  • the signal transmission part 17 transmits the transmission signal by which the phase was corrected with respect to the receiver 5 (step ST11). Subsequent processing is the same as that after step ST4.
  • the transmitter 3 repeatedly updates the transmission signal using the estimated time offset and frequency offset, and the receiver 5 searches for the time offset and frequency offset separately. Is to be able to.
  • This corresponds to an interactive phase-updating loop (interactive PUL) as a generalized version of the PLL.
  • ( ⁇ ) t indicates transposition of a matrix.
  • ⁇ GD be an N ⁇ N ′ matrix where the elements of (m, m ′) are given by ⁇ mm′T c F c .
  • Let the m column vector and the m ′ row vector be ⁇ FD m and ⁇ TD m ′ .
  • s GD (t) and S GD (f) be the transmission signal and its Fourier transform. These will be specifically defined later.
  • the received signal that has passed through the channel and its Fourier transform are defined by equations (8) and (9).
  • ⁇ , t d , f D , and ⁇ (f) and ⁇ (f) are attenuation coefficient, time offset, frequency offset, and Fourier transform of ⁇ (t) and ⁇ (t), respectively. is there.
  • the separable property (SP) condition is given for the time-frequency synchronization being achieved separately and cooperatively under poor conditions including time and frequency deviations.
  • Viu-Woodward ambiguity function is defined by equations (10) and (11).
  • X (f) and Y (f) are Fourier transforms of x (t) and y (t), and the upper bar indicates a complex conjugate.
  • phase correction of SS code ii) phase correction of serial / parallel data symbols.
  • the first condition depends only on the time and frequency division positions n and n ′.
  • the second condition depends on t d and f D. These can be used only after obtaining the received signal.
  • the present invention is to repeatedly satisfy the SP condition by repeatedly updating the transmission signal using the estimated time offset and frequency offset. This corresponds to an interactive phase-updating loop (interactive PUL) as a generalized version of the PLL.
  • interactive PUL interactive phase-updating loop
  • Equation (8) and (12) a s GD; solved with respect to (t X 2DSS), Equation (9) and (13) S GD; By solving for (f X 2DSS), formula (14) and (15) Is obtained.
  • ⁇ t d and ⁇ f D is the estimate of t d and f D in the transmitter, D ( ⁇ t d, ⁇ f D) of the formula (16), (17), (18) Defined by
  • t d and f D can be separated from the equations (14) and (15).
  • the information of t d and f D is adjusted by the transmitter so that the received signal satisfies SP.
  • a method for obtaining ( ⁇ t d , ⁇ f D ) will be described.
  • r GD (t: D; X 2DSS ) and R GD (t: D; X 2DSS ) be the received signal for the phase correction SS code X 2DSS and transmitted data D and its Fourier transform. These are defined by substituting equations (14) and (15) into equations (8) and (9). At this time, the output of the correlator is expressed by equations (20) and (21).
  • Equations (20) and (21) will be described. If the template waveforms (22) and (23) are replaced by v GD (t; X 2DSS ) and V GD (f; X 2DSS ), respectively, equations (24) and (25) are obtained. This blurs the sharpness of the correlator output by spreading the code.
  • An an GD (TD) and an n ′ GD (FD) in the equations (24) and (25) are the equations (26) and (27), respectively.
  • Equations (28) and (29) can be obtained by using the Ville-Woodward ambiguity function.
  • ⁇ GD (FD) and ⁇ GD (TD) are phase adjustment terms, but explicit description thereof is omitted here.
  • the curves of the solid line (symbol r) and the broken line (symbol g) indicate their real part and imaginary part.
  • Time and frequency offsets are estimated alternately and iteratively.
  • ⁇ td , s and ⁇ fD , s be the estimated time and frequency offsets in the sth stage.
  • the initial values ⁇ t d, 0 and ⁇ f D, 0 are arbitrarily chosen. Equations (30) and (31) are defined.
  • ⁇ * and ⁇ * are selected to be candidates for ⁇ f D, s + 1 and ⁇ t d, s + 1 , respectively. These estimates are fed back to the transmitter. It is used to update the ⁇ f D and ⁇ t d.
  • Steps STR1 to STR4 are the same as steps ST1 to ST4 in FIG. 2, respectively.
  • step STR5 the TD code correlator 29 and the FD code correlator 31 perform TD code correlation processing for time synchronization and FD code correlation processing for frequency synchronization, respectively (step STR5).
  • the TD code correlator 29 calculates a correlation value C GD (FD) ⁇ p, n ′ ( ⁇ ) for the received signal using the frequency domain integration and the time domain SS code.
  • FD code correlator 31 the received signal, the correlation value c GD using time domain integration and frequency domain SS code (FD) ⁇ p, calculates the n (mu).
  • the t d search unit 33 and the f D search unit 35 search for the estimated values ⁇ t d and ⁇ f D of the time offset and the frequency offset in the receiver 5 (step STR6). Specifically, the time offset and the frequency offset are updated according to equations (30) and (31).
  • step STR7 it is determined whether or not the update is completed.
  • the condition for terminating the update is, for example, that the difference between the time offset value before correction and the new time offset value is within a predetermined range, and that the frequency offset value before correction and the new frequency offset value are The difference is within a predetermined range.
  • the process ends. If the update is not terminated, the process returns to step ST5.
  • step ST5 the TD code correlator 29 and the FD code correlator 31 calculate Equation (20) and Equation (21) using the updated time offset and frequency offset, respectively, and obtain the correlation value. calculate.
  • FIG. 5 repeats steps ST5 and ST6 of FIG. FIG. 2 shows a case where the phase is adjusted in the transmitter, and can be referred to as an “active phase adjustment update method”.
  • FIG. 5 adjusts the phase in the receiver and can be referred to as a “passive phase adjustment update method”.
  • the active phase adjustment update method and the passive phase adjustment update method may be combined. For example, in FIG.
  • steps ST5 and ST6 are performed with predetermined passive phase adjustment conditions (for example, the difference between the time offset value before correction and the new time offset value is within a predetermined range, and the frequency before correction The difference between the offset value and the new frequency offset value is within the predetermined range) until the above condition is satisfied, and then the passive phase adjustment update method is performed, and then the active phase adjustment update method is fed back to the transmitter. It is possible to do it.
  • predetermined passive phase adjustment conditions for example, the difference between the time offset value before correction and the new time offset value is within a predetermined range, and the frequency before correction The difference between the offset value and the new frequency offset value is within the predetermined range
  • FIG. 6 shows the trajectory of ( ⁇ t d, s , ⁇ f d, s ) for searching for (t d , f D ) according to the present invention.
  • SP separable characteristics
  • PUL phase-updating loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

　受信機において、ＴＤ及びＦＤ符号相関器を別々に動かして、時間オフセット及び周波数オフセットの探索を別々に行うことに適した信号伝送方法等を提案する。受信機５は、伝送信号を受信すると、ＴＤ符号相関器２９及びＦＤ符号相関器３１は、それぞれ、受信信号に基づいて、ＴＤ符号相関値及びＦＤ符号相関値を計算する。ｔd探索部３３は、以前に探索された周波数オフセットの値に対して、ＴＤ符号相関値を用いて新たな時間オフセットの値を探索する。また、ｆD探索部３５は、以前に探索された時間オフセットの値に対して、ＦＤ符号相関値を用いて新たな周波数オフセットの値を探索する。探索値送信部２７は、送信機３に対して、新たに探索された時間及び周波数オフセットの値をフィードバックする。送信機３の位相修正部１５は、受信した時間及び周波数オフセットを用いて、伝送信号の位相を調整する。

Description

信号伝送方法及び送信機
　本発明は、信号伝送方法及び送信機に関し、特に、送信機が伝送信号を送信し、受信機が、受信した受信信号から前記伝送信号と前記受信信号の時間及び周波数オフセットを推定する信号伝送方法等に関する。
　信号ｓ(t)のガボール展開は、式(1)で定義される。ここで、ｇ(t)は、ガウスの基本信号であり、Ｔc及びＦcは、それぞれ、時間及び周波数の間隔（spacing）である。受信信号は、式(2)で与えられる。ここで、η(t)は、加法的な白色ガウスノイズであり、ξ(t)は、干渉である。
　時間オフセット（伝播時間遅延）ｔd及び周波数オフセット（ドップラーシフト）ｆDの推定は、レーダーの問題における基本問題である。これは、例えば、モバイル通信、ＧＰＳ、ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）及び水中音響（ＵＷＡ）通信に現れる。
　発明者らは、これまで、同期をとるためのシステムについて、提案してきた。図７は、時間－周波数空間における（ａ）時間分割／スペクトル拡散システム（ＴＤ／Ｓ3）、（ｂ）周波数分割／スペクトル拡散システム（ＦＤ／Ｓ3）、（ｃ）ガボール分割／スペクトル拡散システム（Gabor　Division／Spread　Spectrum　System、ＧＤ／Ｓ3）の信号を示す図である。符号獲得は、時間及び周波数領域における探索を含む。すなわち、（ａ）では、周波数方向での探索を、（ｂ）では、時間方向での探索を、（ｃ）では、時間及び周波数方向での探索を含む。図７（ａ）～（ｃ）での記号ｒ及びｇのラインは、それぞれ、時間及び周波数領域の同期位置の探索を示す。
　図７（ｄ）は、発明者らが最近提案したＧＤ／Ｓ3の概要を示す図である（特許文献１及び２並びに非特許文献１参照）。ＧＤ／Ｓ3は、２種類の相関器を使用する。１つは、周波数領域積分及び時間領域ＳＳ符号を使う。これは、時間同期のためのＴＤ符号相関器と呼ばれる。ＧＤ／Ｓ3は、ＴＤ符号相関器を用いて同期することにより、周波数オフセットに対してロバストである。他方は、時間領域積分及び周波数領域ＳＳ符号を使う。これは、周波数同期に対するＦＤ符号相関器と呼ばれる。ＧＤ／Ｓ3は、ＦＤ符号相関器を用いて同期させることにより、時間オフセットに対してロバストである。ＧＤ／Ｓ3は、このような２種類の相関器を必要とし、時間－周波数平面の周縁で実装される。図７（ｄ）において、平面内の塗られた向きのある円は、位相のあるθgg（τ，ν）（又はθGG（τ，ν））を示す。ここで、θx,y（τ，ν）（θX,Y（τ，ν））は、ヴィユ－ウッドワードのambiguity関数であり、後に説明する。平面は、Ｎ'個のＴＤ符号相関器及びＮ個のＦＤ符号相関器のアレイ（それぞれ、Ｃp,n'(σ)及びｃp,n(μ)で示されている。）の並びによって囲まれている。Ｎ'個のＴＤ符号相関器及びＮ個のＦＤ符号相関器の列は、二次元（２Ｄ）相関器出力の行総和及び列総和を与える。これらは、それぞれ、受信信号と(ｎＴc，ｎ'Ｆc)－シフトされたガウス基本信号との間の相関である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
特開２０１２－２３８９７７号公報 国際公開第２０１２／１５３７３２号
T，Kohda、外２名，"Frequency-division　spread-spectrum　makes　frequency　synchronization　easy,"in　IEEE　Globecom　2012，Dec．2012，pp．3976-3982.
　時間オフセットｔd及び周波数オフセットｆDの探索は、一般的に別個に分離することができない。そのために、ｔd及びｆDを推定することは、困難なものとなる。例えば、ＬＦＭ（線形周波数変調）方式は、周波数を掃引（スウィープ）することで、２パラメータの推定問題を１パラメータの推定問題とするものである。これは、計算時間を短縮するが、１パラメータの推定が完了した後も、時間又は周波数の不確定性が残ることとなる。
　従来、いずれかの未知数は既知（従って揺らぎはない）という前提で議論されていたため、発明者らは、特許文献１及び２並びに非特許文献１にあるように、周波数揺らぎを許した時間同期法と、時間揺らぎを許した周波数同期法との２つの手法を提案した。
　しかしながら、特許文献１及び２並びに非特許文献１には、どのようにすれば、時間－周波数の同期が別々にかつ協力して達成される問題を解決できるかについては記載されていない。そのため、どのようにすれば、これらの手法を適用したり、これらの手法を連携させたりすることができるかについては、具体的に開示されていなかった。
　このような課題は、ＧＤ／Ｓ3によって、初めて生じたものである。ＴＤ／Ｓ3やＦＤ／Ｓ3では、時間と周波数のいずれか一方の同期に関するものであった。そのため、このような課題は生じていなかった。
　そこで、本願発明は、受信機において、ＴＤ－及びＦＤ－符号相関器を別々に動かして、時間オフセットｔd及び周波数オフセットｆDの探索を別々に行うことに適した信号伝送方法等を提案することを目的とする。
　本願発明の第１の観点は、送信機が伝送信号を送信し、受信機が、受信信号を受信して、前記伝送信号と前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定する信号伝送方法であって、前記受信機が備える信号受信部が、前記受信信号を受信する信号受信ステップと、前記受信機が備える時間同期に対するＴＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいて周波数領域積分及び時間領域ＳＳ符号を用いてＴＤ符号相関値を計算し、前記受信機が備える周波数同期に対するＦＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいて時間領域積分及び周波数領域ＳＳ符号を用いてＦＤ符号相関値を計算する第１相関ステップと、前記受信機が備える時間オフセット探索部が、以前に探索された周波数オフセットの値に対して、前記ＴＤ符号相関値を用いて新たな時間オフセットの値を探索し、前記受信機が備える周波数オフセット探索部が、以前に探索された時間オフセットの値に対して、前記ＦＤ符号相関値を用いて新たな周波数オフセットの値を探索する第１探索ステップと、前記送信機及び／又は前記受信機において、前記新たな時間オフセット及び前記新たな周波数オフセットを用いて位相を調整し、前記ＴＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいてＴＤ符号相関値を計算し、前記ＦＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいてＦＤ符号相関値を計算する第２相関ステップと、前記時間オフセット探索部が、以前に探索された周波数オフセットの値に対して、前記ＴＤ符号相関値を用いて新たな時間オフセットの値を探索し、前記周波数オフセット探索部が、以前に探索された時間オフセットの値に対して、前記ＦＤ符号相関値を用いて新たな周波数オフセットの値を探索する第２探索ステップを含むものである。
　本願発明の第２の観点は、第１の観点の信号伝送方法において、前記送信機において位相が調整される場合、前記受信機が備える探索値送信部が、前記送信機に対して、前記新たに探索された時間オフセットの探索値及び周波数オフセットの探索値を送信する探索値送信ステップと、前記送信機が備える探索値受信部が、前記送信された前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値を受信する探索値受信ステップと、前記送信機が備える位相修正部が、前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値を用いて位相を修正して前記伝送信号を生成する位相修正ステップを含むものである。
　本願発明の第３の観点は、第２の観点の信号伝送方法であって、前記位相修正ステップにおいて、前記位相修正部は、前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値を用いて、修正された伝送信号の受信信号とそのフーリエ変換が対称となるように位相を修正するものである。
　本願発明の第４の観点は、第２又は第３の観点の信号伝送方法であって、前記位相修正部は、前記伝送信号を、式(eq1)又は(eq2)により修正するものである。ここで、ｔは時間であり、~ｔd及び~ｆDは、それぞれ、前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値であり、Ｄ（~ｔd，~ｆD）は、その各項が、式(eq4)、(eq5)、(eq6)によって定義される式(eq3)であり、Ｐは時間軸方向のデータ数であり、Ｐ'は周波数軸方向のデータ数であり、Ｘ2DSSは、二次元ＳＳ符号であり、ｄGD →qは、データであり、ベクトル→ｑ＝（ｑ，ｑ'）はデータアドレスであり、Ｆはデータシンボルの周波数帯域幅であり、Ｔはデータシンボルの時間（間隔）であり、ｖGD（ｔ；Ｘ2DSS）及びＶGD（ｆ；Ｘ2DSS）は、２次元シグネチャ信号とそのフーリエ変換である。なお、~ｔd等の記号は、ｔの上に~があるものを意味する。→ｑは、ｑの上に→があるものを意味する。
　本願発明の第５の観点は、第１から第４のいずれかの観点の信号伝送方法であって、前記受信機において位相が調整される場合、前記第２相関ステップにおいて、前記ＴＤ符号相関部は、前記新たな時間オフセットを用いてＴＤ符号相関値を計算し、前記ＦＤ符号相関部は、前記新たな周波数オフセットを用いてＦＤ符号相関値を計算するものである。
　本願発明の第６の観点は、第１から第５のいずれかの観点の信号伝送方法であって、前記ＴＤ符号相関器及び前記ＦＤ符号相関器は、一方の軸を周波数オフセットとし、他方の軸を時間オフセットとする２次元格子において、一方の軸及び他方の軸に沿って総和をとるものであり、前記２次元格子は、ガボールセル又はガボールセルを分割したものであり、前記ＴＤ符号相関器は、テンプレート波形を用いて、前記周波数オフセットの軸に沿って総和をとるものであり、前記ＦＤ符号相関器は、前記テンプレート波形と双対なテンプレート波形を用いて、前記時間オフセットの軸に沿って総和をとるものである。
　本願発明の第７の観点は、送信機であって、伝送信号の位相を修正する位相修正部と、前記伝送信号を受信機に対して送信する送信部を備え、前記位相修正部は、時間オフセット探索部が、前記受信機が受信した受信信号及び以前に探索された周波数オフセットを用いて新たに探索した時間オフセットの探索値、並びに、周波数オフセット探索部が、前記受信機が受信した前記受信信号及び以前に探索された時間オフセットを用いて新たに探索した周波数オフセットの探索値を用いて、前記受信機が受信する受信信号とそのフーリエ変換が対称となるように、前記伝送信号の位相を修正することを特徴とするものである。
　なお、ＴＤ及びＦＤ符号相関部は、例えば、それぞれ、図７（ｄ）のＴＤ符号相関器及びＦＤ符号相関器である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　本願発明の各観点によれば、受信機において、時間オフセット及び周波数オフセットを分離して探索して送信機にフィードバックし、送信機において、受信機が探索した時間オフセット及び周波数オフセットを用いて伝送信号の位相を更新修正することにより、受信機において、時間オフセットと周波数オフセットを、分離して精度よく探索することが可能になる。
　すなわち、発明者らは、信号の時間領域表現とそのフーリエ変換である周波数領域表現を観察することにより、位相調整項が必要であることを見出した。そして、送信機において位相を修正することにより、受信機において、時間オフセット及び周波数オフセットを分離して探索することが実現できることは、発明者らによって初めて見出されたものである。このように、時間オフセット及び周波数オフセットを別々に計算することにより、性能の悪い相関器を使用しても、十分な精度を実現することができる。
　特に、発明者らは、時間オフセットと周波数オフセットの完全な対称性があることを見出した。これにより、本願発明の第２の観点にあるように、信号の時間領域表現とそのフーリエ変換である周波数領域表現を同時並行して議論することができることとなった。このような対称性を利用することにより、探索の精度を向上させることができる。
　よって、大幅な時間オフセット及び周波数オフセットが発生する高雑音の環境下でも、受信機では、時間オフセット及び周波数オフセットを分離して探索することにより、これらを、容易に、かつ、高精度に推定することができる。
　さらに、本願発明の第３の観点によれば、時間同期・周波数同期を容易にするために導入した周波数領域拡散符号と時間領域拡散符号、及び、送信データ信号の位相調整項について、具体的な式に基づいて演算することが可能である。拡散符号に付与されるべき位相調整項は、拡散符号のチップアドレスを変数とする関数である。そのため、従来実数２値信号に限定されていた拡散符号は、複素数まで拡張すべきこととなる。他方、送信データ信号に付与されるべき位相調整項は、時間・周波数領域データアドレスに関して時間及び周波数オフセットの一次関数となる。これは、時間及び周波数オフセットの正確な推定値が得られない場合、データの伝送経過に伴い同期が激しく劣化することを意味する。よって、時間及び周波数オフセットの推定値によって位相を調整することにより、精度よく同期を実現することが可能になる。
本願発明の実施の形態に係る伝送システムの構成の一例を示すブロック図である。 図１の伝送システム１の動作の一例を示すフロー図である。 テンプレート波形ｕFD（ｔ；Ｘ'2DSS）及びＵTD（ｆ；Ｘ2DSS）の一例を示す図である。 受信信号rGD（ｔ；Ｄ；Ｘ2DSS）及びそのフーリエ変換ＲGD（ｆ；Ｄ；Ｘ2DSS）の一例を示す図である。 図１の伝送システム１の動作の他の一例を示すフロー図である。 （ｔd，ｆD）を探索するためのシミュレーション結果における（^ｔd,s，^ｆd,s）の軌跡を示す図である。 従来のＴＤ／Ｓ3、ＦＤ／Ｓ3、ＧＤ／Ｓ3の概要を説明するための図である。
　以下では、図面を参照して、本願発明の実施例について説明する。なお、本願発明は、この実施例に限定されるものではない。
　図１は、本願発明の実施の形態に係る伝送システムの構成の一例を示すブロック図である。伝送システム１は、送信機３（本願請求項の「送信機」の一例）と、受信機５（本願請求項の「受信機」の一例）を備える。
　送信機３は、伝送信号を送信するものである。送信機３は、データ生成部１１と、探索値受信部１３（本願請求項の「探索値受信部」の一例）と、位相修正部１５（本願請求項の「位相修正部」の一例）と、信号送信部１７を備える。
　受信機５は、受信信号を受信し、前記伝送信号と前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定するものである。受信機５は、信号受信部２１（本願請求項の「信号受信部」の一例）と、相関部２３と、探索部２５と、探索値送信部２７（本願請求項の「探索値送信部」の一例）を備える。相関部２３は、ＴＤ符号相関器２９（本願請求項の「時間同期に対するＴＤ符号相関部」の一例）と、ＦＤ符号相関器３１（本願請求項の「周波数同期に対するＦＤ符号相関部」の一例）を備える。探索部２５は、ｔd探索部３３（本願請求項の「時間オフセット探索部」の一例）と、ｆD探索部３５（本願請求項の「周波数オフセット探索部」の一例）を備える。
　続いて、図２を参照して、図１の伝送システム１の動作の一例について説明する。図２は、図１の伝送システム１の動作の一例を示すフロー図である。
　まず、送信機３において、データ生成部１１が、データを生成する（ステップＳＴ１）。続いて、位相修正部１５が、送信機３における時間オフセット（伝播時間遅延）及び周波数オフセット（ドップラーシフト）の推定値~ｔd及び~ｆDの初期値を使って、位相を修正した伝送信号を生成する（ステップＳＴ２）。そして、信号送信部１７が、受信機５に対して、位相が修正された伝送信号を送信する（ステップＳＴ３）。
　続いて、受信機５において、伝送信号を、チャネルを経由して受信する（ステップＳＴ４）。受信した信号を、受信信号という。
　ＴＤ符号相関器２９及びＦＤ符号相関器３１は、それぞれ、時間同期に対するＴＤ符号相関処理及び周波数同期に対するＦＤ符号相関処理を行う（ステップＳＴ５）。すなわち、ＴＤ符号相関器２９は、受信信号に対して、周波数領域積分及び時間領域ＳＳ符号を使って相関値ＣGD(TD) →p,n'(σ)を計算する。ＦＤ符号相関器３１は、受信信号に対して、時間領域積分及び周波数領域ＳＳ符号を使って相関値ｃGD(FD) →p,n(μ)を計算する。
　一般的には、図７（ｄ）にあるように、相関値ＣGD(TD) →p,n'(σ)とｃGD(FD) →p,n(μ)は、右上の「トータル」で示しているように、総和で検討すればよいようにも考えられる。これは、例えば、テンプレートではなく、ｖGD(t)と受信信号との相関を計算するものである。しかしながら、このような計算は、行和や列和ではなく、図７の鋭いピークとなる。そのため、ｔd及びｆDが完全に一致しないとピーク値が検出されない。その結果、許容する遅延とドップラー周波数の積が大きい場合には、探索に時間がかかる。
　図７（ｄ）において、二次元格子の縦軸は、周波数オフセットである。横軸は、時間オフセットである。各格子は、ガボールセル又はガボールセルを分割したマイクロガボールセル、ナノガボールセルである。これらを、行と列で別々に計算することにより、性能の悪い相関器を使用しても、十分な精度を実現することができる。
　ｔd探索部３３及びｆD探索部３５は、受信機５における時間オフセット及び周波数オフセットの推定値^ｔd及び^ｆDを探索する（ステップＳＴ６）。例えば、ｆD探索部３５は、以前の時間オフセットの推定値^ｔd,sに対して、μ及びｎに関してｃGD(FD) →p,n（μ；^ｔd,s）が最大となる場合の直交座標表示を（μ*，ｎ*）とし、このμ*を、新たな周波数オフセットの修正値^ｆD,s+1とする。また、ｔd探索部３３は、μ及びｎに関して、周波数オフセットの推定値^ｆD,sに対して、ＣGD(FD) →p,n'（σ；^ｆD,s）が最大となる場合の直交座標表示を（σ*，ｎ'*）とし、このσ*を、新たな時間オフセットの修正値^ｔd,s+1とする。
　そして、更新終了か否かを判断する（ステップＳＴ７）。更新を終了する条件は、例えば、修正前の時間オフセットの値と新たな時間オフセットの値の差が所定の範囲内にあり、かつ、修正前の周波数オフセットの値と新たな周波数オフセットの値の差が所定の範囲内にあることである。更新を終了する場合、処理を終了する。更新を終了しない場合、ステップＳＴ８に進む。
　探索値送信部２７は、送信機３に対して、修正された受信機５における時間オフセット及び周波数オフセットの推定値^ｔd,s+1及び^ｆD,s+1を送信する（ステップＳＴ８）。
　送信機３では、探索値受信部１３が、受信機５における時間オフセット及び周波数オフセットの推定値^ｔd,s+1及び^ｆD,s+1を受信する（ステップＳＴ９）。位相修正部１５は、送信機３における時間オフセット及び周波数オフセットの新たな推定値~ｔd及び~ｆDを、受信した時間オフセット及び周波数オフセットの推定値^ｔd,s+1及び^ｆD,s+1により更新する。続いて、位相修正部１５が、更新された時間オフセット及び周波数オフセットの推定値~ｔd及び~ｆDを用いて、伝送信号の位相を修正することにより、更新された時間オフセット及び周波数オフセットの推定値~ｔd及び~ｆDのチャネルを経由して受信された受信信号とそのフーリエ変換が対称となるようにする（ステップＳＴ１０）。このように、受信信号とそのフーリエ変換の対称性を利用することにより、探索の精度が向上する。そして、信号送信部１７が、受信機５に対して、位相が修正された伝送信号を送信する（ステップＳＴ１１）。その後の処理は、ステップＳＴ４以下と同様である。
　このように、本願発明は、送信機３において、伝送信号を、推定された時間オフセット及び周波数オフセットを使って繰り返し更新することにより、受信機５において、時間オフセット及び周波数オフセットを分離して探索することができるようにするものである。これは、ＰＬＬの一般化されたバージョンとして、インタラクティブ位相更新ループ（Interactive　Phase-Updating　Loop、interactive　PUL）に当たるものである。
　続いて、数式を使って、図１の伝送システム１における処理について具体的に説明する。
　まず、ガボール分割／スペクトル拡散システム（ＧＤ／Ｓ3）について説明する。時間及び周波数領域ＳＳ符号を、それぞれ、Ｘ＝（Ｘ0，Ｘ1，…，ＸN-1)t及びＸ'＝（Ｘ'0，Ｘ'1，…，Ｘ'N'-1）tと示す。ここで、（・）tは、行列の転置を示す。φGDを、（ｍ，ｍ’）の要素がπｍｍ'ＴcＦcによって与えられるＮ×Ｎ'行列とする。そのｍ列ベクトル及びｍ'行ベクトルをφFD m及びφTD m'とする。二次元ＳＳ符号Ｘ2DSSを、式(3)により定義する。二次元ＳＳ符号Ｘ2DSSのＧＤ記号波形及びそのフーリエ変換は、それぞれ、式(4)及び(5)で定義される。ここで、式(6)及び(7)である。ｚ(t)及びＺ(f)は、それぞれ、チップ波形及びそのフーリエ変換である。×を円で囲んだ演算は、クロネッカー積を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ｓGD(t)及びＳGD(f)を、伝送信号及びそのフーリエ変換とする。これらは、後に具体的に定義する。チャネルを通過した受信信号及びそのフーリエ変換は、式(8)及び(9)によって定義される。ここで、α、ｔd、ｆD、並びに、Η(f)及びΞ(f)は、それぞれ、減衰係数、時間オフセット、周波数オフセット、並びに、η(t)及びξ(t)のフーリエ変換である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　続いて、分離可能特性（Separable　Property、SP）について説明する。分離可能特性（ＳＰ）条件は、時間及び周波数の偏差を含む劣悪な環境の下で、時間－周波数の同期が別々にかつ協力して達成されることに対して与えられるものである。
　ヴィユ－ウッドワードのambiguity関数は、式(10)及び(11)で定義される。ここで、Ｘ(f)及びＹ(f)は、ｘ(t)及びｙ(t)のフーリエ変換であり、上のバーは、複素共役を示す。
　まず、ガウス波形ｇ(t)と、そのフーリエ変換Ｇ(f)は、分離可能特性（ＳＰ）があることに注意する。すなわち、θgg（τ，ν）＝θgg（τ，０）・θgg（０，ν）及びθGG（τ，ν）＝θGG（τ，０）・θGG（０，ν）である。
　ＳＰ条件により、次の２つの量が得られる。すなわち、i)SS符号の位相修正、及び、ii)シリアル／パラレルのデータシンボルの位相修正である。最初の条件は、時間と周波数の分割の位置ｎとｎ'にのみ依存する。一方、２番目の条件は、ｔd及びｆDに依存する。これらは、受信信号を得た後にのみ利用することができる。そこで、本願発明は、伝送信号を、推定された時間オフセット及び周波数オフセットを使って繰り返し更新することにより、ＳＰ条件を満たすようにするものである。これは、ＰＬＬの一般化されたバージョンとして、インタラクティブ位相更新ループ（Interactive　Phase-Updating　Loop、interactive　PUL）に当たるものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　続いて、ＳＰを満たすために、伝送信号ｓGD(t;X)及びそのフーリエ変換ＳGD(f;X)を設計するための手続きについて説明する。受信信号及びそのフーリエ変換が、式(12)及び(13)によって定義されるとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式(8)及び(12)をｓGD(ｔ;Ｘ2DSS)に関して解き、式(9)及び(13)をＳGD（ｆ；Ｘ2DSS）に関して解くことにより、式(14)及び(15)が得られる。ここで、~ｔd及び~ｆDは、送信機におけるｔd及びｆDの推定値であり、Ｄ（~ｔd，~ｆD）は、式(16)、(17)、(18)によって定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　伝送信号の位相を修正すれば、式(14)及び(15)より、ｔd及びｆDは分離可能である。本願発明では、受信信号がＳＰを満足するように、ｔd及びｆDの情報は、送信機で調整される。以下では、(~ｔd，~ｆD)を得る方法について説明する。
　ｒGD（ｔ：Ｄ；Ｘ2DSS）及びＲGD（ｔ：Ｄ；Ｘ2DSS）を、位相修正SS符号Ｘ2DSS及び伝送されたデータＤに関する受信信号並びにそのフーリエ変換とする。これらは、式(8)及び(9)に式(14)及び(15)を代入することによって定義されたものである。このとき、相関器の出力は、式(20)、(21)である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式(20)及び(21)について、説明する。テンプレート波形である式(22)及び(23)を、それぞれ、vGD（ｔ；Ｘ2DSS）及びＶGD（ｆ；Ｘ2DSS）によって置き換えると、式(24)及び(25)が得られる。これは、符号を拡散することによって、相関器の出力の鋭さをぼかすものである。式(24)及び(25)のａn GD(TD)及びａn' GD(FD)は、それぞれ、式(26)及び(27)である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　真値、送信機における推定値及び時間及び周波数オフセットのある受信機における推定値を区別し、それぞれ、（ｔd，ｆD）、（~ｔd，~ｆD）及び（^ｔd，^ｆD)と示す。ヴィユ－ウッドワードのambiguity関数を使うことによって、式(28)、(29)が得られる。ここで、φGD(FD)及びφGD(TD)は、位相調整項であるが、その明示的な表記は、ここでは省略する。これらの式は、２つの相関器出力がＳＰ条件を満たすことを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　図３は、Ｎ＝Ｎ'＝４のテンプレート波形ｕFD（ｔ；Ｘ'2DSS）及びＵTD（ｆ；Ｘ2DSS）を示す。ここで、実線（記号ｒ）と破線（記号ｇ）の曲線は、それらの実部及び虚部を示す。
　図４は、ｔ0＝1.97及びｆ0＝2.72に関する受信信号rGD（ｔ；Ｄ；Ｘ2DSS）及びそのフーリエ変換ＲGD（ｆ；Ｄ；Ｘ2DSS）を示す。時間及び周波数オフセットは、反復的に交互に推定される。^ｔd,s及び^ｆD,sを、s番目のステージにおける時間及び周波数オフセットの推定値とする。初期値^ｔd,0及び^ｆD,0は任意に選ばれる。式(30)及び(31)を定義する。
　μ*及びσ*を、それぞれ、^ｆD,s+1及び^ｔd,s+1の候補となるように選択する。これらの推定値は、送信機にフィードバックされる。~ｆD及び~ｔdを更新するために使用される。｜^ｔdd,s+1－^ｔd,s｜＜Ｔc／２及び｜^ｆD,s+1－^ｆD,s｜＜Ｆc／２を満足するならば、推定手続を終了する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　続いて、図５を参照して、受信機において位相を調整する場合について説明する。
　ステップＳＴＲ１～ＳＴＲ４は、それぞれ、図２のステップＳＴ１～４と同じである。
　ステップＳＴＲ５において、ＴＤ符号相関器２９及びＦＤ符号相関器３１は、それぞれ、時間同期に対するＴＤ符号相関処理及び周波数同期に対するＦＤ符号相関処理を行う（ステップＳＴＲ５）。ＴＤ符号相関器２９は、受信信号に対して、周波数領域積分及び時間領域ＳＳ符号を使って相関値ＣGD(FD) →p,n'(σ)を計算する。ＦＤ符号相関器３１は、受信信号に対して、時間領域積分及び周波数領域ＳＳ符号を使って相関値ｃGD(FD) →p,n(μ)を計算する。
　ｔd探索部３３及びｆD探索部３５は、受信機５における時間オフセット及び周波数オフセットの推定値^ｔd及び^ｆDを探索する（ステップＳＴＲ６）。具体的には、式(30)及び(31)に従って時間オフセット及び周波数オフセットを更新する。
　そして、更新終了か否かを判断する（ステップＳＴＲ７）。更新を終了する条件は、例えば、修正前の時間オフセットの値と新たな時間オフセットの値の差が所定の範囲内にあり、かつ、修正前の周波数オフセットの値と新たな周波数オフセットの値の差が所定の範囲内にあることである。更新を終了する場合、処理を終了する。更新を終了しない場合、ステップＳＴ５に戻る。
　そして、ステップＳＴ５において、ＴＤ符号相関器２９及びＦＤ符号相関器３１は、それぞれ、更新後の時間オフセット及び周波数オフセットを使って、式(20)と式(21)を計算して、相関値を計算する。
　図５は、図２のステップＳＴ５及びＳＴ６を繰り返すものである。図２は、送信機において位相を調整する場合であり、「能動位相調整更新法」と称することができる。他方、図５は、受信機において位相を調整するものであり、「受動位相調整更新法」と称することができる。なお、能動位相調整更新法及び受動位相調整更新法を組み合わせてもよい。例えば、図２において、ステップＳＴ５及びＳＴ６を所定の受動位相調整条件（例えば、修正前の時間オフセットの値と新たな時間オフセットの値の差が所定の範囲内にあり、かつ、修正前の周波数オフセットの値と新たな周波数オフセットの値の差が所定の範囲内にあること）を満たすまで繰り返して受動位相調整更新法を行い、その後、送信機にフィードバックすることにより、能動位相調整更新法を行うことが考えられる。
　続いて、数値的なシミュレーション結果を説明する。図６は、本願発明による（ｔd，ｆD）を探索するための（^ｔd,s，^ｆd,s）の軌跡を示す。図６(a)、(b)、(c)において、Ｎ＝Ｎ'＝１６であり、ターゲットは、(15.33，0.95)である。図６(d)では、Ｎ＝Ｎ'＝３２に対するシミュレーション結果がプロットされている。
　以上より、時間-周波数の同期の分離可能特性（ＳＰ）を定義し、ＳＰを満足する信号を設計した。位相更新ループ（Phase-updating　loop、PUL）と呼ばれる、チャネルの時間オフセット及び周波数オフセットを推定するためのインタラクティブアルゴリズムを提案した。これは、受信機と送信機の間で、位相を修正してデータを交換するものである。
　１　伝送システム、３　送信機、５　受信機、１１　データ生成部、１３　探索値受信部、１５　位相修正部、１７　信号送信部、２１　信号受信部、２３　相関器、２５　探索部、２７　探索値送信部、２９　ＴＤ符号相関器、３１　ＦＤ符号相関器、３３　ｔd探索部、３５　ｆD探索部

Claims (7)

  1. 　送信機が伝送信号を送信し、受信機が、受信信号を受信して、前記伝送信号と前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定する信号伝送方法であって、
    　前記受信機が備える信号受信部が、前記受信信号を受信する受信ステップと、
    　前記受信機が備える時間同期に対するＴＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいて周波数領域積分及び時間領域ＳＳ符号を用いてＴＤ符号相関値を計算し、前記受信機が備える周波数同期に対するＦＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいて時間領域積分及び周波数領域ＳＳ符号を用いてＦＤ符号相関値を計算する第１相関ステップと、
    　前記受信機が備える時間オフセット探索部が、以前に探索された周波数オフセットの値に対して、前記ＴＤ符号相関値を用いて新たな時間オフセットの値を探索し、前記受信機が備える周波数オフセット探索部が、以前に探索された時間オフセットの値に対して、前記ＦＤ符号相関値を用いて新たな周波数オフセットの値を探索する第１探索ステップと、
    　前記送信機及び／又は前記受信機において、前記新たな時間オフセット及び前記新たな周波数オフセットを用いて位相を調整し、前記ＴＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいてＴＤ符号相関値を計算し、前記ＦＤ符号相関部が、前記受信信号に基づいてＦＤ符号相関値を計算する第２相関ステップと、
    　前記時間オフセット探索部が、以前に探索された周波数オフセットの値に対して、前記ＴＤ符号相関値を用いて新たな時間オフセットの値を探索し、前記周波数オフセット探索部が、以前に探索された時間オフセットの値に対して、前記ＦＤ符号相関値を用いて新たな周波数オフセットの値を探索する第２探索ステップを含む信号伝送方法。
  2. 　前記送信機において位相が調整される場合、
    　　前記受信機が備える探索値送信部が、前記送信機に対して、前記新たに探索された時間オフセットの探索値及び周波数オフセットの探索値を送信する探索値送信ステップと、
    　　前記送信機が備える探索値受信部が、前記送信された前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値を受信する探索値受信ステップと、
    　　前記送信機が備える位相修正部が、前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値を用いて位相を修正して伝送信号を生成する位相修正ステップを含む、請求項１記載の信号伝送方法。
  3. 　前記位相修正ステップにおいて、前記位相修正部は、前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値に関し、修正された伝送信号の受信信号とそのフーリエ変換が対称となるように位相を修正する、請求項２記載の信号伝送方法。
  4. 　前記位相修正部は、前記伝送信号を、式(eq1)又は(eq2)により修正する、請求項２又は３に記載の信号伝送方法。
    　ここで、ｔは時間であり、~ｔd及び~ｆDは、それぞれ、前記時間オフセットの探索値及び前記周波数オフセットの探索値であり、Ｄ（~ｔd，~ｆD）は、その各項が、式(eq4)、(eq5)、(eq6)によって定義される式(eq3)であり、Ｐは、時間軸方向のデータ数であり、Ｐ’は、周波数軸方向のデータ数であり、Ｘ2DSSは、二次元ＳＳ符号であり、ｄGD →qは、データであり、→ｑ＝（ｑ，ｑ'）は、データアドレスであり、Ｆは、データシンボルの周波数帯域幅であり、Ｔは、データシンボルの時間（間隔）であり、ｖGD（ｔ；Ｘ2DSS）及びＶGD（ｆ；Ｘ2DSS）は、２次元シグネチャ信号とそのフーリエ変換である。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  5. 　前記受信機において位相が調整される場合、
    　前記第２相関ステップにおいて、前記ＴＤ符号相関部は、前記新たな時間オフセットを用いてＴＤ符号相関値を計算し、前記ＦＤ符号相関部は、前記新たな周波数オフセットを用いてＦＤ符号相関値を計算する、請求項１から４のいずれかに記載の信号伝送方法。
  6. 　前記ＴＤ符号相関器及び前記ＦＤ符号相関器は、一方の軸を周波数オフセットとし、他方の軸を時間オフセットとする２次元格子において、一方の軸及び他方の軸に沿って総和をとるものであり、
    　前記２次元格子は、ガボールセル又はガボールセルを分割したものであり、
    　前記ＴＤ符号相関器は、テンプレート波形を用いて、前記周波数オフセットの軸に沿って総和をとるものであり、
    　前記ＦＤ符号相関器は、前記テンプレート波形と双対なテンプレート波形を用いて、前記時間オフセットの軸に沿って総和をとるものである、請求項１から５のいずれかに記載の信号伝送方法。
  7. 　送信機であって、
    　伝送信号の位相を修正する位相修正部と、
    　前記伝送信号を受信機に対して送信する送信部を備え、
    　前記位相修正部は、時間オフセット探索部が、前記受信機が受信した受信信号及び以前に探索された周波数オフセットを用いて新たに探索した時間オフセットの探索値、並びに、周波数オフセット探索部が、前記受信機が受信した前記受信信号及び以前に探索された時間オフセットを用いて新たに探索した周波数オフセットの探索値に関して、前記受信機が受信する受信信号とそのフーリエ変換が対称となるように、前記伝送信号の位相を修正することを特徴とする、送信機。
PCT/JP2014/065733 2013-06-13 2014-06-13 信号伝送方法及び送信機 WO2014200089A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013124389A JP2015002359A (ja) 2013-06-13 2013-06-13 信号伝送方法及び送信機
JP2013-124389 2013-06-13

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014200089A1 true WO2014200089A1 (ja) 2014-12-18

Family

ID=52022374

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/065733 WO2014200089A1 (ja) 2013-06-13 2014-06-13 信号伝送方法及び送信機

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2015002359A (ja)
WO (1) WO2014200089A1 (ja)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012153732A1 (ja) * 2011-05-10 2012-11-15 国立大学法人九州大学 拡散装置、通信装置、送信装置、通信方法及びプログラム
WO2014034664A1 (ja) * 2012-08-27 2014-03-06 国立大学法人九州大学 受信器、受信方法及びプログラム

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012153732A1 (ja) * 2011-05-10 2012-11-15 国立大学法人九州大学 拡散装置、通信装置、送信装置、通信方法及びプログラム
WO2014034664A1 (ja) * 2012-08-27 2014-03-06 国立大学法人九州大学 受信器、受信方法及びプログラム

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TOHRU KOHDA ET AL.: "Frequency-division spread- spectrum makes frequency synchronization easy", GLOBAL COMMUNICATIONS CONFERENCE (GLOBECOM), 2012, IEEE, 3 December 2012 (2012-12-03), pages 3952 - 3958, XP032375291, DOI: doi:10.1109/GLOCOM.2012.6503734 *
TOHRU KOHDA ET AL.: "Separability of Time- Frequency Synchronization", RADAR SYMPOSIUM (IRS), 2013 14TH INTERNATIONAL, vol. 2, 19 June 2013 (2013-06-19), pages 964 - 969, XP032477607 *
YUTAKA JITSUMATSU ET AL.: "Separable Property for time and frequency synchronization in communications", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 113, no. 180, 12 August 2013 (2013-08-12), pages 27 - 31 *

Also Published As

Publication number Publication date
JP2015002359A (ja) 2015-01-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2021165760A (ja) レーダ装置及びレーダ方法
EP3502736B1 (en) Method for distance determination
CN105264784B (zh) 同步方法、接收端及发送端
CN106559375B (zh) Ofdm系统中多普勒频偏估计方法及装置和消除方法及装置
WO2016070687A1 (zh) 一种同步估计方法和接收端设备
JP5089460B2 (ja) 伝搬遅延時間測定装置及びレーダ装置
CN103760522A (zh) 用于时差估计与多站时钟误差校准的方法及系统
CN102571676B (zh) 正交频分复用系统中帧同步和频偏精确估计的方法
CN106950532A (zh) 基于互模糊函数与波形相似度比较联合的时延估计方法
Liu et al. Joint estimation of time difference of arrival and frequency difference of arrival for cyclostationary signals under impulsive noise
JP2010127771A (ja) 合成開口ソーナー、合成開口ソーナーの位相誤差補正方法及びプログラム
CN104641610A (zh) 用于估计频率误差的方法和装置
CN106130945A (zh) 帧同步及载波频偏联合检测方法和装置
CN110954862B (zh) 一种稀疏贝叶斯框架下基于全局窄带模型的辐射源直接定位方法
WO2014200089A1 (ja) 信号伝送方法及び送信機
JP7200570B2 (ja) 信号処理装置、信号処理方法及び制御プログラム
CN101702705A (zh) 用于多载波系统的同步方法及系统
CN106385392A (zh) 基于混沌键控的低截获概率通信波形设计方法
CN116106881A (zh) 用于补偿载波特性偏移的雷达系统和雷达方法
JP5888153B2 (ja) 画像レーダ装置および信号処理装置
JP2016189500A (ja) 同期装置、同期方法及びプログラム
CN115407266A (zh) 一种基于互谱子空间正交性的直接定位方法
CN104020463A (zh) 合成孔径超声成像运动补偿方法
CN113514798A (zh) 基于傅里叶梅林变换的宽带非线性调频信号时差/尺度差估计方法
Kohda et al. Gabor division/spread spectrum system is separable in time and frequency synchronization

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14811105

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14811105

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1