WO2014200027A1 - 電圧発生回路 - Google Patents

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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers

Definitions

  • both the polarity of the base emitter junction of the second bipolar transistor and the polarity of the base emitter junction of the third bipolar transistor are connected so as to be in the forward direction with respect to the voltage of the power supply terminal 104.
  • the transistor 111 when the transistor 111 is not provided, an extra voltage is applied to the resistors 112 and 113 by Vbe, so that the current increases even with the same power supply voltage, and the value of the voltage drop of the resistor 102 (absolute amount, not amount of change). Becomes larger.
  • the bipolar transistor has a characteristic capable of performing transistor operation (amplification operation) even when the collector-emitter voltage is somewhat lower than the base-emitter voltage.
  • the transistor 103 In the voltage generation circuit 101, the transistor 103 has a voltage drop of the resistor 102. The collector voltage is lower than the base voltage. However, if the collector-emitter voltage becomes too low, transistor operation (amplification operation) cannot be performed, so that the voltage drop of the resistor 102 cannot be made very large.
  • the voltage drop of the resistor 106 increases in accordance with the current value during the period (3V to 8V) in which the current flowing through the transistor 115 (graph curve 404) gradually reaches a maximum value.
  • the change in the region (3 to 4 V) where the output voltage (graph curve 1203) of the voltage generation circuit 801 shows a local maximum value where the power supply voltage dependency is gentle is canceled out.
  • the output voltage is almost constant at about 3 to 4V.
  • the power supply terminal 26 is a power supply terminal having the same potential as the power supply terminal 104 that is the first power supply terminal, the voltage output terminal 21 is the second voltage output terminal, and the resistors 19 and 25 are the fifth resistors.
  • the transistor 27 constitutes a third connection circuit, and a forward junction voltage of the base-emitter junction is generated between the second voltage output terminal and the collector terminal of the transistor 103 in accordance with the emitter current of the transistor. It is connected to the.
  • the circuit 601 can be replaced with a diode like the voltage generation circuit 1501 shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram showing still another example of the voltage generating circuit according to the present invention.
  • the resistor 1502 is a first resistor
  • the diode 1503 constitutes the first circuit 118.
  • the second circuit 119 is a series circuit of a diode and a resistor
  • the order of the diode 1504 and the second resistor is changed as shown in (A), (B), and (C) in FIG.

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Abstract

　電圧発生回路であって、電源端子１０４が抵抗１０６、１０７によって電圧出力端子１０５に接続されている。ベースとコレクタが抵抗１０２で接続され、エミッタが接地されたトランジスタ１０３と、ベースとコレクタが抵抗１０８で接続され、ベースが電圧出力端子１０５に接続され、エミッタがトランジスタ１０３のコレクタに接続されたトランジスタ１０９と、ベースとコレクタが抵抗１１０で接続され、ベースが抵抗１１２、１１３によって電源端子１１７に接続され、エミッタはトランジスタ１０３のベースに接続されているトランジスタ１１１とを備えている。

Description

電圧発生回路
　本発明は、電源電圧依存性が小さい電圧発生回路に関するものである。
　従来の電圧発生回路として、例えば特許文献１等に示すものが提案されている。図１７は従来の電圧発生回路の一例の回路図である。図１７に示すように、電圧発生回路５１は、トランジスタ５２、５３と抵抗５４、５５を接続した回路である。電圧発生回路５１では、電源端子５６に電圧が与えられたとき、トランジスタ５２、５３のベースエミッタ間電圧（Ｖｂｅ）の和、すなわち、Ｖｂｅの２倍の出力電圧を電圧出力端子５７に出力する。この電圧発生回路５１では、抵抗素子５４の値を変更することで出力電圧を微調整することが可能である。たとえば、回路を集積回路として作成する場合、抵抗５４、或いは、抵抗５４の一部を集積回路外のチップ抵抗で構成すれば、その変更で容易に出力電圧の微調整が可能である。一方で、この電圧発生回路５１は、「電源電圧が高くなるにしたがって、電圧出力端子に発生する電圧が高くなる」性質があり、出力電圧の電源電圧に対する依存性は小さくない。
　そこで、このような出力電圧の電源電圧に対する依存性を低減させた回路について図面を参照して説明する。図１８は従来の電圧発生回路の他の例の回路図である。図１８に示す電圧発生回路６１は、電圧発生回路５１のトランジスタ５２のベース端子と電圧出力端子５７との間に抵抗６２を追加したものである。それ以外は、電圧発生回路５１と同じ構成を有しており、実質上同じ素子、端子には同じ番号を付してある。
　電圧発生回路６１では、抵抗６２の電圧降下の作用により、「電源電圧の増加に応じて電圧出力端子に発生する電圧を下げる」効果が発生し、電圧発生回路５１の「電源電圧が高くなるにしたがって、電圧出力端子に発生する電圧が高くなる」性質の一部を打ち消す。この抵抗６２の効果によって、出力電圧の電源電圧依存性を低減させることができる。或いは、ある電源電圧で出力電圧が極大値となり、それ以上の電源電圧で出力電圧が減少に転じるように特性を調整することができる。つまり、電圧発生回路６１は電圧発生回路５１に対して、出力電圧の電源電圧依存性を低減させた回路となっている。特に出力電圧が極大値となる電源電圧付近で用いることで、電圧発生回路６１は、電源電圧依存性の非常に少ない電圧発生回路として利用することができる優れた回路となる。
　以下に、電圧発生回路５１、６１のそれぞれの出力電圧と電源電圧との関係について説明する。図１９は電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。図１９において、グラフ曲線７１は電圧発生回路５１の出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、グラフ曲線７２は電圧発生回路６１の出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフである。それぞれ、電圧発生回路５１、６１の回路構成のモデルを用いたシミュレーションを行い、値の算出を行っている。
　シミュレーションするにあたり、各抵抗の抵抗値は、抵抗５４は３２００Ω、抵抗５５は８０００Ω、抵抗６２は５０Ωとしている。また、トランジスタ５２、５３は、ＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジスタでエミッタサイズが４８μｍ2のものとしている。
　図１９に示すように、電圧発生回路５１の出力電圧（グラフ曲線７１）は、電源電圧の増加に対し徐々に増加する特性を持っている（電源電圧依存性が高い）。一方、電圧発生回路６１の出力電圧（グラフ曲線７２）は、電源電圧が４Ｖ付近で極大値となっており、それ以上の電源電圧において、電源電圧が増加するとき、出力電圧が減少している。すなわち、電圧発生回路６１は、４Ｖ付近の電源電圧で利用する場合、出力電圧の電源電圧依存性が少ない回路として利用可能である。
特許第３８４７７５６号公報
　図２０は従来の電圧発生回路で抵抗を変更したときの出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。図２０に示す結果も上述と同様回路シミュレーションによって算出した結果である。
　図２０において、グラフ曲線８１は、電圧発生回路５１の出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、抵抗５４の値を２２００Ω、３２００Ω、４２００Ωとしたときの出力電圧を３本のグラフとして図中に破線で示し、抵抗５４の抵抗値を付して区別している。グラフ曲線８２は、電圧発生回路６１の出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、抵抗５４の値を２２００Ω、３２００Ω、４２００Ωとしたときの出力電圧を３本のグラフとして図中に実線で示し、抵抗５４の抵抗値を付して区別している。
　電圧発生回路５１の出力電圧（グラフ曲線８１）は、抵抗５４の値が小さくなると出力電圧が大きくなっている。上述したように、上述した電圧発生回路５１の特徴、すなわち、抵抗５４の値を変更するといった簡単な方法で、出力電圧の微調整ができることが示されている。
　一方、電圧発生回路６１の出力電圧（グラフ曲線８２）は、抵抗５４の値を小さくすると出力電圧が極大値となる電源電圧が高い方にずれるように電源電圧依存性が変化し、また、出力電圧の極大値がほとんど変化していない。つまり、電圧発生回路６１において、利用する電源電圧付近に極大値が来るように調整して回路を設計した場合、回路５１と同じように、抵抗５４の値で出力電圧を微調整しようとすると、目的としている低い電源電圧依存性の特徴が劣化してしまう。
　電圧発生回路６１では、トランジスタ５２、５３がともに導通するおよそ２．５Ｖ以上の電源電圧範囲において、電源電圧の増加に対し、トランジスタ５２のベース電極の電圧（電圧発生回路５１の出力電圧とほぼ同じ値で、２．４Ｖ～２．６Ｖ程度）の変化はわずか（０．２Ｖ程度）であり、電源電圧の増加と比べるとほとんど変化しない。そのため、電源電圧の増加分は、そのほとんどが抵抗５４の端子間の電圧の増加となり、抵抗５４に流れる電流の増加が、電源電圧の増加に比例し、抵抗５４の逆数に応じて生じる。
　トランジスタ５２のベースに流れる電流が少なく、抵抗５４に流れる電流が、主に抵抗６２に流れ込むため、抵抗６２の電圧降下の増加もまた、電源電圧に比例する。つまり、（電源電圧の変化）＊（抵抗６２の抵抗値）／（抵抗５４の抵抗値）におよそ比例した抵抗６２の電圧降下の変化が生じ、電源電圧の増加に伴い徐々に増加していくトランジスタ５２のベース端子の電圧を打ち消す形で、電圧発生回路６１の出力電圧の電源電圧依存性を低く抑えている。そのため、電圧発生回路６１で抵抗５４の値を変更すると、出力電圧だけでなく、電源電圧依存性まで変化してしまう。
　たとえば、抵抗５４と抵抗６２の両方を集積回路の外のチップ抵抗で構成することで、電源電圧依存性を維持しながら、出力電圧値の調整を行うことも、当然可能ではあるが２個の抵抗の抵抗値を、ある比を保ちながら調整しなければならない必要が生じることとなり、実用的ではない。
　また、集積回路内に抵抗素子５４、６２を作成すれば、２個の抵抗が同一プロセスで作成されるために抵抗の値の比を正確に保つことが比較的容易にできるが、抵抗の一方、或いは両方を集積回路の外のチップ抵抗で実現した場合は、チップ抵抗の素子バラツキが特性に影響してしまい、製品への利用がしにくくなってしまう。
　そこで本発明は、簡単な構成を有し、出力電圧に対する電源電圧の依存性が低く、さらに、電源電圧の依存性の変化を抑えつつ出力電圧を調整することができる電圧発生回路を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため本発明は、第１の電源端子と、第１の電圧出力端子と、第１の抵抗と、第１のバイポーラトランジスタと、第１の回路と、第２の回路とを有し、上記第１のバイポーラトランジスタのエミッタ端子が、接地端子に接続され、上記第１のバイポーラトランジスタのベース端子とコレクタ端子とが、第１の接続経路によって接続され、上記第１の接続経路上に第１の接続端子を有し、上記第１の回路の第１の端子が、上記第１の抵抗を介して上記第１の電源端子に接続され、上記第１の回路の第２の端子が、上記第１の接続端子と上記第１のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第１の接続経路に接続されており、上記第１の回路の第２の端子と上記第１の接続端子との間の、上記第１の接続経路に抵抗を有し、上記第１の回路が、ダイオードを有し、上記第１の回路の第１の端子と上記第１の回路の第２の端子との間に、ダイオード接合の順方向接合電圧を、ダイオードを流れる電流に応じて発生させる回路、或いは、ベースコレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタを有し、上記第１の回路の第１の端子と、上記第１の回路の第２の端子との間に、ベースエミッタ接合の順方向接合電圧を、エミッタ電流に応じて発生させる回路、のいずれかの回路であり、上記第２の回路の第１の端子が、上記第１の電源端子、或いは、上記第１の電源端子と同じ電位の電源端子のいずれかの電源端子に接続され、上記第２の回路の第２の端子が、上記第１の接続端子に接続されており、上記第２の回路が、ダイオードと第２の抵抗とを有し、上記第２の回路の第１の端子と、上記第２の回路の第２の端子との間に、ダイオード接合の順方向接合電圧と、上記第２の抵抗による電圧降下との和を、ダイオードを流れる電流に応じて発生させる回路、或いは、ベースコレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタと第２の抵抗とを有し、上記第２の回路の第１の端子と、上記第２の回路の第２の端子との間に、ベースエミッタ接合の順方向接合電圧と、上記第２の抵抗による電圧降下との和を、エミッタ電流に応じて発生させる回路、のいずれかの回路であり、上記第１のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性が、上記電源端子の電源電圧に対し順方向となるように接続され、上記電圧出力端子が、上記第１の回路の第１の端子に接続されていることを特徴とする電圧発生回路を提供する。
　本発明によると、簡単な構成を有し、出力電圧に対する電源電圧の依存性が低く、さらに、電源電圧の依存性の変化を抑えつつ出力電圧を調整することが可能な電圧発生回路を提供することができる。
本発明にかかる電圧発生回路の一例を示す回路図である。 本発明にかかる電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。 第１のバイポーラトランジスタのコレクタ電圧及び第１の回路のトランジスタのベースエミッタ間電圧と電源電圧との関係を示す図である。 バイポーラトランジスタに流れる電流と電源電圧との関係を示す図である。 第４のバイポーラトランジスタのベース電圧を、従来の電圧発生回路の出力電圧と比較した図である。 本発明にかかる電圧発生回路の他の例を示す回路図である。 本発明にかかる電圧発生回路の他の例を示す回路図である。 本発明にかかる電圧発生回路の他の例を示す回路図である。 図６に示す電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。 図７に示す電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。 図８に示す電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。 図６、７、８及び図１に示す電圧発生回路の出力電圧のピーク部を拡大した図である。 本発明にかかる電圧発生回路を利用した電力増幅回路の一例を示す回路図である。 図１に示す電圧発生回路の第１のバイポーラトランジスタ、第２のバイポーラトランジスタ及び第４のバイポーラトランジスタの各端子への接続部を示した図である。 本発明にかかる電圧発生回路のさらに他の例を示す図である。 図８に示す電圧発生回路の変形例を示す回路図である。 従来の電圧発生回路の一例の回路図である。 従来の電圧発生回路の他の例の回路図である。 従来の電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。 従来の電圧発生回路で抵抗を変更したときの出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。
　以下に本発明の実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態では、電源端子にかかる電源電圧を正の値とし、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタによる回路構成例を説明しているが、これに限定されない。例えば、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタで同様の回路構成とし、電源電圧、出力電圧を負とすることで同様の効果を得ることが可能である。この場合、以降の説明中の電圧や電流の値を比較している部分では、それぞれ、電圧の絶対値、電流の絶対値の比較として読み替えるものとし、ダイオードの電極はアノード端子とカソード端子を逆にとして読み替えるものとする。
　また、以下の各実施形態において、同じ構成の部分、端子には同じ番号を用いており、特性を示す図においても、特に断りが無い限り、同じ記号の部品には同じ素子値を用いてシミュレーション計算した結果を示す。なお、特に記述のない場合、トランジスタとして、エミッタ面積が４８μｍ2のサイズのＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いている。また、サイズの異なるトランジスタを用いる場合、エミッタ面積を上記のサイズ（４８μｍ2）に対する比で表している。
（第１実施形態）
　図１は本発明にかかる電圧発生回路の一例を示す回路図である。図１に示すように、電圧発生回路１０１は、電源端子１０４、１１７と電圧出力端子１０５を有し、電源端子１０４は、抵抗１０６、抵抗１０７によって電圧出力端子１０５に接続されている。また、ベース端子とコレクタ端子が抵抗１０２で接続され、エミッタ端子が接地されたトランジスタ１０３を有している。
　また、ベース端子とコレクタ端子が抵抗１０８で接続されたトランジスタ１０９を有し、トランジスタ１０９のベース端子が電圧出力端子１０５に接続され、エミッタ端子はトランジスタ１０３のコレクタ端子に接続されている。また、ベース端子とコレクタ端子が抵抗１１０で接続されたトランジスタ１１１を有し、トランジスタ１１１のベース端子が抵抗１１２、抵抗１１３によって電源端子１１７に接続され、エミッタ端子はトランジスタ１０３のベース端子に接続されている。
　ここで、電源端子１０４が第１の電源端子であり、電源端子１１７が第１の電源端子と同じ電位の電源端子であり、電圧出力端子１０５が第１の電圧出力端子であり、抵抗１０６、抵抗１０７が第１の抵抗であり、抵抗１１２、抵抗１１３が第２の抵抗であり、トランジスタ１０３が第１のバイポーラトランジスタである。
　また、第１のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１０３のベース端子から抵抗１０２を経由してコレクタ端子に至る経路が第１の接続経路であり、第１の接続経路上のトランジスタ１１１のエミッタ端子が接続された箇所（トランジスタ１０３のベース端子）が第１の接続端子となる。
　また、抵抗１０８でベースコレクタ間が接続されたトランジスタ１０９が、破線で示す第１の回路１１８を構成しており、電圧出力端子１０５に接続される第１の端子と、トランジスタ１０３のコレクタ端子に接続される第２の端子との間に、順方向のベースエミッタ接合の接合電圧をエミッタ電流に応じて生じさせるよう接続されている。
　また、抵抗１１０でベースコレクタ間を接続されたトランジスタ１１１と、抵抗１１２、抵抗１１３が、破線で示す第２の回路１１９を構成しており、電源端子１１７に接続される第１の端子と、第１の接続端子（トランジスタ１０３のベース端子）に接続される第２の端子との間に、順方向のベースエミッタ接合の接合電圧と、抵抗１１２、抵抗１１３の電圧降下との和を、トランジスタ１１１のエミッタ電流に応じて生じさせるよう接続されている。
　また、電源端子１０４の電圧に対し、トランジスタ１０３のベースエミッタ接合の極性が順方向となるように接続されている。
　さらに、電圧発生回路１０１は、トランジスタ１１４を有している。トランジスタ１１４のベース端子がトランジスタ１０９のコレクタ端子に接続され、トランジスタ１１４のエミッタ端子が、トランジスタ１０３のコレクタ端子に接続され、トランジスタ１１４のコレクタ端子が、抵抗１１２を介して電源端子１１７に接続されている。
　ここで、トランジスタ１０９が第２のバイポーラトランジスタであり、トランジスタ１１４が第３のバイポーラトランジスタである。トランジスタ１０９は第１の回路のトランジスタ素子と第２のバイポーラトランジスタとを兼ねている。
　また、第２のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１０９のベース端子から抵抗１０８を経由してコレクタ端子に至る経路が第２の接続経路であり、第２の接続経路上の抵抗１０７が接続された箇所（トランジスタ１０９のベース端子）が第２の接続端子となる。
　また、トランジスタ１１４のコレクタ端子から抵抗１１２を経由して電源端子１１７に至る経路は、第１の抵抗である抵抗１０６、抵抗１０７の抵抗素子を含まない経路となっており、抵抗１０６、抵抗１０７は、トランジスタ１１４のコレクタ電流が流れない抵抗素子となっている。
　また、第２のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性及び第３のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性のいずれもが、電源端子１０４の電圧に対し、順方向となるように接続されている。
　また、電圧発生回路１０１では、トランジスタ１１４のコレクタ端子と、電源端子１１７とを接続する抵抗１１２が、第２の抵抗（抵抗１１２、抵抗１１３）の一部、つまり、共通の抵抗となっている。共通の抵抗である抵抗１１２が第３の抵抗である。
　さらに、電圧発生回路１０１は、トランジスタ１１５を有し、トランジスタ１１５のベース端子がトランジスタ１１１のコレクタ端子に接続され、トランジスタ１１５のエミッタ端子がトランジスタ１０３のベース端子に抵抗１１６を介して接続され、トランジスタ１１５のコレクタ端子が抵抗１０６を介して電源端子１０４に接続されている。
　また、抵抗１０６は、電源端子１０４と電圧出力端子１０５とを接続する第１の抵抗（抵抗１０６、抵抗１０７）の一部、つまり、抵抗１０６が共通の抵抗となっている。
　ここで、トランジスタ１１１が第４のバイポーラトランジスタであり、トランジスタ１１５が第５のバイポーラトランジスタであり、共通の抵抗である抵抗１０６が第４の抵抗である。
　そして、トランジスタ１１１は第２の回路のトランジスタと第４のバイポーラトランジスタとを兼ねている。
　第４のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１１のベース端子から抵抗１１０を経由してコレクタ端子に至る経路が第３の接続経路であり、第３の接続経路上の抵抗１１２、１１３によって電源端子１１７に接続される箇所（トランジスタ１１１のベース端子）が第３の接続端子となる。また、電源端子１０４の電圧に対し、第４のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性と、第５のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性との、いずれもが順方向となるように接続されている。
　以下の説明において、電圧発生回路１０１の動作を実証するため、図１の回路構成のモデルを用いたシミュレーションを行い、出力電圧等の値の算出を行っている。なお、シミュレーションにおいては、抵抗１０２は１８０Ω、抵抗１０７は１５００Ω、抵抗１０８は３９０Ω、抵抗１１０は１６０Ω、抵抗１１２は３５００Ω、抵抗１１３は２０００Ω、抵抗１１６は２５０Ωとしている。また、トランジスタ１１４のみ７倍のエミッタサイズの素子としている。また、電源電圧１０４、１１７は同電位としている。
　図２は本発明にかかる電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。図２のグラフにおいて、グラフ曲線２０１は、電圧発生回路１０１の出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの、それぞれの電圧を３本のグラフとして図中に示し、抵抗１０６の抵抗値を付して区別している。また、比較のために、グラフ曲線８１として、従来の電圧発生回路５１の出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフを示す。グラフ曲線８１では、抵抗５４の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの、それぞれの電圧を３本のグラフとして図中に示し、抵抗５４の抵抗値を付して区別している。
　図２に示すように、電圧発生回路１０１の出力電圧（グラフ曲線２０１）は、電源電圧の増加とともに増加し、電源電圧が約４Ｖのとき極大値となり、その後、電源電圧が増加することで減少している。また、抵抗１０６の抵抗値を変更することで、グラフ曲線は、形状があまり変化することなく、上下方向に移動している。このことから、電圧発生回路１０１は電源電圧依存性が低い電源電圧範囲を有し、抵抗１０６の抵抗値を変更することで、電源電圧依存性を大きく変化させないように、出力電圧を調整できることがわかる。
　以下に、本実施形態に示す電圧発生回路の動作について図面を参照して説明する。まず、抵抗１０２による電圧降下を無視して、トランジスタ１０３のベース端子とコレクタ端子を同電位と仮定してみる。この仮定のもとで、電源端子１０４の電圧を徐々に上げていった場合、電圧出力端子１０５と接地端子（トランジスタ１０３のエミッタ端子）の間にトランジスタ１０９とトランジスタ１０３のベースエミッタ接合が計２個あり、電源端子１０４にかかる電源電圧を上げ、２個のベースエミッタ接合がともに導通するおよそ２．５Ｖの電圧のとなったとき、回路が電流を流し始める。それ以上の電源電圧の範囲では、従来の電圧発生回路５１、６１と同様にトランジスタ１０９、１０３のベースエミッタ間の電圧はあまり変化せず、主に抵抗１０６、１０７に電源電圧の増加分の電圧がかかる。そして、電源電圧の増加におよそ比例して、抵抗１０６、１０７を流れる電流の増加が生じるように回路が動作する。
　一般的なトランジスタはベースエミッタ間の電圧の増加に対し、ベース電流が指数関数的に急激に増加する。そして、必要なコレクタ電圧が印加されている場合は、ベース電流に対しβ（電流増幅率）倍したコレクタ電流が流れる。つまり、コレクタ電流もベースエミッタ間の電圧に対し、指数関数的に急激に増加する。逆に、ベース電流、コレクタ電流を基準に考えれば、電流の増加が生じてもベースエミッタ間の電圧は対数的な緩やかな増加となる。この特性のため、電源端子１０４の電源電圧の増加におよそ比例して、抵抗１０４，１０５を流れる電流が増加した場合でも、ベースエミッタ間の電圧（Ｖｂｅ）は対数的な、すなわち、緩やかな変化しかしない。
　上述したとおり、電圧出力端子１０５の電圧は、ベースエミッタ接合２個分の電圧となる。このことから、「抵抗１０２による電圧降下を無視して考えれば、ベースエミッタ接合２個分の電圧に相当」する電圧出力端子１０５の電圧は、「電源電圧が高くなるにしたがって、電圧出力端子に発生する基準電圧が少しずつ高くなる性質」が現れることになる。
　つぎに、電源端子１１７を電源端子１０４と同電位として一緒に電圧を上げていった場合を考えてみる。トランジスタ１１１、トランジスタ１０３の２個のベースエミッタ接合がともに導通するおよそ２．５Ｖの電圧のとき、電源端子１１７からトランジスタ１０３に至る回路が電流を流し始める。そして、それ以上の電源電圧の範囲では、同様に電源電圧の増加におよそ比例して、抵抗１１２、１１３を流れる電流、及び、トランジスタ１１１のエミッタ電流の増加が生じていくように回路が動作する。
　トランジスタ１０３のベース電流が少ないので、トランジスタ１１１のエミッタ電流は主に抵抗１０２を流れてトランジスタ１０３のコレクタ端子に流れ込むことになり、抵抗１０２は電流の増加に比例した電圧降下の増加を生じる。トランジスタ１０９のエミッタは、抵抗１０２で電圧降下した後の端子（トランジスタ１０３のコレクタ端子）に接続されているので、先ほど無視した抵抗１０２の電圧降下も含めて考えると、電圧出力端子１０５には、抵抗１０２の電圧降下の作用により「電源電圧の増加に応じて電圧出力端子に発生する電圧を下げる働き」も生じることとなる。
　ここで、上述の「電源電圧が高くなるにしたがって、電圧出力端子に発生する基準電圧が少しずつ高くなる性質」との兼ね合いで、「電源電圧の増加に応じて生じる出力電圧の増加を抑制した電圧発生回路」、「電源電圧の増加に応じ、出力電圧が一度、極大値の電圧に達した後、減少に転じる電圧を発生する電圧発生回路」となる。
　さらに、電圧発生回路の動作について説明する。図３は第１のバイポーラトランジスタのコレクタ電圧及び第１の回路のトランジスタのベースエミッタ間電圧と電源電圧との関係を示す図である。図３において、グラフ曲線３０１は、第１のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１０３のコレクタ電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの、それぞれの電圧を３本のグラフとして図中に示している。グラフ曲線３０２は、第２のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１０９のベースエミッタ間電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの、それぞれの電圧を３本のグラフとして図中に示している。グラフ曲線３０２は上から順に、抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω、４２００Ωとなっている。グラフ曲線３０１は３本のグラフはほとんど差がなく交錯しているので、特に区別していない、つまり、差が少ない状態を示している。
　上述しているように、トランジスタ１０３のコレクタ電圧（グラフ曲線３０１）とトランジスタ１０９のベースエミッタ間電圧（グラフ曲線３０２）の和が、電圧発生回路１０１の出力電圧（図２のグラフ曲線２０１）となる。図３に示すように、抵抗１０６の値を変化させた場合、トランジスタ１０９のベースエミッタ間電圧（グラフ曲線３０２）は形をあまり変えないでグラフの縦方向に平行移動するようになっている。一方、トランジスタ１０３のコレクタ電圧（グラフ曲線３０１）は、変化が少なく、グラフ曲線３０２に比べて３本の線の間隔が狭い。
　これらの結果を見ればわかるように、抵抗１０６の値を変化させたときの、出力電圧（図２中のグラフ曲線２０１）の変化は、主にトランジスタ１０９のベースエミッタ間電圧（グラフ曲線３０２）によるものであるといえる。そして、トランジスタ１０９のベースエミッタ間電圧（グラフ曲線３０２）は電源電圧依存性をほぼ保持したまま、電圧値が変化するため、出力電圧（グラフ曲線２０１）の電源電圧依存性にあまり変化が出ないで、出力電圧が変化していると考えられる。
　つまり、従来の電圧発生回路６１では、抵抗５４の抵抗値の変更によって変化した電流が、電圧降下の作用を受け持つ抵抗６２を流れているため、抵抗６２の電圧降下に大きく影響が出てしまって電源電圧依存性を大きく変化させてしまったものと考えられる。本実施形態の電圧発生回路１０１では、電圧降下を生じる抵抗１０２に流れる電流は、別の経路（抵抗１１２、１１３とトランジスタ１１１）に主に依存し、第２の抵抗（１１２、１１３）と抵抗素子１０２の抵抗の比によって概略決定されている。このことは、図３のグラフ曲線３０１の変化が少ないこと、すなわち、抵抗１０２の電圧降下の影響を受けるトランジスタ１０３のコレクタ電圧の変化が少ないことからもわかる。
　そのため、第１の抵抗である抵抗１０６の抵抗値を変更しても抵抗１０２に流れる電流が大きく変化せず、抵抗１０２の電圧降下の変化、すなわち、出力電圧の電源電圧依存性の変化が少なくなっていると考えられる。本実施形態の電圧発生回路１０１では、以上の作用によって、電源電圧依存性を大きく変化させないで、抵抗１０６で出力電圧が調整可能となっている。
　電圧発生回路１０１は、集積回路内に第２の抵抗（１１２、１１３）と、抵抗素子１０２を作成すれば、両者の抵抗が同一プロセスで作成されるために抵抗の値の比を正確に保つことが比較的容易にできる。そのため、出力電圧の電源電圧依存性に関する製造上でのバラツキが少なくなる利点を有した上で、抵抗１０６、或いは、その一部を集積回路外に配置すれば、必要に応じて出力の電圧調整が可能な、実用的な電圧発生回路を提供することができる。
　以下に、電圧発生回路１０１の構成についてさらに詳しく説明する。図１に示す電圧発生回路１０１において、トランジスタ１１１は、必ずしも必要ないように見える。すなわち、電源端子１０４から、トランジスタ１０３のベース端子に抵抗１１２、１１３だけで接続されていても、電源電圧が増加すれば、電流が増加し、抵抗１０２での電圧降下が増加し、出力電圧を低下させる方向の同様の作用が生じるため、トランジスタ１１１は不要と考えることが可能である。
　電源電圧の変化に対して、Ｖｂｅの変化は少ないのでＶｂｅ一定として考えれば、電源電圧の変化量に対する抵抗１０２の電圧降下の変化量は、以下の（式１）で表され、トランジスタ１１１があろうがなかろうが同じとなる。
（式１）
　電源電圧の変化量に対する抵抗１０２の電圧降下の変化量＝（抵抗１０２の抵抗値）／（抵抗１１２、１１３の合計値）
　しかし、トランジスタ１１１が無い場合、抵抗１１２、１１３に電圧がＶｂｅ分だけ余分にかかるため、同じ電源電圧であっても電流が増加し、抵抗１０２の電圧降下の値（変化量ではなく絶対量）が大きくなる。バイポーラトランジスタは、ベースエミッタ間電圧より、コレクタエミッタ間電圧が幾分低くても、トランジスタ動作（増幅動作）が行える特性を有しており、電圧発生回路１０１では、抵抗１０２の電圧降下だけトランジスタ１０３のコレクタ電圧をベース電圧より低くする回路構成となっている。しかし、コレクタエミッタ間電圧が低くなりすぎるとトランジスタ動作（増幅動作）ができなくなるため、抵抗１０２の電圧降下をあまり大きくできない。
　たとえば、トランジスタ１１１がない回路構成において、大きくなってしまう電圧降下の値を、流れる電流を減少させて抑制しようとしたとする。この場合、電流を減少させるため抵抗１１２、１１３を大きくすると、式１の右辺の分母が大きくなり、左辺の「電源電圧の変化量に対する抵抗１０２の電圧降下の変化量」が小さくなり、出力電圧を低下させる方向の作用が不足してしまう。また、作用の不足を補うために、右辺の分子である抵抗１０２の抵抗値を増加させれば、電流が小さくなっても、抵抗１０２の電圧降下の値の絶対量が減少しない。
　また、トランジスタ１１１がない回路構成において、大きくなってしまう電圧降下の値を、抵抗１０２の値を減らして抑制しようとしたとする。この場合も、式１より「電源電圧の変化量に対する抵抗１０２の電圧降下の変化量」が小さくなってしまい、出力電圧を低下させる方向の作用が不足する。
　つまり、実質的に効果のある回路構成としては、出力電圧に近い電圧から抵抗１０２に電流が流れ始める構成とすることによって、抵抗１０２の電圧降下の値としては十分小さく、かつ、変化量を効果のある程度に大きくすることができる。
　電圧発生回路１０１では、出力電圧がおよそＶｂｅの２倍の電圧（トランジスタ１０３とトランジスタ１０９のＶｂｅの和）であるため、抵抗１０２の抵抗値を流れる電流が、Ｖｂｅの２倍の電圧付近で流れ始めるよう、トランジスタ１１１が必要であることがわかる。なお、上記の説明によると、トランジスタ１１１とトランジスタ１０９のＶｂｅとは近い値になっておればよく、全く同じにする必要はない。異なる接合材料により異なるＶｂｅとなるようにして、トランジスタ１１１とトランジスタ１０９の電流の流れ始める電源電圧をわざとずらす構成とすることもできる。実際には、後述するように、トランジスタ１１１とトランジスタ１０９の電流の流れ始める電源電圧をずらすよう構成している。
　本発明にかかる電圧発生回路１０１は、さらに、第３のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１４を有している。トランジスタ１１４の作用について図面を参照して説明する。図４はバイポーラトランジスタに流れる電流と電源電圧との関係を示す図である。
　図４において、グラフ曲線４０１、４０２、４０３、４０４は次の値を示すグラフである。グラフ曲線４０１は、トランジスタ１０９（第２のバイポーラトランジスタ）のエミッタ電流（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフである。グラフ曲線４０２は、トランジスタ１１４（第３のバイポーラトランジスタ）のエミッタ電流（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフである。グラフ曲線４０３は、トランジスタ１１１のエミッタ電流（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフである。グラフ曲線４０４は、トランジスタ１１５のコレクタ電流（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフである。なお、グラフ曲線４０３、４０４は、後述の説明で用いる。また、図４において各グラフは、抵抗１０６の抵抗値を３２００Ωとした場合のシミュレーション計算を行った結果を示している。
　トランジスタの動作では、コレクタ電流とエミッタ電流に対しベース電流が小さく、コレクタ電流とエミッタ電流をほぼ同じ値と見ることができるので、以降、トランジスタのコレクタ電流とエミッタ電流を同じ値として、同じグラフ（グラフ曲線４０１、４０２、４０３、４０４）を用いて説明する。
　上述しているように、電源端子１０４、１１７の電圧がＶｂｅの２倍の電圧の付近（２．５Ｖ付近）で、トランジスタ１０９が電流を流し始める。電流が少ない間は抵抗１０８による電圧降下が無視できるので、トランジスタ１１４も同じく電流を流し始める。このトランジスタ１１４のエミッタ電流（グラフ曲線４０２）は、トランジスタ１０９のエミッタ電流（グラフ曲線４０１）とともにトランジスタ１０３に供給されるので、同じ端子に流れ込むトランジスタ１０９のエミッタ電流（グラフ曲線４０１）の値を相対的に減少させる。その結果、トランジスタ１０９のコレクタ電流（≒エミッタ電流）（グラフ曲線４０１）が流れる抵抗１０６、１０７の電圧降下を減少させ、出力電圧を増加させる作用となる。　また、トランジスタ１０３のコレクタ電流がトランジスタ１１４のエミッタ電流（グラフ曲線４０２）を流すために、トランジスタ１０３のベースエミッタ間電圧（Ｖｂｅ）が増加する作用となる。つまり、いずれにしても出力電圧が増加する方向の作用となる。
　トランジスタ１０９のコレクタ電流（グラフ曲線４０１）は、電源端子１０４、１１７の電圧が増加するにしたがって増加し、抵抗１０８の電圧降下のためにトランジスタ１１４のベース端子の電圧が低下し、トランジスタ１１４のエミッタ電流（グラフ曲線４０２）は、図４に示すように、電源電圧が２．８Ｖ付近で極大値となった後、やがて減少に転じ、４Ｖ付近で流れなくなっている。つまり、トランジスタ１１４は、Ｖｂｅの２倍付近からの比較的低い電源電圧に限定し、出力電圧を増加させる効果を生じさせている。
　電圧発生回路１０１では、トランジスタが電流を流したとき、出力電圧が、電源電圧から抵抗による電圧降下だけ下がった電圧として決定される。このような電圧発生回路において出力電圧を一定に制御するためには、出力電圧よりもある程度、高い電源電圧が印加されている必要があり、電源電圧が低下する（出力電圧に近づく）ことで、出力電圧を一定に制御することが難しくなる場合があった。たとえば、従来の電圧発生回路５１でも、電源電圧が低い領域では、電源電圧の上昇に伴って出力電圧が徐々に上昇する特性を有しており、このような特性を有する場合、動作電圧範囲、特に、動作電圧範囲の下限側が狭くなってしまう。
　以上のことから、本発明にかかる電圧発生回路１０１では、上述の第２のバイポーラトランジスタとしてのトランジスタ１０９と第３のバイポーラトランジスタとしてのトランジスタ１１４の働きにより、低い電源電圧領域の出力電圧を高めに調整できる（低い電源電圧領域において、出力電圧を増加させる効果を有する）。そのため、低い電源電圧領域における出力電圧の電源電圧依存性を小さくすることができる。または、ある規程の電源電圧依存性を想定したとき、動作電源電圧の範囲を低電源電圧側に拡張することができる効果を有している。
　ここで、トランジスタ１１４の素子面積をトランジスタ１０９より大きして、同じベース電圧の時のトランジスタ１１４のエミッタ電流を大きくすることで、作用を増加させて「出力電圧を増加させる効果」を増加・調整することが出きる。本実施形態では、トランジスタ１１４の素子面積を他のトランジスタの７倍に調整している。
　トランジスタ１１４の働きについてさらに詳しく説明する。仮に、トランジスタ１１４のコレクタ端子を電圧出力端子１０５に接続した場合について考える。その場合、トランジスタ１１４のコレクタ電流（グラフ曲線４０２）によって抵抗１０６、１０７の電圧降下を増加させ、上述の「低い電源電圧領域において、出力電圧を増加させる効果」を打ち消してしまう。この効果を打ち消してしまわないためには、第１の抵抗（抵抗１０６、１０７）の少なくとも一部の抵抗素子は、トランジスタ１１４のコレクタ端子と電源端子を接続する経路に含まれないことが必要である。さらには、電圧発生回路１０１のように第１の抵抗を含まない経路でトランジスタ１１４のコレクタ端子と電源端子１１７と接続することが好ましい。
　本発明にかかる電圧発生回路１０１は、さらに、「第３のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１４のコレクタ端子が抵抗１１２を介して電源端子１１７に接続されている構成」を有している。「トランジスタ１１４のコレクタ端子が抵抗１１２を介して電源端子１１７に接続されている構成」の作用について図面を参照して説明する。
　図５は、第４のバイポーラトランジスタのベース電圧を、従来の電圧発生回路の出力電圧と比較した図である。図５において、グラフ曲線５０１は、第４のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１１のベース電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を示すグラフであり、グラフ曲線７１は、比較対象のために示した従来の電圧発生回路５１の電源電圧に対する出力電圧である。また、図５においてグラフ曲線５０１は、抵抗１０６の抵抗値３２００Ωとした場合の値を示しており、図４における、グラフ曲線４０３に示したトランジスタ１１１のエミッタ電流（この場合も抵抗１０６の抵抗値は３２００Ωとして計算している）と対比しつつ、以下説明を行う。
　まず、抵抗１１２に流れるトランジスタ１１４のコレクタ電流を無視して考える。このとき、抵抗１１２、１１３、トランジスタ１１１、トランジスタ１０３の電流経路は、トランジスタ１１１とトランジスタ１０３との２箇所のベースエミッタ接合を含み、トランジスタ１１１のベース電圧は、従来の電圧発生回路５１の出力電圧であるトランジスタ５２のベース電圧（グラフ曲線７１）とほぼ同じような右上がりの電源電圧依存性となると考えられる。
　実際の電圧発生回路１０１では、トランジスタ１１４のコレクタ電流（グラフ曲線４０２）が、比較的低い電源電圧（２～４Ｖ付近）で一時的に抵抗１１２に流れ、抵抗１１２による電圧降下が増加し、グラフ曲線５０１に示すように、その間（２．４～３Ｖ付近）で、トランジスタ１１１のベース電圧が低下している。そして、トランジスタ１１１のベース電圧が低下するために、トランジスタ１１１のエミッタ電流（グラフ曲線４０３）が減少する。電圧発生回路１０１では、エミッタ電流（グラフ曲線４０３）は、約２．５Ｖから３Ｖの間で流れておらず、更に電源電圧が４Ｖ付近でグラフ曲線４０３が折れ曲がっていることから想定して、トランジスタ１１４のコレクタ電流（グラフ曲線４０２）がほぼ流れなくなる４Ｖ付近まで影響が続いていること考えられる。
　トランジスタ１１１のエミッタ電流（グラフ曲線４０３）は、抵抗１０２に流れ、電圧降下を生じさせるので、出力電圧を低下させる作用がある。このトランジスタ１１１のエミッタ電流（グラフ曲線４０３）が流れていない期間、抑制されている期間は、逆に抵抗１０２の電圧降下による出力電圧の低下が抑制される。そして、トランジスタ１１４のコレクタ電流（グラフ曲線４０２）が流れなくなる、４Ｖ付近まで電源電圧が上がると、抵抗１１２は抵抗１１３と同じく、トランジスタ１１１のエミッタ電流（コレクタ電流＋ベース電流）と同じだけ電流が流れ、トランジスタ１１１のエミッタ電流に応じた電圧降下を示すようになる。すなわち、上述の効果は、比較的低い電源電圧に限られることがわかる。
　例えば、トランジスタ１１４のコレクタ端子が抵抗１１２を介さず、電源端子１０４に直接接続されている場合について考える。電源電圧がＶｂｅの２倍の付近の低い電源電圧では、電源電圧の増加に従ってトランジスタ１１１のコレクタ電流（グラフ曲線４０３）が徐々に増加し始める。そして、その電流が抵抗１０２に流れるため、抵抗１０２の電圧降下として出力電圧を下げる方向の作用となってしまい、電源電圧依存性が劣化してしまう場合があった。
　本発明にかかる電圧発生回路１０１では、「第３のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１４のコレクタ端子が抵抗１１２を介して電源端子１１７に接続されている構成」の働きにより、低い電源電圧での抵抗１０２の電圧降下による出力電圧の低下が抑制できるため、低電源電圧領域での出力電圧の電源電圧依存性をさらに少なくすることができる。換言すると、ある規程の電源電圧依存性を想定すれば、動作電源電圧の範囲を低電圧側に拡張することができる効果がある。
　本発明にかかる電圧発生回路１０１は、さらに、第５のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１５を有している。トランジスタ１１５の作用について、図４における、グラフ曲線４０４に示したトランジスタ１１５のエミッタ電流（抵抗１０６の抵抗値は３２００Ωとして計算している）と対比しつつ、以下説明を行う。なお、シミュレーションにおいて、抵抗１０６の抵抗値として３２００Ωを採用している。
　電圧発生回路１０１において、電源電圧を次第に増加させると、Ｖｂｅの２倍の電圧あたりで、抵抗１１２、１１３を通して、トランジスタ１１１に電流が流れ始めようとするが、上述の説明のように、トランジスタ１１４がコレクタ電流（グラフ曲線４０２）を流さなくなるころに「ちょっと遅れたタイミング」で、抵抗１１２、１１３を通して、トランジスタ１１１のコレクタ電流（グラフ曲線４０３）が流れ始める。上述したように、エミッタ電流とコレクタ電流はほぼ等しいので、ここでも、コレクタ電流とエミッタ電流を同じグラフ曲線で説明する。
　トランジスタ１１１はベース端子とコレクタ端子を抵抗１１０で接続しており、抵抗１１０を流れる電流が無視できる間は、トランジスタ１１５はトランジスタ１１１とほぼ同じベース電圧となる。このとき、トランジスタ１１１とトランジスタ１１５とのコレクタ電流（４０３、４０４）は同じタイミングで流れ始める。しかし、電源電圧を増加させると、トランジスタ１１１のコレクタ電流（グラフ曲線４０３）の増加とともに抵抗１１０の電圧降下が増大し、トランジスタ１１５のベース電圧が低下する。図４に示すように、トランジスタ１１５のコレクタ電流（グラフ曲線４０４）は電源電圧が約４Ｖで極大値となった後、減少する。
　トランジスタ１１５のコレクタ端子は抵抗１０６を介して電源端子１０４に接続されているので、コレクタ電流（グラフ曲線４０４）は、抵抗１０６による電圧降下を増加させ、出力端子の出力電圧を、下げるように働く。また、トランジスタ１１５のエミッタ電流は、抵抗１０２に流れ込むため、抵抗１０２の電圧降下を増加させ、やはり、出力端子の出力電圧を、下げるように働く。
　従来の電圧発生回路６１でも言えることであるが、ダイオードやトランジスタにおける、電流の増加に対する端子間の電圧の対数的な変化（傾きが次第に緩やかになる変化）を、抵抗の電流の増加に対してほぼ直線的に増大する電圧降下で打ち消した場合、どうしても電源電圧の増加に対して、出力電圧が上に凸のカーブとなってしまう傾向がある。
　本発明の電圧発生回路１０１では、第４のバイポーラトランジスタとしてのトランジスタ１１１と第５のバイポーラトランジスタとしてのトランジスタ１１５の働きにより、上述の「出力電圧が極大値となる電源電圧付近」に極大値を有する電流（トランジスタ１１５のコレクタ電流）で抵抗１０６に電圧降下を発生させることで、出力電圧の変化、或いは、出力電圧の変化の一部を打ち消ことができるため、広い電源電圧の範囲で一定の出力電圧が得られる電圧発生回路を提供することができる。
　また、出力電圧の変化を打ち消すためには、元々の出力電圧の極大値形状（電源電圧依存性）と、トランジスタ１１５のコレクタ電流（グラフ曲線４０４）との、大きさ、極大値の形状、タイミングができるだけ一致している方がよい。特にタイミングについては、上述の構成により「せっかく増加させた低い電源電圧側の出力電圧」を抵抗１０６の電圧降下の増加分が下げてしまわないように、少し高い電源電圧からトランジスタ１１５のコレクタ電流（グラフ曲線４０４）が流れるようにすることが好ましい。上述しているような「ちょっと遅れたタイミング」で、抵抗１１２、１１３を通して、トランジスタ１１１に電流（グラフ曲線４０３）が流れ始める、その電流を利用する本発明の電圧発生回路の構成が好ましい。
　トランジスタ１１５の素子サイズや、エミッタ抵抗、ベース抵抗で、トランジスタ１１５のコレクタ電流を調整したり、抵抗１０６の大きさでトランジスタ１１５のコレクタ電流に対する電圧降下の量を調整することで、出力電圧の電源電圧依存性を調整することができる。また、トランジスタ１１５のエミッタ抵抗や、ベース抵抗で、トランジスタ１１５のコレクタ電流の極大値の形状を調整可能である。そのため、出力電圧の電源電圧がより少なくなるように調整するとよい。なお、電圧発生回路１０１では抵抗１１６によって、上記の調整を行っている。このことから、電圧発生回路１０１では、簡単な構成で、出力電圧の電源電圧依存性の変化を抑制し、出力電圧の調整が可能である。
（第２実施形態）
　第１実施形態の電圧発生回路１０１はすべての素子が必要ではなく、一部を省略しても、電圧発生回路１０１と同様の効果（出力電圧の電源電圧依存性）を得ることができる。そこで、電圧発生回路１０１から一部の構成素子を省略した電圧発生回路について図面を参照して説明する。図６は本発明にかかる電圧発生回路の他の例を示す回路図であり、図７は本発明にかかる電圧発生回路の他の例を示す回路図であり、図８は本発明にかかる電圧発生回路の他の例を示す回路図である。
　以下の説明において、電圧発生回路６０１、７０１、８０１の動作を実証するため、図６、図７、図８の回路構成のモデルを用いたシミュレーションを行い、出力電圧等の値の算出を行っている。なお、図６、図７、図８は、実施形態１の電圧発生回路１０１を構成するいくつかの素子を省いて構成した回路であり、実施の形態１の各作用を生じる回路構成の働きと対比できるように、シミュレーションにおいては、素子の値を変更せず、単に素子を省略した回路構成としている。また、電源電圧１０４、１１７、７０２（電圧発生回路７０１のみ）は同電位としている。
　図６に示す電圧発生回路６０１は電圧発生回路１０１のトランジスタ１１４、１１５、抵抗１１６を省略した、すなわち、最も基本的な構成を有している。図７に示す電圧発生回路７０１は、電圧発生回路１０１のトランジスタ１１５、抵抗１１６を省略した構成であるとともに、トランジスタ１１４のコレクタ端子が、抵抗１１２を介することなく、電源端子７０２に接続された構成を有している。なお、電源端子７０２は、第１の電源端子１０４と同じ極性の電位の電源端子であり、以降の特性比較において、シミュレーションを行う場合、電源端子７０２の電位（電源電圧）は、第１の電源端子１０４と同じ電位としている。さらに、図８に示す電圧発生回路８０１は、電圧発生回路１０１のトランジスタ１１５、抵抗１１６を省略した構成を有している。
　そして、電圧発生回路６０１、７０１、８０１の出力電圧の電源電圧依存性を図面を参照して説明する。図９は図６に示す電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。図９において、電圧発生回路６０１の抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を３本のグラフとして図中に示し、抵抗１０６の抵抗値を付して区別している。
　図１０は図７に示す電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。図１０において、電圧発生回路７０１の抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を３本のグラフとして図中に示し、抵抗１０６の抵抗値を付して区別している。図１１は図８に示す電圧発生回路の出力電圧と電源電圧との関係を示す図である。図１１において、電圧発生回路８０１の抵抗１０６の抵抗値を２２００Ω、３２００Ω及び４２００Ωとしたときの出力電圧（縦軸）と電源電圧（横軸）との関係を３本のグラフとして図中に示し、抵抗１０６の抵抗値を付して区別している。
　図９～図１１に示すように、いずれの電圧発生回路６０１、７０１、８０１も、電源電圧の増加とともに増加し、電源電圧が約４Ｖのとき極大値となり、その後、電源電圧が増加することで減少している。また、抵抗１０６の抵抗値を変更することで、グラフ曲線は、形状があまり変化することなく、上下方向に移動している。このことから、電圧発生回路６０１、７０１、８０１は電源電圧依存性が低い電源電圧範囲を有し、抵抗１０６の抵抗値を変更することで、電源電圧依存性を大きく変化させないように、出力電圧を調整できることがわかる。
　最も基本的な電圧発生回路６０１（図９参照）では、電圧発生回路７０１（図１０参照）、８０１（図１１参照）、１０１（図２参照）に比べ、抵抗１０６を変更した場合における出力電圧の電源電圧依存性の変化が少なくなっている。また、出力電圧が極大値となる電源電圧の変化も少ない。つまり、図６に示す基本的な回路構成の電圧発生回路６０１が、抵抗１０６を変更した場合でも、電源電圧依存性に影響をより与えにくい回路構成となっているといえる。
　一方、電圧発生回路７０１、８０１、１０１は、むしろ、「抵抗１０６を変更した場合における出力電圧の電源電圧依存性の変化」が電圧発生回路６０１よりも大きくなっているが、「出力電圧の電源電圧依存性が小さく、利用できる電源電圧の範囲」が大きくなっている。すなわち、電圧発生回路７０１、８０１、１０１は、電圧発生回路６０１に対し、「抵抗１０６を変更した場合における出力電圧の電源電圧依存性の変化」を（電源発生回路として利用可能な範囲で）犠牲にする替わりに、出力電圧の電源電圧依存性が少なく利用できる電源電圧範囲を、特に低電源電圧側に広げる回路構成となっているといえる。
　また、図６、７、８及び図１に示す電圧発生回路の電源電圧依存性の比較を図面を参照して説明する。図１２は図６、７、８及び図１に示す電圧発生回路の出力電圧のピーク部を拡大した図である。なお図１２は、電圧発生回路６０１、７０１、８０１及び１０１において、抵抗１０６の抵抗値を３２００Ωとしてシミュレーションを行った結果である。
　図１２において、グラフ曲線１２０１は電圧発生回路６０１の出力電圧を示しており、グラフ曲線１２０２は電圧発生回路７０１の出力電圧を示しており、グラフ曲線１２０３は電圧発生回路８０１の出力電圧を示しており、グラフ曲線１２０４は電圧発生回路１０１の出力電圧を示している。
　図１２と図４に示した電圧発生回路１０１の各部を流れる電流の電源電圧依存性と対比させて考える。まず、トランジスタ１１４の電流（グラフ曲線４０２）が２．５Ｖ～４Ｖの電源電圧において、トランジスタ１０３に流れ込む。これにより、電圧発生回路６０１の出力電圧（グラフ曲線１２０１）の電源電圧依存性の低電圧側（２．５～４Ｖ）が、電圧発生回路７０１の出力電圧（グラフ曲線１２０２）のように、少し高い電圧となる。
　次に、同じ電流（グラフ曲線４０２）が、抵抗１１２を流れることで生じる電圧降下の影響で、トランジスタ１１１のエミッタ電流（グラフ曲線４０３）が、２．５Ｖ～４Ｖの電源電圧の期間で流れないか、または、減少する。その結果、電圧発生回路７０１の出力電圧（グラフ曲線１２０２）の電源電圧依存性の低電圧側（２．５～４Ｖ）が、電圧発生回路８０１の出力電圧（グラフ曲線１２０３）のように、さらに高い電圧となる。
　最後に、トランジスタ１１５を流れる電流（グラフ曲線４０４）が緩やかに極大値となって流れる期間（３Ｖ～８Ｖ）、抵抗１０６の電圧降下が電流値に応じて増加をする。その結果、電圧発生回路８０１の出力電圧（グラフ曲線１２０３）の電源電圧依存性が緩やかな極大値を示す領域（３～４Ｖ）の変化が打ち消される。その結果、電圧発生回路１０１の出力電圧（グラフ曲線１２０４）のように、およそ３～４Ｖでほぼ一定の出力電圧となっている。
　以上示したように、電圧発生回路１０１、６０１、７０１、８０１は、特性が若干異なるが、いずれも出力電圧の電源依存性を低く抑えることができるとともに、電圧依存性を大きく変化させることなく出力電圧を変更することができる。
（第３実施形態）
　本発明にかかる電圧発生回路を用いた回路の例を図面を参照して説明する。図１３は本発明にかかる電圧発生回路を利用した電力増幅回路の一例を示す回路図である。
　図１３に示すように、電力増幅回路１は、増幅トランジスタ２、３、入力整合回路４、段間整合回路５、出力整合回路６、バラスト抵抗７、８、およびバイアストランジスタ９、１０、高周波遮断用チョークコイル１１、１２、高周波信号が電圧発生回路に入ることを防ぐための高周波遮断容量１３、１４、電圧発生回路１０１、１５、制御用電界効果トランジスタ１６（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ）を備えている。
　破線１７で囲った回路を、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）による集積回路で構成する場合、通常、トランジスタ素子がＮＰＮトランジスタだけで構成されるため、ＰＮＰ型の素子が必要のない本発明の構成が重要となる。また、制御用電界効果トランジスタ１６は、ノーマリＯＮタイプのヘテロ接合型電界効果トランジスタによって構成される集積回路１８の一部として構成され、電圧調整用のチップ抵抗部品で１０６、１９を構成した例として以下説明する。ヘテロ接合型電界効果トランジスタは、高周波スイッチ回路として、高周波増幅回路に隣接して使用されることの多い一般的な部品である。
　電源端子２０に印加された電源電圧は、チョークコイル１１、１２を介してそれぞれ増幅トランジスタ２、３のコレクタ端子に印加される。また、バイアストランジスタ９、１０は、コレクタ端子が電源端子２０に接続され、ベース端子が、それぞれ回路１０１、１５の電圧出力端子１０５、２１に接続されており、電圧出力端子１０５、２１に、２．５Ｖ程度の電圧がかかっている場合は、それぞれバラスト抵抗７、８、を経由して、増幅トランジスタ２、３のベース電流を供給する構成となっている。
　制御端子２２の信号により制御用電界効果トランジスタ１６が、ＯＮ、ＯＦＦすることで、電圧発生回路１０１、１５の電源端子１１７、１０４、２６の電圧を変化させて、回路全体の動作の制御を行っている。そして、入力信号端子２３から入力された高周波信号が入力整合回路４を経て増幅トランジスタ２で増幅され、段間整合回路５でインピーダンス調整され、増幅トランジスタ３でさらに増幅され、出力整合回路６を経て出力信号端子２４から出力される。
　電圧発生回路１５は、電圧発生回路１０１の抵抗１０６、１０７、トランジスタ１０９と同様に構成した、抵抗１９、２５、トランジスタ２７から構成され、トランジスタ２７のエミッタ端子がトランジスタ１０３のコレクタ端子に接続され、トランジスタ２７のベース端子が電圧出力端子２１となる。
　なお、電源端子２６が、第１の電源端子である電源端子１０４と同電位の電源端子であり、電圧出力端子２１が第２の電圧出力端子であり、抵抗１９、２５が第５の抵抗であり、トランジスタ２７が第３の接続回路を構成し、トランジスタのエミッタ電流に応じて、ベースエミッタ接合の順方向接合電圧を、第２の電圧出力端子とトランジスタ１０３のコレクタ端子との間に生ずるように接続されている。
　つまり、電圧発生回路１５では、トランジスタ１０３のコレクタ端子の電圧を利用して共通端子とし、電圧発生回路１０１の電圧出力端子１０５と別の電圧出力を端子２１に得る構成を示している。ここで、抵抗１９、２５の抵抗値を変更することで、端子２１の出力電圧を端子１０５の出力電圧とは別の値に調整することもできる。
　従来の電圧発生回路５１、６１を用いる場合に比べると、本発明の電圧発生回路１０１を用いることで回路素子が多くなっているが、本発明の電圧発生回路１０１に電圧発生回路１５を組み合わせて用いることで、電圧発生回路の一部が共用できるため、多段増幅回路のような複数の電圧出力を得る必要のある回路への適用において、回路素子の増加を抑制することができ、回路が小型化できるとともに、各増幅トランジスタのベースバイアス電圧を別々に設定できる利点を有する。
　電源端子に印加される電圧は、携帯端末などでは、電池から供給されるので、回路は電圧の変動に対して、安定な動作を行うことが必要である。そのため、従来は、レギュレータ回路などで、一定の電圧を作成し、増幅素子であるヘテロ接合バイポーラトランジスタからなるパワーアンプ集積回路を動作させていた。本発明の電圧発生回路１０１のように出力電圧の電源電圧依存性が小さい電圧発生回路を用いることで、電源電圧を単に電界効果トランジスタ９でＯＮ、ＯＦＦさせる簡単な構成によっても、電源電圧の変動に対して安定した増幅動作が可能となる高周波電力増幅回路を提供することができる。
　また、出力電圧の電源電圧依存性が小さい本発明の電圧発生回路１０１を用いることで、電源端子１１７、１０４、２６の電圧を単に電界効果トランジスタ９でＯＮ、ＯＦＦさせる簡単な構成によっても、電源電圧の電圧変動に対して安定した増幅動作が可能な高周波電力増幅回路を提供することができる。また、調整用の抵抗素子１０６、１９で容易に電圧発生回路の出力電圧の調整を行い、増幅回路の利得の調整などを行うことができるので、同じ集積回路チップを、異なる用途に利用する等、汎用性を高めることも可能である。
　また、本実施形態の増幅回路１では、電界効果トランジスタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃとして、ノーマリＯＮ型の電界効果トランジスタを用いることに適している。上述のように、制御用電界効果トランジスタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃを高周波スイッチなどを含む集積回路１７の一部として作成する場合、高周波スイッチは通常、ピンチオフ電圧が－０．５Ｖ～－１．３Ｖ程度のノーマリＯＮ型の電界効果トランジスタで構成されており、その素子を制御用に利用する場合、ゲート電圧を０Ｖにしても電源端子１１７、１０４、２６には、「ピンチオフ電圧に－１を乗じた電圧」、すなわち、０．５Ｖ～１．３Ｖ程度の電圧がかかってしまう。
　このとき、電源端子からバイアストランジスタ９、１０のベース端子から増幅トランジスタ２、３のベース端子を経て、それぞれの接地端子に至る電流経路には接合素子（ベースエミッタ間接合）が２個あるため、接合素子の接合障壁の約２倍、ここでは約２．４Ｖ程度以上の電圧が印加されるまで電流が流れない。そのため、上述の電圧（０．５Ｖ～１．３Ｖ）で回路をＯＦＦさせることができる。
　また、電圧発生回路１０１では電源端子１１７からの電流経路にトランジスタ１１１、１０３の２個の接合素子があり、電源端子１０４からの電流経路にトランジスタ１０９、１０３の２個の接合素子があり、電源端子２６からの電流経路にトランジスタ２７、１０３の２個の接合素子がある。このことから、電圧発生回路も電源端子から接地端子までのすべての電流経路に接合素子が２個入っているため、電流が流れず、回路ＯＦＦ時の余分な電流消費を抑制できる。従来の電圧発生回路５１、６１では、電源端子からトランジスタ５２、抵抗５５を経て接地端子に流れる経路があり、上述の電圧（０．５Ｖ～１．３Ｖ）で回路を完全にＯＦＦさせることができない。
　例えば、電池が消耗し、電源電圧が３Ｖまで低下し、制御用の電界効果トランジスタ９のゲートに、仮に、１．７Ｖ～２．５Ｖの電圧しかかからなかったときでも、上記のようなノーマリＯＮの電界効果トランジスタであれば、ＯＮ状態となって、電源端子１１７、１０４、２６に、ほぼ電源電圧と同じ３Ｖの電圧を印加することができる。
　一方、仮にノーマリＯＦＦ型の電界効果トランジスタ（ピンチオフ電圧が０．３Ｖ～０．５Ｖ）を制御用電界効果トランジスタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃとして用いたとする。この場合、ゲート電圧が電源電圧３Ｖと同じであったとしても、電圧発生回路１０１にかかる電圧は、２．５Ｖ～２．７Ｖとなってしまう。バイアストランジスタ９、１０のベース電圧として２．５Ｖ程度が必要なヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）による集積回路では、おおよそ２．７Ｖ～２．８Ｖの電圧は最低でも必要で、上述のような電圧では、安定した動作が難しくなる。
　本発明の電圧発生回路１０１を用いることで、レギュレータ回路が不要となり単純な電源のＯＮ／ＯＦＦで制御できる高周波増幅回路を提供することが可能となる。また特に電流経路に全て接合素子が２個以上入った電圧発生回路によって、ノーマリＯＮ型の電界効果トランジスタを電圧発生回路の制御に用いることができ、より低い電源電圧での動作が可能な高周波増幅回路を提供することができる。
　図１３の増幅回路では、電源端子１１７、１０４、２６それぞれに電界効果トランジスタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃを配置して、電源電圧がほぼそのまま印加される、同じ電位の別々の端子として構成している。しかしながらこれに限定されず、電源端子１１７、１０４、２６を相互に接続して単一の電界効果トランジスタで制御するように構成してもよい。また、本実施形態の電力増幅回路１では、本発明にかかる電圧発生回路１０１を組み込んだ構成としているが、これに限定されるものではなく、電圧発生回路６０１、７０１及び８０１のいずれかを組み込んでもよい。
（変形例）
　本発明にかかる電圧発生回路の変形例について図面を参照して説明する。図１４は図１に示す電圧発生回路の第１のバイポーラトランジスタ、第２のバイポーラトランジスタ及び第４のバイポーラトランジスタの各端子への接続部を示した図である。そして、図１４を参照し、電圧発生回路１０１を例に、トランジスタ１０３、１０９、１１１の各端子への接続１４０１～１４０９を抵抗による接続とした場合の回路への影響について検討し、本発明にとっての必要な構成、置き換え可能な構成に関して説明する。
　まず、トランジスタのコレクタ端子への接続１４０１、１４０２、１４０３を抵抗による接続とした場合について説明する。本回路は動作可能であるが、本発明の構成ではベース端子の電圧よりコレクタ端子の電圧が幾分低くても動作する特性を利用しているため、トランジスタが動作できるコレクタ電圧の余裕が抵抗の電圧降下の分だけ少なくなり、回路の動作可能な電源電圧範囲が狭くなるため、好ましくない場合が多い。
　次に、トランジスタ１０３、１０９のエミッタ端子への接続１４０４、１４０５を抵抗による接続とした場合、抵抗による電圧降下が電源電圧の増加とともに増加するので、電圧出力端子の電圧を電源電圧とともに増加させる方向に働く。これは、本発明が、抵抗１０２の電圧降下の働きで、電圧出力端子の電圧を電源電圧とともに減少させる作用を生じさせていることに反し、好ましくない。ただし、ある程度までなら、抵抗１０２の抵抗値を増すことで、接続１４０４、１４０５の抵抗の影響を打ち消すことが可能であることは言うまでも無い。また、接続１４０５を抵抗での接続とした場合は、トランジスタ１１４のベース端子の電圧に影響を与えるので、抵抗１０８の抵抗値を増すことで、それを打ち消すように調整する必要が生じる場合がある。
　トランジスタ１１１のエミッタ端子への接続１４０６を抵抗での接続とした場合は、その抵抗は、抵抗１１３と同じ働きをする。トランジスタ１１５と抵抗１１６を図１４より取り除いて考えれば、トランジスタ１１１は、ベース端子をコレクタ端子が接続されたダイオードとして働きそのものであり、抵抗１１３と接続１４０６は、そのダイオードに直列に接続されているので、働きが同じである。ただし、接続１４０６に抵抗値があれば、トランジスタ１１５のベース端子の電圧が抵抗の電圧降下大きくなるので、抵抗１１０の抵抗値を大きくすることで、それを打ち消すように調整する必要が生じる場合がある。
　トランジスタ１０３、１０９、１１１のベース端子への接続１４０７、１４０８、１４０９は、それぞれトランジスタ１０３、１０９、１１１エミッタ端子への接続１４０４、１４０５、１４０６とほぼ同じように働く、ただし、ベース電流がコレクタ電流のβ分の１であり、エミッタ電流がベース電流、コレクタ電流の和であるため、ベース端子に接続された抵抗は、エミッタ端子に接続された抵抗よりも影響が少なく、エミッタ端子に接続する場合の抵抗に対し、抵抗値をおよそ（β＋１）倍にしたものを端子に接続すると、ほぼ同じ影響となる。そして、この場合も必要に応じて抵抗１０２、１０８、１１０でその影響を打ち消すように調整することが必要となる。ただし、抵抗１０２、１０８、１１０の増加は、接続１４０１、１４０２、１４０３を抵抗で接続するのと同様に、コレクタ端子の電圧を余分に下げることになり動作電圧範囲が狭くなる方向に働くため好ましくない場合がある。
　第１のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１０３のベースコレクタ間の抵抗１０２について説明する。電圧発生回路１０１では、抵抗１０２の値に応じて電源電圧依存性を緩和する効果が生じている。もし仮に接続１４０４、１４０７に抵抗が接続されている場合、接続１４０４、接続１４０７によって電源電圧依存性が劣化するが、抵抗１０２の値に応じて電源電圧依存性を緩和する効果によって、電源電圧依存性の劣化が抑制される。
　このとき、トランジスタ１０３のベース端子から、接続１４０７、抵抗１０２、接続１４０１を経てコレクタ端子に至る第１の接続経路のうち、「トランジスタ１１１のエミッタ端子が接続される端子１４１６（第１の接続端子）」と「第１の回路の第２の端子」との間の第１の接続経路の抵抗値が効果を有する抵抗として働く。また、「第１の接続端子１４１６」とトランジスタ１０３のコレクタ端子との間の第１の接続経路に「第１の回路の第２の端子」が接続されていなければならない。なお、上述しているとおり、電源電圧依存性を劣化させるため、接続１４０４、１４０７は抵抗でないことが好ましい。
　それに対して、第２のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１０９のベースコレクタ間の抵抗１０８については、抵抗があるだけでは不十分であり、抵抗の電圧降下が、エミッタ抵抗やベース抵抗で打ち消されず、トランジスタ１０９のベースエミッタ間電圧より、トランジスタ１１４のベースエミッタ間電圧を低く設定する必要がある。それによって、トランジスタ１０９のコレクタ電流の増加とともに、電圧降下が増大するので、前述の説明のようにトランジスタ１１４が低い電源電圧でコレクタ電流を流し、電源電圧の増加とともにコレクタ電流が極大値となり、その後減少する。
　このとき、トランジスタ１０９のベース端子から、接続１４０８、抵抗１０８、接続１４０２を経てコレクタ端子に至る第２の接続経路のうち、「第１の抵抗である抵抗１０７に接続される端子１４１７（第２の接続端子）」と「トランジスタ１１４のベース端子」との間の第２の接続経路の抵抗値が効果を有する抵抗として働く。また、「第２の接続端子１４１７」とトランジスタ１０９のコレクタ端子との間の第２の接続経路に「トランジスタ１１４のベース端子」が接続されていなければならない。
　同じように、第４のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１１のベースコレクタ間の抵抗１１０についても、抵抗があるだけでは不十分であり、抵抗の電圧降下が、エミッタ抵抗やベース抵抗で打ち消されず、トランジスタ１１１のベースエミッタ間電圧より、トランジスタ１１５のベースエミッタ間電圧を低く設定する必要がある。それによって、トランジスタ１１１のコレクタ電流の増加とともに、電圧降下が増大するので、前述の説明のようにトランジスタ１１５が低い電源電圧でコレクタ電流を流し、電源電圧の増加とともにコレクタ電流が極大値となり、減少に転じることとなる。
　このとき、トランジスタ１１１のベース端子から、接続１４０９、抵抗１１０、接続１４０３を経てコレクタ端子に至る第３の接続経路のうち、「電源端子に接続される端子１４１８（第３の接続端子）」と「トランジスタ１１５のベース端子」との間の第３の接続経路の抵抗値が効果を有する抵抗として働く。また、「第３の接続端子１４１８」とトランジスタ１１１のコレクタ端子との間の第３の接続経路に「トランジスタ１１５のベース端子」が接続されていなければならない。
　一方、トランジスタ１１４、１１５のコレクタ端子への接続１４１０、１４１１では、コレクタ端子が、それぞれのベース端子より高い電位の電源端子へつながっていれば、トランジスタ動作（増幅動作）が可能であり、接続を抵抗での接続におきかえた場合でも、回路動作に大きな影響が生じない場合が多い。また、エミッタ端子への接続１４１２、１４１３や、ベース端子への接続１４１４、１４１５は、上述しているようにトランジスタのエミッタ電流を下げる方向への調整に使うことができる。この場合、ベース端子に抵抗を接続する場合の抵抗値のおよそ（β＋１）分の１にしたものを対応するエミッタ端子に接続するとほぼ同じ影響となる。これらのエミッタ端子への接続やベース端子への接続では、電源電圧に対してエミッタ電流の流れるタイミングが幾分変わるので、出力電圧の電源電圧依存性がより少なくなるように調整に用いると良い。
　また、電圧発生回路６０１の第２のトランジスタ１０９、電圧発生回路６０１、７０１の第４のトランジスタ１１１のように、トランジスタのコレクタ端子の電圧を他の制御電圧に用いることをしない場合、抵抗１０８、１１０は不要となり、トランジスタはベース端子とコレクタ端子とを接続した２端子ダイオードとみなすことができる。
　たとえば回路６０１は、図１５に示す電圧発生回路１５０１ようにダイオードで置き換えることができる。図１５は本発明にかかる電圧発生回路のさらに他の例を示す図である。電圧発生回路１５０１では、抵抗１５０２が第１の抵抗であり、ダイオード１５０３が第１の回路１１８を構成している。第２の回路１１９はダイオードと抵抗の直列回路になるので、図中の（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）のように、ダイオード１５０４と第２の抵抗の順序を変更したり、第２の抵抗を任意の比で分割して複数の素子としてダイオードの上下に配置したりしても等価な回路となり、いずれも本発明の構成として使用することができる。
　ダイオードで置き換えた場合は、第１の回路においては、ダイオード接合の順方向の接合電圧を第１の回路の第１の端子と第２の間に、ダイオード電流に応じて発生することとなる。また、第２の回路においては、「ダイオード接合の順方向の接合電圧」と「抵抗による電圧降下」の和を第２の回路の第１の端子と第２の間に、ダイオード電流に応じて発生することとなる。
　また、電圧発生回路７０１、８０１、１０１では、第１の回路のバイポーラトランジスタ素子と、第２のバイポーラトランジスタを共通のトランジスタ１０９で構成した例を示しているが、図１６の回路１６０１ように、それぞれを別の接合素子で構成することができる。図１６は図８に示す電圧発生回路の変形例を示す回路図である。図１６に示す電圧発生回路１６０１は、第１の回路１１８と別に、第２のバイポーラトランジスタとしてトランジスタ１６０２が配置され、そのベース端子とコレクタ端子が抵抗１６０３で接続され、トランジスタ１６０２のコレクタ端子に第３のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１１４のベース端子が接続されている。また、第２のバイポーラトランジスタのベース端子は抵抗１６０４で、電源端子１６０５に接続され、電源１６０５は第１の電源端子と同電位の電源端子となる。
　電圧発生回路８０１と電圧発生回路１６０１とを比べると、電圧発生回路８０１は電圧発生回路１６０１に対し、第１の回路と第２のバイポーラトランジスタを共通の素子で構成しているため回路構成が少し簡素化される利点を有する。そして、回路動作を比較してみると、電圧出力端子１０５から電流を取り出した場合に、電圧発生回路８０１のほうが、低電源電圧において、電圧出力端子の電圧が下がりにくい性質を持っていることがわかった。これは、回路８０１では、電圧出力端子から電流を取り出した場合に、相対的に第１の回路の電流の減少が生じ、トランジスタ１０９のコレクタ電流の減少となって、抵抗１０８による電圧降下が小さくなり、トランジスタ１１４のベース電圧が上昇し、トランジスタ１１４が電流を流して、電圧出力端子の電圧を上げる方向にフィードバックが働くためと思われる。一方、回路１６０１では、電圧出力端子から電流を取り出した場合に、第１の回路の電流の減少が生じた場合でも、トランジスタ１１４のベース電圧が上昇せず、上記のような効果を生じない。つまり、第１の回路と第２のトランジスタを共用したほうが、基準電圧源の内部抵抗が小さくなる利点を有していることがわかった。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。また本発明の実施形態は、発明の趣旨を逸脱しない限り、種々の改変を加えることが可能である。
　本発明は、携帯電話機、通信機器等、電源電圧が変動しても、出力電圧に電源依存性が小さい電圧を供給する必要がある電子回路の電圧供給源として広く採用することが可能である。
１０３　第１のトランジスタ
１０９、１６０２　第２のトランジスタ
１１８、第１の回路
１１９、第２の回路
２７　　第３の回路
１０６、１０７、１５０２　第１の抵抗
１１２、１１３　第２の抵抗
１１２　第３の抵抗
１０６　第４の抵抗
１９、２５　第５の抵抗
１０４　第１の電源端子
１１７、１６０５　第１の電源端子と同電位の電源端子
７０２　第１の電源端子と同じ極性の電源端子
１０５　第１の電圧出力端子
２２　　第２の電圧出力端子
１０９、１４０２　第２のトランジスタ
１１４　第３のトランジスタ
１１１　第４のトランジスタ
１１５　第５のトランジスタ
２、３　増幅トランジスタ
７、８　バラスト抵抗
４、５、６　整合回路
２４　入力端子
２５　出力端子
２３　制御端子
１６　制御用電界効果トランジスタ

Claims (5)

  1. 　第１の電源端子と、第１の電圧出力端子と、第１の抵抗と、第１のバイポーラトランジスタと、第１の回路と、第２の回路とを有し、
    　上記第１のバイポーラトランジスタのエミッタ端子が、接地端子に接続され、
    　上記第１のバイポーラトランジスタのベース端子とコレクタ端子とが、第１の接続経路によって接続され、上記第１の接続経路上に第１の接続端子を有し、
    　上記第１の回路の第１の端子が、上記第１の抵抗を介して上記第１の電源端子に接続され、
    　上記第１の回路の第２の端子が、上記第１の接続端子と上記第１のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第１の接続経路に接続されており、
    　上記第１の回路の第２の端子と上記第１の接続端子との間の、上記第１の接続経路に抵抗を有し、
    　上記第１の回路が、
    　ダイオードを有し、上記第１の回路の第１の端子と上記第１の回路の第２の端子との間に、ダイオード接合の順方向接合電圧を、ダイオードを流れる電流に応じて発生させる回路、
    　或いは、
    　ベースコレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタを有し、上記第１の回路の第１の端子と、上記第１の回路の第２の端子との間に、ベースエミッタ接合の順方向接合電圧を、エミッタ電流に応じて発生させる回路、
    　のいずれかの回路であり、
    　上記第２の回路の第１の端子が、上記第１の電源端子、或いは、上記第１の電源端子と同じ電位の電源端子のいずれかの電源端子に接続され、
    上記第２の回路の第２の端子が、上記第１の接続端子に接続されており、
    　上記第２の回路が、
    　ダイオードと第２の抵抗とを有し、上記第２の回路の第１の端子と、上記第２の回路の第２の端子との間に、ダイオード接合の順方向接合電圧と、上記第２の抵抗による電圧降下との和を、ダイオードを流れる電流に応じて発生させる回路、
    　或いは、
    　ベースコレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタと第２の抵抗とを有し、上記第２の回路の第１の端子と、上記第２の回路の第２の端子との間に、ベースエミッタ接合の順方向接合電圧と、上記第２の抵抗による電圧降下との和を、エミッタ電流に応じて発生させる回路、
    　のいずれかの回路であり、
    　上記第１のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性が、上記電源端子の電源電圧に対し順方向となるように接続され、
    　上記電圧出力端子が、上記第１の回路の第１の端子に接続されていることを特徴とする電圧発生回路。
  2. 　請求項１に記載の電圧発生回路において、
    　第２のバイポーラトランジスタと、第３のバイポーラトランジスタとを有し、
    　上記第２のバイポーラトランジスタのベース端子とコレクタ端子とが、第２の接続経路によって接続され、上記第２の接続経路上に第２の接続端子を有し、
    　上記第２の接続端子が、上記第１の電源端子、或いは、上記第１の電源端子と同じ電位の電源端子のいずれかの電源端子に抵抗を介して接続され、
    　上記第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子が、上記第１の接続端子と上記第１のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第１の接続経路に接続され、
    　上記第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子と上記第１の接続端子との間の、上記第１の接続経路に抵抗を有し、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのコレクタ端子が、上記第１の電源端子、或いは、上記第１の電源端子と同じ極性の電源端子のいずれかの電源端子に接続され、接続の経路が上記第１の抵抗を構成する抵抗素子の少なくとも一部を含まない接続経路であり、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのエミッタ端子が、上記第１の接続端子と上記第１のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第１の接続経路に接続され、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのエミッタ端子と、上記第１の接続端子との間の、上記第１の接続経路に抵抗を有し、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのベース端子が、上記第２の接続端子と上記第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第２の接続経路に接続され、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのベース端子と上記第２の接続端子との間の、上記第２の接続経路に抵抗を有し、
    　上記第２のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性と、上記第３のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性とのいずれもが上記電源端子の電源電圧に対し順方向となるように接続され、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧が上記第２のバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧より低くなるように、上記第３のバイポーラトランジスタのベース端子と上記第２の接続端子との間の上記第２の接続経路の抵抗の抵抗値が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
  3. 　請求項２に記載の電圧発生回路において、
    　第３の抵抗を有し、
    　上記第３のバイポーラトランジスタのコレクタ端子が、上記第３の抵抗を介して、上記第１の電圧出力端子、或いは、上記第１の電圧出力端子と同じ電位の電源端子のいずれかの電源端子に接続され、
    　上記第２の抵抗と、上記第３の抵抗とが少なくとも一部に共通の抵抗を有していることを特徴とする請求項２に記載の電圧発生回路。
  4. 　請求項３に記載の電圧発生回路において、
    　第５のバイポーラトランジスタと、第４の抵抗とを有し、
    　上記第２の回路が、コレクタ端子とベース端子とが第３の接続経路によって接続された第４のバイポーラトランジスタと、第２の抵抗と、上記第３の接続経路上に第３の接続端子とを有しており、
    　上記第２の回路は、第１の端子と第２の端子との間に、上記第４のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の順方向接合電圧と、上記第２の抵抗による電圧降下との和を、エミッタ電流に応じて発生させる回路であり、
    　上記第５のバイポーラトランジスタは、コレクタ端子が、第４の抵抗を介して上記第１の電源端子に接続され、
    　上記第５のバイポーラトランジスタのエミッタ端子が上記第１の接続端子に接続され、上記第５のバイポーラトランジスタのベース端子が、上記第３の接続端子と上記第４のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第３の接続経路に接続され、
    　上記第５のバイポーラトランジスタのベース端子と上記第３の接続端子との間の、上記第３の接続経路に抵抗を有し、
    　上記第１の抵抗と上記第４の抵抗が、少なくとも一部に共通の抵抗を有し、
    　上記第５のバイポーラトランジスタのベースエミッタ接合の極性が上記電源端子の電源電圧に対し順方向となるように接続され、
    　上記第５のバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧が上記第４のバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧より低くなるように、上記第５のバイポーラトランジスタのベース端子と上記第３の接続端子との間の上記第３の接続経路の抵抗の抵抗値が設定されていることを特徴とする請求項３に記載の電圧発生回路。
  5. 　請求項４に記載の電圧発生回路において、
    　第２の電圧出力端子と第３の回路と第５の抵抗とを有し、
    　上記第３の回路の第１の端子が上記第５の抵抗を介し、上記第１の電源端子、或いは、上記第１の電源端子と同電位の電源端子のいずれかの電源端子に接続され、
    　上記第３の回路の第２の端子が、上記第１の接続端子と上記第１のバイポーラトランジスタのコレクタ端子との間の上記第１の接続経路に接続され、
    　上記第３の回路の第２の端子と上記第１の接続端子との間の、上記第１の接続経路に抵抗を有し、
    　上記第３の回路が、
    　ダイオードを有し、上記第３の回路の第１の端子と、上記第３の回路の第２の端子との間に、ダイオード接合の順方向接合電圧を、ダイオードを流れる電流に応じて発生させる回路、
    　或いは、
    　ベースコレクタ間が接続されたバイポーラトランジスタを有し、上記第３の回路の第１の端子と、上記第３の回路の第２の端子との間に、ベースエミッタ接合の順方向接合電圧をエミッタ電流に応じて発生させる回路、
    　のいずれかの回路であり、
    　上記第２の電圧出力端子が、上記第３の回路の第１の端子に接続されていることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の電圧発生回路。
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