WO2014178529A1 - 능동 다이오드 드라이버 - Google Patents

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WO2014178529A1
WO2014178529A1 PCT/KR2014/001965 KR2014001965W WO2014178529A1 WO 2014178529 A1 WO2014178529 A1 WO 2014178529A1 KR 2014001965 W KR2014001965 W KR 2014001965W WO 2014178529 A1 WO2014178529 A1 WO 2014178529A1
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황종태
신현익
전상오
이준
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주식회사 맵스
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    • H03K2017/307—Modifications for providing a predetermined threshold before switching circuits simulating a diode, e.g. threshold zero

Definitions

  • the present invention relates to an active rectifier using an active diode, and more particularly to a technique for driving a switch of the active rectifier.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an active rectifier using a conventional active diode.
  • the active rectifier 10 replaces an existing bridge diode circuit by using a MOSFET.
  • the MOSFET can reduce conduction loss and can be integrated using IC technology.
  • the active diode 20 constituting the active rectifier 10 is composed of a MOSFET switch M1, and the parasitic diode D1 is located between the drain and the source as shown in FIG. .
  • the comparator 21 turns on M1 when the V, K, A (Cathode, Anode) voltage is less than 0V. Since the comparator 21 itself is difficult to supply sufficient current for driving M1 at high speed, the comparator 21 drives M1 using a gate driver 22 having sufficient current driving capability.
  • FIG. 2 is an operational waveform diagram when the active diode of FIG. 1 is driven.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an active diode that achieves turn-on delay compensation using an offset
  • FIG. 4 is a view illustrating an operation waveform when the delay compensation is performed using an offset.
  • FIG. 5 is a VKA of 0 or more and less than Voff.
  • M1 is a hard turn-on (hard turn-on) when showing the phenomenon.
  • FIG. 3 illustrates a case in which the comparator 21 is operated by applying an offset. Since the output of the comparator 21 becomes high before VKA becomes zero by Voff, as shown in FIG. 4, the time point when M1 is turned on after td1 + td2 is advanced, thereby obtaining more ideal diode characteristics. However, as shown in FIG. 5, even when VKA is greater than 0 and maintained while satisfying Voff or less, M1 may be turned on so that the active diode 20 may be reverse turn-on. At this time, since the MOSFET is fully turned on and the drain-source resistance Rdson is very small, a large amount of current can flow, and this situation is not caused by normal diode operation. Will cause.
  • An object of the present invention is to provide a technical scheme for effectively driving a switch used in an active rectifier in implementing an active rectifier using an active diode.
  • An active diode driver for driving a switch of an active rectifier using an active diode according to an aspect of the present invention for achieving the above-described technical problem is primarily a soft turn-on control of the switch, and secondly The switch is hard turned on.
  • the active diode driver first soft-turns on the switch when the voltage across the parasitic diode of the switch approaches zero, and hard-turns on the switch as the secondary when the voltage across the parasitic diode reaches zero. .
  • the active diode driver may include: a proximity zero cross detector for generating an output signal when the voltage across the parasitic diode of the switch is close to zero, a zero cross detector for detecting the point of time when the voltage across the parasitic diode becomes zero; And a gate driver for soft turn-on control of the switch by receiving the output signal of the proximity zero cross detector, and subsequently hardly turning on the switch by receiving the output signal of the zero cross detector.
  • the proximity zero cross detector generates an output signal when the voltage across the parasitic diode is less than or equal to the trigger voltage of the proximity zero cross detector.
  • the proximity zero cross detector includes a second switch that is turned off when the threshold voltage is the trigger voltage and the gate voltage is less than or equal to the threshold voltage to increase the drain voltage to generate an output signal.
  • the active driver according to the present invention uses a near zero-cross detector and a conventional zero-cross detector to control the gate driving voltage to dual step so as to be softly turned on.
  • the active rectifier switches on naturally, reducing conduction losses, improving EMI, and preventing overcurrent from flowing even when the active diode voltage remains near zero.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an active rectifier using a conventional active diode.
  • FIG. 2 is a diagram showing an operating waveform when the active diode of FIG. 1 is driven.
  • 4 is a view showing an operation waveform when the delay compensation using the offset.
  • FIG. 5 illustrates a phenomenon in which M1 is hard turn-on when VKA is greater than 0 and less than or equal to Voff.
  • FIG 6 illustrates an active diode driver circuit for MOSFET turn-on control in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows MOSFET soft turn-on by the circuit of FIG. 6;
  • FIG. 9 is an exemplary view of FIG. 6.
  • FIG. 10 illustrates a gate driver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a view showing driving waveforms of the gate driver shown in FIG. 10; FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing simulation results of the circuit shown in FIG. 9.
  • FIG. 13 is an enlarged view of an M1 turn-on time point in the simulation waveform of FIG. 12.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an active diode driver circuit for MOSFET turn-on control according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a diagram illustrating MOSFET soft turn-on by the circuit of FIG. 6. to be.
  • the active diode driver has a first soft turn-on control when the switch is turned on and a second hard turn-on control. More specifically, the active diode driver primarily controls the switch soft turn-on when the voltage across the parasitic diode of the switch approaches zero, and hard-on the switch secondarily when the voltage across the parasitic diode reaches zero. To control.
  • an embodiment thereof will be described in detail.
  • the M1 turn-on controller which is an active diode driver, uses a zero-cross detector (ZCD) for detecting a time point at which the voltages across both K and A become zero, as in the conventional active diode circuit. 100), and further includes a near zero-cross detector (NZCD) 200.
  • ZCD zero-cross detector
  • NZCD 200 generates an output signal when VKA approaches zero.
  • NZCD 200 generates SDRV and ZCD 100 generates HDRV.
  • SDRV is a signal for softly turning on the switch M1
  • HDRV is a signal for completely turning on M1.
  • FIG. 7 explains the operation of the circuit shown in FIG.
  • VKA becomes less than VT which is a trigger voltage of the NZCD 200
  • an SDRV signal is generated after the delay of the NZCD 200.
  • the SDRV signal and the gate driver 300 softly turn on M1.
  • the gate voltage is driven lower than when full turn-on, so Rdson operates in a high state. Therefore, the loss is greater than during full turn-on during this period, but less than when only the D1 diode is operated.
  • VKA becomes less than or equal to zero
  • the ZCD 100 generates an HDRV signal, and M1 is turned on after the delay of the gate driver 300.
  • the width of the VKA voltage is large because M1 is turned on while the diode is turned on, but in the method of FIG. 6, the VKA voltage fluctuation is softer than the conventional method, resulting in reduced EMI. In addition, conduction loss is reduced compared to FIG. 2.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an operation for suppressing excessive reverse current generation in the circuit of FIG. 6.
  • NZCD 200 causes a soft turn-on.
  • the output of the ZCD 100 does not occur, it does not become a full turn-on as shown in FIG.
  • the soft turn-on Rdson is a relatively large state, a small reverse turn-on current occurs than in the case of FIG. This reduces unnecessary losses and reduces EMI.
  • FIG. 9 is an exemplary view of FIG. 6.
  • a circuit including the NZCD 200 is illustrated in FIG. 9.
  • M3 is always on, and when VKA is greater than VB-VT, the source maximum voltage of M3 is clamped to VB-VT.
  • VKA becomes smaller than VB-VT, the source voltage of M3 becomes almost equal to VKA.
  • M2 is turned off, so the drain voltage of M2 increases to generate an SDRV signal.
  • reference numeral 400 denotes a configuration for switch voltage sense.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a gate driver according to an exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a diagram illustrating driving waveforms of the gate driver illustrated in FIG. 10.
  • FIG. 10 illustrates a gate driving circuit capable of driving a dual step gate of soft turn-on and full turn-on.
  • SDRV When SDRV is high and HDRV is low, it is in soft drive and raises the Vg voltage to the voltage charged in the Cs capacitor.
  • M2 When both SDRV and HDRV are high, M2 is turned on, supplying additional charge from VDD, causing the Vg voltage to rise further.
  • Cg is Cgs + Cgd and Cs is ⁇ * Cg.
  • the gate voltage at soft turn-on is shown in Equation 1.
  • Equation 2 The gate voltage at full turn-on is expressed by Equation 2.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a simulation result of the circuit illustrated in FIG. 9, and FIG. 13 is an enlarged view of an M1 turn-on time point in the simulation waveform of FIG. 12.
  • FIG. 12 illustrates simulation waveforms of VKA, Vg, SDRV, and HDRV
  • FIG. 13 is an enlarged view of VKA and Vg waveforms at the M1 turn-on time point.
  • the gate voltage is controlled in two stages, and the VKA voltage is controlled to change smoothly at 0V or less.

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Abstract

능동 다이오드를 이용한 능동 정류기의 스위치를 구동하기 위한 능동 다이오드 드라이버가 개시된다. 이 능동 다이오드 드라이버는 일차로 상기 스위치를 소프트 턴 온(soft turn-on) 제어하며, 이차로 상기 스위치를 하드 턴 온(hard turn-on) 제어한다. 이에 의해 스위치의 소프트한 turn-on이 가능해진다.

Description

능동 다이오드 드라이버
본 발명은 능동 다이오드를 이용한 능동 정류기에 관련된 것으로, 특히 능동 정류기의 스위치를 구동하는 기술에 관한 것이다.
도 1은 종래 능동 다이오드를 이용한 능동 정류기 회로도이다.
능동 정류기(Active Rectifier)(10)는 MOSFET을 이용하여 기존 브리지 다이오드(bridge diode) 회로를 대체하는 것으로, MOSFET을 이용하므로 도통 손실(conduction loss)을 줄일 수 있으며 IC 기술을 이용하여 집적할 수도 있다. 능동 정류기(10)를 구성하는 능동 다이오드(Active Diode)(20)는 MOSFET 스위치인 M1으로 구성되어 있으며, MOSFET 특성상 기생 다이오드 D1이 도 1과 같이 드레인(drain)과 소스(source) 사이에 위치한다. 비교기(Comparator)(21)는 K,A(Cathode, Anode) 전압인 VKA가 0V 미만이면 M1을 on 시킨다. 비교기(21) 자체는 M1을 고속으로 구동할 충분한 전류를 공급하기 어렵기 때문에, 전류 구동 능력이 충분한 게이트 드라이버(gate driver)(22)를 이용하여 M1을 구동한다.
도 2는 도 1의 능동 다이오드가 구동될 때의 동작 파형도이다.
VKA가 0보다 작아지게 되면 비교기(21)의 출력이 high가 되고 게이트 드라이버(22)를 거쳐 M1이 on 된다. 이때 비교기(21)와 게이트 드라이버(22)의 지연시간인 td1+td2 때문에 VKA가 0 이하가 된 후에 td1+td2 이후에 M1이 on 된다. 따라서 td1+td2 기간 중에는 D1을 통하여 전류가 흐르므로 능동 다이오드(20)의 효율이 약간 감소한다. 또한 M1이 on 되면서 갑작스런 VKA 전압 변동으로 인한 EMI(electromagnetic interference)가 발생할 수 있다.
도 3은 오프셋을 이용한 턴-온 지연 보상을 달성한 능동 다이오드를 나타낸 도면이고, 도 4는 오프셋을 이용한 지연 보상을 했을 경우의 동작 파형을 나타낸 도면이며, 도 5는 VKA가 0 이상이고 Voff 이하일 때 M1이 하드 턴-온(hard turn-on) 되는 현상을 나타낸 도면이다.
도 3은 오프셋(offset)을 인가하여 비교기(21)를 동작시키는 경우이다. Voff에 의해 VKA가 0이 되기 전에 비교기(21)의 출력이 high가 되므로, 도 4에서와 같이 td1+td2 이후에 M1이 on 되는 시점이 앞당겨져서 좀 더 이상적인 다이오드 특성을 얻을 수 있다. 그러나 도 5에서처럼 VKA가 0 이상이고 Voff 이하를 만족하면서 유지하는 상황에서도 M1이 on 되어 능동 다이오드(20)가 역 턴-온(reverse turn-on) 되는 현상이 발생할 수 있다. 이때 MOSFET은 완전 턴-온(full turn-on) 되어 drain-source 간 저항인 Rdson이 매우 작은 상태이므로 많은 전류가 흐를 수 있고, 이러한 상황은 정상적인 다이오드 동작에 의한 손실이 아닌 이상 동작에 의한 손실을 유발하게 된다.
본 발명은 능동 다이오드를 이용하여 능동 정류기를 구현함에 있어서, 능동 정류기에 사용되는 스위치를 효과적으로 구동할 수 있게 하는 기술적 방안을 제공하는 것을 목적으로 한다.
전술한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 능동 다이오드를 이용한 능동 정류기의 스위치를 구동하기 위한 능동 다이오드 드라이버는 일차로 상기 스위치를 소프트 턴 온(soft turn-on) 제어하며, 이차로 상기 스위치를 하드 턴 온(hard turn-on) 제어한다.
상기 능동 다이오드 드라이버는 상기 스위치의 기생 다이오드의 양단 전압이 제로에 근접시 일차로 상기 스위치를 소프트 턴 온 제어하며, 상기 기생 다이오드의 양단 전압이 제로에 도달시 이차로 상기 스위치를 하드 턴 온 제어한다.
상기 능동 다이오드 드라이버는 상기 스위치의 기생 다이오드의 양단 전압이 제로에 근접시 출력신호를 발생시키는 근접 제로 크로스 검출기, 상기 기생 다이오드의 양단 전압이 제로 되는 시점을 검출하여 출력신호를 발생시키는 제로 크로스 검출기, 및 상기 근접 제로 크로스 검출기의 출력신호를 입력받아 상기 스위치를 소프트 턴 온 제어하며, 이후 상기 제로 크로스 검출기의 출력신호를 추가로 입력받아 상기 스위치를 하드 턴 온 제어하는 게이트 드라이버를 포함한다.
상기 근접 제로 크로스 검출기는 상기 기생 다이오드의 양단 전압이 상기 근접 제로 크로스 검출기의 트리거 전압(trigger voltage) 이하가 되면 출력신호를 발생시킨다.
상기 근접 제로 크로스 검출기는 문턱 전압이 상기 트리거 전압이고 게이트 전압이 상기 문턱 전압 이하가 되면 오프 되어 드레인(drain) 전압을 상승시켜 출력신호를 발생시키는 제2스위치를 포함한다.
본 발명에 따른 능동 드라이버는 근접 제로 크로스 검출기(Near Zero-Cross Detector)와 기존의 제로 크로스 검출기(Zero-Cross Detector)를 이용하여 게이트 구동 전압을 듀얼 스텝(dual)으로 제어하여 소프트하게 on 되게 함으로써, 자연스럽게 능동 정류기의 스위치가 on 되어 conduction loss를 줄이고 EMI를 개선하며 능동 다이오드 전압이 0 근처에서 유지되는 경우에도 과전류가 흐르지 않게 하는 효과를 창출한다.
도 1은 종래 능동 다이오드를 이용한 능동 정류기 회로도.
도 2는 도 1의 능동 다이오드가 구동될 때의 동작 파형을 나타낸 도면.
도 3은 오프셋을 이용한 턴-온 지연 보상을 달성한 능동 다이오드를 나타낸 도면.
도 4는 오프셋을 이용한 지연 보상을 했을 경우의 동작 파형을 나타낸 도면.
도 5는 VKA가 0 이상이고 Voff 이하일 때 M1이 하드 턴-온(hard turn-on) 되는 현상을 나타낸 도면.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 MOSFET 턴-온 제어를 위한 능동 다이오드 드라이버 회로를 나타낸 도면.
도 7은 도 6의 회로에 의한 MOSFET 소프트 턴-온을 나타낸 도면.
도 8은 도 6의 회로에서 과도한 역 전류 발생을 억제하기 위한 동작을 나타낸 도면.
도 9는 도 6의 구체 예시도.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 게이트 드라이버를 나타낸 도면.
도 11은 도 10에 도시된 게이트 드라이버의 구동 파형을 나타낸 도면.
도 12는 도 9에 도시된 회로의 모의실험 결과를 나타낸 도면.
도 13은 도 12의 시뮬레이션 파형에서 M1 턴-온 시점의 확대도.
전술한, 그리고 추가적인 본 발명의 양상들은 첨부된 도면을 참조하여 설명되는 바람직한 실시예들을 통하여 더욱 명백해질 것이다. 이하에서는 본 발명을 이러한 실시예를 통해 당업자가 용이하게 이해하고 재현할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 MOSFET 턴-온 제어를 위한 능동 다이오드 드라이버 회로를 나타낸 도면이며, 도 7은 도 6의 회로에 의한 MOSFET 소프트 턴-온(soft turn-on)을 나타낸 도면이다.
능동 다이오드 드라이버는 스위치를 턴 온 제어할 때 1차로 소프트 턴 온(soft turn-on) 제어하며, 2차로 하드 턴 온(hard turn-on) 제어하는 특징을 갖는다. 좀 더 구체적으로, 능동 다이오드 드라이버는 스위치의 기생 다이오드의 양단 전압이 0에 근접시 1차로 스위치를 soft turn-on 제어하며, 기생 다이오드의 양단 전압이 0에 도달시 2차로 스위치를 hard turn-on 제어한다. 이하에서는 이에 대한 실시예를 구체적으로 설명한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 능동 다이오드 드라이버인 M1 턴-온 제어기는 기존의 능동 다이오드 회로와 같이 K, A 양단 전압이 0이 되는 시점을 검출하는 제로 크로스 검출기(zero-cross detector, ZCD)(100)를 포함하며, 별도로 근접 제로 크로스 검출기(near zero-cross detector, NZCD)(200)를 더 포함한다. NZCD(200)는 VKA가 0에 근접했을 때 출력신호를 발생시킨다. NZCD(200)는 SDRV를 발생시키고 ZCD(100)는 HDRV를 발생시킨다. 여기서 SDRV는 스위치(M1)을 소프트하게 on 시키는 신호이고, HDRV는 M1을 완전히 on 시키는 신호이다.
도 7은 도 6에 도시된 회로의 동작을 설명한다. VKA가 NZCD(200)의 트리거 전압(trigger voltage)인 VT 이하가 되면, NZCD(200)의 지연 이후 SDRV 신호가 발생한다. 이 SDRV 신호와 게이트 드라이버(300)가 M1을 소프트하게 on 하게 된다. 소프트하게 on 될 때에는 게이트 전압이 full turn-on 될 때보다 낮은 상태로 구동이 되므로 Rdson이 높은 상태에서 동작을 한다. 따라서 이 기간 중 full turn-on 될 때보다는 손실은 커지지만 D1 다이오드만 동작할 때보다는 손실이 작아진다. 이후VKA가 0 이하가 되면 ZCD(100)가 HDRV 신호를 발생시키고, 게이트 드라이버(300)의 지연 이후에 M1이 turn-on 된다. 따라서 기존의 방식에서는 다이오드가 도통된 상태에서 M1이 온 되어 VKA 전압이 변하는 폭이 크지만, 도 6을 이용한 방식에서는 VKA 전압 변동이 기존보다 부드러워지므로 EMI가 줄어든다. 또한 도 2보다는 conduction loss가 줄어든다.
도 8은 도 6의 회로에서 과도한 역 전류 발생을 억제하기 위한 동작을 나타낸 도면이다.
도시된 도 8은 VKA > 0V 이고 VKA < VT 이하일 때 soft turn-on만 됨으로써 과도한 reverse 전류 발생을 억제하는 동작을 나타낸다. VKA가 VT와 0V 사이에 위치할 경우, NZCD(200)에 의해 soft turn-on이 이루어진다. 그러나 ZCD(100)의 출력이 발생하지 않으므로, 도 5와 같이 full turn-on이 되지는 않는다. Soft turn-on 될 때는 Rdson이 비교적 큰 상태이므로, 도 5의 경우보다는 작은 역 턴-온(reverse turn-on) 전류가 발생한다. 따라서 불필요한 손실이 줄어들고 EMI도 감소하게 된다.
도 9는 도 6의 구체 예시도이다.
NZCD(200)를 포함하여 구현한 회로는 도 9와 같다. M3는 항상 on 되어 있고, VKA가 VB-VT보다 큰 경우 M3의 source 최대 전압은 VB-VT로 클램프(clamp) 된다. VKA가 VB-VT보다 작아지게 되면, M3의 source 전압은 VKA와 거의 같아지게 된다. 제2스위치(M2)의 문턱 전압(threshold voltage)은 VT이고 M2의 전압이 VT 이하가 되면 M2가 off 되므로 M2의 drain 전압은 상승하여 SDRV 신호를 발생한다. 참고로 도면부호 400은 switch voltage sense를 위한 구성이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 게이트 드라이버를 나타낸 도면이며, 도 11은 도 10에 도시된 게이트 드라이버의 구동 파형을 나타낸 도면이다.
도 10은 soft turn-on과 full turn-on의 듀얼 스텝 게이트(dual step gate) 구동이 가능한 게이트 구동 회로를 나타낸다. SDRV가 high이고 HDRV가 low이면 소프트 구동 상태가 되며, Cs 커패시터에 충전된 전압으로 Vg 전압을 상승시킨다. SDRV와 HDRV가 모두 high이면 M2가 on 되어 VDD로부터 추가적인 전하가 공급되어 Vg 전압이 추가로 상승하게 된다. Cg는 Cgs+Cgd이고 Cs는 α*Cg이다. Soft turn-on 때의 게이트 전압은 수학식 1과 같다.
수학식 1
Figure PCTKR2014001965-appb-M000001
그리고 full turn-on 했을 때의 게이트 전압은 수학식 2와 같다.
수학식 2
Figure PCTKR2014001965-appb-M000002
도 12는 도 9에 도시된 회로의 모의실험 결과를 나타낸 도면이며, 도 13은 도 12의 시뮬레이션 파형에서 M1 turn-on 시점의 확대도이다.
도 12는 VKA, Vg, SDRV, HDRV 각각의 시뮬레이션 파형을 나타내며, 도 13은 M1 turn-on 시점의 VKA, Vg 파형을 확대한 도면이다. 도시된 바와 같이 게이트 전압은 2단으로 제어되며, VKA 전압은 0V 이하에서 부드럽게 변화되도록 제어되고 있다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (5)

  1. 능동 다이오드를 이용한 능동 정류기의 스위치를 구동하기 위한 능동 다이오드 드라이버에 있어서,
    상기 능동 다이오드 드라이버는 일차로 상기 스위치를 소프트 턴 온(soft turn-on) 제어하며, 이차로 상기 스위치를 하드 턴 온(hard turn-on) 제어하는 능동 다이오드 드라이버.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 능동 다이오드 드라이버는 상기 스위치의 기생 다이오드의 양단 전압이 제로에 근접시 일차로 상기 스위치를 소프트 턴 온 제어하며, 상기 기생 다이오드의 양단 전압이 제로에 도달시 이차로 상기 스위치를 하드 턴 온 제어하는 능동 다이오드 드라이버.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위치의 기생 다이오드의 양단 전압이 제로에 근접시 출력신호를 발생시키는 근접 제로 크로스 검출기;
    상기 기생 다이오드의 양단 전압이 제로 되는 시점을 검출하여 출력신호를 발생시키는 제로 크로스 검출기; 및
    상기 근접 제로 크로스 검출기의 출력신호를 입력받아 상기 스위치를 소프트 턴 온 제어하며, 이후 상기 제로 크로스 검출기의 출력신호를 추가로 입력받아 상기 스위치를 하드 턴 온 제어하는 게이트 드라이버;
    를 포함하는 능동 다이오드 드라이버.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 근접 제로 크로스 검출기는 상기 기생 다이오드의 양단 전압이 상기 근접 제로 크로스 검출기의 트리거 전압(trigger voltage) 이하가 되면 출력신호를 발생시키는 능동 다이오드 드라이버.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 근접 제로 크로스 검출기는 문턱 전압이 상기 트리거 전압이고 게이트 전압이 상기 문턱 전압 이하가 되면 오프 되어 드레인(drain) 전압을 상승시켜 출력신호를 발생시키는 제2스위치를 포함하는 능동 다이오드 드라이버.
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