CN104467364B - 一种过零检测电路及开关电源 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种开关电源的过零检测电路及开关电源，所述过零检测电路包括状态判断电路、调整电压生成电路和第一比较电路。在所述过零检测电路工作过程中，通过状态判断电路判断同步管的体二极管在同步管被关断时是否导通，并根据判断的结果使调整电压生成电路生成一个随所述体二极管导通状态变化的调整电压，再将所述调整电压与同步管第一端处电压叠加后形成的检测电压利用第一比较电路与同步管第二端处电压进行比较，以输出过零检测信号。因此，在不同的开关电源输出电压状态下，所述过零检测电路均可控制同步管保持在电感电流处于零点附近被关断，可有效的降低开关电源的功耗和提高开关电源的效率。

Description

一种过零检测电路及开关电源
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术，尤其涉及一种过零检测电路及开关电源。
背景技术
在同步型开关电源中，轻载状态下，同步管续流过程中，需要在电感电流逐步降至零时关断同步管，以降低功耗，提高效率。电感电流在这种过程中的工作模式为不连续导通模式(DCM)。
在不连续导通模式下，需要采用过零检测电路来检测电感电流是否过零。图1为现有技术实现的一种用于降压型同步开关电源的过零检测电路，该检测电路采用开关管SD与同步管SW串联连接，相连的节点LX为开关电源的开关节点，偏置电流源A与开关管SD串联连接并为其提供偏置电流Ib，比较器CP比较节点RP处的电压与GND处的电压(一般为零)，并输出过零检测信号ZX。当节点RP处的电压达到GND处的电压时(过零检测点)，过零检测信号有效，以控制一逻辑电路输出开关控制信号来控制同步管SW关断。在该过零检测电路中，所设定过零检测点所对应的电感电流值只与偏置电流、同步管的导通电阻以及开关管SD的导通电阻相关，而这几个值在电路设定好后均为固定值，因此过零检测点所对应的电感电流值也为一个固定值。
在开关电源中，对于不同的输出电压，电感电流下降的斜率不同。因此当过零检测点所对应的电感电流值固定时，对于不同的输出电压会出现在同步管被关断时刻(检测到零点后需要经过一个固有延时时被关断，在这个延时时间内，电感电流会继续下降)，电感电流还未降为零(说明零点设置过高)或已经变为负值(说明零点设置过低了)，从而会引起开关电源的功耗与效率问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种开关电源的过零检测电路和开关电源，以解决现有技术中因开关电源的输出电压不同而造成同步管不能精准的控制在电感电流过零时被关断的问题。
一种开关电源的过零检测电路，所述开关电源中设置有同步管，所述同步管的第一端与所述开关电源的开关节点相连，所述过零检测电路包状态判断电路、调整电压生成电路以及第一比较电路；
所述状态判断电路用于判断所述同步管的体二极管在所述同步管关断时是否导通，并输出判断信号；
所述调整电压生成电路用于根据所述判断信号生成调整电压，且在所述判断信号指示所述体二极管导通时，减小所述调整电压的值，在所述判断信号指示所述体二极管未导通时，增大所述调整电压的值；
所述第一比较电路用于比较检测电压和所述同步管的第二端处电压，并输出过零检测信号，当所述检测电压达到所述同步管的第二端处电压时，所述过零检测信号变为有效状态，以控制所述同步管关断；
其中，所述检测电压为所述调整电压与所述同步管的第一端处电压的叠加电压。
优选的，所述状态判断电路包括第二比较电路，
所述第二比较电路用于在所述同步管关断时，将所述同步管的第一端和同步管的第二端之间的电压差值与阈值电压的值进行比较，并输出所述判断信号，当所述电压差值大于所述阈值电压的值时，所述判断信号指示所述体二极管导通，当所述电压差值小于所述阈值电压的值时，所述判断信号指示所述体二极管未导通。
优选的，当所述同步管的第二端接地时，所述第二比较电路包括阈值电压产生电路、比较器、RS触发器以及短脉冲产生电路，
所述阈值电压产生电路用于产生所述阈值电压，所述阈值电压的值小于所述体二极管导通压降的值；
所述比较器的第一输入端接收所述阈值电压与所述同步管的第一端处电压的叠加电压，第二输入端接收所述同步管的第二端处电压，输出端连接到所述RS触发器的第一输入端；
所述RS触发器的第二输入端接收短脉冲信号，输出端输出所述判断信号；
所述短脉冲产生电路由所述同步管的开关控制信号触发生成所述短脉冲信号。
优选的，所述阈值产生电路包括第一电阻和第一电流源，所述第一电阻的第一端与所述同步管的第一端相连，第二端与所述第一电流源相连，所述第一电阻上的电压为所述阈值电压。
优选的，所述第二比较电路还包括第二电阻和第一电容，所述第二电阻的第一端与所述第一电阻的第二端相连，第二端与所述比较器的第一输入端相连，所述第一电容连接在所述第二电阻的第二端和接地端之间。
优选的，所述调整电压生成电路包括偏置电流产生电路和调整管，
所述偏置电流产生电路根据所述判断信号输出偏置电流，且在所述判断信号指示所述体二极管导通时，减小所述偏置电流，在所述判断信号指示所述体二极管未导通时，增大所述偏置电流，所述偏置电流由所述调整管的第一端流向所述调整管的第二端，所述调整管的导通压降为所述调整电压；
其中，所述调整管在所述同步管导通期间处于导通状态，且所述调整管的第二端与所述同步管的第一端相连，第一端处的电压为所述检测电压。
优选的，所述偏置电流产生电路包括计数电路、电流调整电路和基准电流生成电路，
在所述同步管关断时，所述计数电路根据所述判断信号输出计数信号；
所述计数信号控制所述电流调整电路输出调整电流，使所述调整电流在所述判断信号指示所述体二极管导通时减小，在所述判断信号指示所述体二极管未导通时增大；
所述基准电流生成电路用于输出基准电流；
所述调整电流和所述基准电流的叠加电流为所述偏置电流。
优选的，所述计数电路包括N位加减计数器，所述电流调整电路包括N个的电流支路，
所述N位加减计数器的功能选择端输入所述判断信号，时钟控制端输入一个由所述同步管的开关控制信号所触发生成的脉冲信号，输出端输出的所述计数信号为N位数字信号，当所述判断信号指示所述体二极管导通时，所述加减计数器递减计数，当所述判断信号指示所述体二极管未导通时，所述加减计数器递增计数；
每一个所述电流支路由所述N位数字信号中的一位控制是否输出支路电流，输出的所述支路电流叠加形成所述调整电流。
优选的，每一个所述电流支路由一个开关和一个电流源串联形成，所述开关由所述N位数字信号中的一位控制导通和关断。
一种开关电源，包括同步管和上述任意一种过零检测电路。
由上可见，在本申请提供的开关电源的过零检测电路中，通过状态判断电路判断同步管的体二极管在同步管被关断时是否导通，并根据判断的结果使调整电压生成电路生成一个随体二极管导通状态变化的调整电压，再将所述调整电压与同步管的第一端处电压叠加后形成的检测电压利用第一比较电路与同步管的第二端处电压进行比较，以输出过零检测信号。因此，在不同的开关电源输出电压状态下，所述过零检测电路均可控制同步管保持在电感电流处于零点附近被关断，可有效的降低开关电源的功耗和提高开关电源的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有技术实现的一种用于降压型同步开关电源的过零检测电路；
图2为本实施例公开的一种开关电源的过零检测电路结构框图；
图3为图2所示的状态判断电路的一种可选实现方式的电路图；
图4为本申请实施例所公开的过零检测电路的工作波形图；
图5为图2所示的过零检测电路的一种可选实现方式的电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图2为本实施例公开的一种开关电源的过零检测电路结构框图。
参考图2，开关电源包括功率级电路1和过零检测电路2。功率级电路2包括同步管SW、主功率管SR以及电感L，其中同步管SW的第一端B1与开关电源的开关节点LX(主功率管SR与同步管相连的节点)相连。当功率级电路为降压型(Buck型)拓扑结构时，主功率管SR的一端接收输入电压VIN，另一端与同步管SW的第一端B1相连，同步管SW的第二端B2连接到接地端GND，电感L的一端与开关节点LX相连，另一端输出开关电源的输出电压VOUT。当功率级电路为升压型(Boost型)拓扑结构时，主功率管SR的一端连接到接地端GND，另一端与同步管SW的第一端B1相连，同步管SW的第二端B1输出开关电源的输出电压，电感L的一端接收开关电源的输入电压VIN，另一端与开关节点LX相连。在开关电源中，主功率管SR处于导通期间，同步管SW处于关断状态，流过电感L的电感电流逐步增加，当主功率管SR关断时，同步管SW被打开，电感电流开始下降，当电感电流下降至零时控制同步管SW关断。
过零检测电路2用于设置电感电流的过零点，以使同步管SW在电感电流为零时被关断。过零检测电路2包括状态判断电路21、调整电压生成电路22和第一比较电路23。
状态判断电路21用于判断同步管SW的体二极管在同步管SW被关断时是否导通，并输出判断信号。同步管SW通常为MOSFET(金属氧化物场效应晶体管)，其带有一个寄生的体二极管，当同步管SW被关断时，若电感电流还未降低为零，则该体二极管会导通(说明过零检测点设置高了)，反之若体二极管未导通，则同步管SW在被关断时，电感电流已经降低为零甚至降低为零以下了(说明过零检测点设置低了)。因此可以通过判断电路21来判断同步管SW的体二极管在同步管SW关断时是否导通，来判断过零检测电路2的当前的过零检测点设置得高了还是低了，从而使过零检测电路2重新调整过零检测点。其中同步管SW在过零检电路2输出的过零检测信号变为有效状态时关断。
调整电压生成电路22用于根据状态判断电路21输出的判断信号生成一个调整电压(将调整电压命名为VT)，且在判断信号指示所述体二极管导通时，减小所述调整电压的值，在判断信号指示所述体二极管未导通时，增大所述调整电压的值。所述调整电压VT与同步管SW第一端B1处电压(即开关节点LX处电压VLX)叠加形成检测电压VRP。调整电压VT与同步管SW第一端B1处电压VLX叠加的方式在本发明中不限定，二者可以通过现有的叠加电路叠加，也可如图2中所示的将调整电压生成电路22与开关节点LX相连，使得调整电压与同步管SW第一端B1处电压VLX形成串联电压，则经过调整电压生成电路22输出来的电压实则为调整电压VT与同步管SW第一端B1处电压VLX的叠加电压，即检测电压VRP。
第一比较电路23用于比较检测电压VRP与同步管SW第二端B2处电压VB2，并输出过零检测信号ZX，当检测电压VRP的值达到SW第二端B2处电压VB2的值时，过零检测信号ZX变为有效状态(可以但不局限于为高电平)，以控制同步管SW被关断。本领域技术人员理应知道，在过零检测信号ZX变为有效状态时，控制同步管SW被关断，此后开关电源的工作过程包括：检测同步管SW关断时刻其体二极管是否处于导通状态，且同时或经过经过一个延时后开关电源的控制电路控制主开关管SR导通，使得电感电流持续上升，过零检测信号ZX变为无效信号，然后再控制主开关SR关断，同时使同步管SW导通，电感电流会持续下降，使得检测电压VRP的值慢慢靠近SW第二端B2处电压VB2的值，直到二者相等时，过零检测信号ZX再次变为有效状态，控制同步管SW关断。
在过零检测电路2中，检测电压VRP等于同步管SW第二端B2处电压VB2的时刻点即为该过零检测电路所设定的过零检测点，该过零检测点所对应的电感电流(VRP＝VB2时，流过同步管的电感电流)IL_ZX由如下等式得出：VT+VLX＝VB2；VT+VB2-IL_ZX×Rdson＝VB2；IL_ZX＝VT/Rdson。
因此，在采用过零检测电路2来实现开关电源的过零检测时，每次在电感电流降低为IL_ZX＝VT/Rdson(Rdson为同步管SW的导通电阻，其在电路设定后为一固定值)时，使过零检测信号ZX变为有效信号，过零检测信号被传输至一个逻辑电路(如RS触发器，RS触发器的触发复位端输入过零检测信号ZX，置位端接收控制同步管SW打开的信号，输出端输出同步管SW的开关控制信号)，使得该电路输出同步管SW的开关控制信号，以控制同步管SW被关断。同步管SW在过零检测时刻点后需要经过一个延时(由第一比较电路的输出延时和所述逻辑电路的输出延时决定，是一个必然存在的延时，且在电路设计好后为一个固定的延时)才被关断。因此，在所述的延时确定后，只要合理的设定过零检测点时的电感电流IL_ZX的大小，便可时电感电流在所述的延时时间内刚好降低为零，即使得同步管SW在电感电流时被关断。然而，开关电源的输出电压VOUT不同，使得电感电流的下降速度不同，这就需要过零检测电路所设置过零检测点需要实时调整，使得过零检测点所对应的电感电流IL_ZX根据需要减小或增加，而不是像背景技术中的固定值。
基于上述原因，本申请的发明人，通过设置状态判断电路21来判断同步管SW的体二极管在同步管关断时是否导通，以进一步判断当前过零检测点所对应的电感电流IL_ZX＝VT/Rdson被设置得过低了还是过高了，从而使调整电压生成电路22对调整电压VT的大小进行调整，以调整过零检测点，即改变过零检测点所对应的电感电流IL_ZX的值，使得同步管SW在不同的输出电压下均可在电感电流为零左右时被关断。具体的调节过零检测点的过程为：当判断信号指示体二极管导通时，说明同步管被关断时，电感电流还未降为零，得出过零检测点所对应的电感电流IL_ZX被设置的过高了，需要拉低该设定的值，因此使调整电压生成电路22减小调整电压VT的值，反之当判断信号指示体二极管未导通时，使调整电压生成电路22增加调整电压VT的值，以增加零检测点所对应的电感电流IL_ZX的值。
由上可见，本发明提供的过零检测电路，通过状态判断电路判断同步管的体二极管在同步管被关断时是否导通，并根据判定的结果使调整电压生成电路生成一个随体二极管导通状态变化的调整电压，再将所述调整电压与同步管第一端处电压叠加后形成的检测电压利用第一比较电路与同步管第二端处电压进行比较，以输出过零检测信号。因此，在不同的开关电源输出电压状态下，所述过零检测电路均可控制同步管保持在电感电流处于零点附近被关断，可有效的降低开关电源的功耗和提高开关电源的效率。
在本申请中，状态判断电路21实现方式可采用现有技术的任何一种方式实现，只要能实检测二极管是否导通即可，例如状态判断电路21可包括一个第二比较电路，所述第二比较电路在同步管SW被关断时，将同步管SW的第一端B1和第二端B2之间的电压差值(VLX-VB2的绝对值)与一个阈值电压的值进行比较，并输出所述判断信号，当所述电压差值大于所述阈值时，所述判断信号指示所述体二极管导通，当所述电压差值小于所述阈值电压时，所述判断信号指示所述体二极管未导通。这是因为二极管的导通压降通常有零点几伏，而未导通时，导通压降为几乎为零，只要将所述阈值电压的值设置成小于体二极管的导通压降，便可判断出体二极管是否导通。图3为图2所示的状态判断电路的一种可选实现方式的电路图。
参考图3，当同步管SW的第二端接地时，状态判断电路21包括的第二比较电路可进一步包括阈值电压产生电路、比较器CPB、RS触发器以及短脉冲产生电路One-shot。
阈值电压产生电路用于产生一个阈值电压VR，且该阈值电压的值小于同步管SW的体二极管的导通压降的值。
比较器CPB的第一输入端接收所述阈值电压VR与同步管SW第一端B1处电压VLX的叠加电压Va，第二输入端接收同步管SW的第二端B2处电压VB2，输出端连接到RS触发器的第一输入端。
所述RS触发器的第二输入端接收所述短脉冲产生电路One-shot输出的短脉冲信号Rset，输出端输出判断信号Ddet。短脉冲信号Rset为所述短脉冲产生电路One-shot由同步管SW的开关控制信号GSW触发生成的信号，具体的所述短脉冲产生电路One-shot可由同步管SW的开关控制信号GSW的下降沿触发生成短脉冲信号Rset。
阈值电压VR与同步管SW第一端B1处电压VLX的叠加的方式在本发明中不限定，二者可以通过现有的叠加电路叠加，也可如图3中所示的阈值电压产生电路与同步管SW的第一端B1相连，使得阈值电压VR与同步管SW第一端B1处电压VLX形成串联电压，则经过阈值电压产生电路输出来的电压实则为调整电压VT与同步管SW第一端B1处电压VLX的叠加电压Va。
在本实施例中，阈值电压产生电路包括第一电阻R0和第一电流源A0，第一电阻R0与同步管SW的第一端B1相连，第二端与第一电流源A0相连。因此第一电流源A0的输出电流I0流过第一电阻R0，以在第一电阻R0上形成阈值电压VR(R0上的电压),则第一电阻的第二端处输出的电压即叠加电压Va。且在本实施例中，比较器CPB的第一输入端为同相端，第二输入端为反向端，RS触发器的第一输入端为置位端，第二输入端为复位端，且所述RS触发器为低电平输入有效。
在本实施例中，第二比较电路还包括了一个第二电阻R1和第一电容C1，第二电阻R1的第一端与第一电阻R0的第二端相连，第二端与比较器CPB的第一输入端相连，第一电容C1连接在第二电阻R1的第二端和接地端之间。第二电阻R1和第一电容C1构成的RC延时电路有利于比较器CPB能够精确的比较到同步管SW关断时刻的所述电压差值与叠加电压Va的大小。同样，在比较器CPB的第二输入端和同步管SW的第二端B2之间也可增加一个这样的一个RC延时电路，如图3中所示的电阻R2和电容C2。
如图3所示，当VLX+VR>VB2时，由于同步管的第二端B2接地，则其体二极管的阳极于同步管的第二端相连，阴极于同步管的第一端相连(当同步管的第二端B2输出开关电源的输出电压VOUT时，其体二极管的阳极与同步管的第一端相连，阴极与同步管的第二端相连)，即VLX-VB2的绝对值小于VR，比较器CPB输出的信号为高电平，由于触发器为低电平输入有效，则此时其输出的判断信号Ddet为低电平，指示体二极管未导通，反之Ddet为高电平，指示体二极管导通。
由于本实施例中同步管SW的第二端接地，因此将同步管SW第一端的电压VLX与一个阈值电压叠加后再与同步管SW第二端B2处电压VB2进行比较，以判断同步管SW的体二极管是否导通。若同步管SW的第二端输出开关电源的输出电压，则可将同步管SW第二端B1处电压VB2与一个阈值电压叠加后再与同步管SW第一端B1处电压VLX进行比较，以判断同步管SW的体二极管是否导通。这种将同步管SW第一端与第二端之间的电压差值与由阈值电压进行比较来判断体二极管是否导通的方法有利于解决比较器CPB的失调电压对判断结果的影响。因此，阈值电压VR一般设置在比较器CPB的失调电压和体二极管的导通压降之间，例如可以设置为0.1V置0.5V之间。
图4为本申请实施例所公开的过零检测电路的工作波形图。
参考图4，并结合图3所示的状态判断电路分析，在t1时刻，同步管SW的开关控制信号GSW变为低电平，使同步管SW被关断，由于此时电感电流IL还未降低到零，使得同步管关断时，其体二极管管被导通，开关节点LX处的电压VLX等于SW第二端B2处电压VB2减去体二极管的导通压降，由于阈值电压VR小于体二极管的导通压降，因此此时比较器的输出信号Sset为低电平，且输入至RS触发器置位端的短脉冲信号Rset在开关控制信号GSW的下降沿触发下变为高电平，则RS触发器输出的判断信号Ddet变为高电平，以控制调整电压VT减小，拉低过零检测点所对应的电感电流。在t2时刻，同步管SW关断，电感电流IL已经降低至零以下，则体二极管不会导通，RS触发器输出的判断信号Ddet变为低电平，以控制调整电压VT增大，抬高过零检测点所对应的电感电流。因此采用本申请提供的过零检测电路可控制开关电源的同步管在不同的输出电压条件下均能电感电流的零点附近关断，可有效的减低功耗，提高了开关电源的效率。
图5为图2所示的过零检测电路的一种可选实现方式的电路图。
参考图5，本实施例中，图2中的调整电压生成电路22可包括和偏置电流产生电路221和调整管222。
偏置电流产生电路221根据状态判断电路21输出的判断信号Ddet输出偏置电流Ib，且在判断信号Ddet指示同步管SW的体二极管导通时，减小偏置电流Ib的值，在判断信号Ddet指示同步管SW的体二极管未导通时，增大偏置电流Ib的值。偏置电流Ib由调整管222的第一端流向调整管222的第二端，使得调整管222的导通压降成为调整电压生成电路22所生成的调整电压VT。调整管222在同步管SW导通期间处于导通状态，且在本实施例中调整管222的第二端与同步管SW的第一端B1相连，使得调整管222上的调整电压VT与同步管SW第一端B1处电压VLX形成串联电压，因此调整管222的第一端Jv处的电压即为检测电压VRP。
在本实施例中，调整管222选择为与同步管SW工艺参数完全相同的开关管SD，(例如二者均为MOSFET)使得二者具有相同的温度补偿，以减少过零检测电路受温度的影响，可进一步提高过零检测电路的精准度。进一步的，调整管SD的开关控制信号GSD可与同步管SW的开关控制信号GSW相同，即调整管SD可以由开关控制信号GSW控制导通和关断。当然在其它实施例中，调整管还可用一个电阻或其它器件所代替，只要能将偏置电流Ib转换成调整电压VT的器件均可。
继续参考图5，在本实施例中，偏置电流产生电路221可包括计数电路2211、电流调整电路2212和基准电流生成电路2213。
在同步管SW关断时，计数电路2211根据判断信号Ddet输出计数信号，该计数信号控制电流调整电路2212输出调整电流，使得调整电流在Ddet指示同步管SW的体二极管导通时减小，在Ddet指示同步管SW的体二极管未导通时增大。该调整电流与基准电流生成电路2213生成的基准电流的叠加电流即偏置电流产生电路221输出的偏置电流Ib。调整电流与基准电流的叠加的方式在本发明中不限定，二者可以通过现有的叠加电路叠加，也可如图5中所示的电流调整电路2212的输出端与基准电流生成电路2213的输出端相连形成偏置电流产生电路221的输出端JI，使得调整电流与基准电流形成并联电流，则从JI端输出来的电流即为调整电流与基准电流的叠加电流。在本实施例中基准电流生成电路2213包括一个基准电流源Aref，该电流源输出的电流Iref即为基准电流。该基准电流根据开关电源电路的各具体参数而设定。
如图5所示,计数电路2211包括加N位加减计数器，其功能选择输入端输入判断信号Ddet，时钟控制端输入的时钟信号clk为开关控制信号GSW触发生成的脉冲信号(该脉冲信号可以为图3中的短脉冲信号Rset)，输出端输出的计数信号为N位数字信号，所述N位数字信号从低位至高位分别为C1、C2…、CN。当判断信号Ddet指示同步管SW的体二极管导通时，所述加减计数器执行减计数器功能，进行递减计数，使得C1、C2…、CN这N位数字信号的值递减，反之当判断信号Ddet指示同步管SW的体二极管未导通时，所述加减计数器执行加计数器功能，进行递增计数，使得C1、C2…、CN这N位数字信号递增。作为优选，所述N位数字信号为N位二进制数字信号。
本实施例中的电流调整电路2212包括N个电流支路，每一个电流支路可以但不局限于用一个开关和一个电流源串联形成，如图5中的开关S1、S2、…、SN分别与电流源A1、A2、…、AN串联形成N个电流支路，例如Si与Ai串联形成一个支路电流，i大于等于1且小于等于N，电流源Ai输出的电流Ii为该电流支路的支路电流。每一个这样的电流支路由N位所述数字信号中的一位控制是否输出支路电流(包括I1、I2…、IN)，输出的支路电流叠加形成调整电流。将各支路电流叠加的方式可以但不局限于如图5所示的，将各个电流支路的电流输出端均相连在一起形成电流调整电路的输出端，则该输出端输出的电流即各电流支路输出的支路电流的叠加电流。
每一个支路电流中的开关均由N位所述数字信号中的一位控制导通和关断。在本实施例中，用N位数字信号C1、C2…、CN开关S1、S2、…、SN，即数字信号Cj控制开关Sj，j大于等于1且小于等于N，且I1、I2…、IN的大小依次增加，可选择等比增加的方式增加。在本实施例中I1、I2…、IN的大小关系为：Ik＝2k-1I1，k大于1且小于或等于N。当Cj为1时，开关Sj导通，则对于的电流源Aj输出的电流Ij作为支路电流被输出。因此，当判断信号Ddet指示同步管SW的体二极管导通时，C1、C2…、CN这N位数字信号的值递减，以慢慢减小调整电流，当判断信号Ddet指示同步管SW的体二极管未导通时，C1、C2…、CN这N位数字信号的值递增，以慢慢增大调整电流。
如图5所示，图2中的第一比较电路23可包括比较器CPA。比较器CPA的同相端与调整管SD的第一端JV相连，以接收检测电压VRP，反相输入端接收同步管SW的第二端B2处的电压VB2，输出端输出过零检测信号ZX。
如图2和图5所示，本申请还提供了一种开关电源，该开关电源包括上述任意一过零检测电路和同步管。本申请提供的开关电源可以为降压型同步开关电源也可以为升压型同步开关电源。
由上可见，本申请提供的开关电源的过零检测电路及开关电源，通过状态判断电路判断同步管的体二极管在同步管被关断时是否导通，并根据判定的结果使调整电压生成电路生成一个随体二极管导通状态变化的调整电压，再将所述调整电压与同步管第一端处电压叠加后形成的检测电压利用第一比较电路与同步管第二端处电压进行比较，以输出过零检测信号。因此，在不同的开关电源输出电压状态下，所述过零检测电路均可控制同步管保持在电感电流处于零点附近被关断，可有效的降低了开关电源的功耗和提高开关电源的效率。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种开关电源的过零检测电路，所述开关电源中设置有同步管，所述同步管的第一端与所述开关电源的开关节点相连，所述过零检测电路包括状态判断电路、调整电压生成电路以及第一比较电路；
所述状态判断电路用于判断所述同步管的体二极管在所述同步管关断时是否导通，并输出判断信号；
所述调整电压生成电路用于根据所述判断信号生成调整电压，且在所述判断信号指示所述体二极管导通时，减小所述调整电压的值，在所述判断信号指示所述体二极管未导通时，增大所述调整电压的值；
所述第一比较电路用于比较检测电压和所述同步管的第二端处电压，并输出过零检测信号，当所述检测电压达到所述同步管的第二端处电压时，所述过零检测信号变为有效状态，以控制所述同步管关断；
其中，所述检测电压为所述调整电压与所述同步管的第一端处电压的叠加电压。
2.根据权利要求1所述的过零检测电路，其特征在于，所述状态判断电路包括第二比较电路，
所述第二比较电路用于在所述同步管关断时，将所述同步管的第一端和同步管的第二端之间的电压差值与阈值电压的值进行比较，并输出所述判断信号，当所述电压差值大于所述阈值电压的值时，所述判断信号指示所述体二极管导通，当所述电压差值小于所述阈值电压的值时，所述判断信号指示所述体二极管未导通。
3.根据权利要求2所述的过零检测电路，其特征在于，当所述同步管的第二端接地时，所述第二比较电路包括阈值电压产生电路、比较器、RS触发器以及短脉冲产生电路，
所述阈值电压产生电路用于产生所述阈值电压，所述阈值电压的值小于所述体二极管导通压降的值；
所述比较器的第一输入端接收所述阈值电压与所述同步管的第一端处电压的叠加电压，第二输入端接收所述同步管的第二端处电压，输出端连接到所述RS触发器的第一输入端；
所述RS触发器的第二输入端接收短脉冲信号，输出端输出所述判断信号；
所述短脉冲产生电路由所述同步管的开关控制信号触发生成所述短脉冲信号。
4.根据权利要求3所述的过零检测电路，其特征在于，所述阈值电压产生电路包括第一电阻和第一电流源，所述第一电阻的第一端与所述同步管的第一端相连，第二端与所述第一电流源相连，所述第一电阻上的电压为所述阈值电压。
5.根据权利要求4所述的过零检测电路，其特征在于，所述第二比较电路还包括第二电阻和第一电容，所述第二电阻的第一端与所述第一电阻的第二端相连，第二端与所述比较器的第一输入端相连，所述第一电容连接在所述第二电阻的第二端和接地端之间。
6.根据权利要求1所述的过零检测电路，其特征在于，所述调整电压生成电路包括偏置电流产生电路和调整管，
所述偏置电流产生电路根据所述判断信号输出偏置电流，且在所述判断信号指示所述体二极管导通时，减小所述偏置电流，在所述判断信号指示所述体二极管未导通时，增大所述偏置电流，所述偏置电流由所述调整管的第一端流向所述调整管的第二端，所述调整管的导通压降为所述调整电压；
其中，所述调整管在所述同步管导通期间处于导通状态，且所述调整管的第二端与所述同步管的第一端相连，所述调整管的第一端处的电压为所述检测电压。
7.根据权利要求6所述的过零检测电路，其特征在于，所述偏置电流产生电路包括计数电路、电流调整电路和基准电流生成电路，
在所述同步管关断时，所述计数电路根据所述判断信号输出计数信号；
所述计数信号控制所述电流调整电路输出调整电流，使所述调整电流在所述判断信号指示所述体二极管导通时减小，在所述判断信号指示所述体二极管未导通时增大；
所述基准电流生成电路用于输出基准电流；
所述调整电流和所述基准电流的叠加电流为所述偏置电流。
8.根据权利要求7所述的过零检测电路，其特征在于，所述计数电路包括N位加减计数器，所述电流调整电路包括N个的电流支路，
所述N位加减计数器的功能选择端输入所述判断信号，时钟控制端输入一个由所述同步管的开关控制信号所触发生成的脉冲信号，输出端输出的所述计数信号为N位数字信号，当所述判断信号指示所述体二极管导通时，所述加减计数器递减计数，当所述判断信号指示所述体二极管未导通时，所述加减计数器递增计数；
每一个所述电流支路由所述N位数字信号中的一位控制是否输出支路电流，输出的所述支路电流叠加形成所述调整电流。
9.根据权利要求8所述的过零检测电路，其特征在于，每一个所述电流支路由一个开关和一个电流源串联形成，所述开关由所述N位数字信号中的一位控制导通和关断。
10.一种开关电源，包括同步管和权利要求1～9中任意一过零检测电路。
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