WO2014132599A1 - 受信装置、位相誤差推定方法、及び位相誤差補正方法 - Google Patents

受信装置、位相誤差推定方法、及び位相誤差補正方法 Download PDF

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田中　宏一郎
坂本　剛憲
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パナソニック株式会社
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    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals

Definitions

  • the present disclosure relates to a reception device, a phase error estimation method, and a phase error correction method in wireless communication.
  • correction of carrier frequency error and symbol synchronization deviation occurring between a transmitter and a receiver is performed.
  • a wireless communication apparatus that supports an OFDM (Orthogonal Frequency Division ⁇ Multiplexing) wireless communication method
  • a carrier frequency error correction method after performing coarse frequency correction and coarse symbol synchronization shift correction, a residual carrier frequency offset
  • a method of estimating and correcting a phase error caused by a residual symbol synchronization shift is employed.
  • Patent Document 1 An example of a conventional phase error estimation method is disclosed in Patent Document 1, for example.
  • Examples of conventional phase error correction methods include those disclosed in Patent Documents 2 and 3, for example.
  • An object of the present disclosure is to provide a receiving apparatus and a phase error estimation method capable of obtaining a highly accurate phase correction value even when a phase error or a noise level is large.
  • Another object of the present disclosure is to provide a receiving apparatus and a phase error correction method that can appropriately correct a carrier frequency offset and correctly demodulate received data.
  • the reception unit extracts the specific reference signal from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, acquires the frequency domain reception reference signal, and receives the frequency domain reception signal.
  • a reference signal and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in a frequency domain are compared for each frequency to obtain a plurality of error vectors, and the frequency that the received reference signal has from the plurality of error vectors
  • a phase error estimation unit that obtains a phase error slope and a phase error offset in a region, and estimates a phase error according to a frequency based on the phase error slope and the phase error offset, and a phase error estimation unit
  • a receiving apparatus including a phase error correction unit that corrects a phase error with respect to a received signal using the obtained phase error estimated value.
  • the reception unit extracts the specific reference signal from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, acquires the frequency domain reception reference signal, and receives the frequency domain reception signal.
  • a reference signal and a transmission reference signal representing a specific reference signal in the transmission signal in a frequency domain are compared for each frequency to obtain a plurality of error vectors, and the plurality of error vectors are divided into two or more groups.
  • Obtaining a representative value for each group obtaining a plurality of representative vectors, obtaining a slope of a phase error and a phase error offset in a frequency domain of the received reference signal based on the plurality of representative vectors, and obtaining the phase error
  • a phase error estimation method for a receiving apparatus which estimates a phase error corresponding to a frequency based on a slope of the phase error and an offset of the phase error.
  • the specific reference signal is extracted from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and the frequency is extracted.
  • the residual carrier frequency offset correction is performed from the frequency domain to the time domain. Performed on the received signal and provides a phase error correction method of the receiving apparatus.
  • the specific reference signal is extracted from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and the frequency is extracted.
  • the residual carrier frequency offset is corrected for the received signal converted from the frequency domain to the time domain.
  • the carrier frequency offset can be appropriately corrected, and the received data can be demodulated correctly.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a phase error correction unit in the first embodiment.
  • the figure which shows the frequency number used for the spectrum of the reference signal GI in a frequency domain, and error vector calculation The figure which shows the structure of an error vector calculation part The figure which shows the structure of a representative vector calculation part The figure which shows the phase error by the residual carrier frequency offset and the residual symbol synchronization shift
  • the figure which shows the error vector of a phase error in the case of low SNR Diagram showing representative vector of error vector of phase error Diagram showing phase error between low frequency representative vector and high frequency representative vector The figure which shows the structure of a correction value calculation part Diagram showing the relationship between normal addition and subtraction and loop addition and subtraction Diagram showing the correspondence between each phase and numerical value when the phase of ⁇ ⁇ is assigned to a 4-bit value
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a phase error correction unit in the third embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a correction value calculation unit in the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication device in a fifth embodiment
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a phase error correction unit in the fifth embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication device in a sixth embodiment Block diagram showing a configuration of a phase error correction unit according to the sixth embodiment The figure which shows the structure of an error vector calculation part Diagram showing the configuration of the phase error calculator The figure which shows the structure of a residual symbol synchronous deviation calculation part.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a residual symbol synchronization error correction unit in the eighth embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication device in a ninth embodiment
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a reception unit of a wireless communication device in the tenth embodiment. Diagram showing the configuration of the phase error estimation unit The figure which shows the structure of a time-domain residual symbol synchronization shift correction part.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication device in an eleventh embodiment Schematic diagram showing the rotation of the phase of the maximum correlation value due to the carrier frequency error when there is a carrier frequency error between the transmitter and receiver and no sampling frequency error Schematic diagram showing phase rotation of maximum correlation value due to carrier frequency error when carrier frequency error and sampling frequency error exist between transmitting and receiving devices
  • FIG. 20 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device in Embodiment 12 Schematic diagram showing a first example of the configuration of the phase rotation unit in the twelfth embodiment.
  • Schematic diagram showing an example of the relationship between the phase rotation amount due to ⁇ / 2 shift and the phase reverse rotation amount due to ⁇ / 2 shift when Fs_t Fs_r in the twelfth embodiment
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving device in Embodiment 13 Schematic diagram showing a configuration example of a phase rotation unit in the thirteenth embodiment.
  • phase error estimation method disclosed in Patent Document 1 described above, when a phase discontinuity is not detected by the determiner, the obtained phase error correction value is calculated and phase correction is performed. On the other hand, when phase discontinuity is detected, phase correction is performed using the correction value used immediately before.
  • phase unwrapping that performs phase continuation by adding ⁇ 2 ⁇ to one phase when the absolute value of the difference between adjacent phases exceeds ⁇ .
  • phase unwrapping that performs phase continuation by adding ⁇ 2 ⁇ to one phase when the absolute value of the difference between adjacent phases exceeds ⁇ .
  • WiGig registered trademark, the same applies hereinafter
  • PER Packet Error Rate
  • OFDM OrthogonFrequency Division Multiplexing
  • IEEE 802.11a, g, n of the wireless LAN standard or SC-FDE (Single Carrier Frequency Domain Equalizer) such as WiGig is used as a DFT in the receiving unit.
  • SC-FDE Single Carrier Frequency Domain Equalizer
  • WiGig Single Carrier Frequency Domain Equalizer
  • WiGig is used as a DFT in the receiving unit.
  • wireless communication apparatus containing (Discrete
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication apparatus compatible with WiGig.
  • 1 includes an RF (Radio-Frequency) processing unit 1, an ADC (Analog-Digital Converter) unit 2, a synchronization detection unit 4, a frequency correction unit 5, an S / P (serial-parallel) conversion unit 6, It includes a DFT unit 7, a transmission path correction unit 8, a phase error correction unit 9, an IDFT unit 10, a P / S (parallel-serial) conversion unit 11, a demodulation unit 13, and a selector 15.
  • RF Radio-Frequency
  • ADC Analog-Digital Converter
  • the RF processing unit 1 converts the radio frequency reception signal received by the antenna into a complex baseband signal.
  • the ADC unit 2 samples the baseband signal of the complex signal at a constant period and converts it into a digital complex baseband signal.
  • the synchronization detection unit 4 detects a known preamble signal (STF described later) for synchronization from the complex baseband signal.
  • the frequency correction unit 5 calculates a carrier frequency error using a known preamble signal (STF described later), and corrects a coarse carrier frequency offset.
  • the S / P converter 6 converts the complex baseband signal of the serial signal into a parallel signal.
  • the DFT unit 7 converts the complex baseband signal in the time domain subjected to the coarse carrier frequency offset correction into a complex signal in the frequency domain after coarse symbol synchronization according to the timing of the preamble signal detected by the synchronization detection unit 4. To do.
  • the transmission path correction unit 8 corrects a transmission path error between the transmitter and the receiver using a known preamble signal (CEF described later).
  • the selector 15 selects an output signal from the frequency correction unit 5 or the P / S conversion unit 11 and outputs the selected signal to the transmission path correction unit 8.
  • the phase error correction unit 9 corrects a residual phase error caused by a residual carrier frequency offset and a residual symbol synchronization shift using a known reference signal (GI described later).
  • the IDFT unit 10 converts the phase error corrected frequency domain signal output from the phase error correction unit 9 into a time domain complex baseband signal.
  • the P / S converter 11 converts the parallel signal output from the IDFT unit 10 into a serial signal.
  • the demodulator 13 demodulates the digitally modulated signal using the complex baseband signal converted into the time domain by the IDFT unit 10.
  • FIG. 2 is a diagram showing a WiGig signal format.
  • a signal transmitted in the WiGig wireless communication system includes an STF (Short Training Field), a CEF (Channel Estimation Field), a GI (Guard Interval), a header (Header), a data portion (Data1, Data2, etc From the top. Have.
  • STF and CEF are included as preamble signals.
  • STF is a repetition of a known preamble signal used in the synchronization detection unit 4 and the frequency correction unit 5 in FIG.
  • An AGC operation by an AGC unit is performed in the AGC period from the head of the STF, and a coarse carrier frequency offset is calculated by the frequency correction unit 5 in the remaining coarse CFO period.
  • the last one symbol of the STF is a synchronization detection period, and coarse symbol synchronization is performed by the detection of the preamble signal by the synchronization detection unit 4.
  • CEF is a known preamble signal different from the above-mentioned STF used in the transmission path correction unit 8 of FIG.
  • the header includes information indicating transmission data attributes such as a modulation scheme and the number of transmission symbols.
  • the data part contains the data itself that is to be transmitted.
  • GI is a known reference signal that is repeatedly inserted at regular intervals in the header and data portion, which is different from the above-mentioned STF and CEF. GI is used for phase error estimation (calculation of phase error correction value) in the phase error correction unit 9 of FIG.
  • the carrier frequency offset is such that the carrier frequency used when the complex baseband signal is orthogonally modulated in the RF processing unit of the transmitter (not shown) and the carrier frequency used for orthogonal demodulation in the RF processing unit 1 of the receiver are minute. This is a phase error caused by the difference.
  • the frequency correction unit 5 estimates and corrects the carrier frequency error (coarse carrier frequency offset). However, since the error occurs in the estimation of the carrier frequency offset due to the influence of the signal noise and the carrier phase noise, the phase error is Remains and accumulates. This is the residual carrier frequency offset. Therefore, it is necessary to continuously update the phase error correction value to correct the residual carrier frequency offset.
  • the residual symbol synchronization shift is caused by a slight difference between the sampling frequency of a DAC (Digital Analog Converter) unit that generates a complex baseband signal in a transmitter (not shown) and the sampling frequency of the ADC unit 2 of the receiver. Is a phase error. Due to the sampling frequency error between the transmitter and the receiver, even if the phase error correction is performed in the initial stage, the symbol synchronization error remains and accumulates with time, and the symbol timing error spreads. Therefore, it is necessary to continuously update the phase error correction value to correct the residual symbol synchronization shift.
  • DAC Digital Analog Converter
  • the DFT unit 7 controls the DFT timing in accordance with the head of the CEF by the preamble signal detected by the synchronization detection unit 4. When the symbol timing error spreads, the window synchronization in the DFT unit 7 shifts.
  • FIG. 3 is a diagram showing a residual carrier frequency offset and a residual symbol synchronization shift in the frequency domain.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the phase error in the range of ⁇ to ⁇ [rad].
  • the offset of the phase error (the average of the phase error at each frequency, that is, the offset amount in the average value of the frequency) is the residual carrier frequency offset, the slope of the phase error (with respect to the frequency).
  • the amount of change in the phase error represents the residual symbol synchronization shift.
  • the phase error is obtained by performing linear approximation on the measured values of phase error at a plurality of frequencies.
  • LSM Least Squares Method
  • the LSM processing can be realized by using a generally known technique based on approximation.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of occurrence of phase discontinuity in the frequency domain.
  • the phase error increases, as shown in the example of FIG. 4, the phase (8) changes from ⁇ [rad] to ⁇ [rad], and a discontinuous phase change occurs.
  • the linearity of the phase with respect to the frequency is impaired, and the phase correction value cannot be acquired correctly.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a receiving unit of a wireless communication apparatus using a conventional phase error estimation method.
  • the discriminator 596 when the discriminator 596 does not detect a phase discontinuity, the phase error correction value calculated by the correction value calculation unit 593 is output from the correction value output unit 595 and the phase correction unit 594 outputs the phase error. Make corrections.
  • the discriminator 596 detects a phase discontinuity, the correction value used immediately before the correction value output unit 595 is output to perform phase correction.
  • phase continuation is performed by adding ⁇ 2 ⁇ to one phase.
  • an unwrapping process for returning the phase is performed by adding + 2 ⁇ to the phase of (8) by comparing the phases (7) and (8).
  • a receiving device Even when the phase error or the noise level is large, when a phase discontinuity occurs in the phase error, it is possible to easily determine the phase discontinuity with high accuracy, Provided are a receiving device, a phase error estimating method, and a device capable of obtaining a correction value.
  • a receiving device, a phase error estimating method, and a phase error estimating device according to the present disclosure are realized in the wireless communication device of the embodiment.
  • symbol is attached
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the phase error correction unit according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the configuration and operation of the receiving unit of the wireless communication apparatus corresponding to the WiGig shown in FIG. 1 will be exemplified.
  • an RF processing unit 1 amplifies a radio frequency reception signal received by an antenna, performs orthogonal modulation, and converts it into a baseband signal.
  • the baseband signal after quadrature modulation is a complex signal.
  • the ADC unit 2 samples the signal after quadrature modulation in the RF processing unit 1 at a constant period, and converts it into a digital complex baseband signal.
  • the synchronization detection unit 4 detects a known preamble signal (STF) for synchronization from the complex baseband signal and outputs a timing signal for synchronization.
  • the preamble signal is used for window synchronization of the DFT unit 7, that is, coarse symbol synchronization.
  • the frequency correction unit 5 calculates a coarse carrier frequency offset as a carrier frequency error using a known preamble signal (STF), and outputs a complex baseband signal with the coarse carrier frequency offset corrected.
  • STF preamble signal
  • the S / P converter 6 is a buffer for operating the DFT unit 7 and converts a complex baseband signal of a serial signal into a parallel signal.
  • the DFT unit 7 corresponds to an example of a time-frequency conversion unit, and performs time-frequency conversion on a complex baseband signal in the time domain that has been subjected to coarse carrier frequency offset correction according to the STF timing detected by the synchronization detection unit 4. To output a frequency domain complex signal.
  • the transmission path correction unit 8 uses a known preamble signal (CEF) to calculate the amplitude and phase, which are transmission characteristics of the transmission path between the transmitter and the receiver, and corrects the transmission path error.
  • CEF preamble signal
  • the selector 15 selects a signal from the frequency correction unit 5 or the P / S conversion unit 11 and outputs the signal to the transmission path correction unit 8. Selection of a signal used for transmission path error correction is determined by a designer. If a signal from the frequency correction unit 5 is selected, the correction value can be calculated quickly. If a signal from the P / S conversion unit 11 is selected, it is possible to calculate a correction value in consideration of a generated error between the DFT unit 7 and the IDFT unit 10 generated in circuitization.
  • the phase error correction unit 9 calculates a residual carrier frequency offset and a residual symbol synchronization shift using a known reference signal (GI) periodically inserted as a specific reference signal, and in the frequency domain, the residual carrier frequency The phase error due to the offset and the residual symbol synchronization shift is corrected.
  • GI known reference signal
  • the IDFT unit 10 corresponds to an example of a frequency-time conversion unit, performs frequency-time conversion of the output signal of the phase error correction unit 9, and converts it to a complex baseband signal in the time domain.
  • the P / S converter 11 converts the parallel signal output from the IDFT unit 10 into a serial signal.
  • the demodulator 13 demodulates the digitally modulated signal using the complex baseband signal after residual phase error correction converted into the time domain, and obtains received data.
  • the synchronization detection unit 4, frequency correction unit 5, S / P conversion unit 6, DFT unit 7, transmission path correction unit 8, phase error correction unit 9, IDFT unit 10, P / S conversion unit 11, demodulation unit 13 can be realized by an information processing circuit including a processor and a memory, and each function can be realized by executing a predetermined process by operating a software program in the processor.
  • the phase error correction unit 9 includes a signal extraction unit 90, an error vector calculation unit 91, a representative vector calculation unit 92, a correction value calculation unit 93, and a phase correction unit 94.
  • the signal extraction unit 90, the error vector calculation unit 91, the representative vector calculation unit 92, and the correction value calculation unit 93 correspond to the phase error estimation unit 95.
  • the signal extraction unit 90 extracts a reference signal (GI) (corresponding to an example of a received reference signal) that is received periodically and repeatedly from the received signal.
  • the error vector calculation unit 91 compares a reference signal extracted from the received signal with a known reference signal (GI) to be transmitted (corresponding to an example of a transmission reference signal), and a plurality of errors due to the difference between the two. Calculate the vector.
  • the representative vector calculation unit 92 divides the error vector obtained by the error vector calculation unit 91 into two or more groups according to the frequency, and calculates a representative value for each group.
  • a representative value an average value of error vectors in each group is calculated and output.
  • a simple vector average may be used, or the average may be calculated by performing predetermined weighting depending on the frequency.
  • a representative value other values such as a median value for each group can be used, but a phase error due to a random noise component is added under a low SNR environment assumed in the present embodiment. In this case, it is preferable to use an average value.
  • the correction value calculation unit 93 calculates a phase correction value for each frequency in accordance with each frequency based on a plurality of representative vectors (vector average values) for each group obtained by the representative vector calculation unit 92.
  • the phase correction unit 94 corrects the phase error of each frequency using the phase correction value calculated by the correction value calculation unit 93.
  • FIG. 7 is a diagram showing the spectrum of the reference signal GI in the frequency domain and the frequency number used for error vector calculation.
  • the horizontal axis indicates the frequency number corresponding to each frequency
  • the vertical axis indicates the absolute value of the amplitude of the GI spectrum.
  • the signal extraction unit 90 extracts the reference signal GI from the received signal, and obtains a spectrum obtained by Fourier transforming the 64-symbol reference signal GI shown in FIG.
  • the frequency number is a number representing each frequency with 27.5 MHz obtained by dividing 1.76 GHz ( ⁇ 880 MHz to +880 MHz), which is the symbol rate of the WiGig standard, by 64 symbols as one unit.
  • ⁇ Of the spectrum in the frequency domain, the one with a particularly large absolute value has high noise resistance and little influence of phase noise. Therefore, here, as an example, a spectrum of a predetermined number (equivalent to 8 symbols in the illustrated example) having a large absolute value of amplitude is used as a representative value, and frequency numbers ⁇ 25 and ⁇ 22 indicated by black circles in FIG. -10, -7, and 8, 13, 19, 24 are further extracted.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of the error vector calculation unit 91.
  • the error vector calculation unit 91 includes complex multipliers 910-00 to 910-07.
  • the complex multipliers 910-00 to 910-07 are used to compare the reference signal extracted from the received signal with the known reference signal to be transmitted.
  • Each of the complex multipliers 910-00 to 910-07 is given the reference signal coefficients ref00 to ref07 as the reference, and the value S1- of the reference signal GI of each frequency extracted by the signal extraction unit 90 00 to S1-07 and coefficients ref00 to ref07 are complex-multiplied for each frequency.
  • the coefficients ref00 to ref07 are conjugate complex numbers of known reference signals, and error vectors S2-00 to S2-07 with respect to the periodically received reference signals are obtained by complex multiplication. Note that it is possible to make the error vectors uniform in size by adding a weighting factor to the coefficient in advance.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the representative vector calculation unit 92.
  • the representative vector calculation unit 92 includes two complex adders 920-L and 920-H.
  • the error vectors S2-00 to S2-07 output from the error vector calculation unit 91 are divided into two groups of low frequency and high frequency, and are respectively added by complex adders 920-L and 920-H. Complex addition is performed for each group. Thereby, representative vectors S3L and S3H of two groups of low frequency and high frequency are obtained.
  • the representative vector means the average value of each group, it may be divided by the number of inputs of the complex adder. However, since the phase of the representative vector is important, there is no problem as long as it is a positive real number multiple of the average value, and there is no need to remove it.
  • FIGS. 10 to 13 show examples of operations in the error vector calculation unit 91 and the representative vector calculation unit 92.
  • FIG. 10 to 13 show examples of operations in the error vector calculation unit 91 and the representative vector calculation unit 92.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a phase error due to a residual carrier frequency offset and a residual symbol synchronization shift in the frequency domain in the case of a low SNR.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the phase error in the range of ⁇ to ⁇ [rad].
  • An example of the phase error of each symbol of the received signal calculated by the error vector calculation unit 91 is represented by a black circle.
  • the phases (5), (7), and (8) are due to the fact that the phase error due to the residual carrier frequency offset and the residual symbol synchronization error has increased, and the phase disturbance due to the low SNR has increased. There is a phase discontinuity. When linear approximation is performed on these discontinuous phases using LSM, the obtained straight line is greatly different from the actual phase error.
  • FIG. 11 is a diagram showing an error vector of the phase error in the case of the low SNR shown in FIG.
  • FIG. 11 shows the error vector on the complex IQ plane.
  • Phases (1) to (4) are grouped into low frequency vectors and phases (5) to (8) are grouped into high frequency vectors according to a predetermined frequency range.
  • FIG. 12 is a diagram showing a representative vector of the error vector of the phase error shown in FIG.
  • FIG. 12 shows a representative vector of error vectors on the complex IQ plane as in FIG.
  • the complex adder 920-L of the representative vector calculation unit 92 calculates the low frequency representative vector S3L obtained by the vector average of the error vectors (1) to (4). Further, the complex adder 920-H calculates a high-frequency representative vector S3H obtained by vector averaging of the error vectors (5) to (8).
  • the representative vector is obtained by dividing the outputs of the complex adders 920-L and 920-H by the number of inputs of each complex adder. Thus, it can be seen that a good average value can be obtained for the high-frequency representative vector S3H of the error vectors (5) to (8) by using the vector average calculation instead of the phase calculation.
  • FIG. 13 is a diagram showing the phase error between the low-frequency representative vector and the high-frequency representative vector shown in FIG.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the phase error in the range of ⁇ to ⁇ [rad].
  • phase discontinuity of the phase S3PL of the low frequency representative vector and the phase S3PH of the high frequency representative vector are compared with the case where the phase discontinuity is determined by the phase errors of the phases (1) to (8) in FIG.
  • the determination by two phases can reduce determination errors. This is because the number of determinations is reduced by obtaining the representative vector of each group by averaging, and the influence of phase noise at low SNR is mitigated by averaging.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the correction value calculation unit 93.
  • the correction value calculation unit 93 includes vector-phase conversion units 930-L and 930-H, a phase inclination calculation unit 931, a phase offset calculation unit 932, and a correction value calculation unit 933 for each frequency.
  • the correction value calculation unit 93 obtains a correction value for the phase error for each frequency from the representative vector obtained by the representative vector calculation unit 92.
  • the low-frequency representative vector S3L and the high-frequency representative vector S3H are converted into phases by the vector-phase conversion units 930-L and 930-H, respectively.
  • Vector-phase conversion can be realized by, for example, arctan operation or CORDIC.
  • the phase error calculation unit 931 obtains the phase error gradient S4a from the phase errors of the two representative vectors.
  • the phase inclination calculation unit 931 includes a folding subtracter 9310 and a gain multiplication unit 9311.
  • the folding subtractor 9310 performs folding subtraction on the phases of the two representative vectors, and obtains the phase difference between the phases of the representative vectors in the range of ⁇ to ⁇ [rad].
  • the gain multiplication unit 9311 multiplies a gain that is the reciprocal of an amount (not necessarily an integer) that represents a frequency difference between representative vectors by a frequency number.
  • the gain multiplied by the gain multiplication unit 9311 is, for example, ⁇ 16 which is the average of the frequency numbers ⁇ 25, ⁇ 22, ⁇ 10 and ⁇ 7 in the low frequency region selected in FIG. 7 and the frequency number 8 in the high frequency region. , 13, 19, and 24, which is an average of 1/32 of the difference from 16.
  • the phase difference of the output of the folding subtracter 9310 is multiplied by a gain 1/32.
  • the gain multiplication the phase difference of the representative vectors between the groups is divided by the frequency difference, and the phase error gradient S4a is obtained.
  • phase offset calculation unit 932 obtains the phase error offset S4b from the phase errors of the two representative vectors.
  • the phase offset calculation unit 932 includes an adder 9320, a gain multiplication unit 9321, a folding adder 9322, a selector 9323, and a determination unit 9324.
  • the adder 9320 adds the phases of the two representative vectors, and the gain multiplier 9321 multiplies the addition result of the adder 9320 by half.
  • the output of the gain multiplication unit 9321 is input to one input of the selector 9323 as it is, and the value obtained by adding ⁇ by the folding adder 9322 is input to the other input of the selector 9323.
  • the determiner 9324 determines whether or not there is a phase discontinuity.
  • the selector 9323 outputs one of the inputs as the phase error offset S4b according to the determination result of the determiner 9324.
  • the determiner 9324 determines that the phase is not discontinuous, the output of the gain multiplier 9321 is output as it is from the selector 9323, and when the determiner 9324 determines that the phase is discontinuous, A value obtained by shifting the output of the gain multiplier 9321 by ⁇ is output.
  • the phase discontinuity means that one of the representative vectors includes an extra phase of ⁇ 2 ⁇ . For this reason, the phase discontinuity can be corrected by shifting the addition result of the phases of the representative vectors by ⁇ after 1 ⁇ 2 times (same as ⁇ shifting). Therefore, the phase offset calculation unit 932 can calculate the phase error offset S4b with high accuracy.
  • folding subtraction by the folding subtractor 9310 and the folding addition by the folding adder 9322 will be described.
  • the folding subtraction and the folding addition have the difference between the sum and the difference, the folding calculation is the same, and therefore will be collectively described as folding addition / subtraction.
  • FIG. 15 is a diagram showing the relationship between normal addition / subtraction and loop addition / subtraction.
  • the loop addition / subtraction when the addition / subtraction value exceeds the range of ⁇ ⁇ , an integer multiple of 2 ⁇ is added to bring the calculation result into the range of ⁇ ⁇ .
  • the range of ⁇ ⁇ is made to correspond to the range of a signed binary integer ⁇ (2 to the (N ⁇ 1) th power), and an operation for extracting the lower-order N bits of the addition / subtraction result is performed. realizable.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a correspondence between each phase and a numerical value when a phase of ⁇ ⁇ is assigned to a 4-bit value. As shown in FIG. 16, each phase from ⁇ to ⁇ is assigned to an integer value from ⁇ 8 to +7 in ⁇ / 8 steps, and each integer value is expressed in binary.
  • each integer value is 0 ⁇ 0000, + 1 ⁇ 0001, + 2 ⁇ 0010, + 3 ⁇ 0011, + 4 ⁇ 0100, + 5 ⁇ 0101, + 6 ⁇ 0110, + 7 ⁇ 0111, ⁇ 8 ⁇ 1000, ⁇ 7 ⁇ 1001, ⁇ 6 ⁇ 1010, ⁇ 5 ⁇ 1011, ⁇ 4 ⁇ 1100, ⁇ 3 ⁇ 1101, ⁇ 2 ⁇ 1110, ⁇ 1 ⁇ 1111.
  • -1 and -3 When -1 and -3 are folded and added, -1 is 1111 in binary representation and -3 is 1101, and as shown in the following formula [2], a carry occurs when normal binary addition is performed. 11100 and 5 bits. In this example, the lower 4 bits out of the 5 bits are extracted to be 1100, that is, -4, and -4 is obtained as a result of the loop addition of -1 and -3.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration of the determination unit 9324 of the phase offset calculation unit 932 in the correction value calculation unit 93.
  • the determiner 9324 includes a subtractor 93240, inequality sign determiners 93241a and 93241b, and an OR circuit 93242.
  • the subtractor 93240 subtracts the phases S3PL and S3PH of the two representative vectors.
  • the inequality sign determiner 93241a determines whether the subtraction result of the subtractor 93240 is greater than or equal to ⁇ , that is, (S3PL ⁇ S3PH) ⁇ ⁇ , and outputs “1” when the determination result is true.
  • the inequality sign determiner 93241b determines whether the subtraction result of the subtractor 93240 is smaller than ⁇ , that is, (S3PL ⁇ S3PH) ⁇ ⁇ , and outputs “1” when the determination result is true.
  • the OR circuit 93242 outputs “1” when the two inputs, that is, the outputs of the inequality sign determiners 93241a and 93241b are “1”.
  • the output of the OR circuit 93242 becomes the discontinuity determination value C1.
  • the determiner 9324 determines that a phase discontinuity has occurred when the absolute value of the phase difference between the calculated two representative vectors is greater than or equal to ⁇ , and sets “1” as the discontinuity determination value C1. "Is output. In the state where the received signal is symbol-synchronized, if there is no phase discontinuity, the phase error does not increase by more than ⁇ . Therefore, whether or not a phase discontinuity has occurred due to the influence of phase noise can be determined based on whether or not the absolute value of the phase difference is greater than or equal to ⁇ .
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of the correction value calculation unit 933 for each frequency in the correction value calculation unit 93.
  • the frequency-specific correction value calculation unit 933 obtains a phase correction value for each frequency number from the phase error slope S4a and the phase error offset S4b based on the linearity of the phase error shown in FIG. 3 and Formula [1].
  • the frequency-specific correction value calculation unit 933 includes multipliers 9330-00 to 9330-63 and adders 9331-00 to 9331-63.
  • 64 circuits are provided in parallel.
  • multipliers 9330-00 to 9330-63 in order to calculate the phase error correction value of each frequency number, the coefficient corresponding to each frequency with respect to the phase error gradient S4a obtained by the phase gradient calculation unit 931. Multiply The multiplication coefficients are frequency numbers -32 to +31. Adders 9331-00 to 9331-63 add the phase error offset S4b obtained by the phase offset calculation unit 932 to the multiplication results of the multipliers 9330-00 to 9330-63. By these calculations, frequency-specific correction values S5-00 to S5-63 are calculated.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a configuration of the phase correction unit 94.
  • the phase correction unit 94 includes phase-to-vector conversion units 940-00 to 940-63, conjugate conversion (conj) units 941-00 to 941-63, and complex multipliers 942-00 to 942-63.
  • 64 circuits are provided in parallel.
  • phase-vector conversion units 940-00 to 940-63 the phase error correction values (frequency correction values) S5-00 to S5-63 obtained by the correction value calculation unit 93 are converted into complex vectors. Convert.
  • the conjugate conversion units 941-00 to 941-63 convert the complex vector of the correction value for each frequency into a conjugate complex number.
  • the complex multipliers 942-00 to 942-63 multiply the frequency domain received signals S0-00 to S0-63 after the transmission line error correction by the transmission line correction unit 8 by the conjugate complex vector of the correction value for each frequency. To do. As a result, the phase of the received signal is reversely rotated, the phase error is corrected, and corrected signals S6-00 to S6-63 are obtained.
  • the phase-vector conversion can be realized by, for example, tan calculation or CORDIC.
  • the phase correction unit 94 is not limited to the configuration that multiplies the conjugate complex vector of the correction value for each frequency.
  • the phase correction unit 94 has various configurations such as a configuration that rotates the phase using a gain multiplication unit and a CORDIC unit, and a configuration that performs phase correction using a correction table. Configuration can be applied.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of a phase error estimation result by the phase error correction unit of the present embodiment.
  • FIG. 20 shows a simulation result of the symbol estimation error obtained at the time of phase error correction when the symbol synchronization shift is 0.2 symbols, for example, due to the ADC sampling frequency shift.
  • This embodiment and the conventional example are shown in FIG. It is the figure which compared the performance by these phase error estimation methods.
  • this embodiment is indicated by ⁇
  • the conventional example is indicated by ⁇
  • the error is smaller as the point indicating the value of the symbol estimation error is lower in the figure, and highly accurate correction is possible.
  • the symbol estimation error is significantly smaller than that of the conventional example.
  • a specific reference signal that is periodically and repeatedly transmitted is used to specify a specific signal from among the received signals converted into the frequency domain by the phase error correction unit 9.
  • a reference signal (reference signal GI) is extracted and compared with a specific reference signal to be transmitted, thereby calculating an error vector of a phase error in the frequency domain.
  • the plurality of error vectors are divided into two or more error vector groups, a representative value of the error vector is calculated for each group, a representative vector is calculated, and the slope and offset of the phase error are calculated based on the plurality of representative vectors. calculate.
  • a phase error correction value for each frequency is calculated, and phase error correction for each frequency is performed.
  • the number of error vectors for calculating the representative value in each group is at least two and the number of groups to be divided is at least two, and the phase error can be calculated based on at least four values.
  • the slope of the phase error is obtained from the phase difference of a plurality of representative vectors
  • the offset of the phase error is obtained from the sum of the phases of the plurality of representative vectors.
  • the phase discontinuity is determined based on the phase difference between the representative vectors. If the phase is discontinuous, the result of the operation is calculated by adding ⁇ to the sum of the phases of the representative vectors. Falls within the range of ⁇ ⁇ , and this is set as a phase error offset.
  • phase discontinuity can be easily and accurately determined, and a highly accurate phase correction value can be obtained every time. Therefore, high-accuracy phase correction values can be obtained even in low SNR situations, and high-accuracy phase error correction can be realized, and even with low SNR, there is a high demand for PER, for example, wireless communication systems that perform high-speed transmission such as WiGig It is.
  • FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration in which the phase error correction unit of the present embodiment is applied to a reception unit of a wireless communication apparatus that supports OFDM.
  • 21 includes an RF processing unit 101, an ADC unit 102, a synchronization detection unit 104, a frequency correction unit 105, an S / P conversion unit 106, a DFT unit 107, a transmission path correction unit 108, and a phase error correction unit 109.
  • the demodulator 113 is included.
  • the wireless communication apparatus corresponding to OFDM in FIG. 21 has no IDFT unit and demodulates a signal in the frequency domain, and the reference signal has a specific time. The difference is that it is a pilot carrier assigned to a specific frequency, not a GI assigned to.
  • Other configurations and operations are the same as those of the wireless communication apparatus of FIG.
  • phase error correction unit of the present embodiment by applying the phase error correction unit of the present embodiment, a highly accurate phase correction value can be obtained even when the phase error or noise level is large, Highly accurate phase error correction can be realized.
  • FIG. 22 is a diagram showing a spectrum of the reference signal GI in the frequency domain according to Embodiment 2 of the present disclosure and frequency numbers specifying the low frequency domain and the high frequency domain.
  • Embodiment 2 is an example in which the number of extracted phase errors used for error vector calculation is changed.
  • the signal extraction unit 90 extracts all the signals in the frequency domain as shown in FIG. 22, calculates the error vector in the error vector calculation unit 91, and then divides the signal into a high frequency region and a low frequency region in the representative vector calculation unit 92.
  • the representative vectors S3L and S3H are calculated respectively.
  • the magnitude of the coefficient ref used for the calculation is weighted heavily when the GI spectrum is large, and is weighted small when the GI spectrum is small, depending on the magnitude of the absolute value of the spectrum. To weight each frequency. As a result, noise is suppressed in the representative vector obtained by combining the error vectors in the representative vector calculation unit 92.
  • the correction value calculation unit 93 calculates the frequency number corresponding to the representative vector by the gain multiplication unit 9311 of the phase inclination calculation unit 931, the average value is calculated in each frequency region according to the magnitude of the GI spectrum. Give weights to the frequencies to be processed.
  • phase correction value with higher accuracy can be obtained by extracting a number of frequency domain signals and obtaining a phase error.
  • FIG. 23 is a block diagram illustrating a configuration of a phase error correction unit according to Embodiment 3 of the present disclosure.
  • the third embodiment is an example in which the grouping of the frequency region for calculating the representative vector is changed, and the representative vectors of the three groups of the low frequency region, the medium frequency region, and the high frequency region are obtained.
  • the phase error correction unit 9 includes a representative vector calculation unit 92A that calculates three representative vectors corresponding to three groups of a low frequency region, a medium frequency region, and a high frequency region, and a correction value calculation that calculates a correction value from the three representative vectors. Part 93A. Other configurations and operations are the same as those of the phase error correction unit of the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 24 is a diagram showing a phase error due to residual carrier frequency offset and residual symbol synchronization shift in the frequency domain in the case of low SNR.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the phase error in the range of ⁇ to ⁇ [rad].
  • An example of the phase error of each symbol of the received signal calculated by the error vector calculation unit 91 is represented by a black circle.
  • the low frequency region is defined as phases (1) to (3)
  • the intermediate frequency region is defined as phases (4) to (5)
  • the high frequency region is defined as phases (6) to (8).
  • the value of the phase error at each frequency is the same as that in the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 25 is a diagram showing an error vector of the phase error in the case of the low SNR shown in FIG. FIG. 25 shows the error vector on the complex IQ plane.
  • Phases (1) to (3) are grouped into low-frequency vectors
  • phases (4) to (5) are grouped into medium-frequency vectors
  • phases (6) to (8) are grouped into high-frequency vectors according to a predetermined frequency range. ing.
  • FIG. 26 is a diagram showing a representative vector of the error vector of the phase error shown in FIG.
  • the representative vector calculation unit 92A calculates the low frequency representative vector S3L by the vector average of the error vectors (1) to (3), and calculates the medium frequency representative vector S3M by the vector average of the error vectors (4) to (5).
  • the high frequency representative vector S3H is calculated by the vector average of the error vectors (6) to (8).
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a configuration of the correction value calculation unit 93A in the third embodiment.
  • the correction value calculation unit 93A includes vector-phase conversion units 930-L, 930-M, and 930-H, phase inclination calculation units 931-LM and 931-MH, phase offset calculation units 932-LM and 932-MH, An average unit 934, a phase offset average unit 935, and a correction value calculation unit 933 for each frequency are included.
  • the vector-phase conversion unit 930-L In the correction value calculation unit 93A, the vector-phase conversion unit 930-L generates the low-frequency representative vector S3L, the vector-phase conversion unit 930-M displays the medium-frequency representative vector S3M, and the vector-phase conversion unit 930-H displays the high-frequency representative vector S3L. Each vector S3H is converted into a phase.
  • phase gradient calculation unit 931-LM calculates the gradient of the phase error between the low frequency and the medium frequency from the phase error of the representative vectors S3L and S3M
  • phase gradient calculation unit 931-MH calculates the phase error of the representative vectors S3M and S3H.
  • the slope of the phase error between the medium frequency and the high frequency is calculated.
  • the phase inclination calculation units 931-LM and 931-MH are the same as the phase inclination calculation unit 931 of the first embodiment.
  • the phase gradient average unit 934 calculates the average of the gradients of the two phase errors between the low frequency and the medium frequency and between the medium frequency and the high frequency, and obtains the phase error gradient S4a.
  • the phase gradient averaging unit 934 includes an adder 9340 and a gain multiplication unit 9341.
  • the adder 9340 adds the slopes of the phase errors between the two different frequency regions, and the gain multiplier 9341 multiplies the addition result of the adder 9340 to halve, thereby calculating the average of the slopes of the phase errors.
  • the output of the phase gradient averaging unit 934 is a phase error gradient S4a obtained from three representative vectors of the low frequency region, the medium frequency region, and the high frequency region.
  • phase offset calculation unit 932-LM converts the phase error of the representative vectors S3L and S3M from the phase error at the low and medium frequencies
  • phase offset calculation unit 932-MH converts the phase error of the representative vectors S3M and S3H from the low frequency. And the phase error offset at the medium frequency are calculated.
  • the phase offset calculation units 932-LM and 932-MH are the same as the phase offset calculation unit 932 of the first embodiment.
  • the phase offset averaging unit 935 calculates the average of the two phase error offsets of the low frequency, the medium frequency, the medium frequency, and the high frequency, and obtains the phase error offset S4b.
  • the phase offset averaging unit 935 is the same as the phase offset calculation unit 932 of Embodiment 1, and includes an adder 9350, a gain multiplier 9351, a folding adder 9352, a selector 9353, and a determiner 9354.
  • the adder 9350 and the gain multiplication unit 9351 perform an average calculation of the phase error offset, and the determiner 9354 determines whether there is a phase discontinuity.
  • the output of the gain multiplier 9351 is output as it is from the selector 9353, and when it is determined that the phase is discontinuous, the output of the gain multiplier 9351 is shifted by ⁇ from the selector 9353. Output the value.
  • the output of the phase offset averaging unit 935 is a phase error offset S4b obtained from three representative vectors of a low frequency region, a medium frequency region, and a high frequency region.
  • the frequency-specific correction value calculation unit 933 is the same as in the first embodiment, and obtains the phase correction value for each frequency number from the phase error slope S4a and the phase error offset S4b based on the linearity of the phase error.
  • the error vector is divided into three error vector groups, that is, the low frequency region, the medium frequency region, and the high frequency region, and a representative vector of the error vector is calculated for each group. Calculate the slope and offset.
  • phase error correction value can be calculated in the same manner as described above when calculating the representative vector for each group and calculating the slope and offset of the phase error divided into four or more groups.
  • FIG. 28 is a block diagram illustrating a configuration of a correction value calculation unit according to the fourth embodiment of the present disclosure.
  • the fourth embodiment is a modification of the correction value calculation unit 93A in the third embodiment described above.
  • LSM linear discriminator
  • the correction value calculation unit 93A includes vector-phase conversion units 930-L, 930-M, and 930-H, a phase unwrapping unit 938, an LSM approximation unit 939, and a correction value calculation unit for each frequency. 933.
  • the vector-phase converters 930-L, 930-M, and 930-H perform vector-phase conversion of the low-frequency representative vector S3L, the medium-frequency representative vector S3M, and the high-frequency representative vector S3H, respectively, and the phase error of each representative vector is calculated. Ask.
  • the phase unwrapping unit 938 performs a phase unwrapping process on the phase error of each representative vector, adds an appropriate integer multiple of 2 ⁇ as necessary, returns the phase, and calculates the absolute value of adjacent phase differences. Does not exceed ⁇ .
  • the phase unwrapping process can be realized by using a generally known method based on phase calculation.
  • the LSM approximation unit 939 performs linear approximation by LSM processing, and calculates the phase error gradient S4a and the phase error offset S4b from the phase error of each representative vector having continuity.
  • the LSM processing can be realized by using a generally known technique based on approximation.
  • the frequency-specific correction value calculation unit 933 obtains a phase correction value for each frequency number from the phase error slope S4a and the phase error offset S4b based on the linearity of the phase error.
  • phase correction value can be obtained from the three representative vectors even by a method using LSM.
  • FIG. 29 is a block diagram illustrating a configuration of the reception unit of the wireless communication device according to the fifth embodiment of the present disclosure.
  • the configuration of the WiGig compatible wireless communication apparatus shown in FIG. 1 is partially changed, and the function of the phase correction unit 94 of the phase error correction unit 9 is unified with the transmission path correction unit 8. It is a structural example.
  • the wireless communication apparatus of the fifth embodiment divides the function of the phase error correction unit 9 into a phase error estimation unit 95 and a phase correction unit 94, and instead of the phase error correction unit 9, a phase error estimation unit 95 and a phase correction A transmission path correction unit 8A having the function of the unit 94.
  • FIG. 30 is a block diagram showing the configuration of the phase error correction unit in the fifth embodiment.
  • the phase error estimation unit 95 connected between the transmission path correction unit 8A and the IDFT unit 10 includes a signal extraction unit 90, an error vector calculation unit 91, a representative vector calculation unit 92, and a correction value calculation unit 93. That is, the phase error estimation unit 95 has a configuration in which the phase correction unit 94 is removed from the phase error correction unit 9 shown in FIG. Since the configuration and operation of each part are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the phase correction value of each frequency calculated by the phase error estimation unit 95 is input to the transmission path correction unit 8A.
  • FIG. 31 is a diagram showing a configuration of the transmission path correction unit 8A in the fifth embodiment.
  • the transmission path correction unit 8A calculates the amplitude and phase, which are transfer characteristics of the transmission path between the transmitter and the receiver, and corrects the transmission path error.
  • the phase component obtained by the phase error estimation unit 95 can be corrected together with the phase of the transmission characteristic of the transmission path, so that the number of correction circuits is reduced.
  • This embodiment is a method of performing phase error correction by feedback, unlike the phase error correction by feedforward shown in FIG.
  • the transmission path correction unit 8A includes a transmission path estimation unit 80, multipliers 81-00 to 81-63, rotators 82-00 to 82-63, folding adders 83-00 to 83-63, and a flip-flop circuit with enable. 84-00 to 84-63, and folding adders 85-00 to 85-63.
  • 64 circuits are provided in parallel.
  • the amplitude correction value and the phase correction value obtained by the transmission path estimation unit 80 are used to synthesize the phase correction value of each frequency calculated by the phase error estimation unit 95 while performing phase error correction. Amplitude correction and phase correction related to transmission path characteristics are executed.
  • the transmission path estimation unit 80 performs transmission path estimation using the output signal of the frequency correction unit 5 or the P / S conversion unit 11, and an amplitude correction value corresponding to the transfer characteristics of the transmission path between the transmitter and the receiver. And a phase correction value is calculated.
  • Multipliers 81-00 to 81-63 multiply the frequency domain received signals S0-00 to S0-63 output from the DFT unit 7 by amplitude correction values obtained by the transmission path estimation unit 80, Perform amplitude correction.
  • the phases of the outputs of the multipliers 81-00 to 81-63 are set by the integrated phase correction values output from the folding adders 85-00 to 85-63. Rotate to perform phase correction.
  • the folding adders 83-00 to 83-63 use the phase error correction values (phase error estimation outputs) S5-00 to S5-63 for each frequency output from the phase error estimation unit 95 as flip-flop circuits. The result is added back to the outputs of 84-00 to 84-63.
  • the flip-flop circuits 84-00 to 84-63 with enable the output of the folding adders 83-00 to 83-63 is held at the timing when the enable terminal is at the high level.
  • the flip-flop circuits 84-00 to 84-63 are enabled at the timing when the GI reception signal is input.
  • phase error correction values S5-00 to S5-63 obtained from the phase error estimator 95 are changed by these folding adders 83-00 to 83-63 and flip-flop circuits 84-00 to 84-63, The phase is accumulated.
  • the change in phase error occurs when the received signal contains GI.
  • the outputs of the flip-flop circuits 84-00 to 84-63 and the phase correction value obtained by the transmission path estimation unit 80 are loop-added.
  • the accumulated result of the phase error and the phase correction value based on the transmission path estimation are combined and input to the rotators 82-00 to 82-63 to perform phase correction.
  • the correction circuit can be reduced and the circuit scale can be reduced by unifying the phase correction unit for phase error correction and the phase correction unit for transmission path correction.
  • a highly accurate phase correction value can be obtained even in a low SNR situation, and a highly accurate phase error correction can be realized.
  • the correction of the residual carrier frequency offset is reflected after the feedback, so when applied to a wireless communication system that performs high-speed transmission, the correction is performed on the header of the received data. May not be in time.
  • WiGig registered trademark, the same applies hereinafter
  • the millimeter wave band Wiless Gigabit
  • OFDM OrthogonFrequency Division Multiplexing
  • IEEE 802.11a, g, n of the wireless LAN standard or SC-FDE (Single Carrier Frequency Domain Equalizer) such as WiGig is used as a DFT in the receiving unit.
  • SC-FDE Single Carrier Frequency Domain Equalizer
  • WiGig Single Carrier Frequency Domain Equalizer
  • WiGig is used as a DFT in the receiving unit.
  • wireless communication apparatus containing (Discrete
  • FIG. 32 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication apparatus compatible with WiGig.
  • 32 includes an RF (Radio-Frequency) processing unit 1001, an ADC (Analog-Digital Converter) unit 1002, an AGC (Auto-Gain Control) unit 1003, a synchronization detection unit 1004, a frequency correction unit 1005, and an S / P. (Serial-parallel) conversion unit 1006, DFT unit 1007, transmission path correction unit 1008, phase error correction unit 1009, IDFT unit 1010, P / S (parallel-serial) conversion unit 1011 and demodulation unit 1013.
  • RF Radio-Frequency
  • ADC Analog-Digital Converter
  • AGC Automatic-Gain Control
  • the RF processing unit 1001 converts a radio frequency reception signal received by an antenna into a complex baseband signal.
  • the ADC unit 1002 samples the baseband signal of the complex signal at a constant period and converts it to a digital complex baseband signal.
  • the AGC unit 1003 controls the gain of signal amplification in the RF processing unit 1001 so as to keep the output signal level of the RF processing unit 1001 constant.
  • the synchronization detection unit 1004 detects a known preamble signal (STF described later) for synchronization from the complex baseband signal.
  • the frequency correction unit 1005 calculates a carrier frequency error using a known preamble signal (STF described later), and corrects a coarse carrier frequency offset.
  • the S / P converter 1006 converts the complex baseband signal of the serial signal into a parallel signal.
  • the DFT unit 1007 converts the time domain complex baseband signal subjected to the coarse carrier frequency offset correction into a frequency domain complex signal after coarse symbol synchronization according to the timing of the preamble signal detected by the synchronization detection unit 1004. To do.
  • the transmission path correction unit 1008 corrects a transmission path error between the transmitter and the receiver using a known preamble signal (CEF described later).
  • the phase error correction unit 1009 corrects a residual phase error caused by a residual carrier frequency offset and a residual symbol synchronization shift, using a known reference signal (GI described later).
  • the IDFT unit 1010 converts the frequency domain signal output from the phase error correction unit 1009 after the phase error correction into a complex baseband signal in the time domain.
  • the P / S conversion unit 1011 converts the parallel signal output from the IDFT unit 1010 into a serial signal.
  • the demodulator 1013 demodulates the digitally modulated signal using the complex baseband signal converted into the time domain by the IDFT unit 1010.
  • FIG. 33 is a diagram showing a WiGig signal format.
  • a signal transmitted in the WiGig wireless communication system includes an STF (Short Training Field), a CEF (Channel Estimation Field), a GI (Guard Interval), a header (Header), a data portion (Data1, Data2, etc From the top. Have.
  • STF and CEF are included as preamble signals.
  • STF is 17 repetitions of a known preamble signal Ga (128 symbols) used in the AGC unit 1003, the synchronization detection unit 1004, and the frequency correction unit 1005 in FIG.
  • the AGC operation is performed by the AGC unit 1003 in the AGC period from the head of the STF, and the coarse carrier frequency offset is calculated by the frequency correction unit 1005 in the remaining coarse CFO period.
  • the last symbol of the STF is a synchronization detection period, and coarse symbol synchronization is performed by detecting a preamble signal by the synchronization detection unit 1004.
  • CEF is 9 repetitions of known preamble signals Ga, Gb (128 symbols), -Ga, -Gb different from the above-mentioned STF used in the transmission path correction unit 1008 in FIG.
  • Ga and Gb are predetermined code strings.
  • the header includes information indicating transmission data attributes such as a modulation scheme and the number of transmission symbols.
  • the data part contains the data itself that is to be transmitted.
  • GI is a known reference signal that is repeatedly inserted at regular intervals in the header and data portion, which is different from the above-mentioned STF and CEF. GI is used as a residual CFO calculation period, and a residual carrier frequency offset is calculated by the phase error correction unit 1009.
  • the carrier frequency offset is such that the carrier frequency used when the complex baseband signal is orthogonally modulated in the RF processing unit of the transmitter (not shown) and the carrier frequency used for orthogonal demodulation in the RF processing unit 1001 of the receiver are minute. This is a phase error caused by the difference.
  • the frequency correction unit 1005 estimates and corrects a carrier frequency error (coarse carrier frequency offset), but an error occurs in the estimation of the carrier frequency offset due to the influence of signal noise and carrier phase noise. Remains. This is the residual carrier frequency offset.
  • the residual symbol synchronization shift is caused by a slight difference between the sampling frequency of a DAC (Digital Analog Converter) unit that generates a complex baseband signal in a transmitter (not shown) and the sampling frequency of the ADC unit 1002 of the receiver. Is a phase error. Due to the sampling frequency error between the transmitter and the receiver, even if the phase error correction is performed in the initial stage, the symbol synchronization error remains and accumulates with time, and the symbol timing error spreads. Therefore, it is necessary to continuously update the phase error correction value to correct the residual symbol synchronization shift.
  • DAC Digital Analog Converter
  • FIG. 34 is a diagram showing Ga cross-correlation peaks in STF.
  • FIG. 34 shows the cross correlation peaks of Nth (Ga (N)), N + 1th (Ga (N + 1)), and N + 2th (Ga (N + 2)) of Ga on the complex IQ plane. .
  • phase difference between the Nth and N + 1th cross-correlation peaks of Ga due to the carrier frequency offset there is also a phase difference between the N + 1th and N + 2nd.
  • an average phase difference obtained by rounding noise components per 128 symbols is calculated, and a phase difference per symbol is obtained.
  • FIG. 35 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving unit of a wireless communication device using a conventional residual carrier frequency offset correction method.
  • the carrier frequency offset estimation unit 1514 calculates a residual carrier frequency offset from the output of the IDFT unit 1510 and feeds back a correction value to the phase error correction unit 1509 to perform phase error correction.
  • correction is performed by feeding back a correction value to the frequency correction unit 1505 or the RF processing unit 1501.
  • FIG. 36 is a diagram showing the correction timing of the carrier frequency offset in the conventional example.
  • a rough carrier frequency offset is estimated (calculated), and after the correction value is calculated, a coarse carrier frequency offset is corrected.
  • the residual carrier frequency offset is accumulated. Thereafter, the residual carrier frequency offset is estimated (calculated) in the GI, and the residual carrier frequency offset is corrected after the correction value is calculated.
  • the correction process may not be in time for the header.
  • the residual carrier frequency offset is large, there is no timing for correcting the residual carrier frequency offset during the CEF period, and thus there is a problem that the header cannot be demodulated correctly.
  • Factors that increase the residual carrier frequency offset include a low signal-to-noise ratio (SNR), carrier phase noise, and a decrease in calculation accuracy due to a small average number of Ga in the STF used to calculate the coarse carrier frequency offset.
  • the STF period is 8 ⁇ s, whereas in WiGig, the STF period is as short as 1.236 ⁇ s.
  • the RF processing unit 1001 and the ADC unit 1002 and the subsequent units are configured by separate circuit chips. For this reason, the loops of the RF processing unit 1001, ADC unit 1002, and AGC unit 1003 that perform the AGC operation take time to exchange signals, and much of 1.236 ⁇ s of the STF period is used.
  • the average number of Ga in the STF used to calculate the coarse carrier frequency offset is small, the coarse carrier frequency offset calculation is less accurate, carrier phase noise occurs, and the residual carrier frequency offset increases. .
  • the present disclosure provides a receiving apparatus, a phase error correcting method, and an apparatus that can appropriately correct a carrier frequency offset in a header and that can correctly demodulate received data including the header.
  • FIG. 37 is a block diagram illustrating a configuration of the reception unit of the wireless communication device according to the sixth embodiment of the present disclosure.
  • the radio communication apparatus according to the sixth embodiment includes an RF processing unit 1001, an ADC unit 1002, an AGC unit 1003, a synchronization detection unit 1004, a frequency correction unit 1005, an S / P conversion unit 1006, a DFT unit 1007, a transmission path correction unit 1008, A phase error correction unit 1009, an IDFT unit 1010, a P / S conversion unit 1011, a residual carrier frequency offset correction unit 1012, and a demodulation unit 1013 are included.
  • the RF processing unit 1001 amplifies the radio frequency reception signal received by the antenna, performs quadrature modulation, and converts it into a baseband signal.
  • the baseband signal after quadrature modulation is a complex signal.
  • the ADC unit 1002 samples the signal after quadrature modulation in the RF processing unit 1001 at a constant period and converts it into a digital complex baseband signal.
  • the AGC unit 1003 calculates the amplitude of the digital complex baseband signal, and controls the gain of signal amplification in the RF processing unit 1001 so as to keep the output signal level of the RF processing unit 1001 constant.
  • the AGC operation is performed during a known preamble signal (STF) period.
  • the synchronization detection unit 1004 detects a known preamble signal (STF) for synchronization from the complex baseband signal and outputs a timing signal for synchronization.
  • the preamble signal is used for window synchronization of the DFT unit 1007, that is, coarse symbol synchronization.
  • the frequency correction unit 1005 calculates a coarse carrier frequency offset as a carrier frequency error using a known preamble signal (STF), and outputs a complex baseband signal with the coarse carrier frequency offset corrected.
  • STF preamble signal
  • the S / P conversion unit 1006 is a buffer for operating the DFT unit 1007, and converts a complex baseband signal of a serial signal into a parallel signal.
  • the DFT unit 1007 corresponds to an example of a time-frequency conversion unit, and performs time-frequency conversion according to the STF timing detected by the synchronization detection unit 1004 for a complex baseband signal in the time domain that has been subjected to coarse carrier frequency offset correction. To output a frequency domain complex signal.
  • the transmission path correction unit 1008 calculates the amplitude and phase, which are transfer characteristics of the transmission path between the transmitter and the receiver, using a known preamble signal (CEF), and corrects the transmission path error.
  • CEF preamble signal
  • the phase error correction unit 1009 calculates a residual carrier frequency offset and a residual symbol synchronization shift using a known reference signal (GI) periodically inserted as a specific reference signal, and performs residual symbol synchronization in the frequency domain. Correct the phase error due to deviation.
  • GI known reference signal
  • the IDFT unit 1010 corresponds to an example of a frequency-time conversion unit, performs frequency-time conversion of the output signal of the phase error correction unit 9, and converts it to a complex baseband signal in the time domain.
  • the P / S converter 1011 converts the parallel signal output from the IDFT unit 1010 into a serial signal.
  • the residual carrier frequency offset correction unit 1012 corrects the residual carrier frequency offset in the time domain using the estimated residual carrier frequency offset value calculated by the phase error correction unit 1009.
  • Demodulation section 1013 demodulates the digitally modulated signal using the complex baseband signal after residual phase error correction converted to the time domain, and obtains received data.
  • the frequency offset correction unit 1012 and the demodulation unit 1013 can be realized by an information processing circuit including a processor and a memory, and each function can be realized by executing a predetermined process by operating a software program in the processor.
  • the phase error correction unit 1009 calculates a residual carrier frequency offset from the received signal that has been converted into the frequency domain by the DFT unit 1007 and corrected by the transmission path correction unit 1008. Then, the calculated residual carrier frequency offset estimated value is given to the residual carrier frequency offset correction unit 1012 by feedforward, and the residual carrier frequency offset is corrected for the reception signal converted into the time domain by the IDFT unit 1010.
  • FIG. 38 is a block diagram showing a configuration of the phase error correction unit 1009 according to the sixth embodiment.
  • the phase error correction unit 1009 includes a signal extraction unit 1090, an error vector calculation unit 1091, a phase error calculation unit 1092, a residual phase error calculation unit 1093, a residual symbol synchronization shift calculation unit 1094, and a residual symbol synchronization shift correction unit 1095.
  • the signal extraction unit 1090 extracts a reference signal (GI) (corresponding to an example of a received reference signal) that is received periodically and repeatedly from the received signal in the frequency domain.
  • the error vector calculation unit 1091 compares a reference signal extracted from the received signal with a known reference signal (GI) to be transmitted (corresponding to an example of a transmission reference signal), and a plurality of errors due to the difference between the two. Calculate the vector.
  • the phase error calculation unit 1092 converts a plurality of error vectors obtained by the error vector calculation unit 1091 into phases, and calculates a phase error.
  • the residual phase error calculation unit 1093 performs phase error estimation by linear approximation from the phase error obtained by the phase error calculation unit 1092 to calculate the phase error offset and the phase error gradient.
  • the slope of the phase error is calculated as a residual symbol synchronization shift
  • the offset of the phase error is calculated as a residual carrier frequency offset.
  • the residual symbol synchronization shift calculation unit 1094 calculates a phase error estimated value at each frequency from the phase error slope obtained by the residual phase error calculation unit 1093.
  • the residual symbol synchronization deviation correction unit 1095 corrects the residual symbol synchronization deviation of each frequency using the phase error estimated value calculated by the residual phase error calculation unit 1093.
  • the offset of the phase error obtained by the residual phase error calculation unit 1093 corresponds to the residual carrier frequency offset, and this residual carrier frequency offset estimated value is given to the residual carrier frequency offset correction unit 1012.
  • phase error correction unit 1009 in this embodiment will be described in more detail.
  • the signal extraction unit 1090 extracts the reference signal GI from the received signal, and obtains a spectrum obtained by Fourier transforming the 64-symbol reference signal GI shown in FIG.
  • the frequency number is a number representing each frequency with 27.5 MHz obtained by dividing 1.76 GHz ( ⁇ 880 MHz to +880 MHz), which is the symbol rate of the WiGig standard, by 64 symbols as one unit.
  • ⁇ Of the spectrum in the frequency domain, the one with a particularly large absolute value has high noise resistance and little influence of phase noise. Therefore, here, as an example, a spectrum of a predetermined number (equivalent to 8 symbols in the illustrated example) having a large absolute value of amplitude is used as a representative value, and frequency numbers ⁇ 25 and ⁇ 22 indicated by black circles in FIG. -10, -7, and 8, 13, 19, 24 are further extracted.
  • FIG. 39 is a diagram illustrating a configuration of the error vector calculation unit 1091.
  • the error vector calculation unit 1091 includes complex multipliers 1910-00 to 1910-07.
  • the complex multipliers 1910-00 to 1910-07 are used to compare the reference signal extracted from the received signal with the known reference signal to be transmitted.
  • the complex multipliers 1910-00 to 1910-07 are given the reference signal coefficients ref00 to ref07, which are the reference, respectively, and the value S11- of the reference signal GI of each frequency extracted by the signal extraction unit 1090. 00 to S11-07 and coefficients ref00 to ref07 are complex-multiplied for each frequency.
  • the coefficients ref00 to ref07 are conjugate complex numbers of known reference signals, and error vectors S12-00 to S12-07 with respect to the periodically received reference signals are obtained by complex multiplication. Note that it is possible to make the error vectors uniform in size by adding a weighting factor to the coefficient in advance.
  • FIG. 40 is a diagram showing a configuration of the phase error calculation unit 1092.
  • the phase error calculation unit 1092 includes vector-to-phase conversion units 1920-00 to 1920-07 and unwrapping units 1921-00 to 1921-07.
  • eight circuits are provided in parallel.
  • the vector-phase converters 1920-00 to 1920-07 convert the error vectors S12-00 to S12-07 obtained by the error vector calculator 1091 into phases.
  • Vector-phase conversion can be realized by, for example, arctan operation or CORDIC.
  • the unwrapping units 1921-00 to 1921-07 perform phase unwrapping processing to calculate phase errors S13-00 to S13-07.
  • phase unwrapping processing can be realized by using a generally known method based on phase calculation.
  • the residual phase error calculation unit 1093 performs linear approximation based on the phase error obtained by the phase error calculation unit 1092 to calculate the phase error offset S14b and the phase error slope S14a.
  • LSM Least Squares Method
  • the LSM processing can be realized by using a generally known technique based on approximation.
  • FIG. 41 is a diagram showing a configuration of the residual symbol synchronization shift calculation unit 1094.
  • the residual symbol synchronization shift calculation unit 1094 includes multipliers 1940-00 to 1940-63.
  • 64 circuits are provided in parallel. From the linearity of the phase error shown in FIG. 3, the phase error (residual symbol synchronization deviation estimated value) of each frequency is obtained from the slope of the phase error.
  • Multipliers 1940-00 to 1940-63 correspond to the respective frequencies with respect to the phase error gradient S14a obtained by the residual phase error calculation unit 1093 in order to calculate the residual symbol synchronization shift estimated values of the respective frequencies. Multiply by a coefficient.
  • the multiplication coefficients are frequency numbers -32 to +31. By this coefficient multiplication, phase errors S15-00 to S15-63 of each frequency are calculated.
  • the residual symbol synchronization error correction unit 1095 includes phase-to-vector conversion units 1950-00 to 1950-63, conjugate conversion (conj) units 1951-00 to 1951-63, and complex multipliers 1952-00 to 1952-. 63.
  • phase-to-vector conversion units 1950-00 to 1950-63 conjugate conversion units 1951-00 to 1951-63
  • complex multipliers 1952-00 to 1952-. 63 complex multipliers 1952-00 to 1952-.
  • 64 circuits are provided in parallel.
  • phase-vector conversion units 1950-00 to 1950-63 the phase error (residual symbol synchronization shift estimated value) S15-00 to S15-63 of each frequency obtained by the residual symbol synchronization shift calculation unit 1094 is converted into a complex vector. Convert to The conjugate conversion units 1951-00 to 1951-63 convert the complex vector of the residual symbol synchronization shift estimated value into a conjugate complex number. In complex multipliers 1952-00 to 1952-63, the conjugate complex vector of the residual symbol synchronization deviation estimation value is applied to the frequency domain received signals S 10-00 to S 10-63 after the transmission path error correction by transmission path correction section 1008.
  • phase-vector conversion can be realized by, for example, tan calculation or CORDIC.
  • FIG. 43 is a diagram illustrating a configuration of the residual carrier frequency offset correction unit 1012.
  • the residual carrier frequency offset correction unit 1012 includes a phase-vector conversion (phase-to-vector) unit 1120, a conjugate conversion (conj) unit 1121, and a complex multiplier 1122.
  • the residual carrier frequency offset correction unit 1012 performs phase error correction in the time domain.
  • the phase-vector conversion unit 1120 converts the phase error offset S14b obtained by the residual phase error calculation unit 1093, that is, the residual carrier frequency offset estimation value, into a complex vector.
  • the conjugate conversion unit 1121 converts the complex vector of the residual carrier frequency offset estimated value into a conjugate complex number.
  • the complex multiplier 1122 multiplies the reception signal S17 in the time domain by the conjugate complex vector of the residual carrier frequency offset estimation value. Thereby, the phase of the reception signal S17 in the time domain is rotated, the residual carrier frequency offset is corrected, and the corrected signal S18 is obtained.
  • the phase-vector conversion can be realized by, for example, tan calculation or CORDIC.
  • FIG. 44 is a diagram showing the correction timing of the carrier frequency offset in the present embodiment.
  • STF a rough carrier frequency offset is estimated (calculated) by the frequency correction unit 1005, and the coarse carrier frequency offset is corrected after the correction value is calculated. After the coarse carrier frequency offset correction, the residual carrier frequency offset is accumulated.
  • CEF a transmission line error correction is performed by a transmission line correction unit 1008.
  • phase error correction unit 1009 estimates (calculates) the residual carrier frequency offset, and the residual carrier frequency offset correction unit 1012 performs residual carrier frequency offset correction.
  • a specific reference signal is selected from the received signals converted into the frequency domain by the phase error correction unit 1009 using a specific reference signal (reference signal GI) that is periodically and repeatedly transmitted.
  • GI specific reference signal
  • GI is extracted and compared with a specific reference signal to be transmitted to calculate the phase error offset and phase error slope in the frequency domain. Based on the calculated slope of the phase error, the phase error correction unit 9 performs residual symbol synchronization shift correction in the frequency domain.
  • the calculated phase error offset (residual carrier frequency offset estimated value) is given to the residual carrier frequency offset correction unit 1012 as a phase rotation angle in the time domain, and the phase of the received signal converted into the time domain is rotated. That is, the residual carrier frequency offset correction unit 1012 performs residual carrier frequency offset correction in the time domain. Since the frequency-time conversion process in the IDFT unit 1010 requires time, the residual carrier frequency offset estimation value is fed forward to the residual carrier frequency offset correction unit 1012 and the residual carrier frequency offset correction is performed in the time domain, whereby the phase Error correction processing delay can be eliminated.
  • residual carrier frequency offset correction can be performed from the beginning of the header immediately after GI, and the demodulator 1013 can correctly demodulate the header. Therefore, even when the residual carrier frequency offset is large, it is possible to correctly demodulate the received data including the header without using a signal delay buffer.
  • FIG. 45 is a block diagram illustrating a configuration of a residual carrier frequency offset correction unit according to Embodiment 7 of the present disclosure.
  • the seventh embodiment is an example in which the configuration of the residual carrier frequency offset correction unit 1012 is changed.
  • Other configurations are the same as those in the sixth embodiment.
  • the residual carrier frequency offset correction unit 1012 includes a gain multiplication unit 1123 and a CORDIC unit 1124.
  • the gain multiplier 1123 multiplies the phase error offset S14b obtained by the residual phase error calculator 1093, that is, the residual carrier frequency offset estimated value by -1.
  • the CORDIC unit 1124 rotates the phase of the reception signal S17 in the time domain by the estimated residual carrier frequency offset value multiplied by ⁇ 1 to correct the residual carrier frequency offset.
  • the same function as in the sixth embodiment can be realized, and the header can be correctly demodulated even in a wireless communication system that performs high-speed transmission.
  • FIG. 46 is a block diagram illustrating a configuration of a residual symbol synchronization error correction unit according to Embodiment 8 of the present disclosure.
  • the eighth embodiment is an example in which the configuration of the residual symbol synchronization error correction unit 1095 is changed.
  • Other configurations are the same as those in the sixth embodiment.
  • the residual symbol synchronization deviation correction unit 1095 includes gain multiplication units 1953-00 to 1953-63, and CORDIC units 1954-00 to 1954-63.
  • Gain multiplication sections 1953-00 to 1953-63 multiply the phase errors (estimated residual symbol synchronization deviation values) S15-00 to S15-63 of each frequency obtained by residual symbol synchronization deviation calculation section 1094 by -1.
  • the CORDIC units 1954-00 to 1954-63 rotate the phase of the received signals S10-00 to S10-63 in the frequency domain by the estimated residual symbol synchronization deviation value of each frequency multiplied by ⁇ 1 to correct the residual symbol synchronization deviation. .
  • the same function as in the sixth embodiment can be realized, and the header can be correctly demodulated even in a wireless communication system that performs high-speed transmission.
  • FIG. 47 is a block diagram illustrating a configuration of the reception unit of the wireless communication device according to the ninth embodiment of the present disclosure.
  • the radio communication apparatus according to the ninth embodiment is a configuration example in which a residual carrier frequency offset correction unit 1012A is provided between an IDFT unit 1010 and a P / S conversion unit 1011.
  • Other configurations are the same as those in the sixth embodiment.
  • the residual carrier frequency offset correction unit 1012A corrects the residual carrier frequency offset of the received signal in the time domain by using 64 parallel circuits.
  • 64 residual carrier frequency offset correction units 1012 having the configuration of FIG. 43 or the configuration of FIG. 45 are arranged in parallel.
  • the same function as in the sixth embodiment can be realized, and the header can be correctly demodulated even in a wireless communication system that performs high-speed transmission.
  • FIG. 48 is a block diagram illustrating a configuration of the reception unit of the wireless communication device according to the tenth embodiment of the present disclosure.
  • the wireless communication apparatus according to the tenth embodiment includes a phase error estimation unit 1015 and a time domain residual symbol synchronization shift correction unit 1016 instead of the phase error correction unit 1009 in the sixth embodiment shown in FIG.
  • the phase error estimation unit 1015 is connected between the transmission path correction unit 1008 and the IDFT unit 1010, and estimates (calculates) a residual symbol synchronization shift estimated value and a residual carrier frequency offset estimated value.
  • the time domain residual symbol synchronization deviation correction unit 1016 is provided between the P / S conversion unit 1011 and the residual carrier frequency offset correction unit 1012 and corrects the residual symbol synchronization deviation of the received signal in the time domain.
  • Other configurations are the same as those in the sixth embodiment.
  • a residual symbol synchronization shift estimated value and a residual carrier frequency offset estimated value are calculated by the phase error estimating unit 1015 from the received signal converted into the frequency domain by the DFT unit 1007.
  • the residual symbol synchronization deviation estimated value is given to the time domain residual symbol synchronization deviation correcting section 1016
  • the residual carrier frequency offset estimated value is given to the residual carrier frequency offset correcting section 1012
  • the received signal converted into the time domain by the IDFT section 1010 Then, correction of residual symbol synchronization shift and correction of residual carrier frequency offset are performed in the time domain.
  • FIG. 49 is a diagram illustrating a configuration of the phase error estimation unit 1015.
  • the phase error estimation unit 1015 includes a signal extraction unit 1090, an error vector calculation unit 1091, a phase error calculation unit 1092, and a residual phase error calculation unit 1093. That is, phase error estimation section 1015 has a configuration in which residual symbol synchronization shift calculation section 1094 and residual symbol synchronization shift correction section 1095 are excluded from phase error correction section 1009 of the sixth embodiment. Therefore, detailed description of the operation of each unit is omitted here.
  • the phase error estimation unit 1015 calculates an error vector for the reference signal GI extracted by the signal extraction unit 1090 by the error vector calculation unit 1091, converts it to a phase error by the phase error calculation unit 1092, and calculates a residual phase error.
  • the unit 1093 calculates the phase error offset S14b and the phase error slope S14a.
  • the phase error slope S14a is output as a residual symbol synchronization shift estimated value
  • the phase error offset S14b is output as a residual carrier frequency offset estimated value.
  • FIG. 50 is a diagram illustrating a configuration of the time domain residual symbol synchronization error correction unit 1016.
  • the time domain residual symbol synchronization shift correction unit 1016 performs synchronization correction using a filter instead of phase rotation in order to correct the residual symbol synchronization shift in the time domain.
  • the time domain residual symbol synchronization error correction unit 1016 includes an IQ separation unit 1160, a correction coefficient selection unit 1161, a flip-flop (FF) unit 1162-I-00 to 1162-I-09, and 1162-Q-00 to 1162-Q-. 09, multipliers 1163-I-00 to 1163-I-10, 1163-Q-00 to 1163-Q-10, adders 1164-I and 1164-Q, and an IQ integration unit 1165.
  • FF flip-flop
  • the IQ separation unit 1160 separates the complex signal of the reception signal S10 in the time domain into I and Q orthogonal components.
  • the FF units 1162-I-00 to 1162-I-09 and 1162-Q-00 to 1162-Q-09 hold complex signals separated into I and Q, respectively.
  • the correction coefficient selection unit 1161 selects a correction coefficient for each tap of the filter from the phase error gradient S14a.
  • Multipliers 1163 -I-00 to 1163 -I-10 and 1163 -Q-00 to 1163 -Q-10 respectively multiply the selected correction coefficient and the signal held in the FF section.
  • Adders 1164 -I and 1164 -Q add the multiplication results of the multipliers, and calculate the sum of I and Q.
  • the IQ integration unit 1165 integrates the addition results of the IQs, converts them to complex signals, and obtains a signal S17 after correcting the symbol synchronization deviation in the time domain.
  • FIG. 51 and 52 are diagrams illustrating correction coefficient selection processing in the correction coefficient selection unit 1161.
  • FIG. FIG. 51 is a diagram showing the relationship between the slope of the phase error and the residual symbol synchronization error correction value
  • FIG. 52 is a diagram showing an example of correction coefficient selection.
  • the horizontal axis represents the slope of the phase error
  • the vertical axis represents the residual symbol synchronization deviation correction value.
  • a linear function 1166 shown in FIG. 51 represents residual symbol synchronization deviation correction values ⁇ 1 to +1 corresponding to the phase error gradients + ⁇ / 64 to ⁇ / 64 on a one-to-one basis.
  • the correction coefficient selection unit 1161 acquires a corresponding residual symbol synchronization shift correction value from the slope of the phase error.
  • the correction coefficient selection unit 1161 uses, for example, the coefficient of the sinc function shown in FIG. 52 as the tap coefficient, and selects the correction coefficient for each tap from the residual symbol synchronization shift correction value corresponding to the slope of the phase error.
  • the horizontal axis indicates the tap number corresponding to each tap
  • the vertical axis indicates the value (correction coefficient) of the sinc function.
  • the black circle value ha0 in the figure that is, the value “0” in the center and “0” in the other is the correction coefficient.
  • the residual symbol synchronization deviation correction value is 0.2 (symbol synchronization deviation is -0.2)
  • Square value ha2 is selected as a correction coefficient.
  • the filter coefficient may be adjusted according to the value of the residual symbol synchronization shift.
  • the same function as in the sixth embodiment can be realized, and the header can be correctly demodulated even in a wireless communication system that performs high-speed transmission.
  • residual symbol synchronization deviation correction and residual carrier frequency offset correction in the time domain, residual symbol synchronization deviation can be corrected from the beginning of the header together with the residual carrier frequency offset. Therefore, phase error correction due to residual symbol synchronization shift can be performed at an earlier timing.
  • FIG. 53 is a block diagram illustrating a configuration of the reception unit of the wireless communication apparatus according to Embodiment 11 of the present disclosure.
  • the radio communication apparatus according to the eleventh embodiment is different from the configuration according to the tenth embodiment in that the order of the time domain residual symbol synchronization error correction unit 1016 and the residual carrier frequency offset correction unit 1012 is changed, and the residual carrier frequency offset correction unit 1012 is replaced with the preceding stage. This is an example of arrangement. Other configurations are the same as those of the tenth embodiment described above.
  • the same function as in the tenth embodiment can be realized, and the header can be correctly demodulated even in a radio communication system that performs high-speed transmission.
  • the accuracy of residual symbol synchronization deviation correction can be improved by first correcting the residual carrier frequency offset in consideration of the calculation error of the CORDIC unit in the residual carrier frequency offset correction unit 1012.
  • One of the modulation methods in wireless communication is a modulation method in which the phase is rotated (for example, ⁇ / 2 shift BPSK (Binary Phase Shift Keying) modulation, ⁇ / 4 shift BPSK modulation).
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • a carrier frequency error between transmission and reception devices is one of the factors that degrade communication quality.
  • the carrier frequency error is a difference in frequency between the carrier wave used by the transmission device and the carrier wave used by the reception device.
  • a carrier frequency error between transmitting and receiving apparatuses may be estimated using a maximum correlation value in a known signal repetition interval (for example, a preamble in a communication signal).
  • the receiving device of the above-mentioned Reference Patent 1 receives a signal rotated by ⁇ / 2 radians, calculates the correlation value by reversely rotating the phase of the received signal by ⁇ / 2 radians, and detects the maximum correlation value. To do.
  • FIG. 54 is a schematic diagram showing a state of phase rotation of the maximum correlation value in the reception processing by the receiving apparatus of Reference Patent Document 1.
  • the receiving device of Reference Document 1 can estimate the carrier frequency error from the average phase rotation amount of the maximum correlation value (the slope of the straight line connecting the points in FIG. 55).
  • FIG. 55 is a schematic diagram showing a phase change of the maximum correlation value when a carrier frequency error and a sampling frequency error exist between the transmission / reception apparatuses.
  • FIG. 55 shows a case where the transmission sampling frequency is lower than the reception sampling frequency.
  • the phase of the maximum correlation value rotates about ⁇ / 2 radians at a location 2190 surrounded by a dotted line. That is, there are discontinuities in the phase change of the maximum correlation value. Therefore, the average phase rotation amount of the maximum correlation value becomes discontinuous and the estimation accuracy of the carrier frequency error is deteriorated.
  • FIG. 56 is a block diagram illustrating a configuration example of the receiving device 2000 according to the twelfth embodiment.
  • the receiving apparatus 2000 includes a sample unit 2101, a phase reverse rotation unit 2103, a correlation value calculation unit 2105, a phase rotation unit 2107, a maximum value detection unit 2109, a carrier frequency error estimation unit 2111, and a frequency correction unit 2113.
  • FIG. 56 includes portions related to carrier frequency error correction.
  • the receiving device 2000 receives a signal modulated by a predetermined modulation method from a transmitting device (not shown).
  • the predetermined modulation scheme includes, for example, a modulation scheme whose phase is rotated.
  • the receiving apparatus 2000 sequentially receives reception signals and sequentially performs processing in subsequent blocks.
  • the sample unit 2101 samples the received signal 2100 at a predetermined sampling frequency Fs_r and outputs a received sample 2102.
  • Fs_r a predetermined sampling frequency
  • the phase reverse rotation unit 2103 reversely rotates the phase of the reception sample 2102 by the rotation amount corresponding to the modulation method, and outputs the reception sample 2104 that has been reversely rotated in phase.
  • ⁇ / 2 shift BPSK is used as the modulation method.
  • the phase reverse rotation unit 2103 reversely rotates the phase of the received sample 2102 by ⁇ / 2 radians ( ⁇ / 2 shift), as shown in Equation [4]. .
  • Rx reception sample 2102 and Rx ′: reception sample 2104 shifted by ⁇ / 2.
  • the correlation value calculation unit 2105 calculates a correlation value 2106 between a predetermined known signal sequence (for example, a signal sequence used for a preamble) and a predetermined signal sequence (for example, a preamble signal sequence) in the received sample 2104, and outputs a correlation value 2106. To do.
  • a predetermined known signal sequence for example, a signal sequence used for a preamble
  • a predetermined signal sequence for example, a preamble signal sequence
  • IEEE802.11ad of a high-speed wireless LAN standard using a millimeter wave of 60 GHz band stipulates that a Golay sequence modulated with ⁇ / 2 shift BPSK (Binary Phase Shift Keying) is repeatedly transmitted in a preamble section.
  • the receiving device 2000 receives a signal used for millimeter waves, for example.
  • the phase rotation unit 2107 rotates the phase of the correlation value 2106 sequentially derived by the rotation amount corresponding to the modulation method, and outputs the correlation value 2108 whose phase has been rotated.
  • the modulation method is ⁇ / 2 shift BPSK
  • the phase rotation unit 2107 rotates the phase of the correlation value 2106 by ⁇ / 2 radians (shifts by ⁇ / 2) as shown in Equation [5].
  • C correlation value 2106
  • C ′ correlation value 2108 shifted by ⁇ / 2.
  • FIGS. 57 to 59 are schematic diagrams showing an example of the configuration of the phase rotation unit 2107.
  • FIG. 57 is a schematic diagram showing a configuration example when the phase rotation unit 2107 includes a complex multiplier.
  • the cosine wave generation unit 2107_1 is described as “cos”
  • the sine wave generation unit 2107_2 is described as “sin”.
  • the multipliers 2107_3a, 2107_3b, 2107_3c, and 2107_3d multiply the correlation value 2106_i and the correlation value 2106_q.
  • the adder 2107_5a and the adder 2107_5b add the multiplication results, and output a correlation value 2108_i and a correlation value 2108_q.
  • the phase of the correlation value 2106 rotates by ⁇ / 2 radians.
  • FIG. 58 is a schematic diagram illustrating a configuration example in the case where the phase rotation unit 2107 includes a counter and a selector and performs I / Q switching and sign inversion.
  • the counter 2107_7 counts for each sample, for example, 0, 1, 2, 3, 0,.
  • the I / Q is switched with respect to the correlation value 2106_i and the correlation value 2106_q.
  • the sign inverter is used for the I signal line connected to the selector number “1”, the I signal line and Q signal line connected to the selector number “2”, and the I signal line connected to the selector number “3”. The sign is inverted.
  • the selector 2107_9 selects a signal according to the count value, for example, selects 0, 1, 2, 3, 0,..., And outputs a correlation value 2108_i and a correlation value 2108_q. As a result, the phase of the correlation value 2106 rotates by ⁇ / 2 radians.
  • the circuit can be downsized and the power consumption can be reduced as compared with the configuration of FIG. 58.
  • FIG. 59 is a schematic diagram illustrating a configuration example in the case where the phase rotation unit 2107 uses a CORDIC (Coordinate Rotational Digital Computer) algorithm.
  • CORDIC Coordinat Rotational Digital Computer
  • the CORDIC arithmetic circuit 2107_11 inputs a predetermined phase as the phase information 2107_10.
  • the predetermined phase is, for example, 0 radians, ⁇ / 2 radians, ⁇ radians, 3 ⁇ / 2 radians, 0 radians,.
  • the CORDIC arithmetic circuit 2107_11 generates a correlation value 2108_i and a correlation value 2108_q from a predetermined phase, the correlation value 2106_i, and the correlation value 2106_q, and outputs them.
  • the phase of the correlation value 2106 rotates by ⁇ / 2 radians.
  • the maximum value detection unit 2109 detects the correlation value (maximum correlation value) that maximizes the power in the L sample period from the sequentially derived correlation values 2108.
  • the correlation value 2110 is output.
  • the maximum detector 2109 detects the maximum correlation value 2110 from the correlation values in the divided periods.
  • the L sample period is an example of a period divided according to the length of the known signal sequence.
  • 61A to 61C, 62A to 62C, and 63A to 63C the carrier frequency error and the sampling frequency error are calculated. A change in the characteristic of the maximum correlation value considered will be described. 61 (A) to 61 (C), 62 (A) to 62 (C), and 63 (A) to 63 (C), it is assumed that the phase rotation unit 2107 does not exist.
  • FIG. 62 (A) is a schematic diagram showing an example of time change of the index of the maximum correlation value in the case of conventional Fs_t ⁇ Fs_r.
  • FIG. 62B is a schematic diagram illustrating an example of temporal change in the amplitude of the maximum correlation value in the case of Fs_t ⁇ Fs_r.
  • FIG. 62C is a schematic diagram illustrating an example of temporal change in the phase of the maximum correlation value when Fs_t ⁇ Fs_r.
  • the sample timing of the received signal by the receiving device gradually advances with respect to the sample timing of the transmitting device, so that the index increases as time elapses. That is, the appearance position of the maximum correlation value is shifted to the rear sample position.
  • the symbol synchronization timing is shifted if the sample timing is shifted.
  • the amplitude of the maximum correlation value becomes maximum when the symbol synchronization timings coincide between the transmission device and the reception device.
  • the amplitude of the maximum correlation value is minimized when the symbol synchronization timing is shifted by 1/2 symbol.
  • the index changes when the amplitude of the maximum correlation value is minimum, that is, when the symbol synchronization timing is shifted by 1/2 symbol.
  • the phase of the maximum correlation value may rotate by ⁇ / 2 radians and changes discontinuously.
  • the index changes that is, when the symbol synchronization timing is shifted by 1/2 symbol, a discontinuous change occurs.
  • FIG. 63A is a schematic diagram showing an example of a time change of the index of the maximum correlation value when Fs_t> Fs_r.
  • FIG. 63B is a schematic diagram illustrating an example of temporal change in the amplitude of the maximum correlation value when Fs_t> Fs_r.
  • FIG. 63C is a schematic diagram illustrating an example of temporal change in the phase of the maximum correlation value when Fs_t> Fs_r.
  • the sample timing of the received signal by the receiving device gradually advances with respect to the sample timing of the transmitting device, so that the index decreases as time elapses. That is, the appearance position of the maximum correlation value is shifted to the front sample position.
  • the amplitude of the maximum correlation value repeatedly increases and decreases and becomes minimum when the index changes.
  • the phase of the maximum correlation value changes discontinuously when the index changes.
  • the direction of the phase rotation at the discontinuous point is opposite to the case of Fs_t ⁇ Fs_r, and the rotation is ⁇ / 2 radians.
  • FIG. 64 shows an example of the phase rotation amount due to the ⁇ / 2 shift of the transmission device and the phase reverse rotation amount due to the ⁇ / 2 shift of the reception device 2000 when the symbol synchronization timings match between the transmission and reception devices. It is a schematic diagram.
  • the reverse rotation result indicates a combination result of the phase rotation amount and the phase reverse rotation amount.
  • FIG. 65 shows the phase rotation amount due to the ⁇ / 2 shift of the transmission device and the phase reverse rotation amount due to the ⁇ / 2 shift of the reception device 2000 when the symbol synchronization timing of the reception device 2000 is one symbol earlier than the transmission device. It is a schematic diagram which shows an example.
  • FIG. 66 shows the phase rotation amount due to the ⁇ / 2 shift of the transmission device and the phase reverse rotation amount due to the ⁇ / 2 shift of the reception device 2000 when the symbol synchronization timing of the reception device 2000 is one symbol later than that of the transmission device. It is a schematic diagram which shows an example.
  • the index of the maximum correlation value 2110 increases by 1 (delays by one sample).
  • the symbol synchronization timing is 1 ⁇ 2 symbol or more later than that of the transmitting apparatus in the receiving apparatus 2000, the index of the maximum correlation value 2110 is decreased by 1 (one sample is advanced).
  • FIG. 67 illustrates a case where there is no carrier frequency error between the transmitting and receiving apparatuses for the sake of simplicity of explanation. Note that “x” in FIG. 67 indicates that the phase is unknown.
  • the phase rotation amount for index # 26 is always ⁇ / 2 radians. Similarly, the phase rotation amount for index 25 is always 0 radians. Similarly, the phase rotation amount for index # 27 is always ⁇ radians. Thus, the phase rotation amount with respect to the index is determined.
  • the correlation value 2106_a is a correlation value obtained when the sample rate is Fs_t> Fs_r, with reference to the correlation value 2106_b. Since the index of the correlation value 2106_a is one smaller than the index of the correlation value 2106_b, the phase is ⁇ / 2 radians. On the other hand, the phase rotation amount by the phase rotation unit 2107 is 0 radians, which is ⁇ / 2 radians less than the phase rotation amount for the correlation value 2106_b. Therefore, the phase 2108_a of the correlation value 2108 with respect to the correlation value 2106_a is ⁇ / 2 radians.
  • the correlation value 2106_c is a correlation value obtained when the sample rate is Fs_t ⁇ Fs_r, using the correlation value 2106_b as a reference. Since the index of the correlation value 2106_c increases by 1 from the index of the correlation value 2106_b, the phase becomes 3 ⁇ / 2 radians. On the other hand, the phase rotation amount by the phase rotation unit 2107 is ⁇ radians, which is ⁇ / 2 radians more than the phase rotation amount with respect to the correlation value 2106_b. Therefore, the phase 2108_c of the correlation value 2108 with respect to the correlation value 2106_c is ⁇ / 2 radians.
  • phase rotation of the maximum correlation value 2110 caused by the sampling frequency error between the transmitting and receiving apparatuses can be corrected by shifting the phase of the correlation value 2106 by ⁇ / 2 by the phase rotation unit 2107.
  • FIG. 68 is a schematic diagram illustrating an example of a comparison result between the phase change of the maximum correlation value 2110 and the phase change of the reference phase by the reception device 2000.
  • the receiving apparatus 2000 corrects the phase rotation of the maximum correlation value 2110 caused by the sampling frequency error between the transmitting and receiving apparatuses and substantially matches the reference phase.
  • the phase rotation unit 2107 and the maximum value detection unit 2109 are included in the maximum correlation value processing unit 2150.
  • the maximum correlation value processing unit 2150 is the maximum value in the period divided according to the length of the known signal sequence among the sequentially calculated correlation values, and the maximum correlation value rotated by the rotation amount according to the modulation method Are output sequentially.
  • the carrier frequency error estimator 2111 estimates a carrier frequency error based on the phase rotation amount of the maximum correlation value 2110 and outputs a carrier frequency error estimated value 2112. For example, the carrier frequency error estimator 2111 calculates the phase rotation amount P between two adjacent maximum correlation values 2110. When the length of the known signal sequence is L, the interval between adjacent maximum correlation values 2110 is L samples. Strictly speaking, when the index changes, it is L ⁇ 1 sample.
  • the carrier frequency error estimation unit 2111 calculates the phase rotation amount per sample by dividing the phase rotation amount P between the maximum correlation values 2110 by L.
  • Carrier frequency error estimator 2111 outputs the calculation result as carrier frequency error estimated value 2112.
  • the frequency correction unit 2113 rotates the phase of the reception sample 2104 by an amount corresponding to the carrier frequency error estimated value 2112 and outputs the reception sample 2114 in which the carrier frequency error is corrected.
  • FIG. 69 is a schematic diagram illustrating a first example of the configuration of the frequency correction unit 2113.
  • the frequency correction unit 2113 includes an adder 2113_1, a one-sample delay unit 2113_3, a sign inversion circuit 2113_5, a correction vector generation unit 2113_7, and a complex multiplier 2113_9.
  • the adder 2113_1 and the 1-sample delay unit 2113_3 cumulatively add the carrier frequency error estimated value 2112.
  • the sign inversion circuit 2113_5 reverses the sign of the cumulatively added carrier frequency error estimated value. As a result, a carrier frequency error correction value 2113_6 for each sample is generated.
  • the correction vector generation unit 2113_7 calculates exp (i ⁇ ⁇ ) and generates a correction vector 2113_8. “ ⁇ ” is the carrier frequency error correction value 2113_6.
  • the complex multiplier 2113_9 multiplies the received sample 2104 and the correction vector 2113_8. Thereby, the phase rotation due to the carrier frequency error is corrected.
  • FIG. 70 is a schematic diagram showing a second example of the configuration of the frequency correction unit 2113.
  • FIG. 70 shows a configuration in which the correction vector generation unit 2113_7 and the complex multiplier 2113_9 in FIG. 69 are replaced with a CORDIC arithmetic circuit 2113_11. Since the CORDIC algorithm does not use a multiplier, the configuration of FIG. 70 can reduce the size of the circuit and reduce power consumption compared to the configuration of FIG.
  • the maximum correlation value rotated by the amount of rotation corresponding to the modulation method by the maximum correlation value processing unit 2150 is used, and due to the phase shift (timing frequency error) of the phase reverse rotation unit 2103.
  • the phase rotation of the maximum correlation value 2110 can be corrected.
  • the phase rotation unit 2107 rotates the phase of the correlation value 2106 by the amount of rotation corresponding to the modulation method, thereby correcting the phase rotation of the maximum correlation value 2110 due to the sampling frequency error. Therefore, even when there is a sampling frequency error between the transmission / reception devices, the estimation accuracy of the carrier frequency error between the transmission / reception devices can be improved, and the correction accuracy of the carrier frequency error can be improved. Even in an asynchronous state, the phase of the correlation peak can be stabilized.
  • the sample unit 2101 may oversample the received signal 2100 by N times (N is an integer) (ie, Fs_r ⁇ N * Rsym).
  • the phase reverse rotation unit 2103 shifts the received sample 2102 by ⁇ / 2N. That is, it rotates by ⁇ / 2N radians.
  • the phase rotation unit 2107 shifts the correlation value 2106 by ⁇ / 2N. That is, it rotates by ⁇ / 2N.
  • the carrier frequency error estimator 2111 divides, for example, the phase rotation amount P between the maximum correlation values by N * L.
  • phase reverse rotation section 2103 shifts received sample 2102 by ⁇ / M
  • phase rotation section 2107 converts correlation value 2106 to ⁇ / M shift.
  • FIG. 71 is a block diagram illustrating an exemplary configuration of receiving apparatus 2000B in the thirteenth embodiment.
  • the receiving apparatus 2000B includes a sample unit 2101, a phase reverse rotation unit 2103, a correlation value calculation unit 2105, a maximum value detection unit 2115, a phase rotation unit 2117, a carrier frequency error estimation unit 2111, and a frequency correction unit 2113.
  • FIG. 56 is different from FIG. 71 in that the positions of the phase rotation unit and the maximum value detection unit are interchanged.
  • the same components as those of the receiving apparatus 2000 of FIG. 56 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted or simplified.
  • the maximum value detection unit 2115 and the phase rotation unit 2117 are included in a maximum correlation value processing unit 2160 as a modification of the maximum correlation value processing unit 2150.
  • the maximum value detection unit 2115 when the length of the known signal sequence is L, from the sequentially derived correlation values 2106, the maximum correlation value in the L sample period 2116_a is detected.
  • the maximum value detection unit 2115 outputs the maximum correlation value 2116_a and the index 2116_b of the maximum correlation value.
  • the phase rotation unit 2117 rotates the phase of the maximum correlation value 2116_a by the rotation amount corresponding to the modulation method, and outputs the phase-correlated maximum correlation value 2118.
  • phase rotation unit 2117 may control the amount of phase rotation for rotating the phase of the maximum correlation value 2116_a according to the change of the index 2116_b of the maximum correlation value. Thereby, the phase rotation by the phase rotation unit 2117 may be omitted, and the processing load on the phase rotation unit 2117 can be reduced.
  • FIG. 72 is a block diagram illustrating a configuration example of the phase rotation unit 2117.
  • the phase rotation unit 2117 includes a delay unit 2119, a comparison unit 2121, a rotation amount control unit 2123, and a rotation unit 2125.
  • the delay unit 2119 delays the index 2106_b of the maximum correlation value by one sample, and outputs the index 2120 of the maximum value delayed by one sample time.
  • the comparison unit 2121 compares the current index with the index one sample before and outputs a comparison result 2122.
  • the rotation amount control unit 2123 controls the phase rotation amount 2124 according to the comparison result 2122. For example, when the comparison result 2122 is “0”, the phase rotation amount 2124 is held. That is, the rotation amount control unit 2123 does not change the current phase rotation amount when the current index and the index one sample before are the same.
  • the rotation amount control unit 2123 adds + ⁇ / 2 radians to the phase rotation amount 2124 when the comparison result 2122 is “+1”. That is, the rotation amount control unit 2123 increases the phase rotation amount when the current index is larger than the index one sample before.
  • the rotation amount control unit 2123 adds ⁇ / 2 radians to the phase rotation amount 2124 when the comparison result 2122 is “ ⁇ 1”. That is, the rotation amount control unit 2123 decreases the phase rotation amount when the current index is smaller than the index one sample before.
  • the rotation unit 2125 rotates the phase of the maximum correlation value 2116_a by the phase rotation amount 2124, and outputs the maximum correlation value 2118 rotated in phase.
  • the phase rotation of the maximum correlation value 2116_a due to the sampling frequency error can be corrected by rotating the maximum correlation value 2116a by the rotation amount corresponding to the modulation method.
  • the phase of the maximum correlation value 2116 — a is rotated using the phase rotation amount 2124 controlled according to the change in the index 2116 — b of the maximum correlation value detected by the maximum value detection unit 2115.
  • the phase rotation of the maximum correlation value 2116_a due to the phase shift (sampling frequency error) of the phase reverse rotation of the phase reverse rotation unit 2103 can be corrected. Therefore, even when there is a sampling frequency error between the transmission / reception devices, the estimation accuracy of the carrier frequency error between the transmission / reception devices can be improved, and the correction accuracy of the carrier frequency error can be improved.
  • the sampling unit 2101 may oversample the received signal 2100 by N times (N is an integer) (ie, Fs_r ⁇ N * Rsym).
  • ⁇ / M radians is added to the phase rotation amount 2124.
  • the present disclosure has been described by taking an example in which the present disclosure is configured using hardware.
  • the present disclosure can also be realized by software in cooperation with hardware.
  • each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI that is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of each functional block.
  • the name used here is LSI, but it may also be called IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized using a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor in which connection and setting of circuit cells inside the LSI can be reconfigured may be used.
  • the present disclosure can be expressed as a phase error estimation method or a phase error correction method that is executed in a reception device or a wireless communication device. Further, the present disclosure provides a phase error estimation device or a phase error correction device as a device having a function of executing a phase error estimation method or a phase error correction method, or a phase error estimation method or device, a phase error correction method or device, It can also be expressed as a program for operating by a computer. That is, the present disclosure can be expressed in any category of an apparatus, a method, and a program.
  • the receiving unit extracts the specific reference signal from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and obtains the frequency domain received reference signal;
  • a plurality of error vectors are obtained by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain,
  • the phase error slope and the phase error offset in the frequency domain of the received reference signal are obtained from the plurality of error vectors, and the phase error corresponding to the frequency is estimated by the phase error slope and the phase error offset.
  • a phase error estimator Using the phase error estimation value obtained by the phase error estimation unit, a phase error correction unit for correcting the phase error with respect to the received signal;
  • a receiving apparatus uses the phase error estimation value obtained by the phase error estimation unit, a phase error correction unit for correcting the phase error with respect to the received signal;
  • the receiving unit extracts the specific reference signal from the received signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and obtains the frequency domain received reference signal;
  • a plurality of error vectors are obtained by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain, Dividing the plurality of error vectors into two or more groups, obtaining a representative value for each group, and obtaining a plurality of representative vectors; Based on the plurality of representative vectors, a slope of a phase error and a phase error offset in a frequency domain included in the received reference signal are obtained, and a phase error corresponding to the frequency is determined by the slope of the phase error and the offset of the phase error.
  • a phase error estimation method for estimation is used for estimation.
  • phase error estimation method In the estimation of the phase error, when the plurality of representative vectors are converted from vectors to phases and the phase between the plurality of representative vectors is discontinuous, the phase error slope and the phase error offset are obtained.
  • a phase error estimation method in which a predetermined phase value is added to or subtracted from.
  • the group is a phase error estimation method in which the error vectors are grouped by a predetermined number of error vectors that are divided according to the magnitude of frequency and extracted from those having a large amplitude.
  • phase error estimation method In the acquisition of the plurality of representative vectors, a phase error estimation method of obtaining an average value by a vector average of the plurality of error vectors as a representative value for each group.
  • phase error estimation method A phase error estimation method for obtaining the average value by adding the plurality of error vectors in acquiring the plurality of representative vectors.
  • the above phase error estimation method In obtaining the plurality of representative vectors, using the plurality of error vectors obtained by performing predetermined weighting according to the magnitude of the amplitude of the error vector according to the frequency, the average value is obtained by adding the plurality of error vectors. Error estimation method.
  • phase error estimation method In the estimation of the phase error, when the absolute value of the phase difference between two representative vectors of the plurality of representative vectors is ⁇ or more, the phase between the plurality of representative vectors is discontinuous.
  • phase error estimation method In the estimation of the phase error, the plurality of representative vectors are converted from vectors to phases, and the phase of the two representative vectors of the plurality of representative vectors is calculated from the high frequency phase to the low frequency phase.
  • a phase error estimation method in which a slope of the phase error is obtained by performing loop subtraction so that a result falls within a range of ⁇ ⁇ and dividing by a frequency difference between the two representative vectors.
  • phase error estimation method In the estimation of the phase error, the plurality of representative vectors are converted from a vector to a phase, and the phases of the two representative vectors of the plurality of representative vectors are added to perform a gain multiplication of 1/2. When the phase between the plurality of representative vectors is discontinuous, the phase error is obtained by adding ⁇ to the gain multiplication result so that the calculation result falls within a range of ⁇ ⁇ . Error estimation method.
  • phase error estimation method In obtaining the plurality of representative vectors, the group is divided into three or more groups to obtain representative values for each group, In the estimation of the phase error, the representative vector is converted from a vector to a phase, an unwrapping process is performed on the converted phase, and a linear approximation using LSM is performed to obtain the slope and offset of the phase error. , Phase error estimation method.
  • a phase error corresponding to the frequency is obtained by phase error estimation of the phase error estimation method according to any one of the above, A receiving method for correcting the phase error with respect to a received signal.
  • a phase error corresponding to the frequency is obtained by the phase error estimation of the phase error estimation method according to any one of the above, Obtain the phase due to the transmission characteristics of the transmission path between the transmitter and receiver by transmission path estimation, A reception method for performing phase correction by combining the phase error obtained by the phase error estimation and the phase of the transfer characteristic obtained by the transmission path estimation.
  • a signal extraction unit that extracts the specific reference signal from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and acquires the reception reference signal in the frequency domain;
  • An error vector calculation unit that obtains a plurality of error vectors by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain;
  • a representative vector calculation unit that divides the plurality of error vectors into two or more groups, obtains a representative value for each group, and acquires a plurality of representative vectors; Based on the plurality of representative vectors, a slope of a phase error and a phase error offset in a frequency domain included in the received reference signal are obtained, and a phase error corresponding to the frequency is determined by the slope of the phase error and the offset of the phase error.
  • a phase error estimation apparatus having:
  • phase error estimation device (15) the above phase error estimation device; A phase correction unit for correcting the phase error with respect to the received signal; A receiving apparatus.
  • phase error estimation device (16) the above phase error estimation device; A transmission path estimator for obtaining a phase based on transfer characteristics of a transmission path between the transmitter and the receiver by transmission path estimation; A transmission path correction unit that performs phase correction by combining the phase error obtained by the phase error estimation device and the phase of the transfer characteristic obtained by the transmission path estimation unit; A receiving apparatus.
  • the specific reference signal is extracted from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and the frequency domain Get the received reference signal of A plurality of error vectors are obtained by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain, From the plurality of error vectors, a phase error by linear approximation in the frequency domain is estimated, a slope of the phase error is determined as a residual symbol synchronization shift, and a phase error offset is determined as a residual carrier frequency offset, Correcting the residual symbol synchronization shift in the frequency domain; A carrier frequency offset correction method, wherein the residual carrier frequency offset is corrected for a received signal converted from a frequency domain to a time domain.
  • the specific reference signal is extracted from the received signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and the frequency domain Get the received reference signal of A plurality of error vectors are obtained by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain, From the plurality of error vectors, a phase error by linear approximation in the frequency domain is estimated, a slope of the phase error is determined as a residual symbol synchronization shift, and a phase error offset is determined as a residual carrier frequency offset, A carrier frequency offset correction method, wherein correction of the residual symbol synchronization shift and correction of the residual carrier frequency offset are performed on a received signal converted from a frequency domain to a time domain.
  • the above carrier frequency offset correction method In the correction of the residual carrier frequency offset in the time domain, the phase error offset is converted from a phase to a vector, the complex number of the conjugate of the converted vector is used as a correction value, and the correction value and the received signal in the time domain are complex.
  • the above carrier frequency offset correction method In the correction of the residual symbol synchronization shift in the frequency domain, the symbol synchronization shift amount of each frequency is obtained by multiplying the slope of the phase error and a coefficient corresponding to the frequency, and the symbol synchronization shift amount is calculated from the phase for each frequency.
  • a carrier frequency offset correction method for correcting a residual symbol synchronization shift by converting a vector into a vector, using a complex complex number of the converted vector as a correction value, and multiplying the correction value by a frequency domain received signal.
  • the above carrier frequency offset correction method In the correction of the residual symbol synchronization deviation in the frequency domain, the symbol synchronization deviation amount of each frequency is obtained by multiplying the slope of the phase error and the coefficient corresponding to the frequency, and the symbol synchronization deviation amount is reduced by ⁇ 1 for each frequency.
  • a carrier frequency offset correction method for correcting a residual symbol synchronization shift by using a multiplied phase as a correction value and performing a CORDIC calculation together with the correction value and a received signal in the frequency domain.
  • the reception unit after the coarse carrier frequency offset correction and the coarse symbol synchronization shift correction, the specific reference signal is extracted from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and the frequency domain
  • a signal extraction unit for acquiring the received reference signal of
  • An error vector calculation unit that obtains a plurality of error vectors by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain;
  • a residual phase error calculation unit that estimates a phase error by linear approximation in the frequency domain from the plurality of error vectors, obtains a slope of the phase error as a residual symbol synchronization shift, and obtains an offset of the phase error as a residual carrier frequency offset;
  • a residual symbol synchronization error correction unit that performs correction of the residual symbol synchronization error in the frequency domain;
  • a frequency-time conversion unit for converting the received signal in the frequency domain into a time domain;
  • a residual carrier frequency offset correction unit that performs correction of the residual
  • the reception unit after the coarse carrier frequency offset correction and the coarse symbol synchronization shift correction, the specific reference signal is extracted from the reception signal that has received the transmission signal having the specific reference signal, and the frequency domain
  • a signal extraction unit for acquiring the received reference signal of
  • An error vector calculation unit that obtains a plurality of error vectors by comparing, for each frequency, a reception reference signal in the frequency domain and a transmission reference signal that represents a specific reference signal in the transmission signal in the frequency domain;
  • a residual phase error calculation unit that estimates a phase error by linear approximation in the frequency domain from the plurality of error vectors, obtains a slope of the phase error as a residual symbol synchronization shift, and obtains an offset of the phase error as a residual carrier frequency offset;
  • a frequency-time conversion unit for converting the received signal in the frequency domain into a time domain;
  • a residual carrier frequency offset correction unit that performs correction of the residual carrier frequency offset on a received signal converted from the frequency domain to the time domain;
  • a receiver that receives a signal modulated by a modulation method whose phase is rotated from a transmitter, A phase reverse rotation unit that reversely rotates a phase of a signal obtained by sampling a received signal at a predetermined sampling frequency by an amount of rotation according to the modulation method; A correlation unit that sequentially calculates a correlation value between a signal whose phase is reversely rotated by the phase reverse rotation unit and a predetermined signal; Of the correlation values sequentially calculated by the correlator, the maximum value in the period divided according to the length of the predetermined signal, and the maximum correlation value rotated by the amount of rotation corresponding to the modulation method are sequentially A maximum correlation value processing unit to output; A carrier frequency error estimator that estimates a carrier frequency error between the transmitter and the receiver according to the amount of phase rotation between a plurality of maximum correlation values sequentially output by the maximum correlation value processor; A carrier frequency error correction unit that rotates the phase of the sampled signal according to the carrier frequency error estimated by the carrier frequency error estimation unit; A receiving device.
  • the maximum correlation value processing unit A phase rotation unit that rotates the phase of the correlation value sequentially calculated by the correlation unit by the rotation amount according to the modulation method;
  • a maximum value detecting unit for detecting, as the maximum correlation value, a maximum value included in the cycle among a plurality of correlation values whose phases are rotated by the phase rotation unit;
  • a receiving device A receiving device.
  • the maximum correlation value processing unit Among the correlation values sequentially calculated by the correlation unit, a maximum value detection unit that detects a maximum value included in a cycle according to the length of the predetermined signal as the maximum correlation value; A phase rotation unit that rotates the phase of the maximum correlation value detected by the maximum value detection unit by an amount of rotation according to the modulation method; A receiving device.
  • the above receiving device The receiving device that controls a phase rotation amount for rotating a phase of the maximum correlation value according to a change in an index indicating a position of the maximum correlation value in the cycle.
  • the above receiving device, The modulation method is a receiving apparatus including ⁇ / 2 shift BPSK (Binary Phase Shift Keying).
  • the phase reverse rotation unit reversely rotates the phase of the reception signal oversampled N times by ⁇ / 2N radians
  • the phase rotation unit is a receiver that rotates the phase of the correlation value by ⁇ / 2N radians.
  • a receiving method in a receiving apparatus that receives a signal modulated by a predetermined modulation method from a transmitting apparatus, Reversely rotating the phase of a signal obtained by sampling a received signal at a predetermined sampling frequency by an amount of rotation according to the modulation method; Sequentially calculating a correlation value between a signal whose phase is reversely rotated and a predetermined signal; The step of sequentially outputting the maximum correlation value included in the period according to the length of the predetermined signal and being the maximum value of the sequentially calculated correlation values and rotated by the amount of rotation corresponding to the modulation method
  • Estimating a carrier frequency error between the transmitting device and the receiving device according to a phase rotation amount between the sequentially outputted maximum correlation values Rotating the phase of the sampled signal in response to the estimated carrier frequency error; Receiving method.
  • Japanese Patent Application 2013-037684 Japanese patent applications filed on March 1, 2013 (Japanese Patent Application 2013-041054), and applications filed on March 12, 2013. This is based on a Japanese patent application (Japanese Patent Application No. 2013-049364), the contents of which are incorporated herein by reference.
  • This disclosure has an effect that a highly accurate phase correction value can be obtained even when the phase error or the noise level is large. Further, the present disclosure has an effect that the carrier frequency offset can be appropriately corrected and the received data can be demodulated correctly.
  • the present disclosure is useful, for example, as a wireless device that performs high-speed transmission, a phase error estimation method that is applied to the wireless device, a phase error correction method, and the like.

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Abstract

　位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、高精度の位相補正値を得る。　位相誤差補正部９において、信号抽出部９０により、受信信号のうち、受信された参照信号ＧＩを抽出し、誤差ベクトル算出部９１により、送信されるべき既知の参照信号と比較することにより位相誤差の誤差ベクトルを算出する。代表ベクトル算出部９２により、誤差ベクトルを周波数によって２つ以上のグループに分け、グループごとの代表ベクトルを算出し、補正値算出部９３により、複数の代表ベクトルに基づいて周波数毎の位相補正値を算出する。位相補正部９４により、算出された位相補正値を用いて、各周波数の位相誤差を補正する。

Description

受信装置、位相誤差推定方法、及び位相誤差補正方法
　本開示は、無線通信における受信装置、位相誤差推定方法、及び位相誤差補正方法に関する。
　無線通信システムにおいては、送信機と受信機の間に発生する、キャリア周波数誤差、及びシンボル同期ずれ補正が行われる。例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の無線通信方式に対応した無線通信装置では、キャリア周波数誤差の補正方法として、通常、粗い周波数補正、及び粗いシンボル同期ずれ補正を行った後、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれにより生じる位相誤差を推定し、補正する方法が採用されている。
　従来の位相誤差推定方法の例として、例えば特許文献１に示されるものがある。また、従来の位相誤差補正方法の例として、例えば特許文献２、３に示されるものがある。
日本国特開２００４－１０４７４４号公報 日本国特表２０１２－５１９９８６号公報 国際公開第２００８／０４７７７６号
　本開示の目的は、位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、高精度の位相補正値を得ることができる受信装置、及び位相誤差推定方法を提供することである。
　本開示の他の目的は、キャリア周波数オフセットを適切に補正でき、受信データを正しく復調可能にする受信装置、及び位相誤差補正方法を提供することである。
　本開示は、受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、前記複数の誤差ベクトルから、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、位相誤差推定部と、前記位相誤差推定部によって得られた位相誤差推定値を用いて、受信信号に対して位相誤差を補正する位相誤差補正部と、を有する受信装置を提供する。
　本開示は、受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、前記複数の誤差ベクトルを、２つ以上のグループに分け、グループごとの代表値を求めて複数の代表ベクトルを取得し、前記複数の代表ベクトルに基づき、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、受信装置の位相誤差推定方法を提供する。
　本開示は、受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、前記残留シンボル同期ずれの補正を周波数領域において行い、前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、受信装置の位相誤差補正方法を提供する。
　本開示は、受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、前記残留シンボル同期ずれの補正、及び前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、受信装置の位相誤差補正方法を提供する。
　本開示によれば、位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、高精度の位相補正値を得ることができる。
　本開示によれば、キャリア周波数オフセットを適切に補正でき、受信データを正しく復調可能にできる。
ＷｉＧｉｇに対応した無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 ＷｉＧｉｇの信号フォーマットを示す図 周波数領域における残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれを示す図 周波数領域における位相の不連続性の発生例を示す図 従来の位相誤差推定方法を用いた無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 実施の形態１における位相誤差補正部の構成を示すブロック図 周波数領域における参照信号ＧＩのスペクトラムと誤差ベクトル算出に用いられる周波数番号を示す図 誤差ベクトル算出部の構成を示す図 代表ベクトル算出部の構成を示す図 低ＳＮＲの場合の周波数領域における残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれによる位相誤差を示す図 低ＳＮＲの場合の位相誤差の誤差ベクトルを示す図 位相誤差の誤差ベクトルの代表ベクトルを示す図 低周波代表ベクトルと高周波代表ベクトルの位相誤差を示す図 補正値算出部の構成を示す図 通常の加減算と折り返し加減算との関係を示す図 ±πの位相を４ビットの値に割り当てた場合の各位相と数値の対応を示す図 補正値算出部における位相オフセット算出部の判定器の構成を示す図 補正値算出部における周波数毎補正値算出部の構成を示す図 位相補正部の構成を示す図 本実施形態の位相誤差補正部による位相誤差推定結果の一例を示す図 本実施形態の位相誤差補正部をＯＦＤＭに対応した無線通信装置の受信部に適用した構成を示すブロック図 実施の形態２に係る周波数領域における参照信号ＧＩのスペクトラムと低周波領域及び高周波領域を指定する周波数番号を示す図 実施の形態３における位相誤差補正部の構成を示すブロック図 低ＳＮＲの場合の周波数領域における残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれによる位相誤差を示す図 低ＳＮＲの場合の位相誤差の誤差ベクトルを示す図 位相誤差の誤差ベクトルの代表ベクトルを示す図 実施の形態３における補正値算出部の構成を示す図 実施の形態４における補正値算出部の構成を示すブロック図 実施の形態５における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 実施の形態５における位相誤差補正部の構成を示すブロック図 実施の形態５における伝送路補正部の構成を示す図 ＷｉＧｉｇに対応した無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 ＷｉＧｉｇの信号フォーマットを示す図 ＳＴＦにおけるＧａ相互相関ピークを示す図 従来の残留キャリア周波数オフセットの補正方法を用いた無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 従来例におけるキャリア周波数オフセットの補正タイミングを示す図 実施の形態６における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 実施の形態６における位相誤差補正部の構成を示すブロック図 誤差ベクトル算出部の構成を示す図 位相誤差算出部の構成を示す図 残留シンボル同期ずれ算出部の構成を示す図 残留シンボル同期ずれ補正部の構成を示す図 残留キャリア周波数オフセット補正部の構成を示す図 本実施形態におけるキャリア周波数オフセットの補正タイミングを示す図 実施の形態７における残留キャリア周波数オフセット補正部の構成を示すブロック図 実施の形態８における残留シンボル同期ずれ補正部の構成を示すブロック図 実施の形態９における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 実施の形態１０における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 位相誤差推定部の構成を示す図 時間領域残留シンボル同期ずれ補正部の構成を示す図 位相誤差の傾きと残留シンボル同期ずれ補正値との関係を示す図 補正係数の選択例を示す図 実施の形態１１における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図 送受信装置間にキャリア周波数誤差が存在し、サンプリング周波数誤差が存在しない場合のキャリア周波数誤差による最大相関値の位相の回転を示す模式図 送受信装置間にキャリア周波数誤差及びサンプリング周波数誤差が存在する場合のキャリア周波数誤差による最大相関値の位相の回転を示す模式図 実施の形態１２における受信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１２における位相回転部の構成の第１例を示す模式図 実施の形態１２における位相回転部の構成の第２例を示す模式図 実施の形態１２における位相回転部の構成の第３例を示す模式図 実施の形態１２における各サンプルの相関値の一例を示す模式図 （Ａ）～（Ｃ）位相回転部がなく、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の各特性の一例を示す模式図 （Ａ）～（Ｃ）位相回転部がなく、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の各特性の一例を示す模式図 （Ａ）～（Ｃ）位相回転部がなく、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の各特性の一例を示す模式図 実施の形態１２におけるＦｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合のπ／２シフトによる位相回転量と－π／２シフトによる位相逆回転量との関係の一例を示す模式図 実施の形態１２におけるＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合のπ／２シフトによる位相回転量と－π／２シフトによる位相逆回転量との関係の一例を示す模式図 実施の形態１２におけるＦｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合のπ／２シフトによる位相回転量と－π／２シフトによる位相逆回転量との関係の一例を示す模式図 実施の形態１２における最大相関値の位相補正例を示す模式図 実施の形態１２における最大相関値の位相変化及び基準位相の位相変化の特性の一例を示す模式図 実施の形態１２における周波数補正部の構成の第１例を示す模式図 実施の形態１２における周波数補正部の構成の第２例を示す模式図 実施の形態１３における受信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１３における位相回転部の構成例を示す模式図
＜本開示の一実施形態の内容に至る経緯＞
　位相誤差の推定及び補正において、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれを補正する際に、位相誤差が大きくなると、位相は－π～π［ｒａｄ］の範囲を超えることがある。この場合、－π～π［ｒａｄ］の範囲で検出される位相誤差として、不連続な位相の変化が起こる。そのため、周波数に対する位相の直線性が損なわれ、位相補正値が正しく得られなくなる。
　例えば、上記の特許文献１に示される位相誤差推定方法の従来例は、判定器により、位相の不連続を検出しない場合、得られた位相誤差の補正値を算出し、位相補正を行う。一方、位相の不連続性を検出した場合、ひとつ前で用いられた補正値を用いて、位相補正を行う。また、隣り合う位相の差の絶対値がπを超えたと判定された場合に、一方の位相に±２πを加算することにより位相の連続化を行う、位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理という手法も一般に知られる。
　上記従来例では、位相誤差または雑音レベルが大きい状況において、正しい補正値が得られない課題が生じる。位相誤差または雑音レベルが大きく、例えば最初期に位相の不連続が発生した場合、従来例のひとつ前の補正値を用いる方法では、正しい補正値が得られない。また、最初期に正しい補正値を得られたとしても、その後、位相の不連続が発生し続けた場合、補正値が更新されないので、本来算出されるべき補正値から乖離していく。また、位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理を用いる場合は、位相差の絶対値がπを超えたかの判定を、受信信号に含まれる雑音により誤ることがある。特に、ミリ波帯を使用する無線通信規格ＷｉＧｉｇ（登録商標、以下同様）（Wireless Gigabit）では、ＰＥＲ（Packet Error Rate）に対する要求が厳しいため、精度の高い位相誤差推定が必要となる。そこで、位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、高精度の位相補正値を得るための位相誤差推定方法が望まれる。
　本開示では、例えば、無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ　８０２．１１ａ、ｇ、ｎのようなＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、あるいはＷｉＧｉｇのようなＳＣ－ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalizer）など、受信部にＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）及びＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation）を含む無線通信装置の例を示す。
　この種の無線通信装置における、送信機と受信機の間に発生する、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれにより生じる位相誤差の補正について、以下に説明する。
　図１は、ＷｉＧｉｇに対応した無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。図１に示す無線通信装置は、ＲＦ（Radio Frequency）処理部１、ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）部２、同期検出部４、周波数補正部５、Ｓ／Ｐ（serial-parallel）変換部６、ＤＦＴ部７、伝送路補正部８、位相誤差補正部９、ＩＤＦＴ部１０、Ｐ／Ｓ（parallel-serial）変換部１１、復調部１３、セレクタ１５を有する。
　ＲＦ処理部１は、アンテナにて受信された無線周波数の受信信号を複素信号のベースバンド信号に変換する。ＡＤＣ部２は、複素信号のベースバンド信号を一定周期でサンプリングし、デジタル複素ベースバンド信号に変換する。
　同期検出部４は、複素ベースバンド信号から同期用の既知のプリアンブル信号（後述するＳＴＦ）を検出する。周波数補正部５は、既知のプリアンブル信号（後述するＳＴＦ）を用いてキャリア周波数の誤差を算出し、粗いキャリア周波数オフセットの補正を行う。Ｓ／Ｐ変換部６は、シリアル信号の複素ベースバンド信号をパラレル信号に変換する。ＤＦＴ部７は、粗いキャリア周波数オフセット補正を行った時間領域の複素ベースバンド信号を、同期検出部４によって検出されたプリアンブル信号のタイミングに従った粗いシンボル同期の後、周波数領域の複素信号に変換する。
　伝送路補正部８は、既知のプリアンブル信号（後述するＣＥＦ）を用いて、送信機と受信機の間の伝送路誤差を補正する。セレクタ１５は、周波数補正部５またははＰ／Ｓ変換部１１の出力信号を選択し、伝送路補正部８に出力する。位相誤差補正部９は、既知の参照信号（後述するＧＩ）を用いて、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれにより生じる残留位相誤差を補正する。
　ＩＤＦＴ部１０は、位相誤差補正部９から出力される位相誤差補正後の周波数領域の信号を時間領域の複素ベースバンド信号に変換する。Ｐ／Ｓ変換部１１は、ＩＤＦＴ部１０の出力のパラレル信号をシリアル信号に変換する。復調部１３は、ＩＤＦＴ部１０によって時間領域に変換された複素ベースバンド信号を用いて、デジタル変調された信号を復調する。
　図２は、ＷｉＧｉｇの信号フォーマットを示す図である。ＷｉＧｉｇの無線通信システムにおいて伝送される信号は、先頭より、ＳＴＦ（Short Training Field）、ＣＥＦ（Channel Estimation Field）、ＧＩ（Guard Interval）、ヘッダ（Ｈｅａｄｅｒ）、…データ部（Ｄａｔａ１、Ｄａｔａ２…）を有する。ここでは、プリアンブル信号としてＳＴＦ、ＣＥＦを有する。
　ＳＴＦは、図１の同期検出部４、周波数補正部５において用いられる既知のプリアンブル信号の繰り返しである。ＳＴＦの先頭からのＡＧＣ期間においてＡＧＣ部（図示せず）によるＡＧＣ動作が行われ、残りの粗いＣＦＯ期間において周波数補正部５による粗いキャリア周波数オフセットの算出が行われる。ＳＴＦの最終の１シンボルは同期検出期間であり、同期検出部４によるプリアンブル信号の検出により粗いシンボル同期が行われる。
　ＣＥＦは、図１の伝送路補正部８において用いられる、前述のＳＴＦとは異なる既知のプリアンブル信号である。
　ヘッダには、変調方式、及び送信シンボル数などの伝送データの属性を示す情報が含まれる。データ部には、伝送したいデータ自体が含まれている。ＧＩは、前述のＳＴＦ、ＣＥＦとは異なる、ヘッダ及びデータ部において一定間隔ごとに繰り返し挿入される既知の参照信号である。ＧＩは、図１の位相誤差補正部９において、位相誤差の推定（位相誤差補正値の算出）に用いられる。
　次に、位相誤差補正部９において補正する、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれについて説明する。キャリア周波数オフセットは、送信機（図示せず）のＲＦ処理部において複素ベースバンド信号を直交変調する際に用いるキャリア周波数と、受信機のＲＦ処理部１において直交復調に用いるキャリア周波数とが微小に異なることを原因とする位相誤差である。
　周波数補正部５は、キャリア周波数の誤差（粗いキャリア周波数オフセット）を推定して補正を行うが、信号雑音及びキャリアの位相雑音の影響により、キャリア周波数オフセットの推定に誤差が生じるため、位相誤差は残留し、累積する。これが残留キャリア周波数オフセットである。このため継続して位相誤差の補正値を更新し続けて、残留キャリア周波数オフセットを補正する必要がある。
　残留シンボル同期ずれは、送信機（図示せず）における複素ベースバンド信号を生成するＤＡＣ（Digital Analog Converter）部のサンプリング周波数と、受信機のＡＤＣ部２のサンプリング周波数とが微小に異なることを原因とする位相誤差である。送信機と受信機の間のサンプリング周波数の誤差により、最初期に位相誤差補正を行っても、時間の経過と共に、シンボル同期ずれが残留して累積し、シンボルのタイミング誤差が広がる。このため、継続して位相誤差の補正値を更新し続けて、残留シンボル同期ずれを補正する必要がある。
　ＤＦＴ部７では、同期検出部４にて検出されるプリアンブル信号により、ＣＥＦの先頭に合わせてＤＦＴのタイミングを制御する。シンボルのタイミング誤差が広がると、ＤＦＴ部７における窓同期がずれてしまう。
　図３は、周波数領域における残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれを示す図である。図３において、横軸は周波数を示し、縦軸は位相誤差を－π～π［ｒａｄ］の範囲で示している。図示されるように、位相誤差は直線性を持つため、位相誤差のオフセット（各周波数の位相誤差の平均、すなわち周波数の平均値におけるオフセット量）は残留キャリア周波数オフセット、位相誤差の傾き（周波数に対する位相誤差の変化量）は残留シンボル同期ずれを表すものとなる。
　ここで位相誤差は、受信された信号から抽出した参照信号ＧＩと送信されるべき既知の参照信号ＧＩとの位相差である。位相誤差をｙとし、周波数をｘ、位相誤差の傾きをａ、位相誤差のオフセットをｂとすると、次に示す数式［１］のような直線補間式によって位相誤差を表現できる。
　　ｙ＝ａｘ＋ｂ　　…［１］
　位相誤差は、複数の周波数における位相誤差の測定値に対して、直線近似を行うことによって求められる。直線近似には、例えばＬＳＭ（Least Squares Method）が用いられる。ＬＳＭ処理は、一般的に知られている近似による手法を用いて実現できる。
　図４は、周波数領域における位相の不連続性の発生例を示す図である。位相誤差が大きくなると、図４の例に示すように、位相（８）はπ［ｒａｄ］から－π［ｒａｄ］へと変化し、不連続な位相の変化が起こる。この場合、周波数に対する位相の直線性が損なわれ、位相補正値が正しく取得できない。
　従来では、不連続な位相の変化への対策として、前述の特許文献１に示されるように、位相の不連続性を検出した場合、ひとつ前で用いられた補正値を用いて、位相補正を行う方法がとられていた。図５は、従来の位相誤差推定方法を用いた無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。この従来例では、判定器５９６により、位相の不連続を検出しない場合、補正値算出部５９３にて算出した位相誤差の補正値を補正値出力部５９５より出力し、位相補正部５９４にて位相補正を行う。一方、判定器５９６において位相の不連続性を検出した場合、補正値出力部５９５よりひとつ前で用いられた補正値を出力し、位相補正を行う。
　また、位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理を用いて、隣り合う位相の差の絶対値がπを超えたと判定された場合に、一方の位相に±２πを加算することにより位相の連続化を行う方法もある。図４の例では、位相（７）と（８）の比較により、（８）の位相に＋２πを加算することで、位相を戻すアンラッピング処理を行う。
　従来例において、位相の不連続発生時にひとつ前の補正値を用いる方法では、例えば最初期に位相の不連続が発生した場合、誤った補正値が用いられる。また、最初期に正しい補正値を得られたとしても、その後、位相の不連続が発生し続けた場合、補正値が更新されないので、本来算出されるべき補正値から乖離していく。また、位相アンラッピング処理を用いる場合は、位相差の絶対値がπを超えたかの判定を、受信信号に含まれる雑音により誤ることがある。
　これらの課題は、低ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）の状況で位相誤差の測定値が乱される時に発生することが多い。例えば、無線ＬＡＮ規格ではＰＥＲ＝１０％が要求仕様であるのに対し、ＷｉＧｉｇでは低ＳＮＲにおいてもＰＥＲ＝１％とＰＥＲに対する要求が厳しい。ＰＥＲを劣化させないために、更に精度の高い位相誤差補正を実現する必要がある。
　上述した課題を鑑み、本開示では、位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、位相誤差において位相の不連続が発生したときに、位相の不連続性を容易に精度良く判定でき、高精度の位相補正値を得ることができる受信装置、位相誤差推定方法及び装置を提供する。
＜本開示の一実施形態＞
　以下、図面を参照しながら本開示に係る実施形態を詳細に説明する。本開示に係る受信装置、位相誤差推定方法、及び位相誤差推定装置は、実施形態の無線通信装置において実現される。なお、以下の説明において用いる図について、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
　（実施の形態１）
　図６は、本開示の実施の形態１における位相誤差補正部の構成を示すブロック図である。ここでは、図１に示したＷｉＧｉｇに対応した無線通信装置の受信部における構成及び動作を例示する。
　図１において、ＲＦ処理部１は、アンテナにおいて受信された無線周波数の受信信号を増幅し、直交変調を行ってベースバンド信号に変換する。直交変調後のベースバンド信号は複素信号である。
　ＡＤＣ部２は、ＲＦ処理部１での直交変調後の信号を、一定周期でサンプリングし、デジタル複素ベースバンド信号に変換する。
　同期検出部４は、複素ベースバンド信号から同期用の既知のプリアンブル信号（ＳＴＦ）を検出し、同期用のタイミング信号を出力する。プリアンブル信号は、ＤＦＴ部７の窓同期、すなわち粗いシンボル同期に用いられる。
　周波数補正部５は、既知のプリアンブル信号（ＳＴＦ）を用いてキャリア周波数誤差として粗いキャリア周波数オフセットを算出し、粗いキャリア周波数オフセットを補正した複素ベースバンド信号を出力する。
　Ｓ／Ｐ変換部６は、ＤＦＴ部７を動作させるためのバッファであり、シリアル信号の複素ベースバンド信号をパラレル信号に変換する。ＤＦＴ部７は、時間－周波数変換部の一例に相当し、粗いキャリア周波数オフセットの補正を行った時間領域の複素ベースバンド信号について、同期検出部４によって検出されたＳＴＦのタイミングに従って時間－周波数変換を行い、周波数領域の複素信号を出力する。
　伝送路補正部８は、既知のプリアンブル信号（ＣＥＦ）を用いて、送信機と受信機の間の伝送路が持つ伝達特性である振幅及び位相を算出し、伝送路誤差を補正する。
　セレクタ１５は、周波数補正部５またはＰ／Ｓ変換部１１の信号を選択し、伝送路補正部８に出力する。伝送路誤差補正に用いる信号の選択は、設計者によって決定される。周波数補正部５からの信号を選択すれば、早く補正値を算出できる。Ｐ／Ｓ変換部１１からの信号を選択すれば、回路化において発生するＤＦＴ部７からＩＤＦＴ部１０の間に発生誤差を加味した補正値を算出できる。
　位相誤差補正部９は、特定の参照信号として、周期的に挿入される既知の参照信号（ＧＩ）を用いて、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれを算出し、周波数領域において、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれによる位相誤差を補正する。
　ＩＤＦＴ部１０は、周波数－時間変換部の一例に相当し、位相誤差補正部９の出力信号の周波数－時間変換を行い、時間領域の複素ベースバンド信号に変換する。
　Ｐ／Ｓ変換部１１は、ＩＤＦＴ部１０の出力のパラレル信号をシリアル信号に変換する。
　復調部１３は、時間領域に変換された残留位相誤差補正後の複素ベースバンド信号を用いて、デジタル変調された信号を復調し、受信データを得る。
　上記構成において、同期検出部４、周波数補正部５、Ｓ／Ｐ変換部６、ＤＦＴ部７、伝送路補正部８、位相誤差補正部９、ＩＤＦＴ部１０、Ｐ／Ｓ変換部１１、復調部１３は、プロセッサ、メモリを含む情報処理回路により実現可能であり、プロセッサにおいてソフトウェアプログラムを動作させて所定の処理を実行することによって、各機能を実現できる。
　図６において、位相誤差補正部９は、信号抽出部９０、誤差ベクトル算出部９１、代表ベクトル算出部９２、補正値算出部９３、位相補正部９４を有する。ここで、信号抽出部９０、誤差ベクトル算出部９１、代表ベクトル算出部９２、及び補正値算出部９３が位相誤差推定部９５に相当する。
　信号抽出部９０では、周波数領域において、受信信号の中から、周期的に繰り返し受信される参照信号（ＧＩ）（受信参照信号の一例に相当する）を抽出する。誤差ベクトル算出部９１では、受信された信号から抽出した参照信号と送信されるべき既知の参照信号（ＧＩ）（送信参照信号の一例に相当する）とを比較し、両者の差分による複数の誤差ベクトルを算出する。
　代表ベクトル算出部９２では、誤差ベクトル算出部９１にて得られた誤差ベクトルを、周波数によって２つ以上のグループに分け、グループごとの代表値を算出する。ここでは、代表値の例として、各グループにおける誤差ベクトルの平均値を算出し出力する。平均値の算出方法として、単純なベクトル平均を用いてもよいし、周波数によって所定の重み付けを行って平均を算出してもよい。なお、代表値としては、グループごとの中央値など、他の値を用いることも可能であるが、本実施形態にて想定する低ＳＮＲ環境下でランダムな雑音成分による位相誤差が付加される状況においては、平均値を用いるのが好ましい。
　補正値算出部９３では、代表ベクトル算出部９２にて得られたグループごとの複数の代表ベクトル（ベクトル平均値）に基づいて、各周波数に合わせて周波数毎の位相補正値を算出する。位相補正部９４では、補正値算出部９３にて算出された位相補正値を用いて、各周波数の位相誤差を補正する。
　図７は、周波数領域における参照信号ＧＩのスペクトラムと誤差ベクトル算出に用いられる周波数番号を示す図である。図７において、横軸は各周波数に対応する周波数番号を示し、縦軸はＧＩのスペクトラムの振幅の絶対値を示している。
　信号抽出部９０では、受信信号から参照信号ＧＩを抽出し、図７に示す６４シンボルの参照信号ＧＩをフーリエ変換したスペクトラムを得る。ここで、周波数番号とは、ＷｉＧｉｇ規格のシンボルレートである１．７６ＧＨｚ（－８８０ＭＨｚ～＋８８０ＭＨｚ）を６４シンボルで割った２７．５ＭＨｚを１単位とし、各周波数を表す番号である。
　周波数領域のスペクトラムのうち、特に絶対値が大きいものはノイズ耐性が強く、位相雑音の影響が少ない。よって、ここでは一例として、振幅の絶対値が大きいものから所定数（図示例では８シンボル分）のスペクトラムを代表値として使用するものとし、図７の黒丸で示される周波数番号－２５、－２２、－１０、－７、及び、８、１３、１９、２４を更に抽出する。
　図８は、誤差ベクトル算出部９１の構成を示す図である。誤差ベクトル算出部９１は、複素乗算器９１０－００～９１０－０７を有する。ここでは、８個の周波数について参照信号ＧＩの誤差ベクトルを算出するため、８系統の回路が並列に設けられる。誤差ベクトルを算出するために、複素乗算器９１０－００～９１０－０７を用いて、受信された信号から抽出した参照信号と送信されるべき既知の参照信号との比較を行う。
　各複素乗算器９１０－００～９１０－０７には、基準となる既知の参照信号の係数ｒｅｆ００～ｒｅｆ０７がそれぞれ与えられ、信号抽出部９０にて抽出された各周波数の参照信号ＧＩの値Ｓ１－００～Ｓ１－０７と係数ｒｅｆ００～ｒｅｆ０７とが周波数ごとに複素乗算される。係数ｒｅｆ００～ｒｅｆ０７は、既知の参照信号の共役の複素数となっており、複素乗算することによって、周期的に受信される参照信号との誤差ベクトルＳ２－００～Ｓ２－０７が得られる。なお、係数に予め重み係数を加えることで、誤差ベクトルの大きさを揃えることも可能である。
　図９は、代表ベクトル算出部９２の構成を示す図である。代表ベクトル算出部９２は、２つの複素加算器９２０－Ｌ、９２０－Ｈを有する。代表ベクトル算出部９２では、誤差ベクトル算出部９１から出力される誤差ベクトルＳ２－００～Ｓ２－０７を、低周波と高周波の２つのグループに分け、それぞれ複素加算器９２０－Ｌ、９２０－Ｈによってグループごとに複素加算する。これにより、低周波と高周波の２つのグループの代表ベクトルＳ３Ｌ、Ｓ３Ｈが得られる。代表ベクトルは各グループの平均値を意味するので、複素加算器の入力数で除してもよい。ただし、重要なのは代表ベクトルの位相であるので、平均値の正実数倍であれば問題なく、特に除する必要は無い。
　ここで、図１０～図１３を用いて、受信信号のＳＮＲが低い場合の各信号値の挙動を説明する。図１０～図１３は、誤差ベクトル算出部９１、代表ベクトル算出部９２における動作例を示すものである。
　図１０は、低ＳＮＲの場合の周波数領域における残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれによる位相誤差を示す図である。図１０において、横軸は周波数を示し、縦軸は位相誤差を－π～π［ｒａｄ］の範囲で示している。誤差ベクトル算出部９１にて算出される受信信号の各シンボルの位相誤差の例を黒丸にて表している。
　図１０において、位相（５）、（７）、（８）は、残留キャリア周波数オフセットと残留シンボル同期ずれによる位相誤差が大きくなったことと、低ＳＮＲによる位相の乱れが大きくなったことによって、位相の不連続が起こっている。これらの不連続な位相についてＬＳＭを用いて直線近似を行うと、得られる直線は実際の位相誤差とは大きく異なったものになる。
　図１１は、図１０に示した低ＳＮＲの場合の位相誤差の誤差ベクトルを示す図である。図１１は、誤差ベクトルを複素ＩＱ平面上に表したものである。予め定めた周波数範囲により、位相（１）～（４）が低周波ベクトルに、位相（５）～（８）が高周波ベクトルにグループ分けされている。
　図１２は、図１１に示した位相誤差の誤差ベクトルの代表ベクトルを示す図である。図１２は、図１１と同様に誤差ベクトルの代表ベクトルを複素ＩＱ平面上に表したものである。代表ベクトル算出部９２の複素加算器９２０－Ｌにより、誤差ベクトル（１）～（４）のベクトル平均によって求められた低周波代表ベクトルＳ３Ｌが算出される。また、複素加算器９２０－Ｈにより、誤差ベクトル（５）～（８）のベクトル平均によって求められた高周波代表ベクトルＳ３Ｈが算出される。図を見やすくするため、複素加算器９２０－Ｌ、９２０－Ｈの出力を各複素加算器の入力数で除したものを代表ベクトルとしている。このように、位相の演算ではなくベクトル平均演算を用いたことにより、誤差ベクトル（５）～（８）の高周波代表ベクトルＳ３Ｈについて、良好な平均値が得られることがわかる。
　図１３は、図１２に示した低周波代表ベクトルと高周波代表ベクトルの位相誤差を示す図である。図１３において、横軸は周波数を示し、縦軸は位相誤差を－π～π［ｒａｄ］の範囲で示している。
　図１３に示すように、位相の不連続性を図１０の位相（１）～（８）の各位相誤差によって判定するのに比べ、低周波代表ベクトルの位相Ｓ３ＰＬと高周波代表ベクトルの位相Ｓ３ＰＨの２つの位相により判定する方が、判定誤りを少なくできる。これは、各グループの代表ベクトルを平均により求めることによって、判定する回数が減少するとともに、低ＳＮＲにおける位相雑音の影響が平均演算により緩和されるからである。
　次に、補正値算出部９３の構成及び動作について説明する。図１４は、補正値算出部９３の構成を示す図である。補正値算出部９３は、ベクトル－位相変換（vector to phase）部９３０－Ｌ、９３０－Ｈ、位相傾き算出部９３１、位相オフセット算出部９３２、周波数毎補正値算出部９３３を有する。補正値算出部９３は、代表ベクトル算出部９２により求められた代表ベクトルから、周波数毎の位相誤差の補正値を求める。
　補正値算出部９３では、ベクトル－位相変換部９３０－Ｌ、９３０－Ｈにより、低周波代表ベクトルＳ３Ｌと高周波代表ベクトルＳ３Ｈを、それぞれ位相に変換する。ベクトル－位相変換は、例えばａｒｃｔａｎ演算、あるいはＣＯＲＤＩＣによって実現できる。
　次いで、位相傾き算出部９３１により、２つの代表ベクトルの位相誤差から位相誤差の傾きＳ４ａを求める。位相傾き算出部９３１は、折り返し減算器９３１０、ゲイン乗算部９３１１を有する。折り返し減算器９３１０では、２つの代表ベクトルの位相について折り返し減算を行い、代表ベクトルの位相間の位相差を－π～π［ｒａｄ］の範囲で求める。
　ゲイン乗算部９３１１では、代表ベクトル間の周波数差を周波数番号で表した量（整数とは限らない）の逆数であるゲインを乗算する。ゲイン乗算部９３１１において乗算するゲインは、例えば、図７にて選択された低周波領域の周波数番号－２５、－２２、－１０、－７の平均である－１６と、高周波領域の周波数番号８、１３、１９、２４の平均である１６との差分の逆数１／３２とする。この場合、折り返し減算器９３１０の出力の位相差にゲイン１／３２を乗算する。ゲイン乗算により、グループ間の代表ベクトルの位相差が周波数差によって除算され、位相誤差の傾きＳ４ａが得られる。
　また、位相オフセット算出部９３２により、２つの代表ベクトルの位相誤差から位相誤差のオフセットＳ４ｂを求める。位相オフセット算出部９３２は、加算器９３２０、ゲイン乗算部９３２１、折り返し加算器９３２２、セレクタ９３２３、判定器９３２４を有する。
　加算器９３２０では、２つの代表ベクトルの位相同士を加算し、ゲイン乗算部９３２１では、加算器９３２０の加算結果を１／２倍する。ゲイン乗算部９３２１の出力は、そのまセレクタ９３２３の一方の入力に入力されるとともに、折り返し加算器９３２２によりπが折り返し加算された値がセレクタ９３２３の他方の入力に入力される。判定器９３２４では、位相の不連続性の有無を判定する。セレクタ９３２３では、判定器９３２４の判定結果に応じて、入力のいずれか一方を位相誤差のオフセットＳ４ｂとして出力する。すなわち、判定器９３２４により位相が不連続でないと判定された場合、セレクタ９３２３からゲイン乗算部９３２１の出力をそのまま出力し、判定器９３２４により位相が不連続であると判定された場合、セレクタ９３２３からゲイン乗算部９３２１の出力をπずらした値を出力する。
　位相の不連続とは、代表ベクトルのいずれかに±２πの余分な位相が含まれることを意味する。このため、代表ベクトルの位相の加算結果について、１／２倍後にπずらす（－πずらすことも同じ）ことにより、位相の不連続を補正できる。したがって、位相オフセット算出部９３２において精度良く位相誤差のオフセットＳ４ｂを算出できる。
　ここで、折り返し減算器９３１０による折り返し減算、及び折り返し加算器９３２２による折り返し加算について説明する。折り返し減算と折り返し加算とは、和と差の違いがあるものの、折り返し演算については同じであるため、以下ではまとめて折り返し加減算として説明する。
　図１５は、通常の加減算と折り返し加減算との関係を示す図である。折り返し加減算は、加減算値が±πの範囲を超える場合は２πの整数倍を加えることにより、演算結果を±πの範囲に収めるものである。実際の演算回路においては、例えば、±πの範囲を符号付き２進整数±（２のＮ－１乗）の範囲に対応させ、加減算結果の下位Ｎビットを取り出す演算を行うことにより、簡単に実現できる。
　折り返し加減算の具体例として、±πを４ビットで表現する場合を例示する。４ビットのＭＳＢ（Most Significant Bit）は正負を表し、±πは、－８～＋７で表現される。図１６は、±πの位相を４ビットの値に割り当てた場合の各位相と数値の対応を示す図である。図１６に示すように、－π～πの各位相がπ／８ステップで－８～＋７の整数値に割り当てられ、各整数値がそれぞれバイナリ表現される。各整数値のバイナリ表現は、０→００００、＋１→０００１、＋２→００１０、＋３→００１１、＋４→０１００、＋５→０１０１、＋６→０１１０、＋７→０１１１、－８→１０００、－７→１００１、－６→１０１０、－５→１０１１、－４→１１００、－３→１１０１、－２→１１１０、－１→１１１１となる。
　－１と－３を折り返し加算する場合、－１はバイナリ表現では１１１１、－３は１１０１であり、下記の数式［２］に示すように、通常のバイナリ加算をすると桁上がりが発生するため、１１１００となり、５ビットになる。本例では、５ビットのうち下位４ビットを取り出して１１００、すなわち－４であり、－１と－３の折り返し加算結果として－４を得る。
　－６と－３を折り返し加算する場合、通常の加算結果では－９となるが、±πの範囲を超えるため、図１５及び図１６より、折り返し加算結果は＋７となる。－６はバイナリ表現では１０１０、－３は１１０１であり、下記の数式［３］に示すように、通常のバイナリ加算をすると５ビットの１０１１１となる。ここで、下位４ビットを取り出して０１１１、すなわち－６と－３の折り返し加算結果として＋７を得る。このような演算により、加減算結果が±πの範囲を超える場合でも２πシフトさせて±πの範囲に収めた結果を得る折り返し加減算を実現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　図１７は、補正値算出部９３における位相オフセット算出部９３２の判定器９３２４の構成を示す図である。判定器９３２４は、減算器９３２４０、不等号判定器９３２４１ａ、９３２４１ｂ、ＯＲ回路９３２４２を有する。減算器９３２４０では、２つの代表ベクトルの位相Ｓ３ＰＬ、Ｓ３ＰＨ同士を減算する。不等号判定器９３２４１ａでは、減算器９３２４０の減算結果がπ以上であるか、すなわち（Ｓ３ＰＬ－Ｓ３ＰＨ）≧πを判定し、判定結果が真の場合は“１”を出力する。不等号判定器９３２４１ｂでは、減算器９３２４０の減算結果が－πより小さいか、すなわち（Ｓ３ＰＬ－Ｓ３ＰＨ）＜－πを判定し、判定結果が真の場合は“１”を出力する。ＯＲ回路９３２４２では、２つの入力、すなわち不等号判定器９３２４１ａと９３２４１ｂのいずれかの出力が“１”の場合、“１”を出力する。ＯＲ回路９３２４２の出力が不連続判定値Ｃ１となる。
　これにより、判定器９３２４は、算出された２つの代表ベクトルの位相の差分の絶対値がπ以上となる場合、位相の不連続が起こっていることを判定し、不連続判定値Ｃ１として“１”を出力する。受信信号のシンボル同期がとれている状態では、位相の不連続が生じていない場合、位相誤差がπ以上大きくなることは無い。このため、位相差の絶対値がπ以上か否かによって、位相雑音の影響により位相の不連続が発生したか否かを判定できる。
　図１８は、補正値算出部９３における周波数毎補正値算出部９３３の構成を示す図である。周波数毎補正値算出部９３３では、図３及び数式［１］に示した位相誤差の直線性より、位相誤差の傾きＳ４ａと位相誤差のオフセットＳ４ｂとから各周波数番号の位相補正値を求める。
　周波数毎補正値算出部９３３は、乗算器９３３０－００～９３３０－６３と、加算器９３３１－００～９３３１－６３とを有する。ここでは、６４個（元のＧＩの６４シンボル分）の周波数について周波数毎補正値を算出するため、６４系統の回路が並列に設けられる。
　乗算器９３３０－００～９３３０－６３では、各周波数番号の位相誤差の補正値を算出するために、位相傾き算出部９３１にて得られた位相誤差の傾きＳ４ａに対して各周波数に対応する係数を乗算する。乗算の係数は周波数番号－３２～＋３１である。加算器９３３１－００～９３３１－６３では、乗算器９３３０－００～９３３０－６３の各乗算結果に対し、位相オフセット算出部９３２にて得られた位相誤差のオフセットＳ４ｂを加算する。これらの演算により、周波数毎補正値Ｓ５－００～Ｓ５－６３を算出する。
　図１９は、位相補正部９４の構成を示す図である。位相補正部９４は、位相－ベクトル変換（phase to vector）部９４０－００～９４０－６３、共役変換（conj）部９４１－００～９４１－６３、複素乗算器９４２－００～９４２－６３を有する。ここでは、６４個（元のＧＩの６４シンボル分）の周波数について残留シンボル同期ずれの補正を行うため、６４系統の回路が並列に設けられる。
　位相－ベクトル変換部９４０－００～９４０－６３では、補正値算出部９３にて得られた各周波数の位相誤差の補正値（周波数毎補正値）Ｓ５－００～Ｓ５－６３を、複素ベクトルに変換する。共役変換部９４１－００～９４１－６３では、周波数毎補正値の複素ベクトルを共役の複素数に変換する。複素乗算器９４２－００～９４２－６３では、伝送路補正部８による伝送路誤差補正後の周波数領域の受信信号Ｓ０－００～Ｓ０－６３に対して、周波数毎補正値の共役複素ベクトルを乗算する。これにより、受信信号の位相を逆回転させ、位相誤差を補正し、補正後の信号Ｓ６－００～Ｓ６－６３を得る。位相－ベクトル変換は、例えばｔａｎ演算、あるいはＣＯＲＤＩＣによって実現できる。
　なお、位相補正部９４は、周波数毎補正値の共役複素ベクトルを乗算する構成に限らず、例えば、ゲイン乗算部及びＣＯＲＤＩＣ部によって位相を回転させる構成、補正テーブルを用いて位相補正する構成といった各種構成を適用可能である。
　図２０は、本実施形態の位相誤差補正部による位相誤差推定結果の一例を示す図である。図２０では、ＡＤＣのサンプリング周波数ずれにより、シンボル同期ずれが例えば０．２シンボルになっている場合に、位相誤差補正時に得られるシンボル推定誤差のシミュレーション結果を示しており、本実施形態と従来例の位相誤差推定方法による性能を比較した図となっている。
　図２０のグラフにおいて、本実施形態を○、従来例を×で示しており、シンボル推定誤差の値を示す点が図中下にいくほど誤差が小さく、高精度の補正が可能である。特に、特にＣＮＲが２ｄＢ以下と低い場合に、従来例に比べてシンボル推定誤差が著しく小さくなっていることがわかる。
　なお、上述した実施形態では、低周波代表ベクトルと高周波代表ベクトルを求めるためにそれぞれ４個ずつ合計８個の周波数を用いた例を説明した。一方、図２０の例では、有効な測定値をより多く用いるため、低周波領域と高周波領域でそれぞれ８個ずつ合計１６個の周波数を用いた場合のシミュレーション結果を示している。
　上述したように、本実施形態では、周期的に繰り返し送信される特定の参照信号（参照信号ＧＩ）を用いて、位相誤差補正部９によって、周波数領域に変換された受信信号の中から特定の参照信号（参照信号ＧＩ）を抽出し、送信されるべき特定の参照信号と比較することにより、周波数領域において位相誤差の誤差ベクトルを算出する。そして、複数の誤差ベクトルを、２つ以上の誤差ベクトルのグループに分け、グループごとに誤差ベクトルの代表値を求めて代表ベクトルを算出し、複数の代表ベクトルに基づいて位相誤差の傾きとオフセットを算出する。そして、周波数毎の位相誤差の補正値を算出し、各周波数の位相誤差補正を行う。代表ベクトルを求める場合、各グループにおける代表値を算出する誤差ベクトルの数は少なくとも２つ、分割するグループの数は少なくとも２つあればよく、最低４つの値に基づいて位相誤差を算出できる。
　例えば、複数の代表ベクトルの位相の差分から位相誤差の傾きを求め、複数の代表ベクトルの位相の和から位相誤差のオフセットを求める。ただし、位相誤差のオフセットを求める際、代表ベクトルの位相の差分によって位相の不連続性を判定し、位相が不連続である場合は、複数の代表ベクトルの位相の和にπを加えて演算結果が±πの範囲に収まるようにし、これを位相誤差のオフセットとする。
　これにより、位相誤差において位相の不連続が発生した場合においても、位相の不連続性を容易に精度良く判定でき、高精度の位相補正値を毎回得ることができる。したがって、低ＳＮＲの状況でも高精度の位相補正値を得て精度の高い位相誤差補正を実現でき、低ＳＮＲにおいてもＰＥＲに対する要求が高い、例えばＷｉＧｉｇといった高速伝送を行う無線通信システムにも対応可能である。
　（実施の形態１の応用例）
　図２１は、本実施形態の位相誤差補正部をＯＦＤＭに対応した無線通信装置の受信部に適用した構成を示すブロック図である。図２１に示す無線通信装置は、ＲＦ処理部１０１、ＡＤＣ部１０２、同期検出部１０４、周波数補正部１０５、Ｓ／Ｐ変換部１０６、ＤＦＴ部１０７、伝送路補正部１０８、位相誤差補正部１０９、復調部１１３を有する。
　図２１のＯＦＤＭに対応した無線通信装置は、図１のＷｉＧｉｇに対応した無線通信装置の構成と比較して、ＩＤＦＴ部が無く周波数領域の信号を復調するという点、及び参照信号が特定の時間に割り当てられたＧＩではなく特定の周波数に割り当てられたパイロットキャリアであるという点が異なる。その他の構成及び動作は図１の無線通信装置と同様である。
　このように、ＯＦＤＭに対応した無線通信装置においても、本実施形態の位相誤差補正部を適用することによって、位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、高精度の位相補正値を得ることができ、精度の高い位相誤差補正を実現できる。
　（実施の形態２）
　図２２は、本開示の実施の形態２に係る周波数領域における参照信号ＧＩのスペクトラムと低周波領域及び高周波領域を指定する周波数番号を示す図である。
　実施の形態２は、誤差ベクトル算出に用いる位相誤差の抽出数を変更した例である。信号抽出部９０において、図２２に示すように周波数領域の信号全てを抽出し、誤差ベクトル算出部９１にて誤差ベクトルを算出した後、代表ベクトル算出部９２において、高周波領域と低周波領域に分けてそれぞれ代表ベクトルＳ３Ｌ、Ｓ３Ｈを算出する。
　ただし、誤差ベクトル算出部９１では、算出に用いる係数ｒｅｆの大きさについて、ＧＩのスペクトラムが大きい場合は大きく重み付けし、ＧＩのスペクトラムが小さい場合には小さく重み付けし、スペクトラムの絶対値の大小に応じて周波数毎に重み付けを行う。これにより、代表ベクトル算出部９２における誤差ベクトルの合成により得られる代表ベクトルにおいて、雑音が抑制されるようにする。
　この場合、補正値算出部９３において、位相傾き算出部９３１のゲイン乗算部９３１１により代表ベクトルに対応する周波数番号を演算する際にも、ＧＩのスペクトルの大きさに応じて、各周波領域において平均される周波数に重み付けを与える。
　このように、多数の周波数領域の信号を抽出して位相誤差を求めることにより、より精度の高い位相補正値を得ることができる。
　（実施の形態３）
　図２３は、本開示の実施の形態３における位相誤差補正部の構成を示すブロック図である。実施の形態３は、代表ベクトルを算出する周波数領域のグループ分けを変更し、低周波領域、中周波領域、高周波領域の３つのグループの代表ベクトルを求める例である。
　位相誤差補正部９は、低周波領域、中周波領域、高周波領域の３グループに対応する３つの代表ベクトルを算出する代表ベクトル算出部９２Ａと、３つの代表ベクトルから補正値を算出する補正値算出部９３Ａとを有する。その他の構成及び動作は図６に示した実施の形態１の位相誤差補正部と同様である。
　図２４～図２６を用いて、受信信号のＳＮＲが低い場合の実施の形態３における代表ベクトル算出部９２Ａの動作例を説明する。
　図２４は、低ＳＮＲの場合の周波数領域における残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれによる位相誤差を示す図である。図２４において、横軸は周波数を示し、縦軸は位相誤差を－π～π［ｒａｄ］の範囲で示している。誤差ベクトル算出部９１にて算出される受信信号の各シンボルの位相誤差の例を黒丸にて表している。本例では、低周波領域を位相（１）～（３）、中周波領域を位相（４）～（５）、高周波領域を位相（６）～（８）とする。なお、各周波数の位相誤差の値は図１０に示した実施の形態１と同様である。
　図２５は、図２４に示した低ＳＮＲの場合の位相誤差の誤差ベクトルを示す図である。図２５は、誤差ベクトルを複素ＩＱ平面上に表したものである。予め定めた周波数範囲により、位相（１）～（３）が低周波ベクトルに、位相（４）～（５）が中周波ベクトルに、位相（６）～（８）が高周波ベクトルにグループ分けされている。
　図２６は、図２５に示した位相誤差の誤差ベクトルの代表ベクトルを示す図である。代表ベクトル算出部９２Ａにより、誤差ベクトル（１）～（３）のベクトル平均によって低周波代表ベクトルＳ３Ｌが算出され、誤差ベクトル（４）～（５）のベクトル平均によって中周波代表ベクトルＳ３Ｍが算出され、誤差ベクトル（６）～（８）のベクトル平均によって高周波代表ベクトルＳ３Ｈが算出される。
　図２７は、実施の形態３における補正値算出部９３Ａの構成を示す図である。補正値算出部９３Ａは、ベクトル－位相変換部９３０－Ｌ、９３０－Ｍ、９３０－Ｈ、位相傾き算出部９３１－ＬＭ、９３１－ＭＨ、位相オフセット算出部９３２－ＬＭ、９３２－ＭＨ、位相傾き平均部９３４、位相オフセット平均部９３５、周波数毎補正値算出部９３３を有する。
　補正値算出部９３Ａでは、ベクトル－位相変換部９３０－Ｌにより低周波代表ベクトルＳ３Ｌを、ベクトル－位相変換部９３０－Ｍにより中周波代表ベクトルＳ３Ｍを、ベクトル－位相変換部９３０－Ｈにより高周波代表ベクトルＳ３Ｈを、それぞれ位相に変換する。
　次いで、位相傾き算出部９３１－ＬＭにより代表ベクトルＳ３Ｌ、Ｓ３Ｍの位相誤差から低周波と中周波の間の位相誤差の傾きを、位相傾き算出部９３１－ＭＨにより代表ベクトルＳ３Ｍ、Ｓ３Ｈの位相誤差から中周波と高周波の間の位相誤差の傾きをそれぞれ算出する。位相傾き算出部９３１－ＬＭ、９３１－ＭＨは、実施の形態１の位相傾き算出部９３１と同じである。
　そして、位相傾き平均部９３４により、低周波－中周波間、中周波－高周波間の２つの位相誤差の傾きの平均を算出し、位相誤差の傾きＳ４ａを得る。位相傾き平均部９３４は、加算器９３４０とゲイン乗算部９３４１とを有する。加算器９３４０では、２つの異なる周波数領域間の位相誤差の傾き同士を加算し、ゲイン乗算部９３４１では、加算器９３４０の加算結果を１／２倍することにより、位相誤差の傾きの平均演算を行う。位相傾き平均部９３４の出力が、低周波領域、中周波領域、高周波領域の３つの代表ベクトルから得られる位相誤差の傾きＳ４ａである。
　また、位相オフセット算出部９３２－ＬＭにより代表ベクトルＳ３Ｌ、Ｓ３Ｍの位相誤差から低周波と中周波における位相誤差のオフセットを、位相オフセット算出部９３２－ＭＨにより代表ベクトルＳ３Ｍ、Ｓ３Ｈの位相誤差から低周波と中周波における位相誤差のオフセットをそれぞれ算出する。位相オフセット算出部９３２－ＬＭ、９３２－ＭＨは、実施の形態１の位相オフセット算出部９３２と同じである。
　そして、位相オフセット平均部９３５により、低周波及び中周波、中周波及び高周波の２つの位相誤差のオフセットの平均を算出し、位相誤差のオフセットＳ４ｂを得る。位相オフセット平均部９３５は、実施の形態１の位相オフセット算出部９３２と同じであり、加算器９３５０、ゲイン乗算部９３５１、折り返し加算器９３５２、セレクタ９３５３、判定器９３５４を有する。
　すなわち、位相オフセット平均部９３５では、加算器９３５０及びゲイン乗算部９３５１によって位相誤差のオフセットの平均演算を行い、判定器９３５４にて位相の不連続の有無を判定を行う。位相が不連続でないと判定された場合、セレクタ９３５３からゲイン乗算部９３５１の出力をそのまま出力し、位相が不連続であると判定された場合、セレクタ９３５３からゲイン乗算部９３５１の出力をπずらした値を出力する。位相オフセット平均部９３５の出力が、低周波領域、中周波領域、高周波領域の３つの代表ベクトルから得られる位相誤差のオフセットＳ４ｂである。
　周波数毎補正値算出部９３３は、実施の形態１と同様であり、位相誤差の直線性より、位相誤差の傾きＳ４ａと位相誤差のオフセットＳ４ｂとから各周波数番号の位相補正値を求める。
　このように、実施の形態３では、低周波領域、中周波領域、高周波領域の３つの誤差ベクトルのグループに分け、グループごとに誤差ベクトルの代表ベクトルを算出し、３つの代表ベクトルによって位相誤差の傾きとオフセットを算出する。これにより、実施の形態１と同様、低ＳＮＲの状況でも高精度の位相補正値を得ることができ、精度の高い位相誤差補正を実現できる。
　なお、４つ以上のグループに分けて、グループごとの代表ベクトルの算出、及び位相誤差の傾きとオフセットの算出を行う場合についても、上記と同様にして位相誤差の補正値を算出できる。
　（実施の形態４）
　図２８は、本開示の実施の形態４における補正値算出部の構成を示すブロック図である。実施の形態４は、前述した実施の形態３における補正値算出部９３Ａの変形例である。実施の形態４では、位相誤差の傾きとオフセットの算出にＬＳＭを用いる例を示す。
　実施の形態４の補正値算出部９３Ａは、ベクトル－位相変換部９３０－Ｌ、９３０－Ｍ、９３０－Ｈ、位相アンラッピング（Phase Unwrapping）部９３８、ＬＳＭ近似部９３９、周波数毎補正値算出部９３３を有する。
　ベクトル－位相変換部９３０－Ｌ、９３０－Ｍ、９３０－Ｈでは、低周波代表ベクトルＳ３Ｌ、中周波代表ベクトルＳ３Ｍ、高周波代表ベクトルＳ３Ｈのベクトル－位相変換をそれぞれ行い、各代表ベクトルの位相誤差を求める。
　位相アンラッピング部９３８では、各代表ベクトルの位相誤差について、位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理を行い、必要に応じて２πの適当な整数倍を加えて位相を戻し、隣り合う位相差の絶対値がπを越えないようにする。位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理は、一般的に知られている位相演算による手法を用いて実現できる。
　ＬＳＭ近似部９３９では、ＬＳＭ処理による直線近似を行い、連続性をもった各代表ベクトルの位相誤差から、位相誤差の傾きＳ４ａと位相誤差のオフセットＳ４ｂを算出する。ＬＳＭ処理は、一般的に知られている近似による手法を用いて実現できる。周波数毎補正値算出部９３３では、位相誤差の直線性より、位相誤差の傾きＳ４ａと位相誤差のオフセットＳ４ｂとから各周波数番号の位相補正値を求める。
　このように、ＬＳＭを用いた方法によっても、３つの代表ベクトルから精度の高い位相補正値を得ることができる。
　（実施の形態５）
　図２９は、本開示の実施の形態５における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。実施の形態５の無線通信装置は、図１に示したＷｉＧｉｇ対応の無線通信装置の構成を一部変更し、位相誤差補正部９の位相補正部９４の機能を伝送路補正部８と統一した構成例である。
　実施の形態５の無線通信装置は、位相誤差補正部９の機能を位相誤差推定部９５と位相補正部９４とに分け、位相誤差補正部９の代わりに、位相誤差推定部９５と、位相補正部９４の機能を持つ伝送路補正部８Ａとを有する。
　図３０は、実施の形態５における位相誤差補正部の構成を示すブロック図である。伝送路補正部８ＡとＩＤＦＴ部１０との間に接続される位相誤差推定部９５は、信号抽出部９０、誤差ベクトル算出部９１、代表ベクトル算出部９２、補正値算出部９３を有する。すなわち、位相誤差推定部９５は、図６に示した位相誤差補正部９において、位相補正部９４を除いた構成である。各部の構成及び動作は実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。位相誤差推定部９５にて算出される各周波数の位相補正値は、伝送路補正部８Ａに入力される。
　図３１は、実施の形態５における伝送路補正部８Ａの構成を示す図である。伝送路補正部８Ａでは、送信機と受信機の間の伝送路が持つ伝達特性である振幅及び位相を算出し、伝送路誤差を補正する。伝送路補正部８Ａにおいて、位相誤差推定部９５によって求められる位相成分を伝送路の伝達特性の位相と合わせて位相の補正ができるため、補正回路の削減になる。本実施形態は、図６に示したフィードフォワードによる位相誤差補正とは異なり、フィードバックによる位相誤差補正を行う方法である。
　伝送路補正部８Ａは、伝送路推定部８０、乗算器８１－００～８１－６３、回転器８２－００～８２－６３、折り返し加算器８３－００～８３－６３、イネーブル付のフリップフロップ回路８４－００～８４－６３、折り返し加算器８５－００～８５－６３を有する。ここでは、６４個（元のＧＩの６４シンボル分）の周波数について振幅及び位相の補正を行うため、６４系統の回路が並列に設けられる。
　伝送路補正部８Ａでは、伝送路推定部８０によって得られる振幅補正値と位相補正値を用いて、位相誤差推定部９５によって算出した各周波数の位相補正値を合成し、位相誤差補正を行いながら、伝送路特性に関する振幅補正及び位相補正を実行する。
　伝送路推定部８０では、周波数補正部５またはＰ／Ｓ変換部１１の出力信号を用いて伝送路推定を行い、送信機と受信機の間の伝送路が持つ伝達特性に応じた振幅補正値及び位相補正値を算出する。
　乗算器８１－００～８１－６３では、ＤＦＴ部７から出力される周波数領域の受信信号Ｓ０－００～Ｓ０－６３に対して、伝送路推定部８０にて得られる振幅補正値を乗算し、振幅補正を行う。また、回転器８２－００～８２－６３では、乗算器８１－００～８１－６３の出力に対し、折り返し加算器８５－００～８５－６３から出力される統合された位相補正値によって位相を回転させ、位相補正を行う。
　この際、折り返し加算器８３－００～８３－６３では、位相誤差推定部９５から出力される周波数毎の位相誤差の補正値（位相誤差推定出力）Ｓ５－００～Ｓ５－６３を、フリップフロップ回路８４－００～８４－６３の出力に折り返し加算する。イネーブル付のフリップフロップ回路８４－００～８４－６３では、イネーブル端子がハイレベルのタイミングで折り返し加算器８３－００～８３－６３の出力を保持する。フリップフロップ回路８４－００～８４－６３は、ＧＩの受信信号が入力されるタイミングでイネーブルとなる。
　これらの折り返し加算器８３－００～８３－６３及びフリップフロップ回路８４－００～８４－６３によって、位相誤差推定部９５から得られる位相誤差の補正値Ｓ５－００～Ｓ５－６３が変化する度、位相が累積される。位相誤差の変化は、受信信号がＧＩを含むときに起こる。
　折り返し加算器８５－００～８５－６３では、フリップフロップ回路８４－００～８４－６３の出力と、伝送路推定部８０にて得られる位相補正値とを折り返し加算する。これにより、位相誤差の累積結果と伝送路推定による位相補正値とが合成され、回転器８２－００～８２－６３に入力されて位相補正が行われる。
　このように、実施の形態５では、位相誤差補正のための位相補正部と伝送路補正における位相補正部とを統一することにより、補正回路を削減でき、回路規模を小型化できる。また、実施の形態１と同様、低ＳＮＲの状況でも高精度の位相補正値を得ることができ、精度の高い位相誤差補正を実現できる。
＜本開示の他の実施形態の内容に至る経緯＞
　例えば、上記の特許文献２、３に示される位相誤差補正方法の従来例は、残留キャリア周波数オフセットと残留シンボル同期ずれを補正するために、キャリア周波数オフセット推定部によって残留キャリア周波数オフセットを求めた後、位相誤差補正部に補正値をフィードバックさせて補正を行う例である。また、周波数補正部に補正値をフィードバックさせて補正を行う例、あるいはＲＦ処理部に補正値をフィードバックさせて補正を行う例もある。
　上記従来例のように補正値をフィードバックさせて補正を行う方法では、残留キャリア周波数オフセットの補正がフィードバック後に反映されるため、高速伝送を行う無線通信システムに適用した場合、受信データのヘッダに補正が間に合わないことがある。特に、ミリ波帯を使用する無線通信規格ＷｉＧｉｇ（登録商標、以下同様）（Wireless Gigabit）では、プリアンブル期間の時間が短いため、受信データのヘッダ先頭から残留キャリア周波数オフセットの補正が反映されず、ヘッダを正しく復調できない課題が生じる。そこで、キャリア周波数オフセットを適切に補正し、受信データを正しく復調可能にするための位相誤差補正方法が望まれる。
　本開示では、例えば、無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ　８０２．１１ａ、ｇ、ｎのようなＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、あるいはＷｉＧｉｇのようなＳＣ－ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalizer）など、受信部にＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）及びＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation）を含む無線通信装置の例を示す。
　この種の無線通信装置における、送信機と受信機の間に発生する、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれにより生じる位相誤差の補正について、以下に説明する。
　図３２は、ＷｉＧｉｇに対応した無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。図３２に示す無線通信装置は、ＲＦ（Radio Frequency）処理部１００１、ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）部１００２、ＡＧＣ（Auto Gain Contoroller）部１００３、同期検出部１００４、周波数補正部１００５、Ｓ／Ｐ（serial-parallel）変換部１００６、ＤＦＴ部１００７、伝送路補正部１００８、位相誤差補正部１００９、ＩＤＦＴ部１０１０、Ｐ／Ｓ（parallel-serial）変換部１０１１、復調部１０１３を有する。
　ＲＦ処理部１００１は、アンテナにて受信された無線周波数の受信信号を複素信号のベースバンド信号に変換する。ＡＤＣ部１００２は、複素信号のベースバンド信号を一定周期でサンプリングし、デジタル複素ベースバンド信号に変換する。ＡＧＣ部１００３は、ＲＦ処理部１００１の出力信号レベルを一定に保つよう、ＲＦ処理部１００１における信号増幅のゲインを制御する。
　同期検出部１００４は、複素ベースバンド信号から同期用の既知のプリアンブル信号（後述するＳＴＦ）を検出する。周波数補正部１００５は、既知のプリアンブル信号（後述するＳＴＦ）を用いてキャリア周波数の誤差を算出し、粗いキャリア周波数オフセットの補正を行う。Ｓ／Ｐ変換部１００６は、シリアル信号の複素ベースバンド信号をパラレル信号に変換する。ＤＦＴ部１００７は、粗いキャリア周波数オフセット補正を行った時間領域の複素ベースバンド信号を、同期検出部１００４によって検出されたプリアンブル信号のタイミングに従った粗いシンボル同期の後、周波数領域の複素信号に変換する。
　伝送路補正部１００８は、既知のプリアンブル信号（後述するＣＥＦ）を用いて、送信機と受信機の間の伝送路誤差を補正する。位相誤差補正部１００９は、既知の参照信号（後述するＧＩ）を用いて、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれにより生じる残留位相誤差を補正する。
　ＩＤＦＴ部１０１０は、位相誤差補正部１００９から出力される位相誤差補正後の周波数領域の信号を時間領域の複素ベースバンド信号に変換する。Ｐ／Ｓ変換部１０１１は、ＩＤＦＴ部１０１０の出力のパラレル信号をシリアル信号に変換する。復調部１０１３は、ＩＤＦＴ部１０１０によって時間領域に変換された複素ベースバンド信号を用いて、デジタル変調された信号を復調する。
　図３３は、ＷｉＧｉｇの信号フォーマットを示す図である。ＷｉＧｉｇの無線通信システムにおいて伝送される信号は、先頭より、ＳＴＦ（Short Training Field）、ＣＥＦ（Channel Estimation Field）、ＧＩ（Guard Interval）、ヘッダ（Ｈｅａｄｅｒ）、…データ部（Ｄａｔａ１、Ｄａｔａ２…）を有する。ここでは、プリアンブル信号としてＳＴＦ、ＣＥＦを有する。
　ＳＴＦは、図３２のＡＧＣ部１００３、同期検出部１００４、周波数補正部１００５において用いられる既知のプリアンブル信号Ｇａ（１２８シンボル）の１７回の繰り返しである。ＳＴＦの先頭からのＡＧＣ期間においてＡＧＣ部１００３によるＡＧＣ動作が行われ、残りの粗いＣＦＯ期間において周波数補正部１００５による粗いキャリア周波数オフセットの算出が行われる。ＳＴＦの最終の１シンボルは同期検出期間であり、同期検出部１００４によるプリアンブル信号の検出により粗いシンボル同期が行われる。
　ＣＥＦは、図３２の伝送路補正部１００８において用いられる、前述のＳＴＦとは異なる既知のプリアンブル信号Ｇａ、Ｇｂ（１２８シンボル）、－Ｇａ、－Ｇｂの９回の繰り返しである。ここで、Ｇａ、Ｇｂは予め規定された符号列である。
　ヘッダには、変調方式、及び送信シンボル数などの伝送データの属性を示す情報が含まれる。データ部には、伝送したいデータ自体が含まれている。ＧＩは、前述のＳＴＦ、ＣＥＦとは異なる、ヘッダ及びデータ部において一定間隔ごとに繰り返し挿入される既知の参照信号である。ＧＩは、残留ＣＦＯ算出期間として用いられ、位相誤差補正部１００９による残留キャリア周波数オフセットの算出が行われる。
　次に、位相誤差補正部１００９において補正する、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれについて説明する。キャリア周波数オフセットは、送信機（図示せず）のＲＦ処理部において複素ベースバンド信号を直交変調する際に用いるキャリア周波数と、受信機のＲＦ処理部１００１において直交復調に用いるキャリア周波数とが微小に異なることを原因とする位相誤差である。
　周波数補正部１００５は、キャリア周波数の誤差（粗いキャリア周波数オフセット）を推定して補正を行うが、信号雑音及びキャリアの位相雑音の影響により、キャリア周波数オフセットの推定に誤差が生じるため、位相誤差は残留する。これが残留キャリア周波数オフセットである。
　残留シンボル同期ずれは、送信機（図示せず）における複素ベースバンド信号を生成するＤＡＣ（Digital Analog Converter）部のサンプリング周波数と、受信機のＡＤＣ部１００２のサンプリング周波数とが微小に異なることを原因とする位相誤差である。送信機と受信機の間のサンプリング周波数の誤差により、最初期に位相誤差補正を行っても、時間の経過と共に、シンボル同期ずれが残留して累積し、シンボルのタイミング誤差が広がる。このため、継続して位相誤差の補正値を更新し続けて、残留シンボル同期ずれを補正する必要がある。
　周波数補正部１００５における粗いキャリア周波数オフセットの算出方法を説明する。図３４は、ＳＴＦにおけるＧａ相互相関ピークを示す図である。図３４は、ＧａのＮ番目（Ｇａ（Ｎ））、Ｎ＋１番目（Ｇａ（Ｎ＋１））、Ｎ＋２番目（Ｇａ（Ｎ＋２））のそれぞれの相互相関ピークを、複素ＩＱ平面上に表したものである。
　ＧａのＮ番目とＮ＋１番目の相互相関ピークの間には、キャリア周波数オフセットによって位相差があり、同様にＮ＋１番目とＮ＋２番目の間にも位相差がある。この２つの位相差を平均することで、１２８シンボルあたりのノイズ成分を丸めた平均位相差が算出され、１シンボルあたりの位相差が求まる。１シンボルあたりの位相差が粗いキャリア周波数オフセットである。位相差を算出する際の平均数が多いほど、精度の高い粗いキャリア周波数オフセットが得られる。
　従来では、残留した位相誤差を補正するために、前述の特許文献２、３に示されるように、算出した残留キャリア周波数オフセットを位相誤差補正部にフィードバックさせて補正を行う方法がとられていた。図３５は、従来の残留キャリア周波数オフセットの補正方法を用いた無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。この従来例では、キャリア周波数オフセット推定部１５１４によって、ＩＤＦＴ部１５１０の出力から残留キャリア周波数オフセットを算出し、位相誤差補正部１５０９に補正値をフィードバックさせて位相誤差補正を行う。なお、周波数補正部１５０５またはＲＦ処理部１５０１に補正値をフィードバックさせて補正を行う構成もある。
　図３６は、従来例におけるキャリア周波数オフセットの補正タイミングを示す図である。ＳＴＦにおいて、粗いキャリア周波数オフセットの推定（算出）が行われ、補正値の算出後に粗いキャリア周波数オフセット補正が行われる。粗いキャリア周波数オフセット補正の後、残留キャリア周波数オフセットが累積していく。その後、ＧＩにおいて残留キャリア周波数オフセットの推定（算出）が行われ、補正値の算出後に残留キャリア周波数オフセット補正が行われる。
　従来例では、最初のＧＩによって求められる残留キャリア周波数オフセットの補正がフィードバック後に反映されるため、補正処理がヘッダに間に合わない場合がある。特に、残留キャリア周波数オフセットが大きい場合、ＣＥＦの期間の間、残留キャリア周波数オフセットを補正するタイミングがないため、ヘッダを正しく復調できないという課題を有している。残留キャリア周波数オフセットが大きくなる要因としては、低ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）、キャリアの位相ノイズ、粗いキャリア周波数オフセットの算出に用いるＳＴＦでのＧａの平均数が少ないことによる算出精度の低下がある。
　無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ　８０２．１１ａでは、ＳＴＦ期間が８μｓであるのに対し、ＷｉＧｉｇでは、ＳＴＦ期間が１．２３６μｓと短くなっている。図３２に示したＷｉＧｉｇ対応の無線通信装置において、例えば、ＲＦ処理部１００１とＡＤＣ部１００２以降とは別々の回路チップで構成される。このため、ＡＧＣ動作を行うＲＦ処理部１００１、ＡＤＣ部１００２、ＡＧＣ部１００３のループは信号のやり取りに時間がかかり、ＳＴＦ期間の１．２３６μｓの多くを使ってしまう。このことにより、粗いキャリア周波数オフセットの算出に用いるＳＴＦでのＧａの平均数が少ないため粗いキャリア周波数オフセット算出は精度が低くなり、キャリアの位相ノイズが発生し、残留キャリア周波数オフセットが大きくなってしまう。
　このように、特に高速伝送を行うＷｉＧｉｇなどの無線通信システムでは、従来のようなフィードバックによる残留キャリア周波数オフセットの補正を行うと、位相誤差の算出にかかる時間により、一定時間補正されない期間が生じる。このため、受信データのヘッダ先頭に残留キャリア周波数オフセットの補正が間に合わず、ヘッダを正しく復調できなくなる。
　上述した課題を鑑み、本開示では、ヘッダにおいてもキャリア周波数オフセットを適切に補正でき、ヘッダを含む受信データを正しく復調可能にする受信装置、位相誤差補正方法及び装置を提供する。
＜本開示の他の実施形態＞
　以下、図面を参照しながら本開示に係る実施形態を詳細に説明する。本開示に係る受信装置、位相誤差補正方法、及び位相誤差補正装置は、実施形態の無線通信装置において実現される。なお、以下の説明において用いる図について、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
　（実施の形態６）
　図３７は、本開示の実施の形態６における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。実施の形態６の無線通信装置は、ＲＦ処理部１００１、ＡＤＣ部１００２、ＡＧＣ部１００３、同期検出部１００４、周波数補正部１００５、Ｓ／Ｐ変換部１００６、ＤＦＴ部１００７、伝送路補正部１００８、位相誤差補正部１００９、ＩＤＦＴ部１０１０、Ｐ／Ｓ変換部１０１１、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２、復調部１０１３を有する。
　ＲＦ処理部１００１は、アンテナにおいて受信された無線周波数の受信信号を増幅し、直交変調を行ってベースバンド信号に変換する。直交変調後のベースバンド信号は複素信号である。
　ＡＤＣ部１００２は、ＲＦ処理部１００１での直交変調後の信号を、一定周期でサンプリングし、デジタル複素ベースバンド信号に変換する。
　ＡＧＣ部１００３は、デジタル複素ベースバンド信号の振幅を算出し、ＲＦ処理部１００１の出力信号レベルを一定に保つよう、ＲＦ処理部１００１における信号増幅のゲインを制御する。ＡＧＣ動作は既知のプリアンブル信号（ＳＴＦ）の期間で行われる。
　同期検出部１００４は、複素ベースバンド信号から同期用の既知のプリアンブル信号（ＳＴＦ）を検出し、同期用のタイミング信号を出力する。プリアンブル信号は、ＤＦＴ部１００７の窓同期、すなわち粗いシンボル同期に用いられる。
　周波数補正部１００５は、既知のプリアンブル信号（ＳＴＦ）を用いてキャリア周波数誤差として粗いキャリア周波数オフセットを算出し、粗いキャリア周波数オフセットを補正した複素ベースバンド信号を出力する。
　Ｓ／Ｐ変換部１００６は、ＤＦＴ部１００７を動作させるためのバッファであり、シリアル信号の複素ベースバンド信号をパラレル信号に変換する。ＤＦＴ部１００７は、時間－周波数変換部の一例に相当し、粗いキャリア周波数オフセットの補正を行った時間領域の複素ベースバンド信号について、同期検出部１００４によって検出されたＳＴＦのタイミングに従って時間－周波数変換を行い、周波数領域の複素信号を出力する。
　伝送路補正部１００８は、既知のプリアンブル信号（ＣＥＦ）を用いて、送信機と受信機の間の伝送路が持つ伝達特性である振幅及び位相を算出し、伝送路誤差を補正する。
　位相誤差補正部１００９は、特定の参照信号として、周期的に挿入される既知の参照信号（ＧＩ）を用いて、残留キャリア周波数オフセット及び残留シンボル同期ずれを算出し、周波数領域において、残留シンボル同期ずれによる位相誤差を補正する。
　ＩＤＦＴ部１０１０は、周波数－時間変換部の一例に相当し、位相誤差補正部９の出力信号の周波数－時間変換を行い、時間領域の複素ベースバンド信号に変換する。
　Ｐ／Ｓ変換部１０１１は、ＩＤＦＴ部１０１０の出力のパラレル信号をシリアル信号に変換する。
　残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２は、位相誤差補正部１００９によって算出された残留キャリア周波数オフセット推定値を用いて、時間領域において残留キャリア周波数オフセットの補正を行う。
　復調部１０１３は、時間領域に変換された残留位相誤差補正後の複素ベースバンド信号を用いて、デジタル変調された信号を復調し、受信データを得る。
　上記構成において、同期検出部１００４、周波数補正部１００５、Ｓ／Ｐ変換部１００６、ＤＦＴ部１００７、伝送路補正部１００８、位相誤差補正部１００９、ＩＤＦＴ部１０１０、Ｐ／Ｓ変換部１０１１、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２、復調部１０１３は、プロセッサ、メモリを含む情報処理回路により実現可能であり、プロセッサにおいてソフトウェアプログラムを動作させて所定の処理を実行することによって、各機能を実現できる。
　本実施形態では、位相誤差補正部１００９において、ＤＦＴ部１００７により周波数領域に変換され、伝送路補正部１００８により補正された受信信号から残留キャリア周波数オフセットを算出する。そして、算出した残留キャリア周波数オフセット推定値を、フィードフォワードにて残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２に与え、ＩＤＦＴ部１０１０により時間領域に変換された受信信号に対して残留キャリア周波数オフセットの補正を行う。
　図３８は、実施の形態６における位相誤差補正部１００９の構成を示すブロック図である。位相誤差補正部１００９は、信号抽出部１０９０、誤差ベクトル算出部１０９１、位相誤差算出部１０９２、残留位相誤差算出部１０９３、残留シンボル同期ずれ算出部１０９４、残留シンボル同期ずれ補正部１０９５を有する。
　信号抽出部１０９０では、周波数領域において、受信信号の中から、周期的に繰り返し受信される参照信号（ＧＩ）（受信参照信号の一例に相当する）を抽出する。誤差ベクトル算出部１０９１では、受信された信号から抽出した参照信号と送信されるべき既知の参照信号（ＧＩ）（送信参照信号の一例に相当する）とを比較し、両者の差分による複数の誤差ベクトルを算出する。位相誤差算出部１０９２では、誤差ベクトル算出部１０９１にて得られた複数の誤差ベクトルを、位相に変換し、位相誤差を算出する。
　残留位相誤差算出部１０９３では、位相誤差算出部１０９２にて得られた位相誤差から、直線近似による位相誤差推定を行い、位相誤差のオフセットと位相誤差の傾きを算出する。ここで、位相誤差の傾きは残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットは残留キャリア周波数オフセットとして算出される。残留シンボル同期ずれ算出部１０９４では、残留位相誤差算出部１０９３にて得られた位相誤差の傾きから、各周波数における位相誤差推定値を算出する。
　残留シンボル同期ずれ補正部１０９５では、残留位相誤差算出部１０９３にて算出された位相誤差推定値を用いて、各周波数の残留シンボル同期ずれを補正する。
　残留位相誤差算出部１０９３にて得られた位相誤差のオフセットは、残留キャリア周波数オフセットに相当し、この残留キャリア周波数オフセット推定値が残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２へ与えられる。
　次に、本実施形態における位相誤差補正部１００９の動作をより詳細に説明する。
　信号抽出部１０９０では、受信信号から参照信号ＧＩを抽出し、図７に示した６４シンボルの参照信号ＧＩをフーリエ変換したスペクトラムを得る。ここで、周波数番号とは、ＷｉＧｉｇ規格のシンボルレートである１．７６ＧＨｚ（－８８０ＭＨｚ～＋８８０ＭＨｚ）を６４シンボルで割った２７．５ＭＨｚを１単位とし、各周波数を表す番号である。
　周波数領域のスペクトラムのうち、特に絶対値が大きいものはノイズ耐性が強く、位相ノイズの影響が少ない。よって、ここでは一例として、振幅の絶対値が大きいものから所定数（図示例では８シンボル分）のスペクトラムを代表値として使用するものとし、図７の黒丸で示される周波数番号－２５、－２２、－１０、－７、及び、８、１３、１９、２４を更に抽出する。
　図３９は、誤差ベクトル算出部１０９１の構成を示す図である。誤差ベクトル算出部１０９１は、複素乗算器１９１０－００～１９１０－０７を有する。ここでは、８個の周波数について参照信号ＧＩの誤差ベクトルを算出するため、８系統の回路が並列に設けられる。誤差ベクトルを算出するために、複素乗算器１９１０－００～１９１０－０７を用いて、受信された信号から抽出した参照信号と送信されるべき既知の参照信号との比較を行う。
　各複素乗算器１９１０－００～１９１０－０７には、基準となる既知の参照信号の係数ｒｅｆ００～ｒｅｆ０７がそれぞれ与えられ、信号抽出部１０９０にて抽出された各周波数の参照信号ＧＩの値Ｓ１１－００～Ｓ１１－０７と係数ｒｅｆ００～ｒｅｆ０７とが周波数ごとに複素乗算される。係数ｒｅｆ００～ｒｅｆ０７は、既知の参照信号の共役の複素数となっており、複素乗算することによって、周期的に受信される参照信号との誤差ベクトルＳ１２－００～Ｓ１２－０７が得られる。なお、係数に予め重み係数を加えることで、誤差ベクトルの大きさを揃えることも可能である。
　図４０は、位相誤差算出部１０９２の構成を示す図である。位相誤差算出部１０９２は、ベクトル－位相変換（vector to phase）部１９２０－００～１９２０－０７、アンラッピング（Unwrapping）部１９２１－００～１９２１－０７を有する。ここでは、８個の周波数について位相誤差を算出するため、８系統の回路が並列に設けられる。
　ベクトル－位相変換部１９２０－００～１９２０－０７では、誤差ベクトル算出部１０９１にて得られた誤差ベクトルＳ１２－００～Ｓ１２－０７を位相に変換する。ベクトル－位相変換は、例えばａｒｃｔａｎ演算、あるいはＣＯＲＤＩＣによって実現できる。
　アンラッピング部１９２１－００～１９２１－０７では、位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理を行い、位相誤差Ｓ１３－００～Ｓ１３－０７を算出する。ここで、位相が２π＋αとなった場合、－２π＋αとして現れることを防ぎ、位相を戻すようにして２π＋αと位相表現範囲を広げる。位相が－２π－αとなった場合も同様である。位相アンラッピング（Phase Unwrapping）処理は、一般的に知られている位相演算による手法を用いて実現できる。
　図３８における残留位相誤差算出部１０９３では、位相誤差算出部１０９２にて得られた位相誤差を基に直線近似を行い、位相誤差のオフセットＳ１４ｂと、位相誤差の傾きＳ１４ａとを算出する。直線近似には、例えばＬＳＭ（Least Squares Method）が用いられる。ＬＳＭ処理は、一般的に知られている近似による手法を用いて実現できる。
　図４１は、残留シンボル同期ずれ算出部１０９４の構成を示す図である。残留シンボル同期ずれ算出部１０９４は、乗算器１９４０－００～１９４０－６３を有する。ここでは、６４個（元のＧＩの６４シンボル分）の周波数について残留シンボル同期ずれ推定値を算出するため、６４系統の回路が並列に設けられる。図３に示した位相誤差の直線性より、位相誤差の傾きから各周波数の位相誤差（残留シンボル同期ずれ推定値）が求められる。
　乗算器１９４０－００～１９４０－６３では、各周波数の残留シンボル同期ずれ推定値を算出するために、残留位相誤差算出部１０９３にて得られた位相誤差の傾きＳ１４ａに対して各周波数に対応する係数を乗算する。乗算の係数は周波数番号－３２～＋３１である。この係数乗算により、各周波数の位相誤差Ｓ１５－００～Ｓ１５－６３を算出する。
　図４２は、残留シンボル同期ずれ補正部１０９５の構成を示す図である。残留シンボル同期ずれ補正部１０９５は、位相－ベクトル変換（phase to vector）部１９５０－００～１９５０－６３、共役変換（conj）部１９５１－００～１９５１－６３、複素乗算器１９５２－００～１９５２－６３を有する。ここでは、６４個（元のＧＩの６４シンボル分）の周波数について残留シンボル同期ずれの補正を行うため、６４系統の回路が並列に設けられる。
　位相－ベクトル変換部１９５０－００～１９５０－６３では、残留シンボル同期ずれ算出部１０９４にて得られた各周波数の位相誤差（残留シンボル同期ずれ推定値）Ｓ１５－００～Ｓ１５－６３を、複素ベクトルに変換する。共役変換部１９５１－００～１９５１－６３では、残留シンボル同期ずれ推定値の複素ベクトルを共役の複素数に変換する。複素乗算器１９５２－００～１９５２－６３では、伝送路補正部１００８による伝送路誤差補正後の周波数領域の受信信号Ｓ１０－００～Ｓ１０－６３に対して、残留シンボル同期ずれ推定値の共役複素ベクトルを乗算する。これにより、受信信号の位相を逆回転させ、残留シンボル同期ずれを補正し、補正後の信号Ｓ１６－００～Ｓ１６－６３を得る。位相－ベクトル変換は、例えばｔａｎ演算、あるいはＣＯＲＤＩＣによって実現できる。
　図４３は、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２の構成を示す図である。残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２は、位相－ベクトル変換（phase to vector）部１１２０、共役変換（conj）部１１２１、複素乗算器１１２２を有する。残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２は、時間領域での位相誤差補正を行うものである。
　位相－ベクトル変換部１１２０では、残留位相誤差算出部１０９３にて得られた位相誤差のオフセットＳ１４ｂ、すなわち残留キャリア周波数オフセット推定値を、複素ベクトルに変換する。共役変換部１１２１では、残留キャリア周波数オフセット推定値の複素ベクトルを共役の複素数に変換する。複素乗算器１１２２では、時間領域の受信信号Ｓ１７に対して、残留キャリア周波数オフセット推定値の共役複素ベクトルを乗算する。これにより、時間領域の受信信号Ｓ１７の位相を回転させ、残留キャリア周波数オフセットを補正し、補正後の信号Ｓ１８を得る。位相－ベクトル変換は、例えばｔａｎ演算、あるいはＣＯＲＤＩＣによって実現できる。
　図４４は、本実施形態におけるキャリア周波数オフセットの補正タイミングを示す図である。ＳＴＦにおいて、周波数補正部１００５により粗いキャリア周波数オフセットの推定（算出）が行われ、補正値の算出後に粗いキャリア周波数オフセット補正が行われる。粗いキャリア周波数オフセット補正の後、残留キャリア周波数オフセットが累積していく。ＣＥＦにおいて、伝送路補正部１００８により伝送路誤差補正が行われる。
　その後、ヘッダの前のＧＩにおいて、位相誤差補正部１００９により残留キャリア周波数オフセットの推定（算出）が行われ、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２により残留キャリア周波数オフセット補正が行われる。
　本実施形態では、周期的に繰り返し送信される特定の参照信号（参照信号ＧＩ）を用いて、位相誤差補正部１００９によって、周波数領域に変換された受信信号の中から特定の参照信号（参照信号ＧＩ）を抽出し、送信されるべき特定の参照信号と比較することにより、周波数領域において位相誤差のオフセットと位相誤差の傾きを算出する。算出した位相誤差の傾きに基づき、位相誤差補正部９によって周波数領域において残留シンボル同期ずれ補正を行う。
　また、算出した位相誤差のオフセット（残留キャリア周波数オフセット推定値）を、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２へ時間領域の位相回転角として与え、時間領域に変換された受信信号の位相を回転させる。すなわち、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２によって、時間領域において残留キャリア周波数オフセット補正を行う。ＩＤＦＴ部１０１０における周波数－時間変換処理は時間を要するため、残留キャリア周波数オフセット推定値を残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２へフィードフォワードして時間領域にて残留キャリア周波数オフセット補正を実行することで、位相誤差補正の処理遅延を解消できる。
　本実施形態によれば、高速伝送を行う無線通信システムにおいてもＧＩ直後のヘッダの先頭から残留キャリア周波数オフセット補正を実行でき、復調部１０１３にてヘッダを正しく復調できる。したがって、残留キャリア周波数オフセットが大きい場合でも、信号の遅延バッファを用いることなく、ヘッダを含む受信データを正しく復調可能である。
　（実施の形態７）
　図４５は、本開示の実施の形態７における残留キャリア周波数オフセット補正部の構成を示すブロック図である。実施の形態７は、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２の構成を変更した例である。その他の構成は前述した実施の形態６と同様である。
　実施の形態７の残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２は、ゲイン乗算部１１２３、ＣＯＲＤＩＣ部１１２４を有する。ゲイン乗算部１１２３では、残留位相誤差算出部１０９３にて得られた位相誤差のオフセットＳ１４ｂ、すなわち残留キャリア周波数オフセット推定値を、－１倍する。ＣＯＲＤＩＣ部１１２４では、－１倍した残留キャリア周波数オフセット推定値によって時間領域の受信信号Ｓ１７の位相を回転させ、残留キャリア周波数オフセットを補正する。
　実施の形態７においても、実施の形態６と同様の機能を実現でき、高速伝送を行う無線通信システムにおいてもヘッダを正しく復調できる。
　（実施の形態８）
　図４６は、本開示の実施の形態８における残留シンボル同期ずれ補正部の構成を示すブロック図である。実施の形態８は、残留シンボル同期ずれ補正部１０９５の構成を変更した例である。その他の構成は前述した実施の形態６と同様である。
　実施の形態８の残留シンボル同期ずれ補正部１０９５は、ゲイン乗算部１９５３－００～１９５３－６３、ＣＯＲＤＩＣ部１９５４－００～１９５４－６３を有する。ゲイン乗算部１９５３－００～１９５３－６３では、残留シンボル同期ずれ算出部１０９４にて得られた各周波数の位相誤差（残留シンボル同期ずれ推定値）Ｓ１５－００～Ｓ１５－６３を、－１倍する。ＣＯＲＤＩＣ部１９５４－００～１９５４－６３では、－１倍した各周波数の残留シンボル同期ずれ推定値によって周波数領域の受信信号Ｓ１０－００～Ｓ１０－６３の位相を回転させ、残留シンボル同期ずれを補正する。
　実施の形態８においても、実施の形態６と同様の機能を実現でき、高速伝送を行う無線通信システムにおいてもヘッダを正しく復調できる。
　（実施の形態９）
　図４７は、本開示の実施の形態９における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。実施の形態９の無線通信装置は、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２Ａを、ＩＤＦＴ部１０１０とＰ／Ｓ変換部１０１１との間に設けた構成例である。その他の構成は前述した実施の形態６と同様である。
　この場合、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２Ａは、６４並列の回路により、時間領域の受信信号の残留キャリア周波数オフセットを補正する。残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２Ａの構成は、図４３の構成あるいは図４５の構成の残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２を、６４並列に配置する。
　実施の形態９においても、実施の形態６と同様の機能を実現でき、高速伝送を行う無線通信システムにおいてもヘッダを正しく復調できる。
　（実施の形態１０）
　図４８は、本開示の実施の形態１０における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。実施の形態１０の無線通信装置は、図３７に示した実施の形態６における位相誤差補正部１００９の代わりに、位相誤差推定部１０１５と時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６とを有する。
　位相誤差推定部１０１５は、伝送路補正部１００８とＩＤＦＴ部１０１０との間に接続され、残留シンボル同期ずれ推定値と残留キャリア周波数オフセット推定値とを推定（算出）する。時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６は、Ｐ／Ｓ変換部１０１１と残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２との間に設けられ、時間領域において受信信号の残留シンボル同期ずれ補正を行う。その他の構成は前述した実施の形態６と同様である。
　実施の形態１０では、ＤＦＴ部１００７により周波数領域に変換された受信信号から、位相誤差推定部１０１５によって残留シンボル同期ずれ推定値と残留キャリア周波数オフセット推定値とを算出する。残留シンボル同期ずれ推定値を時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６に、残留キャリア周波数オフセット推定値を残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２に与え、ＩＤＦＴ部１０１０により時間領域に変換された受信信号に対して、残留シンボル同期ずれの補正、残留キャリア周波数オフセットの補正をそれぞれ時間領域において行う。
　図４９は、位相誤差推定部１０１５の構成を示す図である。位相誤差推定部１０１５は、信号抽出部１０９０、誤差ベクトル算出部１０９１、位相誤差算出部１０９２、残留位相誤差算出部１０９３を有する。すなわち、位相誤差推定部１０１５は、実施の形態６の位相誤差補正部１００９のうち、残留シンボル同期ずれ算出部１０９４、残留シンボル同期ずれ補正部１０９５を除いた構成である。よって、ここでは各部の動作の詳細説明は省略する。
　位相誤差推定部１０１５では、信号抽出部１０９０にて抽出した参照信号ＧＩについて、誤差ベクトル算出部１０９１にて誤差ベクトルを算出し、位相誤差算出部１０９２にて位相誤差に変換し、残留位相誤差算出部１０９３にて位相誤差のオフセットＳ１４ｂと位相誤差の傾きＳ１４ａを算出する。位相誤差の傾きＳ１４ａは残留シンボル同期ずれ推定値として、位相誤差のオフセットＳ１４ｂは残留キャリア周波数オフセット推定値として、それぞれ出力される。
　図５０は、時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６の構成を示す図である。時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６は、時間領域において残留シンボル同期ずれの補正を行うために、位相回転ではなく、フィルタを用いて同期補正を行う。時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６は、ＩＱ分離部１１６０、補正係数選択部１１６１、フリップフロップ（ＦＦ）部１１６２－Ｉ－００～１１６２－Ｉ－０９、１１６２－Ｑ－００～１１６２－Ｑ－０９、乗算器１１６３－Ｉ－００～１１６３－Ｉ－１０、１１６３－Ｑ－００～１１６３－Ｑ－１０、加算器１１６４－Ｉ、１１６４－Ｑ、ＩＱ統合部１１６５を有する。ここでは一例として、フィルタのタップ数を１１とした例を示す。
　時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６において、ＩＱ分離部１１６０では、時間領域の受信信号Ｓ１０の複素数信号をＩ、Ｑの直交成分に分離する。ＦＦ部１１６２－Ｉ－００～１１６２－Ｉ－０９、１１６２－Ｑ－００～１１６２－Ｑ－０９では、Ｉ、Ｑに分離された複素信号をそれぞれ保持する。補正係数選択部１１６１では、位相誤差の傾きＳ１４ａから、フィルタの各タップの補正係数を選択する。乗算器１１６３－Ｉ－００～１１６３－Ｉ－１０、１１６３－Ｑ－００～１１６３－Ｑ－１０では、それぞれ選択された補正係数と、ＦＦ部に保持された信号とを乗算する。加算器１１６４－Ｉ、１１６４－Ｑでは、各乗算器の乗算結果を加算し、Ｉ、Ｑ毎の和を算出する。ＩＱ統合部１１６５では、ＩＱそれぞれの加算結果を統合し、複素信号に変換して時間領域のシンボル同期ずれ補正後の信号Ｓ１７を得る。
　図５１及び図５２は補正係数選択部１１６１における補正係数の選択処理を説明する図である。図５１は位相誤差の傾きと残留シンボル同期ずれ補正値との関係を示す図、図５２は補正係数の選択例を示す図である。図５１において、横軸は位相誤差の傾きを、縦軸は残留シンボル同期ずれ補正値を示している。図５１に示す直線関数１１６６が、位相誤差の傾き＋π／６４～－π／６４に対して一対一に対応する残留シンボル同期ずれ補正値－１～＋１を表す。例えば、位相誤差の傾きＳ１４ａが図中の黒丸に示す値ａ１の場合、直線関数１１６６に対応する残留シンボル同期ずれ補正値は、図中の白丸に示す値ｃａ１となる。補正係数選択部１１６１は、位相誤差の傾きから対応する残留シンボル同期ずれ補正値を取得する。
　そして、補正係数選択部１１６１は、例えば図５２に示すｓｉｎｃ関数の係数をタップ係数として用い、位相誤差の傾きに対応する残留シンボル同期ずれ補正値から、各タップの補正係数を選択する。図５２において、横軸は各タップに対応するタップ番号、縦軸はｓｉｎｃ関数の値（補正係数）を示している。
　図５２の例では、残留シンボル同期ずれ補正値が０の場合、シンボル同期ずれが０のため、図中の黒丸の値ｈａ０、すなわち中央が「１」でその他が「０」の値を補正係数として選択する。残留シンボル同期ずれ補正値が０．２（シンボル同期ずれが－０．２）の場合、補正値０から＋０．２（図のマークで右に２つ分）だけずれた値（図中の黒四角の値）ｈａ２を補正係数として選択する。
　上記のようなフィルタを用いて、時間領域の受信信号を通過させて同期補正を行うことにより、時間領域における残留シンボル同期ずれの補正が可能である。なお、残留シンボル同期ずれの値などに応じて、フィルタ係数を調整してもよい。
　実施の形態１０においても、実施の形態６と同様の機能を実現でき、高速伝送を行う無線通信システムにおいてもヘッダを正しく復調できる。
　実施の形態１０では、時間領域において残留シンボル同期ずれ補正と残留キャリア周波数オフセット補正とを行うことにより、残留シンボル同期ずれについても残留キャリア周波数オフセットと共にヘッダ先頭から補正できる。よって、残留シンボル同期ずれによる位相誤差補正をより早いタイミングで実施できる。
　（実施の形態１１）
　図５３は、本開示の実施の形態１１における無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。実施の形態１１の無線通信装置は、実施の形態１０の構成に対し、時間領域残留シンボル同期ずれ補正部１０１６と残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２の順序を入れ替え、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２を前段に配置した例である。その他の構成は前述した実施の形態１０と同様である。
　実施の形態１１においても、実施の形態１０と同様の機能を実現でき、高速伝送を行う無線通信システムにおいてもヘッダを正しく復調できる。
　実施の形態１１では、残留キャリア周波数オフセット補正部１０１２におけるＣＯＲＤＩＣ部などの演算誤差を考慮し、先に残留キャリア周波数オフセットの補正を行うことで、残留シンボル同期ずれ補正の精度を向上できる。
＜本開示のさらに他の実施形態の内容に至る経緯＞
　無線通信における変調方式の１つに、位相が回転された変調方式（例えば、π／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）変調、π／４シフトＢＰＳＫ変調）がある。
　位相が回転された変調方式により変調された信号列に対して相関値を得る方法として、受信信号の位相を変調方式に対応した回転量により逆回転し、逆回転した受信信号から相関値を得る方法が知られている（例えば、参考特許文献１参照）。
　（参考特許文献１）日本国特許第３８１１００２号公報
　参考特許文献１の受信装置では、得られた相関値を用いて、送受信装置間のキャリア周波数誤差を推定する場合、送受信装置間にサンプリング周波数誤差があるとキャリア周波数誤差の推定精度が不十分であった。そこで、キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる受信装置及び受信方法が望まれる。
　無線通信では、例えば送受信装置間のキャリア周波数誤差が、通信品質を低下させる要因の１つである。キャリア周波数誤差は、送信装置が用いる搬送波と受信装置が用いる搬送波との周波数の差異である。
　無線通信では、例えば、既知信号の繰り返し区間（例えば通信信号におけるプリアンブル）の相関値の最大値を用いて、送受信装置間のキャリア周波数誤差を推定することがある。
　上記の参考特許文献１の受信装置は、例えばπ／２ラジアン回転された信号を受信し、受信信号の位相をπ／２ラジアン逆回転して相関値を算出し、相関値の最大値を検出する。
　上記の参考特許文献１の受信装置をキャリア周波数誤差の推定に適用する場合、複素数により得られる相関値を用いる。送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と受信装置の位相逆回転部の－π／２シフトによる位相逆回転量との和が一定であれば、繰り返し区間において得られる相関値の最大値の位相が、送受信装置間のキャリア周波数誤差に応じて回転する。
　図５４は、参考特許文献１の受信装置による受信処理における最大相関値の位相回転の様子を示す模式図である。参考特許文献１の受信装置は、最大相関値の位相が回転する場合、最大相関値の平均位相回転量（図５５における各点を結んだ直線の傾き）から、キャリア周波数誤差を推定できる。
　しかし、送受信装置間にサンプリング周波数誤差が存在する場合、π／２シフトされた受信信号に対する－π／２シフトのタイミングが徐々にずれる。
　図５５は、送受信装置間にキャリア周波数誤差及びサンプリング周波数誤差が存在する場合の最大相関値の位相変化を示す模式図である。図５５は、送信サンプリング周波数が受信サンプリング周波数よりも低い場合を示す。
　図５５では、点線により囲まれた箇所２１９０において、最大相関値の位相が約－π／２ラジアン回転する。つまり、最大相関値の位相変化に不連続点が存在する。従って、最大相関値の平均位相回転量が不連続となり、キャリア周波数誤差の推定精度が劣化する。
　以下、キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる受信装置及び受信方法について説明する。ここでは、上述した粗いキャリア周波数オフセットの補正を行ういくつかの構成例について示す。
＜本開示のさらに他の実施形態＞
　（実施の形態１２）
　図５６は、実施の形態１２における受信装置２０００の構成例を示すブロック図である。受信装置２０００は、サンプル部２１０１、位相逆回転部２１０３、相関値計算部２１０５、位相回転部２１０７、最大値検出部２１０９、キャリア周波数誤差推定部２１１１、及び周波数補正部２１１３を備える。図５６は、キャリア周波数誤差の補正に関連する部分を含む。
　受信装置２０００は、所定の変調方式により変調された信号を送信装置（不図示）から受信する。所定の変調方式は、例えば、位相が回転された変調方式を含む。また、受信装置２０００は、順次受信信号を受信し、順次後段のブロックにおける処理が行われる。
　サンプル部２１０１は、受信信号２１００を所定のサンプリング周波数Ｆｓ＿ｒによりサンプリングし、受信サンプル２１０２を出力する。ここでは、受信信号２１００のシンボルレートをＲｓｙｍとした場合、一例としてＦｓ＿ｒ≒Ｒｓｙｍとする。即ち、サンプル部２１０１は、受信信号２１００を１倍オーバーサンプルする。なお、送信装置のサンプリング周波数をＦｓ＿ｔとし、送信装置も１倍オーバーサンプルするものとする。即ち、Ｆｓ＿ｔ＝Ｒｓｙｍである。
　位相逆回転部２１０３は、変調方式に対応した回転量により受信サンプル２１０２の位相を逆回転し、位相逆回転された受信サンプル２１０４を出力する。変調方式としては、例えばπ／２シフトＢＰＳＫが用いられる。変調方式がπ／２シフトＢＰＳＫの場合、位相逆回転部２１０３は、数式［４］に示すように、受信サンプル２１０２の位相を－π／２ラジアンずつ逆回転する（－π／２シフトする）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　なお、Ｒｘ：受信サンプル２１０２、Ｒｘ’：－π／２シフトされた受信サンプル２１０４、である。
　相関値計算部２１０５は、所定の既知信号列（例えばプリアンブルに用いられる信号列）と受信サンプル２１０４における所定信号列（例えばプリアンブルの信号列）との相関値２１０６を演算し、相関値２１０６を出力する。
　例えば、６０ＧＨｚ帯のミリ波を用いる高速無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ８０２．１１ａｄでは、プリアンブル区間にπ／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたＧｏｌａｙ系列を繰り返し送信することが規定されている。受信装置２０００は、例えばミリ波に用いる信号を受信する。
　位相回転部２１０７は、変調方式に対応した回転量により順次導出された相関値２１０６の位相を回転し、位相が回転された相関値２１０８を出力する。例えば、変調方式がπ／２シフトＢＰＳＫの場合、位相回転部２１０７は、数式［５］に示すように、相関値２１０６の位相をπ／２ラジアンずつ回転する（π／２シフトする）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　なお、Ｃ：相関値２１０６、Ｃ’：π／２シフトされた相関値２１０８、である。
　図５７～図５９は、位相回転部２１０７の構成例を示す模式図である。相関値２１０６及び相関値２１０８は、複素数により表されるので、図５７～図５９では、相関値２１０６及び相関値２１０８をＩ成分とＱ成分とに分けて図示する。
　図５７は、位相回転部２１０７が複素の乗算器を含む場合の構成例を示す模式図である。余弦波生成部２１０７＿１及び正弦波生成部２１０７＿２は、１サンプル毎に変化を繰り返す信号を生成する。この信号は、例えば、（ｃｏｓ,ｓｉｎ）＝（１,０）,（０，１）,（－１,０）,（０,－１）により表される。図５７では、余弦波生成部２１０７＿１を「ｃｏｓ」と記し、正弦波生成部２１０７＿２を「ｓｉｎ」と記す。
　また、乗算器２１０７＿３ａ，２１０７＿３ｂ，２１０７＿３ｃ，２１０７＿３ｄは、相関値２１０６＿ｉ及び相関値２１０６＿ｑを乗算する。加算器２１０７＿５ａ及び加算器２１０７＿５ｂは、乗算結果を加算し、相関値２１０８＿ｉ及び相関値２１０８＿ｑを出力する。これにより、相関値２１０６の位相がπ／２ラジアンずつ回転する。
　図５８は、位相回転部２１０７が、カウンタ及びセレクタを含み、Ｉ／Ｑ入れ替え、符号反転を行う場合の構成例を示す模式図である。カウンタ２１０７＿７は、１サンプル毎にカウントし、例えば、０，１，２，３，０,・・・としてカウントする。
　セレクタ２１０７＿９のセレクタ番号「１」，「３」に接続される信号ラインでは、相関値２１０６＿ｉ及び相関値２１０６＿ｑに対してＩ／Ｑ入れ替られる。また、セレクタ番号「１」に接続されるＩ信号ライン、セレクタ番号「２」に接続されるＩ信号ライン及びＱ信号ライン、並びにセレクタ番号「３」に接続されるＩ信号ラインでは、符号反転器により符号反転される。
　セレクタ２１０７＿９は、カウント値に従って信号を選択し、例えば、０，１，２，３，０,・・・を選択し、相関値２１０８＿ｉ及び相関値２１０８＿ｑを出力する。これにより、相関値２１０６の位相がπ／２ラジアンずつ回転する。
　図５８の構成では、乗算器及び加算器を使用しないので、図５７の構成に比べて回路を小型化でき、消費電力を低減できる。
　図５９は、位相回転部２１０７がＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ　Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）アルゴリズムを用いる場合の構成例を示す模式図である。
　ＣＯＲＤＩＣ演算回路２１０７＿１１は、位相情報２１０７＿１０として、所定の位相を入力する。所定の位相は、例えば、０ラジアン，π／２ラジアン，πラジアン，３π／２ラジアン，０ラジアン,・・・である。
　ＣＯＲＤＩＣ演算回路２１０７＿１１は、所定の位相と相関値２１０６＿ｉ及び相関値２１０６＿ｑとから、相関値２１０８＿ｉ及び相関値２１０８＿ｑを生成し、出力する。これにより、相関値２１０６の位相がπ／２ラジアンずつ回転する。
　図５９の構成では、乗算器を使用しないので、図５７の構成に比べて回路を小型化でき、消費電力を低減できる。
　最大値検出部２１０９は、既知信号列の長さがＬの場合、順次導出された相関値２１０８の中から、Ｌサンプル周期における電力が最大となる相関値（最大相関値）を検出し、最大相関値２１１０を出力する。例えば、図６０では、Ｌ＝３２の場合、複数の相関値２１０８が３２サンプル周期において区切られる。最大検出部２１０９は、区切られた周期における相関値の中から、最大相関値２１１０を検出する。Ｌサンプル周期は、既知信号列の長さに応じて分割された周期の一例である。
　ここで、図６１（Ａ）～図６１（Ｃ），図６２（Ａ）～図６２（Ｃ），図６３（Ａ）～図６３（Ｃ）を用いて、キャリア周波数誤差及びサンプリング周波数誤差を考慮した最大相関値の特性の変化について説明する。図６１（Ａ）～図６１（Ｃ），図６２（Ａ）～図６２（Ｃ），図６３（Ａ）～図６３（Ｃ）では、位相回転部２１０７が存在しないことを想定する。
　図６１（Ａ）は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値のインデックスの時間変化例を示す模式図である。図６１（Ｂ）は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の振幅の時間変化例を示す模式図である。図６１（Ｃ）は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の位相の時間変化例を示す模式図である。
　最大相関値のインデックスとは、Ｌサンプル周期により区切られた範囲における、最大値が現れた位置を示す値である。例えば、Ｌ＝３２であり、３２サンプル中の２６番目に最大相関値が現れた場合、インデックス＝２６となる。
　図６１（Ａ），図６１（Ｂ）では、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合、時間が経過しても、最大相関値のインデックス及び振幅は変化しない。一方、図６１（Ｃ）では、最大相関値の位相は、キャリア周波数誤差の影響により、時間が経過すると連続的に回転する。つまり、略一定の回転量により位相が回転する。
　図６２（Ａ）は、従来のＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値のインデックスの時間変化例を示す模式図である。図６２（Ｂ）は、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の振幅の時間変化例を示す模式図である。図６２（Ｃ）は、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の位相の時間変化例を示す模式図である。
　Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合、受信装置による受信信号のサンプルタイミングが送信装置のサンプルタイミングに対して徐々に進むので、時間が経過するとインデックスが増加する。つまり、最大相関値の出現位置が、後方のサンプル位置にずれる。
　また、Ｆｓ＿ｒ＜Ｒｓｙｍの場合、サンプルタイミングがずれるとシンボル同期タイミングがずれる。この場合、送信装置と受信装置とにおいて、シンボル同期タイミングが一致した時点において、最大相関値の振幅が最大になる。
　一方、シンボル同期タイミングが１／２シンボルずれた時点において、最大相関値の振幅が最小になる。図６２（Ａ），図６２（Ｂ）を参照すると、最大相関値の振幅が最小である場合、即ちシンボル同期タイミングが１／２シンボルずれた場合に、インデックスが変化することが理解できる。
　最大相関値の位相については、図５５と同様に、－π／２ラジアン回転することがあり、非連続に変化する。インデックスが変化した場合、即ちシンボル同期タイミングが１／２シンボルずれた場合に、非連続的な変化が発生する。
　図６３（Ａ）は、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値のインデックスの時間変化例を示す模式図である。図６３（Ｂ）は、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の振幅の時間変化例を示す模式図である。図６３（Ｃ）は、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の位相の時間変化例を示す模式図である。
　Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合、受信装置による受信信号のサンプルタイミングが送信装置のサンプルタイミングに対して徐々に進むので、時間が経過するとインデックスが減少する。つまり、最大相関値の出現位置が、前方のサンプル位置にずれる。
　また、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合と同様に、最大相関値の振幅は、増減を繰り返し、インデックスの変化時に最小になる。
　また、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合と同様に、最大相関値の位相は、インデックスの変化時に非連続に変化する。この場合、非連続点における位相回転の方向がＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合と逆であり、π／２ラジアン回転する。
　次に、最大相関値１１０のインデックスの変化時に最大相関値２１１０の位相が回転する理由について説明する。
　図６４は、送受信装置間においてシンボル同期タイミングが一致する場合の、送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と、受信装置２０００の－π／２シフトによる位相逆回転量と、の一例を示す模式図である。
　図６４では、π／２シフトと－π／２シフトが打ち消し合い、逆回転結果が０ラジアンになる。逆回転結果は、上記位相回転量と上記位相逆回転量との合成結果を示す。
　図６５は、受信装置２０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１シンボル早い場合の、送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と、受信装置２０００の－π／２シフトによる位相逆回転量と、の一例を示す模式図である。
　図６５を参照すると、逆回転結果が－π／２ラジアンであるので、シンボル同期タイミングが１シンボル早い場合、最大相関値２１１０の位相が－π／２ラジアン回転することが理解できる。なお、＋３π／２ラジアン＝－π／２ラジアンである。
　図６６は、受信装置２０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１シンボル遅い場合の、送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と、受信装置２０００の－π／２シフトによる位相逆回転量と、の一例を示す模式図である。
　図６６を参照すると、逆回転結果が＋π／２ラジアンであるので、シンボル同期タイミングが１シンボル遅い場合、最大相関値２１１０の位相が＋π／２ラジアン回転することが理解できる。なお、－３π／２ラジアン＝＋π／２ラジアンである。
　なお、シンボル同期タイミングが１／２シンボル以上ずれた場合、隣接するシンボルとの相関が支配的になるので、図６５，図６６の逆回転結果に応じて、最大相関値２１１０の位相が回転する。
　また、受信装置２０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１／２シンボル以上早いと、最大相関値２１１０のインデックスが１増加する（１サンプル遅れる）。一方、受信装置２０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１／２シンボル以上遅いと、最大相関値２１１０のインデックスが１減少する（１サンプル早まる）。
　従って、最大相関値２１１０のインデックスが１増加すると最大相関値２１１０の位相が－π／２ラジアン回転し、最大相関値２１１０のインデックスが１減少すると最大相関値の位相が＋π／２ラジアン回転するともいえる。
　次に、図６７を用いて、位相回転部２１０７による最大相関値２１１０の位相の補正について説明する。図６７では、説明の簡単化のため、送受信装置間のキャリア周波数誤差がない場合について例示する。なお、図６７における「×」は、位相が不明であることを示す。
　まず、最大相関値２１１０としての相関値２１０６＿ｂに注目する。相関値２１０６＿ｂは、ここでは基準の相関値であり、サンプルレートがＦｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合に得られる相関値である。相関値２１０６＿ｂのインデックスが２６であり、相関値２１０６＿ｂの位相が０ラジアンであったとする。位相回転部２１０７により相関値２１０６＿ｂの位相をπ／２ラジアン回転すると、相関値２１０６＿ｂに対する相関値２１０８の位相２１０８＿ｂは、π／２ラジアンになる。
　インデックスの周期は、位相回転部２１０７の位相回転周期の整数倍になるので、インデックス２６番に対する位相回転量は、常にπ／２ラジアンである。同様に、インデックス２５番に対する位相回転量は、常に０ラジアンである。同様に、インデックス２７番に対する位相回転量は、常にπラジアンである。このように、インデックスに対する位相回転量は決まっている。
　続いて、最大相関値２１１０としての相関値２１０６＿ａに注目する。相関値２１０６＿ａは、相関値２１０６＿ｂを基準とすると、サンプルレートがＦｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合に得られる相関値である。相関値２１０６＿ａのインデックスは、相関値２１０６＿ｂのインデックスよりも１小さいので、位相がπ／２ラジアンである。一方、位相回転部２１０７による位相回転量は０ラジアンであり、相関値２１０６＿ｂに対する位相回転量よりもπ／２ラジアン少ない。従って、相関値２１０６＿ａに対する相関値２１０８の位相２１０８＿ａは、π／２ラジアンになる。
　続いて、最大相関値２１１０としての相関値２１０６＿ｃに注目する。相関値２１０６＿ｃは、相関値２１０６＿ｂを基準とすると、サンプルレートがＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合に得られる相関値である。相関値２１０６＿ｃのインデックスは、相関値２１０６＿ｂのインデックスよりも１増加するので、位相が３π／２ラジアンとなる。一方、位相回転部２１０７による位相回転量はπラジアンであり、相関値２１０６＿ｂに対する位相回転量よりもπ／２ラジアン多い。従って、相関値２１０６＿ｃに対する相関値２１０８の位相２１０８＿ｃは、π／２ラジアンになる。
　このように、位相回転部２１０７により相関値２１０６の位相をπ／２シフトすることにより、送受信装置間のサンプリング周波数誤差に起因した最大相関値２１１０の位相回転を補正できる。
　図６８は、受信装置２０００による最大相関値２１１０の位相変化と基準位相の位相変化との比較結果の一例を示す模式図である。受信装置２０００による最大相関値２１１０の位相は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒ、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合、及びＦｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値２１１０の位相を含む。基準位相は、従来又は本実施形態におけるＦｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値２１１０の位相である。
　図６８を参照すると、受信装置２０００によれば、送受信装置間のサンプリング周波数誤差に起因した最大相関値２１１０の位相回転が補正され、基準位相と略一致することが理解できる。
　なお、位相回転部２１０７及び最大値検出部２１０９は、最大相関値処理部２１５０に含まれる。最大相関値処理部２１５０は、順次演算された相関値のうち、既知信号列の長さに応じて分割された周期における最大値であり、変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力する。
　キャリア周波数誤差推定部２１１１は、最大相関値２１１０の位相回転量に基づいてキャリア周波数誤差を推定し、キャリア周波数誤差推定値２１１２を出力する。例えば、キャリア周波数誤差推定部２１１１は、隣接する２つの最大相関値２１１０の間の位相回転量Ｐを算出する。既知信号列の長さがＬの場合、隣接する最大相関値２１１０の間隔はＬサンプルとなり、厳密にはインデックスが変化した場合にはＬ±１サンプルとなる。
　例えば、キャリア周波数誤差推定部２１１１は、最大相関値２１１０間の位相回転量ＰをＬにより除算し、１サンプル当たりの位相回転量を算出する。キャリア周波数誤差推定部２１１１は、算出結果をキャリア周波数誤差推定値２１１２として出力する。
　周波数補正部２１１３は、キャリア周波数誤差推定値２１１２に応じた量により受信サンプル２１０４の位相を回転し、キャリア周波数誤差が補正された受信サンプル２１１４を出力する。
　図６９は、周波数補正部２１１３の構成の第１例を示す模式図である。図６９では、周波数補正部２１１３は、加算器２１１３＿１、１サンプル遅延器２１１３＿３、符号反転回路２１１３＿５、補正ベクトル生成部２１１３＿７、及び複素乗算器２１１３＿９を含む。
　加算器２１１３＿１及び１サンプル遅延器２１１３＿３は、キャリア周波数誤差推定値２１１２を累積加算する、符号反転回路２１１３＿５は、累積加算されたキャリア周波数誤差推定値を符号反転する。これにより、１サンプル毎のキャリア周波数誤差補正値２１１３＿６を生成する。
　補正ベクトル生成部２１１３＿７は、ｅｘｐ（ｉ×θ）を演算し、補正ベクトル２１１３＿８を生成する。「θ」は、キャリア周波数誤差補正値２１１３＿６である。複素乗算器２１１３＿９は、受信サンプル２１０４と補正ベクトル２１１３＿８とを乗算する。これにより、キャリア周波数誤差による位相回転を補正する。
　図７０は、周波数補正部２１１３の構成の第２例を示す模式図である。図７０は、図６９の補正ベクトル生成部２１１３＿７及び複素乗算器２１１３＿９を、ＣＯＲＤＩＣ演算回路２１１３＿１１に置換した構成である。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムでは乗算器を使用しないので、図７０の構成は、図６９の構成に比べて回路を小型化でき、消費電力を低減できる。
　受信装置２０００によれば、最大相関値処理部２１５０による変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を用いて、位相逆回転部２１０３の位相逆回転のタイミングずれ（サンプリング周波数誤差）による最大相関値２１１０の位相回転を補正できる。例えば、位相回転部２１０７が相関値２１０６の位相を変調方式に応じた回転量により回転することにより、サンプリング周波数誤差による最大相関値２１１０の位相回転を補正できる。従って、送受信装置間にサンプリング周波数誤差がある場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。また、非同期状態でも、相関ピークの位相を安定させることができる。
　なお、サンプル部２１０１が、受信信号２１００をＮ倍（Ｎは整数）オーバーサンプル（即ちＦｓ＿ｒ≒Ｎ＊Ｒｓｙｍ）してもよい。この場合、位相逆回転部２１０３は、受信サンプル２１０２を－π／２Ｎシフトする。つまり、－π／２Ｎラジアンずつ回転する。位相回転部２１０７は、相関値２１０６をπ／２Ｎシフトする。つまり、π／２Ｎずつ回転する。キャリア周波数誤差推定部２１１１は、例えば最大相関値間の位相回転量ＰをＮ＊Ｌにより除算する。これにより、Ｎ倍オーバーサンプルされた場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。
　なお、位相がπ／Ｍ（Ｍは整数）回転された変調方式を用いる場合、位相逆回転部２１０３は、受信サンプル２１０２を－π／Ｍシフトし、位相回転部２１０７は、相関値２１０６をπ／Ｍシフトする。これにより、π／Ｍ（Ｍは整数）回転された変調方式を用いた場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。
　（実施の形態１３）
　図７１は実施の形態１３における受信装置２０００Ｂの構成例を示すブロック図である。
　受信装置２０００Ｂは、サンプル部２１０１、位相逆回転部２１０３、相関値計算部２１０５、最大値検出部２１１５、位相回転部２１１７、キャリア周波数誤差推定部２１１１、及び周波数補正部２１１３を備える。
　図５６と図７１とにおいて異なる点は、位相回転部と最大値検出部との位置が入れ替えられた点である。図７１の受信装置２０００Ｂにおいて、図５６の受信装置２０００と同じ構成要素については、同じ符号を用いて、説明を省略又は簡略化する。
　最大値検出部２１１５及び位相回転部２１１７は、最大相関値処理部２１５０の変形例としての最大相関値処理部２１６０に含まれる。
　最大値検出部２１１５は、実施の形態１２の最大値検出部２１０９と同様に、既知信号列の長さがＬの場合、順次導出された相関値２１０６の中から、Ｌサンプル周期における最大相関値２１１６＿ａを検出する。最大値検出部２１１５は、最大相関値２１１６＿ａ及び最大相関値のインデックス２１１６＿ｂを出力する。
　位相回転部２１１７は、変調方式に対応した回転量により最大相関値２１１６＿ａの位相を回転し、位相回転された最大相関値２１１８を出力する。
　また、位相回転部２１１７は、最大相関値のインデックス２１１６＿ｂの変化に応じて、最大相関値２１１６＿ａの位相を回転する位相回転量を制御してもよい。これにより、位相回転部２１１７による位相回転を省略できる場合があり、位相回転部２１１７の処理負荷を軽減できる。
　図７２は、位相回転部２１１７の構成例を示すブロック図である。位相回転部２１１７は、遅延部２１１９、比較部２１２１、回転量制御部２１２３、及び回転部２１２５を含む。
　遅延部２１１９は、最大相関値のインデックス２１０６＿ｂを１サンプル遅延させ、１サンプル時間遅延された最大値のインデックス２１２０を出力する。比較部２１２１は、現在のインデックスと１サンプル前のインデックスとを比較し、比較結果２１２２を出力する。
　例えば、現在のインデックスと１サンプル前のインデックスとが同じ場合、比較結果２１２２として「０」を出力する。現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより大きい場合、比較結果２１２２として「＋１」を出力する。現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより小さい場合、比較結果２１２２として「－１」を出力する。
　回転量制御部２１２３は、比較結果２１２２に従って位相回転量２１２４を制御する。例えば、比較結果２１２２が「０」である場合、位相回転量２１２４を保持する。つまり、回転量制御部２１２３は、現在のインデックスと１サンプル前のインデックスとが同じ場合、現在の位相回転量を変更しない。
　また、回転量制御部２１２３は、比較結果２１２２が「＋１」である場合、位相回転量２１２４に＋π／２ラジアンを加算する。つまり、回転量制御部２１２３は、現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより大きい場合、位相回転量を増大させる。
　また、回転量制御部２１２３は、比較結果２１２２が「－１」である場合、位相回転量２１２４に－π／２ラジアンを加算する。つまり、回転量制御部２１２３は、現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより小さい場合、位相回転量を減少させる。
　回転部２１２５は、位相回転量２１２４により最大相関値２１１６＿ａの位相を回転し、位相回転された最大相関値２１１８を出力する。
　受信装置２０００Ｂによれば、最大相関値２１１６＿ａを検出した後に、変調方式に応じた回転量により最大相関値２１１６ａを回転することにより、サンプリング周波数誤差による最大相関値２１１６＿ａの位相回転を補正できる。例えば、最大値検出部２１１５により検出された最大相関値のインデックス２１１６＿ｂの変化に応じて制御された位相回転量２１２４を用いて、最大相関値２１１６＿ａの位相を回転する。これにより、位相逆回転部２１０３の位相逆回転のタイミングずれ（サンプリング周波数誤差）による最大相関値２１１６＿ａの位相回転を補正できる。従って、送受信装置間にサンプリング周波数誤差がある場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。
　なお、サンプル部２１０１は、受信信号２１００を、Ｎ倍（Ｎは整数）オーバーサンプル（即ちＦｓ＿ｒ≒Ｎ＊Ｒｓｙｍ）してもよい。この場合、回転量制御部２１２３は、「比較結果２１２２＝＋１」の場合、位相回転量２１２４に＋π／２Ｎラジアンを加算し、「比較結果２１２２＝－１」の場合、位相回転量２１２４に－π／２Ｎラジアンを加算する。
　なお、位相がπ／Ｍ（Ｍは整数）回転された変調方式を用いる場合、回転量制御部２１２３は、「比較結果２１２２＝＋１」の場合、位相回転量２１２４に＋π／Ｍラジアンを加算し、「比較結果２１２２＝－１」の場合、位相回転量２１２４に－π／Ｍラジアンを加算する。
　以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　上記各実施形態では、本開示を、ハードウェアを用いて構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現可能である。
　また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、各機能ブロックの一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法にはＬＳＩに限らず、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、設定が再構成可能なリコンフィグラブル・プロセッサーを利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、別技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
　なお、本開示は、受信装置または無線通信装置において実行される、位相誤差推定方法または位相誤差補正方法として表現することが可能である。また、本開示は、位相誤差推定方法または位相誤差補正方法を実行する機能を有する装置としての位相誤差推定装置または位相誤差補正装置、あるいは位相誤差推定方法または装置、位相誤差補正方法または装置を、コンピュータにより動作させるためのプログラムとして表現することも可能である。すなわち、本開示は、装置、方法及びプログラムのうちいずれのカテゴリーにおいても表現可能である。
（開示の一態様の概要）
（１）受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
　前記複数の誤差ベクトルから、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、位相誤差推定部と、
　前記位相誤差推定部によって得られた位相誤差推定値を用いて、受信信号に対して位相誤差を補正する位相誤差補正部と、
　を有する受信装置。
（２）受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
　前記複数の誤差ベクトルを、２つ以上のグループに分け、グループごとの代表値を求めて複数の代表ベクトルを取得し、
　前記複数の代表ベクトルに基づき、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、位相誤差推定方法。
（３）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、前記複数の代表ベクトル間の位相が不連続である場合、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとを求める際に所定の位相値を加減算する、位相誤差推定方法。
（４）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記グループは、前記誤差ベクトルについて、周波数の大きさによって分けられ、振幅の大きいものから所定数抽出された誤差ベクトルのグループとした、位相誤差推定方法。
（５）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記グループごとの代表値として、前記複数の誤差ベクトルのベクトル平均により平均値を求める、位相誤差推定方法。
（６）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記複数の誤差ベクトルの加算により、前記平均値を求める、位相誤差推定方法。
（７）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記誤差ベクトルについて周波数によって振幅の大小に応じて所定の重み付けを行った複数の誤差ベクトルを用い、前記複数の誤差ベクトルの加算により、前記平均値を求める、位相誤差推定方法。
（８）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルのうちの対象となる２つの代表ベクトルの位相差の絶対値がπ以上である場合に、前記複数の代表ベクトル間の位相が不連続であると判定する、位相誤差推定方法。
（９）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、前記複数の代表ベクトルのうちの対象となる２つの代表ベクトルの位相について、周波数の高い位相から周波数の低い位相を演算結果が±πの範囲に収まるよう折り返し減算し、前記２つの代表ベクトル間の周波数差で除算することにより、前記位相誤差の傾きを求める、位相誤差推定方法。
（１０）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、前記複数の代表ベクトルのうちの対象となる２つの代表ベクトルの位相を加算して１／２倍のゲイン乗算を行い、前記複数の代表ベクトル間の位相が不連続である場合は、演算結果が±πの範囲に収まるよう前記ゲイン乗算結果に対しπを折り返し加算することにより、前記位相誤差のオフセットを求める、位相誤差推定方法。
（１１）上記の位相誤差推定方法であって、
　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記グループを、３つ以上のグループに分けてグループごとの代表値を求め、
　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、変換後の位相にアンラッピング処理を施し、ＬＳＭによる直線近似を行うことにより、前記位相誤差の傾きとオフセットとを求める、位相誤差推定方法。
（１２）上記いずれかに記載の位相誤差推定方法の位相誤差推定によって周波数に応じた位相誤差を求め、
　受信信号に対して前記位相誤差の補正を行う、受信方法。
（１３）上記いずれかに記載の位相誤差推定方法の位相誤差推定によって周波数に応じた位相誤差を求め、
　伝送路推定によって送信機と受信機の間の伝送路が持つ伝達特性による位相を求め、
　前記位相誤差推定により求めた前記位相誤差と、前記伝送路推定により求めた前記伝達特性の位相とを合わせて、位相補正を行う、受信方法。
（１４）受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得する信号抽出部と、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得る誤差ベクトル算出部と、
　前記複数の誤差ベクトルを、２つ以上のグループに分け、グループごとの代表値を求めて複数の代表ベクトルを取得する代表ベクトル算出部と、
　前記複数の代表ベクトルに基づき、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する補正値算出部と、
　を有する位相誤差推定装置。
（１５）上記の位相誤差推定装置と、
　受信信号に対して前記位相誤差の補正を行う位相補正部と、
　を有する受信装置。
（１６）上記の位相誤差推定装置と、
　伝送路推定によって送信機と受信機の間の伝送路が持つ伝達特性による位相を求める伝送路推定部と、
　前記位相誤差推定装置により求めた前記位相誤差と、前記伝送路推定部により求めた前記伝達特性の位相とを合わせて、位相補正を行う伝送路補正部と、
　を有する受信装置。
（１７）受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、
　前記残留シンボル同期ずれの補正を周波数領域において行い、
　前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、キャリア周波数オフセット補正方法。
（１８）受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、
　前記残留シンボル同期ずれの補正、及び前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、キャリア周波数オフセット補正方法。
（１９）　上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　前記位相誤差の推定において、前記複数の誤差ベクトルをベクトルから位相に変換し、変換後の位相にアンラッピング処理を施し、直線近似を行う、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２０）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　時間領域における前記残留キャリア周波数オフセットの補正において、前記位相誤差のオフセットを位相からベクトルに変換し、変換後のベクトルの共役の複素数を補正値とし、前記補正値と時間領域の受信信号とを複素乗算することにより、残留キャリア周波数オフセットを補正する、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２１）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　時間領域における前記残留キャリア周波数オフセットの補正において、前記位相誤差のオフセットを－１倍した位相を補正値とし、前記補正値と時間領域の受信信号と合わせてＣＯＲＤＩＣ演算することにより、残留キャリア周波数オフセットを補正する、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２２）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　周波数領域における前記残留シンボル同期ずれの補正において、前記位相誤差の傾きと周波数に対応した係数とを乗算して各周波数のシンボル同期ずれ量を求め、周波数ごとに、前記シンボル同期ずれ量を位相からベクトルに変換し、変換後のベクトルの共役の複素数を補正値とし、前記補正値と周波数領域の受信信号とを複素乗算することにより、残留シンボル同期ずれを補正する、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２３）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　周波数領域における前記残留シンボル同期ずれの補正において、前記位相誤差の傾きと周波数に対応した係数とを乗算して各周波数のシンボル同期ずれ量を求め、周波数ごとに、前記シンボル同期ずれ量を－１倍した位相を補正値とし、前記補正値と周波数領域の受信信号と合わせてＣＯＲＤＩＣ演算することにより、残留シンボル同期ずれを補正する、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２４）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　時間領域における前記残留シンボル同期ずれの補正において、同期補正を行うフィルタを用い、前記位相誤差の傾きをシンボル同期ずれ量に変換し、前記シンボル同期ずれ量に対応するフィルタ係数を選択し、時間領域の受信信号を前記フィルタに通過させることにより、残留シンボル同期ずれを補正する、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２５）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　時間領域において、前記残留キャリア周波数オフセットの補正を行った後、前記残留シンボル同期ずれの補正を行う、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２６）上記のキャリア周波数オフセット補正方法であって、
　時間領域において、前記残留シンボル同期ずれの補正を行った後、前記残留キャリア周波数オフセットの補正を行う、キャリア周波数オフセット補正方法。
（２７）受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得する信号抽出部と、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得る誤差ベクトル算出部と、
　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求める残留位相誤差算出部と、
　前記残留シンボル同期ずれの補正を周波数領域において行う残留シンボル同期ずれ補正部と、
　周波数領域の前記受信信号を時間領域に変換する周波数－時間変換部と、
　前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う残留キャリア周波数オフセット補正部と、
　を有するキャリア周波数オフセット補正装置。
（２８）受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得する信号抽出部と、
　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得る誤差ベクトル算出部と、
　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求める残留位相誤差算出部と、
　周波数領域の前記受信信号を時間領域に変換する周波数－時間変換部と、
　前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う残留キャリア周波数オフセット補正部と、
　前記残留シンボル同期ずれの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う時間領域残留シンボル同期ずれ補正部と、
　を有するキャリア周波数オフセット補正装置。
（２９）送信装置から位相が回転される変調方式により変調された信号を受信する受信装置であって、
　前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転する位相逆回転部と、
　前記位相逆回転部により位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算する相関部と、
　前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じて分割された周期における最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力する最大相関値処理部と、
　前記最大相関値処理部により順次出力された複数の最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と当該受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するキャリア周波数誤差推定部と、
　前記キャリア周波数誤差推定部により推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するキャリア周波数誤差補正部と、
　を備える受信装置。
（３０）上記の受信装置であって、
　前記最大相関値処理部は、
　前記変調方式に応じた回転量により、前記相関部により順次演算された相関値の位相を回転する位相回転部と、
　前記位相回転部により位相が回転された複数の相関値のうち前記周期に含まれる最大値を、前記最大相関値として検出する最大値検出部と、
　を備える受信装置。
（３１）上記の受信装置であって、
　前記最大相関値処理部は、
　前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じた周期に含まれる最大値を、前記最大相関値として検出する最大値検出部と、
　前記変調方式に応じた回転量により、前記最大値検出部により検出された最大相関値の位相を回転する位相回転部と、
　を備える受信装置。
（３２）上記の受信装置であって、
　前記位相回転部は、前記周期における前記最大相関値の位置を示すインデックスの変化に応じて、前記最大相関値の位相を回転する位相回転量を制御する受信装置。
（３３）上記の受信装置であって、
　前記変調方式は、π／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）を含む受信装置。
（３４）上記の受信装置であって、
　前記位相逆回転部は、Ｎ倍オーバーサンプリングされた受信信号の位相を－π／２Ｎラジアンずつ逆回転し、
　前記位相回転部は、前記相関値の位相をπ／２Ｎラジアンずつ回転する受信装置。
（３５）送信装置から所定の変調方式により変調された信号を受信する受信装置における受信方法であって、
　前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転するステップと、
　前記位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算するステップと、
　前記所定の信号の長さに応じた周期に含まれ、前記順次演算された相関値のうちの最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力するステップと、
　前記順次出力された最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と前記受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するステップと、
　前記推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するステップと、
　を有する受信方法。
　本出願は、２０１３年２月２７日出願の日本特許出願（特願2013-037684）、２０１３年３月１日出願の日本特許出願（特願2013-041054）、２０１３年３月１２日出願の日本特許出願（特願2013-049364）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本開示は、位相誤差または雑音レベルが大きい場合でも、高精度の位相補正値を得ることができる効果を有する。また、本開示は、キャリア周波数オフセットを適切に補正でき、受信データを正しく復調可能となる効果を有する。本開示は、例えば高速伝送を行う無線装置、及び無線装置に適用される位相誤差推定方法、並びに位相誤差補正方法等として有用である。
　１　ＲＦ処理部
　２　ＡＤＣ部
　４　同期検出部
　５　周波数補正部
　６　Ｓ／Ｐ変換部
　７　ＤＦＴ部
　８、８Ａ　伝送路補正部
　８０　伝送路推定部
　８１－００～８１－６３　乗算器
　８２－００～８２－６３　回転器
　８３－００～８３－６３　折り返し加算器
　８４－００～８４－６３　フリップフロップ回路
　８５－００～８５－６３　折り返し加算器
　９　位相誤差補正部
　９０　信号抽出部
　９１　誤差ベクトル算出部
　９１０－００～９１０－０７　複素乗算器
　９２　代表ベクトル算出部
　９２０－Ｌ、９２０－Ｈ　複素加算器
　９３　補正値算出部
　９３０－Ｌ、９３０－Ｈ、９３０－Ｍ　ベクトル－位相変換部
　９３１、９３１－ＬＭ、９３１－ＭＨ　位相傾き算出部
　９３１０　折り返し減算器
　９３１１　ゲイン乗算部
　９３２、９３２－ＬＭ、９３２－ＭＨ　位相オフセット算出部
　９３２０　加算器
　９３２１　ゲイン乗算部
　９３２２　折り返し加算器
　９３２３　セレクタ
　９３２４　判定器
　９３２４０　加算器
　９３２４１ａ、９３２４１ｂ　不等号判定器
　９３２４２　ＯＲ回路
　９３３　周波数毎補正値算出部
　９３３０－００～９３３０－６３　乗算器
　９３３１－００～９３３１－６３　加算器
　９３４　位相傾き平均部
　９３４０　加算器
　９３４１　ゲイン乗算部
　９３５　位相オフセット平均部
　９３５０　加算器
　９３５１　ゲイン乗算部
　９３５２　折り返し加算器
　９３５３　セレクタ
　９３５４　判定器
　９３８　位相アンラッピング部
　９３９　ＬＳＭ近似部
　９４　位相補正部
　９４０－００～９４０－６３　位相－ベクトル変換部
　９４１－００～９４１－６３　共役変換部
　９４２－００～９４２－６３　複素乗算器
　９５　位相誤差推定部
　１０　ＩＤＦＴ部
　１１　Ｐ／Ｓ変換部
　１３　復調部
　１５　セレクタ
　１００１　ＲＦ処理部
　１００２　ＡＤＣ部
　１００３　ＡＧＣ部
　１００４　同期検出部
　１００５　周波数補正部
　１００６　Ｓ／Ｐ変換部
　１００７　ＤＦＴ部
　１００８　伝送路補正部
　１００９　位相誤差補正部
　１０９０　信号抽出部
　１０９１　誤差ベクトル算出部
　１９１０－００～１９１０－０７　複素乗算器
　１０９２　位相誤差算出部
　１９２０－００～１９２０－０７　ベクトル－位相変換部
　１９２１－００～１９２１－０７　アンラッピング部
　１０９３　残留位相誤差算出部
　１０９４　残留シンボル同期ずれ算出部
　１９４０－００～１９４０－６３　乗算器
　１０９５　残留シンボル同期ずれ補正部
　１９５０－００～１９５０－６３　位相－ベクトル変換部
　１９５１－００～１９５１－６３　共役変換部
　１９５２－００～１９５２－６３　複素乗算器
　１９５３－００～１９５３－６３　ゲイン乗算部
　１９５４－００～１９５４－６３　ＣＯＲＤＩＣ部
　１０１０　ＩＤＦＴ部
　１０１１　Ｐ／Ｓ変換部
　１０１２、１０１２Ａ　残留キャリア周波数オフセット補正部
　１１２０　位相－ベクトル変換部
　１１２１　共役変換部
　１１２２　複素乗算器
　１１２３　ゲイン乗算部
　１１２４　ＣＯＲＤＩＣ部
　１０１３　復調部
　１０１５　位相誤差推定部
　１０１６　時間領域残留シンボル同期ずれ補正部
　１１６０　ＩＱ分離部
　１１６１　補正係数選択部
　１１６２－Ｉ－００～１１６２－Ｉ－０９、１１６２－Ｑ－００～１１６２－Ｑ－０９　ＦＦ部
　１１６３－Ｉ－００～１１６３－Ｉ－１０、１１６３－Ｑ－００～１１６３－Ｑ－１０　乗算器
　１１６４－Ｉ、１１６４－Ｑ　加算器
　１１６５　ＩＱ統合部
　２０００，２０００Ｂ　受信装置
　２１００　受信信号
　２１０１　サンプル部
　２１０２　受信サンプル
　２１０３　位相逆回転部
　２１０４　位相逆回転された受信サンプル
　２１０５　相関値計算部
　２１０６　相関値
　２１０６＿ｉ　相関値２１０６のＩ成分
　２１０６＿ｑ　相関値２１０６のＱ成分
　２１０６＿ａ　相関値
　２１０６＿ｂ　相関値
　２１０６＿ｃ　相関値
　２１０７　位相回転部
　２１０７＿１ａ　余弦波生成部
　２１０７＿１ｂ　正弦波生成部
　２１０７＿３ａ　乗算器
　２１０７＿３ｂ　乗算器
　２１０７＿３ｃ　乗算器
　２１０７＿３ｄ　乗算器
　２１０７＿５ａ　加算器
　２１０７＿５ｂ　加算器
　２１０７＿７　カウンタ
　２１０７＿９　セレクタ
　２１０７＿１０　位相情報
　２１０７＿１１　ＣＯＲＤＩＣ演算回路
　２１０８　位相回転された相関値
　２１０８＿ｉ　相関値２１０８のＩ成分
　２１０８＿ｑ　相関値２１０８のＱ成分
　２１０８＿ａ　相関値２１０８の位相
　２１０８＿ｂ　相関値２１０８の位相
　２１０８＿ｃ　相関値２１０８の位相
　２１０９　最大値検出部
　２１１０　最大相関値
　２１１１　キャリア周波数誤差推定部
　２１１２　キャリア周波数誤差推定値
　２１１３　周波数補正部
　２１１３＿１　加算器
　２１１３＿３　１サンプル遅延器
　２１１３＿５　符号反転回路
　２１１３＿６　キャリア周波数誤差補正値
　２１１３＿７　補正ベクトル生成部
　２１１３＿８　補正ベクトル
　２１１３＿９　複素乗算器
　２１１３＿１１　ＣＯＲＤＩＣ演算回路
　２１１４　キャリア周波数誤差が補正された受信サンプル
　２１１５　最大値検出部
　２１１６＿ａ　最大相関値
　２１１６＿ｂ　最大相関値のインデックス
　２１１７　位相回転部
　２１１８　位相回転された最大相関値
　２１１９　遅延部
　２１２０　１サンプル時間遅延された最大値のインデックス
　２１２１　比較部
　２１２２　比較結果
　２１２３　回転量制御部
　２１２４　位相回転量
　２１２５　回転部
　２１５０　最大相関値処理部

Claims (24)

  1. 　受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
    　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
    　前記複数の誤差ベクトルから、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、位相誤差推定部と、
    　前記位相誤差推定部によって得られた位相誤差推定値を用いて、受信信号に対して位相誤差を補正する位相誤差補正部と、
    　を有する受信装置。
  2. 　請求項１に記載の受信装置であって、
    　前記位相誤差推定部は、
    　前記複数の誤差ベクトルを、２つ以上のグループに分け、グループごとの代表値を求めて複数の代表ベクトルを取得し、
    　前記複数の代表ベクトルに基づき、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、受信装置。
  3. 　受信部において、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
    　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
    　前記複数の誤差ベクトルを、２つ以上のグループに分け、グループごとの代表値を求めて複数の代表ベクトルを取得し、
    　前記複数の代表ベクトルに基づき、前記受信参照信号が有する周波数領域における位相誤差の傾きと位相誤差のオフセットとを求め、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとによって周波数に応じた位相誤差を推定する、受信装置の位相誤差推定方法。
  4. 　請求項３に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、前記複数の代表ベクトル間の位相が不連続である場合、前記位相誤差の傾きと前記位相誤差のオフセットとを求める際に所定の位相値を加減算する、位相誤差推定方法。
  5. 　請求項３に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記グループは、前記誤差ベクトルについて、周波数の大きさによって分けられ、振幅の大きいものから所定数抽出された誤差ベクトルのグループとした、位相誤差推定方法。
  6. 　請求項３に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記グループごとの代表値として、前記複数の誤差ベクトルのベクトル平均により平均値を求める、位相誤差推定方法。
  7. 　請求項６に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記複数の誤差ベクトルの加算により、前記平均値を求める、位相誤差推定方法。
  8. 　請求項６に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記誤差ベクトルについて周波数によって振幅の大小に応じて所定の重み付けを行った複数の誤差ベクトルを用い、前記複数の誤差ベクトルの加算により、前記平均値を求める、位相誤差推定方法。
  9. 　請求項４に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルのうちの対象となる２つの代表ベクトルの位相差の絶対値がπ以上である場合に、前記複数の代表ベクトル間の位相が不連続であると判定する、位相誤差推定方法。
  10. 　請求項３に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、前記複数の代表ベクトルのうちの対象となる２つの代表ベクトルの位相について、周波数の高い位相から周波数の低い位相を演算結果が±πの範囲に収まるよう折り返し減算し、前記２つの代表ベクトル間の周波数差で除算することにより、前記位相誤差の傾きを求める、位相誤差推定方法。
  11. 　請求項３に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、前記複数の代表ベクトルのうちの対象となる２つの代表ベクトルの位相を加算して１／２倍のゲイン乗算を行い、前記複数の代表ベクトル間の位相が不連続である場合は、演算結果が±πの範囲に収まるよう前記ゲイン乗算結果に対しπを折り返し加算することにより、前記位相誤差のオフセットを求める、位相誤差推定方法。
  12. 　請求項３に記載の位相誤差推定方法であって、
    　前記複数の代表ベクトルの取得において、前記グループを、３つ以上のグループに分けてグループごとの代表値を求め、
    　前記位相誤差の推定において、前記複数の代表ベクトルをベクトルから位相に変換し、変換後の位相にアンラッピング処理を施し、ＬＳＭによる直線近似を行うことにより、前記位相誤差の傾きとオフセットとを求める、位相誤差推定方法。
  13. 　請求項１に記載の受信装置であって、
    　前記位相誤差推定部は、
    　前記周波数領域の受信参照信号の取得において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
    　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、
    　前記位相誤差補正部は、
    　前記残留シンボル同期ずれの補正を周波数領域において行い、
    　周波数領域の前記受信信号を時間領域に変換し、
    　前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、受信装置。
  14. 　請求項１に記載の受信装置であって、
    　前記位相誤差推定部は、
    　前記周波数領域の受信参照信号の取得において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
    　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、
    　前記位相誤差補正部は、
    　周波数領域の前記受信信号を時間領域に変換し、
    　前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行い、
    　前記残留シンボル同期ずれの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、受信装置。
  15. 　受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
    　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
    　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、
    　前記残留シンボル同期ずれの補正を周波数領域において行い、
    　前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、受信装置の位相誤差補正方法。
  16. 　受信部において、粗いキャリア周波数オフセット補正、粗いシンボル同期ずれ補正の後、特定の参照信号を有する送信信号を受信した受信信号の中から、前記特定の参照信号を抽出して、周波数領域の受信参照信号を取得し、
    　前記周波数領域の受信参照信号と前記送信信号における特定の参照信号を周波数領域で表した送信参照信号とを周波数ごとに比較して複数の誤差ベクトルを得て、
    　前記複数の誤差ベクトルから、周波数領域における直線近似による位相誤差を推定し、位相誤差の傾きを残留シンボル同期ずれ、位相誤差のオフセットを残留キャリア周波数オフセットとして求め、
    　前記残留シンボル同期ずれの補正、及び前記残留キャリア周波数オフセットの補正を、周波数領域から時間領域に変換した受信信号に対して行う、受信装置の位相誤差補正方法。
  17. 　請求項１５または請求項１６に記載の位相誤差補正方法であって、
    　前記位相誤差の推定において、前記複数の誤差ベクトルをベクトルから位相に変換し、変換後の位相にアンラッピング処理を施し、直線近似を行う、位相誤差補正方法。
  18. 　請求項１５または請求項１６に記載の位相誤差補正方法であって、
    　時間領域における前記残留キャリア周波数オフセットの補正において、前記位相誤差のオフセットを位相からベクトルに変換し、変換後のベクトルの共役の複素数を補正値とし、前記補正値と時間領域の受信信号とを複素乗算することにより、残留キャリア周波数オフセットを補正する、位相誤差補正方法。
  19. 　請求項１５または請求項１６に記載の位相誤差補正方法であって、
    　時間領域における前記残留キャリア周波数オフセットの補正において、前記位相誤差のオフセットを－１倍した位相を補正値とし、前記補正値と時間領域の受信信号と合わせてＣＯＲＤＩＣ演算することにより、残留キャリア周波数オフセットを補正する、位相誤差補正方法。
  20. 　請求項１５に記載の位相誤差補正方法であって、
    　周波数領域における前記残留シンボル同期ずれの補正において、前記位相誤差の傾きと周波数に対応した係数とを乗算して各周波数のシンボル同期ずれ量を求め、周波数ごとに、前記シンボル同期ずれ量を位相からベクトルに変換し、変換後のベクトルの共役の複素数を補正値とし、前記補正値と周波数領域の受信信号とを複素乗算することにより、残留シンボル同期ずれを補正する、位相誤差補正方法。
  21. 　請求項１５に記載の位相誤差補正方法であって、
    　周波数領域における前記残留シンボル同期ずれの補正において、前記位相誤差の傾きと周波数に対応した係数とを乗算して各周波数のシンボル同期ずれ量を求め、周波数ごとに、前記シンボル同期ずれ量を－１倍した位相を補正値とし、前記補正値と周波数領域の受信信号と合わせてＣＯＲＤＩＣ演算することにより、残留シンボル同期ずれを補正する、位相誤差補正方法。
  22. 　請求項１６に記載の位相誤差補正方法であって、
    　時間領域における前記残留シンボル同期ずれの補正において、同期補正を行うフィルタを用い、前記位相誤差の傾きをシンボル同期ずれ量に変換し、前記シンボル同期ずれ量に対応するフィルタ係数を選択し、時間領域の受信信号を前記フィルタに通過させることにより、残留シンボル同期ずれを補正する、位相誤差補正方法。
  23. 　請求項１６に記載の位相誤差補正方法であって、
    　時間領域において、前記残留キャリア周波数オフセットの補正を行った後、前記残留シンボル同期ずれの補正を行う、位相誤差補正方法。
  24. 　請求項１６に記載の位相誤差補正方法であって、
    　時間領域において、前記残留シンボル同期ずれの補正を行った後、前記残留キャリア周波数オフセットの補正を行う、位相誤差補正方法。
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