WO2014057797A1 - 光センサおよび電子機器 - Google Patents

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WO2014057797A1
WO2014057797A1 PCT/JP2013/075690 JP2013075690W WO2014057797A1 WO 2014057797 A1 WO2014057797 A1 WO 2014057797A1 JP 2013075690 W JP2013075690 W JP 2013075690W WO 2014057797 A1 WO2014057797 A1 WO 2014057797A1
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voltage
terminal
transistor
light receiving
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PCT/JP2013/075690
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Inventor
教和 岡田
Original Assignee
シャープ株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
    • G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
    • G01J1/42—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors
    • G01J1/44—Electric circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/78—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled

Definitions

  • the present invention relates to a two-terminal optical sensor suitable for a photo interrupter or the like used for object detection or object operation speed detection.
  • a sensor In an electric product having an operation part driven by a motor, such as a digital camera or an ink jet printer, a sensor is used to detect the operation speed of the operation part.
  • a sensor generally has three types of terminals: a power supply terminal, a sensor output terminal, and a GND terminal. For this reason, it is difficult to reduce the size of the sensor so as to adapt to the downsizing of the electrical product as described above. Further, in order to reduce the manufacturing process of the sensor and improve the yield, a light-saving optical sensor is required. In response to such demands, development of sensors with reduced terminals is underway.
  • Patent Document 1 discloses a detection device that can be used as a two-terminal sensor by sharing a sensor output terminal and a GND terminal.
  • the sensor means including the detection element (detection unit) is driven by the constant voltage generated by the constant voltage generation means, the output is compared with the comparison voltage by the comparison means, and the comparator on / off output of the comparison means is output.
  • the rectangular wave current is switched between a high current value and a low current value.
  • Patent Document 2 discloses a detection device that can be used as a two-terminal sensor by sharing a power supply terminal and a sensor output terminal.
  • the output of the sensor is compared with a voltage obtained by dividing the reference voltage output from the reference voltage generating means by a resistor, and the output of the comparator is compared via the 2-wire / 3-wire switching means. Output to the current amplification means or current setting means.
  • the detection device can be used as a 2-wire or 3-wire detection device.
  • the comparator of the comparison means for generating the comparison voltage and performing the comparison is composed of a differential amplifier as an electronic circuit.
  • About 0.7 V is required as an operating voltage for each transistor constituting the differential amplifier.
  • at least two transistors need to be connected in series, and therefore require a voltage of at least about 1.4V.
  • the circuit needs to be configured with a voltage higher than that of the comparator, and therefore requires a voltage of at least about 2.1V.
  • the detection device of Patent Document 2 also includes the reference voltage generation means and the comparator, the voltage drop between the two terminals is similarly insufficient. Therefore, in order to sufficiently reduce the voltage, switching from the 2-wire system to the 3-wire system is required.
  • the optical sensor when the voltage between the two terminals becomes unstable at the time of transition from the light input state to the light non-input state and at the time of transition from the light non-input state to the light input state, false detection occurs. Therefore, in the optical sensor, it is desirable to stably switch the voltage between the two terminals between the high level and the low level.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and its object is to sufficiently reduce the voltage between two terminals in a two-terminal optical sensor, and between an optical input state and an optical non-input state. It is to stabilize at the time of switching.
  • an optical sensor detects light input by changing a potential of a second terminal to which a power supply voltage is applied with respect to a fixed potential of a first terminal.
  • a two-terminal type photosensor that is driven by a photoelectric conversion element that generates a photocurrent by input of light and an inter-terminal voltage between the first terminal and the second terminal.
  • a first current source for generating a current; a current amplifier for amplifying the photocurrent; and an output current of the current amplifier when light is input between the first terminal and the second terminal.
  • a current control unit that stops the current between the terminals and causes the current between the terminals to flow based on the output current when no light is input, and the first current source is connected to the first current amplifier.
  • Input auxiliary current or above current amplification Of to the output current by adding the first auxiliary current is characterized by generating said first auxiliary current without an input light.
  • the voltage between the two terminals can be sufficiently lowered and stabilized at the time of switching between the light input state and the light non-input state. Play.
  • FIG. (A) is a waveform diagram showing the waveform of the input light and the waveform of the detection signal by simulation of the operation of the light receiving sensor shown in FIG. 2, and (b) is the waveform of the input light by simulation of the operation of the light receiving sensor shown in FIG.
  • FIG. (B) is the waveform of the input light by simulation of the operation of the light receiving sensor shown in FIG.
  • It is a wave form diagram which shows the waveform of a detection signal.
  • It is a circuit diagram which shows the structure of the light receiving sensor which concerns on the modification of Embodiment 1 of this invention.
  • (A) is a graph showing a result of simulating the characteristics of the base-emitter voltage of the transistor with respect to the temperature in the second current source of the light receiving sensor of FIG. 7, and (b) is a graph of the transistor in the second current source. It is a graph which shows the result of having simulated the characteristic of the electric current with respect to the voltage between base-emitters.
  • Embodiment 1 Embodiment 1 according to the present invention will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a light receiving sensor 1 according to the present embodiment.
  • the light receiving sensor 1 (light sensor) includes a light receiving element 11 and an external resistor RL.
  • the light receiving element 11 includes two terminals T1 and T2, a detection signal generation unit 21, and a first current source CS1.
  • the light receiving element 11 is a two-terminal photodetection circuit that outputs a detection signal by changing a potential of the other terminal T1 with respect to a fixed potential of the one terminal T2 by changing a circuit current at the time of light input. .
  • the terminal T1 (first terminal) serves as both an output terminal for outputting a detection signal and a power supply terminal to which the power supply voltage Vcc is applied, and is connected to the power supply line via an external resistor RL.
  • the terminal T2 (second terminal) is a terminal for grounding, and is connected to the ground line to be applied with a ground potential (fixed potential).
  • the terminal T1 may be a terminal to which a fixed potential is applied, and the terminal T2 may be a terminal whose potential varies.
  • the light receiving element 11 is a circuit that receives light from a light emitting element (not shown) directly or as reflected light from an object, converts the light into an electric signal (detection signal), and outputs the signal.
  • the detection signal generation unit 21 includes a photodiode PD, resistors R1 and R2, transistors Tr1 to Tr5 (MOS transistors), and a first current mirror circuit CM1.
  • the photodiode PD is a photoelectric conversion element that receives input light and flows a photocurrent Ipd.
  • the photodiode PD has an anode connected to the terminal T2.
  • the detection signal generation unit 21 includes the photodiode PD as a photoelectric conversion element, but may include a phototransistor instead of the photodiode PD.
  • the first current mirror circuit CM1 has a pair of transistors Tr11 and Tr12 (MOS transistors).
  • the drain of the transistor Tr11 on the input side is connected to the cathode of the photodiode PD and the gate of the transistor Tr11.
  • the source of the transistor Tr11 is connected to the terminal T1.
  • the drain of the transistor Tr12 on the output side is connected to one end of the resistor R1 and the gate of the transistor Tr1.
  • the source of the transistor Tr12 is connected to the terminal T1.
  • the first current mirror circuit CM1 amplifies the nA order current input to the transistor Tr11 and outputs a ⁇ A order current to the transistor Tr12. Therefore, in the first current mirror circuit CM1, the ratio of the sizes of the transistors Tr11 and Tr12 is set according to the current amplification factor.
  • the other end of the resistor R1 and the source of the transistor Tr1 are connected to the terminal T2.
  • the drain of the transistor Tr1 is connected to the drain of the transistor Tr2 and the gate of the transistor Tr4.
  • the source of the transistor Tr2 is connected to the drain of the transistor Tr3, and the gate of the transistor Tr2 is connected to the gate of the transistor Tr1.
  • the transistors Tr1 and Tr2 are thus connected to form an inverter.
  • the source of the transistor Tr3 is connected to the terminal T1, and the gate of the transistor Tr3 is connected to the drain of the transistor Tr3. Thereby, the transistor Tr3 functions as a diode.
  • the source of the transistor Tr4 (current control unit, first transistor) is connected to the terminal T2, and the drain of the transistor Tr4 is connected to the source of the transistor Tr5.
  • the drain of the transistor Tr5 is connected to the terminal T1
  • the gate of the transistor Tr5 is connected to the gate of the transistor Tr4 and one end of the resistor R2.
  • the other end of the resistor R2 is connected to the terminal T1.
  • the first current source CS1 has a resistor R11 and transistors Tr13 and Tr14 (MOS transistors).
  • the transistors Tr13 and Tr14 are composed of the same nch MOS transistor as the transistors Tr4 and Tr5.
  • the source of the transistor Tr13 (second transistor) is connected to the terminal T2, and the drain of the transistor Tr13 is connected to the gate of the transistor Tr13 and one end of the resistor R11. The other end of the resistor R11 is connected to the terminal T1.
  • the gate of the transistor Tr14 is connected to the gate of the transistor Tr13.
  • the source of the transistor Tr14 is connected to the terminal T2, and the drain of the transistor Tr14 is connected to the cathode of the photodiode PD.
  • the first current source CS1 is provided in parallel with the photodiode PD by being configured in this way.
  • the gate potentials of the transistors Tr1 and Tr2 vary. Therefore, the resistance value of the resistor R1 is set so that the gate potential exceeds the threshold voltage of the inverter when the photocurrent Ipd exceeds a certain value.
  • the detection signal appearing as the detection output at the terminals T1 and T2 when there is an optical input is a high level voltage
  • the detection signal when there is no optical input is a low level voltage.
  • the output current of the light receiving element 11 is determined by the drive current of the transistor Tr4, and the output voltage of the light receiving element 11 becomes low level due to the voltage drop due to this output current. Since the detection capability improves as the voltage difference between the high level and the low level of the output voltage of the light receiving element 11 increases, the influence of the photocurrent is reduced by increasing the drive current of the transistor Tr4.
  • the transistor Tr4 when the transistor Tr4 is turned on / off, either the transistor Tr1 or the transistor Tr2 is always turned on. As a result, the transistor Tr4 can operate at a higher speed. Therefore, the response speed of the light receiving sensor 1 can be improved.
  • the transistor Tr4 when the transistor Tr4 is turned on / off, the transistor Tr1 is always turned on, or both the transistors Tr1 and Tr2 are turned on. As a result, the transistor Tr4 can operate at a higher speed. Therefore, the response speed of the light receiving sensor 10 can be improved.
  • the transistor Tr3 functioning as a diode is arranged in series with the transistor Tr2.
  • the operating point of the inverter is changed between when the output voltage of the light receiving element 11 changes from high level to low level and when the output voltage is low level. It can be different from when it changes from high to low. Therefore, it is possible to obtain hysteresis characteristics.
  • the transistors Tr1 and Tr2 constitute an inverter, so that the transistor Tr4 can perform a switching operation at a high speed.
  • the potential difference between the two terminals becomes small, the potential difference gradually decreases after the transistor Tr4 performs the switching operation between the gate and the drain of the transistor Tr2, so that the current decreases. For this reason, the response speed of the light receiving element 11 gradually decreases.
  • the light receiving element 11 is provided with a resistor R2.
  • the decrease in the voltage between the two terminals is assisted by the resistor R2, so that the response speed can be prevented from decreasing.
  • each transistor in the detection signal generation unit 21 of the light receiving element 11 is composed of a MOS transistor
  • the operation threshold level of the transistor can be changed by adjusting the dose.
  • the operation threshold level of a transistor (a transistor Tr4 in the light receiving element 11) that generates a current to generate a potential difference between two terminals is set lower than 0.7V. This is because the device that receives the detection signal of the light receiving sensor 1 normally provides a threshold level above 0.7 V, which is the diode voltage.
  • a transistor Tr5 connected in cascade with the transistor Tr4 is provided.
  • the drain voltage of the transistor Tr4 is lowered, it is possible to reduce the off-state leakage current to 1/10 or more. Therefore, the leakage current when the transistor Tr4 is turned off can be greatly reduced.
  • the transistor Tr4 that performs the switching operation needs to be formed in a large size in order to pass a large current, the leak current tends to increase accordingly. Accordingly, it is possible to suppress a decrease in the potential difference between the two terminals when the potential difference between the two terminals increases.
  • the transistor Tr1 may malfunction if the temperature characteristic of the threshold level varies greatly. This is because the threshold level of the MOS transistor decreases at a high temperature.
  • the resistance used for current-voltage conversion for example, when a diffusion resistance is used, the resistance value rises at a high temperature, which causes a large temperature characteristic in sensitivity.
  • the resistor R1 bias resistor
  • the resistor R1 is composed of a resistor having a negative temperature characteristic (for example, a polysilicon resistor) so as to avoid such an inconvenience.
  • the temperature characteristic of the transistor Tr1 which is a MOS transistor, can be offset from the temperature characteristic of the resistor R1. Therefore, fluctuations in temperature characteristics of the light receiving element 11 can be suppressed.
  • the light receiving sensor 1 when the amount of light input to the photodiode PD decreases, the light receiving sensor 1 operates as described above, so that the voltage between the terminals T1 and T2 (terminal voltage) is the threshold voltage of the transistor Tr4. The voltage drops to the determined voltage. Therefore, the inter-terminal voltage is a value obtained by subtracting the threshold voltage from the power supply voltage Vcc.
  • the maximum potential difference between the two terminals is determined based on the threshold voltage of the transistor Tr4. Therefore, by lowering the threshold voltage to 0.5 V or less, the potential difference between terminals can be set in a wide range obtained by subtracting the threshold voltage (0.5 V or less) from the power supply voltage Vcc (fixed potential). .
  • the light receiving sensor 1 may have a poor response characteristic because an operation delay occurs when the photocurrent Ipd is turned on / off due to the capacitance of the photodiode PD itself. Therefore, in the light receiving sensor 1, the first current source CS1 is arranged in parallel with the photodiode PD. As a result, current is always supplied to the first current mirror circuit CM1, so that the response characteristics of the light receiving sensor 1 can be improved.
  • the first current source CS1 includes the resistor R11 connected to the external resistor RL, the transistors Tr13 and Tr14 are driven by the power supply voltage Vcc via the external resistor RL and the resistor R11. . Accordingly, the operation of the first current source CS1 can be maintained even when no light is input. Therefore, the detection operation of the light receiving sensor 1 can be performed stably.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the light receiving sensor 101 according to this comparative example.
  • the light receiving sensor 101 includes an external resistor RL as in the light receiving sensor 1 described above, but includes a light receiving element 102 instead of the light receiving element 11. Similar to the light receiving element 11, the light receiving element 102 includes two terminals T ⁇ b> 1 and T ⁇ b> 2 and a detection signal generation unit 21, and further includes a band gap current source BG.
  • the band gap current source BG (sub-current source) is arranged in parallel with the photodiode PD.
  • This band gap current source BG includes transistors Tr31, Tr32 (bipolar transistors), Tr33 to Tr38 (MOS transistors), a resistor R31, and the like.
  • the circuit composed of the transistors Tr31 and Tr32 and the resistor R31 generates a band gap current.
  • the transistor Tr31 has an emitter connected to the terminal T2 via the resistor R31, and a collector and a base connected to each other.
  • the collector of the transistor Tr31 is connected to the terminal T1 via a transistor Tr33 that forms a current mirror constant current circuit.
  • the transistor Tr32 has an emitter connected to the terminal T2 and a collector connected to the terminal T1 via another transistor Tr34 constituting a current mirror constant current circuit.
  • the source of the transistor Tr37 is connected to the terminal T2, the drain of the transistor Tr37 is connected to the gate of the transistor Tr37, and is further connected to the terminal T1 via another transistor Tr36 constituting a current mirror constant current circuit. .
  • the transistor Tr36 constitutes a current mirror constant current circuit with the transistor Tr35.
  • the source of the transistor Tr38 is connected to the terminal T2, the gate of the transistor Tr38 is connected to the gate of the transistor Tr37, and the drain of the transistor Tr38 is connected to the cathode of the photodiode PD.
  • the transistor Tr38 forms a current mirror circuit with the transistor Tr37.
  • the band gap current source BG configured as described above always supplies the current flowing through the transistor Tr38 to the first current mirror circuit CM1.
  • the first current mirror circuit CM1 can be operated without being completely turned off even when no light is input. .
  • the photosensitivity can be increased, but also the on / off operation by the light input can be accelerated. Therefore, the response speed of the light receiving sensor 101 can be increased.
  • FIG. 3A is a waveform diagram showing the waveform of the input light and the waveform of the detection signal based on the simulation of the operation of the light receiving sensor 101
  • FIG. 3B is the waveform of the input light based on the simulation of the operation of the light receiving sensor 1. It is a wave form diagram which shows the waveform of a detection signal.
  • the light receiving sensor 101 controls the switching of the transistor Tr4 by the photocurrent Ipd, for example, in a normal operation state (at the time of inputting light with a light emission current of 10 mA), a photocurrent Ipd of 100 nA flows as the light receiving current. Further, in the light receiving sensor 101, when weak light is input (when light having a light emission current as small as 0.8 mA is input), a photocurrent Ipd of about 8 nA flows as the light receiving current. In this case, the transistor Tr4 switches when the applied voltage reaches the threshold voltage.
  • the detection signal instantaneously fluctuates to the high level due to the driving noise of the transistor Tr4.
  • the operation of returning to the low level may be repeated.
  • Such an oscillation (chattering) phenomenon is likely to occur when the input light fluctuates or when the light amount of the input light is reduced, and the light receiving sensor 101 erroneously detects.
  • the threshold voltage of the transistors Tr4 and Tr5 that operate when the voltage between the terminals T1 and T2 is at a low level is as low as 0.5 V or less.
  • the detection signal (low level voltage) appearing between the terminals T1 and T2 is also a low voltage of 0.5 V or less.
  • the band gap current source BG requires 0.7V as the base-emitter voltage VBE of the transistors Tr31 and Tr32. Therefore, in a state where no light is input, the light receiving sensor 101 includes not only the band gap current source BG but also the photodiode PD, the first current mirror circuit CM1, the resistor R1, and the transistors Tr1 to Tr3 when no light is input.
  • the non-operation unit 103 is not operating.
  • an instantaneous noise component generated when the operation of the first current mirror circuit CM1 starts causes the sources of the transistors Tr11 and Tr12 in the first current mirror circuit CM1 to flow. Appears at the terminal T1. For this reason, the terminal T1 instantaneously becomes stable at a high level, causing malfunction. Thereafter, the switching signal of the transistor Tr4 is lowered, so that the detection signal is lowered to a low level, the non-operation unit 103 is not operated when no light is input, and the first current mirror circuit CM1 is also turned off. The signal oscillation phenomenon occurs by repeating the above operation for the minute photocurrent Ipd.
  • the first current source CS1 has transistors Tr13 and Tr14 configured by the same nchMOS transistors as the transistors Tr4 and Tr5.
  • the threshold voltage (operating voltage) of the transistors Tr13 and Tr14 can be made the same as those of the transistors Tr4 and Tr5. Therefore, the first current source CS1 is driven by the power supply voltage Vcc via the external resistor RL even if the detection signal appearing at the terminals T1 and T2 is at a low level. Therefore, the first current mirror circuit CM1 is supplied with a current from the first current source CS1, and can therefore maintain its operation. In this state, in the light receiving sensor 1, only the non-light-input non-operation unit 22 composed of the transistors Tr1 to Tr3 is not operating.
  • the light receiving sensor 1 when the light emission current is 0.8 mA (800 ⁇ A), the light receiving sensor 1 causes the detection signal to instantaneously change to the high level due to the driving noise of the transistor Tr4. However, the first current mirror circuit CM1 continues to operate. Thereby, the switching noise of the first current mirror circuit CM1 can be reduced. As a result, as shown in FIG. 3B, the oscillation phenomenon is suppressed, so that the light receiving sensor 1 of the present embodiment is useful.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a light receiving sensor 1A according to this modification.
  • the light receiving sensor 1 ⁇ / b> A includes an external resistor RL as in the above-described light receiving sensor 1, but includes a light receiving element 11 ⁇ / b> A instead of the light receiving element 11. Similar to the light receiving element 11, the light receiving element 11A includes two terminals T1 and T2 and a detection signal generation unit 21, and the first current source CS11 is replaced with the first current source CS1. Have.
  • the first current source CS11 has a resistor R12 and transistors Tr16 and Tr17 (pchMOS transistors).
  • the source of the transistor Tr16 (second transistor) is connected to the terminal T1, and the drain of the transistor Tr16 is connected to the gate of the transistor Tr16 and one end of the resistor R12. The other end of the resistor R12 is connected to the terminal T2.
  • the gate of the transistor Tr17 is connected to the gate of the transistor Tr16.
  • the source of the transistor Tr17 is connected to the terminal T1, and the drain of the transistor Tr17 is connected to one end of the resistor R1 and the gate of the transistor Tr1, like the drain of the transistor Tr12 in the first current mirror circuit CM1.
  • the first current source CS11 is configured in this way, and is provided in parallel with the first current mirror circuit CM1.
  • the first current source CS11 is arranged in parallel with the first current mirror circuit CM1. Thereby, since a current is always supplied to the resistor R1 (voltage conversion resistor), the response characteristics of the light receiving sensor 1 can be improved as in the first current source CS1.
  • the first current source CS11 has the resistor R12 connected to the external resistor RL via the transistor Tr16, the transistors Tr16 and Tr17 are connected by the external resistor RL and the resistor R12 by the power supply voltage Vcc. Driven. Accordingly, the operation of the first current source CS11 can be maintained even when no light is input. Therefore, even if switching noise occurs in the first current mirror circuit CM1, voltage fluctuations generated in the resistor R1 can be suppressed, and the detection operation of the light receiving sensor 1A can be performed stably.
  • Embodiment 2 Embodiment 2 according to the present invention will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the light receiving sensor 2 according to the present embodiment.
  • the first current source CS1 is arranged in parallel with the photodiode PD in order to improve response characteristics.
  • the photosensitivity characteristics of the light receiving sensor 1 vary due to variations occurring in the current of the first current source CS1. For this reason, there is a concern that the signal response speed of the light receiving sensor 1 is reduced.
  • the present embodiment it is configured so as not to be affected by the current of the first current source CS1 by always setting a zero bias between the anode and the cathode of the photodiode PD.
  • the light receiving sensor 2 (light sensor) includes a light receiving element 12 and an external resistor RL.
  • the light receiving element 12 has two terminals T1 and T2, a detection signal generation unit 21, and a first current source CS1 in the same manner as the light receiving element 11 in the light receiving sensor 1 described above.
  • the light receiving element 12 further has a zero bias circuit 23.
  • the zero bias circuit 23 (zero bias unit) includes transistors Tr13 and Tr15.
  • the drain of the transistor Tr15 is connected to the drain of the transistor Tr11 in the first current mirror circuit CM1.
  • the source of the transistor Tr15 is connected to the cathode of the photodiode PD and the drain of the transistor Tr14.
  • the gate of the transistor Tr15 is connected to the gate of the transistor Tr13 in the first current source CS1.
  • the transistors Tr13 and Tr15 form a current mirror circuit by connecting gates to each other.
  • the source potential of the transistor Tr13 is the GND potential (ground potential), and the gate potentials of the transistors Tr13 and Tr15 are the gate potential. As a result, the source potential of the transistor Tr15 also becomes the GND potential.
  • the potential difference between the anode and the cathode of the photodiode PD becomes zero.
  • the source signal is directly used as the drain signal, there is no problem in signal transmission.
  • the light receiving sensor 2 makes the bias voltage of the photodiode PD zero by the zero bias circuit 23. This eliminates the need for the photodiode PD to charge its own capacitance even when the photocurrent Ipd flows. Therefore, the signal response speed of the light receiving sensor 2 can be increased, which is desirable.
  • the first current source CS1 and the zero bias circuit 23 share the transistor Tr13.
  • expansion of the circuit scale can be suppressed and compatibility of the current supply capability between the current supply capability of the zero bias circuit 23 and the first current source CS1 can be ensured. Therefore, it is possible to reduce current variations caused by power supply voltage Vcc and temperature dependency. Therefore, it is beneficial that the light receiving sensor 2 has the zero bias circuit 23.
  • the source of the transistor Tr15 and the drain of the transistor Tr14 are connected to each other on the cathode side of the photodiode PD, the current flowing through the transistor Tr15 can also flow through the transistor Tr14.
  • the first current source CS1 can be driven even in the absence of the photocurrent Ipd. Therefore, the first current source CS1 is kept on regardless of the presence or absence of optical input, so that the number of switching times of the transistor Tr15 is reduced, so that the switching noise of the transistor Tr15 can be reduced.
  • Embodiment 3 Embodiment 3 according to the present invention will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of the light receiving sensor 3 according to the present embodiment.
  • the light receiving sensor 3 (light sensor) includes a light receiving element 13 and an external resistor RL.
  • the light receiving element 13 has two terminals T1 and T2, a detection signal generation unit 21, and a first current source CS1 as in the light receiving element 11 in the light receiving sensor 1 described above.
  • the light receiving element 13 has a band gap current source BG, similar to the light receiving element 102 in the light receiving sensor 101 described above.
  • the band gap current source BG can generate a current that does not depend on the external power supply voltage (power supply voltage Vcc). The reason will be described below.
  • the value of the current I2 (second auxiliary current) output from the band gap current source BG is determined by the transistors Tr31 and Tr32 and the resistor R31 that generate the band gap voltage.
  • the size ratio of the transistors Tr31 and Tr32 which are bipolar transistors, is 2: 1
  • the relationship between the base-emitter voltage VBE1 of the transistor Tr31 and the base-emitter voltage VBE2 of the transistor Tr32 is expressed by the following equation: It is expressed as follows.
  • R represents the resistance value of the resistor R31
  • Ir represents the value of the reference current flowing through the transistor Tr31
  • Is represents the value of the saturation current.
  • the reference current value Ir of the band gap current source BG is expressed by the following equation.
  • the reference current generated by the band gap current source BG does not depend on the power supply voltage Vcc.
  • the light receiving element 13 can detect light stably without being affected by the fluctuation of the power supply voltage Vcc.
  • the light receiving sensor 3 can have a hysteresis characteristic.
  • the hysteresis width can be adjusted by adjusting the amount of the current I2 of the band gap current source BG. Since the amount of the current I2 of the band gap current source BG is determined by the resistance value of the resistor R31 as described above, the hysteresis width is set to a desired value by appropriately setting the resistance value.
  • the amount of the current I2 is 2 nA with respect to a photocurrent of 10 nA.
  • the band gap current source BG is turned off, so that the current becomes 0A.
  • Vmax maximum voltage
  • Vmin minimum voltage
  • the band gap current source BG uses the transistors Tr31 and Tr32 made of bipolar transistors. For this reason, a minimum voltage of about 0.7 V is required as the base-emitter voltages VBE1 and VBE2. Therefore, as described above, when the threshold voltage of the transistors Tr4 and Tr5 when driving the light receiving element 13 to the low level voltage is set to 0.5 V or less, the band gap current source BG is driven. I can't. Therefore, the band gap current source BG can be driven only when the detection signal of the light receiving element 13 is at a high level voltage.
  • the first current source CS1 can be driven even when the detection signal is at a low level.
  • the current of the first current source CS1 varies depending on the power supply voltage Vcc and temperature.
  • the hysteresis characteristic HYS is determined by the following equation.
  • I1off represents a value in the absence of light input of the current I1 (first auxiliary current) flowing through the first current source CS1
  • I1on represents a state in which light input of the current I1 is present.
  • I2 represents the value of the current I2 flowing through the band gap current source BG.
  • Embodiment 4 Embodiment 4 according to the present invention will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of the light receiving sensor 4 according to the present embodiment.
  • the light receiving sensor 4 (light sensor) includes a light receiving element 13 and an external resistor RL.
  • the light receiving element 13 includes two terminals T1 and T2, a detection signal generation unit 21, a zero bias circuit 23, and a first current source CS1 as in the light receiving element 12 in the light receiving sensor 2 described above.
  • the light receiving element 13 includes a second current source CS2.
  • the second current source CS2 has a second current mirror circuit CM2, resistors R21 and R22, and transistors Tr23 to Tr25 (npn-type bipolar transistors).
  • the second current mirror circuit CM2 has a pair of transistors Tr21 and Tr22 (MOS transistors).
  • the drain of the transistor Tr21 on the input side is connected to the collector of the transistor Tr25 and the gate of the transistor Tr21.
  • the source of the transistor Tr21 is connected to the terminal T1.
  • the drain of the transistor Tr22 on the output side is connected to one end of the resistor R1 and the gate of the transistor Tr1, similarly to the drain of the transistor Tr12 in the first current mirror circuit CM1 described above.
  • the source of the transistor Tr22 is connected to the terminal T1.
  • the size ratio of the transistors Tr21 and Tr22 is set so that the second current mirror circuit CM2 amplifies the current input to the transistor Tr21 and outputs a current in the ⁇ A order to the transistor Tr22.
  • the collector of the transistor Tr23 is connected to the terminal T1 via the resistor R21, and the emitter of the transistor Tr23 is connected to the terminal T2.
  • the collector and base of the transistor Tr23 are connected to the base of the transistor Tr24 and one end of the resistor R22.
  • the other end of the resistor R22 is connected to the collector of the transistor Tr24 and the base of the transistor Tr25.
  • the emitter of the transistor Tr25 is connected to the terminal T2.
  • the nA-order current of the first current source CS1 flows through the transistor Tr11 of the first current mirror circuit CM1.
  • the current of the second current source CS2 flows through the transistor Tr12 of the first current mirror circuit CM1.
  • the circuit composed of the resistor R22 and the transistors Tr23 to Tr25 is driven by the power supply voltage Vcc through the external resistor RL and the resistor R21 to generate a current.
  • this current flows through the transistor Tr21 in the second current mirror circuit CM2, it is amplified and output to the transistor Tr22.
  • a current in the order of ⁇ A (additional current) from the second current source CS2 flows through the transistor Tr12 of the first current mirror circuit CM1.
  • the threshold voltage of the transistors Tr4 and Tr5 that operate when the voltage between the terminals T1 and T2 is at a low level is assumed to be a low voltage of 0.5 V or less.
  • the detection signal (low level voltage) appearing between the terminals T1 and T2 is similarly a low voltage of 0.5 V or less.
  • the second current source CS2 requires 0.7V as the base-emitter voltage VBE of the transistors Tr23 to Tr25 because the transistors Tr23 to Tr25 are bipolar transistors. Therefore, the second current source CS2 is not operating in a state where light is not input.
  • the current I2 flowing through the first current mirror circuit CM1 together with the photocurrent Ipd needs to be nA order. For this reason, the variation in the output current of the first current mirror circuit CM1 becomes large, and it is difficult to control the variation within an allowable range.
  • the value of the output current of the first current mirror circuit CM1 is on the order of ⁇ A. Therefore, in the light receiving sensor 4, the second current source CS2 allows the same current of the order of ⁇ A to flow to the output side of the first current mirror circuit CM1, thereby allowing variation in the output current of the first current mirror circuit CM1. Can be controlled within range.
  • the light receiving sensor 4 has the second current source CS2.
  • FIG. 8A is a graph showing the result of simulating the characteristics of the base-emitter voltage of the transistor with respect to the temperature in the second current source CS2.
  • FIG. 8B is a graph showing the result of simulating the current characteristics with respect to the base-emitter voltage of the transistor in the second current source CS2.
  • FIG. 9 is a graph showing the result of simulating the hysteresis characteristic with respect to the temperature of the light receiving sensor 4.
  • the base-emitter voltage of the transistors Tr23 and Tr24 is VBEa and the transistor Tr25 is VBEb
  • the base-emitter voltage VBEb is lower than the base-emitter voltage VBEa by a voltage drop due to the resistor R22.
  • the voltage drop at this time is considered to be a value corresponding to the small base current of the transistor Tr25, and is approximately represented by the collector current value Ic24 of the transistor Tr24. Therefore, the voltage drop is expressed as Ic24 ⁇ R22 (R22 represents the resistor R22).
  • the collector current value Ic24 is a value that is 1/2 of the current flowing through the resistor R21.
  • the collector current value Ic24 is expressed by the following equation.
  • VBEdrop (VOH ⁇ VBEa) / (2 ⁇ R21) Therefore, a drop voltage VBEdrop that is a drop of the base-emitter voltage VBEb with respect to the base-emitter voltage VBEa is expressed by the following equation.
  • the temperature characteristic of the collector current of the transistor Tr25 is changed as shown in FIG. Can be adjusted.
  • FIG. 8B it can be seen that the collector currents of the transistors Tr23 and Tr24 have a negative temperature characteristic, whereas the collector current of the transistor Tr25 is adjusted to have a positive temperature characteristic.
  • the temperature characteristic of the hysteresis characteristic HYS of the light receiving sensor 4 can be corrected.
  • the temperature increases as the temperature rises and has a positive temperature characteristic.
  • the first current source CS1 and the second current source CS2 together, an increase in the hysteresis characteristic is suppressed as the temperature rises. Temperature dependence is suppressed.
  • Embodiment 5 Embodiment 5 according to the present invention will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of the light receiving sensor 5 according to the present embodiment.
  • the light receiving sensor 5 (light sensor) includes a light receiving element 15 and an external resistor RL.
  • the light receiving element 15 includes two terminals T1 and T2, a detection signal generation unit 21, a zero bias circuit 23, a first current source CS1, and a second current source CS2, similarly to the light receiving element 14 in the light receiving sensor 4 described above. Have.
  • the light receiving element 15 has a constant voltage circuit 24.
  • the constant voltage circuit 24 includes a resistor R41 and a capacitor C. One end of the resistor R41 is connected to the terminal T1, and the other end of the resistor R41 is connected to one electrode of the capacitor C. The other electrode of the capacitor C is connected to the terminal T2. Capacitor C has a capacity to hold a constant voltage when the voltage between terminals T1 and T2 becomes maximum.
  • connection point of the resistor R41 and the capacitor C is connected to the sources of the transistors Tr11 and Tr12 of the first current mirror circuit CM1.
  • the capacitor C is charged via the resistor R41 due to the potential difference between the terminals T1 and T2. Further, the capacitor C has a capacity that holds a constant voltage when the voltage between the terminals T1 and T2 becomes maximum. Thereby, when the potential difference between the terminals T1 and T2 becomes the maximum, the capacitor C holds a constant voltage.
  • the first current mirror circuit CM1 applies a current to the output side according to the current flowing to the input side by applying this constant voltage.
  • the light receiving sensor 5 includes the constant voltage circuit 24, a constant voltage is held in the capacitor C when the voltage between the terminals T1 and T2 becomes maximum.
  • the first current mirror circuit CM1 is driven at a stable constant voltage without being affected by fluctuations in the power supply voltage Vcc. Therefore, switching noise in the first current mirror circuit CM1 can be further suppressed. Therefore, the oscillation phenomenon described above can be further suppressed as compared with the light receiving sensor 1 described above.
  • Embodiment 6 Embodiment 6 according to the present invention will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of the light receiving sensor 6 according to the present embodiment.
  • the light receiving sensor 6 (light sensor) includes a light receiving element 16 and an external resistor RL.
  • the light receiving element 16 includes two terminals T1 and T2, a detection signal generation unit 21, a zero bias circuit 23, a first current source CS1, and a second current source CS2, similarly to the light receiving element 14 in the light receiving sensor 4 described above. Have.
  • the light receiving element 16 has a constant voltage circuit 25.
  • the constant voltage circuit 25 includes a resistor R51 and transistors Tr51 to Tr53 (npn type bipolar transistors). One end of the resistor R51 is connected to the terminal T1, and the other end of the resistor R51 is connected to the collector of the transistor Tr51. Each of the transistors Tr51 to Tr53 has a base and a collector connected to each other and functions as a diode. The emitter of the transistor Tr51 is connected to the collector of the transistor Tr52, and the emitter of the transistor Tr52 is connected to the collector of the transistor Tr53. The emitter of the transistor Tr53 is connected to the terminal T2.
  • connection point between the resistor R51 and the transistor Tr51 is connected to the sources of the transistors Tr11 and Tr12 of the first current mirror circuit CM1.
  • the first current mirror circuit CM1 applies a constant voltage, so that a current flows stably to the output side according to the current flowing to the input side.
  • the voltage applied to the transistors Tr11 and Tr12 in the first current mirror circuit CM1 can be increased. Accordingly, a high voltage between the source and drain of the transistors Tr11 and Tr12 is ensured, so that the desaturation state of the transistors Tr11 and Tr12 can be suppressed.
  • the first current mirror circuit CM1 cannot operate at a low voltage.
  • the first current mirror circuit CM1 can operate at a lower voltage, but it becomes more difficult to suppress the unsaturated state of the transistors Tr11 and Tr12.
  • the first current mirror circuit CM1 can operate at a low voltage and can suppress the non-saturated state of the transistors Tr11 and Tr12. Become. Therefore, the light receiving sensor 6 is useful because it can operate sufficiently stably even with the 3V power supply voltage Vcc.
  • the constant voltage circuit 25 applies a voltage (terminal voltage) between the terminals T1 and T2 to the transistors Tr51 to Tr53 via the resistor R51.
  • the bias voltage Vpd of the photodiode PD is expressed as follows from the drive voltage VL (low-level inter-terminal voltage) of the transistor Tr4.
  • Vpd VL ⁇ (VGS11 + VDS15 + R51 ⁇ Icm)
  • VGS11 represents the gate-source voltage of the transistor Tr11
  • VDS15 represents the drain-source voltage of the transistor Tr15
  • R51 represents the resistance value of the resistor R51.
  • Icm represents the output current of the first current mirror circuit CM1.
  • VL 0.35V
  • VGS11 0.25V
  • VDS15 0.05V
  • R51 30 k ⁇
  • Icm 30 nA
  • the drive voltage VL is determined by the threshold voltage of the transistor Tr4, and the bias voltage Vpd is determined from the design specifications of the external circuit. Therefore, it is necessary to design an external circuit so that the bias voltage Vpd is lowered and the response is not delayed.
  • the bias voltage of the photodiode PD can be secured more easily than using a transistor or the like. Therefore, it is beneficial for the light receiving sensor 6 to have the constant voltage circuit 25 including the resistor R51 because the response speed can be increased.
  • the light receiving sensors 1 to 6 in the first to sixth embodiments are suitable for use in electronic devices such as digital cameras, photocopiers, printers, and portable devices using photo interrupters.
  • the light receiving sensors 1 to 6 are also suitable for use with a smoke sensor, a proximity sensor, a distance measuring sensor or the like that cannot secure a sufficient volume.
  • Both the smoke sensor, the proximity sensor, and the distance measuring sensor can be configured by a detector using a light emitting element and a light receiving element.
  • the smoke sensor senses fluctuations in sensitivity due to the amount of smoke blocking between the light emitting element and the light receiving element, and both the proximity sensor and the distance measuring sensor emit light from the light emitting element and reflected by the detected object. Is sensed by a light receiving element. Therefore, in any sensor, if the above-described light receiving sensors 1 to 6 are applied, low voltage driving can be performed with a small number of terminals, which is beneficial.
  • the light receiving sensors 1 to 6 can sufficiently reduce the voltage between the terminals and suppress the oscillation phenomenon as described above.
  • the detection signal can be sharply changed between light blocking and light non-blocking, and oscillation can be performed using a low-pass filter. There is no need to suppress chattering signals. Accordingly, since the detection can be performed accurately, the application of the light receiving sensors 1 to 6 is beneficial.
  • FIG. 12 is a front view showing the internal configuration of the copying machine 301.
  • the copying machine 301 irradiates a document placed on a document table 303 provided on the upper part of a main body 302 with light from a light source lamp 304, and reflects reflected light from the document to a mirror group 305 and a lens 306. Then, the photosensitive drum 307 charged through the irradiation is irradiated and exposed.
  • the copying machine 301 forms a toner image by attaching toner to the electrostatic latent image formed on the photosensitive drum 307 by exposure.
  • the copier 301 transfers the toner image on the photosensitive drum 307 to the paper supplied from the manual paper feed tray 308 and the paper feed cassettes 309 and 310 via the transport system 311, and further the toner is transferred by the fixing device 312. After fixing the image, the image is discharged outside the main body 302.
  • optical sensors S1 to S12 are arranged to detect the position of each part and the passage of paper.
  • the optical sensors S1 to S4 are arranged to detect the position of a part of the mirror group 305 that moves in the optical scanning direction of the document.
  • the optical sensors S5 and S6 are arranged to detect the position of the lens 306 that moves together with a part of the mirror group 305.
  • the optical sensor S7 is disposed to detect the rotational position of the photosensitive drum 307.
  • the optical sensor S8 is arranged to detect the presence or absence of paper on the manual paper feed tray 308.
  • the optical sensor S9 is arranged to detect whether or not a sheet fed from the upper sheet cassette 309 is conveyed.
  • the optical sensor S10 is arranged to detect whether or not the paper fed from the lower paper feed cassette 310 is conveyed.
  • the optical sensor S11 is arranged to detect separation of the sheet from the photosensitive drum 307.
  • the optical sensor S12 is arranged to detect the discharge of the sheet to the outside of the copying machine 301.
  • the copying machine 301 has a large number of optical sensors S1 to S12. Therefore, by using the light receiving sensors 1 to 6 of the above-described embodiments as the light sensors S1 to S12, it is possible to enhance the function of the copying machine 301 by the light sensors S1 to S12.
  • the optical sensors S1 to S12 have been described for the sake of convenience.
  • an actual copying machine often uses a larger number of optical sensors. Therefore, the above effect becomes more remarkable in such an electronic device.
  • the optical sensor varies the potential of the second terminal (terminal T1) to which the power supply voltage (power supply voltage Vcc) is applied with respect to the fixed potential of the first terminal (terminal T2).
  • a photoelectric conversion element photodiode PD
  • photocurrent Ipd photocurrent Ipd
  • a two-terminal photosensor light-receiving sensors 1 to 6, 1A
  • a first current source first current sources CS1, CS11
  • first auxiliary current by being driven by an inter-terminal voltage between one terminal and the second terminal, and amplifies the photocurrent.
  • the inter-terminal current between the first terminal and the second terminal is stopped, and the output when no light is input
  • the current between the terminals Current controller (transistor Tr4), and the first current source inputs the first auxiliary current to the current amplifier, or the first auxiliary current is added to the output current of the current amplifier.
  • the first auxiliary current is generated regardless of whether light is input.
  • the current control unit when no light is input, the current control unit flows an inter-terminal current between the first terminal and the second terminal, so that the potential of the second terminal approaches the fixed potential of the first terminal.
  • the inter-terminal voltage is lowered to a low level.
  • the current control unit stops the inter-terminal current, so that the potential of the second terminal does not approach the fixed potential of the first terminal and is maintained at the potential of the power supply voltage.
  • the inter-terminal voltage becomes high level.
  • the inter-terminal voltage detection signal
  • the inter-terminal voltage (detection signal) needs to be set to a current larger than the photocurrent so as to depend on the current controlled by the current control unit. Thereby, it is possible to secure a wide range of the inter-terminal voltage up to a value obtained by reducing the voltage for operating the current control unit.
  • the first current source since the first current source generates the first auxiliary current even when no light is input, the first auxiliary current can be supplied to the current amplifier regardless of whether light is input. . Therefore, it is possible to reduce the switching noise generated in the current amplifier and suppress the oscillation phenomenon.
  • the current control unit is a first transistor (transistor Tr4) that is turned on to flow the inter-terminal current and turned off to stop the inter-terminal current, and the first current source Has a current mirror circuit for passing the first auxiliary current, and the second transistor (transistor Tr13) constituting the current mirror circuit has the same operating voltage as the first transistor. preferable.
  • the first and second transistors have the same operating voltage. Accordingly, if the first transistor constituting the current control unit can be turned on when no light is input, the second transistor constituting the current mirror circuit of the first current source can also operate. it can. Therefore, even when no light is input, the first current source can operate to generate the first auxiliary current.
  • the optical sensor applies a potential equal to that of the other terminal of the photoelectric conversion element to one terminal of the photoelectric conversion element, so that a bias voltage between the two terminals of the photoelectric conversion element is zero (zero)
  • a bias circuit 23 is further provided, and the second transistor generates a potential to be applied to one terminal of the photoelectric conversion element.
  • the bias voltage of the photoelectric conversion element is made zero by the zero bias unit. This eliminates the need for the photoelectric conversion element to charge its own capacity even when a photocurrent flows. Therefore, the signal response speed of the optical sensor can be increased.
  • the potential generated by the second transistor can be used as the potential that the zero bias unit applies to the photoelectric conversion element. Therefore, it is not necessary for the zero bias unit to generate the potential, and an increase in the circuit scale of the optical sensor can be suppressed.
  • the optical sensor further includes a sub-current source (bandgap current source BG) that generates a second auxiliary current that is input to the current amplifier by being driven by the voltage between the terminals without depending on the power supply voltage. It is preferable to provide.
  • a sub-current source bandgap current source BG
  • the first current source can operate even when the voltage between the terminals is at a low level.
  • the first current source is driven with the voltage between the terminals depending on the power supply voltage, the first auxiliary current is supplied with the power supply voltage. It will vary under the influence of fluctuations.
  • a second auxiliary current that is not affected by the power supply voltage can be obtained by providing a sub-current source that is driven independently of the power supply voltage. Thereby, the influence of the variation of the first auxiliary current can be reduced by the second auxiliary current.
  • the optical sensor further includes a second current source (second current source CS2) that generates an additional current added to the output current of the current amplifier.
  • second current source CS2 second current source
  • the optical sensor further includes a constant voltage circuit (constant voltage circuits 24, 25) that generates a constant voltage as a driving voltage of the current amplifier when the voltage between the terminals is maximum.
  • the constant voltage circuit preferably includes a capacitor (capacitor C) or a diode (transistors Tr51 to Tr53) that generates the constant voltage based on the voltage between the terminals.
  • the current amplifier when the voltage between the terminals is maximum, the current amplifier is driven with a constant voltage generated by the constant voltage circuit. As a result, the current amplifier can be stably operated with a constant voltage without receiving fluctuations in the power supply voltage.
  • the constant voltage circuit further includes a resistor (resistor R51) connected in series with the diode between the first terminal and the second terminal, and the resistor and the diode It is preferable to output the constant voltage from between.
  • the constant voltage circuit applies the inter-terminal voltage to the diode via the resistor.
  • the drive voltage of the current control unit depends on the resistance value of the resistor, so using a resistor in the constant voltage circuit is easier than using a transistor or the like
  • the bias voltage of the photoelectric conversion element can be secured.
  • the electronic device (copier 301) includes any one of the above-described optical sensors, a high-performance optical sensor can be disposed in the electronic device. Therefore, the function of the electronic device can be improved, which is beneficial.
  • the optical sensor according to the present invention is configured as a photo interrupter, it has a function of detecting not only object detection and object operation speed but also object movement direction and origin position. Therefore, the digital sensor, copying machine, printer, portable It can be suitably used for electrical products such as equipment. In addition, the optical sensor according to the present invention can be suitably used for a sensor that cannot ensure a sufficient volume, such as a smoke sensor, a proximity sensor, and a distance measuring sensor.
  • Light receiving sensor 1A
  • Light receiving sensor 11 to 16
  • Light receiving element 21 Detection signal generating unit 23 Zero bias circuit (zero bias unit) 24, 25 Constant voltage circuit 301 Copying machine (electronic equipment)
  • BG Bandgap current source sub-current source
  • CM1 First current mirror circuit current amplifier
  • CM2 Second current mirror circuit CS1 First current source
  • CS2 Second current source CS11 First current source I1 Current (first auxiliary current) I2 current (second auxiliary current) PD photodiode T1 terminal (first terminal) T2 terminal (second terminal) Tr1 transistor Tr4 transistor (current control unit, first transistor) Tr13 transistor (second transistor) Vcc supply voltage

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Abstract

　受光センサ（１）は、光の入力によって光電流を発生するフォトダイオード（ＰＤ）と、フォトダイオード（ＰＤ）と並列に配置され、端子（Ｔ１）および端子（Ｔ２）の間の端子間電圧によって駆動されることにより第１の補助電流を発生する第１の電流源（ＣＳ）を備える。第１の電流源（ＣＳ）は、光が入力されていないときの端子間電圧によっても駆動される。

Description

光センサおよび電子機器
　本発明は、物体検出や物体動作速度検出に使用されるフォトインタラプタ等に好適な２端子型の光センサに関する。
　デジタルカメラやインクジェットプリンタなど、モーターによって駆動される動作部品を有する電気製品では、当該動作部品の動作速度を検出するためにセンサが用いられる。このようなセンサは、一般に、電源端子、センサ出力端子およびＧＮＤ端子の３種類の端子を有している。このため、上記のような電気製品の小型化に適応するようにセンサを小型化することが難しい。また、センサの作製工程の削減や歩留まりの向上を図るためにも、省線化された光センサが求められる。このような要求に対して、端子を削減したセンサの開発が進められている。
　例えば、特許文献１には、センサ出力端子とＧＮＤ端子とを共通にすることにより、２端子のセンサとして利用することができる検出装置が開示されている。この検出装置では、検出素子（検知部）を含むセンサ手段を定電圧発生手段で発生した定電圧で駆動し、その出力を比較手段で比較電圧と比較し、比較手段のコンパレータのオン・オフ出力で矩形波電流の高電流値と低電流値とを切り替えている。
　また、特許文献２には、電源端子とセンサ出力端子を共通にすることにより、２端子のセンサとして利用することができる検出装置が開示されている。この検出装置では、センサの出力と、基準電圧生成手段から出力される基準電圧を抵抗によって分圧した電圧とを比較器によって比較し、当該比較器の出力を２線・３線切替手段を介して、電流増幅手段または電流設定手段に出力する。このように、２線・３線切替手段を備えることにより、検出装置を２線式または３線式の検出装置として利用することができる。
日本国公開特許公報「特開平１０－３３２７２２号公報（１９９８年１２月１８日公開）」 日本国公開特許公報「特開平１０－２０９８３９号公報（１９９８年０８月０７日公開）」
　しかしながら、特許文献１の検出装置では、定電圧発生手段および比較手段を有しているために、２端子間の電圧の降下が不十分である。このため、ローレベルの検出信号が高い電圧となる。以下に、その理由について説明する。
　前述のように比較電圧を発生させて比較を行う比較手段のコンパレータは、電子回路としては差動増幅器にて構成される。差動増幅器を構成するトランジスタは、１つ当たり、動作電圧として約０．７Ｖが必要となる。このため、差動増幅器を構成すると少なくとも２つのトランジスタは、直列に接続される必要があるので、少なくとも１．４Ｖ程度の電圧を必要とする。
　また、上記のコンパレータを定電圧発生手段の回路内に構成した場合、当該回路は、コンパレータより高い電圧で構成する必要があるので、少なくとも２．１Ｖ程度の電圧を必要とする。
　したがって、このような電圧が２端子間の最低電圧を高くすることになり、ローレベルの検出信号を十分低い電圧にすることができない。このため、上記の検出装置の動作範囲をより広げることが難しい。
　特許文献２の検出装置でも、基準電圧生成手段および比較器を有していることから、同様に２端子間の電圧降下が不十分である。したがって、十分に電圧を降下させるためには、２線式から３線式への切り替えが必要となる。
　このような不都合を回避するため、光センサにおいて、２端子間の電位差を大きくして、十分に電圧を降下させることが望ましい。
　また、光センサにおいて、光入力状態から光非入力状態への移行時、および光非入力状態から光入力状態への移行時に２端子間の電圧が不定になると、誤検出が生じる。それゆえ、光センサにおいて、２端子間の電圧を安定してハイレベルとローレベルとの間で切り替わることが望ましい。
　本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、２端子型の光センサにおいて、２端子間の電圧を、十分降下させるとともに、光入力状態と光非入力状態との切り替え時に安定化させることにある。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る光センサは、第１端子の固定電位に対して、電源電圧が印加された第２端子の電位を変動させて光の入力を検出する２端子型の光センサであって、光の入力によって光電流を発生する光電変換素子と、上記第１端子および上記第２端子の間の端子間電圧によって駆動されることにより第１の補助電流を発生する第１の電流源と、上記光電流を増幅する電流増幅器と、光が入力されているときの上記電流増幅器の出力電流に基づいて上記第１端子および上記第２端子の間の端子間電流を停止し、光が入力されていないときの上記出力電流に基づいて上記端子間電流を流す電流制御部とを備え、上記第１の電流源が、上記電流増幅器に上記第１の補助電流を入力するか、または上記電流増幅器の上記出力電流に上記第１の補助電流を付加し、光の入力の有無に関わらず上記第１の補助電流を発生することを特徴としている。
　本発明の一態様によれば、２端子型の光センサにおいて、２端子間の電圧を、十分降下させるとともに、光入力状態と光非入力状態との切り替え時に安定化させることができるという効果を奏する。
本発明の実施形態１に係る受光センサの構成を示す回路図である。 実施形態１の比較例に係る受光センサの構成を示す回路図である。 （ａ）は図２に示す受光センサの動作のシミュレーションによる入力光の波形および検出信号の波形を示す波形図であり、（ｂ）は図１に示す受光センサの動作のシミュレーションによる入力光の波形および検出信号の波形を示す波形図である。 本発明の実施形態１の変形例に係る受光センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２に係る受光センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３に係る受光センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４に係る受光センサの構成を示す回路図である。 （ａ）は図７の受光センサの第２の電流源における温度に対するトランジスタのベース－エミッタ間電圧の特性をシミュレーションした結果を示すグラフであり、（ｂ）は上記第２の電流源におけるトランジスタのベース－エミッタ間電圧に対する電流の特性をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図７の受光センサの温度に対するヒステリシス特性をシミュレーションした結果を示すグラフである。 本発明の実施形態５に係る受光センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態６に係る受光センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７に係る複写機の内部構造を示す正面図である。
　［実施形態１］
　本発明に係る実施形態１について、図１を参照して以下に説明する。
　図１は、本実施形態に係る受光センサ１の構成を示す回路図である。
　〔受光センサの構成〕
　図１に示すように、受光センサ１（光センサ）は、受光素子１１および外付け抵抗ＲＬを備えている。
　受光素子１１は、２個の端子Ｔ１，Ｔ２、検出信号生成部２１および第１の電流源ＣＳ１を有している。受光素子１１は、光入力時に回路電流を変動することにより、一方の端子Ｔ２の固定電位に対して他方の端子Ｔ１の電位を変動して検出信号を出力する２端子型の光検出回路である。
　〈端子の構成〉
　端子Ｔ１（第１端子）は、検出信号を出力する出力端子と電源電圧Ｖｃｃが印加される電源端子とを兼ねており、外付け抵抗ＲＬを介して電源ラインに接続されている。端子Ｔ２（第２端子）は、接地用の端子であり、グランドラインに接続されて、接地電位（固定電位）が付与されている。
　なお、端子Ｔ１を固定電位が付与される端子とし、端子Ｔ２を電位が変動する端子としてもよい。
　受光素子１１は、図示しない発光素子からの光を、直接受けるか、または物体からの反射光として受けて、当該光を電気信号（検出信号）に変換して出力する回路である。
　〈検出信号生成部の構成〉
　検出信号生成部２１は、フォトダイオードＰＤ、抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＴｒ１～Ｔｒ５（ＭＯＳトランジスタ）および第１のカレントミラー回路ＣＭ１を有している。
　フォトダイオードＰＤは、入力される光を受けて光電流Ｉｐｄを流す光電変換素子である。このフォトダイオードＰＤは、アノードが端子Ｔ２に接続されている。
　なお、検出信号生成部２１は、光電変換素子としてフォトダイオードＰＤを有しているが、フォトダイオードＰＤの代わりにフォトトランジスタを有していてもよい。
　第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、１組のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２（ＭＯＳトランジスタ）を有している。入力側のトランジスタＴｒ１１のドレインは、フォトダイオードＰＤのカソードおよびトランジスタＴｒ１１のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ１１のソースは、端子Ｔ１に接続されている。出力側のトランジスタＴｒ１２のドレインは、抵抗Ｒ１の一端およびトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ１２のソースは端子Ｔ１に接続されている。
　第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、トランジスタＴｒ１１に入力されたｎＡオーダーの電流を増幅してμＡオーダーの電流をトランジスタＴｒ１２へ出力する。このため、第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のサイズの比が電流増幅率に応じて設定されている。
　抵抗Ｒ１の他端およびトランジスタＴｒ１のソースは端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＴｒ１のドレインは、トランジスタＴｒ２のドレインおよびトランジスタＴｒ４のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ２のソースはトランジスタＴｒ３のドレインに接続されるとともに、トランジスタＴｒ２のゲートはトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、このように接続されることによりインバータを形成している。
　トランジスタＴｒ３のソースは端子Ｔ１に接続されるとともに、トランジスタＴｒ３のゲートはトランジスタＴｒ３のドレインに接続されている。これにより、トランジスタＴｒ３はダイオードとして機能する。
　トランジスタＴｒ４（電流制御部，第１のトランジスタ）のソースは端子Ｔ２に接続され、トランジスタＴｒ４のドレインはトランジスタＴｒ５のソースに接続されている。トランジスタＴｒ５のドレインは端子Ｔ１に接続され、トランジスタＴｒ５のゲートはトランジスタＴｒ４のゲートおよび抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２の他端は端子Ｔ１に接続されている。
　〈第１の電流源の構成〉
　第１の電流源ＣＳ１は、抵抗Ｒ１１およびトランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４（ＭＯＳトランジスタ）を有している。トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４は、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５と同じｎｃｈＭＯＳトランジスタで構成されている。
　トランジスタＴｒ１３（第２のトランジスタ）のソースは端子Ｔ２に接続され、トランジスタＴｒ１３のドレインは、トランジスタＴｒ１３のゲートおよび抵抗Ｒ１１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１１の他端は、端子Ｔ１に接続されている。トランジスタＴｒ１４のゲートは、トランジスタＴｒ１３のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ１４のソースは端子Ｔ２に接続され、トランジスタＴｒ１４のドレインはフォトダイオードＰＤのカソードに接続されている。
　第１の電流源ＣＳ１は、このように構成されることにより、フォトダイオードＰＤと並列に設けられている。
　〔受光センサの動作〕
　上記のように構成される受光センサ１の動作を説明する。
　〈基本動作〉
　フォトダイオードＰＤは、光が入力されると、光電流Ｉｐｄを流す。この光電流Ｉｐｄは、第１のカレントミラー回路ＣＭ１によって増幅されて抵抗Ｒ１に流れ、抵抗Ｒ１によって電圧に変換される。
　このため、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートの電位が変動する。そこで、光電流Ｉｐｄが一定値以上になると上記のゲート電位がインバータのスレッシュホールド電圧を越えるように抵抗Ｒ１の抵抗値を設定しておく。
　光入力時に抵抗Ｒ１に流れる電流が電圧に変換されるとき、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２によって構成されるインバータのスレッシュホールド電圧を超える光が入力されていると、トランジスタＴｒ２がオフし、トランジスタＴｒ１がオンする。これにより、トランジスタＴｒ４がオフするので、トランジスタＴｒ４の電流（端子間電流）の流れが停止して、端子Ｔ１，Ｔ２（２端子）の間の電圧（電位差）が上昇する。
　一方、入力光量が減少することにより光電流Ｉｐｄが減少するときは、第１のカレントミラー回路ＣＭ１で増幅される電流が減少するので、抵抗Ｒ１の端子間電圧が低下する。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲート－ソース間電圧がインバータのスレッシュホールド電圧にまで低下すると、トランジスタＴｒ１がオンした状態で、トランジスタＴｒ２がオンする。これにより、トランジスタＴｒ４がオンするので、上記の２端子間の電圧が低下する。
　このように、トランジスタＴｒ４のオフ／オンに応じて２端子間の電圧が昇降する。したがって、光入力があるときに端子Ｔ１，Ｔ２に検出出力として現れる検出信号がハイレベル電圧となり、光入力がないときの検出信号がローレベル電圧となる。具体的には、光入力がある場合には、光電流ＩｐｄとトランジスタＴｒ１の駆動電流とによって、２端子間では微小な電圧降下が生じるだけである。一方、光入力がない場合には、受光素子１１の出力電流はトランジスタＴｒ４の駆動電流で決まり、この出力電流による電圧降下によって受光素子１１の出力電圧がローレベルとなる。受光素子１１の出力電圧のハイレベルとローレベルとの電圧差が大きいほど検出能力が向上するため、トランジスタＴｒ４の駆動電流を大きくすることで光電流の影響が軽減される。
　また、トランジスタＴｒ４のオン／オフ時は、必ずトランジスタＴｒ１またはトランジスタＴｒ２のいずれかがオン動作する。これにより、トランジスタＴｒ４は、より高速で動作することが可能となる。したがって、受光センサ１の応答速度を向上させることができる。
　また、トランジスタＴｒ４のオン／オフ時は、必ずトランジスタＴｒ１がオン動作するか、もしくはトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がともにオン動作する。これにより、トランジスタＴｒ４は、より高速で動作することが可能となる。したがって、受光センサ１０の応答速度を向上させることができる。
　なお、受光素子１１において、抵抗Ｒ１の端子間電圧に依存してトランジスタＴｒ２をスイッチングさせる必要があるため、トランジスタＴｒ２のソース電圧を下げておく必要がある。つまり、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のソース－ドレイン間電圧に依存して、トランジスタＴｒ２がスイッチングするのを防ぐ必要がある。このため、ダイオードとして機能するトランジスタＴｒ３がトランジスタＴｒ２とに直列に配置されている。
　また、これにより、上記の２端子間の電圧の下降および上昇に伴って、インバータの動作点を、受光素子１１の出力電圧がハイレベルからローレベルに変動するときと、当該出力電圧がローレベルからハイレベルに変動するときとで異ならせることができる。したがって、ヒステリシス特性を得ることが可能となる。
　〈応答速度の低下防止〉
　上記のように、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がインバータを構成することにより、トランジスタＴｒ４が高速でスイッチング動作することができる。しかしながら、２端子間の電位差が小さくなるとき、トランジスタＴｒ２のゲート－ドレイン間では、トランジスタＴｒ４がスイッチング動作してから徐々に電位差が小さくなるので、電流が減少する。このため、受光素子１１の応答速度が徐々に低下していく。
　そこで、このような不都合を回避することができるように、受光素子１１では、抵抗Ｒ２が設けられている。これにより、２端子間の電圧の低下が抵抗Ｒ２で補助されるので、応答速度の低下を防ぐことが可能となる。
　ところで、受光素子１１の検出信号生成部２１における各トランジスタをＭＯＳトランジスタで構成すれば、ドーズ量を調整することにより、トランジスタの動作スレッシュホールドレベルを変えることが可能である。例えば、２端子間の電位差を生じさせるために電流を発生させるトランジスタ（受光素子１１においてはトランジスタＴｒ４）の動作スレッシュホールドレベルを０．７Ｖより低く設定しておく。これは、通常、受光センサ１の検出信号を受けるデバイスがダイオード電圧である０．７Ｖ以上にスレッシュホールドレベルを設けるためである。
　これにより、２端子間の電位差をより大きくすることができる。したがって、受光素子１１の動作範囲を広げることができる。
　〈リーク電流の減少〉
　受光素子１１において、スレッシュホールドレベルの低いトランジスタを用いた場合、高温におけるトランジスタＴｒ４のオフ時にリーク電流が生じることが懸念される。このようなリーク電流が生じると、本来、２端子間の電位差が上昇するときに、２端子間の電位差が低下してしまうという不都合が生じる。
　そこで、このような不都合を回避することができるように、トランジスタＴｒ４と縦続接続されるトランジスタＴｒ５が設けられている。これにより、トランジスタＴｒ４のドレイン電圧を下げると、オフ時のリーク電流を１／１０以上に減少させることが可能となる。それゆえ、トランジスタＴｒ４のオフ時のリーク電流を大幅に減少させることができる。特に、スイッチング動作するトランジスタＴｒ４は、大電流を流すために、大きいサイズに形成される必要があるので、リーク電流がそれだけ大きくなりやすい。したがって、２端子間の電位差の上昇時に２端子間の電位差の低下を抑制することができる。
　ところで、トランジスタＴｒ１は、スレッシュホールドレベルの温度特性の変動が大きいと、誤動作する可能性がある。これは、ＭＯＳトランジスタのスレッシュホールドレベルが高温で低下することによる。一方、電流－電圧変換に用いる抵抗は、例えば拡散抵抗を用いると、抵抗値が高温で上昇するため、感度に大きな温度特性を生じてしまう。
　そこで、受光素子１１は、このような不都合を回避することができるように、抵抗Ｒ１（バイアス抵抗）が負の温度特性を有する抵抗（例えばポリシリコン抵抗）で構成されている。これにより、ＭＯＳトランジスタであるトランジスタＴｒ１の温度特性と抵抗Ｒ１の温度特性とを相殺することが可能となる。したがって、受光素子１１の温度特性の変動を抑制することができる。
　〔実施形態の効果〕
　受光センサ１は、フォトダイオードＰＤに光が入力されると、前述のように動作することにより、端子Ｔ１の電位が、電源電圧Ｖｃｃとほぼ同じ値となる。ただし、光電流Ｉｐｄにより、微小な電圧降下は発生する。ここで、一定以上の光量を有する光が入力されると、抵抗Ｒ１での電圧上昇により、トランジスタＴｒ１２の動作電流が制限されるので、電圧降下は制限されている。
　一方、受光センサ１は、フォトダイオードＰＤへの入力光の光量が減少すると、前述のように動作することにより、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧（端子間電圧）がトランジスタＴｒ４のスレッシュホールド電圧で決まる電圧まで低下する。したがって、端子間電圧は、電源電圧Ｖｃｃから上記のスレッシュホールド電圧を減じた値となる。
　このように、光検出動作時には、トランジスタＴｒ４を光電流に依存してスイッチング制御すれば、２端子間の最大電位差が、トランジスタＴｒ４のスレッシュホールド電圧に基づいて定まる。したがって、このスレッシュホールド電圧を０．５Ｖ以下に低くすることにより、端子間電位差を、電源電圧Ｖｃｃ（固定電位）からスレッシュホールド電圧（０．５Ｖ以下）を減じた広い範囲に設定することができる。
　また、受光センサ１は、フォトダイオードＰＤ自身の有する容量等により、光電流Ｉｐｄをオン／オフするときに、動作遅延が起きるので、応答特性が悪くなりえる。このため、受光センサ１では、第１の電流源ＣＳ１がフォトダイオードＰＤと並列に配置されている。これにより、常に第１のカレントミラー回路ＣＭ１に電流が供給されるので、受光センサ１の応答特性を改善することができる。
　上記の第１の電流源ＣＳ１は、外付け抵抗ＲＬに接続される抵抗Ｒ１１を有しているので、トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４が、電源電圧Ｖｃｃにより外付け抵抗ＲＬおよび抵抗Ｒ１１を介して駆動される。これにより、光無入力時であっても、第１の電流源ＣＳ１の動作を維持することができる。それゆえ、受光センサ１の検出動作を安定して行うことができる。
　なお、第１の電流源ＣＳ１による上記の効果については、次に説明する受光センサ１０１との比較に基づいて後に詳しく説明する。
　〔比較例〕
　本実施形態の比較例について、図２を参照して以下に説明する。
　図２は、本比較例に係る受光センサ１０１の構成を示す回路図である。
　〈光センサの構成〉
　図２に示すように、受光センサ１０１は、前述の受光センサ１と同様、外付け抵抗ＲＬを備えているが、受光素子１１に代えて受光素子１０２を備えている。この受光素子１０２は、受光素子１１と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２と、検出信号生成部２１とを有しており、さらにバンドギャップ電流源ＢＧを有している。
　バンドギャップ電流源ＢＧ（副電流原）は、フォトダイオードＰＤと並列に配置されている。このバンドギャップ電流源ＢＧは、トランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２（バイポーラトランジスタ）、Ｔｒ３３～Ｔｒ３８（ＭＯＳトランジスタ）、抵抗Ｒ３１などを有している。
　トランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２および抵抗Ｒ３１からなる回路は、バンドギャップ電流を発生する。トランジスタＴｒ３１は、エミッタが抵抗Ｒ３１を介して端子Ｔ２に接続され、コレクタとベースとが互いに接続されている。また、トランジスタＴｒ３１のコレクタは、カレントミラー定電流回路を構成するトランジスタＴｒ３３を介して端子Ｔ１に接続されている。一方、トランジスタＴｒ３２は、エミッタが端子Ｔ２に接続され、コレクタがカレントミラー定電流回路を構成する他のトランジスタＴｒ３４を介して端子Ｔ１に接続されている。
　トランジスタＴｒ３７のソースは端子Ｔ２に接続され、トランジスタＴｒ３７のドレインは、トランジスタＴｒ３７のゲートに接続されるとともに、カレントミラー定電流回路を構成するさらに他のトランジスタＴｒ３６を介して端子Ｔ１に接続されている。トランジスタＴｒ３６は、トランジスタＴｒ３５とカレントミラー定電流回路を構成している。
　トランジスタＴｒ３８のソースは端子Ｔ２に接続され、トランジスタＴｒ３８のゲートはトランジスタＴｒ３７のゲートに接続され、トランジスタＴｒ３８のドレインはフォトダイオードＰＤのカソードに接続されている。トランジスタＴｒ３８は、トランジスタＴｒ３７とカレントミラー回路を構成している。
　上記のように構成されるバンドギャップ電流源ＢＧは、トランジスタＴｒ３８に流れる電流を、常に第１のカレントミラー回路ＣＭ１に供給している。これにより、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧（端子間電圧）の最小値を調整すれば、光非入力時にも第１のカレントミラー回路ＣＭ１を完全にオフすることなく動作させることが可能となる。これにより、光感度を上げるだけでなく、光入力によるオン／オフ動作を速くすることができる。したがって、受光センサ１０１の応答速度を高めることができる。
　〔動作比較〕
　ここで、受光センサ１，１０１の動作（シミュレーション）の比較について説明する。
　図３の（ａ）は受光センサ１０１の動作のシミュレーションによる入力光の波形および検出信号の波形を示す波形図であり、図３の（ｂ）は受光センサ１の動作のシミュレーションによる入力光の波形および検出信号の波形を示す波形図である。
　受光センサ１０１は、光電流Ｉｐｄにより、トランジスタＴｒ４のスイッチングを制御するとき、例えば通常の動作状態（１０ｍＡの発光電流の光の入力時）では、１００ｎＡの光電流Ｉｐｄを受光電流として流す。また、受光センサ１０１において、弱い光が入力される場合（０．８ｍＡといった微小な発光電流の光の入力時）、８ｎＡ程度の光電流Ｉｐｄが受光電流として流れる。この場合、トランジスタＴｒ４は、印加される電圧がスレッシュホールド電圧に達すれば、スイッチングする。
　このため、受光センサ１０１は、図３の（ａ）に示すように、発光電流が０．８ｍＡ（８００μＡ）である場合、トランジスタＴｒ４の駆動ノイズにより、検出信号が瞬間的にハイレベルに変動し、安定するとローレベルに戻る動作を繰り返すことがある。このような発振（チャタリング）現象は、入力光が変動したときや、入力光の光量が低下したときなどに生じやすく、受光センサ１０１が誤検出してしまう。
　この原因は、次のように説明できる。
　例えば、受光センサ１０１において、光が入力していない状態では、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧がローレベルであるときに動作するトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５のスレッシュホールド電圧が０．５Ｖ以下といった低い電圧であるとする。この場合、図３の（ａ）に示すように、端子Ｔ１，Ｔ２の間に現れる検出信号（ローレベル電圧）も同様に０．５Ｖ以下といった低い電圧となる。
　また、バンドギャップ電流源ＢＧは、トランジスタＴｒ３１,Ｔｒ３２がバイポーラトランジスタであることから、トランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２のベース－エミッタ間電圧ＶＢＥとして０．７Ｖが必要である。したがって、光が入力していない状態では、受光センサ１０１において、バンドギャップ電流源ＢＧだけでなく、フォトダイオードＰＤ、第１のカレントミラー回路ＣＭ１、抵抗Ｒ１およびトランジスタＴｒ１～Ｔｒ３を含む光非入力時非動作部１０３が動作していない。
　このような微小な光電流Ｉｐｄが流れる状態では、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の動作が開始するときに生じる瞬間的なノイズ成分が、第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のソースを介して端子Ｔ１に現れる。このため、瞬間的に端子Ｔ１がハイレベルで安定する状態となり、誤動作を引き起こす。その後、トランジスタＴｒ４のスイッチングノイズが低下することで検出信号がローレベルに低下し、光非入力時非動作部１０３が再び非動作となり、第１のカレントミラー回路ＣＭ１もオフする。そして、微小な光電流Ｉｐｄのために上記の動作を繰り返すことにより、信号発振現象が生じる。
　これに対し、受光センサ１では、第１の電流源ＣＳ１が、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５と同じｎｃｈＭＯＳトランジスタで構成されるトランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４を有している。これにより、トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４のスレッシュホールド電圧（動作電圧）をトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５と同一にすることができる。それゆえ、第１の電流源ＣＳ１は、端子Ｔ１，Ｔ２に現れる検出信号がローレベルであっても、外付け抵抗ＲＬを介して電源電圧Ｖｃｃによって駆動される。したがって、第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、第１の電流源ＣＳ１から電流が供給されるので、動作を維持することができる。この状態では、受光センサ１において、トランジスタＴｒ１～Ｔｒ３からなる光非入力時非動作部２２のみが動作していない。
　よって、受光センサ１は、図３の（ｂ）に示すように、発光電流が０．８ｍＡ（８００μＡ）である場合、トランジスタＴｒ４の駆動ノイズにより、検出信号が瞬間的にハイレベルに変動しても、第１のカレントミラー回路ＣＭ１が動作を維持し続ける。これにより、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のスイッチングノイズを低減することができる。この結果、図３の（ｂ）に示すように、発振現象が抑制されるので、本実施形態の受光センサ１は有益である。
　〔変形例〕
　本実施形態の変形例について、図４を参照して以下に説明する。
　図４は、本変形例に係る受光センサ１Ａの構成を示す回路図である。
　〈光センサの構成〉
　図４に示すように、受光センサ１Ａは、前述の受光センサ１と同様、外付け抵抗ＲＬを備えているが、受光素子１１に代えて受光素子１１Ａを備えている。この受光素子１１Ａは、受光素子１１と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２と、検出信号生成部２１とを有しており、第１の電流源ＣＳ１に代えて、第１の電流源ＣＳ１１を有している。
　第１の電流源ＣＳ１１は、抵抗Ｒ１２およびトランジスタＴｒ１６，Ｔｒ１７（ｐｃｈＭＯＳトランジスタ）を有している。
　トランジスタＴｒ１６（第２のトランジスタ）のソースは端子Ｔ１に接続され、トランジスタＴｒ１６のドレインは、トランジスタＴｒ１６のゲートおよび抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は、端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＴｒ１７のゲートは、トランジスタＴｒ１６のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ１７のソースは端子Ｔ１に接続され、トランジスタＴｒ１７のドレインは、第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるトランジスタＴｒ１２のドレインと同様、抵抗Ｒ１の一端およびトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。
　第１の電流源ＣＳ１１は、このように構成されることにより、第１のカレントミラー回路ＣＭ１と並列に設けられている。
　上記のように構成される受光センサ１Ａにおいては、第１の電流源ＣＳ１１が第１のカレントミラー回路ＣＭ１と並列に配置されている。これにより、常に抵抗Ｒ１（電圧変換抵抗）に電流が供給されるので、前述の第１の電流源ＣＳ１と同様、受光センサ１の応答特性を改善することができる。
　上記の第１の電流源ＣＳ１１は、トランジスタＴｒ１６を介して外付け抵抗ＲＬに接続される抵抗Ｒ１２を有しているので、トランジスタＴｒ１６，Ｔｒ１７が、電源電圧Ｖｃｃにより外付け抵抗ＲＬおよび抵抗Ｒ１２によって駆動される。これにより、光無入力時であっても、第１の電流源ＣＳ１１の動作を維持することができる。それゆえ、第１のカレントミラー回路ＣＭ１にスイッチングノイズが生じても、抵抗Ｒ１に生じる電圧変動が抑えられるため、受光センサ１Ａの検出動作を安定して行うことができる。
　［実施形態２］
　本発明に係る実施形態２について、図５を参照して以下に説明する。
　図５は、本実施形態に係る受光センサ２の構成を示す回路図である。
　なお、本実施形態において、前述の実施形態１における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同等の符号を付記してその説明を省略する。
　前述の受光センサ１においては、応答特性を改善するために、第１の電流源ＣＳ１がフォトダイオードＰＤと並列に配置されている。しかしながら、このような構成では、第１の電流源ＣＳ１の電流に生じるばらつきにより、受光センサ１の光感度特性が変動する。このため、受光センサ１の信号応答速度が低下することが懸念される。
　そこで、本実施の形態では、フォトダイオードＰＤのアノードとカソードとの間を常にゼロバイアスとすることにより、第１の電流源ＣＳ１の電流による影響を受けなくするように構成している。
　〔受光センサの構成〕
　図５に示すように、受光センサ２（光センサ）は、受光素子１２および外付け抵抗ＲＬを備えている。
　受光素子１２は、前述の受光センサ１における受光素子１１と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２、検出信号生成部２１および第１の電流源ＣＳ１を有している。また、受光素子１２は、さらにゼロバイアス回路２３を有している。
　ゼロバイアス回路２３（ゼロバイアス部）は、トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１５からなる。トランジスタＴｒ１５のドレインは、第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるトランジスタＴｒ１１のドレインと接続されている。トランジスタＴｒ１５のソースは、フォトダイオードＰＤのカソードおよびトランジスタＴｒ１４のドレインに接続されている。トランジスタＴｒ１５のゲートは、第１の電流源ＣＳ１におけるトランジスタＴｒ１３のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１５は、ゲート同士が接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。
　〔受光センサの動作〕
　上記のように構成される受光センサ２において、トランジスタＴｒ１３のソースの電位がＧＮＤ電位（接地電位）であり、トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１５のゲートの電位がゲート電位である。これにより、トランジスタＴｒ１５のソースの電位もＧＮＤ電位となる。
　したがって、フォトダイオードＰＤのアノード－カソード間の電位差が０となる。また、トランジスタＴｒ１５において、ソース信号がそのままドレイン信号となるので、信号の伝送には何ら問題はない。
　〔実施形態の効果〕
　上記のように、受光センサ２は、ゼロバイアス回路２３によって、フォトダイオードＰＤのバイアス電圧をゼロにしている。これにより、フォトダイオードＰＤは、光電流Ｉｐｄの流入時にも、自身の容量を充電する必要がなくなる。それゆえ、受光センサ２の信号応答速度を高速にすることができるので、望ましい。
　また、第１の電流源ＣＳ１とゼロバイアス回路２３とでトランジスタＴｒ１３を共有している。これにより、回路規模の拡大を抑えるとともに、ゼロバイアス回路２３の電流供給能力と第１の電流源ＣＳ１との間で電流供給能力の互換性を確保することができる。それゆえ、電源電圧Ｖｃｃや温度による依存性などで生じる電流のばらつきを低減することができる。よって、受光センサ２がゼロバイアス回路２３を有することは、有益である。
　しかも、フォトダイオードＰＤのカソード側に位置し、かつトランジスタＴｒ１５のソースとトランジスタＴｒ１４のドレインとが互いに接続されることにより、トランジスタＴｒ１５に流れる電流をトランジスタＴｒ１４にも流すことができる。これにより、光電流Ｉｐｄがない状態でも、第１の電流源ＣＳ１を駆動することができる。したがって、光入力の有無に関わらず第１の電流源ＣＳ１のオン状態が維持されることから、トランジスタＴｒ１５のスイッチング回数が減少するので、トランジスタＴｒ１５のスイッチングノイズを低減することができる。
　［実施形態３］
　本発明に係る実施形態３について、図６を参照して以下に説明する。
　図６は、本実施形態に係る受光センサ３の構成を示す回路図である。
　なお、本実施形態において、前述の実施形態１，２における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同等の符号を付記してその説明を省略する。
　〔受光センサの構成〕
　図６に示すように、受光センサ３（光センサ）は、受光素子１３および外付け抵抗ＲＬを備えている。
　受光素子１３は、前述の受光センサ１における受光素子１１と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２、検出信号生成部２１および第１の電流源ＣＳ１を有している。また、受光素子１３は、前述の受光センサ１０１における受光素子１０２と同様、バンドギャップ電流源ＢＧを有している。
　〔実施形態の効果〕
　〈バンドギャップ電流源による効果〉
　バンドギャップ電流源ＢＧは、外部電源電圧（電源電圧Ｖｃｃ）に依存しない電流を生成することができる。以下に、その理由について説明する。
　バンドギャップ電流源ＢＧが出力する電流Ｉ２（第２の補助電流）の値は、バンドギャップ電圧を発生するトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２および抵抗Ｒ３１で決定される。ここで、バイポーラトランジスタであるトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２のサイズの比を２：１とすると、トランジスタＴｒ３１のベース－エミッタ間電圧ＶＢＥ１と、トランジスタＴｒ３２のベース－エミッタ間電圧ＶＢＥ２との関係は、次式のように表される。
　ＶＢＥ１＋Ｒ×Ｉｒ＝ＶＢＥ２
　Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒ／２Ｉｓ）＋Ｒ×Ｉｒ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｒ／Ｉｓ）
上式において、Ｒは抵抗Ｒ３１の抵抗値を表し、ＩｒはトランジスタＴｒ３１を流れる基準電流の値を表し、Ｉｓは飽和電流の値を表している。また、Ｖｔは、ボルツマン定数ｋ、素電荷ｑおよび絶対温度Ｔに基づいて、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑと表される。
　上式により、バンドギャップ電流源ＢＧの基準電流値Ｉｒは、次式のように表される。
　Ｉｒ＝Ｖｔ×ｌｎ２／Ｒ
　ここで、Ｖｔは常温で２６ｍＶであるので、Ｒの値を１０ｋΩとすると、基準電流値Ｉｒは１.８μＡとなる。
　上式において、電源電圧Ｖｃｃ（外部電源電圧）が含まれていないことから、基準電流値Ｉｒは電源電圧Ｖｃｃの依存性がないことが分かる。また、温度特性については、Ｖｔが－２ｍＶ／℃で変動するため、抵抗Ｒ３１として負の温度特性（温度係数）を有するデバイスを用いれば、温度依存性も抑制することができる。
　このように、バンドギャップ電流源ＢＧで生成される基準電流は、電源電圧Ｖｃｃに依存しない。これにより、受光素子１３は、電源電圧Ｖｃｃの変動の影響を受けることなく、安定して光を検出することができる。
　これに対し、電流値が電源電圧Ｖｃｃに依存する電流源を用いた場合、電源電圧Ｖｃｃの変動により、当該電流源の電流が変動してしまう。このため、例えば電源電圧Ｖｃｃが一定値以上になると、電流源の電流が増大することにより、光を検出していないにも関わらず、光を検出しているときと同じ検出出力が得られる（誤検出）。
　また、バンドギャップ電流源ＢＧを用いることにより、受光センサ３がヒステリシス特性を備えることができる。しかも、バンドギャップ電流源ＢＧの電流Ｉ２の量を調整することにより、ヒステリシス幅を調整することができる。バンドギャップ電流源ＢＧの電流Ｉ２の量は、前述のように抵抗Ｒ３１の抵抗値によって決定されるので、その抵抗値を適宜設定すれば、ヒステリシス幅が所望の値に設定される。
　例えば、１０ｎＡの光電流に対して電流Ｉ２の量を２ｎＡとする。また、端子Ｔ１，Ｔ２（２端子）の間の電圧が最小となるとき、バンドギャップ電流源ＢＧがオフするため、その電流が０Ａとなる。この場合、２端子間の最大の電圧（Ｖｍａｘ）および２端子間の最小の電圧（Ｖｍｉｎ）は、光電流Ｉｐｄから電流Ｉ２を減じた値に比例する。したがって、ＶｍａｘとＶｍｉｎとの比Ｒ（ヒステリシス）は、次の式で表される。
　Ｒ＝Ｖｍａｘ／Ｖｍｉｎ
　　＝（１０－２）／（１０－０）
　　＝８０％
　このように、電流Ｉ２の量を適宜調整することにより、検出信号をローレベル状態からハイレベル状態に変動するために必要な光電流量と、検出信号をハイレベル状態からローレベル状態に変動するために必要な光電流量とが異なる。これにより、ヒステリシス特性が得られる。また、ヒステリシス幅の抵抗値依存性が低下するので、外付け抵抗ＲＬの抵抗値を、より広範囲で使用することが可能となる。それゆえ、後段の増幅器のばらつきや、温度および電圧の変動の影響を排除できる。
　〈バンドギャップ電流源および第１の電流源による効果〉
　バンドギャップ電流源ＢＧは、前述のようにバイポーラトランジスタからなるトランジスタＴｒ３１，Ｔｒ３２を用いている。このため、前述のベース－エミッタ間電圧ＶＢＥ１，ＶＢＥ２として約０．７Ｖの電圧が最低限必要となる。それゆえ、前述のように、受光素子１３をローレベル電圧に駆動するときのトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５のスレッシュホールド電圧を０．５Ｖ以下となるように構成した場合、バンドギャップ電流源ＢＧを駆動することができない。したがって、受光素子１３の検出信号がハイレベル電圧となる状態でしか、バンドギャップ電流源ＢＧを駆動することができない。
　一方、第１の電流源ＣＳ１は、前述のように、電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ１１を介して印加されるので、検出信号がローレベルである状態でも駆動することが可能である。しかしながら、第１の電流源ＣＳ１は、電源電圧Ｖｃｃや温度による依存性により、電流にばらつきを生じる。
　したがって、受光素子１３は、バンドギャップ電流源ＢＧおよび第１の電流源ＣＳ１を併用すると、そのヒステリシス特性ＨＹＳが次式で定まる。
　ＨＹＳ＝（Ｉ１off＋Ｉｐｄ）／（Ｉ１on＋Ｉ２＋Ｉｐｄ）
　上式において、Ｉ１offは、第１の電流源ＣＳ１に流れる電流Ｉ１（第１の補助電流）の光の入力がない状態の値を表しており、Ｉ１onは、電流Ｉ１の光の入力がある状態の値を表している。また、Ｉ２は、バンドギャップ電流源ＢＧに流れる電流Ｉ２の値を表している。
　したがって、受光センサ３において、第１の電流源ＣＳ１およびバンドギャップ電流源ＢＧを併用することは有益である。
　［実施形態４］
　本発明に係る実施形態４について、図７を参照して以下に説明する。
　図７は、本実施形態に係る受光センサ４の構成を示す回路図である。
　なお、本実施形態において、前述の実施形態１，２における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同等の符号を付記してその説明を省略する。
　〔受光センサの構成〕
　図７に示すように、受光センサ４（光センサ）は、受光素子１３および外付け抵抗ＲＬを備えている。
　受光素子１３は、前述の受光センサ２における受光素子１２と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２、検出信号生成部２１、ゼロバイアス回路２３および第１の電流源ＣＳ１を有している。また、受光素子１３は、第２の電流源ＣＳ２を有している。
　〈第２の電流源の構成〉
　第２の電流源ＣＳ２は、第２のカレントミラー回路ＣＭ２、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２およびトランジスタＴｒ２３～Ｔｒ２５（ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）を有している。
　第２のカレントミラー回路ＣＭ２は、１組のトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２（ＭＯＳトランジスタ）を有している。入力側のトランジスタＴｒ２１のドレインは、トランジスタＴｒ２５のコレクタおよびトランジスタＴｒ２１のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ２１のソースは、端子Ｔ１に接続されている。出力側のトランジスタＴｒ２２のドレインは、前述の第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるトランジスタＴｒ１２のドレインと同様、抵抗Ｒ１の一端およびトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ２２のソースは端子Ｔ１に接続されている。
　第２のカレントミラー回路ＣＭ２は、トランジスタＴｒ２１に入力された電流を増幅してμＡオーダーの電流をトランジスタＴｒ２２へ出力するように、トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２のサイズの比が設定されている。
　トランジスタＴｒ２３のコレクタは抵抗Ｒ２１を介して端子Ｔ１に接続され、トランジスタＴｒ２３のエミッタは端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＴｒ２３のコレクタおよびベースは、トランジスタＴｒ２４のベースおよび抵抗Ｒ２２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２２の他端は、トランジスタＴｒ２４のコレクタおよびトランジスタＴｒ２５のベースに接続されている。トランジスタＴｒ２５のエミッタは端子Ｔ２に接続されている。
　〔受光センサの動作〕
　上記のように構成される受光センサ４において、第１の電流源ＣＳ１のｎＡオーダーの電流は、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のトランジスタＴｒ１１に流れる。一方、第２の電流源ＣＳ２の電流は、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のトランジスタＴｒ１２に流れる。
　第２の電流源ＣＳ２において、抵抗Ｒ２２およびトランジスタＴｒ２３～Ｔｒ２５からなる回路は、外付け抵抗ＲＬおよび抵抗Ｒ２１を介して電源電圧Ｖｃｃによって駆動されて電流を発生する。この電流は、第２のカレントミラー回路ＣＭ２において、トランジスタＴｒ２１を流れると、増幅されてトランジスタＴｒ２２に出力される。これにより、第２の電流源ＣＳ２によるμＡオーダーの電流（付加電流）が、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のトランジスタＴｒ１２に流れる。
　なお、光が入力していない状態では、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧がローレベルであるときに動作するトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５のスレッシュホールド電圧が０．５Ｖ以下といった低い電圧であるとする。この場合、端子Ｔ１，Ｔ２の間に現れる検出信号（ローレベル電圧）も同様に０．５Ｖ以下といった低い電圧となる。
　これに対し、第２の電流源ＣＳ２は、トランジスタＴｒ２３～Ｔｒ２５がバイポーラトランジスタであることから、トランジスタＴｒ２３～Ｔｒ２５のベース－エミッタ間電圧ＶＢＥとして０．７Ｖが必要である。したがって、光が入力していない状態では、第２の電流源ＣＳ２は動作していない。
　〔受光センサの効果〕
　〈出力電流のばらつき改善〉
　前述の受光センサ３においては、第１の電流源ＣＳ１およびバンドギャップ電流源ＢＧを用いることにより、これらの電流Ｉ１，Ｉ２が光電流Ｉｐｄとともに第１のカレントミラー回路ＣＭ１に流れる。このため、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の出力電流が、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の電流増幅率のばらつきの影響を受ける。
　また、光電流Ｉｐｄの値が通常ｎＡオーダーであることから、光電流Ｉｐｄと併せて第１のカレントミラー回路ＣＭ１に流れる電流Ｉ２もｎＡオーダーである必要がある。このため、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の出力電流のばらつきが大きくなり、当該ばらつきを許容範囲内に制御することが難しい。
　これに対し、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の出力電流の値は、μＡオーダーである。したがって、受光センサ４では、第２の電流源ＣＳ２によって、同じμＡオーダーの電流を第１のカレントミラー回路ＣＭ１の出力側に流すことで、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の出力電流のばらつきを許容範囲内に制御することができる。
　このように、受光センサ４が第２の電流源ＣＳ２を有することは有益である。
　〈ヒステリシスの温度特性補正〉
　図８の（ａ）は、第２の電流源ＣＳ２における温度に対するトランジスタのベース－エミッタ間電圧の特性をシミュレーションした結果を示すグラフである。図８の（ｂ）は、第２の電流源ＣＳ２におけるトランジスタのベース－エミッタ間電圧に対する電流の特性をシミュレーションした結果を示すグラフである。図９は、受光センサ４の温度に対するヒステリシス特性をシミュレーションした結果を示すグラフである。
　トランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４のベース－エミッタ間電圧をＶＢＥａとし、トランジスタＴｒ２５のＶＢＥｂとすると、ベース－エミッタ間電圧ＶＢＥｂは、ベース－エミッタ間電圧ＶＢＥａに対して、抵抗Ｒ２２による電圧降下だけ低下する。このときの降下電圧は、トランジスタＴｒ２５の少ないベース電流に応じた値であると考えられ、ほぼトランジスタＴｒ２４のコレクタ電流値Ｉｃ２４で表される。したがって、上記の降下電圧はＩｃ２４×Ｒ２２（Ｒ２２は抵抗Ｒ２２を表すものとする）と表される。
　また、コレクタ電流値Ｉｃ２４は、抵抗Ｒ２１を流れる電流の１／２の値である。ここで、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧の最大値をＶＯＨとし、抵抗Ｒ２１の抵抗値をＲ２１とすると、コレクタ電流値Ｉｃ２４は、次式で表される。
　Ｉｃ２４＝（ＶＯＨ－ＶＢＥａ）／（２×Ｒ２１）
　したがって、ベース－エミッタ間電圧ＶＢＥａに対するベース－エミッタ間電圧ＶＢＥｂの降下分である降下電圧ＶＢＥdropは、次式で表される。
　ＶＢＥdrop＝ＶＢＥａ－ＶＢＥｂ
　　　　　　＝Ｉｃ２４×Ｒ２２
　　　　　　＝（ＶＯＨ－ＶＢＥａ）×Ｒ２２／２Ｒ２１
　上式から、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値を調整することにより、ベース－エミッタ間電圧ＶＢＥｂを調整することができることが分かる。また、図８の（ａ）に示すように、ベース－エミッタ間電圧ＶＢＥａ，ＶＢＥｂは、負の温度特性を有している。
　これに対し、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値を調整することにより、ベース－エミッタ間電圧ＶＢＥｂを下げるように調整すると、図８の（ｂ）に示すように、トランジスタＴｒ２５のコレクタ電流の温度特性を調整することができる。図８の（ｂ）では、トランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４のコレクタ電流が負の温度特性を有するのに対し、トランジスタＴｒ２５のコレクタ電流が正の温度特性を有するように調整されていることが分かる。
　これにより、受光センサ４のヒステリシス特性ＨＹＳの温度特性を補正することができる。
　図９に示すように、第１の電流源ＣＳ１のみを使用している受光センサ１では、高温ほど大きくなっており、正の温度特性を有している。これに対し、受光センサ４では、第１の電流源ＣＳ１および第２の電流源ＣＳ２を併用することにより、高温ほどヒステリシス特性の上昇が抑制されており、受光センサ１と比べて、ヒステリシス特性の温度依存性が抑制されている。
　［実施形態５］
　本発明に係る実施形態５について、図１０を参照して以下に説明する。
　図１０は、本実施形態に係る受光センサ５の構成を示す回路図である。
　なお、本実施形態において、前述の実施形態１～４における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同等の符号を付記してその説明を省略する。
　〔受光センサの構成〕
　図１０に示すように、受光センサ５（光センサ）は、受光素子１５および外付け抵抗ＲＬを備えている。
　受光素子１５は、前述の受光センサ４における受光素子１４と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２、検出信号生成部２１、ゼロバイアス回路２３、第１の電流源ＣＳ１および第２の電流源ＣＳ２を有している。また、受光素子１５は、定電圧回路２４を有している。
　〈定電圧回路の構成〉
　定電圧回路２４は、抵抗Ｒ４１およびコンデンサＣを有している。抵抗Ｒ４１の一端は端子Ｔ１に接続され、抵抗Ｒ４１の他端はコンデンサＣの一方の電極に接続されている。コンデンサＣの他方の電極は端子Ｔ２に接続されている。コンデンサＣは、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧が最大となるときに一定電圧を保持するような容量を有している。
　また、抵抗Ｒ４１およびコンデンサＣの接続点は、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のソースに接続されている。
　〔受光センサの動作〕
　上記のように構成される受光センサ５においては、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電位差により、コンデンサＣが抵抗Ｒ４１を介して充電される。また、コンデンサＣは、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧が最大となるときに一定電圧を保持するような容量を有している。これにより、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電位差が最大となるとき、コンデンサＣには一定電圧が保持される。
　第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、この一定電圧が印加されることにより、入力側に流れる電流に応じて出力側に電流を流す。
　〔受光センサの効果〕
　受光センサ５は、定電圧回路２４を有しているので、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧が最大となるときに、コンデンサＣに一定電圧が保持される。これにより、第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、電源電圧Ｖｃｃの変動の影響を受けることなく、安定した一定電圧で駆動される。それゆえ、第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるスイッチングノイズをより抑制することができる。したがって、前述の発振現象を、前述の受光センサ１に比べて、より抑制することができる。
　［実施形態６］
　本発明に係る実施形態６について、図１１を参照して以下に説明する。
　図１１は、本実施形態に係る受光センサ６の構成を示す回路図である。
　なお、本実施形態において、前述の実施形態１～４における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同等の符号を付記してその説明を省略する。
　〔受光センサの構成〕
　図１１に示すように、受光センサ６（光センサ）は、受光素子１６および外付け抵抗ＲＬを備えている。
　受光素子１６は、前述の受光センサ４における受光素子１４と同様、２個の端子Ｔ１，Ｔ２、検出信号生成部２１、ゼロバイアス回路２３、第１の電流源ＣＳ１および第２の電流源ＣＳ２を有している。また、受光素子１６は、定電圧回路２５を有している。
　〈定電圧回路の構成〉
　定電圧回路２５は、抵抗Ｒ５１およびトランジスタＴｒ５１～Ｔｒ５３（ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）を有している。抵抗Ｒ５１の一端は端子Ｔ１に接続され、抵抗Ｒ５１の他端はトランジスタＴｒ５１のコレクタに接続されている。トランジスタＴｒ５１～Ｔｒ５３は、それぞれベースとコレクタとが接続されており、ダイオードとして機能する。トランジスタＴｒ５１のエミッタはトランジスタＴｒ５２のコレクタに接続され、トランジスタＴｒ５２のエミッタはトランジスタＴｒ５３のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴｒ５３のエミッタは、端子Ｔ２に接続されている。
　また、抵抗Ｒ５１およびトランジスタＴｒ５１の接続点は、第１のカレントミラー回路ＣＭ１のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のソースに接続されている。
　〔受光センサの動作〕
　上記のように構成される受光センサ６においては、光入力時に、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５がオフすると、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電位差が最大となる。このとき、トランジスタＴｒ５１～Ｔｒ５３からなるダイオードの直列回路の両端（抵抗Ｒ５１とトランジスタＴｒ５１との間）に一定電圧が現れる。これにより、上記の直列回路の両端に一定電圧が現れる。
　第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、この一定電圧が印加されることにより、入力側に流れる電流に応じて安定して出力側に電流を流す。
　〔受光センサの効果〕
　〈ダイオードによる効果〉
　受光センサ６は、定電圧回路２５を有しているので、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧が最大となるときに、トランジスタＴｒ５１～Ｔｒ５３によるダイオードの直列回路の両端に一定電圧が得られる。これにより、第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、電源電圧Ｖｃｃの変動の影響を受けることなく、安定した一定電圧で駆動される。それゆえ、第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるスイッチングノイズをより抑制することができる。したがって、前述の発振現象を、前述の受光センサ１に比べて、より抑制することができる。
　ここで、定電圧回路２５におけるダイオードの数は、上記のような３個である場合、端子Ｔ１，Ｔ２の間の電位差が最大であるときに、図３の（ｂ）に示すように、検出信号をハイレベルに保持することができるので、望ましい。
　定電圧回路２５におけるダイオードの数が多いほど、第１のカレントミラー回路ＣＭ１におけるトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２に印加される電圧を高くすることができる。これにより、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のソース－ドレイン間の電圧が高く確保されるので、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２の非飽和状態を抑制することができる。しかしながら、このような構成では、第１のカレントミラー回路ＣＭ１が低電圧で動作することができなくなる。
　逆に、定電圧回路２５におけるダイオードの数が少ないほど、第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、低電圧での動作が可能となるが、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２の非飽和状態の抑制が難しくなる。
　したがって、定電圧回路２５におけるダイオードの数が３個である場合、第１のカレントミラー回路ＣＭ１は、低電圧での動作を可能にするとともに、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２の非飽和状態の抑制も可能となる。よって、受光センサ６は、３Ｖ系の電源電圧Ｖｃｃでも、十分安定して動作することができるので、有益である。
　〈抵抗による効果〉
　フォトダイオードＰＤのバイアス電圧が低いほど（順バイアスに近づくに連れて）、フォトダイオードＰＤの容量値が大きくなる。このため、受光素子１６の応答が変動する。
　これに対し、受光センサ６においては、定電圧回路２５が、抵抗Ｒ５１を介して端子Ｔ１，Ｔ２の間の電圧（端子間電圧）をトランジスタＴｒ５１～Ｔｒ５３に印加する。これにより、端子間電圧がローレベルからハイレベルに変化するときに、フォトダイオードＰＤのバイアス電圧Ｖｐｄは、トランジスタＴｒ４の駆動電圧ＶＬ（ローレベルの端子間電圧）から下記のように表される。
　Ｖｐｄ＝ＶＬ－（ＶＧＳ１１＋ＶＤＳ１５＋Ｒ５１×Ｉｃｍ）
　上式において、ＶＧＳ１１はトランジスタＴｒ１１のゲート－ソース間電圧を表し、ＶＤＳ１５はトランジスタＴｒ１５のドレイン－ソース間電圧を表し、Ｒ５１は抵抗Ｒ５１の抵抗値を表す。また、上式において、Ｉｃｍは、第１のカレントミラー回路ＣＭ１の出力電流を表している。
　ここで、ＶＬ＝０．３５Ｖ、ＶＧＳ１１＝０．２５Ｖ、ＶＤＳ１５＝０．０５Ｖ、Ｒ５１＝３０ｋΩ、Ｉｃｍ＝３０ｎＡとすると、バイアス電圧Ｖｐｄは、上式より下記のような値となる。
　Ｖｐｄ　＝０.３５Ｖ－（０.２５Ｖ＋０.０５Ｖ＋３０ｋΩ×３０ｎＡ）
　　　　　＝０.３５Ｖ－（０.２５Ｖ＋０.０５Ｖ＋約０.００１Ｖ）
　　　　　≒０.０５Ｖ
　なお、駆動電圧ＶＬはトランジスタＴｒ４のスレッシュホールド電圧で定まり、バイアス電圧Ｖｐｄは外部回路の設計仕様から定まる。このため、バイアス電圧Ｖｐｄが低くなり、かつ応答が遅延しないように、外部回路を設計する必要がある。
　以上のように、定電圧回路２５において抵抗Ｒ５１を用いることにより、トランジスタ等を用いるよりも、容易にフォトダイオードＰＤのバイアス電圧を確保することができる。よって、受光センサ６が抵抗Ｒ５１を含む定電圧回路２５を有することは、応答速度を高めることができるので、有益である。
　［実施形態７］
　前述の実施形態１～６における受光センサ１～６は、フォトインタラプタを用いたデジタルカメラ、複写機、プリンタ、携帯機器等の電子機器に用いると好適である。また、受光センサ１～６は、煙センサ、近接センサ、測距センサ等で十分な容積を確保できないものなどに用いても好適である。煙センサ、近接センサ、測距センサは、ともに発光素子および受光素子を用いた検出器で構成可能である。煙センサは、発光素子と受光素子との間を遮る煙の量による感度の変動をセンシングしており、近接センサおよび測距センサは、ともに発光素子から照射され、検出物により反射した光の光量を受光素子でセンシングしている。よって、いずれのセンサにおいても前述の受光センサ１～６を適用すれば、少ない端子で低電圧駆動が可能となり、有益となる。
　また、前述のように、受光センサ１～６は、前述のように、端子間電圧を十分に降下させることができるとともに、発振現象を抑制することができる。これにより、上記のいずれのセンサにも受光センサ１～６を適用することで、光遮断と光非遮断との間で検出信号を急峻に変化させることができ、かつローパスフィルタを用いて発振によるチャタリング信号を抑制する必要がなくなる。したがって、正確に検出を行うことができるので、受光センサ１～６の適用は有益である。
　〔複写機の構成〕
　ここで、光センサを用いた電子機器の具体例として複写機について説明する。図１２は、複写機３０１の内部構成を示す正面図である。
　図１２に示すように、複写機３０１は、本体３０２の上部に設けられる原稿台３０３に載置された原稿に光源ランプ３０４の光を照射し、原稿からの反射光をミラー群３０５およびレンズ３０６を介して帯電された感光体ドラム３０７に照射して露光する。また、複写機３０１は、露光により感光体ドラム３０７に形成された静電潜像にトナーを付着させてトナー像を形成する。さらに、複写機３０１は、手差し給紙トレイ３０８や給紙カセット３０９，３１０から搬送系３１１を介して供給される用紙に感光体ドラム３０７上のトナー像を転写させ、さらに定着装置３１２にてトナー像を定着させた後、本体３０２の外部に排出する。
　上記のように構成される複写機３０１においては、各部の位置や用紙の通過を検出するために光センサＳ１～Ｓ１２が配置されている。
　光センサＳ１～Ｓ４は、原稿の光走査方向に移動するミラー群３０５の一部の位置を検出するために配置されている。光センサＳ５，Ｓ６は、ミラー群３０５の一部とともに移動するレンズ３０６の位置を検出するために配置されている。光センサＳ７は、感光体ドラム３０７の回転位置を検出するために配置されている。
　光センサＳ８は、手差し給紙トレイ３０８上の用紙の有無を検出するために配置されている。光センサＳ９は、上段の給紙カセット３０９から給紙された用紙の搬送の有無を検出するために配置されている。光センサＳ１０は、下段の給紙カセット３１０から給紙された用紙の搬送の有無を検出するために配置されている。
　光センサＳ１１は、感光体ドラム３０７からの用紙の分離を検出するために配置される。光センサＳ１２は、複写機３０１の外部への用紙の排出を検出するために配置される。
　上記のように、複写機３０１は、多数の光センサＳ１～Ｓ１２を有している。そこで、これらの光センサＳ１～Ｓ１２として、前述の各実施の形態の受光センサ１～６を用いることにより、光センサＳ１～Ｓ１２による複写機３０１の高機能化を図ることができる。
　なお、上記の例では、便宜上、光センサＳ１～Ｓ１２を挙げて説明したが、実際の複写機には、より多数の光センサが用いられていることが多い。したがって、このような電子機器には、上記の効果がより顕著となる。
　［まとめ］
　本発明の一態様に係る光センサは、第１端子（端子Ｔ２）の固定電位に対して、電源電圧（電源電圧Ｖｃｃ）が印加された第２端子（端子Ｔ１）の電位を変動させて光の入力を検出する２端子型の光センサ（受光センサ１～６，１Ａ）であって、光の入力によって光電流（光電流Ｉｐｄ）を発生する光電変換素子（フォトダイオードＰＤ）と、上記第１端子および上記第２端子の間の端子間電圧によって駆動されることにより第１の補助電流を発生する第１の電流源（第１の電流源ＣＳ１，ＣＳ１１）と、上記光電流を増幅する電流増幅器と、光が入力されているときの上記電流増幅器の出力電流に基づいて上記第１端子および上記第２端子の間の端子間電流を停止し、光が入力されていないときの上記出力電流に基づいて上記端子間電流を流す電流制御部（トランジスタＴｒ４）とを備え、上記第１の電流源が、上記電流増幅器に上記第１の補助電流を入力するか、または上記電流増幅器の上記出力電流に上記第１の補助電流を付加し、光の入力の有無に関わらず上記第１の補助電流を発生する。
　上記の構成では、光が入力されていないとき、電流制御部が第１端子と第２端子との間の端子間電流を流すので、第２端子の電位が第１端子の固定電位に近づく結果、端子間電圧が低下してローレベルとなる。また、受光素子に光が入力されているとき、電流制御部が端子間電流を停止するため、第２端子の電位が第１端子の固定電位に近づくことはなく電源電圧による電位に維持される結果、端子間電圧がハイレベルとなる。この場合、端子間電圧（検出信号）は、電流制御部によって制御される電流に依存するように、光電流より大きな電流に設定する必要がある。これにより、端子間電圧を電流制御部が動作するための電圧を減じた値まで広く確保することができる。
　また、第１の電流源は、光が入力されていないときでも第１の補助電流を発生するので、光の入力の有無に関わらず、電流増幅器に第１の補助電流を供給することができる。それゆえ、電流増幅器に生じる上記のようなスイッチングノイズを低減して、発振現象を抑制することができる。
　前記光センサにおいて、上記電流制御部は、上記端子間電流を流すためにオンし、上記端子間電流を停止するためにオフする第１のトランジスタ（トランジスタＴｒ４）であり、上記第１の電流源は、上記第１の補助電流を流すカレントミラー回路を有しており、当該カレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ（トランジスタＴｒ１３）が、上記第１のトランジスタと動作電圧が同じであることが好ましい。
　上記の構成では、第１および第２のトランジスタが同じ動作電圧である。これにより、光が入力されていないときに、電流制御部を構成する第１のトランジスタがオンすることができれば、第１の電流源のカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタも動作することができる。したがって、光が入力されていないときでも、第１の電流源が動作して、第１の補助電流を発生することができる。
　前記光センサは、上記光電変換素子の一方の端子に上記光電変換素子の他方の端子と同じ電位を与えることにより、上記光電変換素子の両端子間のバイアス電圧をゼロにするゼロバイアス部（ゼロバイアス回路２３）をさらに備え、上記第２のトランジスタは上記光電変換素子の一方の端子に与える電位を発生することが好ましい。
　上記の構成では、ゼロバイアス部によって、光電変換素子のバイアス電圧をゼロにしている。これにより、光電変換素子は、光電流の流入時にも、自身の容量を充電する必要がなくなる。それゆえ、光センサの信号応答速度を高速にすることができる。
　また、第２のトランジスタが発生する電位をゼロバイアス部が光電変換素子に与える電位として利用することができる。これにより、ゼロバイアス部が当該電位を発生する必要がなく、光センサの回路規模の拡大を抑制することができる。
　前記光センサは、前記電源電圧に依存せずに上記端子間電圧によって駆動されることにより上記電流増幅器に入力される第２の補助電流を発生する副電流源（バンドギャップ電流源ＢＧ）をさらに備えていることが好ましい。
　上記の構成では、第１の電流源が、端子間電圧がローレベルであっても動作可能であるが、電源電圧に依存する端子間電圧で駆動されるので、第１の補助電流が電源電圧の変動の影響をうけてばらついてしまう。
　これに対し、電源電圧に依存せずに駆動される副電流源を設けることにより、電源電圧の影響を受けない第２の補助電流を得ることができる。これにより、第２の補助電流によって、第１の補助電流のばらつきの影響を軽減することができる。
　前記光センサは、上記電流増幅器の上記出力電流に付加される付加電流を発生する第２の電流源（第２の電流源ＣＳ２）をさらに備えていることが好ましい。
　上記の構成では、第２の電流源によって電流増幅器の出力電流に付加電流が付加されるので、電流増幅器の電流増幅率のばらつきによって電流増幅器の出力側の変動を抑制することができる。
　前記光センサは、上記端子間電圧が最大であるとき、上記電流増幅器の駆動電圧として一定電圧を発生する定電圧回路（定電圧回路２４，２５）をさらに備えていることが好ましい。具体的には、上記定電圧回路は、上記端子間電圧に基づいて上記一定電圧を生成するコンデンサ（コンデンサＣ）またはダイオード（トランジスタＴｒ５１～Ｔｒ５３）を有していることが好ましい。
　上記の構成では、端子間電圧が最大であるときに、電流増幅器が、定電圧回路によって発生した一定電圧で駆動される。これにより、電源電圧の変動を受けることなく、一定電圧によって、安定して電流増幅器を動作させることができる。
　前記光センサにおいて、上記定電圧回路は、上記第１端子と上記第２端子との間に、上記ダイオードと直列に接続される抵抗（抵抗Ｒ５１）をさらに有しており、当該抵抗と上記ダイオードとの間から上記一定電圧を出力することが好ましい。
　光電変換素子のバイアス電圧が低いほど（順バイアスに近づくに連れて）、光電変換素子の容量値が大きくなる。このため、光センサの応答が変動する。これに対し、上記の構成では、定電圧回路が、抵抗を介して端子間電圧をダイオードに印加する。端子間電圧がローレベルからハイレベルに変化するときに、電流制御部の駆動電圧が抵抗の抵抗値に依存することから、定電圧回路において抵抗を用いることにより、トランジスタ等を用いるよりも、容易に光電変換素子のバイアス電圧を確保することができる。
　電子機器（複写機３０１）は、上記のいずれかの光センサを備えているので、高性能の光センサを電子機器に配置することができる。したがって、電子機器の機能を向上させることができるので、有益である。
　［付記事項］
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
　本発明に係る光センサは、フォトインタラプタとして構成されることにより、物体検出や物体動作速度だけでなく、物体移動方向や原点位置を検出する機能を有するので、デジタルカメラ、複写機、プリンタ、携帯機器等の電気製品に好適に利用できる。また、本発明に係る光センサは、煙センサ、近接センサ、測距センサ等の十分な容積を確保できないセンサにも好適に利用できる。
　　１～６　　受光センサ（光センサ）
　　１Ａ　　　受光センサ（光センサ）
　１１～１６　受光素子
　１１Ａ　　　受光素子
　２１　　　　検出信号生成部
　２３　　　　ゼロバイアス回路（ゼロバイアス部）
　２４，２５　定電圧回路
３０１　　　　複写機（電子機器）
ＢＧ　　　　　バンドギャップ電流源（副電流源）
ＣＭ１　　　　第１のカレントミラー回路（電流増幅器）
ＣＭ２　　　　第２のカレントミラー回路
ＣＳ１　　　　第１の電流源
ＣＳ２　　　　第２の電流源
ＣＳ１１　　　第１の電流源
Ｉ１　　　　　電流（第１の補助電流）
Ｉ２　　　　　電流（第２の補助電流）
ＰＤ　　　　　フォトダイオード
Ｔ１　　　　　端子（第１端子）
Ｔ２　　　　　端子（第２端子）
Ｔｒ１　　　　トランジスタ
Ｔｒ４　　　　トランジスタ（電流制御部，第１のトランジスタ）
Ｔｒ１３　　　トランジスタ（第２のトランジスタ）
Ｖｃｃ　　　　電源電圧

Claims (10)

  1. 　第１端子の固定電位に対して、電源電圧が印加された第２端子の電位を変動させて光の入力を検出する２端子型の光センサであって、
    　光の入力によって光電流を発生する光電変換素子と、
    　上記第１端子および上記第２端子の間の端子間電圧によって駆動されることにより第１の補助電流を発生する第１の電流源と、
    　上記光電流を増幅する電流増幅器と、
    　光が入力されているときの上記電流増幅器の出力電流に基づいて上記第１端子および上記第２端子の間の端子間電流を停止し、光が入力されていないときの上記出力電流に基づいて上記端子間電流を流す電流制御部とを備え、
    　上記第１の電流源は、上記電流増幅器に上記第１の補助電流を入力するか、または上記電流増幅器の上記出力電流に上記第１の補助電流を付加し、光の入力の有無に関わらず上記第１の補助電流を発生することを特徴とする光センサ。
  2. 　上記電流制御部は、上記端子間電流を流すためにオンし、上記端子間電流を停止するためにオフする第１のトランジスタであり、
    　上記第１の電流源は、上記第１の補助電流を流すカレントミラー回路を有しており、当該カレントミラー回路を構成する第２のトランジスタが、上記第１のトランジスタと動作電圧が同じであることを特徴とすることを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
  3. 　上記光電変換素子の一方の端子に上記光電変換素子の他方の端子と同じ電位を与えることにより、上記光電変換素子の両端子間のバイアス電圧をゼロにするゼロバイアス部をさらに備え、
    　上記第２のトランジスタは上記光電変換素子の一方の端子に与える電位を発生することを特徴とする請求項２に記載の光センサ。
  4. 　前記電源電圧に依存せずに上記端子間電圧によって駆動されることにより上記電流増幅器に入力される第２の補助電流を発生する副電流源をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
  5. 　上記電流増幅器の上記出力電流に付加される付加電流を発生する第２の電流源をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
  6. 　上記端子間電圧が最大であるとき、上記電流増幅器の駆動電圧として一定電圧を発生する定電圧回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
  7. 　上記定電圧回路は、上記端子間電圧に基づいて上記一定電圧を生成するコンデンサを有していることを特徴とする請求項６に記載の光センサ。
  8. 　上記定電圧回路は、上記端子間電圧に基づいて上記一定電圧を生成するダイオードを有していることを特徴とする請求項６に記載の光センサ。
  9. 　上記定電圧回路は、上記第１端子と上記第２端子との間に、上記ダイオードと直列に接続される抵抗をさらに有しており、当該抵抗と上記ダイオードとの間から上記一定電圧を出力することを特徴とする請求項８に記載の光センサ。
  10. 　請求項１から９までのいずれか１項に記載の光センサを備えていることを特徴とする電子機器。
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