WO2014006914A1 - 電流センサの製造方法及び電流センサ - Google Patents

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川畑　賢
伸祥 山崎
雅俊 野村
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アルプス・グリーンデバイス株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a current sensor capable of contactlessly measuring a measured current, and a method of manufacturing the current sensor.
  • the current sensor includes a magnetoelectric conversion element for detecting an induction magnetic field generated by the current to be measured, and calculates the current value of the measurement current based on the magnetic field intensity detected by the magnetoelectric conversion element.
  • a magnetoelectric conversion element for example, a Hall element which converts magnetic field strength into an electric signal by utilizing a Hall effect, a magnetoresistance effect element which utilizes a change in electric resistance value by a magnetic field, or the like is used.
  • Patent Document 1 proposes a current sensor in which a temperature change of an offset can be reduced by using a temperature sensing element whose resistance value varies with temperature.
  • the current sensor described in Patent Document 1 achieves high current measurement accuracy by adjusting the offset using a temperature sensing element.
  • a temperature sensing element is essential in order to adjust the temperature change of the offset.
  • the present invention has been made in view of the foregoing, and it is an object of the present invention to provide a current sensor capable of realizing high current measurement accuracy with simple adjustment and a method of manufacturing the current sensor.
  • a method of manufacturing a current sensor includes a current measurement circuit having a magnetoelectric conversion element, and a method of amplifying an output of the current measurement circuit and correcting a temperature characteristic of offset based on a set first correction amount. And a second amplification correction circuit that amplifies the output of the first amplification correction circuit to adjust the sensitivity and corrects the magnitude of the offset based on the set second correction amount.
  • a method of manufacturing a current sensor comprising: the current measurement circuit, the first amplification correction circuit, and a substrate on which the second amplification correction circuit is provided, wherein the first measurement is performed based on the characteristics of the magnetoelectric conversion element. After setting the correction amount of 1, the magnetoelectric conversion element is mounted on the substrate, and the second correction amount is set.
  • the first amplification correction circuit that corrects the temperature characteristic of the offset and the second amplification correction circuit that corrects the magnitude of the offset are separately provided, and the first amplification correction circuit is used based on the characteristics of the magnetoelectric conversion element. Since the first correction amount is set in the amplification correction circuit to correct the temperature characteristic of the offset, the second correction amount is set in the second amplification correction circuit to correct the magnitude of the offset. The correction of the characteristics and the correction of the magnitude of the offset can be performed separately. As a result, it is not necessary to acquire temperature characteristics under many conditions, and high current measurement accuracy can be realized by simple adjustment.
  • the first correction amount is preferably set so as to reduce the influence of the temperature characteristic of the offset.
  • the first correction amount is set based on the characteristic of the magnetoelectric conversion element measured in advance so that the influence of the temperature characteristic of the offset is reduced. The influence of the temperature characteristic can be properly removed.
  • the magnetoelectric conversion element is preferably a magnetoresistance effect element. Since the magnetoresistive effect elements have small characteristic variations in the same lot and the same wafer, the characteristics of representative samples can be commonly used for the magnetoresistive effect elements in the same lot and the same wafer. That is, according to the above configuration, it is not necessary to actually measure the characteristics of all the magnetoresistive elements, and the adjustment can be further simplified.
  • a magnetic proportional expression that uses the output of the current measurement circuit that is proportional to the external magnetic field.
  • the current sensor is a differential type that differentially calculates outputs of the plurality of current measurement circuits. According to this configuration, it is possible to offset the temperature characteristic of the offset by making the current sensor differential.
  • a current sensor includes a current measurement circuit having a magnetoelectric conversion element, and a first amplification correction that amplifies the output of the current measurement circuit and corrects the temperature characteristic of the offset based on the set first correction amount.
  • the first correction amount is set so as to reduce the influence of the temperature characteristic of the offset.
  • the magnetoelectric conversion element is preferably a magnetoresistive effect element.
  • the current sensor of the present invention it is preferable to use a magnetic proportional expression that uses the output of the current measurement circuit that is proportional to the external magnetic field.
  • the current sensor of the present invention it is preferable to be of a differential type in which outputs of a plurality of the current measurement circuits are differentially operated.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a magnetic proportional type current sensor according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a current measurement circuit according to a first embodiment.
  • 5 is a graph showing the characteristic of the correction offset of the operational amplifier (first operational amplifier) according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the relationship between input and output of signals of the current sensor according to the first embodiment. It is a graph which shows the relationship between the correction
  • FIG. 7A is a graph showing the relationship between the correction offset of the operational amplifier (second operational amplifier) according to Embodiment 1 and the sensor output
  • FIG. 7B is a graph showing output change with respect to the current to be measured
  • 5 is a graph showing the characteristics of the correction offset of the amplification correction circuit (first operational amplifier) according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a magnetic balance type current sensor according to a second embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the relationship between input and output of signals of the current sensor according to Embodiment 2.
  • FIG. 16 is a block diagram showing an example of configuration of a differential type current sensor according to a third embodiment. It is a graph which shows the temperature characteristic of the output in the state where the to-be-measured electric current is zero in the current sensor which concerns on Embodiment 3.
  • the gist of the present invention is to separately provide a first amplification correction circuit that corrects the temperature characteristic of the offset and a second amplification correction circuit that corrects the magnitude of the offset in the current sensor.
  • a first amplification correction circuit that corrects the temperature characteristic of the offset
  • a second amplification correction circuit that corrects the magnitude of the offset in the current sensor.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a magnetic proportional current sensor according to the present embodiment.
  • the current sensor 1 of the present embodiment includes a current measurement circuit 11 that converts an induced magnetic field H generated by a current to be measured into an electrical signal.
  • an amplification correction circuit (first amplification correction circuit) 12 that amplifies and corrects the output of the current measurement circuit 11 is connected.
  • an amplification and correction circuit (second amplification and correction circuit) 13 that amplifies and corrects the output of the amplification and correction circuit 12 is connected to the subsequent stage of the amplification and correction circuit 12.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the current measurement circuit 11 according to the present embodiment.
  • the current measurement circuit 11 is a bridge circuit including magnetoresistance effect elements M1 to M4 which are magnetoelectric conversion elements, and can output a voltage corresponding to the magnitude of the induced magnetic field H by the measured current. Is configured.
  • the magnetoresistance effect elements M1 to M4 are, for example, GMR (Giant Magneto Resistance) elements whose resistance value changes when a magnetic field is applied.
  • connection point between the magnetoresistive elements M1 and M3 is connected to the terminal T1, and a power supply that supplies a power supply voltage is connected to the terminal T1.
  • the connection point of the magnetoresistive elements M2 and M4 is connected to a terminal T2, and a ground for applying a ground voltage is connected to the terminal T2.
  • the connection point of the magnetoresistive elements M1 and M2 is connected to the output terminal O1 of the current measurement circuit 11, and the connection point of the magnetoresistive elements M3 and M4 is connected to the output terminal O2 of the current measurement circuit 11.
  • the voltage difference generated at the two output terminals O1 and O2 fluctuates in response to the magnetic field applied to the current measurement circuit 11, and is sent to the subsequent stage as the output of the current measurement circuit 11.
  • the two output terminals O1 and O2 of the current measurement circuit 11 are respectively connected to the non-inverted input terminal (+) and the inverted input terminal (-) of the operational amplifier 121 included in the amplification correction circuit 12.
  • a correction circuit 122 for correcting the output of the current measurement circuit 11 is connected to the operational amplifier 121.
  • the correction circuit 122 outputs a correction voltage (first correction voltage V 1 ) according to the set correction amount (first correction amount), and the operational amplifier 121 receives the first correction voltage supplied from the correction circuit 122. It corrects the output of the current measuring circuit 11 according to the correction voltage V 1.
  • the amplification correction circuit 12 has an amplification function, and the output of the current measurement circuit 11 is amplified at a predetermined amplification factor.
  • FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the correction offset added by the operational amplifier 121. 3, the vertical axis represents the temperature coefficient of the correction offset, the horizontal axis represents the first correction voltages V 1 supplied to the operational amplifier 121. The temperature coefficient of the correction offset represents the degree of temperature dependence of the correction offset.
  • the correction offset generated by the operational amplifier 121 has a temperature coefficient proportional to the first correction voltage V1. 3, the temperature coefficient of the correction offset generated by the operational amplifier 121 is made smaller as the first correction voltage V 1 is increased. By supplying the appropriate first correction voltage V 1 from the correction circuit 122 to the operational amplifier 121 having such temperature characteristics, it is possible to reduce the temperature-dependent influence of the offset by the current measurement circuit 11.
  • the output terminal (the output terminal of the operational amplifier 121) of the amplification correction circuit 12 is connected to the input terminal of the operational amplifier 131 provided in the amplification correction circuit 13.
  • the operational amplifier 131 is connected to a correction circuit 132 for correcting the output of the amplification correction circuit 12 to adjust the sensitivity, and for correcting the magnitude of the offset.
  • the correction circuit 132 outputs a correction voltage (second correction voltage V 2 ) and a correction signal (correction signal S) according to the correction amount (second correction amount, third correction amount) to be set, and performs calculation.
  • the amplifier 131 corrects the output according to the second correction voltage V 2 supplied from the correction circuit 132 and the correction signal S.
  • the operational amplifier 131 corrects the magnitude of the offset in accordance with the second correction voltage V2 supplied from the correction circuit 132, and the sensitivity (in accordance with the correction signal S supplied from the correction circuit 132). Correct the amplification factor).
  • the operational amplifier 131 is configured such that its output is independent of temperature (does not have temperature characteristics). Thereby, in the amplification correction circuit 13, only the magnitude and sensitivity of the offset can be corrected without changing the temperature characteristic.
  • the output of the amplification correction circuit 13 after correction (the output of the operational amplifier 131) is the output of the current sensor 1.
  • the current sensor 1 is manufactured by mounting the magnetoresistance effect elements M1 to M4 constituting the current measurement circuit 11 on a substrate (not shown) on which the amplification correction circuits 12 and 13 are mounted.
  • the magnetoresistance effect elements M1 to M4 have characteristic variations for each individual.
  • the first correction is made to the amplification correction circuit 12 (correction circuit 122) before the magnetoresistive effect elements M1 to M4 are mounted. Set the amount.
  • the first correction amount can be set based on the temperature characteristics of the magnetoresistive elements M1 to M4.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the relationship between the input and output of the signal of the current sensor 1 of the present embodiment.
  • I x represents the input signal (corresponding to the current to be measured) to the current measurement circuit 11
  • K 0 represents the sensitivity of the current measurement circuit 11
  • K 1 represents the amplification factor of the amplification correction circuit 12.
  • K 2 indicates the amplification factor of the amplification correction circuit 13
  • V out indicates the output (voltage) of the current sensor 1.
  • V ofs indicates an offset (voltage) generated in the current measurement circuit 11
  • V trim indicates a correction offset (voltage) of the amplification correction circuit 12.
  • the offset of V out has temperature characteristics. Assuming that the temperature is T (° C.), the temperature characteristic of V ofs (first-order coefficient of temperature) is ⁇ (1 / ° C.), and the temperature characteristic of V trim (first-order coefficient of temperature) is ⁇ (1 / ° C.)
  • the offset of V out can be expressed by a linear equation of temperature. If the conditions under which the offset of Vout is zero at room temperature (here, 25 ° C.) and the conditions under which the temperature characteristic is minimum at temperature T are applied, it is necessary to minimize the temperature characteristic of the offset of Vout.
  • a correction offset V Trim_min of Do amplifying correcting circuit 12 the relationship between the correction offset V Trim_RT amplifying correcting circuit 12 required for the offset of V out to zero at room temperature, for example, as the following equation (1) Become.
  • V trim — RT corresponds to the correction offset necessary to obtain an output V out — 0 at which the offset is zero at room temperature. Therefore, V trim — RT of the above equation (1) can be obtained from the graph of FIG.
  • the graph shown in FIG. 5 can be derived based on, for example, the output characteristics of the amplification correction circuit 12 acquired in advance in the state where pseudo circuits corresponding to the magnetoresistance effect elements M1 to M4 are connected.
  • ⁇ is a first-order coefficient representing the temperature characteristic of V trim and corresponds to the ratio b / a of the slope a of the graph shown in FIG. 5 to the slope b of the graph shown in FIG. Therefore, ⁇ can be obtained from the above-mentioned FIG. 5 and FIG. FIG. 6 can be derived from the characteristics of the operational amplifier 121 obtained in advance.
  • ⁇ is a first-order coefficient representing the temperature characteristic of V ofs and can be derived based on the characteristics of the magnetoresistive elements M1 to M4 obtained at the wafer stage.
  • the correction offset of the amplification correction circuit 12 necessary to minimize the temperature characteristic of the offset V trim_min can be calculated. Therefore, before the magnetoresistive elements M1 to M4 are mounted, the first correction amount that generates the first correction voltage V1 corresponding to the correction offset V trim_min is set in the amplification correction circuit 12 (correction circuit 122). By doing so, the temperature dependency of the offset can be easily reduced.
  • the magnetoresistive effect elements M1 to M4 have small characteristic variations in the same lot and the same wafer, if the characteristic of a representative sample is obtained in advance, even when adjusting the other current sensors 1, The characteristics can be commonly used. This eliminates the need to measure the temperature characteristics of all the magnetoresistance effect elements M1 to M4 for each current sensor, so that the adjustment can be further simplified.
  • the magnetoresistance effect elements M1 to M4 constituting the current measurement circuit 11 are mounted on the substrate. In this state, the temperature dependence of the offset is minimal. Therefore, the second correction amount and the third correction amount can be set in the amplification correction circuit 13 by simple measurement. For example, as shown in FIG. 7B, a desired sensitivity (gain_set) is realized from the ratio of changes in output by measuring the change in output with respect to the current to be measured at two levels (gain_a, gain_b) with different correction amounts. It is possible to determine a third correction amount for Further, as shown in FIG.
  • the second correction amount and the third correction amount are set in the amplification correction circuit 13, the current sensor 1 is completed.
  • the first amplification correction circuit 12 that corrects the temperature characteristic of the offset and the second amplification correction circuit 13 that corrects the magnitude of the offset are described.
  • the temperature characteristic of the offset is corrected by setting the first correction amount in the first amplification correction circuit 12 based on the characteristics of the magnetoelectric conversion elements M1 to M4 separately provided, and then the second amplification correction circuit 13 Since the amount of correction is set to correct the magnitude of the offset, correction of the temperature characteristic of the offset and correction of the magnitude of the offset can be performed separately. As a result, it is not necessary to acquire temperature characteristics under many conditions, and high current measurement accuracy can be realized by simple adjustment.
  • the first correction amount of the first amplification correction circuit 12 is set so that the influence of the temperature characteristic of the offset is reduced. Properly remove the influence of the property. Further, since the current sensor 1 is a magnetic proportional expression that uses the output of the current measurement circuit 11 that is proportional to the external magnetic field, the offset can be adjusted by a simple correction process using the above equation (1).
  • the magnetoelectric conversion elements M1 to M4 constituting the current measurement circuit 11 are provided. Is mounted on the substrate and the second correction amount is set in the second amplification correction circuit 13, but the method of manufacturing the current sensor 1 is not limited to this. After the magnetoresistive effect elements (magnetoelectric conversion elements) M1 to M4 are mounted on the substrate, the first correction amount of the first amplification correction circuit 12 and the second correction amount of the second amplification correction circuit 13 are set. It is good.
  • FIG. 8 is a graph showing the characteristic of the correction offset of the amplification correction circuit 12.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the magnetic balance type current sensor 2 according to the present embodiment.
  • the current sensor 2 according to the present embodiment and the current sensor 1 according to the first embodiment are common in many points. Therefore, the common components are denoted by the same reference numerals and the detailed description thereof is omitted.
  • the current sensor 2 of the present embodiment includes a current measurement circuit 11 that converts an induced magnetic field generated by the current to be measured into an electric signal.
  • An amplification correction circuit (first amplification correction circuit) 12 is connected to the rear stage of the current measurement circuit 11.
  • the feedback coil 21 is connected to the output terminal of the operational amplifier 121 of the amplification correction circuit 12.
  • the feedback coil 21 is formed of, for example, a spiral planar conductive pattern. When a current (feedback current) flows from the operational amplifier 121 into this conductive pattern, a reverse cancellation magnetic field corresponding to the induced magnetic field is generated.
  • the shape of the feedback coil 21 is not particularly limited.
  • the I / V amplifier 22 Connected to the feedback coil 21 is an I / V amplifier 22 that converts the feedback current into a voltage.
  • the I / V amplifier 22 is configured to include an operational amplifier 221, and its inverting input terminal ( ⁇ ) is connected to the feedback coil 21.
  • a reference voltage is given to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 221.
  • the output terminal of the operational amplifier 221 is connected to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier 221 via the resistance element 222.
  • the output terminal of the operational amplifier 221 is connected to the amplification correction circuit (second amplification correction circuit) 13.
  • the current sensor 2 of the present embodiment is also manufactured by the same method as the current sensor 1. That is, the current sensor 2 is manufactured by mounting the magnetoresistance effect elements M1 to M4 constituting the current measurement circuit 11 on a substrate (not shown) on which the amplification correction circuits 12 and 13 are mounted. Also in the present embodiment, the first correction amount is set in the amplification correction circuit 12 (correction circuit 122) before the magnetoresistive elements M1 to M4 are mounted. The first correction amount can be set based on the temperature characteristics of the magnetoresistive elements M1 to M4.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the relationship between the input and output of the signal of the current sensor 2 of the present embodiment.
  • I x represents an input signal (corresponding to the current to be measured) to the current measurement circuit 11
  • H x represents a conversion coefficient of the magnetic field in the current measurement circuit 11
  • K 0 represents the sensitivity of the current measurement circuit 11.
  • K 1 represents the amplification factor of the amplification correction circuit 12
  • R c represents the impedance of the feedback coil
  • H c represents the conversion coefficient of the magnetic field in the feedback coil 21
  • R s represents the resistance value of the resistive element 222.
  • K 2 indicates the amplification factor of the amplification correction circuit 13
  • V out indicates the output (voltage) of the current sensor 1.
  • V ofs indicates an offset (voltage) generated in the current measurement circuit 11
  • V trim indicates a correction offset (voltage) of the amplification correction circuit 12.
  • the offset of V out has temperature characteristics.
  • the temperature is T (° C)
  • the temperature characteristic of V ofs is ⁇ (1 / ° C)
  • the temperature characteristic of V trim is ⁇ (1 / ° C)
  • the temperature characteristic of the sensitivity of the current measurement circuit 11 is ⁇ (1 / ° C)
  • the offset of V out can be expressed by a linear equation of temperature. If the conditions under which the offset of V out becomes zero at room temperature (here, 25 ° C.) and the conditions under which the temperature characteristic becomes minimum at temperature T are applied, it is necessary to minimize the temperature characteristic of V out offset.
  • a correction offset V Trim_min amplifying correcting circuit 12 the relationship between the correction offset V Trim_RT amplifying correcting circuit 12 required for the offset zero at room temperature, for example, as the following equation (2).
  • the correction offset V trim — min of the amplification correction circuit 12 necessary to minimize the temperature characteristic of the offset can be calculated from various characteristics that can be acquired in advance. Therefore, before the magnetoresistive elements M1 to M4 are mounted, the first correction amount that generates the first correction voltage V1 corresponding to the correction offset V trim_min is set in the amplification correction circuit 12 (correction circuit 122). By doing so, the temperature dependency of the offset can be easily reduced.
  • the magnetoresistance effect elements M1 to M4 constituting the current measurement circuit 11 are mounted on the substrate. In this state, the temperature dependence of the offset is minimal. Therefore, the second correction amount and the third correction amount can be set in the amplification correction circuit 13 by simple measurement. When the second correction amount and the third correction amount are set in the amplification correction circuit 13, the current sensor 2 is completed.
  • the first amplification correction circuit 12 that corrects the temperature characteristic of the offset and the second amplification correction circuit 13 that corrects the magnitude of the offset are separately provided.
  • the first correction amount is set in the first amplification correction circuit 12 based on the characteristics of the conversion elements M1 to M4 to correct the temperature characteristic of the offset
  • the second correction amount is output to the second amplification correction circuit 13. Since setting is performed to correct the magnitude of the offset, correction of the temperature characteristic of the offset and correction of the magnitude of the offset can be performed separately. As a result, it is not necessary to acquire temperature characteristics under many conditions, and high current measurement accuracy can be realized by simple adjustment.
  • the structures or methods described in this embodiment can be implemented in appropriate combination with the structures or methods described in the other embodiments.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a differential type current sensor 3 according to the present embodiment.
  • the current sensor 3 according to the present embodiment and the current sensor 1 according to the first embodiment are common in many points. Therefore, the common components are denoted by the same reference numerals and the detailed description thereof is omitted.
  • the current sensor 3 of the present embodiment includes current measurement circuits 11a and 11b that convert an induced magnetic field generated by a current to be measured into an electric signal.
  • Amplification correction circuits (first amplification correction circuits) 12a and 12b are connected to the subsequent stages of the current measurement circuits 11a and 11b, respectively.
  • the configurations of the current measurement circuits 11a and 11b are the same as those of the current measurement circuit 11 of the first embodiment, and the configurations of the amplification correction circuits 12a and 12b are the same as that of the amplification correction circuit 12 of the first embodiment.
  • the output terminals of the operational amplifiers 121a and 121b are connected to the non-inverted input terminal (+) and the inverted input terminal (-) of the operational amplifier 131, respectively.
  • the amplification correction circuit 13 calculates the difference between the output V a of the amplification correction circuit 12 a and the output V b of the amplification correction circuit 12 b and corrects the magnitude and sensitivity of the offset.
  • the temperature characteristics of the offset can be offset by performing correction so that the temperature characteristics of the offset become equal in the amplification correction circuits 12 a and 12 b.
  • FIG. 12 is a graph showing the temperature characteristics of the output in the state where the measured current is zero. As shown in FIG. 12, the output V a of the amplifier correction circuit 12a, so that the difference between the output V b of the output of the amplifier correction circuit 12b becomes constant without depending on the temperature, the amplification correcting circuit 12a, an offset in the 12b Correct the temperature characteristics of
  • the temperature characteristics of the offsets generated in the current measurement circuits 11a and 11b can be offset. That is, by setting the current sensor 3 as a differential type using the plurality of current measurement circuits 11a and 11b, offset temperature characteristics can be offset to realize high current measurement accuracy.
  • the temperature characteristics of the offset can be offset, the temperature characteristics of the offset need not necessarily be minimized in the amplification correction circuits 12a and 12b.
  • the structures or methods described in this embodiment can be implemented in appropriate combination with the structures or methods described in the other embodiments.
  • an amplification correction circuit (second amplification correction circuit) 13 for correcting the temperature characteristics of the offset and a first correction amount is set in the amplification correction circuits 12, 12a and 12b based on the characteristics of the magnetoelectric conversion element. Since the second correction amount is set in the amplification correction circuit 13 to correct the magnitude of the offset after correction, the correction of the temperature characteristic of the offset and the correction of the magnitude of the offset can be performed separately. As a result, it is not necessary to acquire temperature characteristics under many conditions, and high current measurement accuracy can be realized by simple adjustment.
  • the bridge circuit constituting the current measurement circuit exemplifies a current sensor constituted by four magnetoresistance effect elements, but in the bridge circuit, the resistance value does not change due to the external magnetic field.
  • a fixed resistance element or the like may be included.
  • the current measurement circuit may be a circuit other than the bridge circuit as long as it can detect an induced magnetic field.
  • connection relation, the size, and the like of each element in the above embodiment can be changed without changing the gist of the invention.
  • the configurations, methods, and the like described in the above embodiments can be implemented in combination as appropriate.
  • the present invention can be modified as appropriate without departing from the scope of the present invention.
  • the current sensor of the present invention can be used, for example, to detect the magnitude of the current for driving a motor such as an electric car or a hybrid car.

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Abstract

【課題】簡単な調整で高い電流測定精度を実現可能な電流センサ及び電流センサの製造方法を提供すること。 【解決手段】磁電変換素子（Ｍ１～Ｍ４）を有する電流測定回路（１１）と、電流測定回路の出力を増幅し、設定された第１の補正量に基づいてオフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路（１２）と、第１の増幅補正回路の出力を増幅して感度を調整すると共に設定された第２の補正量に基づいてオフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路（１３）と、電流測定回路、第１の増幅補正回路、及び第２の増幅補正回路が設けられる基板と、を備える電流センサ（１）の製造方法であって、磁電変換素子の特性に基づいて第１の補正量を設定した後、磁電変換素子を基板に実装し、第２の補正量を設定することを特徴とする。

Description

電流センサの製造方法及び電流センサ
　本発明は、被測定電流を非接触で測定可能な電流センサ及び電流センサの製造方法に関する。
　電気自動車や太陽電池などの分野では、被測定電流によって生じる誘導磁界に基づいて非接触で電流値を測定可能な電流センサが用いられている。この電流センサは、被測定電流により生じる誘導磁界を検出するための磁電変換素子を備えており、磁電変換素子で検出される磁界強度を基に被測定電流の電流値を算出する。磁電変換素子としては、例えば、ホール効果を利用して磁界強度を電気信号に変換するホール素子や、磁界による電気抵抗値の変化を利用する磁気抵抗効果素子などが用いられている。
　一般に、電流センサに用いられる磁電変換素子は、個体毎に特性ばらつきを有している。このため、十分に高い電流測定精度を得るには、電流センサ毎のゲイン（感度）調整やオフセット（被測定電流が０Ａの時のセンサ出力の基準値からのずれ）調整が重要になる。例えば、特許文献１には、温度に応じて抵抗値の変動する温度感知素子を用い、オフセットの温度変化を低減可能にした電流センサが提案されている。
特開２００６－３２０９号公報
　特許文献１に記載される電流センサは、温度感知素子を用いてオフセットを調整することで高い電流測定精度を実現している。しかしながら、この構成では、オフセットを調整する際に電流センサのセンシングの条件を様々に変えて温度特性を実測する必要があるので、調整工程が煩雑になってしまうという問題がある。また、この電流センサでは、オフセットの温度変化を調整するために温度感知素子が必須である。
　本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、簡単な調整で高い電流測定精度を実現可能な電流センサ及び電流センサの製造方法を提供することを目的とする。
　本発明の電流センサの製造方法は、磁電変換素子を有する電流測定回路と、前記電流測定回路の出力を増幅し、設定された第１の補正量に基づいてオフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路と、前記第１の増幅補正回路の出力を増幅して感度を調整すると共に設定された第２の補正量に基づいて前記オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路と、前記電流測定回路、前記第１の増幅補正回路、及び前記第２の増幅補正回路が設けられる基板と、を備える電流センサの製造方法であって、前記磁電変換素子の特性に基づいて前記第１の補正量を設定した後、前記磁電変換素子を前記基板に実装し、前記第２の補正量を設定することを特徴とする。
　この構成によれば、オフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路と、オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路とを別に設け、磁電変換素子の特性に基づいて第１の増幅補正回路に第１の補正量を設定してオフセットの温度特性を補正した後、第２の増幅補正回路に第２の補正量を設定してオフセットの大きさを補正するので、オフセットの温度特性の補正とオフセットの大きさの補正とを切り分けて行うことができる。これにより、多くの条件で温度特性を取得する必要がなくなり、簡単な調整で高い電流測定精度を実現できる。
　本発明の電流センサの製造方法において、前記第１の補正量は、前記オフセットの温度特性の影響が小さくなるように設定されることが好ましい。この構成によれば、あらかじめ測定された磁電変換素子の特性に基づいて、オフセットの温度特性の影響が小さくなるように第１の補正量を設定するので、第１の増幅補正回路により、オフセットの温度特性の影響を適切に除去できる。
　本発明の電流センサの製造方法において、前記磁電変換素子は、磁気抵抗効果素子であることが好ましい。磁気抵抗効果素子は、同一のロットや同一のウェーハにおいて特性ばらつきが小さいので、同一のロットや同一のウェーハの磁気抵抗効果素子については、代表的なサンプルの特性を共通に利用できる。すなわち、上記構成によれば、全ての磁気抵抗効果素子の特性を実測する必要がなく、調整をさらに簡略化できる。
　本発明の電流センサの製造方法において、外部磁界に比例する前記電流測定回路の出力を用いる磁気比例式であることが好ましい。
　本発明の電流センサの製造方法において、前記電流センサは、複数の前記電流測定回路の出力を差動演算する差動型であることが好ましい。この構成によれば、電流センサを差動型とすることで、オフセットの温度特性を相殺することが可能になる。
　本発明の電流センサは、磁電変換素子を有する電流測定回路と、前記電流測定回路の出力を増幅し、設定された第１の補正量に基づいてオフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路と、前記第１の増幅補正回路の出力を増幅して感度を調整すると共に設定された第２の補正量に基づいて前記オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路と、前記電流測定回路、前記第１の増幅補正回路、及び前記第２の増幅補正回路が設けられる基板と、を備えたことを特徴とする。
　本発明の電流センサにおいて、前記第１の補正量は、前記オフセットの温度特性の影響が小さくなるように設定されたことが好ましい。
　本発明の電流センサにおいて、前記磁電変換素子は、磁気抵抗効果素子であることが好ましい。
　本発明の電流センサにおいて、外部磁界に比例する前記電流測定回路の出力を用いる磁気比例式であることが好ましい。
　本発明の電流センサにおいて、複数の前記電流測定回路の出力を差動演算する差動型であることが好ましい。
　本発明により、簡単な調整で高い電流測定精度を実現可能な電流センサ及び電流センサの製造方法を提供できる。
実施の形態１に係る磁気比例式の電流センサの構成例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電流測定回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態１に係る演算増幅器（第１の演算増幅器）の補正オフセットの特性を示すグラフである。 実施の形態１に係る電流センサの信号の入出力の関係を示すブロック図である。 実施の形態１に係る増幅補正回路（第１の演算増幅器）の補正オフセットと、センサ出力との関係を示すグラフである。 実施の形態１に係る増幅補正回路（第１の演算増幅器）の補正オフセットと、センサ出力のオフセットの温度特性との関係を示すグラフである。 図７Ａは、実施の形態１に係る演算増幅器（第２の演算増幅器）の補正オフセットと、センサ出力との関係を示すグラフであり、図７Ｂは、被測定電流に対する出力変化を示すグラフである。 実施の形態１に係る増幅補正回路（第１の演算増幅器）の補正オフセットの特性を示すグラフである。 実施の形態２に係る磁気平衡式の電流センサの構成例を示すブロック図である。 実施の形態２に係る電流センサの信号の入出力の関係を示すブロック図である。 実施の形態３に係る差動型の電流センサの構成例を示すブロック図である。 実施の形態３に係る電流センサにおいて被測定電流がゼロの状態の出力の温度特性を示すグラフである。
　従来の電流センサにおいて、オフセット（被測定電流が０Ａの時のセンサ出力の基準値からのずれ）の調整工程が煩雑だったのは、電流センサのセンシングの条件を様々に変えて、各条件で温度特性を実測する必要があったためである。本発明者は、この点に着目し、オフセットの温度依存を低減するための回路と、オフセットの大きさ（絶対値）を補正するための回路とを別に設け、オフセットの温度特性の補正とオフセットの大きさの補正とを切り分けることで、簡単な調整で高い電流測定精度を実現できることを見出した。
　すなわち、本発明の骨子は、電流センサにおいて、オフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路と、オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路とを別に設けることである。この構成により、第１の増幅補正回路でオフセットの温度依存を低減し、温度依存が低減された状態で、第２の増幅補正回路によりオフセットの大きさを補正できるので、多くの条件で温度特性を実測する必要がなくなり、簡単な調整で高い電流測定精度を実現できる。以下、本発明の電流センサ及びその製造方法について添付図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
　図１は、本実施の形態に係る磁気比例式の電流センサの構成例を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態の電流センサ１は、被測定電流により生じる誘導磁界Ｈを電気信号に変換する電流測定回路１１を備えている。電流測定回路１１の後段には、電流測定回路１１の出力を増幅して補正する増幅補正回路（第１の増幅補正回路）１２が接続されている。また、増幅補正回路１２の後段には、増幅補正回路１２の出力を増幅して補正する増幅補正回路（第２の増幅補正回路）１３が接続されている。
　図２は、本実施の形態に係る電流測定回路１１の構成例を示す回路図である。図２に示すように、電流測定回路１１は、磁電変換素子である磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を含むブリッジ回路であり、被測定電流による誘導磁界Ｈの大きさに対応する電圧を出力できるように構成されている。磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４は、例えば、磁界が印加されることで抵抗値の変化するＧＭＲ（Giant　Magneto　Resistance）素子である。
　電流測定回路１１において、磁気抵抗効果素子Ｍ１，Ｍ３の接続点は端子Ｔ１と接続されており、この端子Ｔ１には、電源電圧を与える電源が接続されている。また、磁気抵抗効果素子Ｍ２，Ｍ４の接続点は端子Ｔ２と接続されており、この端子Ｔ２には、接地電圧を与えるグランドが接続されている。磁気抵抗効果素子Ｍ１，Ｍ２の接続点は、電流測定回路１１の出力端子Ｏ１と接続され、磁気抵抗効果素子Ｍ３，Ｍ４の接続点は、電流測定回路１１の出力端子Ｏ２と接続されている。これら２個の出力端子Ｏ１，Ｏ２に生じる電圧差は、電流測定回路１１に加わる磁界に対応して変動し、電流測定回路１１の出力として後段に送られる。
　電流測定回路１１の２個の出力端子Ｏ１，Ｏ２は、増幅補正回路１２が備える演算増幅器１２１の非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（－）にそれぞれ接続されている。演算増幅器１２１には、電流測定回路１１の出力を補正するための補正回路１２２が接続されている。補正回路１２２は、設定された補正量（第１の補正量）に応じて補正電圧（第１の補正電圧Ｖ１）を出力し、演算増幅器１２１は、補正回路１２２から供給される第１の補正電圧Ｖ１に応じて電流測定回路１１の出力を補正する。なお、増幅補正回路１２は増幅機能を備えており、電流測定回路１１の出力は所定の増幅率で増幅される。
　具体的には、演算増幅器１２１は、補正回路１２２から供給される第１の補正電圧Ｖ１に応じて、電流測定回路１１によるオフセットの温度依存の影響を低減するような補正オフセットを電流測定回路１１の出力に付加する。図３は、演算増幅器１２１で付加される補正オフセットの特性を示すグラフである。図３において、縦軸は補正オフセットの温度係数を示しており、横軸は演算増幅器１２１に供給される第１の補正電圧Ｖ１を示している。補正オフセットの温度係数は、補正オフセットの温度依存の程度を表している。
　図３に示すように、演算増幅器１２１で生じる補正オフセットは、第１の補正電圧Ｖ１に比例した温度係数を有する。図３において、演算増幅器１２１で生じる補正オフセットの温度係数は、第１の補正電圧Ｖ１が大きくなるにつれて小さくなっている。このような温度特性の演算増幅器１２１に補正回路１２２から適切な第１の補正電圧Ｖ１を供給することで、電流測定回路１１によるオフセットの温度依存の影響を低減できる。
　増幅補正回路１２の出力端子（演算増幅器１２１の出力端子）は、増幅補正回路１３が備える演算増幅器１３１の入力端子に接続されている。演算増幅器１３１には、増幅補正回路１２の出力を補正して感度を調整すると共に、オフセットの大きさを補正するための補正回路１３２が接続されている。補正回路１３２は、設定される補正量（第２の補正量、第３の補正量）に応じて補正電圧（第２の補正電圧Ｖ２）及び補正信号（補正信号Ｓ）を出力し、演算増幅器１３１は、補正回路１３２から供給される第２の補正電圧Ｖ２、及び補正信号Ｓに応じて出力を補正する。
　具体的には、演算増幅器１３１は、補正回路１３２から供給される第２の補正電圧Ｖ２に応じてオフセットの大きさを補正し、補正回路１３２から供給される補正信号Ｓに応じて感度（増幅率）を補正する。演算増幅器１３１は、その出力が温度に依存しない（温度特性を有さない）ように構成されている。これにより、増幅補正回路１３では、温度特性を変えることなく、オフセットの大きさ及び感度のみを補正することができる。補正後の増幅補正回路１３の出力（演算増幅器１３１の出力）は、電流センサ１の出力となる。
　次に、電流センサ１の製造方法について説明する。電流センサ１は、増幅補正回路１２，１３が搭載される基板（不図示）に対して電流測定回路１１を構成する磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を実装することにより製造される。磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４は、個体毎に特性ばらつきを有している。この特性ばらつきに起因するオフセットの温度特性を補正するため、本実施の形態の製造方法では、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の実装前に、増幅補正回路１２（補正回路１２２）に第１の補正量を設定する。第１の補正量は、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の温度特性などに基づいて設定することができる。
　増幅補正回路１２に設定される第１の補正量の算出方法の一例を説明する。図４は、本実施の形態の電流センサ１の信号の入出力の関係を示すブロック図である。図４において、Ｉｘは電流測定回路１１への入力信号（被測定電流に相当）を示し、Ｋ０は電流測定回路１１の感度を示し、Ｋ１は増幅補正回路１２の増幅率を示し、Ｋ２は増幅補正回路１３の増幅率を示し、Ｖｏｕｔは電流センサ１の出力（電圧）を示す。また、Ｖｏｆｓは電流測定回路１１で生じるオフセット（電圧）を示し、Ｖｔｒｉｍは増幅補正回路１２の補正オフセット（電圧）を示す。
　電流センサ１において、Ｖｏｕｔのオフセットは温度特性を有している。温度をＴ（℃）、Ｖｏｆｓの温度特性（温度の一次の係数）をα（１／℃）、Ｖｔｒｉｍの温度特性（温度の一次の係数）をγ（１／℃）とすれば、Ｖｏｕｔのオフセットは、温度の一次の式で表すことができる。室温（ここでは、２５℃）において、Ｖｏｕｔのオフセットがゼロとなる条件、及び温度Ｔにおいて温度特性が最小となる条件を適用すれば、Ｖｏｕｔのオフセットの温度特性を最小とするために必要な増幅補正回路１２の補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ｍｉｎと、室温においてＶｏｕｔのオフセットをゼロとするために必要な増幅補正回路１２の補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ＲＴとの関係は、例えば、下記式（１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記式（１）の右辺における各パラメータの求め方を説明する。図５は、増幅補正回路１２の補正オフセット（＝Ｖｔｒｉｍ）と、入力信号（被測定電流に相当）が無い状態でのセンサ出力（＝Ｖｏｕｔ）との関係を示すグラフである。Ｖｔｒｉｍ＿ＲＴは、室温でオフセットがゼロとなる出力Ｖｏｕｔ＿０を得るために必要な補正オフセットに相当する。よって、図５のグラフから、上記式（１）のＶｔｒｉｍ＿ＲＴを求めることができる。図５に示すグラフは、例えば、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４に相当する疑似回路を接続させた状態であらかじめ取得される増幅補正回路１２の出力特性に基づいて導くことができる。
　図６は、増幅補正回路１２の補正オフセット（＝Ｖｔｒｉｍ）と、センサ出力（＝Ｖｏｕｔ）のオフセットの温度特性との関係を示すグラフである。γは、Ｖｔｒｉｍの温度特性を表す一次の係数であり、図５に示すグラフの傾きａと図６に示すグラフの傾きｂとの比ｂ／ａに相当する。よって、上述の図５及び図６から、γを求めることができる。図６は、あらかじめ取得される演算増幅器１２１の特性などから導くことができる。αは、Ｖｏｆｓの温度特性を表す一次の係数であり、ウェーハの段階で取得される磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の特性に基づいて導くことができる。
　このように、あらかじめ取得可能な磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４、演算増幅器１２１などの特性、及び上記式（１）から、オフセットの温度特性を最小とするために必要な増幅補正回路１２の補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ｍｉｎを算出できる。よって、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の実装前に、補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ｍｉｎに対応する第１の補正電圧Ｖ１を発生するような第１の補正量を増幅補正回路１２（補正回路１２２）に設定しておくことで、オフセットの温度依存を容易に低減できる。
　磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４は、同一のロットや同一のウェーハ内における特性ばらつきが小さいので、代表的なサンプルの特性をあらかじめ取得しておけば、他の電流センサ１を調整する際にも、その特性を共通に利用できる。これにより、電流センサ毎に全ての磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の温度特性を実測する必要がなくなるので、調整をさらに簡略化できる。
　増幅補正回路１２に第１の補正量を設定した後には、電流測定回路１１を構成する磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を基板に実装する。この状態において、オフセットの温度依存は最小になっている。このため、簡単な測定で、増幅補正回路１３に第２の補正量及び第３の補正量を設定できる。例えば、図７Ｂに示すように、被測定電流に対する出力変化を、補正量の異なる２水準（ｇａｉｎ＿ａ，ｇａｉｎ＿ｂ）において実測することで、それらの変化の比率から、所望の感度（ｇａｉｎ＿ｓｅｔ）を実現するための第３の補正量を決定できる。また、図７Ａに示すように、演算増幅器１３１で生じる補正オフセットと、センサ出力（＝Ｖｏｕｔ）との関係から、Ｖｏｕｔのオフセットを補正するための第２の補正量を決定できる。増幅補正回路１３に第２の補正量及び第３の補正量が設定されると、電流センサ１は完成する。
　このように、本実施の形態の電流センサ１及びその製造方法では、オフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路１２と、オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路１３とを別に設け、磁電変換素子Ｍ１～Ｍ４の特性に基づいて第１の増幅補正回路１２に第１の補正量を設定してオフセットの温度特性を補正した後、第２の増幅補正回路１３に第２の補正量を設定してオフセットの大きさを補正するので、オフセットの温度特性の補正とオフセットの大きさの補正とを切り分けて行うことができる。これにより、多くの条件で温度特性を取得する必要がなくなり、簡単な調整で高い電流測定精度を実現できる。
　また、本実施の形態の電流センサ１及びその製造方法において、第１の増幅補正回路１２の第１の補正量は、オフセットの温度特性の影響が小さくなるように設定されるので、オフセットの温度特性の影響を適切に除去できる。また、電流センサ１は、外部磁界に比例する電流測定回路１１の出力を用いる磁気比例式なので、上記式（１）を用いる簡単な補正処理でオフセットを調整できる。
　なお、本実施の形態では、磁電変換素子Ｍ１～Ｍ４の特性に基づいて第１の増幅補正回路１２に第１の補正量を設定した後、電流測定回路１１を構成する磁電変換素子Ｍ１～Ｍ４を基板に実装し、第２の増幅補正回路１３に第２の補正量を設定しているが、電流センサ１の製造方法はこれに限られない。磁気抵抗効果素子（磁電変換素子）Ｍ１～Ｍ４を基板に実装した後に、第１の増幅補正回路１２の第１の補正量、及び第２の増幅補正回路１３の第２の補正量を設定しても良い。
　図８は、増幅補正回路１２の補正オフセットの特性を示すグラフである。磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を基板に実装した後に第１の増幅補正回路１２の第１の補正量を設定する場合、例えば、２つの異なる温度条件において、補正オフセット（＝Ｖｔｒｉｍ）と増幅補正回路１２の出力との関係を実測する。図８に示すように、異なる温度条件（ここでは、２５℃及び１０５℃）の２つのグラフの交点から、補正オフセットＶｔｒｉｍ＿１に相当する第１の補正量を求めることができる。
（実施の形態２）
　本実施の形態では、上記実施の形態とは異なる態様の電流センサについて説明する。図９は、本実施の形態に係る磁気平衡式の電流センサ２の構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態に係る電流センサ２と、実施の形態１に係る電流センサ１とは多くの点で共通する。このため、共通する構成については共通の符号を付して詳細な説明を省略する。
　図９に示すように、本実施の形態の電流センサ２は、被測定電流により生じる誘導磁界を電気信号に変換する電流測定回路１１を備えている。電流測定回路１１の後段には、増幅補正回路（第１の増幅補正回路）１２が接続されている。増幅補正回路１２の演算増幅器１２１の出力端子には、フィードバックコイル２１が接続されている。フィードバックコイル２１は、例えば、渦巻状の平面的な導電パターンによって構成される。この導電パターンに演算増幅器１２１から電流（フィードバック電流）が流れ込むことで、誘導磁界に対応する逆向きのキャンセル磁界が発生する。なお、フィードバックコイル２１の形状などは特に限定されない。
　フィードバックコイル２１には、フィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ２２が接続されている。Ｉ／Ｖアンプ２２は、演算増幅器２２１を含んで構成されており、その反転入力端子（－）は、フィードバックコイル２１と接続されている。演算増幅器２２１の非反転入力端子（＋）には、参照電圧が与えられている。演算増幅器２２１の出力端子は抵抗素子２２２を介して演算増幅器２２１の反転入力端子（－）と接続されている。また、演算増幅器２２１の出力端子は、増幅補正回路（第２の増幅補正回路）１３と接続されている。
　本実施の形態の電流センサ２も、電流センサ１と同様の方法で製造される。すなわち、電流センサ２は、増幅補正回路１２，１３が搭載される基板（不図示）に対して電流測定回路１１を構成する磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を実装することにより製造される。本実施の形態においても、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の実装前に、増幅補正回路１２（補正回路１２２）に第１の補正量を設定する。第１の補正量は、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の温度特性などに基づいて設定することができる。
　増幅補正回路１２に設定される第１の補正量の算出方法の一例を説明する。図１０は、本実施の形態の電流センサ２の信号の入出力の関係を示すブロック図である。図１０において、Ｉｘは電流測定回路１１への入力信号（被測定電流に相当）を示し、Ｈｘは電流測定回路１１における磁界の変換係数を示し、Ｋ０は電流測定回路１１の感度を示し、Ｋ１は増幅補正回路１２の増幅率を示し、Ｒｃはフィードバックコイル２１のインピーダンスを示し、Ｈｃはフィードバックコイル２１における磁界の変換係数を示し、Ｒｓは抵抗素子２２２の抵抗値を示し、Ｋ２は増幅補正回路１３の増幅率を示し、Ｖｏｕｔは電流センサ１の出力（電圧）を示す。また、Ｖｏｆｓは電流測定回路１１で生じるオフセット（電圧）を示し、Ｖｔｒｉｍは増幅補正回路１２の補正オフセット（電圧）を示す。
　電流センサ１において、Ｖｏｕｔのオフセットは温度特性を有している。温度をＴ（℃）、Ｖｏｆｓの温度特性をα（１／℃）、Ｖｔｒｉｍの温度特性をγ（１／℃）、電流測定回路１１の感度の温度特性をβ（１／℃）、磁気平衡式に起因する感度の温度特性をδ（１／℃）とすれば、Ｖｏｕｔのオフセットは、温度の一次の式で表すことができる。室温（ここでは、２５℃）においてＶｏｕｔのオフセットがゼロとなる条件、及び温度Ｔにおいて温度特性が最小となる条件を適用すれば、Ｖｏｕｔのオフセットの温度特性を最小とするために必要な増幅補正回路１２の補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ｍｉｎと、室温においてオフセットをゼロとするために必要な増幅補正回路１２の補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ＲＴとの関係は、例えば、下記式（２）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記式（２）に基づいて、あらかじめ取得可能な各種特性から、オフセットの温度特性を最小とするために必要な増幅補正回路１２の補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ｍｉｎを算出できる。よって、磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４の実装前に、補正オフセットＶｔｒｉｍ＿ｍｉｎに対応する第１の補正電圧Ｖ１を発生するような第１の補正量を増幅補正回路１２（補正回路１２２）に設定しておくことで、オフセットの温度依存を容易に低減できる。
　増幅補正回路１２に第１の補正量を設定した後には、電流測定回路１１を構成する磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を基板に実装する。この状態において、オフセットの温度依存は最小になっている。このため、簡単な測定で、増幅補正回路１３に第２の補正量及び第３の補正量を設定できる。増幅補正回路１３に第２の補正量及び第３の補正量が設定されると、電流センサ２は完成する。
　このように、本実施の形態の電流センサ２も、オフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路１２と、オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路１３とを別に設け、磁電変換素子Ｍ１～Ｍ４の特性に基づいて第１の増幅補正回路１２に第１の補正量を設定してオフセットの温度特性を補正した後、第２の増幅補正回路１３に第２の補正量を設定してオフセットの大きさを補正するので、オフセットの温度特性の補正とオフセットの大きさの補正とを切り分けて行うことができる。これにより、多くの条件で温度特性を取得する必要がなくなり、簡単な調整で高い電流測定精度を実現できる。本実施の形態において示す構成又は方法は、他の実施の形態において示す構成又は方法と適宜組み合わせて実施することができる。
（実施の形態３）
　本実施の形態では、上記実施の形態とは異なる態様の電流センサについて説明する。図１１は、本実施の形態に係る差動型の電流センサ３の構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態に係る電流センサ３と、実施の形態１に係る電流センサ１とは多くの点で共通する。このため、共通する構成については共通の符号を付して詳細な説明を省略する。
　図１１に示すように、本実施の形態の電流センサ３は、被測定電流により生じる誘導磁界を電気信号に変換する電流測定回路１１ａ，１１ｂを備えている。電流測定回路１１ａ，１１ｂの後段には、それぞれ、増幅補正回路（第１の増幅補正回路）１２ａ、１２ｂが接続されている。電流測定回路１１ａ，１１ｂの構成は、実施の形態１の電流測定回路１１と同様であり、増幅補正回路１２ａ、１２ｂの構成は、実施の形態１の増幅補正回路１２と同様である。
　増幅補正回路１２ａ、１２ｂにおいて、演算増幅器１２１ａ，１２１ｂの出力端子は、それぞれ、演算増幅器１３１の非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（－）と接続されている。増幅補正回路１３は、増幅補正回路１２ａの出力Ｖａと、増幅補正回路１２ｂの出力Ｖｂとの差分を演算すると共に、オフセットの大きさ及び感度を補正する。
　このような差動型の電流センサ３では、増幅補正回路１２ａ、１２ｂにおいてオフセットの温度特性が等しくなるように補正を行うことで、オフセットの温度特性を相殺することが可能になる。図１２は、被測定電流がゼロの状態の出力の温度特性を示すグラフである。図１２に示すように、増幅補正回路１２ａの出力Ｖａと、増幅補正回路１２ｂの出力の出力Ｖｂとの差分が温度に依存せず一定になるように、増幅補正回路１２ａ、１２ｂにおいてオフセットの温度特性を補正する。
　電流測定回路１１ａ，１１ｂで生じるオフセットの温度特性を、増幅補正回路１２ａ、１２ｂにおいて等しくなるように補正することで、オフセットの温度特性を相殺できる。すなわち、電流センサ３を、複数の電流測定回路１１ａ，１１ｂを用いる差動型とすることで、オフセットの温度特性を相殺して高い電流測定精度を実現できる。
　なお、本実施の形態の電流センサ３では、オフセットの温度特性を相殺できるので、増幅補正回路１２ａ、１２ｂにおいて必ずしもオフセットの温度特性を最小にする必要はない。本実施の形態において示す構成又は方法は、他の実施の形態において示す構成又は方法と適宜組み合わせて実施することができる。
　以上のように、本発明の電流センサ１，２，３及びその製造方法では、オフセットの温度特性を補正する増幅補正回路（第１の増幅補正回路）１２，１２ａ，１２ｂと、オフセットの大きさを補正する増幅補正回路（第２の増幅補正回路）１３とを別に設け、磁電変換素子の特性に基づいて増幅補正回路１２，１２ａ，１２ｂに第１の補正量を設定してオフセットの温度特性を補正した後、増幅補正回路１３に第２の補正量を設定してオフセットの大きさを補正するので、オフセットの温度特性の補正とオフセットの大きさの補正とを切り分けて行うことができる。これにより、多くの条件で温度特性を取得する必要がなくなり、簡単な調整で高い電流測定精度を実現できる。
　なお、上記実施の形態では、電流測定回路を構成するブリッジ回路が、４個の磁気抵抗効果素子により構成された電流センサを例示しているが、ブリッジ回路は、外部磁界により抵抗値が変化しない固定抵抗素子などを含んで構成されていても良い。また、電流測定回路は、誘導磁界を検出可能であれば、ブリッジ回路以外の回路としても良い。
　また、上記実施の形態における各素子の接続関係、大きさなどは、発明の趣旨を変更しない限りにおいて変更可能である。また、上記実施の形態に示す構成、方法などは、適宜組み合わせて実施可能である。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施できる。
　本発明の電流センサは、例えば、電気自動車やハイブリッドカーなどのモータ駆動用電流の大きさを検知するために用いることが可能である。
１，２，３　電流センサ
１１，１１ａ，１１ｂ　電流測定回路
１２，１２ａ，１２ｂ　増幅補正回路（第１の増幅補正回路）
１３　増幅補正回路（第２の増幅補正回路）
２１　フィードバックコイル
２２　Ｉ／Ｖアンプ
１２１，１２１ａ，１２１ｂ　演算増幅器
１２２，１２２ａ，１２２ｂ　補正回路
１３１　演算増幅器
１３２　補正回路
２２１　演算増幅器
２２２　抵抗素子
Ｍ１～Ｍ４　磁気抵抗効果素子（磁電変換素子）

Claims (10)

  1. 　磁電変換素子を有する電流測定回路と、前記電流測定回路の出力を増幅し、設定された第１の補正量に基づいてオフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路と、前記第１の増幅補正回路の出力を増幅して感度を調整すると共に設定された第２の補正量に基づいて前記オフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路と、前記電流測定回路、前記第１の増幅補正回路、及び前記第２の増幅補正回路が設けられる基板と、を備える電流センサの製造方法であって、
    　前記磁電変換素子の特性に基づいて前記第１の補正量を設定した後、前記磁電変換素子を前記基板に実装し、前記第２の補正量を設定することを特徴とする電流センサの製造方法。
  2. 　前記第１の補正量は、前記オフセットの温度特性の影響が小さくなるように設定されることを特徴とする請求項１記載の電流センサの製造方法。
  3. 　前記磁電変換素子は、磁気抵抗効果素子であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流センサの製造方法。
  4. 　前記電流センサは、外部磁界に比例する前記電流測定回路の出力を用いる磁気比例式であることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電流センサの製造方法。
  5. 　前記電流センサは、複数の前記電流測定回路の出力を差動演算する差動型であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の電流センサの製造方法。
  6. 　磁電変換素子を有する電流測定回路と、
    　前記電流測定回路の出力を増幅し、設定された第１の補正量に基づいてオフセットの温度特性を補正する第１の増幅補正回路と、
    　前記第１の増幅補正回路の出力を増幅して感度を調整すると共に設定された第２の補正量に基づいてオフセットの大きさを補正する第２の増幅補正回路と、
    　前記電流測定回路、前記第１の増幅補正回路、及び前記第２の増幅補正回路が設けられる基板と、を備えたことを特徴とする電流センサ。
  7. 　前記第１の補正量は、前記オフセットの温度特性の影響が小さくなるように設定されたことを特徴とする請求項６記載の電流センサ。
  8. 　前記磁電変換素子は、磁気抵抗効果素子であることを特徴とする請求項６又は請求項７記載の電流センサ。
  9. 　外部磁界に比例する前記電流測定回路の出力を用いる磁気比例式であることを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の電流センサ。
  10. 　複数の前記電流測定回路の出力を差動演算する差動型であることを特徴とする請求項６から請求項９のいずれかに記載の電流センサ。
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