WO2013168353A1 - 磁気検出装置及び磁気検出方法 - Google Patents

磁気検出装置及び磁気検出方法 Download PDF

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    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
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    • G01R33/06—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using galvano-magnetic devices

Definitions

  • the present invention relates to a magnetic detection device and a magnetic detection method. More specifically, the gain of the integration part of the offset voltage of the Hall sensor in the integration part is suppressed by increasing the chopper modulation frequency of the offset voltage of the Hall sensor.
  • the present invention relates to a magnetic detection device and a magnetic detection method capable of greatly suppressing an operating voltage range in an integration unit.
  • magnetic sensors using Hall elements are not only used in proximity sensors, linear position sensors, and rotation angle sensors as sensors that detect the position information of magnets, but are also induced by current flowing through a current conductor. It is also widely used as a current sensor that measures the amount of current flowing through a current conductor in a non-contact manner by detecting a magnetic field.
  • the Hall element is widely used as a magnetic sensor because it has a magnetoelectric conversion function for generating a Hall electromotive force signal corresponding to the intensity of the input magnetic field.
  • the Hall element has an offset voltage (unbalanced voltage) in which a finite voltage that is not zero is output even in a state where the magnetic field is zero, that is, in a state where there is no magnetic field.
  • a Hall element driving method generally known by a name such as a spinning current method or a Connection commutation method is used.
  • This method is an operation of periodically switching between the position of a terminal pair for flowing a drive current to the Hall element and the position of a terminal pair for detecting a Hall electromotive force signal according to a clock called a chopper clock. Is to do.
  • the Spinning current method for canceling the offset voltage can be configured using a switch circuit even in a CMOS semiconductor circuit.
  • a Hall electromotive force detection circuit for realizing a highly accurate magnetic sensor is generally used.
  • a switching circuit for realizing the spinning current method is provided.
  • the spinning current principal described in Non-Patent Document 1 is used. are known.
  • the settling time of the differential amplifier when the polarity of the input voltage of the differential amplifier is different due to the switching of the switch is finite.
  • the settling time at the time is different, and this affects the voltage waveforms of the output voltage of the differential amplifier and the output voltage of the switch. Since the voltage waveform of the output voltage of the switch is thus different, even if the output voltage of the switch is integrated by an integrator, the offset voltage of the Hall element and the inherent offset voltage of the differential amplifier cannot be removed. There was a problem.
  • Patent Document 1 discloses a magnetic detection capable of removing the offset voltage of the Hall element and the offset voltage specific to the amplifier that amplifies the output of the Hall element.
  • a device is provided.
  • the device described in Patent Document 1 controls the switch by the switching control unit, and the opposite of the four terminals so that the polarity of the Hall offset voltage inherent to the four-terminal Hall element alternates four times in one cycle.
  • the direction of the current is switched with respect to the two terminals, and the voltage is amplified from the two terminals facing each other in the direction orthogonal to the direction of the current by the differential amplifier.
  • the switch When there is a switching in the opposite direction to the current direction immediately before, in synchronization with this, the switch is controlled by the switching control unit to reverse the polarity of the voltage from the differential amplifier, and immediately after this In synchronization with the switching of the current direction, the switch is controlled by the switching control unit to invert the polarity of the voltage from the differential amplifier.
  • the device described in Patent Document 2 relates to a magnetic detection device capable of having high-speed response while eliminating disturbance noise received by a Hall element or an amplifier that receives and amplifies a signal from the Hall element.
  • the device described in Patent Document 3 can remove the offset voltage of the magnetic detection sensor and the offset voltage of the analog element of the analog circuit with high accuracy and detect the magnetism of the magnetic detection sensor with high accuracy.
  • the present invention relates to a magnetic detection device.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram for explaining a conventional magnetic detection device.
  • reference numeral 1 is a Hall sensor
  • 2 is a bias current generating circuit
  • 3 is a first switch circuit
  • 4 is a second switch circuit
  • 5 is a differential amplifier
  • 6 is a third switch circuit
  • 7 is an integrator
  • Reference numeral 8 denotes a switch control circuit.
  • the switch 1 includes a Hall sensor 1 that detects magnetism, a bias current generation circuit 2 that drives the Hall sensor 1, and a first switch circuit 3 that switches the direction of the bias current applied to the Hall sensor 1.
  • a second switch circuit 4 for switching the direction of the differential voltage corresponding to the magnetism detected by the Hall sensor 1
  • a differential amplifier 5 for amplifying the output differential voltage V 1 of the second switching circuit 4
  • a third switch circuit 6 for switching the polarity of the output differential voltage of the differential amplifier 5, and an integrator 7 to the output differential voltage V 2 to integrating amplifier of the third switching circuit 6, first to
  • the switch control circuit 8 controls the switching timing of the three switch circuits.
  • a bias current is supplied between the two opposing terminals of the four terminals of the Hall sensor 1, and the remaining two of the four terminals facing each other. The terminal is connected to the differential amplifier 5.
  • FIGS. 2A to 2D are diagrams showing the connection state of the Hall sensor in each chopper phase by the switch circuit shown in FIG. As shown in FIGS. 2A to 2D, the connections are periodically switched in the order of four phases of 0 ° ⁇ 90 ° ⁇ 180 ° ⁇ 270 °.
  • the Hall differential voltage V 1H obtained by adding the Hall electromotive force V 1H corresponding to the direction and intensity of the bias current and the detected magnetic field and the inherent offset voltage V 1O of the Hall sensor 1 is expressed by the equation (1).
  • the output differential voltage V 1 of the Hall sensor 1 is defined by Vhp ⁇ Vhn.
  • the output differential voltage V 1 of the second switch circuit 4 and the inherent offset voltage V 2O of the differential amplifier 5 are amplified at a constant magnification A.
  • the output differential voltage polarity of the differential amplifier 5 is periodically switched and supplied to the integrator 7.
  • Output differential voltage V 2 of the third switch circuit 6 is represented by the formula (5) to (8).
  • FIG. 3 is a diagram showing output voltage polarities in each chopper phase by the switch circuit shown in FIG. Hall electromotive force V 1H , offset voltage V 1O of Hall sensor 1, offset voltage V 2O of differential amplifier 5, Hall electromotive force V 1H ′ demodulated by the third switch circuit 6, offset voltage V 1O of Hall sensor 1
  • the polarity of the offset voltage V 2 O ′ of the differential amplifier 5 is as shown in FIG. While the chopper operation of 0 ° to 270 ° is repeated n times, the integrator 7 integrates and amplifies the output differential voltage V 2 of the third switch circuit 6.
  • FIG. 4 is a diagram showing an output waveform of the integrator in FIG.
  • the output V 3 of the integrator 7 is represented by the formula (9), a voltage waveform as shown in FIG.
  • V 1H_INT is integral amplified waveform V IH component at the output V 3 of the integrator 7
  • V 1O_INT is integral amplified waveform V 1O component at the output V 3 of the integrator 7
  • V 2O_INT the integrator 7 an integral amplification waveform of V. 2O component at the output V 3 of the.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating frequency characteristics of a chopper modulation transfer function with respect to noise of the Hall sensor.
  • JP 2005-283503 A JP 2008-286695 A JP2011-137716A
  • the amplification of the integrator 7 is set so as not to exceed the operating voltage range during chopper operation of 0 ° ⁇ 270 °.
  • the amplification degree of the integrator 7 is limited by the offset voltage V 1O of the Hall sensor 1 and the Hall electromotive force V 1H Cannot be amplified sufficiently.
  • the amplification factor of the integrator 7 of the offset voltage V 1O of the Hall sensor 1 per one phase of the chopper is halved, so that the operating voltage range in the integrator 7 is reduced while maintaining the amplification factor and integration time of the integrator 7. It can be greatly suppressed.
  • the output of the differential amplifier 5 is used.
  • the band is limited to a low band, since the chopper modulation frequency of the Hall electromotive force V 1H is doubled by setting the chopper modulation frequency to 2F CHP , a settling error due to insufficient band occurs in the differential amplifier 5.
  • the signal loss of the Hall electromotive force V 1H increases during demodulation by the third switch circuit 6, and the amplification factor of the Hall electromotive force signal V 1H of the entire system decreases, leading to S / N degradation. is there.
  • the output bandwidth of the differential amplifier 5 is strongly dependent on temperature, resulting in even temperature fluctuations of the output voltage V 3 of the integrator 7 is a problem that increases.
  • the settling time of the differential amplifier is finite, and the settling time at the rising time of the input voltage is different from the settling time at the falling time.
  • the transition order of each chopper phase is devised as 0 ° ⁇ 90 ° ⁇ 270 ° ⁇ 180 °, etc., the offset voltage of the Hall sensor and the offset voltage of the differential amplifier are removed with high accuracy.
  • the phase states of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° within one chopper period, and the output currents are reversed with the same bias current direction, and 0 ° ′, 90 ° ′, 180 ° ′, and 270 It is not a periodic combination of the phase states of '°, and even if the chopper modulation frequency of the offset voltage is increased, the integration unit does not cause signal loss of the Hall electromotive force.
  • the definitive operating voltage range in which no effect can be obtained that considerably suppress.
  • the magnetic detection device described in Patent Document 2 described above randomly changes the order of transition of two states such as the chopper phase (0 °, 270 °), and spreads the disturbance noise received by the amplifier or the like. While achieving high-speed response while effectively removing noise, the phase state of 0 °, 90 °, 180 °, 270 ° within one chopper period, as in the present invention, It is not a periodic combination of 0 ° ', 90 °', 180 ° ', 270 °' phase states in which the bias current direction is the same and the output terminal is inverted, and even if the chopper modulation frequency of the offset voltage is increased. The effect of significantly suppressing the operating voltage range in the integration section without incurring signal loss of Hall electromotive force cannot be obtained.
  • the magnetic detection device described in Patent Document 3 described above adds or subtracts the reference voltage Vref in synchronization with the Hall sensor output that is changed in the order of 0 ° ⁇ 90 ° ⁇ 270 ° ⁇ 180 ° and is chopper modulated.
  • the offset voltage of the Hall sensor and the analog element can be removed with high accuracy and the Hall electromotive force can be detected with high accuracy.
  • phase states of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° within one cycle of the chopper and 0 ° ′, 90 ° ′, 180 ° ′, and 270 ° in which the output terminal is inverted with the same bias current direction. It is not a periodic combination of phase states, and even if the chopper modulation frequency of the offset voltage is increased, the operating voltage in the integration section does not cause signal loss of Hall electromotive force. It is those which do not effect was obtained that significantly inhibit the circumference.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to increase the chopper modulation frequency of the offset voltage of the Hall sensor so that the integration part of the offset voltage of the Hall sensor in the integration part.
  • An object of the present invention is to provide a magnetic detection device and a magnetic detection method capable of suppressing an amplification degree and greatly suppressing an operating voltage range in an integration unit.
  • a magnetic detection device is connected to a Hall sensor that detects magnetism, a bias generation unit that drives the Hall sensor, and the Hall sensor.
  • the polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor is the first polarity
  • the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor alternates four times.
  • the Hall electromotive force of the Hall sensor is Of the four terminals of the Hall sensor so that the polarity of the Hall sensor is a second polarity opposite to the first polarity and the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor alternates four times.
  • the switch unit includes the bias generation unit and the first unit so that a current flows from the first terminal of the Hall sensor toward the second terminal opposite to the first terminal in the first period.
  • the first terminal and the second terminal are connected, and the third terminal of the Hall sensor and the fourth terminal facing the third terminal are connected to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplifying unit, respectively.
  • a second switching unit that connects the first terminal to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplification unit, respectively, and the bias generation unit so that a current flows from the second terminal toward the first terminal.
  • the bias generator and the fourth and third terminals are connected so as to flow, and the first and second terminals are connected to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplifier, respectively. And switching the bias generator and the first and second terminals so that a current flows from the first terminal toward the second terminal in the second period, and , A fifth switching for connecting the fourth and third terminals to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplifying unit, respectively, and a current flows from the third terminal toward the fourth terminal.
  • the bias generator and the third and fourth And a sixth switch for connecting the first and second terminals to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplifier, respectively, and from the second terminal to the first terminal.
  • the bias generator and the second and first terminals are connected so that current flows in the direction, and the third and fourth terminals are connected to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplifier, respectively.
  • the switch unit repeatedly performs switching in the first period n times (n is an integer of 2 or more), repeatedly switches in the second period n times, and the inversion unit includes the amplification unit Is inverted in synchronization with the switching between the first period and the second period.
  • the direction of the current from the bias generation unit is switched with respect to two opposing terminals among the four terminals of the Hall sensor, a Hall generation unit that drives the Hall sensor, and a Hall generation unit that drives the Hall sensor.
  • a switch unit that switches a direction of a voltage to be extracted with respect to two opposing terminals in a direction orthogonal to the direction of the current, an amplification unit that amplifies the voltage extracted by switching by the switch unit, An inversion unit for inverting the polarity of the voltage from the amplification unit, and the operating frequency when the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor is alternated, the operating frequency when the polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor is alternated 2n times (n is an integer of 1 or more).
  • the Hall sensor is connected in the first period by a switch unit connected to the Hall sensor.
  • the polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor is the first polarity, so that the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor alternates four times, the current of the two terminals facing each other among the four terminals of the Hall sensor.
  • the polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor is a second polarity opposite to the first polarity, and the Hall sensor Hall
  • the direction of the current is switched with respect to two opposing terminals of the four terminals of the Hall sensor so that the polarity of the offset voltage alternates four times, and is opposed in a direction orthogonal to the direction of the current.
  • the step of switching the direction of the voltage to be extracted with respect to the two terminals the step of amplifying the voltage extracted by the switching by the switch unit by the amplification unit, and the switching of the current and voltage by the switch unit.
  • the present invention by increasing the chopper modulation frequency of the offset voltage of the Hall sensor, the amplification degree of the integration part of the Hall sensor offset voltage in the integration part is suppressed, and the operating voltage range in the integration part is greatly suppressed.
  • the magnetic detection device and the magnetic detection method can be realized.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram for explaining a conventional magnetic detection device.
  • FIGS. 2A to 2D are diagrams showing the connection state of the Hall sensor in each chopper phase by the switch circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing output voltage polarities in each chopper phase by the switch circuit shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing an output waveform of the integrator in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating frequency characteristics of a chopper modulation transfer function with respect to noise of the Hall sensor.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram for explaining an embodiment of the magnetic detection device according to the present invention.
  • 7A to 7H are diagrams showing the connection state of the Hall sensor in each chopper phase by the switch unit of the magnetic detection device according to the present invention shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing input / output voltage polarities of each block by the switch unit of the magnetic detection device according to the present invention shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing an output waveform of the integrator in the magnetic detection apparatus according to the present invention shown in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram showing frequency characteristics of a chopper modulation transfer function with respect to noise of the Hall sensor in the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart for explaining the magnetic detection method according to the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram for explaining the magnetic detection device according to the present embodiment, in which reference numeral 11 denotes a hall sensor, 12 denotes a bias generation unit, 13 denotes a first switch unit, and 14 denotes a second switch. , 15 is a differential amplifying unit, 16 is an inverting unit (third switch unit), 17 is an integrating unit, and 18 is a switch control unit.
  • the magnetic sensor includes a Hall sensor 11 that detects magnetism and a bias generation unit 12 that drives the Hall sensor 11.
  • the magnetic sensor according to this embodiment shown in FIG. the polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor 11 is the first polarity and the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor 11 is changed four times during the first period.
  • the Hall sensor 11 has a second polarity opposite to the first polarity of the Hall electromotive force, and the Hall sensor 11 has a polarity of the Hall offset voltage that alternates four times.
  • the direction of the current from the bias generation unit 12 is switched with respect to two opposing terminals of the four terminals of the sensor 11, and the two terminals facing each other in the direction orthogonal to the current direction are switched.
  • the direction of the voltage to be extracted is switched.
  • the differential amplifying unit 15 amplifies the voltage extracted by switching by the switch units 13 and 14.
  • the inversion unit 16 inverts the polarity of the voltage from the amplification unit 15 in synchronization with the switching between the first period and the second period among the switching of the current and voltage by the switch units 13 and 14.
  • the integrating unit 17 integrates the voltage extracted by the polarity inversion by the inverting unit 16.
  • FIGS. 7A to 7H are diagrams showing the connection state of the Hall sensor in each chopper phase by the switch unit of the magnetic detection device according to the present embodiment shown in FIG.
  • the first and second switch sections 13 and 14 generate a bias so that a current flows from the first terminal of the Hall sensor 11 toward the second terminal opposite to the first terminal in the first period.
  • the fourth terminal opposite to the third terminal of the Hall sensor 11 is connected to the positive input terminal and the negative terminal of the differential amplifier 15.
  • the first switching (FIG. 7A) connected to each of the input terminals, and the bias generator 12 and the third and fourth terminals so that a current flows from the third terminal toward the fourth terminal.
  • switching the second and first terminals to the positive input terminal and the negative input terminal of the differential amplifying unit 15 respectively (FIG.
  • a third switch for connecting the first terminal and connecting the fourth and third terminals to the positive input terminal and the negative input terminal of the differential amplifier unit 15, respectively;
  • the bias generator 12 and the fourth and third terminals are connected so that a current flows from the terminal 4 to the third terminal, and the first and second terminals are connected to the differential amplifier 15.
  • the fourth switching (FIG. 7 (d)) connected to the positive input terminal and the negative input terminal is performed.
  • first and second switch units 13 and 14 have the bias generation unit 12 and the first and second terminals so that current flows from the first terminal toward the second terminal in the second period.
  • the fifth switching (FIG. 7 (e)) for connecting the fourth and third terminals to the positive input terminal and the negative input terminal of the differential amplifying unit 15, respectively, and from the third terminal
  • the bias generator 12 is connected to the third and fourth terminals so that current flows toward the fourth terminal, and the first and second terminals are connected to the positive input terminal of the differential amplifier 15 and
  • a sixth switch (FIG. 7 (f)) connected to each negative input terminal, and the bias generator 12 and the second and first terminals so that a current flows from the second terminal toward the first terminal.
  • the third and fourth terminals are connected to the positive input terminal and the negative terminal of the differential amplifying unit 15, respectively.
  • the seventh switch (FIG. 7 (g)) connected to each of the power terminals, and the bias generator 12 and the fourth and third terminals so that current flows from the fourth terminal to the third terminal.
  • the eighth switching (FIG. 7 (h)) for connecting the second and first terminals to the positive input terminal and the negative input terminal of the differential amplifying unit 15, respectively. Yes.
  • 0 ° ′, 90 ° ′, 180 ° ′, and 270 ° ′ have the same bias current direction as 0 °, 90 °, 180 °, and 270 °, respectively, and are equal to a connection state in which the output terminal is inverted.
  • the differential amplifying unit 15 amplifies the output differential voltage V 1 of the second switch unit 14 and the inherent offset voltage V 2 O of the differential amplifying unit 15 with a constant magnification A.
  • the output differential voltage of the differential amplification unit 15 is demodulated and supplied to the integration unit 17.
  • Inverting unit output differential voltage V 2 of the (third switching section) 16 is expressed by Equation (18) to (25).
  • FIG. 8 is a diagram illustrating input / output voltage polarities of each block by the switch unit of the magnetic detection device according to the present embodiment illustrated in FIG. 6. Hall electromotive force V 1H , Hall offset V 1O , offset V 2O of differential amplifier 15 and Hall electromotive force V 1H ′ demodulated by third switch unit 16, Hall offset V 1O ′, differential amplifier 15 The polarity of the offset V 2 O ′ is as shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an output waveform of the integrator in the magnetic detection device according to the present embodiment illustrated in FIG. 6. While the integration unit 17 repeats the chopper operation n times, the output differential voltage of the third switch unit 16 is integrated and amplified. Output voltage V 3 of the integrator 17 is represented by the formula (26), a voltage waveform as shown in FIG.
  • the first and second switch units 13 and 14 repeat switching in the first period n times (n is an integer of 2 or more), repeatedly switching in the second period n times, and the inversion unit. 16 inverts the polarity of the voltage from the differential amplifier 15 in synchronization with the switching between the first period and the second period.
  • a magnetic detection device includes a Hall sensor 11 that detects magnetism, a bias generation unit 12 that drives the Hall sensor 11, and two opposing terminals of the four terminals of the Hall sensor 11.
  • First and second switches for switching the direction of the current from the bias generator 12 with respect to the terminal and for switching the direction of the voltage to be extracted with respect to two opposing terminals in a direction orthogonal to the direction of the current Units 13 and 14, a differential amplifier 15 for amplifying the voltage extracted by switching by the first and second switch units 13 and 14, and an inversion for inverting the polarity of the voltage from the differential amplifier 15 Unit 16 and an integration unit 17 that integrates the voltage extracted by the inversion of polarity by the inversion unit 16 and exchanges the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor 11.
  • Operating frequency at which the, 2n times than the operating frequency at which the alternating polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor 11 are configured such that.
  • FIG. 10 is a diagram showing frequency characteristics of a chopper modulation transfer function with respect to noise of the Hall sensor in the present invention.
  • phase states of 0 °, 90 °, 180 °, and 270 ° are the same as those of 0 ° ′, 90 ° ′, 180 ° ′, and 270 ° in which the output terminal is inverted with the same bias current direction.
  • a similar effect can be obtained by combining the phase states during one demodulation period in the third switch circuit 16. For example, a combination of 0 ° ⁇ 270 ° ′ ⁇ 90 ° ⁇ 180 ° ′ ⁇ 0 ° ′ ⁇ 270 ° ⁇ 180 ° ⁇ 90 ° ′ can be considered.
  • the Hall electromotive force V 1H is increased.
  • the chopper modulation frequency of the offset voltage V 1O unique to the hall sensor can be increased up to 2a times with respect to the chopper modulation frequency F CHP , and the above-described effects can be further enhanced.
  • the integrating unit 17 integrates the voltage extracted by polarity inversion by the inverting unit 16, but is not limited to this, and from the amplifying unit 15 by the integrating unit 17. After the voltage integration, the polarity of the voltage may be reversed by the inverting unit 16. Further, in the above-described embodiment of the present invention, the Hall sensor 11 is current-driven by the bias generation unit 12. However, the present invention is not limited to this, and the Hall sensor 11 may be voltage-driven by the bias voltage generation unit. .
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a flowchart for explaining the magnetic detection method according to the present embodiment.
  • the Hall electromotive force of the Hall sensor 11 has a first polarity
  • the Hall sensor 11 has a Hall offset voltage of 4 times alternating polarity.
  • the direction of the current is switched with respect to two opposing terminals among the four terminals of 11, and the direction of the voltage to be taken out with respect to the two opposing terminals in a direction orthogonal to the direction of the current is switched ( Step S1).
  • the polarity of the Hall electromotive force of the Hall sensor 11 is the second polarity opposite to the first polarity, and the polarity of the Hall offset voltage of the Hall sensor 11 alternates four times.
  • the direction of the current to be switched with respect to two opposing terminals of the four terminals of the Hall sensor 11 and to be taken out with respect to the two opposing terminals in a direction orthogonal to the direction of the current Are switched (step S2).
  • step S3 the voltage extracted by switching is amplified (step S3).
  • step S4 the polarity of the amplified voltage is inverted in synchronization with the switching between the first period and the second period among the switching between the current and the voltage (step S4).
  • step S5 the voltage extracted by inversion is integrated (step S5).

Abstract

　本発明は、ホールセンサのオフセット電圧のチョッパー変調周波数を速くすることで、積分部におけるホールセンサのオフセット電圧の積分部の増幅度を抑制し、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制する磁気検出装置に関する。第１及び第２のスイッチ部（１３，１４）は、第１期間において、ホール起電力の極性は第１の極性で、ホールオフセット電圧の極性が４回交番し、第２期間において、ホール起電力の極性が第１期間の極性とは逆の極性の第２の極性で、ホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、ホールセンサ（１１）の４つの端子のうちの対向する２つの端子に対してバイアス生成部（１２）からの電流の向きを切り換え、かつ、この電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるものである。

Description

磁気検出装置及び磁気検出方法
　本発明は、磁気検出装置及び磁気検出方法に関し、より詳細には、ホールセンサのオフセット電圧のチョッパー変調周波数を速くすることで、積分部におけるホールセンサのオフセット電圧の積分部の増幅度を抑制し、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制することができるようにした磁気検出装置及び磁気検出方法に関する。
　一般に、ホール素子を使った磁気センサには、磁石の位置情報の検出を行うセンサとして近接センサ、リニア位置センサ、回転角度センサなどに用いられているだけでなく、電流導体を流れる電流によって誘起される磁界を検出することによって、電流導体を流れる電流量を非接触で測定する電流センサとしても広く利用されている。
　また、ホール素子は、入力された磁界の強度に応じたホール起電力信号を発生する磁電変換機能を有するため、磁気センサとして広く用いられている。しかしながら、ホール素子には、磁場が零である状態、すなわち、無磁場の状態でも、零でない有限の電圧が出力されてしまうというオフセット電圧（不平衡電圧）が存在する。
　そこで、ホール素子を利用した磁気センサにおいては、ホール素子が持つオフセット電圧をキャンセルする目的で、スピニングカレント（Ｓｐｉｎｎｉｎｇ　ｃｕｒｒｅｎｔ）法又はＣｏｎｎｅｃｔｉｏｎ　ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ法といった名称で一般的に知られているホール素子の駆動方法が存在する。この方法とは、ホール素子に駆動電流を流すための端子対の位置と、ホール起電力信号を検出するための端子対の位置との間で、チョッパークロックと呼ばれるクロックにしたがって周期的に入れ替える操作を行うものである。
　このオフセット電圧のキャンセルを目的としたＳｐｉｎｎｉｎｇ　ｃｕｒｒｅｎｔ法は、ＣＭＯＳ半導体回路においてもスイッチ回路を用いて構成できるものであるため、高精度な磁気センサを実現するためのホール起電力検出回路は、一般的に、Ｓｐｉｎｎｉｎｇ　ｃｕｒｒｅｎｔ法を実現するためのスイッチ回路を備えたものとなる。
　ホールセンサを採用した磁気検出装置においては、ホール素子がオフセット電圧を有することから、このオフセット電圧を除去することが行われており、その一例としては、非特許文献１に記載のｓｐｉｎｎｉｎｇ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅが知られている。
　しかしながら、この磁気検出装置においては、スイッチの切り換えにより差動増幅器の入力電圧の極性が異なったときの差動増幅器のセトリング時間が有限であって、入力電圧の立ち上がり時におけるセトリング時間と、立ち下がり時におけるセトリング時間が異なっており、これにより、差動増幅器の出力電圧とスイッチの出力電圧の電圧波形にその影響が現れることになる。このようにスイッチの出力電圧の電圧波形が異なるので、スイッチの出力電圧を積分器により積分しても、ホール素子のオフセット電圧と、差動増幅器の固有のオフセット電圧とを除去することができないという問題があった。
　そこで、この種の問題点を解決するために、例えば、特許文献１には、ホール素子のオフセット電圧と、ホール素子の出力を増幅する増幅器に固有のオフセット電圧とを除去することができる磁気検出装置が提供されている。この特許文献１に記載のものは、切換制御部によりスイッチを制御して、４端子ホール素子に固有のホールオフセット電圧の極性が１サイクルに４回交番するように、４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、差動増幅器により、この電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子から電圧を増幅し、スイッチによる電流の向きの切り換えのうち、直前の電流の向きに対して逆の向きになる切り換えがあったとき、これに同期して、切換制御部によりスイッチを制御して、差動増幅器からの電圧の極性を反転させ、かつこの直後の電流の向きの切り換えに同期して、切換制御部によりスイッチを制御して、差動増幅器からの電圧の極性を反転させるものである。
　また、例えば、特許文献２に記載のものは、ホール素子やそこからの信号を受けて増幅する増幅器などが受ける外乱ノイズを排除しながらも、高速応答性を有することが可能な磁気検出装置に関するものである。
　さらに、例えば、特許文献３に記載のものは、磁気検出センサのオフセット電圧とアナログ回路のアナログ素子のオフセット電圧とを高精度に除去し、磁気検出センサの磁気を高精度に検出することのできる磁気検出装置に関するものである。
　図１は、従来の磁気検出装置を説明するための回路構成図である。図中符号１はホールセンサ、２はバイアス電流生成回路、３は第１のスイッチ回路、４は第２のスイッチ回路、５は差動増幅器、６は第３のスイッチ回路、７は積分器、８はスイッチ制御回路を示している。
　図１に示す従来の磁気検出装置は、磁気を検出するホールセンサ１と、ホールセンサ１を駆動するバイアス電流生成回路２と、ホールセンサ１に与えるバイアス電流の向きを切り替える第１のスイッチ回路３と、ホールセンサ１で検出された磁気に対応する差動電圧の向きを切り替える第２のスイッチ回路４と、この第２のスイッチ回路４の出力差動電圧Ｖ１を増幅する差動増幅器５と、この差動増幅器５の出力差動電圧の極性を切り替える第３のスイッチ回路６と、この第３のスイッチ回路６の出力差動電圧Ｖ２を積分増幅する積分器７と、第１乃至第３のスイッチ回路の切り替えタイミングを制御するスイッチ制御回路８とから構成されている。
　第１のスイッチ回路３と第２のスイッチ回路４とを制御することで、ホールセンサ１の４端子のうち対向する２端子の間にバイアス電流を供給し、４端子のうち残りの対向する２端子を差動増幅器５に接続する。
　図２（ａ）乃至（ｄ）は、図１に示したスイッチ回路による各チョッパー位相におけるホールセンサの接続状態を示す図である。図２（ａ）乃至（ｄ）に示すように、０°→９０°→１８０°→２７０°の４つの位相順に周期的に切り替えて接続する。これによってバイアス電流と検出磁場の向き及び強度に対応したホール起電力Ｖ１Ｈと、ホールセンサ１の固有のオフセット電圧Ｖ１Ｏが加算されたホールセンサ１の出力差動電圧Ｖ１は、式（１）乃至（４）で表される。
　ここで、ホールセンサ１の出力差動電圧Ｖ１は、Ｖｈｐ－Ｖｈｎで定義されるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　差動増幅器５において、一定の倍率Ａで、第２のスイッチ回路４の出力差動電圧Ｖ１と差動増幅器５の固有のオフセット電圧Ｖ２Ｏを増幅する。第３のスイッチ回路６を制御することで差動増幅器５の出力差動電圧極性を周期的に切り替えて積分器７に供給する。第３のスイッチ回路６の出力差動電圧Ｖ２は、式（５）乃至（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図３は、図１に示したスイッチ回路による各チョッパー位相における出力電圧極性を示す図である。ホール起電力Ｖ１Ｈ、ホールセンサ１のオフセット電圧Ｖ１Ｏ、差動増幅器５のオフセット電圧Ｖ２Ｏ及び第３のスイッチ回路６で復調されたホール起電力Ｖ１Ｈ’、ホールセンサ１のオフセット電圧Ｖ１Ｏ’、差動増幅器５のオフセット電圧Ｖ２Ｏ’の極性は、図３のようになる。０°～２７０°のチョッパー動作をｎ回繰り返す間、積分器７にて第３のスイッチ回路６の出力差動電圧Ｖ２を積分増幅する。
　図４は、図１における積分器の出力波形を示す図である。積分器７の出力Ｖ３は、式（９）で表され、図４に示すような電圧波形となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、Ｖ１Ｈ＿ＩＮＴは、積分器７の出力Ｖ３におけるＶ１Ｈ成分の積分増幅波形、Ｖ１Ｏ＿ＩＮＴは、積分器７の出力Ｖ３におけるＶ１Ｏ成分の積分増幅波形、Ｖ２Ｏ＿ＩＮＴは、積分器７の出力Ｖ３におけるＶ２Ｏ成分の積分増幅波形である。
　第１のスイッチ回路３乃至第３のスイッチ回路６によりチョッパー変調することで、０°～２７０°のチョッパー動作１回ごとにホールセンサ１のオフセット電圧Ｖ１Ｏ及び差動増幅器５のオフセット電圧Ｖ２Ｏをキャンセルアウトし、ホール起電力Ｖ１Ｈのみを積分増幅することが可能となる。
　図５は、ホールセンサのノイズに対するチョッパー変調伝達関数の周波数特性を示す図である。第１のスイッチ回路３乃至第３のスイッチ回路６によりチョッパー変調することで、ホールセンサ１及び差動増幅器５の素子ノイズをチョッパー変調周波数ＦＣＨＰ（＝１／Ｔ）の奇数倍の周波数帯近傍に高域変調することができ、後段の積分器７の特性によりノイズを抑制することができる。
特開２００５－２８３５０３号公報 特開２００８－２８６６９５号公報 特開２０１１－１３７７１６号公報
A.Bakker, A.A.Bellekom, S.Middelhoekand, J.H.Huijsing "Low - Offset Low - Noise 3.5mW CMOS Spinning - Current Hall Effect Sensor With Integrated Chopper Amplifier" The 13th European Conference on Solid - State Transducers September 12 - 15, 1999, The Hague, The Netherlands, pp.1045 - 1048
　しかしながら、積分器７の増幅度は、積分器７の出力電圧Ｖ３が０°～２７０°のチョッパー動作中に動作可能電圧範囲を超えないように設定される。ここで、ホールセンサ１のオフセット電圧Ｖ１Ｏが、ホール起電力Ｖ１Ｈよりも十分に大きい場合、積分器７の増幅度は、ホールセンサ１のオフセット電圧Ｖ１Ｏにより制限され、ホール起電力Ｖ１Ｈを十分に増幅できない。ここで、チョッパー変調周波数を２ＦＣＨＰ（＝２／Ｔ）とし、チョッパー動作を２ｎ回とする。これによりチョッパー１位相あたりのホールセンサ１のオフセット電圧Ｖ１Ｏの積分器７の増幅度が半分となるため、積分器７の増幅度と積分時間を維持したまま、積分器７における動作電圧範囲を大幅に抑制することができる。
　しかしながら、ホールセンサ１及び差動増幅器５のノイズ抑制や、積分器７にスイッチトキャパシタフィルタなどのサンプル・ホールド回路を用いていた場合に対するサンプリング周波数の折り返しノイズ防止を目的として、差動増幅器５の出力帯域を低域に制限した場合、チョッパー変調周波数を２ＦＣＨＰとしたことでホール起電力Ｖ１Ｈのチョッパー変調周波数も２倍となるため、差動増幅器５において帯域不足によるセトリングエラーが生じる。これにより、第３のスイッチ回路６での復調時にホール起電力Ｖ１Ｈの信号損失が大きくなり、系全体のホール起電力信号Ｖ１Ｈの増幅度が低下するためＳ／Ｎ劣化を招くという問題がある。また、差動増幅器５の出力帯域が温度に強く依存する場合、結果的に積分器７の出力電圧Ｖ３の温度変動度も増大するという問題がある。
　また、上述した特許文献１に記載の磁気検出装置は、差動増幅器のセトリング時間が有限であって、入力電圧の立ち上がり時におけるセトリング時間と、立ち下がり時におけるセトリング時間が異なる場合に対して、各チョッパー位相の遷移する順序を０°→９０°→２７０°→１８０°などと工夫することで、ホールセンサのオフセット電圧と、差動増幅器のオフセット電圧を高精度に除去しているものの、本発明のように、チョッパー１周期内に０°、９０°、１８０°、２７０°の位相状態と、バイアス電流方向が同じで出力端子が反転した０°’、９０°’、１８０°’、２７０°’の位相状態を周期的に組み合わせたものではなく、オフセット電圧のチョッパー変調周波数を高速化してもホール起電力の信号損失を招くことなく、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制するという効果は得られないものである。
　また、上述した特許文献２に記載の磁気検出装置は、チョッパー位相（０°、２７０°）などの２状態の遷移する順序をランダムに変化させ、増幅器などが受ける外乱ノイズをスペクトル拡散させることで、効果的にノイズを除去しながら、高速応答性を有することを実現しているものの、本発明のように、チョッパー１周期内に０°、９０°、１８０°、２７０°の位相状態と、バイアス電流方向が同じで出力端子が反転した０°’、９０°’、１８０°’、２７０°’の位相状態を周期的に組み合わせたものではなく、オフセット電圧のチョッパー変調周波数を高速化してもホール起電力の信号損失を招くことなく、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制するという効果は得られないものである。
　さらに、上述した特許文献３に記載の磁気検出装置は、０°→９０°→２７０°→１８０°の順に遷移してチョッパー変調されるホールセンサ出力に同期して、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを加算または減算する回路を有した積分型Ａ／Ｄコンバータを使用することで、ホールセンサ及びアナログ素子のオフセット電圧を高精度に除去し、ホール起電力を高精度に検出することができるものの、本発明のように、チョッパー１周期内に０°、９０°、１８０°、２７０°の位相状態と、バイアス電流方向が同じで出力端子が反転した０°’、９０°’、１８０°’、２７０°’の位相状態を周期的に組み合わせたものではなく、オフセット電圧のチョッパー変調周波数を高速化してもホール起電力の信号損失を招くことなく、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制するという効果は得られないものである。
　本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ホールセンサのオフセット電圧のチョッパー変調周波数を速くすることで、積分部におけるホールセンサのオフセット電圧の積分部の増幅度を抑制し、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制することができるようにした磁気検出装置及び磁気検出方法を提供することにある。
　本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、本発明の磁気検出装置は、磁気を検出するホールセンサと、該ホールセンサを駆動するバイアス生成部と、前記ホールセンサに接続され、第１期間において、前記ホールセンサのホール起電力の極性は第１の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番し、第２期間において、前記ホールセンサのホール起電力の極性が前記第１の極性とは逆の極性の第２の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して前記バイアス生成部からの電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるスイッチ部と、該スイッチ部による切り換えにより取り出された電圧を増幅する増幅部と、前記スイッチ部による電流及び電圧の切り換えのうち、前記第１期間と前記第２期間の切り換えに同期して、前記増幅部からの電圧の極性を反転させる反転部とを備えていることを特徴とする。
　また、前記スイッチ部は、前記第１期間において、前記ホールセンサの第１の端子から該第１の端子に対向する第２の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第１及び第２の端子とを接続し、かつ、前記ホールセンサの第３の端子及び該第３の端子に対向する第４の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第１の切り換えと、前記第３の端子から前記第４の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第３及び第４の端子とを接続し、かつ、前記第２及び第１の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第２の切り換えと、前記第２の端子から前記第１の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第２及び第１の端子とを接続し、かつ、前記第４及び第３の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第３の切り換えと、前記第４の端子から前記第３の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第４及び第３の端子とを接続し、かつ、前記第１及び第２の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第４の切り換えと、前記第２期間において、前記第１の端子から前記第２の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第１及び第２の端子とを接続し、かつ、前記第４及び第３の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第５の切り換えと、前記第３の端子から前記第４の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第３及び第４の端子とを接続し、かつ、前記第１及び第２の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第６の切り換えと、前記第２の端子から前記第１の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第２及び第１の端子とを接続し、かつ、前記第３及び第４の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第７の切り換えと、前記第４の端子から前記第３の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第４及び第３の端子とを接続し、かつ、前記第２及び第１の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第８の切り換えとを行うことを特徴とする。
　また、前記スイッチ部は、前記第１の期間のおける切り換えをｎ回（ｎは２以上の整数）繰り返し行い、前記第２の期間における切り換えをｎ回繰り返し行い、前記反転部は、前記増幅部からの電圧の極性を、前記第１期間と前記第２期間の切り換えに同期して反転させることを特徴とする。
　また、磁気を検出するホールセンサと、該ホールセンサを駆動するバイアス生成部と、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して前記バイアス生成部からの電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるスイッチ部と、該スイッチ部による切り換えにより取り出された電圧を増幅する増幅部と、該増幅部からの電圧の極性を反転させる反転部とを備え、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性を交番するときの動作周波数が、前記ホールセンサのホール起電力の極性を交番するときの動作周波数よりも２ｎ倍（ｎは１以上の整数）であることを特徴とする。
　また、磁気を検出するホールセンサと、該ホールセンサを駆動するバイアス生成部とを備えた磁気検出装置における磁気検出方法において、前記ホールセンサに接続されたスイッチ部により、第１期間において、ホールセンサのホール起電力の極性は第１の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるステップと、前記ホールセンサに接続されたスイッチ部により、第２期間において、前記ホールセンサのホール起電力の極性が前記第１の極性とは逆の極性の第２の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるステップと、前記スイッチ部による切り換えにより取り出された電圧を増幅部により増幅するステップと、前記スイッチ部による前記電流及び電圧の切り換えのうち、前記第１期間と前記第２期間の切り換えに同期して、前記増幅された電圧の極性を反転部により反転させるステップとを有することを特徴とする。
　本発明によれば、ホールセンサのオフセット電圧のチョッパー変調周波数を速くすることで、積分部におけるホールセンサのオフセット電圧の積分部の増幅度を抑制し、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制することができるような磁気検出装置及び磁気検出方法を実現することができる。
図１は、従来の磁気検出装置を説明するための回路構成図である。 図２（ａ）乃至（ｄ）は、図１に示したスイッチ回路による各チョッパー位相におけるホールセンサの接続状態を示す図である。 図３は、図１に示したスイッチ回路による各チョッパー位相における出力電圧極性を示す図である。 図４は、図１における積分器の出力波形を示す図である。 図５は、ホールセンサのノイズに対するチョッパー変調伝達関数の周波数特性を示す図である。 図６は、本発明に係る磁気検出装置の実施例を説明するための回路構成図である。 図７は、（ａ）乃至（ｈ）は、図６に示した本発明に係る磁気検出装置のスイッチ部による各チョッパー位相におけるホールセンサの接続状態を示す図である。 図８は、図６に示した本発明に係る磁気検出装置のスイッチ部による各ブロックの入出力電圧極性を示す図である。 図９は、図６に示した本発明に係る磁気検出装置における積分器の出力波形を示す図である。 図１０は、本発明におけるホールセンサのノイズに対するチョッパー変調伝達関数の周波数特性を示す図である。 図１１は、本発明に係る磁気検出方法を説明するためのフローチャートを示す図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。　
　図６は、本実施形態に係る磁気検出装置を説明するための回路構成図で、図中符号１１はホールセンサ、１２はバイアス生成部、１３は第１のスイッチ部、１４は第２のスイッチ部、１５は差動増幅部、１６は反転部（第３のスイッチ部）、１７は積分部、１８はスイッチ制御部を示している。
　図６に示した本実施形態の磁気検出装置は、磁気を検出するホールセンサ１１と、このホールセンサ１１を駆動するバイアス生成部１２とを備えている。また、第１及び第２のスイッチ部１３，１４は、第１期間において、ホールセンサ１１のホール起電力の極性は第１の極性で、ホールセンサ１１のホールオフセット電圧の極性が４回交番し、第２期間において、ホールセンサ１１のホール起電力の極性が第１の極性とは逆の極性の第２の極性で、ホールセンサ１１のホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、ホールセンサ１１の４つの端子のうちの対向する２つの端子に対してバイアス生成部１２からの電流の向きを切り換え、かつ、この電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるものである。
　また、差動増幅部１５は、スイッチ部１３，１４による切り換えにより取り出された電圧を増幅するものである。また、反転部１６は、スイッチ部１３，１４による電流及び電圧の切り換えのうち、第１期間と第２期間の切り換えに同期して、増幅部１５からの電圧の極性を反転させるものである。また、積分部１７は、反転部１６による極性の反転により取り出された電圧を積分するものである。
　図７（ａ）乃至（ｈ）は、図６に示した本実施形態に係る磁気検出装置のスイッチ部による各チョッパー位相におけるホールセンサの接続状態を示す図である。
　第１及び第２のスイッチ部１３，１４は、第１期間において、ホールセンサ１１の第１の端子からこの第１の端子に対向する第２の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第１及び第２の端子とを接続し、かつ、ホールセンサ１１の第３の端子及びこの第３の端子に対向する第４の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第１の切り換え（図７（ａ））と、第３の端子から第４の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第３及び第４の端子とを接続し、かつ、第２及び第１の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第２の切り換え（図７（ｂ））と、第２の端子から第１の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第２及び第１の端子とを接続し、かつ、第４及び第３の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第３の切り換え（図７（ｃ））と、第４の端子から第３の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第４及び第３の端子とを接続し、かつ、第１及び第２の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第４の切り換え（図７（ｄ））とを行うように構成されている。
　また、第１及び第２のスイッチ部１３，１４は、第２期間において、第１の端子から第２の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第１及び第２の端子とを接続し、かつ、第４及び第３の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第５の切り換え（図７（ｅ））と、第３の端子から第４の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第３及び第４の端子とを接続し、かつ、第１及び第２の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第６の切り換え（図７（ｆ））と、第２の端子から第１の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第２及び第１の端子とを接続し、かつ、第３及び第４の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第７の切り換え（図７（ｇ））と、第４の端子から第３の端子に向かって電流が流れるように、バイアス生成部１２と第４及び第３の端子とを接続し、かつ、第２及び第１の端子を差動増幅部１５の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第８の切り換え（図７（ｈ））とを行うように構成されている。
　このように、第１のスイッチ部１３と第２のスイッチ部１４の制御を変更することで、ホールセンサ１１の端子１乃至４を図７（ａ）乃至（ｈ）に示すように、０°→９０°→１８０°’→２７０°’→０°’→９０°’→１８０°→２７０°の８位相に周期的に切り替えて接続する。
　これにより、ホール起電力Ｖ１Ｈ及びホールセンサ１１のオフセット電圧Ｖ１Ｏの加算である第２のスイッチ部１４の出力差動電圧Ｖ１は、式（１０）乃至（１７）で表される。０°’、９０°’、１８０°’、２７０°’は、それぞれ０°、９０°、１８０°、２７０°とバイアス電流方向が同じで、出力端子を反転させた接続状態に等しい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　差動増幅部１５において、一定の倍率Ａで第２のスイッチ部１４の出力差動電圧Ｖ１と差動増幅部１５の固有のオフセット電圧Ｖ２Ｏを増幅する。反転部（第３のスイッチ部）１６を制御することで、差動増幅部１５の出力差動電圧を復調して積分部１７に供給する。反転部（第３のスイッチ部）１６の出力差動電圧Ｖ２は、式（１８）乃至（２５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図８は、図６に示した本実施形態に係る磁気検出装置のスイッチ部による各ブロックの入出力電圧極性を示す図である。ホール起電力Ｖ１Ｈ、ホールオフセットＶ１Ｏ、差動増幅部１５のオフセットＶ２Ｏ及び第３のスイッチ部１６で復調されたホール起電力Ｖ１Ｈ’、ホールオフセットＶ１Ｏ’、差動増幅部１５のオフセットＶ２Ｏ’の極性は、図８のようになる。
　図８よりホール起電力Ｖ１Ｈのチョッパー変調周波数ＦＣＨＰを維持したまま、ホールセンサ１１のオフセット電圧Ｖ１Ｏのチョッパー変調周波数が２倍速くなっていることがわかる。
　図９は、図６に示した本実施形態に係る磁気検出装置における積分器の出力波形を示す図である。積分部１７にてチョッパー動作をｎ回繰り返す間、第３のスイッチ部１６の出力差動電圧を積分増幅する。積分部１７の出力電圧Ｖ３は、式（２６）で表され、図９のような電圧波形となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　つまり、第１及び第２のスイッチ部１３，１４は、第１の期間のおける切り換えをｎ回（ｎは２以上の整数）繰り返し行い、第２の期間における切り換えをｎ回繰り返し行い、反転部１６は、差動増幅部１５からの電圧の極性を、第１期間と第２期間の切り換えに同期して反転させる。
　本発明の他の実施形態に係る磁気検出装置は、磁気を検出するホールセンサ１１と、このホールセンサ１１を駆動するバイアス生成部１２と、ホールセンサ１１の４つの端子のうちの対向する２つの端子に対してバイアス生成部１２からの電流の向きを切り換え、かつ、この電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換える第１及び第２のスイッチ部１３，１４と、この第１及び第２のスイッチ部１３，１４による切り換えにより取り出された電圧を増幅する差動増幅部１５と、この差動増幅部１５からの電圧の極性を反転させる反転部１６と、この反転部１６による極性の反転により取り出された電圧を積分する積分部１７とを備え、ホールセンサ１１のホールオフセット電圧の極性を交番するときの動作周波数が、ホールセンサ１１のホール起電力の極性を交番するときの動作周波数よりも２ｎ倍（ｎは１以上の整数）となるように構成されている。
　以上のように、図４と図９のＶ１Ｏ＿ＩＮＴ波形で比較できるように、ホールセンサ１１のオフセット電圧Ｖ１Ｏのチョッパー変調周波数ＦＣＨＰを２倍に速くすることで、積分部１７におけるホールセンサ１１のオフセット電圧Ｖ１Ｏの積分部１７の増幅度を半分に抑制できる。これにより、積分部１７の出力動作電圧範囲が抑制されるため、この抑制された分だけ積分部１７の増幅度を大きくすることが可能となる。かつ、ホール起電力Ｖ１Ｈのチョッパー変調周波数をＦＣＨＰｎに維持しているため、ホール起電力Ｖ１Ｈの差動増幅部１５におけるセトリングエラーというデメリットを解消できる。したがって、Ｓ／Ｎ劣化や、積分部１７の出力電圧Ｖ３の温度変動度の増大を招かないという効果を奏する。
　図１０は、本発明におけるホールセンサのノイズに対するチョッパー変調伝達関数の周波数特性を示す図である。ホールセンサ１１のチョッパー変調周波数を速くすることで、ホールセンサのノイズに対するチョッパー変調伝達関数の周波数特性は、図１０に示すように、より高域に変調される。したがって、後段の積分部ローパスフィルタ特性などによるノイズ抑制効果を高めることが可能となる。また、ホールセンサ１１の素子ノイズが系全体のノイズに対して支配的であった場合、本発明により系全体のノイズをより小さく抑制することができる。
　上述した以外の組み合わせでも、０°、９０°、１８０°、２７０°の位相状態と、バイアス電流方向が同じで出力端子が反転した０°’、９０°’、１８０°’、２７０°’の位相状態を第３のスイッチ回路１６における復調１周期中に組み合わせることで同様の効果を得られる。例えば、０°→２７０°’→９０°→１８０°’→０°’→２７０°→１８０°→９０°’などの組み合わせが考えられる。
　また、０°→９０°→１８０°’→２７０°’動作をａ回繰り返した後、０°’→９０°’→１８０°→２７０°動作をａ回繰り返すことで、ホール起電力Ｖ１Ｈのチョッパー変調周波数ＦＣＨＰに対してホールセンサ固有のオフセット電圧Ｖ１Ｏのチョッパー変調周波数を２ａ倍まで速くすることができ、上述した効果をより高めることが可能となる。
　このように、ホールセンサのオフセット電圧のチョッパー変調周波数を速くすることで、積分部におけるホールセンサのオフセット電圧の積分部の増幅度を抑制し、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制することができるような磁気検出装置を実現することができる。
　なお、上述した本発明の実施形態では、積分部１７は反転部１６による極性の反転により取り出された電圧を積分するものであるが、これに限るものではなく、積分部１７による増幅部１５からの電圧の積分後、反転部１６により電圧の極性を反転させてもよい。
　また、上述した本発明の実施形態では、バイアス生成部１２によりホールセンサ１１を電流駆動するものであるが、これに限るものではなく、バイアス電圧生成部によりホールセンサ１１を電圧駆動するものでもよい。
　図１１は、本実施形態に係る磁気検出方法を説明するためのフローチャートを示す図である。本発明の磁気検出方法は、まず、第１期間において、ホールセンサ１１のホール起電力の極性は第１の極性で、ホールセンサ１１のホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、ホールセンサ１１の４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、かつ、この電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換える（ステップＳ１）。
　次に、第２期間において、ホールセンサ１１のホール起電力の極性が第１の極性とは逆の極性の第２の極性で、ホールセンサ１１のホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、ホールセンサ１１の４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、かつ、この電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換える（ステップＳ２）。
　次に、切り換えにより取り出された電圧を増幅する（ステップＳ３）。次に、電流及び電圧の切り換えのうち、第１期間と第２期間の切り換えに同期して、増幅された電圧の極性を反転させる（ステップＳ４）。次に、反転により取り出された電圧を積分する（ステップＳ５）。
　このように、ホールセンサのオフセット電圧のチョッパー変調周波数を速くすることで、積分部におけるホールセンサのオフセット電圧の積分部の増幅度を抑制し、積分部における動作電圧範囲を大幅に抑制することができるような磁気検出方法を実現することができる。
１，１１　ホールセンサ
２　バイアス電流生成回路
３　第１のスイッチ回路
４　第２のスイッチ回路
５　差動増幅器
６　第３のスイッチ回路
７　積分器
８　スイッチ制御回路
１２　バイアス生成部
１３　第１のスイッチ部
１４　第２のスイッチ部
１５　差動増幅部
１６　反転部（第３のスイッチ部）
１７　積分部
１８　スイッチ制御部

Claims (5)

  1. 　磁気を検出するホールセンサと、
    　該ホールセンサを駆動するバイアス生成部と、
    　前記ホールセンサに接続され、第１期間において、前記ホールセンサのホール起電力の極性は第１の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番し、第２期間において、前記ホールセンサのホール起電力の極性が前記第１の極性とは逆の極性の第２の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して前記バイアス生成部からの電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるスイッチ部と、
    　該スイッチ部による切り換えにより取り出された電圧を増幅する増幅部と、
    　前記スイッチ部による電流及び電圧の切り換えのうち、前記第１期間と前記第２期間の切り換えに同期して、前記増幅部からの電圧の極性を反転させる反転部と、
    　を備えていることを特徴とする磁気検出装置。
  2. 　前記スイッチ部は、
    　前記第１期間において、
    　前記ホールセンサの第１の端子から該第１の端子に対向する第２の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第１及び第２の端子とを接続し、かつ、前記ホールセンサの第３の端子及び該第３の端子に対向する第４の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第１の切り換えと、
    　前記第３の端子から前記第４の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第３及び第４の端子とを接続し、かつ、前記第２及び第１の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第２の切り換えと、
    　前記第２の端子から前記第１の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第２及び第１の端子とを接続し、かつ、前記第４及び第３の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第３の切り換えと、
    　前記第４の端子から前記第３の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第４及び第３の端子とを接続し、かつ、前記第１及び第２の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第４の切り換えと、
    　前記第２期間において、
    　前記第１の端子から前記第２の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第１及び第２の端子とを接続し、かつ、前記第４及び第３の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第５の切り換えと、
    　前記第３の端子から前記第４の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第３及び第４の端子とを接続し、かつ、前記第１及び第２の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第６の切り換えと、
    　前記第２の端子から前記第１の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第２及び第１の端子とを接続し、かつ、前記第３及び第４の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第７の切り換えと、
    　前記第４の端子から前記第３の端子に向かって電流が流れるように、前記バイアス生成部と前記第４及び第３の端子とを接続し、かつ、前記第２及び第１の端子を前記増幅部の正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続する第８の切り換えと
    　を行うことを特徴とする請求項１に記載の磁気検出装置。
  3. 　前記スイッチ部は、前記第１の期間のおける切り換えをｎ回（ｎは２以上の整数）繰り返し行い、前記第２の期間における切り換えをｎ回繰り返し行い、
    　前記反転部は、前記増幅部からの電圧の極性を、前記第１期間と前記第２期間の切り換えに同期して反転させることを特徴とする請求項１又は２に記載の磁気検出装置。
  4. 　磁気を検出するホールセンサと、
    　該ホールセンサを駆動するバイアス生成部と、
    　前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して前記バイアス生成部からの電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるスイッチ部と、
    　該スイッチ部による切り換えにより取り出された電圧を増幅する増幅部と、
    　該増幅部からの電圧の極性を反転させる反転部とを備え、
    　前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性を交番するときの動作周波数が、前記ホールセンサのホール起電力の極性を交番するときの動作周波数よりも２ｎ倍（ｎは１以上の整数）であることを特徴とする磁気検出装置。
  5. 　磁気を検出するホールセンサと、該ホールセンサを駆動するバイアス生成部とを備えた磁気検出装置における磁気検出方法において、
    　前記ホールセンサに接続されたスイッチ部により、第１期間において、ホールセンサのホール起電力の極性は第１の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるステップと、
    　前記ホールセンサに接続されたスイッチ部により、第２期間において、前記ホールセンサのホール起電力の極性が前記第１の極性とは逆の極性の第２の極性で、前記ホールセンサのホールオフセット電圧の極性が４回交番するように、前記ホールセンサの４つの端子のうちの対向する２つの端子に対して電流の向きを切り換え、かつ、該電流の向きに直交する方向にあって対向する２つの端子に対して取り出す電圧の向きを切り換えるステップと、
    　前記スイッチ部による切り換えにより取り出された電圧を増幅部により増幅するステップと、
    　前記スイッチ部による前記電流及び電圧の切り換えのうち、前記第１期間と前記第２期間の切り換えに同期して、前記増幅された電圧の極性を反転部により反転させるステップと
    　を有することを特徴とする磁気検出方法。
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