WO2013121830A1 - 車載用降圧スイッチング電源、車載用電子制御装置、およびアイドルストップシステム - Google Patents

車載用降圧スイッチング電源、車載用電子制御装置、およびアイドルストップシステム Download PDF

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歩 畑中
拓也 黛
佐藤　千尋
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Definitions

  • the present invention relates to an on-vehicle step-down switching power supply, an on-vehicle electronic control device equipped with the same, and an idling stop system equipped with the same.
  • the step-down ratio is adjusted. Since D is determined by the ratio V out / V in between the input voltage (V in ) and the output voltage (V out ), when V in decreases and approaches V out , D approaches 100%.
  • D since the on / off period of the main switch element cannot be zero due to the minimum on / off transition time of the switching element and the constraint of securing the gate drive voltage of the main switch by the bootstrap circuit, D may be, for example, 5 to 95 There is a duty tolerance such as%.
  • Patent Document 1 a switching element is stably formed by changing a switching frequency (F-sw) of a MOSFET according to a voltage generated in a bootstrap circuit for generating a gate drive voltage of the MOSFET. It can be driven.
  • F-sw switching frequency
  • In-vehicle electronic devices are provided with electromagnetic noise regulations to prevent malfunctions of other electronic devices caused by electromagnetic noise generated by the device itself and auditory noise generated by electromagnetic noise entering the radio receiving antenna. It has been.
  • stricter regulation values are set in the frequency band (FB-com) used for communication and radio than in other frequency bands (FB-rest).
  • F-sw When F-sw is controlled in proportion to the bootstrap voltage as in Patent Document 1, F-sw can take all frequencies below the switching frequency (F-sw1) during steady driving. That is, when F-sw1 is set in FB-rest existing in a frequency band higher than a certain communication frequency band FB-com1, F-sw can take the frequency of FB-com1 as the bootstrap voltage decreases. For this reason, the regulation of electromagnetic noise may not be achieved.
  • ⁇ V out is a value determined using F-sw and V in as variables, if F-sw is not controlled in consideration of V in , ⁇ V out becomes excessive ⁇ V out and the output becomes unstable. In the method of controlling the F-sw by monitoring the bootstrap voltage as in Patent Document 1, it is difficult to always obtain a stable output.
  • the present invention reduces the capacity of a coil and a capacitor while suppressing the capacitance of a coil and a capacitor even when the input voltage Vin supplied from the in-vehicle power source such as a battery is lowered in the in- vehicle step-down power source.
  • the purpose is to suppress the noise of harmful frequency and to obtain a stable output.
  • the on-vehicle step-down switching power supply of the present invention includes a first switch element for switching conduction and non-conduction of an input voltage to the output side, and the first switch element performs a switching operation.
  • In-vehicle step-down switching comprising: a switching frequency control circuit that outputs a switching frequency; and a rectifying means that performs a rectifying operation so as to generate a circulating current in a path on the output side when the first switch element is non-conductive.
  • the switching frequency control circuit includes a switching frequency range setting unit that changes the switching frequency between fa and fb, and a frequency that is between fa and fb by changing the switching frequency according to the input voltage. It is set to skip the frequency band from fd to fe between fa and fb via fc. Characterized by comprising a switching frequency path setting unit for.
  • electromagnetic noise is generated due to the voltage ripple generated between the positive and negative electrodes on the input side and the current ripple of the wiring.
  • the noise spectrum observed by a measuring instrument such as a spectrum analyzer has the maximum noise intensity at the switching frequency (F-sw).
  • In-vehicle electronic devices are provided with electromagnetic noise regulations to prevent malfunctions of other electronic devices caused by electromagnetic noise generated by the device itself and auditory noise generated by electromagnetic noise entering the radio receiving antenna. It has been.
  • stricter regulation values are set in the frequency band (FB-com) used for communication and radio than in other frequency bands (FB-rest).
  • the F-sw When the F-sw is controlled in proportion to the bootstrap voltage as in the prior art, the F-sw can take all frequencies below the switching frequency (F-sw1) during steady driving. That is, when F-sw1 is set in FB-rest existing in a frequency band higher than a certain communication frequency band FB-com1, F-sw can take the frequency of FB-com1 as the bootstrap voltage decreases. For this reason, there is a possibility that the regulation of electromagnetic noise cannot be achieved, which is a problem. As a simple countermeasure, a method such as increasing the capacitance of the input side capacitor can be taken, but this increases the mounting area and cost.
  • ⁇ V out is a value determined using F-sw and V in as variables, if F-sw is not controlled in consideration of V in , ⁇ V out becomes excessive ⁇ V out and the output becomes unstable. In the method of controlling the F-sw by monitoring the bootstrap voltage as in Patent Document 1, it is difficult to always obtain a stable output.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a power supply circuit of an in-vehicle control device including an in-vehicle step-down switching power supply according to the first embodiment.
  • the in-vehicle control device is connected to a battery 500 that is an in-vehicle power source, and includes an input side capacitor 600, a step-down switching power supply circuit 1, an output side capacitor 700, and a load 800.
  • the step-down switching power supply circuit 1 includes a main circuit unit 10, a control circuit unit 20, and a bootstrap circuit unit 30.
  • the main circuit unit 10 includes an N-channel MOSFET 111 serving as a main switch, an N-channel MOSFET 112 for synchronous rectification, and a main coil 113 for smoothing output voltage.
  • the MOSFET 111 and the MOSFET 112 are stepped down by switching according to the gate drive signal of the control circuit unit 20, and step down from the voltage 600B of the input side capacitor 600 to the voltage 700B of the output side capacitor 700.
  • the MOSFET 111 is on, the input side and the output side are conducted. In the off state, the input side and the output side become non-conductive, and a circulating current is generated in a closed circuit including the main coil 113, the output side capacitor 700, and the MOSFET 112.
  • the output voltage is controlled by controlling the on period and the off period of the MOSFET 111.
  • the MOSFET 112 performs a switching operation in synchronization with the MOSFET 111.
  • the MOSFET 112 is controlled to be in an off state, and when the MOSFET 111 is in an off state, the MOSFET 112 is controlled to be in an on state.
  • a diode element in which an anode terminal serving as a switch that is passively synchronized with the MOSTEF 111 is connected to the negative electrode of the input-side capacitor 600 may be provided as a rectifier.
  • the MOSFET 112 that performs synchronous rectification has lower on-resistance and higher efficiency than the diode element.
  • the control circuit unit 20 includes a gate driver 121, a PWM control circuit 122, and a switching frequency control circuit 123.
  • the PWM control circuit 122 gates the duty D of the PWM signal input to the gate of the MOSFET 111 according to the step-down ratio (700B / 600B).
  • the switching frequency control circuit 123 includes a frequency range setting unit 125 and a frequency path setting unit 124, and outputs a switching frequency F-sw corresponding to the input voltage 600B to the gate driver 121.
  • the gate driver 121 is input to the driver 121. Based on the duty D and the switching frequency F-sw, the gate drive signals of the MOSFET 111 and the MOSFET 112 are output.
  • the frequency range setting unit 125 and the frequency path setting unit 124 are set by a microcomputer, a logic circuit, or an analog circuit.
  • the bootstrap circuit unit 30 includes a capacitor 131 having one end connected to the source terminal of the MOSFET 111, a voltage adjusting circuit 133 having the positive electrode and the input terminal connected to the input side capacitor 600, and an output terminal and an anode of the voltage adjusting circuit. Is connected, and the other end of the capacitor 131 and the cathode are connected to each other, and the cathode side end of the diode 132 is connected to the gate driver.
  • the charge of the capacitor 131 is supplied to the gate driver 121 using the source-GND voltage that fluctuates due to the switching of the MOSFET 111.
  • the F-sw range is set beforehand from fa to fb by the frequency range setting unit. Also fixed to the fa in range input voltage 600B is equal to or higher than V1 by the frequency routing unit, in a range of V2 from V1 to set the fc so that the voltage ripple [Delta] V out of the output voltage 700B holds the voltage ripple [Delta] V1, Set to fe in the range from V2 to V3, and set to fb in the range from V3 to V4.
  • the frequency band from fd to fe is set so as to be skipped in consideration of the influence of noise generated from the input side to the outside, particularly the influence of noise in the frequency band used for radio, communication, and the like.
  • F-sw is adjusted so that the output voltage ripple is ⁇ V1 so that the frequency fc is intermediate between fa and fb.
  • the input voltage 600B decreases.
  • fc decreases.
  • F-sw is fc
  • F-sw changes to fe at a stroke.
  • ⁇ V out increases from ⁇ V1 by (fd / fe) times to ⁇ V2, but is adjusted so as not to exceed ⁇ V_limit.
  • fc fe
  • F-sw changes to fb.
  • fb has a period sufficiently shorter than the discharge time constant of the capacitor 131 of the bootstrap circuit. This makes it possible to set the frequency without worrying about a decrease in bootstrap voltage.
  • the switching frequency is similarly set by the input voltage 600B when the input voltage 600B rises.
  • fb is set to a value that can secure an off time Toff necessary for a stable switching operation.
  • the values of fd and fe may be appropriately changed according to the frequency band of noise regulation.
  • V out Output voltage ripple
  • L coil Main coil inductance (corresponding to L113)
  • F sw Switching frequency (equivalent to F-sw)
  • V in Input voltage (equivalent to 600B)
  • V out Output voltage (equivalent to 700B)
  • R Cout Equivalent series resistance of output side capacitor (equivalent to ESR700)
  • ⁇ V out becomes smaller as V in approaches V out, also [Delta] V out is inversely proportional to the F-sw. For example, if F-sw is reduced to 1/10 at the same input voltage 600B, ⁇ V out increases 10 times. That is, in order to satisfy ⁇ V out ⁇ V_limit, it can be understood that F-sw control corresponding to V in is necessary.
  • F-sw is changed from fa to fb.
  • the lower limit value of the prohibited frequency band is changed from fe (100 [kHz]) to fb (25 kHz)
  • fc means an arbitrary frequency in a range that avoids the frequencies fd to fe that are the frequency band of noise regulation, among the frequency bands fa to fb.
  • fc changes so as to decrease as the input voltage 600B decreases within this range.
  • the present embodiment it is possible to obtain a stable output voltage while suppressing noise in a frequency band harmful to communication or the like. That is, when the input voltage V in is low, the duty D of the PWM signal input to the gate of the main switch according to the step-down ratio is increased, the off period T off of the main switch is shorter, according to the present embodiment, the output while suppressing the voltage ripple and noise, to the frequency fb that can secure T off required stable switching operation, it is possible to reduce the switching frequency.
  • the switching frequency setting method depending on the input voltage is shown.
  • the switching frequency since the relationship between the input voltage 600B and T off is shown by the above (Equation 2), the switching frequency may be set by T off. Absent.
  • element conduction resistance, parasitic inductance, coil current superposition characteristics, control variation, and noise spectrum spread are ignored. Good.
  • an embodiment in which attention is paid to the fundamental wave component of the switching frequency having the strongest noise intensity is shown.
  • the harmonic component of the second or higher order may be a problem. Therefore, it may be set in consideration of the harmonic component depending on the situation. Thereby, the same effect as Example 1 can be acquired.
  • some parts including semiconductor parts may be incorporated in an integrated circuit such as a custom IC.
  • the on-vehicle step-down switching power supply of this embodiment is not limited to a single power supply device, but is mounted on an on-vehicle electronic control device such as an engine control unit (ECU) or an automatic transmission control unit (ATCU). It may be. Further, the on-vehicle step-down switching power supply according to the present embodiment may be mounted on an electronic control device in an idle stop system that stops the engine when the vehicle is stopped.
  • ECU engine control unit
  • ATCU automatic transmission control unit
  • the input side noise filter including the input side capacitor can be reduced in size. Further, the filter including the output side capacitor can be reduced in size.
  • the radio In the idle stop system, the radio is operating even when the engine and alternator are stopped at the time of idle stop and the battery voltage is lowered, but according to this embodiment, the fluctuation of the output voltage is suppressed even when the input voltage is lowered. In order to suppress harmful frequency noise, stable output can be obtained even during idle stop, and radio noise can be suppressed.
  • FIG. 3 is a view corresponding to FIG. 2 in the first embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, the description thereof is omitted, and different parts will be described below.
  • FIG. 3 differs from FIG. 2 in the setting of fc in the range from V2 to V1.
  • fc fd ranging from V1 V2
  • ⁇ V out and T off at this time are as follows, and it is understood that T off > 250 [ns] and ⁇ V out ⁇ 20 [mV] can be satisfied.
  • the logic circuit of the frequency path setting unit can be simplified, and a vehicle-mounted step-down switching power supply with a smaller size and lower cost can be provided.
  • an electrolytic capacitor is provided with an explosion-proof valve in order to prevent rupture when the temperature rises.
  • the explosion-proof valve is blocked, and it is difficult to ensure safety, so an electrolytic capacitor cannot be used.
  • the electrolytic capacitor used conventionally can be replaced with a ceramic capacitor. For this reason, the mounting of the form sealed with resin becomes possible. If sealing with resin becomes possible, semiconductor components can be mounted on a bare chip, and miniaturization becomes possible.
  • FIG. 4 shows a resin-encapsulated step-down switching power supply according to the first and second embodiments.
  • a semiconductor component 1002, a surface mount inductor 1003, a ceramic capacitor 1004, a chip resistor 1005, and a connector 1001 are mounted on a metal base substrate 1000 on which a wiring pattern is formed, and sealed with a resin 1006.
  • a battery, sensors, other electronic control devices, etc. are connected via the connector 1001.
  • each circuit component described in the first to third embodiments is shown as a representative of each of the resistor element, capacitor component, inductor component, and semiconductor component, and a plurality of components are actually mounted. May be.
  • the ceramic capacitor 1004 may be replaced if it is a capacitor that does not require an explosion-proof valve.
  • the metal base substrate 1000 may be a substrate such as a ceramic substrate or a multilayer printed wiring board, a foldable printed substrate, or a flexible substrate.
  • Stable step-down switching operation is possible even when the input voltage is low.
  • Electromagnetic noise of harmful frequencies can be suppressed even when the input voltage is low.
  • Filter configuration such as input side capacitors can be downsized.
  • Output side capacitors Stable step-down switching operation even during idle stop (6) Suppresses electromagnetic noise even during idle stop (7)
  • In-vehicle electronic control device can be downsized by reducing electrolytic capacitors (8) Miniaturization of in-vehicle step-down switching power supply and in-vehicle electronic control device by resin-sealed mounting
  • Step-down switching power supply circuit 10
  • Main circuit part 20 Control circuit part 30
  • Main coil 121 Gate driver 122
  • Switching frequency control circuit 124 Frequency path setting unit 125
  • Frequency range setting unit 500 Battery 600 Input side capacitor 600B Input voltage 700 Output side capacitor 700B Output voltage 800 Load 1000

Abstract

　入力電圧低下時でも、有害周波数帯のノイズを抑制しながら安定した出力を得る。　スイッチング周波数制御手段を備え、前記スイッチング周波数制御手段はス イッチング周波数をｆａからｆｂの間で変化させるスイッチング周波数範囲設定部と、前記ｆａと前記ｆｂの中間の周波数ｆｃを経由し前記ｆａと前記ｆｂの間にあるｆｄからｆｅの周波数帯をスキップするスイッチング周波数経路設定部を備えたことを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。

Description

車載用降圧スイッチング電源、車載用電子制御装置、およびアイドルストップシステム
　本発明は、車載用降圧スイッチング電源、それを搭載する車載用電子制御装置、およびそれを搭載するアイドリングストップシステムに関する。
　一般的な車載用降圧スイッチング電源では、主スイッチのゲートに入力されるＰＷＭ信号のデューティ（Ｄ：スイッチング周期（Ｔ）とオン期間（Ｔon）の比（Ｄ＝Ｔon／Ｔ））を制御して降圧比を調整している。Ｄは入力電圧（Ｖin）と出力電圧（Ｖout）の比Ｖout／Ｖinで決まるため、Ｖinが低下してＶoutに近づくと、Ｄは１００％に近づく。しかしながら、スイッチング素子の最小オン／オフ過渡時間やブートストラップ回路による主スイッチのゲート駆動電圧確保の制約から主スイッチ素子のオン／オフ期間はゼロとすることはできないため、Ｄには例えば５～９５％等のデューティ許容幅がある。Ｄが許容幅を超えるとスイッチング電源は正常な動作ができなくなってしまう。この問題を解決する方法として提案されているものとして、たとえば特許文献１に記載されたものがある。特許文献１に記載の方法は、ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧を生成するためのブートストラップ回路に発生した電圧に応じてＭＯＳＦＥＴのスイッチング周波数（Ｆ－ｓｗ）を変化させることにより、安定してスイッチ素子を駆動させることが可能となる。
特開平１０－５６７７６号公報
　車載用電子機器には、機器自身が発生する電磁ノイズによって引き起こされる他電子機器の誤動作や電磁ノイズがラジオ受信アンテナに入射することにより発生する聴感雑音を防止するために、電磁ノイズの規制が設けられている。この規制では、通信やラジオに使用されている周波数帯（ＦＢ－ｃｏｍ）においてはその他の周波数帯（ＦＢ－ｒｅｓｔ）に比べ厳しい規制値が設けられている。
　特許文献１のようにブートストラップ電圧に比例してＦ－ｓｗを制御する場合、Ｆ－ｓｗは、定常駆動時のスイッチング周波数（Ｆ－ｓｗ１）以下の全周波数をとりうる。つまり、ある通信周波数帯ＦＢ－ｃｏｍ１より高い周波数帯に存在するＦＢ－ｒｅｓｔにＦ－ｓｗ１を設定した場合、ブートストラップ電圧低下に伴いＦ－ｓｗはＦＢ－ｃｏｍ１の周波数をとりうる。このため電磁ノイズの規制を達成できなくなる可能性がある。
　また、降圧電源の出力にはマイコン等の低電圧で駆動する負荷が接続されることから、安定した出力電圧が求められる。降圧電源の出力電圧変動の主要因として、主コイルの電流リプルに起因した電圧リプル（ΔＶout）が挙げられる。ΔＶoutは、Ｆ－ｓｗおよびＶinを変数として決まる値であるため、Ｖinを考慮してＦ－ｓｗを制御しなければ過大なΔＶoutとなり、出力が不安定となる。特許文献１のように、ブートストラップ電圧をモニタしてＦ－ｓｗを制御する方法では、常に安定な出力を得ることが難しい。ΔＶoutを低減して安定した出力を得るための対策としては、主コイルのインダクタンスを増加する方法や、出力コンデンサのＥＳＲ（等価直列抵抗）を小さくする方法などが考えられるが、いずれも実装面積の増加やコスト増加を伴う。
　本発明は、こうした課題を解決するため、車載用降圧電源において、バッテリ等の車載電源から供給される入力電圧Ｖinが低下した場合即ち高デューティにおいても、コイルやコンデンサの容量を抑えながら、通信等に有害な周波数のノイズを抑制し、かつ安定した出力を得ることを目的とする。
　上記課題を解決するための、本発明の車載用降圧スイッチング電源は、入力電圧の出力側への導通および非導通を切り替えるための第一のスイッチ素子と、前記第一のスイッチ素子が切り替え動作するスイッチング周波数を出力するスイッチング周波数制御回路と、前記第一のスイッチ素子が非導通のときに出力側の経路で循環電流を生成するように整流動作を行う整流手段と、を備えた車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数制御回路は、前記スイッチング周波数をｆａからｆｂの間で変化させるスイッチング周波数範囲設定部と、前記スイッチング周波数を前記入力電圧に応じて変化させ、ｆａとｆｂの間にある周波数ｆｃを経由し、ｆａとｆｂの間にあるｆｄからｆｅまでの周波数帯をスキップするように設定するスイッチング周波数経路設定部を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、入力電圧低下時にも安定した降圧スイッチング動作が可能となり、また電磁ノイズを抑制することができる。
第一の実施形態の車載用降圧スイッチング装置を表す図である。 第一の実施形態のスイッチング周波数および出力電圧リプルの入力電圧依存性を表す図である。 第二の実施形態のスイッチング周波数および出力電圧リプルの入力電圧依存性を表す図である。 第三の実施形態の実装構成を表す図である。
　車載用降圧スイッチング電源では、その動作によって入力側の正極と負極の間に生ずる電圧リプルおよび配線の電流リプルに起因する電磁ノイズが発生する。スペクトラムアナライザ等の測定機器で観測されるノイズスペクトラムは、スイッチング周波数（Ｆ－ｓｗ）で最大のノイズ強度を持つ。
　車載用電子機器には、機器自身が発生する電磁ノイズによって引き起こされる他電子機器の誤動作や電磁ノイズがラジオ受信アンテナに入射することにより発生する聴感雑音を防止するために、電磁ノイズの規制が設けられている。この規制では、通信やラジオに使用されている周波数帯（ＦＢ－ｃｏｍ）においてはその他の周波数帯（ＦＢ－ｒｅｓｔ）に比べ厳しい規制値が設けられている。
　従来技術のようにブートストラップ電圧に比例してＦ－ｓｗを制御する場合、Ｆ－ｓｗは、定常駆動時のスイッチング周波数（Ｆ－ｓｗ１）以下の全周波数をとりうる。つまり、ある通信周波数帯ＦＢ－ｃｏｍ１より高い周波数帯に存在するＦＢ－ｒｅｓｔにＦ－ｓｗ１を設定した場合、ブートストラップ電圧低下に伴いＦ－ｓｗはＦＢ－ｃｏｍ１の周波数をとりうる。このため電磁ノイズの規制を達成できなくなる可能性があり課題である。簡単な対策としては入力側コンデンサの容量を増加するなどの方法がとられるが、実装面積の増加やコスト増加を伴う。
　また、降圧電源の出力にはマイコン等の低電圧で駆動する負荷が接続されることから、安定した出力電圧が求められる。降圧電源の出力電圧変動の主要因として、主コイルの電流リプルに起因した電圧リプル（ΔＶout）が挙げられる。ΔＶoutは、Ｆ－ｓｗおよびＶinを変数として決まる値であるため、Ｖinを考慮してＦ－ｓｗを制御しなければ過大なΔＶoutとなり、出力が不安定となる。特許文献１のように、ブートストラップ電圧をモニタしてＦ－ｓｗを制御する方法では、常に安定な出力を得ることが難しい。ΔＶoutを低減して安定した出力を得るための対策としては、主コイルのインダクタンスを増加する方法や、出力コンデンサのＥＳＲ（等価直列抵抗）を小さくする方法などが考えられるが、いずれも実装面積の増加やコスト増加を伴う。
　以下、このような問題を解決する本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
　以下に、図面により本発明の車載用降圧スイッチング電源の第１の実施形態について図１、図２を用いて詳細に説明する。図１は、第一の実施形態の車載用降圧スイッチング電源を備えた車載用制御装置の電源回路の構成図を示している。
　車載用制御装置は、車載電源であるバッテリ５００に接続され、入力側コンデンサ６００と、降圧スイッチング電源回路１と、出力側コンデンサ７００と、負荷８００を備えている。降圧スイッチング電源回路１は、主回路部１０と制御回路部２０とブートストラップ回路部３０を備えている。
　主回路部１０は、主スイッチとなるＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１１１と、同期整流用のＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１１２と、出力電圧平滑用の主コイル１１３を備えている。ＭＯＳＦＥＴ１１１とＭＯＳＦＥＴ１１２が制御回路部２０のゲート駆動信号によりスイッチングすることにより降圧動作し、入力側コンデンサ６００の電圧６００Ｂから出力側コンデンサ７００の電圧７００Ｂに降圧する。ＭＯＳＦＥＴ１１１がオン状態のときは入力側と出力側とが導通する。オフ状態のときは入力側と出力側とが非導通となり、主コイル１１３と出力側コンデンサ７００とＭＯＳＦＥＴ１１２とを含んだ閉回路で循環電流が生成される。ＭＯＳＦＥＴ１１１のオン期間とオフ期間とを制御することにより、出力電圧を制御する。
　ＭＯＳＦＥＴ１１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１１と同期してスイッチング動作し、ＭＯＳＦＥＴ１１１がオン状態のときはＭＯＳＦＥＴ１１２はオフ状態となるように制御され、ＭＯＳＦＥＴ１１１がオフ状態のときはＭＯＳＦＥＴ１１２はオン状態となるように制御される。ＭＯＳＦＥＴ１１２の代わりに、ＭＯＳＴＥＦ１１１に対して受動的に同期するスイッチとして働くアノード端子を入力側コンデンサ６００の負極に接続されたダイオード素子を整流手段として設けてもよい。但し、同期整流するＭＯＳＦＥＴ１１２の方がダイオード素子よりもオン抵抗が小さく、効率が良い。
　制御回路部２０は、ゲートドライバ１２１とＰＷＭ制御回路１２２とスイッチング周波数制御回路１２３を備え、ＰＷＭ制御回路１２２は降圧比（７００Ｂ／６００Ｂ）に従ってＭＯＳＦＥＴ１１１のゲートに入力されるＰＷＭ信号のデューティＤをゲートドライバ１２１に出力し、スイッチング周波数制御回路１２３は周波数範囲設定部１２５と周波数経路設定部１２４を備え入力電圧６００Ｂに応じたスイッチング周波数Ｆ－ｓｗをゲートドライバ１２１に出力し、ゲートドライバ１２１は入力されたデューティＤとスイッチング周波数Ｆ－ｓｗに基づいてＭＯＳＦＥＴ１１１とＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート駆動信号を出力する。ＭＯＳＦＥＴ１１１をオンする際にはソース電圧に対しＭＯＳＦＥＴ１１１のゲート電圧閾値Ｖｔｈより高いゲート電圧を入力する必要があるため、ブートストラップ回路部３０から電圧を供給する。ここで、周波数範囲設定部１２５と周波数経路設定部１２４はマイコンや論理回路あるいはアナログ回路により構成される設定手段とする。
　ブートストラップ回路部３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１１のソース端子と一方の端を接続されたコンデンサ１３１と、入力側コンデンサ６００の正極と入力端を接続された電圧調整回路１３３と、電圧調整回路の出力端とアノードを接続されコンデンサ１３１の他方の端とカソードを接続されたダイオード１３２を備え、ダイオード１３２のカソード側の端をゲートドライバに接続する。ＭＯＳＦＥＴ１１１のスイッチングで変動するソース－ＧＮＤ間電圧を利用して、コンデンサ１３１の電荷をゲートドライバ１２１に供給する。
　以下、第一の実施形態における動作を、図２に示す入力電圧６００Ｂ（入力電圧）に対するスイッチング周波数Ｆ－ｓｗ、およびΔＶout（７００Ｂの電圧リプル）を用いて説明する。あらかじめ周波数範囲設定部によりＦ－ｓｗの範囲をｆａからｆｂに設定する。また周波数経路設定部により入力電圧６００ＢがＶ１以上の範囲においてはｆａに固定し、Ｖ１からＶ２の範囲においては出力電圧７００Ｂの電圧リプルΔＶoutが電圧リプルΔＶ１を保持するようにｆｃを設定し、Ｖ２からＶ３の範囲においてはｆｅに、Ｖ３からＶ４の範囲においてはｆｂに設定する。また、ｆｄからｆｅの周波数帯は、入力側から外部に発生するノイズの影響、特にラジオや通信等に使用される周波数帯でのノイズの影響を考慮し、スキップするように設定する。
　図２の入力電圧６００Ｂが入力電圧の上限ＶmaxからＶ１までの範囲では、Ｆ－ｓｗはｆａに固定されている。ここでＦ－ｓｗ＝ｆａにおいて、入力電圧６００Ｂが入力電圧の上限値Ｖｍａｘであっても、ΔＶoutは負荷側の要求により決まる出力リプルの許容上限値ΔＶ＿ｌｉｍｉｔより低くなるよう回路定数を調整しているものとする。入力電圧６００Ｂが低くなるに従い主コイル１１３の電流リプルが低減し出力電圧７００Ｂの電圧リプルΔＶoutは低減する。入力電圧６００ＢがＶ１以下の領域では、出力電圧リプルがΔＶ１となるようＦ－ｓｗをｆａとｆｂの中間の周波数ｆｃとなるよう調整されており、Ｖ１以下の領域では入力電圧６００Ｂが低下するにつれてｆｃは低下する。入力電圧６００ＢがＶ２のとき、Ｆ－ｓｗはｆｃであり、入力電圧６００ＢがＶ２未満になるとＦ－ｓｗはｆｅへ一気に変化する。この時、ΔＶoutはΔＶ１から（ｆｄ／ｆｅ）倍増加しΔＶ２となるが、ΔＶ＿ｌｉｍｉｔを超えないよう調整されている。Ｖ２からＶ３の範囲においては、ｆｃ＝ｆｅとし、入力電圧６００ＢがＶ３未満になるとＦ－ｓｗはｆｂに変化する。ここで、ｆｂはブートストラップ回路のコンデンサ１３１の放電時定数より充分短い周期とする。これにより、ブートストラップ電圧の低下を気にすることなく周波数を設定可能となる。以上、電圧が降下する際の周波数制御方法について説明したが、入力電圧６００Ｂが上昇する場合にも同様に入力電圧６００Ｂによりスイッチング周波数を設定する。
　以下に、ラジオや通信等に使用される周波数帯を１００ｋ～３００ｋＨｚと仮定し、出力電圧許容リプルΔＶ＿ｌｉｍｉｔ＝２０［ｍＶ］、ブートストラップ回路のコンデンサ１３１の放電時定数を０.１［ｓ］、入力側電圧を６００Ｂ＝６～１８［Ｖ］、出力電圧７００Ｂ＝６［Ｖ］、ｆａ＝４６０ｋＨｚ、主ＭＯＳＦＥＴ１１１の最小オフ時間Ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ＝２５０［ns］、主コイルインダクタンスＬ１１３＝２０［ｕＨ］、出力側コンデンサ７００の等価直列抵抗ＥＳＲ７００＝４０［ｍΩ］とした場合の設定例を示す。
　ｆｂは、安定したスイッチング動作に必要なオフ時間Ｔoffを確保できる値に設定される。ｆｂが低ければ低いほどデューティ許容幅を拡げることをできるが、コンデンサ１３１の放電時定数より充分に短い周期とする必要があるため、本実施例では例えば、４０［us］即ち２５［ｋＨｚ］とする。ｆｄ、ｆｅは、ラジオや通信等に使用される周波数帯を避けるため、例えばｆｄ＝３００［ｋＨｚ］、ｆｅ＝１００［ｋＨｚ］とする。ｆｄ、ｆｅの値はノイズ規制の周波数帯に応じて適宜変更してよい。
　　ここで、出力電圧リプルΔＶoutの算出式（式１）、主ＦＥＴオフ期間Ｔoffの算出式（式２）は次のように示すことができる。なお、（式１）は出力側コンデンサ７００容量への充放電電荷による電圧変動成分（ΔＶ＝ΔＱ／Ｃ）は小さいものとして無視しているが、必要に応じて考慮してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　　　ΔＶout：出力電圧リプル
　　　Ｌcoil：主コイルのインダクタンス（Ｌ１１３に相当）
　　　Ｆsw：スイッチング周波数（Ｆ－ｓｗに相当）
　　　Ｖin：入力電圧（６００Ｂに相当）
　　　Ｖout：出力電圧（７００Ｂに相当）
　　　ＲCout：出力側コンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ７００に相当）
　（式１）によれば、ＶinがＶoutに近づくほどΔＶoutは小さくなり、またΔＶoutはＦ－ｓｗに反比例する。例えば、同じ入力電圧６００ＢにおいてＦ－ｓｗを１／１０にするとΔＶoutは１０倍に増加する。即ち、ΔＶout＜ΔＶ＿ｌｉｍｉｔとするためには、Ｖinに応じたＦ－ｓｗ制御が必要であることがわかる。
　Ｔoff＞２５０［ns］、ΔＶout＜２０［ｍＶ］を満たす条件を、（式１）（式２）に従って求めると、例えば下記のようになる。
　Ｖ１は、Ｆ－ｓｗ＝ｆａ＝４６０［ｋＨｚ］とするとＶ１＝６.８［Ｖ］と決められる。Ｖ２は、ｆ－ｓｗ＝ｆｄ＝３００［ｋＨｚ］とするとＶ２＝６.５［Ｖ］と決められる。ｆｃは、（式２）の変形式：ｆｃ＝（１／Ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ）×（１－（７００Ｂ／６００Ｂ））とする。これによりＴoffおよびΔＶoutを一定に保つことができる。Ｖ３は、Ｆ－ｓｗ＝ｆｅ＝１００［ｋＨｚ］とすると、６.１６［Ｖ］と決められる。Ｖ４は、Ｆ－ｓｗ＝ｆｂ＝２５［ｋＨｚ］とすると、６.０４［Ｖ］と決められる。
　それぞれのΔＶoutとＴoffをまとめると下記のようになり、Ｔoff＞５０［ns］、ΔＶout＜２０［ｍＶ］を満足可能であることがわかる。
　６００Ｂ＝Ｖｍａｘ＝１８［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝４６０［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝１７.５［ｍＶ］、Ｔoff＝１.４５［us］
　６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝４６０［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔoff＝２５６［ns］
　６００Ｂ＝Ｖ２＝６.５［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝３００［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔoff＝２５６［ns］
　６００Ｂ＝Ｖ２＝６.５［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝１００［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ２＝９.３［ｍＶ］、Ｔoff＝７７０［ns］
　６００Ｂ＝Ｖ３＝６.１６［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝１００［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔoff＝２６０［ns］
　６００Ｂ＝Ｖ３＝６.１６［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝２５［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ３＝１２.５［ｍＶ］、Ｔoff＝１.０４［us］
　６００Ｂ＝Ｖ４＝６.０４［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝２５［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ１＝３.２［ｍＶ］、Ｔoff＝２６５［ns］
　ここで仮に、Ｆ－ｓｗ＝ｆａでＴoff→Ｔｏｆｆ＿ｍｉｎとなる６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］において、Ｆ－ｓｗがｆａ（４６０［ｋＨｚ］）→ｆｂ（２５ｋＨｚ）へと変化すると、ΔＶoutは３.１［ｍＶ］×（４６０［ｋＨｚ］／２５［ｋＨｚ］）＝５７［ｍＶ］となり、ΔＶ＿ｌｉｍｉｔを超過する。このため中間の周波数ｆｃを経由することが必要であることがわかる。
　また、上記の例ではＦ－ｓｗがｆａ→ｆｂへと変化する例を示したが、禁止周波数帯の下限値であるｆｅ（１００［ｋＨｚ］）→ｆｂ（２５ｋＨｚ）へと変化する際も、出力電圧リプルを抑制するためには、中間の周波数ｆｃを経由することが望ましい。すなわちｆｃは、ｆａ～ｆｂの周波数帯の内、ノイズ規制の周波数帯であるｆｄ～ｆｅの周波数を避けた範囲の任意の周波数を意味する。本実施例でｆｃは、この範囲内で入力電圧６００Ｂが低下するにつれて低下するように変化する。
　以上のように、本実施例によれば、通信などに有害な周波数帯のノイズを抑制しながら、安定した出力電圧を得ることが可能である。すなわち、入力電圧Ｖinが低くなると、降圧比に従って主スイッチのゲートに入力されるＰＷＭ信号のデューティＤが高くなり、主スイッチのオフ期間Ｔoffは短くなるが、本実施例によれば、出力電圧リプルおよびノイズを抑制しながら、安定したスイッチング動作に必要なＴoffを確保できる周波数ｆｂまで、スイッチング周波数を低下させることができる。
　本実施例では、入力電圧に依存したスイッチング周波数設定方法を示したが、上述の（式２）により入力電圧６００ＢとＴoffの関係が示されるため、Ｔoffによりスイッチング周波数を設定しても構わない。また本実施例では簡易な説明とするため、素子の導通抵抗や、寄生インダクタンス、コイルの電流重畳特性や制御のばらつき、ノイズスペクトルの拡がりを無視したが、これらを考慮したマージンを設定してもよい。また、本実施例では、最もノイズ強度の強いスイッチング周波数の基本波成分に着目した実施例を示したが、入力側のリプル電圧波形の形状によっては二次以上の高調波成分も問題になり得ることから状況によっては高調波成分を考慮した設定としてもよい。これにより、実施例１と同様の効果を得ることができる。
　また、本実施例の車載用降圧スイッチング電源において、半導体部品を含む一部の部品をカスタムＩＣ等の集積回路に内蔵してもよいものとする。
　また、本実施例の車載用降圧スイッチング電源は、電源装置として単独の使用に限るものではなく、エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）やオートマチックトランスミッション用コントロールユニット（ＡＴＣＵ）等の車載用電子制御装置に搭載されてもよいものとする。また、本実施例の車載用降圧スイッチング電源は、車両の停止時にエンジン停止を行うアイドルストップシステム中の電子制御装置に搭載されてもよいものとする。
　以上説明したように、本実施形態によれば、次のような効果を得ることができる。　
　入力側コンデンサを含む入力側ノイズフィルタを小型化可能である。また、出力側コンデンサを含むフィルタを小型化可能である。
　アイドルストップシステムでは、アイドルストップ時にエンジンおよびオルタネータが停止しバッテリ電圧が低下した状態においてもラジオは動作しているが、本実施例によれば入力電圧低下時であっても出力電圧の変動を抑え、かつ有害周波数のノイズを抑えるため、アイドルストップ時でも安定した出力を得られ、かつラジオ雑音を抑えられる。
　以下に、図面により本発明の車載用降圧スイッチング電源の第一の実施形態について図１、図３を用いて詳細に説明する。図３は、実施例１における図２相当図であり、第一の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
　図３は、図２に対し、Ｖ２からＶ１の範囲におけるｆｃの設定が異なっている。Ｖ２からＶ１の範囲でｆｃ＝ｆｄと一定値に設定することで、入力電圧６００ＢがＶ１からＶ１未満となったときのΔＶoutはΔＶ４となる。この時のΔＶoutとＴoffは下記のようになり、Ｔoff＞２５０［ns］、ΔＶout＜２０［ｍＶ］を満足可能であることがわかる。
　６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝４６０［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔoff＝２５６［ns］
　６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］、Ｆ－ｓｗ＝３００［ｋＨｚ］の場合はΔＶout＝ΔＶ４＝４.７［ｍＶ］、Ｔoff＝３９０［ns］
　なお、ノイズ規制周波数帯の下限値ｆｅからｆｂまで低下させる際も、中間の周波数ｆｃを経由するように設定してよい。このときは、ｆｃは、ｆｅとｆｂの間の一定値に設定される。
　第二の実施形態によれば、周波数経路設定部の論理回路を簡易化することができ、より小型・低コストな車載用降圧スイッチング電源を提供することが可能となる。
　以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第三の実施形態について図４を用いて詳細に説明する。一般的に電解コンデンサは温度上昇時の破裂を防止するため防爆弁を備えている。樹脂封止する実装形態とする場合には防爆弁を塞いでしまい、安全性の確保が困難となるため、電解コンデンサを使用することはできなかった。
　実施例１、２によると、入力側コンデンサと出力側コンデンサの容量を低減可能であるため従来使用されていた電解コンデンサをセラミックコンデンサに置き換え可能である。このため、樹脂により封止する形態の実装が可能となる。樹脂による封止が可能になると、半導体部品をベアチップ実装でき小型化が可能となる。
　図４は、実施例１、２の降圧スイッチング電源を樹脂封止したものである。配線パターンが形成された金属ベース基板１０００に半導体部品１００２と、面実装インダクタ１００３、セラミックコンデンサ１００４、チップ抵抗１００５とコネクタ１００１を搭載し、樹脂１００６で封止されている。コネクタ１００１を介して、バッテリ、センサ類、他の電子制御機器などに接続する。
　図４では、実施例１～３に記載の各々の回路部品のうち抵抗素子、コンデンサ部品、インダクタ部品、半導体部品各々の代表として１部品ずつを記載しており、実際には複数の部品が実装されていても良い。また、セラミックコンデンサ１００４は、防爆弁が不要なコンデンサであれば、置き換えてもよい。金属ベース基板１０００はセラミック基板や多層プリント配線板等の基板、あるいは折り曲げ可能なプリント基板、フレキシブル基板であってもよい。
　このような実装構造とすることで、小型の車載用降圧スイッチング電源及び車載用電子制御装置を提供することが可能となる。
　なお、本発明による効果としては、以下が挙げられる。
　（１）入力電圧低下時にも安定した降圧スイッチング動作可能
　（２）入力電圧低下時にも有害周波数の電磁ノイズを抑制可能
　（３）入力側コンデンサ等のフィルタ構成を小型化可能
　（４）出力側コンデンサ等のフィルタ構成を小型化可能
　（５）アイドルストップ時においても安定した降圧スイッチング動作可能
　（６）アイドルストップ時においても電磁ノイズを抑制可能
　（７）電解コンデンサ削減により車載電子制御装置を小型化可能
　（８）車載用降圧スイッチング電源及び車載用電子制御装置を樹脂封止実装により小型化可能
１　降圧スイッチング電源回路
１０　主回路部
２０　制御回路部
３０　ブートストラップ回路部
１１１、１１２　ＭＯＳＦＥＴ
１１３　主コイル
１２１　ゲートドライバ
１２２　ＰＷＭ制御回路
１２３　スイッチング周波数制御回路
１２４　周波数経路設定部
１２５　周波数範囲設定部
５００　バッテリ
６００　入力側コンデンサ
６００Ｂ　入力電圧
７００　出力側コンデンサ
７００Ｂ　出力電圧
８００　負荷
１０００　金属ベース基板
１００１　コネクタ
１００２　半導体部品
１００３　面実装インダクタ
１００４　セラミックコンデンサ
１００５　チップ抵抗

Claims (9)

  1. 　入力電圧の出力側への導通および非導通を切り替えるための第一のスイッチ素子と、前
    記第一のスイッチ素子が切り替え動作するスイッチング周波数を出力するスイッチング周
    波数制御回路と、前記第一のスイッチ素子が非導通のときに出力側の経路で循環電流を生
    成するように整流動作を行う整流手段と、を備えた車載用降圧スイッチング電源において
    、
    　前記スイッチング周波数制御回路は、前記スイッチング周波数をｆａからｆａより低い
    ｆｂの間で変化させるスイッチング周波数範囲設定部と、前記スイッチング周波数を前記
    入力電圧に応じて変化させ、ｆａとｆｂの間にある周波数ｆｃを経由し、ｆａとｆｂの間
    にあるｆｄからｆｅまでの周波数帯をスキップするように設定するスイッチング周波数経
    路設定部を備えたことを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
  2. 　請求項１に記載の車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数は、
    前記入力電圧が予め設定された閾値以上のときにｆａに設定され、前記入力電圧が前記閾
    値以下のときにはｆｃに設定され、ｆｃはｆａとｆｂの間で前記入力電圧の低下に伴って
    低下する周波数であることを特徴とした車載用降圧スイッチング電源。
  3. 　請求項１に記載の車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数は、
    前記入力電圧が予め設定された閾値以上のときにｆａに設定され、前記入力電圧が前記閾
    値以下のときはｆｃに設定され、ｆｃはｆａとｆｂの間にある一定値であることを特徴と
    した車載用降圧スイッチング電源。
  4. 　請求項１から３いずれか一項に記載の車載用降圧スイッチング電源において、前記スイ
    ッチング周波数制御部は前記入力電圧に応じてスイッチング周波数の変化を開始あるいは
    終了させることを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
  5. 　請求項１から３いずれか一項に記載の車載用降圧スイッチング電源において、主コイル
    と、前記主コイルに励磁電流をオン期間Ｔonに通電する前記第一のスイッチ素子を備え、
    前記スイッチング周波数制御手段は前記第一のスイッチ素子がオフしている期間Ｔoffに
    応じてスイッチング周波数の変化を開始あるいは終了させることを特徴とした、車載用ス
    イッチング降圧電源。
  6. 　請求項１から５に記載の車載用降圧スイッチング電源において、少なくとも一部の回路
    を半導体集積回路に内蔵することを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
  7. 　請求項１から６に記載の車載用降圧スイッチング電源を具備することを特徴とした、車
    載用電子制御装置。
  8. 　請求項７に記載の車載用電子制御装置において、前記車載用降圧スイッチング電源の入
    力側と出力側それぞれにセラミックコンデンサを備え、少なくとも一部の部品を樹脂によ
    り封止していることを特徴とした車載用電子制御装置。
  9. 　請求項７、８のうちいずれか一項に記載の車載用電子制御装置を具備することを特徴と
    した、アイドルストップシステム。
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