JP2013169047A - 車載用降圧スイッチング電源、車載用電子制御装置、およびアイドルストップシステム - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧低下時でも、有害周波数帯のノイズを抑制しながら安定した出力を得る。
【解決手段】スイッチング周波数制御手段を備え、前記スイッチング周波数制御手段はスイッチング周波数をｆａからｆｂの間で変化させるスイッチング周波数範囲設定部と、前記ｆａと前記ｆｂの中間の周波数ｆｃを経由し前記ｆａと前記ｆｂの間にあるｆｄからｆｅの周波数帯をスキップするスイッチング周波数経路設定部を備えたことを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
【選択図】 図２

Description

本発明は、車載用降圧スイッチング電源、それを搭載する車載用電子制御装置、およびそれを搭載するアイドリングストップシステムに関する。

一般的な車載用降圧スイッチング電源では、主スイッチのゲートに入力されるＰＷＭ信号のデューティ（Ｄ：スイッチング周期（Ｔ）とオン期間（Ｔ_on）の比（Ｄ＝Ｔ_on／Ｔ））を制御して降圧比を調整している。Ｄは入力電圧（Ｖ_in）と出力電圧（Ｖ_out）の比Ｖ_out／Ｖ_inで決まるため、Ｖ_inが低下してＶ_outに近づくと、Ｄは１００％に近づく。しかしながら、スイッチング素子の最小オン／オフ過渡時間やブートストラップ回路による主スイッチのゲート駆動電圧確保の制約から主スイッチ素子のオン／オフ期間はゼロとすることはできないため、Ｄには例えば５〜９５％等のデューティ許容幅がある。Ｄが許容幅を超えるとスイッチング電源は正常な動作ができなくなってしまう。この問題を解決する方法として提案されているものとして、たとえば特許文献１に記載されたものがある。特許文献１に記載の方法は、ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧を生成するためのブートストラップ回路に発生した電圧に応じてＭＯＳＦＥＴのスイッチング周波数（Ｆ−ｓｗ）を変化させることにより、安定してスイッチ素子を駆動させることが可能となる。

特開平１０−５６７７６号公報

車載用電子機器には、機器自身が発生する電磁ノイズによって引き起こされる他電子機器の誤動作や電磁ノイズがラジオ受信アンテナに入射することにより発生する聴感雑音を防止するために、電磁ノイズの規制が設けられている。この規制では、通信やラジオに使用されている周波数帯（ＦＢ−ｃｏｍ）においてはその他の周波数帯（ＦＢ−ｒｅｓｔ）に比べ厳しい規制値が設けられている。

特許文献１のようにブートストラップ電圧に比例してＦ−ｓｗを制御する場合、Ｆ−ｓｗは、定常駆動時のスイッチング周波数（Ｆ−ｓｗ１）以下の全周波数をとりうる。つまり、ある通信周波数帯ＦＢ−ｃｏｍ１より高い周波数帯に存在するＦＢ−ｒｅｓｔにＦ−ｓｗ１を設定した場合、ブートストラップ電圧低下に伴いＦ−ｓｗはＦＢ−ｃｏｍ１の周波数をとりうる。このため電磁ノイズの規制を達成できなくなる可能性がある。

また、降圧電源の出力にはマイコン等の低電圧で駆動する負荷が接続されることから、安定した出力電圧が求められる。降圧電源の出力電圧変動の主要因として、主コイルの電流リプルに起因した電圧リプル（ΔＶ_out）が挙げられる。ΔＶ_outは、Ｆ−ｓｗおよびＶ_inを変数として決まる値であるため、Ｖ_inを考慮してＦ−ｓｗを制御しなければ過大なΔＶ_outとなり、出力が不安定となる。特許文献１のように、ブートストラップ電圧をモニタしてＦ−ｓｗを制御する方法では、常に安定な出力を得ることが難しい。ΔＶ_outを低減して安定した出力を得るための対策としては、主コイルのインダクタンスを増加する方法や、出力コンデンサのＥＳＲ（等価直列抵抗）を小さくする方法などが考えられるが、いずれも実装面積の増加やコスト増加を伴う。

本発明は、こうした課題を解決するため、車載用降圧電源において、バッテリ等の車載電源から供給される入力電圧Ｖ_inが低下した場合即ち高デューティにおいても、コイルやコンデンサの容量を抑えながら、通信等に有害な周波数のノイズを抑制し、かつ安定した出力を得ることを目的とする。

上記課題を解決するための、本発明の車載用降圧スイッチング電源は、入力電圧の出力側への導通および非導通を切り替えるための第一のスイッチ素子と、前記第一のスイッチ素子が切り替え動作するスイッチング周波数を出力するスイッチング周波数制御回路と、前記第一のスイッチ素子が非導通のときに出力側の経路で循環電流を生成するように整流動作を行う整流手段と、を備えた車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数制御回路は、前記スイッチング周波数をｆａからｆｂの間で変化させるスイッチング周波数範囲設定部と、前記スイッチング周波数を前記入力電圧に応じて変化させ、ｆａとｆｂの間にある周波数ｆｃを経由し、ｆａとｆｂの間にあるｆｄからｆｅまでの周波数帯をスキップするように設定するスイッチング周波数経路設定部を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、入力電圧低下時にも安定した降圧スイッチング動作が可能となり、また電磁ノイズを抑制することができる。

第一の実施形態の車載用降圧スイッチング装置を表す図である。 第一の実施形態のスイッチング周波数および出力電圧リプルの入力電圧依存性を表す図である。 第二の実施形態のスイッチング周波数および出力電圧リプルの入力電圧依存性を表す図である。 第三の実施形態の実装構成を表す図である。

車載用降圧スイッチング電源では、その動作によって入力側の正極と負極の間に生ずる電圧リプルおよび配線の電流リプルに起因する電磁ノイズが発生する。スペクトラムアナライザ等の測定機器で観測されるノイズスペクトラムは、スイッチング周波数（Ｆ−ｓｗ）で最大のノイズ強度を持つ。

車載用電子機器には、機器自身が発生する電磁ノイズによって引き起こされる他電子機器の誤動作や電磁ノイズがラジオ受信アンテナに入射することにより発生する聴感雑音を防止するために、電磁ノイズの規制が設けられている。この規制では、通信やラジオに使用されている周波数帯（ＦＢ−ｃｏｍ）においてはその他の周波数帯（ＦＢ−ｒｅｓｔ）に比べ厳しい規制値が設けられている。

従来技術のようにブートストラップ電圧に比例してＦ−ｓｗを制御する場合、Ｆ−ｓｗは、定常駆動時のスイッチング周波数（Ｆ−ｓｗ１）以下の全周波数をとりうる。つまり、ある通信周波数帯ＦＢ−ｃｏｍ１より高い周波数帯に存在するＦＢ−ｒｅｓｔにＦ−ｓｗ１を設定した場合、ブートストラップ電圧低下に伴いＦ−ｓｗはＦＢ−ｃｏｍ１の周波数をとりうる。このため電磁ノイズの規制を達成できなくなる可能性があり課題である。簡単な対策としては入力側コンデンサの容量を増加するなどの方法がとられるが、実装面積の増加やコスト増加を伴う。

また、降圧電源の出力にはマイコン等の低電圧で駆動する負荷が接続されることから、安定した出力電圧が求められる。降圧電源の出力電圧変動の主要因として、主コイルの電流リプルに起因した電圧リプル（ΔＶ_out）が挙げられる。ΔＶ_outは、Ｆ−ｓｗおよびＶ_inを変数として決まる値であるため、Ｖ_inを考慮してＦ−ｓｗを制御しなければ過大なΔＶ_outとなり、出力が不安定となる。特許文献１のように、ブートストラップ電圧をモニタしてＦ−ｓｗを制御する方法では、常に安定な出力を得ることが難しい。ΔＶ_outを低減して安定した出力を得るための対策としては、主コイルのインダクタンスを増加する方法や、出力コンデンサのＥＳＲ（等価直列抵抗）を小さくする方法などが考えられるが、いずれも実装面積の増加やコスト増加を伴う。

以下、このような問題を解決する本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

以下に、図面により本発明の車載用降圧スイッチング電源の第１の実施形態について図１、図２を用いて詳細に説明する。図１は、第一の実施形態の車載用降圧スイッチング電源を備えた車載用制御装置の電源回路の構成図を示している。

車載用制御装置は、車載電源であるバッテリ５００に接続され、入力側コンデンサ６００と、降圧スイッチング電源回路１と、出力側コンデンサ７００と、負荷８００を備えている。降圧スイッチング電源回路１は、主回路部１０と制御回路部２０とブートストラップ回路部３０を備えている。

主回路部１０は、主スイッチとなるＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１１１と、同期整流用のＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１１２と、出力電圧平滑用の主コイル１１３を備えている。ＭＯＳＦＥＴ１１１とＭＯＳＦＥＴ１１２が制御回路部２０のゲート駆動信号によりスイッチングすることにより降圧動作し、入力側コンデンサ６００の電圧６００Ｂから出力側コンデンサ７００の電圧７００Ｂに降圧する。ＭＯＳＦＥＴ１１１がオン状態のときは入力側と出力側とが導通する。オフ状態のときは入力側と出力側とが非導通となり、主コイル１１３と出力側コンデンサ７００とＭＯＳＦＥＴ１１２とを含んだ閉回路で循環電流が生成される。ＭＯＳＦＥＴ１１１のオン期間とオフ期間とを制御することにより、出力電圧を制御する。

ＭＯＳＦＥＴ１１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１１と同期してスイッチング動作し、ＭＯＳＦＥＴ１１１がオン状態のときはＭＯＳＦＥＴ１１２はオフ状態となるように制御され、ＭＯＳＦＥＴ１１１がオフ状態のときはＭＯＳＦＥＴ１１２はオン状態となるように制御される。ＭＯＳＦＥＴ１１２の代わりに、ＭＯＳＴＥＦ１１１に対して受動的に同期するスイッチとして働くアノード端子を入力側コンデンサ６００の負極に接続されたダイオード素子を整流手段として設けてもよい。但し、同期整流するＭＯＳＦＥＴ１１２の方がダイオード素子よりもオン抵抗が小さく、効率が良い。

制御回路部２０は、ゲートドライバ１２１とＰＷＭ制御回路１２２とスイッチング周波数制御回路１２３を備え、ＰＷＭ制御回路１２２は降圧比（７００Ｂ／６００Ｂ）に従ってＭＯＳＦＥＴ１１１のゲートに入力されるＰＷＭ信号のデューティＤをゲートドライバ１２１に出力し、スイッチング周波数制御回路１２３は周波数範囲設定部１２５と周波数経路設定部１２４を備え入力電圧６００Ｂに応じたスイッチング周波数Ｆ−ｓｗをゲートドライバ１２１に出力し、ゲートドライバ１２１は入力されたデューティＤとスイッチング周波数Ｆ−ｓｗに基づいてＭＯＳＦＥＴ１１１とＭＯＳＦＥＴ１１２のゲート駆動信号を出力する。ＭＯＳＦＥＴ１１１をオンする際にはソース電圧に対しＭＯＳＦＥＴ１１１のゲート電圧閾値Ｖｔｈより高いゲート電圧を入力する必要があるため、ブートストラップ回路部３０から電圧を供給する。ここで、周波数範囲設定部１２５と周波数経路設定部１２４はマイコンや論理回路あるいはアナログ回路により構成される設定手段とする。

ブートストラップ回路部３０は、ＭＯＳＦＥＴ１１１のソース端子と一方の端を接続されたコンデンサ１３１と、入力側コンデンサ６００の正極と入力端を接続された電圧調整回路１３３と、電圧調整回路の出力端とアノードを接続されコンデンサ１３１の他方の端とカソードを接続されたダイオード１３２を備え、ダイオード１３２のカソード側の端をゲートドライバに接続する。ＭＯＳＦＥＴ１１１のスイッチングで変動するソース−ＧＮＤ間電圧を利用して、コンデンサ１３１の電荷をゲートドライバ１２１に供給する。

以下、第一の実施形態における動作を、図２に示す入力電圧６００Ｂ（入力電圧）に対するスイッチング周波数Ｆ−ｓｗ、およびΔＶ_out（７００Ｂの電圧リプル）を用いて説明する。あらかじめ周波数範囲設定部によりＦ−ｓｗの範囲をｆａからｆｂに設定する。また周波数経路設定部により入力電圧６００ＢがＶ１以上の範囲においてはｆａに固定し、Ｖ１からＶ２の範囲においては出力電圧７００Ｂの電圧リプルΔＶ_outが電圧リプルΔＶ１を保持するようにｆｃを設定し、Ｖ２からＶ３の範囲においてはｆｅに、Ｖ３からＶ４の範囲においてはｆｂに設定する。また、ｆｄからｆｅの周波数帯は、入力側から外部に発生するノイズの影響、特にラジオや通信等に使用される周波数帯でのノイズの影響を考慮し、スキップするように設定する。

図２の入力電圧６００Ｂが入力電圧の上限ＶmaxからＶ１までの範囲では、Ｆ−ｓｗはｆａに固定されている。ここでＦ−ｓｗ＝ｆａにおいて、入力電圧６００Ｂが入力電圧の上限値Ｖｍａｘであっても、ΔＶ_outは負荷側の要求により決まる出力リプルの許容上限値ΔＶ＿ｌｉｍｉｔより低くなるよう回路定数を調整しているものとする。入力電圧６００Ｂが低くなるに従い主コイル１１３の電流リプルが低減し出力電圧７００Ｂの電圧リプルΔＶ_outは低減する。入力電圧６００ＢがＶ１以下の領域では、出力電圧リプルがΔＶ１となるようＦ−ｓｗをｆａとｆｂの中間の周波数ｆｃとなるよう調整されており、Ｖ１以下の領域では入力電圧６００Ｂが低下するにつれてｆｃは低下する。入力電圧６００ＢがＶ２のとき、Ｆ−ｓｗはｆｃであり、入力電圧６００ＢがＶ２未満になるとＦ−ｓｗはｆｅへ一気に変化する。この時、ΔＶ_outはΔＶ１から（ｆｄ／ｆｅ）倍増加しΔＶ２となるが、ΔＶ＿ｌｉｍｉｔを超えないよう調整されている。Ｖ２からＶ３の範囲においては、ｆｃ＝ｆｅとし、入力電圧６００ＢがＶ３未満になるとＦ−ｓｗはｆｂに変化する。ここで、ｆｂはブートストラップ回路のコンデンサ１３１の放電時定数より充分短い周期とする。これにより、ブートストラップ電圧の低下を気にすることなく周波数を設定可能となる。以上、電圧が降下する際の周波数制御方法について説明したが、入力電圧６００Ｂが上昇する場合にも同様に入力電圧６００Ｂによりスイッチング周波数を設定する。

以下に、ラジオや通信等に使用される周波数帯を１００ｋ〜３００ｋＨｚと仮定し、出力電圧許容リプルΔＶ＿ｌｉｍｉｔ＝２０［ｍＶ］、ブートストラップ回路のコンデンサ１３１の放電時定数を０.１［ｓ］、入力側電圧を６００Ｂ＝６〜１８［Ｖ］、出力電圧７００Ｂ＝６［Ｖ］、ｆａ＝４６０ｋＨｚ、主ＭＯＳＦＥＴ１１１の最小オフ時間Ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ＝２５０［ns］、主コイルインダクタンスＬ１１３＝２０［ｕＨ］、出力側コンデンサ７００の等価直列抵抗ＥＳＲ７００＝４０［ｍΩ］とした場合の設定例を示す。

ｆｂは、安定したスイッチング動作に必要なオフ時間Ｔ_offを確保できる値に設定される。ｆｂが低ければ低いほどデューティ許容幅を拡げることをできるが、コンデンサ１３１の放電時定数より充分に短い周期とする必要があるため、本実施例では例えば、４０［us］即ち２５［ｋＨｚ］とする。ｆｄ、ｆｅは、ラジオや通信等に使用される周波数帯を避けるため、例えばｆｄ＝３００［ｋＨｚ］、ｆｅ＝１００［ｋＨｚ］とする。ｆｄ、ｆｅの値はノイズ規制の周波数帯に応じて適宜変更してよい。

ここで、出力電圧リプルΔＶ_outの算出式（式１）、主ＦＥＴオフ期間Ｔ_offの算出式（式２）は次のように示すことができる。なお、（式１）は出力側コンデンサ７００容量への充放電電荷による電圧変動成分（ΔＶ＝ΔＱ／Ｃ）は小さいものとして無視しているが、必要に応じて考慮してもよい。

ΔＶ_out：出力電圧リプル
Ｌ_coil：主コイルのインダクタンス（Ｌ１１３に相当）
Ｆ_sw：スイッチング周波数（Ｆ−ｓｗに相当）
Ｖ_in：入力電圧（６００Ｂに相当）
Ｖ_out：出力電圧（７００Ｂに相当）
Ｒ_Cout：出力側コンデンサの等価直列抵抗（ＥＳＲ７００に相当）

（式１）によれば、Ｖ_inがＶ_outに近づくほどΔＶ_outは小さくなり、またΔＶ_outはＦ−ｓｗに反比例する。例えば、同じ入力電圧６００ＢにおいてＦ−ｓｗを１／１０にするとΔＶ_outは１０倍に増加する。即ち、ΔＶ_out＜ΔＶ＿ｌｉｍｉｔとするためには、Ｖ_inに応じたＦ−ｓｗ制御が必要であることがわかる。

Ｔ_off＞２５０［ns］、ΔＶ_out＜２０［ｍＶ］を満たす条件を、（式１）（式２）に従って求めると、例えば下記のようになる。

Ｖ１は、Ｆ−ｓｗ＝ｆａ＝４６０［ｋＨｚ］とするとＶ１＝６.８［Ｖ］と決められる。Ｖ２は、ｆ−ｓｗ＝ｆｄ＝３００［ｋＨｚ］とするとＶ２＝６.５［Ｖ］と決められる。ｆｃは、（式２）の変形式：ｆｃ＝（１／Ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ）×（１−（７００Ｂ／６００Ｂ））とする。これによりＴ_offおよびΔＶ_outを一定に保つことができる。Ｖ３は、Ｆ−ｓｗ＝ｆｅ＝１００［ｋＨｚ］とすると、６.１６［Ｖ］と決められる。Ｖ４は、Ｆ−ｓｗ＝ｆｂ＝２５［ｋＨｚ］とすると、６.０４［Ｖ］と決められる。

それぞれのΔＶ_outとＴ_offをまとめると下記のようになり、Ｔ_off＞５０［ns］、ΔＶ_out＜２０［ｍＶ］を満足可能であることがわかる。

６００Ｂ＝Ｖｍａｘ＝１８［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝４６０［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝１７.５［ｍＶ］、Ｔ_off＝１.４５［us］
６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝４６０［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔ_off＝２５６［ns］
６００Ｂ＝Ｖ２＝６.５［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝３００［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔ_off＝２５６［ns］
６００Ｂ＝Ｖ２＝６.５［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝１００［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ２＝９.３［ｍＶ］、Ｔ_off＝７７０［ns］
６００Ｂ＝Ｖ３＝６.１６［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝１００［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔ_off＝２６０［ns］
６００Ｂ＝Ｖ３＝６.１６［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝２５［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ３＝１２.５［ｍＶ］、Ｔ_off＝１.０４［us］
６００Ｂ＝Ｖ４＝６.０４［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝２５［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ１＝３.２［ｍＶ］、Ｔ_off＝２６５［ns］
ここで仮に、Ｆ−ｓｗ＝ｆａでＴ_off→Ｔｏｆｆ＿ｍｉｎとなる６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］において、Ｆ−ｓｗがｆａ（４６０［ｋＨｚ］）→ｆｂ（２５ｋＨｚ）へと変化すると、ΔＶ_outは３.１［ｍＶ］×（４６０［ｋＨｚ］／２５［ｋＨｚ］）＝５７［ｍＶ］となり、ΔＶ＿ｌｉｍｉｔを超過する。このため中間の周波数ｆｃを経由することが必要であることがわかる。

また、上記の例ではＦ−ｓｗがｆａ→ｆｂへと変化する例を示したが、禁止周波数帯の下限値であるｆｅ（１００［ｋＨｚ］）→ｆｂ（２５ｋＨｚ）へと変化する際も、出力電圧リプルを抑制するためには、中間の周波数ｆｃを経由することが望ましい。すなわちｆｃは、ｆａ〜ｆｂの周波数帯の内、ノイズ規制の周波数帯であるｆｄ〜ｆｅの周波数を避けた範囲の任意の周波数を意味する。本実施例でｆｃは、この範囲内で入力電圧６００Ｂが低下するにつれて低下するように変化する。

以上のように、本実施例によれば、通信などに有害な周波数帯のノイズを抑制しながら、安定した出力電圧を得ることが可能である。すなわち、入力電圧Ｖ_inが低くなると、降圧比に従って主スイッチのゲートに入力されるＰＷＭ信号のデューティＤが高くなり、主スイッチのオフ期間Ｔ_offは短くなるが、本実施例によれば、出力電圧リプルおよびノイズを抑制しながら、安定したスイッチング動作に必要なＴ_offを確保できる周波数ｆｂまで、スイッチング周波数を低下させることができる。

本実施例では、入力電圧に依存したスイッチング周波数設定方法を示したが、上述の（式２）により入力電圧６００ＢとＴ_offの関係が示されるため、Ｔ_offによりスイッチング周波数を設定しても構わない。また本実施例では簡易な説明とするため、素子の導通抵抗や、寄生インダクタンス、コイルの電流重畳特性や制御のばらつき、ノイズスペクトルの拡がりを無視したが、これらを考慮したマージンを設定してもよい。また、本実施例では、最もノイズ強度の強いスイッチング周波数の基本波成分に着目した実施例を示したが、入力側のリプル電圧波形の形状によっては二次以上の高調波成分も問題になり得ることから状況によっては高調波成分を考慮した設定としてもよい。これにより、実施例１と同様の効果を得ることができる。

また、本実施例の車載用降圧スイッチング電源において、半導体部品を含む一部の部品をカスタムＩＣ等の集積回路に内蔵してもよいものとする。

また、本実施例の車載用降圧スイッチング電源は、電源装置として単独の使用に限るものではなく、エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）やオートマチックトランスミッション用コントロールユニット（ＡＴＣＵ）等の車載用電子制御装置に搭載されてもよいものとする。また、本実施例の車載用降圧スイッチング電源は、車両の停止時にエンジン停止を行うアイドルストップシステム中の電子制御装置に搭載されてもよいものとする。

以上説明したように、本実施形態によれば、次のような効果を得ることができる。
入力側コンデンサを含む入力側ノイズフィルタを小型化可能である。また、出力側コンデンサを含むフィルタを小型化可能である。

アイドルストップシステムでは、アイドルストップ時にエンジンおよびオルタネータが停止しバッテリ電圧が低下した状態においてもラジオは動作しているが、本実施例によれば入力電圧低下時であっても出力電圧の変動を抑え、かつ有害周波数のノイズを抑えるため、アイドルストップ時でも安定した出力を得られ、かつラジオ雑音を抑えられる。

以下に、図面により本発明の車載用降圧スイッチング電源の第一の実施形態について図１、図３を用いて詳細に説明する。図３は、実施例１における図２相当図であり、第一の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。

図３は、図２に対し、Ｖ２からＶ１の範囲におけるｆｃの設定が異なっている。Ｖ２からＶ１の範囲でｆｃ＝ｆｄと一定値に設定することで、入力電圧６００ＢがＶ１からＶ１未満となったときのΔＶ_outはΔＶ４となる。この時のΔＶ_outとＴ_offは下記のようになり、Ｔ_off＞２５０［ns］、ΔＶ_out＜２０［ｍＶ］を満足可能であることがわかる。

６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝４６０［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ１＝３.１［ｍＶ］、Ｔ_off＝２５６［ns］
６００Ｂ＝Ｖ１＝６.８［Ｖ］、Ｆ−ｓｗ＝３００［ｋＨｚ］の場合はΔＶ_out＝ΔＶ４＝４.７［ｍＶ］、Ｔ_off＝３９０［ns］
なお、ノイズ規制周波数帯の下限値ｆｅからｆｂまで低下させる際も、中間の周波数ｆｃを経由するように設定してよい。このときは、ｆｃは、ｆｅとｆｂの間の一定値に設定される。

第二の実施形態によれば、周波数経路設定部の論理回路を簡易化することができ、より小型・低コストな車載用降圧スイッチング電源を提供することが可能となる。

以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第三の実施形態について図４を用いて詳細に説明する。一般的に電解コンデンサは温度上昇時の破裂を防止するため防爆弁を備えている。樹脂封止する実装形態とする場合には防爆弁を塞いでしまい、安全性の確保が困難となるため、電解コンデンサを使用することはできなかった。

実施例１、２によると、入力側コンデンサと出力側コンデンサの容量を低減可能であるため従来使用されていた電解コンデンサをセラミックコンデンサに置き換え可能である。このため、樹脂により封止する形態の実装が可能となる。樹脂による封止が可能になると、半導体部品をベアチップ実装でき小型化が可能となる。

図４は、実施例１、２の降圧スイッチング電源を樹脂封止したものである。配線パターンが形成された金属ベース基板１０００に半導体部品１００２と、面実装インダクタ１００３、セラミックコンデンサ１００４、チップ抵抗１００５とコネクタ１００１を搭載し、樹脂１００６で封止されている。コネクタ１００１を介して、バッテリ、センサ類、他の電子制御機器などに接続する。

図４では、実施例１〜３に記載の各々の回路部品のうち抵抗素子、コンデンサ部品、インダクタ部品、半導体部品各々の代表として１部品ずつを記載しており、実際には複数の部品が実装されていても良い。また、セラミックコンデンサ１００４は、防爆弁が不要なコンデンサであれば、置き換えてもよい。金属ベース基板１０００はセラミック基板や多層プリント配線板等の基板、あるいは折り曲げ可能なプリント基板、フレキシブル基板であってもよい。

このような実装構造とすることで、小型の車載用降圧スイッチング電源及び車載用電子制御装置を提供することが可能となる。

なお、本発明による効果としては、以下が挙げられる。

（１）入力電圧低下時にも安定した降圧スイッチング動作可能
（２）入力電圧低下時にも有害周波数の電磁ノイズを抑制可能
（３）入力側コンデンサ等のフィルタ構成を小型化可能
（４）出力側コンデンサ等のフィルタ構成を小型化可能
（５）アイドルストップ時においても安定した降圧スイッチング動作可能
（６）アイドルストップ時においても電磁ノイズを抑制可能
（７）電解コンデンサ削減により車載電子制御装置を小型化可能
（８）車載用降圧スイッチング電源及び車載用電子制御装置を樹脂封止実装により小型化可能

１ 降圧スイッチング電源回路
１０ 主回路部
２０ 制御回路部
３０ ブートストラップ回路部
１１１、１１２ ＭＯＳＦＥＴ
１１３ 主コイル
１２１ ゲートドライバ
１２２ ＰＷＭ制御回路
１２３ スイッチング周波数制御回路
１２４ 周波数経路設定部
１２５ 周波数範囲設定部
５００ バッテリ
６００ 入力側コンデンサ
６００Ｂ 入力電圧
７００ 出力側コンデンサ
７００Ｂ 出力電圧
８００ 負荷
１０００ 金属ベース基板
１００１ コネクタ
１００２ 半導体部品
１００３ 面実装インダクタ
１００４ セラミックコンデンサ
１００５ チップ抵抗

Claims (9)

1. 入力電圧の出力側への導通および非導通を切り替えるための第一のスイッチ素子と、前記第一のスイッチ素子が切り替え動作するスイッチング周波数を出力するスイッチング周波数制御回路と、前記第一のスイッチ素子が非導通のときに出力側の経路で循環電流を生成するように整流動作を行う整流手段と、を備えた車載用降圧スイッチング電源において、
   前記スイッチング周波数制御回路は、前記スイッチング周波数をｆａからｆａより低いｆｂの間で変化させるスイッチング周波数範囲設定部と、前記スイッチング周波数を前記入力電圧に応じて変化させ、ｆａとｆｂの間にある周波数ｆｃを経由し、ｆａとｆｂの間にあるｆｄからｆｅまでの周波数帯をスキップするように設定するスイッチング周波数経路設定部を備えたことを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
2. 請求項１に記載の車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数は、前記入力電圧が予め設定された閾値以上のときにｆａに設定され、前記入力電圧が前記閾値以下のときにはｆｃに設定され、ｆｃはｆａとｆｂの間で前記入力電圧の低下に伴って低下する周波数であることを特徴とした車載用降圧スイッチング電源。
3. 請求項１に記載の車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数は、前記入力電圧が予め設定された閾値以上のときにｆａに設定され、前記入力電圧が前記閾値以下のときはｆｃに設定され、ｆｃはｆａとｆｂの間にある一定値であることを特徴とした車載用降圧スイッチング電源。
4. 請求項１から３いずれか一項に記載の車載用降圧スイッチング電源において、前記スイッチング周波数制御部は前記入力電圧に応じてスイッチング周波数の変化を開始あるいは終了させることを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
5. 請求項１から３いずれか一項に記載の車載用降圧スイッチング電源において、主コイルと、前記主コイルに励磁電流をオン期間Ｔ_onに通電する前記第一のスイッチ素子を備え、前記スイッチング周波数制御手段は前記第一のスイッチ素子がオフしている期間Ｔ_offに応じてスイッチング周波数の変化を開始あるいは終了させることを特徴とした、車載用スイッチング降圧電源。
6. 請求項１から５に記載の車載用降圧スイッチング電源において、少なくとも一部の回路を半導体集積回路に内蔵することを特徴とした、車載用降圧スイッチング電源。
7. 請求項１から６に記載の車載用降圧スイッチング電源を具備することを特徴とした、車載用電子制御装置。
8. 請求項７に記載の車載用電子制御装置において、前記車載用降圧スイッチング電源の入力側と出力側それぞれにセラミックコンデンサを備え、少なくとも一部の部品を樹脂により封止していることを特徴とした車載用電子制御装置。
9. 請求項７、８のうちいずれか一項に記載の車載用電子制御装置を具備することを特徴とした、アイドルストップシステム。