WO2013035346A1 - Crystal oscillation circuit - Google Patents
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- 239000013078 crystal Substances 0.000 title claims abstract description 127
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 58
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 25
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N Lithium ion Chemical compound [Li+] HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 229910001416 lithium ion Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000010792 warming Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
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- H03K3/3545—Stabilisation of output, e.g. using crystal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
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- H03B2200/0012—Pierce oscillator
Definitions
- the signal waveform of the input signal (IN) can be made closer to a rectangular wave signal than a sine wave signal.
- the crowbar current (Crowbar Current)
- the crystal oscillation circuit 200 with a high power supply voltage without reducing the excess current. It was found that it can oscillate.
- the rise is faster than the sine wave signal at the time when the maximum amplification gain is obtained (near 45.75 (ms) and 45.77 (ms)). Turned out to be.
- the first inverter 1, the first crystal resonator 2, the second inverter 3, and the second crystal resonator 4 are connected in series, so that the essential components in the conventional general crystal oscillator
- the crystal oscillation circuit 100 can be configured without using each capacitor. Therefore, unlike the conventional general crystal oscillators 300 and 400 (see FIGS. 4 and 5), no extra charge is accumulated in each capacitor. As a result, power consumption can be reduced as compared with the conventional general crystal oscillators 300 and 400.
- the crystal oscillation circuit 200 shown in FIG. 2 is shown as an example of the crystal oscillation circuit 100 shown in FIG. 1.
- the present invention is not limited to this, and the present invention has the same effects as the crystal oscillation circuit 100.
- a crystal oscillation circuit in which the configuration of the crystal oscillation circuit 100 is appropriately changed may be used.
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Abstract
[Problem] To obtain a crystal oscillation circuit wherein power consumption is reduced compared with conventional general crystal oscillators.
[Solution] A crystal oscillation circuit (100) is provided with a first inverter (1), a first crystal oscillator (2), a second inverter (3), and a second crystal oscillator (4). The crystal oscillation circuit is configured of a series circuit wherein the first crystal oscillator (2) is connected to between the signal output side (OUT) of the first inverter (1), and the signal input side (IN) of the second inverter (3), and the second crystal oscillator (4) is connected to between the signal input side (IN) of the first inverter (1) and the signal output side (OUT) of the second inverter (3).
Description
本発明は、２つの水晶振動子と２つのインバータとを含む直列回路よりなる水晶発振回路に関するものである。
The present invention relates to a crystal oscillation circuit composed of a series circuit including two crystal resonators and two inverters.
従来の一般的な水晶発振器として、一つには、単段式ピアース発振器（single-stage Pierce oscillator）が知られている。従来の単段式ピアース発振器３００は、図４に示すように、＋１．８Ｖの電圧が印加されたソース電圧線Ｖｓｓと、接地線ＧＮＤとの間に設けられたインバータ３０１と、該インバータ３０１に抵抗Ｒを介して並列に接続されたクロック発生用の水晶振動子３０２と、インバータ３０１の入力ノード３１７と接地線ＧＮＤとの間に設けられた充放電用のロードキャパシタ３０３と、インバータ３０１の出力ノード３１８と接地線ＧＮＤとの間に抵抗Ｒを介して設けられた充放電用のロードキャパシタ３０４とを備えている。
As a conventional general crystal oscillator, a single-stage Pierce oscillator is known as one. As shown in FIG. 4, the conventional single-stage Pierce oscillator 300 includes an inverter 301 provided between a source voltage line Vss to which a voltage of +1.8 V is applied and a ground line GND, and an inverter 301. A crystal oscillator 302 for clock generation connected in parallel via a resistor R, a load capacitor 303 for charging / discharging provided between an input node 317 of the inverter 301 and the ground line GND, and an output of the inverter 301 A charge / discharge load capacitor 304 is provided between the node 318 and the ground line GND via a resistor R.
従来の一般的な水晶発振器として、もう一つには、二段式ピアース発振器（2-stages Pierce oscillator）が知られている。従来の二段式ピアース発振器４００は、図５に示すように、インバータ、キャパシタ、インバータおよび水晶振動子が直列に接続された発振器であって、＋１．０Ｖの電圧が印加されたソース電圧線Ｖｓｓと、接地線ＧＮＤとの間に設けられた第１インバータ４０１と、第２インバータ４０２と、第１インバータ４０１および第２インバータ４０２の間に直列接続されたノイズ除去用のブロックキャパシタ４０３と、第１インバータ４０１の入力ノード４１７と接地線ＧＮＤとの間に設けられた充放電用のロードキャパシタ４０４と、第１インバータ４０１の入力ノード４１７と第２インバータ４０２の出力ノード４１８との間に設けられたクロック発生用の水晶振動子４０５とを備えている。なお、インバータ、キャパシタおよび水晶振動子が直列接続された発振器の別の一例としては、下記の特許文献１（特に図１参照）に示す水晶発振器が提案されている。
Another known conventional crystal oscillator is a two-stage Pierce oscillator (2-stages Pierce oscillator). As shown in FIG. 5, a conventional two-stage Pierce oscillator 400 is an oscillator in which an inverter, a capacitor, an inverter, and a crystal resonator are connected in series, and a source voltage line Vss to which a voltage of +1.0 V is applied. A first inverter 401 provided between the first inverter 401 and the ground line GND; a second inverter 402; a block capacitor 403 for noise removal connected in series between the first inverter 401 and the second inverter 402; Charge / discharge load capacitor 404 provided between input node 417 of one inverter 401 and ground line GND, and provided between input node 417 of first inverter 401 and output node 418 of second inverter 402. And a crystal oscillator 405 for generating a clock. As another example of an oscillator in which an inverter, a capacitor, and a crystal resonator are connected in series, a crystal oscillator shown in the following Patent Document 1 (see particularly FIG. 1) has been proposed.
しかしながら、上述した従来の一般的な水晶発振器では、必須の構成要素となる各キャパシタに余分な電荷が蓄積されることにより、消費電力が増加するという問題がある。
However, the conventional general crystal oscillator described above has a problem that power consumption increases due to the accumulation of extra charges in each capacitor, which is an essential component.
そこで、本発明の課題は、上記した従来の一般的なピアース水晶発振器よりも消費電力を低減することのできる水晶発振回路を提供することにある。
Therefore, an object of the present invention is to provide a crystal oscillation circuit capable of reducing power consumption as compared with the conventional general Pierce crystal oscillator described above.
上記課題を解決するため、本発明は、特性がほぼ同一である第１，第２の２つの水晶振動子と、第１，第２の２つのインバータとを備え、上記第１水晶振動子が上記第１インバータの出力ノードと上記第２インバータの入力ノードとの間に接続されているとともに、上記第２水晶振動子が上記第１インバータの入力ノードと上記第２インバータの出力ノードとの間に接続されており、上記第１，第２の水晶振動子と上記第１，第２のインバータとを含む直列回路よりなることを特徴としている。
In order to solve the above problems, the present invention includes first and second crystal units having substantially the same characteristics, and first and second inverters, and the first crystal unit includes: The second crystal unit is connected between the output node of the first inverter and the input node of the second inverter, and the second crystal unit is connected between the input node of the first inverter and the output node of the second inverter. And a serial circuit including the first and second crystal resonators and the first and second inverters.
本発明において、上記第１水晶振動子および第２水晶振動子は、ほぼ同一の発振周波数で同期して発振するが、互いに逆相の関係で発振する。
In the present invention, the first crystal unit and the second crystal unit oscillate in synchronism with substantially the same oscillation frequency, but oscillate in an opposite phase relationship.
また、上記第１インバータの信号出力側と、上記第２インバータの信号出力側とから出力端子が引き出され、それら各出力信号は差動増幅器を介して取り出される。
Also, output terminals are drawn out from the signal output side of the first inverter and the signal output side of the second inverter, and these output signals are taken out via a differential amplifier.
また、上記各インバータが、第１の電圧線と第２の電圧線との間に接続されており、上記各インバータは、ゲートが上記入力ノードに接続され、ソースが上記第１の電圧線に接続され、ドレインが上記出力ノードに接続された第１トランジスタと、ゲートが上記入力ノードに接続され、ソースが上記第２の電圧線に接続され、ドレインが上記出力ノードに接続された第２トランジスタと、一端が上記入力ノードに接続され、他端が上記出力ノードに接続されたフィードバック用の抵抗とを備える構成が好ましく採用される。
Each inverter is connected between a first voltage line and a second voltage line. Each inverter has a gate connected to the input node and a source connected to the first voltage line. A first transistor having a drain connected to the output node; a gate connected to the input node; a source connected to the second voltage line; and a drain connected to the output node. And a feedback resistor having one end connected to the input node and the other end connected to the output node are preferably employed.
本発明によれば、第１インバータ、第１水晶振動子、第２インバータおよび第２水晶振動子を直列に接続することで、従来の一般的なピアース水晶発振器で必須の構成要素となるキャパシタを用いることなく、水晶発振回路を構成することができる。したがって、キャパシタで余分な電荷が蓄積されることはない。その結果、従来の一般的なピアース水晶発振器よりも消費電力を低減することができる。
According to the present invention, by connecting the first inverter, the first crystal unit, the second inverter, and the second crystal unit in series, the capacitor that is an essential component in the conventional general Pierce crystal oscillator is obtained. A crystal oscillation circuit can be configured without using it. Therefore, no extra charge is accumulated in the capacitor. As a result, power consumption can be reduced as compared with a conventional general Pierce crystal oscillator.
また、各インバータを、第１トランジスタ、第２トランジスタおよび抵抗で構成することにより、従来の一般的なピアース水晶発振器よりも消費電力を低減可能な水晶発振回路を容易に構成することができる。
In addition, by configuring each inverter with the first transistor, the second transistor, and a resistor, a crystal oscillation circuit that can reduce power consumption more easily than a conventional general Pierce crystal oscillator can be easily configured.
以下、図１～図３を参照しながら、本発明の一実施形態に係る水晶発振回路について説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。
Hereinafter, a crystal oscillation circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3, but the present invention is not limited thereto.
（水晶発振回路の全体構成）
図１（ａ）に示すように、この実施形態に係る水晶発振回路１００は、反転増幅器としての第１インバータ１と、クロック発生用の第１水晶振動子２と、反転増幅器としての第２インバータ３と、クロック発生用の第２水晶振動子４とを備え、これらを直列に接続してなる。 (Whole structure of crystal oscillation circuit)
As shown in FIG. 1A, acrystal oscillation circuit 100 according to this embodiment includes a first inverter 1 as an inverting amplifier, a first crystal resonator 2 for generating a clock, and a second inverter as an inverting amplifier. 3 and a second crystal oscillator 4 for generating a clock, which are connected in series.
図１（ａ）に示すように、この実施形態に係る水晶発振回路１００は、反転増幅器としての第１インバータ１と、クロック発生用の第１水晶振動子２と、反転増幅器としての第２インバータ３と、クロック発生用の第２水晶振動子４とを備え、これらを直列に接続してなる。 (Whole structure of crystal oscillation circuit)
As shown in FIG. 1A, a
すなわち、この水晶発振回路１００においては、第１水晶振動子２が第１インバータ１の信号出力側（ＯＵＴ）と第２インバータ３の信号入力側（ＩＮ）との間に接続され、第２水晶振動子４が第１インバータ１の信号入力側（ＩＮ）と第２インバータ３の信号出力側（ＯＵＴ）との間に接続されて、第１，第２の水晶振動子２，４と、第１，第２のインバータ１，３とを含む直列回路が形成される。
That is, in this crystal oscillation circuit 100, the first crystal resonator 2 is connected between the signal output side (OUT) of the first inverter 1 and the signal input side (IN) of the second inverter 3, and the second crystal A vibrator 4 is connected between the signal input side (IN) of the first inverter 1 and the signal output side (OUT) of the second inverter 3, and the first and second crystal vibrators 2, 4, A series circuit including the first and second inverters 1 and 3 is formed.
なお、第１水晶振動子２と第２水晶振動子４には、ほぼ同一の特性を有する水晶振動子が用いられる。また、この水晶発振回路１００において、出力端子Ｔ１，Ｔ２は、第１インバータ１の信号出力側（ＯＵＴ）と、第２インバータ３の信号出力側（ＯＵＴ）とから引き出される。
It should be noted that crystal resonators having substantially the same characteristics are used for the first crystal resonator 2 and the second crystal resonator 4. In the crystal oscillation circuit 100, the output terminals T1 and T2 are drawn from the signal output side (OUT) of the first inverter 1 and the signal output side (OUT) of the second inverter 3.
第１水晶振動子２および第２水晶振動子４は、ほぼ同一の発振周波数で同期して発振するが、互いに逆相の関係で発振する。したがって、図１（ｂ）に示すように、出力端子Ｔ１に現れる出力信号Ｔ１ｓと、出力端子Ｔ２に現れる出力信号Ｔ２ｓも逆相となるが、この実施形態において、各出力信号Ｔ１ｓ，Ｔ２ｓは、図１（ｃ）に示すように、差動増幅器５を介して取り出され、図示しない計時回路等の周辺回路に供給される。
The first crystal unit 2 and the second crystal unit 4 oscillate in synchronism with substantially the same oscillation frequency, but oscillate in an opposite phase relationship to each other. Therefore, as shown in FIG. 1B, the output signal T1s appearing at the output terminal T1 and the output signal T2s appearing at the output terminal T2 are also in opposite phases. In this embodiment, the output signals T1s and T2s are As shown in FIG. 1C, the signal is taken out via a differential amplifier 5 and supplied to a peripheral circuit such as a timing circuit (not shown).
（水晶発振回路の一例）
図２は、図１に示す水晶発振回路１００の一例として、水晶発振回路２００のインバータ２１，２３内部の回路構成を示したブロック図である。 (Example of crystal oscillation circuit)
FIG. 2 is a block diagram showing a circuit configuration inside inverters 21 and 23 of crystal oscillation circuit 200 as an example of crystal oscillation circuit 100 shown in FIG.
図２は、図１に示す水晶発振回路１００の一例として、水晶発振回路２００のインバータ２１，２３内部の回路構成を示したブロック図である。 (Example of crystal oscillation circuit)
FIG. 2 is a block diagram showing a circuit configuration inside
なお、この水晶発振回路２００において、第１インバータ２１は図１の第１インバータ１に対応し、第２インバータ２３は図１の第２インバータ３に対応している。また、第１水晶振動子２２は図１の第１水晶振動子２に対応し、第２水晶振動子２４は図１の第２水晶振動子４に対応している。図２に示すように、各インバータ２１，２３は、同じ回路構成であるため、各構成要素に同じ符号を付す。
In the crystal oscillation circuit 200, the first inverter 21 corresponds to the first inverter 1 in FIG. 1, and the second inverter 23 corresponds to the second inverter 3 in FIG. The first crystal resonator 22 corresponds to the first crystal resonator 2 in FIG. 1, and the second crystal resonator 24 corresponds to the second crystal resonator 4 in FIG. As shown in FIG. 2, since each inverter 21 and 23 is the same circuit structure, the same code | symbol is attached | subjected to each component.
図２に示すように、第１水晶振動子２２は、一端が第１インバータ２１の出力ノード１８に接続され、他端が第２インバータ２３の入力ノード１７に接続されている。同様に、第２水晶振動子２４は、一端が第２インバータ２３の出力ノード１８に接続され、他端が第１インバータ２１の入力ノード１７に接続されている。なお、以下では、第１インバータ２１および第２インバータ２３を各インバータと略記することがある。同様に、第１水晶振動子２２および第２水晶振動子２４を各水晶振動子と略記することがある。
As shown in FIG. 2, the first crystal resonator 22 has one end connected to the output node 18 of the first inverter 21 and the other end connected to the input node 17 of the second inverter 23. Similarly, the second crystal resonator 24 has one end connected to the output node 18 of the second inverter 23 and the other end connected to the input node 17 of the first inverter 21. Hereinafter, the first inverter 21 and the second inverter 23 may be abbreviated as each inverter. Similarly, the first crystal unit 22 and the second crystal unit 24 may be abbreviated as each crystal unit.
（各インバータの構成）
図２に示すように、第１インバータ２１および第２インバータ２３は、第１トランジスタ１０と、第２トランジスタ１１と、第１ダイオード１２と、第２ダイオード１３と、第３ダイオード１４と、第４ダイオード１５と、フィードバック（帰還）用の抵抗１６とを備えている。なお、以下では、第１ダイオード１２、第２ダイオード１３、第３ダイオード１４および第４ダイオード１５を各ダイオードと略記することがある。 (Configuration of each inverter)
As shown in FIG. 2, thefirst inverter 21 and the second inverter 23 include the first transistor 10, the second transistor 11, the first diode 12, the second diode 13, the third diode 14, and the fourth transistor. A diode 15 and a feedback resistor 16 are provided. Hereinafter, the first diode 12, the second diode 13, the third diode 14, and the fourth diode 15 may be abbreviated as each diode.
図２に示すように、第１インバータ２１および第２インバータ２３は、第１トランジスタ１０と、第２トランジスタ１１と、第１ダイオード１２と、第２ダイオード１３と、第３ダイオード１４と、第４ダイオード１５と、フィードバック（帰還）用の抵抗１６とを備えている。なお、以下では、第１ダイオード１２、第２ダイオード１３、第３ダイオード１４および第４ダイオード１５を各ダイオードと略記することがある。 (Configuration of each inverter)
As shown in FIG. 2, the
第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１は、それぞれ、オン／オフが互いに逆の関係になっているＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ及びＮチャネル型ＭＯＳトランジスタとして機能するものであって、第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の組み合わせによって、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）回路が構成されている。
The first transistor 10 and the second transistor 11 function as a P-channel MOS transistor and an N-channel MOS transistor whose on / off is opposite to each other. A CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) circuit is configured by the combination of the two transistors 11.
第１トランジスタ１０のゲートは、各インバータの入力ノード１７に接続されており、各水晶振動子から入力信号（ＩＮ）を受ける。第１トランジスタ１０のソースは、例えば＋１Ｖの電圧が印加されたソース電圧線Ｖｓｓ（第１電圧線）に接続されている。第１トランジスタ１０のドレインは、第１トランジスタ１０の出力ノード１８に接続されており、各水晶振動子に出力信号（ＯＵＴ）を出力する。
The gate of the first transistor 10 is connected to the input node 17 of each inverter and receives an input signal (IN) from each crystal resonator. The source of the first transistor 10 is connected to a source voltage line Vss (first voltage line) to which, for example, a voltage of +1 V is applied. The drain of the first transistor 10 is connected to the output node 18 of the first transistor 10 and outputs an output signal (OUT) to each crystal resonator.
第２トランジスタ１１のゲートは、各インバータの入力ノード１７に接続されており、各水晶振動子から入力信号（ＩＮ）を受ける。第２トランジスタ１１のソースは、接地線ＧＮＤ（第２電圧線）に接続されている。第２トランジスタ１１のドレインは、各インバータの出力ノード１８に接続されており、各水晶振動子に出力信号（ＯＵＴ）を出力する。
The gate of the second transistor 11 is connected to the input node 17 of each inverter and receives an input signal (IN) from each crystal resonator. The source of the second transistor 11 is connected to the ground line GND (second voltage line). The drain of the second transistor 11 is connected to the output node 18 of each inverter, and outputs an output signal (OUT) to each crystal resonator.
なお、図２には出力端子Ｔ，Ｔが示されていないが、この水晶発振回路２００においても、出力端子Ｔ，Ｔは、第１インバータ２１の出力ノード１８と、第２インバータ２３の出力ノード１８とから引き出される。
Although the output terminals T and T are not shown in FIG. 2, the output terminals T and T in the crystal oscillation circuit 200 are the output node 18 of the first inverter 21 and the output node of the second inverter 23. 18 and drawn.
この実施形態においては、第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１が静電気により破壊されることを防止するため、ダイオード１２～１５からなる保護回路を備えている。なお、特に静電破壊が問題とされない場合、この保護回路は省略されてよい。
In this embodiment, a protection circuit including diodes 12 to 15 is provided to prevent the first transistor 10 and the second transistor 11 from being destroyed by static electricity. Note that this protection circuit may be omitted if electrostatic breakdown is not particularly a problem.
第１ダイオード１２は、アノード側が各インバータの入力ノード１７（第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の各ゲート）に接続されており、カソード側がソース電圧線Ｖｓｓ（第１トランジスタ１０のソース）に接続されている。これにより、電流は入力ノード１７からソース電圧線Ｖｓｓに向かう方向のみに流れる。
The first diode 12 has an anode connected to the input node 17 (the gates of the first transistor 10 and the second transistor 11) of each inverter, and a cathode connected to the source voltage line Vss (the source of the first transistor 10). Has been. Thereby, the current flows only in the direction from the input node 17 toward the source voltage line Vss.
第２ダイオード１３は、カソード側が各インバータの入力ノード１７（第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の各ゲート）に接続されており、アノード側が接地線ＧＮＤ（第２トランジスタ１１のソース）に接続されている。これにより、電流は接地線ＧＮＤから入力ノード１７に向かう方向のみに流れる。
The second diode 13 has a cathode connected to the input node 17 (each gate of the first transistor 10 and the second transistor 11) of each inverter, and an anode connected to the ground line GND (the source of the second transistor 11). ing. Thereby, the current flows only in the direction from the ground line GND toward the input node 17.
第３ダイオード１４は、アノード側が各インバータの出力ノード１８（第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の各ドレイン）に接続されており、カソード側がソース電圧線Ｖｓｓ（第１トランジスタ１０のソース）に接続されている。これにより、電流は出力ノード１８からソース電圧線Ｖｓｓに向かう方向のみに流れる。
The third diode 14 has an anode connected to the output node 18 of each inverter (the drains of the first transistor 10 and the second transistor 11) and a cathode connected to the source voltage line Vss (the source of the first transistor 10). Has been. Thereby, the current flows only in the direction from the output node 18 toward the source voltage line Vss.
第４ダイオード１５は、カソード側が各インバータの出力ノード１８（第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の各ドレイン）に接続されており、アノード側が接地線ＧＮＤ（第２トランジスタ１１のソース）に接続されている。これにより、電流は接地線ＧＮＤから出力ノード１８に向かう方向のみに流れる。
The fourth diode 15 has a cathode connected to the output node 18 of each inverter (the drains of the first transistor 10 and the second transistor 11) and an anode connected to the ground line GND (the source of the second transistor 11). ing. Thereby, the current flows only in the direction from the ground line GND toward the output node 18.
なお、上記各ダイオードの容量は、上記静電気による破壊を保護するための性能を維持するために、少なくとも０．８ｐＦ以下であることが好ましい。これにより、従来の一般的な水晶発振器で必須の構成要素となるキャパシタの容量（より具体的には、６ｐＦ～１００ｐＦ）よりも小さい容量のダイオードを用いて回路を構成できるため、従来の一般的な水晶発振器よりも消費電力を低減することができる。
The capacitance of each diode is preferably at least 0.8 pF or less in order to maintain the performance for protecting against breakdown due to static electricity. As a result, a circuit can be configured using a diode having a capacitance smaller than the capacitance of the capacitor (more specifically, 6 pF to 100 pF), which is an essential component of the conventional general crystal oscillator. Power consumption can be reduced compared to a simple crystal oscillator.
抵抗１６は、各インバータの出力信号（ＯＵＴ）の一部を入力ノード１７にフィードバック（帰還）させることにより、規則的な電圧の変動を生じさせるために設けられているものである。
The resistor 16 is provided to cause regular voltage fluctuations by feeding back a part of the output signal (OUT) of each inverter to the input node 17.
抵抗１６は、一端が各インバータの入力ノード１７（第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の各ゲート）に接続されており、他端が各インバータの出力ノード１８（第１トランジスタ１０および第２トランジスタ１１の各ドレイン）に接続されている。
The resistor 16 has one end connected to the input node 17 (the gates of the first transistor 10 and the second transistor 11) of each inverter, and the other end connected to the output node 18 (the first transistor 10 and the second transistor) of each inverter. 11 drains).
次に、実施例により本発明を具体的に説明する。本発明者らは、上記図２に示した回路構成について、水晶発振回路２００の発振動作のシミュレーションを行った。なお、本発明は、この実施例に限定されるものではない。
Next, the present invention will be specifically described with reference to examples. The inventors performed a simulation of the oscillation operation of the crystal oscillation circuit 200 with respect to the circuit configuration shown in FIG. In addition, this invention is not limited to this Example.
図３は、ソース電圧線Ｖｓｓに０．９Ｖの電圧を印加した場合における発振動作のシミュレーション結果を示すものである。図３（ａ）は、第１インバータ２１の出力ノード１８から出力される出力信号（ＯＵＴ）の電圧レベルＶｏｕｔ（Ｖ）を示している。図３（ｂ）は、第１インバータ２１の入力ノード１７に入力される入力信号（ＩＮ）の電圧レベルＶｉｎ（Ｖ）を示している。
FIG. 3 shows a simulation result of the oscillation operation when a voltage of 0.9 V is applied to the source voltage line Vss. FIG. 3A shows the voltage level Vout (V) of the output signal (OUT) output from the output node 18 of the first inverter 21. FIG. 3B shows the voltage level Vin (V) of the input signal (IN) input to the input node 17 of the first inverter 21.
本実施形態では、図３（ｂ）に示すように、入力信号（ＩＮ）の信号波形を正弦波信号よりも矩形波信号に近づけることができることが判明した。その結果、従来の一般的な水晶発振器よりも、スイッチング速度を低下させる要因となるクローバ電流（Crowbar Current）を低減できるとともに、余分な電流を減らすことなく、高い電力供給電圧で水晶発振回路２００を発振動作できることが判明した。また、図３（ａ）中の矢印に示すように、最大の増幅利得が得られる時点（４５．７５（ｍｓ）付近および４５．７７（ｍｓ）付近）において、正弦波信号よりも立ち上がりが速くなることが判明した。
In this embodiment, as shown in FIG. 3B, it was found that the signal waveform of the input signal (IN) can be made closer to a rectangular wave signal than a sine wave signal. As a result, it is possible to reduce the crowbar current (Crowbar Current), which causes the switching speed to be lower than that of the conventional general crystal oscillator, and the crystal oscillation circuit 200 with a high power supply voltage without reducing the excess current. It was found that it can oscillate. Also, as indicated by the arrows in FIG. 3A, the rise is faster than the sine wave signal at the time when the maximum amplification gain is obtained (near 45.75 (ms) and 45.77 (ms)). Turned out to be.
（シミュレーション結果を検証するための実験結果）
以下に示す表１は、上記シミュレーション結果の正しさを検証するための実験結果の一例を示しているものである。本発明者らは、この実施形態に係る水晶発振回路２００の試作品におけるソース電圧線Ｖｓｓに１．４Ｖ～３．４Ｖの電圧を印加した場合について発振動作の検証を行った。表１は、ソース電圧線Ｖｓｓに１．５Ｖの電圧を印加した場合における実験結果を示すものである。
(Experimental results for verifying simulation results)
Table 1 shown below shows an example of an experimental result for verifying the correctness of the simulation result. The present inventors verified the oscillation operation when a voltage of 1.4 V to 3.4 V was applied to the source voltage line Vss in the prototype of thecrystal oscillation circuit 200 according to this embodiment. Table 1 shows experimental results when a voltage of 1.5 V is applied to the source voltage line Vss.
以下に示す表１は、上記シミュレーション結果の正しさを検証するための実験結果の一例を示しているものである。本発明者らは、この実施形態に係る水晶発振回路２００の試作品におけるソース電圧線Ｖｓｓに１．４Ｖ～３．４Ｖの電圧を印加した場合について発振動作の検証を行った。表１は、ソース電圧線Ｖｓｓに１．５Ｖの電圧を印加した場合における実験結果を示すものである。
Table 1 shown below shows an example of an experimental result for verifying the correctness of the simulation result. The present inventors verified the oscillation operation when a voltage of 1.4 V to 3.4 V was applied to the source voltage line Vss in the prototype of the
表１中のパラメータの各項目のうち、「振動周波数」，「ＳＴＤ（標準回路）における振動周波数」，「長期間における動作特性の変化（１００時間）」，「１．５ＶでのＨＣ（ハイスピードＣＭＯＳタイプ）インバータにおける消費電力」，「水晶振動子のウォーミングアップに要する立ち上がり時間」および「オフ状態からの立ち上がり時間」については従来の一般的な水晶発振器と同程度であった。
Of each parameter item in Table 1, “vibration frequency”, “vibration frequency in STD (standard circuit)”, “change in operating characteristics over long period (100 hours)”, “HC at 1.5 V (high Speed CMOS type) Inverter power consumption, “rise time required for warming up the crystal unit”, and “rise time from the off state” were similar to those of a conventional general crystal oscillator.
しかしながら、表１中のパラメータの各項目のうち、「インバータの入出力信号における単位電圧当たりの周波数変化率（Frequency voltage coefficient）」については、－１０ｐｐｍ／Ｖの値を示した。これにより、従来の単段式ピアース発振器３００（図４参照）における周波数変化率よりも小さな値に維持できることが判明し、インバータの入出力信号における信号レベルを安定させることができることが判明した。
However, among the parameter items in Table 1, the “frequency change rate per unit voltage in the input / output signal of the inverter (Frequency voltage coefficient)” is −10 ppm / V. As a result, it has been found that it can be maintained at a value smaller than the frequency change rate in the conventional single-stage Pierce oscillator 300 (see FIG. 4), and it has been found that the signal level in the input / output signal of the inverter can be stabilized.
以下に示す表２は、上記シミュレーション結果の正しさを検証するための実験結果の別の一例を示しているものである。本発明者らは、独ファンドリ企業（L Foundry）の構成を用いて、極端に低い消費電力型のＲＴＣ（Real Time Clock）におけるソース電圧線Ｖｓｓに１．０Ｖの電圧を印加した場合について発振動作の検証を行った。
Table 2 shown below shows another example of the experimental result for verifying the correctness of the simulation result. The present inventors oscillate when a voltage of 1.0 V is applied to the source voltage line Vss in an extremely low power consumption type RTC (Real Time Clock) using the configuration of a German foundry company (L Foundry). The operation was verified.
パラメータの各項目のうち、「１．０Ｖでの消費電力」については、０．２～０．５μＷの値が得られ、大量生産品の値（＞１．３５μＷ）よりも小さい値に抑制できることが判明した。また、他の研究者の報告書で報告されている数値（０．５～１．０μＷ）よりも小さい値に抑制できることが判明した。より具体的には、従来の一般的な水晶発振器で消費される電力（１．５μＷ）の１／５程度の消費電力（０．３μＷ程度）に抑制することができることが判明した。
Of each parameter item, for “power consumption at 1.0 V”, a value of 0.2 to 0.5 μW can be obtained and can be suppressed to a value smaller than the value of mass-produced products (> 1.35 μW). There was found. It was also found that the value can be suppressed to a value smaller than the value (0.5 to 1.0 μW) reported in the reports of other researchers. More specifically, it has been found that the power consumption can be reduced to about 1/5 (about 0.3 μW) of the power consumed by a conventional general crystal oscillator (1.5 μW).
（水晶発振回路の実用上のメリット）
以下に示す表３，４は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）として実装された本実施形態に係る水晶発振回路２００の実用上のメリットを示している。なお、表３，４中の構成要素中に示す「クラス６」とは、プリント回路板（ＰＣＢ）のうち、最も一般的に使用される０．１３ｍｍピッチのプリント回路板（ＰＣＢ）の設計クラスを示している。
(Practical merit of crystal oscillation circuit)
Tables 3 and 4 below show practical merits of thecrystal oscillation circuit 200 according to this embodiment mounted as an ASIC (Application Specific Integrated Circuit). “Class 6” shown in the components in Tables 3 and 4 is the design class of the most commonly used 0.13 mm pitch printed circuit board (PCB) among the printed circuit boards (PCB). Is shown.
以下に示す表３，４は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）として実装された本実施形態に係る水晶発振回路２００の実用上のメリットを示している。なお、表３，４中の構成要素中に示す「クラス６」とは、プリント回路板（ＰＣＢ）のうち、最も一般的に使用される０．１３ｍｍピッチのプリント回路板（ＰＣＢ）の設計クラスを示している。
Tables 3 and 4 below show practical merits of the
表３，４中の構成要素の各項目について、本実施形態に係る水晶発振回路２００と、従来の二段式ピアース発振器４００（図５参照）とを比較した場合、各項目のうち、「集積回路におけるアクティブ領域の面積（ｃｍ２）」が０．０１８（ｃｍ２）、「集積回路のパッド数／ユニット完成品」が８個であり、従来の二段式ピアース発振器４００と同じであった。
Regarding each item of the components in Tables 3 and 4, when the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment and the conventional two-stage Pierce oscillator 400 (see FIG. 5) are compared, The area of the active region in the circuit (cm 2 ) ”is 0.018 (cm 2 ), and the“ number of integrated circuit pads / unit completed product ”is 8, which is the same as the conventional two-stage Pierce oscillator 400 .
しかしながら、各項目のうち、「ロードキャパシタの個数」および「ＤＣブロックキャパシタの個数」においては、従来の二段式ピアース発振器４００では、いずれも１であり、ロードキャパシタおよびＤＣブロックキャパシタが必須の構成要素であるのに対して、本実施形態に係る水晶発振回路２００では、「ロードキャパシタの個数」および「ＤＣブロックキャパシタの個数」が、いずれも０であり、ロードキャパシタおよびＤＣブロックキャパシタは必須の構成要素ではない。したがって、ロードキャパシタおよびＤＣブロックキャパシタの原価を０ドル（＄）に節約できることが判明した。
However, among the items, “the number of load capacitors” and “the number of DC block capacitors” are both 1 in the conventional two-stage Pierce oscillator 400, and the load capacitor and the DC block capacitor are essential. In contrast, in the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment, the “number of load capacitors” and the “number of DC block capacitors” are both 0, and the load capacitor and the DC block capacitor are indispensable. It is not a component. Therefore, it has been found that the cost of the load capacitor and the DC block capacitor can be saved to 0 dollars ($).
また、各項目のうち、「バッテリー容量（１０年使用、リチウムイオンバッテリー）」においては、本実施形態に係る水晶発振回路２００における容量（エネルギー量）が５０ｍＷｈであり、従来の単段式ピアース発振器３００（図４参照）における容量（エネルギー量）（＝０．５Ｗｈ）の１／１０に低減できるとともに、従来の二段式ピアース発振器４００（図５参照）における容量（エネルギー量）（＝０．１５Ｗｈ）の１／３に低減できることが判明した。
Among the items, in “battery capacity (used for 10 years, lithium ion battery)”, the capacity (energy amount) in the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment is 50 mWh, and the conventional single-stage Pierce oscillator 300 (see FIG. 4), the capacity (energy amount) (= 0.5 Wh) can be reduced to 1/10, and the conventional two-stage Pierce oscillator 400 (see FIG. 5) capacity (energy amount) (= 0. It was found that it can be reduced to 1/3 of 15 Wh).
さらに、各項目のうち、「プリント回路板（ＰＣＢ）および組立部品が占める面積（ｃｍ２）、クラス６」においては、本実施形態に係る水晶発振回路２００における面積が０．４（ｃｍ２）であり、単段式ピアース発振器３００および二段式ピアース発振器４００における面積５（ｃｍ２）の１／１０以下に低減できることで、本実施形態に係る水晶発振回路２００におけるプリント回路板（ＰＣＢ）および組立部品の原価（０．０８ドル）を、単段式ピアース発振器３００及び二段式ピアース発振器４００におけるプリント回路板（ＰＣＢ）および組立部品の原価（１．００ドル）と比べて０．９２ドルだけ節約できることが判明した。
Furthermore, among the items, in “area occupied by printed circuit board (PCB) and assembly parts (cm 2 ), class 6”, the area of the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment is 0.4 (cm 2 ). The printed circuit board (PCB) in the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment can be reduced to 1/10 or less of the area 5 (cm 2 ) of the single-stage Pierce oscillator 300 and the two-stage Pierce oscillator 400. $ 0.92 compared to the cost of assembled parts ($ 0.08) compared to the cost of printed circuit boards (PCBs) and assembled parts ($ 1.00) in single stage Pierce oscillator 300 and two stage Pierce oscillator 400 It turns out that you can only save.
加えて、各項目のうち、「トータル価格（ドル）」に示されるように、本実施形態に係る水晶発振回路２００におけるトータル価格（１．６０６ドル）は、単段式ピアース発振器３００におけるトータル価格（１．８９６ドル）と比べて０．２９ドルだけ低額となり、二段式ピアース発振器４００におけるトータル価格（２．１１１ドル）と比べて０．５０５ドルだけ低額となった。
In addition, as shown in “total price (dollar)” among the items, the total price ($ 1.606) in the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment is the total price in the single-stage Pierce oscillator 300. Compared to ($ 1.896), the price was reduced by $ 0.29, and compared with the total price ($ 2.111) in the two-stage Pierce oscillator 400, the price was reduced by $ 0.505.
この結果、本実施形態に係る水晶発振回路２００は、バッテリー電源型あるいはエネルギー蓄積型のシステムに適していることが判明した。特に、より長期間の耐久性、安価なＬＳＩ（Large Scale Integration）技術および高価なＰＣＢ（printed circuit board）技術の組み合わせによって、本実施形態に係る水晶発振回路２００の価格を低額に抑えることができることが判明した。また、本実施形態に係る水晶発振回路２００は、低消費電力型の発振回路であるため、従来の一般的な水晶発振器と比べてバッテリー寿命を３倍～６倍に増加できることが判明した。
As a result, it has been found that the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment is suitable for a battery power source type or energy storage type system. In particular, the price of the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment can be reduced by a combination of longer-term durability, inexpensive LSI (Large Scale Integration) technology, and expensive PCB (printed circuit board) technology. There was found. Further, since the crystal oscillation circuit 200 according to the present embodiment is a low power consumption type oscillation circuit, it has been found that the battery life can be increased by 3 to 6 times compared to a conventional general crystal oscillator.
（本実施形態に係る水晶発振回路の特徴）
上記構成によれば、第１インバータ１，第１水晶振動子２，第２インバータ３および第２水晶振動子４を直列に接続することで、従来の一般的な水晶発振器で必須の構成要素となる各キャパシタを用いることなく、水晶発振回路１００を構成することができる。したがって、従来の一般的な水晶発振器３００，４００（図４，５参照）のように各キャパシタで余分な電荷が蓄積されることはない。その結果、従来の一般的な水晶発振器３００，４００よりも消費電力を低減することができる。 (Characteristics of crystal oscillation circuit according to this embodiment)
According to the above configuration, the first inverter 1, thefirst crystal resonator 2, the second inverter 3, and the second crystal resonator 4 are connected in series, so that the essential components in the conventional general crystal oscillator The crystal oscillation circuit 100 can be configured without using each capacitor. Therefore, unlike the conventional general crystal oscillators 300 and 400 (see FIGS. 4 and 5), no extra charge is accumulated in each capacitor. As a result, power consumption can be reduced as compared with the conventional general crystal oscillators 300 and 400.
上記構成によれば、第１インバータ１，第１水晶振動子２，第２インバータ３および第２水晶振動子４を直列に接続することで、従来の一般的な水晶発振器で必須の構成要素となる各キャパシタを用いることなく、水晶発振回路１００を構成することができる。したがって、従来の一般的な水晶発振器３００，４００（図４，５参照）のように各キャパシタで余分な電荷が蓄積されることはない。その結果、従来の一般的な水晶発振器３００，４００よりも消費電力を低減することができる。 (Characteristics of crystal oscillation circuit according to this embodiment)
According to the above configuration, the first inverter 1, the
また、上記構成によれば、各インバータ２１，２３を、第１トランジスタ１０，第２トランジスタ１１，ダイオード１２～１５および抵抗１６で構成することにより、従来の一般的な水晶発振器よりも消費電力を低減可能な水晶発振回路２００を容易に構成することができる。
Further, according to the above configuration, the inverters 21 and 23 are configured by the first transistor 10, the second transistor 11, the diodes 12 to 15, and the resistor 16, so that the power consumption is higher than that of a conventional general crystal oscillator. The crystal oscillator circuit 200 that can be reduced can be easily configured.
さらには、上記構成によれば、水晶発振回路２００の試作品を用いたシミュレーション結果において、「インバータの入出力信号における単位電圧当たりの周波数変化率（Frequency voltage coefficient）」が－１０ｐｐｍ／Ｖの値を示したことにより、従来の単段式ピアース発振器３００（図４参照）における周波数変化率よりも小さな値に維持できる。したがって、各インバータ２１，２３の入出力信号における信号レベルを従来の単段式ピアース発振器３００よりも安定させることができる。
Further, according to the above configuration, in the simulation result using the prototype of the crystal oscillation circuit 200, the “frequency change rate per unit voltage in the input / output signal of the inverter (Frequency voltage coefficient)” is a value of −10 ppm / V. Thus, it is possible to maintain a value smaller than the frequency change rate in the conventional single-stage Pierce oscillator 300 (see FIG. 4). Therefore, the signal levels of the input / output signals of the inverters 21 and 23 can be made more stable than those of the conventional single-stage Pierce oscillator 300.
加えて、上記構成によれば、上記各インバータ２１，２３が、従来の一般的な水晶発振器３００，４００で必須の構成要素となるキャパシタの容量（より具体的には、６ｐＦ～１００ｐＦ）よりも小さい容量（より具体的には、＜１．６ｐＦ）のダイオード１２～１５を用いて構成されているため、水晶発振回路２００において従来の一般的な水晶発振器３００，４００よりも消費電力を低減することができる。
In addition, according to the above configuration, each of the inverters 21 and 23 is more than the capacitance of the capacitor (more specifically, 6 pF to 100 pF) that is an essential component of the conventional general crystal oscillators 300 and 400. Since the diodes 12 to 15 having a small capacity (more specifically, <1.6 pF) are used, the power consumption of the crystal oscillation circuit 200 is reduced as compared with the conventional general crystal oscillators 300 and 400. be able to.
以上、本発明の実施形態について図面に基づいて説明したが、具体的な構成は、これらの実施形態に限定されるものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。例えば、図１に示した水晶発振回路１００の一例として図２に示した水晶発振回路２００を示したが、これに限られず、本発明は、水晶発振回路１００と同様の作用効果を奏するように、水晶発振回路１００の構成を適宜変更した水晶発振回路であってもよい。
As mentioned above, although embodiment of this invention was described based on drawing, it should be thought that a specific structure is not limited to these embodiment. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and further includes all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims for patent. For example, the crystal oscillation circuit 200 shown in FIG. 2 is shown as an example of the crystal oscillation circuit 100 shown in FIG. 1. However, the present invention is not limited to this, and the present invention has the same effects as the crystal oscillation circuit 100. A crystal oscillation circuit in which the configuration of the crystal oscillation circuit 100 is appropriately changed may be used.
１，２１ 第１インバータ
２，２２ 第１水晶振動子
３，２３ 第２インバータ
４，２４ 第２水晶振動子
１０，１１ トランジスタ
１２～１５ ダイオード
１６ 抵抗
１７，３１７，４１７ 入力ノード
１８，３１８，４１８ 出力ノード
１００，２００ 水晶発振回路
３００ 単段式ピアース発振器
３０１，４０１，４０２ インバータ
３０２，４０５ 水晶振動子
３０３，３０４，４０４ ロードキャパシタ
４００ 二段式ピアース発振器
４０３ ブロックキャパシタ 1, 21 1st inverter 2, 22 1st crystal oscillator 3, 23 2nd inverter 4, 24 2nd crystal oscillator 10, 11 transistor 12-15 diode 16 resistor 17, 317, 417 input node 18, 318, 418 Output node 100, 200 Crystal oscillator circuit 300 Single stage Pierce oscillator 301, 401, 402 Inverter 302, 405 Crystal oscillator 303, 304, 404 Load capacitor 400 Two stage Pierce oscillator 403 Block capacitor
２，２２ 第１水晶振動子
３，２３ 第２インバータ
４，２４ 第２水晶振動子
１０，１１ トランジスタ
１２～１５ ダイオード
１６ 抵抗
１７，３１７，４１７ 入力ノード
１８，３１８，４１８ 出力ノード
１００，２００ 水晶発振回路
３００ 単段式ピアース発振器
３０１，４０１，４０２ インバータ
３０２，４０５ 水晶振動子
３０３，３０４，４０４ ロードキャパシタ
４００ 二段式ピアース発振器
４０３ ブロックキャパシタ 1, 21
Claims (4)
- 特性がほぼ同一である第１，第２の２つの水晶振動子と、第１，第２の２つのインバータとを備え、上記第１水晶振動子が上記第１インバータの出力ノードと上記第２インバータの入力ノードとの間に接続されているとともに、上記第２水晶振動子が上記第１インバータの入力ノードと上記第２インバータの出力ノードとの間に接続されており、上記第１，第２の水晶振動子と上記第１，第２のインバータとを含む直列回路よりなることを特徴とする水晶発振回路。 The first and second crystal resonators having substantially the same characteristics and the first and second inverters are provided, and the first crystal resonator includes the output node of the first inverter and the second inverter. And the second crystal unit is connected between the input node of the first inverter and the output node of the second inverter, and is connected to the input node of the inverter. A crystal oscillation circuit comprising a series circuit including two crystal resonators and the first and second inverters.
- 上記第１水晶振動子と上記第２水晶振動子は、ほぼ同一の発振周波数で同期して互いに逆相として発振することを特徴とする請求項１に記載の水晶発振回路。 2. The crystal oscillation circuit according to claim 1, wherein the first crystal unit and the second crystal unit oscillate in synchronization with each other at substantially the same oscillation frequency and in opposite phases.
- 上記第１インバータの信号出力側と、上記第２インバータの信号出力側とから出力端子が引き出され、それら各出力端子から出力される出力信号は差動増幅器を介して取り出されることを特徴とする請求項１または２に記載の水晶発振回路。 Output terminals are drawn out from the signal output side of the first inverter and the signal output side of the second inverter, and output signals output from these output terminals are taken out through a differential amplifier. The crystal oscillation circuit according to claim 1 or 2.
- 上記各インバータが、第１の電圧線と第２の電圧線との間に接続されており、上記各インバータは、ゲートが上記入力ノードに接続され、ソースが上記第１の電圧線に接続され、ドレインが上記出力ノードに接続された第１トランジスタと、ゲートが上記入力ノードに接続され、ソースが上記第２の電圧線に接続され、ドレインが上記出力ノードに接続された第２トランジスタと、一端が上記入力ノードに接続され、他端が上記出力ノードに接続されたフィードバック用の抵抗とを備えることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の水晶発振回路。 Each inverter is connected between a first voltage line and a second voltage line. Each inverter has a gate connected to the input node and a source connected to the first voltage line. A first transistor having a drain connected to the output node, a gate connected to the input node, a source connected to the second voltage line, and a drain connected to the output node; 4. The crystal oscillation circuit according to claim 1, further comprising a feedback resistor having one end connected to the input node and the other end connected to the output node.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011-197383 | 2011-09-09 | ||
| JP2011197383A JP2014143454A (en) | 2011-09-09 | 2011-09-09 | Crystal oscillation circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2013035346A1 true WO2013035346A1 (en) | 2013-03-14 |
Family
ID=47831814
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2012/005713 WO2013035346A1 (en) | 2011-09-09 | 2012-09-10 | Crystal oscillation circuit |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (2) | JP2014143454A (en) |
| WO (1) | WO2013035346A1 (en) |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPWO2013035346A1 (en) | 2015-03-23 |
| JP2014143454A (en) | 2014-08-07 |
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|
| ENP | Entry into the national phase |
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|
| NENP | Non-entry into the national phase |
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|
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