WO2012176826A1 - インバータ装置 - Google Patents

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WO2012176826A1
WO2012176826A1 PCT/JP2012/065803 JP2012065803W WO2012176826A1 WO 2012176826 A1 WO2012176826 A1 WO 2012176826A1 JP 2012065803 W JP2012065803 W JP 2012065803W WO 2012176826 A1 WO2012176826 A1 WO 2012176826A1
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frequency
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signal
unit
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PCT/JP2012/065803
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French (fr)
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富樫　仁夫
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Sanyo Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device that converts DC power into AC power synchronized with the power system and superimposes the AC power on the power system.
  • a technique for estimating a frequency shift (frequency change amount) from a reference frequency of an input AC single-phase signal is a technique necessary for a single-phase signal input device, for example, an inverter system.
  • the inverter system converts, for example, DC power output from a DC power source such as a solar battery into AC power synchronized with the power system, and superimposes this AC power on the power system to supply the superimposed AC power to the load. It is.
  • the output voltage signal of the inverter circuit connected to the power system is regarded as a single-phase signal, if the frequency deviation (frequency change amount) of the output voltage signal of the inverter circuit from the reference frequency can be detected, it is operated independently. Can be detected.
  • Single operation refers to a state where only the inverter circuit of the power system and the inverter circuit supplies power to the load. Independent operation can occur when a power failure occurs on the power system side. For the purpose of ensuring safety or the like, when an isolated operation occurs, it is required to quickly detect this and stop the output of the inverter circuit. Therefore, speeding up or increasing the accuracy of frequency deviation detection that can be used for isolated operation detection is beneficial.
  • a method for detecting the phase and frequency of a single-phase signal from the zero-cross timing of the single-phase signal is widely known. By using this method, it is possible to detect the frequency shift from the zero-cross timing of the single-phase signal.
  • Patent Document 1 discloses a method of obtaining a complex vector (rotation vector) from a single-phase signal using Hilbert transform.
  • Patent Documents 2 and 3 a signal having a phase difference of ⁇ / 2 with respect to a single-phase signal is generated using a filter in which an integral or differential characteristic is given to a bandpass filter, and a single-phase signal is generated using the generated signal.
  • a method for estimating the phase of the signal is shown.
  • JP 2003-143860 A JP 2006-129681 A JP 2008-141935 A
  • the frequency can be detected only for each half cycle of the single-phase signal.
  • the zero cross timing easily changes depending on noise and harmonic components included in the signal, the method using the zero cross timing is vulnerable to noise and harmonic components.
  • the frequency deviation frequency change amount
  • time for a plurality of periods of the single-phase signal is required to obtain substantially effective detection accuracy. Therefore, a method that can detect (including estimation) a frequency shift (frequency change amount) at higher speed or with higher accuracy is desired. Note that the methods disclosed in Patent Documents 1 to 3 cannot or are not sufficient for these demands.
  • an object of the present invention is to provide an inverter device that contributes to good estimation of the frequency change amount of a single-phase signal with respect to a reference frequency.
  • a first inverter device is an inverter device including an inverter circuit that converts DC power into AC power synchronized with a power system and superimposes the AC power on the power system.
  • a voltage detection sensor for detecting a first single-phase signal indicating an AC voltage between the circuits, and using a reference frequency that is a reference value of the frequency of the output voltage of the power system, between the first single-phase signal and Generating a second single-phase signal having a predetermined phase difference from the first single-phase signal, and the first single-phase with respect to the reference frequency estimated based on the first single-phase signal and the second single-phase signal
  • a phase adjustment of the estimated phase is performed based on the amount of change in the frequency of the signal and the estimated phase of the first single-phase signal estimated based on the first single-phase signal, and the estimated phase subjected to this phase adjustment Using DC And converting the AC power synchronized power to the power system.
  • the frequency change amount may be estimated based on a product of the first and second single-phase signals.
  • the reference frequency may be adjusted based on the estimated amount of change in the frequency, and the second single-phase signal may be generated using the adjusted reference frequency.
  • Such adjustment of the reference frequency can contribute to improvement of the estimation accuracy of the frequency and phase of the single-phase signal.
  • the reactive current component in the output alternating current of the power conversion circuit may be adjusted based on the amount of change in the frequency.
  • Arbitrary phase characteristics can be realized with respect to the frequency of the single-phase signal by adjusting the reactive current component.
  • the output of the inverter circuit may be stopped by detecting that the inverter circuit is operating alone.
  • the 2nd inverter apparatus which concerns on this invention is provided with the inverter circuit which converts direct-current power into alternating current power synchronized with the electric power system, and superimposes this alternating current power on the said electric power system
  • the single operation of the said inverter circuit is detected
  • a voltage detection sensor for detecting a first single-phase signal indicating an AC voltage between the power system and the inverter circuit is provided, and a reference value of the frequency of the output voltage of the power system
  • a second single-phase signal having a predetermined phase difference with the first single-phase signal is generated from the first single-phase signal, and the first single-phase signal and the second single-phase signal are used.
  • a third inverter device is an inverter device including an inverter circuit that converts DC power into AC power synchronized with a power system and superimposes the AC power on the power system.
  • a voltage detection sensor for detecting a first single-phase signal indicating an AC voltage between the circuits, and using a reference frequency that is a reference value of the frequency of the output voltage of the power system, between the first single-phase signal and A second single-phase signal having a predetermined phase difference is generated from the first single-phase signal, and the estimated phase of the first single-phase signal is estimated based on the first single-phase signal and the second single-phase signal. Is used to convert DC power into AC power synchronized with the power system.
  • an inverter device that contributes to good estimation of the frequency change amount of a single-phase signal with respect to a reference frequency.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between an ⁇ coordinate system and a PQ coordinate system according to the third embodiment.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating a waveform of each signal when the filter coefficient is not adjusted, and
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a waveform of each signal when the filter coefficient is adjusted.
  • It is a block diagram of a single-phase signal input device according to the fourth embodiment. It is a block diagram of a single-phase signal input device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 4A is a diagram showing the waveform of each signal when phase adjustment is not performed
  • FIG. 5B is a diagram showing the waveform of each signal when phase adjustment is performed.
  • FIG. 4A is a diagram for explaining the significance of phase adjustment
  • FIG. 4B is a diagram for explaining the significance of reactive current adjustment.
  • FIG. 1 is an internal block diagram of a frequency variation estimation unit 10 (hereinafter sometimes abbreviated as estimation unit 10) according to the first embodiment of the present invention.
  • the single-phase signal input device according to the first embodiment includes an estimation unit 10.
  • the estimation unit 10 includes a filter 11, a multiplication unit 12, a DC component extraction unit 13, and a coefficient multiplication unit 14.
  • Symbol v in is a single-phase signal of the AC input into a single-phase signal input device (the same is true in other embodiments described later).
  • Type of physical quantity (voltage, current, speed, etc.) for single-phase signal v in is represented is arbitrary.
  • Symbols v ⁇ and v ⁇ are also symbols representing AC single-phase signals. Unless otherwise described, the single-phase signal v ⁇ is the same as the single-phase signal v in.
  • Filter 11 generates a signal v beta by performing filtering processing for delaying or advancing the phase of the filtered target signal to the signal v alpha as filtering target signal.
  • the transfer function of the filter 11 is represented by F (s).
  • FIG. 2 shows the ⁇ ⁇ coordinate system.
  • the ⁇ ⁇ coordinate system is a two-dimensional fixed coordinate system having ⁇ and ⁇ axes as fixed axes as coordinate axes.
  • the ⁇ and ⁇ axes are orthogonal to each other, and the ⁇ axis is advanced from the ⁇ axis by 90 degrees in electrical angle.
  • the counterclockwise direction corresponds to the phase advance direction.
  • solid line segments 601 and 602 represent the trajectories of signals v ⁇ and v ⁇ on the ⁇ coordinate system, respectively.
  • the ⁇ axis is set so that the signal v ⁇ has only the ⁇ axis component.
  • phase difference between the signal v beta and the signal v alpha is [pi / 2 (where, as will become apparent from the following description, the phase difference may shift from ⁇ / 2).
  • a signal composed of two single-phase signals (for example, v ⁇ and v ⁇ ) can also be called a two-phase signal.
  • ⁇ represents a circular ratio, and unless otherwise specified, the phase or angle is a phase or angle in electrical angle, and the unit of phase or angle expressed using ⁇ is radians.
  • Reference frequency omega n is ignored the harmonic component corresponds to the angular frequency of the fundamental wave component in the signal v in.
  • the reference frequency ⁇ n can be input not only to the single-phase signal input device but also to any part (including a unit, block, device, or system) described in this specification.
  • filter 11 can perform filter processing using, for example, a transfer function F (s) represented by the following formula (A1) or (A2), and the signal v represented by formula (A3) is obtained by this filter processing.
  • a signal v ⁇ represented by the equation (A4) is obtained from ⁇ .
  • the operation symbol “s” represents a Laplace operator.
  • “ ⁇ ” in the equation (A2) is a predetermined attenuation coefficient.
  • V ⁇ and V ⁇ represent the amplitudes of the single-phase signals v ⁇ and v ⁇ , respectively.
  • the symbol “t” represents time (more specifically, represents an elapsed time from a predetermined reference time when the signal value of the single-phase signal v ⁇ coincides with V ⁇ ).
  • ⁇ is the frequency (angular frequency) of the single-phase signal v ⁇ .
  • the DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc has a value corresponding to the frequency change amount ⁇ that is the change amount of the frequency ⁇ as viewed from the reference frequency ⁇ n .
  • ⁇ ⁇ n .
  • the direct current component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc is approximately proportional to the frequency change amount ⁇ . If the frequency change amount ⁇ is small with respect to the reference frequency ⁇ n (for example, sufficiently small), ⁇ is approximately proportional to ⁇ , and the DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc is also set to ⁇ as shown in the equation (A7). This is because it is roughly proportional.
  • FIG. 4 (a) shows the signal v alpha waveform 621 and the waveform 622 of the signal v beta when a ⁇ ⁇ ⁇ n, in FIG.
  • the estimation unit 10 estimates the frequency change amount ⁇ using the above-described principle. That is, the multiplication unit 12 obtains a product (v ⁇ ⁇ v ⁇ ) of the single-phase signals v ⁇ and v ⁇ by multiplying the single-phase signals v ⁇ and v ⁇ .
  • the DC component extraction unit 13 is, for example, a low-pass filter, and extracts a DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc by removing a frequency component of a predetermined frequency or higher from the product (v ⁇ ⁇ v ⁇ ).
  • the frequency change amount ⁇ est may be obtained from the DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc .
  • the DC component extraction unit 13 may obtain the DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc by obtaining a moving average of products (v ⁇ ⁇ v ⁇ ) for a plurality of periods, or may have a frequency of 2 ⁇ .
  • the direct current component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc may be obtained by inputting the product (v ⁇ ⁇ v ⁇ ) to a band elimination filter that removes a nearby frequency.
  • the direct current component extraction unit 13 may obtain the direct current component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc using a plurality of processes among the moving average process, the band removal process, and the high band removal process using the low pass filter.
  • a signal having a phase difference of 90 degrees between the single-phase signal v alpha has been described above an example of obtaining a single-phase signal v beta, the phase difference between the single-phase signal v alpha and v beta is other than 90 degrees
  • the single-phase signal v ⁇ may be obtained so that
  • the direct current component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc is set to a predetermined value, so that the direct current component as shown in FIG.
  • the frequency change amount ⁇ est can be obtained.
  • the predetermined value has a value corresponding to the phase difference between the single-phase signals v ⁇ and v ⁇ generated by the filter processing of the filter 11, and the phase difference between the single-phase signals v ⁇ and v ⁇ is 90 degrees. It is zero, but has a positive or negative value if the phase difference between the single phase signals v ⁇ and v ⁇ is other than 90 degrees.
  • each part that performs a calculation operation uses the latest signal value obtained at each time point to perform the calculation itself.
  • the value of the derivation target derived at an arbitrary part where the calculation operation is performed represents the instantaneous value of the derivation target.
  • the value of the signal v beta filter 11 is derived at one time, the instantaneous value of the signal v beta at the time, [Delta] [omega est outputted by the estimation unit 10 at a certain time, the estimation of [Delta] [omega at the time Instantaneous value.
  • ⁇ est derived by a later-described estimation unit 30 at a certain time is an estimated instantaneous value (estimated instantaneous phase) of ⁇ at the time.
  • FIG. 6 is an internal block diagram of a frequency change amount estimation unit 20 (hereinafter sometimes abbreviated as estimation unit 20) according to the second embodiment of the present invention.
  • the single-phase signal input device includes an estimation unit 20.
  • the estimation unit 20 includes a filter 21, a multiplication unit 22, a DC component extraction unit 23, a PI control unit 24, and a subtraction unit 25.
  • the estimation unit 20, a single-phase signal v in and the reference frequency omega n is input.
  • the filter 21, the multiplication unit 22, and the DC component extraction unit 23 are the same as the filter 11, the multiplication unit 12, and the DC component extraction unit 13 of FIG. However, the filter 21 performs filter processing using the reference frequency omega n 'obtained by correcting the reference frequency omega n. Therefore, when using the transfer function F (s) of the formula (A1) or (A2), the filter 21 assigns “ ⁇ n ′” to “ ⁇ n ” of the formula (A1) or (A2). A single-phase signal v ⁇ is obtained.
  • the DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc obtained by the DC component extraction unit 23 is sent to the PI control unit 24.
  • a PLL Phase Locked Loop
  • the PI control unit 24 uses the DC component [ v ⁇ ⁇ v ⁇ ]
  • a value for converging dc to zero is output to the subtractor 25.
  • Subtraction section 25 subtracts from the reference frequency omega n the output value of PI control unit 24 with respect to the subtraction section 25, it gives to the filter 21 the difference result as the reference frequency omega n '.
  • the PI control unit 24 obtains an output value to the subtraction unit 25 so that the DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc becomes zero, that is, ( ⁇ n ′) becomes zero.
  • the estimation unit 20 obtains the frequency change amount ⁇ est by multiplying the output value ( ⁇ ) of the PI control unit 24 by ( ⁇ 1).
  • the estimation unit 20 adjusts the filter characteristics of the filter 21 based on the estimated frequency change amount ⁇ (that is, based on the output value of the PI control unit 24), and the subtraction unit 25 performs the adjustment.
  • An adjustment part is formed.
  • the amount to be adjusted is a filter coefficient ( ⁇ n ′) that determines the transfer function of the filter 21. Since the estimation unit 20 generates a two-phase signal (a two-phase signal composed of v ⁇ and v ⁇ ) adapted to the fluctuation of the frequency ⁇ , the estimation unit 20 can also be called a frequency tracking type two-phase signal generation unit. . Advantages of generating a two-phase signal adapted to fluctuations in the frequency ⁇ will be described in a third embodiment described later.
  • the estimation unit 20 in FIG. 6 having a DC component functions [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] where DC component and the DC component extraction unit 23 having a function of extracting a dc [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] to converge dc to zero
  • the PI control unit 24 is provided separately, but instead of the DC component extraction unit 23 and the PI control unit 24, an integrated control block (ie, a DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ A control block having a function of converging dc to zero (not shown) may be provided in the estimation unit 20.
  • FIG. 3 shows an internal block diagram of a phase / frequency / frequency variation estimation unit 30 (hereinafter sometimes abbreviated as estimation unit 30) according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 further shows a two-phase signal generation unit 37 connected to the estimation unit 30.
  • the single-phase signal input device according to the third embodiment includes an estimation unit 30 and a two-phase signal generation unit 37.
  • the estimation unit 30 includes a coordinate rotation unit 31, a phase difference calculation unit 32, a PI control unit 33, an addition unit 34, and an integration unit 35.
  • the PQ coordinate system and the like will be described with reference to FIG.
  • FIG. 8 shows the relationship between the ⁇ coordinate system and the PQ coordinate system.
  • the ⁇ coordinate system is a two-dimensional fixed coordinate system having ⁇ and ⁇ axes as fixed axes as coordinate axes.
  • the PQ coordinate system is a two-dimensional rotation coordinate system having the rotation axes P and Q as coordinate axes.
  • the P and Q axes are orthogonal to each other, and the Q axis is advanced from the P axis by an electrical angle of 90 degrees.
  • the phase of the P axis viewed from the ⁇ axis is represented by ⁇ .
  • ⁇ represents the advance angle of the phase of the P axis with respect to the ⁇ axis.
  • reference numeral 650 represents a vector on an arbitrary coordinate system.
  • Vector 650 represents the phase and amplitude state of any signal. Therefore, a signal whose phase and amplitude state are represented by the vector 650 can also be called a vector signal.
  • the vector 650 is a vector that rotates in synchronization with the rotation of the PQ coordinate system. Then, since the vector 650 rotates on the ⁇ coordinate system, the vector 650 on the ⁇ coordinate system can also be called a rotation vector.
  • the P-axis and Q-axis components of the vector 650 are represented by v p and v q, respectively.
  • the ⁇ -axis and ⁇ -axis components of the vector 650 can be represented by v ⁇ and v ⁇ , respectively. It can be said that v ⁇ and v ⁇ are two orthogonal components (two components orthogonal to each other) of the rotation vector 650 on the ⁇ coordinate system, and v p and v q are two orthogonal components of the vector 650 on the PQ coordinate system. It can be said that.
  • the frequency ⁇ of the single-phase signal v in it can be set to the angular frequency of the rotation of the PQ coordinate system. Therefore, the PQ coordinate system can be said to be a rotating coordinate system that rotates in synchronization with the frequency ⁇ .
  • the phase ⁇ represents the phase of the single-phase signal vin (that is, “ ⁇ t” in the equation (A3)).
  • the estimation unit 30 the estimated values of the phase ⁇ and the frequency ⁇ of the single-phase signal vin are obtained as ⁇ est and ⁇ est , respectively.
  • the two-phase signal generating unit 37 using the method described in the first or second embodiment (see FIG. 1 or FIG. 6), a single-phase signal based on a single-phase signal v in and the reference frequency omega n A two-phase signal consisting of v ⁇ and v ⁇ is generated.
  • the filter 11 may be provided in the two-phase signal generation unit 37.
  • the estimation unit 20 may be provided in the two-phase signal generation unit 37.
  • Single-phase signals v ⁇ and v ⁇ generated by the two-phase signal generation unit 37 are input to the coordinate rotation unit 31 of the estimation unit 30.
  • the coordinate rotation unit 31 converts the signals v ⁇ and v ⁇ into signals v p and v q based on a phase ⁇ est output from the integration unit 35 described later. Since the vector 650 on the PQ coordinate system can be obtained by rotating the rotation vector 650 on the ⁇ coordinate system by the angle ⁇ , the coordinate rotation unit 31 performs the ⁇ coordinate system by coordinate conversion using ⁇ est as ⁇ .
  • the orthogonal two components (v ⁇ and v ⁇ ) of the rotation vector 650 above can be converted to the orthogonal two components (v p and v q ) of the vector 650 on the PQ coordinate system.
  • the phase difference calculation unit 32 obtains the phase difference ⁇ from v p and v q calculated by the coordinate rotation unit 31.
  • Phase difference ⁇ represents the true phase theta of the single-phase signal v in, the error between the estimated value theta est phase theta.
  • the estimation unit 30 makes ⁇ est coincide with ⁇ by configuring a PLL (Phase Locked Loop) according to the following equations (B2) and (B3) for converging ⁇ to zero.
  • K P and K i are the proportional coefficient and integral coefficient of the proportional-integral control executed by the PI control unit 33, respectively.
  • the PI control unit 33 and the addition unit 34 determine the frequency according to the equation (B2).
  • ⁇ est is calculated.
  • the integrator 35 calculates the phase ⁇ est by integrating the calculated frequency ⁇ est according to the equation (B3).
  • the phase ⁇ est is sent to the coordinate rotation unit 31, and the coordinate rotation unit 31 performs coordinate conversion using ⁇ est as ⁇ .
  • the phase theta est functions as an estimate of the phase theta of the single-phase signal v in.
  • the frequency omega est which is the source of the theta est corresponds to the estimated value of the frequency omega of the single-phase signal v in.
  • Waveforms 671, 672, and 673 of FIG. 9A are respectively signal waveforms (time change of DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc , phase difference ⁇ , and frequency ⁇ est / 2 ⁇ obtained under the condition without adjustment. ), And the waveforms 681, 682, and 683 in FIG. 9B are signals having a DC component [v ⁇ ⁇ v ⁇ ] dc, a phase difference ⁇ , and a frequency ⁇ est / 2 ⁇ obtained under the adjusted condition, respectively. It represents a waveform (time change). Under the condition without adjustment, the filter 11 of FIG.
  • FIG. 10 is a block diagram of a single-phase signal input device according to the fourth embodiment.
  • the single-phase signal input device according to the fourth embodiment includes each part referred to by reference numerals 41 to 44.
  • the two-phase signal generation unit 41 includes the estimation unit 10 of FIG. 1 or the estimation unit 20 of FIG. 6, and uses the method described in the first or second embodiment, and uses the single-phase signal v in and the reference frequency ⁇ n. Based on, a two-phase signal composed of single-phase signals v ⁇ and v ⁇ is generated and a frequency change amount ⁇ est is calculated.
  • the frequency / phase estimation unit 42 (hereinafter sometimes abbreviated as the estimation unit 42) has the same configuration as the estimation unit 30 in FIG. 7, and the signals v ⁇ and v ⁇ from the two-phase signal generation unit 41 are used.
  • phase adjustment unit 43 sets the phase adjustment amount ⁇ AJ based on the frequency change amount ⁇ est from the two-phase signal generation unit 41.
  • the phase adjustment unit 43 sets the phase adjustment amount ⁇ AJ to zero when “
  • ⁇ TH is a predetermined change amount threshold value having a positive value. However, ⁇ TH may be zero.
  • the phase adjustment unit 43 can increase the absolute value of the phase adjustment amount ⁇ AJ as the absolute value
  • phase adjustment portion such as the phase adjusting unit 43, corresponding to the frequency deviation of the single-phase signal v in to the reference frequency omega n, it is possible to form a phase estimator having an arbitrary phase characteristics ( The same applies to the fifth and sixth embodiments described later). The benefits of phase adjustment will be described in other embodiments described below.
  • FIG. 11 is a block diagram of a single-phase signal input device according to the fifth embodiment.
  • the single-phase signal input device according to the fifth embodiment includes each part referred to by reference numerals 51 to 54.
  • the two-phase signal generation unit 51 includes the estimation unit 10 in FIG. 1 or the estimation unit 20 in FIG. 6, and uses the method described in the first or second embodiment, and uses the single-phase signal v in and the reference frequency ⁇ n. To generate a two-phase signal composed of single-phase signals v ⁇ and v ⁇ .
  • the frequency / phase estimation unit 52 (hereinafter sometimes abbreviated as the estimation unit 52) has the same configuration as that of the estimation unit 30 in FIG. 7, and uses the signals v ⁇ and v ⁇ from the two-phase signal generation unit 51. Based on this, the phase ⁇ est , the frequency ⁇ est, and the frequency change amount ⁇ est2 are calculated and output.
  • the phase adjustment unit 53 sets the phase adjustment amount ⁇ AJ based on the frequency change amount ⁇ est2 from the estimation unit 52.
  • the phase adjustment unit 53 sets the phase adjustment amount ⁇ AJ to zero when “
  • the phase adjustment unit 53 can increase the absolute value of the phase adjustment amount ⁇ AJ as the absolute value
  • FIG. 12 is a block diagram of a single-phase signal input device according to the sixth embodiment.
  • the single-phase signal input device according to the sixth embodiment includes each part referred to by reference numerals 61 to 64.
  • Frequency variation estimating unit 61 (hereinafter, sometimes abbreviated as estimation unit 61) is calculated and the frequency change [Delta] [omega est by estimating the frequency variation [Delta] [omega based on the single-phase signal v in and the reference frequency omega n Output.
  • the estimation unit 61 may calculate the frequency change amount ⁇ est .
  • the two-phase signal generation unit 37 and the estimation unit 30 of FIG. 7 may be provided in the estimation unit 61.
  • ⁇ est2 output from the estimation unit 30 in the estimation unit 61 is set as ⁇ est from the estimation unit 61. Just output.
  • Zero cross-using frequency / phase estimation unit 62 (hereinafter, sometimes abbreviated as estimation unit 62), (i.e., known zero-crossing by the signal value of the single-phase signal v in alternating detects the timing at which zero the timing detection method), obtains the phase theta and the estimated value in the form of the theta est and omega est frequency omega of the single-phase signal v in.
  • the phase adjustment unit 63 sets the phase adjustment amount ⁇ AJ based on the frequency change amount ⁇ est from the estimation unit 61.
  • the method of setting the phase adjustment amount ⁇ AJ in the phase adjustment unit 63 is the same as that in the phase adjustment unit 43 of FIG.
  • the single-phase signal v in is assumed to be a voltage signal (i.e., signal representing a voltage value).
  • the fourth, fifth or sixth phase obtained by the method shown in embodiment theta C i.e., may form a current control based on the phase theta C after adjustment. That is, a current control unit 70 as shown in FIG. 13 may be formed.
  • the current control unit 70 calculates the voltage command value v * based on the current command value i *, the current value i, and the adjusted phase ⁇ C.
  • the voltage command value v * corresponds to, for example, a voltage command value v S * in an eighth embodiment described later (see FIG. 14).
  • the voltage command value v * represents, for example, a target value of the AC output voltage of the inverter circuit, and a single-phase signal v having a measured value of the AC output voltage itself or a value corresponding to the measured value as a signal value. it is in, it can be considered that.
  • the current value i can be considered as an output current value of the inverter circuit, for example.
  • the current command value i * is a target value of the current value i, and the current control unit 70 calculates the voltage command value v * so that the current error (i * ⁇ i) becomes zero.
  • i * and i may be scalar quantities or vector quantities. A specific configuration example of the current control unit 70 will be described in an eighth embodiment described later.
  • FIG. 14 is a schematic configuration diagram of an inverter system according to the eighth embodiment.
  • the inverter system of FIG. 14 includes a solar battery 121 that is a DC power source, a single-phase inverter circuit 122, a control device 100 that controls the single-phase inverter circuit 122, and a power system 130 that outputs single-phase AC power. , Is provided.
  • the control device 100 can also be called a power conversion control device or a power conversion control unit.
  • the control device 100 is provided with each part referred to by reference numerals 101 to 107.
  • a device including only the control device 100 or a device including the single-phase inverter circuit 122 and the control device 100 can be regarded as an inverter device.
  • any part shown in FIG. 14 for example, the current detection sensor 125 and the voltage detection sensors 126 and 127) can also be regarded as being included in the components of the inverter device. It is.
  • FIG. 14 shows an equivalent circuit of the solar cell 121.
  • the solar cell 121 generates power based on solar energy and generates a DC voltage.
  • DC voltage holding unit C d holds the DC voltage by storing charge corresponding to a DC voltage solar cell 121 occurs.
  • the voltage detection sensor 127 detects the voltage value of the DC voltage E d held by the DC voltage holding unit C d, and sends a signal E d having the detected voltage value as a signal value to the DC voltage control unit 103.
  • Single phase inverter circuit 122 having a plurality of switching elements by pulse width modulation using a switching operation of the switching elements, an AC voltage of the single-phase synchronous DC voltage from the DC voltage holding unit C d to the power grid 130 Convert.
  • the AC voltage obtained by the single-phase inverter circuit 122 is output from the terminals 128 and 129 with the potential of the terminal 128 as a reference.
  • the solar cell 121 may be disposed a booster circuit between the solar cell and single-phase inverter circuit 122.
  • a filter circuit that removes harmonic components of the AC power output from the single-phase inverter circuit 122 is provided at the subsequent stage of the single-phase inverter circuit 122 (between the single-phase inverter circuit 122 and the current detection sensor 125). Usually placed.
  • the electric power system 130 has an AC voltage source, and outputs (supplies) a single-phase AC voltage (for example, so-called commercial AC voltage) from the terminals 131 and 132 with the potential of the terminal 131 as a reference.
  • a connection point 133 is provided on the wiring connecting the terminals 128 and 131 and a connection point 134 is provided on the wiring connecting the terminals 129 and 132, and an AC voltage between the connection points 133 and 134 is provided. Is connected between the interconnection points 133 and 134.
  • the single-phase inverter circuit 122 converts DC power into AC power synchronized with the power system, and the AC power is superimposed on the power system and supplied to the load 135. That is, the load 135 is driven using the output AC power of the single-phase inverter circuit 122 and the output AC power of the power system 130.
  • Lc represents the reactance component of the indoor wiring between the terminal 128 and the connection point 133 and the reactance component of the indoor wiring between the terminal 129 and the connection point 134
  • Rc represents the resistance component of each of the indoor wirings.
  • Ls represents the reactance component of the outdoor wiring connecting the terminal 131 and the interconnection point 133 and the reactance component of the outdoor wiring connecting the terminal 132 and the interconnection point 134
  • Rs represents the resistance component of each outdoor wiring.
  • the current detection sensor 125 detects the current value of the output current of the single-phase inverter circuit 122 and sends a signal i S having the detected current value as a signal value to the current control unit 104.
  • the signal i S is not obtained by detecting the current between the terminal 128 and the interconnection point 133 (or between the terminal 129 and the interconnection point 134), but the current between the solar cell 121 and the single-phase inverter circuit 122 is obtained.
  • the signal i S may be obtained by detection or by detecting the current in the single-phase inverter circuit 122.
  • the voltage detection sensor 126 detects the voltage value of the output voltage of the single-phase inverter circuit 122 (that is, the voltage between the terminals 128 and 129 with reference to the potential of the terminal 128), and the signal v having the detected voltage value as a signal value. S is sent to a BPF (band pass filter) 101.
  • the reference frequency ⁇ n is a frequency of the output voltage of the power system 130 (for example, a nominal frequency determined on the power system 130 side), and is, for example, 60 ⁇ 2 ⁇ or 50 ⁇ 2 ⁇ .
  • BPF101 attenuates the harmonic components included in the signal v S (omega n higher-order components), and outputs the signal v S which has been made of this attenuation as the signal v S '.
  • the symbols “i S ” and “v S ” are also used as symbols representing the output current and output voltage of the single-phase inverter circuit 122, respectively.
  • the single phase signal input device of the fourth, fifth, or sixth embodiment can be included in the estimation / phase adjustment unit 102 (hereinafter may be abbreviated as the unit 102). That is, the unit 102 is provided with a single-phase signal input device having each part of FIG. 10, a single-phase signal input device having each part of FIG. 11, or a single-phase signal input device having each part of FIG. Can do.
  • Unit 102 'receives as a single-phase signal v in, signals v S as a single-phase signal v in' signals v S from BPF101 and based on the reference frequency omega n, fourth, fifth or sixth embodiment
  • the phase ⁇ C after adjustment, the frequency ⁇ est, and the frequency change amount ⁇ est are obtained according to the method described in.
  • ⁇ est obtained by the unit 102 may be ⁇ est2 (see FIGS. 11 and 7).
  • the phase ⁇ C derived by the unit 102 is sent to the current control unit 104, and ⁇ est or ⁇ est derived by the unit 102 is sent to the isolated operation detection unit 107.
  • the DC voltage control unit 103 is given a DC voltage command value E d * in addition to the signal E d .
  • DC voltage command value E d * from the solar cell 121 as the DC power source (in other words, the signal E d to maximize the output power of the single-phase inverter circuit 122) signal E d for obtaining a maximum power of Matches the value.
  • the DC voltage control unit 103 calculates and outputs an effective current command value i p * using a proportional integral control or the like so that the value of the signal E d matches the command value E d * .
  • the output current i S of the single-phase inverter circuit 122 is formed from an effective current and a reactive current (in other words, composed of an effective current component and a reactive current component).
  • the effective current command value i p * corresponds to a target value of the effective current that forms the output current i S.
  • the reactive current command value i q * shown later corresponds to the target value of the reactive current that forms the output current i S.
  • the current control unit 104 uses the proportional integral control or the like to control the command value v SO *. Ask for.
  • the current control unit 104 and the addition unit 105 handle the phase ⁇ C as the phase ⁇ , and generate command values v SO * and v S * for making the effective current component of the output current iS coincide with the command value i p *. To do.
  • the PWM circuit 106 is configured so that the output voltage value of the single-phase inverter circuit 122 output from the BPF 101 (that is, the value of the signal v S ′) matches the voltage command value v S *. Control the switching element.
  • the control device 100 through the control of the switching elements in accordance with the voltage command value v S *, realizes the control of the output AC current of the single-phase inverter circuit 122.
  • the isolated operation detection unit 107 detects the isolated operation state of the single-phase inverter circuit 122 based on the frequency ⁇ est or the frequency change amount ⁇ est estimated by the unit 102 (in other words, whether or not an isolated operation has occurred). Detect).
  • the single operation and the single operation state refer to a state in which only the single-phase inverter circuit 122 supplies power to the load 135. Independent operation can occur when a power failure occurs on the power system 130 side. For the purpose of ensuring safety or the like, when an isolated operation occurs, it is required to quickly detect this and stop the output of the single-phase inverter circuit 122. Therefore, when the detection unit 107 detects that an isolated operation is occurring, the control device 100 immediately stops the output of the inverter circuit 122.
  • the isolated operation detection unit 107 compares the frequency ⁇ est with the reference frequency ⁇ n, and if the difference absolute value
  • the isolated operation detection unit 107 compares the absolute value of ⁇ est with a predetermined threshold value TH B , and determines that an isolated operation has occurred if the absolute value of ⁇ est is greater than or equal to the threshold value TH B. If the absolute value of ⁇ est is less than the threshold value TH B , it may be determined that no isolated operation has occurred. TH B > 0.
  • FIG. 15 shows an internal block diagram of a current control unit 104A which is an example of the current control unit 104.
  • the current control unit 104 ⁇ / b> A includes each part referred to by reference numerals 141 and 142.
  • the current command generating unit 141 based on the phase theta C from unit 102, the phase theta C at after having handled as the phase theta, active current command value i p * of the output current command value i S from the DC voltage controller 103 Convert to * .
  • the command value i S * is a sine wave current command value that functions as a target value for the output current i S of the interta 122.
  • the effective current control unit 142 calculates the voltage command value v SO * using proportional-integral control or the like so that the output current value i S which is the value of the signal i S matches the command value i S * .
  • FIG. 16 shows an internal block diagram of a current control unit 104B, which is another example of the current control unit 104.
  • the current control unit 104B includes each part referred to by reference numerals 151 to 154.
  • Coordinate conversion unit 151 based on the phase theta C from unit 102, in terms of dealing with phase theta C as the phase theta, coordinate transformation the output current of the inverter circuit 122 is represented by the signal i S to active current and reactive current Thus, the effective current value i p and the reactive current value i q are calculated.
  • the coordinate conversion unit 151 has the same configuration as the two-phase signal generation unit 37 and the coordinate rotation unit 31 of FIG. That is, the coordinate conversion unit 151 is simply connected in the same manner as the two-phase voltage signals v p and v q are generated from the single-phase voltage signal vin in the two-phase signal generation unit 37 and the coordinate rotation unit 31.
  • Two-phase current signals i p and i q are generated from the phase current signal iS.
  • the output current i S can be considered to be the amount equivalent to the vector quantity, so that the output current i S output current It can also be called vector i S.
  • the output current vector i S is a current vector on the PQ coordinate system.
  • the active current control unit 152 is supplied with the active current command value i p * from the DC voltage control unit 103, and the reactive current control unit 153 is supplied with the reactive current command value i q * .
  • Control device 100 can set zero to command value i q * .
  • Active current controller 152 and the reactive current controller 153, respectively, the proportional integral control active current value i p and reactive current value i q or the like is the command value i p * and i q * and the voltage designated value v to match p * and v q * are calculated.
  • Coordinate conversion unit 154 based on the phase theta C from unit 102, in terms of dealing with phase theta C as the phase theta, converts the voltage designated value v p * and v q * into voltage command values v SO *.
  • the voltage command value v S * obtained using the coordinate conversion unit 154 and the addition unit 105 is expressed by Expression (C1).
  • the estimation / phase adjustment unit 102 of FIG. 14 may be provided with the single-phase signal input device of FIG. 10, FIG. 11 or FIG.
  • the process of generating the phase ⁇ C from the phase ⁇ est executed by the single-phase signal input device of FIG. 10, FIG. 11 or FIG. 12 is called phase adjustment. The significance of phase adjustment will be described.
  • the frequency of the connection point voltage (voltage between the connection points 133 and 134) is the frequency of the output voltage of the power system 130 even if phase adjustment is performed. Therefore, the frequency of the voltages v S and v S ′ does not change from the frequency of the output voltage of the power system 130. However, if the voltage output from the power system 130 stops due to a power failure or the like, a voltage according to only the control of the control device 100 appears at the connection point and is detected by the voltage detection sensor 126.
  • phase ⁇ of the voltage signal v S ′ advances.
  • phase adjustment that is, ⁇ AJ > 0
  • the phase of the connection point voltage advances via the phase change of the output current i S according to the phase adjustment, and the frequency of the connection point voltage is further increased. .
  • the phase ⁇ of the voltage signal v S ′ is When the phase adjustment is performed so as to be delayed (that is, ⁇ AJ ⁇ 0), the phase of the connection point voltage is delayed through the phase change of the output current i S according to the phase adjustment, and the frequency of the connection point voltage is Further lower.
  • the phase adjustment unit 43, 53, or 63 in the unit 102 is set so that the frequency of the connection point voltage increases or decreases. Is preferably formed (see FIG. 10, FIG. 11 or FIG. 12). That is, for example, the phase adjustment unit 43, 53, or 63 in the unit 102 sets the phase adjustment amount ⁇ AJ to zero when “
  • the phase adjustment amount ⁇ AJ is set. It is better to set a negative value ( ⁇ TH ⁇ 0 as described in the fourth embodiment), and when “
  • the absolute value of ⁇ AJ may be increased.
  • ⁇ est2 is used as ⁇ est .
  • the isolated operation detection unit 107 can detect whether or not an isolated operation has occurred based on the frequency ⁇ est or the frequency change amount ⁇ est estimated by the unit 102, and is necessary for the detection by phase adjustment. Time (the time required from when the isolated operation occurs until the isolated operation is detected) can be shortened. That is, the isolated operation detection can be speeded up.
  • the inverter system of the ninth embodiment is different in that the estimation / phase adjustment unit 102 in the inverter system (FIG. 14) of the eighth embodiment operates as an estimation / phase adjustment unit 102A shown below.
  • the estimation / phase adjustment unit 102A is the two-phase signal generation unit 41 and the frequency / phase estimation unit 42 in FIG. 10, or the two-phase signal generation unit 51 and the frequency / phase estimation unit 52 in FIG. 11, or the frequency in FIG. comprising a variation estimating unit 61 and the frequency / phase estimation unit 62, based on the voltage signal input v S 'and a single-phase signal v in the BPF101 to the reference frequency omega n, calculated theta est, omega est and [Delta] [omega est And output.
  • ⁇ est2 is handled as ⁇ est .
  • the current control unit 104 of the control device 100 performs the operation described in the eighth embodiment after using the estimated phase ⁇ est from the unit 102A as ⁇ C. Therefore, in the control device 100, the voltage command value v S * that is not affected by the phase adjustment is generated, and as a result, a current that is not affected by the phase adjustment is output from the single-phase inverter circuit 122.
  • phase adjustment Even when phase adjustment is not performed, it is possible to detect an isolated operation in the same manner as when phase adjustment is performed. However, as can be understood from the effect of the phase adjustment, the detection speed of the isolated operation is faster when the phase adjustment is performed. Further, in a state where the output power of the inverter circuit 122 and the power consumption of the load 135 are balanced and no power is supplied from the power system 130 to the load 135 (hereinafter referred to as a balanced state), even if an isolated operation occurs, it is generally detected. However, if phase adjustment is performed, it is possible to reliably detect an isolated operation even in a balanced state.
  • Waveforms 711, 712, and 713 in FIG. 17A are signal waveforms of the output voltage v S , the estimated frequency ⁇ est / 2 ⁇ , and the phase adjustment amount ⁇ AJ in the inverter system of the ninth embodiment that does not perform phase adjustment, respectively. (Time change). In the inverter system of the ninth embodiment, it can be considered that ⁇ AJ is always zero.
  • FIGS. 17A and 17B are the signal waveforms (time) of the output voltage v S , the estimated frequency ⁇ est / 2 ⁇ , and the phase adjustment amount ⁇ AJ in the inverter system of the eighth embodiment that performs phase adjustment, respectively. Change).
  • the estimated frequency ⁇ est quickly deviates from the reference frequency ⁇ n even in a balanced state. Can be detected.
  • the current control unit 104C includes each part referred to by reference numerals 151 to 156.
  • the reactive current adjustment unit 155 sets the reactive current adjustment amount i qAG based on ⁇ est estimated by the unit 102A of the ninth embodiment.
  • the coordinate transformation unit 151 based on the phase theta est from unit 102A of the ninth embodiment, the output current i S active current and the phase theta est inverter circuit 122 on the handled as the phase theta decomposing the reactive current, thereby calculating the effective current value i p and reactive current value i q.
  • the active current controller 152 and the reactive current controller 153 respectively, in proportion to the active current value i p and reactive current value i q matches the command value i p * and i q * 'integration using controls the calculated voltage designated value v p * and v q *, the coordinate transformation unit 154, based on the phase theta est from unit 102A of the ninth embodiment, after having handled the phase theta est as the phase theta
  • the voltage designated values v p * and v q * are converted into voltage command values v SO * .
  • the voltage command value v S * obtained using the coordinate conversion unit 154 and the addition unit 105 is expressed by Expression (D1).
  • the phase corresponding to the frequency change amount ⁇ est is obtained as shown in FIG. 19A by using the adjusted phase ⁇ C for the calculation of the coordinate conversion units 151 and 154.
  • the phase of the output current vector i S of the single-phase inverter circuit 122 is advanced (or delayed) by the adjustment amount ⁇ AJ .
  • the current control unit 104C in FIG. 18 is used, as shown in FIG. 19B, the current command value i q * ′ corresponding to the frequency change amount ⁇ est is input to the reactive current control unit 153.
  • the phase of the output current vector i S is advanced (or delayed). Therefore, also in the tenth embodiment (that is, even when the current control unit 104C is used), the same operation as that in the case of performing the phase adjustment of the eighth embodiment can be obtained, and the speed of isolated operation detection can be increased. It is done.
  • the reactive current adjustment unit 155 sets the reactive current adjustment amount i qAG to zero when “
  • qAG is set to a positive or negative value ( ⁇ TH ⁇ 0 as described in the fourth embodiment). More specifically, for example, the reactive current adjustment unit 155 sets a positive value for the adjustment amount i qAG when “
  • the reactive current component of the output current i S is adjusted by the reactive current adjusting unit 155 and the adding unit 156 (in other words, the reactive current command value is adjusted), but the reactive current component is adjusted by the reactive power. Synonymous with adjustment.
  • the frequency can be detected only for each half cycle of the single-phase signal.
  • the zero cross timing easily changes depending on noise and harmonic components included in the signal, the method using the zero cross timing is vulnerable to noise and harmonic components.
  • the frequency change amount ⁇ can be always estimated instead of every half cycle of the single-phase signal, so that the frequency ⁇ from the reference frequency ⁇ n can be estimated. Can be detected quickly. Further, since the fluctuation of the frequency ⁇ can be detected quickly, if the estimated value of the frequency change ⁇ by the single-phase input signal device is used for detection of the single operation (see FIG. 14), the single operation is performed using the zero cross timing. Single operation detection can be performed at a higher speed than when detection is performed.
  • the filter coefficient ( ⁇ n ′) is adaptively adjusted based on the estimated value of the frequency change amount ⁇ , thereby improving the estimation accuracy of the frequency ⁇ and the phase ⁇ (FIG. 9).
  • the phase of a single-phase signal may be estimated instantaneously and continuously, but the filter coefficient is fixed. Therefore, it cannot cope with frequency fluctuations.
  • the filter coefficient of the two-phase signal generator is adjusted using the estimated frequency of the phase synchronizer, the phase synchronizer and the two-phase signal generator The design cannot be performed independently, and the design becomes complicated.
  • phase adjustment based on the estimated value of the frequency change amount ⁇ is executed using the configuration shown in FIG. 10, FIG. 11 or FIG. 12, and current control is performed using the adjusted phase ⁇ C (FIG. 14, FIG. 15 and FIG. 16), an arbitrary phase characteristic can be realized with respect to the frequency ⁇ .
  • the frequency ⁇ can be actively shifted from the reference frequency ⁇ n during the single operation. That is, since the frequency ⁇ can be shifted from the reference frequency ⁇ n in a short time after the occurrence of the isolated operation, the detection of the isolated operation can be speeded up.
  • phase estimation and frequency change amount estimation can always be performed, so that high-speed frequency shift is possible (the frequency ⁇ is increased in a short time and the reference frequency ⁇ n is increased). Can be offset from).
  • the estimation method can be used in combination with a method using zero-cross timing).
  • the technique of the present invention is applied to a single-phase inverter device that performs system interconnection with a single-phase power system.
  • the present invention includes the techniques of the above-described embodiments.
  • the technology of the invention may be applied to a multi-phase inverter device (for example, a three-phase inverter device) that interconnects a multi-phase power system (for example, a three-phase power system).
  • a single-phase signal v in is converted into a single-phase voltage (that is, a phase voltage or a line voltage) among a plurality of phase output voltages from a plurality of phase inverter circuits connected to a plurality of phase power systems.
  • processing similar to that in each of the above-described embodiments may be performed.
  • the method for deriving all the values to be derived is arbitrary. That is, for example, they may be derived by calculation, or may be derived from preset table data.
  • Arbitrary portions for performing the arithmetic operation in each embodiment can be formed by software, hardware, or a combination of software and hardware.
  • an arbitrary estimation unit can also be called an estimation unit or an estimation device (for example, a frequency change amount estimation unit can also be called a frequency change amount estimation unit), and a filter can be called a filter unit.
  • the frequency variation estimating unit for estimating the frequency variation ⁇ on the basis of a single-phase signal v in, the phase estimator for estimating a phase ⁇ on the basis of a single-phase signal v in , and / or the frequency estimation unit for estimating the frequency ⁇ , based on the single-phase signal v in is inherent.
  • the frequency change amount estimation unit corresponds to a part for obtaining the frequency change amount ⁇ est or ⁇ est2
  • the phase estimation unit corresponds to a part for obtaining the phase ⁇ est
  • the frequency estimation unit corresponds to a part for obtaining the frequency ⁇ est . Therefore, for example, the estimation unit 42, 52, or 62 (see FIG. 10, FIG. 11, or FIG. 12) includes a frequency change amount estimation unit, a phase estimation unit, and a frequency estimation unit, and the unit 102 or 102A (FIG. 14). Reference) also includes a frequency variation estimation unit, a phase estimation unit, and a frequency estimation unit.

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Abstract

【課題】基準周波数に対する単相信号の周波数変化量Δωを良好に推定する。 【解決手段】フィルタ１１には、交流の単相信号ｖｉｎ（＝ｖα）と、単相信号ｖｉｎの周波数の基準値である基準周波数ωｎとが入力される。フィルタ１１は、単相信号ｖαに対するフィルタ処理によって、単相信号ｖαとの間で９０度の位相差を有する単相信号ｖβを生成する。単相信号ｖα及びｖβの積から直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを抽出し、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃに所定の係数を乗じることで周波数変化量Δωの推定値Δωｅｓｔを算出する（Δω＝ω－ωｎ）。

Description

インバータ装置
　本発明は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、この交流電力を電力系統に重畳するインバータ装置に関する。
　入力された交流の単相信号の、基準周波数からの周波数ずれ（周波数変化量）を推定する技術は、単相信号入力装置において必要な技術であり、例えばインバータシステムにおいて必要となる。インバータシステムは、例えば、太陽電池等の直流電源の出力する直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、この交流電力を電力系統に重畳して負荷にこの重畳した交流電力を供給するものである。
　インバータシステムにおいて、電力系統に接続されたインバータ回路の出力電圧信号を単相信号として捉えた場合、インバータ回路の出力電圧信号の、基準周波数からの周波数ずれ（周波数変化量）を検出できれば、単独運転の検出等を行うことができる。
　単独運転とは、電力系統とインバータ回路のうちインバータ回路のみが負荷に電力を供給している状態を指す。単独運転は、電力系統側に停電が発生した場合に発生しうる。安全性確保等を目的として、単独運転の発生時には、速やかにこれを検知し、インバータ回路の出力を停止させることが求められる。故に、単独運転検出に利用可能な、周波数ずれの検出の高速化又は高精度化は有益である。
　単相信号のゼロクロスタイミングから単相信号の位相や周波数を検出する方法が広く知られており、この方法を用いれば、単相信号のゼロクロスタイミングから上記周波数ずれを検出することが可能である。
　尚、下記特許文献１には、ヒルベルト変換を用いて単相信号から複素ベクトル（回転ベクトル）を得る方法が示されている。また、下記特許文献２及び３には、バンドパスフィルタに積分又は微分特性を付与したフィルタを用いて単相信号との位相差がπ／２の信号を生成し、生成信号を用いて単相信号の位相を推定する方法が示されている。
特開２００３－１４３８６０号公報 特開２００６－１２９６８１号公報 特開２００８－１４１９３５号公報
　上述のゼロクロスタイミングを利用する方法では、原理上、単相信号の半周期ごとしか周波数を検出することができない。また、信号に含まれるノイズや高調波成分によってゼロクロスタイミングが容易に変化するため、ゼロクロスタイミングを利用する方法は、ノイズや高調波成分に対して脆弱である。結果、ゼロクロスタイミングを利用して上記周波数ずれ（周波数変化量）を検出しようとした場合には、実質的に有効な検出精度を得るために単相信号の複数周期分の時間が必要になる。従って、周波数ずれ（周波数変化量）を、より高速に又は高精度に検出（推定を含む）できる方法が切望される。尚、特許文献１～３に示された方法は、これらの要望に対して対応できない或いは不十分である。
　そこで本発明は、基準周波数に対する単相信号の周波数変化量の良好なる推定に寄与するインバータ装置を提供することを目的とする。
　本発明に係る第１のインバータ装置は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量と、前記第１単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相とに基づいて前記推定位相の位相調整を行い、この位相調整を行った推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換することを特徴とする。
　これにより、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、周波数の変化量を、より短時間で精度良く推定することが可能となる。また、推定位相の調整により、単相信号の周波数に対して任意の位相特性を実現することが可能となる。結果、単独運転時に能動的に周波数をシフトさせる制御を高速に行うことが可能となり、単独運転の高速検出につながる。
　具体的には例えば、前記第１及び第２単相信号の積に基づき前記周波数の変化量を推定しても良い。
　また例えば、推定した前記周波数の変化量に基づいて前記基準周波数を調整し、調整した基準周波数を用いて前記第２単相信号を生成しても良い。
　このような基準周波数の調整は、単相信号の周波数や位相の推定精度向上に寄与しうる。
　また例えば、前記周波数の変化量に基づき、前記電力変換回路の出力交流電流における無効電流成分を調整しても良い。
　無効電流成分の調整により、単相信号の周波数に対して任意の位相特性を実現することが可能となる。
　また例えば、前記周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記インバータ回路の単独運転が発生していると検出して前記インバータ回路の出力を停止しても良い。
　本発明に係る第２のインバータ装置は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の単独運転を検出した場合に前記インバータ回路を停止する前記インバータ装置において、前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記単独運転が発生していると検出することを特徴とする。
　これにより、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、周波数の変化量を、より短時間で精度良く推定することが可能となる。また、この周波数の変化量を用いて単独運転の発生有無検出を行うようにすれば、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、より高速に単独運転の検出を行うことが可能となる。
　本発明に係る第３のインバータ装置は、直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換する。
　電力変換制御装置に上記の単相信号入力装置を設けておくことにより、ゼロクロスタイミングを利用して周波数の変化量を求める方法と比べて、周波数の変化量を、より短時間で精度良く推定することが可能となる。
　本発明によれば、基準周波数に対する単相信号の周波数変化量の良好なる推定に寄与するインバータ装置を提供することが可能である。
第１実施形態に係る周波数変化量推定ユニットの構成ブロック図である。 第１実施形態に係り、αβ座標系と単相信号（ｖα及びｖβ）の軌跡を示す図である。 第１実施形態に係り、単相信号の周波数（ω）が基準周波数（ωｎ）と一致する場合における各信号波形を示す図である。 第１実施形態に係り、単相信号の周波数（ω）が基準周波数（ωｎ）と一致しない場合における各信号波形を示す図である。 第１実施形態に係る技術内容を説明するための図である。 第２実施形態に係る周波数変化量推定ユニットの構成ブロック図である。 第３実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第３実施形態に係り、αβ座標系とＰＱ座標系との関係を表す図である。 フィルタ係数の調整を行わない場合における各信号の波形を示す図（ａ）と、フィルタ係数の調整を行った場合における各信号の波形を示す図（ｂ）である。 第４実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第５実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第６実施形態に係る単相信号入力装置の構成ブロック図である。 第７実施形態に係る電流制御部を示す図である。 第８実施形態に係るインバータシステムの構成ブロック図である。 第８実施形態に係る電流制御部の第１例を表すブロック図である。 第８実施形態に係る電流制御部の第２例を表すブロック図である。 位相調整を行わない場合における各信号の波形を示す図（ａ）と、位相調整を行った場合における各信号の波形を示す図（ｂ）である。 第１０実施形態に係る電流制御部を表すブロック図である。 位相調整の意義を説明するための図（ａ）と、無効電流調整の意義を説明するための図（ｂ）である。
　以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、状態量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、状態量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。以下に、本発明に係る複数の実施形態を説明する。矛盾無き限り、複数の実施形態の内、或る実施形態に記載した事項を他の実施形態に適用することができ、複数の実施形態を組み合わせることも可能で
ある。
＜＜第１実施形態＞＞
　本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る周波数変化量推定ユニット１０（以下、推定ユニット１０と略記することがある）の内部ブロック図である。第１実施形態に係る単相信号入力装置は、推定ユニット１０を備える。推定ユニット１０は、フィルタ１１、乗算部１２、直流成分抽出部１３及び係数乗算部１４を備える。
　記号ｖｉｎは、単相信号入力装置に入力される交流の単相信号を表す（後述の他の実施形態においても同様）。単相信号ｖｉｎが表す物理量（電圧、電流、速度など）の種類は任意である。記号ｖα及びｖβも交流の単相信号を表す記号である。特に記述なき限り、単相信号ｖαは単相信号ｖｉｎと同じものである。
　フィルタ１１は、フィルタリング対象信号の位相を遅らせる又は進ませるフィルタ処理をフィルタリング対象信号としての信号ｖαに施すことにより信号ｖβを生成する。フィルタ１１の伝達関数はＦ（ｓ）で表される。以下では、特に記述なき限り、フィルタ１１において信号ｖαの位相を電気角で９０度だけ遅らせる又は進ませるフィルタ処理が成されるものとする。従って、信号ｖβの位相は信号ｖαの位相よりも電気角で９０度だけ遅れている或いは進んでいる。
　図２に、αβ座標系を示す。αβ座標系は、固定軸であるα及びβ軸を座標軸とする二次元固定座標系である。α及びβ軸は互いに直交しており、β軸はα軸から電気角で９０度だけ進んでいる。図２を含む任意の座標系を示す図において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。図２において、実線線分６０１及び６０２は、それぞれαβ座標系上における信号ｖα及びｖβの軌跡を表している。図２から分かるように、信号ｖαがα軸成分のみを持つようにα軸は設定される。信号ｖβと信号ｖαとの位相差はπ／２である（但し、後述の説明から明らかとなるように、該位相差はπ／２からずれうる）。２つの単相信号（例えば、ｖα及びｖβ）から成る信号を二相信号と呼ぶこともできる。本明細書において、πは円周率を表し、特に記述なき限り、位相又は角度は電気角における位相又は角度であると共に、πを用いて表した位相又は角度の単位はラジアンである。
　単相信号ｖｉｎの周波数として単相信号入力装置に入力される既知の周波数を記号ωｎにて表し、それを基準周波数と呼ぶ。基準周波数ωｎは、高調波成分を無視した、信号ｖｉｎの基本波成分の角周波数に相当する。尚、単相信号入力装置だけではなく、本明細書で述べる任意の部位（ユニット、ブロック、装置又はシステムを含む）に対して基準周波数ωｎを入力することができる。
　フィルタ１１において信号ｖαの位相を電気角で９０度だけ遅らせる又は進ませるフィルタ処理が成されると述べたが、フィルタ１１は、基準周波数ωｎが単相信号ｖｉｎの周波数と一致するとみなしてフィルタ処理を行うため、単相信号ｖｉｎの周波数が基準周波数ωｎとずれている場合、信号ｖα及びｖβの位相差はπ／２からΔφだけずれる。フィルタ１１は、例えば下記式（Ａ１）又は（Ａ２）にて示される伝達関数Ｆ（ｓ）を用いてフィルタ処理を成すことができ、このフィルタ処理によって、式（Ａ３）にて示される信号ｖαから式（Ａ４）にて示される信号ｖβが得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（Ａ１）及び（Ａ２）並びに後述の式（Ｂ２）及び（Ｂ３）において、演算記号“ｓ”はラプラス演算子を表す。式（Ａ２）における“ζ”は所定の減衰係数である。Ｖα及びＶβは、夫々、単相信号ｖα及びｖβの振幅を表す。記号“ｔ”は時間を表す（より詳細には、単相信号ｖαの信号値がＶαと一致する所定の基準時刻からの経過時間を表す）。ωは、単相信号ｖαの周波数（角周波数）である。ω＝ωｎである場合、Δφはゼロであるが、ω≠ωｎである場合、Δφは正又は負の角度値を有する。式（Ａ４）に示される信号ｖβの位相（ωｔ－π／２＋Δφ）は、式（Ａ３）に示される信号ｖαの位相（ωｔ）よりも角度（π／２－Δφ）だけ遅れている。
　式（Ａ３）及び（Ａ４）にて示される単相信号ｖα及びｖβの積（ｖα・ｖβ）は、下記式（５）にて表され、積（ｖα・ｖβ）の直流成分を記号［ｖα・ｖβ］ｄｃにて表すと、式（Ａ５）から直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃは式（Ａ６）を満たす。更に、角度Δφが十分に小さいと仮定して式（Ａ６）を近似すると式（Ａ７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　従って、単相信号ｖαの周波数ωが基準周波数ωｎと一致する場合、Δφはゼロになるため直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃはゼロになるが、単相信号ｖαの周波数ωが基準周波数ωｎからずれると、フィルタ１１の位相特性に起因して単相信号ｖα及びｖβ間の位相差が９０度からずれてΔφ≠０となり、結果、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃはゼロにならない。このように、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃは、基準周波数ωｎから見た周波数ωの変化量である周波数変化量Δωに応じた値を持つ。Δω＝ω－ωｎ、である。
　周波数変化量Δωが基準周波数ωｎに対して小さければ（例えば十分に小さければ）、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃは概ね周波数変化量Δωに比例する。周波数変化量Δωが基準周波数ωｎに対して小さければ（例えば十分に小さければ）、ΔωはΔφに概ね比例し、式（Ａ７）に示す如く直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃもΔφに概ね比例するからである。従って、単相信号ｖα及びｖβの積（ｖα・ｖβ）から直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを抽出し、抽出値に所定の係数を乗じれば周波数変化量Δωが得られる。
　図３（ａ）に、ω＝ωｎである場合における信号ｖαの波形６１１及び信号ｖβの波形６１２を示し、図３（ｂ）に、ω＝ωｎである場合における積（ｖα・ｖβ）の信号波形６１３及び直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃの信号波形６１４を示す。図４（ａ）に、ω≠ωｎである場合における信号ｖαの波形６２１及び信号ｖβの波形６２２を示し、図４（ｂ）に、ω≠ωｎである場合における積（ｖα・ｖβ）の信号波形６２３及び直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃの信号波形６２４を示す。これらの信号波形からも、ω＝ωｎである場合には［ｖα・ｖβ］ｄｃ＝０となる一方で、ω≠ωｎである場合には［ｖα・ｖβ］ｄｃ≠０となることが分かる。
　推定ユニット１０では、上述の原理を利用して周波数変化量Δωを推定する。即ち、乗算部１２は、単相信号ｖα及びｖβを掛け合わせることで単相信号ｖα及びｖβの積（ｖα・ｖβ）を求める。直流成分抽出部１３は、例えばローパスフィルタであり、積（ｖα・ｖβ）から所定周波数以上の周波数成分を除去することで直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを抽出する。係数乗算部１４は、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃに所定の係数Ｋωを乗じることで周波数変化量Δωｅｓｔを求める（Δωｅｓｔ＝［ｖα・ｖβ］ｄｃ×Ｋω）。周波数変化量Δωｅｓｔを求めることは周波数変化量Δωを推定することに相当する。つまり、周波数変化量Δωｅｓｔは周波数変化量Δωの推定値に相当し、推定誤差を無視すれば“Δωｅｓｔ＝Δω”である。
　尚、推定ユニット１０において、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃと周波数変化量Δωｅｓｔとの関係を定めるテーブルデータを予め用意しておき、係数乗算部１４を用いる代わりに該テーブルデータを用いて直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃから周波数変化量Δωｅｓｔを求めるようにしても良い。また、直流成分抽出部１３は、複数周期分の積（ｖα・ｖβ）の移動平均を求めることによって直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを求めても良いし、或いは、２ωの周波数近辺の周波数を除去する帯域除去フィルタに積（ｖα・ｖβ）を入力することによって直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを求めても良い。直流成分抽出部１３は、移動平均処理及び帯域除去処理並びにローパスフィルタによる高域除去処理の内の複数の処理を用いて、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを求めても良い。
　また、単相信号ｖαとの間で９０度の位相差を有する信号を単相信号ｖβとして求める例を上述したが、単相信号ｖα及びｖβ間の位相差が９０度以外になるように単相信号ｖβを求めても良い。即ち、ω＝ωｎであるときに単相信号ｖα及びｖβ間の位相差が９０度以外になるようなフィルタ処理をフィルタ１１にて行うようにしても良い。この場合においても、式（Ａ６）に示すのと同様にω＝ωｎであるならば直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃは所定値に定まるため、図５（ａ）に示す如く直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃから該所定値を差し引いて得た差分値に所定の係数Ｋω’を乗じることで（或いは該差分値に所定のテーブルデータを適用することで）、周波数変化量Δωｅｓｔを求めることができる。上記所定値は、フィルタ１１のフィルタ処理によって生じる単相信号ｖα及びｖβ間の位相差に応じた値を持ち、単相信号ｖα及びｖβ間の位相差が９０度であるならばゼロであるが、単相信号ｖα及びｖβ間の位相差が９０度以外であるならば正又は負の値を持つ。
　但し、上記所定値がゼロである場合に演算が最も簡素化されるため、単相信号ｖα及びｖβ間の位相差が９０度になるようにフィルタ処理を成すことが望ましい。更に、該位相差が９０度であるとき、図５（ｂ）に示される、ω及びΔφ間の関係の線形部分６３１を用いることができるため、制御にとって最も都合が良い。
　尚、本実施形態及び後述の他の実施形態において、演算動作（フィルタ処理等をも含む）を行う各部位は、各時点で得られている最新の信号の値を用いて自身が成すべき演算を行い、所定の更新周期で自身が算出して出力すべき信号の値を更新する。従って、演算動作を行う任意の部位にて導出される導出対象の値は、その導出対象の瞬時値を表している。例えば、或る時刻においてフィルタ１１が導出する信号ｖβの値は、当該時刻における信号ｖβの瞬時値であり、或る時刻において推定ユニット１０が出力するΔωｅｓｔは、当該時刻におけるΔωの推定瞬時値である。同様に例えば、後述の推定ユニット３０（図７参照）が或る時刻において導出するθｅｓｔは、当該時刻におけるθの推定瞬時値（推定された瞬時位相）である。
＜＜第２実施形態＞＞
　本発明の第２実施形態を説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る周波数変化量推定ユニット２０（以下、推定ユニット２０と略記することがある）の内部ブロック図である。第２実施形態に係る単相信号入力装置は、推定ユニット２０を備える。推定ユニット２０は、フィルタ２１、乗算部２２、直流成分抽出部２３、ＰＩ制御部２４及び減算部２５を備える。推定ユニット２０には、単相信号ｖｉｎ及び基準周波数ωｎが入力される。
　フィルタ２１、乗算部２２及び直流成分抽出部２３は、夫々、図１のフィルタ１１、乗算部１２及び直流成分抽出部１３と同じものである。但し、フィルタ２１は、基準周波数ωｎを修正することで得た基準周波数ωｎ’を用いてフィルタ処理を行う。従って、式（Ａ１）又は（Ａ２）の伝達関数Ｆ（ｓ）を利用する場合、フィルタ２１は、式（Ａ１）又は（Ａ２）の「ωｎ」に「ωｎ’」を代入した上で単相信号ｖβを求める。
　直流成分抽出部２３にて求められた直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃはＰＩ制御部２４に送られる。推定ユニット２０では、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃをゼロに収束させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop）が形成されており、ＰＩ制御部２４は、比例積分制御などを用いて直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃをゼロに収束させるための値を減算部２５に出力する。減算部２５は、減算部２５に対するＰＩ制御部２４の出力値を基準周波数ωｎから差し引き、その差分結果を基準周波数ωｎ’としてフィルタ２１に与える。
　ＰＩ制御部２４は、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃがゼロになるように、即ち（ω－ωｎ’）がゼロになるように減算部２５への出力値を求めている。減算部２５の機能を表す式「（ωｎ－（ＰＩ制御部２４の出力値）＝ωｎ’」に対し、ＰＩ制御部２４の機能を表す式「ω－ωｎ’＝０」を代入すると、ＰＩ制御部２４の出力値は“ωｎ－ω”である。即ち、ＰＩ制御部２４の出力値は周波数変化量Δω（＝ω－ωｎ）に（－１）を乗じたものに相当する。推定ユニット２０では、ＰＩ制御部２４の出力値（－Δω）に対して（－１）を乗じることで周波数変化量Δωｅｓｔを求める。
　このように、推定ユニット２０では、推定された周波数変化量Δωに基づき（即ちＰＩ制御部２４の出力値に基づき）フィルタ２１のフィルタ特性が調整されており、減算部２５が該調整を担うフィルタ調整部を形成する。調整の対象量は、フィルタ２１の伝達関数を定めるフィルタ係数（ωｎ’）である。推定ユニット２０では、周波数ωの変動に適応した二相信号（ｖα及びｖβから成る二相信号）が生成されるため、推定ユニット２０を周波数追従型二相信号生成部と呼ぶこともできる。周波数ωの変動に適応した二相信号を生成することの利点については、後述の第３実施形態の中で説明される。
　尚、図６の推定ユニット２０では、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃを抽出する機能を持つ直流成分抽出部２３と直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃをゼロに収束させる機能を持つＰＩ制御部２４とが別々に設けられているが、直流成分抽出部２３及びＰＩ制御部２４の代わりに、それらの機能をまとめて有する一体の制御ブロック（即ち、直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃをゼロに収束させる機能を持つ制御ブロック；不図示）を推定ユニット２０に設けるようにしても良い。
＜＜第３実施形態＞＞
　本発明の第３実施形態を説明する。図３には、本発明の第３実施形態に係る位相／周波数／周波数変化量推定ユニット３０（以下、推定ユニット３０と略記することがある）の内部ブロック図が示されている。図３には、更に、推定ユニット３０に接続された二相信号生成部３７が示されている。第３実施形態に係る単相信号入力装置は、推定ユニット３０及び二相信号生成部３７を備える。推定ユニット３０は、座標回転部３１、位相差算出部３２、ＰＩ制御部３３、加算部３４及び積分部３５を備える。推定ユニット３０の動作を説明するに先立ち、図８を参照してＰＱ座標系等を説明する。
　図８には、αβ座標系とＰＱ座標系との関係が示されている。上述したように、αβ座標系は、固定軸であるα及びβ軸を座標軸とする二次元固定座標系である。一方、ＰＱ座標系は、回転軸であるＰ及びＱ軸を座標軸とする二次元回転座標系である。Ｐ及びＱ軸は互いに直交しており、Ｑ軸はＰ軸から電気角で９０度だけ進んでいる。α軸から見たＰ軸の位相をθにて表す。θは、α軸を基準とするＰ軸の位相の進み角度を表している。
　図８において、符号６５０は任意の座標系上のベクトルを表している。ベクトル６５０は、任意の信号の位相及び振幅状態を表している。従って、ベクトル６５０によって位相及び振幅状態が表される信号を、ベクトル信号と呼ぶこともできる。今、ベクトル６５０が、ＰＱ座標系の回転に同期して回転するベクトルであるとする。そうすると、αβ座標系上においてベクトル６５０は回転するため、αβ座標系上におけるベクトル６５０は回転ベクトルとも呼べる。ベクトル６５０のＰ軸及びＱ軸成分を夫々ｖｐ及びｖｑにて表す。更に、ベクトル６５０のα軸及びβ軸成分を夫々ｖα及びｖβにて表すことができる。ｖα及びｖβは、αβ座標系上における回転ベクトル６５０の直交２成分（互いに直交する２つの成分）であると言え、ｖｐ及びｖｑは、ＰＱ座標系上におけるベクトル６５０の直交２成分であると言える。
　本明細書で述べる任意の部位（ユニット、ブロック、装置又はシステムを含む）において、単相信号ｖｉｎの周波数ωをＰＱ座標系の回転における角周波数に設定することができる。従って、ＰＱ座標系は周波数ωと同期して回転する回転座標系と言える。位相θは、単相信号ｖｉｎの位相（即ち、式（Ａ３）における“ωｔ”）を表している。推定ユニット３０では、単相信号ｖｉｎの位相θ及び周波数ωの推定値が、夫々、θｅｓｔ及びωｅｓｔとして求められる。
　図７において、二相信号生成部３７は、第１又は第２実施形態で述べた方法を用いて（図１又は図６参照）、単相信号ｖｉｎ及び基準周波数ωｎに基づき単相信号ｖα及びｖβから成る二相信号を生成する。図１の構成を二相信号生成部３７に適用する場合には、フィルタ１１を二相信号生成部３７に設けておけばよい。図６の構成を二相信号生成部３７に適用する場合には、推定ユニット２０を二相信号生成部３７に設けておけばよい。
　二相信号生成部３７にて生成された単相信号ｖα及びｖβは、推定ユニット３０の座標回転部３１に入力される。座標回転部３１は、後述の積分部３５から出力される位相θｅｓｔに基づき信号ｖα及びｖβを信号ｖｐ及びｖｑに変換する。αβ座標系上の回転ベクトル６５０を角度θだけ回転させることでＰＱ座標系上のベクトル６５０を得ることができるため、座標回転部３１は、θｅｓｔをθとして用いた座標変換によって、αβ座標系上の回転ベクトル６５０の直交２成分（ｖα及びｖβ）を、ＰＱ座標系上のベクトル６５０の直交２成分（ｖｐ及びｖｑ）に変換することができる。
　位相差算出部３２は、座標回転部３１にて算出されたｖｐ及びｖｑから位相差Δθを求める。位相差Δθは、単相信号ｖｉｎの真の位相θと、位相θの推定値θｅｓｔとの間の誤差を表している。位相差算出部３２は、下記式（Ｂ１）を用いて位相差Δθを求めることができる。座標回転部３１における座標変換演算において、“θ＝θｅｓｔ”を満たす推定値θｅｓｔを用いたならば式（Ｂ１）の右辺の値はゼロになるが、“θ≠θｅｓｔ”を満たす推定値θｅｓｔを用いたならば式（Ｂ１）の右辺の値はゼロにならない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　推定ユニット３０では、Δθをゼロに収束させるための下記式（Ｂ２）及び（Ｂ３）に従うＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成することによってθｅｓｔをθに一致させる。ＫＰ及びＫｉは、夫々、ＰＩ制御部３３にて実行される比例積分制御の比例係数及び積分係数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　具体的には、位相差算出部３２にて算出されたΔθと既知の角周波数として与えられた基準周波数ωｎとに基づき、ＰＩ制御部３３及び加算部３４にて、式（Ｂ２）に従い周波数ωｅｓｔを算出する。積分部３５は、式（Ｂ３）に従い、算出された周波数ωｅｓｔを積分することで位相θｅｓｔを算出する。位相θｅｓｔは座標回転部３１に送られ、座標回転部３１はθｅｓｔをθとして用いて座標変換を行う。推定ユニット３０では、位相差Δθがゼロに収束するようにＰＬＬが構成されているため、位相θｅｓｔは、単相信号ｖｉｎの位相θの推定値として機能する。従って、θｅｓｔの元となる周波数ωｅｓｔは、単相信号ｖｉｎの周波数ωの推定値に相当する。また、ＰＩ制御部３３の出力値に相当する、式（Ｂ２）の右辺第２項は、式（Ｂ２）及び上述の関係式“Δω＝ω－ωｎ”から分かるように、Δωの推定値として機能する。故に、ＰＩ制御部３３から、Δωの推定値である周波数変化量Δωｅｓｔ２が出力される。推定誤差を無視すれば、Δω＝Δωｅｓｔ２、である。
　次に、図９（ａ）及び（ｂ）を参照して、第２実施形態で述べたフィルタ特性の調整の作用について説明する。図９（ａ）の波形６７１、６７２、６７３は、それぞれ、調整なし条件下で得られた直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃ、位相差Δθ、周波数ωｅｓｔ／２πの信号波形（時間変化）を表し、図９（ｂ）の波形６８１、６８２、６８３は、それぞれ、調整あり条件下で得られた直流成分［ｖα・ｖβ］ｄｃ、位相差Δθ、周波数ωｅｓｔ／２πの信号波形（時間変化）を表している。調整なし条件下では、図１のフィルタ１１を用いて図７の二相信号生成部３７を形成した上で、［ｖα・ｖβ］ｄｃ、Δθ及びωｅｓｔ／２πを求めた。調整あり条件下では、図６の推定ユニット２０を用いて図７の二相信号生成部３７を形成した上で、［ｖα・ｖβ］ｄｃ、Δθ及びωｅｓｔ／２πを求めた。
　調整なし条件及び調整あり条件の夫々のシミュレーションにおいて、周波数ωｎ／２πを５０Ｈｚ（ヘルツ）に固定し、特定のタイミングｔ０に単相信号ｖｉｎの周波数ω／２πを５０Ｈｚから４６Ｈｚに急変させた。単相信号ｖｉｎの周波数が変化したことによって信号ｖβの位相が変化し、これに伴ってΔθが大きく変動すると共に推定周波数ωｅｓｔの変動も大きくなる。但し、図９（ａ）と図９（ｂ）の対比から分かるように、第２実施形態の如くフィルタ特性を調整すると、単相信号ｖｉｎの周波数変化後の推定周波数ωｅｓｔの変動が改善される（変動が小さく抑えられる）。
＜＜第４実施形態＞＞
　本発明の第４実施形態を説明する。図１０は、第４実施形態に係る単相信号入力装置のブロック図である。第４実施形態に係る単相信号入力装置は、符号４１～４４によって参照される各部位を備える。
　二相信号生成部４１は、図１の推定ユニット１０又は図６の推定ユニット２０を有し、第１又は第２実施形態で述べた方法を用いて、単相信号ｖｉｎ及び基準周波数ωｎに基づき単相信号ｖα及びｖβから成る二相信号を生成すると共に周波数変化量Δωｅｓｔを算出する。周波数／位相推定ユニット４２（以下、推定ユニット４２と略記することがある）は、図７の推定ユニット３０と同様の構成を有し、二相信号生成部４１からの信号ｖα及びｖβに基づき単相信号ｖｉｎの位相θ及び周波数ωを推定することにより、推定位相θｅｓｔ及び推定周波数ωｅｓｔを算出及び出力する。位相調整部４３は、二相信号生成部４１からの周波数変化量Δωｅｓｔに基づき位相調整量θＡＪを設定する。加算部４４は、推定ユニット４２からの推定位相θｅｓｔに対して位相調整量θＡＪを加算し、加算結果を調整後の位相θＣとして出力する。従って、θＣ＝θｅｓｔ＋θＡＪ、である。
　位相調整部４３は、“｜Δωｅｓｔ｜≦ΔωＴＨ”が成立するときには位相調整量θＡＪにゼロを設定し、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”が成立するときには位相調整量θＡＪに正又は負の値（角度量）を設定する。ΔωＴＨは、正の値を有する所定の変化量閾値である。但し、ΔωＴＨはゼロであっても良い。“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”の成立時、位相調整部４３は、例えば、絶対値｜Δωｅｓｔ｜が増大するにつれて位相調整量θＡＪの絶対値を増大させることができる。
　位相調整部４３のような位相調整部を設けることにより、基準周波数ωｎに対する単相信号ｖｉｎの周波数ずれに応じた、任意の位相特性を有する位相推定部を形成することが可能となる（後述の第５及び第６実施形態においても同様）。位相調整の有益性については、後述の他の実施形態において説明する。
＜＜第５実施形態＞＞
　本発明の第５実施形態を説明する。図１１は、第５実施形態に係る単相信号入力装置のブロック図である。第５実施形態に係る単相信号入力装置は、符号５１～５４によって参照される各部位を備える。
　二相信号生成部５１は、図１の推定ユニット１０又は図６の推定ユニット２０を有し、第１又は第２実施形態で述べた方法を用いて、単相信号ｖｉｎ及び基準周波数ωｎに基づき単相信号ｖα及びｖβから成る二相信号を生成する。周波数／位相推定ユニット５２（以下、推定ユニット５２と略記することがある）は、図７の推定ユニット３０と同様の構成を有し、二相信号生成部５１からの信号ｖα及びｖβに基づき位相θｅｓｔ、周波数ωｅｓｔ及び周波数変化量Δωｅｓｔ２を算出及び出力する。位相調整部５３は、推定ユニット５２からの周波数変化量Δωｅｓｔ２に基づき位相調整量θＡＪを設定する。加算部５４は、推定ユニット５２からの推定位相θｅｓｔに対して位相調整量θＡＪを加算し、加算結果を調整後の位相θＣとして出力する。従って、θＣ＝θｅｓｔ＋θＡＪ、である。
　位相調整部５３は、“｜Δωｅｓｔ２｜≦ΔωＴＨ”が成立するときには位相調整量θＡＪにゼロを設定し、“｜Δωｅｓｔ２｜＞ΔωＴＨ”が成立するときには位相調整量θＡＪに正又は負の値（角度量）を設定する。“｜Δωｅｓｔ２｜＞ΔωＴＨ”の成立時、位相調整部５３は、例えば、絶対値｜Δωｅｓｔ２｜が増大するにつれて位相調整量θＡＪの絶対値を増大させることができる。
＜＜第６実施形態＞＞
　本発明の第６実施形態を説明する。図１２は、第６実施形態に係る単相信号入力装置のブロック図である。第６実施形態に係る単相信号入力装置は、符号６１～６４によって参照される各部位を備える。
　周波数変化量推定ユニット６１（以下、推定ユニット６１と略記することがある）は、単相信号ｖｉｎ及び基準周波数ωｎに基づき周波数変化量Δωを推定することにより周波数変化量Δωｅｓｔを算出及び出力する。図１又は図６の推定ユニット１０又は２０を推定ユニット６１に設けることで、推定ユニット６１に周波数変化量Δωｅｓｔを算出させても良い。或いは、図７の二相信号生成部３７及び推定ユニット３０を推定ユニット６１に設けても良く、この場合、推定ユニット６１内の推定ユニット３０から出力されるΔωｅｓｔ２をΔωｅｓｔとして推定ユニット６１から出力させればよい。
　ゼロクロス利用型周波数／位相推定ユニット６２（以下、推定ユニット６２と略記することがある）は、交流の単相信号ｖｉｎの信号値がゼロになるタイミングを検出することにより（即ち、公知のゼロクロスタイミング検出法により）、単相信号ｖｉｎの位相θ及び周波数ωの推定値であるθｅｓｔ及びωｅｓｔを求める。位相調整部６３は、推定ユニット６１からの周波数変化量Δωｅｓｔに基づき位相調整量θＡＪを設定する。加算部６４は、推定ユニット６２からの推定位相θｅｓｔに対して位相調整量θＡＪを加算し、加算結果を調整後の位相θＣとして出力する。従って、θＣ＝θｅｓｔ＋θＡＪ、である。位相調整部６３における位相調整量θＡＪの設定方法は、図１０の位相調整部４３におけるそれと同じである。
＜＜第７実施形態＞＞
　本発明の第７実施形態を説明する。第７実施形態では、単相信号ｖｉｎが電圧信号（即ち、電圧値を表す信号）であるとする。この場合、第４、第５又は第６実施形態に示された方法にて求められた位相θＣ、即ち、調整後の位相θＣに基づいて電流制御を成しても良い。即ち、図１３に示すような電流制御部７０を形成しても良い。
　電流制御部７０は、電流指令値ｉ＊及び電流値ｉと調整後の位相θＣとに基づいて電圧指令値ｖ＊を算出する。電圧指令値ｖ＊は、例えば、後述の第８実施形態における電圧指令値ｖＳ ＊に相当する（図１４参照）。電圧指令値ｖ＊は、例えば、インバータ回路の交流出力電圧の目標値を表し、該交流出力電圧の実測値そのもの又は該実測値に応じた値を信号値として有する単相信号が単相信号ｖｉｎである、と考えることができる。後述の図１４ではＢＰＦ１０１の出力信号ｖｓ’が単相信号ｖｉｎに相当する。電流値ｉは、例えば、上記インバータ回路の出力電流値であると考えることができる。電流指令値ｉ＊は電流値ｉの目標値であり、電流制御部７０は、電流誤差（ｉ＊－ｉ）がゼロになるように電圧指令値ｖ＊を算出する。ｉ＊及びｉは、スカラー量であっても良いし、ベクトル量であっても良い。電流制御部７０の具体的な構成例については、後述の第８実施形態の中で説明する。
＜＜第８実施形態＞＞
　本発明の第８実施形態を説明する。図１４は、第８実施形態に係るインバータシステムの概略構成図である。
　図１４のインバータシステムには、直流電力源である太陽電池１２１と、単相インバータ回路１２２と、単相インバータ回路１２２を制御する制御装置１００と、単相の交流電力を出力する電力系統１３０と、が備えられている。制御装置１００を、電力変換制御装置又は電力変換制御部と呼ぶこともできる。制御装置１００には、符号１０１～１０７によって参照される各部位が備えられている。制御装置１００のみを含む装置、又は、単相インバータ回路１２２及び制御装置１００を含む装置を、インバータ装置と捉えることが可能である。単相インバータ回路１２２及び制御装置１００以外の、図１４に示される任意の部位（例えば、電流検出センサ１２５並びに電圧検出センサ１２６及び１２７）もインバータ装置の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。
　図１４には、太陽電池１２１の等価回路が示されている。太陽電池１２１は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。直流電圧保持部Ｃｄは、太陽電池１２１が発生した直流電圧に応じた電荷を蓄えることにより該直流電圧を保持する。電圧検出センサ１２７は、直流電圧保持部Ｃｄにて保持された直流電圧Ｅｄの電圧値を検出し、検出した電圧値を信号値として有する信号Ｅｄを直流電圧制御部１０３に送る。
　複数のスイッチング素子を有する単相インバータ回路１２２は、各スイッチング素子のスイッチング動作を用いたパルス幅変調により、直流電圧保持部Ｃｄからの直流電圧を電力系統１３０に同期する単相の交流電圧に変換する。単相インバータ回路１２２にて得られた交流電圧は、端子１２８の電位を基準として端子１２８及び１２９から出力される。尚、太陽電池１２１の出力電圧が低く直流電圧保持部Ｃｄの電圧の確保が難しい場合は、太陽電池と単相インバータ回路１２２との間に昇圧回路を配置しても良い。また、図示しないが、単相インバータ回路１２２の後段（単相インバータ回路１２２と電流検出センサ１２５との間）には単相インバータ回路１２２の出力する交流電力の高調波成分を除去するフィルタ回路が通常配置される。
　電力系統１３０は、交流電圧源を有し、端子１３１の電位を基準として端子１３１及び１３２から単相の交流電圧（例えば、いわゆる商用交流電圧）を出力する（供給している）。端子１２８及び１３１間を接続する配線上に連系点１３３が設けられていると共に端子１２９及び１３２間を接続する配線上に連系点１３４が設けられ、連系点１３３及び１３４間の交流電圧を駆動電圧として作動する負荷１３５が連系点１３３及び１３４間に接続されている。このように、図１４のインバータシステムでは、単相インバータ回路１２２により直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳されて負荷１３５へ供給される。即ち、単相インバータ回路１２２の出力交流電力と電力系統１３０の出力交流電力を用いて負荷１３５の駆動が成される。
　Ｌｃは、端子１２８及び連系点１３３間の屋内配線のリアクタンス成分及び端子１２９及び連系点１３４間の屋内配線のリアクタンス成分を表し、Ｒｃは、それらの各屋内配線の抵抗成分を表している。Ｌｓは、端子１３１及び連系点１３３を接続する屋外配線のリアクタンス成分及び端子１３２及び連系点１３４を接続する屋外配線のリアクタンス成分を表し、Ｒｓは各屋外配線の抵抗成分を表している。
　電流検出センサ１２５は、単相インバータ回路１２２の出力電流の電流値を検出し、検出電流値を信号値として有する信号ｉＳを電流制御部１０４に送る。尚、端子１２８及び連系点１３３間（又は端子１２９及び連系点１３４間）の電流を検出することで信号ｉＳを得るのではなく、太陽電池１２１及び単相インバータ回路１２２間の電流を検出することによって或いは単相インバータ回路１２２内の電流を検出することによって信号ｉＳを得てもよい。
　電圧検出センサ１２６は、単相インバータ回路１２２の出力電圧（即ち、端子１２８の電位を基準とした端子１２８及び１２９間の電圧）の電圧値を検出し、検出電圧値を信号値として有する信号ｖＳをＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１０１に送る。本実施形態において、基準周波数ωｎは、電力系統１３０の出力電圧の周波数（例えば電力系統１３０側にて定められた公称周波数）であり、例えば６０×２π又は５０×２πである。ＢＰＦ１０１は、信号ｖＳに含まれる高調波成分（ωｎの高次成分）を減衰させ、この減衰の成された信号ｖＳを信号ｖＳ’として出力する。尚、高調波成分の存在が問題とならないシステムにおいては、ＢＰＦ１０１を割愛することも可能である（この場合、ｖＳ＝ｖＳ’である）。以下の説明では、記号“ｉＳ”及び“ｖＳ”を、夫々、単相インバータ回路１２２の出力電流及び出力電圧を表す記号としても用いる。
　推定／位相調整ユニット１０２（以下、ユニット１０２と略記することがある）に、第４、第５又は第６実施形態の単相信号入力装置を内包させることができる。即ち、図１０の各部位を備える単相信号入力装置、図１１の各部位を備える単相信号入力装置、又は、図１２の各部位を備える単相信号入力装置をユニット１０２に設けておくことができる。ユニット１０２は、ＢＰＦ１０１からの信号ｖＳ’を単相信号ｖｉｎとして受け、単相信号ｖｉｎとしての信号ｖＳ’と基準周波数ωｎとに基づき、第４、第５又は第６実施形態で述べた方法に従って、調整後の位相θＣ、周波数ωｅｓｔ及び周波数変化量Δωｅｓｔを求める。但し、ユニット１０２において、ωｅｓｔ及びΔωｅｓｔの内の一方の導出は割愛されても良い。また、ユニット１０２で求められるΔωｅｓｔはΔωｅｓｔ２であっても良い（図１１及び図７参照）。ユニット１０２が導出した位相θＣは電流制御部１０４に送られ、ユニット１０２が導出したωｅｓｔ又はΔωｅｓｔは単独運転検出部１０７に送られる。
　直流電圧制御部１０３には、信号Ｅｄに加えて、直流電圧指令値Ｅｄ ＊が与えられる。直流電圧指令値Ｅｄ ＊は、直流電源としての太陽電池１２１から最大電力を得るための信号Ｅｄ（換言すれば、単相インバータ回路１２２の出力電力を最大にするための信号Ｅｄ）の値と合致する。直流電圧制御部１０３は、比例積分制御などを用いて信号Ｅｄの値が指令値Ｅｄ ＊と一致するように有効電流指令値ｉｐ ＊を算出及び出力する。単相インバータ回路１２２の出力電流ｉＳは有効電流と無効電流から形成される（換言すれば、有効電流成分と無効電流成分から成る）。有効電流指令値ｉｐ ＊は、出力電流ｉＳを形成する有効電流の目標値に相当する。尚、後に示す無効電流指令値ｉｑ ＊は（図１６参照）、出力電流ｉＳを形成する無効電流の目標値に相当する。
　電流制御部１０４は、出力電流ｉＳ（インバータ回路１２２の出力電流を表す信号ｉＳ）、有効電流指令値ｉｐ ＊及び位相θＣに基づき、比例積分制御などを用いて指令値ｖＳＯ ＊を求める。加算部１０５は、ＢＰＦ１０１からの信号値ｖＳ’に指令値ｖＳＯ ＊を加算することで（即ち“ｖＳ ＊＝（ｖＳＯ ＊＋ｖＳ’）”に従って）電圧指令値ｖＳ ＊を求め、求めた電圧指令値ｖＳ ＊をＰＷＭ回路１０６に与える。電流制御部１０４及び加算部１０５は、位相θＣを位相θとして取り扱った上で、出力電流ｉＳの有効電流成分を指令値ｉｐ ＊と一致させるための指令値ｖＳＯ ＊及びｖＳ ＊を生成する。
　ＰＷＭ回路１０６は、ＢＰＦ１０１から出力される単相インバータ回路１２２の出力電圧値（即ち、信号ｖＳ’の値）が電圧指令値ｖＳ ＊と一致するように、単相インバータ回路１２２内の各スイッチング素子を制御する。このように、制御装置１００は、電圧指令値ｖＳ ＊に応じた各スイッチング素子の制御を通じて、単相インバータ回路１２２の出力交流電流の制御を実現する。
　単独運転検出部１０７は、ユニット１０２によって推定された周波数ωｅｓｔ又は周波数変化量Δωｅｓｔに基づき、単相インバータ回路１２２の単独運転状態を検出する（換言すれば、単独運転が発生しているか否かを検出する）。単独運転及び単独運転状態とは、単相インバータ回路１２２のみが負荷１３５に電力を供給している状態を指す。単独運転は、電力系統１３０側に停電が発生した場合に発生しうる。安全性確保等を目的として、単独運転の発生時には、速やかにこれを検知し、単相インバータ回路１２２の出力を停止させることが求められる。従って、検出部１０７によって単独運転が発生していると検出された場合、制御装置１００は、速やかにインバータ回路１２２の出力を停止させる。
　単独運転が発生すると、単相インバータ回路１２２の出力電圧の周波数が電力系統１３０側にて定められた基準周波数ωｎから大きくずれうる。従って例えば、単独運転検出部１０７は、周波数ωｅｓｔと基準周波数ωｎを比較し、それらの差分絶対値｜ωｅｓｔ－ωｎ｜が所定の閾値ＴＨＡ以上であるならば単独運転が発生していると判断する一方、差分絶対値｜ωｅｓｔ－ωｎ｜が閾値ＴＨＡ未満であるならば単独運転は発生していないと判断することができる。ＴＨＡ＞０である。或いは例えば、単独運転検出部１０７は、Δωｅｓｔの絶対値を所定の閾値ＴＨＢと比較し、Δωｅｓｔの絶対値が閾値ＴＨＢ以上であるならば単独運転が発生していると判断する一方、Δωｅｓｔの絶対値が閾値ＴＨＢ未満であるならば単独運転は発生していないと判断しても良い。ＴＨＢ＞０である。
　図１５に、電流制御部１０４の例である電流制御部１０４Ａの内部ブロック図を示す。電流制御部１０４Ａは、符号１４１及び１４２によって参照される各部位を備える。
　電流指令生成部１４１は、ユニット１０２からの位相θＣに基づき、位相θＣを位相θとして取り扱った上で、直流電圧制御部１０３からの有効電流指令値ｉｐ ＊を出力電流指令値ｉＳ ＊に変換する。指令値ｉＳ ＊は、インタータ１２２の出力電流ｉＳの目標値として機能する正弦波電流指令値である。有効電流制御部１４２は、信号ｉＳの値である出力電流値ｉＳが指令値ｉＳ ＊と一致するように、比例積分制御などを用いて電圧指令値ｖＳＯ ＊を算出する。指令値ｖＳＯ ＊は、（ｉＳ－ｉＳ ＊）をゼロにするために出力電圧ｖＳに追加すべき電圧量を表す。従って、加算部１０５では、上述したように“ｖＳ ＊＝（ｖＳＯ ＊＋ｖＳ’）”により電圧指令値ｖＳ ＊を求める。
　図１６に、電流制御部１０４の他の例である電流制御部１０４Ｂの内部ブロック図を示す。電流制御部１０４Ｂは、符号１５１～１５４によって参照される各部位を備える。
　座標変換部１５１は、ユニット１０２からの位相θＣに基づき、位相θＣを位相θとして取り扱った上で、信号ｉＳによって表されるインバータ回路１２２の出力電流を有効電流及び無効電流に座標変換し、これによって有効電流値ｉｐ及び無効電流値ｉｑを算出する。座標変換部１５１は、図７の二相信号生成部３７及び座標回転部３１と同様の構成を有する。即ち、二相信号生成部３７及び座標回転部３１において単相の電圧信号ｖｉｎから二相の電圧信号ｖｐ及びｖｑを生成したのと同様の方法にて、座標変換部１５１は、単相の電流信号ｉＳから二相の電流信号ｉｐ及びｉｑを生成する。出力電流ｉＳから電流ベクトル（有効電流及び無効電流を成分として有するベクトル）を再現するため、出力電流ｉＳはベクトル量に準ずる量であると捉えることができ、従って出力電流ｉＳを出力電流ベクトルｉＳと呼ぶこともできる。出力電流ベクトルｉＳはＰＱ座標系上の電流ベクトルである。
　有効電流制御部１５２には直流電圧制御部１０３から有効電流指令値ｉｐ ＊が与えられ、また、無効電流制御部１５３には無効電流指令値ｉｑ ＊が与えられる。制御装置１００は、指令値ｉｑ ＊にゼロを設定しておくことができる。有効電流制御部１５２及び無効電流制御部１５３は、夫々、比例積分制御などによって有効電流値ｉｐ及び無効電流値ｉｑが指令値ｉｐ ＊及びｉｑ ＊と一致するように電圧指定値ｖｐ ＊及びｖｑ ＊を算出する。座標変換部１５４は、ユニット１０２からの位相θＣに基づき、位相θＣを位相θとして取り扱った上で、電圧指定値ｖｐ ＊及びｖｑ ＊を電圧指令値ｖＳＯ ＊に変換する。加算部１０５では、上述したように“ｖＳ ＊＝（ｖＳＯ ＊＋ｖＳ’）”により電圧指令値ｖＳ ＊を求める。座標変換部１５４及び加算部１０５を用いて求められる電圧指令値ｖＳ ＊は、式（Ｃ１）によって表現される。
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　上述したように、図１４の推定／位相調整ユニット１０２に、図１０、図１１又は図１２の単相信号入力装置を設けておくことができる。図１０、図１１又は図１２の単相信号入力装置で実行される、位相θｅｓｔから位相θＣを生成する処理を位相調整と呼ぶ。位相調整の意義について説明する。
　単相インバータ回路１２２が電力系統１３０と連系しているときには、位相調整を行っても、連系点電圧（連系点１３３及び１３４間の電圧）の周波数は電力系統１３０の出力電圧の周波数から変化せず、よって電圧ｖＳ及びｖＳ’の周波数も電力系統１３０の出力電圧の周波数から変化しない。しかしながら、停電等によって電力系統１３０からの電圧出力が停止すれば、制御装置１００の制御のみに従った電圧が連系点に現われると共に電圧検出センサ１２６に検出される。
　電力系統１３０からの電圧出力が停止した状態において、連系点電圧の周波数が基準周波数ωｎよりも高いとき（即ちΔω＞０であるとき）、電圧信号ｖＳ’の位相θが進むように（即ちθＡＪ＞０となるように）位相調整を行うと、該位相調整に従う出力電流ｉＳの位相変化を介して連系点電圧の位相が進み、連系点電圧の周波数が更に高くなる。逆に、電力系統１３０からの電圧出力が停止した状態において、連系点電圧の周波数が基準周波数ωｎよりも低いとき（即ちΔω＜０であるとき）、電圧信号ｖＳ’の位相θが遅れるように（即ちθＡＪ＜０となるように）位相調整を行うと、該位相調整に従う出力電流ｉＳの位相変化を介して連系点電圧の位相が遅れ、連系点電圧の周波数が更に低くなる。
　電力系統１３０からの電圧出力が停止した状態において（即ち単独運転状態において）、このような連系点電圧の周波数の増大又は減少が生じるように、ユニット１０２内の位相調整部４３、５３又は６３を形成しておくとよい（図１０、図１１又は図１２参照）。即ち例えば、ユニット１０２内の位相調整部４３、５３又は６３は、“｜Δωｅｓｔ｜≦ΔωＴＨ”が成立するときには位相調整量θＡＪにゼロを設定し、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”及び“Δωｅｓｔ＞０”が成立するときには位相調整量θＡＪに正の値を設定し、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”及び“Δωｅｓｔ＜０”が成立するときには位相調整量θＡＪに負の値を設定すると良く（第４実施形態で述べたようにΔωＴＨ≧０）、更に“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”の成立時、絶対値｜Δωｅｓｔ｜が増大するにつれて位相調整量θＡＪの絶対値を増大させてもよい。但し、ユニット１０２内に図１１の位相調整部５３が設けられる場合には、Δωｅｓｔ２がΔωｅｓｔとして用いられる。
　上記のような位相調整により、電力系統１３０からの電圧出力が停止した場合には（即ち単独運転が発生した場合には）、時間の経過と共に連系点電圧の周波数（即ち、電圧信号ｖＳ及びｖＳ’の周波数ω）が基準周波数ωｎからずれてゆくようになる。従って、単独運転検出部１０７は、ユニット１０２によって推定された周波数ωｅｓｔ又は周波数変化量Δωｅｓｔに基づき単独運転が発生しているか否かを検出することができ、位相調整によって、その検出に必要な時間（単独運転が発生した時点から単独運転が検出されるまでに必要な時間）を短縮することができる。即ち、単独運転検出を高速化することができる。
＜＜第９実施形態＞＞
　本発明の第９実施形態を説明する。第８実施形態において位相調整の有益性を説明したが、位相調整の実行は必須ではない。第９実施形態では、位相調整を行わないインバータシステムを説明する。
　第９実施形態のインバータシステムは、第８実施形態のインバータシステム（図１４）における推定／位相調整ユニット１０２が、次に示す推定／位相調整ユニット１０２Ａとして動作する点で相違する。
　推定／位相調整ユニット１０２Ａは、図１０の二相信号生成部４１及び周波数／位相推定ユニット４２、又は、図１１の二相信号生成部５１及び周波数／位相推定ユニット５２、又は、図１２の周波数変化量推定ユニット６１及び周波数／位相推定ユニット６２を備え、ＢＰＦ１０１から単相信号ｖｉｎとして入力される電圧信号ｖＳ’と基準周波数ωｎとに基づき、θｅｓｔ、ωｅｓｔ及びΔωｅｓｔを算出及び出力する。但し、ユニット１０２Ａに図１１の二相信号生成部５１及び周波数／位相推定ユニット５２を設ける場合には、Δωｅｓｔ２をΔωｅｓｔとして取り扱うものとする。
　制御装置１００の電流制御部１０４は、ユニット１０２Ａからの推定位相θｅｓｔをθＣとして用いた上で、第８実施形態で述べた動作を行う。従って、制御装置１００では、位相調整の影響を受けていない電圧指令値ｖＳ ＊が生成され、結果、位相調整の影響を受けていない電流が単相インバータ回路１２２から出力される。
　位相調整を行わない場合においても、位相調整を行った場合と同様に単独運転の検出は可能である。但し、位相調整の作用から理解されるように、単独運転の検出速度は位相調整を行った方が速い。また、インバータ回路１２２の出力電力と負荷１３５の消費電力が釣り合っていて電力系統１３０から負荷１３５への電力供給が無い状態（以下、バランス状態という）では、単独運転が発生しても一般にその検出が困難であるが、位相調整を行えばバランス状態においても確実に単独運転の検出が可能になる。
　図１７（ａ）及び（ｂ）を参照し、バランス状態において単独運転が発生したときの各信号波形を示す。図１７（ａ）の波形７１１、７１２及び７１３は、夫々、位相調整を行わない第９実施形態のインバータシステムおける出力電圧ｖＳ、推定周波数ωｅｓｔ／２π及び位相調整量θＡＪの信号波形（時間変化）を表している。第９実施形態のインバータシステムでは、θＡＪは常にゼロであると考えることができる。図１７（ｂ）の波形７２１、７２２及び７２３は、夫々、位相調整を行う第８実施形態のインバータシステムおける出力電圧ｖＳ、推定周波数ωｅｓｔ／２π及び位相調整量θＡＪの信号波形（時間変化）を表している。図１７（ａ）及び（ｂ）のシミュレーションでは、特定のタイミングｔＡ以前においてωｎ／２π＝５０（Ｈｚ）の交流電圧を電力系統１３０から出力させており、且つ、特定のタイミングｔＡに電力系統１３０の電圧出力を停止させることでタイミングｔＡ以降において単独運転状態を実現させた。図１７（ａ）及び（ｂ）の比較から分かるように、位相調整を行えばバランス状態においても速やかに推定周波数ωｅｓｔが基準周波数ωｎからずれてゆくため、高速且つ確実に単独運転の発生を検出することができる。
＜＜第１０実施形態＞＞
　本発明の第１０実施形態を説明する。図１６の電流制御部１０４Ｂを用いる場合、位相θＣに基づいてインバータ回路１２２の出力電流ベクトルｉＳが制御されるが、出力電流ベクトルｉＳの制御を介してインバータ回路１２２を制御する場合には、第８実施形態で述べた位相調整の代わりに、出力電流ｉＳの無効電流成分を調整しても良い。即ち例えば、第９実施形態のインバータシステムにおいて、電流制御部１０４を図１８の電流制御部１０４Ｃに置き換えても良い。第９実施形態のインバータシステムに、この置き換えを施したインバータシステムが、第１０実施形態に係るインバータシステムである。
　電流制御部１０４Ｃは、符号１５１～１５６によって参照される各部位を備える。無効電流調整部１５５は、第９実施形態のユニット１０２Ａにて推定されたΔωｅｓｔに基づき、無効電流調整量ｉｑＡＧを設定する。加算部１５６は、無効電流指令値ｉｑ ＊に対して無効電流調整量ｉｑＡＧを加算し、加算結果を、調整後の無効電流指令値ｉｑ ＊’として無効電流制御部１５３に供給する。従って、ｉｑ ＊’＝ｉｑ ＊＋ｉｑＡＧ、である。
　電流制御部１０４Ｃにおいて、座標変換部１５１は、第９実施形態のユニット１０２Ａからの位相θｅｓｔに基づき、位相θｅｓｔを位相θとして取り扱った上でインバータ回路１２２の出力電流ｉＳを有効電流及び無効電流に分解し、これによって有効電流値ｉｐ及び無効電流値ｉｑを算出する。θｅｓｔ＝θである場合、ｉｐ及びｉｑは、インバータ回路１２２の出力電流ベクトルｉＳのＰ軸及びＱ軸成分に一致する。
　電流制御部１０４Ｃにおいて、有効電流制御部１５２及び無効電流制御部１５３は、夫々、有効電流値ｉｐ及び無効電流値ｉｑが指令値ｉｐ ＊及びｉｑ ＊’と一致するように比例積分制御などを用いて電圧指定値ｖｐ ＊及びｖｑ ＊を算出し、座標変換部１５４は、第９実施形態のユニット１０２Ａからの位相θｅｓｔに基づき、位相θｅｓｔを位相θとして取り扱った上で電圧指定値ｖｐ ＊及びｖｑ ＊を電圧指令値ｖＳＯ ＊に変換する。加算部１０５では、上述したように“ｖＳ ＊＝（ｖＳＯ ＊＋ｖＳ’）”により電圧指令値ｖＳ ＊を求める。電流制御部１０４Ｃを用いた場合、座標変換部１５４及び加算部１０５を用いて求められる電圧指令値ｖＳ ＊は、式（Ｄ１）によって表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図１６の電流制御部１０４Ｂを用いる場合、調整後の位相θＣを座標変換部１５１及び１５４の演算に利用することで、図１９（ａ）に示す如く、周波数変化量Δωｅｓｔに応じた位相調整量θＡＪだけ単相インバータ回路１２２の出力電流ベクトルｉＳの位相が進められる（又は遅らされる）。一方、図１８の電流制御部１０４Ｃを用いる場合には、図１９（ｂ）に示す如く、周波数変化量Δωｅｓｔに応じた電流指令値ｉｑ ＊’を無効電流制御部１５３に入力することで、出力電流ベクトルｉＳの位相が進められる（又は遅らされる）。従って、第１０実施形態においても（即ち電流制御部１０４Ｃを用いた場合においても）、第８実施形態の位相調整を行った場合と同様の作用が得られ、単独運転検出の高速化等が図られる。
　無効電流調整部１５５は、“｜Δωｅｓｔ｜≦ΔωＴＨ”が成立するときには無効電流調整量ｉｑＡＧにゼロを設定し、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”が成立するときには無効電流調整量ｉｑＡＧに正又は負の値を設定する（第４実施形態で述べたようにΔωＴＨ≧０）。より具体的には例えば、無効電流調整部１５５は、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”及び“Δωｅｓｔ＞０”が成立するときには調整量ｉｑＡＧに正の値を設定し、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”及び“Δωｅｓｔ＜０”が成立するときには調整量ｉｑＡＧに負の値を設定すると良い。更に、“｜Δωｅｓｔ｜＞ΔωＴＨ”の成立時、無効電流調整部１５５は、絶対値｜Δωｅｓｔ｜が増大するにつれて調整量ｉｑＡＧの絶対値を増大させてもよい。
　尚、無効電流調整部１５５及び加算部１５６によって出力電流ｉＳの無効電流成分が調整されるが（換言すれば、無効電流指令値が調整されるが）、無効電流成分の調整は無効電力の調整と同義である。
［総括作用・効果］
　上述の各実施形態に係るユニット、装置、システムの作用及び効果について考察する。
　上述の各実施形態に係る単相入力信号装置では、単相信号ｖｉｎ（＝ｖα）と、単相信号ｖｉｎにフィルタ処理を施すことで得られた単相信号ｖβとに基づき、基準周波数ωｎから見た単相信号ｖｉｎの周波数変化量Δωを推定することができる。単相信号のゼロクロスタイミングから単相信号の周波数及び位相を検出する従来方法では、原理上、単相信号の半周期ごとしか周波数を検出することができない。また、信号に含まれるノイズや高調波成分によってゼロクロスタイミングが容易に変化するため、ゼロクロスタイミングを利用する方法は、ノイズや高調波成分に対して脆弱である。結果、ゼロクロスタイミングを利用してΔωを検出しようとした場合には、実質的に有効な精度のΔωを得るために単相信号の複数周期分の時間が必要になる。これに対し、上述の各実施形態に係る単相入力信号装置では、単相信号の半周期ごとではなく、常時、周波数変化量Δωの推定を行うことができるため、基準周波数ωｎからの周波数ωの変動を素早く検出することができる。また、周波数ωの変動を素早く検出することができるため、単相入力信号装置による周波数変化量Δωの推定値を単独運転の検出に利用すれば（図１４参照）、ゼロクロスタイミングを用いて単独運転検出を行う場合よりも、高速に単独運転検出が可能である。
　また、図６に示す如く、周波数変化量Δωの推定値に基づきフィルタ係数（ωｎ’）を適応的に調整することで、周波数ωや位相θの推定精度を向上させることができる（図９（ａ）及び（ｂ）参照）。尚、特開２００３－１４３８６０号公報及び特開２００６－１２９６８１号公報に記載の方法では、瞬時且つ連続的に単相信号の位相を推定することができるかもしれないが、フィルタの係数が固定されているために周波数の変動には対応できない。また、特開２００８―１４１９３５号公報に記載の方法では、位相同期器の推定周波数を利用して二相信号生成器のフィルタ係数を調整しているため、位相同期器と二相信号生成器の設計を独立して行うことができず、設計が煩雑になる。
　また、図１０、図１１又は図１２に示す構成を用いて周波数変化量Δωの推定値に基づく位相調整を実行し、調整後の位相θＣを用いて電流制御を行えば（図１４、図１５及び図１６参照）、周波数ωに対して任意の位相特性を実現できる。第１０実施形態の如く（図１８参照）、無効電流成分を調整する場合も同様である。この位相特性をインバータ装置に利用すれば、単独運転時に周波数ωを能動的に基準周波数ωｎからシフトさせることが可能となる。即ち、単独運転の発生後、短時間で周波数ωを基準周波数ωｎからシフトさせることが可能となるため、単独運転の検出を高速化できる。
　ゼロクロスタイミングを利用して周波数検出を行う場合でも、Δωに基づいて電流指令の位相を調整する方法が採用されうるが、この場合、ゼロクロスのタイミングでしか位相調整量を変更できないので高速な周波数シフトは困難である。これに対し、本発明の実施形態に係るインバータシステムでは、位相推定及び周波数変化量推定を常時行うことができるため、高速な周波数シフトが可能である（周波数ωを短時間で大きく基準周波数ωｎからずらすことができる）。この際、図１２に示す如く、位相推定にゼロクロスタイミングを利用する方式を用いても、位相調整を常時行うようにすれば高速な周波数シフトが可能である（即ち、本発明に係る周波数変化量推定方式は、ゼロクロスタイミングを利用する方式と組み合わせて用いることが可能である）。
　＜＜変形等＞＞
　本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１～注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
［注釈１］
　第８～第１０実施形態では、単相の電力系統と系統連系を行う単相のインバータ装置に対して本発明の技術が適用されているが、上述の各実施形態の技術を包含する本発明の技術を、複数相の電力系統（例えば三相の電力系統）と系統連系を行う複数相のインバータ装置（例えば三相のインバータ装置）に適用しても良い。この場合、複数相の電力系統に接続される複数相のインバータ回路からの複数相の出力電圧の内、一相分の電圧（即ち、相電圧又は線間電圧）の信号を単相信号ｖｉｎと捉えて、上述の各実施形態と同様の処理を行っても良い。
［注釈２］
　各実施形態において、導出されるべき全ての値の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
［注釈３］
　各実施形態における演算動作を行う任意の部位を、ソフトウェアによって、或いは、ハードウェアによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって形成することができる。
［注釈４］
　例えば、以下のように考えることができる。上述の各実施形態において、任意の推定ユニットを推定部又は推定装置と呼ぶこともでき（例えば、周波数変化量推定ユニットを周波数変化量推定部と呼ぶこともでき）、フィルタをフィルタ部と呼ぶこともできる。上述の単相信号入力装置の幾つかには、単相信号ｖｉｎに基づいて周波数変化量Δωを推定する周波数変化量推定部、単相信号ｖｉｎに基づいて位相θを推定する位相推定部、及び／又は、単相信号ｖｉｎに基づいて周波数ωを推定する周波数推定部が内在している。周波数変化量推定部は、周波数変化量Δωｅｓｔ又はΔωｅｓｔ２を求める部位に相当し、位相推定部は位相θｅｓｔを求める部位に相当し、周波数推定部は周波数ωｅｓｔを求める部位に相当する。従って、例えば、推定ユニット４２、５２又は６２（図１０、図１１又は図１２参照）は、周波数変化量推定部、位相推定部及び周波数推定部を内包しており、ユニット１０２又は１０２Ａ（図１４参照）も、周波数変化量推定部、位相推定部及び周波数推定部を内包している。
［注釈５］
　本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ａ３）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（α、βを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このようなギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は、電子出願用ソフトウェアが実行したフォント変換によって生じたものであり、本明細書を読むに当たり、その相違は適宜無視されるべきである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　１０、２０　周波数変化量推定ユニット
　１１、２１　フィルタ
　１２、２２　乗算部
　１３、２３　直流成分抽出部
　１４　係数乗算部
　３０　位相／周波数／周波数変化量推定ユニット
　３７、４１、５１　二相信号生成部
　４３、５３、６３　位相調整部
１００、１００Ａ　制御装置
１２１　太陽電池
１２２　単相インバータ回路
１２５　電流検出センサ
１２６、１２７　電圧検出センサ
１３０　電力系統
 

Claims (7)

  1. 　直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、
    　前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、
    　前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、
    　前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量と、前記第１単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相とに基づいて前記推定位相の位相調整を行い、
    　この位相調整を行った推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換することを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記第１及び第２単相信号の積に基づき前記周波数の変化量を推定することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　推定した前記周波数の変化量に基づいて前記基準周波数を調整し、調整した基準周波数を用いて前記第２単相信号を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
  4. 　前記周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記インバータ回路の単独運転が発生していると検出して前記インバータ回路の出力を停止することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のインバータ装置。
  5. 　前記周波数の変化量に基づき、前記電力変換回路の出力交流電流における無効電流成分を調整することを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のインバータ装置。
  6. 　直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の単独運転を検出した場合に前記インバータ回路を停止する前記インバータ装置において、
    　前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、
    　前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、
    　前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記基準周波数に対する前記第１単相信号の周波数の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記単独運転が発生していると検出することを特徴とするインバータ装置。
  7. 　直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換し、該交流電力を前記電力系統に重畳するインバータ回路を備えたインバータ装置において、
    　前記電力系統及前記インバータ回路間の交流電圧を示す第１単相信号を検出する電圧検出センサを備え、
    　前記電力系統の出力電圧の周波数の基準値である基準周波数を用いて、前記第１単相信号との間で所定の位相差を有する第２単相信号を前記第１単相信号から生成し、
    　前記第１単相信号及び前記第２単相信号に基づいて推定される前記第１単相信号の推定位相を用いて直流電力を電力系統に同期した交流電力に変換することを特徴とするインバータ装置。
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