WO2012164782A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2012164782A1
WO2012164782A1 PCT/JP2012/001026 JP2012001026W WO2012164782A1 WO 2012164782 A1 WO2012164782 A1 WO 2012164782A1 JP 2012001026 W JP2012001026 W JP 2012001026W WO 2012164782 A1 WO2012164782 A1 WO 2012164782A1
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WO
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parasitic element
parasitic
antenna device
antenna
dipole antenna
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/001026
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English (en)
French (fr)
Inventor
大野　健
宗太郎 新海
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Publication date
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Priority to JP2012544361A priority patent/JP5514325B2/ja
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Priority to US13/645,835 priority patent/US8902117B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H01Q9/285—Planar dipole
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/28—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of two or more substantially straight conductive elements
    • H01Q19/30—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of two or more substantially straight conductive elements the primary active element being centre-fed and substantially straight, e.g. Yagi antenna

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device including a dipole antenna and a wireless communication device including the antenna device.
  • a slot is formed on the edge of the ground conductor formed on the surface of the dielectric substrate, a slot orthogonal to the edge is formed, and a feed line intersecting the slot is formed on the back surface of the dielectric substrate.
  • An antenna is known.
  • the feed line is electromagnetically coupled to the slot, and the high frequency signal transmitted through the feed line excites the slot. At this time, the electric field appearing in the slot is guided along the slot in the edge direction of the dielectric substrate and radiated in the endfire direction.
  • Patent Document 1 attempts to broaden the slot antenna by devising the shape of the feed line.
  • Patent Document 2 a technique for increasing the gain of an endfire antenna by using an antenna having an array structure including a plurality of slots or a tapered slot antenna having a tapered slot having a tapered shape (see Patent Document 2) is known.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and provide an antenna device that is smaller and has higher gain characteristics as compared with the prior art, and a wireless communication device including the antenna device.
  • An antenna device is A dielectric substrate having first and second surfaces; A first feed element formed on the first surface of the dielectric substrate and connected to the feed line, and a second feed element formed on the second surface of the dielectric substrate and connected to the ground conductor A dipole antenna having an electrical length substantially half the wavelength of the high-frequency signal to be radiated,
  • An antenna device including at least three first parasitic element arrays each including a plurality of first parasitic elements formed on a first surface of the dielectric substrate; In each of the first parasitic element arrays, each of the plurality of first parasitic elements has a strip shape substantially parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and is predetermined so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • the at least three first parasitic element arrays each form a first pseudo slot opening for propagating a radio wave from the dipole antenna as a magnetic current between a pair of adjacent first parasitic element arrays. As described above, it is characterized by being arranged substantially parallel to each other at a predetermined second interval.
  • the first interval is set to substantially 1/8 or less of the wavelength.
  • each first parasitic element of one first parasitic element array of the pair of adjacent first parasitic element arrays is the other first parasitic element.
  • the first parasitic elements corresponding to the array face each other at their adjacent ends.
  • each first parasitic element of one first parasitic element array of the pair of adjacent first parasitic elements is the other first parasitic element.
  • the first parasitic elements of the array are arranged so as to be shifted by a predetermined distance in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the dipole antenna.
  • each of the plurality of second parasitic elements has a strip shape substantially parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and is predetermined so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • Arranged at a third interval of The at least three second parasitic element arrays each form a second pseudo slot opening for propagating a radio wave from the dipole antenna as a magnetic current between a pair of adjacent second parasitic element arrays.
  • Arranged substantially parallel to each other at a predetermined fourth interval The dipole antenna is A third parasitic element formed on the second surface so as to face the first feeding element; And a fourth parasitic element formed on the first surface so as to face the second feeding element.
  • the third interval is set to be substantially 1/8 or less of the wavelength.
  • the electrical length of the first feeding element and the electrical length of the second feeding element are set to be different from each other.
  • the electrical length of the first feeding element and the electrical length of the second feeding element are set to be substantially equal to each other.
  • the antenna device further includes at least one parasitic element pair including two parasitic elements that are formed on at least one of the first and second surfaces and operate as a reflector.
  • the two parasitic elements have a strip shape, are parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and are on a straight line located on the opposite side of the at least three first parasitic element arrays with respect to the dipole antenna. It is formed to face the dipole antenna and to be electromagnetically coupled.
  • a wireless communication device includes the antenna device.
  • At least three first parasitic element arrays each including a plurality of first parasitic elements formed on the first surface of the dielectric substrate are provided. It is prepared for.
  • the plurality of first parasitic elements each have a strip shape substantially parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and are predetermined so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • the at least three first parasitic element arrays are configured to propagate radio waves from the dipole antenna as magnetic currents between a pair of adjacent first parasitic element arrays. They are arranged substantially parallel to each other at a predetermined second interval so as to form one pseudo-slot opening. Therefore, it is possible to provide an antenna device and a wireless communication device that are smaller than those of the prior art and have high gain characteristics.
  • FIG. 1 is a front view of an antenna device 100 according to a first embodiment of the present invention. It is a reverse view of the antenna apparatus 100 of FIG. It is a surface view of 100 A of antenna apparatuses which concern on the modification of the 1st Embodiment of this invention.
  • FIG. 4 is a rear view of the antenna device 100 ⁇ / b> A of FIG. 3. It is a surface view of the antenna device 100B which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 6 is a rear view of the antenna device 100 ⁇ / b> B of FIG. 5. It is a surface view of the antenna apparatus 100C which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. It is a reverse view of the antenna apparatus 100C of FIG.
  • FIG. 10 is a rear view of the antenna device 100D of FIG. 9. It is a surface view of the antenna apparatus 100E which concerns on the 5th Embodiment of this invention. It is a reverse view of the antenna device 100E of FIG. It is a surface view of the radio
  • 1 shows a radiation pattern on the XY plane when the number of parasitic element arrays 6 is set to 5 and the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20. It is a graph.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed. It is a graph which shows the radiation pattern in XY plane when making it shorter than the length of the element 4a.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed. It is a graph which shows the radiation pattern in a XZ plane when making it shorter than the length of the element 4a.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed. It is a graph which shows the radiation pattern in XY plane when it makes shorter than the length of the element 4a and the parasitic element array 6 of the even-numbered column is shifted by X5 direction by L5 / 2.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5
  • the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5
  • the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed. It is a graph which shows the radiation pattern in XZ plane when it makes shorter than the length of the element 4a and the parasitic elements 4c and 4d are added.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed. It is a graph which shows the radiation pattern in XY plane when it is shorter than the length of the element 4a, parasitic elements 4c and 4d are added, and parasitic element pairs 13 and 14 are added.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20, and the length of the feeding element 4b is fed. It is a graph which shows the radiation pattern in XZ plane when it is shorter than the length of the element 4a, parasitic elements 4c and 4d are added, and parasitic element pairs 13 and 14 are added.
  • 12 is a graph showing the relationship between the spacing L5 between the parasitic elements 5 and the peak gain of the main beam when the spacing L6 between the parasitic element arrays 6 is set to ⁇ / 10 in the antenna device 100E of FIG. 12 is a graph showing the relationship between the spacing L6 between the parasitic element arrays 6 and the peak gain of the main beam when the spacing L5 between the parasitic elements 5 is set to ⁇ / 25 in the antenna device 100E of FIG.
  • FIG. 1 is a front view of the antenna device 100 according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a rear view of the antenna device 100 of FIG.
  • the antenna device 100 according to the present embodiment is an endfire antenna device for a wireless communication device that performs wireless communication in a high frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band.
  • an antenna device 100 includes a dielectric substrate 1, ground conductors 10, 11, 12, strip conductors 2, 30, 31, and six parasitic element arrays each including eight parasitic elements 5. 6.
  • an XYZ coordinate system is defined as shown in FIG.
  • the right direction in FIG. 1 is referred to as the X-axis direction
  • the upward direction is referred to as the Y-axis direction
  • the direction opposite to the X-axis direction is referred to as the ⁇ X-axis direction
  • the direction opposite to the Y-axis is referred to as the ⁇ Y-axis direction.
  • a dielectric substrate 1 is, for example, a glass epoxy substrate. Further, the ground conductors 10 and 11, the strip conductors 2 and 30, the feed element 4a, and the parasitic element array 6 are formed on the surface of the dielectric substrate 1, and the ground conductor 12, the strip conductor 31, The power feeding element 4 b is formed on the back surface of the dielectric substrate 1.
  • the ground conductor 12 is formed at the left end of the dielectric substrate 1 of FIG.
  • the strip conductor 2 is formed so as to face the ground conductor 12 and extend from the left end portion of the dielectric substrate 1 in the X-axis direction.
  • the ground conductors 10 and 11 are formed on both sides of the strip conductor 2 with a predetermined distance from the strip conductor 2 so as to face the ground conductor 12.
  • the ground conductors 10, 11 and 12 are electrically connected to each other.
  • the ground conductors 10 and 11 and the strip conductor 2 sandwiching the dielectric substrate 1 and the ground conductor 12 constitute a grounded coplanar line and are used as the feed line 20.
  • the strip conductor 30 has an electrical length L30, has one end and the other end connected to the right end of the strip conductor 2 in FIG. 1, and is formed to extend in the X-axis direction.
  • the power feeding element 4 a has one end connected to the other end of the strip conductor 30 and the other end that is an open end, and extends from the other end of the strip conductor 30 in the Y-axis direction.
  • the strip conductor 31 has one end connected to the ground conductor 2 and the other end connected to one end of the feed element 4 b and is formed to face the strip conductor 30.
  • the feeding element 4b has one end connected to the other end of the strip conductor 31 and the other end being an open end, and extends from the other end of the strip conductor 30 in the ⁇ Y-axis direction.
  • the feeding elements 4a and 4b formed as described above are half-wavelength printed dipole antennas (hereinafter referred to as dipole antennas) 4 having an electrical length L4 from the open end of the feed element 4a to the open end of the feed element 4b. Operates and emits radio waves mainly in the X-axis direction.
  • the X-axis direction is also referred to as an endfire direction.
  • each parasitic element array 6 includes eight parasitic elements 5 formed on the surface of the dielectric substrate 1.
  • each parasitic element 5 has a strip shape extending substantially parallel to the longitudinal direction (Y-axis direction) of the dipole antenna 4.
  • the parasitic elements 5 are arranged on the straight line parallel to the X axis at a predetermined interval L5 so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • six parasitic element arrays 6 are pseudo slot openings (hereinafter referred to as pseudo slot openings) in which a pair of parasitic element arrays 6 adjacent in the Y-axis direction have a predetermined width L6. ) Formed substantially parallel to each other so as to form S6.
  • pseudo slot openings in which a pair of parasitic element arrays 6 adjacent in the Y-axis direction have a predetermined width L6.
  • five parasitic slot arrays S ⁇ b> 6 extending in the X-axis direction are formed by six parasitic element arrays 6.
  • Each parasitic element 5 of one parasitic element array 6 of a pair of parasitic element arrays 6 adjacent in the Y-axis direction is connected to each corresponding parasitic element 5 of the other parasitic element array 6. , They are opposed to each other with an interval L6 at their adjacent ends. Accordingly, the six parasitic elements corresponding to each other in the six parasitic element arrays 6 are arranged on a straight line parallel to the Y axis.
  • the electrical length L4 of the dipole antenna 4 is set to be substantially equal to 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ of the high-frequency signal fed to the feed line 20. Thereby, a radio wave can be efficiently radiated from the dipole antenna 4.
  • the electrical lengths of the power feeding elements 4a and 4b are set to be substantially equal to each other.
  • the interval L5 is set to, for example, ⁇ / 8 or less so that adjacent parasitic elements 5 are electromagnetically coupled to each other.
  • the width L6 (interval L6) is set to ⁇ / 10, for example.
  • the distance L45 between the parasitic element 5 closest to the dipole antenna 4 and the dipole antenna 4 is set so that the parasitic element 5 closest to the dipole antenna 4 and the dipole antenna 4 are electromagnetically coupled to each other.
  • it is set to a value equal to the interval L5.
  • the electrical length L30 is set to be equal to the interval L5, for example.
  • a high frequency signal from a high frequency circuit that outputs a high frequency signal having a frequency component of a high frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band is a strip that sandwiches the feeder line 20 and the dielectric substrate 1.
  • the signal is transmitted through the transmission line made up of the conductors 30 and 31, is fed to the dipole antenna 4, and is radiated from the dipole antenna 4 in the endfire direction.
  • the parasitic elements 5 adjacent in the X-axis direction are electromagnetically coupled to each other in the X-axis direction, and each parasitic element array 6 operates as an electric wall extending in the X-axis direction.
  • a pseudo slot opening S6 is formed between a pair of parasitic element arrays 6 adjacent in the Y-axis direction. For this reason, an electric field parallel to the Y-axis direction is generated in each pseudo slot opening S6, and accordingly, a magnetic current parallel to the X-axis direction flows through the pseudo slot opening S6. Therefore, the radio wave radiated from the dipole antenna 4 is transmitted along the pseudo-slot opening S6 between the parasitic element arrays 6 along the surface of the dielectric substrate 1 in the X-axis direction and transmitted. Is emitted in the endfire direction from the right edge 1a (see FIG. 1). That is, the antenna 100 operates using the pseudo slot opening S6 as a magnetic current source.
  • the phases of the radio waves are aligned and an equiphase surface is generated.
  • the parasitic element 5 of one parasitic element array 6 and the parasitic element 5 of the other parasitic element array 6 are the Y-axis. Does not electromagnetically couple in direction and does not resonate.
  • the antenna device 100 includes the dielectric substrate 1, the feed element 4a formed on the surface of the dielectric substrate 1 and connected to the feed line 20, and formed on the back surface of the dielectric substrate 1 and grounded.
  • a dipole antenna 4 having a feed length 4b connected to the conductor 12 and having an electrical length substantially half the wavelength ⁇ of the high-frequency signal to be radiated;
  • Six parasitic element arrays 6 each having a parasitic element 5 are provided.
  • the plurality of parasitic elements 5 each have a strip shape substantially parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna 4, and have a predetermined interval L 5 so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • the six parasitic element arrays 6 are arranged between the adjacent parasitic element arrays 6 so as to form pseudo slot openings S6 that propagate radio waves from the dipole antenna 4 as magnetic currents, respectively. It is characterized by being arranged substantially parallel to each other at a predetermined interval L6.
  • each parasitic element array 6 operates as an electric wall, and a pseudo slot opening S6 is formed between two parasitic element arrays 6 adjacent in the Y-axis direction. . That is, since the antenna device 100 has a configuration in which, for example, a conductor extending in the X-axis direction is divided into a plurality of parasitic elements 5, the conductor length is shortened, and the current flowing along the pseudo slot opening S6 can be reduced.
  • the parasitic elements 5 adjacent in the X-axis direction are strongly electromagnetically coupled through the free space on the surface of the dielectric substrate 1, and Since the density of electric lines of force can be reduced, the influence of dielectric loss due to the dielectric substrate 1 can be reduced. For this reason, it is possible to obtain a high gain characteristic as compared with the prior art.
  • the current generated on the parasitic element 5 can be reduced by forming the parasitic element 5 smaller. Further, by reducing the distance L5 between the parasitic elements 5, the dielectric loss due to the dielectric substrate 1 can be reduced. Thereby, the antenna device 100 can be reduced in size and high gain characteristics can be obtained.
  • the beam width in the vertical plane and the beam width in the horizontal plane can be made narrower than those in the prior art.
  • the antenna device 100 operates using a magnetic current flowing through the pseudo slot opening S6, the influence of interference between the antenna device 100 and a conductor disposed in the vicinity of the antenna device 100 on the gain is relatively small. small.
  • the ground conductors 10 and 11 are reflectors that reflect radio waves radiated from the dipole antenna 4 in the ⁇ X axis direction in the X axis direction. works as. Therefore, the radio wave from the dipole antenna 4 can be efficiently directed to the parasitic element array 6 and the gain can be increased.
  • the antenna device 100 it is possible to increase the power efficiency of a wireless communication device that performs communication in a high frequency band such as a millimeter wave band in which propagation loss in space is relatively large.
  • the antenna device 100 since the antenna device 100 according to the present embodiment includes the dipole antenna 4, an antenna device for transmitting and receiving a high-frequency signal such as a millimeter wave band can be realized relatively easily.
  • the antenna device 100 includes the six parasitic element arrays 6, but the present invention is not limited to this, and the antenna device 100 includes three or more pseudo-slot openings S6 arranged to form a plurality of pseudo slot openings S6.
  • a parasitic element array 6 may be provided. As the length of each parasitic element array 6 in the endfire direction is increased (the number of parasitic elements 5 is increased), the beam width in the vertical plane (XZ plane) becomes narrower. Further, the beam width in the horizontal plane (XY plane) becomes narrower as the number of parasitic element arrays 6 is increased. That is, the beam width in the vertical plane and the horizontal plane can be independently controlled by the length and the number of parasitic element arrays 6.
  • the lengths of the parasitic element arrays 6 in the X-axis direction are the same. However, they may be different from each other.
  • the parasitic elements 5 are arranged at equal intervals L5.
  • the present invention is not limited to this, and in each parasitic element array 6, the parasitic elements 5 may be arranged at unequal intervals so as to be electromagnetically coupled to each other in the X-axis direction.
  • the maximum value of each interval between the parasitic elements 5 in each parasitic element array 6 is preferably ⁇ / 8 or less.
  • FIG. 3 is a front view of an antenna device 100A according to a modification of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a rear view of the antenna device 100A of FIG.
  • the antenna device 100A differs from the antenna device 100 in that it includes parasitic element arrays 61 to 67 instead of the six parasitic element arrays 6. In the present modification, only differences from the first embodiment will be described.
  • parasitic element arrays 61, 62, 63, 64, 65, 66, and 67 are configured to include 9, 8, 8, 7, 8, 8, and 9 parasitic elements 5, respectively.
  • the parasitic element 5 is formed and disposed in the same manner as the parasitic element 5 in the parasitic element array 6 according to the first embodiment.
  • parasitic element arrays 61, 62, 63, 64, 65, 66 and 67 have pseudo slot openings S60 in which a pair of parasitic element arrays adjacent in the Y-axis direction have a predetermined width L60. As formed, they are formed substantially parallel to each other.
  • six pseudo slot openings S60 extending in the X-axis direction are formed by the seven parasitic element arrays 61 to 67.
  • each parasitic element 5 of one parasitic element array of a pair of parasitic element arrays adjacent in the Y-axis direction is connected to each parasitic element array of the other parasitic element array.
  • the feed element 5 is arranged so as to be shifted by a predetermined distance D in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the dipole antenna 4. Further, in FIG. 3, the interval L5, the interval L45, and the width L60 are set similarly to the interval L5, the interval L45, and the width L6 in the first embodiment, respectively.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4 is guided in the X-axis direction on the surface of the dielectric substrate 1 along the pseudo slot openings S60 between the parasitic element arrays 61 to 67. It is transmitted and emitted from the right edge portion 1a of the dielectric substrate 1 in the endfire direction.
  • the antenna device 100A has the same effect as the antenna device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a front view of the antenna device 100B according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a rear view of the antenna device 100B of FIG.
  • the antenna device 100B according to the present embodiment includes a dipole antenna 4A instead of the dipole antenna 4, and includes six parasitic elements 7 each.
  • a parasitic element array 8 is further provided. In the present embodiment, only differences from the first embodiment will be described.
  • the dipole antenna 4A includes feed elements 4a and 4b and parasitic elements 4c and 4d.
  • the parasitic element 4c is formed on the surface of the dielectric substrate 1 so as to face the feeding element 4b and to have a predetermined interval between the feeding element 4a.
  • the parasitic element 4d is formed on the back surface of the dielectric substrate 1 so as to face the feeding element 4a and to have a predetermined interval between the feeding element 4b.
  • each parasitic element array 8 includes eight parasitic elements 7 formed on the back surface of the dielectric substrate 1.
  • the parasitic element 7 has a strip shape extending substantially parallel to the longitudinal direction (Y-axis direction) of the dipole antenna 4A.
  • the parasitic elements 7 are arranged at a predetermined interval L7 on a straight line parallel to the X axis so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • six parasitic element arrays 8 are substantially mutually connected such that a pair of parasitic element arrays 8 adjacent in the Y-axis direction form a pseudo slot opening S8 having a predetermined width L8. Are formed in parallel with each other. In the case of FIG. 6, six parasitic element arrays 8 form five pseudo slot openings S8 extending in the X-axis direction.
  • the parasitic element 7 of one parasitic element array 8 of the pair of parasitic element arrays 8 adjacent in the Y-axis direction is connected to the parasitic elements 7 of the other parasitic element array 8 with each other. Adjacent ends are opposed to each other with an interval L7.
  • the interval L7 is set to be equal to the interval L5
  • the width L8 is set to be equal to the width L6
  • the parasitic elements 7 are formed to face the parasitic elements 5, respectively.
  • each parasitic element array 8 the parasitic elements 7 adjacent in the X-axis direction are electromagnetically coupled to each other in the X-axis direction, and each parasitic element array 8 operates as an electric wall extending in the X-axis direction.
  • a pseudo slot opening S8 is formed between a pair of parasitic element arrays 8 adjacent in the Y-axis direction. For this reason, an electric field parallel to the Y-axis direction is generated in each pseudo-slot opening S8, and accordingly, a magnetic current parallel to the X-axis direction flows through the pseudo-slot opening S8.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4A is transmitted along the pseudo-slot opening S8 between the parasitic element arrays 8 along the back surface of the dielectric substrate 1 in the X-axis direction. Is emitted in the endfire direction from the right edge 1a. That is, the antenna 100B operates using the pseudo slot opening S8 as a magnetic current source.
  • the phases of the radio waves are aligned and an equiphase surface is generated.
  • the parasitic element 7 of one parasitic element array 8 and the parasitic element 7 of the other parasitic element array 8 are the Y-axis. Does not electromagnetically couple in direction and does not resonate.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4A propagates as a magnetic current along the surface of the dielectric substrate 1 along each pseudo-slot opening S6, and each pseudo-slot opening S8. And propagates as a magnetic current on the back surface of the dielectric substrate 1, and is emitted from the edge 1 a of the dielectric substrate 1 in the endfire direction.
  • the parasitic element 4c is electromagnetically coupled to the feeder element 4b, and the parasitic element 4d is electromagnetically coupled to the feeder element 4a.
  • radio waves can be radiated efficiently.
  • the parasitic element array 8 is further provided, the radiation efficiency and the aperture efficiency can be increased as compared with the above-described embodiment and modification.
  • the interval L7 is set to be equal to the interval L5, and the width L8 is set to be equal to the width L6.
  • the interval L7 may not be equal to the interval L5, but is preferably ⁇ / 8 or less.
  • the width L8 may not be equal to the width L6, but is set to ⁇ / 10, for example.
  • the arrangement shape of the parasitic element array 6 on the front surface of the dielectric substrate 1 and the arrangement shape of the parasitic element array 8 on the back surface do not have to be the same.
  • the antenna device 100B includes the parasitic element arrays 6 and 8, but the present invention is not limited thereto, and may include only one of the parasitic element arrays 6 and 8.
  • FIG. 7 is a front view of the antenna device 100C according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a rear view of the antenna device 100C of FIG.
  • the antenna device 100C according to the present embodiment includes a parasitic element pair 13 including parasitic elements 13a and 13b and parasitic elements 14a and 14b, as compared to the antenna apparatus 100B according to the second embodiment.
  • a parasitic element pair 14 is further provided. In the present embodiment, only differences from the second embodiment will be described.
  • the parasitic elements 13 a and 13 b have a strip shape and are formed on the surface of the dielectric substrate 1.
  • the parasitic elements 13a and 13b are opposed to and electromagnetically coupled to the dipole antenna 4A on a straight line that is parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna 4A and located on the opposite side of the parasitic element array 6 with respect to the dipole antenna 4A. And operate as a reflector.
  • the parasitic elements 14 a and 14 b have a strip shape and are formed on the back surface of the dielectric substrate 1.
  • the parasitic elements 14a and 14b are opposed to and electromagnetically coupled to the dipole antenna 4A on a straight line parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna 4A and on the opposite side of the parasitic element array 6 with respect to the dipole antenna 4A. And operate as a reflector.
  • the parasitic element 13 a is formed on the surface of the dielectric substrate 1 and in a region between the feeder element 4 a and the ground conductor 11 so as to extend in the Y-axis direction.
  • the parasitic element 13b is formed on the surface of the dielectric substrate 1 and in a region between the parasitic element 4c and the ground conductor 10 so as to extend in the Y-axis direction.
  • the parasitic elements 14a and 14b are formed on the back surface of the dielectric substrate 1 so as to face the parasitic elements 13a and 13b, respectively.
  • the parasitic element 13a is electromagnetically coupled to the feeder element 4a
  • the parasitic element 13b is electromagnetically coupled to the parasitic element 4c
  • the parasitic element 14a is electromagnetically coupled to the parasitic element 4d
  • 14b is electromagnetically coupled to the feed element 4b.
  • the parasitic element pairs 13 and 14 that operate as the reflectors are provided on the side opposite to the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4A with respect to the dipole antenna 4A.
  • the radio wave radiated from the dipole antenna 4 can be efficiently directed toward the endfire, and the FB (Front-to-Back) ratio can be improved.
  • the feeder line 20 does not include the ground conductors 10 and 11 that operate as reflectors, such as a microstrip line, the effect of the parasitic element pairs 13 and 14 is increased.
  • the antenna device 100C includes the two parasitic element pairs 13 and 14, but the present invention is not limited thereto, and may include only one of the parasitic element pairs 13 and 14. .
  • the antenna device 100C includes the parasitic element arrays 6 and 8.
  • the present invention is not limited to this, and may include only one of the parasitic element arrays 6 and 8.
  • FIG. 9 is a front view of an antenna device 100D according to the fourth embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a rear view of the antenna device 100D of FIG.
  • the antenna device 100D according to the present embodiment is characterized in that a power feeding element 4e is provided instead of the power feeding element 4b, as compared with the antenna device 100A according to the modification of the first embodiment.
  • the electrical lengths of the power feeding elements 4a and 4b are set to be equal to each other.
  • the electrical length of the power feeding element 4e is shorter than the electrical length of the power feeding element 4b.
  • Set to The feed elements 4a and 4e operate as a dipole antenna 4B having an electrical length L4 from the open end of the feed element 4a to the open end of the feed element 4e.
  • the feed line 20 is an unbalanced transmission line
  • the current that flows in the feed element 4 a and the feed element 4 b flow.
  • the current may become unbalanced and the beam in the horizontal plane may not face the endfire direction.
  • the antenna devices 100, 100A, 100B, and 100C according to the above-described embodiments and modifications have a smaller beam width compared to the related art, the beam direction is the front of the antenna devices 100, 100A, 100B, and 100C ( If the user is not facing the endfire direction, the user experience becomes poor.
  • the antenna device 100C by setting the electrical length of the feed element 4e to be shorter than the electrical length of the feed element 4a, the above-described current imbalance is adjusted and the beam is directed in the endfire direction. Can be directed. Further, since the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4B is directed to the endfire direction, the waveguide efficiency in the parasitic element array 6 is improved as compared with the above-described embodiments and modifications.
  • the electrical length of the feed element 4e is set shorter than the electrical length of the feed element 4a, the present invention is not limited to this, and the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4B is directed to a desired direction such as the endfire direction.
  • the electrical length of the feeding element 4a and the electrical length of the feeding element 4e may be set to be different from each other.
  • the parasitic element array is not provided on the back surface of the dielectric substrate 1, but the present invention is not limited to this.
  • at least three parasitic element arrays similar to the parasitic element arrays 61 to 67 may be provided on the back surface of the dielectric substrate 1.
  • a plurality of parasitic elements for example, the parasitic element 7 in FIG. 8 each have a strip shape substantially parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna 4B. They are arranged at predetermined intervals so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • the at least three parasitic element arrays each have a pseudo slot opening (for example, the pseudo slot opening of FIG. 8) that propagates a radio wave from the dipole antenna 4B as a magnetic current between a pair of adjacent parasitic element arrays. S8) are arranged substantially parallel to each other at a predetermined interval.
  • FIG. 11 is a front view of an antenna device 100E according to the fifth embodiment of the present invention
  • FIG. 12 is a rear view of the antenna device 100E of FIG.
  • the antenna device 100E according to the present embodiment is characterized in that a power feeding element 4e is provided instead of the power feeding element 4b, as compared with the antenna device 100C according to the modification of the third embodiment. In the present embodiment, only differences from the third embodiment will be described.
  • the electrical length of the feed element 4e is set to be shorter than the electrical length of the feed element 4b, similarly to the antenna device 100D according to the fourth embodiment.
  • the feed elements 4a, 4c, 4d, and 4e operate as a dipole antenna 4C having an electrical length L4 from the open end of the feed element 4a to the open end of the feed element 4e.
  • the beam can be directed in the endfire direction by setting the electrical length of the feed element 4e to be shorter than the electrical length of the feed element 4a. Further, since the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4C is directed to the endfire direction, the waveguide efficiency in the parasitic element arrays 6 and 8 is improved as compared with the third embodiment.
  • the electrical length of the feed element 4e is set shorter than the electrical length of the feed element 4a, the present invention is not limited to this, and the radiation direction of the radio wave from the dipole antenna 4C is directed to a desired direction such as the endfire direction.
  • the electrical length of the feeding element 4a and the electrical length of the feeding element 4e may be set to be different from each other.
  • the electric length of the parasitic element 4c is set to be longer than the electric length of the feeder element 4e.
  • the present invention is not limited to this, and the electric length of the parasitic element 4c is set to You may set so that it may be substantially equal to length.
  • the antenna device 100E includes the parasitic element arrays 6 and 8.
  • the present invention is not limited thereto, and may include only one of the parasitic element arrays 6 and 8.
  • the antenna device 100E includes the parasitic element pairs 13 and 14, the present invention is not limited thereto, and may include only one of the parasitic element pairs 13 and 14.
  • FIG. 13 is a front view of a wireless communication device 200 according to the sixth embodiment of the present invention.
  • a wireless communication device 200 is a wireless communication device such as a wireless module substrate, and includes an antenna device 100 according to the first embodiment, an upper layer circuit 501, a baseband circuit 502, and a high-frequency circuit 503. It is configured with.
  • the upper layer circuit 501, the baseband circuit 502, and the high frequency circuit 503 are provided on the surface of the dielectric substrate 1.
  • the circuits 501 to 503 are provided in the ⁇ X axis direction with respect to the dipole antenna 4.
  • an upper layer circuit 501 is a circuit in a layer higher than a physical layer such as a MAC (Media Access Control) layer and an application layer, and includes, for example, a communication circuit and a host processing circuit.
  • the upper layer circuit 501 outputs a predetermined data signal to the baseband circuit 502, and performs predetermined signal processing on the baseband signal from the baseband circuit 502 to convert it into a data signal.
  • the baseband circuit 502 performs waveform shaping processing on the data signal from the upper layer circuit 501, modulates a predetermined carrier wave signal according to the processed data signal, converts the signal into a high frequency signal, and converts the signal to the high frequency circuit 503. Output. Further, the baseband circuit 502 demodulates the high frequency signal from the high frequency circuit 503 into a baseband signal and outputs the demodulated signal to the upper layer circuit 501.
  • the high-frequency circuit 503 performs power amplification processing and waveform shaping processing in the radio frequency band on the high-frequency signal from the baseband circuit 502, and outputs the result to the dipole antenna 4 through the feed line 2. Further, the high frequency circuit 503 performs predetermined processing such as frequency conversion on the high frequency signal wirelessly received by the dipole antenna 4, and then outputs it to the baseband circuit 502.
  • the high frequency circuit 503 and the antenna device 100 are connected via a high frequency transmission line. Further, an impedance matching circuit is provided between the high frequency circuit 503 and the antenna device 100C as necessary.
  • the wireless communication device 200 configured as described above wirelessly transmits and receives a high-frequency signal using the antenna device 100, so that a wireless communication device that is smaller and has a higher gain than the prior art can be realized.
  • wireless communication apparatus 200 which concerns on this embodiment was provided with the antenna apparatus 100
  • this invention is not restricted to this, You may provide the antenna apparatus 100A, 100B, 100C, 100D or 100E.
  • the wireless communication apparatus 200 performs wireless transmission / reception
  • the present invention is not limited to this, and only wireless transmission or wireless reception may be performed.
  • the results of performing a three-dimensional electromagnetic field analysis on the antenna device 100 of FIG. 1 will be described.
  • the number of parasitic element arrays 6 is set to 5, and the number of parasitic elements 5 included in each parasitic element array 6 is set to 20.
  • the thickness of the dielectric substrate 1 was set to 0.2 mm, and the frequency of the high frequency signal fed to the dipole antenna 4 was set to 60 GHz.
  • FIG. 14 is a graph showing a radiation pattern on the XY plane of the antenna device 100 of FIG. As shown in FIG. 14, it can be seen that a relatively narrow beam width can be obtained in the XY plane.
  • 15 and 16 are graphs showing radiation patterns on the XY plane and the XZ plane, respectively, when the length of the feed element 4b is shorter than the length of the feed element 4a in the antenna device 100 of FIG. As shown in FIGS. 15 and 16, by making the length of the feed element 4b shorter than the length of the feed element 4a, the beam width does not change, but the beam direction may be directed in the X-axis direction (endfire direction). Recognize.
  • 17 and 18 show that the length of the feed element 4b is shorter than the length of the feed element 4a in the antenna device 100 of FIG. 1, and the parasitic element array 6 in the even-numbered column is shifted in the X-axis direction by L5 / 2. It is a graph which shows the radiation pattern in XY plane and XZ plane when it is made to do. 17 and 18 are compared with FIGS. 15 and 16, it can be seen that the radiation characteristics do not change substantially even if the arrangement method of the parasitic element array 6 changes.
  • the length of the feed element 4b is made shorter than the length of the feed element 4a, and parasitic elements 4c and 4d (see, for example, FIGS. 5 and 6) are added. It is a graph which shows the radiation pattern in XY plane and XZ plane when doing. Comparing FIG. 19 and FIG. 20 with FIG. 15 and FIG. 16, it can be seen that adding the parasitic elements 4c and 4d does not substantially change the shape of the radiation pattern, but increases the gain.
  • FIG. 21 and 22 show that the length of the feed element 4b is shorter than the length of the feed element 4a, the parasitic elements 4c and 4d are added, and the parasitic element pairs 13 and 14 (for example, FIG. 7 and FIG. 8 are graphs showing the radiation patterns in the XY plane and the XZ plane when adding FIG. Comparing FIGS. 21 and 22 with FIGS. 15 to 18, it can be seen that adding the parasitic element pairs 13 and 14 does not substantially change the shape of the radiation pattern, but increases the gain.
  • the frequency of the high frequency signal fed to the dipole antenna 4C was set to 62 GHz.
  • the length of the feed element 4e is set shorter than the length of the feed element 4a so that the radio wave from the dipole antenna 4C is directed in the endfire direction.
  • the width of the parasitic element 5 in the X-axis direction was set to ⁇ / 25, and the length in the Y-axis direction was set to about three times the width in the X-axis direction.
  • FIG. 23 is a graph showing the relationship between the spacing L5 between the parasitic elements 5 and the peak gain of the main beam when the spacing L6 between the parasitic element arrays 6 is set to ⁇ / 10 in the antenna device 100E of FIG. It is.
  • the peak gain increases. In particular, by setting the interval L5 to 8 / ⁇ or less, a high peak gain of 9.5 dBi or more can be obtained.
  • FIG. 24 shows the relationship between the spacing L6 between the parasitic element arrays 6 and the peak gain of the main beam when the spacing L5 between the parasitic elements 5 is set to ⁇ / 25 in the antenna device 100E of FIG. It is a graph to show.
  • the peak gain increases as the interval L6 is set smaller. In particular, by setting the interval L6 to 0.4 ⁇ or less, a high peak gain of 9.5 dBi or more can be obtained.
  • the parasitic element arrays 6, 61 to 67, 8 are arranged at equal intervals.
  • the present invention is not limited to this, and the parasitic element arrays 6, 61 to 67, 8 are arranged. May be arranged at unequal intervals.
  • the maximum value of each interval between the plurality of parasitic elements is preferably 0.4 ⁇ or less.
  • the parasitic element arrays 6, 61 to 67, 8 are arranged in a straight line.
  • the present invention is not limited to this and may be arranged in a curved line.
  • the parasitic elements 5, 7 are arranged at equal intervals.
  • the present invention is not limited to this, and is unequal. They may be arranged at intervals. However, it is preferable that the maximum value of the intervals between the parasitic elements 5 and 7 in the parasitic element arrays 6, 61 to 67 and 8 is ⁇ / 8 or less.
  • the grounded coplanar line is used as the feed line 20 for transmitting a high-frequency signal.
  • the present invention is not limited to this, and an unbalanced transmission line such as a microstrip line.
  • a balanced transmission line may be used as the feed line 20.
  • each first parasitic element array is configured.
  • the plurality of first parasitic elements each have a strip shape substantially parallel to the longitudinal direction of the dipole antenna, and are predetermined so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • the at least three first parasitic element arrays are configured to propagate radio waves from the dipole antenna as magnetic currents between a pair of adjacent first parasitic element arrays. They are arranged substantially parallel to each other at a predetermined second interval so as to form one pseudo-slot opening. Therefore, it is possible to provide an antenna device and a wireless communication device that are smaller than those of the prior art and have high gain characteristics.
  • the antenna device and the wireless communication device according to the present invention are useful as an antenna device and a wireless communication device for fields such as high-frequency communication.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

　各無給電素子アレー（６）において、無給電素子５は、ダイポールアンテナ（４）の長手方向に実質的に平行なストリップ形状を有し、所定の間隔（Ｌ５）で形成される。間隔（Ｌ５）は、給電線路（２０）に給電される高周波信号の波長λの１／８以下に設定される。無給電素子アレー（６）は、ダイポールアンテナ（４）からの電波を磁流として伝搬させる複数の擬似スロット開口（Ｓ６）を形成するように配置される。

Description

アンテナ装置
　本発明は、ダイポールアンテナを備えたアンテナ装置及び当該アンテナ装置を備えた無線通信装置に関する。
　従来技術に係るエンドファイアアンテナとして、誘電体基板の表面に形成された接地導体のエッジに、当該エッジに直交するスロットを形成し、誘電体基板の裏面にスロットと交差する給電線路を形成したスロットアンテナが知られている。給電線路はスロットと電磁的に結合し、給電線路を介して伝送される高周波信号はスロットを励振する。このときスロットに現れる電界はスロットに沿って誘電体基板のエッジ方向に導波され、エンドファイア方向に放射される。
　エンドファイアアンテナの多くは進行波型のアンテナであるため、一般に、広帯域化を図ることが容易である。例えば、特許文献１は、給電線路の形状を工夫してスロットアンテナの広帯域化を図っている。また、複数のスロットを備えたアレー構造を有するアンテナ又はテーパ形状を有するテーパスロットを備えたテーパスロットアンテナ（特許文献２参照。）により、エンドファイアアンテナを高利得化する技術が知られている。
特開２００８－２８３２５１号公報 特開２００９－５０８６号公報 米国特許出願公開第２００９／０１９５４６０号明細書 米国特許出願公開第２００９／００４６０１９号明細書 米国特許出願公開第２００９／０２０７０８８号明細書 米国特許第６２８１８４３号明細書
　しかしながら、誘電体基板のエッジ方向に電波を放射するスロットアンテナを、ミリ波帯などの非常に高い周波数帯の電波に適用する場合、以下の２つの課題があった。まず始めに、一般的なプリント配線基板のエッチングプロセスでは、スロットに給電するための給電部をミリ波帯の電波の波長に応じて小さく形成することが困難であるという課題があった。また、スロットに沿って流れるグランド電流の損失が比較的大きくなるという課題があった。グランド電流の損失は放射効率の低下に直結するため、上述したアレー構造を有するアンテナ又はテーパスロットアンテナでもこの課題を解決できなかった。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して小型でありかつ高利得特性を有するアンテナ装置及び当該アンテナ装置を備えた無線通信装置を提供することにある。
　第１の発明に係るアンテナ装置は、
　第１及び第２の面を有する誘電体基板と、
　上記誘電体基板の第１の面に形成されかつ給電線路に接続された第１の給電素子と、上記誘電体基板の第２の面に形成されかつ接地導体に接続された第２の給電素子とを備え、放射すべき高周波信号の波長の実質的に１／２の電気長を有するダイポールアンテナと、
　上記誘電体基板の第１の面に形成された複数の第１の無給電素子をそれぞれ備えた少なくとも３個の第１の無給電素子アレーとを備えたアンテナ装置であって、
　上記各第１の無給電素子アレーにおいて、上記複数の第１の無給電素子は、上記ダイポールアンテナの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の第１の間隔で配置され、
　上記少なくとも３個の第１の無給電素子アレーは、隣接する１対の第１の無給電素子アレー間においてそれぞれ、上記ダイポールアンテナからの電波を磁流として伝搬させる第１の擬似スロット開口を形成するように、所定の第２の間隔で実質的に互いに平行に配置されたことを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、上記第１の間隔は、上記波長の実質的に１／８以下に設定されたことを特徴とする。
　また、上記アンテナ装置において、隣接する１対の上記第１の無給電素子アレーのうちの一方の第１の無給電素子アレーの各第１の無給電素子は、他方の第１の無給電素子アレーの対応する各第１の無給電素子にそれらの互いに隣接する各端部で対向することを特徴とする。
　さらに、上記アンテナ装置において、隣接する１対の上記第１の無給電素子アレーのうちの一方の第１の無給電素子アレーの各第１の無給電素子は、他方の第１の無給電素子アレーの各第１の無給電素子に対して、上記ダイポールアンテナの長手方向と直交する方向で所定の距離だけシフトさせて配置されたことを特徴とする。
　またさらに、上記アンテナ装置において、
　上記誘電体基板の第２の面に形成された複数の第２の無給電素子をそれぞれ備えた少なくとも３個の第２の無給電素子アレーをさらに備え、
　上記各第２の無給電素子アレーにおいて、上記複数の第２の無給電素子は、上記ダイポールアンテナの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の第３の間隔で配置され、
　上記少なくとも３個の第２の無給電素子アレーは、隣接する１対の第２の無給電素子アレー間においてそれぞれ、上記ダイポールアンテナからの電波を磁流として伝搬させる第２の擬似スロット開口を形成するように、所定の第４の間隔で実質的に互いに平行に配置され、
　上記ダイポールアンテナは、
　上記第１の給電素子に対向するように上記第２の面に形成された第３の無給電素子と、
　上記第２の給電素子に対向するように上記第１の面に形成された第４の無給電素子とをさらに備えたことを特徴とする。
　また、上記アンテナ装置において、上記第３の間隔は、上記波長の実質的に１／８以下に設定されたことを特徴とする。
　さらに、上記アンテナ装置において、上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、互いに異なるように設定されたことを特徴とする。
　またさらに、上記アンテナ装置において、上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、実質的に互いに等しいように設定されたことを特徴とする。
　また、上記アンテナ装置において、上記第１及び第２の面のうちの少なくとも一方に形成され反射器として動作する２つの無給電素子を備えた少なくとも１対の無給電素子ペアをさらに備え、
　上記２つの無給電素子はストリップ形状を有し、上記ダイポールアンテナの長手方向に平行でありかつ上記ダイポールアンテナに関して上記少なくとも３個の第１の無給電素子アレーと反対側に位置する直線上に、上記ダイポールアンテナに対向しかつ電磁的に結合するように形成されたことを特徴とする。
　第２の発明に係る無線通信装置は、上記アンテナ装置を備えたことを特徴とする。
　本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置によれば、誘電体基板の第１の面に形成された複数の第１の無給電素子をそれぞれ備えた少なくとも３個の第１の無給電素子アレーを備えて構成される。ここで、各第１の無給電素子アレーにおいて、複数の第１の無給電素子は、ダイポールアンテナの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の第１の間隔で配置され、少なくとも３個の第１の無給電素子アレーは、隣接する１対の第１の無給電素子アレー間においてそれぞれ、ダイポールアンテナからの電波を磁流として伝搬させる第１の擬似スロット開口を形成するように、所定の第２の間隔で実質的に互いに平行に配置される。従って、従来技術に比較して小型でありかつ高利得特性を有するアンテナ装置及び無線通信装置を提供できる。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置１００の表面図である。 図１のアンテナ装置１００の裏面図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置１００Ａの表面図である。 図３のアンテナ装置１００Ａの裏面図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂの表面図である。 図５のアンテナ装置１００Ｂの裏面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃの表面図である。 図７のアンテナ装置１００Ｃの裏面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄの表面図である。 図９のアンテナ装置１００Ｄの裏面図である。 本発明の第５の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅの表面図である。 図１１のアンテナ装置１００Ｅの裏面図である。 本発明の第６の実施形態に係る無線通信装置２００の表面図である。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定したときのＸＹ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くしたときのＸＹ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くしたときのＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、偶数列目の無給電素子アレー６をＬ５／２だけＸ軸方向にシフトさせたときのＸＹ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、偶数列目の無給電素子アレー６をＬ５／２だけＸ軸方向にシフトさせたときのＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、無給電素子４ｃ及び４ｄを追加したときのＸＹ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、無給電素子４ｃ及び４ｄを追加したときのＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、無給電素子４ｃ及び４ｄを追加し、無給電素子ペア１３及び１４を追加したときのＸＹ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１のアンテナ装置１００において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定し、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、無給電素子４ｃ及び４ｄを追加し、無給電素子ペア１３及び１４を追加したときのＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。 図１１のアンテナ装置１００Ｅにおいて、無給電素子アレー６間の間隔Ｌ６をλ／１０に設定したときの無給電素子５間の間隔Ｌ５と主ビームのピーク利得との関係を示すグラフである。 図１１のアンテナ装置１００Ｅにおいて、無給電素子５間の間隔Ｌ５をλ／２５に設定したときの無給電素子アレー６間の間隔Ｌ６と主ビームのピーク利得との関係を示すグラフである。
　以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第１の実施形態．
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置１００の表面図であり、図２は、図１のアンテナ装置１００の裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００は、マイクロ波帯又はミリ波帯などの高周波帯で無線通信を行う無線通信装置のためのエンドファイアアンテナ装置である。
　図１において、アンテナ装置１００は、誘電体基板１と、接地導体１０，１１，１２と、ストリップ導体２，３０，３１と、８個の無給電素子５をそれぞれ含む６個の無給電素子アレー６とを備えて構成される。なお、本実施形態及び以下の各実施形態及び変形例において、図１に示すようにＸＹＺ座標系を定義する。このとき、図１の右方向をＸ軸方向といい、上方向をＹ軸方向という。また、Ｘ軸方向と反対方向を－Ｘ軸方向といい、Ｙ軸と反対方向を－Ｙ軸方向という。
　図１において、誘電体基板１は、例えばガラスエポキシ基板である。また、接地導体１０，１１と、ストリップ導体２，３０と、給電素子４ａと、無給電素子アレー６とは、誘電体基板１の表面上に形成され、接地導体１２と、ストリップ導体３１と、給電素子４ｂとは誘電体基板１の裏面上に形成される。ここで、接地導体１２は、図１の誘電体基板１の左端部に形成される。ストリップ導体２は、接地導体１２に対向しかつ誘電体基板１の左端部からＸ軸方向に延在するように形成される。接地導体１０及び１１は、接地導体１２に対向するように、ストリップ導体２との間に所定の間隔を有して、ストリップ導体２の両側に形成される。なお、接地導体１０，１１及び１２は互いに電気的に接続されている。図１及び図２において、誘電体基板１を挟設する接地導体１０，１１及びストリップ導体２と、接地導体１２とはグランデッドコプレーナ線路を構成し、給電線路２０として用いられる。
　また、図１において、ストリップ導体３０は電気長Ｌ３０を有し、図１のストリップ導体２の右端部に接続された一端と他端とを有し、Ｘ軸方向に延在するように形成される。さらに、給電素子４ａは、ストリップ導体３０の他端に接続された一端と、開放端である他端とを有し、ストリップ導体３０の他端からＹ軸方向に延在する。図２において、ストリップ導体３１は、接地導体２に接続された一端と、給電素子４ｂの一端に接続された他端とを有し、ストリップ導体３０に対向するように形成される。また、給電素子４ｂは、ストリップ導体３１の他端に接続された一端と、開放端である他端とを有し、ストリップ導体３０の他端から－Ｙ軸方向に延在する。上述したように形成された給電素子４ａと４ｂとは、給電素子４ａの開放端から給電素子４ｂの開放端までの電気長Ｌ４を有する半波長プリントダイポールアンテナ（以下、ダイポールアンテナという。）４として動作し、主にＸ軸方向に電波を放射する。以下、Ｘ軸方向をエンドファイア方向ともいう。
　図１において、各無給電素子アレー６は、誘電体基板１の表面上に形成された８個の無給電素子５を備えて構成される。ここで、各無給電素子５は、ダイポールアンテナ４の長手方向（Ｙ軸方向）に実質的に平行に延在するストリップ形状を有する。さらに、各無給電素子アレー６において、無給電素子５は互いに電磁的に結合するように、Ｘ軸に平行な直線上に所定の間隔Ｌ５で配置される。
　また、図１において、６個の無給電素子アレー６は、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー６が所定の幅Ｌ６を有する擬似的なスロット開口（以下、擬似スロット開口という。）Ｓ６を形成するように、互いに実質的に平行に形成される。図１の場合、６個の無給電素子アレー６により、Ｘ軸方向に延在する５個の擬似スロット開口Ｓ６が形成されている。なお、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー６のうちの一方の無給電素子アレー６の各無給電素子５は、他方の無給電素子アレー６の対応する各無給電素子５に、それらの互いに隣接する各端部で間隔Ｌ６を有して対向する。従って、６個の無給電素子アレー６の互いに対応する各６個の無給電素子は、Ｙ軸に平行な一直線上に配置されている。
　ここで、ダイポールアンテナ４の電気長Ｌ４は、給電線路２０に給電される高周波信号の波長λの１／２に実質的に等しいように設定される。これにより、ダイポールアンテナ４から効率よく電波を放射できる。また、給電素子４ａ及び４ｂの各電気長は実質的に互いに等しいように設定される。さらに、間隔Ｌ５は、隣接する無給電素子５が互いに電磁的に結合するように、例えばλ／８以下に設定される。またさらに、幅Ｌ６（間隔Ｌ６）は、例えばλ／１０に設定される。さらに、ダイポールアンテナ４に最も近い無給電素子５と、ダイポールアンテナ４との間の間隔Ｌ４５は、ダイポールアンテナ４に最も近い無給電素子５とダイポールアンテナ４とが互いに電磁的に結合するように設定され、好ましくは、間隔Ｌ５と等しい値に設定される。電気長Ｌ３０は、例えば、間隔Ｌ５に等しいように設定される。
　図１及び図２において、マイクロ波帯又はミリ波帯などの高周波帯の周波数成分を有する高周波信号を出力する高周波回路からの高周波信号は、給電線路２０と、誘電体基板１を挟設するストリップ導体３０及び３１からなる伝送線路とを介して伝送され、ダイポールアンテナ４に給電され、ダイポールアンテナ４からエンドファイア方向に放射される。一方、各無給電素子アレー６において、Ｘ軸方向で隣接する無給電素子５は互いにＸ軸方向で電磁的に結合し、各無給電素子アレー６はＸ軸方向に延在する電気壁として動作する。そして、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー６間に擬似スロット開口Ｓ６が形成される。このため、各擬似スロット開口Ｓ６においてＹ軸方向に平行な電界が発生し、これに伴い、擬似スロット開口Ｓ６にＸ軸方向に平行な磁流が流れる。従って、ダイポールアンテナ４から放射された電波は、各無給電素子アレー６間の各擬似スロット開口Ｓ６に沿って誘電体基板１の表面をＸ軸方向に導波されて伝送され、誘電体基板１の右側の縁端部１ａ（図１参照。）からエンドファイア方向に放射される。すなわち、アンテナ１００は、擬似スロット開口Ｓ６を磁流源として動作する。このとき、誘電体基板１の縁端部１ａにおいて、電波の位相が揃って等位相面が生じる。なお、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー６のうちの一方の無給電素子アレー６の無給電素子５と、他方の無給電素子アレー６の無給電素子５とは、Ｙ軸方向で電磁的に結合せず、共振しない。
　以上説明したように、アンテナ装置１００は、誘電体基板１と、誘電体基板１の表面に形成されかつ給電線路２０に接続された給電素子４ａと、誘電体基板１の裏面に形成されかつ接地導体１２に接続された給電素子４ｂとを備え、放射すべき高周波信号の波長λの実質的に１／２の電気長を有するダイポールアンテナ４と、誘電体基板１の表面に形成された複数の無給電素子５をそれぞれ備えた６個の無給電素子アレー６とを備えて構成される。ここで、各無給電素子アレー６において、複数の無給電素子５は、ダイポールアンテナ４の長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の間隔Ｌ５で配置され、６個の無給電素子アレー６は、隣接する１対の無給電素子アレー６間においてそれぞれ、ダイポールアンテナ４からの電波を磁流として伝搬させる擬似スロット開口Ｓ６を形成するように、所定の間隔Ｌ６で実質的に互いに平行に配置されたことを特徴としている。
　従って、本実施形態に係るアンテナ装置１００によれば、各無給電素子アレー６は電気壁として動作し、Ｙ軸方向で隣接する２つの無給電素子アレー６間に擬似スロット開口Ｓ６が形成される。すなわち、アンテナ装置１００は、例えば、Ｘ軸方向に延在する導体を複数の無給電素子５に分断した構成を有するので導体長が短くなり、擬似スロット開口Ｓ６に沿って流れる電流を小さくできる。
　また、間隔Ｌ５をできるだけ小さく設定することにより、Ｘ軸方向で隣接する無給電素子５どうしが誘電体基板１の表面上の自由空間を介して強く電磁的に結合し、誘電体基板１内の電気力線の密度を低下させることができるので、誘電体基板１による誘電体損の影響を小さくできる。このため、従来技術に比較して、高利得特性を得ることができる。
　さらに、本実施形態に係るアンテナ装置１００によれば、無給電素子５をより小さく形成することで、無給電素子５上に生じる電流を小さくできる。また、無給電素子５間の間隔Ｌ５を狭くすることで、誘電体基板１による誘電体損を緩和できる。これにより、アンテナ装置１００を小型化でき、高利得特性を得ることができる。
　また、誘電体基板１の縁端部１ａで等位相面が生じるので、垂直面内のビーム幅及び水平面内のビーム幅を従来技術に比較して狭くできる。
　さらに、アンテナ装置１００は擬似スロット開口Ｓ６に流れる磁流を利用して動作するので、アンテナ装置１００と、アンテナ装置１００の近傍に配置される導体との間の干渉が利得に与える影響は比較的小さい。
　またさらに、本実施形態によれば、給電線路２０はグランデッドコプレーナ線路であるので、接地導体１０及び１１はダイポールアンテナ４から－Ｘ軸方向に放射された電波をＸ軸方向に反射する反射器として動作する。従って、ダイポールアンテナ４からの電波を効率的に無給電素子アレー６に向けることができ、利得を上げることができる。
　従って、本実施形態に係るアンテナ装置１００によれば、空間での伝搬損失が比較的大きいミリ波帯などの高周波帯で通信する無線通信装置の電力効率を上げることができる。
　また、本実施形態に係るアンテナ装置１００は、ダイポールアンテナ４を備えたので、ミリ波帯などの高周波信号を送受信するためのアンテナ装置を比較的容易に実現できる。
　なお、本実施形態において、アンテナ装置１００は６個の無給電素子アレー６を備えたが、本発明はこれに限られず、複数の擬似スロット開口Ｓ６を形成するように配置された３個以上の無給電素子アレー６を備えればよい。なお、各無給電素子アレー６のエンドファイア方向の長さを長くするほど（無給電素子５の個数を増やすほど）、垂直面（ＸＺ平面）内のビーム幅は狭くなる。また、無給電素子アレー６の数を増やすほど、水平面（ＸＹ平面）内のビーム幅は狭くなる。すなわち、無給電素子アレー６の長さ及び個数によって、垂直面及び水平面内のビーム幅を独立に制御できる。
第１の実施形態の変形例．
　第１の実施形態において、各無給電素子アレー６のＸ軸方向の長さ（すなわち、各無給電素子アレー６内の無給電素子５の数）は互いに同一であったが、本発明はこれに限られず、互いに異なってもよい。また、第１の実施形態において、各無給電素子アレー６において、無給電素子５は等しい間隔Ｌ５で配置された。しかしながら、本発明はこれに限られず、各無給電素子アレー６において、無給電素子５は互いにＸ軸方向で電磁的に結合するように、不等間隔で配置されてもよい。ただし、各無給電素子アレー６内の無給電素子５間の各間隔の最大値はλ／８以下であることが好ましい。
　図３は、本発明の第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置１００Ａの表面図であり、図４は、図３のアンテナ装置１００Ａの裏面図である。アンテナ装置１００Ａは、アンテナ装置１００に比較して、６個の無給電素子アレー６に代えて無給電素子アレー６１～６７を備えた点が異なる。本変形例において、第１の実施形態との相違点のみを説明する。
　図３において、無給電素子アレー６１，６２，６３，６４，６５，６６及び６７は、それぞれ９，８，８，７，８，８及び９個の無給電素子５を備えて構成される。各無給電素子アレー６１～６７において、無給電素子５は第１の実施形態に係る無給電素子アレー６内の無給電素子５と同様に形成されて配置される。また、図３において、無給電素子アレー６１，６２，６３，６４，６５，６６及び６７は、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレーが所定の幅Ｌ６０を有する擬似スロット開口Ｓ６０を形成するように、互いに実質的に平行に形成される。図３の場合、７個の無給電素子アレー６１～６７により、Ｘ軸方向に延在する６個の擬似スロット開口Ｓ６０が形成されている。
　なお、無給電素子アレー６１～６７において、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレーのうちの一方の無給電素子アレーの各無給電素子５は、他方の無給電素子アレーの各無給電素子５に対して、ダイポールアンテナ４の長手方向と直交する方向で所定の距離Ｄだけシフトさせて配置される。さらに、図３において、間隔Ｌ５、間隔Ｌ４５及び幅Ｌ６０はそれぞれ、第１の実施形態における間隔Ｌ５、間隔Ｌ４５及び幅Ｌ６と同様に設定される。
　図３及び図４において、ダイポールアンテナ４から放射された電波は、各無給電素子アレー６１～６７間の各擬似スロット開口Ｓ６０に沿って誘電体基板１の表面をＸ軸方向に導波されて伝送され、誘電体基板１の右側の縁端部１ａからエンドファイア方向に放射される。アンテナ装置１００Ａは、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００と同様の効果を奏する。
第２の実施形態．
　図５は、本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂの表面図であり、図６は、図５のアンテナ装置１００Ｂの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂは、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００に比較して、ダイポールアンテナ４に代えてダイポールアンテナ４Ａを備え、８個の無給電素子７をそれぞれ含む６個の無給電素子アレー８をさらに備えたことを特徴としている。本実施形態において、第１の実施形態との相違点のみを説明する。
　図５及び図６において、ダイポールアンテナ４Ａは、給電素子４ａ及び４ｂと、無給電素子４ｃ及び４ｄとを備えて構成される。ここで、無給電素子４ｃは、誘電体基板１の表面に、給電素子４ｂに対向しかつ給電素子４ａとの間に所定の間隔を有するように形成される。また、無給電素子４ｄは、誘電体基板１の裏面に、給電素子４ａと対向しかつ給電素子４ｂとの間に所定の間隔を有するように形成される。
　また、図６において、各無給電素子アレー８は、誘電体基板１の裏面上に形成された８個の無給電素子７を備えて構成される。ここで、無給電素子７は、ダイポールアンテナ４Ａの長手方向（Ｙ軸方向）に実質的に平行に延在するストリップ形状を有する。さらに、各無給電素子アレー８において、無給電素子７は互いに電磁的に結合するように、Ｘ軸に平行な直線上に所定の間隔Ｌ７で配置される。
　また、図６において、６個の無給電素子アレー８は、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー８が所定の幅Ｌ８を有する擬似スロット開口Ｓ８を形成するように、互いに実質的に平行に形成される。図６の場合、６個の無給電素子アレー８により、Ｘ軸方向に延在する５個の擬似スロット開口Ｓ８が形成されている。なお、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー８のうちの一方の無給電素子アレー８の無給電素子７は、他方の無給電素子アレー８の無給電素子７に、それらの互いに隣接する各端部で間隔Ｌ７を有して互いに対向する。
　なお、本実施形態において、間隔Ｌ７は間隔Ｌ５と等しいように設定され、幅Ｌ８は幅Ｌ６と等しいように設定され、無給電素子７はそれぞれ無給電素子５に対向するように形成される。
　各無給電素子アレー８において、Ｘ軸方向で隣接する無給電素子７は互いにＸ軸方向で電磁的に結合し、各無給電素子アレー８はＸ軸方向に延在する電気壁として動作する。そして、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー８間に擬似スロット開口Ｓ８が形成される。このため、各擬似スロット開口Ｓ８においてＹ軸方向に平行な電界が発生し、これに伴い、擬似スロット開口Ｓ８にＸ軸方向に平行な磁流が流れる。従って、ダイポールアンテナ４Ａから放射された電波は、各無給電素子アレー８間の各擬似スロット開口Ｓ８に沿って誘電体基板１の裏面をＸ軸方向に導波されて伝送され、誘電体基板１の右側の縁端部１ａからエンドファイア方向に放射される。すなわち、アンテナ１００Ｂは、擬似スロット開口Ｓ８を磁流源として動作する。このとき、誘電体基板１の縁端部１ａにおいて、電波の位相が揃って等位相面が生じる。なお、Ｙ軸方向で隣接する１対の無給電素子アレー８のうちの一方の無給電素子アレー８の無給電素子７と、他方の無給電素子アレー８の無給電素子７とは、Ｙ軸方向で電磁的に結合せず、共振しない。
　以上説明したように、図５及び図６において、ダイポールアンテナ４Ａから放射された電波は、各擬似スロット開口Ｓ６に沿って誘電体基板１の表面を磁流として伝搬するともに、各擬似スロット開口Ｓ８に沿って誘電体基板１の裏面を磁流として伝搬し、誘電体基板１の縁端部１ａからエンドファイア方向に放射される。
　本実施形態に係るダイポールアンテナ４Ａによれば、無給電素子４ｃが給電素子４ｂと電磁的に結合し、無給電素子４ｄが給電素子４ａと電磁的に結合するので、上述したダイポールアンテナ４に比較して、効率よく電波を放射できる。さらに、無給電素子アレー８をさらに備えたので、上述した実施形態及び変形例に比較して、放射効率及び開口効率を上げることができる。
　なお、本実施形態において、間隔Ｌ７は間隔Ｌ５と等しいように設定され、幅Ｌ８は幅Ｌ６と等しいように設定さたが、本発明はこれに限られない。また、間隔Ｌ７は間隔Ｌ５と等しくなくてもよいが、好ましくはλ／８以下である。また、幅Ｌ８は幅Ｌ６と等しくなくてもよいが、例えばλ／１０に設定される。さらに、誘電体基板１の表面の無給電素子アレー６の配置形状と、裏面の無給電素子アレー８の配置形状とは同一である必要はない。
　また、本実施形態において、アンテナ装置１００Ｂは無給電素子アレー６及び８を備えたが、本発明はこれに限られず、無給電素子アレー６及び８のうちの一方のみを備えてもよい。
第３の実施形態．
　図７は、本発明の第３の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃの表面図であり、図８は、図７のアンテナ装置１００Ｃの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃは、第２の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｂに比較して、無給電素子１３ａ，１３ｂを備えた無給電素子ペア１３と、無給電素子１４ａ，１４ｂを備えた無給電素子ペア１４とをさらに備えて構成される。本実施形態において、第２の実施形態との相違点のみを説明する。
　図７及び図８において、無給電素子１３ａ及び１３ｂはストリップ形状を有し、誘電体基板１の表面に形成される。無給電素子１３ａ及び１３ｂは、ダイポールアンテナ４Ａの長手方向に平行でありかつダイポールアンテナ４Ａに関して無給電素子アレー６と反対側に位置する直線上に、ダイポールアンテナ４Ａに対向しかつ電磁的に結合するように形成され、反射器として動作する。また、無給電素子１４ａ及び１４ｂはストリップ形状を有し、誘電体基板１の裏面に形成される。無給電素子１４ａ及び１４ｂは、ダイポールアンテナ４Ａの長手方向に平行でありかつダイポールアンテナ４Ａに関して無給電素子アレー６と反対側に位置する直線上に、ダイポールアンテナ４Ａに対向しかつ電磁的に結合するように形成され、反射器として動作する。
　また、図７において、無給電素子１３ａは、誘電体基板１の表面であって給電素子４ａと接地導体１１との間の領域に、Ｙ軸方向に延在するように形成される。また、無給電素子１３ｂは、誘電体基板１の表面であって無給電素子４ｃと接地導体１０との間の領域に、Ｙ軸方向に延在するように形成される。さらに、無給電素子１４ａ及び１４ｂは、誘電体基板１の裏面に、無給電素子１３ａ及び１３ｂとそれぞれ対向するように形成される。無給電素子１３ａは給電素子４ａと電磁的に結合し、無給電素子１３ｂは無給電素子４ｃと電磁的に結合し、無給電素子１４ａは無給電素子４ｄと電磁的に結合し、無給電素子１４ｂは給電素子４ｂと電磁的に結合する。
　本実施形態によれば、ダイポールアンテナ４Ａに関してダイポールアンテナ４Ａからの電波の放射方向と反対側の位置に、反射器として動作する無給電素子ペア１３及び１４を設けたので、第２の実施形態に比較して、ダイポールアンテナ４から放射される電波を効率よくエンドファイア方向に向けることができ、ＦＢ（Front to Back）比を向上できる。特に、無給電素子アレー６及び８の個数が増えてアンテナ装置１００ＣのＹ軸方向のサイズが大きくなった場合、無給電素子ペア１３及び１４の効果は大きくなる。また、給電線路２０がマイクロストリップ線路などの、反射器として動作する接地導体１０及び１１を備えない場合、無給電素子ペア１３及び１４の効果は大きくなる。
　なお、本実施形態において、アンテナ装置１００Ｃは２つの無給電素子ペア１３及び１４を備えたが、本発明はこれに限られず、無給電素子ペア１３及び１４のうちの一方のみを備えてもよい。
　また、本実施形態において、アンテナ装置１００Ｃは無給電素子アレー６及び８を備えたが、本発明はこれに限られず、無給電素子アレー６及び８のうちの一方のみを備えてもよい。
第４の実施形態．
　図９は、本発明の第４の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄの表面図であり、図１０は、図９のアンテナ装置１００Ｄの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄは、第１の実施形態の変形例に係るアンテナ装置１００Ａに比較して、給電素子４ｂに代えて、給電素子４ｅを備えたことを特徴としている。本実施形態において、第１の実施形態の変形例との相違点のみを説明する。上述した各実施形態及び変形例において、給電素子４ａ及び４ｂの各電気長は互いに等しい値に設定されたが、本実施形態において、給電素子４ｅの電気長は給電素子４ｂの電気長より短いように設定される。また、給電素子４ａと４ｅとは、給電素子４ａの開放端から給電素子４ｅの開放端までの電気長Ｌ４を有するダイポールアンテナ４Ｂとして動作する。
　本実施形態及び上述した各実施形態において、給電線路２０は不平衡伝送線路であるため、給電線路２０に平衡型のダイポールアンテナ４を接続すると、給電素子４ａに流れる電流と、給電素子４ｂに流れる電流がアンバランスになり、水平面内のビームがエンドファイア方向を向かないことがある。上述した各実施形態及び変形例に係るアンテナ装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃは、従来技術に比較して小さいビーム幅を有するため、ビームの向きがアンテナ装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃの正面（エンドファイア方向である。）を向かないと、ユーザにとって使い勝手が悪くなってしまう。
　本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｃによれば、給電素子４ｅの電気長を給電素子４ａの電気長より短いように設定することで、上述した電流のアンバランスを調整してビームをエンドファイア方向に向けることができる。また、ダイポールアンテナ４Ｂからの電波の放射方向をエンドファイア方向に向けるので、上述した各実施形態及び変形例に比較して、無給電素子アレー６での導波効率が向上する。
　なお、給電素子４ｅの電気長を給電素子４ａの電気長より短く設定したが、本発明はこれに限られず、ダイポールアンテナ４Ｂからの電波の放射方向をエンドファイア方向などの所望の方向に向けるように、給電素子４ａの電気長と給電素子４ｅの電気長とを互いに異なるように設定すればよい。
　また、本実施形態において、誘電体基板１の裏面に無給電素子アレーを設けなかったが、本発明はこれに限られない。誘電体基板１の裏面に、例えば無給電素子アレー６１～６７と同様の少なくとも３個の無給電素子アレーを設けてもよい。この場合、各無給電素子アレーにおいて、複数の無給電素子（例えば、図８の無給電素子７である。）は、ダイポールアンテナ４Ｂの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の間隔で配置される。また、上記少なくとも３個の無給電素子アレーは、隣接する１対の無給電素子アレー間においてそれぞれ、ダイポールアンテナ４Ｂからの電波を磁流として伝搬させる擬似スロット開口（例えば、図８の擬似スロット開口Ｓ８である。）を形成するように、所定の間隔で実質的に互いに平行に配置される。
第５の実施形態．
　図１１は、本発明の第５の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅの表面図であり、図１２は、図１１のアンテナ装置１００Ｅの裏面図である。本実施形態に係るアンテナ装置１００Ｅは、第３の実施形態の変形例に係るアンテナ装置１００Ｃに比較して、給電素子４ｂに代えて、給電素子４ｅを備えたことを特徴としている。本実施形態において、第３の実施形態との相違点のみを説明する。
　本実施形態において、給電素子４ｅの電気長は、第４の実施形態に係るアンテナ装置１００Ｄと同様に、給電素子４ｂの電気長より短いように設定される。また、給電素子４ａ，４ｃ，４ｄ，４ｅは、給電素子４ａの開放端から給電素子４ｅの開放端までの電気長Ｌ４を有するダイポールアンテナ４Ｃとして動作する。
　本実施形態によれば、第４の実施形態と同様に、給電素子４ｅの電気長を給電素子４ａの電気長より短いように設定することで、ビームをエンドファイア方向に向けることができる。また、ダイポールアンテナ４Ｃからの電波の放射方向をエンドファイア方向に向けるので、第３の実施形態に比較して、無給電素子アレー６及び８での導波効率が向上する。
　なお、給電素子４ｅの電気長を給電素子４ａの電気長より短く設定したが、本発明はこれに限られず、ダイポールアンテナ４Ｃからの電波の放射方向をエンドファイア方向などの所望の方向に向けるように、給電素子４ａの電気長と給電素子４ｅの電気長とを互いに異なるように設定すればよい。
　また、本実施形態において、無給電素子４ｃの電気長を給電素子４ｅの電気長より長いように設定したが、本発明はこれに限られず、無給電素子４ｃの電気長を給電素子４ｅの電気長と実質的に等しいように設定してもよい。
　さらに、本実施形態において、アンテナ装置１００Ｅは無給電素子アレー６及び８を備えたが、本発明はこれに限られず、無給電素子アレー６及び８のうちの一方のみを備えてもよい。またさらに、アンテナ装置１００Ｅは無給電素子ペア１３及び１４を備えたが、本発明はこれに限られず、無給電素子ペア１３及び１４のうちの一方のみを備えてもよい。
第６の実施形態．
　図１３は、本発明の第６の実施形態に係る無線通信装置２００の表面図である。図１３において、無線通信装置２００は、無線モジュール基板などの無線通信装置であって、第１の実施形態に係るアンテナ装置１００と、上位層回路５０１と、ベースバンド回路５０２と、高周波回路５０３とを備えて構成される。ここで、上位層回路５０１と、ベースバンド回路５０２と、高周波回路５０３とは、誘電体基板１の表面上に設けられる。なお、各回路５０１～５０３は、ダイポールアンテナ４に関して－Ｘ軸方向に設けられる。
　図１３において、上位層回路５０１は、ＭＡＣ（Media Access Control）層及びアプリケーション層などの物理層より上位の層の回路であって、例えば通信回路及びホスト処理回路を含む。上位層回路５０１は、所定のデータ信号をベースバンド回路５０２に出力する一方、ベースバンド回路５０２からのベースバンド信号に対して所定の信号処理を行ってデータ信号に変換する。また、ベースバンド回路５０２は、上位層回路５０１からのデータ信号に対して波形成形処理を行った後に、所定の搬送波信号を処理後のデータ信号に従って変調して高周波信号に変換し高周波回路５０３に出力する。さらに、ベースバンド回路５０２は、高周波回路５０３からの高周波信号をベースバンド信号に復調して上位層回路５０１に出力する。
　また、図１３において、高周波回路５０３は、ベースバンド回路５０２からの高周波信号に対して無線周波数帯での電力増幅処理及び波形整形処理を行い、給電線路２を介してダイポールアンテナ４に出力する。さらに、高周波回路５０３は、ダイポールアンテナ４により無線受信された高周波信号に対して周波数変換などの所定の処理を行った後にベースバンド回路５０２に出力する。
　なお、高周波回路５０３とアンテナ装置１００とは、高周波伝送線路を介して接続される。また、必要に応じて、高周波回路５０３とアンテナ装置１００Ｃとの間にインピーダンス整合回路を設ける。以上説明したように構成された無線通信装置２００は、アンテナ装置１００を用いて高周波信号を無線送受信するので、従来技術に比較して小型かつ高利得の無線通信装置を実現できる。
　なお、本実施形態に係る無線通信装置２００はアンテナ装置１００を備えたが、本発明はこれに限られず、アンテナ装置１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ又は１００Ｅを備えてもよい。
　また、本実施形態に係る無線通信装置２００は無線送受信を行ったが、本発明はこれに限られず、無線送信のみ又は無線受信のみを行ってもよい。
　図１４～図２２を参照して、図１のアンテナ装置１００に対して３次元電磁界解析を行った結果を説明する。なお、図１４～図２２において、無給電素子アレー６の個数を５に設定し、各無給電素子アレー６に含まれる無給電素子５の個数を２０に設定した。さらに、誘電体基板１の厚さを０．２ｍｍに設定し、ダイポールアンテナ４に給電される高周波信号の周波数を６０ＧＨｚに設定した。
　図１４は、図１のアンテナ装置１００のＸＹ平面における放射パターンを示すグラフである。図１４に示すように、ＸＹ平面において、比較的狭いビーム幅が得られることがわかる。また、図１５及び図１６はそれぞれ、図１のアンテナ装置１００において、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くしたときのＸＹ平面及びＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。図１５及び図１６に示すように、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くすることにより、ビーム幅は変わらないが、ビーム方向がＸ軸方向（エンドファイア方向）に向くことがわかる。
　図１７及び図１８は、図１のアンテナ装置１００において、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、偶数列目の無給電素子アレー６をＬ５／２だけＸ軸方向にシフトさせたときのＸＹ平面及びＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。図１７及び図１８を、図１５及び図１６と比較すると、無給電素子アレー６の配置方法が変化しても放射特性は実質的に変化しないことがわかる。
　図１９及び図２０は、図１のアンテナ装置１００において、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、無給電素子４ｃ及び４ｄ（例えば、図５及び図６参照。）を追加したときのＸＹ平面及びＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。図１９及び図２０を図１５及び図１６と比較すると、無給電素子４ｃ及び４ｄを追加することにより放射パターンの形状は実質的に変化しないが、利得が上昇することがわかる。
　図２１及び図２２は、図１のアンテナ装置１００において、給電素子４ｂの長さを給電素子４ａの長さより短くし、無給電素子４ｃ及び４ｄを追加し、無給電素子ペア１３及び１４（例えば、図７及び図８参照。）を追加したときのＸＹ平面及びＸＺ平面における放射パターンを示すグラフである。図２１及び図２２を、図１５～図１８と比較すると、無給電素子ペア１３及び１４を追加することにより放射パターンの形状は実質的に変化しないが、利得が上昇することがわかる。
　次に、図２３及び図２４を参照して、図１１のアンテナ装置１００Ｅにおいて、給電素子５間の間隔及び無給電素子アレー６間の間隔Ｌ６の最適値を検討した結果を説明する。なお、ダイポールアンテナ４Ｃに給電される高周波信号の周波数を６２ＧＨｚに設定した。また、給電素子４ｅの長さを、ダイポールアンテナ４Ｃからの電波をエンドファイア方向に向けるように給電素子４ａの長さより短く設定した。さらに、無給電素子５のＸ軸方向の幅をλ／２５に設定し、Ｙ軸方向の長さをＸ軸方向の幅の約３倍に設定した。
　図２３は、図１１のアンテナ装置１００Ｅにおいて、無給電素子アレー６間の間隔Ｌ６をλ／１０に設定したときの無給電素子５間の間隔Ｌ５と主ビームのピーク利得との関係を示すグラフである。図２３に示すように、間隔Ｌ５を小さく設定するほどピーク利得は上昇し、特に、間隔Ｌ５を８／λ以下に設定することにより、９．５ｄＢｉ以上の高いピーク利得を得ることができる。また、図２４は、図１１のアンテナ装置１００Ｅにおいて、無給電素子５間の間隔Ｌ５をλ／２５に設定したときの無給電素子アレー６間の間隔Ｌ６と主ビームのピーク利得との関係を示すグラフである。図２４に示すように、間隔Ｌ６を小さく設定するほどピーク利得は上昇し、特に間隔Ｌ６を０．４λ以下に設定することにより、９．５ｄＢｉ以上の高いピーク利得を得ることができる。
　なお、上記各実施形態及び変形例において、無給電素子アレー６，６１～６７，８は等間隔で配置されたが、本発明はこれに限られず、無給電素子アレー６，６１～６７，８は不等間隔で配置されてもよい。ただし、複数の無給電素子間の各間隔の最大値は０．４λ以下であることが好ましい。また、上記各実施形態及び変形例において、無給電素子アレー６，６１～６７，８は直線状に配置されたが、本発明はこれに限られず、曲線状に配置されてもよい。さらに、上記各実施形態及び変形例において、各無給電素子アレー６，６１～６７，８において、無給電素子５，７は等間隔で配置されたが、本発明はこれに限られず、不等間隔で配置されてもよい。ただし、各無給電素子アレー６，６１～６７，８内の無給電素子５，７間の各間隔の最大値はλ／８以下であることが好ましい。
　また、上述した各実施形態及び変形例において、グランデッドコプレーナ線路を、高周波信号を伝送するための給電線路２０として用いたが、本発明はこれに限られず、マイクロストリップ線路などの不平衡伝送線路又は平衡伝送線路を給電線路２０として用いればよい。
　以上、本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置に係る実施形態について詳細に説明したが、本発明は上記各実施形態に限定はされず、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、各種の改良および変更を行ってもよい。
　以上説明したように、本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置によれば、誘電体基板の第１の面に形成された複数の第１の無給電素子をそれぞれ備えた少なくとも３個の第１の無給電素子アレーを備えて構成される。ここで、各第１の無給電素子アレーにおいて、複数の第１の無給電素子は、ダイポールアンテナの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の第１の間隔で配置され、少なくとも３個の第１の無給電素子アレーは、隣接する１対の第１の無給電素子アレー間においてそれぞれ、ダイポールアンテナからの電波を磁流として伝搬させる第１の擬似スロット開口を形成するように、所定の第２の間隔で実質的に互いに平行に配置される。従って、従来技術に比較して小型でありかつ高利得特性を有するアンテナ装置及び無線通信装置を提供できる。
　本発明に係るアンテナ装置及び無線通信装置は、高周波通信などの分野のためのアンテナ装置及び無線通信装置として有用である。
１…誘電体基板、
２，３０，３１…ストリップ導体、
４，４Ａ，４Ｂ，４Ｃ…ダイポールアンテナ、
４ａ，４ｂ，４ｅ…給電素子、
４ｃ，４ｄ，５，７，１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ…無給電素子、
６，８，６１～６７…無給電素子アレー、
１３，１４…無給電素子ペア、
１０，１１，１２…接地導体、
２０…給電線路、
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ…アンテナ装置、
２００…無線通信装置、
Ｓ６，Ｓ８，Ｓ６０…擬似スロット開口。

Claims (10)

  1. 　第１及び第２の面を有する誘電体基板と、
    　上記誘電体基板の第１の面に形成されかつ給電線路に接続された第１の給電素子と、上記誘電体基板の第２の面に形成されかつ接地導体に接続された第２の給電素子とを備え、放射すべき高周波信号の波長の実質的に１／２の電気長を有するダイポールアンテナと、
    　上記誘電体基板の第１の面に形成された複数の第１の無給電素子をそれぞれ備えた少なくとも３個の第１の無給電素子アレーとを備えたアンテナ装置であって、
    　上記各第１の無給電素子アレーにおいて、上記複数の第１の無給電素子は、上記ダイポールアンテナの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の第１の間隔で配置され、
    　上記少なくとも３個の第１の無給電素子アレーは、隣接する１対の第１の無給電素子アレー間においてそれぞれ、上記ダイポールアンテナからの電波を磁流として伝搬させる第１の擬似スロット開口を形成するように、所定の第２の間隔で実質的に互いに平行に配置されたことを特徴とするアンテナ装置。
  2. 　上記第１の間隔は、上記波長の実質的に１／８以下に設定されたことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 　隣接する１対の上記第１の無給電素子アレーのうちの一方の第１の無給電素子アレーの各第１の無給電素子は、他方の第１の無給電素子アレーの対応する各第１の無給電素子にそれらの互いに隣接する各端部で対向することを特徴とする請求項１又は２記載のアンテナ装置。
  4. 　隣接する１対の上記第１の無給電素子アレーのうちの一方の第１の無給電素子アレーの各第１の無給電素子は、他方の第１の無給電素子アレーの各第１の無給電素子に対して、上記ダイポールアンテナの長手方向と直交する方向で所定の距離だけシフトさせて配置されたことを特徴とする請求項１又は２記載のアンテナ装置。
  5. 　上記アンテナ装置は、
    　上記誘電体基板の第２の面に形成された複数の第２の無給電素子をそれぞれ備えた少なくとも３個の第２の無給電素子アレーをさらに備え、
    　上記各第２の無給電素子アレーにおいて、上記複数の第２の無給電素子は、上記ダイポールアンテナの長手方向に実質的に平行なストリップ形状をそれぞれ有し、互いに電磁的に結合するように所定の第３の間隔で配置され、
    　上記少なくとも３個の第２の無給電素子アレーは、隣接する１対の第２の無給電素子アレー間においてそれぞれ、上記ダイポールアンテナからの電波を磁流として伝搬させる第２の擬似スロット開口を形成するように、所定の第４の間隔で実質的に互いに平行に配置され、
    　上記ダイポールアンテナは、
    　上記第１の給電素子に対向するように上記第２の面に形成された第３の無給電素子と、
    　上記第２の給電素子に対向するように上記第１の面に形成された第４の無給電素子とをさらに備えたことを特徴とする請求項１から４のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  6. 　上記第３の間隔は、上記波長の実質的に１／８以下に設定されたことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
  7. 　上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、互いに異なるように設定されたことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  8. 　上記第１の給電素子の電気長と上記第２の給電素子の電気長とは、実質的に互いに等しいように設定されたことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  9. 　上記第１及び第２の面のうちの少なくとも一方に形成され反射器として動作する２つの無給電素子を備えた少なくとも１対の無給電素子ペアをさらに備え、
    　上記２つの無給電素子はストリップ形状を有し、上記ダイポールアンテナの長手方向に平行でありかつ上記ダイポールアンテナに関して上記少なくとも３個の第１の無給電素子アレーと反対側に位置する直線上に、上記ダイポールアンテナに対向しかつ電磁的に結合するように形成されたことを特徴とする請求項１から８のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置。
  10. 　請求項１から９のうちのいずれか１つの請求項記載のアンテナ装置を備えたことを特徴とする無線通信装置。
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