WO2012163235A1 - 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器 - Google Patents

一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器 Download PDF

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WO2012163235A1
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switch tube
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inductor
current
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张彦忠
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华为技术有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications, and in particular, to an inverter topology circuit, an inverter method, and an inverter. Background technique
  • the inverter circuit is a circuit for converting direct current into alternating current, and is a circuit for converting direct current energy into alternating current energy; it includes an output alternating voltage form, such as an uninterruptible power supply; and includes providing an alternating current output following an external alternating current voltage.
  • the form of current such as solar grid-connected inverters, wind-connected grid generators, etc.
  • the inverter circuit requires high-frequency switching in the circuit to switch between high-frequency switching between the on and off states during operation, but in the prior art, when the switch performs high-frequency switching between on and off, Generate turn-on and turn-off losses. Therefore, the circuit consumes a large amount of power and is inefficient. Summary of the invention
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of reducing turn-on and turn-off losses of a high frequency switch, reducing power consumption, and improving work efficiency.
  • an inverter topology circuit including a DC source, an AC source, a first bridge arm, a first inductor, and a second inductor, wherein the first bridge arm is connected in parallel to the DC source poles, and the first One end of the inductor and the second inductor are respectively connected to a connection point between the two branches of the first bridge arm, and the other ends of the first inductor and the second inductor are respectively connected to the two ends of the AC source
  • the method further includes: a fifth switch tube, a sixth switch tube, a fifth diode, a sixth diode, and a first capacitor;
  • the fifth switch tube and the fifth diode are connected in parallel, and the sixth switch tube and the sixth diode are Union
  • the same pole of the fifth diode and the sixth diode are connected together with one pole of the DC source, and the other pole of the fifth diode is connected to the second inductor and the AC source The other pole of the sixth diode is connected at a connection point between the first inductor and the alternating current source;
  • the first capacitor is connected in parallel to the two poles of the alternating current source.
  • an inverter method for an inverter circuit including:
  • the fifth switch tube is kept open, and the third switch tube, the fourth switch tube, and the sixth switch tube are always turned off;
  • the sixth switch tube In the second half of the cycle, the sixth switch tube is kept open, and the first switch tube, the second switch tube, and the sixth switch tube are always turned off;
  • the fourth switching transistor When the current on the second inductor drops to zero or the current flowing through is a small negative value, the fourth switching transistor is turned off, and the third switching transistor is turned on at this time.
  • an inversion method further comprising:
  • the first switch tube, the second switch tube, the third switch tube, and the fifth switch tube are always turned off during a first period in which the output voltage and the output current are inverted; Opening the fourth switch tube and the sixth switch tube;
  • the first switch tube, the third switch tube, the fourth switch tube, and the sixth switch tube are always turned off during a second period in which the output voltage and the output current are inverted;
  • the fifth switch is turned on, and the turn-on time of the second switch is adjusted to obtain a required output current.
  • an inversion method including:
  • the working mode of this circuit can be continuous inductance
  • the inductor current is controlled to be zero or a small negative value, and the seventh diode and the eighth diode function as a freewheeling current.
  • an inversion method further comprising:
  • the circuit When the output voltage is less than the DC source voltage, the circuit operates in the boost mode
  • the first switch tube is kept open, the sixth switch tube is turned on, and the fifth switch tube is turned off, and an inductor current of the first inductor is increased;
  • the sixth switch tube is turned off, the fifth switch tube is turned on, and the first inductor starts to flow.
  • an inverter including: the inverter topology circuit;
  • Control logic connected to each of the switch tubes in the inverter topology circuit, for controlling the DRAWINGS
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an inverter in the prior art
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a solar-connected non-isolated inverter in the prior art
  • 3A is a schematic diagram 1 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3B is a schematic diagram 2 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 3C is a schematic diagram 3 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 3D is a schematic diagram 4 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 4A is a schematic diagram 5 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 4B is a schematic diagram 6 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 4C is a schematic diagram 7 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 4D is a schematic diagram 8 of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 4E is a schematic diagram of implementing an embodiment of the inverter topology circuit for implementing step-up and step-down conversion according to an embodiment of the present invention
  • 4F is a schematic diagram IX of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4G is a schematic diagram of an inductor waveform flow of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5A is a schematic diagram of reactive power compensation output voltage and output current of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention
  • 5B is an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10C is a schematic diagram of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5D is a schematic diagram of an inverter topology circuit according to the embodiment of the present invention.
  • Figure 5E is the present invention; the embodiment provides ⁇ ] inverter topology circuit 7 : Figure 13;
  • Figure 5F is the present invention; the embodiment provides a white 1 inverter topology circuit 7: Figure 14;
  • FIG. 6A is a schematic diagram of an inverter topology circuit according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a schematic diagram of an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7A is a schematic diagram of an inverter topology circuit according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7B provides an inverter topology circuit according to an embodiment of the present invention
  • the inverter circuit of the prior art includes a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube (Ql, Q2, Q3, Q4), a filter inductor L1, L2, and an auxiliary conduction diode (Dl). , D2, D3, D4).
  • the voltage output from the inverter circuit that is, the voltage UAB between point A and point B is the DC source voltage UDC; when Q4 is turned off Due to the freewheeling action of the inductors L1, L2, the current loop flows out from L1, flows through the AC source, L2, Q3 (D3), Ql, L1, and the voltage UAB outputted by the inverter circuit is 0; The current is controlled to control the length of time that Q4 is turned on and off, so that the UAB voltage is equivalent in area to the sinusoidal half wave during the half cycle of Q1 turn-on.
  • the UAB's high-frequency voltage pulse is filtered by L1 and L2, and is in phase with the sinusoidal positive half of the AC source to achieve voltage follow-up.
  • the power output can be achieved by controlling the magnitude of the output current Io.
  • Ql and Q3 respectively open half of the power frequency cycle, and the working condition in the half cycle of Q3 opening is the same as the above case, and will not be described again.
  • Q4 is a hard switch.
  • the analysis process of Q2 is similar to the above, and it is also a hard switch.
  • the hard switch in this existing inverter circuit has high power consumption and low efficiency.
  • the source, inverter circuit and battery board parasitic capacitance form an electrical loop.
  • the ground leakage current flowing through the circuit is proportional to the voltage change rate of the panel to the earth.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, as shown in FIG. 3A, including a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, and a power frequency switch tube Q5, Q6, high.
  • Q1 is connected in parallel with D1
  • Q2 is connected in parallel with D2
  • Q3 is connected in parallel with D3
  • Q4 is connected in parallel with D4
  • D1 and D2 are connected in series to form the first branch of the first bridge arm
  • D3 and D4 are connected in series to form the first bridge.
  • the second branch of the arm, both branches are connected in parallel at the two poles of the DC source, wherein the cathodes of D1 and D3 are connected to the anode of DC, and the anodes of D2 and D4 are connected to the cathode of DC.
  • L1 is connected to the connection point between D1 and D2, and the other end is connected to one pole of AC; one end of L2 is connected to the connection point between D3 and D4, the other end is connected to the other pole of AC, and the capacitor C is connected in parallel. At the poles of the AC.
  • Q5 is connected in parallel with D5, and Q6 is connected in parallel with D6.
  • the anode of D5 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected to the connection point of the second inductor and the alternating current source
  • the anode of D6 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected to the first inductor and the alternating current source. Connected to the point.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency.
  • the inverter topology circuit provided by the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 3B, includes a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, a power frequency switch tube Q5, Q6, and a high frequency filter.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor
  • the diode, etc. may be a Schottky diode, a fast recovery diode, a silicon tube, a silicon carbide, etc., and a plurality of diodes connected in series, etc., and the switching tube and the diode opposite thereto may be separate devices or a combined one.
  • the AC source can be an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, as shown in FIG. 4A, including a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, and a power frequency switch tube Q5, Q6, high.
  • Q1 is connected in parallel with D1
  • Q2 is connected in parallel with D2
  • Q3 is connected in parallel with D3
  • Q4 is connected in parallel with D4
  • D1 and D2 are connected in series to form the first branch of the first bridge arm
  • D3 and D4 are connected in series to form the second bridge arm.
  • the branch, both branches are connected in parallel with the DC source, where the cathodes of D1 and D3 are connected to the anode of DC, and the anodes of D2 and D4 are connected to the cathode of DC.
  • L1 is connected to the connection point between D1 and D2, and the other end is connected to one pole of AC; one end of L2 is connected to the connection point between D3 and D4, and the other end is connected to the other pole of AC; One end is connected to L2 and the other end is connected to a resistor R to form a series circuit, and R is located between C and L1.
  • Q5 is connected in parallel with D5, and Q6 is connected in parallel with D6.
  • the anode of D5 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected to the connection point of L2 and AC
  • the anode of D6 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected at the connection point of L1 and AC.
  • L3 is located on the connection circuit of L1 and AC, and one end of L3 is connected to D6 and Q6, and the other end is connected to one end of AC;
  • L4 is located on the connection circuit of L2 and AC, and one end of L4 is connected to D5 and Q5, and the other end is connected to AC. another side.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a sun A circuit board or the like that provides a direct current device;
  • the switch tube can be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode can be a Schottky diode, a fast recovery diode, a silicon tube, a silicon carbide, etc., and a plurality of diodes in series, etc.
  • the switching transistor and the diode opposite thereto may be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode;
  • the AC source may be an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • the inverter topology circuit can be applied to a solar non-isolated inverter, the DC source is equivalent to a solar panel, the AC source is a power grid, and one end is connected to the ground at a distance, and the high-frequency current passes through a small resistance R and Capacitor C, when the power frequency inductors L3, L4 are frequency-frequency filtered, the voltages sandwiched between R and C are almost close to the voltage of the AC source. Therefore, the voltage change rate is small, so that the positive electrode of the solar panel having a large area has a small common-mode leakage current to the earth, and the safety is improved.
  • This inverter topology circuit can also be applied to the buck Buck and boost Boost modes of operation. This inverter topology circuit can also be applied to reactive power compensation.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, as shown in FIG. 4B, including a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, and a power frequency switch tube Q5, Q6, high.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, which can be used for reactive power compensation, as shown in FIG. 5B, including a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, and a power frequency.
  • the anode of the DC, the anode of D2 and D4 is connected to the cathode of the DC.
  • L1 One end of L1 is connected to the connection point between D1 and D2, and the other end is connected to one pole of AC;
  • L2 is connected to the connection point between D3 and D4, and the other end is connected to the other pole of AC; one end of capacitor C is connected to L2 and the other end is connected to resistor R to form a series circuit, and R is located between C and L1.
  • Q5 is connected in parallel with D5
  • Q6 is connected in parallel with D6.
  • the anode of D5 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected at the connection point of L2 and AC
  • the anode of D6 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected at the connection point of L1 and AC.
  • L3 is located on the connection circuit of L1 and AC, and one end of L3 is connected to D6 and Q6, and the other end is connected to one end of AC;
  • L4 is located on the connection circuit of L2 and AC, and one end of L4 is connected to D5 and Q5, and the other end is connected to AC. another side.
  • Capacitor C1 is connected in parallel to the two poles of the DC.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • This inverter topology circuit can also be applied to solar non-isolated inverters, as well as buck Buck and boost Boost modes of operation.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, as shown in FIG. 6A, including a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, and a power frequency switch tube Q5, Q6, high.
  • Q1 is connected in parallel with D1
  • Q2 is connected in parallel with D2
  • Q3 is connected in parallel with D3, Q4 and D4 are connected.
  • Parallel, Dl and D2 are connected in series to form the first branch of the first bridge arm
  • D3 and D4 are connected in series to form the second branch of the first bridge arm
  • both branches are connected in parallel to the DC source poles, wherein the cathode connections of D1 and D3
  • the anode of the DC, the anode of D2 and D4 is connected to the cathode of DC.
  • L1 is connected to the connection point between D1 and D2, and the other end is connected to one pole of AC; one end of L2 is connected to the connection point between D3 and D4, and the other end is connected to the other pole of AC; One end is connected to L2 and the other end is connected to a resistor R to form a series circuit, and R is located between C and L1.
  • Q5 is connected in parallel with D5, and Q6 is connected in parallel with D6.
  • the anode of D5 is connected to the cathode of DC, the cathode is connected to the connection point of L2 and AC; the anode of D6 is connected to the cathode of DC, and the cathode is connected at the connection point of L1 and AC.
  • L3 is located on the connection circuit of L1 and AC, and one end of L3 is connected to D6 and Q6, and the other end is connected to one end of AC;
  • L4 is located on the connection circuit of L2 and AC, and one end of L4 is connected to D5 and Q5, and the other end is connected to AC. another side.
  • the cathodes of D7 and D8 are connected to the anode of DC, and the anode of D7 is connected to the cathode of D5, and the anode of D8 is connected to the cathode of D6.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • This inverter topology circuit can also be applied to solar non-isolated inverters, as well as buck Buck and boost Boost modes of operation.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate reactive power, meet the requirements of inductive or capacitive AC source load, and improve the utilization of electric energy. Rate. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. Moreover, the leakage current generated by the solar non-isolated photovoltaic inverter circuit can be effectively prevented, and the safety is improved.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, as shown in FIG. 6B, including a DC source DC, an AC source AC, a high frequency switch tube Ql, Q2, Q3, Q4, and a power frequency switch tube Q5, Q6, high.
  • the cathodes of D5 and D6 are connected to the anode of the direct current source, the anode of D5 is connected to the connection point of the second inductor and the alternating current source, and the anode of D6 is connected to the first inductor and the alternating current.
  • the anodes of D7 and D8 are connected to the negative pole of DC, and the cathode of D7 is connected to the anode of D5, and the cathode of D8 is connected to the anode of D6, and the rest is identical to that of the sixth embodiment, and will not be described again.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit, which may include at least two inverter powers
  • the bridge arm is described here by taking two bridge arms in parallel as an example.
  • the DC source DC, the AC source AC, the high frequency switch tubes Q1, Q2, Q3, and Q4 in the first bridge arm, and the auxiliary conduction diodes D1, D2, D3, and D4 in the first bridge arm are included.
  • high frequency switching tubes Qll, Q21, Q31, Q41 in the second bridge arm high frequency switching tubes Qll, Q21, Q31, Q41 in the second bridge arm, auxiliary conduction diodes D11, D21, D31, D41 in the second bridge arm, high frequency filter inductors L1, L2 in the first bridge arm , high frequency filter inductor L11, L21 in the second bridge arm, power frequency switch tube Q5, Q6, auxiliary conduction diode D5, D6, power frequency filter inductor L3, L4, resistor R for suppressing resonance, freewheeling diode D7, D8, and filter capacitor C.
  • Q1 is connected in parallel with D1
  • Q2 is connected in parallel with D2
  • Q3 is connected in parallel with D3
  • Q4 is connected in parallel with D4
  • D1 and D2 are connected in series to form the first branch of the first bridge arm
  • D3 and D4 are connected in series to form the second bridge arm.
  • the branch, both branches are connected in parallel with the DC source, where the cathodes of D1 and D3 are connected to the anode of DC, and the anodes of D2 and D4 are connected to the cathode of DC.
  • L1 is connected to the connection point between D1 and D2, and the other end is connected to one pole of AC; one end of L2 is connected to the connection point between D3 and D4, and the other end is connected to the other pole of AC; One end is connected to L2 and the other end is connected to a resistor R to form a series circuit, and R is located between C and L1.
  • Q5 is connected in parallel with D5, and Q6 is connected in parallel with D6.
  • the anode of D5 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected to the connection point of L2 and AC
  • the anode of D6 is connected to the negative pole of DC
  • the cathode is connected at the connection point of L1 and AC.
  • L3 is located on the connection circuit of L1 and AC, and one end of L3 is connected to D6 and Q6, and the other end is connected to one end of AC;
  • L4 is located on the connection circuit of L2 and AC, and one end of L4 is connected to D5 and Q5, and the other end is connected to AC. another side.
  • the cathodes of D7 and D8 are connected to the anode of DC, and the anode of D7 is connected to the cathode of D5, and the anode of D8 is connected to the cathode of D6.
  • Q11 is connected in parallel with D11
  • Q21 is connected in parallel with D21
  • Q31 is connected in parallel with D31
  • Q41 is connected in parallel with D41
  • D11 and D21 are connected in series to form the first branch of the second bridge arm
  • D31 and D41 are connected in series to form the second branch of the second bridge arm.
  • Both branches are connected in parallel at the poles of the DC, where the cathodes of D11 and D31 Connected to the positive pole of the DC, the anodes of D21 and D4 are connected to the negative pole of DC, and the two branches of the second bridge arm are staggered in parallel with the two branches of the first bridge arm.
  • L11 One end of L11 is connected to the connection point between D11 and D21, and the other end is connected to one pole of AC; one end of L21 is connected to the connection point between D31 and D41, and the other end is connected to the other pole of AC; Capacitor C One end is connected to L21 and the other end is connected to a resistor R to form a series circuit, and R is located between C and L11.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • This inverter topology circuit can include two or more bridge arms for interleaving, which reduces output current ripple while increasing output power.
  • This inverter topology circuit can also be applied to solar non-isolated inverters, to buck Buck and boost Boost modes, and to reactive power compensation.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy.
  • Multiple bridge arms can be connected in parallel to increase output power. They can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter topology circuit, which may include at least two inverter circuit bridge arms.
  • two bridge arms are connected in parallel as an example for description.
  • the DC source DC, the AC source AC, the high frequency switch tubes Q1, Q2, Q3, Q4 in the first bridge arm, the first bridge arm Auxiliary conduction diodes D1, D2, D3, D4, high frequency switching tubes Qll, Q21, Q31, Q41 in the second bridge arm, auxiliary conduction diodes D11, D21, D31, D41 in the second bridge arm, High-frequency filter inductors L1 and L2 in the first bridge arm, high-frequency filter inductors L11 and L21 in the second bridge arm, power frequency switch tubes Q5 and Q6, auxiliary conduction diodes D5 and D6, power frequency filter inductor L3, L4, Resistor-resisting resistor R, freewheeling diodes D7, D8, and filter capacitor C.
  • the cathodes of D5 and D6 are connected to the anode of the direct current source, the anode of D5 is connected to the connection point of the second inductor and the alternating current source, and the anode of D6 is connected to the first inductor and the alternating current.
  • the anodes of D7 and D8 are connected to the negative pole of DC, and the cathode of D7 is connected to the anode of D5, and the cathode of D8 is connected to the anode of D6, and the rest is identical to that of the sixth embodiment, and will not be described again.
  • the DC source may be a fuel cell, a nickel-hydrogen battery, an iron battery, a lead-acid battery, a solar panel, or the like, which provides a direct current device;
  • the switch tube may be a MOSFET, an IGBT, a triode, a thyristor, etc.
  • the diode may be a Schottky diode , fast recovery diode, silicon tube, silicon carbide, etc., and multiple diodes in series, etc., the switching tube and the diodes opposite thereto can be separate devices or a combined device or switching transistor parasitic diode; Is an isolation transformer.
  • the output waveform can be a square wave, a sine wave, a triangular wave, a sawtooth wave, or the like.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy.
  • Multiple bridge arms can be connected in parallel to increase output power. They can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • the embodiment of the present invention provides an inverter method. As shown in FIG. 3C, Q3, Q4, and Q6 are turned off during a half cycle of Q5 turn-on, and Ql and Q2 are high-frequency under the action of control voltage or control current. On-off control. When Ql is turned on and Q2 is turned off, current flows from the positive pole of the DC source, flows through Ql, Ll, C, and Q5, and finally returns to the negative pole of the DC source. Some of the current flows through the negative terminals of L1, AC source, and Q5 to the DC source. At this time, the current on L1 gradually increases, and at the same time, the power is output to the AC source.
  • Q1, Q2, and Q5 are turned off during the half cycle of Q6 turn-on. Under the control voltage or control current, Q3 and Q4 perform high-frequency on-off control.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off loss of a high frequency switch, and improving work efficiency.
  • An embodiment of the present invention provides an inversion method, as shown in FIG. 3B, in this embodiment, only
  • the cathodes of D5 and D6 are connected to the anode of the direct current source, the anode of D5 is connected to the connection point of the second inductor and the alternating current source, and the anode of D6 is connected at the connection point of the first inductor and the alternating current source.
  • the rest is the same as the tenth embodiment. For details, refer to the tenth embodiment, and details are not described herein again.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off loss of a high frequency switch, and improving work efficiency.
  • Example twelve The embodiment of the present invention provides an inverter method. As shown in FIG. 4C, Q3, Q4, and Q6 are turned off during a half cycle of Q5 turn-on, and Ql and Q2 are high-frequency under the action of control voltage or control current. On-off control.
  • the inverter topology circuit can be applied to a solar non-isolated inverter, the DC source is equivalent to a solar panel, the AC source is a power grid, and one end is connected to the ground at a distance, and the high-frequency current passes through a small resistance R and Capacitor C, when the power frequency inductors L3, L4 are frequency-frequency filtered, the voltages sandwiched between R and C are almost close to the voltage of the AC source. Therefore, the rate of voltage change is small, so the area is large.
  • the positive pole of the solar panel produces a small common mode leakage current to the earth.
  • FIG. 4E is a schematic diagram of the buck Buck and boost Boost modes.
  • FIG. 4A Equivalent circuit diagram, when the output voltage is less than the DC source voltage, the circuit works in Buck mode, Ql, Q2 (D2), Ll, C, R, L3, L4, Q5 participate in the operation, when Ql is turned on, the inductor current of L1 Increase; When Q1 turns off, Q2 turns on, and inductor L1 starts to flow.
  • the inverter topology circuit can also be applied to reactive power compensation, as shown in FIG. 4A, using bipolar modulation, Ql, Q4 are simultaneously turned on or off; Q3, Q2 are turned on or off; Q5, Q6 are not involved in the work. .
  • This mode of operation can be continuous for the inductor.
  • the inductor current critical mode is analyzed as above, and the inductor current is a small negative value.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off loss of a high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It is also available in boost and buck modes for a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter method. As shown in FIG. 4B, in this embodiment, only the cathodes of D5 and D6 are connected to the anode of the DC source, and the anode of D5 is connected to the second inductor and the AC source. At the connection point, the D6 anode is connected at a connection point of the first inductor and the alternating current source, The rest is the same as that in the embodiment 12. For details, refer to the embodiment 12, and details are not described herein again. Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency.
  • the embodiment of the invention provides an inverter method, which can be used for reactive power compensation, as shown in FIG. 5A, which is a schematic diagram of relationship between output voltage and output current.
  • FIG. 5A is a schematic diagram of relationship between output voltage and output current.
  • the output voltage and the output current are in phase, as shown in FIG. 5C.
  • FIG. 5E the working principle is the same as the normal active output of the inverter circuit, and reference may be made to Embodiment 12, and details are not described herein again.
  • the utility power fills the inverter with reactive power.
  • Q4 is the main switch
  • Q6 is the sub-switch
  • Ql, Q2, Q3, and Q5 are turned off.
  • Q4 is turned on
  • the current flows from the AC source, flows through L4, L2, Q4, Q6 (D6), L3, and finally returns to the AC source; the other path is the current flowing from C through L2, Q4, Q6 (D6) , R, finally return to C to form a loop.
  • Q4 is turned off (Q6 is still on)
  • the current on L2 flows through D3 to C1 and through Q6 (D6) to form a loop. Adjusting the on-time of Q4 can result in different output currents.
  • Q2 is the main switch
  • Q5 is the sub-switch
  • Ql, Q3, Q4, and Q6 are turned off.
  • Q2 is turned on
  • the current flows from the AC source, flows through L3, L1, Q2, Q5 (D6), L4, and finally returns to the AC source; the other path is that the current flows from C through R, L1, Q2, Q5 ( D5), finally return to C to form a loop.
  • Q2 is turned off (Q5 is still on)
  • the current on L1 flows through D1 to C1 and through Q5 (D5) to form a loop. Adjust the on-time of Q2 to get different output currents.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. Moreover, the leakage current generated by the solar non-isolated photovoltaic inverter circuit can be effectively prevented, and the safety is improved.
  • the embodiment of the invention provides an inverter method, which can be used for reactive power compensation, as shown in FIG. 6A, wherein the diodes D7 and D8 function as freewheeling. Bipolar modulation can be used.
  • Ql and Q5 are switched at the same time, Q2 (D2) and D7 will continue to flow at the same time.
  • Q4 (D4) and D8 will continue to flow at the same time.
  • the operating mode of this circuit can be continuous inductor, as shown in Figure 4G for the inductor current critical mode, or the inductor current is a small negative value.
  • This inverter topology circuit can also be applied to solar non-isolated inverters, as well as buck Buck and boost Boost modes of operation.
  • solar non-isolated inverters as well as buck Buck and boost Boost modes of operation.
  • buck Buck and boost Boost modes of operation For details, refer to Embodiment 12, and details are not described herein again.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter topology circuit capable of realizing a soft switch of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent leakage current generated by solar non-isolated photovoltaic inverter circuits and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inversion method, as shown in FIG. 6B, in this embodiment, only
  • the cathodes of D5 and D6 are connected to the anode of the direct current source, the anode of D5 is connected to the connection point of the second inductor and the alternating current source, and the anode of D6 is connected at the connection point of the first inductor and the alternating current source.
  • the anodes of D7 and D8 are connected to the anode of DC, and the cathode of D7 is connected to the anode of D5, and the cathode of D8 is connected to the anode of D6.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency.
  • Able to compensate for reactive power The power meets the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improves the utilization of electric energy. It can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. Moreover, the leakage current generated by the solar non-isolated photovoltaic inverter circuit can be effectively prevented, and the safety is improved.
  • an embodiment of the present invention provides an inverter method.
  • the inverter topology circuit may include two or more bridge arms to implement interleaving, thereby reducing output current ripple and improving For the output power, the working principle is similar to that of the embodiment 12.
  • the embodiment 12 For details, refer to the embodiment 12, and details are not described herein again.
  • This inverter topology circuit can also be applied to solar non-isolated inverters, to buck Buck and boost Boost modes, and to reactive power compensation.
  • solar non-isolated inverters to buck Buck and boost Boost modes
  • reactive power compensation to reactive power compensation.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off loss of a high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy.
  • Multiple bridge arms can be connected in parallel to increase output power. They can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent the leakage current generated by the solar non-isolated photovoltaic inverter circuit and improve safety.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter method.
  • FIG. 7B in this embodiment, only the cathodes of D5 and D6 are connected to the anode of the DC source, and the anode of D5 is connected to the second inductor and the AC source.
  • the D6 anode is connected to the connection point of the first inductor and the alternating current source, and the anodes of D7 and D8 are connected to the negative pole of DC, and the cathode of D7 is connected to the anode of D5, and the cathode of D8 is connected to the cathode of D6.
  • the anode refer to the seventeenth embodiment, and details are not described herein again.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter method capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy. can Achieve multiple bridge arms in parallel to increase output power, and can also be used in boost and buck modes to achieve a wide range of voltage inputs. Moreover, the leakage current generated by the solar non-isolated photovoltaic inverter circuit can be effectively prevented, and the safety is improved.
  • An embodiment of the present invention provides an inverter, including the inverter topology circuit of Embodiments 1 to 9.
  • Embodiments of the present invention provide an inverter capable of realizing soft switching of a high frequency switch, effectively preventing turn-on and turn-off losses of the high frequency switch, and improving work efficiency. It can compensate the reactive power, meet the requirements of the AC source load for inductive or capacitive, and improve the utilization of electric energy.
  • Multiple bridge arms can be connected in parallel to increase output power. They can also be used in boost and buck modes for a wide range of voltage inputs. It can effectively prevent the leakage current generated by the solar non-isolated photovoltaic inverter circuit and improve the safety.

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Abstract

一种逆变器拓扑电路，逆变方法和逆变器。该逆变方法为：在现有的包括一个桥臂的逆变电路上增加了第五开关管（Q5）、第六开关管（Q6）、第五二极管（D5）、第六二极管（D6）和第一电容（C），第五开关管（Q5）与第五二极管（D5）并联，第六开关管（Q6）与第六开关管（D6）并联，第五二极管（D5）的阳极连接直流源（DC）的负极且阴极连接在第二电感（L2）与交流源（AC）的连接电路上，第六二极管（D6）的阳极连接直流源（DC）的负极且阴极连接在第一电感（L1）与交流源（AC）的连接电路上。该逆变器拓扑电路，逆变方法和逆变器能够防止高频开关的开通和关断损耗，提高工作效率和电能的利用率，实现宽范围电压输入，并且能够防止逆变器电路产生的共模漏电流，提高了安全性。

Description

一种逆变器拓扑电路、 逆变;^和一种逆变器 技术领域 本发明涉及通信领域， 尤其涉及一种逆变器拓扑电路、 逆变方法和一 种逆变器。 背景技术
逆变电路是一种将直流电转换成交流电的电路,是一种将直流能量转换 为交流能量的电路;其包括输出交流电压形式， 如不间断电源等； 还包括跟 随外部交流电压而提供交流输出电流的形式， 如太阳能并网逆变器， 风力 并网发电机等。
逆变电路在工作时需要电路中的高频开关在开通和关断状态之间进行 高频率的切换， 但是在现有技术中， 此开关在开通和关断之间做高频切换 时， 会产生开通和关断损耗。 因此， 电路功耗大， 效率低。 发明内容
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够减少防止高频开关的 开通和关断损耗， 降低了功耗， 提高了工作效率。
为达到上述目的， 本发明的实施例采用如下技术方案：
一方面， 提供一种逆变器拓扑电路， 包括直流源、交流源、第一桥臂、 第一电感、 第二电感， 所述第一桥臂并联在所述直流源两极， 所述第一电 感的和第二电感的一端分别连接在所述第一桥臂的两条支路中间的连接点 上， 所述第一电感的和第二电感的另一端分别连接在所述交流源两端； 还包括： 第五开关管、 第六开关管、 第五二极管、 第六二极管、 第一 电容；
所述第五开关管和第五二极管并联， 所述第六开关管和第六二极管并 联；
所述第五二极管和第六二极管的同一极一同连接所述直流源的一极， 所述第五二极管的另一极连接在所述第二电感和所述交流源之间的连接点 上， 所述第六二极管的另一极连接在所述第一电感和所述交流源之间的连 接点上；
所述第一电容并联在所述交流源两极。
一方面， 提供一种逆变电路的逆变方法， 包括：
在前半个周期， 所述第五开关管一直保持开通， 所述第三开关管、 第 四开关管、 第六开关管一直保持关断；
开通所述第一开关管、 关断所述第二开关管， 使所述第一电感电流增 大， 同时向所述交流源输出功率；
关断所述第一开关管， 所述第一电感开始续流， 此时开通所述第二开 关管， 所述第一电感电流开始下降；
当所述第一电感上的电流降至零或者流过电流为很小的负值时， 关断 所述第二开关管， 此时开通所述第一开关管；
在后半个周期， 所述第六开关管一直保持开通， 所述第一开关管、 第 二开关管、 第六开关管一直保持关断；
开通所述第三开关管、 关断所述第四开关管， 使所述第二电感电流增 大， 同时向所述交流源输出功率；
关断所述第三开关管， 所述第二电感开始续流， 此时开通所述第四开 关管， 所述第二电感电流开始下降；
当所述第二电感上的电流降至零或者流过电流为很小的负值时， 关断 所述第四开关管， 此时开通所述第三开关管。
一方面， 提供一种逆变方法， 还包括：
在输出电压和输出电流反相的第一时段， 所述第一开关管、 所述第二 开关管、 所述第三开关管、 所述第五开关管一直保持关断； 开通所述第四开关管、 第六开关管；
保持第六开关管开通， 调整所述第四开关管的开通时间以得到需要的 输出电流；
在输出电压和输出电流反相的第二时段， 所述第一开关管、 所述第三 开关管、 所述第四开关管、 所述第六开关管一直保持关断；
开通所述第二开关管、 第五开关管；
保持第五开关管开通， 调整所述第二开关管的开通时间以得到需要的 输出电流。
一方面， 提供一种逆变方法， 包括：
当第一开关管、 第五开关管同时开关时， 第二开关管、 第二二极管和 第七二极管同时续流；
当第三开关管、 第六开关管同时开关时， 第四开关管、 第四二极管和 第八二极管同时续流。 此电路的工作模式可以为电感连续，
控制电感电流为零或者为很小的负值,第七二极管、 第八二极管起续流 的作用。
一方面， 提供一种逆变方法， 还包括：
当输出电压小于直流源电压时， 电路工作在升压模式；
开通所述第一开关管， 所述第一电感的电感电流增加；
关断所述第一开关管，开通所述第二开关管，所述第一电感开始续流； 当交流源电压大于直流源电压时， 电路工作在降压模式；
所述第一开关管一直保持开通， 开通所述第六开关管， 关闭所述第五 开关管， 所述第一电感的电感电流增加；
所述电流增加后关断所述第六开关管， 开通所述第五开关管， 所述第 一电感开始续流。
一方面， 提供一种逆变器， 包括： 所述的逆变器拓扑电路；
控制逻辑， 连接所述逆变器拓扑电路中的各个开关管， 用于控制所述 附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案， 下面将对 实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员 来讲， 在不付出创造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附 图。
图 1为现有技术中逆变器电路图；
图 2为现有技术中太阳能并网非隔离逆变器电路图；
图 3A为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图一；
图 3B为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图二；
图 3C为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图三；
图 3D为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图四；
图 4A为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图五；
图 4B为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图六；
图 4C为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图七；
图 4D为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图八；
图 4E为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路实现升压和降压转换示意 图；
图 4F为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路示意图九；
图 4G为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路电感波形流示意图； 图 5A 为本发明实施例提供的逆变器拓扑电路做无功补偿输出电压和 输出电流的示意图； 图 5B为本发明 施例提供 ί ]逆变器拓扑电路; ；图十； 图 5C为本发明 施例提供 ί ]逆变器拓扑电路; ；图十一；
图 5D为本发明 ^施例提供 ί 逆变器拓扑电路; 十二；
图 5E为本发明 ；施例提供 ^ ]逆变器拓扑电路 7 ：图十三;
图 5F为本发明 ；施例提供白 1逆变器拓扑电路 7 ：图十四;
图 6A为本发明 ^施例提供 ί 逆变器拓扑电路; 十五;
图 6B为本发明 施例提供 ί ]逆变器拓扑电路; ；图十六;
图 7A为本发明 ^施例提供 ί 逆变器拓扑电路; 图十七;
图 7B为本发明 施例提供 ί ]逆变器拓扑电路; ；图十八。 具体实 式
下面将结合本发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进 行清楚、完整地描述， 显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没 有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的 范围。
如图 1所示为现有技术中逆变器电路， 包括直流源 DC、 交流源 AC、 高频开关管 (Ql、 Q2、 Q3、 Q4)、滤波电感 Ll、 L2以及辅助导通二极管（Dl、 D2、 D3、 D4)。
其工作原理如图 1所示： 在 Q1开通的半个周期内， 在控制电压或控制 电流的作用下， Q4做高频的通断开关； 当 Q4开通时， 电流回路为从直流 源正极流出， 流经 Ql、 Ll、 交流源、 L2、 Q4， 最后返回直流源负极， 此 时逆变电路输出的电压即 A点与 B点之间的电压 UAB为直流源电压 UDC; 当 Q4关断时， 由于电感 Ll、 L2的续流作用， 电流回路为从 L1流出、 流 经交流源、 L2、 Q3 (D3 )、 Ql、 L1 , 此时逆变电路输出的电压 UAB为 0; 控制电流来控制 Q4开通和关断的时间长短， 使 UAB电压在 Q1开通的半 个周期内与正弦正半波在面积上等效。 UAB 的高频电压脉冲经过 Ll、 L2 滤波作用， 与交流源的正弦正半波同相位， 实现电压跟随。 通过控制输出 电流 Io的大小， 可以实现功率输出。
在一个工频工作周期内， Ql、 Q3分别开通半个工频周期， 在 Q3开通 的半个周期内的工作情况， 与上述情况相同， 不再赘述。
图 1中的 Q4在关断过程中，流经 Q4的电流 Io从某个值降为 0的过程 中， 电压从 0升为 UDC , 二者有时间交叠， 产生了关断损耗； Q4在开通过 程中， 其两端电压从 UDC降为 0的过程中， 电流从 0升为 Io， 二者有时间 交叠， 产生了开通损耗； 所以 Q4是个硬开关。 Q2的分析过程同上类似， 也为硬开关， 此种现有逆变电路中的硬开关， 功耗大， 效率低。
如图 2所示简化的现有技术的太阳能非隔离光伏逆变电路， 其中的直 流源是太阳能光伏电池板， 由于电池板面积很大， 对大地有一个很大的寄 生电容 CP ， 会导致交流源、 逆变电路和电池板寄生电容形成一个电气回 路， 流过此回路的对地漏电流与电池板对大地的电压变化率成正比， 在 Q1 开通过程中， 当 Q4开通时， 电池板正极 P点对大地电压为 （VDC+VAC ) 12； 当 Q4关断时， 此电压为 VAC/2, 在 Q4开通、 关断的周期内电压变化 率大， 因此产生的漏电流也大， 此电流威胁人身安全， 并会致使逆变器无 法正常工作。
实施例一
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 如图 3A所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC , 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高 频滤波电感 Ll、 L2， 辅助导通二极管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6以及滤 波电容 C。
具体的， Q1与 D1并联， Q2与 D2并联， Q3与 D3并联， Q4与 D4 并联， D1与 D2串联组成第一桥臂的第一支路， D3与 D4串联组成第一桥 臂的第二支路， 两条支路都并联在直流源两极， 其中 D1和 D3的阴极连接 DC的正极， D2和 D4的阳极连接 DC的负极。
L1的一端连接在 D1和 D2之间的连接点上， 另一端连接 AC的一极； L2的一端连接在 D3和 D4之间的连接点上， 另一端连接 AC的另一极， 电 容 C并联在 AC的两极。
Q5与 D5并联， Q6与 D6并联。 其中， D5的阳极连接 DC的负极， 阴 极连接在所述第二电感和所述交流源的连接点上； D6的阳极连接 DC的负 极， 阴极连接在所述第一电感和所述交流源的连接点上。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。
实施例二
本发明实施例提供的逆变器拓扑电路，如图 3B所示，包括直流源 DC、 交流源 AC, 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高频滤 波电感 Ll、 L2， 辅助导通二极管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6以及滤波电 容( 。
本实施例中， 只是 D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连 接在所述第二电感和所述交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感 和所述交流源的连接点上， 其余部分与实施例一完全相同， 不再赘述。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。
实施例三
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 如图 4A所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高 频滤波电感 Ll、 L2， 工频电感 L3、 L4， 抑制谐振的电阻 R， 辅助导通二极 管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6以及滤波电容 C。
具体的， Q1与 D1并联， Q2与 D2并联， Q3与 D3并联， Q4与 D4 并联， D1与 D2串联组成第一桥臂的第一支路， D3与 D4串联组成第一桥 臂的第二支路， 两条支路都并联在直流源两极， 其中 D1和 D3的阴极连接 DC的正极， D2和 D4的阳极连接 DC的负极。
L1的一端连接在 D1和 D2之间的连接点上， 另一端连接 AC的一极； L2的一端连接在 D3和 D4之间的连接点上， 另一端连接 AC的另一极； 电 容 C的一端连接 L2与另一端连接电阻 R组成串联电路， R位于 C和 L1之 间。
Q5与 D5并联， Q6与 D6并联。 其中， D5的阳极连接 DC的负极， 阴 极连接在 L2和 AC的连接点上； D6的阳极连接 DC的负极， 阴极连接在 L1和 AC的连接点上。
L3位于 L1与 AC的连接电路上， 且 L3的一端连接 D6和 Q6, 另一端 连接 AC的一端； L4位于 L2与 AC的连接电路上， 且 L4的一端连接 D5 和 Q5, 另一端连接 AC的另一端。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
通过增加工频滤波电感 L3、 L4、 滤波电容 C的滤波和电阻 R抑制谐 振的作用， 可得到更好的输出波形。
此逆变器拓扑电路可以应用于太阳能非隔离逆变器， 直流源相当于太 阳能电池板， 交流源为电网， 且其一端在远处接大地， 高频电流经过很小 阻值的电阻 R和电容 C, 在工频电感 L3、 L4工频滤波时， 夹在 R和 C上 的电压几乎接近交流源的电压。 因此， 电压变化率较小， 所以面积较大的 太阳能电池板的正极对大地产生共模漏电流也很小， 提高了安全性。
此逆变器拓扑电路还可以应用于降压 Buck和升压 Boost工作模式， 此 逆变器拓扑电路还可以应用于无功功率补偿。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止 太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例四
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 如图 4B所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高 频滤波电感 Ll、 L2， 工频电感 L3、 L4， 抑制谐振的电阻 R， 辅助导通二极 管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6以及滤波电容 C。
本实施例中， 只是 D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连 接在所述第二电感和所述交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感 和所述交流源的连接点上， 其余部分与实施例三完全相同， 不再赘述。 其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止 太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例五
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 可用于无功功率补偿， 如 图 5B所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高频滤波电感 Ll、 L2， 工频电感 L3、 L4， 抑制谐振 的电阻 R， 辅助导通二极管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6 以及滤波电容 C 和电容 CI。
具体的， Q1与 D1并联， Q2与 D2并联， Q3与 D3并联， Q4与 D4 并联， D1与 D2串联组成第一桥臂的第一支路， D3与 D4串联组成第一桥 臂的第二支路， 两条支路都并联在直流源两极， 其中 D1和 D3的阴极连接
DC的正极， D2和 D4的阳极连接 DC的负极。
L1的一端连接在 D1和 D2之间的连接点上， 另一端连接 AC的一极；
L2的一端连接在 D3和 D4之间的连接点上， 另一端连接 AC的另一极； 电 容 C的一端连接 L2与另一端连接电阻 R组成串联电路， R位于 C和 L1之 间。 Q5与 D5并联， Q6与 D6并联。 其中， D5的阳极连接 DC的负极， 阴 极连接在 L2和 AC的连接点上； D6的阳极连接 DC的负极， 阴极连接在 L1和 AC的连接点上。
L3位于 L1与 AC的连接电路上， 且 L3的一端连接 D6和 Q6, 另一端 连接 AC的一端； L4位于 L2与 AC的连接电路上， 且 L4的一端连接 D5 和 Q5, 另一端连接 AC的另一端。
电容 C1并联在 DC的两极。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
此逆变器拓扑电路还可以应用于太阳能非隔离逆变器， 也可以应用于 降压 Buck和升压 Boost工作模式。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止 太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例六
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 如图 6A所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高 频滤波电感 Ll、 L2， 工频滤波电感 L3、 L4， 抑制谐振的电阻 R， 辅助导通 二极管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6， 续流二极管 D7、 D8以及滤波电容 C。
具体的， Q1与 D1并联， Q2与 D2并联， Q3与 D3并联， Q4与 D4 并联， Dl与 D2串联组成第一桥臂的第一支路， D3与 D4串联组成第一桥 臂的第二支路， 两条支路都并联在直流源两极， 其中 D1和 D3的阴极连接 DC的正极， D2和 D4的阳极连接 DC的负极。
L1的一端连接在 D1和 D2之间的连接点上， 另一端连接 AC的一极； L2的一端连接在 D3和 D4之间的连接点上， 另一端连接 AC的另一极； 电 容 C的一端连接 L2与另一端连接电阻 R组成串联电路， R位于 C和 L1之 间。
Q5与 D5并联， Q6与 D6并联。 其中， D5的阳极连接 DC的负极， 阴 极连接在 L2和 AC的的连接点上； D6的阳极连接 DC的负极， 阴极连接在 L1和 AC的连接点上。
L3位于 L1与 AC的连接电路上， 且 L3的一端连接 D6和 Q6, 另一端 连接 AC的一端； L4位于 L2与 AC的连接电路上， 且 L4的一端连接 D5 和 Q5, 另一端连接 AC的另一端。
D7和 D8的阴极连接至 DC的正极， 且 D7的阳极连接 D5的阴极， D8 的阳极连接 D6的阴极。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 M0SFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
此逆变器拓扑电路还可以应用于太阳能非隔离逆变器， 也可以应用于 降压 Buck和升压 Boost工作模式。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止 太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例七
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 如图 6B所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 工频开关管 Q5、 Q6， 高 频滤波电感 Ll、 L2， 工频滤波电感 L3、 L4， 抑制谐振的电阻 R， 辅助导通 二极管 Dl、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6以及滤波电容 C， 还可以加入续流二极 管 D7、 D8o
本实施例中， 只是 D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连 接在所述第二电感和所述交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感 和所述交流源的连接点上， 而 D7和 D8的阳极连接至 DC的负极， 且 D7 的阴极连接 D5的阳极， D8的阴极连接 D6的阳极， 其余部分与实施例六 完全相同， 不再赘述。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止 太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例八
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 可以至少包括两个逆变电 路桥臂， 这里以两个桥臂并联为例进行说明。 如图 7A所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 第一桥臂中的高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 第一桥臂 中的辅助导通二极管 Dl、 D2、 D3、 D4， 第二桥臂中的高频开关管 Qll、 Q21、 Q31、 Q41 , 第二桥臂中的辅助导通二极管 Dll、 D21、 D31、 D41， 第一桥臂中的高频滤波电感 L1、L2，第二桥臂中的高频滤波电感 L11、L21， 工频开关管 Q5、 Q6， 辅助导通二极管 D5、 D6， 工频滤波电感 L3、 L4， 抑 制谐振的电阻 R， 续流二极管 D7、 D8、 以及滤波电容 C。
具体的， Q1与 D1并联， Q2与 D2并联， Q3与 D3并联， Q4与 D4 并联， D1与 D2串联组成第一桥臂的第一支路， D3与 D4串联组成第一桥 臂的第二支路， 两条支路都并联在直流源两极， 其中 D1和 D3的阴极连接 DC的正极， D2和 D4的阳极连接 DC的负极。
L1的一端连接在 D1和 D2之间的连接点上， 另一端连接 AC的一极； L2的一端连接在 D3和 D4之间的连接点上， 另一端连接 AC的另一极； 电 容 C的一端连接 L2与另一端连接电阻 R组成串联电路， R位于 C和 L1之 间。
Q5与 D5并联， Q6与 D6并联。 其中， D5的阳极连接 DC的负极， 阴 极连接在 L2和 AC的连接点上； D6的阳极连接 DC的负极， 阴极连接在 L1和 AC的连接点上。
L3位于 L1与 AC的连接电路上， 且 L3的一端连接 D6和 Q6, 另一端 连接 AC的一端； L4位于 L2与 AC的连接电路上， 且 L4的一端连接 D5 和 Q5, 另一端连接 AC的另一端。
D7和 D8的阴极连接至 DC的正极， 且 D7的阳极连接 D5的阴极， D8 的阳极连接 D6的阴极。
Q11与 D11并联， Q21与 D21并联， Q31与 D31并联， Q41与 D41并 联， D11与 D21串联组成第二桥臂的第一支路， D31与 D41串联组成第二 桥臂的第二支路， 两条支路都并联在 DC的两极， 其中 D11和 D31的阴极 连接 DC的正极， D21和 D4的阳极连接 DC的负极， 且第二桥臂的两条支 路与第一桥臂的两条支路交错并联。
L11的一端连接在 D11和 D21之间的连接点上， 另一端连接 AC的一 极； L21的一端连接在 D31和 D41之间的连接点上， 另一端连接 AC的另 一极； 电容 C的一端连接 L21与另一端连接电阻 R组成串联电路， R位于 C和 L11之间。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 M0SFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
此逆变器拓扑电路， 可以包括两个或两个以上的桥臂以实现交错， 这 样可以减少输出电流纹波， 同时可以提升输出功率。
此逆变器拓扑电路还可以应用于太阳能非隔离逆变器， 也可以应用于 降压 Buck和升压 Boost工作模式， 还可以应用于无功功率补偿。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 能够实现多个桥臂并联， 提高输出功率， 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能非隔离光伏逆变器电路产 生的漏电流， 提高了安全性。
实施例九
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 可以至少包括两个逆变电 路桥臂， 这里以两个桥臂并联为例进行说明。 如图 7B 所示， 包括直流源 DC、 交流源 AC, 第一桥臂中的高频开关管 Ql、 Q2、 Q3、 Q4， 第一桥臂 中的辅助导通二极管 Dl、 D2、 D3、 D4， 第二桥臂中的高频开关管 Qll、 Q21、 Q31、 Q41 , 第二桥臂中的辅助导通二极管 Dll、 D21、 D31、 D41， 第一桥臂中的高频滤波电感 L1、L2，第二桥臂中的高频滤波电感 L11、L21， 工频开关管 Q5、 Q6， 辅助导通二极管 D5、 D6， 工频滤波电感 L3、 L4， 抑 制谐振的电阻 R， 续流二极管 D7、 D8、 以及滤波电容 C。
本实施例中， 只是 D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连 接在所述第二电感和所述交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感 和所述交流源的连接点上， 而 D7和 D8的阳极连接至 DC的负极， 且 D7 的阴极连接 D5的阳极， D8的阴极连接 D6的阳极， 其余部分与实施例六 完全相同， 不再赘述。
其中， 直流源可以是燃料电池、 镍氢电池、 铁电池、 铅酸电池、 太阳 能板等各种提供直流的装置； 开关管可以是 MOSFET、 IGBT,三极管， 晶闸 管等， 二极管可以是肖特极二极管， 快恢复二极管， 硅管， 碳化硅等， 以 及串联的多个二极管形式等， 开关管和与其反并的二极管可以是各自独立 器件或合并在一起的一个器件或开关管寄生二极管； 交流源可以是隔离变 压器。 输出波形可以是方波、 正弦波、 三角波、 锯齿波等。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 能够实现多个桥臂并联， 提高输出功率， 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能非隔离光伏逆变器电路产 生的漏电流， 提高了安全性。
实施例十
本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 3C所示， 在 Q5开通的半个周 期内， Q3、 Q4、 Q6关断， 在控制电压或控制电流的作用下 Ql、 Q2做高频 的通断控制。 当 Ql开通、 Q2关断时， 电流从直流源正极流出， 流经 Ql、 Ll、 C、 Q5， 最后返回到直流源负极,其中部分电流流过 Ll、 交流源、 Q5到直流源 的负极，此时 L1上的电流慢慢增大，同时向交流源输出功率;将 Q1关断后， 由于电感 L1的续流作用， 电流从 L1流出， 经过交流源、 Q5、 D2， 最后返 回 Ll， 此时通过控制电压或控制电流控制使 Q2开通， 由于 D2 导通压降 很低， 近似为 0， 所以 Q2两端的近似电压为 0， 此时控制 Q2开通， 不会 产生开通损耗， 因此实现了 ZVS (Zero Voltage Switching, 零电压开关） 开 通软开关。
当 Q1关断、 Q2开通后， L1上电流慢慢下降， 当降到 0时， 由于滤波 电容 C储能作用和交流源的存在， L1上的电流将会反向，即电流从 C、 Ll、 Q2、 Q5到滤波电容 C的另外一端， 另外一个通路是： 由交流源流出， 经过 Ll、 Q2、 Q5最后返回交流源。 当 L1流过一个很小的反向电流或者电流为 零时， 由于电流很小， 可近似为 0， 此时关断 Q2则不会产生关断损耗， 因 此实现了关断 ZCS (Zero Current Switching, 零电流开关） 软开关。 当 Q2 关断后， 由于电感 L1 的续流作用， 电流从 L1流出， 经过 Dl、 直流源、 Q5回到滤波电容 C和交流源， 最后返回 L1 , 此时由于 D1导通， 其导通压 降很低， 近似为 0， 所以 Q1两端的电压为 0， 此时通过控制开通 Q1 , 则 Q1不会产生开通损耗， 因此实现了开通 ZVS开通软开关。此后反向电流迅 速将为 0， 然后在直流源的作用下， 电感 L1上流过正电流， 且慢慢增大。 至此， 一个高频开关周期完成。通过采样交流源或参考的波形控制 Q1的导 通时间得到不同的电感峰值电流。
如图 3D所示， 在 Q6开通的半个周期内， Ql、 Q2、 Q5关断， 在控制 电压或控制电流的作用下 Q3、 Q4做高频的通断控制。
当 Q3开通、 Q4关断时， 电流从直流源正极流出， 流经 Q3、 L2、 C、 Q6， 最后返回到直流源负极,其中部分电流流过 L2、 交流源、 Q6到直流源 的负极,此时 L2上的电流慢慢增大，同时向交流源输出功率；将 Q3关断后， 由于电感 L2的续流作用， 电流从 L2流出， 经过交流源、 Q6、 D4， 最后返 回 L2， 此时通过控制电压或控制电流控制使 Q4开通， 由于 D4 导通压降 很低， 近似为 0， 所以 Q4两端的近似电压为 0， 此时控制 Q4开通， 不会 产生开通损耗， 因此实现了 ZVS开通软开关。
当 Q3关断、 Q4开通后， L2上电流慢慢下降， 当降到 0时， 由于滤波 电容 C储能作用和交流源的存在， L2上的电流将会反向，即电流从 C、 L2、 Q4、 Q6到滤波电容 C的另外一端， 另外一个通路是： 由交流源流出， 经过 L2、 Q4、 Q6最后返回交流源。 当 L2流过一个很小的反向电流或者电流为 零时， 由于电流很小， 可近似为 0， 此时关断 Q4则不会产生关断损耗， 因 此实现了关断 ZCS软开关。 当 Q4关断后， 由于电感 L2的续流作用， 电流 从 L2流出， 经过 D3、 直流源、 Q6回到滤波电容 C和交流源， 最后返回 L2, 此时由于 D3导通， 其导通压降很低， 近似为 0， 所以 Q3两端的电压 为 0， 此时通过控制开通 Q3, 则 Q3不会产生开通损耗， 因此实现了开通 ZVS开通软开关。此后反向电流迅速将为 0， 然后在直流源的作用下， 电感 L2上流过正电流， 且慢慢增大。 至此， 一个高频开关周期完成。 通过采样 交流源或参考的波形控制 Q3的导通时间得到不同的电感峰值电流。
本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。
实施例 ^一
本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 3B 所示， 本实施例中， 只是
D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连接在所述第二电感和所述 交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感和所述交流源的连接点上， 其余部分与实施例十完全相同， 具体可参照实施例十， 在此不再赘述。
本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。
实施例十二 本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 4C所示， 在 Q5开通的半个周 期内， Q3、 Q4、 Q6关断， 在控制电压或控制电流的作用下 Ql、 Q2做高频 的通断控制。
当 Q1开通、 Q2关断时， 电流从直流源正极流出， 流经 Ql、 Ll、 R、 C、 Q5， 最后返回到直流源负极,其中部分电流流过 Ll、 L3、 交流源、 L4、 Q5到直流源的负极；此时 L1上的电流慢慢增大，同时向交流源输出功率； 将 Q1关断后， 由于电感 L1的续流作用， 电流从 L1流出， 经过交流源、 Q5、 D2， 最后返回 Ll， 此时通过控制电压或控制电流控制使 Q2开通， 由 于 D2 导通压降很低， 近似为 0， 所以 Q2两端的近似电压为 0， 此时控制 Q2开通， 不会产生开通损耗， 因此实现了 ZVS (Zero Voltage Switching, 零电压开关） 开通软开关。
当 Q1关断、 Q2开通后， L1上电流慢慢下降， 当降到 0时， 由于滤波 电容 C储能作用和交流源的存在， L1上的电流将会反向， 即电流从 C、 R、 Ll、 Q2、 Q5到滤波电容 C的另外一端， 另外一个通路是： 由交流源流出， 经过 L3、 Ll、 Q2、 Q5、 L4最后返回交流源。 当 L1流过一个很小的反向电 流或者电流为零时， 由于电流很小， 可近似为 0， 此时关断 Q2则不会产生 关断损耗， 因此实现了关断 ZCS (Zero Current Switching, 零电流开关） 软 开关。当 Q2关断后， 由于电感 L1的续流作用， 电流从 L1流出，经过 Dl、 直流源、 Q5回到滤波电容 C和交流源， 最后返回 L1 , 此时由于 D1导通， 其导通压降很低， 近似为 0， 所以 Q1两端的电压为 0， 此时通过控制开通 Q1 , 则 Q1不会产生开通损耗， 因此实现了开通 ZVS开通软开关。 此后反 向电流迅速将为 0， 然后在直流源的作用下， 电感 L1上流过正电流， 且慢 慢增大。 至此， 一个高频开关周期完成。 通过采样交流源或参考的波形控 制 Q1的导通时间得到不同的电感峰值电流。
如图 4D所示， 在 Q6开通的半个周期内， Ql、 Q2、 Q5关断， 在控制 电压或控制电流的作用下 Q3、 Q4做高频的通断控制。 当 Q3开通、 Q4关断时， 电流从直流源正极流出， 流经 Q3、 L2、 C、 Q6， 最后返回到直流源负极,其中部分电流流过 L2、 L4、 交流源、 L3、 Q6 到直流源的负极,此时 L2上的电流慢慢增大， 同时向交流源输出功率； 将 Q3关断后， 由于电感 L2的续流作用， 电流从 L2流出， 经过 L4、交流源、 L3、 Q6、 D4，最后返回 L2，此时通过控制电压或控制电流控制使 Q4开通， 由于 D4 导通压降很低， 近似为 0， 所以 Q4两端的近似电压为 0， 此时控 制 Q4开通， 不会产生开通损耗， 因此实现了 ZVS开通软开关。
当 Q3关断、 Q4开通后， L2上电流慢慢下降， 当降到 0时， 由于滤波 电容 C储能作用和交流源的存在， L2上的电流将会反向，即电流从 C、 L2、 Q4、 Q6、 R到滤波电容 C的另外一端， 另外一个通路是： 由交流源流出， 经过 L4、 L2、 Q4、 Q6、 L3最后返回交流源。 当 L2流过一个很小的反向电 流或者电流为零时， 由于电流很小， 可近似为 0， 此时关断 Q4则不会产生 关断损耗， 因此实现了关断 ZCS软开关。 当 Q4关断后， 由于电感 L2的续 流作用，电流从 L2流出，经过 D3、直流源、 Q6回到滤波电容 C和交流源， 最后返回 L2, 此时由于 D3导通， 其导通压降很低， 近似为 0， 所以 Q3两 端的电压为 0， 此时通过控制开通 Q3, 则 Q3不会产生开通损耗， 因此实 现了开通 ZVS开通软开关。 此后反向电流迅速将为 0， 然后在直流源的作 用下，电感 L2上流过正电流，且慢慢增大。至此，一个高频开关周期完成。 通过采样交流源或参考的波形控制 Q3 的导通时间得到不同的电感峰值电 流。
通过增加工频滤波电感 L3、 L4、滤波电容 C的滤波和电阻 R抑制谐振 的作用， 可得到更好的输出波形。
此逆变器拓扑电路可以应用于太阳能非隔离逆变器， 直流源相当于太 阳能电池板， 交流源为电网， 且其一端在远处接大地， 高频电流经过很小 阻值的电阻 R和电容 C, 在工频电感 L3、 L4工频滤波时， 夹在 R和 C上 的电压几乎接近交流源的电压。 因此， 电压变化率较小， 所以面积较大的 太阳能电池板的正极对大地产生共模漏电流也很小。
此逆变器拓扑电路还可以应用于降压 Buck和升压 Boost工作模式， 图 4E为降压 Buck和升压 Boost工作模式示意图， 具体的， 在前半周期， 如图 4F所示为图 4A的等效电路图， 当输出电压小于直流源电压时， 电路工作 在 Buck模式， Ql、 Q2 (D2)、 Ll、 C、 R、 L3、 L4、 Q5参与工作， 当 Ql 导通时， L1的电感电流增加； 当 Q1关断 Q2开通时， 电感 L1开始续流。 当交流源电压大于直流源电压时， 电路工作在 Boost模式， Ql、 Ll、 Q6、 C、 R、 L3、 L4、 Q5参与工作， 当 Ql—直导通， Q6导通， Q5截至时， L1 的电感电流增加， 当 Q6关断， Q5导通时， 电感 L1续流。通过控制可以得 到电感 L1的电感电流如图 4G所示： 电感电流临界模式或电感电流为很小 的负值以实现软开关达到高转换效率。在后半个周期， Q3 (D3 )、 Q4 (D4)、 L2、 C、 R、 Q5(D5) 、 Q6(D6) 、 L3、 L4参与工作， 具体可参照前半周期， 在此不再赘述。
此逆变器拓扑电路还可以应用于无功功率补偿， 如图 4A所示， 采用双 极性调制， Ql、 Q4同时导通或截止； Q3、 Q2导通或截止； Q5、 Q6不参 与工作。此工作模式可以为电感连续， 如图 4G所示为如上分析的电感电流 临界模式， 电感电流为很小的负值。
本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功 功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 还 可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能 非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例十三
本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 4B 所示， 本实施例中， 只是 D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连接在所述第二电感和所述 交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感和所述交流源的连接点上， 其余部分与实施例十二完全相同，具体可参照实施例十二，在此不再赘述。 本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功 功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 还 可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能 非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例十四
本发明实施例提供一种逆变方法，可用于无功功率补偿，如图 5A所示， 为输出电压与输出电流关系示意图， 在时间段 Tl、 Τ3， 输出电压和输出电 流同相， 如图 5C、 图 5E所示， 其工作原理和逆变器电路正常的有功输出 一样， 可参照实施例十二， 在此不再赘述。
在时间段 T2、 Τ4、输出电压和输出电流反相，市电向逆变器灌入无功。 具体的，如图 5D所示，在时间段 Τ2, 以 Q4为主开关， Q6为副开关， Ql、 Q2、 Q3、 Q5关断。 当 Q4开通时， 电流由交流源流出， 流经 L4、 L2、 Q4、 Q6 (D6)、 L3，最后回到交流源； 另外一条通路为电流由 C流出，经过 L2、 Q4、 Q6 (D6)、 R， 最后回到 C形成回路。 当 Q4关断时（Q6 仍然开通）， L2上的电流通过 D3流向 C1并经过 Q6 (D6) 形成回路。 调整 Q4的导通 时间可以得到不同的输出电流。
如图 5F所示，在时间段 T4, 以 Q2为主开关， Q5为副开关， Ql、 Q3、 Q4、 Q6关断。 当 Q2开通时， 电流由交流源流出， 流经 L3、 Ll、 Q2、 Q5 (D6)、 L4，最后回到交流源；另外一条通路为电流由 C流出，经过 R、 L1、 Q2、 Q5 (D5 )， 最后回到 C形成回路。 当 Q2关断时 （Q5仍然开通）， L1 上的电流通过 D1流向 C1并经过 Q5 (D5 )形成回路。调整 Q2的导通时间 可以得到不同的输出电流。
此逆变器拓扑电路还可以应用于太阳能非隔离逆变器， 也可以应用于 降压 Buck和升压 Boost工作模式。具体可参照实施例十二，在此不再赘述。 本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功 功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 还 可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能 非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例十五
本发明实施例提供一种逆变方法，可用于无功功率补偿，如图 6A所示， 其中二极管 D7、 D8起续流的作用。可以采用双极性调制， 当 Ql、 Q5同时 开关时， Q2 (D2) 和 D7同时续流； 当 Q3、 Q6同时开关时， Q4 (D4) 和 D8同时续流。 此电路的工作模式可以为电感连续， 如图 4G所示为电感电 流临界模式， 或电感电流为很小的负值。
此逆变器拓扑电路还可以应用于太阳能非隔离逆变器， 也可以应用于 降压 Buck和升压 Boost工作模式。具体可参照实施例十二，在此不再赘述。
本发明的实施例提供一种逆变器拓扑电路， 能够实现高频开关的软开 关， 有效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补 偿无功功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用 率。 还可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止 太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例十六
本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 6B 所示， 本实施例中， 只是
D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连接在所述第二电感和所述 交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感和所述交流源的连接点上， 而 D7和 D8的阳极连接至 DC的负极， 且 D7的阴极连接 D5的阳极， D8 的阴极连接 D6的阳极， 具体可参照实施例十五， 在此不再赘述。
本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功 功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 还 可用于升压和降压模式， 实现了宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能 非隔离光伏逆变器电路产生的漏电流， 提高了安全性。
实施例十七
本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 7A所示， 此逆变器拓扑电路， 可以包括两个或两个以上的桥臂以实现交错， 这样可以减少输出电流纹波， 同时可以提升输出功率， 其工作原理与实施例十二相似， 具体可参考实施 例十二， 在此不再赘述。
此逆变器拓扑电路还可以应用于太阳能非隔离逆变器， 也可以应用于 降压 Buck和升压 Boost工作模式， 还可以应用于无功功率补偿。 具体可参 照实施例十二， 在此不再赘述。
本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功 功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 能 够实现多个桥臂并联， 提高输出功率， 还可用于升压和降压模式， 实现了 宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏 电流， 提高了安全性。
实施例十八
本发明实施例提供一种逆变方法， 如图 7B 所示， 本实施例中， 只是 D5和 D6的阴极连接直流源的正极， D5的阳极连接在所述第二电感和所述 交流源的连接点上， D6阳极连接在所述第一电感和所述交流源的连接点上， 而 D7和 D8的阳极连接至 DC的负极， 且 D7的阴极连接 D5的阳极， D8 的阴极连接 D6的阳极， 具体可参照实施例十七， 在此不再赘述。
本发明的实施例提供一种逆变方法， 能够实现高频开关的软开关， 有 效地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功 功率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 能 够实现多个桥臂并联， 提高输出功率， 还可用于升压和降压模式， 实现了 宽范围电压输入。 且能够有效防止太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏 电流， 提高了安全性。
实施例十九
本发明实施例提供一种逆变器， 包括实施例一至九的逆变拓扑电路。 本发明的实施例提供一种逆变器， 能够实现高频开关的软开关， 有效 地防止了高频开关的开通和关断损耗， 提高了工作效率。 能够补偿无功功 率， 满足了交流源负载为感性或容性的要求， 提高了电能的利用率。 能够 实现多个桥臂并联， 提高输出功率， 还可用于升压和降压模式， 实现了宽 范围电压输入。 且能够有效防止太阳能非隔离光伏逆变器电路产生的漏电 流， 提高了安全性。
以上所述， 仅为本发明的具体实施方式， 但本发明的保护范围并不局 限于此， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内， 可 轻易想到变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围之内。 因此， 本发明 的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims

权利要求
1、一种逆变器拓扑电路，包括直流源、交流源、第一桥臂、第一电感、 第二电感， 所述第一桥臂并联在所述直流源两极， 所述第一电感的和第二 电感的一端分别连接在所述第一桥臂的两条支路中间的连接点上， 所述第 一电感的和第二电感的另一端分别连接在所述交流源两端；
其特征在于， 还包括： 第五开关管、 第六开关管、 第五二极管、 第六 二极管、 第一电容；
所述第五开关管和第五二极管并联， 所述第六开关管和第六二极管并 联；
所述第五二极管和第六二极管的同一极一同连接所述直流源的一极， 所述第五二极管的另一极连接在所述第二电感和所述交流源之间的连接点 上， 所述第六二极管的另一极连接在所述第一电感和所述交流源之间的连 接点上；
所述第一电容并联在所述交流源两极。
2、 根据权利要求 1所述的逆变器拓扑电路， 其特征在于， 所述第一桥 臂包括：
第一开关管、 第二开关管、 第三开关管、 第四开关管、 第一二极管、 第二二极管、 第三二极管、 第四二极管；
所述第一开关管与所述第一二极管并联， 所述第二开关管与所述第二 二极管并联， 所述第一二极管与所述第二二极管串联， 且第一二极管的阴 极连接所述直流源的正极， 第二二极管的阳极连接所述直流源的负极； 所述第三开关管与所述第三二极管并联， 所述第四开关管与所述第四 二极管并联， 所述第三二极管与所述第四二极管串联， 且第一二极管的阴 极连接所述直流源的正极， 第二二极管的阳极连接所述直流源的负极；
3、 根据权利要求 1所述的拓扑电路， 其特征在于， 包括：
当所述第五二极管和第六二极管的阳极连接所述直流源的负极时， 所 述第五二极管的阴极连接在所述第二电感和所述交流源之间的连接点上， 所述第六二极管的阴极连接在所述第一电感和所述交流源之间的连接点上 当所述第五二极管和第六二极管的阳极连接所述直流源的正极时， 所 述第五二极管的阳极连接在所述第二电感和所述交流源之间的连接点上， 所述第六二极管的阳极连接在所述第一电感和所述交流源之间的连接点上
4、 根据权利要求 1所述的电路， 其特征在于， 还包括：
第一电阻， 所述第一电阻与第一电容组成串联电路， 且所述第一电阻 位于第一电容与第一电感之间， 所述串联电路并联在交流源上。
5、 根据权利要求 1或 4所述的电路， 其特征在于， 还包括：
第三电感、 第四电感， 其中， 所述第三电感位于所述第六二极管与交 流源的连接点和交流源之间； 所述第四电感位于所述第五二极管与交流源 的连接点和交流源之间。
6、 根据权利要求 1或 4所述的电路， 其特征在于， 还包括第二电容， 所述第二电容并联在直流源上， 用于对所述逆变器拓扑电路进行无功补偿。
7、 根据权利要求 1或 4所述的电路， 其特征在于， 还包括：
第七二极管和第八二极管， 其中，
当第五二极管和第六二极管的阳极连接至直流源的负极时， 所述第七 二极管和第八二极管的阴极连接至直流源的正极， 且第七二极管的阳极连 接第五二极管的阴极， 第八二极管的阳极连接第六二极管的阴极；
当第五二极管和第六二极管的阴极连接直流源的正极时， 所述第七二 极管和第八二极管的阳极连接直流源的负极， 且第七二极管的阴极连接第 五二极管的阳极， 第八二极管的阴极连接第六二极管的阳极。
8、 根据权利要求 1或 4所述的电路， 其特征在于， 所述逆变器拓扑电 路还包括:至少包括两个桥臂， 且所述各个桥臂之间构成并联关系。
9、 一种逆变器， 其特征在于， 包括： 权利要求 1至 7所述的逆变器拓 扑电路； 控制逻辑， 连接所述逆变器拓扑电路中的各个开关管， 用于控制所述 逆变电路中的开关管开通或关断；
滤波电路， 连接在所述逆变器拓扑电路的电压输出端， 用于滤除输出 交流电压中的干扰。
10、 一种逆变电路的逆变方法， 其特征在于， 包括：
在前半个周期， 所述第五开关管一直保持开通， 所述第三开关管、 第 四开关管、 第六开关管一直保持关断；
开通所述第一开关管、 关断所述第二开关管， 使所述第一电感电流增 大， 同时向所述交流源输出功率；
关断所述第一开关管， 所述第一电感开始续流， 此时开通所述第二开 关管， 所述第一电感电流开始下降；
当所述第一电感上的电流降至零或者流过电流为很小的负值时， 关断 所述第二开关管， 此时开通所述第一开关管；
在后半个周期， 所述第六开关管一直保持开通， 所述第一开关管、 第 二开关管、 第六开关管一直保持关断；
开通所述第三开关管、 关断所述第四开关管， 使所述第二电感电流增 大， 同时向所述交流源输出功率；
关断所述第三开关管， 所述第二电感开始续流， 此时开通所述第四开 关管， 所述第二电感电流开始下降；
当所述第二电感上的电流降至零或者流过电流为很小的负值时， 关断 所述第四开关管， 此时开通所述第三开关管。
11、 一种逆变方法， 其特征在于， 还包括：
在输出电压和输出电流反相的第一时段， 所述第一开关管、 所述第二 开关管、 所述第三开关管、 所述第五开关管一直保持关断；
开通所述第四开关管、 第六开关管；
保持第六开关管开通， 调整所述第四开关管的开通时间以得到需要的 输出电流；
在输出电压和输出电流反相的第二时段， 所述第一开关管、 所述第三 开关管、 所述第四开关管、 所述第六开关管一直保持关断；
开通所述第二开关管、 第五开关管；
保持第五开关管开通， 调整所述第二开关管的开通时间以得到需要的 输出电流。
12、 一种逆变方法， 其特征在于， 包括：
当第一开关管、 第五开关管同时开关时， 第二开关管、 第二二极管和 第七二极管同时续流；
当第三开关管、 第六开关管同时开关时， 第四开关管、 第四二极管和 第八二极管同时续流；
控制电感电流为零或者为很小的负值， 第七二极管、 第八二极管起续 流的作用。
13、 一种逆变方法， 其特征在于， 还包括：
当输出电压小于直流源电压时， 电路工作在升压模式；
开通所述第一开关管， 所述第一电感的电感电流增加；
关断所述第一开关管，开通所述第二开关管，所述第一电感开始续流； 当交流源电压大于直流源电压时， 电路工作在降压模式；
所述第一开关管一直保持开通， 开通所述第六开关管， 关闭所述第五 开关管， 所述第一电感的电感电流增加；
所述电流增加后关断所述第六开关管， 开通所述第五开关管， 所述第 一电感开始续流。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI485968B (zh) * 2014-01-29 2015-05-21 Delta Electronics Inc 電源轉換系統及其操作方法
TWI614982B (zh) * 2016-08-25 2018-02-11 台達電子工業股份有限公司 電源轉換系統及其操作方法
CN110138005A (zh) * 2019-05-13 2019-08-16 郑州大学 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法
CN114649931A (zh) * 2022-03-22 2022-06-21 华中科技大学 一种基于SiC MOSFET的电压钳位子模块、固态开关

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102437765B (zh) * 2011-10-17 2015-09-23 华为技术有限公司 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器
CN102684525B (zh) * 2012-02-15 2016-03-09 华为技术有限公司 逆变器电路及逆变器电路的控制方法
CN102761283B (zh) * 2012-06-27 2015-11-25 华为技术有限公司 逆变器控制方法、装置和逆变器
CN102790399B (zh) * 2012-07-25 2015-09-09 华为技术有限公司 电网无功补偿方法、装置及并网逆变器
CN103580524A (zh) * 2012-08-07 2014-02-12 郭晓瑞 新型h4桥三电平并网逆变电路
TWI488421B (zh) * 2013-04-03 2015-06-11 Delta Electronics Inc 直流轉交流電源轉換系統及其操作方法
CN103458579B (zh) * 2013-08-29 2015-06-10 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 负载驱动电路以及方法
ITFI20130236A1 (it) 2013-10-10 2015-04-11 Power One Italy Spa Dispositivo di protezione da correnti transitorie per sistemi di conversione di energia elettrica connessi alla rete.
CN103580502A (zh) * 2013-11-15 2014-02-12 华为技术有限公司 电源转换电路及控制直流-交流电路的方法
EP2882090A1 (en) * 2013-12-05 2015-06-10 ABB Oy Single-phase fullbridge inverter with switchable output filter
CN103997246A (zh) * 2014-05-08 2014-08-20 东北电力大学 基于高频桥臂的双向光伏逆变器
TWI547088B (zh) * 2015-01-29 2016-08-21 台達電子工業股份有限公司 直流交流轉換裝置及其操作方法
JP2017060344A (ja) * 2015-09-18 2017-03-23 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
CN107317503B (zh) * 2016-04-19 2019-04-09 台达电子企业管理（上海）有限公司 逆变器及其控制方法
JPWO2018179234A1 (ja) * 2017-03-30 2019-12-19 株式会社東芝 Ｈ型ブリッジ変換器およびパワーコンディショナ
CN110495088B (zh) * 2017-04-13 2021-04-06 松下知识产权经营株式会社 逆变器电源装置
US10554050B2 (en) 2017-04-21 2020-02-04 Futurewei Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling solar power systems
CN111869086B (zh) * 2018-12-29 2022-07-12 华为数字能源技术有限公司 一种逆变器
CN110071651B (zh) * 2019-06-13 2023-05-12 河北工业大学 一种结构对称的非隔离型升压逆变电路
EP3813246B1 (en) * 2019-10-25 2023-09-06 ABB E-mobility B.V. Full-bridge inverter with unipolar switching scheme and its method of operation
CN111722662A (zh) * 2020-05-11 2020-09-29 西安图为软件科技有限公司 一种电压调节电路及调压器
CN113872457B (zh) * 2020-06-15 2023-12-12 比亚迪股份有限公司 一种逆变系统
CN113872456B (zh) * 2020-06-15 2024-01-09 比亚迪股份有限公司 一种逆变系统
CN113972824B (zh) * 2020-07-22 2023-12-15 广东美的制冷设备有限公司 图腾柱pfc电路、控制方法、线路板及空调器
CN112260561B (zh) * 2020-09-23 2022-06-10 北方工业大学 电压支撑型升压变换电路及并网方法
CN113296275B (zh) * 2021-06-01 2022-08-16 佳木斯大学 一种用于影像科的医学影像观察灯箱
CN114142762B (zh) * 2021-12-17 2023-08-25 深圳英飞源技术有限公司 一种双向软开关dc-ac变换器
CN117498712B (zh) * 2023-10-16 2024-09-27 江苏科曜能源科技有限公司 五电平储能逆变器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100054008A1 (en) * 2008-09-04 2010-03-04 Astec International Limited Inductorless Isolated Power Converters With Zero Voltage and Zero Current Switching
CN101707442A (zh) * 2009-11-16 2010-05-12 浙江大学 一种无变压器型逆变器
CN102158110A (zh) * 2011-04-07 2011-08-17 江苏斯达工业科技有限公司 一种非隔离光伏并网逆变器的主电路及其控制实现方法
CN201956925U (zh) * 2010-12-28 2011-08-31 广东易事特电源股份有限公司 一种单相并网逆变器的逆变电路
CN102437765A (zh) * 2011-10-17 2012-05-02 华为技术有限公司 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5132889A (en) * 1991-05-15 1992-07-21 Ibm Corporation Resonant-transition DC-to-DC converter
US5532919A (en) * 1993-03-30 1996-07-02 Motorola, Inc. Variable frequency, zero voltage switching, quasi-resonant converters with resonant bridge switch
JP3805953B2 (ja) * 2000-07-10 2006-08-09 オムロン株式会社 パワーコンディショナおよびこれを用いた太陽光発電システム
JP2003284356A (ja) * 2002-03-26 2003-10-03 Honda Motor Co Ltd 共振型インバータ
JP3398869B1 (ja) * 2002-08-29 2003-04-21 株式会社計測技術研究所 複合型交流電源装置
US7046534B2 (en) * 2004-02-09 2006-05-16 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e. V. DC/AC converter to convert direct electric voltage into alternating voltage or into alternating current
JP2008048484A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Toyota Industries Corp 直流交流変換装置の駆動方法
DE602006015829D1 (de) * 2006-12-22 2010-09-09 St Microelectronics Des & Appl Synchrongleichrichter mit präzisen Ein-/Ausschaltzeiten
JP2008178284A (ja) * 2006-12-22 2008-07-31 Tokyo Electric Power Co Inc:The 電力変換器
TW200841565A (en) * 2007-04-04 2008-10-16 Richtek Techohnology Corp Device for detecting zero current applied in switching regulator and method thereof
CN101262179A (zh) * 2008-04-15 2008-09-10 浙江大学 准方波软开关双向变流电路及其应用
JP5446539B2 (ja) * 2008-08-27 2014-03-19 サンケン電気株式会社 共振型インバータ装置
JP2010213562A (ja) * 2009-02-13 2010-09-24 Tokyo Univ Of Science 電源回路
IT1394558B1 (it) * 2009-06-08 2012-07-05 Ca To Bo S N C Di Cavalleretti Lavia & Tondelloni Daniele Convertitore dc-ac, in particolare per fornire energia elettrica da un pannello solare ad una rete elettrica
EP2309639B1 (de) * 2009-10-09 2016-02-10 SMA Solar Technology AG Blindleistungsfähiger Wechselrichter
US8508964B2 (en) * 2010-12-03 2013-08-13 Solarbridge Technologies, Inc. Variable duty cycle switching with imposed delay

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100054008A1 (en) * 2008-09-04 2010-03-04 Astec International Limited Inductorless Isolated Power Converters With Zero Voltage and Zero Current Switching
CN101707442A (zh) * 2009-11-16 2010-05-12 浙江大学 一种无变压器型逆变器
CN201956925U (zh) * 2010-12-28 2011-08-31 广东易事特电源股份有限公司 一种单相并网逆变器的逆变电路
CN102158110A (zh) * 2011-04-07 2011-08-17 江苏斯达工业科技有限公司 一种非隔离光伏并网逆变器的主电路及其控制实现方法
CN102437765A (zh) * 2011-10-17 2012-05-02 华为技术有限公司 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI485968B (zh) * 2014-01-29 2015-05-21 Delta Electronics Inc 電源轉換系統及其操作方法
US9306474B2 (en) 2014-01-29 2016-04-05 Delta Electronics, Inc. Power conversion system and method of operating the same
TWI614982B (zh) * 2016-08-25 2018-02-11 台達電子工業股份有限公司 電源轉換系統及其操作方法
CN110138005A (zh) * 2019-05-13 2019-08-16 郑州大学 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法
CN110138005B (zh) * 2019-05-13 2023-02-03 郑州大学 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法
CN114649931A (zh) * 2022-03-22 2022-06-21 华中科技大学 一种基于SiC MOSFET的电压钳位子模块、固态开关

Also Published As

Publication number Publication date
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EP2568592A1 (en) 2013-03-13

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