WO2012147552A1 - 制御回路、及び制御方法 - Google Patents

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高嶋　豊隆
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新電元工業株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
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    • H02J7/1492—Regulation of the charging current or voltage otherwise than by variation of field by means of controlling devices between the generator output and the battery
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
    • H05B39/04—Controlling
    • H05B39/08—Controlling by shifting phase of trigger voltage applied to gas-filled controlling tubes also in controlled semiconductor devices

Definitions

  • control circuit that performs AC power generation with a generator that rotates in conjunction with an engine, lights a lamp with the generated AC voltage, and charges a battery.
  • a control circuit rectification method includes a single-phase half-wave method.
  • FIG. 3 is a block diagram of a first gate control circuit according to the same embodiment. It is a figure which shows the waveform of each part in the control circuit 20 when the rotation speed of the generator 10 which concerns on the embodiment is low. It is a figure which shows the waveform of each part in the control circuit 20 when the rotation speed of the generator 10 which concerns on the same embodiment is high. It is a circuit diagram of the lamp lighting and battery charging device according to the prior art.
  • the voltage dividing circuit 26-1 divides the AC voltage VA output from the generator 10, and outputs the divided voltage VR to the voltage conversion circuit 26-2.
  • the voltage conversion circuit 26-2 converts the voltage VR divided by the voltage dividing circuit 26-1 into a voltage VR ′ representing an effective value thereof, and converts the converted voltage VR ′ into one of the differential circuits 26-4. Output to the input terminal.
  • This voltage VR ′ is handled as a detection value of the voltage VG supplied to the lamp 60.
  • the reference voltage generation circuit 26-3 generates a target voltage VT for supplying power to the load 30 and the battery 50, and outputs the generated target voltage VT to the other input terminal of the differential circuit 26-4.
  • the amplifier circuit 26-5 outputs the differential voltage VD ′ obtained by amplifying the differential voltage VD to one terminal of the comparison circuit 26-7.
  • the triangular wave generation circuit 26-6 generates a triangular wave voltage VB having a constant peak voltage corresponding to each cycle of the AC voltage VA output from the generator 10, and the generated triangular wave voltage VB is used as the other terminal of the comparison circuit 26-7. Output to.
  • the comparison circuit 26-7 compares the differential voltage VD ′ with the triangular wave voltage VB, and generates a control signal b that defines the conduction timing of the switch 25 based on the comparison result.
  • the control signal b of the switch control circuit 26 is low level. Control signal. Further, since the output voltage VD ′ of the amplifier circuit 26-5 is lower than the triangular wave VB during the period from the time t12 to t14, the control signal b of the switch control circuit 26 is a high level control signal. In addition, during the period from time t14 to t16, the triangular wave VB is not output, and 0 [V] is input to the comparison circuit 26-7.
  • the control signal b is at low level, so that the switch 25 is in an off state.
  • the voltage VG supplied to the lamp 60 is an output voltage obtained by half-wave rectifying the AC voltage VA, and thus has a peak voltage value V4 [V] on the negative voltage side. Therefore, the width W of the control signal for supplying the battery 50 to the lamp 60 is the period from time t18 to t19.
  • the voltage VG supplied to the lamp 60 is 0 [V] because it is an output voltage obtained by half-wave rectifying the AC voltage VA.
  • the switch 25 is in the OFF state because the control signal b is at a low level.
  • the voltage VG supplied to the lamp 60 is an output voltage obtained by half-wave rectifying the AC voltage VA, and thus has a peak voltage value V5 [V] on the negative voltage side.
  • the switch control circuit 26 controls the switch 25 not to supply the voltage VE of the battery 50 when the voltage value on the positive voltage side of the AC voltage VA is equal to or higher than a predetermined voltage. Further, the switch control circuit 26 controls the switch 25 to be in an OFF state while the AC voltage VA is on the negative voltage side, and the negative voltage from the generator 10 that is half-wave rectified by the second thyristor 23 to the lamp 60. Control to supply the side voltage.
  • the reference voltage value of the reference voltage generation circuit 26-3 and the amplification factor of the amplification circuit 26-5 depend on the voltage level of the battery voltage to be added and the AC voltage level of the generator 10 based on the rotational speed of the generator 10. Thus, it may be set in advance by experiment or the like at the time of design.
  • the voltage dividing circuit 410 divides the AC voltage VA output from the generator 10 and outputs the divided voltage VR to the voltage conversion circuit 420.
  • the voltage conversion circuit 420 converts the voltage VR divided by the voltage dividing circuit 410 into a voltage VR ′ representing an effective value thereof, and outputs the converted voltage VR ′ to one input terminal of the differential circuit 440.
  • This voltage VR ′ is treated as a detected value of the output voltage VO.
  • the reference voltage generation circuit 430 generates a target voltage VT for supplying power to the load 30 and the battery 50, and outputs the generated target voltage VT to the other input terminal of the differential circuit 440.
  • the amplifier circuit 450 outputs the differential voltage VD ′ obtained by amplifying the differential voltage VD to one terminal of the comparison circuit 470.
  • FIG. 12A and FIG. 12B are diagrams showing waveforms of respective parts in the control circuit when the switch control circuit is not operating.
  • FIG. 12A is a diagram showing the waveforms of the respective parts in the control circuit 20 when the rotational speed of the generator 10 is low
  • FIG. 12B shows the waveforms of the respective parts in the control circuit 20 when the rotational speed of the generator 10 is high.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents AC voltage VA, triangular wave voltage VB, differential voltage VD ′, and control signal c side by side.
  • the target voltage VT generated by the reference voltage generation circuit 430 and the voltage VR ′ output from the voltage conversion circuit 420 are input, and the differential voltage VD is obtained. Generate.
  • the section in which the first thyristor 21 is in an on state that is, the period in which the triangular wave voltage VB is higher than the differential voltage VD ′ depends on the level of the differential voltage VD ′, and the level of the differential voltage VD ′ is relative to the target voltage VT. It depends on the level of the output voltage VO. Therefore, if the output voltage VO is high, the level of the voltage VD ′ is also increased, the period during which the triangular wave voltage VB is higher than the differential voltage VD ′ is decreased, and the period during which the first thyristor 21 is turned on is decreased. As a result, the output voltage VO decreases toward the target voltage VT.
  • the switch control circuit 26 may monitor the voltage supplied to the battery 50 via the first thyristor 21 and detect that the battery 50 is disconnected. In this case, the switch control circuit 26 detects that the battery 50 has been removed from the sudden increase in the output voltage VO. For example, the switch control circuit 26 determines whether or not the voltage level of the AC voltage VA has changed more than a predetermined voltage within a predetermined period. If it is determined that the voltage level of the AC voltage VA has changed more than a predetermined voltage within a predetermined period, the switch control circuit 26 determines that the battery 50 has been removed.
  • the battery voltage width is supplied to the positive voltage side of the AC voltage generated by the generator 10 while being varied, flickering of the brightness of the lamp 60 due to the rotational speed of the generator 10 is reduced. It becomes possible. Further, the lamp 60 is lit by the battery 50 only during a period corresponding to the period of the AC voltage and the period of the AC voltage, and is lit by AC voltage during the period of the negative voltage side of the AC voltage. If the lamp 60 is connected to the output side of the control circuit 20, the lamp 60 can be lit even when the generator 10 is not rotating, but the power consumption of the battery is large. On the other hand, according to the present embodiment, the voltage of the battery 50 is supplied to the lamp 60 in accordance with the period and cycle of the positive side via the switch 25. Thus, there is an effect of reducing power consumption by the lamp 60 of the battery 50.
  • the negative phase component of the AC power output from the generator 10 is supplied to the load via the first thyristor 21, and only the positive phase component of the AC power is supplied to the lamp 60 via the second thyristor 23.
  • the output of the generator 10 may be half-wave rectified. In the present embodiment, single-phase AC power is converted, but the present invention can also be applied to multi-phase AC power.
  • the present invention can be applied to a control circuit for charging a battery.

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Abstract

　発電機（１０）から出力された交流電圧を整流してバッテリ（５０）の充電とランプ（６０）の点灯を制御する制御回路（２０）は、第１のスイッチ（２１）と、第２のスイッチ（２３）と、第３のスイッチ（２５）とを備える。第１のスイッチは、発電機の出力部とバッテリとの間に接続される。第２のスイッチは、発電機の出力と前記ランプとの間に接続される。第３のスイッチは、第１のスイッチとバッテリとの接続点、および第２のスイッチとランプとの接続点の間に接続される。

Description

制御回路、及び制御方法
　本発明は、制御回路、及び制御方法に関する。
　本願は、２０１１年４月２８日に、日本に出願された特願２０１１－１０２３８８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　車両などにおいて、エンジンに連動して回転する発電機により交流発電を行い、発電された交流電圧でランプを点灯すると共に、バッテリを充電する制御回路がある。このような、制御回路の整流方式としては、単相半波方式がある。
　図１３は、従来技術に係るランプ点灯・バッテリ充電装置の回路図である。
　図１３に示すランプ点灯・バッテリ充電装置９００において、制御回路９１１は、発電機９０２、ランプ９０５、バッテリ９０３、ＤＣ負荷９０４に接続されている。制御回路９１１は、発電機９０２から出力された交流電圧ＶＡをサイリスタＳＣＲ１で半波整流した出力電圧ＶＯに変換して、バッテリ９０３と車体負荷（ランプ負荷、及び各種電装負荷）であるＤＣ負荷９０４に供給する。また、制御回路９１１は、サイリスタＳＣＲ１、サイリスタＳＣＲ２、バッテリ電圧検出回路９０６、ランプ電圧検出回路９１２を備えている。
　発電機９０２で発電された交流電圧ＶＡは、発電機９０２の端子９０２－１が正電圧、端子９０２－２の電圧が負電圧の場合、破線９２１のようにサイリスタＳＣＲ１により半波整流される。半波整流された出力電圧ＶＯは、ＤＣ負荷９０４とバッテリ９０３に供給されている。一方、発電機９０２で発電された交流電圧ＶＡは、発電機の端子９０２－１が負電圧、端子９０２－２の電圧が正電圧の場合、破線９２２のようにサイリスタＳＣＲ２がオン状態になり、ランプ９０５に供給されている。
　なお、サイリスタＳＣＲ１のゲート端子は、バッテリ電圧検出回路９０６により検出された電圧に基づき制御されている。また、サイリスタＳＣＲ２のゲート端子は、ランプ電圧検出回路９１２により検出された電圧に基づき制御されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１－９３６８０号公報
　特許文献１に記載の従来技術では、発電機９０２の交流電圧を用いてランプ９０５を点灯させているため、ランプ９０５に供給される交流電圧の実効値と周期が変動する。このため、発電機９０２の回転数が規定電圧に達するまで、ランプ９０５の明るさは、回転数に応じてちらつきが発生する。また、この規定回転数に達するまでの回転数が高いため、例えば、車両のアイドリング時に、ランプ９０５の明るさが暗く、さらにちらつきが発生していた。
　また、特許文献１に記載の従来技術では発電機９０２が回転していない場合に、ランプ９０５を点灯させることができなかった。
　本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、発電機の回転数が低回転の場合であってもランプの明るさのちらつきを低減することを可能にする制御回路、及びランプ点灯制御方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明の一実施形態に係る制御回路は、発電機から出力された交流電圧を整流してバッテリの充電とランプの点灯を制御する制御回路であって、前記発電機の出力部と前記バッテリとの間に接続される第１のスイッチと、前記発電機の出力と前記ランプとの間に接続される第２のスイッチと、前記第１のスイッチと前記バッテリとの接続点、および前記第２のスイッチと前記ランプとの接続点の間に接続される第３のスイッチと、を備えることを特徴としている。
　また、前記制御回路において、前記第１のスイッチは、前記交流電圧の一方の相の電圧を前記バッテリに供給し、前記第２のスイッチは、前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ランプに供給し、前記第３のスイッチは、前記発電機から前記一方の相の電圧が出力される期間において前記バッテリの電圧を前記ランプに供給するようにしてもよい。
　また、前記制御回路において、前記交流電圧の周期が短いほど前記バッテリの電圧を前記ランプに供給する期間を短くするように制御するスイッチ制御部を備えるようにしてもよい。
　また、前記制御回路において、前記スイッチ制御部は、前記発電機から交流電圧が出力されていない場合、前記第３のスイッチをオン状態にして前記バッテリの電圧を前記ランプに供給するように制御するようにしてもよい。
　また、前記制御回路において、前記スイッチ制御部は、前記発電機から出力された交流電圧の各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、前記負荷に印加される出力電圧の実効値電圧の信号を生成する電圧変換回路と、前記負荷に印加される実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチの導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、前記第１の電圧信号と前記三角波電圧とを比較し、前記スイッチの導通状態を制御する比較回路と、を備えるようにしてもよい。
　また、前記制御回路において、前記第１のスイッチ及び第１のスイッチがサイリスタ素子であり、前記第３のスイッチが電界効果トランジスタであるようにしてもよい。
　また、本発明の他の実施形態に係る制御方法は、発電機から出力された交流電圧を整流してバッテリの充電とランプの点灯を制御する制御回路の制御方法であって、前記発電機の出力部と前記バッテリとの間に接続される第１のスイッチを介して、前記交流電圧の一方の相の電圧を前記バッテリに供給する工程と、前記発電機の出力と前記ランプとの間に接続される第２のスイッチを介して、前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ランプに供給する工程と、前記第１のスイッチと前記バッテリとの接続点、および前記第２のスイッチと前記ランプとの接続点の間に接続される第３のスイッチを、前記発電機から前記一方の相の電圧が出力される期間において前記バッテリの電圧を前記ランプに供給するように制御する工程と、を含むことを特徴としている。
　本発明の実施形態に係る制御回路、及び制御方法によれば、発電機の出力部とバッテリとの間に接続される第１のスイッチと、発電機の出力とランプとの間に接続される第２のスイッチと、第１のスイッチとバッテリとの接続点、および第２のスイッチとランプとの接続点の間に接続される第３のスイッチとを設けたため、ランプにバッテリの電圧を供給できる。さらに、スイッチ制御部が、発電機が発電した交流電圧の周期に基づき、発電機が発電した交流電圧の一方の相の期間、第３のスイッチをオン状態にしてバッテリ電圧をランプに供給する。この結果、発電機の電圧の周期が低い場合でも、バッテリの電圧をランプに供給できるため、発電機の回転数が低回転の場合であってもランプの明るさのちらつきを低減できる。
本実施形態に係るランプ点灯・バッテリ充電装置の回路図である。 同実施形態に係るスイッチ制御回路のブロック図である。 同実施形態に係る増幅回路の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）との相対的な開係を説明する図である。 同実施形態に係る増幅回路の増幅度である倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝２×ＶＤ）との相対的な関係を示している。 同実施形態に係る増幅回路の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢ／２と差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）との相対的な開係を説明する図である。 同実施形態に係る交流電圧ＶＡの周波数が低い場合の波形図の一例である。 同実施形態に係る交流電圧ＶＡの周波数が図４の場合と図６の場合の中間の場合の波形図の一例である。 同実施形態に係る交流電圧ＶＡの周波数が図５の場合より高い場合の波形図の一例である。 同実施形態に係る三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための波形図である。 同実施形態に係る三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための波形図である。 同実施形態に係る回転数が数百回転時のランプ電圧と、発電機の交流電圧の波形図である。 同実施形態に係る回転数が約１０００回転時のランプ電圧と、発電機の交流電圧の波形図である。 同実施形態に係る回転数が約２０００回転時のランプ電圧と、発電機の交流電圧の波形図である。 同実施形態に係る第１ゲート制御回路のブロック図である。 同実施形態に係る発電機１０の回転数が低い場合の制御回路２０における各部の波形を示す図である。 同実施形態に係る発電機１０の回転数が高い場合の制御回路２０における各部の波形を示す図である。 従来技術に係るランプ点灯・バッテリ充電装置の回路図である。
　以下、図面を用いて、本発明の実施形態について説明する。図１は、本実施形態に係るランプ点灯・バッテリ充電装置１の回路図である。
　図１に示すように、ランプ点灯・バッテリ充電装置１は、発電機１０、制御回路２０、バッテリ５０により構成されている。また、制御回路２０は、ランプ６０、負荷３０、ヒューズ４０に接続されている。また、制御回路２０は、第１サイリスタ２１、第２サイリスタ２３、第１ゲート制御回路２２、第２ゲート制御回路２４、スイッチ２５、スイッチ制御回路２６を備えている。
　発電機１０は、交流発電機であり、車両等のエンジンに連動して回転することにより、交流で発電を行う。発電機１０の一方端１０－１は、制御回路２０に接続され、他方端１０－２は、接地されている。発電機１０は、発電した交流電圧を制御回路２０に出力する。
　ランプ６０は、例えば、車両のヘッドライトである。ランプ６０の一方端は、制御回路２０に接続され、他方端は、接地されている。
　負荷３０は、車両の各種電装回路である。負荷３０の一方端は、制御回路２０に接続され、他方端は、接地されている。
　ヒューズ４０は、バッテリ５０の保護をする。ヒューズ４０の一方端は、制御回路２０に接続され、他方端は、バッテリ５０の正極端子に接続されている。
　バッテリ５０は、充電式の電池である。バッテリ５０の正極端子は、ヒューズ４０の他方端に接続され、負極端子は、接地されている。
　第１サイリスタ２１（第１のスイッチ）のゲート端子は、第１ゲート制御回路２２の出力端子ｏｕｔ２に接続されている。第１サイリスタ２１のアノード端子は、発電機１０の一方端１０－１に接続されている。また、第１サイリスタ２１のカソード端子は、スイッチ２５のソース端子とバックゲート端子、負荷３０の一方端、およびヒューズ４０の一方端に接続されている。
　これにより、第１サイリスタ２１は発電機１０が出力する交流電圧ＶＡを第１ゲート制御回路２２の制御に基づき半波整流し、一点破線７１のように、半波整流した出力電圧ＶＯを負荷３０、ヒューズ４０に供給する。
　第２サイリスタ２３（第２のスイッチ）のゲート端子は、第２ゲート制御回路２４の出力端子ｏｕｔ１に接続されている。第２サイリスタ２３のカソード端子は、発電機１０の一方端１０－１に接続されている。また、第２サイリスタ２３のアノード端子は、スイッチ２５のドレイン端子、ランプ６０の一方端に接続されている。
　これにより、第２サイリスタ２３は、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡを第２ゲート制御回路２４の制御に基づき半波整流し、一点破線７２のように、半波整流した出力電圧をランプ６０に供給する。
　第１ゲート制御回路２２の入力端子ｉｎ２は、発電機１０の一方端１０－１に接続されている。また、第１ゲート制御回路２２の出力端子ｏｕｔ２は、第１サイリスタ２１のゲート端子に接続されている。
　これにより、第１ゲート制御回路２２は、発電機１０の交流電流ＶＡを検出し、バッテリ５０への過充電を防止するように第１サイリスタ２１のオン状態とオフ状態を制御する。
　第２ゲート制御回路２４の入力端子ｉｎ１は、発電機１０の一方端１０－１に接続されている。また、第２ゲート制御回路２４の出力端子ｏｕｔ１は、第２サイリスタ２３のゲート端子に接続されている。
　これにより、第２ゲート制御回路２４は、ランプ６０通電時の実効電圧が制限値（例えば－１２［Ｖ］）以上（負側に大）になったことを検出した場合、ランプ６０を保護するために第２サイリスタ２３のオフを維持する制御を行う。
　スイッチ２５（第３のスイッチ）のソース端子とバックゲート端子は、第１サイリスタ２１のカソード端子とヒューズ４０の一方端との接続点に接続されている。スイッチ２５のドレイン端子は、第２サイリスタ２３のアノード端子とランプ６０の一方端との接続点に接続されている。また、スイッチ２５のゲート端子は、スイッチ制御回路２６の出力端子ｏｕｔ３に接続されている。また、スイッチ２５は、例えば、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）である。
　これにより、スイッチ２５は、スイッチ制御回路２６の制御に基づき、バッテリ５０に充電されている電圧を、一点破線７３のように、ランプ６０に供給する。
　スイッチ制御回路２６（スイッチ制御部）の入力端子ｉｎ３は、発電機１０の一方端１０－１に接続されている。また、スイッチ制御回路２６の出力端子ｏｕｔ３は、スイッチ２５のゲート端子に接続されている。
　これにより、スイッチ制御回路２６は、発電機１０の交流電圧ＶＡを検出し、検出した交流電圧のレベルと周期に基づき、後述するようにスイッチ２５の制御信号を生成する。
　スイッチ制御回路２６は、生成したスイッチ２５の制御信号により、スイッチ２５の制御を行う。
　次に、スイッチ制御回路２６について、図２と図３Ａ～図３Ｃを用いて説明する。
　図２は、本実施形態に係るスイッチ制御回路２６のブロック図である。
　図２に示すように、スイッチ制御回路２６は、分圧回路２６－１、電圧変換回路２６－２、基準電圧発生回路２６－３、差動回路２６－４、増幅回路２６－５、三角波発生回路２６－６、比較回路２６－７を備えている。
　分圧回路２６－１は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡを分圧し、分圧した電圧ＶＲを電圧変換回路２６－２に出力する。
　電圧変換回路２６－２は、分圧回路２６－１で分圧された電圧ＶＲを、その実効値を表す電圧ＶＲ’に変換し、変換した電圧ＶＲ’を差動回路２６－４の一方の入力端子に出力する。この電圧ＶＲ’は、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの検出値として取り扱われる。
　基準電圧発生回路２６－３は、負荷３０とバッテリ５０に電力を供給するための目標電圧ＶＴを発生させ、発生させた目標電圧ＶＴを差動回路２６－４の他方の入力端子に出力する。
　差動回路２６－４は、電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’－ＶＴ）を生成し、生成した差分電圧ＶＤを増幅回路２６－５に出力する。
　増幅回路２６－５は、差分電圧ＶＤを増幅した差分電圧ＶＤ’を比較回路２６－７の一方の端子に出力する。
　三角波発生回路２６－６は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧ＶＢを生成し、生成した三角波電圧ＶＢを比較回路２６－７の他方の端子に出力する。
　比較回路２６－７は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づきスイッチ２５の導通タイミングを規定する制御信号ｂを生成する。
　次に、図３Ａ～図３Ｃを参照して、増幅回路２６－５を導入することの技術的意味を説明する。
　図３Ａ～図３Ｃは、増幅回路２６－５の増幅度である倍率係数Ｍを「１」及び「２」とした場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）との相対的な開係を説明する図である。図３Ａにおいて、倍率係数Ｍを「１」に設定した場合、区間Ｗ１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’を上回る期間、すなわちスイッチ２５がオン状態に制御される期間を示す。また、図３Ｂは、倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝２×ＶＤ）との相対的な関係を示している。図３Ｂに示すように倍率係数Ｍを「２」に設定して差分電圧ＶＤを２倍に増幅すると、図３Ａに示す区間Ｗ１と比較して、スイッチ２５のオン状態に対応する区間Ｗ２の変動量（ＶＤ’の変動量）が２倍になり、これにより、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの変動量に対して制御信号ｂの応答量（感度）が２倍になる。
　このことは、図３Ｃに示すように、倍率係数Ｍが「１」のときの差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）に対して三角波電圧のピーク電圧が相対的に半分（ＶＢ／２）になることと等価であり、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの制御幅Ｗ（後述）が半分になることを意味している。従って、増幅回路２６－５を導入して、差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅することにより、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの制御幅Ｗが相対的にＭ分の１に小さくなるため、ランプ６０に供給される電圧ＶＧを精度よく目標電圧ＶＴに制御できるようになる。
　ここで、三角波電圧ＶＢの高さH（＝ピーク電圧ＶＰ）と、倍率係数Ｍと、目標電圧ＶＴと、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの制御幅Ｗとの間には、制御幅Ｗが、目標電圧ＶＴからＶＴ＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値となる関係が存在する。従って、本制御装置を実施する場合、所望の制御幅Ｗと目標電圧ＶＴとに応じて、上記関係を満足するように三角波電圧ＶＢの高さHと倍率係数Ｍとを適切に設定すればよい。
　図４～図６は、本実施形態に係る制御回路２０とスイッチ制御回路２６の各部の波形の一例である。図４は、交流電圧ＶＡの周波数が低い場合の波形の一例であり、図５は、交流電圧ＶＡの周波数が図４の場合と図６の場合の中間の場合の波形の一例であり、図６は、交流電圧ＶＡの周波数が図５の場合より高い場合の波形の一例である。
　図４～図６において、横軸は時間を表し、縦軸はそれぞれ電圧レベルを表している。なお、図４～図６に示す波形は、説明と理解の容易さのために、負荷３０が軽負荷、あるいは抵抗負荷（例えば、ランプ負荷）の場合の例を示したものである。すなわち、交流電圧ＶＡを第１サイリスタ２１により整流及び位相制御した波形が、ほぼそのまま出力電圧ＶＯとして負荷３０に印加される例を示したものである。また、交流電圧ＶＡは、実際には発電機１０の回転数に応じて、波形のレベルと周波数が徐々に変化していくが、説明と理解の容易さのために、所定の回転数の場合のみを模式的に示している。
　図４（ａ）は、交流電圧ＶＡの波形Ｓ１０１である。また、図４（ｂ）は、第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄの波形Ｓ１０２である。また、図４（ｃ）は、第２サイリスタ２３が半波整流した後の波形Ｓ１０３である。図４（ｄ）は、三角波発生回路２６－６の出力電圧の波形Ｓ１０５と増幅回路２６－５の出力電圧の波形Ｓ１０４である。また、図４（ｅ）は、スイッチ制御回路２６の出力である制御信号ｂの波形Ｓ１０６である。また、図４（ｆ）は、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの波形Ｓ１０７である。
　まず、時刻ｔ１～ｔ３の期間について説明する。時刻ｔ１～ｔ３の期間、発電機１０は回転していない状態である。
　図４（ａ）に示すように、発電機１０が回転していないため、交流電圧ＶＡは、０［Ｖ］である。
　図４（ｂ）に示すように、発電機１０が回転していないため、交流電圧ＶＡが０［Ｖ］であるので、第２ゲート制御信号ｄはローレベルである。
　図４（ｃ）に示すように、第２サイリスタ２３が半波整流した後の波形も０［Ｖ］である。
　図４（ｄ）に示すように、三角波発生回路２６－６の出力電圧も０［Ｖ］であり、増幅回路２６－５の出力電圧も０である。
　図４（ｅ）に示すように、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ハイレベル（Ｈ）である。
　図４（ｆ）に示すように、制御信号ｂがハイレベルのため、スイッチ２５がオン状態であるので、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、バッテリ５０の電圧ＶＥである。
　次に、時刻ｔ３～ｔ８の期間について説明する。時刻ｔ３～ｔ８の期間、発電機１０は低速で回転している状態である。なお、回転数は、例えば、１００［ｒｐｍ」以下である。
　図４（ａ）に示すように、交流電圧ＶＡの最大値は、時刻ｔ３～ｔ６の期間、正電圧側にＶ２［Ｖ］であり、時刻ｔ６～ｔ８の期間、負電圧側にＶ２［Ｖ］である。
　図４（ｂ）に示すように、時刻ｔ３～ｔ６の期間、交流電圧ＶＡが正電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ローレベルである。また、時刻ｔ６～ｔ８の期間、交流電圧ＶＡが負電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ハイレベルである。
　図４（ｃ）に示すように、第２サイリスタ２３が半波整流した後の波形は、時刻ｔ６～ｔ８の期間、負電圧側に、Ｖ２［Ｖ］のピーク電圧値を有する。
　図４（ｄ）に示すように、三角波発生回路２６－６の出力電圧は、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０［Ｖ］から一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点で０［Ｖ］となる三角波の波形を有する。増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ３～ｔ４の期間、三角波ＶＢより高い電圧レベルである。また、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ４～ｔ６の期間、三角波電圧ＶＢより低い電圧レベルである。このため、ランプ６０にバッテリ５０を供給する制御信号の幅（図６（ａ）～図６（ｅ）で説明した制御幅）Ｗは、時刻ｔ３～ｔ８の期間である。
　図４（ｅ）に示すように、時刻ｔ３～ｔ４の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。また、時刻ｔ４～ｔ６の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより低い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ハイレベルの制御信号である。また、時刻ｔ６～ｔ８の期間、三角波ＶＢは出力されておらず、比較回路２６－７には０［Ｖ］が入力される。このため、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’が、０［Ｖ］より高いので、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。
　図４（ｆ）に示すように、時刻ｔ３～ｔ４の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態であるので、ランプ６０に供給される電圧は、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため０［Ｖ］である。時刻ｔ４～ｔ６の期間、制御信号ｂがハイレベルのためスイッチ２５がオン状態であるので、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、バッテリ５０の電圧ＶＥである。時刻ｔ６～ｔ８の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態であるので、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため負電圧側にピーク電圧値Ｖ２［Ｖ］を有する。
　以上のように、スイッチ制御回路２６は、発電機１０の出力電圧ＶＡが０［Ｖ］の場合、ランプ６０にバッテリ５０の電圧を供給するように制御する。
　そして、発電機１０の回転数が低い場合、スイッチ制御回路２６は、交流電圧ＶＡが正電圧側の期間、ランプ６０にバッテリ５０の電圧を供給し、交流電圧ＶＡが負電圧側の期間、ランプ６０に第２サイリスタ２３により半波整流された発電機１０からの負電圧側の電圧を供給するように制御する。
　図５（ａ）は、交流電圧ＶＡの波形Ｓ１１１である。また、図５（ｂ）は、第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄの波形Ｓ１１２である。また、図５（ｃ）は、三角波発生回路２６－６の出力電圧の波形Ｓ１１３と増幅回路２６－５の出力電圧の波形Ｓ１１４である。図５（ｄ）は、スイッチ制御回路２６の出力である制御信号ｂの波形Ｓ１１５である。また、図５（ｅ）は、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの波形Ｓ１１６である。
　まず、時刻ｔ１１～ｔ１６の期間について説明する。時刻ｔ１１～ｔ１６の期間、発電機１０は低速で回転している状態である。なお、回転数は、例えば、数百［ｒｐｍ］である。
　図５（ａ）に示すように、交流電圧ＶＡの最大値は、時刻ｔ１１～ｔ１４の期間、正電圧側にＶ３［Ｖ］であり、時刻ｔ１４～ｔ１６の期間、負電圧側にＶ３［Ｖ］である。なお、電圧値Ｖ３は、図４（ａ）の電圧値Ｖ２より大きく、周期ｔ２＝ｔ１６－ｔ１１は、図４（ａ）の周期ｔ１＝ｔ８－ｔ４より短いものとする。
　図５（ｂ）に示すように、時刻ｔ１１～ｔ１４の期間、交流電圧ＶＡが正電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ローレベルである。また、時刻ｔ１４～ｔ１６の期間、交流電圧ＶＡが負電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ハイレベルである。
　図５（ｃ）に示すように、三角波発生回路２６－６の出力電圧は、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０［Ｖ］から一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点で０［Ｖ］となる三角波の波形を有する。増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ１１～ｔ１２の期間、三角波ＶＢより高い電圧レベルである。また、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ１４～ｔ１６の期間、０［Ｖ］より高い電圧レベルである。また、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ１２～ｔ１４の期間、三角波電圧ＶＢより低い電圧レベルである。
　図５（ｄ）に示すように、時刻ｔ１１～ｔ１２の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。また、時刻ｔ１２～ｔ１４の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより低い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ハイレベルの制御信号である。また、時刻ｔ１４～ｔ１６の期間、三角波ＶＢは出力されておらず、比較回路２６－７には０［Ｖ］が入力される。このため、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、０［Ｖ］より高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。このため、ランプ６０にバッテリ５０を供給する制御信号の幅Ｗは、時刻ｔ１２～ｔ１４の期間である。
　図５（ｅ）に示すように、時刻ｔ１１～ｔ１２の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧は、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため０［Ｖ］である。時刻ｔ１２～ｔ１４の期間、制御信号ｂがハイレベルのためスイッチ２５がオン状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、バッテリ５０の電圧ＶＥである。時刻ｔ１４～ｔ１６の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため、負電圧側にピーク電圧値Ｖ３［Ｖ］を有する。また、バッテリ電圧ＶＥがランプ６０に供給される期間は、時刻ｔ１２～ｔ１４であり、図４（ｆ）の時刻ｔ４～ｔ６の期間よりも短い。
　次に、時刻ｔ１６～ｔ２１の期間について説明する。時刻ｔ１６～ｔ２１の期間、発電機１０は時刻ｔ１１～ｔ１６より高速で回転している状態である。なお、回転数は、例えば、１０００［ｒｐｍ］である。
　図５（ａ）に示すように、交流電圧ＶＡの最大値は、時刻ｔ１６～ｔ１９の期間、正電圧側にＶ４［Ｖ］であり、時刻ｔ１９～ｔ２１の期間、負電圧側にＶ４［Ｖ］である。なお、電圧値Ｖ４は、電圧値Ｖ３より大きく、周期ｔ３＝ｔ２１－ｔ１６は、周期ｔ２＝ｔ１６－ｔ１１より短いものとする。
　図５（ｂ）に示すように、時刻ｔ１６～ｔ１９の期間、交流電圧ＶＡが正電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ローレベルである。また、時刻ｔ１９～ｔ２１の期間、交流電圧ＶＡが負電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ハイレベルである。
　図５（ｃ）に示すように、三角波発生回路２６－６の出力電圧は、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０［Ｖ］から一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点で０［Ｖ］となる三角波の波形を有する。増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ１６～ｔ１８の期間、三角波ＶＢより高い電圧レベルである。また、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ１９～ｔ２１の期間、０［Ｖ］よりも高い電圧レベルである。また、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ１８～ｔ１９の期間、三角波電圧ＶＢより低い電圧レベルである。
　図５（ｄ）に示すように、時刻ｔ１６～ｔ１８の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。また、時刻ｔ１８～ｔ１９の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより低い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ハイレベルの制御信号である。また、また、時刻ｔ１９～ｔ２１の期間、三角波ＶＢは出力されておらず、比較回路２６－７には０［Ｖ］が入力される。このとき、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、０［Ｖ］より高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。
　図５（ｅ）に示すように、時刻ｔ１６～ｔ１８の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため０［Ｖ］である。時刻ｔ１８～ｔ１９の期間、制御信号ｂがハイレベルのためスイッチ２５がオン状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、バッテリ５０の電圧ＶＥである。時刻ｔ１９～ｔ２１の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため、負電圧側にピーク電圧値Ｖ４［Ｖ］を有する。このため、ランプ６０にバッテリ５０を供給する制御信号の幅Ｗは、時刻ｔ１８～ｔ１９の期間である。
　以上のように、スイッチ制御回路２６は、交流電圧ＶＡが正電圧側の場合、交流電圧ＶＡの電圧レベルが大きくなるか、または、交流電圧ＶＡの周期が短くなる程、ランプ６０にバッテリ５０から電圧ＶＥが供給される期間が短くなるようにスイッチ２５を制御する。すなわち、交流電圧ＶＡの周期がｔ３の場合のバッテリ５０の電圧を供給する期間ｔ１８～ｔ１９は、交流電圧ＶＡの周期がｔ２の場合のバッテリ５０の電圧を供給する期間ｔ１２～ｔ１４より短い。また、スイッチ制御回路２６は、交流電圧ＶＡが負電圧側の期間、スイッチ２５をオフ状態にするように制御し、ランプ６０に第２サイリスタ２３により半波整流された発電機１０からの負電圧側の電圧を供給するように制御する。
　図６（ａ）は、交流電圧ＶＡの波形Ｓ１２１である。また、図６（ｂ）は、第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄの波形Ｓ１２２である。また、図６（ｃ）は、三角波発生回路２６－６の出力電圧の波形Ｓ１２３と増幅回路２６－５の出力電圧の波形Ｓ１２４である。図６（ｄ）は、スイッチ制御回路２６の出力である制御信号ｂの波形Ｓ１２５である。また、図６（ｅ）は、ランプ６０に供給される電圧ＶＧの波形Ｓ１２６である。
　なお、回転数は、例えば、２０００［ｒｐｍ」である。
　図６（ａ）に示すように、交流電圧ＶＡの最大値は、時刻ｔ３１～ｔ３３の期間、及び時刻ｔ３３～ｔ３４の期間、正電圧側にＶ５［Ｖ］であり、時刻ｔ３３～ｔ３５の期間、及び時刻ｔ３４～ｔ３５の期間、負電圧側にＶ５［Ｖ］である。なお、電圧値Ｖ５は、図５（ａ）の電圧値Ｖ４より大きく、周期ｔ４＝ｔ３３－ｔ３１は、図５（ａ）の周期ｔ３＝ｔ２１－１６より短いものとする。
　図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ３１～ｔ３２、及び時刻ｔ３３～ｔ３４の期間、交流電圧ＶＡが正電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ローレベルである。また、時刻ｔ３２～ｔ３３、及び時刻ｔ３４～ｔ３５の期間、交流電圧ＶＡが負電圧のため第２ゲート制御回路２４の制御信号ｄは、ハイレベルである。
　図６（ｃ）に示すように、三角波発生回路２６－６の出力電圧は、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０［Ｖ］から一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点で０［Ｖ］となる三角波の波形を有する。増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ３１～ｔ３２の期間、及び時刻ｔ３３～ｔ３４の期間、三角波ＶＢより高い電圧レベルである。また、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、時刻ｔ３２～ｔ３３の期間、及び時刻ｔ３４～ｔ３５の期間、０［Ｖ］より高い電圧レベルである。
　図６（ｄ）に示すように、時刻ｔ３１～ｔ３２の期間、及び時刻ｔ３３～ｔ３４の期間、増幅回路２６－５の出力電圧ＶＤ’は、三角波ＶＢより高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。また、時刻ｔ３２～ｔ３３の期間、及び時刻ｔ３４～ｔ３５の期間、０［Ｖ］より高い電圧レベルのため、スイッチ制御回路２６の制御信号ｂは、ローレベルの制御信号である。
　図６（ｅ）に示すように、時刻ｔ３１～ｔ３２の期間、及び時刻ｔ３３～ｔ３４の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため０［Ｖ］である。時刻ｔ３２～ｔ３３の期間、及び時刻ｔ３４～ｔ３５の期間、制御信号ｂがローレベルのためスイッチ２５がオフ状態である。このとき、ランプ６０に供給される電圧ＶＧは、交流電圧ＶＡを半波整流した出力電圧であるため、負電圧側にピーク電圧値Ｖ５［Ｖ］を有する。
　以上のように、スイッチ制御回路２６は、交流電圧ＶＡの正電圧側の電圧値が予め定められている電圧以上の場合、バッテリ５０の電圧ＶＥを供給しないようにスイッチ２５を制御する。また、スイッチ制御回路２６は、交流電圧ＶＡが負電圧側の期間、スイッチ２５をオフ状態にするように制御し、ランプ６０に第２サイリスタ２３により半波整流された発電機１０からの負電圧側の電圧を供給するように制御する。
　なお、基準電圧発生回路２６－３の基準電圧値、増幅回路２６－５の増幅率は、発電機１０の回転数に基づき、加算するバッテリ電圧の電圧レベルと発電機１０の交流電圧レベルに応じて、予め設計時に実験等により設定するようにしてもよい。
　次に、図７Ａおよび図７Ｂを参照して、三角波発生回路２６－６における三角波電圧ＶＢの発生メカニズムを説明する。図７Ａ及び７Ｂは、本実施形態に係る三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための波形図である。
　図７Ａは、交流電流ＶＡと方形波Ｓの波形図である。また、図７Ｂは、三角波電圧ＶＢの生成を説明する図である。
　一般には発電機１０が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形はほとんど同じと考えることができる。例えば、図７Ａにおいて、波形２が現在のサイクルの波形だとすれば、波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の波形１の半周期Ｔ１とはほとんど同じ波形である。
　上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢを生成する。
（手順１）図７Ａに示すように、波形１のサイクルにおいて、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡから方形波Ｓを生成する。この波形１に対応する方形波Ｓの半周期は、波形１のサイクルにおける交流電圧ＶＡの半周期Ｔ１と一致する。
（手順２）続いて、方形波Ｓの半周期Ｔ１の時間をカウントする。
（手順３）続いて、半周期Ｔ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝Ｔ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢのスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢのスロープが滑らかになる。
（手順４）続いて、三角波電圧ＶＢのピーク電圧Ｖｐを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝Ｖｐ／ｎ）を得る。
（手順５）続いて、図７Ｂに示すように、次のサイクルの波形２の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを上昇させ、この三角波電圧ＶＢを上記時間ｔ１の間だけ維持する。
（手順６）同じ波形２のサイクルにおいて、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを更に上昇させ、これを全都でｎ回繰り返すと、図７Ｂに示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。
　以上の手順により、１サイクル前の交流電圧ＶＡの波形を用いて、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧Ｖｐが一定の電圧波形を生成する。
　上述の三角波電圧の発生メカニズムを利用した三角波発生回路２６－６は、制御装置２０においてスイッチ２５の導通タイミングを制御するための三角波電圧を生成するものであって、例えば、カウンタ部と、除算部と、波形生成部とから構成することができる。ここで、カウンタ部は、発電機１０が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間（図７Ａの例えば波形１のサイクルにおける時間Ｔ１）をカウントするものである。除算部は、上記カウンタ部によるカウント数を所定の分解能ｎ（所定値）で除算するものである。波形生成部は、第１サイクル後の第２サイクル（図７Ａの例えば波形２のサイクル）において上記第１サイクルでの除算部の除算結果で示される時間ｔ１の経過ごとに所定電圧ｖ１だけ上昇する階段状の電圧波形を生成するものである。この階段状の電圧波形は上記三角波電圧の波形として出力される。
　図８～図１０は、本実施形態の制御回路でランプ６０を点灯させた場合の発電機１０の出力電圧の波形とランプ６０に供給される電圧波形の実測波形図である。
　図８は、本実施形態に係る回転数が数百回転時のランプ電圧と、発電機の交流電圧の波形図である。図９は、本実施形態に係る回転数が約１０００回転時のランプ電圧と、発電機の交流電圧の波形図である。図１０は、本実施形態に係る回転数が約２０００回転時のランプ電圧と、発電機の交流電圧の波形図である。
　図８～図１０において、横軸は時間を表し、縦軸は電圧レベルを表している。また、図８～図１０において、波形Ｓ３０１、３１１、３２１は、ランプ６０の電圧波形であり、波形３０２、３１２、３２２は、発電機１０の交流電圧の波形である。なお、図８～図１０において、ランプ６０の電圧波形は、発電機１０の交流電圧の表示レンジの半分である。
　図８に示すように、発電機１０の回転数が数百回転の場合、図４（ａ）～図４（ｆ）で説明したように、ランプ６０に供給される電圧波形３０１は、交流電圧の正電圧時に、バッテリ電圧が供給されている。なお、発電機１０の交流波形３０２が、図４（ａ）～図４（ｆ）の場合と異なり正電圧時にバッテリ電圧が供給されている波形になっているのは、バッテリなどの負荷の影響である。
　図９に示すように、発電機１０の回転数が約１０００回転の場合、図５（ａ）～図５（ｅ）で説明したように、ランプ６０に供給される電圧波形３１１は、交流電圧の正電圧時に、バッテリ電圧の幅が調整されている。なお、発電機１０の交流波形３１２が、図５（ａ）～図５（ｅ）と異なり正電圧時にバッテリ電圧が供給されている波形になっているのは、バッテリなどの負荷の影響である。
　図１０に示すように、発電機１０の回転数が約２０００回転の場合、図６（ａ）～図６（ｅ）で説明したように、ランプ６０に供給される電圧波形３２１は、交流電圧の正電圧時に、バッテリ電圧が供給されておらず、発電機１０の交流電圧の負電圧時のみバッテリ電圧が供給されている。なお、発電機１０の交流波形３２２が、図６（ａ）～図６（ｅ）の場合と異なり正電圧時にパルス状の波形が供給されている波形になっているのは、バッテリなどの負荷の影響である。
　次に、第１ゲート制御回路２２の動作の概略について、図１１と図１２Ａ及び図１２Ｂを用いて説明する。図１１は、本実施形態に係る第１ゲート制御回路のブロック図である。
　図１１に示すように、第１ゲート制御回路２２は、分圧回路４１０、電圧変換回路４２０、基準電圧発生回路４３０、差動回路４４０、増幅回路４５０、三角波発生回路４６０、比較回路４７０を備えている。
　分圧回路４１０は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡを分圧し、分圧した電圧ＶＲを電圧変換回路４２０に出力する。
　電圧変換回路４２０は、分圧回路４１０で分圧された電圧ＶＲを、その実効値を表す電圧ＶＲ’に変換し、変換した電圧ＶＲ’を差動回路４４０の一方の入力端子に出力する。この電圧ＶＲ’は、出力電圧ＶＯの検出値として取り扱われる。
　基準電圧発生回路４３０は、負荷３０とバッテリ５０に電力を供給するための目標電圧ＶＴを発生させ、発生させた目標電圧ＶＴを差動回路４４０の他方の入力端子に出力する。
　差動回路４４０は、電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’－ＶＴ）を生成し、生成した差分電圧ＶＤを増幅回路４５０に出力する。
　増幅回路４５０は、差分電圧ＶＤを増幅した差分電圧ＶＤ’を比較回路４７０の一方の端子に出力する。
　三角波発生回路４６０は、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧ＶＢを生成し、生成した三角波電圧ＶＢを比較回路４７０の他方の端子に出力する。三角波の生成手法は、スイッチ制御回路２６の三角波発生回路２６－６と同様に行う。
　比較回路４７０は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づき第１サイリスタ２１の導通タイミングを規定する制御信号ｃを生成する。
　次に、図１２Ａおよび図１２Ｂを参照して、スイッチ制御回路２６が動作してない場合の制御回路１の通常時（定常時）の動作について説明する。なお、通常動作時には、リミット電圧ＶＬは０［Ｖ］まで低下しており、ここでは、比較回路４７０において、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢのみが比較される例について説明する。
　図１２Ａと図１２Ｂは、スイッチ制御回路が動作してない場合の制御回路における各部の波形を示す図である。図１２Ａは、発電機１０の回転数が低い場合の制御回路２０における各部の波形を示す図であり、図１２Ｂは、発電機１０の回転数が高い場合の制御回路２０における各部の波形を示す図である。図１２Ａと図１２Ｂにおいて、横軸は時間を示し、縦軸は、交流電圧ＶＡ、三角波電圧ＶＢ及び差分電圧ＶＤ’、制御信号ｃをそれぞれ並べて示したものである。
　第１ゲート制御回路２２内の差動回路４４０では、基準電圧発生回路４３０で発生された目標電圧ＶＴと、電圧変換回路４２０から出力された電圧ＶＲ’とを入力し、これらの差分電圧ＶＤを生成する。増幅回路４５０は差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅して、比較回路４７０に電圧ＶＤ’（＝Ｍ×ＶＤ）を供給する。
　比較回路４７０では、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づき第１サイリスタ２１の導通タイミングを規定する制御信号ｃを生成する。そして、比較回路４７０は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間（ＶＢ＞ＶＤ’）で制御信号ｃをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも低い区間（ＶＢ＜ＶＤ’）で制御信号ｃをローレベルとして、この制御信号ｃを第１サイリスタ２１のゲート電極に供給する。すなわち、第１サイリスタ２１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間（ＶＢ＞ＶＤ’）においてオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。このように、ゲート制御回路２２は、三角波発生回路４６０で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路４５０から出力された差分電圧ＶＤ’とに基づき第１サイリスタ２１の導通状態を制御する。
　ここで、第１サイリスタ２１のオン状態の区間、すなわち三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間は差分電圧ＶＤ’のレベルに依存し、この差分電圧ＶＤ’のレベルは、目標電圧ＶＴに対する出力電圧ＶＯのレベルに依存する。従って、出力電圧ＶＯが高ければ、電圧ＶＤ’のレベルも高くなり、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’より高くなる期間が減少し、第１サイリスタ２１がオン状態となる期間が減少する。この結果、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに向けて低下する。
　逆に、出力電圧ＶＯが低ければ、差分電圧ＶＤ’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間が増加し、第１サイリスタ２１がオン状態となる期間が増加する。この結果、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに向けて上昇する。このように、発電機１０の交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに安定するように第１サイリスタ２１の導通期間が制御される。
　発電磯１０の回転数が低い場合を説明したが、発電機１０の回転数が高い場合には、図１２Ｂに示すように、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡの振幅が大きくなると共に、その周波数も高くなる。このため、三角波電圧ＶＢの上昇レートが大きくなるが、その他の点では、上述の図１２Ａに示す発電機１０の回転数が低い場合と同様であり、出力電圧ＶＯの実効値が目標電圧ＶＴに安定するように第１サイリスタ２１のゲート制御が実施される。
　第２ゲート制御回路２４の構成と動作は、第１ゲート制御回路２２と同様である。
　図６（ａ）～図６（ｅ）で説明したように、発電機１０の周期が予め定められた周期より高くなった場合、スイッチ制御回路２６により、交流電圧ＶＡの正電圧側の期間、バッテリ５０の電圧が供給されなくなる。そして、発電機１０の周期が予め定められた周期より高くなった場合、交流電圧ＶＡの負電圧側の期間、ランプ６０に供給される電圧は、第１ゲート制御回路２２及び第２ゲート制御回路２４により第１サイリスタ２１及び第２サイリスタ２３による電圧の位相が制御されることにより、ランプ６０に供給される電圧の実効値の変動を防ぐことができる。
　また、スイッチ制御回路２６は、第１サイリスタ２１を介してバッテリ５０に供給される電圧を監視し、バッテリ５０が外れたことを検出するようにしてもよい。この場合、スイッチ制御回路２６は、バッテリ５０が外れたことを、出力電圧ＶＯが急激に高くなったことにより検出する。スイッチ制御回路２６は、例えば、予め定められている期間内に、交流電圧ＶＡの電圧レベルが予め定められている電圧以上の変動が生じたか否かを判別する。予め定められている期間内に、交流電圧ＶＡの電圧レベルが予め定められている電圧以上の変動が生じたと判別された場合、スイッチ制御回路２６は、バッテリ５０が外れたと判別する。
　そして、スイッチ制御回路２６は、バッテリ５０が外れたことを検出した後、スイッチ２５をオン状態に制御することで、バッテリ５０が外れたことによる急激な電圧のピークをランプ６０に強制的に供給することで、急激な電圧のピークが負荷３０に供給されることを防ぐことができる。
　以上のように、スイッチ制御回路２６は、発電機１０が回転していない場合、スイッチ２５をオン状態に制御してバッテリ電圧ＶＥをランプ６０に供給するように制御するので、発電機１０が回転してない場合でもランプ６０を点灯させることが可能になる。そして、スイッチ制御回路２６は、発電機１０が回転している場合、発電された交流電圧ＶＡの正電圧側の期間、発電機１０の回転数に基づきバッテリ電圧をランプ６０に供給するようにスイッチ２５を制御する。また、スイッチ制御回路２６は、交流電圧ＶＡの負電圧側の期間、スイッチ２５をオフ状態に制御する。このように、発電機１０により発電された交流電圧の正電圧側にバッテリ電圧の幅を可変しながら供給するようにしたので、発電機１０の回転数によるランプ６０の明るさのちらつきを軽減することが可能になる。
　さらに、ランプ６０は、正電圧側の期間、交流電圧の周期に応じた期間だけバッテリ５０により点灯し、交流電圧の負電圧側の期間、交流電圧により点灯している。仮に、ランプ６０を制御回路２０の出力側に接続した場合、発電器１０が回転してない場合にもランプ６０を点灯させることができるが、バッテリの消費電力が大きい。一方、本実施形態によれば、スイッチ２５を介して正側の期間、周期に合わせてバッテリ５０の電圧をランプ６０に供給しているので、バッテリ５０のみでランプ６０を点灯させる場合と比較して、バッテリ５０のランプ６０による消費電力を軽減する効果もある。
　以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変形可能である。
　例えば、本実施形態では、制御回路を車両に用いる例を説明したが、ランプの点灯とバッテリの充電を行う装置であれば、車両以外に用いてもよい。
　また、本実施形態では、発電機１０から出力される交流電力の正相成分についてのみ第１サイリスタ２１を介して負荷に電力を供給し、交流電力の負相成分についてのみ第２サイリスタ２３を介してランプ６０に供給するものとし、発電機１０の出力を半波整流する場合を説明した。しかしながら、これに限定されることなく、発電機１０から出力された交流電力の負相成分について同様に半波整流することにより、全波整流するように構成することもできる。また、発電機１０から出力される交流電力の負相成分についてのみ第１サイリスタ２１を介して負荷に電力を供給し、交流電力の正相成分についてのみ第２サイリスタ２３を介してランプ６０に供給するものとし、発電機１０の出力を半波整流するようにしてもよい。また、本実施形態では、単相の交流電力を変換するものとしたが、多相の交流電力に対しても適用することができる。
　また、例えば、本実施形態では、出力電圧ＶＯの実効値ＶＲ’を求める例について説明したが、本発明は、出力電圧ＶＯの平均値を算出する場合にも同様に適用できるものである。出力電圧ＶＯの平均値を生成するための構成としては公知技術を利用できる。
　また、制御回路２０の出力側に負荷３０が接続されている例を説明したが、制御回路２０の出力側に不図示のランプを接続するようにしてもよい。この場合、制御回路２０の入力側に接続されるランプ６０は、例えば、ヘッドライト、テールランプ、フォグランプなどである。また、制御回路２０の出力側に接続されるランプは、例えば、ストップランプ、ターンランプなどである。この場合においても、不図示のランプは、制御回路２０の出力側に接続されているため、発電器１０の回転数の影響による明るさのちらつきが発生しない。
　本発明は、バッテリを充電する制御回路などに適用できる。
　１　　ランプ点灯・バッテリ充電装置
　１０　　発電機
　２０　　制御回路
　２１　　第１サイリスタ
　２３　　第２サイリスタ
　２２　　第１ゲート制御回路
　２４　　第２ゲート制御回路
　２５　　スイッチ
　２６　　スイッチ制御回路
　３０　　負荷
　４０　　ヒューズ
　５０　　バッテリ
　６０　　ランプ

Claims (7)

  1. 　発電機から出力された交流電圧を整流してバッテリの充電とランプの点灯を制御する制御回路であって、
    　前記発電機の出力部と前記バッテリとの間に接続される第１のスイッチと、
    　前記発電機の出力と前記ランプとの間に接続される第２のスイッチと、
    　前記第１のスイッチと前記バッテリとの接続点、および前記第２のスイッチと前記ランプとの接続点の間に接続される第３のスイッチと、
    　を備えることを特徴とする制御回路。
  2. 　前記第１のスイッチは、
    　前記交流電圧の一方の相の電圧を前記バッテリに供給し、
    　前記第２のスイッチは、
    　前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ランプに供給し、
    　前記第３のスイッチは、
    　前記発電機から前記一方の相の電圧が出力される期間において前記バッテリの電圧を前記ランプに供給する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
  3. 　前記交流電圧の周期が短いほど前記バッテリの電圧を前記ランプに供給する期間を短くするように制御するスイッチ制御部
    　を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の制御回路。
  4. 　前記スイッチ制御部は、
    　前記発電機から交流電圧が出力されていない場合、前記第３のスイッチをオン状態にして前記バッテリの電圧を前記ランプに供給するように制御する
    　ことを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
  5. 　前記スイッチ制御部は、
    前記発電機から出力された交流電圧の各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、
    　前記負荷に印加される出力電圧の実効値電圧の信号を生成する電圧変換回路と、
    　前記負荷に印加される実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチの導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、
    　前記第１の電圧信号と前記三角波電圧とを比較し、前記スイッチの導通状態を制御する比較回路と、
    　を備えることを特徴とする請求項３または請求項４に記載の制御回路。
  6. 　前記第１のスイッチ及び第１のスイッチがサイリスタ素子であり、
    　前記第３のスイッチが電界効果トランジスタである
    　ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の制御回路。
  7. 　発電機から出力された交流電圧を整流してバッテリの充電とランプの点灯を制御する制御回路の制御方法であって、
    　前記発電機の出力部と前記バッテリとの間に接続される第１のスイッチを介して、前記交流電圧の一方の相の電圧を前記バッテリに供給する工程と、
    　前記発電機の出力と前記ランプとの間に接続される第２のスイッチを介して、前記交流電圧の他方の相の電圧を前記ランプに供給する工程と、
    　前記第１のスイッチと前記バッテリとの接続点、および前記第２のスイッチと前記ランプとの接続点の間に接続される第３のスイッチを、前記発電機から前記一方の相の電圧が出力される期間において前記バッテリの電圧を前記ランプに供給するように制御する工程と、
    　を含むことを特徴とする制御方法。
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