WO2012114948A1 - 信号処理装置、信号処理方法、および受信装置 - Google Patents

信号処理装置、信号処理方法、および受信装置 Download PDF

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伸一 福田
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    • H04B5/72—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes for local intradevice communication

Definitions

  • the present disclosure relates to a signal processing device, a signal processing method, and a receiving device, and in particular, for example, a signal processing device suitable for use in detecting the return information from a carrier signal load-modulated based on transmission information.
  • the present invention relates to a processing method and a receiver.
  • FIG. 1 shows an example of the configuration of a conventional noncontact communication system.
  • the non-contact communication system 10 includes a reader / writer 11 and a transponder 12.
  • the reader / writer 11 is incorporated in a ticket gate and the transponder 12 is incorporated in an IC card represented by Suica (trademark) Ru.
  • ASK amplitude shift keying modulation of a sine wave carrier signal (carrier wave) as shown in A of FIG. 2 is performed according to the predetermined transmission information.
  • Send On the contrary, when transmitting predetermined predetermined return information as shown in B of FIG. 2 from the transponder 12 to the reader / writer 11, the damping resistance R1 in the transponder 12 is switched according to the predetermined return information.
  • load modulation that causes a change in the voltage of the carrier signal is adopted by turning on and off according to the above (see, for example, Patent Document 1).
  • the carrier signal subjected to load modulation is received by the antenna of the reader / writer 11.
  • the received load-modulated carrier signal has a degree of modulation reduced according to the distance between the reader / writer 11 and the transponder 12, and the degree of modulation is The lower it is, the harder it is to detect the reply information.
  • the non-contact communication system 10 when used for a ticket gate such as a station, communication is possible even if the distance between the reader / writer 11 and the transponder 12 is 10 cm or more, considering the convenience of the user. Is required.
  • Vpp Peak-to-peak voltage
  • FIG. 3 shows an example of the configuration of a conventional reader / writer corresponding to the case where Vpp of the carrier signal is 20V.
  • the reader / writer 20 detects the return information based on the amplitude change of the voltage of the load-modulated carrier signal.
  • the carrier signal subjected to load modulation is both-wave rectified, envelope detection is performed by the peak hold circuit, and a detection signal is output.
  • a detection signal is output.
  • FIG. 4A in the case of a carrier signal which is load-modulated with a modulation degree of 10%, both-wave rectified as shown in B of FIG. 4 and as shown in C of FIG. A detected signal with a 1 V difference is output.
  • the reply information is detected as the amplitude change of the voltage of the carrier signal. Therefore, when the modulation degree of the carrier signal is lowered, it is not possible to accurately detect the reply information.
  • the allowable Vpp of the input carrier signal is about 2 V, which is low. It is the majority.
  • Vpp of the carrier signal is assumed to be about 20 V. Therefore, in order to adopt the conventional IQ detector in the reader / writer, for example, as shown in FIG. It is conceivable to provide an attenuator for attenuating Vpp of the carrier signal to 1/10. In this case, the carrier signal with Vpp attenuated by the attenuator has a voltage amplitude difference of 0.1 V as shown in FIG. 6, so the detected signal output from the IQ detector also has a difference of 0.1 V. It will only happen. As a result, the detection sensitivity of the reply information by the reader / writer 30 may decrease.
  • the present disclosure has been made in view of such a situation, and makes it possible to detect reply information with high accuracy from a carrier signal that is load-modulated based on the reply information.
  • a signal processing apparatus includes: a positive detection unit that detects a positive amplitude fluctuation portion of a voltage of a load-modulated carrier signal; and a negative amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal It includes a negative detection unit to be detected, and a synthesis unit to synthesize the positive amplitude fluctuation portion and the negative amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal.
  • the positive detection unit is configured to generate a positive threshold of the voltage of the carrier signal, and select a larger value by comparing the voltage of the carrier signal with the positive threshold. And a second generation unit that generates a negative threshold of the voltage of the carrier signal, and comparing the voltage of the carrier signal with the negative threshold. And a second selection unit that selects the smaller value.
  • the signal processing apparatus may further include a shaping unit that shapes a waveform of a combined result of the positive amplitude fluctuation portion and the negative amplitude fluctuation portion into a sine wave.
  • a signal processing method is a signal processing method of a signal processing device for attenuating a voltage of a load-modulated carrier signal, the positive amplitude fluctuation of the voltage of the carrier signal by the signal processing device.
  • a positive detection step of detecting a portion a negative detection step of detecting a negative amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal, the positive amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal and the negative amplitude fluctuation portion And synthesizing.
  • a positive amplitude fluctuation portion of a voltage of a carrier signal is detected, and a negative amplitude fluctuation portion of a voltage of the carrier signal is detected, and the positive amplitude fluctuation portion of a voltage of the carrier signal
  • the negative amplitude fluctuation part is synthesized.
  • a receiving apparatus includes: a receiving unit that receives a carrier signal that is load-modulated; a positive detecting unit that detects a positive amplitude fluctuation portion of a voltage of the carrier signal; A negative detection unit for detecting a negative amplitude fluctuation portion of the voltage, a synthesis unit for synthesizing the positive amplitude fluctuation portion and the negative amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal, and the positive amplitude fluctuation portion And a detection unit for detecting the synthesis result of the negative amplitude fluctuation part.
  • the receiving device may further include a shaping unit configured to shape a waveform of a combined result of the positive amplitude fluctuation portion and the negative amplitude fluctuation portion into a sine wave, and the detection unit , And the combined result shaped into a sine wave can be detected.
  • a shaping unit configured to shape a waveform of a combined result of the positive amplitude fluctuation portion and the negative amplitude fluctuation portion into a sine wave
  • a carrier signal that is load-modulated is received, a positive amplitude fluctuation portion of a voltage of the carrier signal is detected, and a negative amplitude fluctuation portion of a voltage of the carrier signal is detected.
  • the positive amplitude fluctuation portion and the negative amplitude fluctuation portion are combined, and the combined result is detected.
  • the first aspect of the present disclosure it is possible to improve the modulation degree of the amplitude change of the carrier signal that is load-modulated based on the return information.
  • the second aspect of the present disclosure it is possible to detect reply information with high accuracy from a carrier signal that is load-modulated based on the received reply information.
  • FIG. 7 shows the case where the Vpp of the carrier signal which is load-modulated based on the return information is attenuated by the conventional attenuator shown in FIG. FIG. 9) shows the difference from the case of attenuation (FIG. 9B).
  • the amplitude of the voltage is entirely compressed as shown in FIG. Therefore, the amplitude change corresponding to the reply information, that is, the degree of modulation of the carrier signal is lowered, and the detection accuracy of the reply information is lowered. Therefore, in the present disclosure, as shown in FIG. B, a method for attenuating the Vpp of the carrier signal without lowering the modulation of the carrier signal is proposed.
  • FIG. That is, from the load-modulated carrier signal before attenuation shown in FIG. A, as shown in FIG. B, the intermediate potential portion not related to the return information is excluded and the amplitude of the voltage related to the return information A positive amplitude fluctuation part and a negative amplitude fluctuation part which are change components are detected. Furthermore, as shown in FIG. 6C, the positive amplitude fluctuation part and the negative amplitude fluctuation part related to the return information are added.
  • Vpp is attenuated, it is possible to obtain a carrier signal in which an amplitude change component related to return information is held (relatively, the modulation degree is improved). Therefore, if the attenuated carrier signal is detected, the return information can be detected with higher accuracy.
  • FIG. 9 shows a configuration example of a reader / writer which is an embodiment of the present disclosure.
  • the reader / writer 50 is used, for example, in a non-contact communication system as shown in FIG. 1, and receives a carrier signal of high voltage (about 20 V) load-modulated by the transponder according to the reply information. Then, quadrature detection is performed, and reply information is detected as a detection result.
  • the reader / writer 50 includes an antenna 51, a modulation degree adjustment unit 52, and an IQ detection unit 53.
  • the antenna 51 receives the carrier signal subjected to load modulation and outputs the carrier signal to the modulation degree adjustment unit 52.
  • the modulation degree adjustment unit 52 attenuates Vpp and outputs it to the IQ detection unit 53 while holding the amplitude change component of the load-modulated carrier signal.
  • the IQ detection unit 53 performs quadrature detection (IQ detection) on the carrier signal input from the modulation degree adjustment unit 52, and detects return information as a detection result.
  • IQ detection quadrature detection
  • FIG. 10 shows a configuration example of the modulation degree adjustment unit 52.
  • the modulation degree adjustment unit 52 includes a positive direct current generation unit 61, a positive selection unit 62, a negative direct current generation unit 63, a negative selection unit 64, and an addition unit 65.
  • the positive direct current generation unit 61 generates a positive direct current component (fixed value) of the voltage as a positive threshold based on the load modulated carrier signal input from the antenna 51, and selects the positive selection unit 62. Output to Specifically, for example, from the load-modulated carrier signal as shown in A of FIG. 8, a positive threshold for extracting the waveform shown in the upper side of B of FIG. 8 is generated.
  • the positive selection unit 62 compares the voltage of the load-modulated carrier signal input from the antenna 51 with the value (positive threshold value) of the positive DC component input from the positive DC generation unit 61. The larger value is output to the addition unit 65. As a result of this selection, for example, a positive amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal as shown in the upper side of B of FIG. 8 is extracted.
  • the negative direct current generation unit 63 generates a negative direct current component (fixed value) of the voltage as a negative threshold based on the load modulated carrier signal input from the antenna 51 and generates a negative selection unit. Output to 64. Specifically, for example, from the load-modulated carrier signal shown in FIG. 8A, a negative threshold for extracting the waveform shown in the lower side of FIG. 8B is generated.
  • the negative selection unit 64 compares the voltage of the load-modulated carrier signal input from the antenna 51 with the value (negative threshold) of the negative DC component input from the negative DC generation unit 62. The smaller value is output to the addition unit 65. As a result of this selection, for example, a negative amplitude fluctuation portion of the voltage of the carrier signal as shown in the lower side of B of FIG. 8 is extracted.
  • the addition unit 65 adds the output of the positive selection unit 62 and the output of the negative selection unit 64, and outputs the addition result (FIG. 12c) to the IQ detection unit 53.
  • the addition result for example, as shown in C of FIG. 8, a signal in which Vpp is smaller than the original carrier signal and in which the voltage fluctuation part is held can be obtained.
  • FIG. 11 shows a first configuration example of an electronic circuit for realizing the modulation factor adjustment unit 52. As shown in FIG. The parts corresponding to those in FIG. 10 are assigned the same reference numerals.
  • the positive direct current generation unit 61 includes a diode D11, a resistor R11, and a capacitor C11.
  • the diode D11 allows only the positive voltage of the carrier signal input from the antenna 51 connected to the anode side to pass through to the subsequent stage, whereby a positive voltage is applied to the capacitor C11.
  • the resistor R11 prevents excessive current from flowing in the capacitor C11. Therefore, by changing the value of resistor R11, the voltage value stored in capacitor C11 can be adjusted.
  • the positive selection unit 62 includes a diode D12 and a diode D13 connected in parallel.
  • the positive voltage from the capacitor C11 connected to the anode side is applied to the diode D12.
  • the positive voltage of the carrier signal from the antenna 51 connected to the anode side is applied to the diode D13.
  • the negative direct current generation unit 63 includes a diode D21, a resistor R21, and a capacitor C21.
  • the diode D21 allows only the negative voltage of the load-modulated carrier signal input from the antenna 51 connected to the cathode side to pass through to the subsequent stage, whereby a negative voltage is applied to the capacitor C21.
  • the resistor R21 prevents excessive current from flowing in the capacitor C21. Therefore, the voltage value stored in capacitor C21 can be adjusted by changing the value of resistor R21.
  • the negative selection unit 64 is configured of a diode D22 and a diode D23 connected in parallel. A negative voltage from the capacitor C21 connected to the cathode side is applied to the diode D22. The negative voltage of the carrier signal from the antenna 51 connected to the cathode side is applied to the diode D23. As a result, the lower one of the negative voltage stored in the capacitor C21 and the negative voltage of the carrier signal is output to the addition unit 65 in the subsequent stage.
  • the adding unit 65 is composed of a resistor R12 and a resistor R22.
  • the negative direct current generation unit 63 can obtain a negative fixed value (threshold) as shown in FIG. 13 d.
  • the negative threshold can be adjusted by changing the value of the resistor R21. From the negative selection unit 64, a portion lower than the negative threshold shown in FIG. 13d is extracted from the carrier signal to obtain a signal of the waveform shown in FIG. 13e.
  • the waveform shown in FIG. 13a and the waveform shown in FIG. 13e are added to obtain a signal of the waveform shown in FIG. 13c, which is output to the subsequent stage.
  • FIG. 14 shows the waveform of the voltage of the carrier signal input to the first configuration example of the modulation factor adjustment unit 52 shown in FIG. 12 and the voltage output from the addition unit 65 shown in FIG. 13 c.
  • the waveform is shown by adjusting its vertical width. That is, the vertical axis of A in FIG. 14 indicates the range of ⁇ 20 V, and the vertical axis of B in FIG. 14 indicates the range of ⁇ 2 V.
  • FIG. 15 also shows the definition of the degree of modulation of the signal that is load-modulated. The modulation degree is calculated by (AB) / (A + B) using the maximum VppA and the minimum VppB.
  • the modulation degree is 5.3. It becomes%.
  • the modulation degree is 40.2%.
  • the modulation factor adjustment unit 52 shown in FIG. 11 it is possible to improve the modulation factor to about 7.5 times while compressing Vpp of the carrier signal. Therefore, it is possible to use a quadrature detection LSI having an allowable Vpp of about 2 V for the IQ detection unit 53, and to perform detection based on a change in amplitude of the voltage of the carrier signal with high accuracy.
  • FIG. 16 is a flowchart illustrating the signal detection process by the reader / writer 50.
  • step S ⁇ b> 1 the positive DC generator 61 of the modulation factor adjuster 52 generates a positive threshold based on the carrier signal input from the antenna 51, and outputs the positive threshold to the positive selector 62.
  • step S2 the positive selection unit 62 compares the voltage of the carrier signal input from the antenna 51 with the positive threshold from the positive DC generation unit 61 and outputs the larger value to the addition unit 65. .
  • step S 3 the negative DC generator 63 generates a negative threshold based on the carrier signal input from the antenna 51, and outputs the negative threshold to the negative selector 64.
  • step S4 the negative selection unit 64 compares the voltage of the carrier signal input from the antenna 51 with the negative threshold input from the negative DC generation unit 62, and adds the smaller value to the addition unit 65. Output.
  • steps S1 to S4 actually proceed simultaneously.
  • step S5 the addition unit 65 adds the output of the positive selection unit 62 and the output of the negative selection unit 64, and outputs the addition result (FIG. 12c) to the IQ detection unit 53.
  • step S6 the IQ detection unit 53 performs IQ detection on the signal having a Vpp smaller than the original carrier signal input from the addition unit 65 and in which the voltage fluctuation part is held. As a result of this IQ detection, reply information from the transponder can be obtained. This is the end of the description of the signal detection process.
  • FIG. 17 shows a second configuration example of an electronic circuit for realizing the modulation factor adjustment unit 52.
  • symbol is attached
  • the difference between the second configuration example and the first configuration example is the configuration of the adding unit 65. That is, in the first configuration example, the adding unit 65 is configured of the resistor R12 and the resistor R22, but in the second configuration example, the resistor R31 and the operational amplifier 71 are further added.
  • the resistor R31 which has a smaller resistance value than the resistors R12 and R22, is used as a feedback resistor of the operational amplifier 71.
  • the operational amplifier 71 totally attenuates the sum of the output of the positive selection unit 62 input through the resistor R12 and the output of the negative selection unit 64 input through the resistor R22, and outputs the result to the subsequent stage Do.
  • the negative direct current generation unit 63 can obtain a negative fixed value (negative threshold) as shown in FIG. 19d.
  • the negative threshold can be adjusted by changing the value of the resistor R21. From the negative selection section 64, a portion lower than the negative threshold shown in FIG. 19d is extracted from the carrier signal to obtain a signal of the waveform shown in FIG. 19e.
  • the waveform shown in FIG. 19a and the waveform shown in FIG. 19e are added and attenuated, and a signal of the waveform shown in FIG. 19c is obtained and output to the subsequent stage.
  • FIG. 20 shows the waveform of the voltage of the carrier signal input to the second configuration example of the modulation factor adjustment unit 52 shown in FIG. 18 and the voltage output from the addition unit 65 shown in FIG. 19c.
  • the waveform is shown by adjusting its vertical width. That is, the vertical axis of A in FIG. 20 indicates the range of ⁇ 20 V, and the vertical axis of B in FIG. 20 indicates the range of ⁇ 2 V.
  • the modulation degree is 5.3. It becomes%.
  • the modulation degree is 18.7%.
  • the modulation factor adjustment unit 52 shown in FIG. 17 it is possible to improve the modulation factor to about 3.5 times while compressing Vpp of the carrier signal. Therefore, it is possible to use a quadrature detection LSI having an allowable Vpp of about 2 V for the IQ detection unit 53, and to perform detection based on a change in amplitude of the voltage of the carrier signal with high accuracy.
  • the voltage of the carrier signal attenuated by the modulation degree adjustment unit 52 described above has a waveform as shown in A of FIG. This may be input to the IQ detection unit 53 and detected, but as shown in B of FIG. 21, if it can be shaped into a waveform close to a sine wave, detection accuracy can be further enhanced.
  • FIG. 22 shows a configuration example of the reader / writer 80 that can arrange the attenuated carrier signal into a waveform close to a sine wave and input it to the IQ detection unit 53.
  • the reader / writer 80 is provided with an LPF 81 between the modulation factor adjustment unit 52 and the IQ detection unit 53 of the reader / writer 50 shown in FIG. Parts other than the LPF 81 are common to the reader / writer 50.
  • the LPF 81 can approximate the waveform to a sine wave by removing high frequency components of the attenuated carrier signal.
  • the reply information can be detected with higher accuracy than the reader / writer 50.
  • the reader / writers 50 and 80 described above have a great effect in detecting the amplitude change of the voltage of the carrier signal by providing the modulation factor adjustment unit 52.
  • the present disclosure specifically extends the communication distance between the reader / writer and the transponder, since load modulation is often detected as an amplitude change rather than a phase change if the distance between the reader / writer and the transponder is relatively far. It is effective when aiming.
  • the modulation adjustment unit 52 of the present disclosure can be applied not only to a reader / writer of a noncontact communication system, but also to a receiving apparatus that receives a signal whose load has been changed.
  • a system refers to an entire apparatus configured by a plurality of apparatuses.

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Abstract

本開示は、返信情報に基づいて負荷変調されているキャリア信号から高い精度で返信情報を検出することができる信号処理装置、信号処理方法、および受信装置に関する。 正の直流生成部６１は、負荷変調されているキャリア信号を元にして正の閾値を生成する。正の選択部６２は、キャリア信号の電圧と正の閾値とを比較して大きい方の値を加算部６５に出力する。　負の直流生成部６３は、負荷変調されているキャリア信号を元にして負の閾値を生成する。負の選択部６４は、キャリア信号の電圧と負の閾値とを比較して小さい方の値を加算部６５に出力する。　加算部６５は、正の選択部６２の出力と、負の選択部６４の出力とを加算し、加算結果をＩＱ検波部５３に出力する。この加算結果として、元のキャリア信号よりもVppが小さく、かつ、電圧の変動部分が保持された信号が得られる。本開示は、非接触通信システムに適用できる。

Description

信号処理装置、信号処理方法、および受信装置
　本開示は、信号処理装置、信号処理方法、および受信装置に関し、特に、例えば、送信情報に基づいて負荷変調されたキャリア信号から前記返信情報を検出する場合に用いて好適な信号処理装置、信号処理方法、および受信装置に関する。
　現在、FeliCa（ソニー株式会社の登録商標）に代表される非接触通信システムが普及している。この非接触通信システムは、例えば、電車、バスなどの公共交通機関の改札システムや、各種店舗や自動販売機など使用できる電子マネーシステムなどに採用されている。
　図１は、従来の非接触通信システムの構成の一例を示している。この非接触通信システム１０は、リーダライタ１１とトランスポンダ１２から構成される。例えば、この非接触通信システム１０が駅などの改札に採用される場合、リーダライタ１１が改札機に内蔵され、トランスポンダ１２が乗車券となるSuica（商標）に代表されるＩＣカードなどに内蔵される。
　リーダライタ１１からトランスポンダ１２に対して所定の送信情報を送信する場合、図２のＡに示すような正弦波のキャリア信号（搬送波）を当該所定の送信情報に従ってASK(amplitude shift keying)変調して送信する。反対に、トランスポンダ１２からリーダライタ１１に対して、図２のＢに示すようなデジタル化された所定の返信情報を送信する場合、当該所定の返信情報に応じてトランスポンダ１２におけるダンピング抵抗Ｒ１をスイッチによりオン、オフさせることにより、図２のＣに示されるように、キャリア信号の電圧に変化を生じさせる負荷変調が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
　そして、この負荷変調されているキャリア信号はリーダライタ１１のアンテナで受信される。ただし、受信された負荷変調されているキャリア信号は、図２のＤに示されるように、リーダライタ１１とトランスポンダ１２とのアンテナ間の距離に応じて変調度が低下したものとなり、変調度が低下するほど返信情報を検出し難くなる。
　ところで、非接触通信システム１０が駅などの改札に利用される場合、利用者の利便性を考慮して、リーダライタ１１とトランスポンダ１２とのアンテナ間の距離が１０ｃｍ以上あっても通信可能であることが要求されている。
　一方、リーダライタ１１とトランスポンダ１２との距離が広がると、上述したように、負荷変調されているキャリア信号の変調度が低下して返信情報を検出し難くなるので、これを補うためにキャリア信号のピークトゥーピーク電圧（以下、Vppと称する）が２０Ｖ程度まで高められている。
　図３は、キャリア信号のVppを２０Ｖとした場合に対応する従来のリーダライタの構成の一例を示している。このリーダライタ２０は、負荷変調されているキャリア信号の電圧の振幅変化に基づいて返信情報を検出するものである。
　リーダライタ２０においては、負荷変調されているキャリア信号が両波整流され、ピークホールド回路により包絡線検波されて検波信号が出力される。例えば、図４のＡに示されるように、１０％の変調度で負荷変調されているキャリア信号の場合、図４のＢに示されるように両波整流され、図４のＣに示されるような１Ｖ差のある検波信号が出力される。
特開２００１－３０７０３１号公報
　上述したように、従来のリーダライタ２０では、返信情報をキャリア信号の電圧の振幅変化として検出している。したがって、キャリア信号の変調度が低下している場合、返信情報を正確に検出することができなくなってしまう。
　ところで、トランスポンダにおいて返信情報に基づいてキャリア信号を負荷変調した場合、この負荷変調はキャリア信号の電圧に振幅変化を生じさせるだけでなく、電圧の位相にも変化を生じさせる特性を有することが知られている。そこで、この特性を利用し、電圧の振幅変化と位相変化の両方を検出できるＩＱ検波器（直交検波器）をリーダライタに採用することが考えられる。
　ここで、従来のＩＱ検波器に注目してみると、それらは高周波信号を処理対象とする５０Ω系にて利用されることが多く、入力されるキャリア信号の許容Vppが低い２Ｖ程度のものが大多数である。
　上述したように、キャリア信号のVppは２０Ｖ程度が想定されているので、リーダライタに従来のＩＱ検波器を採用するためには、例えば図５に示すように、従来のＩＱ検波器の前段に、キャリア信号のVppを１／１０に減衰させるアッテネータを設けることが考えられる。この場合、アッテネータでVppが減衰されたキャリア信号は、図６に示されるように、電圧の振幅差が０．１Ｖとなるので、ＩＱ検波器から出力される検波信号にも０．１Ｖの差しか生じないことになる。この結果、リーダライタ３０による返信情報の検出感度が低下してしまうことが起こり得る。
　本開示はこのような状況に鑑みてなされたものであり、返信情報に基づいて負荷変調されているキャリア信号から高い精度で返信情報を検出できるようにするものである。
　本開示の第１の側面である信号処理装置は、負荷変調されているキャリア信号の電圧の正の振幅変動部分を検出する正の検出部と、前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分を検出する負の検出部と、前記キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分を合成する合成部とを含む。
　前記正の検出部は、前記キャリア信号の電圧の正の閾値を生成する第１の生成部と、前記キャリア信号の電圧と前記正の閾値とを比較して大きい方の値を選択する第１の選択部とを含むことができ、前記負の検出部は、前記キャリア信号の電圧の負の閾値を生成する第２の生成部と、前記キャリア信号の電圧と前記負の閾値とを比較して小さい方の値を選択する第２の選択部とを含むことができる。
　本開示の第１の側面である信号処理装置は、前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分の合成結果の波形を正弦波に整形する整形部をさらに含むことができる。
　本開示の第１の側面である信号処理方法は、負荷変調されているキャリア信号の電圧を減衰させる信号処理装置の信号処理方法において、信号処理装置による、前記キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分を検出する正の検出ステップと、前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分を検出する負の検出ステップと、前記キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分を合成する合成ステップとを含む。
　本開示の第１の側面においては、キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分が検出され、キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分が検出され、キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分が合成される。
　本開示の第２の側面である受信装置は、負荷変調されているキャリア信号を受信する受信部と、前記キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分を検出する正の検出部と、前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分を検出する負の検出部と、前記キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分を合成する合成部と、前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分の合成結果を検波する検波部とを含む。
　本開示の第２の側面である受信装置は、前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分の合成結果の波形を正弦波に整形する整形部をさらに含むことができ、前記検波手段は、正弦波に整形された前記合成結果を検波することができる。
　本開示の第２の側面においては、負荷変調されているキャリア信号が受信され、前記キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分が検出され、前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分が検出され、前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分が合成されて、その合成結果が検波される。
　本開示の第１の側面によれば、返信情報に基づいて負荷変調されているキャリア信号の振幅変化の変調度を向上させることができる。
　本開示の第２の側面によれば、受信した、返信情報に基づいて負荷変調されているキャリア信号から高い精度で返信情報を検出することができる。
従来の非接触通信システムの構成の一例を示す回路図である。 負荷変調されたキャリア信号の変調度の変化を説明するための図である。 負荷変調されたキャリア信号の電圧の振幅変化を検出する従来のリーダライタの構成の一例を示す回路図である。 図３のリーダライタから出力される検波信号を示す図である。 アッテネータと従来のＩＱ検波器を搭載したリーダライタの構成の一例を示す回路図である。 図５のリーダライタにおいてＩＱ検波器に入力される減衰後のキャリア信号の電圧の振幅変化を示す図である。 キャリア信号のVppを、図５に示された従来のアッテネータと、本開示の変調度調整部とで減衰させた場合を比較する図である。 キャリア信号の変調度を低下させることなく、Vppを減衰させる手法を示す図である。 実施の形態であるリーダライタの構成例を示すブロック図である。 変調度調整部の構成例を示すブロック図である。 変調度調整部を実現する電子回路の第１の構成例を示すブロック図である。 変調度調整部の第１の構成例に入力される負荷変調されているキャリア信号を示す図である。 変調度調整部の第１の構成例の各部の信号波形を示す図である。 変調度調整部の第１の構成例によるVpp圧縮効果を示す図である。 変調度の定義を示す図である。 リーダライタによる信号検出処理を説明するフローチャートである。 変調度調整部を実現する電子回路の第２の構成例を示すブロック図である。 変調度調整部の第２の構成例に入力される負荷変調されているキャリア信号を示す図である。 変調度調整部の第２の構成例の各部の信号波形を示す図である。 変調度調整部の第２の構成例によるVpp圧縮効果を示す図である。 変調度調整部の出力波形を示す図である。 リーダライタの他の構成例を示すブロック図である。
　以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態と称する）について、図面を参照しながら詳細に説明する。
　＜本開示の概要＞
　初めに、本開示の概要について説明する。図７は、返信情報に基づいて負荷変調されているキャリア信号のVppを、図５に示された従来のアッテネータにより減衰させた場合（同図Ａ）と、本開示の変調度調整部５２（図９）により減衰させた場合（同図Ｂ）との違いを示している。
　負荷変調されているキャリア信号のVppを、従来のアッテネータにより減衰させた場合、同図Ａに示されるように、電圧の振幅が全体的に圧縮されてしまう。したがって、返信情報に対応する振幅変化、すなわち、キャリア信号の変調度が低下したものとなってしまい、返信情報の検出精度が低下してしまう。そこで、本開示においては、同図Ｂに示されように、キャリア信号の変調度を低下させてしまうことなく、キャリア信号のVppを減衰させるようにする手法を提案する。
　具体的には、図８に示す通りである。すなわち、同図Ａに示される、減衰前の負荷変調されているキャリア信号から、同図Ｂに示されるように、返信情報に関係しない中間電位部分を除外し、返信情報に関係する電圧の振幅変化成分である正の振幅変動部分と負の振幅変動部分を検出する。さらに、同図Ｃに示されるように、返信情報に関係する正の振幅変動部分と負の振幅変動部分とを加算するようにする。
　これにより、Vppは減衰されているものの、返信情報に関係する振幅変化成分が保持された（相対的には変調度が向上した）キャリア信号を得ることができる。したがって、この減衰後のキャリア信号を検波すれば、返信情報をより高い精度で検出することができる。
　＜実施の形態＞
［リーダライタの構成例］
　図９は、本開示における実施の形態であるリーダライタの構成例を示している。
　このリーダライタ５０は、例えば、図１に示されたような非接触通信システムに用いられるものであり、トランスポンダにて返信情報に応じて負荷変調された高電圧（２０Ｖ程度）のキャリア信号を受信して直交検波を行い、検波結果として返信情報を検出する。
　リーダライタ５０は、アンテナ５１、変調度調整部５２、およびＩＱ検波部５３から構成される。
　アンテナ５１は、負荷変調されているキャリア信号を受信して変調度調整部５２に出力する。変調度調整部５２は、図８に示されたように、負荷変調されているキャリア信号の振幅変化成分を保持しつつ、そのVppを減衰してＩＱ検波部５３に出力する。ＩＱ検波部５３は、変調度調整部５２から入力されるキャリア信号を直交検波（ＩＱ検波）し、検波結果として返信情報を検出する。
［変調度調整部５２の構成例］
　図１０は、変調度調整部５２の構成例を示している。変調度調整部５２は、正の直流生成部６１、正の選択部６２、負の直流生成部６３、負の選択部６４、および加算部６５から構成される。
　正の直流生成部６１は、アンテナ５１から入力される、負荷変調されているキャリア信号を元にしてその電圧の正の直流成分（固定値）を正の閾値として生成して正の選択部６２に出力する。具体的には、例えば、図８のＡに示されたような負荷変調されているキャリア信号から、図８のＢの上側に示された波形を抽出するための正の閾値が生成される。
　正の選択部６２は、アンテナ５１から入力される、負荷変調されているキャリア信号の電圧と、正の直流生成部６１から入力される正の直流成分の値（正の閾値）とを比較して大きい方の値を加算部６５に出力する。この選択結果としては、例えば、図８のＢの上側に示されたような、キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分が抽出される。
　負の直流生成部６３は、アンテナ５１から入力される、負荷変調されているキャリア信号を元にして、その電圧の負の直流成分（固定値）を負の閾値として生成して負の選択部６４に出力する。具体的には、例えば、図８のＡに示された負荷変調されているキャリア信号から、図８のＢの下側に示された波形を抽出するための負の閾値が生成される。
　負の選択部６４は、アンテナ５１から入力される、負荷変調されているキャリア信号の電圧と、負の直流生成部６２から入力される負の直流成分の値（負の閾値）とを比較して小さい方の値を加算部６５に出力する。この選択結果として、例えば、図８のＢの下側に示されるような、キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分が抽出される。
　加算部６５は、正の選択部６２の出力と、負の選択部６４の出力とを加算し、加算結果（図１２ｃ）をＩＱ検波部５３に出力する。この加算結果としては、例えば、図８のＣに示されたような、元のキャリア信号よりもVppが小さく、かつ、電圧の変動部分が保持された信号が得られる。
［変調度調整部５２を実現する電子回路の第１の構成例］
　図１１は、変調度調整部５２を実現する電子回路の第１の構成例を示している。なお、図１０と対応する部位については同一の符号を付している。
　図１１において、正の直流生成部６１は、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１１、およびキャパシタＣ１１からなる。ダイオードＤ１１は、アノード側に接続されたアンテナ５１から入力されるキャリア信号の正の電圧のみを後段に通過させる、これにより、キャパシタＣ１１には、正の電圧が印加される。抵抗Ｒ１１は、キャパシタＣ１１に過大電流が流れることを防ぐ。したがって、抵抗Ｒ１１の値を変更することにより、キャパシタＣ１１に蓄積される電圧値を調整することができる。
　正の選択部６２は、並列に接続されたダイオードＤ１２とダイオードＤ１３から構成される。ダイオードＤ１２には、アノード側に接続されたキャパシタＣ１１からの正の電圧がかかる。ダイオードＤ１３には、アノード側に接続されたアンテナ５１からのキャリア信号の正の電圧がかかる。この結果、キャパシタＣ１１に蓄えられた正の電圧と、キャリア信号の正の電圧の高い方が後段の加算部６５に出力される。
　負の直流生成部６３は、ダイオードＤ２１、抵抗Ｒ２１、およびキャパシタＣ２１からなる。ダイオードＤ２１は、カソード側に接続されたアンテナ５１から入力される負荷変調されているキャリア信号の負の電圧のみを後段に通過させる、これにより、キャパシタＣ２１には、負の電圧が印加される。抵抗Ｒ２１は、キャパシタＣ２１に過大電流が流れることを防ぐ。したがって、抵抗Ｒ２１の値を変更することにより、キャパシタＣ２１に蓄積される電圧値を調整することができる。
　負の選択部６４は、並列に接続されたダイオードＤ２２とダイオードＤ２３から構成される。ダイオードＤ２２には、カソード側に接続されたキャパシタＣ２１からの負の電圧がかかる。ダイオードＤ２３には、カソード側に接続されたアンテナ５１からのキャリア信号の負の電圧がかかる。この結果、キャパシタＣ２１に蓄えられた負の電圧と、キャリア信号の負の電圧の低い方が後段の加算部６５に出力される。
　加算部６５は、抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ２２から成る。
　図１１に示された変調度調整部５２の第１の構成例に対して、図１２に示されるようなVpp＝４０Ｖの負荷変調されたキャリア信号が入力されると、正の直流生成部６１では、図１３ｂに示されるような正の固定値（閾値）を得ることができる。なお、抵抗Ｒ１１の値を変更することにより、当該正の閾値を調整することができる。正の選択部６２からは、キャリア信号のうち、図１３ｂに示された正の閾値よりも高い部分が抽出されて、図１３ａに示される波形の信号が得られる。
　一方、負の直流生成部６３では、図１３ｄに示されるような負の固定値（閾値）を得ることができる。なお、抵抗Ｒ２１の値を変更することにより、当該負の閾値を調整することができる。負の選択部６４からは、キャリア信号のうち、図１３ｄに示された負の閾値よりも低い部分が抽出されて、図１３ｅに示される波形の信号が得られる。
　加算部６５では、図１３ａに示された波形と、図１３ｅに示された波形とが加算されて、図１３ｃに示される波形の信号が得られて後段に出力される。
図１４は、図１２に示された、変調度調整部５２の第１の構成例に入力されるキャリア信号の電圧の波形と、図１３ｃに示された、加算部６５から出力される電圧の波形とを、その縦幅を調整して示したものである。すなわち、図１４のＡの縦軸は±２０Ｖの範囲を示し、図１４のＢの縦軸は±２Ｖの範囲を示している。また、図１５は、負荷変調されている信号の変調度の定義を示している。変調度は、最大VppＡと最小VppＢを用いて（Ａ－Ｂ）／（Ａ＋Ｂ）により算出される。
　図１４から明らかなように、変調度調整部５２の第１の構成例に入力された状態のキャリア信号の最大VppＡは４０Ｖであり、最小VppＢは３６Ｖであるので、その変調度は５．３％となる。これに対して、加算部６５から出力される信号の最大VppＡは３．４２Ｖであり、最小VppＢは１．４６Ｖであるので、その変調度は４０．２％となる。
　したがって、図１１に示された変調度調整部５２の第１の構成例によれば、キャリア信号のVppを圧縮しつつ、その変調度を約７．５倍に向上させることができる。したがって、ＩＱ検波部５３に許容Vppが２Ｖ程度の直交検波LSIを用いることができ、さらに、キャリア信号の電圧の振幅変化に基づく検波を高い精度で実行させることができる。
[リーダライタ５０の動作について]
　図１６は、リーダライタ５０による信号検出処理を説明するフローチャートである。
　この信号検出処理の前提として、リーダライタ５０では、トランスポンダによって負荷変調されているキャリア信号がアンテナ５１により受信され、変調度調整部５２に入力されているものとする。
　ステップＳ１において、変調度調整部５２の正の直流生成部６１は、アンテナ５１から入力されたキャリア信号を元にして正の閾値を生成して正の選択部６２に出力する。ステップＳ２において、正の選択部６２は、アンテナ５１から入力されたキャリア信号の電圧と、正の直流生成部６１からの正の閾値とを比較して大きい方の値を加算部６５に出力する。
　ステップＳ３において、負の直流生成部６３は、アンテナ５１から入力されたキャリア信号を元にして負の閾値を生成して負の選択部６４に出力する。ステップＳ４において、負の選択部６４は、アンテナ５１から入力されたキャリア信号の電圧と、負の直流生成部６２から入力される負の閾値とを比較して小さい方の値を加算部６５に出力する。
　なお、ステップＳ１乃至Ｓ４の処理は、実際には同時に進行される。
　ステップＳ５において、加算部６５は、正の選択部６２の出力と、負の選択部６４の出力とを加算し、加算結果（図１２ｃ）をＩＱ検波部５３に出力する。ステップＳ６において、ＩＱ検波部５３は、加算部６５から入力された、元のキャリア信号よりもVppが小さく、かつ、電圧の変動部分が保持された信号に対してＩＱ検波を行う。このＩＱ検波の結果として、トランスポンダからの返信情報を得ることができる。以上で、信号検出処理の説明を終了する。
［変調度調整部５２を実現する電子回路の第２の構成例］
　図１７は、変調度調整部５２を実現する電子回路の第２の構成例を示している。なお、図１１に示された第１の構成例を共通する部位については同一の符号を付しているので、その説明は、適宜省略する。
　当該第２の構成例と第１の構成例との相違点は、加算部６５の構成にある。すなわち、第１の構成例では、加算部６５を抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ２２で構成していたが、第２の構成例では、さらに抵抗Ｒ３１およびオペアンプ７１が追加されている。
　抵抗Ｒ３１は、その抵抗値が抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ２２よりも小さいものが用いられており、オペアンプ７１のフィードバック抵抗として作用する。オペアンプ７１は、抵抗Ｒ１２を介して入力される正の選択部６２の出力と、抵抗Ｒ２２を介して入力される負の選択部６４の出力との加算値を全体的に減衰して後段に出力する。
　図１７に示された変調度調整部５２の第２の構成例に対して、図１８に示されるようなVpp＝４０Ｖの負荷変調されたキャリア信号が入力されると、正の直流生成部６１では、図１９ｂに示されるような正の固定値（正の閾値）を得ることができる。なお、抵抗Ｒ１１の値を変更することにより、当該正の閾値を調整することができる。正の選択部６２からは、キャリア信号のうち、図１９ｂに示された正の閾値よりも高い部分が抽出されて、図１９ａに示される波形の信号が得られる。
　一方、負の直流生成部６３では、図１９ｄに示されるような負の固定値（負の閾値）を得ることができる。なお、抵抗Ｒ２１の値を変更することにより、当該負の閾値を調整することができる。負の選択部６４からは、キャリア信号のうち、図１９ｄに示された負の閾値よりも低い部分が抽出されて、図１９ｅに示される波形の信号が得られる。
　加算部６５では、図１９ａに示された波形と、図１９ｅに示された波形とが加算、減衰されて、図１９ｃに示される波形の信号が得られて後段に出力される。
　図２０は、図１８に示された、変調度調整部５２の第２の構成例に入力されるキャリア信号の電圧の波形と、図１９ｃに示された、加算部６５から出力される電圧の波形とを、その縦幅を調整して示したものである。すなわち、図２０のＡの縦軸は±２０Ｖの範囲を示し、図２０のＢの縦軸は±２Ｖの範囲を示している。
　図２０から明らかなように、変調度調整部５２の第２の構成例に入力された状態のキャリア信号の最大VppＡは４０Ｖであり、最小VppＢは３６Ｖであるので、その変調度は５．３％となる。これに対して、加算部６５から出力される信号の最大VppＡは３．１１Ｖであり、最小VppＢは２．１３Ｖであるので、その変調度は１８．７％となる。
　したがって、図１７に示された変調度調整部５２の第２の構成例によれば、キャリア信号のVppを圧縮しつつ、その変調度を約３．５倍に向上させることができる。したがって、ＩＱ検波部５３に許容Vppが２Ｖ程度の直交検波LSIを用いることができ、さらに、キャリア信号の電圧の振幅変化に基づく検波を高い精度で実行させることができる。
[リーダライタの他の構成例]
　ところで、上述した変調度調整部５２により減衰されたキャリア信号の電圧は、図２１のＡに示されるような波形となる。これをＩＱ検波部５３に入力して検波させてもよいが、図２１のＢに示されるように正弦波に近い波形に整形できれば、検波精度をより高めることができる。
　図２２は、上述したように、減衰させたキャリア信号を正弦波に近い波形に整えてＩＱ検波部５３に入力することができるリーダライタ８０の構成例を示している。
　このリーダライタ８０は、図９に示されたリーダライタ５０の変調度調整部５２とＩＱ検波部５３の間にLPF８１を設けたものである。LPF８１以外の部位については、リーダライタ５０と共通である。LPF８１は、減衰されたキャリア信号の高周波成分を除去することにより、その波形を正弦波に近づけることができる。
　リーダライタ８０によれば、リーダライタ５０に比較して、より高い精度で返信情報を検出することができる。
　なお、上述したリーダライタ５０，８０は、変調度調整部５２を設けることによってキャリア信号の電圧の振幅変化の検波には大きな効果がある。リーダライタとトランスポンダの距離が比較的離れている場合、負荷変調は位相変化としてよりも振幅変化として検波されることが多いので、本開示は、特に、リーダライタとトランスポンダの通信距離を伸ばすことを目的とした場合に効果的である。
　なお、本開示の変調調整部５２は、非接触通信システムのリーダライタに適用されるだけでなく、負荷変動された信号を受信する受信装置に適用することが可能である。
　本明細書において、システムとは、複数の装置により構成される装置全体を表すものである。
　なお、本開示の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
　５０　リーダライタ，　５１　アンテナ，　５２　変調度調整部，　５３　ＩＱ検波部，　６１　正の直流生成部，　６２　正の選択部，　６３　負の直流生成部，　６４　負の選択部，　６５　加算部，　８０　リーダライタ，　８１　LPF

Claims (6)

  1. 　負荷変調されているキャリア信号の電圧の正の振幅変動部分を検出する正の検出部と、
    　前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分を検出する負の検出部と、
    　前記キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分を合成する合成部と
    　を含む信号処理装置。
  2. 　前記正の検出部は、
    　　前記キャリア信号の電圧の正の閾値を生成する第１の生成部と、
    　　前記キャリア信号の電圧と前記正の閾値とを比較して大きい方の値を選択する第１の選択部とを含み、
    　前記負の検出部は、
    　　前記キャリア信号の電圧の負の閾値を生成する第２の生成部と、
    　　前記キャリア信号の電圧と前記負の閾値とを比較して小さい方の値を選択する第２の選択部とを含む
    　請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 　前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分の合成結果の波形を正弦波に整形する整形部を
    　さらに含む請求項２に記載の信号処理装置。
  4. 　負荷変調されているキャリア信号の電圧を減衰させる信号処理装置の信号処理方法において、
    　信号処理装置による、
    　　前記キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分を検出する正の検出ステップと、
    　　前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分を検出する負の検出ステップと、
    　　前記キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分を合成する合成ステップと
    　を含む信号処理方法。
  5. 　負荷変調されているキャリア信号を受信する受信部と、
    　前記キャリア信号の電圧の正の振幅変動部分を検出する正の検出部と、
    　前記キャリア信号の電圧の負の振幅変動部分を検出する負の検出部と、
    　前記キャリア信号の電圧の前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分を合成する合成部と、
    　前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分の合成結果を検波する検波部と
    　を含む受信装置。
  6. 　前記正の振幅変動部分と前記負の振幅変動部分の合成結果の波形を正弦波に整形する整形部を
    　さらに含み、
    　前記検波手段は、正弦波に整形された前記合成結果を検波する
    　請求項５に記載の受信装置。
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