WO2012105264A1

WO2012105264A1 - 電源開閉装置およびそれを備える電源システム

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Publication number: WO2012105264A1
Application number: PCT/JP2012/000706
Authority: WO
Inventors: 田米　正樹
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2011-02-04
Filing date: 2012-02-02
Publication date: 2012-08-09
Also published as: JPWO2012105264A1; US20130009624A1; JP5097309B1; CN102823099A; US8508966B2; CN102823099B

Abstract

　制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣのレベルに応じて定まる上限電流値以下の電流であって、直流電源ＢＡの電圧値とコンデンサ１０２の充電電圧値の差分に応じた電流を流す半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃ、各半導体素子に各制御信号を出力するコントローラ１０５、各半導体素子の温度を検出する温度検出回路を備え、コントローラ１０５は、上記電路を閉状態にしてから所定期間が経過するまでは、上記電路に流れる電流が制限電流値を超えないように、温度検出回路により検出された温度に応じて各制御信号のレベルを調整し、かつ、所定期間経過後は、上記電路に流れる電流が制限電流値を超えることを許容するように各制御信号のレベルを調整する。

Description

電源開閉装置およびそれを備える電源システム

　本発明は、直流電源と容量素子とを結ぶ電路を開閉する予備充電方式の電源開閉装置およびそれを備える電源システムに関する。

　バッテリ等の直流電源からモータ等の負荷に電力を供給する電源システムは、平滑コンデンサ等の容量素子，直流電源と容量素子とを結ぶ電路を指令に応じて開閉する電源開閉装置，直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を、その主要な構成として備える。

　上記の電源開閉装置は、負荷を駆動させない間は直流電源と容量素子とを結ぶ電路を開状態にする（電路を遮断する）。そして、負荷を駆動させる場合には上記電路を閉状態にする（電源と容量素子を導通させる）。しかしながら、上記電路を閉状態にした際には先ず容量素子が充電される必要があるため、上記電路にいわゆる突入電流が流れることとなる。この突入電流は、電源と容量素子とを結ぶ電路に挿入される素子の破壊、電源電圧の一時的な低下による他の機器への悪影響等の原因となる。この問題を解決するものとして、上記電路を閉状態にさせる指令を受けてから所定時間が経過するまでは、抵抗を介して容量素子を充電することにより、上記電路が閉状態となった際の突入電流を抑制する、いわゆる予備充電方式の電源開閉装置が種々知られている（例えば、特許文献１，２）。

　図３４は、特許文献１に係る予備充電方式の電源開閉装置を含む電源システム１０００の全体構成を示す図である。

　電源システム１０００は、電源開閉装置９１，容量素子９２，電力変換装置９３を備える。電源開閉装置９１は、直流電源ＢＡと容量素子９２とを結ぶ電路に設けられ、外部からの指令に応じて電路を開閉する。容量素子９２は、いわゆる平滑コンデンサである。電力変換装置９３は、容量素子９２と三相交流モータ（以下、単に「モータ」という）９４とを結ぶ電路に設けられ、直流を三相交流に変換するインバータである。

　電源開閉装置９１は、詳細には、直流電源ＢＡと容量素子９２とを結ぶ電路に挿入されたスイッチ類（システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２、スイッチング素子９８），逆流防止用のダイオード９９，スイッチ類のオンオフを制御するコントローラ９５を備える。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２のオンオフは、それぞれ励磁回路９６，９７への通電の有無により制御され、スイッチング素子９８のオンオフは、ゲート端子への制御信号（ゲート電圧）により制御される。なお、スイッチング素子９８にはオン抵抗の高い素子が採用されている（特許文献１の図４参照）。

　コントローラ９５は、次のようにスイッチ類を動作させる。まず、電路を閉状態にさせる指令を受けたときから所定期間が経過するまで、システムメインリレーＳＭＲ１をオフにしたままでスイッチング素子９８をオンにする。そして、所定期間経過後には、スイッチング素子９８をオフにしてシステムメインリレーＳＭＲ１をオンにする。この間、システムメインリレーＳＭＲ２は、常時オンとする。この動作により、電源投入直後には、オン抵抗の高いスイッチング素子９８を介して電流が流される。このようにすることで直流電源ＢＡと平滑コンデンサ９２を結ぶ電路に流れる電流を過大にならず、その結果、突入電流を防止することができる。

特開２００９－４４９１４号公報特開２００５－３１２１５６号公報

　特許文献１に記載の電源開閉装置では、システムメインリレーとして、励磁回路に通電することによる電磁作用で接点を開閉する、いわゆる機械式リレーが用いられている。しかしながら、機械式リレー自体の寸法が大きい上に、コイルに発生する誘導起電力を逃がすためのバイパス回路等を設ける必要があり、これに伴って、電源開閉装置も大型化してしまうという問題がある。

　本発明は上記の問題点に鑑みてなされたもので、小型化が可能な電源開閉装置、およびそれを備えた電源システムを提供することを目的とする。

　上記目的を達成するため、本明細書において開示される電源開閉装置等は、直流電源と容量素子とを結ぶ電路を外部からの指令に応じて開閉する電源開閉装置であって、前記電路に挿入されるとともに、入力される制御信号のレベルに応じて定まる上限電流値以下の電流であって、前記直流電源の電圧値と前記容量素子の充電電圧値の差分に応じた電流を流す、１以上の半導体素子と、前記１以上の半導体素子に対し個別に制御信号を出力するコントローラと、前記１以上の半導体素子の温度を検出する温度検出回路と、を備え、前記コントローラは、前記電路を閉状態にさせる指令を受けてから所定期間が経過するまでは、前記電路に流れる電流が制限電流値を超えないように、前記温度検出回路により検出された温度に応じて個々の制御信号のレベルを調整し、かつ、前記所定期間経過後は、前記電路に流れる電流が前記制限電流値を超えることを許容するように個々の制御信号のレベルを調整する。

　本明細書において開示される電源開閉装置等によれば、小型化を図ることが可能となる。

第１の実施形態に係る電源開閉装置１０１を備える電源システム１００の全体構成を示す図である。（ａ）第１の実施形態に係るコントローラ１０５の構成の一例を示すブロック図と、（ｂ）可変電圧回路１１２に入力される制御指令信号Ｄｇのレベルと、可変電圧回路１１２から出力される制御信号Ｖｇのレベルの対応関係を示す図である。半導体素子のＩ－Ｖ特性を模式的に示す図である。第１の実施形態に係るタイミングチャートの一例を示す図である。第２の実施形態に係る電源開閉装置２０１を備える電源システム２００の全体構成を示す図である。第２の実施形態に係るコントローラ２０５が行う動作のフローチャートを示す図である。第２の実施形態の変形例に係る電源開閉装置２０１ａを備える電源システム２００ａの全体構成を示す図である。第２の実施形態の変形例に係るコントローラ２０５ａが行う動作のフローチャートを示す図である。第３の実施形態に係る電源開閉装置３０１を備える電源システム３００の全体構成を示す図である。半導体素子の温度依存性を説明するための図である。（ａ）コントローラ３０５のメモリに格納されているテーブルｔ₃を示す図と、（ｂ）半導体素子のＩ－Ｖ特性を模式的に示す図である。第３の実施形態に係るコントローラ３０５が行う動作のフローチャートを示す図である。第３の実施形態に係るタイミングチャートの一例を示す図である。第４の実施形態に係る電源開閉装置４０１を備える電源システム４００の全体構成を示す図である。コントローラ４０５のメモリに格納されているテーブルｔ₄を示す図である。第４の実施形態に係るコントローラ４０５が行う動作のフローチャートを示す図である。第５の実施形態に係る電源開閉装置５０１を備える電源システム５００の全体構成を示す図である。コントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルｔ₅を示す図である。第６の実施形態に係る電源開閉装置６０１を備える電源システム６００の全体構成を示す図である。コントローラ６０５のメモリに格納されているテーブルｔ₆を示す図である。第７の実施形態に係る電源開閉装置７０１を備える電源システム７００の全体構成を示す図である。第７の実施形態に係るコントローラ７０５が行う動作のフローチャートを示す図である。第７の実施形態に係るタイミングチャートの一例を示す図である。第８の実施形態に係る電源開閉装置８０１を備える電源システム８００の全体構成を示す図である。コントローラ８０５のメモリに格納されているテーブルｔ₈を示す図である。第８の実施形態に係るコントローラ８０５が行う動作のフローチャートを示す図である。第９の実施形態に係る電源開閉装置９０１を備える電源システム９００の全体構成を示す図である。第９の実施形態に係るコントローラ９０５が行う動作のフローチャートを示す図である。（ａ）相互コンダクタンスが大きい場合における半導体素子のＩ－Ｖ特性を模式的に示す図と、（ｂ）相互コンダクタンスが小さい場合における半導体素子のＩ－Ｖ特性を模式的に示す図である。変形例（２７）に係るコントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルを示す図である。変形例（２７）に係るコントローラ５０５が行う動作のフローチャートを示す図である。変形例（２８）に係るコントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルを示す図である。変形例（２８）に係るコントローラ５０５が行う動作のフローチャートを示す図である。特許文献１に係る電源開閉装置９１を備える電源システム１０００の全体構成を示す図である。変形例（３０）に係る電源開閉装置を備える電源システム１００Ａの全体構成を示す図である。

　本明細書において開示される電源開閉装置の構成によれば、コントローラにより、各々の半導体素子を流れる電流量の上限値（上限電流値）が０［Ａ］となるように個々の制御信号のレベルを調整することで、直流電源と容量素子を結ぶ電路が開状態となる。また、上限電流値が０［Ａ］ではない有限の電流値となるように個々の制御信号のレベルを調整することで、直流電源と容量素子を結ぶ電路が閉状態となる。このように、本発明では機械式リレーによらずに電路の開閉が行われるため、誘導起電力が発生しない。したがって、誘導起電力を逃がすためのバイパス回路等を設ける必要がなくなる分、電源開閉装置を小型化することができる。また、機械式リレー特有の他の問題（例えば、接点の溶着等）も招来しない。

　さらに、上記の電路を閉状態にさせる指令を受けてから所定期間が経過するまでの期間（予備充電期間）においては、制御信号のレベルを調整することで、上記の電路に流れる電流が所定の制限電流値を超えないように制御され、その結果、電路を閉状態にした際の突入電流を抑制することができる。このような構成によれば、予備充電経路とシステムメインリレーを別個に設けることなく、半導体素子にその両者の機能を持たせることができる。よって、電源開閉装置のさらなる小型化を図ることができる。

　ここで、予備充電期間においては、上記電路に流れる電流（予備充電電流）を細かく制御できる方が望ましい。仮に電源開閉装置を大電流容量の半導体素子１つで構成した場合には、予備充電電流のような小電流が上記電路に流れるように制御信号を制御することは難しい。そのため、電源開閉装置を半導体素子で構成する場合には、小電流の制御が容易な小電流容量の半導体素子を複数並列接続して用いることが望ましい。さらに、上限電流値が温度に依存して変化する温度依存性を有する半導体素子の場合、ある程度の温度変化に対応できるようにするため、さらに多くの半導体素子を用いる必要がある。したがって、電源開閉装置を単に半導体素子で構成したとしても、当該装置に含まれる半導体素子の個数が多くなる結果、小型化の実効が図れないおそれがある。

　しかしながら、本明細書において開示される電源開閉装置は温度検出回路を備えているため、当該回路により検出された温度に応じて、個々の制御信号のレベルを調整することができる。このため、温度依存性を有する半導体素子であったとしても、温度変化に対応させるための余分な半導体素子は不要となる。また、温度検出回路は小型な回路であるため、余分な半導体素子を備える場合と比較して、温度検出回路を備えることによる電源開閉装置のサイズに与える影響は小さい。よって、温度検出回路を備えることで、電源開閉装置を半導体素子で構成した際の小型化の実効を図ることができる。

　以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

　［第１の実施形態］
　≪構成≫
　図１は、第１の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム１００の全体構成を示す図である。

　電源システム１００は、入力側が直流電源ＢＡ、出力側がモータ１０４にそれぞれ接続されてなる。電源システム１００は、電源開閉装置１０１，平滑コンデンサ１０２，インバータ１０３，を備える。

　直流電源ＢＡは電源系統を整流して得られる直流電源、または、バッテリタイプ（代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池）の直流電源である。

　モータ１０４は、三相交流電力の供給を受ける三相巻線から構成される三相交流モータである。

　電源開閉装置１０１は、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路を指令に応じて開閉するものであり、コントローラ１０５，電流量可変部１０６からなる。

　平滑コンデンサ１０２は、直流電源ＢＡから電源開閉装置１０１を介して入力された直流電力を平滑化し、インバータ１０３へ出力する。

　インバータ１０３は、直流電源ＢＡから供給される直流電力を、位相が各々１２０°（２π／３ラジアン）ずれたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の三相交流電力に変換し、その三相交流電力をモータ１０４に供給する。

　電流量可変部１０６は、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に挿入された、１以上の半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃを備える。半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃは、入力される制御信号のレベルに応じて定まる上限電流値以下の電流であって、直流電源ＢＡの電圧値と平滑コンデンサ１０２の電圧値（充電電圧値）の差分に応じた電流を流す半導体素子である。本実施形態では、半導体素子の個数が３個とし、半導体素子をＮ型の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ－Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，以下、ＭＩＳＦＥＴと記載する。）等のスイッチング素子としている。半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃのゲート端子には、ゲート駆動回路ＧＤが接続されている。

　半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃは並列接続されている。したがって、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に流れる電流値は、半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃが流す電流値、すなわち、各半導体素子のドレインからソースに流れる電流値（順方向電流値）の合計に相当する。各半導体素子の順方向電流値は、ゲート端子に入力される制御信号のレベルと、直流電源ＢＡの電圧値と平滑コンデンサ１０２の電圧値の差分により定まる。本実施形態においては、半導体素子としてＭＩＳＦＥＴが用いられているため、ここでの制御信号はゲート電圧に対応する。したがって、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に流れる電流値は、ゲート端子に入力される制御信号のレベルと、直流電源ＢＡの電圧値と平滑コンデンサ１０２の電圧値の差分により定まることとなる。このことについては、図３で詳細を述べることとする。

　（コントローラ１０５）
　コントローラ１０５は、電流量可変部１０６とインバータ１０３を制御する。電流量可変部１０６に対する制御動作として、コントローラ１０５は、ゲート駆動回路ＧＤを介して、半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃに対し個別に制御信号Ｖｇを出力する。これにより、各半導体素子の順方向電流の上限値（以下、「順方向電流の上限値」を単に「上限電流値」と記載する。）の大きさが制御される。図１において、半導体素子１０７Ａに対する制御信号ＶｇをＶＧＡ，半導体素子１０７Ｂに対する制御信号ＶｇをＶＧＢ，半導体素子１０７Ｃに対する制御信号ＶｇをＶＧＣと図示している。

　図２（ａ）は、コントローラ１０５の構成の一例を示すブロック図である。図２（ａ）は、コントローラ１０５の構成のうち、電流量可変部１０６の制御を行う部分のみを抜粋して図示している。図２（ａ）に示すように、コントローラ１０５はマイコン１１０，メモリ１１１，可変電圧回路１１２を備える。

　マイコン１１０は、外部（例えばイグニッションキー）から電源開閉装置１０１をオンする指令Ｓ_on（直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路を閉状態にさせる指令）、またはオフする指令Ｓ_off（直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路を開状態にさせる指令）を受ける。さらに、マイコン１１０は、メモリ１１１に格納されたテーブル等の情報に従って、可変電圧回路１１２に出力する制御信号指令ＤｇＣの設定値を変化させる。図２（ａ）において、半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃに対応する制御信号指令Ｄｇを、それぞれ、ＤｇＡ，ＤｇＢ，ＤｇＣとしている。

　可変電圧回路１１２は、いわゆるＤ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータであり、デジタルの制御指令信号ＤｇＡ、ＤｇＢ、ＤｇＣを、それぞれ、アナログの制御信号ＶＧＡ、ＶＧＢ、ＶＧＣに変換する。

　図２（ｂ）は、可変電圧回路１１２に入力される（マイコン１１０が出力する）制御指令信号Ｄｇのレベルと、可変電圧回路１１２から出力される制御信号Ｖｇのレベルの対応関係を示す図である。例えば、ＤｇＡとして制御信号指令Ｄｇ３が入力された可変電圧回路１１２は、半導体素子１０７Ａに対し制御信号Ｖｇ３を出力する。

　メモリ１１１には、第１の期間および第２の期間に出力する制御信号指令Ｄｇの設定値の情報が格納されている。ここで、第１の期間とは、電源開閉装置１０１をオンする指令Ｓ_on（直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路を閉状態にさせる指令）をマイコン１１０が受けてから所定期間が経過するまでの期間を指す。また、第２の期間とは、上記所定期間経過後から電源開閉装置１０１をオフする指令Ｓ_off（上記電路を開状態にさせる指令）を受けるまでの期間を指す。

　本実施形態におけるメモリ１１１には、第１の期間はＤｇＡ＝Ｄｇ３，ＤｇＢ＝Ｄｇ０，ＤｇＣ＝Ｄｇ０とし、第２の期間はＤｇＡ＝Ｄｇ７，ＤｇＢ＝Ｄｇ７，ＤｇＣ＝Ｄｇ７とする、設定値の情報が格納されている。最終的には、コントローラ１０５は、第１の期間にはＶＧＡ＝Ｖｇ３，ＶＧＢ＝Ｖｇ０，ＶＧＣ＝Ｖｇ０の制御信号を出力し、第２の期間には、ＶＧＡ＝Ｖｇ７，ＶＧＢ＝Ｖｇ７，ＶＧＣ＝Ｖｇ７の制御信号を出力することになる。このようにして、コントローラ１０５は、第１の期間および第２の期間において、半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃに出力する制御信号のレベルを個々に調整している。

　（半導体素子のＩ－Ｖ特性）
　図３は、半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７ＣのＩ－Ｖ特性を模式的に示す図である。図３を用いて、半導体素子に入力される制御信号Ｖｇ０～Ｖｇ８と、半導体素子の上限電流値との関係について説明する。なお、以下では、半導体素子がノーマリオフ型である場合について説明する。図３において、横軸は半導体素子のドレイン－ソース間電圧［Ｖ］（Ｖ_DS）、縦軸は順方向電流［Ａ］（Ｉ_D）を示している。

　制御信号Ｖｇ０の場合、Ｖ_DSがどのような値であってもＩ_Dの値は０［Ａ］であり、したがって、上限電流値は０［Ａ］である。このとき、半導体素子は順方向電流が流れないオフ状態となる。また、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６の場合、Ｖ_DSの上昇に伴ってＩ_Dも上昇するが、Ｖ_DSが所定の値を超えるとＩ_Dは上限電流値に達し、Ｉ_Dは略一定の値を示すようになる。図３に示すように、Ｖｇ１＜Ｖｇ２＜・・・＜Ｖｇ５＜Ｖｇ６の順にＩ_Dの上限電流値は大きくなる。さらに、制御信号Ｖｇ７，Ｖｇ８の場合、Ｖ_DSの上昇とともにＩ_Dも上昇し、Ｉ_Dは熱制約などで飽和するまで上昇し続ける。制御信号Ｖｇ７もしくはＶｇ８が入力されている半導体素子は、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６が入力されている半導体素子と比較してオン抵抗が小さいため、より低損失で動作させることができる。

　図３に示すように、上限電流値は、入力される制御信号のレベルＶｇ０～Ｖｇ８に応じて定まることが分かる。したがって、コントローラ１０５が半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃに出力する制御信号Ｖｇのレベルを調整することで、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に流れる電流量を調整することが可能となる。また、制御信号Ｖｇの各レベルにおける順方向電流値は、ドレイン－ソース間電圧（Ｖ_DS）、すなわち、直流電源ＢＡの電圧値と平滑コンデンサ１０２の電圧値の差分に応じて定まることも、図３から見て取れる。

　本実施形態のコントローラ１０５の動作について総括すると、上述したように、第１の期間にはＶＧＡ＝Ｖｇ３，ＶＧＢ＝Ｖｇ０，ＶＧＣ＝Ｖｇ０の制御信号を出力し、第２の期間には、ＶＧＡ＝Ｖｇ７，ＶＧＢ＝Ｖｇ７，ＶＧＣ＝Ｖｇ７の制御信号を出力する。したがって、コントローラ１０５は、半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃに出力する制御信号のレベルを個々に調整することで、第１の期間においては、上記電路に流れる電流が所定の制限電流値を超えないようにし、一方、第２の期間においては、上記電路に流れる電流が上記制限電流値を超えることを許容するようにする。

　なお、ここでいう「許容するようにする」とは、電路に流すことが可能な電流の上限値が制限電流値を超えるように、コントローラ１０５によって当該上限値を引き上げることを意味する。したがって、制限電流値を超えるような電流を実際に電路に流すことまでは意味しない。実際に電路を流れる電流は、あくまでも電流量可変部１０６に印加される電圧に応じて決まる。詳細は後述する。

　ここで、制限電流値の望ましい値は、直流電源ＢＡの種類、平滑コンデンサ１０２の静電容量、直流電源ＢＡの電圧値と平滑コンデンサ１０２の電圧値の差分等によって決まる。例えば、直流電源ＢＡの定格電圧が３００［Ｖ］とし、平滑コンデンサ１０２の定格容量が８８８［μＦ］であり、かつ、平滑コンデンサ１０２が充電されていない場合の制限電流値は、約２０［Ａ］である。また、制限電流値は、直流電源ＢＡの最大出力電流値以下の値、もしくは、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に挿入されている各素子（例えば、ヒューズ、配線等）における最大定格電流の合計値以下の値とすることもできる。半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７の第１の期間における上限電流値の足し合わせが、上記のように定まる制限電流値以下となるように、制御信号Ｖｇのレベルが調整される。本実施形態では、制限電流値をＩ_D３に設定した上で、第１の期間に出力する制御信号をＶＧＡ＝Ｖｇ３，ＶＧＢ＝Ｖｇ０，ＶＧＣ＝Ｖｇ０としている。すなわち、以下の説明では、第１の期間における上限電流値の足し合わせが、制限電流値と等しい場合について説明する。

　〈インバータ１０３〉
　インバータ１０３は、平滑コンデンサ１０２とモータ１０４とを結ぶ電路に挿入される。インバータ１０３は、Ｕ相アーム１０８ｕ，Ｖ相アーム１０８ｖ，Ｗ相アーム１０８ｗが並列接続されてなる。Ｕ相アーム１０８ｕは、入力される制御信号のレベルに応じた電流を流す半導体素子１０９Ａ，１０９Ｂが直列接続されてなる。半導体素子１０９Ａ，１０９Ｂは、電源開閉装置１０１が備える半導体素子と同様の構成の半導体素子で構成されている。電源開閉装置１０１の場合と同様に、半導体素子１０９Ａ，１０９Ｂのゲート端子もゲート駆動回路ＧＤと接続されている。

　上記のコントローラ１０５は、電源開閉装置１０１が備える半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃに対する制御信号だけでなく、インバータ１０３が備える半導体素子１０９Ａ，１０９Ｂに対する制御信号であるパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）も生成している。図１において、半導体素子１０９Ａ，１０９Ｂに対するパルス幅変調信号をＰＷＭ１と図示している。ＰＷＭ信号ＰＷＭ１は、ゲート駆動回路ＧＤを介して半導体素子１０９Ａ，１０９Ｂのゲート端子に出力される。

　Ｖ相アーム１０８ｖ，Ｗ相アーム１０８ｗもＵ相アーム１０８ｕと同様の構成である。Ｖ相アーム１０８ｖが備える半導体素子１０９Ｃ，１０９Ｄは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ２により制御され、Ｗ相アーム１０８ｗが備える半導体素子１０９Ｅ，１０９Ｆは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ３により制御される。

　ここで、電源開閉装置１０１が備える半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃと、インバータ１０３が備える半導体素子１０９Ａ～１０９Ｆは、同一のパッケージに収容されている。このようにすることで、電源システムのさらなる小型化、電源システム１００の製造工程における作業負荷の低減、部品点数の削減、低コスト化に貢献できる。さらに、インバータ１０３が備える半導体素子１０９Ａ～１０９Ｆと平滑コンデンサ１０２までの配線距離が短縮されることにより配線インダクタンスを低減できるので、過大なサージ電圧を抑制することもできる。

　また、半導体素子１０７Ａ～１０７Ｃならびに１０９Ａ～１０９Ｆは、動作中に発熱するので、これらの熱を冷却器等で放熱する必要がある。この場合、電源開閉装置１０１が備える半導体素子１０７Ａ～１０７Ｃと、インバータ１０３が備える半導体素子１０９Ａ～１０９Ｆを、同一の冷却器上（例えばヒートシンク上）に実装し、冷却されることが望ましい。このようにすることで、半導体素子１０７Ａ～１０７Ｃ用の冷却器と、半導体素子１０９Ａ～１０９Ｆ用の冷却器とを別個に用意する必要がなくなるので、その分、小型化を図ることができる。

　≪電源システム１００の全体動作≫
　次に、図４を参照しながら、電源システム１００における全体動作について説明する。

　図４は、本実施形態に係るタイミングチャートの一例を示す図である。上から順に、平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣの変動，制御信号ＶＧＡの波形，制御信号ＶＧＢの波形，制御信号ＶＧＣの波形，半導体素子１０７Ａに流れる順方向電流ＩＡの波形，半導体素子１０７Ｂに流れる順方向電流ＩＢの波形，半導体素子１０７Ｃに流れる順方向電流ＩＣの波形を、それぞれ示している。

　上述したように、電源システム１００の動作期間は、第１の期間（時刻（１）～（４））と第２の期間（時刻（４）～（５））に大別される。第１の期間においては、平滑コンデンサ１０２の予備充電を行い、第２の期間においては、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路をより低損失で導通させる動作を行う。

　〈第１の期間〉
　先ず、図４の時刻（１）において、マイコン１１０が指令Ｓ_on（図２）を受けることにより、電源システム１００の全体動作が開始される。第１の期間（時刻（１）～（４））において、コントローラ１０５は、制御信号ＶＧＡとしてＶｇ３、制御信号ＶＧＢ，ＶＧＣとしてＶｇ０を出力する。

　なお、正確には、マイコン１１０が指令Ｓ_onを受けてから可変電圧回路１１２が制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力するまでには時間差がある。しかしながら、図４のタイミングチャートをはじめ、本明細書においては、簡略化のため、この時間差を考慮せずに（時間差が０［ｓｅｃ］であるものとして）説明している。

　第１の期間においては、半導体素子１０７Ａのみに上限電流値を比較的小さくする（オン抵抗を比較的大きくする）制御信号Ｖｇ３（図３）が出力されるので、平滑コンデンサ１０２に供給される電流は、制限電流値を超えない。この結果、上記電路を閉状態にした際の突入電流を抑制しつつ、平滑コンデンサ１０２を徐々に充電することができる。すなわち、第１の期間は予備充電するための期間として設けられていることとなる。

　第１の期間（時刻（１）～（４））における半導体素子１０７Ａの動作について、もう少し詳しく説明する。制御信号Ｖｇ３の入力を受けて（時刻（１））、半導体素子１０７Ａには順方向電流が流れ始める。この順方向電流が流れ始めてからしばらくの期間は、半導体素子１０７Ａのドレイン－ソース間電圧（Ｖ_DS）は比較的大きい。そのため、この期間における半導体素子１０７Ａの特性は、図３の区間（Ａ）で示す領域（飽和領域）のものになる。よって、順方向電流が流れ始めてからしばらくの期間（時刻（２）まで期間）に半導体素子１０７Ａを流れる電流は、制御信号Ｖｇ３が入力された場合に対応する上限電流値Ｉ_D３（本実施形態の第１の期間においては、制限電流値と等しい値）を超えない。

　そして、平滑コンデンサ１０２の予備充電が進むにつれて、半導体素子１０７ＡのＶ_DSが減少していき、Ｖ_DSが区間（Ａ）と区間（Ｂ）との境界に対応する電圧（ピンチオフ電圧）と等しくなった時点（時刻（２））から、半導体素子１０７Ａの特性は区間（Ｂ）で示す領域（線形領域）のものになる。したがって、時刻（２）～（４）にわたって、半導体素子１０７Ａに流れる順方向電流は減少する。

　〈第２の期間〉
　次に、第２の期間（時刻（４）～（５））では、コントローラ１０５は、制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣの全てをＶｇ７に設定する。第２の期間においては、平滑コンデンサ１０２の充電は完了しているので、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に流れる電流が制限電流値を超えることを許容したとしても大きな突入電流は流れない。したがって、熱制約などで飽和するまで順方向電流値の上限がなく、ドレイン－ソース間電圧（Ｖ_DS）に応じた順方向電流を流す制御信号Ｖｇ７を３個の半導体素子全てに出力することができる。その結果、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路をより小さいオン抵抗で動作させることができる。

　（制御信号Ｖｇが入力される半導体素子の個数）
　ここで、第２の期間において電流が流れる半導体素子（Ｖｇ１～Ｖｇ８のいずれかのレベルの制御信号Ｖｇが入力される半導体素子）の個数を、第１の期間において電流が流れる半導体素子の個数よりも多くしている理由について考察する。

　第１の期間においては、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路を閉状態にした際の突入電流を抑制する必要があるため、半導体素子のオン抵抗は大きいことが望ましい。逆に、第２の期間においては、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路をより低損失で導通させる方が消費電力等の観点から有利であるため、半導体素子のオン抵抗は小さい方が望ましい。一般的に、オン抵抗を小さくするには、半導体素子のチップ面積拡大（すなわち、大電流化）が、逆にオン抵抗を大きくするには、半導体素子のチップ面積縮小（すなわち、低電流化）が有効である。そこで、本実施形態においては、入力する制御信号のレベルを調整することでオン抵抗の調整をするだけでなく、電流を流す半導体素子の個数を変えることでも、オン抵抗の調整を行っている。

　第１の期間においては、精度良く上限電流値またはオン抵抗を設定できることが望ましい。本実施形態では、第１の期間においては電流が流されるのは半導体素子１０７Ａのみである。このようにすることで、３個の半導体素子全てに電流が流れるようにした場合と比較して、上限電流値またはオン抵抗を細かく設定できるようにしている。

　〈電源システム１００の全体動作の終了、その他〉
　時刻（５）において、マイコン１１０が指令Ｓ_off（図２）を受けることにより、電源システム１００の全体動作が終了する。そして、時刻（６）において、再びマイコン１１０が指令Ｓ_on（図２）を受けることにより、電源システム１００の全体動作が開始される。２回目の全体動作における時刻（６）は、１回目の全体動作における時刻（１）に対応しており、時刻（６）から始まる２回目の全体動作も１回目の全体動作と同様の流れである。

　次に、平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣの変動を参照しながら本実施形態における設計思想について説明する。予備充電に要する期間は電源システムを動作させるための言わば準備期間であるため、電源システムがどのような状況下に置かれていても、この期間は略一定であることが望ましいというユーザー側の要望がある。したがって、先ず、第１の期間（時刻（１）～（４））の長さが定まることとなる。そうすると、次は、制御信号Ｖｇの遅延による第１の期間から第２の期間への遷移期間等を考慮して、平滑コンデンサ１０２の充電を完了させる（平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣをＶＣ_fullまで上げる）のに使用できる時間（時刻（１）～（３））が決まる。そして最後に、決められた時間内に充電時間が収まるように、第１の期間において直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路に流れることが許容される電流の値の上限が定まる。つまり、図４の最上段に示す平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣの変動は、設計段階であらかじめ決められているものである。

　とはいえ、第１の期間の長さを決定するにあたっては、この長さがあまりにも短い場合、平滑コンデンサ１０２の予備充電が適切に行われず、突入電流を効果的に抑制することができない。したがって、電路に流れることが許容される電流の値が、定められた制限電流値以下となるような範囲内で、第１の期間の長さが設定されている。

　また、時刻（３）は、制限電流値を超えない電流により平滑コンデンサ１０２を充電した場合に、平滑コンデンサ１０２が１００％充電される時刻に相当する。上述したように、第１の期間が終了する時刻（４）は、時刻（３）よりも遅れるように設計されている。換言すると、第１の期間は、制限電流値を超えない電流により平滑コンデンサ１０２を充電した場合に、平滑コンデンサ１０２が０％から１００％まで充電されるのに要する期間よりも長くなるように設計されたものである。

　なお、図４に示す半導体素子１０７Ａの順方向電流の波形は、有負荷時の場合（平滑コンデンサ１０２とインバータ１０３とが接続されている場合）を示している。有負荷時の場合、時刻（４）～（５）の間は半導体素子１０７Ａの順方向電流が０［Ａ］ではないが、時刻（５）で電源システム１００の全体動作が終了すると、順方向電流が０［Ａ］となる。図示していないが、無負荷時の場合（平滑コンデンサ１０２とインバータ１０３とが接続されていない場合）は、時刻（４）～（５）の間も半導体素子１０７Ａの順方向電流が０［Ａ］となる。

　≪まとめ≫
　以上説明したように、本実施形態においては、機械式リレーによらずに半導体素子によって電路の開閉が行われる。機械式リレーによる電路の開閉では誘導起電力が発生するため、これを逃がすためのバイパス回路等を設ける必要があったが、本実施形態ではこれらを設ける必要がなくなる分、電源開閉装置を小型化することができる。

　上記以外にも、機械式リレーの課題としては、例えば、接点の摩耗等が原因の開閉寿命による信頼性低下やメンテナンスの問題がある。これ以外にも、機械式リレーの課題としては、開閉時に接点でアーク放電が起こることによるノイズ発生、ヒステリシス性が大きいことによる遅延等が挙げられる。しかしながら、本実施形態においては機械式リレーを採用していないため、これらの機械式リレー特有の問題は招来しない。

　さらに、本実施形態では、半導体素子に入力する制御信号（ゲート電圧）のレベルを調整することで、直流電源と容量素子を結ぶ電路が開閉を行っている。また、直流電源と容量素子を結ぶ電路が閉状態のときには、同じく半導体素子に入力する制御信号レベルを調整することで、上記の電路に流れる電流量が制限電流値を超えないように制御している。したがって、特許文献１における予備充電経路とシステムメインリレーが担っていた機能を、半導体素子からなる電流量可変部だけで行うことができるので、電源開閉装置のさらなる小型化を図ることができる。

　［第２の実施形態］
　第１の実施形態においては、第１の期間に電流が流される半導体素子は１０７Ａで固定であった（図４）。本実施形態では、第１の期間に電流が流される半導体素子を切り替えることにより、半導体素子にかかる負荷を分散させるようにする構成について説明する。

　≪構成≫
　図５は、第２の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム２００の全体構成を示す図である。電源開閉装置２０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、温度検出回路２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃを備える点が特徴である。以下、第１の実施形態と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。

　電流量可変部２０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子２０７Ａ，２０７Ｂ，２０７Ｃからなる。

　温度検出回路２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃは、それぞれ、半導体素子２０７Ａの温度ＴＡ［℃］，半導体素子２０７Ｂの温度ＴＢ［℃］，半導体素子２０７Ｃ［℃］の温度ＴＣを個別に検出する。

　コントローラ２０５は、半導体素子２０７Ａ，２０７Ｂ，２０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ２０５は、さらに、温度検出回路２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃにより検出された温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣの情報を取得し、検出された温度に応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子を選択する。本実施形態においては、温度の低い半導体素子から順に第１の期間に電流を流す半導体素子として選択する。この動作を含めたコントローラ２０５の動作の詳細について、図６を用いて説明する。

　≪コントローラ２０５が行う動作のフローチャート≫
　図６は、本実施形態に係るコントローラ２０５が行う動作のフローチャートを示す図である。

　先ず、コントローラ２０５は、電源開閉装置２０１をオンする指令（図２（ａ）のＳ_on）があったか否かを判定する（ステップＳ２０１）。当該指令がないと判定すると（ステップＳ２０１においてＮＯ）、ステップＳ２０１の処理に戻る。当該指令があったと判定すると（ステップＳ２０１においてＹＥＳ）、電源システム２００の全体動作を開始し、温度検出回路２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃにより検出された温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣの情報を取得する（ステップＳ２０２）。

　次いで、温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣのうち、どの温度が最も低い温度かを判定する（ステップＳ２０３）。温度ＴＡが最も温度が低いと判定すると（ステップＳ２０３においてＴＡ）、コントローラ２０５は、ＶＧＡとしてＶｇ３，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ２０４Ａ、図２，３参照）。また、温度ＴＢが最も温度が低いと判定すると（ステップＳ２０３においてＴＢ）、コントローラ２０５は、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ３，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ２０４Ｂ）。そして、温度ＴＣが最も温度が低いと判定すると（ステップＳ２０３においてＴＣ）、コントローラ２０５は、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ３をそれぞれ出力する（ステップＳ２０４Ｃ）。

　次に、コントローラ２０５は、第１の期間が終了したか否かを判定する（ステップＳ２０５）。第１の期間が終了していないと判定すると（ステップＳ２０５においてＮＯ）、ステップＳ２０５の処理に戻る。第１の期間が終了したと判定すると（ステップＳ２０５においてＹＥＳ）、コントローラ２０５は、ＶＧＡとしてＶｇ７，ＶＧＢとしてＶｇ７，ＶＧＣとしてＶｇ７をそれぞれ出力する（ステップＳ２０６）。

　そして、電源開閉装置２０１をオフする指令（図２（ａ）のＳ_off）があったか否かを判定する（ステップＳ２０７）。当該指令がないと判定すると（ステップＳ２０７においてＮＯ）、ステップＳ２０７の処理に戻る。当該指令があったと判定すると（ステップＳ２０７においてＹＥＳ）、電源システム２００の全体動作を終了するため、ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ２０８）。

　以上説明したように、本実施形態では、コントローラは温度の最も低い半導体素子を第１の期間に電流を流す素子として選択する。このようにすることで、第１の期間に電流を流す半導体素子を固定的に選択する場合と比較して、半導体素子の発熱による負荷を分散させることが可能となる。その結果、半導体素子の寿命低下を抑制し、電源開閉装置の信頼性を向上させることができる。

　［第２の実施形態の変形例］
　第２の実施形態においては、半導体素子の温度を個別に検出していたが、半導体素子全体としての温度（電流量可変部２０６の温度）を検出する構成を採ることもできる。

　≪構成≫
　図７は、本変形例に係る電源開閉装置を備える電源システム２００ａの全体構成を示す図である。電源開閉装置２０１ａは、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、温度検出回路２１３ａを備える点が特徴である。以下、第２の実施形態における電源開閉装置２０１と相違する点を中心に説明する。

　温度検出回路２１３ａは、半導体素子２０７Ａ，２０７Ｂ，２０７Ｃ全体としての温度Ｔ_sur［℃］を検出する。

　コントローラ２０５ａは、温度検出回路２１３ａにより検出された温度Ｔ_surの情報を取得し、検出された温度Ｔ_surに応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子を選択する。本実施形態においては、温度Ｔ_surが所定温度未満である場合は、前回の第１の期間において電流を流した半導体素子を、引き続き第１の期間に電流を流す半導体素子として選択する。一方、温度Ｔ_surが所定温度以上である場合は、所定規則に従い、前記複数の半導体素子のうち、前回の第１の期間において電流を流した半導体素子の少なくとも１つを除く半導体素子を、新たに第１の期間に電流を流す半導体素子として選択する。この動作を含めたコントローラ２０５ａの動作の詳細について、図８を用いて説明する。

　≪コントローラ２０５ａが行う動作のフローチャート≫
　図８は、本変形例に係るコントローラ２０５ａが行う動作のフローチャートを示す図である。

　ステップＳ２０１ａは、第２の実施形態におけるステップＳ２０１（図６）に対応する。コントローラ２０５ａは、電源開閉装置２０１ａをオンする指令があったと判定すると（ステップＳ２０１ａにおいてＹＥＳ）、電源システム２００ａの全体動作を開始し、温度検出回路２１３ａにより検出された温度Ｔ_surの情報を取得する（ステップＳ２０２ａ）。

　次いで、温度Ｔ_surが所定の閾値温度以上であるか否かを判定する（ステップＳ２０３ａ）。温度Ｔ_surが閾値温度以上であると判定すると（ステップＳ２０３ａにおいてＹＥＳ）、コントローラ２０５ａのマイコン等で記憶されているカウント値Ｃｔをインクリメントし（ステップＳ２０４ａ）、ステップＳ２０５ａの処理に移行する。温度Ｔ_surが閾値温度以上でないと判定すると（ステップＳ２０３ａにおいてＮＯ）、カウント値ＣｔをインクリメントせずにステップＳ２０５ａの処理に移行する。

　次に、コントローラ２０５ａは、カウント値Ｃｔを３（電流量可変部２０６に含まれる半導体素子の個数である。）で割った場合の剰余がいくらであるかを判定する（ステップＳ２０５ａ）。剰余が０である場合（ステップＳ２０５ａにおいてＣｔ＝３ｎ）、コントローラ２０５ａは、ＶＧＡとしてＶｇ３，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ２０６Ａ）。剰余が１である場合（ステップＳ２０５ａにおいてＣｔ＝３ｎ＋１）、コントローラ２０５ａは、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ３，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ２０６Ｂ）。剰余が２である場合（ステップＳ２０５ａにおいてＣｔ＝３ｎ＋２）、コントローラ２０５ａは、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ３をそれぞれ出力する（ステップＳ２０６Ｃ）。ステップＳ２０７ａ～Ｓ２１０ａは、第２の実施形態におけるステップＳ２０５～Ｓ２０８（図６）に対応する。

　以上説明したように、本変形例では、半導体素子全体の温度が所定の閾値を超えた場合に、前回の電源システムの動作における第１の期間で電流を流した半導体素子とは異なる半導体素子を、新たに第１の期間で電流を流す半導体素子として選択する。このようにすることで、連続使用による半導体素子の過熱を防止し、半導体素子の寿命低下を抑制することができる。

　［第３の実施形態］
　ＭＩＳＦＥＴ等の半導体素子は、入力される制御信号のレベルによって決まる上限電流値が温度に依存して変化する温度依存性を有する。本実施形態では、半導体素子の温度に応じて制御信号のレベルを温度補償することにより、半導体素子温度が変化しても、第１の期間の長さを略一定に維持できるようにする構成について説明する。

　≪構成≫
　図９は、第３の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム３００の全体構成を示す図である。電源開閉装置３０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、第２の実施形態の変形例における温度検出回路２１３ａ（図７）に対応する温度検出回路３１３を備える点が特徴である。図９において、第１の実施形態と同様の構成については同じ符号を付している。

　電流量可変部３０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子１０７Ａ，１０７Ｂ，１０７Ｃからなる。

　温度検出回路３１３は、半導体素子３０７Ａ，３０７Ｂ，３０７Ｃ全体（電流量可変部３０６）の周囲温度Ｔ_sur［℃］を検出する。

　コントローラ３０５は、半導体素子３０７Ａ，３０７Ｂ，３０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ３０５は、さらに、温度検出回路３１３により検出された周囲温度Ｔ_surの情報を取得し、周囲温度Ｔ_surに応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子に対して出力する制御信号のレベルを調整する。

　〈半導体素子の温度依存性〉
　図１０は、半導体素子の温度依存性を説明するための図である。図１０（ａ）は、半導体素子の低温時におけるＩ－Ｖ特性を模式的に示す図であり、図１０（ｂ）は、半導体素子の高温時におけるＩ－Ｖ特性を模式的に示す図である。両図において、横軸は半導体素子のドレイン－ソース間電圧［Ｖ］（Ｖ_DS）、縦軸は順方向電流［Ａ］（Ｉ_D）を示している。

　図１０に示すように、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６が入力された場合に注目すると、同じレベルの制御信号であっても、高温時の場合は低温時と比較して順方向電流が流れにくく、上限電流値が小さくなることがわかる。ここで、上述したように、第１の期間（予備充電期間）の長さは略一定であることが望ましい。仮に、同じレベルの制御信号Ｖｇが入力されたとすると、高温時の場合は上記の上限電流値が小さくなるため、低温時の場合よりも予備充電時間に要する時間が長くなり、その結果、第１の期間を余分に取る必要が出てきてしまう。これを防止して第１の期間を略一定にするためには、高温時の場合は低温時よりも高いレベルの制御信号を入力することによる温度補償を行うのが有効である。

　なお、制御信号Ｖｇ７，Ｖｇ８の場合、低温時と比べて高温時の方がＶ_DSに対する順方向電流Ｉ_Dの上がり方は鈍く、高温の半導体素子の方が、より損失が多いことが分かる。また、制御信号Ｖｇ０の場合は、高温時でも低温時でも変化はない。

　〈コントローラ３０５のメモリに格納されているテーブル〉
　図１１（ａ）は、コントローラ３０５のメモリに格納されているテーブルｔ₃を示す図である。テーブルｔ₃には、温度検出回路３１３により検出された周囲温度Ｔ_sur［℃］が属する温度範囲と、マイコン（図２）が出力する制御信号指令Ｄｇのレベルとが列挙されている。テーブルｔ₃において、Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３＜Ｔ４＜Ｔ５の順に温度が高いことを示している。したがって、テーブルｔ₃の下に行くほど周囲温度Ｔ_surが高いことを意味している。なお、テーブルｔ₃において制御信号指令Ｄｇのレベルに対応する制御信号Ｖｇのレベルを括弧書きにて示しているが、これは説明の都合上便宜的に示しているだけであり、実際上コントローラ３０５のメモリに記憶されているものではない。以下、他の実施形態のテーブルにおいても同様とする。

　図１１（ｂ）は、図１１（ａ）に示す制御信号Ｖｇ０，ＶｇＴ₀～ＶｇＴ₅，Ｖｇ７～Ｖｇ８と、これらの制御信号が入力された場合の上限電流値との関係を示す図である。制御信号Ｖｇ０の場合、第１の実施形態（図３）と同様に、Ｖ_DSがどのような値であってもＩ_Dの値は０［Ａ］であり、したがって上限電流値は０［Ａ］である。制御信号ＶｇＴ₀～ＶｇＴ₅の場合、Ｖ_DSの上昇に伴ってＩ_Dも上昇するものの、Ｉ_Dには上限電流値がある。図１１（ｂ）に示すように、ＶｇＴ₀＜ＶｇＴ₁＜・・・＜ＶｇＴ₄＜ＶｇＴ₅の順にＩ_Dの上限電流値は大きくなる。制御信号Ｖｇ７，Ｖｇ８の場合も第１の実施形態（図３）と同様に、Ｖ_DSの上昇とともにＩ_Dも上昇し続け、熱制約などで飽和するまでＩ_Dに上限はない。

　コントローラ３０５は、テーブルｔ₃に従って、周囲温度Ｔ_surがどの温度範囲に属するかによって、出力する制御信号ＶｇＴ₀～ＶｇＴ₅を調整する。具体的には、コントローラ３０５は、周囲温度Ｔ_surが属する温度範囲が高いほど半導体素子の上限電流値が高くなるように、各半導体素子に出力する制御信号を調整する。例えば、周囲温度Ｔ_surが比較的低い温度範囲である場合は、比較的上限電流値を小さくする制御信号ＶｇＴ₁が選択される。一方、周囲温度Ｔ_surが比較的高い温度範囲である場合は、比較的上限電流値を大きくする制御信号ＶｇＴ₄が選択される。

　次に、コントローラ３０５の一連の動作について、図１２を用いて説明する。

　≪コントローラ３０５が行う動作のフローチャート≫
　図１２は、本実施形態に係るコントローラ３０５が行う動作のフローチャートを示す図である。

　ステップＳ３０１，Ｓ３０２は、第２の実施形態の変形例におけるステップＳ２０１ａ，Ｓ２０２ａ（図８）に対応する。コントローラ３０５は、温度検出回路３１３により検出された周囲温度Ｔ_surの情報を取得した後（ステップＳ３０２）、テーブルｔ₃より（図１１（ａ））周囲温度Ｔ_surが属する温度範囲に対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する（ステップＳ３０３）。コントローラ３０５は、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ３０４）。ここで、図１２中のＶｇＸは、制御信号ＶｇＴ₀～ＶｇＴ₅のうち、ステップＳ３０３においてテーブルｔ₃より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。ステップＳ３０５～Ｓ３０８は、第２の実施形態におけるステップＳ２０５～Ｓ２０８（図６）に対応する。

　≪タイミングチャートの一例≫
　図１３は、本実施形態に係るタイミングチャートの一例を示す図である。図１３（ａ），（ｂ）ともに、上から順に、平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣの変動，制御信号ＶＧＡの波形，制御信号ＶＧＢの波形，制御信号ＶＧＣの波形，半導体素子３０７Ａに流れる順方向電流ＩＡの波形，半導体素子３０７Ｂに流れる順方向電流ＩＢの波形，半導体素子３０７Ｃに流れる順方向電流ＩＣの波形を、それぞれ示している。また、同図に示す時刻（１）から（５）は、図４に示すタイミングチャート（第１の実施形態）における時刻（１）から（５）に対応している。

　図１３（ａ）は、周囲温度Ｔ_surが比較的低い温度範囲である場合のタイミングチャートであり、具体的には、ステップＳ３０３において周囲温度Ｔ_surがテーブルｔ₃中のＴ１≦Ｔ_sur＜Ｔ２に該当し、ステップＳ３０４においてＶｇＸとしてＶｇＴ₁を出力した場合である。図１３（ｂ）は、周囲温度Ｔ_surが比較的高い温度範囲である場合のタイミングチャートであり、具体的には、ステップＳ３０３において周囲温度Ｔ_surがテーブルｔ₃中のＴ４≦Ｔ_sur＜Ｔ５該当し、ステップＳ３０４においてＶｇＸとしてＶｇＴ₄を出力した場合である。図１３に示すように、半導体素子が高温である場合（図１３（ｂ））は、低温時（図１３（ａ））よりも入力する制御信号Ｖｇのレベルを高くしているので、半導体素子３０７Ａに流れる順方向電流ＩＡの電流量が多くなっている（時刻（１）～（２））。

　以上説明したように、本実施形態の構成によれば、半導体素子の温度変動に起因する上記上限電流値の変動を適切に温度補償することが可能である。その結果、電源開閉装置を動作により半導体素子の温度が変動しても、予備充電に要する時間を略一定にすることが可能である。

　［第４の実施形態］
　平滑コンデンサに流れる電流量は、直流電源の電圧値と平滑コンデンサの電圧値の差分に依存する。ここで、平滑コンデンサの静電容量は電源システムの仕様により決定され、また、通常の電源システムの動作中は大きく変動しないように選定される。したがって、このような平滑コンデンサの電位があまり変動しない電源システムにおいては、直流電源の電圧値が平滑コンデンサに流れる電流量に大きく影響する。

　一方、直流電源ＢＡに鉛蓄電池，ニッケル水素電池，リチウムイオン電池，キャパシタ，燃料電池等を用いた場合には、直流電源ＢＡの電源電圧値は、電源開閉装置動作中に大きく変動する。例えば、鉛蓄電池を直流電源とする電気自動車に搭載される電源開閉装置の場合、定格電圧２４０Ｖに対し、電源開閉装置が動作可能な電源電圧は１８０～３２０［Ｖ］程度である。

　本実施形態では、平滑コンデンサの電位があまり変動しないが、直流電源の電位は変動する電源システムにおいて、第１の期間の長さを略一定に維持できるようにする構成について説明する。

　≪構成≫
　図１４は、第４の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム４００の全体構成を示す図である。電源開閉装置４０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、電源電圧検出回路４１４を備える点が特徴である。図１４において、第１の実施形態と同様の構成については同じ符号を付している。

　電流量可変部４０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子４０７Ａ，４０７Ｂ，４０７Ｃからなる。

　電源電圧検出回路４１４は、直流電源ＢＡの電圧値ＶＢ［Ｖ］を検出する。

　コントローラ４０５は、半導体素子４０７Ａ，４０７Ｂ，４０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ４０５は、さらに、電源電圧検出回路４１４により検出された電圧値ＶＢの情報を取得し、検出された電圧値ＶＢに応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子に対して出力する制御信号のレベルを調整する。

　≪コントローラ４０５のメモリに格納されているテーブル≫
　図１５は、コントローラ４０５のメモリに格納されているテーブルｔ₄を示す図である。テーブルｔ₄には、電源電圧検出回路４１４により検出された電圧値ＶＢ［Ｖ］が属する電圧範囲と、マイコン（図２）が出力する制御信号指令Ｄｇのレベルとが列挙されている。また、テーブルｔ₄において制御信号指令Ｄｇのレベルに対応する制御信号Ｖｇのレベルを括弧書きにて示している。

　ここで、上述したように、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ電路を閉状態にした際、平滑コンデンサ１０２は先ず直流電源ＢＡの電圧値ＶＢまで充電される必要がある。電圧値ＶＢが高いほど平滑コンデンサ１０２を予備充電するのに多くの電流が供給されなければならず、平滑コンデンサ１０２の予備充電を完了するのに要する時間が長くかかることを意味する。したがって、本実施形態のコントローラ４０５は、テーブルｔ₄に従って、電圧値ＶＢが高い電圧範囲にあるほど半導体素子の上限電流値が高くなるように、各半導体素子に出力する制御信号を調整する。

　次に、コントローラ４０５の一連の動作について、図１６を用いて説明する。

　≪コントローラ４０５が行う動作のフローチャート≫
　図１６は、本実施形態に係るコントローラ４０５が行う動作のフローチャートを示す図である。

　ステップＳ４０１は、第２の実施形態におけるステップＳ２０１（図６）に対応する。コントローラ４０５は、電源電圧検出回路４１４により検出された電圧値ＶＢの情報を取得した後（ステップＳ４０２）、テーブルｔ₄より電圧値ＶＢが属する電圧範囲に対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する（ステップＳ４０３）。次いで、コントローラ４０５は、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ４０４）。ここで、ＶｇＸは、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６のうち、ステップＳ４０３においてテーブルｔ₄より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。ステップＳ４０５～Ｓ４０８は、第２の実施形態におけるステップＳ２０５～Ｓ２０８（図６）に対応する。

　以上説明したように、本実施形態の構成によれば、直流電源の電圧値が変動した場合であっても、制御信号のレベルを適切に調整することで予備充電に要する時間を略一定に維持することが可能である。

　［第５の実施形態］
　第４の実施形態では、平滑コンデンサの電位があまり変動しないが、直流電源の電位が変動する電源システムの場合に、第１の期間の長さを略一定にする構成について説明した。本実施形態では、第４の実施形態とは逆に、平滑コンデンサの電位は変動するが、直流電源の電位はあまり変動しない電源システムの場合に有効な構成について説明する。

　≪構成≫
　図１７は、第５の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム５００の全体構成を示す図である。電源開閉装置５０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、容量電圧検出回路５１５を備える点が特徴である。図１７において、第１の実施形態と同様の構成については同じ符号を付している。

　電流量可変部５０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子５０７Ａ，５０７Ｂ，５０７Ｃからなる。

　容量電圧検出回路５１５は、平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣ［Ｖ］を検出する。

　コントローラ５０５は、半導体素子５０７Ａ，５０７Ｂ，５０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ５０５は、さらに、容量電圧検出回路５１５により検出された電圧値ＶＣの情報を取得し、検出された電圧値ＶＣに応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子に対して出力する制御信号のレベルを調整する。

　≪コントローラ５０５のメモリに格納されているテーブル≫
　図１８は、コントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルｔ₅を示す図である。テーブルｔ₅には、容量電圧検出回路５１５により検出された電圧値ＶＣ［Ｖ］が属する電圧範囲と、マイコン（図２）が出力する制御信号指令Ｄｇのレベルとが列挙されている。また、テーブルｔ₅において制御信号指令Ｄｇのレベルに対応する制御信号Ｖｇのレベルを括弧書きにて示している。

　電圧値ＶＣが小さい値であるほど、平滑コンデンサ１０２の充電量は少なく、平滑コンデンサ１０２の予備充電を完了するのに要する時間が長くかかることを意味する。したがって、本実施形態のコントローラ５０５は、テーブルｔ₅に従って、電圧値ＶＣが小さい電圧範囲にあるほど半導体素子の上限電流値が高くなるように、各半導体素子に出力する制御信号を調整する。

　≪コントローラ５０５が行う動作のフローチャート≫
　コントローラ５０５の一連の動作については、図１６に示すフローチャートにおけるステップＳ４０２～Ｓ４０４を除いて同様の動作である。ステップＳ４０２に対応するステップでは、コントローラ５０５は、容量電圧検出回路５１５により検出された電圧値ＶＣの情報を取得する。ステップＳ４０３に対応するステップでは、テーブルｔ₅より電圧値ＶＣが属する電圧範囲に対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する。ステップＳ４０４に対応するステップでは、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する。ここで、ＶｇＸは、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６のうち、ステップＳ４０３に対応するステップにおいて、テーブルｔ₅より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。

　以上説明したように、本実施形態の構成によれば、平滑コンデンサの電圧値が大きく変動した場合であっても、制御信号のレベルを適切に調整することで予備充電に要する時間を略一定に維持することが可能である。

　［第６の実施形態］
　本実施形態では、平滑コンデンサ、直流電源の双方の電位が変動する電源システムの場合に、第１の期間の長さを略一定にする構成について説明する。

　≪構成≫
　図１９は、第６の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム６００の全体構成を示す図である。電源開閉装置６０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、第４の実施形態における電源電圧検出回路４１４（図１４）に対応する電源電圧検出回路６１４と、第５の実施形態における容量電圧検出回路５１５（図１７）に対応する容量電圧検出回路６１５を備える点が特徴である。図１９において、第１の実施形態と同様の構成については同じ符号を付している。

　電流量可変部６０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子６０７Ａ，６０７Ｂ，６０７Ｃからなる。

　電源電圧検出回路６１４は、直流電源ＢＡの電圧値ＶＢ［Ｖ］を検出する。

　コントローラ６０５は、半導体素子６０７Ａ，６０７Ｂ，６０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ６０５は、さらに、電源電圧検出回路６１４により検出された電圧値ＶＢおよび容量電圧検出回路６１５により検出された電圧値ＶＣの情報を取得し、電圧値ＶＢと電圧値ＶＣの差Ｄｉｆに応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子に対して出力する制御信号のレベルを調整する。

　≪コントローラ６０５のメモリに格納されているテーブル≫
　図２０は、コントローラ６０５のメモリに格納されているテーブルｔ₆を示す図である。テーブルｔ₆には、電圧値ＶＢと電圧値ＶＣの差Ｄｉｆが属する数値範囲と、マイコン（図２）が出力する制御信号指令Ｄｇのレベルとが列挙されている。また、テーブルｔ₆において制御信号指令Ｄｇのレベルに対応する制御信号Ｖｇのレベルを括弧書きにて示している。テーブルｔ₆において、Ｄｉｆ１＜Ｄｉｆ２＜Ｄｉｆ３＜Ｄｉｆ４＜Ｄｉｆ５の順に数値が高いことを示している。したがって、テーブルｔ₆の下に行くほど電圧値ＶＢと電圧値ＶＣの差Ｄｉｆが大きいことを意味している。

　差Ｄｉｆが大きい値であるほど、平滑コンデンサ１０２の充電量は少なく、平滑コンデンサ１０２の予備充電を完了するのに要する時間が長くかかることを意味する。したがって、本実施形態のコントローラ６０５は、テーブルｔ₆に従って、差Ｄｉｆが大きい数値範囲にあるほど半導体素子の上限電流値が高くなるように、各半導体素子に出力する制御信号を調整する。

　≪コントローラ６０５が行う動作のフローチャート≫
　コントローラ６０５の一連の動作については、図１６に示すフローチャートにおけるステップＳ４０２～Ｓ４０４を除いて同様の動作である。ステップＳ４０２に対応するステップでは、コントローラ６０５は、電源電圧検出回路６１４により検出された電圧値ＶＢ、および容量電圧検出回路６１５により検出された電圧値ＶＣの情報を取得する。ステップＳ４０３に対応するステップでは、テーブルｔ₆より電圧値ＶＢと電圧値ＶＣの差Ｄｉｆが属する数値範囲に対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する。ステップＳ４０４に対応するステップでは、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する。ここで、ＶｇＸは、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６のうち、ステップＳ４０３に対応するステップにおいて、テーブルｔ₆より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。

　以上説明したように、本実施形態の構成によれば、電源電圧ならびに平滑コンデンサ双方の電圧値が大きく変動した場合であっても、制御信号のレベルを適切に調整することで予備充電に要する時間を略一定にすることができる。

　［第７の実施形態］
　本実施形態では、第２および第４の実施形態を組み合わせた例について説明する。すなわち、直流電源の電位変動があった場合でも第１の期間の長さを略一定に維持しつつ、第１の期間に電流が流される半導体素子を切り替えることにより半導体素子にかかる負荷を分散させるようにする構成について説明する。

　≪構成≫
　図２１は、第７の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム７００の全体構成を示す図である。電源開閉装置７０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、第２の実施形態における温度検出回路２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃ（図５）にそれぞれ対応する温度検出回路７１３Ａ，７１３Ｂ，７１３Ｃと、第４の実施形態における電源電圧検出回路４１４（図１４）に対応する電源電圧検出回路７１４を備える点が特徴である。

　電流量可変部７０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子７０７Ａ，７０７Ｂ，７０７Ｃからなる。

　温度検出回路７１３Ａ，７１３Ｂ，７１３Ｃは、それぞれ、半導体素子７０７Ａの温度ＴＡ［℃］，半導体素子７０７Ｂの温度ＴＢ［℃］，半導体素子７０７Ｃの温度ＴＣ［℃］を個別に検出する。

　電源電圧検出回路７１４は、直流電源ＢＡの電圧値ＶＢを検出する。

　コントローラ７０５は、半導体素子７０７Ａ，７０７Ｂ，７０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ７０５は、また、温度検出回路７１３Ａ，７１３Ｂ，７１３Ｃにより検出された温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣの情報を取得し、この情報を基に、温度の低い半導体素子から順に第１の期間に電流を流す半導体素子として選択する。さらに、コントローラ７０５は、電源電圧検出回路７１４により検出された電圧値ＶＢの情報を取得し、電圧値ＶＢに応じて、第１の期間に電流を流す半導体素子に対して出力する制御信号のレベルを調整する。コントローラ７０５のメモリには、第４の実施形態におけるテーブルｔ₄（図１５）と同様のテーブルが格納されている。

　≪コントローラ７０５が行う動作のフローチャート≫
　図２２は、本実施形態に係るコントローラ７０５が行う動作のフローチャートを示す図である。ステップＳ７０１～Ｓ７０３は、第４の実施形態におけるステップＳ４０１～Ｓ４０３（図１６）に対応する。ステップＳ７０４，Ｓ７０５は、それぞれ、ステップＳ２０２，Ｓ２０３に対応する。

　次いて、温度ＴＡが最も温度が低いと判定すると（ステップＳ７０５においてＴＡ）、コントローラ７０５は、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ７０６Ａ）。ここで、ＶｇＸは、制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６のうち、ステップＳ７０３においてテーブルｔ₄より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。温度ＴＢが最も温度が低いと判定すると（ステップＳ７０５においてＴＢ）、コントローラ７０５は、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇＸ，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ７０６Ｂ）。そして、温度ＴＣが最も温度が低いと判定すると（ステップＳ７０５においてＴＣ）、コントローラ７０５は、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇＸをそれぞれ出力する（ステップＳ７０６Ｃ）。

　ステップＳ７０７～Ｓ７１０は、第２の実施形態におけるステップＳ２０５～Ｓ２０８（図６）に対応する。

　≪タイミングチャートの一例≫
　図２３は、本実施形態に係るタイミングチャートの一例を示す図である。図２３（ａ），（ｂ）ともに、上から順に、平滑コンデンサ１０２の電圧値ＶＣの変動，制御信号ＶＧＡの波形，制御信号ＶＧＢの波形，制御信号ＶＧＣの波形，半導体素子７０７Ａに流れる順方向電流ＩＡの波形，半導体素子７０７Ｂに流れる順方向電流ＩＢの波形，半導体素子７０７Ｃに流れる順方向電流ＩＣの波形を、それぞれ示している。また、同図に示す時刻（１）から（５）は、図４に示すタイミングチャート（第１の実施形態）における時刻（１）から（５）に対応している。

　図２３（ａ）は、ステップＳ７０３においてテーブルｔ₄より制御信号Ｖｇ２を選択し、ステップＳ７０５において温度ＴＡが最も温度が低いと判定した場合である。すなわち、
Ｓ７０６Ａにおいて、ＶＧＡとしてＶｇ２，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０が出力される場合である。図２３（ｂ）は、ステップＳ７０３においてテーブルｔ₄より制御信号Ｖｇ４を選択し、ステップＳ７０５において温度ＴＢが最も温度が低いと判定した場合である。すなわち、Ｓ７０６Ａにおいて、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ４，ＶＧＣとしてＶｇ０が出力される場合である。

　以上説明したように、本実施形態によれば、直流電源の電位変動による予備充電期間の変動の問題を解消することができる。さらに、半導体素子にかかる負荷を分散し、過熱による半導体素子の寿命低減を抑制することができる。

　［第８の実施形態］
　本実施形態では、第３および第４の実施形態を組み合わせた例について説明する。すなわち、直流電源の電位変動があった場合でも第１の期間の長さを略一定に維持しつつ、さらに、半導体素子の温度依存性による上限電流値の変動を温度補償する構成について説明する。

　≪構成≫
　図２４は、第８の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム８００の全体構成を示す図である。電源開閉装置８０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、第３の実施形態における温度検出回路３１３（図９）に対応する温度検出回路８１３と、第４の実施形態における電源電圧検出回路４１４（図１４）に対応する電源電圧検出回路８１４を備える点が特徴である。

　電流量可変部８０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子８０７Ａ，８０７Ｂ，８０７Ｃからなる。

　温度検出回路８１３は、半導体素子８０７Ａの温度ＴＡ［℃］を検出する。本実施形態では、第１の期間において電流を流す半導体素子は半導体素子８０７Ａのみである。したがって、温度検出回路８１３は半導体素子８０７Ａのみの温度を検出する構成としている。

　電源電圧検出回路８１４は、直流電源ＢＡの電圧値ＶＢ［Ｖ］を検出する。

　コントローラ８０５は、半導体素子８０７Ａ，８０７Ｂ，８０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ８０５は、また、温度検出回路８１３により検出された温度ＴＡの情報、および電源電圧検出回路８１４により検出された電圧値ＶＢの情報を取得する。さらに、コントローラ８０５は、温度ＴＡ，電圧値ＶＢに応じて、メモリに格納されているテーブルに基づき、半導体素子８０７Ａに対して第１の期間に出力する制御信号のレベルを調整する。

　≪コントローラ８０５のメモリに格納されているテーブル≫
　図２５は、コントローラ８０５のメモリに格納されているテーブルｔ₈を示す図である。テーブルｔ₈の最左列には、電源電圧検出回路８１４により検出された電圧値ＶＢ［Ｖ］が属する電圧範囲が、テーブルｔ₈の最も上段の行には、温度検出回路８１３により検出された温度ＴＡが属する温度範囲が、それぞれ示されている。テーブルｔ₈の右下における二重線で囲まれた部分（テーブルｔ₈の最も左側の列と最も上段の行を除く部分）には、コントローラ８０５がＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣ（図２（ａ））として出力する制御指令信号Ｄｇのレベルと、これらに対応する制御信号Ｖｇのレベルが括弧書きにて列挙されている。

　コントローラ８０５は、温度ＴＡが属する温度範囲に対応する列と、電圧値ＶＢが属する電圧範囲に対応する行が交差する部分に該当するレベルの制御信号Ｖｇを選択する。例えば、温度ＴＡがＴ２以上Ｔ３未満であり（「Ｔ２≦ＴＡ＜Ｔ３」）であり、電圧値ＶＢが２７５［Ｖ］である（「２５０～２９９」）場合、ＶＧＡとしてＶｇ３－Ｔ₂を出力する。

　ここで、テーブルｔ₈の最左列においては、下側に行くほど電圧値ＶＢは大きくなる。最上段においては、Ｔ１＜Ｔ２＜…＜Ｔ５の順に温度が高く、右側に行くほど温度ＴＡは高くなる。制御信号Ｖｇ（または制御指令信号Ｄｇ）のレベルについて、「Ｖｇ」（または「Ｄｇ」）の直後に付されている数字が同じである場合（テーブルｔ₈で同じ行に属する場合）は、「Ｔ」の直後に付されている下付き数字が大きいほど制御信号のレベルが高く、半導体素子の上限電流値は大きくなることを示している。また、「Ｔ」の直後に付されている下付き数字が同じである場合（テーブルｔ₈で同じ列に属する場合）、「Ｖｇ」（または「Ｄｇ」）の直後に付されている数字が大きいほど、制御信号のレベルが高いことを示している。

　第４の実施形態で述べたように、電圧値ＶＢの値が大きいほど、平滑コンデンサ１０２の予備充電を完了するのに要する時間が長くかかることを意味する。したがって、第４の実施形態におけるテーブルｔ₄（図１５）と同様に、テーブルｔ₈の下側に行くに従って、制御信号のレベルは高くなるようにしている。また、第３の実施形態で述べたように、半導体素子の温度依存性により、同じレベルの制御信号が入力された場合には、低温時の上限電流値よりも高温時の上限電流値の方がより小さくなるため、予備充電時間に要する時間が長くなる。したがって、テーブルｔ₈の右側に行くに従って、制御信号のレベルは高くなるようにしている。すなわち、本実施形態のコントローラ８０５は、テーブルｔ₈に従って、電圧値ＶＢが高い電圧範囲にあるほど、また、温度ＴＡが高い温度範囲にあるほど、半導体素子の上限電流値が高くなるように制御信号を調整する。

　≪コントローラ８０５が行う動作のフローチャート≫
　図２６は、本実施形態に係るコントローラ８０５が行う動作のフローチャートを示す図である。ステップＳ８０１，Ｓ８０２は、第４の実施形態におけるステップＳ４０１，Ｓ４０２（図１６）に対応する。次に、コントローラ８０５は、温度検出回路８１３により検出された温度ＴＡの情報を取得した後（ステップＳ８０３）、テーブルｔ₈より電圧値ＶＢと温度ＴＡに対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する（ステップＳ８０４）。

　続いて、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ８０５）。ここで、図２６中のＶｇＸは、テーブルｔ₈に示す各制御信号のうち、ステップＳ８０４においてテーブルｔ₈より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。ステップＳ８０６～Ｓ８０９は、第２の実施形態におけるステップＳ２０５～Ｓ２０８（図６）に対応する。

　以上説明したように、本実施形態によれば、直流電源の電位変動による予備充電期間の変動の問題を解消しつつ、半導体素子の温度依存性による上限電流値の変動を温度補償することが可能となる。

　［第９の実施形態］
　本実施形態では、第２，第３，第４の実施形態を組み合わせた例について説明する。つまり、直流電源の電位変動があった場合でも第１の期間の長さを略一定に維持しつつ、第１の期間に電流が流される半導体素子を切り替えることにより半導体素子にかかる負荷を分散させる。加えて、半導体素子の温度依存性による上限電流値の変動を温度補償する。

　≪構成≫
　図２７は、第９の実施形態に係る電源開閉装置を備える電源システム９００の全体構成を示す図である。電源開閉装置９０１は、電源開閉装置１０１（第１の実施形態、図１）の構成に加え、第２の実施形態における温度検出回路２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃ（図５）にそれぞれ対応する温度検出回路９１３Ａ，９１３Ｂ，９１３Ｃと、第４の実施形態における電源電圧検出回路４１４（図１４）に対応する電源電圧検出回路９１４を備える点が特徴である。

　電流量可変部９０６は、第１の実施形態と同様の構成の半導体素子９０７Ａ，９０７Ｂ，９０７Ｃからなる。

　温度検出回路９１３Ａ，９１３Ｂ，９１３Ｃは、それぞれ、半導体素子９０７Ａの温度ＴＡ［℃］，半導体素子９０７Ｂの温度ＴＢ［℃］，半導体素子９０７Ｃの温度ＴＣ［℃］を個別に検出する。

　電源電圧検出回路９１４は、直流電源ＢＡの電圧値ＶＢを検出する。

　コントローラ９０５は、半導体素子９０７Ａ，９０７Ｂ，９０７Ｃに対する制御信号ＶＧＡ，ＶＧＢ，ＶＧＣを出力する。コントローラ７０５は、温度検出回路７１３Ａ，７１３Ｂ，７１３Ｃにより検出された温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣの情報を取得し、この情報を基に、温度の低い半導体素子から順に第１の期間に電流を流す半導体素子として選択する。さらに、コントローラ９０５は、電源電圧検出回路９１４により検出された電圧値ＶＢの情報も取得する。コントローラ９０５は、第８の実施形態と同様に、温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣの情報および電圧値ＶＢに基づいて、第１の期間に電流を流す半導体素子に対して出力する制御信号のレベルを調整する。したがって、コントローラ９０５のメモリには、第８の実施形態におけるテーブルｔ₈（図２５）と同様のテーブルが格納されている。但し、テーブルｔ₈における「ＴＡ」は、温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣのうち最も温度の低いものに読み替えるものとする。

　≪コントローラ９０５が行う動作のフローチャート≫
　図２８は、本実施形態に係るコントローラ９０５が行う動作のフローチャートを示す図である。ステップＳ９０１，Ｓ９０２は、第２の実施形態におけるステップＳ２０１，Ｓ２０２（図６）に対応する。次に、温度ＴＡ，ＴＢ，ＴＣのうち、最も温度の低いものをメモリに記憶させる（ステップＳ９０３）。次に、電源電圧検出回路９１４により検出された電圧値ＶＢの情報を取得した後（ステップＳ９０４）、テーブルｔ₈より電圧値ＶＢとステップＳ９０３で記憶した温度に対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する（ステップＳ９０５）。

　次いて、ステップＳ９０３で記憶した温度がＴＡである場合（ステップＳ９０６においてＴＡ）、コントローラ９０５は、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ９０７Ａ）。ここで、ＶｇＸは、ステップＳ９０５においてテーブルｔ₈より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。ステップＳ９０３で記憶した温度がＴＢである場合（ステップＳ９０６においてＴＢ）、コントローラ９０５は、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇＸ，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ９０７Ｂ）。そして、ステップＳ９０３で記憶した温度がＴＣである場合（ステップＳ９０６においてＴＣ）、コントローラ９０５は、ＶＧＡとしてＶｇ０，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇＸをそれぞれ出力する（ステップＳ９０７Ｃ）。

　ステップＳ９０８～Ｓ９１１は、第２の実施形態におけるステップＳ２０５～Ｓ２０８（図６）に対応する。

　以上説明したように、本実施形態によれば、直流電源の電位変動による予備充電期間の変動の問題を解消しつつ、半導体素子の温度依存性による上限電流値の変動を温度補償することが可能となる。これに加え、第１の期間には最も温度の低い半導体素子に電流が流されるので、半導体素子にかかる負荷を分散し、過熱による半導体素子の寿命低減を抑制することができる。

　以上、第１乃至第９の実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限られない。例えば、以下のような変形例等が考えられる。

　［変形例］
　（１）第３の実施形態（図９）においては、半導体素子３０７Ａ，３０７Ｂ，３０７Ｃ全体の周囲温度Ｔ_surを検出することしていたが、これらの半導体素子の温度を個別に検出することとしてもよい。このようにすることで、第１の期間に電流を流す半導体素子の温度を知ることができるので、より精度良く制御信号のレベルを温度補償することができる。第９の実施形態（図２７）においても同様である。

　（２）第１の実施形態において、図４に示すタイミングチャートでは、第１の期間に電流が流される半導体素子は１０７Ａで固定であったが、電源開閉装置の動作毎に第１の期間に電流が流される半導体素子を順に切り替えることとしてもよい。このようにすることで、半導体素子の負荷を均一に分散することができるので、半導体素子の寿命低下を抑制できる。

　（３）第８の実施形態においては、第１の期間に電流が流される半導体素子は８０７Ａのみであったため、半導体素子８０７Ａのみの温度を検出する構成としていたが、本発明はこれに限定されない。例えば、半導体素子８０７Ａ，８０７Ｂ，８０７Ｃ全体の周囲温度を検出し、この周囲温度を基に制御信号を調整することとしてもよい。さらに、電源開閉装置の動作毎に第１の期間に電流が流される半導体素子を順に切り替えることとしてもよい。かかる場合、各半導体素子の温度を個別に検出する回路を設けることが望ましい。

　（４）第１，第３，第４，第５，第６，第８の実施形態においては、第１の期間に電流が流される半導体素子は１個のみであったが、３個の半導体素子全て（電源開閉装置が備える半導体素子全て）に電流を流すこととしてもよい。言い換えれば、第１の期間に電流を流す半導体素子の数と、第２の期間に電流を流す半導体素子の数が同じであってもよい。例えば、第１の期間においては、ＶＧＡとしてＶｇ３，ＶＧＢとしてＶｇ３，ＶＧＣとしてＶｇ３を出力し、第２の期間においては、ＶＧＡとしてＶｇ７，ＶＧＢとしてＶｇ７，ＶＧＣとしてＶｇ７を出力することとしてもよい。このように、第１の期間に電流を流す半導体素子に出力される制御信号の各々は同じレベルであるとともに、第２の期間に電流を流す半導体素子に出力される制御信号の各々は同じレベルであるようにすることで、コントローラにおける制御を簡略化することができる。

　（５）上記の実施形態においては、第１の期間と第２の期間との間で、電流が流される半導体素子の個数と、電流が流される半導体素子に出力される制御信号のレベルは異なっていることとしたが、本発明はこれに限定されない。例えば、第１の期間と第２の期間との間で電流が流される半導体素子の個数のみを異ならせることとしてもよい。具体的には、第１の期間においては、ＶＧＡとしてＶｇ７，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０を出力し、第２の期間においては、ＶＧＡとしてＶｇ７，ＶＧＢとしてＶｇ７，ＶＧＣとしてＶｇ７を出力することとしてもよい。また、第１の期間における個数と第２の期間における個数は特に限定されないが、第１の実施形態で述べたように、第１の期間における個数は第２の期間における個数よりも少ない方が望ましい。

　（６）第２の実施形態の変形例は、第７の実施形態（図２１）および第９の実施形態（図２７）にも適用することができる。

　（７）第２の実施形態の変形例と変形例（３）を組み合わせることも可能である。また、変形例（４）に記載の第７の実施形態に係る変形例と変形例（３）の組合せ，変形例（４）に記載の第９の実施形態に係る変形例と変形例（３）の組合せも可能である。

　（８）第７の実施形態では、第２および第４の実施形態を組み合わせることとしたが、第４の実施形態と同じく電圧検出回路を有する実施形態である第５または第６の実施形態を、それぞれ第２の実施形態と組み合わせることも可能である。

　（９）第８の実施形態では、第３および第４の実施形態を組み合わせることとしたが、第４の実施形態と同じく電圧検出回路を有する実施形態である第５または第６の実施形態を、それぞれ第３の実施形態と組み合わせることも可能である。

　（１０）第９の実施形態では、第２，第３および第４の実施形態を組み合わせることとしたが、第４の実施形態と同じく電圧検出回路を有する実施形態である第５または第６の実施形態を、それぞれ第２および第３の実施形態と組み合わせることも可能である。

　（１１）変形例に記載した変形例に対してさらなる変形を加えることも可能である。例えば、変形例（７）に係る第３および第５の実施形態を組み合わせた変形例に対し、第３の実施形態に相当する構成に変形例（１）に係る変形を加えることとしてもよい。

　（１２）第２の実施形態の変形例（図７，８）では、温度Ｔ_surが閾値温度以上である場合は、所定規則に従い、前記複数の半導体素子のうち、前回の第１の期間において電流を流した半導体素子の少なくとも１つを除く半導体素子を、新たに第１の期間に電流を流す半導体素子として選択することとしていた。図７，８においては、第１の期間に電流を流す半導体素子は１個であるため、「所定規則」に従って半導体素子を選択するとは、前記複数の半導体素子のうち、前回の第１の期間において電流を流した半導体素子とは異なる半導体素子を順に選択することを意味している。

　しかしながら、変形例（５）で述べたように、第１の期間に電流を流す半導体素子の個数は１個に限定されず、２個とすることもできる。例えば、図７において、第１の期間に電流を流す半導体素子を、半導体素子２０７Ａおよび半導体素子２０７Ｂ、半導体素子２０７Ｂおよび半導体素子２０７Ｃ、半導体素子２０７Ｃおよび半導体素子２０７Ａ、半導体素子２０７Ａおよび半導体素子２０７Ｂの順に選択することができる。すなわち、「所定規則」に従って半導体素子を選択するとは、前回の第１の期間で電流を流さなかった半導体素子を次回の第１の期間で電流を流す半導体素子に含まれるように選択することを意味する。

　さらに、上述しているように、第２の実施形態の変形例においては、温度Ｔ_surが閾値温度以上である場合には、前記複数の半導体素子のうち、前回の第１の期間において電流を流した半導体素子の少なくとも１つを除く半導体素子を、新たに第１の期間に電流を流す半導体素子として選択する構成とした。しかしながら、この温度Ｔ_surが閾値温度を大幅に超えている場合には、電源開閉装置２０１ａの動作を中止し、温度Ｔ_surが所定温度を下回るまで待った後、電源開閉装置２０１ａの動作を再開することとしてもよい。このようにすることで、半導体素子の過熱異常による故障を回避することができる。変形例（４）に記載にした第７および第９の実施形態の変形例でも同様のことを行うこととしてもよい。

　（１３）図１５に示すテーブルｔ₄の電圧値ＶＢの数値、および図１８に示すテーブルｔ₅の電圧値ＶＣの数値は単なる一例である。また、制御信号Ｖｇのレベルは実施形態をまたいで同じ符号が付されているが、これは便宜的に同じ符号を用いているだけである。すなわち、異なる実施形態間で同じ符号が付されていた場合であっても、制御信号同士が同じ数値であるとは限らない。具体的には、第１の実施形態における制御信号Ｖｇ３と、第２の実施形態における制御信号Ｖｇ３は同じ数値であるとは限らない。

　また、制御信号Ｖｇの数値は０であってもよい。例えば、図３に示される半導体素子がノーマリオフ型のＭＩＳＦＥＴである場合、Ｖｇ０＝０［Ｖ］とすることもできる。反対に、ノーマリオン型のＭＩＳＦＥＴである場合、Ｖｇ８＝０［Ｖ］とすることもできる。

　（１４）上記の実施形態において、第１の期間に電流が流される半導体素子に出力する制御信号はＶｇ２，Ｖｇ３またはＶｇ４であったが、これは単なる例示である。図３に示す制御信号Ｖｇ１～Ｖｇ６のように、Ｖ_DSが所定の値を超えるとＩ_Dが上限値（上限電流値）に達するような制御信号であれば、上記に示すレベル以外のレベルであってもよい。また、上記では、第２の期間に出力される制御信号のレベルはＶｇ７としていたが、これも単なる例示である。図３に示す制御信号Ｖｇ７，Ｖｇ８のように、熱制約などで飽和するまでＩ_Dが上昇する制御信号であればよい。さらに、第２の期間に出力される制御信号は、半導体素子のゲート端子へ印加できる最大定格電圧であることが望ましい。このようにすることで、より小さいオン抵抗で電源開閉装置を動作させることができる。

　（１５）上記の実施形態では、電流量可変部が備える半導体素子の個数は３個であったが、これは単なる例示である。本発明において半導体素子の個数は特に限定されないが、各半導体素子の電流容量の足し合わせが、直流電源の最大定格電流以上であることが望ましい。

　（１６）上記の実施形態では、第２の期間においては電流量可変部が備える全ての半導体素子に電流が流されるようにする構成を示したが、全体動作を通じて、全く電流が流されない半導体素子が存在していてもよい。

　（１７）第１の期間と第２の期間でオン抵抗を変える方法として、使う半導体素子の個数を変える方法を採用したが、これに限定されない。本発明においては、半導体素子に出力される個々の制御信号のレベルを適切に調整することで、第１の期間においては、電路に流れる電流が制限電流値を超えないようにし、かつ、第２の期間においては、電路に流れる電流が制限電流値を超えることを許容するような構成になっていればよい。例えば、第１の期間において、ＶＧＡとしてＶｇ１，ＶＧＢとしてＶｇ１，ＶＧＣとしてＶｇ１を出力し、第２の期間において、ＶＧＡとしてＶｇ８，ＶＧＢとしてＶｇ８，ＶＧＣとしてＶｇ０を出力することとしてもよい。この場合、第１の期間では、全ての半導体素子をオン抵抗が高くなるようにされ、第２の期間では、第１の期間よりも電流が流される半導体素子の個数は少ないものの、オン抵抗が低くなるようにされているため、上記の条件を満たすことができる。

　（１８）上記の実施形態においてフローチャートに示した順序は単なる一例であり、適宜、順序を変更することが可能である。例えば、第７の実施形態（図２２），第８の実施形態（図２６），第９の実施形態（図２８）において、温度検出と電圧検出の順序を逆にすることもできる。また、適宜、公知の方法を組み合わせて、他のステップを挿入したり、並行して行うこともできる。

　（１９）上記の実施形態においては、第１の期間が、制限電流値を超えない電流により平滑コンデンサを充電した場合に、当該平滑コンデンサが０％から１００％まで充電されるのに要する期間よりも長くなるように動作させていたが、本発明はこれに限定されない。第１の期間が、制限電流値を超えない電流により平滑コンデンサを充電した場合に、当該平滑コンデンサが０％から８０％まで充電されるのに要する期間よりも長くなるように動作させることとしてもよい。このような構成によっても、平滑コンデンサが許容できる範囲に突入電流を抑えることができる。

　（２０）上記の実施形態においては、半導体素子としてＭＩＳＦＥＴが用いられていると説明したが、このＭＩＳＦＥＴのゲート絶縁膜としては、例えば、ＳｉＯ₂等のシリコン酸化膜、シリコン酸窒化膜、アルミナ（Ａｌ₂Ｏ₃等）、ＨｆＯ等のハフニウム酸化物、Ｔｉ，Ｚｒ，Ｎｂ，Ｔａ等の遷移金属酸化物等が挙げられる。なお、ＭＩＳＦＥＴのうち、ゲート絶縁膜として酸化物を採用したＭＩＳＦＥＴは、金属－酸化物－半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＯＳＦＥＴ）とも呼ばれる。

　なお、上記の実施形態においては、半導体素子がＮ型ＭＩＳＦＥＴとして説明したが、Ｐ型ＭＩＳＦＥＴであってもよい。半導体素子がＰ型ＭＩＳＦＥＴである場合は、電流方向に対する「ソース」，「ドレイン」の定義が反転する。そのため、上記説明の「ソース」，「ドレイン」を入れ替えて、それぞれ「ドレイン」，「ソース」と読み替えればよい。

　（２１）電源開閉装置およびインバータが備える半導体素子として用いることが可能なものとしては、実施形態に記載したＭＩＳＦＥＴの他、金属－半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＭＥＳＦＥＴ）、接合型電界効果トランジスタ（Ｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＪＦＥＴ）、静電誘導型トランジスタ（Ｓｔａｔｉｃ　Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＳＩＴ）、ゲート注入トランジスタ（Ｇａｔｅ　Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＧＩＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ），Ｓｉ系のバイポーラトランジスタ等が挙げられる。なお、半導体素子がＩＧＢＴである場合には、上記説明の「ソース」，「ドレイン」をそれぞれ「エミッタ」，「コレクタ」と読みかえればよい。また、半導体素子がバイポーラトランジスタである場合には、上記説明の「ソース」，「ドレイン」，「ゲート」をそれぞれ「エミッタ」，「コレクタ」，「ベース」と読みかえればよい。

　なお、上記の実施形態においては、半導体素子がノーマリオフ型として説明したが、ノーマリオン型であってもよい。ノーマリオン型の場合、図３において、例えば、Ｖｇ０＞Ｖｇ１＞Ｖｇ２＞・・・＞Ｖｇ７＞Ｖｇ８＝０［Ｖ］となる。ただし、フェールセーフの観点からは、ノーマリオフ型の半導体素子を用いることが望ましい。

　（２２）電源開閉装置、ならびにインバータが備える半導体素子は、近年注目されているＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体により構成されていることとしてもよい。この場合、従来のＳｉ半導体からなる半導体素子を用いた場合と比較してオン抵抗が小さいため、第２の期間においてより低抵抗で動作させることができる。この他にも、スイッチング動作が速い、高温下でも安定したスイッチング動作を行うことができるといった利点を有する。なお、上記の実施形態で用いているＭＩＳＦＥＴは元々スイッチング速度が速い素子であるので、ＭＩＳＦＥＴをワイドバンドギャップ半導体で構成することで、さらなるスイッチング速度の高速化に対応できる。

　（２３）上記の実施形態では、電源開閉装置およびインバータが備える半導体素子とが、同一のパッケージに収容されているとする例を説明した。しかしながら、本発明はこの例に限定されず、電源開閉装置が備える半導体素子と、インバータが備える半導体素子とが、別個のパッケージに収容されていることとしてもよい。

　（２４）第２の実施形態およびその変形例では、電源開閉装置の動作毎に毎回温度を検出することしていたが、所定回数ごとに温度を検出することとしてもよい。半導体素子の温度があまり変動しない電源開閉装置の場合はこのような構成にすることで、起動時間の短縮を図ることが可能である。

　（２５）上記の実施形態では、第２の期間に電流を流す半導体素子の個数よりも、第１の期間に電流を流す半導体素子の個数を少なくすることで、第１の期間における半導体素子の上限電流値またはオン抵抗を細かく設定できるようにしている。しかしながら、本発明はこれに限定されない。例えば、相互コンダクタンスの異なる半導体素子を用いることによっても、上記の効果を得ることができる。ＭＩＳＦＥＴにおいて、相互コンダクタンスとは、ゲート電圧の変化量に対する順方向電流の変化量（ΔＩ_D／ΔＶ_g）で定義される量である。相互コンダクタンスの小さいＭＩＳＦＥＴは、相互コンダクタンスの大きいＭＩＳＦＥＴに比べて、ゲート電圧を変化させたときの順方向電流の変化量が小さいため、ドレイン電流の電流値の細かい制御に適している。他方、相互コンダクタンスの大きいＭＩＳＦＥＴは、ゲート電圧を変化させたときの順方向電流の変化量が大きいため、ゲート電圧が小さくとも大きな順方向電流を流すことができる。

　図２９は半導体素子のＩ－Ｖ特性を模式的に示す図である。図２９（ａ）は相互コンダクタンスが大きい場合の半導体素子、図２９（ｂ）は相互コンダクタンスが小さい場合の半導体素子をそれぞれ示している。図２９（ａ），（ｂ）を比較すると分かるように、同じレベルの制御信号が入力されている場合、飽和領域において、相互コンダクタンスが小さい方がより細かく上限電流値を制御できることがわかる。他方、飽和領域において、相互コンダクタンスが大きい方が、同じレベルの制御信号に対してより大きな上限電流値を設定できることがわかる。したがって、第１の期間においては相互コンダクタンスが小さい半導体素子に電流を流し、第２の期間においては相互コンダクタンスが大きい半導体素子に電流を流すことで、第１の期間における上限電流値の制御性を高め、第２の期間におけるゲート電圧を抑制することができる。

　なお、図２９（ａ），（ｂ）に示すＩ－Ｖ特性は、図１０と類似している。具体的には、半導体素子が低温である場合（図１０（ａ））が、相互コンダクタンスが大きい場合（図２９（ａ））に相当し、半導体素子が高温である場合（図１０（ｂ））が、相互コンダクタンスが小さい場合（図２９（ｂ））に相当する。したがって、温度の異なる半導体素子を使い分けることによっても、同様の効果を得ることができる。

　（２６）電源開閉装置が備える各半導体素子は、耐圧や電流容量などの仕様が同一の半導体素子で構成されていることが望ましい。このようにすることで、第１の期間に電流が流される半導体素子を電源開閉装置の動作毎に切り換える場合に、コントローラにおける制御の簡素化を図ることができ、結果として、電源開閉装置の低コスト化に貢献できる。なお、変形例（２５）のように閾値電圧の違う半導体素子を用いる場合はこの限りではない。

　（２７）第３乃至第９の実施形態では、第１の実施形態で説明したように、予備充電に要する期間は略一定であることが望ましいため、あらかじめ決められた第１の期間内で予備充電を完了できるような設計がなされていた。具体的には、半導体素子の温度、直流電源の電圧値と平滑コンデンサの電圧値の差分から平滑コンデンサの充電量が低いと判断した場合、コントローラは半導体素子の上限電流値が高くなるように制御信号を調整していた。本発明では、これとは異なる設計思想に基づいた実施形態を採用することもできる。ここでは、予備充電期間の短縮化を目的とする設計思想に基づく変形例を、第５の実施形態に適用した構成について説明する。

　構成は図１７に示すものと同様であるが、コントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルが異なる。

　図３０（ａ）は、本変形例に係るコントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルｔ₁₀を示す図である。第５の実施形態におけるテーブルｔ₅と異なる部分は、電圧値ＶＣ［Ｖ］が属する電圧範囲が列挙された列である。第５の実施形態におけるテーブルｔ₅では、電圧値ＶＣが小さい電圧範囲にあるほど半導体素子の上限電流値が高くなるようにされていたが、本変形例ではその関係が逆になっている。

　電圧値ＶＣが高い値であるほど、平滑コンデンサ１０２の充電量は高く、突入電流が流れにくいことを意味する。この場合、半導体素子の上限電流値が大きくなるような制御信号を与えたとしても突入電流は過大にならない。したがって、本変形例では、電圧値ＶＣが高い値であるほど、与える制御信号のレベルを高くすることによって、電路に流れることを許容する電流値（半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせ）を大きくし、予備充電期間の短縮化を図っている。

　当然のことながら、第１の期間が終了する時刻を変更するようにされていなければ（図１６におけるステップＳ４０５に相当するステップ）、実際に予備充電期間を短縮することはできない。したがって、本変形例に係るコントローラ５０５のメモリには、図３０（ｂ）に示すテーブルｔ₁₁がさらに格納されている。テーブルｔ₁₁には、第１の期間において電流が流される半導体素子に入力される制御信号Ｖｇのレベルと、第１の期間の長さＰｒｄが列挙されている。テーブルｔ₁₁において、Ｐｒｄ１＜Ｐｒｄ２＜…＜Ｐｒｄ５＜Ｐｒｄ６の順に期間が長い高いことを示している。テーブルｔ₁₁に示すように、与えられる制御信号のレベルが高くなるほど予備充電に要する時間は短くて済むため、第１の期間の長さＰｒｄは短くすることしている。

　図３１は、本変形例に係るコントローラ５０５が行う動作のフローチャートを示す図である。ステップＳ１００１は、第２の実施形態におけるステップＳ２０１（図６）に対応する。次に、容量電圧検出回路５１５により検出された電圧値ＶＣの情報を取得した後（ステップＳ１００２）、テーブルｔ₁₀より電圧値ＶＣに対応する制御信号Ｖｇ（制御指令信号Ｄｇ）を選択する（ステップＳ１００３）。そして、テーブルｔ₁₁より、ステップＳ１００３で選択した制御信号Ｖｇに対応する第１の期間の長さＰｒｄを選択する（ステップＳ１００４）。次いで、コントローラ５０５は、ＶＧＡとしてＶｇＸ，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ１００５）。ここで、ＶｇＸは、ステップＳ１００３においてテーブルｔ₁₀より選択した制御指令信号Ｄｇに対応する制御信号Ｖｇのことを指している。

　コントローラ５０５がステップＳ１００４においてテーブルｔ₁₁より選択した第１の期間の長さＰｒｄが経過していないと判定すると（ステップＳ１００６においてＮＯ）、ステップＳ１００６の処理に戻る。第１の期間の長さＰｒｄが経過したと判定すると（ステップＳ１００６においてＹＥＳ）、コントローラ５０５は、ＶＧＡとしてＶｇ７，ＶＧＢとしてＶｇ７，ＶＧＣとしてＶｇ７をそれぞれ出力する（ステップＳ１００７）。ステップＳ１００８，Ｓ１００９は、第２の実施形態におけるステップＳ２０７，Ｓ２０８（図６）にそれぞれ対応する。

　以上説明したように、本変形例では、平滑コンデンサの充電量が多い場合には、与える制御信号のレベルを高くして、第１の期間の長さの短縮を図っている。一方、平滑コンデンサの充電量が少ない場合には、電源投入時に大きな突入電流が流れることが予想されるので、制御信号のレベルを低くすることでより慎重に突入電流の抑制を図っている。

　なお、上記では、第５の実施形態に対して適用した変形例について説明したが、第５の実施形態の他、第４，第６，第７，第８，第９の実施形態のような、電圧検出回路を有する実施形態およびこれらの変形例に適用することが可能である。

　（２８）コントローラの構成の簡略化を目的とする設計思想に基づく変形例を、第５の実施形態に適用した構成について説明する。第５の実施形態では、電圧値ＶＣの大きさに応じて第１の期間に電流が流される半導体素子に与える制御信号のレベルを変更していたが、本変形例においては、制御信号のレベルではなく第１の期間の長さを変更する。

　図３２は、本変形例に係るコントローラ５０５のメモリに格納されているテーブルｔ₁₂を示す図である。第５の実施形態におけるテーブルｔ₅と異なる部分は、制御信号Ｖｇおよび制御指令信号Ｄｇのレベルの代わりに、第１の期間の長さＰｒｄが列挙されている点である。なお、テーブルｔ₁₂において、Ｐｒｄ１＜Ｐｒｄ２＜…＜Ｐｒｄ５＜Ｐｒｄ６の順に期間が長い高いことを示している。

　電圧値ＶＣが低い値であるほど平滑コンデンサ１０２の充電量は低く、その分、予備充電に長い時間を要することを意味する。したがって、本変形例では、第１の期間に電流が流される半導体素子に与える制御信号のレベルが固定である代わりに、第１の期間の長さＰｒｄを長くとるようにしている。

　図３３は、本変形例に係るコントローラ５０５が行う動作のフローチャートを示す図である。ステップＳ１１０１，Ｓ１１０２は、変形例（２７）におけるステップＳ１００１，Ｓ１００２（図３１）に対応する。次に、テーブルｔ₁₂より電圧値ＶＣに対応する第１の期間の長さＰｒｄを選択し（ステップＳ１１０３）、コントローラ５０５は、ＶＧＡとしてＶｇ３，ＶＧＢとしてＶｇ０，ＶＧＣとしてＶｇ０をそれぞれ出力する（ステップＳ１００５）。なお、ここでＶＧＡ＝Ｖｇ３としているのは単なる例示である。

　次いで、コントローラ５０５がステップＳ１１０３においてテーブルｔ₁₂より選択した第１の期間の長さＰｒｄが経過していないと判定すると（ステップＳ１１０５においてＮＯ）、ステップＳ１１０５の処理に戻る。第１の期間の長さＰｒｄが経過したと判定すると（ステップＳ１１０５においてＹＥＳ）、コントローラ５０５は、ＶＧＡとしてＶｇ７，ＶＧＢとしてＶｇ７，ＶＧＣとしてＶｇ７をそれぞれ出力する（ステップＳ１１０６）。ステップＳ１１０７，Ｓ１１０８は、変形例（２７）におけるステップＳ１００８，Ｓ１００９（図３１）にそれぞれ対応する。

　以上説明したように、本変形例の構成によれば、平滑コンデンサ１０２の充電量が高い場合には第１の期間の長さを短くすることで予備充電時間の短縮を図ることができる。また、平滑コンデンサ１０２の充電量に関わらず、第１の期間に電流が流される半導体素子に与える制御信号のレベルが固定に設定できるため、コントローラを簡略化および低コスト化することができる。

　（２９）第３の実施形態では、図１０に示されるように、高温時の場合に順方向電流が流れにくくなるような半導体素子について説明したが、これに限定されない。例えば、高温時の場合に順方向電流が流れにくくなるような半導体素子を用いた場合であっても、テーブルｔ₃を適宜変更すれば、温度補償が可能である。

　（３０）上記の実施形態においては、直流電源と平滑コンデンサとを結ぶ電路のうち、正側の電路の開閉のみを行うような電源開閉装置について説明したが、本発明はこれに限定されない。図３５は、変形例（３０）に係る電源開閉装置を備える電源システム１００Ａの全体構成を示す図である。

　図３５に示す電源開閉装置１０１Ａには、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ正側の電路に挿入された電流量可変部１０６ｐと、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ負側の電路に挿入された電流量可変部１０６ｎとが含まれる。電流量可変部１０６ｐは半導体素子１０７Ａｐ，１０７Ｂｐ，１０７Ｃｐを備え、電流量可変部１０６ｎは半導体素子１０７Ａｎ，１０７Ｂｎ，１０７Ｃｎを備える。これらの半導体素子は、第１の実施形態で用いられているものと同様の構成である。半導体素子１０７Ａｐ，１０７Ｂｐ，１０７Ｃｐの動作は、それぞれ、コントローラ１０５Ａから出力される制御信号ＶＧＡｐ，ＶＧＢｐ，ＶＧＣｐにより制御される。また、半導体素子１０７Ａｎ，１０７Ｂｎ，１０７Ｃｎの動作は、それぞれ、同じくコントローラ１０５Ａから出力される制御信号ＶＧＡｎ，ＶＧＢｎ，ＶＧＣｎにより制御される。電源システム１００Ａには、さらに、直流電源ＢＡと電源開閉装置１０１Ａとの間にヒューズ１１６が挿入されている。

　本変形例に係る電源開閉装置は、上記電路における正側および負側の両方の開閉を行うことができる。本変形例によれば、万が一、電流量可変部１０６ｐまたは電流量可変部１０６ｎのいずれかに異常が発生した場合であっても、正常動作可能な方の電流可変部により電源開閉動作を継続することができる。よって、信頼性の高い電源開閉装置を構成することができる。

　なお、図３５においては、第１の実施形態に対して変形を加えた例について図示したが、他の実施形態および変形例に対して変形を加えることが可能であることは言うまでもない。

　また、上記の実施形態および本変形例のほか、直流電源ＢＡと平滑コンデンサ１０２とを結ぶ負側の電路の開閉のみを行うような電源開閉装置であってもよい。

　（３１）特許文献１に代表される機械式リレーにおいて、接点溶着による接点破壊が起こった場合、機械式リレーが挿入された電路は必ず閉状態となる。したがって、接点破壊が起こると電路は導通したままとなってしまい、不都合が生じる。しかしながら、上記の実施形態では、電路の開閉に半導体素子を用いているので、半導体素子が開状態となっているタイミングで半導体素子を破壊することができる。例えば、温度検出回路等が半導体素子の過熱異常等による破壊の危険を検知した場合、半導体素子が開状態となっているタイミングを見計らって、半導体素子を破壊することができる。よって、上記の実施形態においては、電路が導通したまま半導体素子が破壊されることによる不都合は生じない。

　（３２）各図は、本発明が理解できる程度に配置関係を概略的に示してあるに過ぎず、従って、本発明は図示例に限定されるものではない。また、図を分かり易くするために、一部省略した部分がある。

　（３３）上記の実施形態および変形例は単なる好適例に過ぎず、何らこれに限定されない。また、これらの実施形態および変形例に挙げた構成を適宜好適に組み合わせることも可能である。

　（３４）各構成成分間の特性差等が同一という場合、例えば、電源開閉装置が備える半導体素子の仕様が同一である場合であっても、製造誤差等の範囲内での誤差は当然許容されるものとする。なお、数値範囲を示す際に用いる符号「～」は、その両端の数値を含む。

　本発明は、例えば、小型化が要求されるハイブリッド電気自動車、電気自動車、電動コンプレッサ、電動パワーステアリング、エレベータ、風力発電システム等に搭載される電源開閉装置へ好適に利用可能である。

　　１００，１００Ａ，２００，２００ａ，３００，４００，５００，６００，７００、８００，９００，１０００　電源システム
　　９１，１０１，１０１Ａ，２０１，３０１，４０１，５０１，６０１，７０１、８０１，９０１　電源開閉装置
　　９２，１０２　コンデンサ（容量素子）
　　９３，１０３　インバータ（電力変換装置）
　　９４，１０４　三相交流モータ（負荷）
　　９５，１０５，１０５Ａ，２０５，２０５ａ，３０５，４０５，５０５，６０５，７０５、８０５，９０５　コントローラ
　　１０６，１０６ｐ，１０６ｎ，２０６，３０６，４０６，５０６，６０６，７０６、８０６，９０６　電流量可変部
　　１０７Ａ，１０７Ａｐ，１０７Ａｎ，１０７Ｂ，１０７Ｂｐ，１０７Ｂｎ，１０７Ｃ，１０７Ｃｐ，１０７Ｃｎ，２０７Ａ，２０７Ｂ，２０７Ｃ，３０７Ａ，３０７Ｂ，３０７Ｃ，４０７Ａ，４０７Ｂ，４０７Ｃ，５０７Ａ，５０７Ｂ，５０７Ｃ，６０７Ａ，６０７Ｂ，６０７Ｃ，７０７Ａ，７０７Ｂ，７０７Ｃ，８０７Ａ，８０７Ｂ，８０７Ｃ，９０７Ａ，９０７Ｂ，９０７Ｃ　半導体素子
　　１０８ｕ　Ｕ相アーム
　　１０８ｖ　Ｖ相アーム
　　１０８ｗ　Ｗ相アーム
　　１０９Ａ、１０９Ｂ，１０９Ｃ、１０９Ｄ、１０９Ｅ、１０９Ｆ　半導体素子
　　１１０　マイコン
　　１１１　メモリ
　　１１２　可変電圧回路
　　２１３Ａ，２１３Ｂ，２１３Ｃ，２１３ａ，３１３，７１３Ａ，７１３Ｂ，７１３Ｃ，８１３，９１３Ａ，９１３Ｂ，９１３Ｃ　温度検出回路
　　４１４，６１４，７１４，８１４，９１４　電源電圧検出回路
　　５１５，６１５　容量電圧検出回路
　　１１６　ヒューズ
　　９６、９７　励磁回路
　　９８　半導体素子
　　９９　ダイオード
　　ＢＡ　直流電源
　　ＧＤ　ゲート駆動回路
　　ＳＭＲ１、ＳＭＲ２　システムメインリレー

Claims

　直流電源と容量素子とを結ぶ電路を外部からの指令に応じて開閉する電源開閉装置であって、
　前記電路に挿入されるとともに、入力される制御信号のレベルに応じて定まる上限電流値以下の電流であって、前記直流電源の電圧値と前記容量素子の充電電圧値の差分に応じた電流を流す、１以上の半導体素子と、
　前記１以上の半導体素子に対し個別に制御信号を出力するコントローラと、
　前記１以上の半導体素子の温度を検出する温度検出回路と、を備え、
　前記コントローラは、
　前記電路を閉状態にさせる指令を受けてから所定期間が経過するまでは、前記電路に流れる電流が制限電流値を超えないように、前記温度検出回路により検出された温度に応じて個々の制御信号のレベルを調整し、かつ、
　前記所定期間経過後は、前記電路に流れる電流が前記制限電流値を超えることを許容するように個々の制御信号のレベルを調整する、
　電源開閉装置。
　前記１以上の半導体素子は、前記入力される制御信号のレベルに応じて定まる上限電流値が温度に依存して変化する温度依存性を有し、
　前記コントローラは、
　前記所定期間が経過するまでは、前記温度検出回路により検出された温度に応じて、個々の制御信号のレベルを温度補償する、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記１以上の半導体素子は、複数の半導体素子が並列接続されてなり、
　前記コントロ－ラは、
　前記所定期間が経過するまでは、前記複数の半導体素子の全個数より少ない第１の個数の半導体素子に対し、当該第１の個数の半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせが前記制限電流値を超えないように、前記個々の制御信号のレベルを調整し、かつ、
　前記所定期間経過後は、前記第１の個数以上の第２の個数の半導体素子に対し、当該第２の個数の半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせが、前記制限電流値を超えるように、前記個々の制御信号のレベルを調整する、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記第２の個数は、前記第１の個数よりも多い、
　請求項３に記載の電源開閉装置。
　前記第２の個数の半導体素子の個々の上限電流値は、前記第１の個数の半導体素子に含まれるいずれの半導体素子の上限電流値よりも大きい、
　請求項３または４のいずれか１項に記載の電源開閉装置。
　前記コントローラは、前記温度検出回路により検出された温度に応じて、前記第１の個数の半導体素子として採用する半導体素子を選択する、
　請求項３に記載の電源開閉装置。
　前記温度検出回路は、前記複数の半導体素子の温度を個別に検出し、
　前記コントローラは、前記複数の半導体素子のうち、温度の低い半導体素子から順に前記第１の個数の半導体素子として選択する、
　請求項６に記載の電源開閉装置。
　前記温度検出回路は、前記複数の半導体素子全体としての温度を検出し、
　前記コントローラは、
　前記電路を閉状態にさせる指令を所定回数受ける毎に、前記温度検出回路により検出された温度を取得し、
　前記温度検出回路により検出された温度が所定温度未満である場合は、前回閉状態にさせる指令を受けた際に第１の個数の半導体素子として採用した半導体素子を、引き続き前記第１の個数の半導体素子として選択し、
　前記温度検出回路により検出された温度が所定温度以上である場合は、所定規則に従い、前記複数の半導体素子のうち、前回閉状態にさせる指令を受けた際に第１の個数の半導体素子として採用した半導体素子の少なくとも１つを除く半導体素子を、新たに第１の個数の半導体素子として選択する、
　請求項６に記載の電源開閉装置。
　前記コントローラは、
　前記直流電源の電圧値と前記容量素子の充電電圧値の差分が大きくなるに従って、前記１以上の半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせが大きくなるように、前記１以上の半導体素子に対する制御信号のレベルを個々に調整する、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記電源開閉装置は、さらに、前記直流電源の電圧値を検出する電源電圧検出回路を備え、
　前記コントローラは、
　前記電源電圧検出回路により検出された電圧値が大きくなるに従って、前記１以上の半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせが大きくなるように、前記１以上の半導体素子に対する制御信号のレベルを個々に調整する、
　請求項９に記載の電源開閉装置。
　前記電源開閉装置は、さらに、前記容量素子の充電電圧値を検出する容量電圧検出回路を備え、
　前記コントローラは、
　前記容量電圧検出回路により検出された充電電圧値が小さくなるに従って、前記１以上の半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせが大きくなるように、前記１以上の半導体素子に対する制御信号のレベルを個々に調整する、
　請求項９に記載の電源開閉装置。
　前記電源開閉装置は、さらに、前記直流電源の電圧値を検出する電源電圧検出回路と、前記容量素子の充電電圧値を検出する容量電圧検出回路と、を備え、
　前記コントローラは、
　前記電源電圧検出回路により検出された電圧値と前記容量電圧検出回路により検出された充電電圧値の差分が大きくなるに従って、前記１以上の半導体素子の個々の上限電流値の足し合わせが大きくなるように、前記１以上の半導体素子に対する制御信号のレベルを個々に調整する、
　請求項９に記載の電源開閉装置。
　前記所定期間が経過するまで電流を流す半導体素子の数と、前記所定期間経過後に電流を流す半導体素子の数が同じであり、かつ、
　前記所定期間が経過するまで電流を流す半導体素子に出力される制御信号の各々は同じレベルであるとともに、前記所定期間経過後に電流を流す半導体素子に出力される制御信号の各々は同じレベルである、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記所定期間は、前記制限電流値を超えない電流により前記容量素子を充電した場合に、前記容量素子が０％から８０％まで充電されるのに要する期間よりも長い、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記制限電流値は、前記直流電源の最大出力電流値以下の値に設定される、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記制限電流値は、前記直流電源と前記容量素子とを結ぶ電路に挿入されている各素子における最大定格電流の合計値以下の値に設定される、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記１以上の半導体素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体により構成されている、
　請求項１に記載の電源開閉装置。
　前記１以上の半導体素子の少なくとも１つは、金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタにより構成されており、
　前記制御信号は、前記金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタのゲートに入力されるゲート電圧であり、
　前記金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタのドレイン－ソース間に流れる電流の上限電流値は、ゲート電圧の大きさによって定まる、
　請求項１７に記載の電源開閉装置。
　前記１以上の半導体素子は、複数の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタが並列接続されてなり、
　前記コントロ－ラは、前記所定期間が経過するまでは、前記複数の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタの全個数より少ない第１の個数の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタに対しゲート電圧を出力し、かつ、前記所定期間経過後は、前記第１の個数以上の第２の個数の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタに対しゲート電圧を出力し、
　前記第１の個数の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタの相互コンダクタンスは、前記第２の個数の金属－絶縁体－半導体電界効果トランジスタの相互コンダクタンスよりも小さい、
　請求項１８に記載の電源開閉装置。
　直流電源から負荷に電力を供給する電源システムであって、
　容量素子と、
　前記直流電源と前記容量素子とを結ぶ電路を外部からの指令に応じて開閉する電源開閉装置と、
　前記容量素子と負荷とを結ぶ電路に挿入され、入力される制御信号のレベルに応じた電流を流す１以上の半導体素子を含む電力変換装置と、を備え、
　前記電源開閉装置は、
　前記電路に挿入されるとともに、入力される制御信号のレベルに応じて定まる上限電流値以下の電流であって、前記直流電源の電圧値と前記容量素子の充電電圧値の差分に応じた電流を流す、１以上の半導体素子と、
　前記電源開閉装置が備える１以上の半導体素子に対し個別に制御信号を出力するコントローラと、
　前記１以上の半導体素子の温度を検出する温度検出回路と、を備え、
　前記コントローラは、
　前記電路を閉状態にさせる指令を受けてから所定期間が経過するまでは、前記電路に流れる電流が所定の制限電流値を超えないように、前記温度検出回路により検出された温度に応じて個々の制御信号のレベルを調整し、かつ、
　前記所定期間経過後は、前記電路に流れる電流が前記制限電流値を超えることを許容するように個々の制御信号のレベルを調整する、
　電源システム。
　前記電源開閉装置が備える１以上の半導体素子と、前記電力変換装置が備える１以上の半導体素子とが、同一のパッケージに収容されている、
　請求項２０に記載の電源システム。