WO2012102264A1 - 波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置 - Google Patents

Abstract

　本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置を提供することを目的とする。本発明に係る波長分散補償回路１０１は、光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器１１と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号が持つ光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、波長分散量推定方法で推定した分散補償量で補償するデジタル信号処理器１２と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、シンボル到来タイミングクロックの強度を前記クロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器１３と、を備える。

Description

波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置

　本発明は，光通信において用いられるものであり、光ファイバ伝送路における波長分散、偏波間干渉、偏波モード分散などによる波形歪みをデジタル信号処理を用いて補償する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置に関する。

　光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式と信号処理を組み合わせた通信システムが注目されている。直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができるだけでなく、デジタル信号として受信することで、光ファイバ伝送によって受ける波長分散、偏波モード分散による送信信号の波形歪みを補償することができることが知られており、次世代の光通信技術として導入が検討されている。

　非特許文献１および２に代表されるデジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のデジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散でタップ数が２０４８ｔａｐ）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０～１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。

特開２００１－０５３６７９号公報 ＷＯ／２００９／１４４９９７パンフレット 特願２００９－１６９５１８号公報 ＷＯ／２０１１／００７８０３パンフレット

Ｈ．　Ｍａｓｕｄａ，　ｅｔ．　ａｌ．，　"１３．５－Ｔｂ／ｓ（１３５ｘ１１１－Ｇｂ／ｓ／ｃｈ）Ｎｏ－Ｇｕａｒｄ－Ｉｎｔｅｒｖａｌ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ＯＦＤＭ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　６，２４８　ｋｍ　ｕｓｉｎｇ　ＳＮＲ　Ｍａｘｉｍｉｚｅｄ　Ｓｅｃｏｎｄ－ｏｒｄｅｒ　ＤＲＡ　ｉｎ　ｔｈｅ　Ｅｘｔｅｎｄｅｄ　Ｌ－ｂａｎｄ，"　ＯＳＡ／ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ　２００９，　ＰＤＰＢ５． Ｊｉａｎｊｕｎ　Ｙｕ，　ｅｔ．　ａｌ．，　"１７　Ｔｂ／ｓ（１６１ｘ１１４　Ｇｂ／ｓ）ＰｏｌＭｕｘ－ＲＺ－８ＰＳＫ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　６６２　ｋｍ　ｏｆ　ｕｌｔｒａ－ｌｏｗ　ｌｏｓｓ　ｆｉｂｅｒ　ｕｓｉｎｇ　Ｃ－ｂａｎｄ　ＥＤＦＡ　ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，"　ＥＣＯＣ　２００８，　Ｔｈ．３．Ｅ．２，　Ｂｒｕｓｓｅｌｓ，Ｂｅｌｇｉｕｍ，２１－２５　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２００８． Ｌ．　ｌｉｕ，　ｅｔ　ａｌ．，　"Ｉｎｉｔｉａｌ　Ｔａｐ　Ｓｅｔｕｐ　ｏｆ　Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　ｆｏｒ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｄｅ－ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｉｎ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，"　ＯＳＡ／ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ　２００９，　ＯＭＴ２．

　伝送システムでは、受信端において伝送路で付加された波長分散による波形歪みを、受信端のデジタル信号処理によって補償する。このとき、伝送路において受ける波長分散量は、伝送路ファイバには、シングルモードファイバ、分散シフトファイバ、ノンゼロ分散シフトファイバなどの種類があり、信号が受ける波長分散量が異なる。また、信号光が伝搬した伝送路ファイバの長さに比例して、累積波長分散量が増加するため、伝送距離によっても累積分散量が変化する。また、伝送システムの中継器において光分散補償器を挿入する場合もあり、その補償量によって残留分散量が変化する。また、海底システムなどでは、分散補償ファイバを伝送路として用いる場合もある。さらに、信号光のキャリア波長によって、波長分散係数が異なるため、累積分散量は信号光波長にも依存する。上記の理由により、受信端では累積波長分散量に合わせて、分散補償フィルタの係数を制御すべきである。したがって、信号が受けた累積波長分散量を推定する機構が必要になる。

　最適な波長分散補償量を検出する従来技術としては、波長分散による波形歪みが残留することで発生する受信信号品質の劣化する特徴を用いる方法がある。例えば、波長分散による残留波形歪みは誤り率を増大させる。従って、例えば既知信号パターンと受信パターンを比較して誤り率を算出し、その値が低くなるように波長分散補償回路への設定値を制御する方法がある。また、一般に波長分散による波形歪みが残留する場合、クロック抽出・同期回路における同期検出信号が小さくなる。これの特徴を利用することで、波長分散補償量を制御する方法がある（例えば、特許文献１を参照。）。また、アイパターンの開口度を利用する方法も提案されている（例えば、特許文献２を参照。）。

　しかし、これらの方法では、受信信号が受けてきた累積波長分散量と、分散補償回路における補償量が大きく異なる場合には、補償の残留分散量とモニタ信号変化との相関が極端に低くなり、モニタ信号を用いて分散補償量を制御することが不可能である。そのため、残留分散量とモニタ信号の相関が得られるような残留分散量となるように、網羅的に分散補償量を変化させて掃引するなどのプロセスが必要であり、設定時間が長くなる問題があった。

　一方、高速に補償すべき波長分散量を検知する方法として、既知信号を送信信号光に挿入して、既知信号の波形変化から受信端において既知信号部分を利用して波長分散量を推定する方法などがある（例えば、特許文献３を参照。）。

　しかしながら、既知信号を用いた分散推定法は高速であるが、偏波モード分散、非線形波形歪みなど波長分散以外の波形歪みによって推定量に誤差が生じてしまう問題があった。

　分散補償回路に対して波長分散の推定値を補償量として設定すると、実際補償すべき値と推定値に誤差があった場合、補償後にも波長分散による波形歪みが残留し、誤り率を増加させてしまう。また、例えば偏波モード分散など波長分散以外の歪み要因に対する耐力を低減させてしまう。従って、波長分散補償量に対する誤差を低減することが重要になる。

　上記で示したように、モニタ信号を用いた制御では検出までに長時間を要すること、また、既知信号を用いた分散推定法では推定誤差の発生を考慮する必要があること、という課題があった。

　そこで、前記課題を解決するために、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明に係る波長分散量推定方法は、
（１）任意の値を波長分散量の第１の候補値とするステップ、
（２）第１の候補値の近傍値を第２の候補値として複数抽出するステップ、
（３）各候補値に対応するデジタルクロック抽出信号強度を測定するステップ、
（４）複数の信号強度の増減の傾向から最適値（最大となる値）を抽出し、次の第１の候補値とするステップ、
（５）所定の条件を満たすまで、（２）～（４）を繰り返す判定ステップ、
を有することとした。

　具体的には、本発明に係る波長分散量推定方法は、光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを補償する際の分散補償量を推定する波長分散量推定方法であって、
　第ｋ（ｋは整数）番目の分散補償量Ｄ（ｋ）の初期値（ｋ＝０）である分散補償量Ｄ（０）を設定する初期値設定手順と、
　受信データに含まれるシンボル到来タイミングクロックの分散補償量Ｄ（ｋ）における強度をクロック検出値Ｓ（ｋ）として検出し、記憶するクロック検出手順と、
　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤだけプラス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤにおける前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ＋）として検出し、記憶するプラス側シフト手順と、
　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤだけマイナス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤにおける前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ－）として検出し、記憶するマイナス側シフト手順と、
　前記クロック検出値Ｓ（ｋ）、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）を比較する比較手順と、
　前記比較手順の結果、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）が最大である場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了し、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）又は前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）が最大である場合、最大の前記クロック検出値の前記分散補償量を第ｋ＋１番目の分散補償量Ｄ（ｋ＋１）として前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順、前記マイナス側シフト手順及び前記比較手順を再度行うことを決定する判定手順と、
を行うことを特徴とする。

　ある分散補償量のクロック検出値とその前後の分散補償量のクロック検出値とを比較したとき、クロック検出値が大きい分散補償量の方向に最適クロック検出値、すなわち最適分散補償量が存在すると考えられる。このため、比較手順でクロック検出値を比較し、クロック検出値が大きくなる方向へ分散補償量を調整することで、最適分散補償量を得ることができる。

　従って、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法を提供することができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記初期値設定手順の前に前記分散補償量の概略値を取得し、前記分散補償量の概略値を前記初期値設定手順における前記分散補償量Ｄ（０）とする概略分散補償量取得手順を有することを特徴とする。

　初段ステップとして、既知信号を用いた波長分散推定法（例えば、特許文献４を参照。）などによって推定された粗推定値を分散補償量の初期値とする。初段ステップの後に、微調整を行うステップを行うことで最適分散補償量の推定を短時間で行うことができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、許容繰返し回数Ｋ（Ｋは自然数）が設定されており、前記判定手順で、ｋとＫを比較し、ｋ＝Ｋとなったときに前記分散補償量の推定を完了することを特徴とする。無限に最適分散補償量の推定を行うことを防止できる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順で前記分散補償量をシフトする前記所定量ΔＤが、前記シンボル到来タイミングクロックを検出可能な分散耐力を前記許容繰返し回数Ｋで割った量であることを特徴とする。最適分散補償量の推定を精度よく行うことができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順で前記分散補償量をシフトする前記所定量ΔＤより小さい微少量δＤが設定されており、
　前記クロック検出手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）を中心として分散補償量Ｄ（ｋ）±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を検出し、クロック検出値Ｓ（ｋ±０）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ）とし、
　前記プラス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤにおけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を検出し、クロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）とし、
　前記マイナス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤにおけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０－）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を検出し、クロック検出値Ｓ（ｋ±０－）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）とすることを特徴とする。

　分散補償量の周辺でクロック検出値を平均化することで、局所的な変動がある場合でも安定化することができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順の少なくとも１つは、所定時間間隔で複数回繰り返されることを特徴とする。

　クロック検出値を時間平均することで、局所的な変動がある場合でも安定化することができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記判定手順で、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）との差及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）との差が所定の閾値未満の場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了することを特徴とする。

　クロック検出値の差が小さく、最適値がどちらの方向にあるか不確定な状態で推定を行うことを避けることで、推定動作を安定化することができる。

　本発明に係る波長分散補償回路は、前記光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号が持つ前記光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、前記波長分散量推定方法で推定した前記分散補償量で補償するデジタル信号処理器と、
　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、前記シンボル到来タイミングクロックの強度を前記クロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器と、
を備える。

　本発明に係る波長分散補償回路は、前記波長分散量推定方法を採用する。従って、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散補償回路を提供することができる。

　本発明に係る受信装置は、前記波長分散補償回路を含む。

　本発明に係る受信装置は、前記波長分散補償回路を備える。従って、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する受信装置を提供することができる。

　本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置を提供することができる。

本発明に係る波長分散量推定方法を説明する図である。 本発明に係る波長分散量推定方法を説明するフロー図である。 本発明に係る波長分散量推定方法を説明する図である。 本発明に係る波長分散量推定方法を説明するフロー図である。 本発明に係る波長分散量推定方法を説明するフロー図である。 本発明に係る波長分散量推定方法を説明する図である。 本発明に係る波長分散量推定方法を説明するフロー図である。 本発明に係る受信装置を説明する図である。

　添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

　図８は、本実施形態の受信装置３００を説明する図である。受信装置３００は波長分散補償回路１０１を含む。波長分散補償回路１０１は、光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器１１と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号が持つ光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、以下で説明する波長分散量推定方法で推定した分散補償量で補償するデジタル信号処理器１２と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器１３と、を備える。

　デジタル信号処理器１２が行う波長分散量推定方法の実施形態を説明する。

（実施形態１）
　まず、粗調整プロセスとして、既知信号を用いた波長分散推定法などによって推定された粗推定値を初期値として分散補償回路に設定する。このとき、波長分散の大部分が補償され、推定誤差などによって生じる残留分散による波形歪みを受けた波形が分散補償回路から出力される。

　この後、微調整プロセスに入る。図１及び図２は、本実施形態の微調整プロセスを説明する図である。Ｄ（ｋ）はデジタル信号処理器１２に設定する分散補償量を示す。まず、第一段階として、初期値ｋ＝０の分散補償量Ｄ（０）を設定し、クロック同期の検出信号値を測定してメモリに記憶する。これをクロック検出値Ｓ（０）とする。次に、図１（ａ）にあるように、第一段階として、
［１］分散補償量Ｄ（０）からある一定量ΔＤだけ正の方向にシフトさせる（分散補償量Ｄ（０）＋Δ）。そして、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０＋）を測定して記憶する。
［２］同様に、分散補償量Ｄ（０）からある一定量ΔＤだけ負の方向にシフトさせ（分散補償量Ｄ（０）－Δ）、その際のクロック同期のクロック検出値Ｓ（０－）を測定して格納する。
　一定量ΔＤは、５００ｐｓｅｃ／ｎｍ以下に設定することができるが、微調整プロセスで調整した後の波長分散ずれ量の目標値に基づいて設定することが好ましい。例えば、タップ数１０～２０であり、１タップあたりの遅延量が１５～２０ｐｓｅｃ／ｎｍである適応フィルタを採用し、当該目標値が±１００～１５０ｐｓｅｃ／ｎｍであるならば、ΔＤを２５～１５０ｐｓｅｃ／ｎｍに設定する。ΔＤを細かく設定すれば微調整する精度が向上するが、微調整完了までに時間がかかることになる。従って、精度と時間とのバランスを考慮してΔＤを設定することが望ましい。例えば、上記目標値であるならば、精度と時間とのバランスを考慮してΔＤを５０ｐｓｅｃ／ｎｍに設定する。

　クロック検出値が大きい符号方向に最適値が存在すると考えられる。このため、Ｓ（０），Ｓ（０＋），Ｓ（０－）を比較する。クロック検出値がＳ（０＋）＞Ｓ（０－）の場合、Ｄ（０）＋ΔＤを次の分散補償量Ｄ（１）に設定する。逆に、クロック検出値がＳ（０＋）＜Ｓ（０－）の場合、Ｄ（０）－ΔＤを次の分散補償量Ｄ（１）に設定する。Ｓ（０＋），Ｓ（０－）ともにＳ（０）より小さい場合、すなわち、Ｓ（０）＞Ｓ（０＋）かつＳ（０）＞Ｓ（０－）の場合、分散補償量Ｄ（１）＝Ｄ（０）とする。

　ここでは、Ｓ（０＋）＞Ｓ（０－）であった場合を想定し、分散補償量Ｄ（１）＝Ｄ（０）＋ΔＤに設定したとして、以降のプロセスを説明する。

　図１（ｂ）の第二段階として、分散補償量Ｄ（１）＝Ｄ（０）＋ΔＤのクロック検出値Ｓ（１）を測定して記憶する。
［３］次に、分散補償量をさらに正の方向へΔＤだけシフトさせ、Ｄ１＋ΔＤに設定した場合のクロック検出値Ｓ（１＋）を検出してメモリに格納する。
　第一段階にて正の方向にシフトしたため、分散補償量を正の方向Ｄ（１）＋ΔＤへシフトしたが、第一段階にて負の方向へシフトした場合は、第二段階でも分散補償量を負の方向Ｄ（１）－ΔＤへシフトすることになる。両者のクロック検出値Ｓ（１）とＳ（１＋）を比較して、Ｓ（１＋）＞Ｓ（１）の場合には、分散補償量をＤ（２）＝Ｄ（１）＋ΔＤに、Ｓ（１＋）＜Ｓ（１）の場合には、これで完了となる。

　上記の例では、分散補償量　Ｄ（１）とＤ（１）＋ΔＤのみを比較したが、逆側Ｄ（１）＝Ｄ（０）－ΔＤへもシフトして、検出信号の値Ｓ（１－）を測定、記憶するプロセスを追加してもよい。一方の符号方向のみシフトさせて最適化シーケンスを進める場合、第一ステップでの判定方向で、それ以降の全ステップのシフト方向が決定されるため、クロック検出信号には時間変動や検出誤差が想定される状況では、本来の最適な分散補償値に収束しない可能性がある。ステップ毎に正側へシフトした点、負側へシフトした点での検出信号を測定し、毎ステップにおいてシフト方向を判断することが可能になるメリットがある。ただし、Ｄ（１）－ΔＤ　と　Ｄ（０）は同じ値となるため、既に測定済みのポイントであるため、必ずしも検出する必要はない。

　ここでは、Ｓ（１＋）＜Ｓ（１）であった場合を想定し、分散補償量をＤ（２）＝Ｄ（１）＋ΔＤに設定したとして、以降を説明する。

　図１（ｃ）の第三段階としては、まず分散補償量Ｄ（２）でのクロック検出値Ｓ（２）を測定する。
［４］次に、分散補償量をＤ（２）を中心として、正方向にΔＤだけシフトさせ、そこでのクロック検出値Ｓ（２＋）を測定、メモリ格納する。そして、両者を比較して、Ｓ（２＋）＞Ｓ（２）の場合には、分散補償量をＤ（３）＝Ｄ（２）＋ΔＤに、Ｓ（２＋）＜Ｓ（２）の場合には、これで完了となる。

　本実施形態の波長分散量推定方法は、以降同様のプロセスを繰り返すことで、最適な分散補償量に漸近させる方法である。

　ここで、本来検出信号には誤差が含まれるため、Ｓ（ｋ＋），Ｓ（ｋ－），及びＳ（ｋ）の差分が小さい場合には、再度Ｓ（ｋ）を設定し、やり直し測定する選択がある。これにより、差分が小さく、最適値が正負どちらの方向に存在するか不確定な状況で、不確定な情報を元にシフトさせることは不安定な動作を引き起こす危険性を低減することができる。

　上記の手法では、各設定値におけるクロック検出信号の１回の測定値によって、分散補償量の設定値を決定していくプロセスになっている。従って、その測定における誤差が大きい場合には、最適化のシーケンスが不安定な動作となってしまう可能性がある。安定化するための手法として、各設定値に対して異なる時刻において複数回測定して、その平均値を比較することで正負符号のどちらの方向にシフトすべきかを判断することで、動作の安定化が期待される。

　上記の例では、分散補償量の初期値として、分散推定回路の粗推定値を利用したが、外部から与えられた分散値を設定する場合もある。このような例として、伝送路の分散量を予め分散測定器などで測定した場合などが考えられる。

（実施形態２）
　クロック同期回路の検出信号の残留分散依存性が局所的に揺らぐ可能性がある。この場合、第一の実施例では、局所的な変化のために正方向にシフトすべきか、負方向にシフトすべきかの判断が困難となる場合がある。本実施形態は、局所的な残留分散依存性がある状況であっても、平均化することで高精度に分散補償量のシフト方向を判定し、安定的に分散補償量の推定を行うことができる。

　図３は、本実施形態の微調整プロセスを説明する図である。図３（ａ）に示すように、それぞれの分散補償量Ｄ（ｋ）において、Ｄ（ｋ）からある微小量δＤだけ分散補償量を正の方向にシフトさせる。そして、クロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ＋δ）を測定して記憶する。次に、Ｄ（ｋ）から負の方向にδＤだけシフトさせ、その際のクロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ－δ）を測定してメモリに格納する。また、Ｄ（ｋ）から２δＤだけ正方向にシフトさせて、クロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ＋２δ）を測定してメモリに格納する。同様に、Ｄ（ｋ）から－２δＤだけシフトさせ、クロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ－２δ）を測定してメモリに格納する。このように、正方向及び負方向にδＤステップで分散補償量をシフトさせ、クロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を検出してメモリに格納する。
　微少量δＤは、図３の分散補償量に対するクロック検出値Ｓ（ｋ）に発生するリップルの周期及び振幅に基づいて設定する。具体的には、微少量δＤはリップルの周期以下とすればよい。例えば、リップルの振幅がクロック検出値Ｓ（ｋ）の１０％程度である場合、設定分散補償量Ｄ（ｋ）をΔＤシフトした際のクロック検出値Ｓ（ｋ）の平均的な変動量はクロック検出値Ｓ（ｋ）の１０％未満とする。また、他の具体例として、微少量δＤを一定量ΔＤの１／３～１／５０、好ましくは１／５～１／１０とすることができる。さらに、具体的数値として、ΔＤが２５～１５０ｐｓｅｃ／ｎｍである場合、δＤを５～２５ｐｓｅｃ／ｎｍ、好ましくは５～１５ｐｓｅｃ／ｎｍに設定する。

　これを定められたＮ回だけ繰り返す。Ｎも精度と時間とのバランスを考慮して設定する。例えば、Ｎは３以上７以下に設定する。そして、Ｄ（ｋ）を中心としてδＤステップでシフトして測定・記憶したクロック検出Ｓ（ｋ±ｎδ）からＤ（ｋ）での代表値を算出する。代表値を算出する方法としては、ｎに対する平均化処理（加算処理）を施し、平均値Ｓａｖｇ（ｋ）を算出する方法がある。例えば、Ｓａｖｇ（ｋ）の算出例を式で記述すると、次式のようになる。

　図３（ｂ）に示すように、ある分散補償量Ｄ（ｋ）でＳａｖｇ（ｋ）を取得した後は、実施形態１で説明したように、ΔＤだけ分散補償量をプラス側又はマイナス側にシフトさせ、上述のようにＳａｖｇ（ｋ＋１）を取得する（［１］［２］）。そして、分散補償量の方向を決定してさらにΔＤだけ分散補償量をシフトさせてＳａｖｇ（ｋ＋２）以降を順に取得する（［３］）。

　このように、本実施形態の波長分散量推定方法は、分散補償量Ｄ（ｋ）のそれぞれにおいて、δＤステップでシフトさせた周囲複数ポイントでのクロック検出値を平均化することで、局所的な変動がある場合でも安定化することができる。

（実施形態３）
　実施形態１及び２では、分散シフト幅がΔＤであるため、これ以上細かく最適化することが不可能であった。本実施形態では、この点を解決する方法を述べる。

　まず、粗調整プロセス及び微調整プロセスの第一段階は、実施形態１の説明と同様である。なお、実施形態１では、ｋを設定番号として分散補償量Ｄ（ｋ）を説明したが、本実施形態では、ｋ，ｍを設定番号とし、分散補償量をＤ（ｋ，ｍ）で表すことにする。ｋは、正又は負方向のクロック検出値を比較する前半工程の試行番号であり、ｍは判定した方向へシフトする後半工程の試行回数に相当する。

　すなわち、Ｓ（０），Ｓ（０＋），Ｓ（０－）を比較した結果、クロック検出値がＳ（０＋）＞Ｓ（０－）の場合、分散補償量をＤ（１，０）＝Ｄ（０）＋ΔＤに設定する。逆に、クロック検出値がＳ（０＋）＜Ｓ（０－）の場合、分散補償量をＤ（１，０）＝Ｄ（０）－ΔＤに設定する。また、Ｓ（０）＞Ｓ（０＋）かつＳ（０）＞Ｓ（０－）の場合、分散補償量をＤ（１，０）＝Ｄ０とする。

　ここでは、Ｓ（０＋）＞Ｓ（０－）であった場合を想定し、分散補償量Ｄ（１，０）＝Ｄ（０）＋ΔＤに設定したとして、以降のプロセスを説明する。

　前述のように第一段階の前半にて分散補償量が正の方向にシフトすると判定したため、第一段階の後半として、さらにΔＤだけ正の方向にシフトし、分散補償量をＤ（１，０）＋ΔＤとする。第一段階の前半にて分散補償量が負の方向へシフトした場合は、第一段階の後半でも負の方向へΔＤシフトすることになる。

　分散補償量Ｄ（１，０）＋ΔＤに設定した場合のクロック検出値Ｓ（１，０＋）を検出してメモリに格納する。そして、Ｄ（１，０）のときのクロック検出値Ｓ（１，０）とＤ（１，０）＋ΔＤのときのクロック検出値Ｓ（１，０＋）を比較して、Ｓ（１，０＋）＞Ｓ（１，０）の場合には、分散補償量をＤ（１，１）＝Ｄ（１，０）＋ΔＤにシフトすると判断する。

　これは、図４のシフト是非判定において、Ｙｅｓを選択した場合に相当する。この場合、さらに、ΔＤだけ正方向にシフトさせ、Ｄ（１，１）＋ΔＤに設定してクロック検出値Ｓ（１，１＋）を測定して記憶し、Ｄ（１，１）のクロック検出値Ｓ（１，１）とＤ（１，１）＋ΔＤのクロック検出値Ｓ（１，１＋）を比較する。図中のシフト是非判定において、Ｙｅｓを選択した場合は、シフト是非判定の手順を繰り返すことになる。

　一方、Ｓ（１，０＋Δ）＜Ｓ（１，０）の場合には、これ以上のΔＤの幅でシフトする必要はないと判断する。これは、図４のシフト是非判定において、Ｎｏを選択した場合に相当する。この場合は、前半の試行回数カウントｋをインクリメントして、シフト量をΔＤからΔＤ／２に半減させ、正又は負方向の両シフト方向での検出信号強度の比較のステップに戻る。

　上記の例では、シフト是非判定のステップにおいて、分散補償量Ｄ（１，０）とＤ（１，０）＋ΔＤのみを比較したが、逆側Ｄ（１，０）－ΔＤへもシフトして、検出信号の値Ｓ（１，０－Δ）を測定して記憶するプロセスを追加してもよい。

　一方の符号方向のみシフトさせる最適化シーケンスの場合、第一段階での判定方向で、それ以降の後半工程のシフト方向が決定されるため、クロック検出値には時間変動や検出誤差が想定される状況では、本来の最適な分散補償値に収束しない可能性もある。本実施形態では、各段階毎に分散補償値を正側へシフトした点、負側へシフトした点でのクロック検出値を測定し、毎段階においてシフト方向を判断することが可能になる。このため、本実施形態では、クロック検出値には時間変動や検出誤差が想定される状況でも本来の最適な分散補償値に収束できるメリットがある。なお、例えば上記の例ではＤ（１，０）－ΔＤと既に測定済みのＤ（０）は同じ値となるため、必ずしもクロック検出値を検出する必要はない。

　次に第二段階の前半工程でを説明する。ここで第一段階の前半工程でプラス側へのシフトを選択し、後半工程の１回目のシフト是非判定ステップにおいてＹｅｓ、２回目のシフト是非判定ステップにてＮｏとなった場合を想定して以下の説明を進める。つまり、第一段階での分散補償量はＤ（１，１）＝Ｄ（０）＋２ΔＤで完了した場合を想定する。

　第二段階の前半では、ｋ＝２とした上で、Ｄ（１，１）＝Ｄ０＋２ΔＤを中心として正方向及び負方向にΔＤ／２だけ変化させて、それぞれでの検出信号強度を測定して記憶し、より検出信号強度が大きくなる方向を判定する。それぞれＤ（１，１）＋ΔＤ／２、Ｄ（１，１）－ΔＤ／２に設定した場合のクロック検出値Ｓ（１，１＋ΔＤ／２）、Ｓ（１，１－ΔＤ／２）を検出してメモリに格納する。

　そして、両者を比較して、Ｓ（１，１＋ΔＤ／２）＞Ｓ（１，１－ΔＤ／２）の場合には、シフト方向は正側と判断し、分散補償量をＤ（２，０）＝Ｄ（１，１）＋ΔＤ／２に設定する。一方、Ｓ（１，１＋ΔＤ／２）＜Ｓ（１，１－ΔＤ／２）の場合には、シフト方向は負側と判断し、Ｄ（２，０）＝Ｄ（１，１）－ΔＤ／２に設定する。

　また、Ｓ（１，１＋ΔＤ／２），Ｓ（１，１－ΔＤ／２）ともにＳ（１，１）より小さい場合、すなわちＳ（１，１）＞Ｓ（１，１＋ΔＤ／２）かつＳ（１，１）＞Ｓ（１，１－ΔＤ／２）の場合、Ｄ（２，０）＝Ｄ（１，１）とする。

　次に、第二段階の後半の説明を行う。ここでは、第一段階と同様であり、第二段階の前半にて、分散補償量が正方向と判定された場合には、正の方向にΔＤ／２だけ更にシフトする。一方、分散補償量が負方向と判定された場合には、負の方向にΔＤ／２だけ更にシフトする。一方、分散補償量がシフトしないと判定された場合、これ以上ΔＤ／２の幅でシフトする必要がないと判断されるため、シフト是非判定にてＮｏの手順に進む。

　ここでは、分散補償量が負方向へシフトすると判断された場合を想定して説明する。分散補償量をさらに負方向へΔＤ／２だけシフトさせ、Ｄ（２，０）－ΔＤ／２に設定し、クロック検出値Ｓ（２，０－ΔＤ／２）を検出してメモリに格納する。そして、Ｄ（２，０）とＤ（２，０）－ΔＤ／２を比較して、Ｓ（２，０－ΔＤ／２）＞Ｓ（２，０）の場合には、分散補償量をＤ（２，１）＝Ｄ（２，０）－ΔＤ／２にシフトすると判断する。これは、図４のシフト是非判定において、Ｙｅｓを選択した場合に相当する。この場合、さらに、ΔＤ／２だけ負方向にシフトさせて、検出信号を測定・記憶の手順し、シフト是非判定の手順を繰り返すことになる。

　一方、Ｓ（２，０－ΔＤ／２）＜Ｓ（２，０）の場合には、これ以上のΔＤ／２の幅でシフトする必要はないと判断する。これは、図４のシフト是非判定において、Ｎｏを選択した場合に相当する。この場合は、試行回数カウント（ｋ，ｎ）をインクリメントして、正負方向の両シフト方向での検出信号強度の比較の第一段階に戻る。ただし、ここではシフト量をΔＤ／２からΔＤ／４に更に半減させる。以降、同様なプロセスを繰り返すことで、最適な分散補償量を検索する。

　このように、試行回数ｋが大きくなるにつれて、分散補償量のシフト幅をΔＤ／（２^ｋ－１）のように半減させていくことで、分散補償量の最適値を精度よく、さらに効率的に検索することができる。

（実施形態４）
　クロック同期回路の検出信号の残留分散依存性が局所的に揺らぐ可能性がある。この場合、実施形態３の波長分散量推定方法では、局所的な変化のために正方向にシフトすべきか、負方向にシフトすべきかの判断が困難になる可能性がある。また、シフト是非判定においても、シフト回数の判断が困難となる可能性がある。本実施形態では、局所的な残留分散依存性がある状況であっても、平均化することで、高精度に分散補償量のシフト方向を判定し、安定に動作させることができる。

　図５は、本実施形態の微調整プロセスを説明する図である。図５に示すように、それぞれの分散補償量設定値Ｄ（ｋ，ｍ）において、Ｄ（ｋ，ｍ）からある微小量δＤだけ、分散補償設定値を正の方向にシフトさせる。そして、クロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ，ｍ＋δ）を測定し、記憶する。次に、Ｄ（ｋ，ｍ）を中心として負の方向にδＤだけシフトさせ、その際のクロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ，ｍ－δ）を測定し、メモリに格納する。また、初期設定値から２δＤだけ正方向にシフトさせて、クロック同期のクロック検出値Ｓ（ｋ，ｍ＋２δ）を測定、メモリに格納する。同様に、負方向にも初期値から－２δＤだけシフトさせた設定値において、クロック同期のクロック検出信号Ｓ（ｋ，ｍ－２δ）を測定し、メモリに格納する。このように、正方向及び負方向にδＤステップで分散補償量をシフトさせ、クロック検出値Ｓ（ｋ，ｍ±ｎδ）を検出し、メモリに格納する。これを定められたＮ回だけ繰り返す。

　そして、Ｄ（ｋ）を中心としてδＤステップでシフトして測定し記憶したクロック検出Ｓ（ｋ，ｍ±ｎδ）からＤ（ｋ，ｍ）での代表値を算出する。代表値を算出する方法としては、ｎに対する平均化処理（加算処理）を施し、平均値Ｓａｖｇ（ｋ，ｍ）を算出する方法がある。例えば、Ｓａｖｇ（ｋ，ｍ）の算出例を式で記述すると、次式のようになる。

このように、本実施形態の波長分散量推定方法は、分散補償量Ｄ（ｋ，ｍ）のそれぞれにおいて、δＤステップでシフトさせた周囲複数ポイントでのクロック検出値を平均化することで、局所的な変動がある場合でも安定化することができる。

（実施形態５）
　クロック同期回路の検出信号の残留分散依存性が局所的に揺らぐ可能性がある。この場合、実施形態３の波長分散量推定方法では、局所的な変化のために正方向にシフトすべきか、負方向にシフトすべきかの判断が困難になる可能性がある。本実施形態では、局所的な残留分散依存性がある状況であっても、平均化することで、高精度に分散補償量のシフト方向を判定し、安定に動作させることができる。

　図７は、本実施形態の波長分散量推定方法の微調整プロセスを説明する図である。事前に行う粗調整プロセスは実施形態１の説明と同様である。

　続く微調整プロセスは以下の通りである。分散補償回路に分散補償量の初期値Ｄ（０）を設定した場合のサンプリングクロック抽出回路のクロック検出信号値を測定して記憶する。これをＳ（０）とする。次に、図６（ａ）に示すように、初期値Ｄ（０）からある微小量δＤだけ分散補償量を正の方向にシフトさせる。そして、クロック検出値Ｓ（０＋δ）を測定して記憶する。次に、初期値Ｄ（０）からある微小量δＤだけ分散補償量を負の方向にシフトさせ、その際のクロック検出値Ｓ（０－δ）を測定してメモリに格納する。また、初期値Ｄ（０）から２δＤだけ正方向にシフトさせて、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０＋２δ）を測定してメモリに格納する。同様に、負方向にも初期値Ｄ（０）から－２δＤだけシフトさせて、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０－２δ）を測定してメモリに格納する。このように、正方向及び負方向にδＤステップでクロック検出値Ｓ（０±ｎδ）を検出し、メモリに格納する。これをＮ回だけ繰り返す。

　次の段階として、図６（ｂ）に示すように、Ｄ（０）を中心としてΔＤだけ正方向にシフトさせ、クロック検出値Ｓ（０＋Δ）を検出してメモリに格納する（［１］）。さらに、δＤステップで正方向及び負方向にシフトさせて、クロック検出値Ｓ（０＋Δ±ｎδ）を検出してメモリに格納する。これをＮ回だけ繰り返す。ここで、一般には、δＤはΔＤに比較して小さい量を考える。

　同様に、図６（ｂ）に示すように、Ｄ（０）を中心としてΔＤだけ負方向にシフトさせてクロック検出値Ｓ（０－Δ）を検出してメモリに格納する（［２］）。加えて、δＤステップで正方向及び負方向にシフトさせて、クロック検出値Ｓ（０－Δ±ｎδ）を検出し、メモリに格納する。これをＮ回だけ繰り返す。

　さらに次の段階として、図６（ｃ）に示すように、Ｄ（０）を中心として、２ΔＤだけ正方向にシフトさせ、クロック検出値Ｓ（０＋２Δ）を検出してメモリに格納する（［３］）。さらに、δＤステップで正方向及び負方向にシフトさせて、クロック検出値Ｓ（０＋２Δ±ｎδ）を検出し、メモリに格納する。同様に、Ｄ（０）を中心として、２ΔＤだけ負方向にシフトさせてクロック検出値Ｓ（０－２Δ）を検出してメモリに格納する（［４］）。加えて、δＤステップで正方向及び負方向にシフトさせて、クロック検出値Ｓ（０－２Δ±ｎδ）を検出し、メモリに格納する。これをＮ回だけ繰り返す。

　以降のステップとしても、同様の手順を繰り返し、自然数ｋが設定された最大値Ｋとなるまでクロック検出値Ｓ（０＋ｋΔ±ｎδ）を検出、メモリ格納を繰り返す。ただし、ｎ＝０，１，・・・，Ｎである。

　ｋ＝０，１，・・・，Ｋにおいて得られたクロック検出値Ｓ（０＋ｋΔ±ｎδ）についてｎに対して平均化してｋ＝０，１，・・・，Ｋの中から最適値を判断する。平均化の一例としては、それぞれのｋにおけるクロック検出値Ｓ（０＋ｋΔ±ｎδ）に対して、ｎで平均化処理（加算処理）を施し、それぞれの平均値Ｓａｖｇ（０＋ｋΔ）を算出する。例えば、Ｓａｖｇ（０＋ｋΔ）の算出例を式で記述すると、次式のようになる。

　他の実施形態として、忘却係数を用いた平均化の方法も考えられる。平均化途中の値をＳａｖｇ（０＋ｋΔ，ｎ）と定義すると、以下の演算を忘却係数をα、Ｓａｖｇ（０＋ｋΔ，０）＝０を初期値として、ｎ＝０，１，・・・，Ｎまで繰り返すことで、最終的な平均値Ｓａｖｇ（０＋ｋΔ）＝　Ｓａｖｇ（０＋ｋΔ，Ｎ）を得ることができる。

　そして、分散補償量の最適値の選択方法としては、クロック検出値の平均値Ｓａｖｇ（０＋ｋΔ）が最大となるｋを検索し、それを最適なｋとしてもよい。

　以上説明した様に，本発明によれば，光通信システムの波長分散補償回路の補償量に対して微小な変化を与え、クロック検出信号をモニタ信号として最適な補償量を探索する際に、与える変化量を試行回数の度に半減させていくことで効率的に最適な分散補償量を検出することができる。

１１：アナログデジタル変換器
１２：デジタル信号処理器
１３：シンボルクロック抽出器
１５：光ファイバ
１０１：波長分散補償回路
３００：受信装置

Claims (9)

1. 　光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを補償する際の分散補償量を推定する波長分散量推定方法であって、
   　第ｋ（ｋは整数）番目の分散補償量Ｄ（ｋ）の初期値（ｋ＝０）である分散補償量Ｄ（０）を設定する初期値設定手順と、
   　受信データに含まれるシンボル到来タイミングクロックの分散補償量Ｄ（ｋ）における強度をクロック検出値Ｓ（ｋ）として検出し、記憶するクロック検出手順と、
   　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤだけプラス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤにおける前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ＋）として検出し、記憶するプラス側シフト手順と、
   　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤだけマイナス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤにおける前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ－）として検出し、記憶するマイナス側シフト手順と、
   　前記クロック検出値Ｓ（ｋ）、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）を比較する比較手順と、
   　前記比較手順の結果、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）が最大である場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了し、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）又は前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）が最大である場合、最大の前記クロック検出値の前記分散補償量を第ｋ＋１番目の分散補償量Ｄ（ｋ＋１）として前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順、前記マイナス側シフト手順及び前記比較手順を再度行うことを決定する判定手順と、
   を行うことを特徴とする波長分散量推定方法。
2. 　前記初期値設定手順の前に前記分散補償量の概略値を取得し、前記分散補償量の概略値を前記初期値設定手順における前記分散補償量Ｄ（０）とする概略分散補償量取得手順を有することを特徴とする請求項１に記載の波長分散量推定方法。
3. 　許容繰返し回数Ｋ（Ｋは自然数）が設定されており、
   　前記判定手順で、ｋとＫを比較し、ｋ＝Ｋとなったときに前記分散補償量の推定を完了することを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
4. 　前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順で前記分散補償量をシフトする前記所定量ΔＤが、前記シンボル到来タイミングクロックを検出可能な分散耐力を前記許容繰返し回数Ｋで割った量であることを特徴とする請求項３に記載の波長分散量推定方法。
5. 　前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順で前記分散補償量をシフトする前記所定量ΔＤより小さい微少量δＤが設定されており、
   　前記クロック検出手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）を中心として分散補償量Ｄ（ｋ）±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を検出し、クロック検出値Ｓ（ｋ±０）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ）とし、
   　前記プラス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤにおけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を検出し、クロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）とし、
   　前記マイナス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤにおけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０－）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を検出し、クロック検出値Ｓ（ｋ±０－）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
6. 　前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順の少なくとも１つは、所定時間間隔で複数回繰り返されることを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
7. 　前記判定手順で、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）との差及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）との差が所定の閾値未満の場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了することを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
8. 　前記光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
   　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号が持つ前記光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、請求項１から７のいずれかに記載の波長分散量推定方法で推定した前記分散補償量で補償するデジタル信号処理器と、
   　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、前記シンボル到来タイミングクロックの強度を前記クロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器と、
   を備える波長分散補償回路。
9. 　請求項８に記載の波長分散補償回路を含む受信装置。

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