WO2012090237A1

WO2012090237A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2012090237A1
Application number: PCT/JP2010/007537
Authority: WO
Inventors: 浩志田村; 安島　俊幸
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2010-12-27
Filing date: 2010-12-27
Publication date: 2012-07-05
Also published as: US20130264984A1; CN103283135A; JPWO2012090237A1; EP2660965A1

Abstract

　電力変換装置のスイッチングにともなって急峻に変動する方形波電圧に起因したノイズを抑制する電力変換装置を提供する。　本発明は、直流電源側に接続された第１インバータ回路と、負荷側に接続された第２インバータ回路と、を備え、前記第１インバータ回路は、直流電源からの直流電力を、交流波形の絶対値波形となる電力に変換し、前記第２インバータ回路は、前記絶対値波形の電力を１周期毎に、交互に反転させて交流電力に変換する電力変換装置を有する。

Description

電力変換装置

　本発明は直流電源と電力系統または負荷とを連系する電力変換装置に関する。

　直流電力を受け、交流電力に変換し、前記交流電力を負荷（回転電機など）に出力する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、前記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。直流電力から交流電力に変換する一般的な単相の電力変換装置を図２に示す。図２に示すように、電力変換装置は、単相インバータ３の入力側に直流電源Ｅを接続し、単相インバータ３の出力側に負荷を接続して構成されており、負荷に供給する交流電力を制御するために、制御回路７からのＰＷＭスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子をオンまたはオフする。これにより制御された出力電圧ｖ₆に基づき、交流電力が負荷に出力される。

　しかし、上述のＰＷＭスイッチング信号に基づいてスイッチング素子を制御する方法では、出力電圧ｖ₆が、サージ電圧やリンギングを含んだ方形波状の電圧、すなわち急峻に変動する電圧に基づくノイズが発生する。そのため単相インバータ３と筐体１８間の浮遊容量によって、漏れ電流が流れ、電力変換装置の周辺に存在する他の機器に影響を及ぼすノイズを発生させる。このノイズが、モータ，リアクトルの絶縁破壊や電子機器の誤動作の要因であると知られており、ノイズを抑制する電力変換装置が要求されている。

　サージ電圧やリンギングによるノイズ抑制を目的とした電力変換装置の一例が、特開２０００－２９５８５７号公報（特許文献１）に開示されている。

　特許文献１に記載の回路を図３に示す。特許文献１には、負荷６と単相インバータ回路３との間にインダクタ及びコンデンサから構成されるＬＣフィルタ回路８が配置された電力変換装置が開示されている。上記ＬＣフィルタ回路８によって、モータに出力されるサージ電圧やリンギングに基づく高周波数帯域のノイズを抑制することは可能である。しかしながら、特許文献１に記載の回路では、低周波数帯域のノイズを抑制できない。

特開２０００－２９５８５７号公報

　本発明の目的は、急峻に変動する電圧に起因したノイズを低減し、消費電力を低減した電力変換装置を提供することである。

　上記課題を解決するため、本発明は、直流電源側に接続された第１インバータ回路と、負荷側に接続された第２インバータ回路と、を備え、前記第１インバータ回路は、直流電源からの直流電力を、交流波形の絶対値波形となる電力に変換し、前記第２インバータ回路は、前記絶対値波形の電力を１周期毎に、交互に反転させて交流電力に変換する電力変換装置を提供する。

　本発明によれば、急峻に変動する電圧に起因したノイズを低減し、消費電力を低減した電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１の実施例を示す電力変換装置。直流電力から交流電力に変換する一般的な電力変換装置。ノイズを抑制する一般的な電力変換装置。双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧ｖ₁の制御波形。双方向昇降圧チョッパのスイッチング信号Ｓ_1S，Ｓ_2Sの概略図。双方向昇降圧チョッパの制御ブロック図。双方向昇降圧チョッパの動作モード。ローパスフィルタ部のキャパシタ電圧ｖ₂の波形。単相インバータのスイッチング信号Ｓ_3S，Ｓ_4S，Ｓ_5S，Ｓ_6Sと出力電圧ｖ₃の概略図。単相インバータの制御ブロック図。ノイズの要因である漏れ電流ｉ_leakxの発生メカニズム。直流電力から交流電力に変換する一般的な電力変換装置の各部電圧波形。本発明の第１の実施例を示す電力変換装置の各部電圧波形。本発明の第２の実施例を示す電力変換装置。本発明の第３の実施例を示す電力変換装置。本発明の第３の実施例を示す電力変換装置をＥＶに適用したシステムの概略図。本発明の第４の実施例を示す電力変換装置。

　本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら説明する。

〔第１の実施例〕
　第１の実施形態に係る電力変換装置５０を図１に示す。図１は、ファン，ポンプを運転するための電力変換装置５０である。電力変換装置５０は、双方向昇降圧チョッパ１とローパスフィルタ２、及び単相インバータ３、双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の導通及び遮断を制御する制御回路４、及び単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆の導通及び遮断を制御する制御回路５から構成される。なお、制御回路４および制御回路５は別々に構成されていても良いし、１つの制御回路５６として構成されても良い。単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₅はインバータ回路の上アームを構成し、単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₆はインバータ回路の下アームを構成する。双方向昇降圧チョッパ１は、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂、ダイオードＤ₁，Ｄ₂、インダクタＬ₁、及びキャパシタＣ₁から構成される。例えばスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂にＮＰＮ型ＩＧＢＴを用いた場合、直流電源５１の高電位側が、スイッチング素子Ｓ₁のコレクタ側とダイオードＤ₁のカソード側に接続され、スイッチング素子Ｓ₁のエミッタ側とダイオードＤ₁のアノード側が、スイッチング素子Ｓ₂のコレクタ側とダイオードＤ₂のカソード側とインダクタＬ₁の一方の端子に接続され、スイッチング素子Ｓ₂のエミッタ側とダイオードＤ₂のアノード側が、キャパシタＣ₁の低電位側に接続され、キャパシタＣ₁の高電位側が、インダクタＬ₁のもう一方の端子と直流電源Ｅの低電位側に接続されることにより、構成される。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂にＰＮＰ型ＩＧＢＴを用いた場合は、すべて逆極で接続されることは言うまでも無い。

　スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は制御回路４により導通及び遮断の制御がされ、キャパシタＣ₁の電圧ｖ₃が制御される。

　ローパスフィルタ２は、インダクタＬ₂，Ｌ₃、及びキャパシタＣ₂，Ｃ₃，Ｃ₄から構成される。キャパシタＣ₁の高電位側とインダクタＬ₂の一方の端子が接続され、インダクタＬ₂のもう一方の端子が、キャパシタＣ₂とＣ₄の高電位側に接続され、キャパシタＣ₄の低電位側が、キャパシタＣ₃の低電位側とインダクタＬ₃の一方の端子に接続され、キャパシタＣ₃の高電位側が、キャパシタＣ₂の低電位側とグラウンドＧに接続され、インダクタＬ₃のもう一方の端子が、キャパシタＣ₁の低電位側に接続されることにより、構成される。

　単相インバータ３は、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆、及びダイオードＤ₃，Ｄ₄，Ｄ₅，Ｄ₆から構成される。例えば、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆にＮＰＮ型ＩＧＢＴを用いるならば、キャパシタＣ₄の高電位側が、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₅のコレクタ側とダイオードＤ₃，Ｄ₅のカソード側に接続され、スイッチング素子Ｓ₃のエミッタ側とダイオードＤ₃のアノード側がスイッチング素子Ｓ₄のコレクタ側とダイオードＤ₄のカソード側と負荷の一方の端子に接続され、スイッチング素子Ｓ₅のエミッタ側とダイオードＤ₅のアソード側がスイッチング素子Ｓ₆のコレクタ側とダイオードＤ₆のカソード側と負荷のもう一方の端子に接続され、スイッチング素子Ｓ₆のエミッタ側とダイオードＤ₆のアノード側が、スイッチング素子Ｓ₄のエミッタ側とダイオードＤ₄のアノード側とキャパシタＣ₄の低電位側に接続されることにより、構成される。

　スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆は制御回路５により導通及び遮断の制御がされ、負荷に出力される交流電力が制御される。

　続いて図４から図７を用いて、キャパシタ電圧ｖ₁を制御する方法について説明する。図６は制御回路４の制御ブロック図である。制御回路４には、インダクタＬ₁に流れる電流ｉ₁、キャパシタＣ₁に印加される電圧ｖ₁、及び単相インバータ３から負荷に出力される電圧を制御する出力電圧指令ｖ₃ ^*が入力される。インダクタＬ₁に流れる電流ｉ₁はインダクタＬ₁に直列に接続された電流検出用の抵抗（不図示）により検出された電流値、キャパシタＣ₁に印加される電圧ｖ₁は、キャパシタＣ₁と並列に接続された抵抗（不図示）の電圧に基づいて検出された電圧値である。なお、電流検出の方法については、電流センサを用いることも考えられる。指令生成器９は正弦波出力電圧指令ｖ₃ ^*の絶対値｜ｖ₃ ^*｜を演算し、キャパシタ指令電圧ｖ₁ ^*として比較器１００に出力する。比較器１００は、キャパシタ指令電圧ｖ₁ ^*とキャパシタＣ₁に印加される電圧ｖ₁を比較し、偏差ｖ₁ ^**が算出し、電圧制御器１０に出力する。電圧制御器１０は、偏差ｖ₁ ^**に基づきキャパシタ指令電圧ｖ₁ ^*に追従するようにインダクタ電流指令ｉ₁ ^*を演算し、比較器１０１に出力する。比較器１０１は、インダクタ電流指令ｉ₁ ^*とインダクタ電流指令ｉ₁を比較し、偏差ｉ₁ ^**を算出し、電流制御器１１に出力する。電流制御器１１は、インダクタＬ₁に流れる電流ｉ₁がインダクタ電流指令ｉ₁ ^*に追従するようにスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の導通幅を決定するデューティ指令信号Ｄ_b ^*を演算し、コンパレータ１２に出力する。コンパレータ１２は、デューティ指令信号Ｄ_b ^*とキャリア生成器１３から生成される一定周波数のキャリア信号とを比較し、スイッチング素子の導通及び遮断を制御するスイッチング信号Ｓ_1Sをスイッチング素子Ｓ₁のゲートおよび反転回路１４に出力する。より具体的には、デューティ指令信号Ｄ_b ^*がキャリア信号より大きい場合は、双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｓ₁をオンする信号とＳ₂をオフする信号を生成し、デューティ指令信号Ｄ_b ^*がキャリア信号より小さい場合は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ₁をオンする信号とＳ₂をオフする信号を生成する。反転回路１４は、スイッチング信号Ｓ_1Sを反転させ、スイッチング信号Ｓ_2Sとしてスイッチング素子Ｓ₂のゲートに出力する。上述した制御をすることによって、図４に示すような絶対値波形の交流電圧が、キャパシタＣ₁に蓄えられる。なお、キャパシタＣ₁に蓄えられた電圧が略０となった場合から、次に電圧が略０となるまでを絶対値波形の交流電圧の１周期とする。

　図５及び図７を用いて、キャパシタＣ₁の電圧が、正弦波状の交流波の絶対値波形となる原理について説明する。

　まず図７を用いて、キャパシタＣ₁の電圧を昇圧の原理について説明する。前述した双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング信号Ｓ_1S，Ｓ_2Sに基づき制御される双方向昇降圧チョッパの動作モードである。双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧ｖ₁の昇圧時は、図７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ₁をオンし、直流電源Ｅとスイッチング素子Ｓ₁とインダクタＬ₁で閉じられたループにインダクタ電流ｉ₁を流して、インダクタＬ₁に磁気エネルギーを蓄積させる。その後、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ₁をオフすることにより、ダイオードＤ₂を介して、インダクタ電流ｉ₁をインダクタＬ₁からキャパシタＣ₁に流れ込むモードに移行させる。これにより、インダクタＬ₁に蓄積された磁気エネルギーは、キャパシタＣ₁に吸収され、キャパシタ電圧ｖ₁を昇圧できる。キャパシタ電圧ｖ₁は、双方向昇降圧チョッパにより、直流電源Ｅの電圧より大きくすることができる。

　一方、双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧ｖ₁の降圧時は、図７（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓ₂をオンし、キャパシタＣ₁とインダクタＬ₁とスイッチング素子Ｓ₂で閉じられたループにインダクタ電流－ｉ₁を流し、インダクタＬ₁に磁気エネルギーを蓄積させる。その後、図７（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｓ₂をオフすることにより、ダイオードＤ₁を介してインダクタ電流－ｉ₁をインダクタＬ₁から直流電源Ｅに流れ込むモードに移行させる。これにより、インダクタＬ₁に蓄積されたエネルギーは、直流電源Ｅに吸収される。すなわち、キャパシタＣ₁に蓄積されていたエネルギーが、直流電源Ｅに回生することを意味しており、キャパシタ電圧ｖ₁を降圧することができる。ただし、短絡電流が流れることを防止するために、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₂が、同時にオンすることを禁止する。図５は、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の導通タイミングの作成方法、及びスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の導通タイミングとキャパシタＣ₁の電圧の関係を示したものである。制御回路４は単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆を制御する正弦波出力電圧指令ｖ₃ ^*に基づき、正弦波状の交流波の絶対値波形となるデューティ指令信号Ｄ_b ^*を算出する。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング信号Ｓ_1S，Ｓ_2Sは、デューティ指令信号Ｄ_b ^*とキャリア信号の比較により決定される。具体的には、デューティ指令信号Ｄ_b ^*がキャリア信号より大きい場合は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ₁をオンする信号とＳ₂をオフする信号を生成し、デューティ指令信号Ｄ_b ^*がキャリア信号より小さい場合は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ₁をオンする信号とＳ₂をオフする信号を生成する。

　図５には、キャパシタＣ₁の昇圧時の様子を拡大した図も示す。昇圧時にはスイッチング素子Ｓ₁の導通幅が大きく、インダクタＬ₁に蓄えられるエネルギーが大きくなる。スイッチング素子Ｓ₁が遮断すると、インダクタＬ₁に蓄えられるエネルギーがキャパシタＣ₁に流れ込む。このとき、スイッチング素子Ｓ₁の遮断期間に、スイッチング素子Ｓ₂も導通するが、インダクタＬ₁に蓄えられるエネルギーが大きいため、電流が図７の（ｂ）に示す方向に流れ、スイッチング素子Ｓ₂が導通しても、図７の（ｃ）に示すような電流の流れにはならず、キャパシタ電圧ｖ₁が昇圧する。つまり、キャパシタ電圧ｖ₁に対してインダクタＬ₁に蓄えられるエネルギーが大きいか小さいかで昇圧するか降圧するか決まる。インダクタＬ₁に蓄えられるエネルギーはデューティ指令信号Ｄ_b ^*によって制御される。

　前述した動作に基づき制御された双方向昇降圧チョッパ１のキャパシタ電圧ｖ₁は、急峻双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング周波数帯域の高周波成分を含んだ波形となる。図１に示したローパスフィルタ２は無くても良いが、よりノイズを低減するためには、ローパスフィルタ２を介して、双方向昇降圧チョッパ１と単相インバータ３を接続することが好ましい。ローパスフィルタ２が無い場合は、双方向昇降圧チョッパ１を構成するキャパシタＣ₁の正極側が単相インバータ３の正極側に接続され、キャパシタＣ₁の負極側が単相インバータ３の負極側に接続される。

　図８は、ローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ₂の波形である。ローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ₂は、ローパスフィルタ２により、双方向昇降圧チョッパ１のキャパシタ電圧ｖ₁から高周波成分を減衰させた波形になる。減衰できる周波数帯域は、ローパスフィルタ２のカットオフ周波数ｆ_cに依存し、（１）式で決定できる。ローパスフィルタ２は用途に応じて、削除したい高周波成分を削除できるものを用いるのが好ましい。

　図９及び図１０を用いて、単相インバータ３を制御する制御方法について説明する。図１０は、単相インバータ３を構成するスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆を制御する制御回路５の制御ブロック図である。制御回路５には、上位コンローラ（不図示）から出力される上位指令信号（例えば負荷に要求される電圧指令や周波数指令）、及びローパスフィルタ２を構成するキャパシタＣ₂の電圧ｖ₂が入力される。ローパスフィルタ２が無い場合は、双方向昇降圧チョッパ１を構成するキャパシタＣ₁の電圧ｖ₁が制御回路５に入力される。上位指令信号は、指令生成器１５に入力され、当該入力指令信号に基づいて正弦波出力電圧指令ｖ₃ ^*を算出し、コンパレータ１２に出力する。コンパレータ１２には正弦波出力電圧指令ｖ₃ ^*及び０（零）が入力され、正弦波出力電圧指令ｖ₃ ^*と０（零）を比較し、単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆のデューティ指令Ｄ_INV ^*を生成する。デューティ指令Ｄ_INV ^*はＤフリップフロップ１７に出力される。一方、制御回路５に入力された電圧ｖ₁または電圧ｖ₂は、ゼロ電圧検出器１６に入力され、電圧ｖ₁または電圧ｖ₂が略零となった場合にスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆の導通または遮断のタイミングを切替えるクロック信号Ｚ_CLKをＤフリップフロップ１７に出力する。Ｄフリップフロップ１７は、クロック信号Ｚ_CLKの立ち上がり時に単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆のデューティ指令Ｄ_INV ^*を更新し、単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₆のスイッチング信号Ｓ_3S，Ｓ_6Sを生成し、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₆のゲート、及びＮＯＴ回路１４に出力される。ＮＯＴ回路１４は、入力されたスイッチング信号Ｓ_3S，Ｓ_6Sを反転させ、スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅のスイッチング信号Ｓ_4S，Ｓ_5Sを生成し、スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅のゲートに出力する。

　単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃とＳ₆をオンし、スイッチング素子Ｓ₄とＳ₅をオフすれば、正極側の正弦波電圧ｖ₃を出力できる。一方、単相インバータのスイッチング素子Ｓ₄とＳ₅をオンし、スイッチング素子Ｓ₃とＳ₆をオフすれば、負極側の正弦波電圧ｖ₃を出力することができる。ただし、短絡電流が流れることを防止するために、単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃とＳ₄、スイッチング素子Ｓ₅とＳ₆が同時にオンすることを禁止する。

　単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆は、ローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ₂のゼロ電圧時にスイッチングするため、サージ電圧やリンギングを抑制できるとともに、スイッチング損失を低減できる。さらに、単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆のスイッチングは、ローパスフィルタ部のキャパシタ電圧ｖ₂の１周期毎に行うだけであるため、スイッチング回数を低減でき、その結果、スイッチング損失を低減できる。

　図１１は、ノイズの要因である漏れ電流ｉ_leakの発生メカニズムである。浮遊容量には、単相インバータ３から負荷６への接続線の間で生じるＣ_S1、単相インバータ３と単相インバータ３、負荷６等を収納する筐体１８間で生じるＣ_S2、単相インバータ３から負荷６に接続される高電位側接続線と筐体１８間で生じるＣ_S3、単相インバータ３から負荷６に接続される低電位側接続線と筐体１８間で生じるＣ_S4、負荷６と筐体１８間で生じるＣ_S5がある。各部の漏れ電流ｉ_leakは、各部に存在する浮遊容量Ｃ_s間の電圧変動ｄｖ／ｄｔにより発生し、（２）式で表せる。

　（２）式より、ノイズの要因である漏れ電流ｉ_leakは、各部の浮遊容量Ｃ_sと電圧変動ｄｖ／ｄｔを抑制することにより、低減できることが分かる。

　直流電源５１から出力された直流電力が、双方向昇降圧チョッパ１のコンデンサＣ₁に、交流電力の絶対値の波形となるように蓄えられ、上記交流電力の絶対値の波形になるように蓄えられた電力のゼロ電圧に、単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆の導通，遮断を制御することによって、電圧変動が小さい状態でスイッチング動作をすることができる。そのため、負荷６に出力される電圧が急峻に変動することなく、サージ電圧やリンキングを抑制することができる。さらに上記図１１に示した各部間の電圧変動が小さくなるため、漏れ電流を抑制でき、ノイズを低減することが可能となる。

　図１２は、図２に示した一般的な電力変換装置の各部電圧波形ｖ₆，ｖ₇，ｖ₈である。各部出力電圧波形ｖ₆，ｖ₇，ｖ₈は、方形波状の電圧波形であり、急峻な電圧変動を繰り返す。すなわち、（２）式から分かるように、大きな漏れ電流が流れ、ノイズを増大させる。

　図１３は、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置の各部電圧波形ｖ₃，ｖ₄，ｖ₅である。各部電圧波形ｖ₃，ｖ₄，ｖ₅は、正弦波の電圧波形であり、図２に示した直流電力から交流電力に変換する一般的な電力変換装置の各部電圧波形ｖ₆，ｖ₇，ｖ₈と比較して、急激な電圧変動を抑制できるため、漏れ電流を低減できるとともに、出力電流ｉ₂の高調波成分を低減できる。したがって、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置は、ノイズ，モータ損失およびモータ騒音を低減できる。

　上述したように、電圧ｖ₁または電圧ｖ₂が略零となった場合に導通または遮断のタイミングを切替えるため、単相インバータ３でのスイッチング回数の低減ができる。さらに、スイッチング素子に電圧がほぼかかっていない状態で導通または遮断を切替えられるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。

　また、単相インバータのみで正弦波状の交流電力を作ろうとすると、４つのスイッチング素子の導通，遮断の回数によってスイッチング損失が発生する。一方、本実施例のように、正弦波状の電圧が２つのスイッチング素子を有する双方向昇降圧チョッパ１によって生成されため、基本的には２つのスイッチング素子の導通または遮断の回数によってスイッチング損失が発生する。そのため、電力変換装置全体としてもスイッチング回数の低減とスイッチング損失の低減を図ることができるので、電力変換装置全体としても消費電力の低減を図ることができる。

　さらに、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置のローパスフィルタ２のインダクタＬ₂，Ｌ₃は、高周波電圧に対してハイインピーダンスとして機能する。すなわち、ローパスフィルタ部のインダクタＬ₂，Ｌ₃は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング時に発生する電圧変動に対して、ハイインピーダンスとなるため、グラウンドＧに流れる漏れ電流を抑制でき、ノイズを低減できる。なお、各スイッチング素子Ｓ₁～Ｓ₆は、ＩＧＢＴ以外にもＭＯＳＦＥＴなどを適用でき、ＤＣＤＣコンバータは、双方向昇降圧チョッパ１以外にも双方向降圧チョッパなどを適用することができる。

〔第２の実施例〕
　図１４は、本発明の第２の実施例を示す電力変換装置であり、複数台のファン，ポンプを運転するための電力変換装置である。本発明の第２の実施例を示す電力変換器は、１台の直流電源Ｅと複数台の双方向昇降圧チョッパと単相インバータと負荷を並列に接続して構成され、図１に示した第１の実施例と同一機能を有するものには同一符号を付けている。各双方向昇降圧チョッパと各単相インバータは、各出力電圧指令ｖ₁₅ ^*，ｖ₁₆ ^*，ｖ₁₇ ^*と前述した制御手順に基づき、各制御回路１，２により、スイッチング制御される。この結果、各単相インバータの出力電圧ｖ₁₅，ｖ₁₆，ｖ₁₇は、正弦波状に生成できるため、ノイズを低減しながらも複数台のファンやポンプを運転することができる。

〔第３の実施例〕
　図１５は、本発明の第３の実施例を示す電力変換装置であり、ハイブリッド自動車（以下『ＨＥＶ』），プラグインハイブリッド自動車（以下『ＰＨＥＶ』），電気自動車（以下『ＥＶ』）に搭載された三相モータを駆動する電力変換装置である。本発明の第３の実施例を示す電力変換装置は、１台の直流電源と３台の双方向昇降圧チョッパと３台の単相インバータを並列に接続し、ＵＶＷ相に対応した各単相インバータと三相モータの各巻線Ｌ_u，Ｌ_v，Ｌ_wを接続して構成され、図１に示した第１の実施例と同一機能を有するものには同一符号を付けている。各相の双方向昇降圧チョッパと単相インバータは、それぞれ１２０度ずつ位相をずらした出力電圧指令ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*と前述した制御手順に基づき、各制御回路１，２により、スイッチング制御される。この結果、ＵＶＷ相の各単相インバータの出力電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは、それぞれ１２０度ずつ位相のずれた正弦波波形に生成されるため、三相モータを駆動することができる。また、直流電源Ｅが複数台であっても、三相モータを駆動できることは容易に理解できる。なお、図１６は、本発明の第３の実施例である電力変換装置をＥＶに適用したシステム概略図の一例である。

〔第４の実施例〕
　図１７は、本発明の第４の実施例を示す電力変換装置であり、ＰＨＥＶやＥＶのバッテリと電力系統を連系する電力変換装置である。本発明の第４の実施例を示す電力変換装置は、第１の実施例に示した電力変換装置の負荷部分を連系用インダクタＬ₆と電力系統に置き換えたシステムであり、同一機能を有するものには同一符号を付けている。前述したように、単相インバータの出力電圧ｖ₃は、正弦波状に生成できるため、バッテリと電力系統を連系する際に、電力系統へ流入する高調波電流を抑制することができる。さらに、バッテリと電力系統間の電力授受は、双方向昇降圧チョッパと単相インバータのスイッチング制御に、バッテリ電圧制御と出力電流ｉ₃の力率１制御を適用すれば、高効率に行うことができる。

　本実施例の構成を備えることによって、ＰＨＥＶ，ＥＶに搭載されたバッテリと電力系統を連系したときであっても、ノイズによる高調波電流を電力系統に流入を低減できる。

　本発明によれば、単相インバータの出力電圧ｖ₃を正弦波状に生成し、単相インバータのスイッチング素子Ｓ₃～Ｓ₆のスイッチングを、双方向昇降圧チョッパ１のコンデンサ電圧ｖ₁、またはローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ₂の１周期毎にゼロ電圧時で行うので、スイッチングにより発生するサージ電圧やリンギングを抑制できるとともに、インバータのスイッチング損失を低減できる。さらにローパスフィルタ２を用いることによって、ローパスフィルタ部の各インダクタＬ₂，Ｌ₃を双方向昇降圧チョッパのスイッチングにより発生する急激な電圧変動に対し、ハイインピーダンスとして機能させるので、浮遊容量に流れる漏れ電流をさらに抑制し、ノイズを低減できる。さらに負荷がモータである場合、負荷電流ｉ₂の高調波成分を抑制でき、モータ損失やモータ騒音を低減できる。さらに、低ノイズ化によって漏れ電流が低減できるので、漏れ電流による他の電子機器の誤動作を防ぐことができ、信頼性の高い電力変換装置を提供することが可能になる。

１　双方向昇降圧チョッパ
２　ローパスフィルタ
３　単相インバータ
４，５　制御回路
６　負荷
８　ＬＣフィルタ
５０　電力変換装置
５２，５３　出力端子
６０，７０　直列回路部
８０，９０　単相インバータの相
Ｅ　直流電源
Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ₆　スイッチング素子
Ｄ₁，Ｄ₂，Ｄ₃，Ｄ₄，Ｄ₅，Ｄ₆　ダイオード
Ｌ₁，Ｌ₂，Ｌ₃，Ｌ₄，Ｌ₅，Ｌ₆　インダクタ
Ｃ₁，Ｃ₂，Ｃ₃，Ｃ₄　キャパシタ
ｉ₁　双方向昇降圧チョッパ部のインダクタ電流
ｉ₂，ｉ₃　単相インバータの出力電流
ｖ₁　双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧
ｖ₂　ローパスフィルタ部のキャパシタ電圧
ｖ₃　出力電圧
ｖ₄，ｖ₅　各部電圧
ｖ₁ ^*　キャパシタ電圧指令
ｖ₃ ^*　単相インバータの出力電圧指令
θ　交流電圧の位相角

Claims

　直流電源側に接続された第１インバータ回路と、
　負荷側に接続された第２インバータ回路と、を備え、
　前記第１インバータ回路は、直流電源からの直流電力を、交流波形の絶対値波形となる電力に変換し、
　前記第２インバータ回路は、前記絶対値波形の電力の１周期毎に、交互に反転させて交流電力に変換する電力変換装置。
　請求項１に記載の電力変換装置において、
　前記第１インバータ回路および第２インバータ回路を制御する制御回路を有し、
　前記第２インバータ回路は、スイッチング素子から構成される上アームおよび下アームが直列に接続された直列回路を２つ有し、
　前記制御回路は、前記直列回路の上アームと下アームの導通を、前記絶対値波形の電力の１周期毎に交互に切替えるように制御することを特徴とする電力変換装置。
　請求項１または２のいずれかに記載の電力変換装置において、
　前記第１インバータ回路は、第１スイッチング素子とインダクタが直列に接続された第１直列回路部と、第２スイッチング素子とコンデンサが直列に接続された第２直列回路部を備え、
　前記第２直列回路部は、前記第１直列回路部のインダクタと並列に接続され、
　前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の導通によって、前記コンデンサの電圧が、前記絶対値波形の電圧として出力されることを特徴とする電力変換装置。
　請求項２または３のいずれかに記載の電力変換装置において、
　前記制御回路は、前記コンデンサの電圧が略０となる場合に、前記第２インバータ回路を構成する上アームおよび下アームの導通を交互に切替えることを特徴とする電力変換装置。
　請求項２乃至４のいずれかに記載の電力変換装置において、
　前記制御回路は、前記負荷に出力される交流電力を制御する交流指令信号に基づき、当該交流指令信号の絶対値波形となる絶対値指令信号を演算し、当該絶対値指令信号に基づき前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の導通を制御することを特徴とする電力変換装置。
　請求項２乃至５のいずれかに記載の電力変換装置において、
　前記制御回路は、前記第１インバータ回路を構成する上アームおよび下アームが導通する導通幅が、前記交流指令信号の半周期となるように制御することを特徴とする電力変換装置。
　請求項２乃至６のいずれかに記載の電力変換装置において、
　前記第１インバータ回路は、コンデンサおよびインダクタから構成されるフィルタ回路を介して、前記第２インバータ回路と接続されることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置において、
　前記負荷がモータであり、
　前記負荷および前記第２インバータ回路が同一の筐体に短絡されることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置を複数有し、前記第１インバータ回路に直流電力を供給する電源が同一の電源であることを特徴とする電力変換システム。
　請求項８に記載の電力変換装置を有するモータシステムにおいて、
　前記モータは３相モータであり、当該３相モータのそれぞれの相に対応して３つの電力変換装置を有することを特徴とするモータシステム。
　複数のスイッチング素子から構成され、直流電力を受ける第１インバータ回路と、
　複数のスイッチング素子から構成され、交流電力を負荷に出力する第２インバータ回路と、
　前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、
　前記第１インバータ回路は、第１スイッチング素子とインダクタが直列に接続された第１直列回路部と、コンデンサと前記インダクタが第２スイッチング素子を介して直列に接続された第２直列回路部を有し、
　前記制御回路は、前記負荷に出力される交流電力を制御する交流指令信号に基づき、当該交流指令信号の絶対値となる絶対値指令信号を演算し、前記絶対値指令信号に基づき、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の導通および遮断を制御し、前記コンデンサに電圧を蓄え、
　当該コンデンサに蓄えられた電圧に基づき、前記第２インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子の導通および遮断を制御することを特徴とする電力変換装置。