WO2012066953A1 - 通信媒体 - Google Patents

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福田　浩司
小林　直樹
塚越　常雄
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日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H01Q1/526—Electromagnetic shields
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B13/00—Transmission systems characterised by the medium used for transmission, not provided for in groups H04B3/00 - H04B11/00

Definitions

  • the present invention relates to a communication medium.
  • 2D communication has been proposed in which communication and power supply are performed using a sheet antenna.
  • this sheet-like antenna for example, as in the signal transmission systems described in Patent Documents 1 and 2, two sheet conductor portions are arranged facing each other, and a dielectric is filled between them. A portion of the sheet conductor portion excluding the edge forms a lattice made of a conductor.
  • Communication and power supply are realized by joining an exclusive coupler and transmitting and receiving electromagnetic waves. The characteristic of the electromagnetic wave propagating through the sheet conductor is characterized by the sheet impedance.
  • An example of an object of the present invention is to provide a communication medium that can suppress leakage of electromagnetic waves.
  • a communication medium includes a first sheet conductor portion and a second sheet conductor disposed so as to face the first sheet conductor portion. And a conductor portion surrounding the end portion of the first sheet conductor portion and the end portion of the second sheet conductor portion.
  • the second sheet conductor portion is provided between a shield portion having no opening, a communication power supply portion having an opening, and between the shield portion and the communication power supply portion, and an impedance thereof is set between the shield portion and the communication power supply.
  • a matching line section that matches the power feeding section is provided.
  • the conductor portion surrounds an end portion of the shield portion.
  • leakage of electromagnetic waves can be suppressed.
  • FIG. 1A is a schematic diagram showing a communication medium 1 according to the present embodiment.
  • the upper part of FIG. 1A is a conceptual diagram showing the values of sheet impedance in the second conductor sheet 16 in shades (details of this conceptual diagram will be described later).
  • the lower part of FIG. 1A is a cross-sectional view showing the communication medium 1 according to the present embodiment.
  • the communication medium 1 includes a first conductor sheet (sheet conductor portion) 11, a metal wall (conductor portion) 13, a second conductor sheet (sheet conductor portion) 16, and a dielectric 17.
  • the second conductor sheet 16 includes a shield surface 12, a variable mesh portion (matching line portion) 14, and a communication / power supply surface (communication power supply portion) 15.
  • the shield surface 12, the variable mesh portion 14, and the communication / power supply surface 15 are arranged on the same plane.
  • the first conductor sheet 11 and the second conductor sheet are disposed to face each other in parallel.
  • the 1st conductor sheet 11 consists of metal layers, for example, and does not have openings, such as a lattice.
  • the shield surface 12 is made of, for example, a metal layer and has no opening.
  • the material of the shield surface 12 may be the same conductor as the first conductor sheet 11.
  • the metal wall 13 is a conductor (metal) that seals the entire end of the first conductor sheet 11 and the second conductor sheet 16 (shield surface 12) (only the left side of the end is shown in the lower part of FIG. 1A).
  • a dielectric 17 is filled between the two conductor sheets 11 and 16.
  • the dielectric 17 may be, for example, a gas (for example, air) or a foamable synthetic resin containing a gas.
  • the metal wall 13 may have a via structure.
  • the metal wall 13 may be the same conductor as the material of the first conductor sheet 11 and the shield surface 12.
  • the communication / power supply surface 15 is made of a conductor formed in a lattice shape (having openings periodically in space).
  • the communication / power supply surface 15 is disposed at a position away from the shield surface 12 in the second conductor sheet 16 (on the right side in the example in the lower part of FIG. 1A).
  • a coupler (coupler) is bonded to the communication / power supply surface 15.
  • the communication / power supply surface 15 is supplied with electromagnetic waves to be transmitted from the outside of the communication medium 1 via a coupler.
  • the lattice spacing and the conductor width of the conductor forming the communication / feeding surface 15 are constant. Therefore, the sheet impedance of the communication / power supply surface 15 is constant.
  • the sheet impedance of the communication / power supply surface 15 is higher than the sheet impedance of the shield surface 12 having no opening.
  • the variable mesh portion 14 is a conductor formed in a lattice shape disposed between the shield surface 12 and the communication / power supply surface 15.
  • the conductor width of the conductors constituting the variable mesh portion 14 is changed so that the sheet impedance of the variable mesh portion 14 changes continuously in space, for example, exponentially with respect to the distance from the portion in contact with the shield surface 12. Designed.
  • the sheet impedance of the portion in contact with the shield surface 12 of the variable mesh portion 14 is equal to the sheet impedance of the shield surface 12.
  • the sheet impedance of the portion in contact with the communication / power supply surface 15 of the variable mesh portion 14 is equal to the sheet impedance of the communication / power supply surface 15. The relationship between sheet impedance and conductor width will be described later.
  • the configuration for changing the sheet impedance is not limited to changing the conductor width.
  • the lattice spacing of the conductors constituting the variable mesh portion 14, or the conductor width and the lattice spacing may be changed.
  • the upper part of FIG. 1A is a conceptual diagram showing that the darker the color, the lower the sheet impedance of the second conductor sheet 16. That is, the upper part of FIG. 1 shows that the sheet impedance of the second conductor sheet 16 is lower as it is closer to the shield surface 12, and the sheet impedance of the second conductor sheet 16 is higher as it is closer to the communication / feeding surface 15. .
  • the distance from the portion in contact with the shield surface 12 of the second conductor sheet 16 to the portion in contact with the communication / power feeding surface 15 is referred to as a variable region width L.
  • the variable region width L is set to a half (half wavelength) of the effective wavelength ⁇ of the electromagnetic wave propagating between the two conductor sheets 11 and 16 when the impedance is designed to change exponentially with respect to the distance.
  • the sheet impedance between the shield surface 12 and the communication / power supply surface 15 is matched, and the variable mesh portion 14 acts as a matching line between the shield surface 12 and the communication / power supply surface 15. That is, the electromagnetic wave propagates between the shield surface 12 and the communication / power supply surface 15 without being reflected.
  • FIG. 1B is an example of a plan view of the second conductor sheet 16. As shown in FIG. 1B, the shield surface 12 is not provided with an opening.
  • the variable mesh portion 14 is provided with an opening 14A.
  • the communication / power supply surface 15 is provided with an opening 15A.
  • the reflection coefficient ⁇ is given by the following equation (1).
  • x is the x coordinate value.
  • the value of the x coordinate of the boundary point between the variable mesh unit 14 and the communication / power feeding surface 15 is defined as zero.
  • the direction from the boundary point toward the shield surface 12 is defined as the positive direction of the x-axis of the x coordinate.
  • the variable region width L indicates the value of the x coordinate at the boundary point between the variable mesh portion 14 and the shield surface 12, that is, the width of the variable mesh portion 14 (variable region width).
  • ⁇ is a phase constant.
  • the sheet impedance is the ratio between the electric field and magnetic field of electromagnetic waves propagating in the two conductor sheets.
  • the sheet impedance Z is given by the following equation (2).
  • h is the thickness of the insulating layer sandwiched between the sheets
  • ⁇ r is the relative permittivity
  • ⁇ 0 is the magnetic permeability
  • c is the speed of light in the insulating layer
  • c 0 is the speed of light in vacuum
  • ⁇ is the angular frequency. is there.
  • the phase constant ⁇ is given by the following formula (3), where the effective wavelength is ⁇ .
  • the sheet impedance generally varies depending on the ratio of the size of the conductor portion region. For example, when the conductor portion has a lattice shape (mesh structure) as shown in FIG.
  • the sheet impedance can be determined by adjusting the width w (hereinafter referred to as the conductor width) w of the conductor portion extending in the waveguide direction x.
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating a configuration example of a conductor portion in the conductor sheet.
  • FIG. 2 shows the conductor part C, the insulator part I, and the waveguide direction G of the conductor sheet 11.
  • the width v of the portion extending in the y direction of the conductor portion C is 1 mm.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the relationship between the conductor width and the impedance.
  • the horizontal axis represents the conductor width w
  • the vertical axis represents the sheet impedance Z (w).
  • FIG. 3 shows that the sheet impedance Z (w) rapidly decreases as the conductor width w increases.
  • the variable region width L of the variable mesh portion 14 is set to a half length of the effective wavelength ⁇ . Further, the conductor width w of the variable mesh portion 14 changes according to the relationship shown in FIG. 3 so that the sheet impedance Z (w) changes exponentially in the waveguide direction G.
  • FIG. 4 shows the relationship between the coordinate value x, the conductor width w (x), and the sheet impedance Z (x) at this time.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the relationship between the conductor width w (x) and the sheet impedance Z (x) and the coordinate value x.
  • the horizontal axis in FIG. 4 is the coordinate value x.
  • the vertical axis in FIG. 4 is the conductor width w (x) or the sheet impedance Z (x).
  • the sheet impedance Z (x) is indicated by a diamond mark and the conductor width w (x) is indicated by a circle mark. According to FIG. 4, the sheet impedance Z (x) decreases exponentially as x increases. On the other hand, the conductor width w (x) monotonously increases as x increases. In this manner, the sheet impedance in the variable mesh portion 14 can be quantitatively determined by changing the conductor width w (x).
  • the sheet impedance is changed by changing the conductor width w (x) of the variable mesh portion 14
  • the sheet impedance may be changed by continuously changing the space between the lattices, or the conductor width and the space between the lattices.
  • FIG. 5 is a diagram showing a result of verifying an example of the leakage characteristic of electromagnetic waves, that is, frequency characteristics of radiation efficiency, using an electromagnetic field simulator.
  • shaft of FIG. 5 shows radiation efficiency (Radiation efficiency).
  • the horizontal axis of FIG. 5 shows the frequency (Frequency) of electromagnetic waves.
  • a broken line R (a line marked with a note “reference”) directly connects the shield surface 12 and the communication / feeding surface 15 except the metal wall 13 and the variable mesh portion 14 from the configuration of the communication medium 1 of the present embodiment.
  • the radiation efficiency about the communication medium (henceforth a reference medium) comprised by contacting is shown.
  • a solid line S (a line marked with “short”) is a communication medium configured by directly connecting the shield surface 12 and the communication / power supply surface 15 except the variable mesh portion 14 from the communication medium 1 of the present embodiment.
  • the radiation efficiency for (hereinafter referred to as a metal walled medium) is shown.
  • An alternate long and short dash line K (a line marked with “kahen-taper”) indicates the radiation efficiency of the communication medium 1 of the present embodiment.
  • each communication medium is square and each side is 40 cm in length.
  • the shield surface 12 occupies a width of 8 mm from the end.
  • the radiation efficiency when the communication medium 1 is used that is, the amount of electromagnetic wave leakage, is the smallest at least between the frequencies of 2 GHz and 4 GHz.
  • the radiation efficiency when the reference medium is used takes a value of around ⁇ 10 dB regardless of the frequency.
  • the reference medium leaks most electromagnetic waves.
  • the metal walled medium the radiation efficiency increases from about ⁇ 40 dB to ⁇ 20 dB as the frequency increases from 2 GHz to 4 GHz.
  • the metal walled medium leaks electromagnetic waves second most.
  • the radiation efficiency when using the communication medium 1 according to the present embodiment increases from about ⁇ 50 dB to ⁇ 30 dB as the frequency increases from 2 GHz to 4 GHz.
  • the second conductor sheet 16 includes the shield surface 12 having no opening, the communication / power supply surface 15 having the opening, the shield surface 12, the communication / power supply surface 15, And a matching line portion 14 whose impedance matches the shield surface 12 and the communication / feeding surface 15.
  • the communication medium 1 includes a metal wall 13 that surrounds the end portion of the first conductor sheet 11 and the end portion of the shield surface 12 (that is, a portion of the second conductor sheet 16 that is a part of the shield surface 12).
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing the configuration of the communication medium 2 according to the second embodiment of the present invention.
  • the upper part of FIG. 6 is a conceptual diagram showing the sheet impedance values in the second conductor sheet 16 in shades.
  • the lower part of FIG. 6 is a sectional view showing the communication medium 2 according to the present embodiment.
  • the communication medium 2 has the same arrangement of components as the communication medium 1. However, instead of the variable mesh portion 14 in the communication medium 1, the communication medium 2 is different in that it includes a matching line portion 18 that is a quarter wavelength line.
  • the width of the matching line portion 18 in the x direction (horizontal left direction in the lower part of FIG.
  • the sheet impedance Z m of the matching line 18 is 1 ⁇ 4 (1/4 wavelength) of the effective wavelength ⁇ .
  • the impedance of the system composed of the matching line portion 18 and the shield surface 12 as viewed from the communication / feeding surface 15 side is Z m 2 / Z s .
  • This impedance Z m 2 / Z s matches the sheet impedance Z t of the communication / feed surface 15 from the equation (4). Since the matching line portion 18 has such a width and impedance in the x direction, leakage of electromagnetic waves is suppressed even when the matching line portion 18 is a narrow region of 1 ⁇ 4 of the effective wavelength ⁇ . By enlarging the area of the communication / power supply surface 15, it is allowed to supply a large amount of power.
  • the communication medium 2 suppresses leakage of electromagnetic waves and realizes efficient communication and power feeding.
  • the matching line section is based on the formula (1) that defines the relationship between the reflection coefficient ⁇ and the sheet impedance. Eighteen characteristics (eg, Chebyshev taper) can be defined quantitatively.
  • the communication medium 2 According to the communication medium 2 according to the present embodiment, leakage of the electromagnetic wave from the end portion is suppressed even when the electromagnetic wave is supplied. Therefore, even when a large amount of electric power is transmitted, even when a coupler is installed on the end of the communication medium 2 or on the communication / feeding surface 15, leakage of electromagnetic waves from around the coupler is suppressed. Thereby, safe and reliable communication or power transmission can be realized.
  • the present invention can be applied to communication media. According to this communication medium, leakage of electromagnetic waves can be suppressed.

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Abstract

　通信媒体は、第１のシート導体部と、前記第１のシート導体部に対向して配置した第２のシート導体部と、前記第１のシート導体部の端部及び第２のシート導体部の端部を囲む導体部とを備える。前記第２のシート導体部は、開口部を有しないシールド部、開口部を有する通信給電部、および前記シールド部と前記通信給電部との間に設けられ、そのインピーダンスが前記シールド部及び前記通信給電部に整合する整合線路部を備える。前記導体部は、前記シールド部の端部を囲む。

Description

通信媒体
　本発明は、通信媒体に関する。
　シート状アンテナを用いて通信及び電力供給を行う２次元通信が提案されている。このシート状アンテナにおいては、例えば、特許文献１及び２に記載されている信号伝達システムのように２つのシート導体部を対向して配置し、その間に誘電体を充填している。その一方のシート導体部のエッジを除く部分が導体からなる格子を形成する。専用カプラを接合して電磁波を送受信することにより通信及び電力供給を実現する。シート導体部を伝搬する電磁波の特性はシートインピーダンスによって特徴付けられる。
日本国特開２００７－２８１６７８号公報 日本国特許４５３８５９４号公報
篠田裕之、素材表面に形成する高速センサネットワーク、「計測と制御」、計測自動制御学会、２００７年２月１日、第４６巻、第２号、９８－１０３頁
　しかしながら、特許文献１及び２に記載されている信号伝達システムでは端部にも誘電体が置かれているため電界強度が必ずしも最小とならない。そのため、この信号伝達システムの端部から電磁波が漏洩するという問題があった。
　本発明は上記の点に鑑みてなされた。本発明の目的の一例は、電磁波の漏洩を抑制できる通信媒体を提供することである。
　本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明による通信媒体は、第１のシート導体部と、前記第１のシート導体部に対向して配置した第２のシート導体部と、前記第１のシート導体部の端部及び第２のシート導体部の端部を囲む導体部とを備える。前記第２のシート導体部は、開口部を有しないシールド部、開口部を有する通信給電部、および前記シールド部と前記通信給電部との間に設けられ、そのインピーダンスが前記シールド部及び前記通信給電部に整合する整合線路部を備える。前記導体部は、前記シールド部の端部を囲む。
　本発明によれば、電磁波の漏洩を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態に係る通信媒体を示す概略図である。 図１Ａに示す通信媒体の第２の導体シートの平面図の一例である。 図１Ａに示す通信媒体の第２の導体シートにおける導体部分の構成例を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態における、導体幅とインピーダンスとの関係の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態における、導体幅並びにシートインピーダンスと座標値との関係の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態における、電磁波の放射効率の周波数特性の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態にかかる通信媒体の構成を示す概略図である。
（第１の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
　図１Ａは、本実施形態に係る通信媒体１を示す概略図である。図１Ａの上部は、第２の導体シート１６におけるシートインピーダンスの値を濃淡で示す概念図である（この概念図の詳細については後述する）。図１Ａの下部は、本実施形態に係る通信媒体１を示す断面図である。通信媒体１は、第１の導体シート（シート導体部）１１と、金属壁（導体部）１３と、第２の導体シート（シート導体部）１６と、誘電体１７とを含む。第２の導体シート１６は、シールド面１２と、可変メッシュ部（整合線路部）１４と、通信・給電面（通信給電部）１５とを含む。シールド面１２と可変メッシュ部１４と通信・給電面１５とは、同一平面上に配置される。第１の導体シート１１と第２の導体シートとは互いに平行に対向して配置される。
　第１の導体シート１１は、例えば金属層からなり、格子等の開口部を有しない。
　シールド面１２は、第１の導体シート１１と同様に、例えば金属層からなり、開口部を有しない。シールド面１２の材質は、第１の導体シート１１と同一の導体であってもよい。
　金属壁１３は、第１の導体シート１１及び第２の導体シート１６（シールド面１２）の端部（図１Ａの下部の図では端部の左側部分のみ図示）全面を封止する導体（金属）からなる。
　両導体シート１１，１６の間に誘電体１７が充填される。誘電体１７は、例えば、気体（例えば、空気）または気体を含む発泡性合成樹脂であってもよい。導体シート１１，１６の端部における電界強度が最小となることにより電磁波の漏洩が抑制される。通信媒体１では、導体シート１６の端部にシールド面１２及び金属壁１３が設けられている。この構成により、導体シート１６の端部の周辺における電界強度が最小化される。そのため、両導体シート１１，１６内を伝搬する電磁波が金属壁１３により反射する場合でも、電磁波の漏洩が抑制される。
　金属壁１３は、ビア構造であってもよい。金属壁１３は、第１の導体シート１１及びシールド面１２の材質と同一の導体であってもよい。
　通信・給電面１５は、格子状に形成された（空間周期的に開口部を有する）導体からなる。通信・給電面１５は、第２の導体シート１６においてシールド面１２から離れた位置に（図１Ａの下部の図の例では右側）に配置される。通信・給電面１５には、カプラ（結合器）が接着される。通信・給電面１５には、通信媒体１の外部からカプラを介して伝達させようとする電磁波が供給される。通信・給電面１５を形成する導体の格子間隔及び導体幅は一定である。そのため、通信・給電面１５のシートインピーダンスが一定になる。
　通信・給電面１５のシートインピーダンスは、開口部を有しないシールド面１２のシートインピーダンスよりも高くなる。
　可変メッシュ部１４は、シールド面１２と通信・給電面１５の間に配置される格子状に形成された導体である。可変メッシュ部１４のシートインピーダンスが、空間連続的に、例えばシールド面１２に接している部分からの距離に対して指数関数的に変化するように、可変メッシュ部１４を構成する導体の導体幅が設計されている。可変メッシュ部１４のシールド面１２に接している部分のシートインピーダンスは、シールド面１２のシートインピーダンスと等しい。また、可変メッシュ部１４の通信・給電面１５に接している部分のシートインピーダンスは、通信・給電面１５のシートインピーダンスと等しい。シートインピーダンスと導体幅の関係については後述する。上述のようにシートインピーダンスを変化させるための構成は、導体幅を変化させることだけに限られない。シートインピーダンスを変化させるために、可変メッシュ部１４を構成する導体の格子間隔、又は導体幅並びに格子間隔を変化させてもよい。
　図１Ａの上部の図は、色が濃いほど第２の導体シート１６のシートインピーダンスが低いことを示す概念図である。即ち、図１の上部の図は、シールド面１２に近づくほど第２の導体シート１６のシートインピーダンスが低く、通信・給電面１５に近づくほど第２の導体シート１６のシートインピーダンスが高いことが示す。第２の導体シート１６のシールド面１２に接している部分から、通信・給電面１５に接している部分までの間の距離を可変領域幅Ｌと称する。この可変領域幅Ｌは、距離に対し指数関数でインピーダンスが変化するように設計したときには、両導体シート１１，１６間を伝搬する電磁波の実効波長λの半分（半波長）に設定される。この構成により、シールド面１２と通信・給電面１５との間のシートインピーダンスが整合し、可変メッシュ部１４は、シールド面１２と通信・給電面１５との整合線路として作用する。つまり、シールド面１２と通信・給電面１５の間で電磁波が、反射することなく伝搬する。
　図１Ｂは、第２の導体シート１６の平面図の一例である。図１Ｂに示すように、シールド面１２には開口部が設けられていない。可変メッシュ部１４には、開口部１４Ａが設けられている。通信・給電面１５には、開口部１５Ａが設けられている。
　可変メッシュ部１４が整合線路として作用するには、反射係数Γ＝０となるように、可変メッシュ部１４のシートインピーダンスＺ（ｘ）を定めればよい。反射係数Γは、次式（１）のように与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、xは、x座標の値を示す。このx座標系において、可変メッシュ部１４と通信・給電面１５の境界点のx座標の値をゼロと定義する。この境界点からシールド面１２に向けた方向（図１Ａの下部の図において左水平方向）がx座標のｘ軸の正方向と定義する。可変領域幅Ｌは、可変メッシュ部１４とシールド面１２の境界点におけるx座標の値、つまり可変メッシュ部１４の幅（可変領域幅）を示す。βは位相定数である。
　シートインピーダンスとは、２枚の導体シート内を伝搬する電磁波の電界と磁界の比である。本実施形態の通信・給電面１５を導波する電磁波を考えたとき、メッシュ構造のオーダーが伝播する電磁波の波長オーダーより十分小さいことを考慮し、シートインピーダンスを一定値に平均化すれば、そのシートインピーダンスＺは次の式（２）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、ｈはシート間に挟まれる絶縁層の厚さ、εｒは比誘電率、μ０は透磁率、ｃは絶縁層における光速度、ｃ０は真空の光速度、ωは角周波数である。このとき、位相定数βは、実効波長をλとして次式（３）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　通信・給電面１５の開口部は、電磁波の波長オーダーより十分小さいことから、表面からシート外への電磁波漏洩は微量である。しかしながら、現実の通信媒体は、有限の大きさであるため端部を有する。そのため、この端部でのインピーダンスの不連続によって電磁波の漏洩が起こる。通信・給電面１５とその他の部分とにおけるインピーダンスの差異による電磁波の漏洩を避けるため、導体シートのシートインピーダンスを如何に決定するかが重要である。シートインピーダンスは、一般に導体部分の領域の大きさの割合によって変化する。例えば、導体部分が図２に示すように格子状（メッシュ構造）である場合、導波方向ｘに延びる導体部分の幅（以下、導体幅という）ｗを調整してシートインピーダンスを定めることができる。
　図２は、導体シートにおける導体部分の構成例を示す概略図である。図２は、導体シート１１の導体部Ｃ、絶縁体部Ｉ、導波方向Ｇを示している。導体部Ｃのｙ方向に延びる部分の幅ｖは、１ｍｍである。
　一例として、隣接する導体間の距離であるメッシュ間隔が４ｍｍ、絶縁層の厚みが１ｍｍ、誘電体の比誘電率が２．３の場合を説明する。この場合、導体幅ｗごとのシートインピーダンスＺ(ｗ)は、図３に示される値となる。図３は、導体幅とインピーダンスとの関係の一例を示す図である。
　図３では、横軸が導体幅ｗ、縦軸がシートインピーダンスＺ(ｗ)である。図３は、導体幅ｗが大きくなるに従い、シートインピーダンスＺ(ｗ)が急激に低下することを示す。
　可変メッシュ部１４の可変領域幅Ｌは、実効波長λの半分の長さに設定されている。また、可変メッシュ部１４の導体幅ｗは、シートインピーダンスＺ(ｗ)が導波方向Ｇに指数関数的に変化するように図３に示す関係に従って変化している。このときの座標値ｘと導体幅ｗ(ｘ)及びシートインピーダンスＺ(ｘ)の関係を図４に示す。図４は、導体幅ｗ(ｘ)並びにシートインピーダンスＺ(ｘ)と座標値xとの関係の一例を示す図である。図４の横軸は座標値ｘである。図４の縦軸は導体幅ｗ(ｘ)又はシートインピーダンスＺ(ｘ)である。図４において、シートインピーダンスＺ(ｘ)をひし形の印、導体幅ｗ(ｘ)を丸印を用いて示している。図４によれば、シートインピーダンスＺ(ｘ)はｘの増加に従い、指数関数的に低下する。他方、導体幅ｗ(ｘ)は、ｘの増加により単調に増加する。このようにして、可変メッシュ部１４におけるシートインピーダンスを、導体幅ｗ(ｘ)を変化させることで定量的に決定することができる。
　上記では、可変メッシュ部１４の導体幅ｗ(ｘ)を変化させることによりシートインピーダンスを変化させる例について述べたがこれに限られない。格子間間隔、又は導体幅並びに格子間間隔を空間連続的に変化させることによりシートインピーダンスを変化させてもよい。
　このような構成にすることで、実質的にインピーダンスが不連続な部分がなくなり通信媒体１からの電磁波の漏洩が抑えられる。
　本実施形態における通信媒体１からの電磁波の漏洩効果について説明する。図５は、電磁波の漏洩量、即ち放射効率の周波数特性の一例を、電磁界シミュレータを用いて検証した結果を示す図である。図５の縦軸は放射効率（Ｒａｄｉａｔｉｏｎ　ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を示す。図５の横軸は電磁波の周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を示す。破線Ｒ（「ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ」という注が付された線）は、本実施形態の通信媒体１の構成から、金属壁１３と可変メッシュ部１４を除き、シールド面１２と通信・給電面１５とを直接接させて構成させた通信媒体（以下、参照媒体という）についての放射効率を示す。実線Ｓ（「ｓｈｏｒｔ」と注が付された線）は、本実施形態の通信媒体１から可変メッシュ部１４を除き、シールド面１２と通信・給電面１５とを直接接させて構成した通信媒体（以下、金属壁付媒体という）についての放射効率を示す。一点鎖線Ｋ（「ｋａｈｅｎ－ｔａｐｅｒ」と注が付された線）は、本実施形態の通信媒体１についての放射効率を示す。
　但し、各通信媒体とも正方形であり、各辺の長さが４０ｃｍである。また、シールド面１２は、端部から８ｍｍの幅を占める。図５から明らかなように、通信媒体１を用いた場合の放射効率、即ち電磁波の漏洩量が、少なくとも周波数２ＧＨｚと４ＧＨｚとの間において、最も少ない。参照媒体を用いた場合の放射効率は、周波数によらず－１０ｄＢ前後の値をとっている。参照媒体が、最も多く電磁波を漏洩させている。金属壁付媒体を用いた場合の放射効率は、２ＧＨｚから４ＧＨｚにかけて周波数が高くなるにつれ、約－４０ｄＢから－２０ｄＢに増加している。金属壁付媒体は、２番目に多く電磁波を漏洩させている。これに対して、本実施形態による通信媒体１を用い場合の放射効率は、２ＧＨｚから４ＧＨｚにかけて周波数が高くなるにつれ、約－５０ｄＢから－３０ｄＢに増加する。
　このように、本実施形態によれば、第２の導体シート１６は、開口部を有しないシールド面１２と、開口部を有する通信・給電面１５と、シールド面１２と通信・給電面１５との間に設けられ、そのインピーダンスがシールド面１２及び通信・給電面１５に整合する整合線路部１４とを備える。通信媒体１は、第１の導体シート１１の端部及びシールド面１２の端部（すなわち、シールド面１２の一部である第２の導体シート１６の一部）を囲む金属壁１３を備える。この構成により、第２の導体シート１６の端部及びその周辺における電界が最小化され、電磁波の漏洩が抑制される。
（第２の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について説明する。
図６は、本発明の第２の実施形態に係る通信媒体２の構成を示す概略図である。図６の上部は、第２の導体シート１６におけるシートインピーダンスの値を濃淡で示す概念図である。図６の下部は、本実施形態に係る通信媒体２を示す断面図である。通信媒体２は、通信媒体１と構成部材の配置は同様である。但し、通信媒体１における可変メッシュ部１４の代わりに、通信媒体２は１／４波長線路である整合線路部１８を有する点が異なる。
　整合線路部１８のx方向（図６の下部の水平左方向）の幅は、実効波長λの１／４（１／４波長）である。また、整合線路部１８のシートインピーダンスＺｍは、次式（４）に示されるように通信・給電面１５のシートインピーダンスＺｔとシールド面１２のシートインピーダンスＺｓの相乗平均、即ちこれらの積の根である。図６の上部の図に示されるように、整合線路部１８のシートインピーダンスＺｍの値は一定値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　このとき、通信・給電面１５側からみた整合線路部１８とシールド面１２とからなる系のインピーダンスがＺｍ ２/Ｚｓとなる。このインピーダンスＺｍ ２/Ｚｓが式（４）より通信・給電面１５のシートインピーダンスＺｔと整合する。整合線路部１８が、このようなｘ方向への幅やインピーダンスを有することにより、整合線路部１８が実効波長λの１／４と狭い領域であっても電磁波の漏洩が抑制される。通信・給電面１５の領域を広くすることにより、大電力を供給することが許容される。
　特に、電磁波の漏洩が問題となる周波数もしくは波長が既知である場合（例えば、大電力を伝送する場合）には、通信媒体２は、電磁波の漏洩を抑制し、効率よい通信、給電を実現する。
　また、第１の実施形態と同様に導体幅や格子間隔のような各種変数とシートインピーダンスの関係に基づいて、反射係数Γとシートインピーダンスとの関係を定める式（１）に基づいて整合線路部１８の特性（例えば、チェビシェフテーパ）を定量的に定めることができる。
　従って、本実施形態に係る通信媒体２によれば、電磁波が供給されても端部からの電磁波の漏洩が抑制される。よって、大電力を伝送する場合でも、通信媒体２の端部や、通信・給電面１５上に、カプラを設置した場合でも、カプラ周辺からの電磁波の漏洩が抑制される。これにより安全で信頼性の高い通信または電力の伝送を実現することができる。
　以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１０年１１月１９日に出願された日本出願特願２０１０－２５８７２７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
本発明は、通信媒体に適用することができる。この通信媒体によれば、電磁波の漏洩を抑制することができる。
１、２      通信媒体
１１       第１の導体シート
１２   シールド面
１３   金属壁
１４   可変メッシュ部
１５ 通信・給電面
１６   第２の導体シート
１７   誘電体
１８   整合線路部

Claims (2)

  1. 　第１のシート導体部と、
    　前記第１のシート導体部に対向して配置した第２のシート導体部と、
    　前記第１のシート導体部の端部及び第２のシート導体部の端部を囲む導体部とを備える通信媒体であって、
    　前記第２のシート導体部は、
    　開口部を有しないシールド部、
    　開口部を有する通信給電部、および
    　前記シールド部と前記通信給電部との間に設けられ、そのインピーダンスが前記シールド部及び前記通信給電部に整合する整合線路部を備え、
    　前記導体部は、前記シールド部の端部を囲む
    　通信媒体。
  2. 　前記整合線路部は、
    　１／４波長線路である請求項１に記載の通信媒体。
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