WO2012064064A2 - 전기적 잡음을 상쇄시키는 평형된 컨버터 및 자기에너지전달소자 - Google Patents

전기적 잡음을 상쇄시키는 평형된 컨버터 및 자기에너지전달소자 Download PDF

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input winding
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power supply
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박찬웅
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Park Chan-Woong
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply having a transformer of a sandwich winding structure, in particular to reduce the radiation noise and conduction noise to reduce the cost of the line filter.
  • FIG. 1 illustrates a principle of generating a displacement current to an electrical ground by combining an output line with a distribution capacity inside a transformer in a typical flyback converter.
  • the black dots on each winding of the transformer indicate the beginning or end of the windings.
  • the AC input voltage is rectified and smoothed by the capacitor 11.
  • the switching element 12 is interrupted in response to the feedback of the output voltage, and the energy of the input winding 132 of the transformer 13 is accumulated. Over discharge occurs, and the output rectifier 14 and the capacitor 15 rectify the voltage of the output winding 134 to supply power to the load.
  • one end of the input winding 132 of the transformer 13 and the connection point of the switching element 12 have a very fast voltage change rate when the switching element 12 is turned on or off and a potential of up to 500 to 600 volts. Variation occurs.
  • the change in the potential is a path through the distribution capacitance (Cps) between the input winding 132 and the output winding 134 or the distribution capacitance (Cpc) between the input winding 132 and the transformer core and the transformer core 136.
  • the output line 134 is transferred to the output winding 134 via a distribution capacitance Csc between the output winding 134 and the output winding 134 so that the output line 17 has a potential of noise.
  • the change in potential causes the input line 16 to have a potential of noise through the distribution capacitance Cpi between the input winding 132 and the input line 16.
  • the change in potential causes the transformer core to have a potential of noise through the distribution capacitance Cpc between the input winding 132 and the transformer core.
  • the potentials of these noises are currents through the distribution capacitance between input line 16 and ground (Cig), the distribution capacitance between output line 17 and ground (Cog), and the distribution capacitance between transformer core and ground (Ccg), respectively. To generate common mode noise, and this noise current must be managed below the level set by law.
  • FIG. 2 conventionally reduces the displacement current flowing to the electrical ground through the output line 17 of the power supply device by canceling the capacitive coupling of the output winding 134 by the change in the potential of the input winding 132.
  • the structure of the transformer 13a of the technique is shown.
  • the input winding 132 generates an electric field in a direction facing the output winding 134 to generate a capacitive coupling current through the distribution capacitance Cps of a surface facing the output winding 134.
  • the electric field is generated in the opposite direction toward the output winding 134 so that the distribution capacitance Cpc of the input winding 132 and the transformer core 136 and the distribution capacitance Csc of the transformer core 136 and the output winding 134 are generated.
  • the capacitive coupling current between the input winding 132 and the output winding 134 should be kept low.
  • the electric field generated in the direction facing the output winding 134 in the input winding 132 is shielded by the offset winding 133, the opposite of the direction facing the output winding 134 in the input winding 132
  • the electric field generated in the direction is shielded by the shield winding 131.
  • the capacitive coupling generated in spite of the shielding eliminates the shielding winding 131 by forming an electric field at a potential having a polarity opposite to that of the input winding 132.
  • the offset winding 133 generates a coupling of reverse polarity between the offset winding 133 and the output winding 134, and thus the input winding 132 and the output winding 134 generated despite shielding. It is eliminated by canceling the capacitive bond between them.
  • the offset winding 133 In order to generate a reverse polarity current that will cancel the capacitive coupling generated from the input winding 132 with the high potential variation to the output winding 134 with the variation of the low potential at the same polarity, the offset winding 133 It should be lower than the change in the potential of the output winding 134 or have a change in the potential of the opposite polarity. In general, the number of turns (T) of the offset winding 133 for offsetting is greater than the number of turns of the output winding 134. 1T to 2T is small.
  • FIG. 3 is an example having a winding structure of a sandwich in the prior art.
  • the transformer 18 of FIG. 3 divides the input winding into a low pressure portion 181 of the input winding and a high pressure portion 182 of the input winding to surround the output winding 183 in a sandwich form, and a low pressure portion 181 of the input winding.
  • the first shield winding 184 is provided between the output windings 183 and the second shield winding 185 is provided between the high voltage unit 182 and the output winding 183 of the input winding.
  • the transformer 18 generates a much larger capacitance difference than that of FIG. 2 even though the capacitive coupling current through the surface facing each other between the high voltage section 182 and the output winding 183 of the input winding is large.
  • a large current generated by the high potential of the high voltage section 182 of the input winding capacitively coupled to the core 186 and the input line 16 of the transformer is generated.
  • conduction noise and radiation noise are greatly generated from the power supply device, so measures such as reinforcing the line filter or using a high frequency filter are required.
  • the present invention is intended to eliminate such problems of the prior art.
  • a first voltage input terminal for achieving the above object A second voltage input terminal; The switching element; And in the switching type power supply comprising a magnetic energy transfer device, the magnetic energy transfer device
  • a core of the magnetic energy transfer device It is wound on the core of the magnetic energy transfer element, and is connected between the first voltage input terminal and one terminal of the switching element, and the flow of current and the transfer of magnetic energy are interrupted by the switching operation of the switching element.
  • a first input winding It is wound around the core of the magnetic energy transfer element, and is connected between the second voltage input terminal and the other terminal of the switching element, and the flow of current and the transfer of magnetic energy are interrupted by the switching operation of the switching element.
  • a second input winding A first output winding coupled with the first input winding to draw energy; And a second output winding coupled to the second input winding to draw energy.
  • the reverse polarity is caused by the external influence caused by the change of the potential of the first input winding and the generated noise by the switching operation of the switching element and the external influence by the change of the potential of the second input winding and the generated noise. Subsequently, they are canceled with each other.
  • a first voltage input terminal for achieving the above object A second voltage input terminal; A first switching element; A second switching element; And in the switching type power supply comprising a magnetic energy transfer device, the magnetic energy transfer device,
  • a core of the magnetic energy transfer device Wound around the core of the magnetic energy transfer element, and connected between the first voltage input terminal and one terminal of the first switching element, the flow of current and magnetic energy by switching operation of the first switching element.
  • a first input winding to which transmission is interrupted Wound around the core of the magnetic energy transfer element, and connected between the second voltage input terminal and the other terminal of the first switching element, the current flows and the magnetic energy by the switching operation of the first switching element.
  • a second input winding to which transmission of the data is interrupted; Wound around the core of the magnetic energy transfer element, and connected between the first voltage input terminal and one terminal of the second switching element, the switching of the second switching element A third input winding on which transmission is interrupted; And wound around the core of the magnetic energy transfer element, and connected between the second voltage input terminal and the other terminal of the second switching element, the current flows through the switching operation of the second switching element and the magnetic A fourth input winding to which the transfer of energy is interrupted;
  • the influence of the outside of the potential of the first input winding and the noise generated by the switching operation of the first switching element and the influence of the outside of the potential of the second input winding and the generated noise It is reverse polarity and cancels each other, and is influenced to the outside by the change of the potential of the third input winding and the generated noise by the switching operation of the second switching element, and the change of the potential of the fourth input winding and the generated noise. It is characterized in that the influence to the outside by the reverse polarity is canceled with each other.
  • a first voltage input terminal for achieving the above object A second voltage input terminal; A switching element; And the magnetic energy transfer device used in the switching type power supply including a magnetic energy transfer device and an output rectifier,
  • a core of the magnetic energy transfer device It is wound around the core of the magnetic energy transfer element, and is connected between the first voltage input terminal and one terminal of the switching element, and the flow of current and the transfer of magnetic energy are interrupted by the switching operation of the switching element.
  • a first input winding It is wound around the core of the magnetic energy transfer element, and is connected between the second voltage input terminal and the other terminal of the switching element, and the flow of current and the transfer of magnetic energy are interrupted by the switching operation of the switching element.
  • the change in the potential of the second input winding and the effect of noise generated outside are reverse polarity and cancel each other.
  • a first voltage input terminal for achieving the above object A second voltage input terminal; A first switching element; A second switching element; And in the magnetic energy transfer device used in a switching type power supply comprising a magnetic energy transfer device,
  • a core of the magnetic energy transfer device Wound around the core of the magnetic energy transfer element, and connected between the first voltage input terminal and one terminal of the first switching element, the flow of current and magnetic energy by the switching operation of the first switching element.
  • a first input winding to which transmission is interrupted Wound around the core of the magnetic energy transfer element and connected between the second voltage input terminal and the other terminal of the first switching element, the current flows and the magnetic energy by the switching operation of the first switching element.
  • a second input winding to which transmission of the data is interrupted; Wound around the core of the magnetic energy transfer element, and connected between the first voltage input terminal and one terminal of the second switching element, the flow of current and magnetic energy by switching operation of the second switching element.
  • the influence of the outside of the potential of the first input winding and the noise generated by the switching operation of the first switching element and the influence of the outside of the potential of the second input winding and the generated noise It is reverse polarity and cancels each other, and is influenced to the outside by the change of the potential of the third input winding and the generated noise by the switching operation of the second switching element, and the change of the potential of the fourth input winding and the generated noise. It is characterized in that the influence to the outside by the reverse polarity is canceled with each other.
  • the present invention achieves high efficiency by using a transformer having a sandwich structure, while canceling and eliminating capacitive coupling with an external device due to emission of high frequency noise generated from a winding of a transformer and fluctuation in potential, thereby reducing conductive EMI and radiation. Since EMI can be lowered and no reinforcement of a line filter is required, the circuit can be simplified and the cost can be greatly reduced.
  • 1 is a generation diagram of a displacement current flowing to the ground by the distribution capacity inside the transformer in the flyback converter according to the prior art.
  • FIG. 2 is a diagram of an example of a prior art transformer
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of configuring a sandwich winding by the prior art.
  • FIG. 4 is a block diagram of a balanced sandwich flyback converter canceling conducted and radiated noise in accordance with the present invention.
  • 5 through 7 illustrate embodiments of a sandwich structure transformer for the flyback converter of FIG. 4.
  • FIG. 11 is another configuration diagram of a balanced sandwich flyback converter according to the present invention.
  • 14-16 are schematic diagrams of a push-pull converter constructed in accordance with this invention.
  • FIG. 4 shows a block diagram of a flyback converter having a sandwich structure configured not to emit conduction noise to the outside due to a change in potential generated in a winding of a transformer according to the present invention.
  • the AC input voltage is rectified and smoothed by the capacitor 11.
  • the switching element 12 is interrupted in response to the feedback of the output voltage, and the first input winding 201 and the first winding of the transformer 20 At the two input windings 202, energy accumulation and release occur.
  • the transformer 20 transmits energy to the first output winding 203 and the second output winding 204, and the first output rectifier 14a, the second output rectifier 14b, and the capacitor 15 transmit the energy. Rectify and smooth to supply voltage to the load.
  • the first input winding 201 and the first output winding 203 connected between the " + " terminal of the input capacitor 11 of FIG. 4 and the switching element 12 are physically located close to each other. Energy transfer and capacitive coupling occur between the two windings, and the second input winding 202 and the second output winding 204 connected between the “-” terminal of the input capacitor 11 and the switching element 12. ) Is also physically close together, resulting in a transfer of energy and capacitive coupling between the two windings.
  • the first input winding 201 and the second input winding 202 generate potentials of opposite polarities, respectively, by the switching operation of the switching element 12.
  • the capacitive coupling generated between the first input winding 201 and the first output winding 203 and the capacitive coupling generated between the second input winding 202 and the second output winding 204 are equal in size to each other. It is of opposite polarity, so it is canceled out.
  • the fluctuations in the potentials of the first input winding 201 and the second input winding 202 are set differently, the difference between the magnitudes of the two couplings remains.
  • the output line 17 has a potential of very low conduction noise.
  • the capacitive couplings generated from the first input winding 201 and the second input winding 202 to the input line 16 or the transformer core 207, respectively, are the same in size and opposite polarity, and are canceled and removed.
  • Line 16 and transformer core 207 also have very low potential for conduction noise.
  • the high frequency noise generated in the first input winding 201 and the second input winding 202 and transmitted to the first output winding 203 and the second output winding 204, respectively, is reversed and canceled. If the two noises are equal in magnitude, they are completely removed by cancellation, and the radiation of the high frequency noise through the output line 17 of the power supply is much lower than in the prior art of Figs.
  • Figure 4 shows that emission of conductive noise and radiation of high frequency noise through the input line 16, the output line 17, and the transformer core 207 of the power supply device are much lower than before. This can simplify the circuit and reduce the cost.
  • a capacitor and a resistor are attached to both ends of the first output diode 14a and the second output diode 14b, it is natural that the radiation of the high frequency noise is further lowered, and it is actually used in parallel with the present invention. This is too general a matter to be specifically shown or referred to in all the drawings presented to explain the invention.
  • the transformer 20 includes a core 207 of a magnetic energy transfer device; It is wound around the core 207 of the magnetic energy transfer element, and is connected between the " + " input terminal, which is the first input terminal, and one terminal of the switching element 12, and the current is switched by the switching element 12.
  • the change in the potential of the second input winding and the effect of noise generated outside are reverse polarity and cancel each other out.
  • the power supply inside the power supply due to the variation of the potential generated in the first input winding 201 of the transformer 20 by the switching of the switching element 12.
  • the coupling of the capacitive generated by the line and the element and the variation of the potential generated in the second input winding 202 cancel each other from the capacitive coupling of the opposite polarity generated by the line and the element inside the power supply.
  • High frequency noise of opposite polarity generated and emitted in the winding 202 cancels each other out.
  • the high frequency noise and the first high-capacity noise transferred from the first input winding 201 of the transformer 20 to the first output winding 203 are coupled to each other.
  • the high frequency noise transmitted by capacitively coupled from the two input windings 202 to the second output winding 204 is reverse polarity and canceled with each other.
  • FIG. 5 shows a transformer 20a, which is an embodiment for the flyback converter of FIG. 4, wherein the transformer 20a includes a first output winding 203 between the first input winding 201 and the second input winding 202.
  • the transformer 20a includes a first output winding 203 between the first input winding 201 and the second input winding 202.
  • the second output winding 204 are located, the first output winding 203 is close to the first input winding 201, and the second output winding 204 is close to the second input winding 202.
  • the transformer 20a is provided with a first output winding 203 and a second output between the first input winding 201 and the second input winding 202.
  • the winding 204 is positioned, the first output winding 203 is located closer to the first input winding 201 than the second output winding 204, and the second output winding 204 is located than the first output winding 203. ) Is located closer to the second input winding 202.
  • FIG. 6 shows a transformer 20b which is another embodiment for the flyback converter of FIG. 4, wherein the transformer 20b includes a first input winding between the first output winding 203 and the second output winding 204. 201 and the second input winding 202 are located, the first input winding 201 is close to the first output winding 203, and the second input winding 202 is close to the second output winding 204. .
  • the winding layer of the first input winding 201 far from the first output winding 203 and the winding layer of the second input winding 202 far from the second output winding 204 are wound adjacent to each other. Therefore, they are capacitively coupled by the distribution capacitance between the two windings.
  • the first input winding 201 and the second input between the first output winding 203 and the second output winding 204 of the transformer 20b.
  • the winding 202 is positioned, and the first input winding 201 is located closer to the first output winding 203 than the second input winding 202, and the second input winding 202 is disposed than the first input winding 201. ) Is located closer to the second output winding 204.
  • the first input winding 201 and the second input winding 202 of the transformer 20b are capacitively coupled to each other so that the first input winding ( 201) and the high frequency noise of the second input winding 202 are lowered.
  • the first input winding 201 and the second input winding 202 of the transformer 20b are coupled by a distribution capacitance between two windings to form a first connection.
  • the high frequency noise of the input winding 201 and the second input winding 202 is reduced.
  • FIG. 7 is a block diagram of a flyback converter having a sandwich winding structure in which a high frequency noise is generated by coupling between two input windings through an external capacitive coupling element 30 according to the present invention.
  • Coupling element 30 may be capacitor 24 and resistor 25 or capacitor 24.
  • the connection point at which one terminal of the coupling element 30 is connected to the first input winding 231 is a connection point between the first input winding 231 and the switching element 12 or an intermediate tap 238 of the first input winding 231. May be).
  • the connection point at which the other terminal of the coupling element 30 is connected to the second input winding 232 may be a connection point between the second input winding 232 and the switching element 12 or may be an intermediate tap of the second input winding 232. have.
  • a coupling element 30 is coupled between the connection point between the second input winding 232 and the switching element 12 and the middle tab 238 of the first input winding 231.
  • the noise voltage of the winding between the "+" voltage and the intermediate tap 238 can be lowered very low.
  • the noise is reduced to the first output winding 233. Delivered.
  • the connection point between the first input winding 231 and the switching element 12 and the middle tap of the second input winding 232 is coupled through another coupling element 30, the first output winding ( 233 and the high frequency noise transmitted to the second output winding 234 can be significantly reduced.
  • the first output winding 233 and the second output winding 234 of FIG. 7 correspond to the first output winding 203 and the second output winding 204 of FIG. 4, and elements other than the transformer 23 are illustrated in FIG. Corresponds to 4.
  • the first input winding 201 and the second input winding 202 of the transformer 20 are capacitively coupled through the coupling element 30.
  • the high frequency noise of the first input winding 201 and the second input winding 202 is lowered.
  • Coupling element 30 may be capacitor 24 and resistor 25 or capacitor 24.
  • connection point at which one terminal of the coupling element 30 is connected to the first input winding 231 is a connection point between the first input winding 231 and the switching element 12, or an intermediate tap 238 of the first input winding 213. May be).
  • the connection point at which the other terminal of the coupling element 30 is connected to the second input winding 232 may be a connection point between the second input winding 232 and the switching element 12 or may be an intermediate tap of the second input winding 232. have.
  • the coupling element 30 may be connected to a plurality of positions between the first input winding 231 and the second input winding 232.
  • FIG. 8 is a block diagram of a flyback converter for reducing the cost of the external coupling element 30 according to the present invention.
  • Capacitor 24 in FIG. 7 must use a high withstand voltage component to withstand the potential difference between the two windings and is expensive.
  • 8 is a structural diagram that enables the use of the low breakdown voltage capacitor 24 or removes the capacitor 24.
  • the transformer 26 further includes a first coupling winding 268 wound to face the first input winding 261, wherein the first input winding 261 and the second input winding 262 are formed. It is coupled through a distribution capacitance between the first input winding 261 and the first coupling winding 268.
  • the connection between the second input winding 262 and the first coupling winding 268 may be connected directly or through a resistor if the first coupling winding 268 and the second input winding 262 have the same polarity and the same number of turns. Can be connected.
  • connection between the second input winding 262 and the first coupling winding 268 should be through a capacitor or through a resistor and a capacitor when the number of turns of the first coupling winding 268 and the second input winding 262 is different.
  • the first output winding 263 and the second output winding 264 of FIG. 8 correspond to the first output winding 203 and the second output winding 204 of FIG. 4, and elements other than the transformer 26 are illustrated in FIG. Corresponds to 4.
  • the transformer 26 further includes a second coupling winding wound to face the second input winding 262, so that the entirety or part of the first input winding 261 and the second input winding 262 may be separated. All or a part may be combined through a distribution capacitance between the second input winding 262 and the second coupling winding.
  • the transformer 26 further includes a first coupling winding 268 wound up facing the first input winding 261 and a second coupling winding wound up facing the second input winding 262. All or part of the first input winding 261 and the whole or a portion of the second input winding 262 may be distributed between the first input winding 261 and the first coupling winding 268 and the second input winding ( 262) and the second coupling winding may be coupled through a distribution capacitance.
  • the first input winding further includes a first coupling winding 268 wound around the first input winding 261. All or a part of 261 and all or a part of second input winding 262 are coupled through a distribution capacitance between first input winding 261 and first coupling winding 268, so that first input winding 261 ) And the high frequency noise of the second input winding 262 can be reduced.
  • the transformer 26 includes a second coupling winding wound around the second input winding 262. All or a portion of the windings 261 and the entirety or a portion of the second input winding 262 are coupled through a distribution capacitance between the second input winding 262 and the second coupling winding, and thus, the first input winding 261. And the high frequency noise of the second input winding 262 can be reduced.
  • the transformer 26 has a first coupling winding 268 and a second winding wound facing the first input winding 261.
  • the entirety or a portion of the first input winding 261 and the entirety or a portion of the second input winding 262, including the second coupling winding wound to face the input winding 262, may be connected to the first input winding 261.
  • the distribution capacitance between the first coupling winding 268 and the distribution capacitance between the second input winding 262 and the second coupling winding are coupled to each other to form the first input winding 261 and the second input winding 262. High frequency noise can be lowered.
  • Figure 9 shows a transformer 20c of an embodiment that can further reduce conduction noise and radiation noise in accordance with the present invention.
  • FIG. 9 provides a method capable of effectively canceling and removing high frequency radiation noise and conducted noise even under such asymmetric conditions of use.
  • the transformer 20c of FIG. 9 further includes a first shielding winding 205 and a second shielding winding 206 in the transformer 20a of FIG. 5.
  • the first shielding winding 205 of the transformer 20c shields the capacitive coupling between the first input winding 201 and the first output winding 203, and the second shielding winding 206 provides a second input winding ( The capacitive coupling between 202 and the second output winding 204 is shielded.
  • the capacitive coupling between the first input winding 201 and the first output winding 203 and between the second input winding 202 and the second output winding 204 Capacitive coupling is shielded and the amount is much reduced.
  • the coupling of the two capacities generated is canceled and lowered or lowered between the first output winding 203 and the second output winding 204, the conductive noise potential of the output line 17 of the power supply is much higher than in FIG. low.
  • the capacitive coupling between the first shield winding 205 and the first output winding 203 and the capacitive coupling between the second shield winding 206 and the second output winding 204 are also reverse polarity and have different sizes. If so, they are also offset and eliminated or lowered.
  • the first input winding 201 and the second input winding 202 have the same number of turns, noises capacitively coupled to or transmitted to an element, an input line 16, or a transformer core 207 in a power supply device have different sizes. In other cases, there is a residual component that is not offset by the difference in size. In this case, the number of turns of the first input winding 201 and the second input winding 202 may be varied so that the noise potential of the element, the input line 16 or the transformer core 207 in the power supply device is minimized.
  • the transformer 20c includes a first shield for shielding capacitive coupling between the first input winding 201 and the first output winding 203.
  • the winding 205 further includes a second shielding winding 206 for shielding capacitive coupling between the second input winding 202 and the second output winding 204.
  • FIG. 10 is a transformer 21a of a sandwich winding structure in which a winding section, which is an embodiment for the flyback converter of FIG. 4, of the present invention is configured not to emit conduction noise and radiation noise to the outside by using a bobbin 217 divided into two parts. Seems.
  • the transformer 21a has a low potential variation among the winding layers of the first input winding 211 in one winding section of the bobbin 217 in which the winding section coupled with the transformer core 218 is divided into two winding sections.
  • the winding layer and the first output winding 213 face each other, and the winding layer having the low potential variation among the winding layers of the second input winding 212 in the other winding section and the second output winding 214 face each other. It has a structure that is located.
  • the transformer 21a is generated between the windings wound in one winding section and the capacitive coupling generated between the first output winding 213 and the windings wound in the other winding section and the second output winding 214.
  • the capacitive bonds are equal in size and reverse polarity, canceling out and removing.
  • the capacitive coupling created by the windings in one winding section to the lines or elements in the power supply is also canceled out by the capacitive coupling created by the windings in the other winding section.
  • the high frequency noise generated in one winding section and delivered to the first output winding 213 and the high frequency noise generated in the other winding section and delivered to the first output winding 213 are equal in magnitude and reverse polarity, and thus canceled out. do.
  • the high frequency noise transmitted from the windings in one winding section to the lines or elements in the power supply is also canceled by the high frequency noise transmitted from the windings in the other winding section.
  • the transformer 21a of Fig. 10 also has less emission of conductive noise and radiation noise.
  • the transformer 21a is configured to change the low potential of the winding layer of the first input winding 211 in one winding section of the bobbin in which the winding section is divided into two.
  • the winding layer having the first output winding 213 is disposed to face each other, and the winding layer having the low potential variation among the winding layers of the second input winding 212 in the other winding section faces the second output winding 214. Is located.
  • the transformer 21a is a combination of capacitive coupling between the first input winding 211 and the first output winding 213 and the second input winding 212.
  • the capacitive coupling between and the second output winding 214 is reversed and canceled out.
  • the transformer 21a is generated in the first input winding 211 by switching of the switching element 12 to generate the first input winding 211 and the first input winding 211.
  • the second input winding 212 and the second output winding 214 are generated by the high frequency noise and the second input winding 212 transmitted to the first output winding 213 through the distribution capacitance between the first output winding 213.
  • the high frequency noises transmitted to the second output winding 214 through the distribution capacitance therebetween are reverse polarized to cancel each other.
  • the transformer 21a is a combination of capacitive coupling between the first input winding 211 and the first output winding 213 and the second input winding 212.
  • the capacitive coupling between and the second output winding 214 is reversed and canceled out, and is generated in the first input winding 211 by switching of the switching element 12 to generate the first input winding 211 and the first output.
  • the high frequency noise transmitted to the first output winding 213 through the distribution capacitance between the windings 213 and the switching of the switching element 12 are generated in the second input winding 212 and the second input winding 212 and the second input winding 212.
  • the high frequency noises transmitted to the second output windings 214 through the distribution capacitance between the second output windings 214 are reverse polarized to cancel each other.
  • FIG. 11 shows a winding structure for much lower generation of high frequency noise by using capacitive coupling between windings than the transformer 21a of the separated winding structure of FIG. 10.
  • the transformer 21b of FIG. 11 has a high voltage portion 211b of the first input winding and a low pressure portion of the second input winding in one winding section of the bobbin 217 whose winding section that is coupled with the transformer core 218 is divided into two. 212a) and the second output winding 214 are positioned, and the high voltage portion 212b of the second input winding, the low pressure portion 211a of the first input winding and the first output winding 213 are located in the other winding section.
  • the high voltage portion 211b of the first input winding and the low pressure portion 212a of the second input winding are coupled through the distribution capacitance between the windings, and the low pressure portion 211a of the first input winding
  • the high voltage portion 212b of the second input winding is coupled through the distribution capacitance between the windings, so that the high frequency noise of the high voltage portion 211b of the first input winding is generated at the low pressure portion 212a of the second input winding through the distribution capacitance.
  • the high frequency noise of the low pressure part 212a of the second input winding is canceled and lowered by overlapping the high frequency noise of the polarity.
  • the high frequency noise of the low pressure part 211a of the first input winding is also canceled and lowered.
  • the magnitude of the high frequency noise transmitted from the high voltage unit 211b of the first input winding is properly adjusted, the high frequency noise generated by the low pressure unit 212a of the second input winding can be almost eliminated.
  • the high frequency noise of the low voltage portion 211a of the first input winding can be almost eliminated.
  • the high frequency is applied to the first output winding 213 and the second output winding 214 which are capacitively coupled to the low pressure portion 211a of the first input winding and the low pressure portion 212a of the second input winding, where the high frequency noise is reduced.
  • the noise is transmitted low, and the transmitted low noise is also reverse polarity, so it is canceled out.
  • the transformer 21b has a winding layer having a high potential variation in the second input winding 212 in one winding section of the bobbin in which the winding section is divided into two. 212b and the first input winding 211 are arranged in the order of the winding layer 211a and the first output winding 213 having a low potential fluctuation range, and the other of the first input winding 211
  • the winding layer 211b having the high potential variation range and the second input winding 212 are arranged in the order of the winding layer 212a having the low potential variation range and the second output winding 214.
  • the transformer 21b has a winding layer having a variation in the lower potential of the second input winding 212 in one winding section of the bobbin in which the winding section is divided into two.
  • the winding layer 211b and the first output winding 213 having the fluctuation range of the high potential among the 212a and the first input winding 211 are arranged in the order of the first input winding 211 in the other winding section.
  • the winding layer 211a having the low potential variation range and the second input winding 212 are arranged in the order of the winding layer 212b having the high potential variation range and the second output winding 214.
  • the transformer 21b has a winding layer having a high potential variation in the second input winding 212 in one winding section of the bobbin in which the winding section is divided into two.
  • the winding layer 211b Arranged in the order of the winding layer 211b having the fluctuation range of the high potential among the 212b and the first input winding 211 and the remaining winding layer 211a of the first input winding 211 and the first output winding 213.
  • the winding layer 211b and the second input having the variation range of the high potential among the first input windings 211 and the second input winding 212 in the other winding section.
  • the other winding layer 212a of the winding 212 and the second output winding 214 are arranged in order.
  • first shield winding 215 and a second shield winding 216.
  • one of the winding sections of the bobbin in which the winding sections are divided into two is the lower of the winding layer 212b and the first input winding 211 having the fluctuation range of the higher potential among the second input windings 212.
  • the winding layer 211a, the first shielding winding 215, and the first output winding 213 having the fluctuation range of the potential are arranged in order, and the other winding section has the fluctuation range of the higher potential among the first input windings 211.
  • the winding layers 211b and the second input windings 212 the winding layers 212a, the second shielding windings 216, and the second output windings 214 having the fluctuation range of the lower potential are arranged in this order.
  • the first shielding winding 215 shields the capacitive coupling between the winding layer 211a having the low potential variation among the first input windings 211 and the first output winding 213.
  • the shielding winding 216 shields the capacitive coupling between the winding layer 212a and the second output winding 214 having the variation range of the low potential among the second input windings 212.
  • the transformer 21c is wound between the first input winding 211 and the first output winding 213 to form the first input winding 211 and the first output winding.
  • the first shield winding 215 shielding the capacitive coupling between the first output winding 213, and the second input winding 212 wound around the second input winding 212 and the second output winding 214.
  • a second shield winding 216 that shields the capacitive coupling between the second output winding 214 and the second output winding 214.
  • the transformer 21c is provided between the winding layer 211a and the first output winding 213 having the fluctuation range of the low potential among the first input windings 211. Wound around the first shield winding 215 shielding the capacitive coupling between the first input winding 211 and the first output winding 213, and a winding having a variation in the lower potential among the second input windings 212; And further comprising a second shielding winding 216 wound between the layer 212a and the second output winding 214 to shield capacitive coupling between the second input winding 212 and the second output winding 214. do.
  • the transformer 21c is wound between the first input winding 211 and the first output winding 213 so that the first input winding 211 and the first output winding are wound.
  • the first input winding 211 and the first output winding 213 is wound between the first shield winding 215 and the second input winding 212 and the second output winding 214 to offset the capacitive coupling between the second input winding 212 and the second output.
  • the second input winding 212 and the second output winding 214 generated in spite of the shielding by using the capacitive coupling with the second output winding 214 as well as shielding the capacitive coupling between the windings 214. It further comprises a second shield winding (216) to cancel the capacitive coupling between.
  • the transformer 21c is provided between the winding layer 211a and the first output winding 213 having the fluctuation range of the low potential among the first input windings 211. Wound around the capacitive coupling between the winding layer 211a and the first output winding 213 having a low potential fluctuation range among the first input windings 211 and the capacitive coupling with the first output winding 213.
  • the first shielding winding that cancels the capacitive coupling between the winding layer 211a having the low potential fluctuation range and the first output winding 213 among the first input windings 211 generated despite the shielding using the coupling.
  • Capacitive coupling with the second output winding 214 while shielding the capacitive coupling between the winding layer 212a and the second output winding 214 A second shield that cancels the capacitive coupling between the winding layer 212a and the second output winding 214 having a lower potential variation among the second input windings 212 generated despite the shielding using the coupling of the It further includes a winding 216.
  • a transformer 20, which winding section is used for bisecting the bobbin is the same as shown Figure with Figure 7.
  • the first input winding (201 ) At least one point between the second input winding 202 and the second input winding 202 capacitively coupled through a coupling element or capacitively coupled through a separate coupling winding. Noise generated in 202 may be canceled out.
  • the transformer 20 using a bobbin having a winding section divided into two, as shown in FIG. 8, facing the first input winding 201. Further comprising a first winding wound wound, the first input winding 201 and the second input winding 202 is coupled through the distribution capacity between the first input winding 201 and the first coupling winding, The high frequency noise generated by the first input winding 201 and the high frequency noise of the reverse polarity generated by the second input winding 202 may be superimposed and cancelled.
  • a transformer 20 using a bobbin having a winding section divided into two, but not shown is modified from FIG. 8 to face the second input winding 202.
  • the second input winding 202 and the first input winding 201 are coupled through a distribution capacity between the second input winding 202 and the second coupling winding, further comprising a second coupling winding wound by
  • the high frequency noise generated by the first input winding 201 and the high frequency noise of the reverse polarity generated by the second input winding 202 may be overlapped and cancelled.
  • a transformer 20 using a bobbin with a winding section divided into two parts, although not shown, is modified from FIG. 8 to be a part of the first input winding 201.
  • the second input winding 202 and the first input winding 201 further include a first coupling winding wound to face the second coupling winding and the second input winding 202 wound to face the first input winding.
  • the high frequency noise generated in the first input winding 201 by combining the distribution capacitance between the winding 201 and the first coupling winding and the distribution capacitance between the second input winding 202 and the second coupling winding;
  • the reverse polarity high frequency noise generated by the second input winding 202 may be superimposed and cancelled.
  • a transformer 20 using a bobbin having a winding section divided into two parts is provided between the first input winding 201 and the second input winding 202.
  • the high frequency noise of the first input winding 201 and the second input winding 202 is lowered.
  • the coupling element may be a capacitor or a capacitor and a resistor.
  • a connection point at which one terminal of the coupling element is connected to the first input winding 201 is a connection point between the first input winding 201 and the switching element 12 or an intermediate tap of the first input winding 201.
  • the connection point at which the other terminal of the device is connected to the second input winding 202 is a connection point between the second input winding 202 and the switching element 12 or an intermediate tap of the second input winding 202.
  • the transformer 20 using the bobbin divided into two winding sections further includes a first coupling winding wound to face the winding layer of the first input winding 201, and the first input winding 201 and the first coupling winding are wound.
  • the two input windings 202 are coupled through the distribution capacitance between the first input winding 201 and the first coupling winding, so that the high frequency noise of the first input winding 201 and the second input winding 202 is reduced.
  • the transformer 20 using the bobbin divided into two winding sections further includes a second coupling winding wound to face the winding layer of the second input winding 202, and the first input winding 201 and the first coupling winding 201.
  • the second input winding 202 couples through the distribution capacitance between the second input winding 202 and the second coupling winding, so that the high frequency noise of the first input winding 201 and the second input winding 202 is lowered.
  • the transformer 20 using the bobbin divided into two winding sections may face the winding layer of the first coupling winding and the second input winding 202 wound to face the winding layer of the first input winding 201. It further includes a second winding wound wound, the first input winding 201 and the second input winding 202 is the distribution capacity between the first input winding 201 and the first coupling winding and the second input winding (202) ) Through the distribution capacitance between the second coupling winding and the second coupling winding, the high frequency noise of the first input winding 201 and the second input winding 202 is lowered.
  • FIG. 13 is designed to reduce costs by reducing the two output rectifiers 14a and 14b of FIG. 4 to one output rectifier 14c.
  • the first input winding 221 and the second input winding 222 correspond to the first input winding 201 and the second input winding 202 of FIG. 4, and the first output winding 223.
  • the second output winding 224 correspond to the first output winding 203 and the second output winding 204 of FIG. 4, but the first output winding 223 and the second output winding 224 are connected to the output voltage.
  • the difference from FIG. 4 is that the number of turns for 1/2 is used to rectify the voltage of the sum of the first output winding 223 and the second output winding 224 to the output rectifier 14c to draw energy.
  • the principle of canceling the conductive noise and the high frequency radiation noise is the same as in FIG.
  • the output rectifiers 14a and 14b are connected and rectified to the first output winding 203 and the second output winding 204, respectively.
  • an output rectifier 14c is connected and rectified between the first output winding 223 and the second output winding 224.
  • FIG. 14 is a block diagram showing that the present invention is applied to a push-pull converter.
  • the AC input voltage is rectified and smoothed by the capacitor 11.
  • the first switching element 12a is interrupted and energy is transferred to the first output winding 273 through the first input winding 271 and the second input winding 272 of the transformer 27. Delivered.
  • the second switching element 12b is interrupted and energy is transferred to the second output winding 276 through the third input winding 274 and the fourth input winding 275 of the transformer 27.
  • the energy delivered to the first output winding 273 and the second output winding 276 is supplied to the load by obtaining an output voltage by the output rectifier 28a, the output rectifier 28b, the inductor 29, and the capacitor 15. do.
  • the first input winding 271 of the transformer 27 is connected between the "+” voltage input terminal 1 and one terminal of the first switching element 12a and the second input winding 272 ) Is connected between the "-" voltage input terminal 2 and the other terminal of the first switching element 12a, the third input winding 274 is the “+” voltage input terminal 1 and the second The fourth input winding 275 is connected between the "-" voltage input terminal 2 and the other terminal of the second switching element 12b.
  • the transformer 27 places the first output winding 273 between the first input winding 271 and the second input winding 272 in order to improve the energy transfer efficiency, and the third input winding 274 It has a winding structure of a sandwich for positioning the second output winding 276 between the fourth input winding (275).
  • the transformer 27 generates a switching waveform of opposite polarity by the first input winding 271 and the second input winding 272, and transmits energy by combining with the first output winding 273, and the third input winding
  • a switching waveform of opposite polarity is generated by the second input winding 274 and the second input winding 275, and is coupled with the second output winding 276 to transfer energy.
  • the combination of the capacities generated by the lines or elements in the power supply device due to the change in the potential of the first input winding 271 and the change in the potential of the second input winding 272 due to the switching of the first switching element 12a are mutually different. It is low because it is reverse polarity and symmetric and cancels out.
  • the combination of capacitives generated by the line or element in the power supply device by the high frequency noise generated by the first input winding 271 and the second input winding 272 by switching of the first switching element 12a is also reverse polarity. It is also low because it is symmetric and canceled out.
  • the transformer 27 includes: a core 277 of a magnetic energy transfer device; It is wound around the core 277 of the magnetic energy transfer element, and is connected between the " + " voltage input terminal and one terminal of the first switching element 12a, and the current is switched by the switching operation of the first switching element 12a.
  • the fourth input winding 275 is interrupted by the flow of current and the transfer of magnetic energy.
  • the change in the potential of the first input winding 271 of the transformer 27 and the generated noise are caused by the switching operation of the first switching element 12a.
  • the external influence and the external influence caused by the fluctuation of the potential of the second input winding 272 and the generated noise are reverse polarity to cancel each other, and the third input by the switching operation of the second switching element 12b.
  • the influence on the outside due to the fluctuation of the potential of the winding 274 and the generated noise and the influence on the outside due to the fluctuation of the potential of the fourth input winding 275 and the generated noise are reversed and cancel each other out.
  • the high frequency noise and the second generated and emitted from the first input winding 271 of the transformer 27 by switching of the first switching element 12a is canceled, and the high frequency noise and the fourth input winding generated and emitted from the third input winding 274 by switching of the second switching element 12b ( 275) cancels the reverse high frequency noise generated and emitted.
  • the electric potential generated in the first input winding 271 and the second input winding 272 by switching of the first switching element 12a is changed. Due to this, the capacitive coupling generated by the line or the element in the power supply device is reversed and canceled with each other, and is generated in the third input winding 274 and the fourth input winding 275 by switching of the second switching element 12b. Due to the change in potential, the capacitive coupling generated by the line or the element in the power supply device is reverse polarity to each other and canceled out.
  • the transformer 27 magnetically couples to the first input winding 271 and the second input winding 272 to draw energy.
  • a second output winding 276 magnetically coupled to the output winding 273, the third input winding 274, and the fourth input winding 275.
  • a first output winding 273 is positioned between the first input winding 271 and the second input winding 272.
  • the second output winding 276 is positioned between the third input winding 274 and the fourth input winding 275.
  • the first output winding is caused by a change in the potential of the first input winding 271 of the transformer 27 by switching of the first switching element 12a. Combination of the capacitive coupling generated by 273 and the reverse polarity capacitive coupling generated by the first output winding 273 due to the variation of the potential of the second input winding 272 due to the switching of the first switching element 12a.
  • the sum of the offsets is low and the capacitive coupling generated by the second output winding 276 due to the change in the potential of the third input winding 274 due to the switching of the second switching element 12b and the second switching element ( Due to the variation in the potential of the fourth input winding 275 due to the switching of 12b), the sum of the inverse capacitive coupling generated by the second output winding 276 is canceled and low.
  • the high frequency noise and the second input winding generated in the first input winding 271 of the transformer 27 and transmitted to the first output winding 273 is cancelled because it is reverse polarity.
  • 15 is a configuration diagram showing another example in which the present invention is applied to a push-pull converter.
  • the first output winding is formed in parallel with the first output winding-1 (273a) and the first output winding-2 (273b), and the first output winding-1 (273a) and the first output winding are formed in parallel.
  • the first input winding 271 and the second input winding 272 are positioned between the first output winding-2 (273b), and other elements correspond to FIG.
  • the output rectifier 28a may be provided on the first output winding-1 (273a) and the first output winding-2 (273b), respectively.
  • the second output winding-1 (276a), the second output winding-2 (276b), the third input winding 274, the fourth input winding 275 and the output rectifier 28b are also described with the first output winding.
  • the configuration is similar to the case of ⁇ 1 (273a), first output winding-2 (273b), first input winding 271, second input winding 272, and output rectifier 28a. Other elements correspond to FIG. 14.
  • the first input winding 271 and the second input winding 272 have one winding layer adjacent to each other, and are coupled through a distribution capacitance between the two windings. As described in FIG. 6, the high frequency noise generated in the first input winding 271 and the second input winding 272 by the coupling through the distribution capacitance between the two windings is canceled and lowered.
  • the transformer 27a includes a first output winding-1 273a magnetically coupled to the first input winding 271 to draw energy.
  • the transformer 27a is connected to the first input winding 271 between the first output winding-1 (273a) and the first output winding-2 (273b).
  • the second input winding 272 is positioned, and the third input winding 274 and the fourth input winding 275 are positioned between the second output winding-1 276a and the second output winding-2 276b.
  • the transformer 27a is provided with a first through a distribution capacitance between the winding layers of the first input winding 271 and the second input winding 272 adjacent to each other.
  • the input winding 271 and the second input winding 272 are capacitively coupled, so that high frequency noise generated at the first input winding 271 and the second input winding 272 is reduced.
  • Coupling element 30 may be capacitor 24 and resistor 25 or capacitor 24.
  • connection point at which one terminal of the coupling element 30 is connected to the first input winding 271 may be a connection point between the first input winding 271 and the first switching element 12a or an intermediate tap of the first input winding 271. Can be.
  • the connection point at which the other terminal of the coupling element 30 is connected to the second input winding 272 is a connection point between the second input winding 272 and the first switching element 12a, or in the middle of the second input winding 272. It may be a tab.
  • the coupling element 30 may be connected to a plurality of positions between the first input winding 271 and the second input winding 272.
  • the transformer 27 or 27a is wound around the winding layer of the first input winding 271. Further comprising a first coupling winding, a part or the whole of the first input winding 271 and the second input winding 272 is coupled through the distribution capacity between the first input winding 271 and the first coupling winding, The high frequency noise generated in the portion of the first input winding 271 and the high frequency noise of the reverse polarity generated in the second input winding 272 are canceled out. The same applies to the symmetric third input winding 274 and the fourth input winding 275.
  • the transformer 27 or 27a is wound around the winding layer of the second input winding 272. It further comprises a second winding, wherein a portion or the entirety of the first input winding 271 and the second input winding 272 is coupled through a distribution capacity between the second input winding 272 and the second coupling winding, The high frequency noise generated by the first input winding 271 and the high frequency noise of the reverse polarity generated by a portion of the second input winding 272 are canceled out.
  • the transformer 27 or 27a is wound around the winding layer of the first input winding 271. And a second coupling winding wound to face the winding layer of the first coupling winding and the second input winding 272, wherein the first input winding 271 and the second input winding 272 are the first input winding 271.
  • the high capacitance noise generated by the first input winding 271 and the second input by combining the distribution capacitance between the first coupling winding and the distribution capacitance between the second input winding 272 and the second coupling winding.
  • the high frequency noise of the reverse polarity generated in the winding 272 is canceled out.
  • the transformer 27 or 27a is formed of the first input winding 271 and the first output winding 273.
  • the first shield winding further shields the capacitive coupling therebetween, and the second shield winding further shields the capacitive coupling between the third input winding 274 and the second output winding 276.
  • the transformer 27 or 27a is formed of the second input winding 272 and the first output winding 273. And a third shielding winding shielding the capacitive coupling therebetween and a fourth shielding winding shielding the capacitive coupling between the fourth input winding 275 and the second output winding 276.
  • the transformer 27 or 27a is formed of the first input winding 271 and the first output winding 273.
  • the imbalance of the coupling in the sandwich structure includes a first shielding winding that shields the capacitive coupling between the first input winding 271 and the first output winding 273; A second shielding winding for shielding capacitive coupling between the second input winding 272 and the first output winding 273; A third shielding winding that shields capacitive coupling between the third input winding 274 and the second output winding 276; It may be compensated by the fourth shielding winding that shields the capacitive coupling between the fourth input winding 275 and the second output winding 276.
  • the magnitude of the coupling of the capacitive coupling between the first input winding 271 and the first output winding 273 and the capacitive coupling between the second input winding 273 and the first output winding 273 may be different. Select a slightly different number of turns for the first and second shield windings.

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Abstract

본 발명은 샌드위치 구조를 갖는 플라이백 및 푸쉬풀 형 스위칭 전원에서 입력권선과 출력권선 사이의 전위차를 낮춰 용량성으로 결합하는 전류를 현저히 낮추고, 샌드위치 구조의 2개의 권선의 전위의 변동이 역극성이어서 전도 노이즈와 복사 노이즈를 서로 상쇄시켜 제거함으로써, 라인필터 등의 비용을 절감하기 위한 것이다.

Description

전기적 잡음을 상쇄시키는 평형된 컨버터 및 자기에너지전달소자
본 발명은 샌드위치 권선의 구조의 트랜스포머를 갖는 스위칭 전원장치에 관한 것으로, 특히 복사노이즈와 전도 노이즈를 낮추어 라인필터 등의 비용을 절감할 수 있도록 한 것이다.
종래에도 플라이백 컨버터의 트랜스포머의 권선 방법에 의해 전원장치와 전기적인 접지와의 사이에 발생되는 전기장을 상쇄시켜 노이즈의 발생을 차단하도록 구성하는 플라이백 컨버터가 있었으나, 종래의 기술은 샌드위치 권선의 구조를 갖는 경우 노이즈 발생이 급증하여 라인필터를 강화해야 하는 등의 문제가 있었다.
종래의 기술을 간략히 설명하면 다음과 같다.
도 1은 일반적인 플라이백 컨버터에서 출력선로가 트랜스포머 내부의 분포용량에 의해 결합하여 전기적인 접지로 변위전류를 발생시키는 원리를 설명한다. 이하 제시된 모든 도면에서 트랜스포머의 각 권선에 표시된 검은 점은 권선의 시작이나 혹은 끝을 표시한다.
도 1에 있어서, 교류 입력 전압은 정류되고 캐패시터(11)에 의해 평활된다.출력전압의 피드백에 대응하여 스위칭소자(12)가 단속되어, 트랜스포머(13)의 입력권선(132)의 에너지의 축적과 방출이 일어나며, 출력정류기(14)와 캐패시터(15)는 출력권선(134)의 전압을 정류하여 부하에 전력을 공급한다.
통상적으로 트랜스포머(13)의 입력권선(132)의 일단과 스위칭소자(12)의 접속점은 스위칭소자(12)가 턴 온 혹은 턴 오프될 때 전압의 변화속도가 대단히 빠르고 최대 500~600볼트의 전위의 변동이 발생된다. 이 전위의 변동은 입력권선(132)과 출력권선(134)과의 사이의 분포용량(Cps)을 통한 경로나 입력권선(132)과 트랜스포머 코어와의 분포용량(Cpc)과 트랜스포머 코어(136)와 출력권선(134)과의 분포용량(Csc)를 통한 경로로 출력권선(134)에 전달되어 출력 선로(17)가 노이즈의 전위를 갖게 한다. 또한, 전위의 변동은 입력권선(132)과 입력선로(16) 사이의 분포용량(Cpi)을 통해 입력선로(16)가 노이즈의 전위를 갖게 한다. 또한, 전위의 변동은 입력권선(132)과 트랜스포머 코어와의 분포용량(Cpc)을 통해 트랜스포머 코어가 노이즈의 전위를 갖게 한다. 이들 노이즈의 전위는 각각 입력선로(16)와 접지와의 분포용량(Cig)과 출력선로(17)와 접지와의 분포용량(Cog)와 트랜스포머 코어와 접지와의 분포용량(Ccg)를 통해 전류가 흐르게 하여 공통 모드 노이즈(Common mode noise)를 생성하며, 이 노이즈 전류는 법 규정에서 정한 레벨 이하로 관리되어야 한다.
도 2는, 입력권선(132)의 전위의 변동에 의해 출력권선(134)이 용량성으로 결합되는 것을 상쇄시켜, 전원장치의 출력선로(17)를 통해 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 낮추는 종래 기술의 트랜스포머(13a)의 구조를 보인다.
도 2에서, 입력권선(132)은, 출력권선(134)을 마주보는 방향으로 전기장을 생성시켜 출력권선(134)과 서로 마주보는 면의 분포용량(Cps)을 통해 용량성의 결합 전류를 생성시키고, 출력권선(134)을 향하는 반대 방향으로 전기장을 생성시켜 입력권선(132)과 트랜스포머 코어(136)와의 분포용량(Cpc)과 트랜스포머 코어(136)와 출력권선(134)과의 분포용량(Csc)을 통해 용량성의 결합 전류를 생성시킨다.
도 2에서, 출력선로(17)를 통해 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 허용치 이하로 유지 하기 위해, 입력권선(132)과 출력권선(134) 사이의 용량성의 결합 전류를 낮게 유지해야 한다. 이를 위해, 입력권선(132)에서 출력권선(134)을 마주보는 방향으로 생성시킨 전기장은 상쇄권선(133)에 의해 차폐시키고, 입력권선(132)에서 출력권선(134)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성시킨 전기장은 차폐권선(131)에 의해 차폐시킨다.
또한, 차폐에도 불구하고 생성되는 용량성의 결합을, 차폐권선(131)은 입력권선(132)의 전위과 반대의 극성의 전위로 전기장을 형성시켜 제거한다. 또한, 상쇄권선(133)은, 상쇄권선(133)과 출력권선(134) 사이에 역극성의 용량성을 결합을 생성시켜, 차폐에도 불구하고 생성되는 입력권선(132)과 출력권선(134) 사이의 용량성의 결합을 상쇄시켜 제거한다.
높은 전위의 변동을 갖는 입력권선(132)으로부터 동일한 극성에 낮은 전위의 변동을 갖는 출력권선(134)으로 생성되는 용량성의 결합을 상쇄시킬 역극성의 전류를 생성시키기 위해, 상쇄권선(133)은 출력권선(134)의 전위의 변동보다 더 낮거나 반대 극성의 전위의 변동을 가져야 하는데, 통상 상쇄를 위한 상쇄권선(133)의 턴(T: Turn) 수는 출력권선(134)의 턴 수보다 1T 내지 2T 작다.
도 3은 종래 기술에서 샌드위치의 권선 구조를 갖는 예이다.
도 3의 트랜스포머(18)은, 입력권선을 입력권선의 저압부(181)와 입력권선의 고압부(182)로 나누어 출력권선(183)을 샌드위치 형태로 감싸며, 입력권선의 저압부(181)와 출력권선(183)의 사이에 제1차폐권선(184)를 설치하고, 입력권선의 고압부(182)와 출력권선(183)의 사이에 제2차폐권선(185)를 설치한 것이다.
트랜스포머(18)은, 입력권선의 고압부(182)와 출력권선(183)의 사이에서 서로 마주보는 면을 통한 용량성의 결합 전류는 차폐를 하더라도 전위차가 커서 도 2에 비해 훨씬 크게 발생한다. 또한, 입력권선의 고압부(182)의 높은 전위가 트랜스포머의 코어(186)와 입력선로(16)에 용량성으로 결합하여 생성되는 전류가 크게 발생한다. 결국, 전원장치로부터 전도 노이즈와 복사 노이즈가 크게 발생하게 되므로, 라인필터를 보강하거나, 고주파 필터를 사용하는 등의 조치가 요구된다.
종전의 기술은, 고 효율을 얻기 위해 샌드위치 구조를 갖는 트랜스포머를 사용할 경우, 전원장치로부터 전도 노이즈와 복사 노이즈가 크게 발생하게 되므로, 라인필터를 보강하거나, 고주파 필터를 사용하는 등의 조치가 요구되며, 회로가 복잡해지고, 원가가 상승한다.
본 발명은, 이와같은 종전기술의 문제점을 제거하기 위한 것이다.
상술한 목적을 달성하기 위한 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 상기 스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는
자기에너지전달소자의 코어와; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과; 상기 제1입력권선과 결합하여 에너지를 인출하는 제1출력권선과; 그리고 상기 제2입력권선에 결합하여 에너지를 인출하는 제2출력권선을 포함하되,
상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 한다.
또한 상술한 목적을 달성하기 위한 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 제1스위칭소자와; 제2스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는,
자기에너지전달소자의 코어와; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선과; 그리고 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선을 포함하되; 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제3입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제4입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 한다.
또한 상술한 목적을 달성하기 위한 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자와 출력정류기를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지 전달소자는,
자기에너지 전달소자의 코어와; 상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과; 상기 제1입력권선과 결합하여 에너지를 인출하는 제1출력권선과; 그리고 상기 제2입력권선에 결합하여 에너지를 인출하는 제2출력권선을 포함하되, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 한다.
또한 상술한 목적을 달성하기 위한 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 제1스위칭소자와; 제2스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지 전달소자에 있어서,
자기에너지 전달소자의 코어와; 상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과; 상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선과; 그리고 상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선을 포함하되; 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제3입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제4입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 한다.
또한, 이 발명에 따르는 상술한 전원장치를 포함하는 제조된 물품이 제공된다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 이 발명의 실시예에 따른 전기적 잡음을 상쇄시키는 스위칭형 전원장치에 대해 보다 상세하게 설명한다.
본 발명은 샌드위치 구조를 갖는 트랜스포머를 사용하여 고 효율을 얻으면서도, 트랜스포머의 권선에서 발생되는 고주파 노이즈의 방출과 전위의 변동에 의한 외부 소자와의 용량성의 결합을 상쇄시켜 제거함으로써, 전도성 EMI와 복사 EMI를 낮출 수 있어, 라인필터 등의 보강을 필요로 하지 않으므로, 회로가 간단해지고, 원가가 크게 절감되는 장점을 가진다.
도 1은 종래 기술에 따른 플라이백 컨버터에서 트랜스포머 내부의 분포용량에 의해 접지로 흐르는 변위전류의 발생도.
도 2는 종래 기술의 트랜스포머의 일례의 도면
도 3은 종래기술에 의해 샌드위치 권선을 구성한 일례의 도면
도 4는 이 발명에 따라 전도 노이즈와 복사 노이즈를 상쇄시키는 평형된 샌드위치 구조의 플라이백 컨버터의 구성도
도 5 내지 도 7은 도 4의 플라이백 컨버터를 위한 샌드위치 구조의 트랜스포머의 실시예들
도 8 내지 도 10은 도 4의 플라이백 컨버터를 위한 샌드위치 구조의 트랜스포머의 다른 실시예들
도 11은 이 발명에 따르는 평형된 샌드위치 구조의 플라이백 컨버터의 다른 구성도
도 12와 도 13은 이 발명에 따라 전도 노이즈와 복사 노이즈를 상쇄시키는 평형된 샌드위치 구조의 플라이백 컨버터의 다른 구성도
도 14 내지 도 16은 이 발명에 따라 구성된 푸쉬풀 컨버터의 구성도
제시한 도면들은 이 발명에 대한 구체적인 실시예들 중에서 가장 모범적인 일례를 보이는 것이며, 이 발명이 제시된 도면들에 의해 국한되는 것은 아니다. "일 실시예" 또는 "실시예"에 대한 이 명세서를 통한 언급은 최소한 이 발명의 한 실시예를 포함하는 실시예에 관련하여 서술되는 특정한 특징, 구조 혹은 특성을 뜻한다. 그러므로, 이 명세서의 전체에 걸쳐 다양한 곳에서 "일 실시예"에서 또는 "실시예"에서 라는 구의 출현은 반드시 동일한 실시예를 모두 참조하는 것은 아니다. 게다가, 상세한 특징, 구조 또는 특성은 하나 혹은 그 이상의 실시예에 있는 임의의 적절한 방법으로 결합될 수 있다.
[제1실시예]
도 4는 이 발명에 따라 트랜스포머의 권선에서 발생하는 전위의 변동에 의해 전도 노이즈를 외부로 방출하지 않도록 구성된 샌드위치 구조의 플라이백 컨버터의 구성도를 보인다.
도 4에 있어서, 교류 입력 전압은 정류되고 캐패시터(11)에 의해 평활된다.출력전압의 피드백에 대응하여 스위칭소자(12)가 단속되어, 트랜스포머(20)의 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)에서 에너지의 축적과 방출이 일어난다. 트랜스포머(20)는 에너지를 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)으로 전달하며, 제1출력정류기(14a)와 제2출력정류기(14b)와 캐패시터(15)는 전달된 에너지를 정류하고 평활하여 부하에 전압을 공급한다.
트랜스포머(20)에서, 도 4의 입력캐패시터(11)의 "+" 단자와 스위칭소자(12)와의 사이에 연결되는 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203)은 물리적으로 가깝게 위치하여 두 권선 사이에 에너지의 전달과 용량성의 결합이 일어나며, 입력캐패시터(11)의 "-" 단자와 스위칭소자(12)와의 사이에 연결되는 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204)도 물리적으로 가깝게 위치하여 두 권선 사이에 에너지의 전달과 용량성의 결합이 일어난다.
제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)은, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 각각 상반된 극성의 전위를 생성한다. 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203) 사이에서 생성되는 용량성의 결합과 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204) 사이에서 생성되는 용량성의 결합은 서로 크기가 같으면 반대 극성이어서 상쇄되어 제거된다. 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 전위의 변동이 다르게 설정되어 있는 경우에는, 두 결합의 크기의 차이가 잔류하게 된다. 따라서, 출력선로(17)는 아주 낮은 전도 노이즈의 전위를 갖는다. 마찬가지로, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)으로부터 입력선로(16) 혹은 트랜스포머 코어(207)로 각각 생성되는 용량성의 결합도 서로 크기가 같고 반대극성이어서 상쇄되어 제거되므로, 입력선로(16)와 트랜스포머 코어(207)도 아주 낮은 전도 노이즈의 전위를 갖는다.
도 4에서, 스위칭소자(12)의 양쪽에 연결되는 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)에는 거의 동일한 전류의 변화가 발생되며, 전류의 변화에 의한 고주파 노이즈의 발생도 거의 동일한 파형에 역극성이다. 두 노이즈 원으로부터 전원장치 내의 선로나 소자로 발생되는 용량성의 결합은 서로 상쇄된다. 선로나 소자에 미치는 두 노이즈에 의한 전자기장의 세기가 같다면, 선로나 소자가 갖는 노이즈는 역극성이므로 완전히 제거된다. 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 턴 수가 다르거나, 회로 결선의 길이 등이 달라 두 노이즈에 의한 전자기장의 세기가 다르면, 선로나 소자가 갖는 노이즈는 차이에 의해 상쇄되지 못한 값만 잔류한다. 따라서, 입력권선(132)에서 발생되는 고주파 노이즈가 용량성의 결합에 의해 그대로 전달되는 도 1 내지 도 3의 종래기술에 비해, 도 4에 의한 고주파 노이즈의 영향은 훨씬 감소한다.
도 4에서, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)에서 발생하여 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)으로 각각 전달되는 고주파 노이즈는 역극성이어서 상쇄되는데, 전달되는 두 노이즈의 크기가 같으면 상쇄에 의해 완전히 제거되고, 전원장치의 출력선로(17)를 통한 고주파 노이즈의 복사는 도 1 내지 도 3의 종래기술에 비해 훨씬 낮다.
따라서, 도 4는 전원장치의 입력선로(16)과 출력선로(17)과 트랜스포머 코어(207)를 통한 전도 노이즈의 방출과 고주파 노이즈의 복사가 종전에 비해 훨씬 낮으므로, 라인필터 등을 간단히 할 수 있어 회로를 간단히 하고 비용을 절감할 수 있다.
실제의 사용에 있어서 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 양단이나, 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)의 양단이나, 스위칭소자(12)의 양단이나, 제1출력다이오드(14a)와 제2출력다이오드(14b)의 양단 등에 캐패시터와 저항을 달면, 고주파 노이즈의 복사가 더욱 낮추어지는 효과를 갖는 것은 당연하고, 실제로 본 발명과 함께 병행해서 사용하나, 이는 너무 일반적인 사항이므로 본 발명을 설명하기 위해 제시된 모든 도면에서 특별히 도시하거나 언급하지 않는다.
도 4에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20)는 자기에너지전달소자의 코어(207)와; 자기에너지전달소자의 코어(207)에 감겨지고, 제1입력단자인 "+" 입력단자와 스위칭소자(12)의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 제2전압입력단자인 "-" 입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과; 상기 제1입력권선과 결합하여 에너지를 인출하는 제1출력권선과; 그리고 상기 제2입력권선에 결합하여 에너지를 인출하는 제2출력권선을 포함하고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄된다.
또한, 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 스위칭소자(12)의 스위칭에 의해 트랜스포머(20)의 제1입력권선(201)에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내부의 선로 및 소자로 생성되는 용량성의 결합과 제2입력권선(202)에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내부의 선로 및 소자로 생성되는 반대 극성의 용량성의 결합이 서로 상쇄된다.
또한, 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 스위칭소자(12)의 스위칭에 의해 트랜스포머(20)의 제1입력권선(201)에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(202)에서 발생되어 방출되는 반대 극성의 고주파 노이즈가 서로 상쇄된다.
또한, 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20)의 제1입력권선(201)으로부터 제1출력권선(203)으로 용량성으로 결합되어 전달된 고주파 노이즈와 제2입력권선(202)으로부터 제2출력권선(204)으로 용량성으로 결합되어 전달된 고주파 노이즈가 역극성이어서 서로 상쇄된다.
도 5는 도 4의 플라이백 컨버터를 위한 일 실시예인 트랜스포머(20a)를 보이는데, 트랜스포머(20a)는 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 사이에 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)이 위치하고, 제1출력권선(203)이 제1입력권선(201)에 가깝고, 제2출력권선(204)이 제2입력권선(202)에 가까운 구조이다.
도 5에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20a)은 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 사이에 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)이 위치하고, 제2출력권선(204)보다 제1출력권선(203)이 제1입력권선(201)에 더 가깝게 위치하며, 제1출력권선(203)보다 제2출력권선(204)이 제2입력권선(202)에 더 가깝게 위치한다.
도 6은 도 4의 플라이백 컨버터를 위한 다른 일 실시예인 트랜스포머(20b)를 보이는데, 트랜스포머(20b)는 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)의 사이에 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 위치하고, 제1입력권선(201)이 제1출력권선(203)에 가깝고, 제2입력권선(202)이 제2출력권선(204)에 가까운 구조이다.
트랜스포머(20b)는, 제1출력권선(203)으로부터 먼 제1입력권선(201)의 권선층과 제2출력권선(204)으로부터 먼 제2입력권선(202)의 권선층이 서로 인접하여 감겨 있으므로, 두 권선 사이의 분포용량에 의해 용량성으로 결합하고 있다.
제1입력권선(201)과 제2입력권선(202) 사이를 용량성으로 결합시키면, 두 권선에서 발생된 서로 역극성인 고주파 노이즈는 각각 상대편의 권선으로 전달되어 상대편에서 발생한 고주파 노이즈에 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 낮추므로 두 권선 모두에서 고주파 노이즈가 감소한다.
도 6에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20b)의 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)의 사이에 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 위치하고, 제2입력권선(202)보다 제1입력권선(201)이 제1출력권선(203)에 더 가깝게 위치하며, 제1입력권선(201)보다 제2입력권선(202)이 제2출력권선(204)에 더 가깝게 위치한다.
또한, 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20b)의 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)을 용량성으로 결합시켜, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈를 낮춘다.
또한, 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20b)의 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)을 두 권선 간의 분포용량에 의해 결합시켜 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈를 낮춘다.
도 7은 본 발명에 따라 외부의 용량성의 결합소자(30)를 통해 두 입력권선 사이를 결합시켜 고주파 노이즈의 생성을 낮추는 샌드위치 권선 구조의 플라이백 컨버터의 구성도를 보인다.
도 7에서는, 도 6에서 설명한 바와 같이, 트랜스포머(23)의 고주파 노이즈의 생성을 낮추기 위해, 제1입력권선(231)과 제2입력권선(232) 사이를 결합소자(30)를 통해 결합시킨다. 결합소자(30)는 캐패시터(24)와 저항(25)이거나 혹은 캐패시터(24)일 수 있다. 결합소자(30)의 일측 단자가 제1입력권선(231)에 접속되는 접속점은 제1입력권선(231)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나, 제1입력권선(231)의 중간 탭(238)일 수 있다. 결합소자(30)의 다른 일측 단자가 제2입력권선(232)에 접속되는 접속점은 제2입력권선(232)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나, 제2입력권선(232)의 중간 탭일 수 있다.
도 7에서는, 제2입력권선(232)과 스위칭소자(12)와의 접속점과 제1입력권선(231)의 중간 탭(238)의 사이를 결합소자(30)를 통해 결합시킨다. 이 경우, "+" 전압과 중간 탭(238) 사이의 권선의 노이즈 전압을 아주 낮게 낮출 수 있는데, 이 부분에 제1출력권선(233)이 결합되면 제1출력권선(233)으로 노이즈가 작게 전달된다. 도시하지는 않았지만, 제1입력권선(231)과 스위칭소자(12)와의 접속점과 제2입력권선(232)의 중간 탭의 사이를 또 하나의 결합소자(30)를 통해 결합하면 제1출력권선(233)과 제2출력권선(234)으로 전달되는 고주파 노이즈를 대폭 낮출 수 있다.
도 7의 제1출력권선(233)과 제2출력권선(234)는 도 4의 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)에 대응되고, 트랜스포머(23) 이외의 요소들은 도 4에 대응된다.
도 7에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(20)의 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 결합소자(30)를 통해 용량성으로 결합하여, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈가 낮아진다.
결합소자(30)는 캐패시터(24)와 저항(25)이거나 혹은 캐패시터(24)일 수 있다.
결합소자(30)의 일측 단자가 제1입력권선(231)에 접속되는 접속점은 제1입력권선(231)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나, 제1입력권선(213)의 중간 탭(238)일 수 있다. 결합소자(30)의 다른 일측 단자가 제2입력권선(232)에 접속되는 접속점은 제2입력권선(232)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나, 제2입력권선(232)의 중간 탭일 수 있다.
결합소자(30)는 제1입력권선(231)과 제2입력권선(232) 사이의 복수의 위치에 접속될 수 있다.
도 8은 본 발명에 따른 외부의 결합소자(30)의 비용을 절감하기 위한 플라이백 컨버터의 구성도이다.
도 7에서의 캐패시터(24)는 두 권선 사이의 전위차를 감당할 고 내압의 부품을 사용해야 하며, 고가이다. 도 8은 저 내압의 캐패시터(24)를 사용할 수 있게 하거나, 혹은 캐패시터(24)를 제거할 수 있게 하는 구조도이다.
도 8에 있어서, 트랜스포머(26)는 제1입력권선(261)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선(268)을 더 포함하며, 제1입력권선(261)과 제2입력권선(262)이 제1입력권선(261)과 제1결합권선(268) 사이의 분포용량을 통해 결합된다. 제2입력권선(262)과 제1결합권선(268)과의 연결은, 제1결합권선(268)과 제2입력권선(262)이 전위의 극성이 같고 동일한 턴 수이면 직결되거나 저항을 통해 연결될 수 있다. 제2입력권선(262)과 제1결합권선(268)과의 연결은, 제1결합권선(268)과 제2입력권선(262)이 턴 수가 다르면 캐패시터를 통하거나 저항과 캐패시터를 통해야 한다. 도 8의 제1출력권선(263)과 제2출력권선(264)은 도 4의 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)에 대응되고, 트랜스포머(26) 이외의 요소들은 도 4에 대응된다.
도시하지는 않았지만, 트랜스포머(26)은 제2입력권선(262)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제1입력권선(261)의 전체나 일부분과 제2입력권선(262)의 전체나 일부분을 제2입력권선(262)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합시킬 수도 있다.
또한 도시하지는 않았지만, 트랜스포머(26)은 제1입력권선(261)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선(268)과 제2입력권선(262)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제1입력권선(261)의 전체나 일부분과 제2입력권선(262)의 전체나 일부분을 제1입력권선(261)과 제1결합권선(268) 사이의 분포용량과 제2입력권선(262)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합시킬 수도 있다.
도 8에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(26)가 제1입력권선(261)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선(268)을 더 포함하여, 제1입력권선(261)의 전체나 일부분과 제2입력권선(262)의 전체나 일부분이 제1입력권선(261)과 제1결합권선(268) 사이의 분포용량을 통해 결합시켜, 제1입력권선(261)과 제2입력권선(262)의 고주파 노이즈를 낮출 수 있다.
또한 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 도시하지는 않았지만, 트랜스포머(26)가 제2입력권선(262)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 포함하여, 제1입력권선(261)의 전체나 일부분과 제2입력권선(262)의 전체나 일부분을 제2입력권선(262)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합시켜, 제1입력권선(261)과 제2입력권선(262)의 고주파 노이즈를 낮출 수 있다.
또한 또한 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 도시하지는 않았지만, 트랜스포머(26)는 제1입력권선(261)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선(268)과 제2입력권선(262)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 포함하여, 제1입력권선(261)의 전체나 일부분과 제2입력권선(262)의 전체나 일부분을 제1입력권선(261)과 제1결합권선(268) 사이의 분포용량과 제2입력권선(262)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합시켜, 제1입력권선(261)과 제2입력권선(262)의 고주파 노이즈를 낮출 수 있다.
도 9는 본 발명에 따라 전도 노이즈와 복사 노이즈를 더욱 낮출 수 있는 실시예의 트랜스포머(20c)를 보인다.
도 4에 있어서, 실제의 경우, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 같은 턴 수라 하더라도, PCB의 패턴의 길이나 선로 상에 접속된 부품의 다리의 길이 등의 차이로 인하여 전원장치 내의 소자나 입력선로(16)나 트랜스포머 코어(207)나 출력선로(17)에 용량성으로 결합되거나 전달되는 양이 달라 상쇄되지 못하고 잔류하는 성분이 존재할 수 있다.
도 9는 이와같은 비대칭의 사용 조건 하에서도 고주파의 복사 노이즈와 전도 노이즈를 효과적으로 상쇄시켜 제거할 수 있는 방법을 제공한다.
도 9의 트랜스포머(20c)는 도 5의 트랜스포머(20a)에 제1차폐권선(205)과 제2차폐권선(206)이 더 포함된 것이다. 트랜스포머(20c)의 제1차폐권선(205)은 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203) 사이의 용량성의 결합을 차폐시키고, 제2차폐권선(206)은 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204) 사이의 용량성의 결합을 차폐시킨다.
제1차폐권선(205)과 제2차폐권선(206)을 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203) 사이의 권선 구간과 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204) 사이의 권선 구간에 빈틈없이 채워서 감으면, 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203) 사이의 용량성의 결합과 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204) 사이의 용량성의 결합은 차폐되어 그 양이 훨씬 줄어 든다. 또한 생성된 두 용량성의 결합도 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204) 사이에서 상쇄되어 제거되거나 낮추어지므로, 전원장치의 출력선로(17)의 전도성 노이즈 전위는 도 5에 비해 훨씬 낮다. 또한, 제1차폐권선(205)과 제1출력권선(203) 사이의 용량성의 결합과 제2차폐권선(206)과 제2출력권선(204) 사이의 용량성의 결합도 서로 역극성이고 크기가 같다면 또한 상쇄되어 제거되거나 낮추어진다.
제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 같은 턴 수임에도, 전원장치 내의 소자나 입력선로(16)나 트랜스포머 코어(207)에 용량성으로 결합되거나 전달되는 노이즈가 서로 크기가 다른 경우, 크기의 차이만큼 상쇄되지 못하고 잔류하는 성분이 존재하게 한다. 그 경우, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 턴 수를 달리하여 전원장치 내의 소자나 입력선로(16)나 트랜스포머 코어(207)의 노이즈 전위가 최소가 되게 맞추면 된다.
이렇게 하면, 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203) 사이의 용량성의 결합과 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204) 사이의 용량성의 결합의 양의 차이가 발생된다. 이 차이는, 제1차폐권선(205)과 제2차폐권선(206)의 턴 수를 다르게 선정하여, 제1차폐권선(205)과 제1출력권선(203) 사이의 용량성의 결합과 제2차폐권선(206)과 제2출력권선(204) 사이의 용량성의 결합의 양의 차이를 생성시켜 보상하면, 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)으로 생성되는 용량성의 결합은 상쇄되어 제거되거나 낮출 수 있다.
도 9에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(20c)는 제1입력권선(201)과 제1출력권선(203)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제1차폐권선(205)과, 제2입력권선(202)과 제2출력권선(204)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제2차폐권선(206)을 더 포함한다.
도 10은 본 발명의 도 4의 플라이백 컨버터를 위한 일 실시예인 권선 구간이 2등분된 보빈(217)을 사용하여 전도 노이즈와 복사 노이즈를 외부로 방출하지 않도록 구성한 샌드위치 권선 구조의 트랜스포머(21a)를 보인다.
트랜스포머(21a)는, 트랜스포머 코어(218)와 결합되는 권선 구간이 권선 구간이 2등분된 보빈(217)의 한 쪽 권선 구간에 제1입력권선(211)의 권선층 중 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층과 제1출력권선(213)이 마주하여 위치하고, 다른 한쪽 권선 구간에 제2입력권선(212)의 권선층 중 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층과 제2출력권선(214)이 마주하여 위치하는 구조를 갖는다.
트랜스포머(21a)는, 한쪽 권선 구간에 감기는 권선들과 제1출력권선(213) 사이에서 생성되는 용량성의 결합과 다른 한쪽 권선 구간에 감기는 권선들과 제2출력권선(214) 사이에서 생성되는 용량성의 결합이 크기는 같고 역극성이어서 상쇄되어 제거된다. 한쪽 권선 구간에 감기는 권선들에 의해 전원장치 내의 선로나 소자들로 생성되는 용량성의 결합도 다른 한쪽 권선 구간에 감기는 권선들에 의해 생성되는 용량성의 결합에 의해 상쇄되어 제거된다.
또한, 한쪽 권선 구간에서 발생되어 제1출력권선(213)으로 전달된 고주파 노이즈와 다른 한쪽 권선 구간에서 발생되어 제1출력권선(213)으로 전달된 고주파 노이즈가 크기가 같고 역극성이므로 상쇄되어 제거된다. 한쪽 권선 구간의 권선들로부터 전원장치 내의 선로나 소자들로 전달된 고주파 노이즈도 다른 한쪽 권선 구간의 권선들로부터 전달된 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 제거된다.
따라서, 도 5와 도 6의 구조와 마찬가지로, 도 10의 트랜스포머(21a)도 전도성 노이즈와 복사 노이즈의 방출이 적다.
도 10에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21a)는 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 제1입력권선(211)의 권선층 중 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층과 제1출력권선(213)이 마주하여 위치하고, 다른 한쪽 권선 구간에 제2입력권선(212)의 권선층 중 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층과 제2출력권선(214)이 마주하여 위치한다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21a)는 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213) 사이의 용량성의 결합과 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214) 사이의 용량성의 결합이 역극성이어서 상쇄된다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21a)는 스위칭소자(12)의 스위칭에 의해 제1입력권선(211)에서 발생되어 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213) 사이의 분포용량을 통해 제1출력권선(213)으로 전달된 고주파 노이즈와 제2입력권선(212)에서 발생되어 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214) 사이의 분포용량을 통해 제2출력권선(214)으로 전달된 고주파 노이즈가 서로 역극성이어서 상쇄된다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21a)는 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213) 사이의 용량성의 결합과 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214) 사이의 용량성의 결합이 역극성이어서 상쇄되고, 스위칭소자(12)의 스위칭에 의해 제1입력권선(211)에서 발생되어 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213) 사이의 분포용량을 통해 제1출력권선(213)으로 전달된 고주파 노이즈와 스위칭소자(12)의 스위칭에 의해 제2입력권선(212)에서 발생되어 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214) 사이의 분포용량을 통해 제2출력권선(214)으로 전달된 고주파 노이즈가 서로 역극성이어서 상쇄된다.
도 11은 도 10의 분리된 권선 구조의 트랜스포머(21a)보다 권선 간의 용량성의 결합을 이용하여 고주파 노이즈의 생성을 훨씬 낮추기 위한 권선구조를 보인다.
도 11의 트랜스포머(21b)는, 트랜스포머 코어(218)과 결합하는 권선 구간이 2등분된 보빈(217)의 한쪽 권선 구간에 제1입력권선의 고압부(211b)와 제2입력권선의 저압부(212a)와 제2출력권선(214)가 위치하고, 다른 한쪽 권선 구간에 제2입력권선의 고압부(212b)와 제1입력권선의 저압부(211a)와 제1출력권선(213)이 위치한다.
도 11의 트랜스포머(21b)는, 제1입력권선의 고압부(211b)와 제2입력권선의 저압부(212a)가 권선 간의 분포용량을 통해 결합하고, 제1입력권선의 저압부(211a)와 제2입력권선의 고압부(212b)가 권선 간의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선의 고압부(211b)의 고주파 노이즈가 분포용량을 통해 제2입력권선의 저압부(212a)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈에 중첩되어 제2입력권선의 저압부(212a)의 고주파 노이즈가 상쇄되어 낮아지고, 마찬가지로 제1입력권선의 저압부(211a)의 고주파 노이즈도 상쇄되어 낮아진다. 제1입력권선의 고압부(211b)로부터 전달되는 고주파 노이즈의 크기를 적절히 조절하면 제2입력권선의 저압부(212a)에서 생성되는 고주파 노이즈를 거의 대부분 제거할 수 있다. 마찬가지로 제1입력권선의 저압부(211a)의 고주파 노이즈도 거의 대부분 제거할 수 있다.
따라서, 고주파 노이즈가 낮아진 제1입력권선의 저압부(211a)와 제2입력권선의 저압부(212a)에 용량성으로 결합되는 제1출력권선(213)과 제2출력권선(214)에는 고주파 노이즈가 낮게 전달되며, 또한 전달된 낮은 노이즈도 역극성이어서 상쇄되어 제거된다.
도 11에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21b)는 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 제2입력권선(212) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212b)과 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1출력권선(213)의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간에 제1입력권선(211) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211b)과 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2출력권선(214)의 순서로 배열된다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21b)는 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제1입력권선(211) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211b)과 제1출력권선(213)의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간에 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제2입력권선(212) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212b)과 제2출력권선(214)의 순서로 배열된다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21b)는 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 제2입력권선(212) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212b)과 제1입력권선(211) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211b)과 제1입력권선(211)의 나머지 권선층(211a)과 제1출력권선(213)의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간에 제1입력권선(211) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211b)과 제2입력권선(212) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212b)과 제2입력권선(212)의 나머지 권선층(212a)과 제2출력권선(214)의 순서로 배열된다.
도 12는, 도 9에 대한 설명과 마찬가지로, 제1차폐권선(215)과 제2차폐권선(216)을 더 포함한다.
도 12의 트랜스포머(21c)는, 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간은 제2입력권선(212) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212b)과 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1차폐권선(215)과 제1출력권선(213)의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간은 제1입력권선(211) 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211b)과 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2차폐권선(216)과 제2출력권선(214)의 순서로 배열된다.
도 12에서, 제1차폐권선(215)은 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1출력권선(213) 사이의 용량성 결합을 차폐하고, 제2차폐권선(216)은 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2출력권선(214)사이의 용량성 결합을 차폐한다.
도 12에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 트랜스포머(21c)는 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213)의 사이에 감겨져 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선(215)과, 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214)의 사이에 감겨져 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선(216)을 더 포함한다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(21c)는 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1출력권선(213)의 사이에 감겨져 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선(215)과, 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2출력권선(214)의 사이에 감겨져 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선(216)을 더 포함한다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(21c)는 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213)의 사이에 감겨져 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213)의 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 제1출력권선(213)과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 제1입력권선(211)과 제1출력권선(213)의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제1차폐권선(215)과, 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214)의 사이에 감겨져 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214)의 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 제2출력권선(214)과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 제2입력권선(212)과 제2출력권선(214)의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제2차폐권선(216)을 더 포함한다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(21c)는 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1출력권선(213)의 사이에 감겨져 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1출력권선(213) 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 제1출력권선(213)과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 제1입력권선(211) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(211a)과 제1출력권선(213)의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제1차폐권선(215)과, 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2출력권선(214)의 사이에 감겨져 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2출력권선(214)의 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 제2출력권선(214)과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 제2입력권선(212) 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층(212a)과 제2출력권선(214)의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제2차폐권선(216)을 더 포함한다.
권선 구간이 2등분된 보빈(27)을 사용하는 트랜스포머에 있어서, 도시되지 않은 발명에 대해 설명한다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는, 도시하지는 않았으나 도 7과 도 8과 같 이 , 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202) 사이의 1 군데 이상의 지점을 결합소자를 통해 용량성으로 결합시키거나 별도의 결합권선을 통해 용량성으로 결합시켜 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)에서 생성되는 노이즈를 상쇄시킬 수 있다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는, 도시하지는 않았으나 도 8과 같이, 제1입력권선(201)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하여, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 제1입력권선(201)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(201)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(202)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 상쇄시킬 수 있다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는, 도시하지는 않았으나 도 8을 변형하여, 제2입력권선(202)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제2입력권선(202)과 제1입력권선(201)이 제2입력권선(202)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(201)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(202)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 상쇄시킬 수 있다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는, 도시하지는 않았으나 도 8을 변형하여, 제1입력권선(201)의 일부분과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 제2입력권선(202)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제2입력권선(202)과 제1입력권선(201)이 제1입력권선(201)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 제2입력권선(202)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(201)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(202)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 상쇄시킬 수 있다.
또한 도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202) 사이의 1 군데 이상의 지점을 결합소자를 통해 용량성으로 결합하여, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈가 낮아진다.
이 경우, 상기 결합소자는 캐패시터 혹은 캐패시터와 저항일 수 있다.
여기서, 상기 결합소자의 일측 단자가 제1입력권선(201)에 접속되는 접속점은 제1입력권선(201)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나 제1입력권선(201)의 중간 탭이고, 결합소자의 다른 일측 단자가 제2입력권선(202)에 접속되는 접속점은 제2입력권선(202)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나 제2입력권선(202)의 중간 탭이다.
여기서, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는 제1입력권선(201)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 제1입력권선(201)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈가 낮아진다.
또한, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는 제2입력권선(202)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 제2입력권선(202)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈가 낮아진다.
또한, 권선 구간이 2등분된 보빈을 사용하는 트랜스포머(20)는 제1입력권선(201)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 제2입력권선(202)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)이 제1입력권선(201)과 제1결합권선 사이의 분포용량과 제2입력권선(202)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)의 고주파 노이즈가 낮아진다.
[제2실시예]
도 13은 도 4의 2개의 출력정류기(14a와 14b)를 1개의 출력정류기(14c)로 줄여서 구성하여 염가화를 위한 것이다.
도 13에 있어서, 제1입력권선(221)과 제2입력권선(222)은 도 4의 제1입력권선(201)과 제2입력권선(202)에 대응하며, 제1출력권선(223)과 제2출력권선(224)는 도 4의 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)에 대응하지만, 제1출력권선(223)과 제2출력권선(224)는 출력전압의 1/2을 위한 턴 수를 가지며, 제1출력권선(223)과 제2출력권선(224)의 합의 전압을 출력정류기(14c)로 정류하여 에너지를 인출하는 것이 도 4와의 차이점이다. 그러나, 전도성 노이즈와 고주파의 복사 노이즈의 상쇄의 원리는 도 4와 동일하다.
도 13에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 제1출력권선(203)과 제2출력권선(204)에 각각 출력정류기(14a와 14b)가 접속되어 정류된다.
도 4에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에 더하여, 제1출력권선(223)과 제2출력권선(224)의 사이에 출력정류기(14c)가 접속되어 정류된다.
[제3실시예]
도 14는 이 발명이 푸쉬풀 컨버터에 적용됨을 보이는 구성도이다.
도 14에서, 교류 입력 전압은 정류되고 캐패시터(11)에 의해 평활된다. 출력전압의 피드백에 대응하여 제1스위칭소자(12a)가 단속되어, 트랜스포머(27)의 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)를 통해 제1출력권선(273)으로 에너지가 전달된다. 다른 한편으로는 제2스위칭소자(12b)가 단속되어, 트랜스포머(27)의 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)를 통해 제2출력권선(276)으로 에너지가 전달된다.
제1출력권선(273)과 제2출력권선(276)으로 전달된 에너지는 출력정류기(28a)와 출력정류기(28b)와 인덕터(29)와 캐패시터(15)에 의해 출력전압을 얻어 부하에 공급한다.
도 14에서, 트랜스포머(27)의 제1입력권선(271)은 "+" 전압입력단자(1)과 제1스위칭소자(12a)의 일측 단자와의 사이에 접속되고, 제2입력권선(272)은 "-" 전압입력단자(2)과 제1스위칭소자(12a)의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되며, 제3입력권선(274)은 "+" 전압입력단자(1)과 제2스위칭소자(12b)의 일측 단자와의 사이에 접속되고, 제4입력권선(275)은 "-" 전압입력단자(2)과 제2스위칭소자(12b)의 다른 일측 단자와의 사이에 접속된다.
트랜스포머(27)는, 에너지의 전달 효율을 높이기 위하여, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272) 사이에 제1출력권선(273)을 위치시키고, 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275) 사이에 제2출력권선(276)을 위치시키는 샌드위치의 권선 구조를 가진다.
트랜스포머(27)는, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에 의해 상반된 극성의 스위칭 파형을 발생시키며 제1출력권선(273)과 결합하여 에너지를 전달하며, 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)에 의해 상반된 극성의 스위칭 파형을 발생시키며 제2출력권선(276)과 결합하여 에너지를 전달한다.
제1스위칭소자(12a)의 스위칭에 의한 제1입력권선(271)의 전위의 변동과 제2입력권선(272)의 전위의 변동에 의해 전원장치 내의 선로나 소자로 생성되는 용량성의 결합은 서로 역극성이고 대칭이어서 상쇄되므로 낮다.
제1스위칭소자(12a)의 스위칭에 의해 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에서 생성되는 고주파 노이즈에 의해 전원장치 내의 선로나 소자로 생성되는 용량성의 결합도 서로 역극성이고 대칭이어서 상쇄되므로 또한 낮다.
따라서, 전원 장치의 입력선로(16)와 트랜스포머(27)의 코어(277)과 출력선로(17)을 통해 방출되는 전도 노이즈 및 고주파 노이즈가 매우 낮다.
도 14에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27)는, 자기에너지전달소자의 코어(277)와; 자기에너지전달소자의 코어(277)에 감겨지고, "+" 전압입력단자와 제1스위칭소자(12a)의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 제1스위칭소자(12a)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선(271)과; 자기에너지전달소자의 코어(277)에 감겨지고, "-" 전압입력단자와 제1스위칭소자(12a)의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 제1스위칭소자(12a)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선(272)과; 자기에너지전달소자의 코어(277)에 감겨지고, "+" 전압입력단자와 제2스위칭소자(12b)의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 제2스위칭소자(12b)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선(274)과; 그리고 자기에너지전달소자의 코어(277)에 감겨지고, "-" 전압입력단자와 제2스위칭소자(12b)의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 제2스위칭소자(12b)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선(275)을 포함한다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 제1스위칭소자(12a)의 스위칭 동작에 의한 트랜스포머(27)의 제1입력권선(271)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 제2입력권선(272)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되고, 제2스위칭소자(12b)의 스위칭 동작에 의한 제3입력권선(274)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 제4입력권선(275)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄된다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 제1스위칭소자(12a)의 스위칭에 의해 트랜스포머(27)의 제1입력권선(271)에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 발생되어 방출되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되고, 제2스위칭소자(12b)의 스위칭에 의해 제3입력권선(274)에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 제4입력권선(275)에서 발생되어 방출되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄된다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 제1스위칭소자(12a)의 스위칭에 의해 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내의 선로나 소자로 생성되는 용량성의 결합이 서로 역극성이어서 상쇄되고, 제2스위칭소자(12b)의 스위칭에 의해 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내의 선로나 소자로 생성되는 용량성의 결합이 서로 역극성이어서 상쇄된다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27)는 에너지를 인출하기 위해 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에 자기적으로 결합하는 제1출력권선(273)과 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)에 자기적으로 결합하는 제2출력권선(276)을 더 포함한다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27)는 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)의 사이에 제1출력권선(273)이 위치하고, 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)의 사이에 제2출력권선(276)이 위치한다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 제1스위칭소자(12a)의 스위칭에 의한 트랜스포머(27)의 제1입력권선(271)의 전위의 변동으로 인하여 제1출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합과 제1스위칭소자(12a)의 스위칭에 의한 제2입력권선(272)의 전위의 변동으로 인하여 제1출력권선(273)으로 생성되는 역극성의 용량성의 결합의 합이 상쇄되어 낮고, 제2스위칭소자(12b)의 스위칭에 의한 제3입력권선(274)의 전위의 변동으로 인하여 제2출력권선(276)으로 생성되는 용량성의 결합과 제2스위칭소자(12b)의 스위칭에 의한 제4입력권선(275)의 전위의 변동으로 인하여 제2출력권선(276)으로 생성되는 역극성의 용량성의 결합의 합이 상쇄되어 낮다.
또한 도 14에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27)의 제1입력권선(271)에서 생성되어 제1출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되어 제1출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈가 역극성이어서 상쇄된다. 대칭인 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)과 출력권선(274) 사이에서도 동일하다.
도 15는 이 발명이 푸쉬풀 컨버터에 적용되는 다른 예를 보이는 구성도이다.
도 15의 트랜스포머(27a)는, 제1출력권선이 제1출력권선-1(273a)과 제1출력권선-2(273b)가 병렬로 구성되어, 제1출력권선-1(273a)와 제1출력권선-2(273b) 사이에 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 위치하는 것으로, 이외의 요소들은 도 14와 대응된다. 도 15에서, 출력정류기(28a)는 제1출력권선-1(273a)와 제1출력권선-2(273b)에 각각 설치할 수도 있다. 또한, 제2출력권선-1(276a)과 제2출력권선-2(276b)와 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)과 출력정류기(28b)도 앞서 설명한 제1출력권선-1(273a)와 제1출력권선-2(273b)과 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)과 출력정류기(28a)의 경우와 마찬가지로 구성된다. 이외의 요소들은 도 14에 대응한다.
도 15에 있어서, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)은 한 권선층이 서로 인접하여 위치하며, 두 권선간의 분포용량을 통해 결합한다. 도 6에서의 설명과 같이, 두 권선간의 분포용량을 통한 결합에 의해 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에서 생성되는 고주파 노이즈는 상쇄되어 낮아진다.
도 15에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.
도 15에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27a)는 에너지를 인출하기 위해 제1입력권선(271)에 자기적으로 결합하는 제1출력권선-1(273a)과 제2입력권선(272)에 자기적으로 결합하는 제1출력권선-2(273b)와 제3입력권선(274)에 자기적으로 결합하는 제2출력권선-1(276a)과 제4입력권선(275)에 자기적으로 결합하는 제2출력권선-2(276b)를 포함한다.
도 15에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27a)는 제1출력권선-1(273a)와 제1출력권선-2(273b) 사이에 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 위치하고, 제2출력권선-1(276a)와 제2출력권선-2(276b) 사이에 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)이 위치한다.
도 15에 따르는 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27a)는 서로 인접하는 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)의 권선층 사이의 분포용량을 통해 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 용량성으로 결합하여, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에서 발생되는 고주파 노이즈가 낮아진다.
이하, 도시되지 않았지만, 도 7과 도 8과 도 9의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 푸쉬풀 컨버터에 관한 본 발명을 정리하면 다음과 같다.
도 7의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)의 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272) 사이의 1 군데 이상의 지점을 결합소자(30)를 통해 용량성으로 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 고주파 노이즈가 서로 상쇄되게 한다.
결합소자(30)는 캐패시터(24)와 저항(25)이거나 혹은 캐패시터(24)일 수 있다.
결합소자(30)의 일측 단자가 제1입력권선(271)에 접속되는 접속점은 제1입력권선(271)과 제1스위칭소자(12a)와의 접속점이거나, 제1입력권선(271)의 중간 탭일 수 있다. 결합소자(30)의 다른 일측 단자가 제2입력권선(272)에 접속되는 접속점은 제2입력권선(272)과 제1스위칭소자(12a)와의 접속점이거나, 제2입력권선(272)의 중간 탭일 수 있다.
결합소자(30)는 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272) 사이의 복수의 위치에 접속될 수 있다.
상기 언급된 경우와 대칭적으로 구성되는 제2스위칭소자(12b)와 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275)과 출력권선(204) 사이에서도 동일하다.
도 8의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)는 제1입력권선(271)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하여, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)의 일부분이나 전체가 제1입력권선(271)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)의 일부분에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킨다. 대칭인 제3입력권선(274)과 제4입력권선(275) 사이에도 동일하다.
도 8의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)는 제2입력권선(272)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 제1입력권선(271)의 일부분이나 전체와 제2입력권선(272)이 제2입력권선(272)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)의 일부분에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킨다.
도 8의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)는 제1입력권선(271)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 제2입력권선(272)의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 제1입력권선(271)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 제2입력권선(272)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킨다.
도 9의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)는 제1입력권선(271)과 제1출력권선(273)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과 제3입력권선(274)과 제2출력권선(276)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선을 더 포함한다.
도 9의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)는 제2입력권선(272)과 제1출력권선(273)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제3차폐권선과 제4입력권선(275)과 제2출력권선(276)의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제4차폐권선을 더 포함한다.
도 9의 실시예를 적용한 도 14 및 도 15에 도시된 본 발명의 스위칭 전원장치의 일 실시예에서, 트랜스포머(27 혹은 27a)는 제1입력권선(271)과 제1출력권선(273)의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제1차폐권선과 제3입력권선(274)과 제2출력권선(276)의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제2차폐권선과 제2입력권선(272)과 제1출력권선(273)의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제3차폐권선과 제4입력권선(275)과 제2출력권선(276)의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제4차폐권선을 더 포함한다.
도 14의 경우, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)가 턴 수가 동일하면, 감기는 권선 방향에 따라 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272) 중 하나는 제1출력권선(273)에 큰 용량성의 결합을 생성하고, 다른 하나는 작은 용량성의 결합을 생성하여 용량성 결합의 불균형이 생긴다.
이러한, 샌드위치 구조에서의 결합의 불균형은 제1입력권선(271)과 제1출력권선(273) 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과; 제2입력권선(272)과 제1출력권선(273) 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선과; 제3입력권선(274)과 제2출력권선(276) 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제3차폐권선과; 제4입력권선(275)과 제2출력권선(276) 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제4차폐권선에 의해 보상될 수 있다.
차폐에도 불구하는 생성되는 제1입력권선(271)과 제1출력권선(273) 사이의 용량성의 결합과 제2입력권선(273)과 제1출력권선(273) 사이의 용량성의 결합의 크기의 차이만큼, 제1차폐권선과 제1출력권선(273) 사이의 용량성의 결합과 제2차폐권선과 제1출력권선(273) 사이의 용량성의 결합의 크기가 차이가 발생하게 하면 되는데, 이를 위해 제1차폐권선과 제2차폐권선의 턴 수를 약간 다르게 선정한다.
이상에서 이 발명에 대한 기술 사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만, 이는 이 발명의 가장 양호한 일 실시예를 예시적으로 설명한 것이지 이 발명을 한정하는 것은 아니다.
이 발명에서 도시하지 않은, 트랜스포머의 권선과 권선 사이에 절연 테이프를 삽입한다든지, 전원장치에서 추가로 필요로 하는 입력 측의 구동소자의 전원 공급이나 출력의 정보 검출을 위한 바이어스 권선이나, 추가적인 제2 혹은 제3의 권선들의 추가, 혹은 이 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자이면 누구나 이 발명의 기술 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방이 가능함은 명백한 사실이다.

Claims (90)

  1. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자와 출력정류기를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는
    자기에너지전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 제1입력권선과 결합하여 에너지를 인출하는 제1출력권선과; 그리고
    상기 제2입력권선에 결합하여 에너지를 인출하는 제2출력권선을 포함하되,
    상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  2. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내부의 선로 및 소자로 생성되는 용량성의 결합과 상기 제2입력권선에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내부의 선로 및 소자로 생성되는 반대 극성의 용량성의 결합이 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  3. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 발생되어 방출되는 반대 극성의 고주파 노이즈가 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  4. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선으로부터 상기 제1출력권선으로 용량성으로 결합되어 전달된 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선으로부터 상기 제2출력권선으로 용량성으로 결합되어 전달된 고주파 노이즈가 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  5. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 사이에 상기 제1출력권선과 상기 제2출력권선이 위치하고, 상기 제2출력권선보다 상기 제1출력권선이 상기 제1입력권선에 더 가깝게 위치하며, 상기 제1출력권선보다 상기 제2출력권선이 상기 제2입력권선에 더 가깝게 위치하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  6. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1출력권선과 상기 제2출력권선의 사이에 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 위치하고, 상기 제2입력권선보다 상기 제1입력권선이 상기 제1출력권선에 더 가깝게 위치하며, 상기 제1입력권선보다 상기 제2입력권선이 상기 제2출력권선에 더 가깝게 위치하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  7. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  8. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선 사이의 분포용량을 통해 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  9. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 1 군데 이상의 지점을 결합소자를 통해 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  10. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 캐패시터인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  11. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 캐패시터와 저항인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  12. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 일측 단자가 상기 제1입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제1입력권선과 상기 스위칭소자와의 접속점인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  13. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 일측 단자가 상기 제1입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제1입력권선의 중간 탭인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  14. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 다른 일측 단자가 상기 제2입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제2입력권선과 상기 스위칭소자와의 접속점인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  15. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 다른 일측 단자가 상기 제2입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제2입력권선의 중간 탭인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  16. 제9항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선 사이의 복수의 위치에 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  17. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선의 일부분과 상기 제2입력권선이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  18. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선의 일부분과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  19. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량과 결합소자를 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  20. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선의 일부분과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량과 결합소자를 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  21. 제7항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 상기 제2입력권선과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1결합권선과 용량성으로 결합하는 상기 제1입력권선의 권선부와 상기 제2결합권선과 용량성으로 결합하는 상기 제2입력권선의 권선부가 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  22. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제1차폐권선과, 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  23. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제1차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  24. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  25. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 상기 제1입력권선의 권선층 중 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층과 상기 제1출력권선이 마주하여 위치하고, 다른 한쪽 권선 구간에 상기 제2입력권선의 권선층 중 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층과 상기 제2출력권선이 마주하여 위치하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  26. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선 사이의 용량성의 결합과 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선 사이의 용량성의 결합이 역극성이어서 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  27. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선에서 발생되어 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선 사이의 분포용량을 통해 상기 제1출력권선으로 전달된 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 발생되어 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선 사이의 분포용량을 통해 상기 제2출력권선으로 전달된 고주파 노이즈가 서로 역극성이어서 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  28. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선 사이의 용량성의 결합과 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선 사이의 용량성의 결합이 역극성이어서 상쇄되고, 상기 스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 제1입력권선에서 발생되어 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선 사이의 분포용량을 통해 상기 제1출력권선으로 전달된 고주파 노이즈와 상기 스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 제2입력권선에서 발생되어 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선 사이의 분포용량을 통해 상기 제2출력권선으로 전달된 고주파 노이즈가 서로 역극성이어서 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  29. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는, 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 상기 제2입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선 층과 상기 제1출력권선의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간에 상기 제1입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선 층과 상기 제2출력권선의 순서로 배열되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  30. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는, 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 상기 제2입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1출력권선의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간에 상기 제1입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2출력권선의 순서로 배열되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  31. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는, 권선 구간이 2등분된 보빈의 한쪽 권선 구간에 상기 제2입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1입력권선의 나머지 권선층과 상기 제1출력권선의 순서로 배열되고, 다른 한쪽 권선 구간에 상기 제1입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2입력권선 중 높은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2입력권선의 나머지 권선층과 상기 제2출력권선의 순서로 배열되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  32. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이에 감겨져 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과, 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이에 감겨져 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  33. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1출력권선의 사이에 감겨져 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과, 상기 제2입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2출력권선의 사이에 감겨져 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  34. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이에 감겨져 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 상기 제1출력권선과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제1차폐권선과, 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이에 감겨져 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 상기 제2출력권선과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  35. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는, 상기 제1입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1출력권선의 사이에 감겨져 상기 제1입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1출력권선 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 상기 제1출력권선과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 상기 제1입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제1차폐권선과, 상기 제2입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2출력권선의 사이에 감겨져 상기 제2입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐함과 아울러 상기 제2출력권선과의 용량성의 결합을 이용하여 차폐에도 불구하고 생성되는 상기 제2입력권선 중 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선층과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  36. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자의 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선 사이의 1 군데 이상의 지점을 결합소자를 통해 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  37. 제36항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 캐패시터인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  38. 제36항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 캐패시터와 저항인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  39. 제36항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 일측 단자가 상기 제1입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제1입력권선과 상기 스위칭소자와의 접속점인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  40. 제36항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 일측 단자가 상기 제1입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제1입력권선의 중간 탭인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  41. 제36항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 다른 일측 단자가 상기 제2입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제2입력권선과 상기 스위칭소자와의 접속점인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  42. 제36항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 다른 일측 단자가 상기 제2입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제2입력권선의 중간 탭인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  43. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  44. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  45. 제25항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 상기 제2입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  46. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1출력권선과 상기 제2출력권선에 각각 상기 출력정류기가 접속되어 에너지가 인출되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  47. 제1항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1출력권선과 상기 제2출력권선의 사이에 상기 출력정류기가 접속되어 에너지가 인출되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  48. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는
    자기에너지전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 제1입력권선과 결합하여 에너지를 인출하는 제1출력권선과; 그리고
    상기 제2입력권선에 결합하여 에너지를 인출하는 제2출력권선을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  49. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 제1스위칭소자와; 제2스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는,
    자기에너지전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선과; 그리고
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  50. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 제1스위칭소자와; 제2스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는,
    자기에너지전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선과; 그리고
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선을 포함하되;
    상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제3입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제4입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  51. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 제1입력권선에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 발생되어 방출되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 제3입력권선에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 상기 제4입력권선에서 발생되어 방출되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  52. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내의 선로나 소자로 생성되는 용량성의 결합이 서로 역극성이어서 상쇄되고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭에 의해 상기 제3입력권선과 상기 제4입력권선에서 발생되는 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내의 선로나 소자로 생성되는 용량성의 결합이 서로 역극성이어서 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  53. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 에너지를 인출하기 위해 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선에 자기적으로 결합하는 제1출력권선과, 상기 제3입력권선과 상기 제4입력권선에 자기적으로 결합하는 제2출력권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  54. 제53항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 사이에 상기 제1출력권선이 위치하고, 상기 제3입력권선과 상기 제4입력권선의 사이에 상기 제2출력권선이 위치하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  55. 제54항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1스위칭소자의 스위칭에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동으로 인하여 상기 제1출력권선으로 생성되는 용량성의 결합과 상기 제1스위칭소자의 스위칭에 의한 상기 제2입력권선의 전위의 변동으로 인하여 상기 제1출력권선으로 생성되는 역극성의 용량성의 결합의 합이 상쇄되어 낮고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭에 의한 상기 제3입력권선의 전위의 변동으로 인하여 상기 제2출력권선으로 생성되는 용량성의 결합과 상기 제2스위칭소자의 스위칭에 의한 상기 제4입력권선의 전위의 변동으로 인하여 상기 제2출력권선으로 생성되는 역극성의 용량성의 결합의 합이 상쇄되어 낮은 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  56. 제54항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1입력권선에서 생성되어 상기 제1출력권선으로 전달된 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 생성되어 상기 제1출력권선으로 전달된 고주파 노이즈가 역극성이어서 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  57. 제54항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제3입력권선에서 생성되어 상기 제2출력권선으로 전달된 고주파 노이즈와 상기 제4입력권선에서 생성되어 상기 제2출력권선으로 전달된 고주파 노이즈가 역극성이어서 상쇄되는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  58. 제54항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과, 상기 제3입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  59. 제54항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제3차폐권선과, 상기 제4입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제4차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  60. 제54항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제1차폐권선과, 상기 제3입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제2차폐권선과, 상기 제2입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제3차폐권선과, 상기 제4입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합전류의 생성을 차폐하기 위한 제4차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  61. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선 사이의 1 군데 이상의 지점을 상기 결합소자를 통해 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선에서 생성되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 생성되는 고주파 노이즈가 서로 상쇄되게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  62. 제61항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 캐패시터인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  63. 제61항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자는 캐패시터와 저항인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  64. 제61항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 일측 단자가 상기 제1입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제1입력권선과 상기 제1스위칭소자와의 접속점인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  65. 제61항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 일측 단자가 상기 제1입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제1입력권선의 중간 탭인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  66. 제61항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 다른 일측 단자가 상기 제2입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제2입력권선과 상기 제1스위칭소자와의 접속점인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  67. 제61항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 결합소자의 다른 일측 단자가 상기 제2입력권선에 접속되는 접속점은 상기 제2입력권선의 중간 탭인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  68. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선의 일부분에서 생성되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  69. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선의 일부분에서 생성되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선의 일부분에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  70. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선에서 생성되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선의 일부분에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  71. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선의 일부분과 상기 제2입력권선이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선의 일부분에서 생성되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선의 일부분에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  72. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과, 상기 제2입력권선의 권선층과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선에서 생성되는 고주파 노이즈와 상기 제2입력권선에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  73. 제50항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 에너지를 인출하기 위해 상기 제1입력권선에 자기적으로 결합하는 제1출력권선-1과, 상기 제2입력권선에 자기적으로 결합하는 제1출력권선-2와, 상기 제3입력권선에 자기적으로 결합하는 제2출력권선-1과, 상기 제4입력권선에 자기적으로 결합하는 제2출력권선-2를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  74. 제73항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1출력권선-1와 상기 제1출력권선-2 사이에 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 위치하고, 상기 제2출력권선-1와 상기 제2출력권선-2 사이에 상기 제3입력권선과 상기 제4입력권선이 위치하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  75. 제73항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 서로 인접하는 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 권선층 사이의 분포용량을 통해 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선에서 발생되는 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  76. 제73항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선-1의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과, 상기 제3입력권선과 상기 제2출력권선-1의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  77. 제73항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제2입력권선과 상기 제1출력권선-2의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제3차폐권선과, 상기 제4입력권선과 상기 제2출력권선-2의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제4차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  78. 제73항의 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선-1의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선과, 상기 제3입력권선과 상기 제2출력권선-1의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선과, 상기 제2입력권선과 상기 제1출력권선-2의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제3차폐권선과, 상기 제4입력권선과 상기 제2출력권선-2의 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 제4차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  79. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 제1스위칭소자와; 제2스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 있어서, 상기 자기에너지 전달소자는,
    자기에너지전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선과; 그리고
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
  80. 제1항 내지 제 79항 중 어느 한 항의 스위칭형 전원장치를 포함하는 제조된 물품.
  81. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자와 출력정류기를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지 전달소자에 있어서,
    자기에너지 전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 제1입력권선과 결합하여 에너지를 인출하는 제1출력권선과; 그리고
    상기 제2입력권선에 결합하여 에너지를 인출하는 제2출력권선을 포함하되,
    상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
  82. 제81항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선이 용량성으로 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  83. 제82항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제1입력권선과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선의 일부분과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  84. 제82항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제2입력권선과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  85. 제82항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제2입력권선과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1입력권선의 일부분과 상기 제2입력권선의 일부분이 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  86. 제82항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제1입력권선과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 상기 제2입력권선과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하며, 상기 제1결합권선과 용량성으로 결합하는 상기 제1입력권선의 권선부와 상기 제2결합권선과 용량성으로 결합하는 상기 제2입력권선의 권선부가 상기 제1입력권선과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 상기 제2입력권선과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선의 고주파 노이즈가 낮아지는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  87. 제81항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제1차폐권선과, 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  88. 제81항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제1입력권선과 상기 제1출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제1차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  89. 제81항의 자기에너지 전달소자에 있어서, 상기 제2입력권선과 상기 제2출력권선의 사이의 용량성의 결합을 차폐하기 위한 제2차폐권선을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
  90. 제1전압입력단자와; 제2전압입력단자와; 제1스위칭소자와; 제2스위칭소자와; 그리고 자기에너지 전달소자를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지 전달소자에 있어서,
    자기에너지 전달소자의 코어와;
    상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과;
    상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제1스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과;
    상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제3입력권선과; 그리고
    상기 자기에너지 전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 제2스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제4입력권선을 포함하되;
    상기 제1스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되고, 상기 제2스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제3입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 제4입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 하는 자기에너지 전달소자.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021125911A1 (ko) * 2019-12-20 2021-06-24 박찬웅 스위칭 전원의 스파이크 전압을 줄이는 방법과 장치

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102219171B1 (ko) * 2013-05-02 2021-02-23 박찬웅 자기에너지전달소자 및 전원장치
KR101599481B1 (ko) * 2014-04-09 2016-03-03 박성욱 고조파 노이즈 제거장치 및 그를 포함하는 무선 전력 전송 시스템
KR102237093B1 (ko) * 2014-12-22 2021-04-06 박찬웅 자기에너지전달소자 및 전원장치
KR102372635B1 (ko) * 2015-04-16 2022-03-08 박찬웅 클램프 회로에 의해 생성되는 노이즈를 상쇄시키는 전원장치
KR102401020B1 (ko) * 2016-03-16 2022-05-20 박찬웅 스위칭 전원에서 클램프 다이오드에 의해 생성되는 잡음의 영향을 낮추는 방법과 장치
KR102401021B1 (ko) * 2016-03-16 2022-05-20 박찬웅 스위칭 전원에서 다이오드에 의해 생성되는 잡음을 낮추는 방법과 장치
KR101936422B1 (ko) * 2018-05-23 2019-04-03 (주)선진전자통신 트랜스포머 소자 및 인덕터 결합체 소자
WO2021101350A1 (ko) * 2019-11-22 2021-05-27 박찬웅 평면형 트랜스포머 및 전원장치

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19980027241U (ko) * 1996-11-14 1998-08-05 배순훈 전자파 제거용 플라이백 트랜스포머
JP2001145341A (ja) * 1999-11-16 2001-05-25 Origin Electric Co Ltd パワー半導体スイッチング回路及びコンバータ回路
JP2003023773A (ja) * 2001-07-05 2003-01-24 Toyota Industries Corp 電源装置
JP2007524998A (ja) * 2003-04-01 2007-08-30 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド エネルギー伝達要素の入力巻線に結合された入力回路と、エネルギー伝達要素の出力巻線に結合された出力回路との間の変位電流の流れを実質的に減らす方法および装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101318425B1 (ko) * 2007-05-18 2013-10-15 페어차일드코리아반도체 주식회사 에너지 전달 소자 및 이를 포함하는 컨버터

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19980027241U (ko) * 1996-11-14 1998-08-05 배순훈 전자파 제거용 플라이백 트랜스포머
JP2001145341A (ja) * 1999-11-16 2001-05-25 Origin Electric Co Ltd パワー半導体スイッチング回路及びコンバータ回路
JP2003023773A (ja) * 2001-07-05 2003-01-24 Toyota Industries Corp 電源装置
JP2007524998A (ja) * 2003-04-01 2007-08-30 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド エネルギー伝達要素の入力巻線に結合された入力回路と、エネルギー伝達要素の出力巻線に結合された出力回路との間の変位電流の流れを実質的に減らす方法および装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021125911A1 (ko) * 2019-12-20 2021-06-24 박찬웅 스위칭 전원의 스파이크 전압을 줄이는 방법과 장치

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