WO2012043738A1 - 半導体集積回路、磁気検出装置、電子方位計、及び電流計 - Google Patents

半導体集積回路、磁気検出装置、電子方位計、及び電流計 Download PDF

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和久 糸井
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株式会社フジクラ
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    • G—PHYSICS
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    • G01R33/04—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using the flux-gate principle

Definitions

  • the present invention relates to a semiconductor integrated circuit, a magnetic detection device, an electronic azimuth meter, and an ammeter, and more particularly to a technique suitable for use in a fluxgate type magnetic sensor.
  • a fluxgate type magnetic sensor using the fact that the BH characteristic of a high permeability magnetic core is shifted by an input magnetic field is used. This is characterized by high resolution and excellent temperature stability compared to a magnetic sensor using a Hall element or a magnetoresistive element.
  • the fluxgate type magnetic sensor includes a magnetic field detection unit that receives an external magnetic field such as geomagnetism as an input magnetic field and detects the magnitude of the input magnetic field.
  • a magnetic core, an excitation coil wound around the magnetic core and exciting the magnetic core, and wound around the magnetic core are induced according to magnetic fluctuations in the magnetic core.
  • a triangular wave current is supplied to the exciting coil, and a time interval in which a spike-like voltage waveform (pickup waveform) is generated when the magnetic flux in the magnetic core is reversed during the current supply time.
  • a method of measuring the value with a counter Since this spike-like voltage waveform shifts on the time axis depending on the presence or strength of the magnetic field to be measured (external magnetic field) in the environment where the sensor is placed, by using the time interval at which it is detected, the magnetic field to be measured Can be detected.
  • phase difference time difference
  • phase detection is started in synchronization with a point where the absolute value of the excitation triangular wave having the excitation waveform at the apex is maximized.
  • the absolute value of the pickup voltage is close to the position where the absolute value of the exciting triangular wave with a small amount of inductance change is close to the maximum value. descend. For this reason, the linearity of the sensor output deteriorates in a region near the position where the absolute value of the exciting triangular wave is also maximized in the amount of change in phase difference with respect to the magnetic field to be measured. That is, when the operation time of the counter is represented by the dynamic range, the sensor output linearity at both ends of the dynamic range is deteriorated corresponding to the linearity deterioration in the region near the position where the absolute value of the excitation triangular wave is maximum.
  • the present invention relates to a semiconductor integrated circuit capable of operating a flux gate type magnetic detector having good output characteristics while maintaining output linearity in the entire dynamic range, the flux gate type magnetic detector, an electronic compass, a current
  • the purpose is to provide a total.
  • the semiconductor integrated circuit includes a clock generation circuit, a first spike voltage waveform, and a first spike voltage waveform after the first spike voltage waveform based on the clock signal output from the clock generation circuit.
  • a signal processing circuit that outputs a strength signal corresponding to the strength of the external magnetic field based on a time interval with a second spike voltage waveform that is detected and has a sign opposite to that of the first spike voltage waveform; At least a forward stop time that is before the top of the triangular wave and is 1 to 5% of the period of the triangular wave, and a backward stop time that is after the top of the triangular wave and is 1 to 5% of the period of the triangular wave And a clock control circuit that controls to stop the output of the intensity signal output from the signal processing circuit.
  • the semiconductor integrated circuit includes a magnetic core, an excitation unit that changes the magnetic flux of the magnetic core, and a detection coil that detects the magnetic flux of the magnetic core.
  • the magnetic sensor energizes a triangular wave current as an excitation current to the excitation unit, and the first spike voltage waveform with a positive sign and the first sign with a negative sign output from the detection coil. 2 spike-like voltage waveforms are detected, the time interval between the first spike-like voltage waveform and the second spike-like voltage waveform is measured, and the strength of the external magnetic field is detected based on the time interval. Is preferred.
  • an external magnetic field intensity signal at a time excluding the forward stop time and the backward stop time is output as a dynamic range.
  • a magnetic detection device includes a magnetic core, a detection coil that detects a change in magnetic flux in the magnetic core, and changes the magnetic flux in the magnetic core in accordance with a periodic excitation current that is supplied. And an excitation unit for detecting an induction output generated in the detection coil in accordance with a change in magnetic flux in the magnetic core by the excitation unit, and applying a triangular wave current to the excitation unit as an excitation current. , Detecting a positive sign and a negative sign spike voltage waveform output from the detection coil, and detecting the first spike voltage waveform and the first spike voltage waveform next to the first spike voltage waveform.
  • a fluxgate type magnetic sensor unit that measures a time interval with a second spiked voltage waveform having a sign opposite to that of the spiked voltage waveform and detects the intensity of an external magnetic field based on the time interval, and a clock generator Signal processing for outputting an intensity signal corresponding to the intensity of the external magnetic field based on the time interval of the induction outputs detected by the detection unit and having different signs based on a clock signal output from the circuit and the clock generation circuit
  • a semiconductor integrated circuit having a clock control circuit for controlling to stop the output of the intensity signal output from the signal processing circuit during a backward stop time.
  • the semiconductor integrated circuit outputs an intensity signal of an external magnetic field as a dynamic range in a time excluding the front stop
  • An electronic azimuth meter includes a substrate, a first fluxgate type magnetic sensor unit disposed on the substrate, and arranged along each of the three axes, and a second fluxgate type. And a third fluxgate type magnetic sensor unit and a semiconductor integrated circuit.
  • each of the first magnetic sensor unit, the second magnetic sensor unit, and the third magnetic sensor unit includes a magnetic core and a change in magnetic flux in the magnetic core.
  • a detection coil that detects the magnetic flux in the magnetic core according to the periodic excitation current that is supplied, and an excitation unit that changes the magnetic flux in the magnetic core by the excitation unit.
  • a detection unit for detecting the generated inductive output, and applying a triangular wave current as an excitation current to the excitation unit to detect a spike voltage waveform with positive and negative signs output from the detection coil The time interval between the first spike-like voltage waveform and the second spike-like voltage waveform that is detected next to the first spike-like voltage waveform and has a sign opposite to that of the first spike-like voltage waveform is measured. And at the time interval Zui to detect the strength of the external magnetic field.
  • the semiconductor integrated circuit includes the clock generation circuit and the inductions having different signs detected by the detection unit based on a clock signal output from the clock generation circuit.
  • a signal processing circuit that outputs an intensity signal corresponding to the intensity of an external magnetic field based on an output time interval, and a forward stop time that is at least before the apex of the triangular wave and that is 1 to 5% of the period of the triangular wave; And a clock control circuit that controls to stop the output of the intensity signal output from the signal processing circuit at a backward stop time that is after the apex of the triangular wave and that is 1 to 5% of the period of the triangular wave.
  • an intensity signal of an external magnetic field at a time excluding the front stop time and the rear stop time is output as a dynamic range.
  • An ammeter according to a fourth aspect of the present invention includes a substrate, a first fluxgate type magnetic sensor unit disposed on the substrate and disposed along each of the three axes, and a second fluxgate type A magnetic sensor unit, a third fluxgate type magnetic sensor unit, and a semiconductor integrated circuit are included.
  • each of the first magnetic sensor unit, the second magnetic sensor unit, and the third magnetic sensor unit includes a magnetic core and a change in magnetic flux in the magnetic core.
  • the time interval between the spike-like voltage waveform and the second spike-like voltage waveform that is detected next to the first spike-like voltage waveform and has a sign opposite to that of the first spike-like voltage waveform is measured. , Based on the time interval To detect the strength of the external magnetic field Te.
  • the semiconductor integrated circuit includes the clock generation circuit and the induction outputs having different signs detected by the detection unit based on a clock signal output from the clock generation circuit.
  • a signal processing circuit that outputs an intensity signal corresponding to the intensity of the external magnetic field based on the time interval of at least a forward stop time that is at least before the apex of the triangular wave and that is 1 to 5% of the period of the triangular wave; and
  • a clock control circuit that controls to stop the output of the intensity signal output from the signal processing circuit at a backward stop time that is after the apex of the triangular wave and is 1 to 5% of the period of the triangular wave .
  • the semiconductor integrated circuit outputs an intensity signal of an external magnetic field as a dynamic range in a time excluding the front stop time and the rear stop time.
  • the present invention it is possible to prevent the output linearity from being deteriorated by stopping the output of the intensity of the external magnetic field during the stop time that is a region near the apex of the triangular wave because the signal intensity is reduced. Can do.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a semiconductor integrated circuit and a magnetic detection device according to a first embodiment of the present invention. It is a figure for demonstrating the method of the magnetic field detection in 1st Embodiment of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus which concern on this invention, Comprising: It is a graph which shows an example of the applied triangular wave current. It is a figure for demonstrating the magnetic field detection method in 1st Embodiment of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus concerning this invention, Comprising: It is a graph which shows the change of the magnetization state in a magnetic core.
  • FIG. 5 is a graph showing a relationship between an excitation waveform, a spike-like voltage waveform, and a time interval in the first embodiment of the semiconductor integrated circuit and the magnetic detection device according to the present invention, and shows a case where there is a larger positive external magnetic field. It is a graph which shows the relationship between the excitation waveform in 1st Embodiment of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus concerning this invention, a spike-like voltage waveform, and a time interval, and shows the case where there exists a big negative external magnetic field. It is a graph which shows the operation
  • FIG. 4 is a graph showing a relationship between an excitation magnetic field and a peak interval (time interval) in a region near the end of the dynamic range in the first embodiment of the semiconductor integrated circuit and the magnetic detection device according to the present invention, where output is stopped by a stop signal.
  • Show. 4 is a graph showing a relationship between an excitation magnetic field and a digital output (LSB) in a region close to a dynamic range end in the first embodiment of the semiconductor integrated circuit and the magnetic detection device according to the present invention, and shows a case where the output is not stopped by a stop signal. .
  • LSB digital output
  • FIG. 4 is a graph showing a relationship between an excitation magnetic field and a digital output (LSB) in a region close to a dynamic range end in the first embodiment of the semiconductor integrated circuit and the magnetic detection device according to the present invention, and shows a case where output is stopped by a stop signal.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the excitation magnetic field and the peak interval (time interval) in the region close to the end of the dynamic range when output is stopped by the stop signal of FIG. 7 in the first embodiment of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection device according to the present invention. It is. It is a top view which shows the magnetic sensor part in 3rd Embodiment of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus concerning this invention.
  • FIG. 10 is a longitudinal sectional view of the magnetic sensor section shown in FIG. 9 cut along the a-a ′ line shown in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a longitudinal sectional view of the magnetic sensor element shown in FIG. 9 taken along line b-b ′ shown in FIG. 9.
  • It is a top view which shows the magnetic core part with which the magnetic sensor part shown in FIG. 9 is provided.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line a-a ′ in FIG. 15.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line b-b ′ in FIG. 15 and shows a manufacturing process of the magnetic sensor unit.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line b-b ′ in FIG. 15 and shows a manufacturing process of the magnetic sensor unit.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line b-b ′ in FIG. 15 and shows a manufacturing process of the magnetic sensor unit.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line b-b ′ in FIG. 15 and shows a manufacturing process of the magnetic sensor unit.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line b-b ′ in FIG.
  • FIG. 15 shows a manufacturing process of the magnetic sensor unit.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line b-b ′ in FIG. 15 and shows a manufacturing process of the magnetic sensor unit.
  • It is a schematic perspective view which shows embodiment of the electronic bearing meter which concerns on this invention. The example which shows the excitation waveform in embodiment of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus which concern on this invention is shown.
  • It is a schematic diagram which shows an example of the application method of an external magnetic field in the Example of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus which concern on this invention.
  • It is a schematic diagram which shows the example of the application method of an external magnetic field in the Example of the semiconductor integrated circuit and magnetic detection apparatus which concern on this invention.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a functional element of a magnetic detection device constituted by a magnetic sensor unit and a semiconductor integrated circuit in the present embodiment, and the relationship between the functional elements.
  • reference numeral M denotes a magnetic detection device. It is.
  • the magnetic detection device M includes a flux gate type magnetic sensor unit M1 and a semiconductor integrated circuit M2.
  • a solid line connecting each functional element indicates an electrical connection
  • a dotted line indicates an electromagnetic connection
  • an arrow indicates a direction of an electric signal.
  • the magnetic sensor unit M1 and the semiconductor integrated circuit M2 include an excitation unit M11, a magnetic core M12 (magnetic core), a detection coil M13, a detection unit M14, a drive unit M15, a clock generation circuit M21, and a clock control circuit. M22 and a signal processing circuit M23.
  • the detection coil M13 detects a change in magnetic flux in the magnetic core M12.
  • the exciting unit M11 changes the magnetic flux in the magnetic core in accordance with the supplied periodic exciting current.
  • the detection unit M14 detects an induction output generated in the detection coil M13 as the magnetic flux in the magnetic core M12 is changed by the excitation unit M11.
  • the signal processing circuit M23 Based on the clock signal output from the clock generation circuit M21, the signal processing circuit M23 calculates an intensity signal corresponding to the intensity of the external magnetic field based on the time interval between the induction outputs with different signs detected by the detection unit M14, Output.
  • the clock control circuit M22 controls to output a stop signal for stopping the intensity signal output Sout output from the signal processing circuit M23.
  • the forward stop time tA that is at least a specific ratio (%) of the triangular wave period before the apex of the triangular wave, and the specific ratio (%) of the triangular wave period after the apex of the triangular wave
  • the clock control circuit M22 performs control so as to output the stop signal at the backward stop time tB, which is the time of?.
  • an excitation unit M11 that is provided near the magnetic core M12 and functions as an excitation coil, and a drive unit M15 that supplies an excitation current to the excitation unit M11 to control the excitation state of the excitation unit.
  • a configuration including the above may be adopted.
  • the excitation unit a configuration that functions as the magnetic core M12 and that excites a position close to the magnetic core M12 and the detection coil M13 by applying an excitation current may be employed.
  • the configuration of the excitation unit is not limited as long as necessary excitation can be performed.
  • the magnetic sensor unit M1 supplies a triangular wave current as an exciting current to the exciting unit for the magnetic core M12, and generates spike-shaped voltage waveforms with positive and negative signs output from the detection coil M13 provided for the magnetic core M12. Detect each.
  • the magnetic sensor unit M1 measures a time interval between one spike-like voltage waveform (first spike-like voltage waveform) and the next detected spike-like voltage waveform (second spike-like voltage waveform). The intensity of the external magnetic field is detected based on this time interval.
  • the semiconductor integrated circuit M2 includes a clock generation circuit M21, a detection unit M14, a drive unit M15, a signal processing circuit M23, and a clock control circuit M22.
  • the semiconductor integrated circuit M2 is configured to output an output signal Sout by data obtained from the magnetic sensor unit M1 when the stop signal is off.
  • Control for stopping the signal calculation operation is performed, or control for stopping the output is performed although the intensity signal calculation operation in the signal processing circuit M23 is performed.
  • the stop time tA and the stop time tB will be described later.
  • a continuous clock signal is generated from the clock generation circuit M21 of the semiconductor integrated circuit M2, and the excitation unit M11 is excited based on this clock signal.
  • the AC power supply is turned on in the drive unit M15 that supplies the AC current.
  • FIG. 2A shows an example of a polarity-inverted triangular waveform current having a period T as a current pattern supplied by the AC power supply.
  • the magnetic core M12 is excited by the triangular wave current supplied from the drive unit M15.
  • FIG. 2D a magnetic flux along the BH curve is generated in the magnetic core M12.
  • FIG. 2B shows changes with time in the magnetization state (magnetic flux density) in the magnetic core M12 formed of this soft magnetic material.
  • the magnetic flux in the longitudinal direction is alternately generated in the magnetic core M12 by changing its direction.
  • a two-dot chain line in FIG. 2B shows a change with time of the magnetization state of the magnetic core M12 when the magnetic sensor unit M1 is placed in a positive external magnetic field (Hex> 0).
  • the dotted line in FIG. 2B shows the change over time of the magnetization state of the magnetic core M12 when the magnetic sensor unit M1 is placed in a negative external magnetic field (Hex ⁇ 0).
  • the magnetic flux generated in the magnetic core M12 crosses the detection coil M13 to generate an induced voltage (inductive current). And the induced voltage which generate
  • spiked voltage waveforms spike waves
  • the detection unit M14 in the semiconductor integrated circuit M2 amplifies the spike wave and outputs it to the signal processing circuit M23 so that it can be counted.
  • a two-dot chain line in FIG. 2C shows an output voltage waveform when the magnetic sensor unit M1 is placed in a positive external magnetic field (Hex> 0).
  • a dotted line in FIG. 2C shows an output voltage waveform when the magnetic sensor unit M1 is placed in a negative external magnetic field (Hex ⁇ 0).
  • the position of the spike-like voltage waveform is on the right side of the figure on the time axis t or on the time axis t, depending on the direction and strength of the external magnetic field, as compared with the case where the external magnetic field is substantially absent. Shift to the left.
  • this output voltage waveform the time interval between one spike-like voltage waveform and the next detected spike-like voltage waveform with the opposite sign is measured, and a predetermined interval is determined according to equations (1) to (3) based on this time interval. By performing this calculation, the intensity of the external magnetic field can be calculated.
  • t 1 indicates a time for generating a positive induced voltage
  • t 2 indicates a time for generating a negative induced voltage
  • Hexc represents an excitation magnetic field (a magnetic field generated in the excitation unit).
  • Hc represents the coercivity of the magnetic core
  • Hext represents the external magnetic field
  • Td represents the delay time.
  • a spike-shaped voltage waveform K + having a positive sign is obtained at time t 2 and time t 6 when the polarity of the triangular wave is reversed from negative to positive. Detected.
  • the polarity of the triangular wave is negative sign of the spike-like voltage waveform at time t 4 when inverted from positive to negative K- is detected.
  • the triangular wave current is the apex at time t 1 , time t 3 , time t 5 , and time t 7. It becomes.
  • Time the polarity of the triangular wave is reversed by the presence of an external magnetic field is different for (shift), the signal processing circuit in M23, a positive sign of the spike voltage waveform K + and the negative sign of the spike which is shorter than the time interval tt 0
  • the magnitude of the positive external magnetic field is calculated by comparing the time interval tt 1 with the voltage waveform K ⁇ with this reference time interval tt 0 .
  • the absolute value of the spike-like voltage waveform decreases as it approaches the apex of the triangular wave current, such as t 1 , t 3 , and t 5 .
  • the absolute value of the spike-like voltage waveform decreases as it approaches the apex of the triangular wave current, such as t 1 , t 3 , and t 5 .
  • the time interval tt 3 between the spike-shaped voltage waveform K + having the positive sign and the spike-shaped voltage waveform K ⁇ having the negative sign is further shorter than the time interval tt 1 , and the absolute values of the spike-shaped voltage waveforms K +, K ⁇ The magnitude of the value (signal strength) decreases.
  • FIG. 4B there is an external magnetic field with a larger positive sign than that shown in FIG. 4A (Hex >> 0), and the generation time of the spike-like voltage waveform is determined by the apex time t 3 or time t 7 of the triangular wave.
  • the time interval tt 4 between the positive sign spike voltage waveform K + and the negative sign spike voltage waveform K ⁇ becomes shorter than the time interval tt 3 and the spike voltage waveforms K +, K ⁇ .
  • the magnitude of the absolute value also decreases.
  • FIG. 4C there is an external magnetic field with a negative sign having the same magnitude as that of the magnetic field shown in FIG. 4B (Hex ⁇ 0).
  • the time interval tt 5 between the positive sign spike voltage waveform K + and the negative sign spike voltage waveform K ⁇ is as short as the time interval tt 4.
  • the magnitudes of the absolute values (signal strength) of the spike-like voltage waveforms K + and K ⁇ are reduced to the same extent.
  • the output accuracy is maintained without using the spike-like voltage waveforms K + and K ⁇ having a reduced absolute value (intensity) when calculating the intensity of the external magnetic field. Therefore, in the semiconductor integrated circuit M2, in the clock control circuit M22, based on the clock signal output from the clock generation circuit M21, the time t 1 , the time t 3 , the time t 5 , and the time t 7 that are close to the top of the triangular wave. A stop signal is output to turn on the control to stop the intensity signal output Sout output from the signal processing circuit M23 before and after the operation. As shown in FIG.
  • the stop signal corresponds to 0.1 to 5% of the period T before the time t 1 , the time t 3 , the time t 5 , and the time t 7 at the apex of the triangular wave.
  • Forward stop time tA, and backward stop time tB corresponding to 0.1 to 5% of the period T after time t 1 , time t 3 , time t 5 , and time t 7 at which the triangular wave reaches the apex Is output during
  • the clock signal is output from the clock generation circuit M21 during the detection time during which the excitation current that is a triangular wave shown in FIG. 5A is applied.
  • the forward stop time tA is 0.1 to 5% of the period T, more preferably 0.1 to 3% of the period T, and can be 0.1 to 1% of the period T. .
  • the rear stop time tB is 0.1 to 5% of the period T, more preferably 0.1 to 3% of the period T, and can be 0.1 to 1% of the period T. .
  • the forward stop time tA and the backward stop time tB are made equal in length, one of the forward stop time tA and the backward stop time tB is shortened, or the length is changed for each continuous triangular wave.
  • Various setting methods can be employed. Further, it is possible to output a stop signal only for either the front stop time tA or the rear stop time tB.
  • the semiconductor integrated circuit M2 of this embodiment has a clock control circuit M22 that outputs a stop signal for stopping the intensity signal output Sout output from the signal processing circuit M23 at the front stop time tA and the rear stop time tB.
  • output linearity can be maintained by not outputting an intensity signal corresponding to the intensity of the external magnetic field at a time close to the apex of the triangular wave.
  • the stop time tA is from ⁇ 1.9 mT to ⁇ 2 mT.
  • linearity can be maintained in the entire output range by outputting only the stop signal and not outputting the intensity signal corresponding to the intensity of the external magnetic field in the signal processing circuit M23.
  • FIGS. 6A and 6B only the region close to the apex of the triangular wave, that is, the position close to the dynamic range end is shown, and the linearity is maintained in other regions.
  • a digital output is shown in FIG. 7 as an intensity signal corresponding to FIG. 6A and FIG. 6B.
  • the digital output is set in the range of ⁇ 0.9 mT to +1.9 mT of the output range excluding the vertex of the triangular waveform magnetic field by the stop signal as described above. Then, the output in this range is converted into, for example, a 14-bit digital output (LSB) as shown in FIG. As a result, the upper limit of the digital output is 16382. Thereby, the full scale of a digital output can be used in the state which maintained linearity.
  • LSB 14-bit digital output
  • a second embodiment of the magnetic detection device M of the present invention will be described below.
  • the specific structure of a magnetic sensor part is illustrated.
  • FIG. 15 is a top view schematically showing the magnetic sensor unit according to the present embodiment.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view taken along line aa ′ in FIG. 17A to 17E are cross-sectional views taken along the line bb ′ in FIG. 15, and are diagrams illustrating a process of creating the magnetic sensor unit.
  • the magnetic sensor unit of the present embodiment includes a magnetic core 103, a first wiring layer 104, a first insulating layer 105, a second insulating layer 106, and a second wiring layer 107. And the opening 108 and the substrate 100.
  • the magnetic core 103 includes an end portion 101 located at both ends of the magnetic core 103 and a central portion 102 located at the center of the magnetic core 103.
  • the width of the end portion 101 is larger than the width of the central portion 102.
  • the first wiring layer 104 and the second wiring layer 107 constitute a first solenoid coil 109 wound around the end portion 101 and a second solenoid coil 110 wound around the central portion 102.
  • the first solenoid coil 109 wound around the end portion 101 is an excitation coil that functions as an excitation unit.
  • the second solenoid coil 110 wound around the central portion 102 is a pickup coil (detection coil).
  • the end portion 101 is an excitation portion
  • the central portion 102 is a detection portion.
  • FIGS. 17A to 17E A manufacturing process of the magnetic sensor unit of the present embodiment will be described with reference to FIGS. 17A to 17E.
  • the first wiring layer 104 for forming the lower wiring of the solenoid coil is formed on the nonmagnetic substrate 100.
  • FIG. 17B the magnetic core 103 and the first insulating layer 105 for insulating the solenoid coil are formed on the first wiring layer 104.
  • an opening 108 is provided at a portion where the first wiring layer 104 is connected to the second wiring layer 107 to be an upper wiring of a solenoid coil to be formed later.
  • the magnetic core 103 made of a soft magnetic film is formed on the first insulating layer 105.
  • the magnetic core 103 formed of this soft magnetic film is formed such that the width at the central portion 102 is narrower than the width at the end portion 101.
  • the second insulating layer 106 in which the opening 108 is provided in the connecting portion between the first wiring layer 104 and the second wiring layer 107 is formed.
  • a second wiring layer 107 is formed on the second insulating layer 106 so as to connect the wirings of the first wiring layers 104 adjacent to each other at their end portions.
  • a solenoid coil is formed. Since the wiring is connected to the adjacent wiring, the loop of the solenoid coil in the cross section is not closed.
  • the first solenoid coil 109 and the second solenoid coil 110 formed by the first wiring layer 104 and the second wiring layer 107 are wound independently of each other. Specifically, the first solenoid coil 109 is wound around an end portion 101 having a wide width. The second solenoid coil 110 is wound around a central portion 102 having a narrow width. The first solenoid coil 109 wound around the end portion 101 includes a third solenoid coil wound around the end portion 101 located at one end (first end) and the other end (first end). And a fourth solenoid coil wound around the end portion 101 located at the second end opposite to the end).
  • the third solenoid coil and the fourth solenoid coil arranged at both ends of the magnetic core 103 are connected in series by the first wiring layer 104 or the second wiring layer 107 so that the generated magnetic field directions are the same. ing. Thereby, the third solenoid coil and the fourth solenoid coil form a first solenoid coil 109 as a whole. Electrode pads 111 used for connecting an external device and the central portion 102 are formed at both ends of the second solenoid coil 110 wound around the central portion 102 disposed at the center of the magnetic core 103. Yes. Two ends of the first solenoid coil 109 connected in series wound around the end portions 101 arranged at both ends of the magnetic core 103 are used to connect the external device and the magnetic core 103. Electrode pads 112 are formed.
  • the number of turns of the third solenoid coil and the fourth solenoid coil wound around both ends of the magnetic core 103 is preferably the same, and the shapes of the third solenoid coil and the fourth solenoid coil are symmetrical to each other. Preferably there is.
  • FIG. 15 is a diagram schematically illustrating the first solenoid coil 109 and the second solenoid coil 110, in which a part of the lower wiring of the magnetic core 103 is omitted. Further, the shapes of the first solenoid coil 109 and the second solenoid coil 110 are not limited to the shapes shown in FIG.
  • the positional relationship between the first wiring layer 104 and the second wiring layer 107 in the present embodiment is not limited to the shape of FIG.
  • the shape of the magnetic sensor unit in the present embodiment is not limited to the shapes of FIGS. 17A to 17E.
  • the end portion 101 of the magnetic core 103 is excited by energizing the first solenoid coil 109 wound around the end portion 101.
  • an induced voltage is applied to the central portion 102 of the magnetic core 103, and the induced voltage is detected by the second solenoid coil 110 wound around the central portion 102.
  • the alternating current that is supplied from an external device via the electrode pad 112 and changes with time is applied to the first solenoid coil (excitation portion) 109 of the end portion 101 of the magnetic core 103, thereby The magnetic core 103 is AC excited.
  • the magnetic flux generated at the end portion 101 is guided to the central portion 102 of the magnetic core 103.
  • the central portion 102 of the magnetic core 103 is also AC-excited, and a substantially pulsed induced voltage is generated in the second solenoid coil (detection coil) 110 of the central portion 102.
  • This induced voltage can be detected by an external detection circuit via the second solenoid coil 110 and the electrode pad 111.
  • the alternating current supplied to the first solenoid coil 109 is preferably a triangular wave having a constant frequency.
  • the structure shown in FIG. 15 has been described as the structure of the magnetic core.
  • the shape of the magnetic core in the spirit of the present invention is not limited to the structure shown in FIG. Any shape may be adopted as long as the width of the portion is wider than the width of the central portion.
  • a sealing layer that covers the second wiring layer 107 may be formed.
  • the thickness of the first wiring layer 104 is preferably about 0.2 ⁇ m to 2 ⁇ m.
  • the thickness of the first insulating layer 105 is sufficient to alleviate the uneven shape caused by the first wiring layer 104, specifically, about 3 to 10 times the thickness of the first wiring layer 104. It is desirable that These wiring layers can be made of Cu, Al, or Au.
  • the soft magnetic film forming the magnetic core 103 As the soft magnetic film forming the magnetic core 103, a zero magnetostrictive Co-based amorphous film represented by CoNbZr and CoTaZr, a NiFe alloy, a CoFe alloy, and the like are desirable.
  • the second wiring layer 107 can be formed of a barrier metal film such as Ti, Cr, or TiW.
  • the electrode pads and terminals used to connect the external device and the magnetic sensor unit as required the methods used for general semiconductor devices or thin film devices such as solder bumps and gold bumps and wire bonding are applied. can do.
  • FIG. 9 is a plan view showing a magnetic sensor unit in the third embodiment of the magnetic detection device of the present invention.
  • FIG. 10 is a longitudinal sectional view of the magnetic sensor section shown in FIG. 9 cut along a line a-a ′ shown in FIG. 9.
  • FIG. 11 is a longitudinal sectional view of the magnetic sensor section shown in FIG. 9 taken along the line b-b ′ shown in FIG. 12 is a plan view showing a magnetic core included in the magnetic sensor unit shown in FIG.
  • the magnetic sensor unit 1 shown in FIGS. 9 to 11 includes a nonmagnetic substrate 2, a magnetic core 3, a conductor layer 4, an insulating layer 5, and a pickup coil 6 (detection coil).
  • the magnetic core 3 and the conductor layer 4 are provided on the nonmagnetic substrate 2.
  • the pickup coil 6 is provided on each part of the magnetic core 3 and the conductor layer 4 via the insulating layer 5.
  • the pickup coil 6 is composed of a first coil portion 7 and a second coil portion 8. As shown in the plan view of FIG. 9, the winding direction of the first coil portion 7 (the direction in which current flows) is opposite to the winding direction of the second coil portion 8.
  • the first coil portion 7 and the second coil portion 8 are connected so as to be electrically in series, and are arranged adjacent to each other at the center of the upper surface of the nonmagnetic substrate 2.
  • the nonmagnetic substrate 2 is a substrate that supports each part constituting the magnetic sensor unit 1 of the present embodiment.
  • the nonmagnetic substrate 2 for example, a substrate made of a nonmagnetic material such as silicon (Si), glass, or ceramics is used.
  • the magnetic core 3 has a current-carrying part (excitation part) 9 formed in a strip shape and a pair of magnetic current collecting parts 10 and 10 provided at both ends of the current-carrying part 9. .
  • the entire magnetic core 3 is composed of a soft magnetic thin film as shown in the enlarged sectional view of FIG.
  • the soft magnetic thin film is not particularly limited as long as it is a thin film formed of a material capable of imparting uniaxial anisotropy, but an amorphous composition of Co 85 Nb 12 Zr 3 film, FeNi alloy film, FeSiAl alloy film, CoFeSiB alloy film, etc. A soft magnetic thin film or the like can be used.
  • the energizing section 9 has a triangular wave current (changes with time) in the width direction (substantially parallel to the forward lines 27 and 30 described later) via the first energizing electrode 15 and the second energizing electrode 18 described later. Current). Thereby, the energization part 9 is excited in the longitudinal direction. In a state where the magnetic sensor unit 1 is placed in an external magnetic field, the magnetic flux of the external magnetic field is drawn into the energization unit 9, and the energization unit 9 is superimposed on the magnetic flux generated by excitation.
  • the shapes of the pair of magnetic flux collectors 10 and 10 are substantially the same, and the width of each of the magnetic flux collectors 10 and 10 is larger than the width of the energizing part 9.
  • Each of the magnetic flux collectors 10 and 10 is connected to both end portions in the longitudinal direction of the belt-shaped energization unit 9.
  • the overall shape in which the magnetic flux collectors 10 and 10 and the energizing portion 9 are combined is I-shaped, and the magnetic flux collectors 10 and 10 and the energizing portion 9 are formed at the center of the upper surface of the nonmagnetic substrate 2.
  • two spiral coil portions 7 and 8 are provided in the magnetic core 3 of the magnetic sensor unit 1.
  • the spiral coil unit 7 includes a reversed phase magnetic field generation unit 28A (first reversed phase magnetic field generation unit) provided at a position away from the center of the spiral coil unit 7 and close to the long side of the nonmagnetic substrate 2.
  • the spiral coil unit 8 includes a reverse phase magnetic field generation unit 31A (second reverse phase magnetic field generation unit) provided at a position away from the center of the spiral coil unit 8 and close to the long side of the nonmagnetic substrate 2.
  • the magnetic flux collectors 10 and 10 are arranged so as to overlap the opposite phase magnetic field generators 28A and 31A.
  • the first magnetic flux collector is disposed so as to overlap the negative phase magnetic field generator 28A, and the second magnetic flux collector is disposed so as to overlap the negative phase magnetic field generator 31A.
  • the energizing portion 9 is formed on the nonmagnetic substrate 2 so as to be parallel to a straight line connecting the spiral centers of the two spiral coil portions 7 and 8.
  • Each magnetism collecting unit 10 has a width larger than the width of the energizing unit 9. The width of each magnetism collecting portion 10 gradually increases from the center of the spiral coil portions 7 and 8 toward the long side of the nonmagnetic substrate 2. As shown in FIG.
  • the magnetic flux collector 10 has a width of the soft magnetic thin film that gradually forms the magnetic flux collector 10 at a boundary portion between the current-carrying portion 9 and the magnetic flux collector 10 or a position close to the boundary portion. Have the shape. As shown in FIG. 9, the magnetic flux collector 10 has an inclined portion that is inclined with respect to the direction in which the energizing portion 9 extends. In addition, in the magnetism collection part 10, not only the shape which has such an inclination part but the width
  • the pair of magnetism collecting units 10 and 10 and the energizing unit 9 have an effect of drawing an external magnetic field, and thereby a larger amount of magnetic flux can be drawn into the energizing unit 9. Further, the influence of the demagnetizing field generated when the magnetic core 3 is excited can be reduced. As a result, the sensitivity of the magnetic sensor unit 1 can be increased.
  • the conductor layer 4 includes a first energizing conductor portion 11, a second energizing conductor portion 12, a first output conductor portion 13, and a second output conductor portion 14. These conductor portions are provided at corner portions of the nonmagnetic substrate 2.
  • the first energization conductor portion 11 includes a first energization electrode 15, a first energization electrode pad 16, and a first energization wiring 17.
  • the first current-carrying electrode 15 is a part of the first current-carrying electrode 15 along the longitudinal direction of the current-carrying part 9 (a first edge part, a side located on the left side of the current-carrying part 9 in FIG. 9). Edge).
  • the first energizing electrode pad 16 is connected to an AC power source of the drive unit.
  • the first energization wiring 17 connects the first energization electrode 15 and the first energization electrode pad 16.
  • the second energization conductor portion 12 includes a second energization electrode 18, a second energization electrode pad 19, and a second energization wiring 20.
  • the second energizing electrode 18 includes a second edge portion (a second edge portion located on the opposite side of the first edge portion, a part of the second energizing electrode 18 along the longitudinal direction of the energizing portion 9). In FIG. 9, it is provided so as to overlap with the edge portion located on the right side of the energizing portion 9.
  • the second energizing electrode pad 19 is connected to an AC power source arranged outside the magnetic sensor unit 1.
  • the second energization wiring 20 connects the second energization electrode 18 and the second energization electrode pad 19.
  • the second energizing conductor portion 12 is formed at a substantially point-symmetrical position with respect to the first energizing conductor portion 11 when viewed from the vertical direction of the plane as shown in FIG. 9. ing.
  • the current output from the first energization electrode pad 16 is the first energization wiring 17. And it supplies to the electricity supply part 9 via the electrode 15 for 1st electricity supply, and flows toward the right from the left of the width direction of the electricity supply part 9 (direction which goes to a 2nd edge part from a 1st edge).
  • the current output from the second energizing electrode pad 19 is the second energizing electrode pad.
  • the first output conductor portion 13 includes a first output electrode 21, a first output electrode pad 22, and a first output wiring 23, and is adjacent to the first energization conductor portion 11. It is formed as follows.
  • the first output electrode 21 is electrically connected to the output end 7 a on the center side of the first coil portion 7 of the pickup coil 6.
  • the first output electrode pad 22 is connected to a detection circuit arranged outside the magnetic sensor unit 1.
  • the first output wiring 23 connects the first output electrode 21 and the first output electrode pad 22.
  • the second output conductor portion 14 includes a second output electrode 24, a second output electrode pad 25, and a second output wiring 26.
  • the first output conductor portion 14 is formed on the nonmagnetic substrate 2.
  • the conductor portion 13 is disposed at a substantially point-symmetrical position.
  • the second output electrode 24 is connected to the output end 8 a on the center side of the second coil portion 8 of the pickup coil 6.
  • the second output electrode pad 25 is connected to a detection circuit arranged outside the magnetic sensor unit 1.
  • the second output wiring 26 connects the second output electrode 24 and the second output electrode pad 25.
  • the induced voltage generated between the first coil unit 7 and the second coil unit 8 is detected by the detection circuit as an output voltage generated between the first output electrode 21 and the second output electrode 24.
  • the insulating layer 5 is formed on the nonmagnetic substrate 2 so as to insulate the magnetic core 3 and the conductor layer 4 from the pickup coil 6.
  • the insulating layer 5 is provided on the entire surface of the nonmagnetic substrate 2, the magnetic core 3, and the conductor layer 4.
  • through holes are provided at positions corresponding to the output electrodes 21 and 24.
  • the through hole is filled with a conductor that is used to electrically connect a member disposed in the upper portion and a member disposed in the lower portion of the nonmagnetic substrate 2 in the vertical direction.
  • a metal oxide such as SiO 2 or Al 2 O 3 or a metal nitride such as Si 3 N 4 or AlN may be used. it can.
  • each of the 1st coil part 7 and the 2nd coil part 8 which comprise the pickup coil 6 are demonstrated.
  • Each of the 1st coil part 7 and the 2nd coil part 8 is comprised by the conductor thin film formed with the spiral pattern. More specifically, each coil part 7 and 8 is comprised by the wiring (conductor thin film) extended counterclockwise toward the outer side from the center.
  • the outermost peripheral wirings of the coil portions 7 and 8 are connected to each other so that the coil portions 7 and 8 are formed in a substantially 8 shape in the entire pickup coil 6, that is, are connected to each other.
  • the end of the pickup coil 6 positioned on the center side of each of the coil portions 7 and 8 constitutes output ends 7 a and 8 a that output an induced voltage generated in the pickup coil 6.
  • each coil part 7 and 8 may be comprised by the wiring extended clockwise from the center toward the outer side.
  • the first coil unit 7 includes a forward direction line group (in-phase magnetic field generation unit) 27A and a reverse direction line group (reverse phase magnetic field generation unit) 28A.
  • the forward line group 27 ⁇ / b> A is formed by a plurality of forward lines 27 arranged in parallel so as to be substantially parallel to the width direction of the energization unit 9.
  • the reverse line group 28 ⁇ / b> A is formed by a plurality of reverse lines 28 that are arranged apart from the forward line group 27 ⁇ / b> A and are arranged in parallel so as to be substantially parallel to the width direction of the energization unit 9.
  • the forward line group 27 ⁇ / b> A is disposed at a position close to the second coil unit 8.
  • the reverse line group 28 ⁇ / b> A is provided at a position close to the long side of the nonmagnetic substrate 2.
  • the second coil unit 8 includes a forward line group (in-phase magnetic field generation unit) 30A and a reverse line group (reverse phase group). Magnetic field generation unit) 31A.
  • the forward line group 30 ⁇ / b> A is formed by a plurality of forward lines 30 arranged in parallel so as to be substantially parallel to the width direction of the energization unit 9.
  • the reverse direction line group 31 ⁇ / b> A is formed with a plurality of reverse direction lines 31 arranged apart from the forward direction line group 30 ⁇ / b> A and arranged in parallel so as to be substantially parallel to the width direction of the energization unit 9.
  • the forward line group 30 ⁇ / b> A is arranged at a position close to the first coil unit 7.
  • the reverse direction line group 31 ⁇ / b> A is provided at a position close to the long side of the nonmagnetic substrate 2.
  • each forward direction line 27 and 30 has overlapped with the electricity supply part 9 so that the electricity supply part 9 may be crossed to the width direction
  • each reverse direction line 28 and 31 is a top view of FIG.
  • the in-phase magnetic field generation unit of the first coil unit 7 and the second coil unit 8 is a region between the central portions of the first coil unit 7 and the second coil unit 8, that is, the first coil unit 7 and the second coil unit 8. This is a region between the central part of the first coil part 7 and the central part of the second coil part 8.
  • the region above the center and the region below the center of the second coil portion 8 are reversed-phase magnetic field generators.
  • the dimension of the energization part 9 in the structure mentioned above is not specifically limited, In order to make it usable as an electronic azimuth meter, the length in the longitudinal direction of the energization part 9 and the magnetism collecting parts 10 and 10 is set to be 0.1. Assuming that the thickness is 5 mm, for example, the length of the energizing portion 9 can be about 250 ⁇ m, the width can be about 30 ⁇ m, and the width and length of the magnetism collecting portion 10 can be about 125 ⁇ m.
  • the triangular wave current supplied from the AC power source of the drive unit M15 is supplied to the energizing unit 9 via the energizing electrodes 15 and 18 and flows along the width direction of the energizing unit 9.
  • the energizing portion 9 is excited, and a magnetic flux along the BH curve is generated in the longitudinal direction.
  • FIG. 2B the magnetic flux in the longitudinal direction is alternately generated in the energizing portion 9 while changing its direction.
  • the magnetic flux generated in the energization unit 9 intersects with the forward lines 27 and 30 of the pickup coil 6 and generates an induced voltage (inductive current) in each of the forward line groups (in-phase magnetic field generating units) 27A and 30A.
  • a spike wave is detected from the output terminals 7 a and 8 a of the pickup coil 6 as the induced voltage generated in the pickup coil 6.
  • the magnetic sensor unit 1 configured as described above is configured to excite the energization unit 9 in the longitudinal direction by directly energizing the energization unit 9 of the magnetic core 3 without using an excitation coil that has been conventionally required. Therefore, the following effects can be obtained. (1) The process of winding the exciting coil around the magnetic core 3 can be omitted, and the structure can be simplified. (2) Since an area necessary for winding the exciting coil can be omitted, the pickup coil 6 can be wound as much. As a result, the output can be increased, and the SN ratio can be improved. (3) When the magnetic core 3 is excited by the exciting coil, if the length of the magnetic core 3 is shortened, the influence of the demagnetizing field is increased and the excitation efficiency is lowered.
  • the magnetic core 3 is excited by passing a current directly, the influence of the demagnetizing field can be reduced during the excitation. For this reason, it can be operated with a small current, and power consumption can be reduced. (4) In addition, since the influence of the demagnetizing field is small at the time of excitation, the sensor element can be reduced in size, and a configuration of a small and thin electronic azimuth meter can be realized.
  • a spiral coil is used as the pickup coil 6, and the in-phase magnetic field generating units 27 ⁇ / b> A and 30 ⁇ / b> A of the spiral coil are arranged at positions close to the energization unit 9 of the magnetic core 3. Therefore, the following effects can be obtained.
  • A The influence of the magnetic flux change in the reversed phase magnetic field generators 28A and 31A can be removed, and the SN ratio can be improved.
  • B Since the region of the soft magnetic thin film disposed in the reversed-phase magnetic field generators 28A and 31A can be used as a magnetic flux collecting structure, sensitivity can be improved. For the above reasons, the magnetic sensor element 1 can be miniaturized while sufficiently ensuring sensitivity, output, and SN ratio.
  • the direction of the magnetic flux generated by the excitation of the energization unit 9 is the longitudinal direction of the energization unit 9 as in the parallel fluxgate sensor. For this reason, when the triangular wave current is supplied to the energization unit 9 as described above, the spike voltage waveform output at the timing when the polarity of the triangular wave current is switched is detected, and the time interval at which the spike voltage waveform is generated is detected. Is measured by the counter, and the intensity of the external magnetic field can be calculated based on this time interval.
  • the influence of hysteresis can be removed in the process of calculating the intensity of the external magnetic field, and digital detection using a counter can be performed, thereby removing the influence of errors during AD conversion. be able to. For this reason, the linearity of the detection value is good, and the intensity of the external magnetic field can be detected with high accuracy.
  • the shape of the member which comprises the magnetic sensor part 1 is not limited to the shape mentioned above.
  • FIG. 13 and 14 are plan views illustrating an example of the shape of the magnetic core in the magnetic sensor unit according to the present embodiment.
  • the magnetic core of the magnetic sensor unit in the present embodiment has an end portion 101 and a central portion 102.
  • the width B of the end portion 101 is wider than the width C of the central portion 102.
  • the length A in the longitudinal direction of the magnetic core is 1 mm or less, desirably 0.5 mm or less.
  • the value of the ratio B / D between the width B of the end portion 101 and the length D in the longitudinal direction of the end portion 101 is smaller than 1.
  • the longitudinal direction of the magnetic core of the magnetic sensor unit coincides with the magnetic sensing direction of the magnetic sensor unit.
  • an exciting coil is wound around the end portion 101, and a pickup coil is wound around the central portion 102.
  • FIG. 13 is a plan view showing an example in which the end portion of the magnetic core has a square shape.
  • FIG. 14 is a plan view showing an example of a magnetic core in which an inclined portion is provided at the boundary between the end portion 101 and the central portion 102.
  • an inclined portion is provided at the boundary between the end portion 101 and the central portion 102 as shown in FIG.
  • the value of the ratio B / D between the width B of the end portion 101 and the length D in the longitudinal direction of the end portion 101 is It is desirable to be smaller than 1.
  • the ratio between the dimension in the film thickness direction and the dimension in the direction parallel to the surface is as large as several hundred to several thousand. Therefore, the demagnetizing factor has a difference of several hundred to several thousand times between the dimension in the film thickness direction and the dimension in the direction parallel to the surface, and the demagnetizing factor in the direction parallel to the surface is very small.
  • the demagnetizing factor is determined by the ratio of the dimension in the longitudinal direction to the dimension in the width direction. In this case, since the demagnetizing coefficient in the longitudinal direction is small and the demagnetizing coefficient in the width direction is large, the longitudinal direction is the easy axis for shape anisotropy.
  • the magnetic sensor unit of the present embodiment has the end portion 101 wider than the central portion 102 in the magnetic core, and the width B of the end portion 101 is greater than the length D of the end portion 101 in the longitudinal direction. Is also small.
  • the easy axis due to the shape anisotropy of the end portion 101 is the longitudinal direction of the magnetic sensor unit. Therefore, the change in magnetic flux density in the core due to the magnetic field orthogonal to the magnetic sensing direction is small, and the other-axis sensitivity characteristic is good. Thereby, an electronic azimuth meter with excellent azimuth accuracy can be configured.
  • FIG. 18 is a schematic perspective view of the electronic azimuth meter according to the present embodiment.
  • Integrated circuit 18 includes a first fluxgate (X-axis) sensor M1x, a second fluxgate (Y-axis) sensor M1y, a third fluxgate (Z-axis) sensor M1z, and a signal processing IC (semiconductor).
  • Integrated circuit) M2 has a configuration arranged on one substrate M0.
  • Each of the first fluxgate sensor M1x, the second fluxgate sensor M1y, and the third fluxgate sensor M1z is the magnetic sensor unit M1 described in each of the above embodiments.
  • the first fluxgate sensor M1x and the second fluxgate sensor M1y are arranged so that the surfaces on which the sensors are formed are substantially parallel to the substrate surface constituting the electronic azimuth meter. It arrange
  • the third fluxgate sensor M1z is disposed so as to be substantially perpendicular to the substrate surface constituting the electronic azimuth meter.
  • the first fluxgate sensor M1x, the second fluxgate sensor M1y, and the third fluxgate sensor M1z are the regions excluding the connection terminals connected to the external devices, that is, the magnetic core, the excitation unit, and the detection coil. It is desirable that the shapes of the portions forming the same are the same.
  • the third fluxgate sensor M1z is mounted substantially perpendicular to the substrate surface. For this reason, in order to reduce the thickness of the electronic azimuth meter, it is desirable that the length of the third fluxgate sensor M1z in the magnetosensitive direction is 1 mm or less, more preferably about 0.5 mm.
  • the semiconductor integrated circuit M2 includes a circuit that functions as the drive unit M15, a circuit that functions as the detection unit M14, a first flux gate sensor M1x, a second flux gate sensor M1y, A selector that switches connection between each of the third fluxgate sensors M1z and the circuit is provided.
  • the semiconductor integrated circuit M2 includes a counter M21 for counting the timing at which the induced voltage is generated, a counter control circuit M22 for outputting a stop signal, and a signal processing circuit M23.
  • the circuit functioning as the drive unit M15 supplies a triangular wave current having a constant frequency to the excitation unit in each fluxgate sensor.
  • the circuit functioning as the detection unit M14 detects the induced voltage appearing in the detection coil M13.
  • the first fluxgate sensor M1x, the second fluxgate sensor M1y, and the third fluxgate sensor M1z sequentially measure each magnetic field in the three axial directions and perform an operation to thereby reduce the azimuth error.
  • a small electronic compass can be realized.
  • the provided structure can also be adopted.
  • the output maintaining the linearity can be performed by each of the first fluxgate sensor M1x, the second fluxgate sensor M1y, and the third fluxgate sensor M1z.
  • a detection method using a plurality of continuous triangular waves having the same shape has been described.
  • a detection method using a single triangular wave may be employed.
  • the size of the previous excitation magnetic field is set to a triangular wave to be the same.
  • the excitation magnetic field at the apex of the triangular wave is maintained a triangular wave so as to have the same size.
  • the stop time during which the stop signal is output is set as described above with respect to the period T of the triangular wave.
  • FIG. 22 is a schematic perspective view showing an embodiment of an ammeter 90 using the fluxgate sensor of the present invention.
  • FIG. 23 is a schematic perspective view showing the structure of an ammeter 90 using the fluxgate sensor of the present invention.
  • the ammeter 90 has a configuration in which a magnetic sensor 41 and a signal processing IC 50 for converting a magnetic field detected by the magnetic sensor 41 into a current value are provided on a printed circuit board 60.
  • the magnetic sensor 41 employs the fluxgate sensor of the present invention, and an ammeter 90 is configured.
  • a concentric magnetic field H centered on the conductive wire 70 is generated in a plane perpendicular to the conductive wire 70.
  • the direction of the magnetic field is the direction of arrow H.
  • the magnitude of the current I flowing through the conducting wire 70 can be measured by arranging the ammeter 90 at a position close to the conducting wire 70 and detecting the magnitude of the magnetic field H generated by the current I flowing through the conducting wire 70. The closer to the conducting wire 70, the higher the magnetic flux density of the magnetic field H generated by the current I. Therefore, the closer the ammeter 90 is to the conducting wire 70, the more efficiently the current value can be measured.
  • the magnetic sensor (flux gate sensor) 41 may be arranged so that the magnetic sensing direction S of the magnetic sensor (flux gate sensor) 41 is parallel to the direction of the magnetic field H generated by the current I. .
  • FIG. 24 is a schematic perspective view showing another embodiment of an ammeter using the fluxgate sensor of the present invention.
  • two ammeters are disposed at a position close to the conducting wire 70.
  • the first ammeter 91 and the second ammeter 92 have the same structure as the ammeter 90 shown in FIG.
  • An arithmetic circuit 80 is connected to the first ammeter 91 and the second ammeter 92.
  • the first ammeter 91 and the second ammeter 92 detect the magnetic field Hi generated by the current I flowing through the conducting wire 70.
  • the first ammeter 91 detects the magnetic field Ha
  • the second ammeter 92 detects the magnetic field Hb and outputs it to the arithmetic circuit 80.
  • the arithmetic circuit 80 calculates the magnetic field Hi from the magnetic field Ha and the magnetic field Hb, and outputs the magnitude of the current I flowing through the conductor 70 from the strength of the magnetic field Hi.
  • the fluxgate sensor 41 included in each ammeter has a substrate so that the magnetic sensing direction S of the fluxgate sensor 41 and the direction of the magnetic field H are parallel to each other. 60.
  • the first ammeter 91 and the second ammeter 92 have the same distance from the conducting wire 70 and are disposed at symmetrical positions with the conducting wire 70 in between.
  • the output values output from the first ammeter 91 and the second ammeter 92 are calculated even if a noise magnetic field Hex is externally applied to the measurement system. By doing so, the external noise magnetic field Hex is canceled, and the current I flowing through the conducting wire 70 can be accurately obtained.
  • the magnetic field intensity range that can be measured is wider than other methods. That is, the output linearity can be measured in a wide range from a strong magnetic field to a weak magnetic field. Therefore, the magnetic sensor of the present invention can be used as an ammeter for measuring a magnetic field generated by a low current of about 10 to 20 A.
  • Example> As shown in FIG. 20 or FIG. 21, the same magnetic detection device M as that of the third embodiment shown in FIG. 15 is placed in the Helmholtz coil C. In this state, an external magnetic field varying from ⁇ 2 to +2 mT was applied to directly output the peak interval of the spike voltage waveform. Furthermore, this output was output as a digital output that is an intensity signal of the external magnetic field.
  • the length A in the longitudinal direction of the magnetic core is set to 480 ⁇ m
  • the width B of the end portion 101 is set to 80 ⁇ m
  • the width C of the central portion 102 is set to 20 ⁇ m
  • the length D in the longitudinal direction of the portion 101 was set to 140 ⁇ m
  • the number of turns of the exciting coil was set to 16.5
  • the number of turns of the pickup coil was set to 6.5.
  • the amplitude was set to 100 mA and the frequency was set to 30 kHz.
  • FIG. 6 is a graph showing the external magnetic field dependence of the time interval t at which the positive and negative pulse pickup voltages exceed the respective reference voltages Vth, that is, the output of the magnetic detection device M with respect to the external magnetic field.
  • FIG. 6B shows the peak interval ( ⁇ m) of the magnetic detection device M when a stop signal that is not output in the region close to the peak of the external magnetic field is output from the clock control circuit.
  • FIG. 7 shows digital outputs corresponding to these.
  • the digital output is set to a range of ⁇ 0.9 mT to +1.9 mT in the output range excluding the vertex of the triangular waveform magnetic field by the stop signal. Then, the output in this range is converted into, for example, a 14-bit digital output (LSB) as shown in FIG. As a result, the upper limit of digital output is about 16384. This shows that the full scale of the digital output can be used while maintaining linearity.
  • LSB 14-bit digital output
  • M ... Magnetic detection device M1 ... Magnetic sensor unit, M2 ... Semiconductor integrated circuit, M11 ... Excitation unit, M12 ... Magnetic core, M13 ... Detection coil, M14 ... Detection unit, M15 ... Drive unit, M21 ... Clock generation circuit, M22 ... Clock control circuit, M23 ... Signal processing circuit

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Abstract

　本発明の半導体集積回路は、クロック生成回路（Ｍ２１）と、前記クロック生成回路（Ｍ２１）から出力されるクロック信号に基づき、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路（Ｍ２３）と、少なくとも三角波の頂点より前であって前記三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路（Ｍ２２）とを有する。

Description

半導体集積回路、磁気検出装置、電子方位計、及び電流計
　本発明は、半導体集積回路、磁気検出装置、電子方位計、及び電流計に係り、特に、フラックスゲート型の磁気センサに用いて好適な技術に関する。
　本願は、２０１０年９月３０日に出願された特願２０１０－２２０４２９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　磁界検出センサとして、高透磁率磁性コアのＢ－Ｈ特性が入力磁界によりシフトすることを利用したフラックスゲート型磁気センサが使用されている。
　これは、ホール素子又は磁気抵抗素子等を用いた磁気センサに比べて分解能が高く、また温度安定性が優れているという特徴を持つ。
　フラックスゲート型の磁気センサは、地磁気などの外部磁界を入力磁界として受け、入力磁界の大きさを検出する磁界検出部を備える。
　この磁界検出部としては、一例として、磁気コアと、この磁気コアに巻回され、磁気コアを励磁する励磁コイルと、磁気コアに巻回され、磁気コア内の磁気変動に応じて誘起される電圧を検出する検出コイル（ピックアップコイル）とで構成された磁界検出部が知られている（特許文献１、２、非特許文献１参照）。
　このようなフラックスゲート型磁気センサにおいては、励磁コイルに三角波電流を供給し、電流供給時間中、磁気コア内の磁束が反転する際に発生するスパイク状電圧波形（ピックアップ波形）の発生する時間間隔をカウンタにより計測する方法が提案されている。このスパイク状電圧波形は、センサが置かれた環境の被測定磁界（外部磁界）の有無又は強さによって時間軸上をシフトするため、それが検出される時間間隔を用いることにより、被測定磁界を検出することができる。
　このような方法は、三角波の励磁電流を流して磁性体コアを励磁し、ピックアップコイルに現れる出力電圧の最大値を与える位相が被測定磁界によって変化した際、この変化した正負のピーク電圧の位相差（時間差）を検出して被測定磁界の値に換算する。
　また、例えば、励磁波形が頂点となる励磁三角波の絶対値が最大になる点に同期して、位相の検出が開始される。
　しかし、ピックアップコイルに現れる電圧は、磁性体コアのインダクタンス変化を検出していることから、インダクタンス変化量が少ない励磁三角波の絶対値が最大値である位置に近い領域では、ピックアップ電圧の絶対値が低下する。
　このため、被測定磁界に対する位相差の変化量も励磁三角波の絶対値が最大になる位置に近い領域におけるセンサ出力の線形性が悪化する。
　つまり、カウンタの動作時間をダイナミックレンジによって表した場合、励磁三角波の絶対値が最大になる位置に近い領域での線形性悪化に対応して、ダイナミックレンジ両端でのセンサ出力線形性が悪化する。
特開２００５－１４７９４７号公報 特開平０９－１５２４７３号公報
　本発明は、全ダイナミックレンジで出力線形性を維持し、出力特性の良好なフラックスゲート型磁気検出装置を動作可能な半導体集積回路と、このフラックスゲート型磁気検出装置と、電子方位計と、電流計とを提供することを目的とする。
　本発明の第１態様の半導体集積回路は、クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも三角波の頂点より前であって前記三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを含む。
　本発明の第１態様の半導体集積回路においては、前記半導体集積回路は、磁気コアと、前記磁気コアの磁束を変化させる励磁部と、前記磁気コアの磁束を検出する検出コイルとを有するフラックスゲート型の磁気センサに用いられ、前記磁気センサは、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号の前記第１のスパイク状電圧波形及び負符号の前記第２のスパイク状電圧波形を検出し、前記第１のスパイク状電圧波形と前記第２のスパイク状電圧波形との前記時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出することが好ましい。
　本発明の第１態様の半導体集積回路においては、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力することが好ましい。
　本発明の第２態様の磁気検出装置は、磁気コアと、前記磁気コア内の磁束の変化を検出する検出コイルと、供給される周期的な励磁電流に伴って前記磁気コア内の磁束を変化させる励磁部と、前記励磁部による前記磁気コア内の磁束の変化に伴って前記検出コイルに発生する誘導出力を検出する検出部とを有し、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号および負符号のスパイク状電圧波形を検出し、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出するフラックスゲート型の磁気センサ部と、クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、前記検出部で検出された互いに符号が異なる前記誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも前記三角波の頂点より前であって前記三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを有する半導体集積回路と、を含む。
　本発明の第２態様の磁気検出装置においては、前記半導体集積回路において、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力することが好ましい。
　本発明の第３態様の電子方位計は、基板と、前記基板上に配置され、３軸の各々に沿うように配置された第１のフラックスゲート型の磁気センサ部，第２のフラックスゲート型の磁気センサ部，及び第３のフラックスゲート型の磁気センサ部と半導体集積回路とを含む。本発明の第３態様の電子方位計においては、第１の磁気センサ部，第２の磁気センサ部，及び第３の磁気センサ部の各々は、磁気コアと、前記磁気コア内の磁束の変化を検出する検出コイルと、供給される周期的な励磁電流に伴って前記磁気コア内の磁束を変化させる励磁部と、前記励磁部による前記磁気コア内の磁束の変化に伴って前記検出コイルに発生する誘導出力を検出する検出部とを有し、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号および負符号のスパイク状電圧波形を検出し、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出する。本発明の第３態様の電子方位計においては、前記半導体集積回路は、クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、前記検出部で検出された互いに符号が異なる前記誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも前記三角波の頂点より前であって前記該三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを有する。
　本発明の第３態様の電子方位計においては、前記半導体集積回路において、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力することが好ましい。
　本発明の第４態様の電流計は、基板と、前記基板上に配置され、３軸の各々に沿うように配置された第１のフラックスゲート型の磁気センサ部，第２のフラックスゲート型の磁気センサ部，及び第３のフラックスゲート型の磁気センサ部と半導体集積回路とを含む。本発明の第４態様の電流計においては、第１の磁気センサ部，第２の磁気センサ部，及び第３の磁気センサ部の各々は、磁気コアと、前記磁気コア内の磁束の変化を検出する検出コイルと、供給される周期的な励磁電流に伴って前記磁気コア内の磁束を変化させる励磁部と、前記励磁部による前記磁気コア内の磁束の変化に伴って前記検出コイルに発生する誘導出力を検出する検出部とを有し、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号および負符号のスパイク状電圧波形を検出し、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出する。本発明の第４態様の電流計においては、前記半導体集積回路は、クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、前記検出部で検出された互いに符号が異なる前記誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも前記三角波の頂点より前であって前記該三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを有する。
　本発明の第４態様の電流計においては、前記半導体集積回路において、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力することが好ましい。
　本発明によれば、信号強度が小さくなり三角波の頂点に近い領域である停止時間における外部磁界の強度の出力を停止することにより、出力の線形性悪化を防止することができるという効果を奏することができる。
本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態を示す模式図である。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における磁界検出の方法を説明するための図であって、印加する三角波電流の一例を示すグラフである。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における磁界検出の方法を説明するための図であって、磁気コアにおける磁化状態の変化を示すグラフである。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における磁界検出の方法を説明するための図であって、得られるスパイク状電圧波形を示すグラフである。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における磁界検出の方法を説明するための図であって、磁気ヒステリシスカーブを示すグラフである。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における励磁波形とスパイク状電圧波形および時間間隔との関係を示すグラフであり、外部磁界なし場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における励磁波形とスパイク状電圧波形および時間間隔との関係を示すグラフであり、正の外部磁界有りの場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における励磁波形とスパイク状電圧波形および時間間隔との関係を示すグラフであり、負の外部磁界有りの場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における励磁波形とスパイク状電圧波形および時間間隔との関係を示すグラフであり、大きな正の外部磁界有りの場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における励磁波形とスパイク状電圧波形および時間間隔との関係を示すグラフであり、さらに大きな正の外部磁界有りの場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における励磁波形とスパイク状電圧波形および時間間隔との関係を示すグラフであり、大きな負の外部磁界有りの場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における動作を示すグラフであり、励磁波形とスパイク状電圧波形の関係を示すグラフである。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における動作を示すグラフであり、クロック制御回路による停止信号の出力を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態における動作を示すグラフであり、クロック生成回路によるクロック信号を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態においてダイナミックレンジ端に近い領域における励磁磁界とピーク間隔（時間間隔）との関係を示すグラフであり、停止信号により出力停止しない場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態においてダイナミックレンジ端に近い領域における励磁磁界とピーク間隔（時間間隔）との関係を示すグラフであり、停止信号により出力停止した場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態においてダイナミックレンジ端に近い領域における励磁磁界とデジタル出力（ＬＳＢ）との関係を示すグラフであり、停止信号により出力停止しない場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態においてダイナミックレンジ端に近い領域における励磁磁界とデジタル出力（ＬＳＢ）との関係を示すグラフであり、停止信号により出力停止した場合を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第１実施形態において図７の停止信号により出力停止した場合にダイナミックレンジ端に近い領域における励磁磁界とピーク間隔（時間間隔）との関係を示すグラフである。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第３実施形態における磁気センサ部を示す平面図である。 図９に示す磁気センサ部を図９中に記載のａ－ａ’線で切断した縦断面図である。 図９に示す磁気センサ部子を図９中に記載のｂ－ｂ’線で切断した縦断面図である。 図９に示す磁気センサ部が備える磁気コア部分を示す平面図である。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第４実施形態における磁気センサ部の磁気コアを示す平面図である。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第４実施形態における磁気センサ部の磁気コアの例を示す平面図である。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の第２実施形態における磁気センサ部を概略的に示す上面図である。 図１５におけるラインａ－ａ’に沿って切断した断面図である。 図１５におけるラインｂ－ｂ’に沿って切った断面図で、磁気センサ部の作製工程を示す図である。 図１５におけるラインｂ－ｂ’に沿って切った断面図で、磁気センサ部の作製工程を示す図である。 図１５におけるラインｂ－ｂ’に沿って切った断面図で、磁気センサ部の作製工程を示す図である。 図１５におけるラインｂ－ｂ’に沿って切った断面図で、磁気センサ部の作製工程を示す図である。 図１５におけるラインｂ－ｂ’に沿って切った断面図で、磁気センサ部の作製工程を示す図である。 本発明に係る電子方位計の実施形態を示す概略斜視図である。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の実施形態における励磁波形を示す例を示す。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の実施例において外部磁場の印加方法の一例を示す模式図である。 本発明に係る半導体集積回路および磁気検出装置の実施例において外部磁場の印加方法の例を示す模式図である。 本発明に係る磁気検出装置であるフラックスゲートセンサを利用した電流計の使用例を示す概略斜視図である。 本発明に係る磁気検出装置であるフラックスゲートセンサを利用した電流計の構造を示す概略斜視図である。 本発明に係る磁気検出装置であるフラックスゲートセンサを利用した電流計の別の使用例を示す概略斜視図である。
　以下、本発明に係る磁気センサ部および半導体集積回路で構成された磁気検出装置の第１実施形態を、図面に基づいて説明する。
　図１は、本実施形態における磁気センサ部および半導体集積回路で構成された磁気検出装置の機能要素と、各機能要素同士の関係を示す模式図であり、図において、符号Ｍは、磁気検出装置である。
　本実施形態の磁気検出装置Ｍは、図１に示すように、フラックスゲート型の磁気センサ部Ｍ１と半導体集積回路Ｍ２とを有する。
　図１において、各機能要素を結ぶ実線は電気的な接続を、点線は電磁気的な接続を、矢印は電気信号の方向を示している。
　磁気センサ部Ｍ１及び半導体集積回路Ｍ２は、励磁部Ｍ１１と、磁気コアＭ１２（磁性体コア）と、検出コイルＭ１３と、検出部Ｍ１４と、ドライブ部Ｍ１５と、クロック生成回路Ｍ２１と、クロック制御回路Ｍ２２と、信号処理回路Ｍ２３とを有する。
　検出コイルＭ１３は、磁気コアＭ１２内の磁束の変化を検出する。
　励磁部Ｍ１１は、供給される周期的な励磁電流に伴って磁性体コア内の磁束を変化させる。
　検出部Ｍ１４は、励磁部Ｍ１１による磁気コアＭ１２内の磁束の変化に伴って検出コイルＭ１３に発生する誘導出力を検出する。
　信号処理回路Ｍ２３は、クロック生成回路Ｍ２１から出力されるクロック信号に基づき、検出部Ｍ１４で検出された符号の異なる誘導出力の時間間隔に基づいて外部磁界の強度に対応する強度信号を演算し、出力する。
　クロック制御回路Ｍ２２は、信号処理回路Ｍ２３から出力される強度信号出力Ｓｏｕｔを停止する停止信号を出力するように制御する。具体的に、少なくとも三角波の頂点より前であって三角波の周期の特定の割合（％）となる前方停止時間ｔＡ、および、三角波の頂点から後であって三角波の周期の特定の割合（％）の時間となる後方停止時間ｔＢにおいて、クロック制御回路Ｍ２２は、上記停止信号を出力するように制御する。
　励磁部の構成としては、磁気コアＭ１２に近い位置に設けられて励磁コイルとして機能する励磁部Ｍ１１と、この励磁部Ｍ１１に励磁電流を供給して励磁部の励磁状態を制御するドライブ部Ｍ１５とを含む構成が採用されてもよい。また、励磁部の構成としては、磁気コアＭ１２として機能し、励磁電流を印加することによって磁気コアＭ１２および検出コイルＭ１３に近い位置を励磁する構成が採用されてもよい。このような構成以外にも、必要な励磁を行うことができる構成であれば、励磁部の構成は限定されない。
　磁気センサ部Ｍ１は、励磁電流として三角波電流を磁気コアＭ１２に対する励磁部に通電し、磁気コアＭ１２に対して設けられた検出コイルＭ１３から出力される正符号および負符号の各スパイク状電圧波形をそれぞれ検出する。磁気センサ部Ｍ１は、一のスパイク状電圧波形（第１のスパイク状電圧波形）と次に検出される逆符号のスパイク状電圧波形（第２のスパイク状電圧波形）との時間間隔を計測し、この時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出する。
　半導体集積回路Ｍ２は、クロック生成回路Ｍ２１と、検出部Ｍ１４と、ドライブ部Ｍ１５と、信号処理回路Ｍ２３と、クロック制御回路Ｍ２２とを有する。半導体集積回路Ｍ２は、停止信号がｏｆｆである場合に磁気センサ部Ｍ１から得られるデータにより出力信号Ｓｏｕｔを出力するよう構成されている。
　クロック制御回路Ｍ２２において出力される停止信号に応じて、後述するように、クロック生成回路Ｍ２１のクロック信号に基づき停止時間ｔＡおよび停止時間ｔＢにおいて信号処理回路Ｍ２３での外部磁界の強度に対応する強度信号算出動作を停止する制御が行われたり、信号処理回路Ｍ２３での強度信号算出動作は行うがその出力を停止する制御が行われたりする。
　なお、停止時間ｔＡおよび停止時間ｔＢに関しては後述する。
　次に、上記構成を有する本実施形態の磁気検出装置Ｍにおける動作および検出された符号の異なる誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度を検出する方法（磁界検出方法）について説明する。
　なお、ここでは、励磁部として励磁部Ｍ１１に対して三角波電流を通電する場合を例にして説明する。
　まず、外部磁界の測定・検出を行う検出時間が開始すると、半導体集積回路Ｍ２のクロック生成回路Ｍ２１から連続するクロック信号が発生されるとともに、このクロック信号に基づき、励磁部Ｍ１１を励磁するための交流電流を供給するドライブ部Ｍ１５において交流電源をｏｎにする。
　ここで、交流電源が供給する電流パターンとして、周期Ｔを有する極性反転型の三角波形電流の一例を図２Ａに示す。
　ドライブ部Ｍ１５から供給された三角波電流により、磁気コアＭ１２が励磁される。図２Ｄに示すように、磁気コアＭ１２にＢ－Ｈカーブに沿った磁束が生じる。
　この軟磁性体で形成された磁気コアＭ１２における磁化状態（磁束密度）の経時変化を図２Ｂに示す。図２Ｂに示すように、磁気コアＭ１２には、長手方向の磁束が向きを変えて交互に生じる。
　ここで、図２Ｂ中の実線は、磁気センサ部Ｍ１を外部磁界が実質的に存在しない環境（Ｈｅｘ＝０）に置いた場合の磁気コアＭ１２の磁化状態の経時変化を示す。図２Ｂ中の二点鎖線は、磁気センサ部Ｍ１を正方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＞０）に置いた場合の磁気コアＭ１２の磁化状態の経時変化を示す。図２Ｂ中の点線は、磁気センサ部Ｍ１を負方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＜０）に置いた場合の磁気コアＭ１２の磁化状態の経時変化を示す。
　磁気コアＭ１２に生じた磁束は、検出コイルＭ１３と交差して誘導電圧（誘導電流）を発生させる。
　そして、検出コイルＭ１３に発生した誘導電圧は、検出コイルＭ１３の出力端子から出力電圧として検出部Ｍ１４に出力される。
　このとき、図２Ｃに示すように、各出力端子から検出される出力電圧波形として、互いに逆向きのスパイク状の電圧波形（スパイク波）が出力される。この互いに逆向きの電圧波形は、磁気コアＭ１２に生じる磁束の向きが正方向から負方向に反転するタイミングと、負方向から正方向に反転するタイミングとにおいて出力される。
　半導体集積回路Ｍ２中の検出部Ｍ１４は、このスパイク波を増幅するとともに、カウントできるように信号処理回路Ｍ２３に出力する。
　ここで、図２Ｃ中の実線は、磁気センサ部Ｍ１を外部磁界が実質的に存在しない環境（Ｈｅｘ＝０）に置いた場合の出力電圧波形を示す。図２Ｃ中の二点鎖線は、磁気センサ部Ｍ１を正方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＞０）に置いた場合の出力電圧波形を示す。図２Ｃ中の点線は、磁気センサ部Ｍ１を負方向の外部磁界中（Ｈｅｘ＜０）に置いた場合の出力電圧波形を示す。
　このように外部磁界中では、外部磁界が実質的に存在しない場合に比べて、スパイク状の電圧波形の位置が、外部磁界の向きおよび強さに応じて、時間軸ｔ上において図中右側または左側にシフトする。
　この出力電圧波形において、一のスパイク状電圧波形と次に検出される逆符号のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、この時間間隔に基づいて式（１）～（３）に従い、所定の演算を行うことにより、外部磁界の強度を算出することができる。
　この式（１）～（３）において、ｔ１は、正の誘導電圧が発生する時間を示し、ｔ２は、負の誘導電圧が発生する時間を示す。Ｈｅｘｃは、励磁磁界（励磁部にて発生する磁界）を示す。Ｈｃは、磁気コアの保磁力を示し、Ｈｅｘｔは、外部磁界を示し、Ｔｄは遅延時間を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　半導体集積回路Ｍ２においては、時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７のときに頂点となるように図２Ａに示した周期Ｔの三角波電流が通電されるようドライブ部Ｍ１５へクロック信号が出力される。
　また、外部磁界が存在しない（Ｈｅｘ＝０）場合、図３Ａに示すように、三角波の極性が負から正へ反転する時刻ｔ２、時刻ｔ６のときに正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋が検出される。また、三角波の極性が正から負へ反転する時刻ｔ４のときに負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－が検出される。これら電圧波形Ｋ＋及び電圧波形Ｋ－は、磁気センサ部Ｍ１から信号処理回路Ｍ２３に入力される。
　このときの正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－との時間間隔ｔｔ０が、外部磁界Ｈｅｘ＝０のときの基準時間間隔となる。
　正符号の外部磁界が存在する（Ｈｅｘ＞０）の場合には、図３Ｂに示すように、同様に、時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７のときに三角波電流が頂点となる。外部磁界の存在により三角波の極性が反転する時刻が異なる（シフトする）ため、信号処理回路Ｍ２３においては、時間間隔ｔｔ０よりも短くなった正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－との時間間隔ｔｔ１を、この基準時間間隔ｔｔ０と比較することにより正の外部磁界の大きさを算出する。
　ここで、正の外部磁界の存在により、極性の反転する時刻が時刻ｔ２、時刻ｔ６からずれ、かつ、ｔ１、ｔ３、ｔ５に近づいた場合、スパイク状電圧波形の絶対値（信号強度）は小さくなる。
　負符号の外部磁界が存在する（Ｈｅｘ＜０）のとき、図３Ｃに示すように、同様に、時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７のときに三角波電流が頂点となる。外部磁界の存在により三角波の極性が反転する時刻が異なるため、信号処理回路Ｍ２３においては、時間間隔ｔｔ０より長くなった正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－との時間間隔ｔｔ２を、この基準時間間隔ｔｔ０と比較することにより負の外部磁界の大きさを算出する。
　同様に、負符号の外部磁界の存在により、極性の反転する時刻が時刻ｔ２、時刻ｔ６からずれ、かつ、ｔ１、ｔ３、ｔ５に近づいた場合、スパイク状電圧波形の絶対値（信号強度）は小さくなる。
　このように、スパイク状電圧波形の絶対値は、ｔ１、ｔ３、ｔ５のように、三角波電流の頂点に近づくと減少する。
　例えば、図４Ａに示すように、図３Ｂに示したより大きな正符号の外部磁界が存在し（Ｈｅｘ＞＞０）、スパイク状電圧波形の発生時刻が三角波の頂点時刻ｔ３または時刻ｔ７に近づいた場合、正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－との時間間隔ｔｔ３は、時間間隔ｔｔ１よりもさらに短くなるとともに、スパイク状電圧波形Ｋ＋、Ｋ－の絶対値の大きさ（信号強度）が減少する。
　また、図４Ｂに示すように、図４Ａに示したよりさらに大きな正符号の外部磁界が存在し（Ｈｅｘ＞＞＞０）スパイク状電圧波形の発生時刻が三角波の頂点時刻ｔ３または時刻ｔ７によりいっそう近づいた場合、正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－との時間間隔ｔｔ４は、時間間隔ｔｔ３よりもさらに短くなるとともに、スパイク状電圧波形Ｋ＋、Ｋ－の絶対値の大きさ（信号強度）もが減少する。
　同様に、図４Ｃに示すように、図４Ｂに示した磁界と同程度の絶対値の大きさである負符号の外部磁界が存在し（Ｈｅｘ＜＜＜０）スパイク状電圧波形の発生時刻が三角波の頂点時刻ｔ１または時刻ｔ５に近づいた場合、正符号のスパイク状電圧波形Ｋ＋と負符号のスパイク状電圧波形Ｋ－との時間間隔ｔｔ５は、時間間隔ｔｔ４と同程度に短くなるとともに、スパイク状電圧波形Ｋ＋、Ｋ－の絶対値の大きさ（信号強度）も同程度に減少する。
　このように、絶対値の大きさ（強度）の減少したスパイク状電圧波形Ｋ＋、Ｋ－を外部磁界の強度を算出する際に用いずに、出力精度（線形性）を維持する。このために、半導体集積回路Ｍ２においては、クロック制御回路Ｍ２２において、クロック生成回路Ｍ２１から出力されるクロック信号に基づき、三角波の頂点に近い時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７の前後に信号処理回路Ｍ２３から出力される強度信号出力Ｓｏｕｔを停止する制御をｏｎとなる停止信号を出力する。
　停止信号は、図５Ｂに示すように、三角波の頂点となる時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７より時間的に前であって周期Ｔの０．１～５％に相当する前方停止時間ｔＡ、および、前記三角波の頂点となる時刻ｔ１、時刻ｔ３、時刻ｔ５、時刻ｔ７から後であって周期Ｔの０．１～５％に相当する後方停止時間ｔＢの間に出力される。
　また、クロック信号は、図５Ｃに示すように、図５Ａに示す三角波である励磁電流が印加される検出時間中クロック生成回路Ｍ２１から出力される。
　前方停止時間ｔＡは、周期Ｔの０．１～５％であり、より好ましくは、周期Ｔの０．１～３％とされ、また、周期Ｔの０．１～１％とすることができる。
　後方停止時間ｔＢは、周期Ｔの０．１～５％であり、より好ましくは、周期Ｔの０．１～３％とされ、また、周期Ｔの０．１～１％とすることができる。
　前方停止時間ｔＡと後方停止時間ｔＢとを等しい長さにすること、前方停止時間ｔＡと後方停止時間ｔＢのうちの一方を短くすること、或いは連続する三角波ごとに長さを異ならせるとするといった、各種の設定方法を採用することができる。
　また、前方停止時間ｔＡと後方停止時間ｔＢとのどちらかのみ停止信号を出力することもできる。
　本実施形態の半導体集積回路Ｍ２においては、前方停止時間ｔＡと後方停止時間ｔＢとにおいて、信号処理回路Ｍ２３から出力される強度信号出力Ｓｏｕｔを停止する停止信号を出力するクロック制御回路Ｍ２２を有することにより、三角波の頂点に近い時刻において外部磁界の強度に対応する強度信号を出力しないことにより、出力の線形性を維持することができる。
　具体的には、図６Ａに示すように、三角波において負符号の励磁磁界が－２ｍＴ付近までの場合に、図６Ｂに示すように、－１．９ｍＴ付近から－２ｍＴ付近までとなる停止時間ｔＡだけ停止信号を出力して、信号処理回路Ｍ２３において外部磁界の強度に対応する強度信号を出力しないことにより、全出力範囲において線形性を維持することができることがわかる。
　なお、図６Ａ及び図６Ｂにおいては、三角波の頂点に近い領域、すなわち、ダイナミックレンジ端に近い位置のみを示しておりこれ以外では線形性を維持している。
　また、図６Ａ及び図６Ｂに対応する強度信号として、デジタル出力を図７に示す。
　負符号の励磁磁界が－２ｍＴ付近までの場合、この範囲の出力が、たとえば１４ｂｉｔのデジタル出力（ＬＳＢ；Ｌｅａｓｔ　Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ　Ｂｉｔ）を出力していた場合、デジタル出力の上限は１５９８４程度となる。
　また、本実施形態においては、上述したように、停止信号によりデジタル出力を三角波形磁界の頂点以外を除いた出力範囲の－０．９ｍＴ～＋１．９ｍＴの範囲とする。
　そして、この範囲の出力を、図８に示すように、たとえば１４ｂｉｔのデジタル出力（ＬＳＢ）に換算する。
　これにより、デジタル出力の上限は、１６３８２となる。
　これにより、線形性を保った状態でデジタル出力のフルスケールを使用することができる。
　以下に本発明の磁気検出装置Ｍの第２実施形態を説明する。
　本実施形態においては、磁気センサ部の具体的構成を例示する。
　図１５は、本実施形態に係る磁気センサ部を概略的に示す上面図である。
　図１６は、図１５におけるラインａ－ａ’に沿って切った断面図である。
　図１７Ａ～図１７Ｅは、図１５におけるラインｂ－ｂ’に沿って切った断面図で、磁気センサ部の作成工程を示す図である。
　本実施形態の磁気センサ部は、図１５及び図１６に示すように、磁気コア１０３と、第１配線層１０４と、第１絶縁層１０５と、第２絶縁層１０６と、第２配線層１０７と、開口部１０８と、基板１００とを含む。
　磁気コア１０３は、磁気コア１０３の両端に位置する端部分１０１と、磁気コア１０３の中央に位置する中央部分１０２とを含む。
　端部分１０１の幅は、中央部分１０２の幅よりも大きい。
　第１配線層１０４及び第２配線層１０７は、端部分１０１に巻き回された第１のソレノイドコイル１０９及び中央部分１０２に巻き回された第２のソレノイドコイル１１０を構成している。
　本実施形態において、端部分１０１に巻き回された第１のソレノイドコイル１０９は励磁部として機能する励磁コイルである。
　中央部分１０２に巻き回された第２のソレノイドコイル１１０はピックアップコイル（検出コイル）である。
　本実施形態において、端部分１０１は励磁部分であり、中央部分１０２は検出部分である。
　図１７Ａ～図１７Ｅを用いて、本実施形態の磁気センサ部の作製工程について説明する。
　まず、図１７Ａに示すように、非磁性の基板１００の上に、ソレノイドコイルの下側配線を形成するための第１配線層１０４が形成される。
　次に、図１７Ｂに示すように、第１配線層１０４の上に、磁気コア１０３とソレノイドコイルを絶縁するための第１絶縁層１０５とが形成される。
　ここで、この第１絶縁層１０５においては、第１配線層１０４と、後に形成されるソレノイドコイルの上側配線となる第２配線層１０７とが接続される部分に、開口部１０８が設けられる。
　次に、図１７Ｃに示すように、第１絶縁層１０５の上には、軟磁性体膜で形成された磁気コア１０３が形成される。
　この軟磁性体膜で形成された磁気コア１０３は、図１５に示す通り、その中央部分１０２における幅が端部分１０１における幅よりも狭くなるように形成されている。
　次に、図１７Ｄに示すように、磁気コア１０３の上には、第１配線層１０４と第２配線層１０７との接続部に開口部１０８が設けられた第２絶縁層１０６が形成される。
　さらに、図１７Ｅに示すように、互いに隣接する第１配線層１０４の配線どうしをその端部にて接続するように、第２配線層１０７が第２絶縁層１０６の上に形成されており、これによって、ソレノイドコイルが形成されている。
　配線は、隣接する配線と接続されるため、断面におけるソレノイドコイルのループは閉じない。
　第１配線層１０４および第２配線層１０７により形成された第１のソレノイドコイル１０９及び第２のソレノイドコイル１１０は、それぞれ独立に巻き回されている。具体的に、第１のソレノイドコイル１０９は、広い幅を有する端部分１０１に巻き回されている。また、第２のソレノイドコイル１１０は、狭い幅を有する中央部分１０２に巻き回されている。
　端部分１０１に巻き回されている第１のソレノイドコイル１０９は、一方の端（第１端）に位置する端部分１０１に巻き回されている第３のソレノイドコイルと、他方の端（第１端とは反対側の第２端）に位置する端部分１０１に巻き回されている第４のソレノイドコイルとを含む。
　磁気コア１０３の両端に配置されている第３のソレノイドコイル及び第４のソレノイドコイルは、発生する磁界方向が同一となるように、第１配線層１０４もしくは第２配線層１０７により直列に接続されている。これによって、第３のソレノイドコイル及び第４のソレノイドコイルは、全体として第１のソレノイドコイル１０９を形成している。
　磁気コア１０３の中央に配置されている中央部分１０２に巻き回された第２のソレノイドコイル１１０の両端には、外部機器と中央部分１０２とを接続するために用いられる電極パッド１１１が形成されている。
　磁気コア１０３の両端に配置されている端部分１０１に巻き回された２つの直列に接続された第１のソレノイドコイル１０９の両端には、外部機器と磁気コア１０３とを接続するために用いられる電極パッド１１２が形成されている。
　磁気コア１０３の両端にそれぞれ巻き回された第３のソレノイドコイル及び第４のソレノイドコイルの巻き数は同じであることが好ましく、第３のソレノイドコイル及び第４のソレノイドコイルの形状は互いに対称であることが好ましい。
　なお、図１５は、模式的に示された図であり、第１のソレノイドコイル１０９及び第２のソレノイドコイル１１０に関し、磁気コア１０３の下側配線の一部が省略されている。
　また、第１のソレノイドコイル１０９および第２のソレノイドコイル１１０の形状は、図１５で示された形状に限定されない。
　本実施形態における第１配線層１０４と第２配線層１０７の位置関係は、図１６の形状に限定されない。
　また、本実施形態における磁気センサ部の形状は、図１７Ａ～図１７Ｅの形状に限定されない。
　磁気コア１０３の端部分１０１は、端部分１０１の周囲に巻き回された第１のソレノイドコイル１０９に通電することにより励磁される。
　一方、磁気コア１０３の中央部分１０２には誘導電圧がかかり、誘導電圧は中央部分１０２の周囲に巻き回された第２のソレノイドコイル１１０により検出される。
　電極パッド１１２を介して外部機器から供給され、かつ、時間的に変化する交流電流は、磁気コア１０３の端部分１０１の第１のソレノイドコイル（励磁部）１０９に対して通電され、これによって、磁気コア１０３が交流励磁される。
　端部分１０１において発生した磁束は、磁気コア１０３の中央部分１０２に導かれる。
　これにより磁気コア１０３の中央部分１０２も交流励磁されて、中央部分１０２の第２のソレノイドコイル（検出コイル）１１０に略パルス状の誘導電圧が発生する。
　この誘導電圧は第２のソレノイドコイル１１０および電極パッド１１１を介して外部の検出回路で検出できる。
　ここで、第１のソレノイドコイル１０９に通電される交流電流は、一定周波数の三角波であることが望ましい。
　なお、上述の実施形態においては、磁気コアの構造として図１５に示された構造について説明したが、本発明の趣旨における磁気コアの形状は、図１５に示された構造に限られず、その端部分の幅が、中央部分の幅よりも広くなっていれば、いかなる形状が採用されてもよい。
　また、前述の構成に加えて、第２配線層１０７を覆う封止層が形成されていてもよい。
　第１配線層１０４の厚さは、０．２μｍ～２μｍ程度が好ましい。
　第１絶縁層１０５の厚さは、第１配線層１０４によって生じる凹凸形状を緩和するのに必要な十分な厚さ、具体的には、第１配線層１０４の厚さの３～１０倍程度であることが望ましい。
　これらの配線層は、Ｃｕ、Ａｌ、Ａｕとすることができる。
　磁気コア１０３を形成する軟磁性体膜としては、ＣｏＮｂＺｒおよびＣｏＴａＺｒ等に代表される零磁歪のＣｏ系アモルファス膜、ＮｉＦｅ合金、ＣｏＦｅ合金などが望ましい。
　第２配線層１０７は、Ｔｉ、Ｃｒ、ＴｉＷなどのバリアメタル膜から形成されることができる。
　必要に応じて外部機器と磁気センサ部とを接続するために用いられる電極パッドおよび端子としては、はんだバンプおよび金バンプ、ならびにワイヤボンディング等の一般的な半導体デバイス又は薄膜デバイスに用いられる手法を適用することができる。
　図９は、本発明の磁気検出装置の第３実施形態における磁気センサ部を示す平面図である。図１０は、図９に示す磁気センサ部を図９中に示すａ－ａ’線で切断した縦断面図である。図１１は、図９に示す磁気センサ部を図９中に示すｂ－ｂ’線で切断した縦断面図である。図１２は、図９に示す磁気センサ部が備える磁気コアを示す平面図である。
　図９～図１１に示す磁気センサ部１は、非磁性基板２，磁気コア３，導体層４，絶縁層５，ピックアップコイル６（検出コイル）とによって構成されている。
　磁気コア３及び導体層４は、非磁性基板２上に設けられている。
　ピックアップコイル６は、絶縁層５を介して、磁気コア３および導体層４の各部の上に設けられている。
　ピックアップコイル６は、第１コイル部７及び第２コイル部８とで構成されている。
　図９の平面図に示すように、第１コイル部７の巻き方向（電流の流れる方向）は、第２コイル部８の巻き方向とは逆である。
　また、第１コイル部７及び第２コイル部８は、電気的に直列になるように接続され、非磁性基板２の上面の中央において、隣接するように配置されている。
　非磁性基板２は、本実施形態の磁気センサ部１を構成する各部を支持する基板である。非磁性基板２としては、例えば、シリコン（Ｓｉ）、ガラス、セラミックス等の非磁性体よりなる基板が用いられる。
　磁気コア３は、図９の平面図に示すように、帯状に形成された通電部（励磁部）９と、通電部９の両端部に設けられた一対の集磁部１０、１０とを有する。また、磁気コア３の全体は、図１１の拡大断面図に示すように、軟磁性薄膜によって構成されている。
　軟磁性薄膜としては、一軸異方性を付与できる材料で形成された薄膜であれば特に限定されないが、アモルファス組成のＣｏ８５Ｎｂ１２Ｚｒ３膜、ＦｅＮｉ合金膜、ＦｅＳｉＡｌ合金膜、ＣｏＦｅＳｉＢ合金膜などの軟磁性薄膜等を用いることができる。
　通電部９には、後述する第１通電用電極１５および第２通電用電極１８を介して幅方向（後述する順方向ライン２７および３０に対して略平行方向）に三角波電流（時間的に変化する電流）が供給される。
　これにより、通電部９は、その長手方向に励磁される。
そして、外部磁界の中に磁気センサ部１が置かれた状態では、通電部９に外部磁界の磁束が引き込まれ、通電部９は励磁によって生じる磁束に重畳される。
　一対の集磁部１０、１０の形状は、互いに略同じであり、集磁部１０、１０の各々の幅は、通電部９の幅よりも大きい。
　各集磁部１０、１０は、帯状の通電部９の長手方向における両端部に接続されている。集磁部１０、１０及び通電部９が組み合わされた全体形状は、Ｉ字型であり、集磁部１０、１０及び通電部９は、非磁性基板２の上面中央に形成されている。
　また、この磁気センサ部１の磁気コア３においては、２つのスパイラルコイル部７，８が設けられている。
　スパイラルコイル部７は、スパイラルコイル部７の中心から離れた位置であって非磁性基板２の長辺に近い位置に設けられた逆相磁界発生部２８Ａ（第１逆相磁界発生部）を有する。スパイラルコイル部８は、スパイラルコイル部８の中心から離れた位置であって非磁性基板２の長辺に近い位置に設けられた逆相磁界発生部３１Ａ（第２逆相磁界発生部）を有する。図９の平面図において、逆相磁界発生部２８Ａ、３１Ａに重なるように集磁部１０、１０が配置されている。逆相磁界発生部２８Ａに重なるように配置されているのは、第１集磁部であり、逆相磁界発生部３１Ａに重なるように配置されているのは、第２集磁部である。
　２つのスパイラルコイル部７，８の渦巻き中心を結ぶ直線に平行になるように、通電部９は非磁性基板２上に形成されている。
　各集磁部１０は、通電部９の幅よりも大きい幅を有する。各集磁部１０の幅は、スパイラルコイル部７，８の中心から非磁性基板２の長辺に向けて徐々に増加している。この集磁部１０は、図９に示すように、通電部９と集磁部１０との境界部分または境界部分に近い位置において、集磁部１０を構成する軟磁性薄膜の幅が徐々に広がっている形状を有する。集磁部１０は、図９に示すように、通電部９が延在する方向に対して傾斜する傾斜部を有する。なお、集磁部１０においては、このような傾斜部を有する形状に限らず、段階的（ステップ状）に幅が増加していてもよい。
　なお、一方の集磁部１０（第１集磁部）の平面形状は、他方の集磁部１０（第２集磁部）の平面形状とは異なってもよいし、互いに非対称であってもよいし、対称であってもよい。
　一対の集磁部１０、１０及び通電部９においては、外部磁界を引き込む作用が生じ、これにより、通電部９により多くの磁束を引き込むことができる。
　また、磁気コア３に励磁の際に生じる反磁界の影響を低減することができる。
　その結果、磁気センサ部１の感度を高めることができる。
　導体層４は、第１通電用導体部１１，第２通電用導体部１２，第１出力用導体部１３，及び第２出力用導体部１４とを有する。これらの導体部は、非磁性基板２のコーナー部に設けられている。
　第１通電用導体部１１は、第１通電用電極１５と、第１通電用電極パッド１６と、第１通電用配線１７とによって構成されている。
　第１通電用電極１５は、第１通電用電極１５の一部が通電部９の長手方向に沿う一方の辺縁部（第１辺縁部、図９において通電部９の左側に位置する辺縁部）と重なるように設けられている。第１通電用電極パッド１６は、ドライブ部の交流電源に接続されている。第１通電用配線１７は、第１通電用電極１５と第１通電用電極パッド１６とを接続している。
　また、第２通電用導体部１２は、第２通電用電極１８と、第２通電用電極パッド１９と、第２通電用配線２０とによって構成されている。
　第２通電用電極１８は、第２通電用電極１８の一部が通電部９の長手方向に沿う他方の辺縁部（第１辺縁部とは反対側に位置する第２辺縁部、図９において通電部９の右側に位置する辺縁部）と重なるように設けられている。第２通電用電極パッド１９は、磁気センサ部１の外部に配置されている交流電源に接続されている。第２通電用配線２０は、第２通電用電極１８と第２通電用電極パッド１９とを接続している。
　非磁性基板２上において、図９に示すように平面の鉛直方向から見た場合に、第２通電用導体部１２は、第１通電用導体部１１に対して略点対称の位置に形成されている。
　第１通電用電極パッド１６に接続された交流電源から交流電流が第１通電用導体部１１に供給されると、第１通電用電極パッド１６から出力される電流は、第１通電用配線１７および第１通電用電極１５を介して通電部９に供給され、通電部９の幅方向の左から右に向かって流れる（第１辺縁部から第２辺縁部に向く方向）。
　また、第２通電用電極パッド１９に接続された交流電源から交流電流が第２通電用導体部１２に供給されると、第２通電用電極パッド１９から出力される電流は、第２通電用配線２０および第２通電用電極１８を介して通電部９に供給され、通電部９の幅方向を右から左に向かって流れる（第２辺縁部から第１辺縁部に向く方向）。
　このように互いに逆向きの電流が交互に流れることにより、通電部９が、通電部９の長手方向に励磁される。
　一方、第１出力用導体部１３は、第１出力用電極２１と、第１出力用電極パッド２２と、第１出力用配線２３によって構成されており、第１通電用導体部１１に隣り合うように形成されている。
　第１出力用電極２１は、ピックアップコイル６の第１コイル部７の中心側の出力端７ａに電気的に接続されている。第１出力用電極パッド２２は、磁気センサ部１の外部に配置されている検出回路に接続されている。第１出力用配線２３は、第１出力用電極２１と第１出力用電極パッド２２とを接続している。
　また、第２出力用導体部１４は、第２出力用電極２４と、第２出力用電極パッド２５と、第２出力用配線２６によって構成されており、非磁性基板２上において第１出力用導体部１３に対して略点対称の位置に配置されている。
　第２出力用電極２４は、ピックアップコイル６の第２コイル部８の中心側の出力端８ａに接続されている。第２出力用電極パッド２５は、磁気センサ部１の外部に配置されている検出回路に接続されている。第２出力用配線２６は、第２出力用電極２４と第２出力用電極パッド２５とを接続している。
　第１コイル部７および第２コイル部８の間で生じた誘導電圧は、第１出力用電極２１と第２出力用電極２４との間で生成された出力電圧として検出回路で検出される。
　絶縁層５は、磁気コア３および導体層４と、ピックアップコイル６とを絶縁するように非磁性基板２上に形成されている。
　絶縁層５は、非磁性基板２、磁気コア３および導体層４の上に全面的に設けられている。絶縁層５においては、各出力用電極２１、２４に対応する位置にスルーホールが設けられている。
　スルーホール内には、非磁性基板２の鉛直方向において上部に配置されている部材と下部に配置されている部材とを導通するために用いられる導体が充填されている。これにより、出力用電極２１と第１コイル部７の出力端７ａとが電気的に接続されており、出力用電極２４と第２コイル部８の各出力端８ａとが電気的に接続されている。
　絶縁層５を構成する材料としては、感光性ポリイミドなどの絶縁性樹脂の他、ＳｉＯ２又はＡｌ２Ｏ３等の金属酸化物、Ｓｉ３Ｎ４又はＡｌＮ等の金属窒化物などを用いることができる。
　ピックアップコイル６を構成する第１コイル部７および第２コイル部８について説明する。第１コイル部７および第２コイル部８の各々は、スパイラル状のパターンで形成された導体薄膜によって構成されている。より具体的に、各コイル部７，８は、中心から外側に向けて反時計回りに延在された配線（導体薄膜）によって構成されている。また、コイル部７，８は、ピックアップコイル６の全体において略８の字状を形成するように、各コイル部７，８の最外周の配線が連続され、即ち、互いに接続されている。
　ピックアップコイル６においては、各コイル部７，８の中心側に位置するピックアップコイル６の端部は、ピックアップコイル６で生じた誘導電圧を出力する出力端７ａ、８ａを構成する。
　なお、各コイル部７，８は、中心から外側に向けて時計回りに延在された配線によって構成されていてもよい。
　ここで、第１コイル部７の配線構造について説明する。
　第１コイル部７は、順方向ライン群（同相磁界発生部）２７Ａと逆方向ライン群（逆相磁界発生部）２８Ａとを有する。順方向ライン群２７Ａは、通電部９の幅方向と略平行となるように並列した複数の順方向ライン２７によって形成されている。逆方向ライン群２８Ａは、順方向ライン群２７Ａから離間して配置され、通電部９の幅方向と略平行となるように並列した複数の逆方向ライン２８によって形成されている。順方向ライン群２７Ａは、第２コイル部８に近い位置に配置されている。逆方向ライン群２８Ａは、非磁性基板２の長辺に近い位置に設けられている。
　また、第１コイル部７の配線構造と同様に、第２コイル部８の配線構造において、第２コイル部８は、順方向ライン群（同相磁界発生部）３０Ａと逆方向ライン群（逆相磁界発生部）３１Ａとを有する。順方向ライン群３０Ａは、通電部９の幅方向と略平行となるように並列した複数の順方向ライン３０によって形成されている。逆方向ライン群３１Ａは、順方向ライン群３０Ａから離間して配置され、通電部９の幅方向と略平行となるように並列した複数の逆方向ライン３１って形成されている。順方向ライン群３０Ａは、第１コイル部７に近い位置に配置されている。逆方向ライン群３１Ａは、非磁性基板２の長辺に近い位置に設けられている。
　そして、各コイル部７，８において、各順方向ライン２７、３０は、通電部９を幅方向に横切るように通電部９と重なっており、各逆方向ライン２８、３１は図９の平面図に示すように、集磁部１０、１０と重なっている。
　なお、本実施形態において、第１コイル部７及び第２コイル部８の同相磁界発生部とは、第１コイル部７及び第２コイル部８のそれぞれの中心部の間の領域、即ち、第１コイル部７の中心部と、第２コイル部８の中心部との間の領域である。
　これに対して、第１コイル部７と第２コイル部８のそれぞれの中心部から、非磁性基板２の外側（長辺）に近い領域、例えば、図９において、第１コイル部７の中心部より上側の領域および第２コイル部８の中心部より下側の領域は、逆相磁界発生部である。
　上述した構造における通電部９の寸法は、特に限定されないが、電子方位計としての使用可能とするために、通電部９と集磁部１０、１０とを合わせた長手方向の長さが０．５ｍｍであることを想定すると、一例として、通電部９の長さを２５０μｍ程度、幅を３０μｍ程度、集磁部１０の幅及び長さを１２５μｍ程度とすることができる。
　次に、上記構成を有する磁気センサ部１の動作について説明する。以下の説明においては、上述した第１実施形態において説明に追加するように、磁気センサ部１の動作を説明する。
　ドライブ部Ｍ１５の交流電源から供給された三角波電流は、各通電用電極１５、１８を介して通電部９に供給され、通電部９の幅方向に沿って流れる。
　これにより、通電部９が励磁され、その長手方向にＢ－Ｈカーブに沿った磁束が生じる。
　図２Ｂに示すように、通電部９には、長手方向の磁束が向きを変えて交互に生じる。
　通電部９に生じた磁束はピックアップコイル６の各順方向ライン２７、３０と交差し、各順方向ライン群（同相磁界発生部）２７Ａ、３０Ａに誘導電圧（誘導電流）を発生させる。
　そして、ピックアップコイル６に発生した誘導電圧は、ピックアップコイル６の各出力端７ａ、８ａから出力電圧としてスパイク波が検出される。
　このように構成された磁気センサ部１は、従来必要であった励磁コイルを用いずに、磁気コア３の通電部９に直接電流を通電することによって、通電部９を長手方向に励磁する構成を有するため、次のような効果を得ることができる。
（１）磁気コア３に励磁コイルを巻回すプロセスを省略でき、構造を単純にすることができる。
（２）励磁コイルを巻回すのに必要な領域を省略できるため、その分ピックアップコイル６を多く巻回することができる。
　その結果、出力を大きくとることができるため、ＳＮ比を向上させることができる。
（３）磁気コア３を励磁コイルによって励磁する場合、磁気コア３の長さを短くすると、反磁界の影響が大きくなって励磁効率が低下するため、大電流による通電が必要となる。
これに対して、磁気コア３に直接電流を通電することによって励磁すると、励磁の際に反磁界の影響を小さくすることができる。
　このため、小さい電流で動作させることができ、消費電力を小さくすることができる。
（４）また、励磁の際に反磁界の影響が小さいため、センサ素子を小型化することができ、小型、薄型の電子方位計の構成を実現することができる。
　また、本実施形態の磁気センサ素子１においては、ピックアップコイル６としてスパイラル状コイルが用いられ、磁気コア３の通電部９に近い位置にスパイラル状コイルの同相磁界発生部２７Ａ、３０Ａを配置されているため、次のような効果を得ることができる。
（Ａ）逆相磁界発生部２８Ａ、３１Ａにおける磁束変化の影響を取り除くことができ、ＳＮ比を向上させることができる。
（Ｂ）逆相磁界発生部２８Ａ、３１Ａに配置された軟磁性薄膜の領域を集磁構造として用いることができるため、感度の向上させることができる。
　以上の理由から、感度、出力およびＳＮ比を十分に確保しつつ、磁気センサ素子１を小型化することができる。
　また、この磁気センサ素子１では、通電部９の励磁によって生じる磁束の方向は、平行フラックスゲートセンサと同様に、通電部９の長手方向である。このため、前述のように通電部９に三角波電流を通電した場合には、この三角波電流の極性が切り替わるタイミングで出力されるスパイク状電圧波形を検出し、このスパイク状電圧波形の発生する時間間隔をカウンタにて計測することにより、この時間間隔に基づいて外部磁界の強度を算出することができる。
　このような磁界の検出方法では、外部磁界の強度を算出する過程でヒステリシスの影響を取り除くことができるとともに、カウンタを用いたデジタル検出を行うことができるため、ＡＤ変換時の誤差の影響を取り除くことができる。
　このため、検出値のリニアリティが良く、外部磁界の強度を精度よく検出することができる。
　なお、本実施形態の磁気センサ部１において、磁気センサ部１を構成する部材の形状は、前述した形状に限定されない。
　以下、本発明の磁気検出装置の第４実施形態における磁気センサ部について、図面に基づいて説明する。
　図１３及び図１４は、本実施形態に係る磁気センサ部における磁気コアの形状の一例を示す平面図である。
　本実施形態における磁気センサ部の磁気コアは、図１３及び図１４に示すように、端部分１０１と中央部分１０２とを有する。
　端部分１０１の幅Ｂは、中央部分１０２の幅Ｃよりも広い。
　磁気コアの長手方向の長さＡは、１ｍｍ以下、望ましくは０．５ｍｍ以下である。
　端部分１０１の幅Ｂと端部分１０１の長手方向の長さＤとの比Ｂ／Ｄの値は１よりも小さい。
　磁気センサ部の磁気コアの長手方向は、磁気センサ部の感磁方向と一致している。
　図１３及び図１４では図示していないが、端部分１０１の周囲には、励磁コイルが巻き回され、中央部分１０２の周囲には、ピックアップコイルが巻き回される。
　図１３は、磁気コアの端部分の形状が角型の場合の例を示す平面図である。
　図１４は、磁気コアが端部分１０１と中央部分１０２との境界に傾斜部が設けられた磁気コアの例を示す平面図である。
　磁気コアの角部において磁束が局所的に飽和することを抑えるためには、図１４に示すように、端部分１０１と中央部分１０２との境界に傾斜部が設けられていることが望ましい。
　この場合、端部分１０１と傾斜部とを含む長手方向の長さをＤで表わす場合、端部分１０１の幅Ｂと端部分１０１の長手方向の長さＤとの比Ｂ／Ｄの値が、１よりも小さいことが望ましい。
　磁性薄膜においては、膜厚方向の寸法と面に平行な方向の寸法との比率が、数１００～数１０００程度と大きい。
　従って、反磁界係数は膜厚方向の寸法と面に平行な方向の寸法との間には、数１００～数１０００倍の違いがあり、面に平行な方向における反磁界係数は非常に小さい。
　磁性薄膜を、長手方向に延在する形状でパターニングした場合、長手方向の寸法と幅方向の寸法との比によって反磁界係数が決定される。
　この場合、長手方向の反磁界係数は小さく、幅方向の反磁界係数は大きくなるため、形状異方性については長手方向が容易軸となる。
　上述したように、本実施形態の磁気センサ部は、磁気コアに中央部分１０２よりも幅の広い端部分１０１を有し、端部分１０１の幅Ｂは端部分１０１の長手方向の長さＤよりも小さい。
　端部分１０１の形状異方性による容易軸は、磁気センサ部の長手方向である。
　従って、感磁方向と直交する磁界によるコア内の磁束密度の変化が少なく、他軸感度特性が良好である。
　これにより、方位精度の優れた電子方位計を構成することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上述した式（３）より、外部磁界に対する時間間隔の変化ｔ２－ｔ１は、外部磁界Ｈｅｘｔと励磁コイルの作る磁界Ｈｅｘｃの比Ｈｅｘｔ／Ｈｅｘｃおよび三角波の周期Ｔに依存することが分かる。
　外部磁界に対する感度Ｓ＝ｄ（ｔ２－ｔ１）／ｄＨｅｘｔは、励磁コイルに通電する電流振幅Ｉｅｘｃ、励磁コイルに流れる単位電流当たりの発生磁界すなわち励磁効率α、及び三角波の周期Ｔを用いて、Ｓ＝Ｔ／（２・Ｉｅｘｃ×α）で表される。
　よって、励磁電流が大きいほど、センサの感度Ｓは小さくなる。
　三角波の周期Ｔが大きいすなわち励磁周波数ｆｅｘｃが小さいほど、センサの感度Ｓは大きくなる。
　励磁効率αは、磁気センサ部を構成する磁気コアとコイルの巻き数によって決定される値である。
　励磁効率αが大きいほど、少ない電流でフラックスゲートセンサを駆動することができる。
　また、式（３）において、Ｈｅｘｔ＝Ｈｅｘｃとなるとき式（３）は０となり、このときのＨｅｘｔが測定磁界範囲の上限となる。
　Ｈｅｘｃ＝α×Ｉｅｘｃで表されることから、励磁効率αが大きいほど、同一の電流で駆動した場合に広い測定磁界範囲を有することとなる。
　次に、本発明の実施形態における電子方位計を説明する。
　図１８は、本実施形態に係る電子方位計の概略斜視図である。
　図１８に示した電子方位計は、第１フラックスゲート（Ｘ軸）センサＭ１ｘ，第２フラックスゲート（Ｙ軸）センサＭ１ｙ，第３フラックスゲート（Ｚ軸）センサＭ１ｚ，及び信号処理用ＩＣ（半導体集積回路）Ｍ２が、１つの基板Ｍ０上に配置された構成を有する。
　第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚの各々は、上述の各実施形態で説明した磁気センサ部Ｍ１である。
　具体的には、第１フラックスゲートセンサＭ１ｘおよび第２フラックスゲートセンサＭ１ｙは、電子方位計を構成する基板面に対して、センサが形成された面が互いに略平行となるように、かつ感磁方向が互いに直交するように配置される。
　また、第３フラックスゲートセンサＭ１ｚは、電子方位計を構成する基板面に対して略垂直となるように配置される。
　このとき、第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚは、外部機器に接続される接続端子が除かれた領域、すなわち、磁気コアおよび励磁部、検出コイルを形成する部分の形状が同一であることが望ましい。
　これは、第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚの特性を揃えることにより、各センサの特性のばらつきを補正する必要がなく、電子回路を簡略化できるようにするためである。
　また、第３フラックスゲートセンサＭ１ｚは、基板面に対して略垂直に実装される。このため、電子方位計の厚さを薄くするためには、第３フラックスゲートセンサＭ１ｚの感磁方向の長さが、１ｍｍ以下、さらに好ましくは０．５ｍｍ程度であることが望ましい。
　また、半導体集積回路Ｍ２は、上述の半導体集積回路Ｍ２に加え、ドライブ部Ｍ１５として機能する回路と、検出部Ｍ１４として機能する回路と、第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚの各々と上記回路との接続を切り替えるセレクタとを備えている。
　ここで、半導体集積回路Ｍ２は、誘導電圧が発生するタイミングを計数するためのカウンタＭ２１，停止信号を出力するカウンタ制御回路Ｍ２２，及び信号処理回路Ｍ２３とを有する。
　ドライブ部Ｍ１５として機能する回路は、各フラックスゲートセンサにおける励磁部に一定周波数の三角波電流を供給する。
　検出部Ｍ１４として機能する回路は、検出コイルＭ１３に現れる誘導電圧を検出する。
　このような構成により、第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚによって、３軸方向の各々の磁界を順次計測し、演算を行うことによって、方位誤差の小さい電子方位計を実現することができる。
　また、本発明の電子方位計においては、第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚの各々に、少なくとも停止信号を出力するカウンタ制御回路Ｍ２２を含む回路が設けられた構成を採用することもできる。
　この場合、線形性を保った出力を第１フラックスゲートセンサＭ１ｘ，第２フラックスゲートセンサＭ１ｙ，及び第３フラックスゲートセンサＭ１ｚのそれぞれで行うことができる。
　上記の各実施形態においては、連続する複数の同一形状の三角波を用いる検出方法について説明したが、図１９に示すように、単一の三角波を用いる検出方法を採用することもできる。
　この場合、検出時間の開始となる時刻ｔ１においては、三角波の頂点における励磁磁界の大きさと、前の励磁磁界の大きさとが同じになるように三角波を設定しておく。そして、三角波による励磁を行った後、検出時間の終了となる時刻ｔ５から後も、三角波の頂点における励磁磁界が同じ大きさとなるように三角波を維持することが好ましい。
　この場合でも、三角波の周期Ｔに対して、停止信号の出力される停止時間は上述したように設定される。
　次に、本発明のフラックスゲートセンサ（磁気検出装置）を利用した電流計の実施形態を説明する。
　図２２は、本発明のフラックスゲートセンサを利用した電流計９０の実施形態を示す概略斜視図である。図２３は、本発明のフラックスゲートセンサを利用した電流計９０の構造を示す概略斜視図である。
　電流計９０は、例えば、図２３に示すように、プリント基板６０上に、磁気センサ４１と、磁気センサ４１が検知した磁界を電流値に変換するための信号処理ＩＣ５０とが設けられた構成を有する。この磁気センサ４１に、本発明のフラックスゲートセンサが採用され、電流計９０が構成されている。
　図２２に示すように、導体（導線）７０に電流Ｉが流れると、導体７０を中心として同心円状に磁界Ｈが発生する。Ｉを導体７０に流れる電流値、ｒを電流計９０と導体７０との距離とすると、磁界Ｈ＝Ｉ／（２πｒ）と表せる。
　この式に表されているように、導体（導線）７０に近いほど、磁界Ｈは強い（磁束密度が高い）。また、導体（導線）７０に流れる電流が大きいほど、大きい磁界Ｈが発生する。
　例えば、図２２に示したように、直線状の導体（導線）７０に電流Ｉを流すと、導線７０に垂直な平面内において、導線７０を中心とする同心円状の磁界Ｈが発生する。図２２において矢印Ｉの方向に電流が流れた場合、磁界の向きは矢印Ｈの方向である。電流計９０を、導線７０に近い位置に配置し、導線７０に流れる電流Ｉが発生させる磁界Ｈの大きさを検出することで、導線７０に流れる電流Ｉの大きさを測定することができる。導線７０に近いほど電流Ｉが発生させる磁界Ｈの磁束密度が高い。したがって、電流計９０を導線７０に近付けるほど、効率よく高感度に電流値を測定することができる。
　また、電流計９０において、磁気センサ（フラックスゲートセンサ）４１の感磁方向Ｓが、電流Ｉが発生させる磁界Ｈの方向と平行となるように、磁気センサ（フラックスゲートセンサ）４１を配置するとよい。
　次に、本発明のフラックスゲートセンサを利用した電子方位計の別の実施形態を説明する。図２４は、本発明のフラックスゲートセンサを利用した電流計の別の実施形態を示す概略斜視図である。
　図２４において、導線７０に近い位置には、２つの電流計（第１の電流計９１及び第２の電流計９２）が配置されている。第１の電流計９１及び第２の電流計９２は、図２３で示した電流計９０と同様の構造を有する。第１の電流計９１及び第２の電流計９２には、演算回路８０が接続されている。
　第１の電流計９１及び第２の電流計９２は、導線７０を流れる電流Ｉが発生させる磁界Ｈｉを検出する。具体的には、第１の電流計９１は磁界Ｈａを検出し、第２の電流計９２は磁界Ｈｂを検出し、演算回路８０に出力する。
　演算回路８０は、磁界Ｈａ及び磁界Ｈｂから磁界Ｈｉを算出し、磁界Ｈｉの強度から導線７０を流れる電流Ｉの大きさを出力する。
　第１の電流計９１及び第２の電流計９２において、各電流計が具備するフラックスゲートセンサ４１は、フラックスゲートセンサ４１の感磁方向Ｓと磁界Ｈの方向とが平行となるように、基板６０上に配置されている。また、第１の電流計９１と第２の電流計９２とは、導線７０からの距離が同一であり、また、導線７０を挟んで対称な位置に配置されている。
　測定系（測定装置）が上述の構成を有することにより、測定系に外部からノイズ磁界Ｈｅｘが加わったとしても、第１の電流計９１及び第２の電流計９２から出力された出力値を演算することで、外部ノイズ磁界Ｈｅｘが相殺され、導線７０に流れる電流Ｉを正確に求めることができる。
　以下、詳細に説明する。
　導線７０に流れる電流Ｉが発生させる磁界Ｈｉを検出することで電流Ｉの電流値を測定する測定系において、この測定系に外部ノイズ磁界Ｈｅｘが加わった場合を考える。
　この時、第１の電流計９１が検出する磁界Ｈａは、Ｈａ＝Ｈｉ＋Ｈｅｘと表すことができる。第２の電流計９２が検出する磁界Ｈｂは、Ｈｂ＝－Ｈｉ＋Ｈｅｘと表すことができる。電流Ｉが発生させる磁界Ｈｉの方向は、第１の電流計９１の位置と第２の電流計９２の位置とで逆方向となる。
　上記の２式より、Ｈｅｘ＝（Ｈａ＋Ｈｂ）／２、Ｈｉ＝（Ｈａ－Ｈｂ）／２となる。即ち、外部磁界ノイズＨｅｘの大きさを明らかにし、外部磁界ノイズＨｅｘを除いたＨｉの大きさを検出することができる。
　従って、外部ノイズ磁界Ｈｅｘが加わったとしても、導線７０に流れる電流Ｉの電流値を正確に測定することができる。
　なお、本発明のように、ピックアップコイルに現れるピックアップ波形の時間差に基づいて磁界強度を検出する時間分解型フラックスゲート磁気センサの場合は、他の方式よりも測定可能な磁界強度範囲が広い。すなわち、強磁界から弱磁界までの広い範囲で、出力線形性よく測定できる。したがって、本発明の磁気センサを、１０～２０Ａ程度の低電流によって生成される磁界を測定するための電流計として利用できる。
＜実施例＞
　図２０または図２１に示すように、ヘルムホルツコイルＣ内に、図１５に示す第３実施形態と同様の磁気検出装置Ｍを載置した。この状態において、－２～＋２ｍＴで変動する外部磁界を印加して、スパイク状電圧波形のピーク間隔を直接出力した。更に、この出力を外部磁界の強度信号となるデジタル出力として出力させた。
　磁気センサ部における磁気コアの形状について、磁気コアの長手方向の長さＡを４８０μｍに設定し、端部分１０１の幅Ｂを８０μｍに設定し、中央部分１０２の幅Ｃを２０μｍに設定し、端部分１０１の長手方向の長さＤを１４０μｍに設定し、励磁コイルの巻き数を１６．５に設定し、ピックアップコイルの巻き数を６．５に設定した。
　三角波電流について、振幅を１００ｍＡに設定し、周波数を３０ｋＨｚに設定した。図６は、正負のパルス状ピックアップ電圧が各々の基準電圧Ｖｔｈを超える時間間隔ｔの外部磁界依存性、即ち、外部磁界に対する磁気検出装置Ｍの出力を示すグラフを示す。
　この外部磁界のピークに近い領域において出力しない停止信号をクロック制御回路から出力した場合の磁気検出装置Ｍのピーク間隔（μｍ）を図６Ｂに示す。
　またこれらに対応するデジタル出力を図７に示す。
　これらの結果により、停止信号によりデジタル出力を三角波形磁界の頂点以外を除いた出力範囲の－０．９ｍＴ～＋１．９ｍＴの範囲とする。
　そして、この範囲の出力を、図８に示すように、たとえば１４ｂｉｔのデジタル出力（ＬＳＢ）に換算する。
　これにより、デジタル出力の上限は、１６３８４程度となる。
　これにより、線形性を保った状態でデジタル出力のフルスケールを使用することができることがわかる。
Ｍ…磁気検出装置、Ｍ１…磁気センサ部、Ｍ２…半導体集積回路、Ｍ１１…励磁部、Ｍ１２…磁気コア、Ｍ１３…検出コイル、Ｍ１４…検出部、Ｍ１５…ドライブ部、Ｍ２１…クロック生成回路、Ｍ２２…クロック制御回路、Ｍ２３…信号処理回路
 

Claims (9)

  1. 　半導体集積回路であって、
    　クロック生成回路と、
    　前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、
    　少なくとも三角波の頂点より前であって前記三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路と、
    　を含むことを特徴とする半導体集積回路。
  2. 　請求項１に記載の半導体集積回路であって、
    　前記半導体集積回路は、磁気コアと、前記磁気コアの磁束を変化させる励磁部と、前記磁気コアの磁束を検出する検出コイルとを有するフラックスゲート型の磁気センサに用いられ、
    　前記磁気センサは、
    　励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、
    　前記検出コイルから出力される正符号の前記第１のスパイク状電圧波形及び負符号の前記第２のスパイク状電圧波形を検出し、
    　前記第１のスパイク状電圧波形と前記第２のスパイク状電圧波形との前記時間間隔を計測し、
    　前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出する
    　ことを特徴とする半導体集積回路。
  3. 　請求項１に記載の半導体集積回路であって、
     
    　前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力する
    　ことを特徴とする半導体集積回路。
  4. 　磁気検出装置であって、
    　磁気コアと、前記磁気コア内の磁束の変化を検出する検出コイルと、供給される周期的な励磁電流に伴って前記磁気コア内の磁束を変化させる励磁部と、前記励磁部による前記磁気コア内の磁束の変化に伴って前記検出コイルに発生する誘導出力を検出する検出部とを有し、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号および負符号のスパイク状電圧波形を検出し、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出するフラックスゲート型の磁気センサ部と、
    　クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、前記検出部で検出された互いに符号が異なる前記誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも前記三角波の頂点より前であって前記三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを有する半導体集積回路と、
    　を含むことを特徴とする磁気検出装置。
  5. 　請求項４に記載の磁気検出装置であって、
    　前記半導体集積回路において、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力する
    　ことを特徴とする磁気検出装置。
  6. 　電子方位計であって、
    　基板と、
    　前記基板上に配置され、３軸の各々に沿うように配置された第１のフラックスゲート型の磁気センサ部，第２のフラックスゲート型の磁気センサ部，及び第３のフラックスゲート型の磁気センサ部と、
    　半導体集積回路と、
    　を含み、
    　第１の磁気センサ部，第２の磁気センサ部，及び第３の磁気センサ部の各々は、磁気コアと、前記磁気コア内の磁束の変化を検出する検出コイルと、供給される周期的な励磁電流に伴って前記磁気コア内の磁束を変化させる励磁部と、前記励磁部による前記磁気コア内の磁束の変化に伴って前記検出コイルに発生する誘導出力を検出する検出部とを有し、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号および負符号のスパイク状電圧波形を検出し、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出し、
    　前記半導体集積回路は、
    　クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、前記検出部で検出された互いに符号が異なる前記誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも前記三角波の頂点より前であって前記該三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを有する
    　ことを特徴とする電子方位計。
  7. 　請求項６に記載の電子方位計であって、
    　前記半導体集積回路において、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力する
    　ことを特徴とする電子方位計。
  8. 　電流計であって、
    　基板と、
    　前記基板上に配置され、３軸の各々に沿うように配置された第１のフラックスゲート型の磁気センサ部，第２のフラックスゲート型の磁気センサ部，及び第３のフラックスゲート型の磁気センサ部と、
    　半導体集積回路と、
    　を含み、
    　第１の磁気センサ部，第２の磁気センサ部，及び第３の磁気センサ部の各々は、磁気コアと、前記磁気コア内の磁束の変化を検出する検出コイルと、供給される周期的な励磁電流に伴って前記磁気コア内の磁束を変化させる励磁部と、前記励磁部による前記磁気コア内の磁束の変化に伴って前記検出コイルに発生する誘導出力を検出する検出部とを有し、励磁電流として三角波電流を前記励磁部に通電し、前記検出コイルから出力される正符号および負符号のスパイク状電圧波形を検出し、第１のスパイク状電圧波形と、前記第１のスパイク状電圧波形の次に検出されると共に前記第１のスパイク状電圧波形とは逆の符号を有する第２のスパイク状電圧波形との時間間隔を計測し、前記時間間隔に基づいて外部磁界の強度を検出し、
    　前記半導体集積回路は、
    　クロック生成回路と、前記クロック生成回路から出力されるクロック信号に基づき、前記検出部で検出された互いに符号が異なる前記誘導出力の時間間隔に基づいた外部磁界の強度に対応する強度信号を出力する信号処理回路と、少なくとも前記三角波の頂点より前であって前記該三角波の周期の１～５％である前方停止時間、および、前記三角波の頂点から後であって前記三角波の周期の１～５％である後方停止時間において、前記信号処理回路から出力される強度信号出力を停止するように制御するクロック制御回路とを有する
    　ことを特徴とする電流計。
  9. 　請求項８に記載の電流計であって、
    　前記半導体集積回路において、前記前方停止時間及び前記後方停止時間を除く時間における外部磁界の強度信号をダイナミックレンジとして出力する
    　ことを特徴とする電流計。
     
     
     
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