WO2012014725A1 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

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WO2012014725A1
WO2012014725A1 PCT/JP2011/066363 JP2011066363W WO2012014725A1 WO 2012014725 A1 WO2012014725 A1 WO 2012014725A1 JP 2011066363 W JP2011066363 W JP 2011066363W WO 2012014725 A1 WO2012014725 A1 WO 2012014725A1
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current
switching element
commutation
power
diode
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PCT/JP2011/066363
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English (en)
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Inventor
重伸 松崎
Original Assignee
日産自動車株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a power conversion method.
  • a power conversion circuit comprising a switching element that can be energized in both directions and a diode connected in parallel with the switching element, and power that causes the switching element to energize in the same direction as the diode during the energization period of the diode A conversion control device is known.
  • the problem to be solved by the present invention is to provide a power control device and a power conversion method capable of suppressing loss.
  • the present invention solves the above problem by turning on the switching element when the current flowing through the conversion circuit is smaller than the threshold current, and turning off the switching element when the current flowing through the conversion circuit is larger than the threshold current.
  • the switching element since the switching element is turned off in the high current region where the current flowing in the diode cannot be sufficiently passed in the reverse direction of the switching element, the loss of the switching element in the high current region There is an effect that it can be suppressed.
  • FIG. 1 is a block diagram of a three-phase inverter device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the power semiconductor module 104 of FIG.
  • FIG. 3 is a graph showing the characteristics of the drain current (plus) with respect to the drain voltage (plus) in the switching element of FIG.
  • FIG. 4 is a graph showing the drain current (minus) characteristics with respect to the drain voltage (minus) in the switching element of FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing the time characteristics of the current of each phase flowing in each phase of the three-phase inverter device of FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating the direction of the current flowing through the switching elements Q1 and Q2 in FIG. 1 during the period t1 in FIG. FIG.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating the direction of the current flowing through switching elements Q1 and Q2 in FIG. 1 during period t2 in FIG.
  • FIG. 8 is a graph showing the reverse current characteristics with respect to the voltages of the switching elements Q1 to Q6 of FIG. 1 and the forward current characteristics with respect to the voltages of the diodes D1 to D6 in the on state.
  • FIG. 9 is a graph showing current characteristics with respect to voltages of the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 when the temperature of the power semiconductor module 104 is higher than the reference temperature.
  • FIG. 10a is a graph showing time characteristics of currents flowing through the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 in FIG.
  • FIG. 10b is a graph showing the time characteristics of the currents flowing through the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 in FIG. 1 when the current flowing through the circuit of the power semiconductor module 104 is equal to or greater than the threshold current (Ia or Ib).
  • FIG. 6 is a graph showing reverse current characteristics with respect to losses of switching elements Q1 to Q6 in FIG. 1 and forward current characteristics with respect to losses of diodes D1 to D6 in a power conversion device according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a three-phase inverter device for an electric vehicle including a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the electric vehicle of this example is a vehicle that travels using a three-phase AC power permanent magnet motor 103 as a travel drive source, and the motor 103 is coupled to the axle of the electric vehicle.
  • an electric vehicle will be described as an example, but the present invention can also be applied to a hybrid vehicle (HEV).
  • HEV hybrid vehicle
  • the three-phase inverter device of this example includes the above-described three-phase AC motor 103, the battery 101 that is a power source of the motor 103, an inverter 111 that converts the DC power of the battery 101 into AC power, and an electronic control unit (ECU) 107).
  • ECU electronice control unit
  • the battery 101 is a direct current power source and is connected to the inverter 111.
  • the battery 101 is mounted with a secondary battery such as a lithium ion battery.
  • a relay (not shown) is connected between the battery 101 and the inverter 111, and the relay is driven to open and close by the ECU 107 in conjunction with an ON / OFF operation of a key switch (not shown) of the vehicle.
  • the motor 103 also functions as a generator, and AC power generated by the motor 103 is converted to DC by the inverter 111 and the battery 101 is charged.
  • the inverter 111 is connected to the plurality of switching elements Q1 to Q6 and the switching elements Q1 to Q6 in parallel, and a rectifying element (diode) D1 through which current flows in a direction opposite to the forward current direction of the switching elements Q1 to Q6.
  • D6 which converts the DC power of the battery 101 into AC power and supplies it to the motor 103.
  • the switching elements Q1 to Q6 are switching elements that can be energized in both directions. In this example, three pairs of circuits in which two switching elements Q1 to Q6 are connected in series are connected between the power supply line P and the power supply line N, so that they are connected in parallel to the battery 101.
  • the switching elements and the three-phase input part of the motor 4 are electrically connected to each other.
  • MOSFETs are used for the switching elements Q1 to Q6.
  • an FRD Flust Recovery Diode
  • the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 are respectively mounted on the power semiconductor module 104.
  • the switching element Q1 and the diode D1 are mounted on the power semiconductor module 1041
  • the switching element Q2 and the diode D2 are mounted on the power semiconductor module. 1042.
  • switching elements Q1 and Q2, switching elements Q3 and Q4, switching elements Q5 and Q6 are connected in series, and between the switching elements Q1 and Q2 and the U phase of the motor 4, switching element Q3 And Q4 are connected to the V phase of the motor 4, and the switching elements Q5 and Q6 are connected to the W phase of the motor 4.
  • Each of the switching elements Q1 to Q6 is controlled by the control circuit 108 and switched at a high frequency.
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of the power semiconductor module 1041. Note that the circuit diagrams of the power semiconductor modules 1042 to 1046 are the same as those of the power semiconductor module 1041, and thus description thereof is omitted.
  • a MOSFET 201 with a mirror terminal as a switching element Q1 is mounted on the same chip together with a diode 202 for detecting the temperature of the switching element Q1.
  • the drain terminal D of the MOSFET 201 is connected to the cathode terminal K of the diode D1, and the source terminal S of the MOSFET 201 is connected to the anode terminal A of the diode D1.
  • a gate signal transmitted from the drive circuit 109 is input to the gate terminal of the MOSFET 201, and the switching operation of the MOSFET 201 is performed based on the signal.
  • a parasitic diode is formed in the MOSFET 201 in the manufacturing process.
  • the direction of the parasitic diode that is, the direction in which the current is conducted in the parasitic diode is the same as the reverse current flowing from the source terminal S to the drain terminal D of the MOSFET 201 and the same direction as the forward direction of the diode D1.
  • a part of the source terminal of the cell of the MOSFET 201 is taken out as a source sense terminal SS different from the source terminal S.
  • the source sense terminal SS is connected to the drive circuit 109.
  • the drive circuit 109 causes a constant current to flow between the anode terminal Am and the cathode terminal Km of the diode 202. Then, the chip temperature is estimated from the inter-terminal voltage and temperature between the anode terminal Am and the cathode terminal Km. Since the MOSFET 201 and the diode 202 are incorporated in the same chip, the chip temperature estimated by the diode 202 corresponds to the temperature of the MOSFET 201.
  • the diode 203 as the diode D1 is mounted on the same chip together with the diode 204 for detecting the temperature of the diode D1.
  • the drive circuit 109 supplies a constant current between the anode terminal Ad and the cathode terminal Kd of the diode 204.
  • the chip temperature is estimated from the inter-terminal voltage and temperature between the anode terminal Ad and the cathode terminal Kd. Since the diode 203 and the diode 204 are incorporated in the same chip, the chip temperature estimated by the diode 204 corresponds to the temperature of the diode 203.
  • FIG. 3 shows the characteristics of a positive drain current with respect to a positive drain voltage
  • FIG. 4 shows the characteristics of a negative drain current with respect to a negative drain voltage.
  • the positive drain voltage indicates a voltage when the voltage at the drain terminal D is higher than the voltage at the source terminal S
  • the negative drain voltage indicates a voltage when the voltage at the source terminal S is higher than the voltage at the drain terminal D.
  • a positive drain current indicates a forward current flowing from the drain terminal D to the source terminal S
  • a negative drain current indicates a reverse current flowing from the source terminal S to the drain terminal D.
  • the MOSFET 201 since the MOSFET 201 uses an N-channel power MOSFET, the MOSFET 201 has characteristics as shown in FIGS.
  • the gate When the gate is turned on, a forward current and a reverse current flow according to the voltage applied between the drain terminal D and the source terminal S, respectively.
  • the gate when the gate is turned off, as for the forward current, when a drain voltage higher than the drain breakdown voltage is applied, the drain current starts to flow, and for the reverse current, the current flows out by the parasitic diode of the MOSFET 201. That is, the MOSFET 201 is a switching element that can be energized bidirectionally.
  • the inverter 111 includes a smoothing capacitor 102 for rectification, a control circuit 108, a drive circuit 109, and a current sensor 110 in addition to the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6.
  • Smoothing capacitor 102 is connected to power supply line P and power supply line N, and is connected between battery 101 and each of switching elements Q1 to Q6.
  • Each drive circuit 109 controls the switching elements Q1 to Q6, and operates according to a control signal from the control circuit 108.
  • the control circuit 108 inputs, for example, a control signal for PWM (Pulse Width Modulation) modulation to each of the switching elements D1 to D6 via each drive circuit 109.
  • the control circuit 108 generates a switching signal for each of the switching elements Q1 to Q6 based on the torque command value from the ECU 107, and transmits it to each drive circuit 109 as a control signal.
  • control circuit 108 is provided with a memory 112 that stores a reference threshold value for operating the switching elements Q1 to Q6 to be turned on and off during the commutation period.
  • the memory 112 is a nonvolatile storage medium. The threshold value will be described later.
  • the ECU 107 is a part that controls the electric vehicle of this example as a whole, and controls, for example, the rotational torque of the motor 4 and the gear ratio of a transmission (not shown).
  • the ECU 107 calculates the output of the motor 103 based on an accelerator opening degree (not shown). Then, the EECU 107 transmits a command value for outputting the calculated output value of the motor 103 to the control circuit 108.
  • the current sensor 110 is a sensor that detects a current of each phase between each of the switching elements Q1 to Q6 and the motor 103, and includes an intermediate point between the switching elements Q1 and Q2, an intermediate point between the switching elements Q3 and Q4, and It is connected between the intermediate point of switching elements Q5 and Q6 and each phase of motor 103.
  • the current sensor 110 detects the current converted into alternating current by the inverter 111 and the current from the motor 103 to the inverter 111.
  • FIG. 5 shows the characteristics of the alternating current flowing in each phase with respect to time.
  • the direction in which current flows from the inverter 111 to the motor 103 is positive.
  • FIG. 6 is a circuit diagram for explaining the direction of the current flowing through the switching elements Q1 and Q2 in the period t1.
  • FIG. 7 is a circuit diagram for explaining the direction of the current flowing through the switching elements Q1 and Q2 in the period t2.
  • the switching elements Q1 to Q6 are controlled to be turned on and off based on the corresponding drive circuit 109, and a switching operation is performed to form a current having a three-phase AC waveform shown in FIG.
  • the three-phase alternating current flows in each phase in a state of a waveform in which the phases of the current waveforms flowing in the U phase, the V phase, and the W phase are shifted by 120 degrees.
  • the current (I 1 ) flowing from the power supply line P through the upper arm including the switching element Q1 toward the U-phase and the power supply line N including the switching element Q2 The current (I 2 ) flowing through the arm toward the U phase alternately and repeatedly flows through the inverter 111.
  • the current (I 4 ) flowing in the direction of the current flows alternately in the inverter 111.
  • the switching elements Q1 to Q6 are controlled to be turned on and off and a three-phase alternating current is passed through the inverter 111, the switching elements Q1 to Q6 are directed in the reverse direction or the diodes D1 to D6 are directed in the forward direction.
  • a current flowing in the direction is referred to as a commutation current, and a period in which the commutation current flows is referred to as a commutation period.
  • the commutation current corresponds to a current (I 2) and the current (I 3), a period in which current (I 2) and the current (I 3) flows, corresponds to a commutation period.
  • FIG. 8 shows the reverse current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 with respect to the voltage and the forward current characteristics of the diodes D1 to D6 with respect to the voltage. Since the negative drain voltage is equivalent to the positive anode terminal with respect to the cathode terminal, the voltage display on the horizontal axis in FIG. 8 shows the negative drain voltage and the positive anode voltage in common.
  • the magnitude relationship between the magnitude of the current flowing in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 and the magnitude of the current flowing in the forward direction of the diodes D1 to D6 depends on the current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 and the diode.
  • the current is reversed at the intersection (Ia) with the current characteristics of D1 to D6. That is, when the commutation current flowing in the circuit of the power semiconductor module 104 is smaller than the current (Ia) that becomes a threshold (hereinafter referred to as threshold current (Ia)), the switching elements Q1 to Q6 are turned on. More commutation current flows in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 than the forward direction of the diodes D1 to D6.
  • the commutation current flowing in the circuit of the power semiconductor module 104 is larger than the threshold current (Ia), even if the switching elements Q1 to Q6 are turned on, a large amount of commutation current flows in the forward direction of the diodes D1 to D6. Flows to the side. Therefore, when the commutation current flowing in the circuit of the power semiconductor module 104 is larger than the threshold current (Ia), even if the switching elements Q1 to Q6 are turned on in order to flow the commutation current, Since the flowing current is small, a switching loss occurs due to the switching operation.
  • the switching elements Q1 to Q6 are turned on and off according to the magnitude of the commutation current flowing in the circuit of the power semiconductor module 104, and the commutation current is controlled by the diodes D1 to D6. Control is performed so as to switch between the forward direction of D6 and the reverse direction of switching elements Q1 to Q6, or the flow of commutation current only in the forward direction of diodes D1 to D6.
  • the threshold current (Ia) indicating the intersection of the current characteristics is a current value determined from the physical properties of the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6.
  • the threshold current (Ia) can be made larger than when other semiconductors are used. A flowing current can be passed through the switching elements Q1 to Q6, and loss on the diodes D1 to D6 side can be suppressed.
  • the reverse current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 with respect to the voltage and the forward current characteristics of the diodes D1 to D6 with respect to the voltage shown in FIG. 8 have temperature dependence.
  • the temperature at which the intersection of both characteristics in FIG. 8 becomes the threshold current (Ia) is taken as the reference temperature.
  • FIG. 9 shows the characteristics of the switching elements Q1 to Q6 and the characteristics of the diodes D1 to D6 when the temperature of the power semiconductor module 104 is higher than the reference temperature.
  • FIG. 9 shows reverse current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 with respect to voltage and forward current characteristics of the diodes D1 to D6 with respect to voltage.
  • each current characteristic changes when the temperature of the power semiconductor module 104 becomes higher than the reference temperature, and the threshold current (Ib) corresponding to the intersection of both characteristics is the threshold current (Ia). Smaller.
  • the switching elements Q1 to Q6 in the commutation period depend on the detection temperatures of the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 detected by the diode 202 and the diode 204.
  • a threshold current serving as a reference value for switching on and off is set.
  • FIGS. 10a and 10b show the forward current characteristics of the diodes D1 to D6 with respect to time and the reverse current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 with respect to time during the commutation period.
  • the control circuit 108 periodically turns on and off each of the switching elements Q1 to Q6 via the drive circuit 109 based on a command value from the ECU 107 to convert the DC power of the battery 101 into AC power.
  • the gate signal from the control circuit 108 to the switching elements Q1 to Q6 includes the upper arm switching element Q1 and the lower arm in order to prevent a short circuit between the power supply line P and the power supply line N.
  • a dead time for turning off both the arm switching element Q2 is provided. During the dead time, current flows through the diodes D1 and D2 or the parasitic diodes of the switching elements Q1 and Q2. Since Q3 and Q4, and Q5 and Q6 are the same, description thereof is omitted.
  • the control circuit 108 detects the temperature of each of the switching elements Q1 to Q6 and the temperature of the diodes D1 to D6 from the diode 202 and the diode 204, and detects the temperature of each power semiconductor module 104.
  • the average temperature may be the detected temperature of the power semiconductor module.
  • the control circuit 108 refers to the data in the memory 112 and sets a threshold current for the detected temperature of the power semiconductor module 104.
  • the memory 112 stores the threshold current (Ib) corresponding to the intersection of the reverse current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 and the forward current characteristics of the diodes D1 to D6 in association with the detected temperature of the power semiconductor module 104. is doing.
  • a threshold current (Ia) is set in advance in association with the reference temperature of the power semiconductor module 104. Then, according to the detected temperature of the power semiconductor module 104, the reference temperature, and the temperature difference, the control circuit 108 corrects the threshold current (Ia) to the threshold current (Ib) while referring to the data in the memory 112.
  • the reference temperature is a predetermined temperature, and is set, for example, in correspondence with the environmental temperature of the vehicle on which the inverter 111 of this example is mounted.
  • the threshold current (Ia) is set in advance according to the characteristics of the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 mounted on the power semiconductor module 104 and the reference temperature.
  • the control circuit 108 sets the threshold current (Ia). Make corrections to make it smaller.
  • the control circuit 108 performs correction to increase the threshold current (Ia).
  • the control circuit 108 detects the commutation current of each phase with the current sensor 110, compares the detected commutation current with the threshold current (Ia or Ib), and switches the switching element Q1 according to the comparison result. Controls on and off of Q6. When the detected commutation current is smaller than the threshold current (Ia or Ib), the control circuit 108 turns on the switching elements Q1 to Q6 to change the commutation current to the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 and the diode D1. Flow in the forward direction of D6.
  • the control circuit 108 turns off the switching elements Q1 to Q6 and causes the commutation current to flow in the forward direction of the diodes D1 to D6. .
  • the commutation current flowing in the circuit of the power semiconductor module 104 is smaller than the threshold current (Ia or Ib)
  • the threshold current Ia or Ib
  • the commutation current flowing in the forward direction of the diodes D1 to D6 also flows in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6. Then, the forward currents of the diodes D1 to D6 are reduced, and the losses of the diodes D1 to D6 are reduced.
  • the current flowing through the power semiconductor module 104 is compared with the threshold current (Ia or Ib).
  • the threshold current (Ia or Ib) When the current flowing through the power semiconductor module 104 is smaller than the threshold current (Ia or Ib), the switching elements Q1 to Q6 are turned on, and the forward direction of the diodes D1 to D6 and the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 are changed. Energize to allow commutation current to flow. Further, when the current flowing through the power semiconductor module 104 is larger than the threshold current (Ia or Ib), the switching elements Q1 to Q6 are turned off, the diode forward directions D1 to D6 are energized, and a commutation current flows.
  • the switching elements Q1 to Q6 are turned off in the large current region where the commutation current hardly flows in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 even when the switching elements Q1 to Q6 are turned on. Loss can be suppressed.
  • the temperature of the power semiconductor module 104 is detected by the diode 202 and the diode 204, and the threshold current (Ib) is set by the control unit 108 according to the detected temperature.
  • the optimum threshold current (Ib) can be set following the change, so that the switching elements Q1 to Q6 can be set.
  • the loss of Q6 can be suppressed more efficiently.
  • the switching elements Q1 to Q6 of the one power semiconductor module 104 are used. Is turned on, and when the current flowing through one power semiconductor module 104 is larger than the threshold current (Ia or Ib), the switching elements Q1 to Q6 of the one power semiconductor module 104 are turned off. Thereby, in the commutation period, the on / off control of the switching elements Q1 to Q6 included in one power semiconductor module 104 is not performed according to the commutation current flowing in the other power semiconductor module 104. Losses of elements Q1 to Q6 can be more efficiently suppressed.
  • the switching elements Q1 to Q6 or the diodes D1 to D6 are formed of a wide gap semiconductor. Thereby, more commutation current can be energized.
  • the inverter 111 is mounted on the vehicle.
  • the switching elements Q1 to Q6 are turned on so that the commutation current is conducted in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6.
  • the switching elements Q1 to Q6 can be controlled to be turned off, so that the efficiency of the inverter 111 can be improved.
  • the commutation current is detected by the current sensor 110, but the commutation current may be calculated based on a command value from the ECU 107 to the control unit 108.
  • the switching operation of each of the switching elements Q1 to Q6 is performed based on a command value from the ECU 107, and the commutation current is determined in advance by the switching period of each of the switching elements Q1 to Q6, the on / off duty ratio, and the like. Therefore, the control unit 108 may calculate the commutation current based on the command value without using the current sensor 110.
  • one MOSFET 201 and one diode 203 are mounted on the power semiconductor module 104, but a plurality of them may be provided.
  • the diode 202 and the diode 204 are used to detect the temperature of the power semiconductor module 104, and the threshold current (Ia or Ib) is corrected according to the detected temperature. There is no need to correct Ia or Ib).
  • control circuit 108 decreases the threshold current (Ia) as the detection temperature of the power semiconductor module 104 increases, and increases the threshold current (Ia) as the detection temperature of the power semiconductor module 104 decreases.
  • the threshold current (Ia) may be corrected.
  • the power semiconductor module 104 corresponds to “conversion circuit” and “conversion means” according to the present invention
  • the switching elements Q1 to Q6 correspond to “switching means” according to the present invention
  • the diodes D1 to D6 correspond to the present invention.
  • the diode 202 and the diode 204 correspond to a “temperature detection unit” according to the present invention
  • the control circuit 108 corresponds to a “control unit” and a “control unit” according to the present invention.
  • the memory 112 corresponds to a “storage unit” according to the present invention
  • the current sensor 110 corresponds to a “temperature detection unit” according to the present invention.
  • FIG. 11 is a graph showing characteristics of a switching element and a diode included in a power conversion device according to another embodiment of the invention.
  • the set threshold current is different from that of the first embodiment described above. Since the configuration other than this is the same as that of the first embodiment described above, the description thereof is incorporated as appropriate.
  • the solid line shows the current characteristics of the switching element and the diode with respect to the loss
  • the broken line shows the current characteristics of the switching element and the diode with respect to the voltage
  • a loss generated in a semiconductor switch includes a switching loss generated by on / off switching in addition to a loss generated in a current-carrying state.
  • the switching loss is a loss when the gate is turned on and off in order to turn on and off the switching elements Q1 to Q6 in the reverse direction.
  • the loss characteristics of the switching elements Q1 to Q6 are less than the current (Ia) corresponding to the intersection of the reverse current characteristics of the switching elements Q1 to Q6 and the forward current characteristics of the diodes D1 to D6 with respect to the voltage. Reverse the loss characteristics of D6.
  • the switching elements Q1 to Q6 are turned on as in the first embodiment when the commutation current flowing through the power semiconductor module 104 is higher than the threshold current (Ic) and lower than the threshold current (Ia) will be described.
  • more commutation current flows in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 than in the forward direction of the diodes D1 to D6.
  • the loss of the switching elements Q1 to Q6 is larger than the loss of the diodes D1 to D6. That is, since the commutation current flows through the switching elements Q1 to Q6 having the larger loss, the efficiency of the inverter 111 is lowered.
  • the threshold current (Ic) is used instead of the threshold current (Ia), and the switching elements Q1 to Q6 are turned on in the commutation period according to the comparison result between the commutation current and the threshold current (Ic). And off control.
  • the control circuit 108 detects the commutation current of each phase by the current sensor 110 and compares the detected commutation current with the threshold current (Ic). When the detected commutation current is smaller than the threshold current (Ic), the control circuit 108 turns on the switching elements Q1 to Q6 to change the commutation current in the reverse direction of the switching elements Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6. Flow in the forward direction. On the other hand, when the detected commutation current is larger than the threshold current (Ic), the control circuit 108 turns off the switching elements Q1 to Q6 and causes the commutation current to flow in the forward direction of the diodes D1 to D6.
  • the switching elements Q1 to Q6 are left in the OFF state after the dead time. Therefore, the efficiency of the inverter 111 can be improved.
  • the switching element when the current flowing through the conversion circuit is smaller than the threshold current, the switching element is turned on, and when the current flowing through the conversion circuit is larger than the threshold current. The switching element is turned off. As a result, the current flowing in the diode cannot sufficiently flow in the reverse direction of the switching element, and the switching element is turned off in the high current region, so that the loss of the switching element in the high current region is suppressed. be able to. Therefore, the power conversion device and the power conversion method according to one embodiment of the present invention can be used industrially.

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Abstract

　本発明の一態様としての電力制御装置は、双方向に通電可能なスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６とスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に並列に接続されたダイオードＤ１～Ｄ６とを有する変換回路と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフを制御し、直流電力を交流電力に変換する制御部とを備える。制御部は、変換回路に流れる電流が閾値電流より小さい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにし、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向に通電させ、変換回路に流れる電流が閾値電流より大きい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにし、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に通電させる。

Description

電力変換装置及び電力変換方法
　本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関するものである。
　双方向に通電可能なスイッチング素子及び当該スイッチング素子と並列に接続されたダイオードからなる電力変換回路を備え、ダイオードの通電期間中に当該スイッチング素子を当該ダイオードと同一の方向に通電させるようにする電力変換制御装置が知られている。
特開２００３－３３６９５３号公報
　しかしながら、従来の電力変換制御装置では、大電流領域において、ダイオードを流れていた電流がスイッチング素子側に十分に流れないにもかからず、当該スイッチング素子をオン状態にしてしまうため、損失が大きくなってしまうという問題があった。
　本発明が解決しようとする課題は、損失を抑制することができる電力制御装置及び電力変換方法を提供することである。
　本発明は、変換回路に流れる電流が閾値電流より小さい場合にはスイッチング素子をオンにし、変換回路に流れる電流が閾値電流より大きい場合にはスイッチング素子をオフにすることによって上記課題を解決する。
　本発明によれば、ダイオードに流れていた電流を十分にスイッチング素子の逆方向に流すことができない、高電流領域において、スイッチング素子をオフの状態にするため、当該高電流領域におけるスイッチング素子の損失を抑制することができる、という効果を奏する。
図１は、本発明の実施形態に係る三相インバータ装置のブロック図である。 図２は、図１のパワー半導体モジュール１０４の回路図である。 図３は、図１のスイッチング素子における、ドレイン電圧（プラス）に対するドレイン電流（プラス）の特性を示すグラフである。 図４は、図１のスイッチング素子における、ドレイン電圧（マイナス）に対するドレイン電流（マイナス）の特性を示すグラフである。 図５は、図１の三相インバータ装置の各相に流れる、各相の電流の時間特性を示すグラフである。 図６は、図５の期間ｔ１における、図１のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２に流れる電流の向きを説明する回路図である。 図７は、図５の期間ｔ２における、図１のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２に流れる電流の向きを説明する回路図である。 図８は、オン状態における図１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の電圧に対する逆方向電流特性及びダイオードＤ１～Ｄ６の電圧に対する順方向電流特性を示すグラフである。 図９は、パワー半導体モジュール１０４の温度が基準温度よりも高い場合における、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６の電圧に対する電流特性を示すグラフである。 図１０ａは、パワー半導体モジュール１０４の回路内を流れる電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）よりも小さい場合の、図１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６に流れる電流の時間特性を示すグラフである。 図１０ｂは、パワー半導体モジュール１０４の回路内を流れる電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）以上である場合の、図１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６に流れる電流の時間特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係る電力変換装置において、図１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失に対する逆方向電流特性及びダイオードＤ１～Ｄ６の損失に対する順方向電流特性をそれぞれ示すグラフである。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》
　図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含む電気自動車用の三相インバータ装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ１０３を走行駆動源として走行する車両であり、モータ１０３は電気自動車の車軸に結合されている。以下、電気自動車を例に説明するが、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）にも本発明を適用可能である。
　本例の三相インバータ装置は、上述した三相交流モータ１０３と、モータ１０３の電源である、バッテリ１０１と、当該バッテリ１０１の直流電力を交流電力に変換するインバータ１１１と、電子制御ユニット（ＥＣＵ）１０７を備える。
　バッテリ１０１は、直流電源であって、インバータ１１１に接続されている。バッテリ１０１には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。バッテリ１０１とインバータ１１１との間には、図示しないリレーが接続されており、当該リレーは車両のキースイッチ（図示しない）のＯＮ／ＯＦＦ操作に連動して、ＥＣＵ１０７より開閉駆動される。なお、モータ１０３は発電機としても作用し、モータ１０３により発電された交流電力は、インバータ１１１により直流に変換され、バッテリ１０１に充電される。
　インバータ１１１は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の順方向の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子（ダイオード）Ｄ１～Ｄ６を有し、バッテリ１０１の直流電力を交流電力に変換して、モータ１０３に供給する。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、双方向に通電可能なスイッチング素子である。本例では、２つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を直列に接続した３対の回路が、電源線Ｐ及び電源線Ｎとの間に接続されることにより、バッテリ１０１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ４の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６には、例えば、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。各ダイオードＤ１～Ｄ６には、例えばＦＲＤ（Ｆａｓｔ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ）が用いられる。
　またスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６は、それぞれパワー半導体モジュール１０４に搭載されており、例えばスイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１がパワー半導体モジュール１０４１に搭載され、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ２がパワー半導体モジュール１０４２に搭載されている。
　図１に示す例でいえば、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の間とモータ４のＵ相、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の間とモータ４のＶ相、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の間とモータ４のＷ相がそれぞれ接続されている。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、制御回路１０８により制御され、高周波でスイッチングされる。
　次に、図２を用いて、パワー半導体モジュール１０４１の詳細な構成を説明する。図２は、パワー半導体モジュール１０４１の回路図を示す。なお、パワー半導体モジュール１０４２～１０４６の回路図は、パワー半導体モジュール１０４１と同様であるため、説明を省略する。
　スイッチング素子Ｑ１としてミラー端子付きのＭＯＳＦＥＴ２０１が、スイッチング素子Ｑ１の温度を検出するダイオード２０２と共に、同一のチップに搭載されている。ＭＯＳＦＥＴ２０１のドレイン端子ＤはダイオードＤ１のカソード端子Ｋに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２０１のソース端子ＳはダイオードＤ１のアノード端子Ａに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２０１のゲート端子には、駆動回路１０９から送信されるゲート信号が入力され、当該信号に基づき、ＭＯＳＦＥＴ２０１のスイッチング動作が行われる。
　ＭＯＳＦＥＴ２０１には、製造工程上、寄生ダイオードが形成される。当該寄生ダイオードの向き、すなわち当該寄生ダイオードにおいて、電流が導通する向きは、ＭＯＳＦＥＴ２０１のソース端子Ｓからドレイン端子Ｄへ流れる逆方向電流と同じ向きであり、ダイオードＤ１の順方向と同じ向きである。
　ＭＯＳＦＥＴ２０１のセルのソース端子の一部は、ソース端子Ｓとは別のソースセンス端子ＳＳとして取り出されている。ソースセンス端子ＳＳに流れる電流と、ソース端子Ｓに流れる電流との間には、相対的な関係があり、ソースセンス端子ＳＳの電流をモニタリングすることで、ソース端子Ｓに流れる電流が推定される。ソースセンス端子ＳＳは、駆動回路１０９に接続されている。
　駆動回路１０９は、ダイオード２０２のアノード端子Ａｍとカソード端子Ｋｍとの間に定電流を流す。そして、アノード端子Ａｍとカソード端子Ｋｍとの間の端子間電圧と温度から、チップ温度が推定される。ＭＯＳＦＥＴ２０１とダイオード２０２は、同一のチップに組み込まれるため、ダイオード２０２により推定されたチップ温度が、ＭＯＳＦＥＴ２０１の温度に相当する。
　また、ダイオードＤ１としてダイオード２０３が、ダイオードＤ１の温度を検出するダイオード２０４と共に、同一のチップに搭載されている。駆動回路１０９は、ダイオード２０４のアノード端子Ａｄとカソード端子Ｋｄとの間に定電流を流す。そして、アノード端子Ａｄとカソード端子Ｋｄとの間の端子間電圧と温度から、チップ温度が推定される。ダイオード２０３とダイオード２０４は、同一のチップに組み込まれるため、ダイオード２０４により推定されたチップ温度が、ダイオード２０３の温度に相当する。
　次に、図３及び図４を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２０１のドレイン電圧に対するドレイン電流の特性について説明する。図３はプラスのドレイン電圧に対するプラスのドレイン電流の特性を、図４はマイナスのドレイン電圧に対するマイナスのドレイン電流の特性を示す。なお、プラスのドレイン電圧とはドレイン端子Ｄの電圧がソース端子Ｓの電圧より高い場合の電圧を示し、マイナスのドレイン電圧はソース端子Ｓの電圧がドレイン端子Ｄの電圧より高い場合の電圧を示す。プラスのドレイン電流はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓに流れる順方向電流を示し、マイナスのドレイン電流はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄへ流れる逆方向電流を示す。
　本例において、ＭＯＳＦＥＴ２０１はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いているため、ＭＯＳＦＥＴ２０１は図３及び図４に示すような特性をもっている。ゲートがオンされている場合には、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に加わる電圧に応じて順方向電流及び逆方向電流がそれぞれ流れる。一方、ゲートがオフされている場合には、順方向電流については、ドレイン耐圧以上のドレイン電圧が加わるとドレイン電流が流れ出し、逆方向電流については、ＭＯＳＦＥＴ２０１の寄生ダイオードにより電流が流れ出す。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２０１は双方向に通電可能なスイッチング素子である。
　図１に戻り、インバータ１１１は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及び各ダイオードＤ１～Ｄ６の他に、整流用の平滑コンデンサ１０２と、制御回路１０８と、駆動回路１０９と、電流センサ１１０とを有する。平滑コンデンサ１０２は、電源線Ｐと電源線Ｎに接続され、バッテリ１０１と各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６との間に接続される。
　各駆動回路１０９は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をそれぞれ制御し、制御回路１０８からの制御信号により動作する。制御回路１０８は、各駆動回路１０９を介して、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調のための制御信号を、各スイッチング素子Ｄ１～Ｄ６に入力する。制御回路１０８は、ＥＣＵ１０７からのトルク指令値に基づき、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチングの信号を生成し、制御信号として各駆動回路１０９に送信する。
　また制御回路１０８には、転流期間において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオン及びオフを動作させるための基準となる閾値を記憶したメモリ１１２が設けられている。メモリ１１２は不揮発性の記憶媒体である。なお、当該閾値については後述する。
　ＥＣＵ１０７は、本例の電気自動車を全体的に制御する部分であり、例えばモータ４の回転トルクや、変速機（図示しない）の変速比などを制御する。ＥＣＵ１０７は、図示しないアクセルの開度等に基づき、モータ１０３の出力を算出する。そしてＥＥＣＵ１０７は、算出されたモータ１０３の出力値を出力させるための指令値を制御回路１０８に送信する。
　電流センサ１１０は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６とモータ１０３との間の各相の電流を検出するセンサであって、スイッチング素子Ｑ１とＱ２との中間点、スイッチング素子Ｑ３とＱ４との中間点及びスイッチング素子Ｑ５とＱ６との中間点と、モータ１０３の各相との間に接続される。電流センサ１１０は、インバータ１１１により交流に変換された電流、及びモータ１０３からインバータ１１１への電流を検出する。
　次に、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に流れる交流電流と各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に流れる電流について、図５～図７を用いて説明する。図５は時間に対する各相に流れる交流電流の特性を示す。ただし、電流がインバータ１１１からモータ１０３へ流れる方向を正とする。図６は、期間ｔ１における、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に流れる電流の向きを説明するための回路図である。図７は、期間ｔ２における、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２に流れる電流の向きを説明するための回路図である。
　各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６が、対応する駆動回路１０９に基づいてオン及びオフ制御され、スイッチング動作することにより図５に示す、三相交流波形の電流が形成される。三相交流は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれに流れる電流波形の位相を１２０度ずらした波形の状態で、各相を流れている。
　図６に示すように、図５の期間ｔ１において、電源線Ｐからスイッチング素子Ｑ１を含む上アームを通りＵ相に向かって流れる電流（Ｉ１）と、電源線Ｎからスイッチング素子Ｑ２を含む下アームを通りＵ相に向かって流れる電流（Ｉ２）とが、交互に繰り返して、インバータ１１１の内部を流れる。また、図５の期間ｔ２において、Ｕ相からスイッチング素子Ｑ１を含む上アームを通り電源線Ｐに向かって流れる電流（Ｉ３）と、Ｕ相からスイッチング素子Ｑ２を含む下アームを通り電源線Ｎに向かって流れる電流（Ｉ４）とが、交互に繰り返して、インバータ１１１の内部を流れる。なお、スイッチング素子Ｑ１を含む上アーム及びスイッチング素子Ｑ２を含む下アームとＵ相との間の電流を説明したが、他のスイッチング素子Ｑ３～Ｑ６を含む上アーム及び下アームとＶ相及びＷ相と間の電流も、図５に示す期間ｔ１及びｔ２とは異なる期間で同様に流れるため、説明を省略する。
　ここで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフの制御を行い、インバータ１１１の内部に三相交流電流を流す場合に、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向又はダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に向かって流れる電流を転流電流と称し、当該転流電流が流れる期間を転流期間と称す。図６及び図７において、転流電流は電流（Ｉ２）及び電流（Ｉ３）に相当し、電流（Ｉ２）及び電流（Ｉ３）が流れる期間が、転流期間に相当する。
　次に、図８を用いて、オン状態のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向電流特性及びダイオードＤ１～Ｄ６の順方向電流特性を説明する。図８は、電圧に対するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向の電流特性及び電圧に対するダイオードＤ１～Ｄ６の順方向の電流特性を示す。マイナスのドレイン電圧は、カソード端子に対してプラスのアノード端子と等価であるため、図８の横軸の電圧表示は、マイナスのドレイン電圧とプラスのアノード電圧を共通させて示している。
　図８に示すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向に流れる電流の大きさと、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流れる電流の大きさとの大小関係が、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の電流特性とダイオードＤ１～Ｄ６の電流特性との交点の電流（Ｉａ）を境に逆転している。すなわち、パワー半導体モジュール１０４の回路に流れる転流電流が閾値となる電流（Ｉａ）（以下、閾値電流（Ｉａ）と称す。）より小さい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにすることで、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向より当該スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向の方に、多くの転流電流が流れる。一方、パワー半導体モジュール１０４の回路に流れる転流電流が閾値電流（Ｉａ）より大きい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにしたとしても、多くの転流電流がダイオードＤ１～Ｄ６の順方向側に流れる。そのため、パワー半導体モジュール１０４の回路に流れる転流電流が閾値電流（Ｉａ）より大きい場合に、転流電流を流すために、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにしたとしても、オンすることで流れる転流電流は少なく、スイッチング動作をする分、スイッチング損失が発生してしまう。
　本例は、以下に詳述するように、パワー半導体モジュール１０４の回路に流れる転流電流の大きさに応じて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフを制御し、転流電流をダイオードＤ１～Ｄ６の順方向及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向に流すこと、又は、転流電流をダイオードＤ１～Ｄ６の順方向のみに流すことを、切り換えるよう制御する。
　なお、電流特性の交点を示す閾値電流（Ｉａ）は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６の物性上、定まる電流値である。例えば、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６にワイドハンドギャップ半導体を用いた場合には、他の半導体を用いた場合に比べて、閾値電流（Ｉａ）を大きくとることができるため、大きな転流電流をスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に流すことができ、ダイオードＤ１～Ｄ６側の損失を抑制することができる。
　また、図８に示す、電圧に対するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向電流特性及び電圧に対するダイオードＤ１～Ｄ６の順方向電流特性は、温度依存性を有している。ここで、図８の双方の特性の交点が閾値電流（Ｉａ）となる時の温度を基準温度とする。そして、パワー半導体モジュール１０４の温度が、基準温度より高い場合の、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の特性及びダイオードＤ１～Ｄ６の特性を図９に示す。図９は、電圧に対するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向の電流特性及び電圧に対するダイオードＤ１～Ｄ６の順方向の電流特性を示す。
　図９に示すように、それぞれの電流特性は、パワー半導体モジュール１０４の温度が基準温度より高くなることにより変化し、双方の特性の交点に相当する閾値電流（Ｉｂ）は、閾値電流（Ｉａ）より小さくなる。
　本例は、以下に詳述するように、ダイオード２０２及びダイオード２０４により検出される、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６の検出温度に応じて、転流期間における、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフを切り換えるための基準値となる閾値電流を設定する。
　以下、本例において、制御回路１０８による制御の内容を説明する。図１０ａ及び図１０ｂは、転流期間における、時間に対するダイオードＤ１～Ｄ６の順方向電流の特性及び時間に対するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向電流特性を示す。
　まず、制御回路１０８は、ＥＣＵ１０７からの指令値に基づいて、駆動回路１０９を介して、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を周期的にオン及びオフさせて、バッテリ１０１の直流電力を交流電力に変換し、インバータ１１１からモータ１０３に対して、図５に示す三相交流を流す。図１０ａ及び図１０ｂに示すように、制御回路１０８からスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６へのゲート信号には、電源線Ｐと電源線Ｎとの間の短絡を防ぐために、上アームのスイッチング素子Ｑ１と下アームのスイッチング素子Ｑ２とを共にオフにするデッドタイムが設けられている。デッドタイムの間には、ダイオードＤ１及びＤ２又はスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の寄生ダイオードに電流が流れる。Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６も同様である為、説明を略する。
　制御回路１０８は、ダイオード２０２及びダイオード２０４から、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の温度及びダイオードＤ１～Ｄ６の温度を検出し、各パワー半導体モジュール１０４の温度を検出する。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の検出温度とダイオードＤ１～Ｄ６の検出温度が異なる場合は、平均温度をパワー半導体モジュールの検出温度としてもよい。
　次に、制御回路１０８は、メモリ１１２のデータを参照し、パワー半導体モジュール１０４の検出温度に対する閾値電流を設定する。メモリ１１２には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向電流特性及びダイオードＤ１～Ｄ６の順方向電流特性の交点に相当する閾値電流（Ｉｂ）と、パワー半導体モジュール１０４の検出温度とを対応づけて記憶している。
　制御回路１０８には、パワー半導体モジュール１０４の基準温度と対応づけて閾値電流（Ｉａ）が予め設定されている。そして、パワー半導体モジュール１０４の検出温度と基準温度と温度差に応じて、制御回路１０８は、メモリ１１２のデータを参照しつつ、閾値電流（Ｉａ）を閾値電流（Ｉｂ）に補正する。基準温度は予め決められた温度であり、例えば本例のインバータ１１１が搭載される車両の環境温度と対応させて設定される。閾値電流（Ｉａ）は、パワー半導体モジュール１０４に搭載されるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６の特性と基準温度とに応じて予め設定される。
　図９に示すように、パワー半導体モジュール１０４の検出温度が高くなる場合には、閾値電流は小さくなるため、検出温度が基準電圧より高い場合には、制御回路１０８は、閾値電流（Ｉａ）を小さくする補正を行う。一方、検出温度が基準電圧より低い場合には、制御回路１０８は、閾値電流（Ｉａ）を大きくする補正を行う。
　そして、制御回路１０８は、電流センサ１１０により、各相の転流電流を検出して、検出された転流電流と閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）とを比較し、比較結果に応じてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフを制御する。検出された転流電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より小さい場合には、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにして、転流電流をスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向及びダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流す。一方、検出された転流電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より大きい場合には、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにして、転流電流をダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流す。
　図１０ａに示すように、デットタイムＤＴにおいて、ダイオードの順方向に流れる電流、言い換えると、パワー半導体モジュール１０４の回路内を流れる転流電流が、閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より小さい場合には、デットタイムＤＴの後に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにすることで、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流れていた転流電流がスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向にも流れる。そして、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向の電流が小さくなり、ダイオードＤ１～Ｄ６の損失が小さくなる。
　一方、図１０ｂに示すように、デットタイムＤＴにおいて、ダイオードの順方向に流れる転流電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より大きい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにしたとしても、転流電流の大半がダイオードの順方向に流れる。そのため、デットタイムＤＴの後、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオフ状態を維持して、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流れていた転流電流は、そのままダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流す。そのため、デットタイムＤＴの後に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を無駄にオンに制御せず、スイッチング損失を抑制することができる。
　上記のように、本例は、パワー半導体モジュール１０４に流れる電流と閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）とを比較する。そして、パワー半導体モジュール１０４に流れる電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より小さい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにして、ダイオードＤ１～Ｄ６の順方向及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向を通電させ、転流電流を流す。また、パワー半導体モジュール１０４に流れる電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より大きい場合には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにして、ダイオードの順方向Ｄ１～Ｄ６を通電させ、転流電流を流す。
　これにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにしても転流電流がスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向に流れ難くなる大電流領域において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにするため、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失を抑制することができる。
　また本例は、ダイオード２０２及びダイオード２０４により、パワー半導体モジュール１０４の温度を検出し、制御部１０８により検出温度に応じて、閾値電流（Ｉｂ）を設定する。これにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６及びダイオードＤ１～Ｄ６の温度変化により、電流特性が変化した場合でも、変化に追随して最適な閾値電流（Ｉｂ）を設定することができるため、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失をより効率的に抑制することができる。
　また本例は、複数のパワー半導体モジュール１０４のうち、一のパワー半導体モジュール１０４に流れる電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より小さい場合には、当該一のパワー半導体モジュール１０４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにし、一のパワー半導体モジュール１０４に流れる電流が閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）より大きい場合には、当該一のパワー半導体モジュール１０４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにする。これにより、転流期間において、一のパワー半導体モジュール１０４に含まれるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフの制御は、他のパワー半導体モジュール１０４に流れる転流電流に応じて行われないため、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失をより効率的に抑制することができる。
　また本例は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６又はダイオードＤ１～Ｄ６をワイドギャップ半導体により形成する。これにより、より多くの転流電流を通電することができる。
　また本例は、インバータ１１１を車両に搭載する。これにより、車両の効率に影響する低電流領域では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにして、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向に転流電流を導通させ、車両の使用環境において、頻度の少ない高電流領域では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにする制御をすることができるため、インバータ１１１の効率を向上させることができる。
　なお本例は、電流センサ１１０により転流電流を検出するが、ＥＣＵ１０７から制御部１０８への指令値に基づき、転流電流を算出してもよい。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作は、ＥＣＵ１０７からの指令値に基づいて行われ、転流電流は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング周期及びオン及びオフのデューティー比等により予め決まる。そのため、制御部１０８は、電流センサ１１０を用いずに、当該指令値に基づいて転流電流を算出すればよい。
　なお本例において、パワー半導体モジュール１０４にＭＯＳＦＥＴ２０１及びダイオード２０３をそれぞれ１つずつ搭載するが、それぞれ複数であってもよい。
　また本例において、ダイオード２０２及びダイオード２０４を用いて、パワー半導体モジュール１０４の温度を検出し、検出温度に応じて閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）を補正するが、必ずしも検出温度に応じて閾値電流（Ｉａ又はＩｂ）を補正する必要はない。
　なお本例において、制御回路１０８は、パワー半導体モジュール１０４の検出温度が高くなるにつれて閾値電流（Ｉａ）を小さく、パワー半導体モジュール１０４の検出温度が低くなるにつれて閾値電流（Ｉａ）を大きくするよう、閾値電流（Ｉａ）を補正してもよい。
　上記パワー半導体モジュール１０４は本発明に係る「変換回路」及び「変換手段」に相当し、上記スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は本発明に係る「スイッチング手段」に相当し、上記ダイオードＤ１～Ｄ６は本発明に係る「整流手段」に相当し、上記ダイオード２０２及びダイオード２０４は本発明に係る「温度検出部」に相当し、上記制御回路１０８は本発明に係る「制御部」及び「制御手段」に相当し、上記メモリ１１２は本発明に係る「記憶部」に相当し、上記電流センサ１１０は本発明に係る「温度検出部」に相当する。
《第２実施形態》
　図１１は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置に含まれるスイッチング素子及びダイオードの特性を示すグラフである。本例では上述した第１実施形態に対して、設定される閾値電流が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。
　図１１において、実線は損失に対するスイッチング素子及びダイオードの電流特性をそれぞれ示し、破線は電圧に対するスイッチング素子及びダイオードの電流特性をそれぞれ示す。
　図１１に示すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向とダイオードＤ１～Ｄ６の順方向にそれぞれ同じ大きさの電流を流す場合において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失の大きさと、ダイオードＤ１～Ｄ６の損失の大きさとの大小関係が、それぞれの特性の交点に相当する電流（Ｉｃ）（以下、閾値電流（Ｉｃ）と称す。）を境に逆転している。また閾値電流（Ｉｃ）の大きさは、閾値電流（Ｉａ）の大きさより小さくなる。
　一般的に半導体スイッチで発生する損失には、電流通電状態で発生する損失に加えて、オン及びオフのスイッチングにより発生するスイッチング損失が加わる。そして、当該スイッチング損失とは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を逆方向に導通及び非導通させるためにゲートをオン及びオフさせる際の損失である。
　そのため、電圧に対するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向電流特性とダイオードＤ１～Ｄ６の順方向電流特性との交点に相当する電流（Ｉａ）より小さい電流で、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失特性がダイオードＤ１～Ｄ６の損失特性を逆転する。
　パワー半導体モジュール１０４に流れる転流電流が閾値電流（Ｉｃ）より高く閾値電流（Ｉａ）より低い時に、第１実施形態と同様に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにした場合について、説明する。かかる場合に、第１実施形態で説明した通り、転流電流はダイオードＤ１～Ｄ６の順方向よりもスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向に多く流れる。一方で、図１１に示すように、閾値電流（Ｉａ）から閾値電流（Ｉｃ）の間の転流電流においては、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の損失がダイオードＤ１～Ｄ６の損失より大きくなる。すなわち、損失が大きい方であるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に転流電流を流していることになるため、インバータ１１１の効率が低下する。
　本例は、閾値電流（Ｉａ）の代わりに閾値電流（Ｉｃ）を用いて、転流期間において、転流電流と閾値電流（Ｉｃ）との比較結果に応じて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン及びオフの制御を行う。
　すなわち、制御回路１０８は、電流センサ１１０により、各相の転流電流を検出して、検出された転流電流と閾値電流（Ｉｃ）とを比較する。検出された転流電流が閾値電流（Ｉｃ）より小さい場合には、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオンにして、転流電流をスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆方向及びダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流す。一方、検出された転流電流が閾値電流（Ｉｃ）より大きい場合には、制御回路１０８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフにして、転流電流をダイオードＤ１～Ｄ６の順方向に流す。
　これにより、転流電流が閾値電流（Ｉｃ）から閾値電流（Ｉａ）の間の値である場合に、デットタイムの後に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオフの状態のままにするため、スイッチング損失を抑制することができ、インバータ１１１の効率を向上させることができる。
　上記のように、２つの実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
　本出願は、２０１０年７月２６日に出願された日本国特許願第２０１０－１６６８０２号に基づく優先権を主張しており、この出願の内容が参照により本発明の明細書に組み込まれる。
　本発明の一態様に係わる電力変換装置及び電力変換方法によれば、変換回路に流れる電流が閾値電流より小さい場合にはスイッチング素子をオンにし、変換回路に流れる電流が閾値電流より大きい場合にはスイッチング素子をオフにする。これにより、ダイオードに流れていた電流を十分にスイッチング素子の逆方向に流すことができない、高電流領域において、スイッチング素子をオフの状態にするため、当該高電流領域におけるスイッチング素子の損失を抑制することができる。したがって、本発明の一態様に係わる電力変換装置及び電力変換方法は、産業上利用可能である。
１０１…バッテリ
１０２…コンデンサ
１０３…モータ
１０４、１０４１～１０４６…パワー半導体モジュール
１０７…電子制御ユニット（ＥＣＵ）
１０８…制御回路
１０９…駆動回路
１１０…電流センサ
１１１…インバータ
１１２…メモリ
２０１…ＭＯＳＦＥＴ
２０２…ダイオード
２０３…ダイオード
２０４…ダイオード
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６…ダイオード

Claims (12)

  1. 　双方向に通電可能なスイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続されたダイオードとを有する変換回路と、
    　前記スイッチング素子のオン及びオフを制御し、直流電力を交流電力に変換する制御部とを備え、
    　前記制御部は、
    　　前記変換回路に流れる電流のうち転流期間に流れる転流電流が閾値電流より小さい場合には、前記スイッチング素子をオンにし、前記ダイオードの順方向及び前記スイッチング素子の逆方向に通電させ、
    　　前記変換回路に流れる電流のうち転流期間に流れる転流電流が前記閾値電流より大きい場合には、前記スイッチング素子をオフにし、前記ダイオードの順方向に通電させる
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記変換回路の温度を検出する温度検出部をさらに備え、
    前記制御部は、前記温度検出部の検出温度に応じて、前記閾値電流を設定する
    　ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記スイッチング素子における電圧に対する逆方向電流の特性と、前記ダイオードにおける電圧に対する順方向電流の特性との交点に相当する電流を前記閾値電流に設定することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記スイッチング素子における損失に対する逆方向電流の特性と、前記ダイオードにおける損失に対する順方向電流の特定との交点に相当する電流を前記閾値電流に設定することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、前記検出温度が所定の基準温度より高い場合には、前記閾値電流を所定の基準電流より小さくすることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  6. 　前記検出温度と前記閾値電流とを対応づけて記憶する記憶部をさらに備えることを特徴とする請求項２または５記載の電力変換装置。
  7. 　複数の前記変換回路を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数の変換回路のうち、一の変換回路に流れる転流電流が前記閾値電流より小さい場合には、前記一の変換回路のスイッチング素子をオンにし、前記一の変換回路のダイオードの順方向及び前記一の変換回路のスイッチング素子の逆方向に通電させ、
    　前記一の変換回路に流れる転流電流が前記閾値電流より大きい場合には、前記一の変換回路のスイッチング素子をオフにし、前記一の変換回路のダイオードの順方向に通電させる
    　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記変換回路に流れる電流を検出する電流検出部をさらに備え、
    　前記制御部は、前記電流検出部により検出された転流電流と前記閾値電流とを比較し、比較結果に応じて前記スイッチング素子のオン及びオフを制御する
    　ことを特徴とする請求項１～７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御部は、
    　前記変換回路の出力指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御し、
    　前記出力指令値に基づいて前記変換回路に流れる電流を算出し、
    　算出された前記変換回路に流れる転流電流と前記閾値電流とを比較し、比較結果に応じて前記スイッチング素子のオン及びオフを制御する
    　ことを特徴とする請求項１～７のいずれ一項に記載の電力変換装置。
  10. 　少なくとも前記スイッチング素子又は前記ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体で形成されることを特徴とする請求項１～９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 　双方向に通電可能なスイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続されたダイオードとを有する変換回路を制御することにより、直流電力を交流電力に変換する電力変換方法において、
    　前記変換回路に流れる電流のうち転流期間に流れる転流電流が閾値電流より小さい場合には、前記スイッチング素子をオンにし、前記ダイオードの順方向及び前記スイッチング素子の逆方向に通電させる工程と、
    　前記変換回路に流れる電流のうち転流期間に流れる転流電流が前記閾値電流より大きい場合には、前記スイッチング素子をオフにし、前記ダイオードの順方向に通電させる工程とを含む
    　ことを特徴とする電力変換方法。
  12. 　双方向に通電可能なスイッチング手段と、前記スイッチング手段に並列に接続された、一方向のみに通電可能な整流手段とを有する変換手段と、
    　前記スイッチング手段のオン及びオフを制御し、直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    　前記制御手段は、
    　　前記変換手段に流れる電流のうち転流期間に流れる転流電流が閾値電流より小さい場合には、前記スイッチング手段をオンにし、前記整流手段の順方向及び前記スイッチング手段の逆方向に通電させ、
    　　前記変換手段に流れる電流のうち転流期間に流れる転流電流が前記閾値電流より大きい場合には、前記スイッチング手段をオフにし、前記整流手段の順方向に通電させる
    　ことを特徴とする電力変換装置。
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