WO2011065406A1 - 交流電動機の駆動制御装置及び基準磁束演算装置 - Google Patents

交流電動機の駆動制御装置及び基準磁束演算装置 Download PDF

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WO2011065406A1
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delta
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reference magnetic
torque
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アハマッド ガデリー
賢 菅井
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株式会社豊田中央研究所
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Definitions

  • the present invention relates to seamless single mode control of an AC motor (AC motor).
  • a configuration is known in which an AC motor as a drive source mounted on a hybrid vehicle or an electric vehicle is driven and controlled by appropriately switching a control mode.
  • a method for switching between two control modes there are a method for switching between two control modes and a method for switching between three control modes.
  • normal PWM control is performed in the low rotation range
  • rectangular wave control is performed in the high rotation range.
  • an overmodulation control mode is used in addition to these control modes.
  • the sine wave control mode with a modulation rate of 1 or less, the overmodulation control mode with a modulation rate exceeding 1 and the rectangular wave control mode are sequentially switched from the region where the rotation speed and torque are small.
  • 20A to 20C schematically show these three control modes.
  • a sinusoidal output voltage command value is generated with an amplitude equal to or smaller than the amplitude of the triangular wave in the PWM control based on the triangular wave comparison, and converted into a PWM signal.
  • overmodulation control mode a sinusoidal output voltage command value is generated with an amplitude exceeding the amplitude of the triangular wave and converted into a PWM signal.
  • the rectangular wave control mode (c) a rectangular wave signal having a ratio between the high level period and the low level period of 1: 1 is generated.
  • the motor can be controlled with good responsiveness, and smooth rotation can be obtained even in the low-rotation region.
  • the rectangular wave control mode in the high-rotation high-torque region the voltage utilization factor of the DC power supply is improved, the output in the high-rotation region is improved, and the occurrence of copper loss and switching loss are suppressed, resulting in energy efficiency.
  • Can be improved see Patent Documents 1 and 2). These three control modes are sequentially switched according to the rotational speed and the output torque while referring to a control mode setting map prepared in advance and stored in the memory.
  • DTC direct torque control
  • SPM space vector modulation
  • an object of the present invention is to provide a drive control device and a reference magnetic flux calculation device capable of seamlessly driving and controlling an AC motor without switching control modes.
  • the present invention relates to a drive control device for an AC motor, and includes basic coefficient calculation means for calculating a basic coefficient in accordance with a torque error between a reference torque and a current torque, and a speed of the AC motor, and non-switching using the basic coefficient.
  • Delta calculation means for calculating an angle Delta that defines a region; reference magnetic flux locus calculation means for calculating a maximum reference magnetic flux and a minimum reference magnetic flux according to the angle Delta and the reference magnetic flux; a torque error between the reference torque and the current torque; Switching pattern calculation for selecting the output voltage vector of the inverter that drives the AC motor according to the maximum reference magnetic flux and the minimum reference magnetic flux calculated according to the magnetic flux error between the reference magnetic flux and the current magnetic flux, the phase angle of the magnetic flux, and the angle Delta Means.
  • a torque compensation means for correcting a reference torque so as to compensate for a torque decrease corresponding to the angle Delta.
  • the delta calculation means calculates the angle Delta so as to sequentially increase from 0 degrees to 60 degrees as the basic coefficient increases according to the basic coefficient.
  • the switching pattern calculation means is configured to perform the non-switching in which a current magnetic flux is between the maximum reference magnetic flux and the minimum reference magnetic flux, and the phase angle is defined by the angle Delta. If the current output voltage vector is within the region and the current output voltage vector is not a zero vector, the current output voltage vector is maintained without switching, and the current magnetic flux is not between the maximum reference magnetic flux and the minimum reference magnetic flux, or the When the phase angle is not within the non-switching region defined by the angle Delta, or when the current output voltage vector is a zero vector, the output voltage vector is selected according to a preset switching pattern table.
  • the reference magnetic flux locus calculating means calculates an offset that is a deviation between an angle of a theoretical reference magnetic flux locus corresponding to the switching timing of the output voltage vector of the inverter and an actual angle, and the offset And a reference magnetic flux correction unit that corrects the reference magnetic flux.
  • the present invention is a reference magnetic flux calculation device used for a drive device of an AC motor, a basic coefficient calculation means for calculating a basic coefficient according to a torque error between a reference torque and a current torque, and a speed of the AC motor, Delta calculation means for calculating an angle Delta that defines the non-switching region using the basic coefficient, and a deviation between the angle of the theoretical reference magnetic flux locus corresponding to the switching timing of the output voltage vector of the inverter and the actual angle.
  • An offset calculation unit that calculates an offset, a center position correction unit that corrects the center position of the angle Delta using the offset, and an angle ⁇ that calculates the angle ⁇ between the center position of the corrected angle Delta and the phase angle And calculating the reference magnetic flux by cos (Delta / 2) / cos ( ⁇ ), using the angle ⁇ and the angle Delta. And correcting the reference flux.
  • a switching pattern table set in advance as in the conventional DCT is used, and the output voltage vector of the inverter is not sequentially switched according to the torque error or the magnetic flux error, but the non-switching area Delta is set.
  • the angle Delta is calculated from the basic coefficient of the inverter, and continuously changes from 0 degrees to 60 degrees according to the basic coefficient.
  • the basic coefficient is calculated based on the torque error and the speed of the AC motor. Since the output voltage vector is maintained in the region of the angle Delta, the magnetic flux locus varies from a circular shape with a constant magnetic flux as in the conventional DCT.
  • the magnetic flux locus is circular as in the conventional case, but continuously changes to a hexagon as Delta increases.
  • the inverter voltage continuously changes from a high frequency pattern to a rectangular pattern. Thereby, seamless driving without switching the control mode is possible.
  • the torque compensator can be compensated for by correcting the reference (target) torque in accordance with the angle Delta using the torque compensator.
  • the AC motor can be driven and controlled seamlessly without switching the control mode.
  • the inverter voltage smoothly changes from the high frequency pattern to the rectangular pattern, torque fluctuation can be suppressed.
  • the torque is directly controlled as in the conventional DTC, the response is quick.
  • trajectory in case of Delta 20 degree
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of S (1) to S (6) regions on a dq plane and a conventional magnetic flux locus. It is a figure which shows an example of the switching pattern table. It is explanatory drawing of the conventional control mode. It is a conceptual block diagram of a reference
  • FIG. 27 is a partially enlarged view of FIG. 26. It is magnetic flux locus
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an AC motor drive control apparatus according to this embodiment. Definitions of symbols in FIG. 1 are as follows. ⁇ r: motor speed ⁇ r * : reference (target) motor speed Te * : reference (target) torque Te: motor torque ⁇ * : reference (target) magnetic flux ⁇ Te: torque error ⁇ : magnetic flux error dTe: quantized torque signal d ⁇ : quantum Magnetic flux signal ⁇ s: Phase angle ⁇ r: Rotor angle ⁇ c: Crossover speed ⁇ max * : Maximum reference (target) magnetic flux ⁇ min * : Minimum reference (target) magnetic flux Delta: Non-switching region angle
  • the configuration block diagram of FIG. 1 is based on the DTC configuration block diagram, and is modified by adding several functional blocks.
  • Both the reference (target) motor speed ⁇ r * and the motor speed ⁇ r are supplied to the differentiator 10.
  • the difference unit 10 calculates the difference between ⁇ r * and ⁇ r, and outputs the difference to the PI unit 12 as an error of ⁇ r with respect to ⁇ r * .
  • the PI unit 12 proportionally integrates the error, calculates a reference (target) torque Te *, and outputs it to the torque compensator 14.
  • the torque compensator 14 corrects the reference (target) torque Te * using the angle Delta of the non-switching area calculated by the Delta calculating unit 36 and outputs the corrected reference (target) torque Te * to the differentiator 16.
  • the differentiator 16 calculates the difference between the corrected (compensated) reference (target) torque Te * (Tcom) and the torque Te, and the torque Te with respect to the compensated reference (target) torque Te * .
  • Error ⁇ Te is output to the torque comparator 18.
  • the motor speed ⁇ r is supplied to the magnetic flux calculator 11.
  • the magnetic flux calculation unit 11 calculates a reference (target) magnetic flux ⁇ * corresponding to the motor speed ⁇ r using a map prepared in advance, and outputs it to the differentiator 20.
  • the difference unit 20 calculates the difference between the reference (target) magnetic flux ⁇ * and the magnetic flux ⁇ and outputs the difference to the magnetic flux comparator 22 as an error ⁇ of the magnetic flux ⁇ with respect to the reference (target) magnetic flux ⁇ * .
  • the torque comparator 18 is a hysteresis comparator that calculates a ternary quantized torque signal dTe based on the torque error ⁇ Te and the torque hysteresis ⁇ Te *, and outputs the quantized torque signal dTe to the switching pattern calculator 24.
  • the magnetic flux comparator 22 is a hysteresis comparator that calculates a binary quantized magnetic flux signal d ⁇ based on the magnetic flux error ⁇ , the maximum reference magnetic flux ⁇ max, and the minimum reference magnetic flux ⁇ min. Output to the device 24.
  • the switching pattern calculator 24 corresponds to the quantized torque signal dTe from the torque comparator 18, the quantized magnetic flux signal d ⁇ from the magnetic flux comparator 22, and the phase angle ⁇ s using a switching pattern table created and stored in advance.
  • a voltage vector is selected and supplied to the inverter 26.
  • the inverter 26 is switching-controlled based on a signal from the switching pattern calculator 24 and drives a motor (IPM) 28.
  • the rotor angle ⁇ r and the motor speed ⁇ r of the motor 28 are respectively detected by sensors and supplied to the evaluator 30.
  • the evaluator 30 evaluates the magnetic flux ⁇ , the torque Te, and the phase angle ⁇ s based on these signals.
  • Torque Te is supplied to the differentiator 16, and magnetic flux ⁇ is supplied to the differentiator 20.
  • the torque Te is supplied to the inverter voltage basic component calculator 34 together with the reference torque Te * , the motor speed ⁇ r, and the crossover speed ⁇ c.
  • the basic component calculator 34 of the inverter voltage has a differencer and a proportional integrator, calculates a difference between the torque Te and the reference torque Te *, and proportionally integrates the error with the proportional integrator.
  • the reference magnetic flux locus calculator 32 calculates the reference magnetic flux locus using the angle Delta from the delta calculator 36, the phase angle ⁇ s, and the reference magnetic flux ⁇ * . That is, unlike the normal DTC, in this embodiment, the reference magnetic flux trajectory is not constant and varies, and the maximum reference magnetic flux ⁇ max * and the minimum reference magnetic flux ⁇ min * depend on the angle Delta, the phase angle ⁇ s, and the reference magnetic flux ⁇ * . To be determined adaptively. Maximum reference flux of the reference flux trajectory obtained by calculating Pusaimax * and minimum reference flux Pusaimin * is supplied to the magnetic flux comparator 22.
  • the magnetic flux comparator 22 calculates the quantized magnetic flux signal d ⁇ by using the maximum reference magnetic flux ⁇ max * and the minimum reference magnetic flux ⁇ min * as the threshold value of the hysteresis loop (any one of 1 and ⁇ 1). Quantize to level). That is, “1" when the magnetic flux error ⁇ is Pusaimax * greater than, when flux error ⁇ is Pusaimin * smaller quantizes the level of "-1", flux error ⁇ is between Pusaimin * and Pusaimax * In some cases, it is quantized to a level of “1” or “ ⁇ 1” depending on the previous state.
  • FIG. 17 shows these eight types of voltage vectors. That is, v0 (000), v1 (100), v2 (110), v3 (010), v4 (011), v5 (001), v6 (101), and v7 (111). Among these, v0 (000) and v7 (111) are zero vectors, and the others are non-zero vectors.
  • the magnetic flux vector is expressed as an integral of the voltage vector. If the voltage drop is small, the magnetic flux trajectory points toward the inverter voltage vector.
  • the magnetic flux moves at a speed proportional to the output voltage. In the case of a zero vector, the moving speed is very small and can be regarded as approximately zero. Therefore, the magnetic flux moves along a specific locus by appropriately selecting the voltage vector.
  • the voltage vector is selected so that the error ⁇ between the reference (target) magnetic flux ⁇ * and the current magnetic flux is within an allowable range. The selection of the voltage vector depends not only on the magnitude of the error but also on the direction of the magnetic flux ⁇ .
  • FIG. 18 shows an example of the magnetic flux trajectory.
  • the dq plane composed of the d-axis and the q-axis has six regions S (1) to S ( 6).
  • the voltage vector v3 (010) may be selected in order to rotate the magnetic flux ⁇ counterclockwise.
  • the voltage vector v4 (011) may be selected in order to rotate the magnetic flux ⁇ counterclockwise.
  • the magnetic flux error ⁇ and torque error ⁇ Te are easily quantized using binary and ternary hysteresis comparators. Torque error ⁇ Te is quantized to either 1 or ⁇ 1 using a binary hysteresis comparator, and magnetic flux error ⁇ is quantized to either 1, 0, or ⁇ 1 using a ternary hysteresis comparator. .
  • the magnetic flux error ⁇ quantized by the hysteresis comparator is H ⁇
  • the quantized torque error ⁇ Te is HTe
  • FIG. 19 shows an example of the switching pattern table of the inverter 26.
  • v2 (110) is selected as the voltage vector.
  • v4 (011) is selected as the voltage vector.
  • the output voltage vector of the inverter is selected using the angle Delta of the non-switching region.
  • the voltage vector is selected using the switching pattern table of FIG. That is, H ⁇ and HTe are switched by selecting a voltage vector according to d ⁇ , dTe, and S (i) as d ⁇ and dTe in the present embodiment, respectively.
  • H ⁇ and HTe are switched by selecting a voltage vector according to d ⁇ , dTe, and S (i) as d ⁇ and dTe in the present embodiment, respectively.
  • any of the above (1) to (3) is determined as YES, that is, the magnetic flux ⁇ is between the minimum reference magnetic flux ⁇ min * and the maximum reference magnetic flux ⁇ max * , and the phase angle is within Delta
  • control is performed so that the voltage vector is maintained as it is without switching. It is understood that when the phase angle is within Delta, the voltage vector is maintained as it is without switching, so that the magnetic flux trajectory changes from a circular shape instead of controlling the magnetic flux ⁇ to be constant as in the prior art.
  • FIG. 4 shows a reference magnetic flux locus in the present embodiment controlled as described above.
  • Delta is a non-switching area
  • 60-Delta indicates a remaining area that is not Delta out of 60 degrees.
  • the voltage vector is maintained without being switched, so that the magnetic flux trajectory is not constant and varies.
  • the reference magnetic flux locus changes from a circular shape to a hexagonal shape.
  • HF high frequency switching
  • FIG. 6 shows changes in the waveform of the inverter voltage.
  • FIG. 7 shows how the magnetic flux trajectory changes according to the Delta in the present embodiment with respect to the magnetic flux trajectory in the conventional DCT.
  • FIG. 7A shows a magnetic flux locus in the conventional DCT. The magnetic flux trajectory is circular and constant.
  • FIGS. 7B, 7C, and 7D show magnetic flux trajectories when Delta is sequentially increased from 0 degrees to 60 degrees.
  • FIG. 7E shows a weak magnetic field region.
  • Delta gradually increases from 0 degrees to 60 degrees as the basic coefficient fc increases.
  • the basic coefficient fc is small in the low speed range, the Delta is also small according to this, for example, the magnetic flux trajectory of FIGS. 7 (a) and 7 (b).
  • the basic coefficient fc also increases, and the Delta also increases accordingly, resulting in the magnetic flux trajectory of FIGS. 7C and 7D.
  • Delta is small
  • the phase angle does not exist within Delta and often exists in the 60-Delta region, and voltage vectors are switched using a switching table.
  • Delta increases, the phase angle exists in Delta, and switching using the switching table is not performed, and the voltage vector is maintained as it is.
  • the inverter voltage operates so as to continuously change from high-frequency switching to a rectangular shape in accordance with the change of Delta.
  • the torque compensator 14 compensates for this torque decrease, and compensates for the insufficient torque by correcting the reference torque Te according to the Delta calculated by the delta calculator 36.
  • the compensation torque is set to increase as Delta increases (see FIG. 3). The compensation torque is supplied to the differentiator 16.
  • the inverter switching pattern changes continuously in response to this. Therefore, the inverter voltage changes smoothly from the high frequency pattern to the rectangular pattern, and torque fluctuation can be suppressed. This is because torque fluctuation occurs at the time of mode switching, but in this embodiment, it operates in a single mode. Since the driving method of the present embodiment is a single mode, it is simpler than a driving method for switching between a plurality of conventional modes. Moreover, in this embodiment, since a torque and magnetic flux are directly calculated, calculation is easy. Further, in this embodiment, since the torque is directly controlled, there is an advantage that the response is quick.
  • FIG. 12A shows the time change of the motor torque and the load torque.
  • Reference numeral 100 indicates the motor torque
  • reference numeral 200 indicates the load torque.
  • FIG. 12B shows the change in the motor speed over time.
  • FIG. 12C shows a change in magnetic flux over time.
  • FIG. 13 shows an inverter switching pattern corresponding to a change in motor speed. As the motor speed increases, the switching pattern changes seamlessly.
  • 14 to 16 show changes in the magnetic flux trajectory and the inverter voltage, respectively. From the simulation results, it can be seen that seamless control in a single mode is possible over the entire speed range by the driving method of the present embodiment.
  • the reference magnetic flux locus calculator 32 calculates the reference magnetic flux locus using the angle Delta, the phase angle ⁇ s, and the reference magnetic flux ⁇ * from the delta calculator 36 as described above, and the maximum reference magnetic flux ⁇ max * and the minimum
  • the reference magnetic flux locus calculator 32 determines the maximum reference magnetic flux ⁇ max * and the minimum reference magnetic flux ⁇ min * in consideration of such an offset.
  • the reference flux trajectory calculator 32 generates a reference flux [psi * new standard flux considering offset from Pusainew *, the new standard flux Pusainew * maximum reference flux from Pusaimax * and minimum reference flux Pusaimin * It is preferable to generate.
  • FIG. 21 shows a conceptual block diagram of a reference magnetic flux locus calculation unit 32a constituting the reference magnetic flux locus calculator 32 in this case.
  • the reference magnetic flux locus calculation unit 32a is supplied with the angle Delta, the phase angle ⁇ s, and the reference magnetic flux ⁇ * from the delta calculator 36.
  • the reference magnetic flux locus calculation unit 32a calculates an offset from these physical quantities, and generates a new reference magnetic flux ⁇ new * using the calculated offset.
  • FIG. 22 shows a detailed block diagram of the reference magnetic flux locus calculation unit 32a.
  • the reference magnetic flux locus calculation unit 32a includes a theoretical Delta center calculator 32b, an offset evaluator 32c, an adder 32d, an ⁇ calculator 32e, and a magnetic flux ⁇ new * calculator 32f.
  • the theoretical Delta center calculator 32b calculates and outputs a theoretical Delta center angle from the phase angle ⁇ s.
  • the offset evaluator 32c calculates and outputs an offset from the phase angle ⁇ s and the reference magnetic flux ⁇ * .
  • the adder 32d calculates and outputs the actual Delta center by adding the theoretical Delta center calculated by the theoretical Delta center calculator 32b and the offset evaluated by the offset evaluator 32c.
  • the ⁇ calculator 32e calculates ⁇ from the actual Delta center and the phase angle ⁇ s and outputs it. Where ⁇ is defined as the angle between the actual Delta center and the phase angle ⁇ s.
  • the magnetic flux ⁇ * new calculator 32f calculates and outputs a new reference magnetic flux ⁇ new * based on the calculated ⁇ , the angle Delta calculated by the delta calculator 36, and the reference magnetic flux ⁇ * .
  • the angle Delta 60 degrees
  • the reference magnetic flux changes from a circular shape to a hexagonal shape.
  • the hexagonal vertex should correspond to 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees, 210 degrees, 270 degrees, and 330 degrees, respectively, corresponding to the switching mode of FIG. Because of this, the actual magnetic flux trajectory deviates from these angles.
  • FIG. 24 shows a magnetic flux locus when the inverter 26 is driven without considering this when an offset due to a switching error occurs.
  • the magnetic flux trajectory is a hexagon, but since there is an offset, extra switching occurs and the hexagon cannot be maintained, and the drive efficiency of the inverter 26 decreases. Therefore, in the present embodiment, accurate control is possible by compensating for such a deviation, that is, an offset.
  • FIG. 25 shows a detailed block diagram of the offset evaluator 32c.
  • the offset evaluator 32c includes a magnetic flux sector calculator 32g, a lookup table 32h, an actual angle calculator 32i, and an adder 32j.
  • the magnetic flux sector calculator 32g calculates the magnetic flux sector from the phase angle ⁇ s.
  • the magnetic flux sector is a sector when 360 degrees is divided into six equal parts. For example, 0 to 60 degrees is set as a first sector, and 60 to 120 degrees is set as a second sector. It is determined in which sector the phase angle ⁇ s is included, and the sector number n is output.
  • the lookup table 32h holds the theoretical angle of the reference magnetic flux for each sector in advance as a table, and outputs the theoretical angle corresponding to the sector number n.
  • sector number n 1, that is, the theoretical angle of the first sector is 30 degrees or the like.
  • the actual angle calculator 32i calculates the angle of the actual reference magnetic flux from the phase angle ⁇ s and the reference magnetic flux ⁇ * .
  • A
  • Actual angle tan -1 (B / A) Is calculated by However, ⁇ (k) * is the current reference magnetic flux, and ⁇ (k ⁇ 1) * is the previous reference magnetic flux. Similarly, ⁇ s (k) represents the current phase angle, and ⁇ s (k ⁇ 1) represents the previous phase angle.
  • the adder 32j calculates an offset by calculating a difference between the theoretical angle and the actual angle.
  • the theoretical angle is 30 degrees
  • Offset 30 degrees-tan -1 (B / A) To calculate the offset.
  • the center of the angle Delta is corrected by the adder 32d using this offset, and ⁇ is calculated by the alpha calculator 32e.
  • FIG. 26 and 27 show the relationship between the Delta center and the angle ⁇ .
  • FIG. 26 shows changes in the reference magnetic flux when the reference magnetic flux locus shown in FIG. 4 is developed as the phase angle on the horizontal axis and the reference magnetic flux on the vertical axis.
  • FIG. 27 is a partially enlarged view of the phase angle from 30 degrees to 90 degrees in FIG.
  • the reference magnetic flux is constant in the Delta region, and the reference magnetic flux varies in the 60-Delta region.
  • the Delta center is 60 degrees, but in actuality, an offset occurs and the Delta center deviates from 60 degrees.
  • the actual Delta center is the theoretical Delta center + offset calculated by the adder 32d.
  • the alpha calculator 32e uses the actual Delta center and the phase angle ⁇ s to determine the angle ⁇ between them.
  • the magnetic flux ⁇ new * calculator 32f calculates a new reference magnetic flux ⁇ new * using ⁇ , the reference magnetic flux ⁇ *, and the angle Delta.
  • ⁇ new * ⁇ cos (Delta / 2) / cos ( ⁇ ) ⁇ ⁇ ⁇ * Calculated by
  • the inverter 26 is controlled using the new reference magnetic flux ⁇ new * in consideration of the offset.
  • FIG. 28 shows a simulation result of the present embodiment.
  • a voltage vector is selected using 19 switching pattern tables.
  • the reference magnetic flux ⁇ new * changes without switching.
  • the present invention is not limited to this, and for example, using space vector modulation (SVM).
  • SVM space vector modulation
  • the present invention can be similarly applied to a DTC system (DTC-SVM) and a DTC (DTC-CSF) using a constant switching frequency (CSF).

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御する装置。基本コンポーネント演算器３４は、トルク誤差等に応じて基本係数を演算する。デルタ演算器３６は、基本係数に応じ、基本係数が増加するに従って０度から６０度まで順次増加するように非切替領域の角度Ｄｅｌｔａを演算する。基準磁束軌跡演算器３２は、角度Ｄｅｌｔａを用いて基準磁束の軌跡を演算し、最大基準磁束ψｍａｘ＊及び最小基準磁束ψｍｉｎ＊を演算する。切替パターン演算部２４は、磁束がψｍａｘ＊とψｍｉｎ＊との間にあり、位相角がＤｅｌｔａ内のときにはインバータ２６の出力電圧ベクトルを切り替えることなく維持する。これにより、インバータ電圧が高周波スイッチングから矩形形状にシームレスに変化していく。

Description

交流電動機の駆動制御装置及び基準磁束演算装置
　本発明は交流モータ（ＡＣモータ）のシームレスなシングルモード制御に関する。
　ハイブリッド車両や電気自動車に搭載される駆動源としての交流電動機を、制御モードを適宜切り替えて駆動制御する構成が知られている。例えば、２つの制御モードを切り替える方法、あるいは３つの制御モードを切り替える方法がある。２つの制御モードを切り替える方法では、低回転域では通常のＰＷＭ制御を行い、高回転域では矩形波制御を行う。３つの制御モードを切り替える方法では、これらの制御モードに加え、過変調制御モードが用いられる。回転数及びトルクが小さい領域から順に、変調率が１以下の正弦波制御モード、変調率が１を超える過変調制御モード、矩形波制御モードに順に切り替える。
　図２０（ａ）～（ｃ）に、これら３つの制御モードを模式的に示す。（ａ）の正弦波制御モードでは、三角波比較によるＰＷＭ制御における三角波の振幅以下の振幅で正弦波状の出力電圧指令値を生成してＰＷＭ信号に変換する。（ｂ）の過変調制御モードでは、三角波の振幅を超えた振幅で正弦波状の出力電圧指令値を生成してＰＷＭ信号に変換する。（ｃ）の矩形波制御モードでは、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波信号を生成する。低回転低トルク領域において正弦波制御モードを用いることで、電動機を応答性良く制御するとともに、低回転域であっても滑らかな回転を得ることができる。また、高回転高トルク領域において矩形波制御モードを用いることで、直流電源の電圧利用率を向上させて高回転域での出力を向上させるとともに、銅損の発生やスイッチング損失を抑えてエネルギ効率を向上させることができる（特許文献１，２参照）。これら３つの制御モードは、予め用意されメモリに記憶された制御モード設定用マップを参照しつつ、回転数及び出力トルクに応じて順次切り替えられる。
特開２００９－１６５３２６号公報 特開２００８－２５３０００号公報
　しかしながら、回転数及び出力トルクに応じて３つの制御モードを切り替える方法は、これを実現するための装置構成が比較的複雑なものとなる。また、ある制御モードから次の制御モードに切り替える際に、トルク変動が生じ得る。さらに、交流モータを制御する方法として、磁束とトルクを直接かつ独立に制御するダイレクトトルクコントロール（ＤＴＣ）が知られているが、このＤＴＣに比べてトルクレスポンスが相対的に低い。
　なお、交流電動機の駆動制御として、空間ベクトル変調（ＳＰＭ）も提案されているが、基準電圧を生成するためにリアルタイムで複雑な方程式を解かなくてはならない、より多くの電動機パラメータに依存する等の問題がある。
　本発明の目的は、上記の課題に鑑み、制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる駆動制御装置及び基準磁束演算装置を提供することにある。
　本発明は、交流電動機の駆動制御装置であって、基準トルクと現在トルクのトルク誤差、及び交流電動機の速度に応じて基本係数を演算する基本係数演算手段と、前記基本係数を用いて非切替領域を規定する角度Ｄｅｌｔａを演算するデルタ演算手段と、前記角度Ｄｅｌｔａと基準磁束に応じて最大基準磁束及び最小基準磁束を演算する基準磁束軌跡演算手段と、基準トルクと現在トルクとのトルク誤差、基準磁束と現在磁束の磁束誤差、磁束の位相角、及び前記角度Ｄｅｌｔａに応じて演算された最大基準磁束及び最小基準磁束に応じて交流電動機を駆動するインバータの出力電圧ベクトルを選択する切替パターン演算手段とを備えることを特徴とする。
　本発明の１つの実施形態では、さらに、前記角度Ｄｅｌｔａに応じたトルク減少分を補償すべく基準トルクを補正するトルク補償手段を備える。
　また、本発明の１つの実施形態では、前記デルタ演算手段は、前記基本係数に応じ、前記基本係数が増加するに従って０度から６０度まで順次増加するように前記角度Ｄｅｌｔａを演算する。
　また、本発明の１つの実施形態では、前記切替パターン演算手段は、現在磁束が前記最大基準磁束と前記最小基準磁束との間にあり、前記位相角が前記角度Ｄｅｌｔａで規定される前記非切替領域内にあり、かつ、現在の出力電圧ベクトルがゼロベクトルでない場合に現在の出力電圧ベクトルを切り替えることなく維持し、現在磁束が前記最大基準磁束と前記最小基準磁束との間になく、あるいは前記位相角が前記角度Ｄｅｌｔａで規定される前記非切替領域内になく、あるいは、現在の出力電圧ベクトルがゼロベクトルである場合に予め設定された切替パターンテーブルに従って出力電圧ベクトルを選択する。さらに、前記基準磁束軌跡演算手段は、前記インバータの出力電圧ベクトルの切替タイミングに対応する理論的な基準磁束軌跡の角度と実際の角度とのずれであるオフセットを演算するオフセット算出部と、前記オフセットを用いて基準磁束を補正する基準磁束補正部とを備えてもよい。
　また、本発明は、交流電動機の駆動装置に用いられる基準磁束演算装置であって、基準トルクと現在トルクのトルク誤差、及び交流電動機の速度に応じて基本係数を演算する基本係数演算手段と、前記基本係数を用いて非切替領域を規定する角度Ｄｅｌｔａを演算するデルタ演算手段と、インバータの出力電圧ベクトルの切替タイミングに対応する理論的な基準磁束軌跡の角度と実際の角度とのずれであるオフセットを演算するオフセット算出部と、前記オフセットを用いて角度Ｄｅｌｔａの中心位置を補正する中心位置補正部と、補正された角度Ｄｅｌｔａの中心位置と前記位相角との間の角度αを算出するα算出部とを備え、前記角度α及び角度Ｄｅｌｔａを用い、前記基準磁束にｃｏｓ（Ｄｅｌｔａ／２）／ｃｏｓ（α）を乗じることで基準磁束を補正することを特徴とする。
　このように、本発明では、従来のＤＣＴのように予め設定された切替パターンテーブルを用い、トルク誤差や磁束誤差に応じてインバータの出力電圧ベクトルを順次切り替えるのではなく、非切替領域Ｄｅｌｔａを設定し、磁束の位相角がこのＤｅｌｔａ内にある場合にはインバータの出力電圧ベクトルを切り替えることなくそのまま維持する。角度Ｄｅｌｔａはインバータの基本係数から演算され、基本係数に応じて０度から６０度まで連続的に変化する。基本係数はトルク誤差や交流電動機の速度に基づいて演算される。角度Ｄｅｌｔａの領域では出力電圧ベクトルは維持されるため、磁束軌跡は従来のＤＣＴのように磁束が一定の円形状から変動する。具体的には、Ｄｅｌｔａ＝０度の場合には従来と同様に磁束軌跡は円形状であるが、Ｄｅｌｔａが増加するに従って連続的に６角形状に変化していく。これに伴い、インバータ電圧も高周波のパターンから矩形のパターンに連続的に変化していく。これにより、制御モードの切替のないシームレスな駆動が可能となる。
　なお、角度Ｄｅｌｔａが０度から６０度に順次増加するに従って磁束軌跡が円形状から６角形状に変化するため、平均トルクは減少する。この場合、トルク補償器で角度Ｄｅｌｔａに応じて基準（目標）トルクを補正することで、トルク減少分を補償できる。
　本発明によれば、制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる。また、本発明では、インバータ電圧は高周波パターンから矩形パターンにわたって滑らかに変化するから、トルク変動を抑制することができる。また、本発明では従来のＤＴＣと同様にトルクを直接制御するため、レスポンスも迅速である。
実施形態の駆動制御装置の構成ブロック図である。 角度Ｄｅｌｔａと補償トルクの関係を示すグラフ図である。 基本係数とＤｅｌｔａの関係を示すグラフ図である。 実施形態の基準磁束軌跡説明図である。 Ｄｅｌｔａが０度と６０度の場合の基準磁束軌跡説明図である。 Ｄｅｌｔａが０度と６０度の場合のインバータ電圧パターン説明図である。 Ｄｅｌｔａの変化に応じた基準磁束軌跡説明図である。 Ｄｅｌｔａ＝２０度の場合の基準磁束軌跡とインバータ電圧パターンの関係を示す説明図である。 Ｄｅｌｔａ＝４０度の場合の基準磁束軌跡とインバータ電圧パターンの関係を示す説明図である。 Ｄｅｌｔａ＝５５度の場合の基準磁束軌跡とインバータ電圧パターンの関係を示す説明図である。 Ｄｅｌｔａ＝６０度の場合の基準磁束軌跡とインバータ電圧パターンの関係を示す説明図である。 実施形態のシミュレーション結果を示すグラフ図である。 実施形態のシミュレーション結果を示すグラフ図である。 実施形態のシミュレーション結果を示す、磁束軌跡とインバータ電圧パターンの説明図である。 実施形態のシミュレーション結果を示す、磁束軌跡とインバータ電圧パターンの説明図である。 実施形態のシミュレーション結果を示す、磁束軌跡とインバータ電圧パターンの説明図である。 インバータ出力電圧ベクトルの説明である。 ｄ－ｑ平面におけるＳ（１）～Ｓ（６）領域と従来の磁束軌跡の説明図である。 切替パターンテーブルの一例を示す図である。 従来の制御モードの説明図である。 基準磁束軌跡演算ユニットの概念構成図である。 基準磁束軌跡演算ユニットの構成ブロック図である。 オフセット説明図である。 オフセット無考慮時の基準磁束軌跡の説明図である。 オフセット評価器の構成ブロック図である。 位相角に対する磁束軌跡の説明図である。 図２６の一部拡大図である。 実施形態のシミュレーション結果を示す磁束軌跡説明図である。
　以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
　図１に、本実施形態における交流電動機の駆動制御装置の構成ブロック図を示す。図１における記号の定義は、以下のとおりである。
　ωｒ：モータ速度
　ωｒ＊：基準（目標）モータ速度
　Ｔｅ＊：基準（目標）トルク
　Ｔｅ：モータトルク
　ψ＊：基準（目標）磁束
　ΔＴｅ：トルク誤差
　Δψ：磁束誤差
　ｄＴｅ：量子化トルク信号
　ｄψ：量子化磁束信号
　ρｓ：位相角
　θｒ：ロータ角
　ωｃ：クロスオーバ速度
　ψｍａｘ＊：最大基準（目標）磁束
　ψｍｉｎ＊：最小基準（目標）磁束
　Ｄｅｌｔａ：非切替領域の角度
　図１の構成ブロック図は、ＤＴＣの構成ブロック図を基本とし、これにいくつかの機能ブロックを付加して修正したものである。
　基準（目標）モータ速度ωｒ＊とモータ速度ωｒは、ともに差分器１０に供給される。差分器１０は、ωｒ＊とωｒの差分を演算し、ωｒ＊に対するωｒの誤差としてＰＩ器１２に出力する。ＰＩ器１２は、誤差を比例積分し、基準（目標）トルクＴｅ＊を算出してトルク補償器１４に出力する。
　トルク補償器１４は、Ｄｅｌｔａ演算部３６で演算された非切替領域の角度Ｄｅｌｔａを用いて基準（目標）トルクＴｅ＊を補正し、差分器１６に出力する。トルク補償器１４は、以下の式に従って基準（目標）トルクＴｅ＊をＤｅｌｔａに応じて補正する。Ｄｅｌｔａの値をδとすると、
　補償トルク＝π／３・Ｔｅ＊｛δ－ｃｏｓ（δ／２）Ｌｎ｛（１＋ｓｉｎ（δ／２））／（１－ｓｉｎ（δ／２））｝｝
である。図２に、Ｄｅｌｔａと補償トルクＴｃｏｍとの関係を示す。Ｄｅｌｔａ＝０の場合には補償トルクＴｃｏｍは１、すなわち基準トルクＴｅ＊のままであるが、Ｄｅｌｔａが増大するに従ってトルクＴｅ＊を増大させるように補償する。Ｄｅｌｔａが増加するに従って補償トルクを増大させるのは、Ｄｅｌｔａが増大するほど平均トルクが不足するためこれを補償する必要があるからである。これについてはさらに後述する。
　再び図１に戻り、差分器１６は、補正（補償）された基準（目標）トルクＴｅ＊（Ｔｃｏｍ）とトルクＴｅとの差分を演算し、補償された基準（目標）トルクＴｅ＊に対するトルクＴｅの誤差ΔＴｅとしてトルク比較器１８に出力する。
　一方、モータ速度ωｒは、磁束演算部１１に供給される。磁束演算部１１は、予め用意されたマップを用いてモータ速度ωｒに対応する基準（目標）磁束ψ＊を演算し、差分器２０に出力する。差分器２０は、基準（目標）磁束ψ＊と磁束ψとの差分を演算し、基準（目標）磁束ψ＊に対する磁束ψの誤差Δψとして磁束比較器２２に出力する。
　トルク比較器１８は、トルク誤差ΔＴｅとトルクヒステリシスΔＴｅ＊とに基づいて３値の量子化トルク信号ｄＴｅを演算するヒステリシスコンパレータであり、量子化トルク信号ｄＴｅを切替パターン演算器２４に出力する。また、磁束比較器２２は、磁束誤差Δψと最大基準磁束ψｍａｘと最小基準磁束ψｍｉｎとに基づいて２値の量子化磁束信号ｄψを演算するヒステレシスコンパレータであり、量子化磁束信号ｄψを切替パターン演算器２４に出力する。
　切替パターン演算器２４は、予め作成され記憶された切替パターンテーブルを用いて、トルク比較器１８からの量子化トルク信号ｄＴｅ及び磁束比較器２２からの量子化磁束信号ｄψ並びに位相角ρｓに対応する電圧ベクトルを選択し、インバータ２６に供給する。インバータ２６は、切替パターン演算器２４からの信号に基づいてスイッチング制御され、モータ（ＩＰＭ）２８を駆動する。
　モータ２８のロータ角θｒ及びモータ速度ωｒはそれぞれセンサで検出されて評価器３０に供給される。評価器３０は、これらの信号に基づいて磁束ψ及びトルクＴｅ並びに位相角ρｓを評価する。トルクＴｅは差分器１６に供給され、磁束ψは差分器２０に供給される。また、トルクＴｅは、基準トルクＴｅ＊、モータ速度ωｒ、クロスオーバ速度ωｃとともに、インバータ電圧の基本コンポーネント演算器３４に供給される。
　インバータ電圧の基本コンポーネント演算器３４は、差分器及び比例積分器を有し、トルクＴｅと基準トルクＴｅ＊との差分を演算し、その誤差を比例積分器で比例積分する。
　デルタ演算器３６は、インバータ電圧の基本コンポーネント演算器３４で算出された結果に基づいて非切替領域の角度Ｄｅｌｔａを演算する。具体的には、基本コンポーネント演算器３４で演算された基本係数をｆｃとすると、
　ｆｃ＝１／π｛８ｓｉｎ（δ／２）＋π－３δ｝
の関係にある。ここで、δはデルタ演算器３６で演算されるＤｅｌｔａの値である。演算されたＤｅｌｔａは、基準磁束軌跡演算器３２に供給される。図３に、デルタ演算器３６で演算されるＤｅｌｔａを示す。基本係数ｆｃ（図ではＩｎで示す）が増大すると、Ｄｅｌｔａもこれに応じて増大していく。基本係数ｆｃが１の場合、Ｄｅｌｔａは０である。
　基準磁束軌跡演算器３２は、デルタ演算器３６からの角度Ｄｅｌｔａと、位相角ρｓと、基準磁束ψ＊を用いて基準磁束軌跡を演算する。すなわち、通常のＤＴＣと異なり、本実施形態では、基準磁束軌跡は一定ではなく変動し、その最大基準磁束ψｍａｘ＊及び最小基準磁束ψｍｉｎ＊は、角度Ｄｅｌｔａと位相角ρｓと基準磁束ψ＊に応じて適応的に決定される。演算して得られた基準磁束軌跡の最大基準磁束ψｍａｘ＊及び最小基準磁束ψｍｉｎ＊は、磁束比較器２２に供給される。磁束比較器２２は、既述したように、これら最大基準磁束ψｍａｘ＊及び最小基準磁束ψｍｉｎ＊をヒステリシスループのしきい値として用いて量子化磁束信号ｄψを演算（１，－１のいずれかのレベルに量子化）する。すなわち、磁束誤差Δψがψｍａｘ＊より大きい場合には「１」、磁束誤差Δψがψｍｉｎ＊より小さい場合には「－１」のレベルに量子化し、磁束誤差Δψがψｍｉｎ＊とψｍａｘ＊の間にある場合には、それ以前の状態に応じて「１」あるいは「－１」のレベルに量子化する。例えば、誤差Δψがψｍａｘ＊より大きい状態からψｍｉｎ＊とψｍａｘ＊の間の状態に移行した場合には「１」のレベルに量子化し、磁束誤差Δψがψｍｉｎ＊より小さい状態からψｍｉｎ＊とψｍａｘ＊の間の状態に移行した場合には「－１」のレベルに量子化する。このようなヒステリシス特性をもたせることで、頻繁な切替を防止できる。
　ここで、磁束軌跡について簡単に述べると、インバータ２６のスイッチングモードの組み合わせ（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチのオンオフ）に応じて電圧ベクトルは８種類存在する。図１７に、これら８種類の電圧ベクトルを示す。すなわち、ｖ０（０００）、ｖ１（１００）、ｖ２（１１０）、ｖ３（０１０）、ｖ４（０１１）、ｖ５（００１）、ｖ６（１０１）、ｖ７（１１１）である。これらの中で、ｖ０（０００）及びｖ７（１１１）はゼロベクトルであり、他は非ゼロベクトルである。磁束ベクトルは、電圧ベクトルの積分として表現される。電圧降下が小さいものとすると、磁束の軌跡は、インバータ電圧ベクトルの方を向く。インバータ２６の出力が非ゼロベクトルのいずれかであると、磁束は出力電圧に比例した速度で移動する。ゼロベクトルの場合には、移動速度はとても小さく近似的にゼロとみなすことができる。したがって、電圧ベクトルを適当に選択することにより、磁束は特定の軌跡に沿って移動する。磁束ψの大きさを一定に維持するために、基準（目標）磁束ψ＊と現在の磁束との誤差Δψが許容範囲内となるように電圧ベクトルが選択される。電圧ベクトルの選択は、誤差の大きさのみならず、磁束ψの向きにも依存する。図１８に、磁束軌跡の一例を示す。インバータ出力電圧ベクトルはπ／３のステップで周期的に変化するから、磁束ψの向きを区別するために、ｄ軸とｑ軸からなるｄ－ｑ平面は６つの領域Ｓ（１）～Ｓ（６）に分割される。例えば、磁束ψがＳ（１）領域に存在する場合に、反時計回りに磁束ψを回転させるためには、電圧ベクトルｖ３（０１０）を選択すればよい。次に、磁束ψがＳ（２）領域に存在する場合、反時計回りに磁束ψを回転させるためには、電圧ベクトルｖ４（０１１）を選択すればよい。
　一方、トルクＴｅが基準（目標）トルクＴｅ＊よりも小さい場合には、可能な限り迅速にトルクＴｅを増大させる必要がある。そして、トルクＴｅが基準トルクＴｅ＊に達した場合には、インバータスイッチング周波数を小さくするために可能な限り穏やかにトルクＴｅを減少させる必要がある。これを行うためにゼロベクトルを用いる。例えば、磁束ψを時計回りに回転させる場合、トルクＴｅが基準トルクＴｅ＊に達すると、磁束ψを止めてトルクを減少させるためにゼロベクトルが選択される。一方、トルクＴｅが基準トルクＴｅの下限許容値（最小基準トルク）に達すると、磁束ψを時計回りに回転させるための電圧ベクトルが選択される。磁束ψを反時計回りに回転させる場合には、トルクＴｅが基準トルクＴｅ＊に達すると、磁束ψを止めてトルクを減少させるためにゼロベクトルが選択される。また、トルクＴｅが基準トルクＴｅの上限許容値（最大基準トルク）に達すると、磁束ψを反時計回りに回転させるための電圧ベクトルが選択される。
　磁束の誤差Δψ及びトルク誤差ΔＴｅは、２値及び３値のヒステリシスコンパレータを用いて容易に量子化される。トルク誤差ΔＴｅは２値のヒステリシスコンパレータを用いて１、－１のいずれかに量子化され、磁束誤差Δψは３値のヒステリシスコンパレータを用いて１，０，－１のいずれかに量子化される。ヒステリシスコンパレータで量子化された磁束誤差ΔψをＨψ、同様に量子化されたトルク誤差ΔＴｅをＨＴｅとすると、インバータ出力電圧ベクトルは、Ｈψ、ＨＴｅ、及びＳ（ｉ）（ｉ＝１～６）により決定される。Ｓ（ｉ）については、位相角ρｓから決定される。
　図１９に、インバータ２６の切替パターンテーブルの一例を示す。図において、例えばＨψ＝１、ＨＴｅ＝１、Ｓ（１）領域の場合には電圧ベクトルとしてｖ２（１１０）が選択される。また、Ｈψ＝－１、ＨＴｅ＝１、Ｓ（２）領域の場合には電圧ベクトルとしてｖ４（０１１）が選択される。なお、より詳細なインバータの出力電圧ベクトルの選択については、”A New Quick-Response and High-Efficiency Control Strategy of an Induction Motor”, Isao Takahashi and Toshihiko Noguchi, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS,　vol. 1A-22, No.5, 1986を参照されたい。
　一方、本実施形態では、図１９に示される切替パターンテーブルをそのまま用いるのではなく、非切替領域の角度Ｄｅｌｔａを用いてインバータの出力電圧ベクトルを選択する。具体的には、
（１）磁束ψが最大基準磁束ψｍａｘ＊と最小基準磁束ψｍｉｎ＊との間にあるか否か
（２）位相角がＤｅｌｔａ内にあるか否か
（３）現在の電圧ベクトルがゼロベクトルでないか否か
を順次判定する。そして、上記の（１）～（３）のいずれかでＮＯと判定された場合、例えば磁束ψが最小基準磁束ψｍｉｎ＊より小さい場合あるいは最大基準磁束ψｍａｘ＊より大きい場合、位相角がＤｅｌｔａ内にない場合、あるいは現在の電圧ベクトルがゼロベクトルである場合（つまり、ｖ０あるいはｖ７である場合）には、図１９の切替パターンテーブルを用いて電圧ベクトルを選択する。すなわち、Ｈψ、ＨＴｅをそれぞれ本実施形態におけるｄψ、ｄＴｅとして、ｄψ、ｄＴｅ、Ｓ（ｉ）に応じて電圧ベクトルを選択することで切り替える。一方、上記の（１）～（３）のいずれもＹＥＳと判定された場合、すなわち、磁束ψが最小基準磁束ψｍｉｎ＊と最大基準磁束ψｍａｘ＊の間にあり、位相角がＤｅｌｔａ内にあり、かつ、ゼロベクトルでない場合には、スイッチングを行うことなく電圧ベクトルをそのまま維持するように制御する。位相角がＤｅｌｔａ内にある場合に電圧ベクトルを切り替えずにそのまま維持するため、従来のように磁束ψが一定となるように制御するのではなく、磁束軌跡が円形状から変化することが理解されよう。
　図４に、以上のようにして制御される本実施形態における基準磁束軌跡を示す。図において、Ｄｅｌｔａは非切替領域であり、６０－Ｄｅｌｔａは、６０度のうちＤｅｌｔａでない残存領域を示す。Ｄｅｌｔａの領域では電圧ベクトルは切り替えられずにそのまま維持されるため、磁束軌跡は一定ではなく変動する。そして、Ｄｅｌｔａが０度から６０度まで変化すると、基準磁束軌跡は、円形状から６角形状に変化する。
　図５に、Ｄｅｌｔａ＝０度の場合とＤｅｌｔａ＝６０度の場合の基準磁束軌跡を示す。図５（ａ）はＤｅｌｔａ＝０度の場合であり、従来のＤＴＣに対応する。図５（ｂ）はＤｅｌｔａ＝６０度の場合である。このようにＤｅｌｔａに応じて磁束軌跡が変化するので、インバータ出力電圧も正弦波パターンの高周波スイッチング（ＨＦ）からシンプルな矩形波に変化する。図６に、インバータ電圧の波形変化を示す。図６（ａ）はＤｅｌｔａ＝０度の場合、図６（ｂ）はＤｅｌｔａ＝６０度の場合のインバータ電圧波形である。
　図７に、従来のＤＣＴにおける磁束軌跡に対し、本実施形態におけるＤｅｌｔａに応じて磁束軌跡がどのように変化していくかを示す。図７（ａ）は従来のＤＣＴにおける磁束軌跡である。磁束軌跡は円形状で一定である。これに対し、図７（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はＤｅｌｔａを０度から６０度まで順次増大させた場合の磁束軌跡である。図７（ｅ）は、弱磁界の領域である。Ｄｅｌｔａは、図３に示すように基本係数ｆｃが増大するに従って０度から順次６０度まで増加していく。モータ速度との関係では、低速域では基本係数ｆｃは小さいため、これに応じてＤｅｌｔａも小さく、例えば図７（ａ）や図７（ｂ）の磁束軌跡である。高速域では基本係数ｆｃも大きくなり、これに応じてＤｅｌｔａも大きくなり、図７（ｃ）や図７（ｄ）の磁束軌跡となる。
　さらに、図８～図１１に、それぞれＤｅｌｔａ＝２０度、４０度、５５度、６０度の場合の磁束軌跡とインバータ電圧との対応関係を示す。Ｄｅｌｔａが小さい場合、位相角がＤｅｌｔａ内に存在せず、６０－Ｄｅｌｔａの領域に存在する場合が多く、スイッチングテーブルを用いた電圧ベクトルの切替が行われる。Ｄｅｌｔａが大きくなると、位相角がＤｅｌｔａ内に存在するようになり、スイッチングテーブルを用いた切替が行われず電圧ベクトルはそのまま維持される。この図からも、本実施形態では、Ｄｅｌｔａの変化に応じてインバータ電圧が高周波スイッチングから矩形形状に連続的に変化していくように動作することがわかる。
　なお、Ｄｅｌｔａが０度から６０度まで順次増加すると、その分だけ平均トルクは減少するので、このトルク減少分を補うことが必要となる。このトルク減少分を補うのがトルク補償器１４であり、デルタ演算器３６で演算されたＤｅｌｔａに応じて不足するトルクを基準トルクＴｅを補正することで補償する。Ｄｅｌｔａが増加するに従い、磁束軌跡は６角形状に変化して平均トルクが減少するから、補償トルクはＤｅｌｔａが増加するほど大きく設定する（図３参照）。補償トルクは差分器１６に供給される。
　以上説明したように、本実施形態の駆動制御方法では、すべての速度域においてシームレスなトルク制御が可能である。そして、基準トルクＴｅ＊と現在のトルクＴｅとの誤差ΔＴｅに応じて角度Ｄｅｌｔａが連続的に変化していくと、これに応答してインバータのスイッチングパターンも連続的に変化していく。したがって、高周波パターンから矩形パターンにわたってインバータ電圧は滑らかに変化し、トルク変動を抑制することができる。トルク変動は、モード切替時に生じるものであるところ、本実施形態では単一のモードで動作するからである。本実施形態の駆動方法は単一モードであるから、従来の複数モードを切り替える駆動方法に比べてシンプルである。また、本実施形態では、トルクと磁束が直接演算されるため、計算が簡単である。また、本実施形態ではトルクを直接制御するため、レスポンスも速い利点がある。
　図１２～図１６に、永久磁石同期モータでのコンピュータシミュレーション結果を示す。図１２（ａ）はモータトルクと負荷トルクの時間変化を示しており、符号１００がモータトルク、符号２００が負荷トルクを示す。図１２（ｂ）はモータ速度の時間変化を示す。また、図１２（ｃ）は磁束の時間変化を示す。図１３はモータ速度の変化に対応するインバータのスイッチングパターンを示す。モータ速度が増大するに従い、スイッチングパターンはシームレスに変化していく。図１４～図１６は磁束軌跡とインバータ電圧の変化をそれぞれ示す。シミュレーション結果より、本実施形態の駆動方法により、全ての速度域にわたって、単一モードでのシームレスな制御が可能であることが分かる。
　ところで、基準磁束軌跡演算器３２は、上記のようにデルタ演算器３６からの角度Ｄｅｌｔａと、位相角ρｓと、基準磁束ψ＊を用いて基準磁束軌跡を演算し、最大基準磁束ψｍａｘ＊と最小基準磁束ψｍｉｎ＊とを演算するが、インバータ２６のスイッチングトランジスタのスイッチング動作には物理的な遅れがあるため、理論値と実際の値との間には誤差あるいはオフセットが生じ得る。そこで、基準磁束軌跡演算器３２は、このようなオフセットも考慮して、最大基準磁束ψｍａｘ＊と最小基準磁束ψｍｉｎ＊を決定するのが好適である。具体的には、基準磁束軌跡演算器３２では、基準磁束ψ＊からオフセットを考慮した新基準磁束ψｎｅｗ＊を生成し、この新基準磁束ψｎｅｗ＊から最大基準磁束ψｍａｘ＊と最小基準磁束ψｍｉｎ＊を生成するのが好適である。
　図２１に、この場合の基準磁束軌跡演算器３２を構成する基準磁束軌跡演算ユニット３２ａの概念構成ブロック図を示す。基準磁束軌跡演算ユニット３２ａには、デルタ演算器３６からの角度Ｄｅｌｔａと、位相角ρｓと、基準磁束ψ＊が供給される。基準磁束軌跡演算ユニット３２ａは、これらの物理量からオフセットを演算し、演算したオフセットを用いて新基準磁束ψｎｅｗ＊を生成する。
　図２２に、基準磁束軌跡演算ユニット３２ａの詳細構成ブロック図を示す。基準磁束軌跡演算ユニット３２ａは、理論Ｄｅｌｔａ中心計算器３２ｂと、オフセット評価器３２ｃと、加算器３２ｄと、α計算器３２ｅと、磁束ψｎｅｗ＊計算器３２ｆから構成される。理論Ｄｅｌｔａ中心計算器３２ｂは、位相角ρｓから理論的なＤｅｌｔａ中心角を計算して出力する。
　オフセット評価器３２ｃは、位相角ρｓと基準磁束ψ＊からオフセットを計算して出力する。
　加算器３２ｄは、理論Ｄｅｌｔａ中心計算器３２ｂで計算された理論Ｄｅｌｔａ中心と、オフセット評価器３２ｃで評価されたオフセットとを加算することで実際のＤｅｌｔａ中心を算出し出力する。
　α計算器３２ｅは、実際のＤｅｌｔａ中心と位相角ρｓからαを計算して出力する。ここで、αは、実際のＤｅｌｔａ中心と位相角ρｓとの間の角度として定義される。
　磁束ψ＊ｎｅｗ計算器３２ｆは、計算されたαと、デルタ演算器３６で演算された角度Ｄｅｌｔａと、基準磁束ψ＊に基づいて、新基準磁束ψｎｅｗ＊を計算して出力する。
　図２３に、一例として、角度Ｄｅｌｔａ＝６０度における磁束軌跡を示す。既述したように、角度Ｄｅｌｔａを０度から６０度まで変化させると、基準磁束は円形から６角形に変化する。このとき、スイッチング誤差がなければ６角形の頂点は図１７のスイッチングモードに対応してそれぞれ３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度、３３０度に一致するはずであるが、スイッチング誤差のために実際の磁束軌跡はこれらの角度からずれる。図２４に、スイッチング誤差によるオフセットが生じている場合に、これを考慮することなくインバータ２６を駆動した場合の磁束軌跡を示す。本来であれば磁束軌跡は６角形となるところ、オフセットがあるため余分なスイッチングが生じて６角形を維持することができず、インバータ２６の駆動効率が低下してしまう。そこで、本実施形態では、このようなずれ、すなわちオフセットを補償することで正確な制御を可能とする。
　図２５に、オフセット評価器３２ｃの詳細構成ブロック図を示す。オフセット評価器３２ｃは、磁束セクタ計算器３２ｇと、ルックアップテーブル３２ｈと、実際角計算器３２ｉと加算器３２ｊから構成される。
　磁束セクタ計算器３２ｇは、位相角ρｓから磁束セクタを計算する。磁束セクタは、３６０度を６等分に分割した場合の各セクタであり、例えば０度から６０度を第１セクタ、６０度から１２０度を第２セクタ等と設定する。位相角ρｓがどのセクタに含まれているかを判定し、セクタ番号ｎを出力する。
　ルックアップテーブル３２ｈは、各セクタ毎に基準磁束の理論角度を予めテーブルとして保持しておき、セクタ番号ｎに対応する理論角度を出力する。例えば、セクタ番号ｎ＝１、すなわち第１セクタの理論角度は３０度等である。
　一方、実際角計算器３２ｉは、位相角ρｓと基準磁束ψ＊から、実際の基準磁束の角度を計算する。実際の角度は、
　Ｂ＝|ψ（ｋ）＊｜ｓｉｎ（ψｓ（ｋ））－|ψ（ｋ－１）＊｜ｓｉｎ（ψｓ（ｋ－１））
　Ａ＝|ψ（ｋ）＊｜ｃｏｓ（ψｓ（ｋ））－|ψ（ｋ－１）＊｜ｃｏｓ（ψｓ（ｋ－１））
として、
　実際の角度＝ｔａｎ－１（Ｂ／Ａ）
により算出される。但し、ψ（ｋ）＊は現在の基準磁束であり、ψ（ｋ－１）＊はその１つ前の基準磁束であることを示す。同様に、ρｓ（ｋ）は現在の位相角であり、ρｓ（ｋ－１）はその１つ前の位相角であることを示す。
　加算器３２ｊは、理論角度と、実際の角度との差分を演算することでオフセットを算出する。従って、例えば理論角度が３０度である場合には、
　オフセット＝３０度－ｔａｎ－１（Ｂ／Ａ）
によりオフセットが算出される。
　以上のようにしてオフセットが算出された後、図２２に示されるように、このオフセットを用いて角度Ｄｅｌｔａ中心が加算器３２ｄにより修正され、アルファ計算器３２ｅによりαが計算される。
　図２６及び図２７に、Ｄｅｌｔａ中心と角度αとの関係を示す。図２６は、図４に示す基準磁束軌跡を、横軸に位相角、縦軸に基準磁束として展開した場合の基準磁束変化を示す。また、図２７は、図２６における位相角３０度から９０度までの一部拡大図である。既述したように、Ｄｅｌｔａの領域は基準磁束は一定であり、６０－Ｄｅｌｔａの領域は基準磁束は変動する。図２６に示すように、理論的にはＤｅｌｔａ中心は６０度であるが、実際にはオフセットが生じてＤｅｌｔａ中心は６０度からずれる。実際のＤｅｌｔａ中心は、加算器３２ｄにより算出される、理論Ｄｅｌｔａ中心＋オフセットである。アルファ計算器３２ｅは、実際のＤｅｌｔａ中心と位相角ρｓとを用いて、これらの間の角度αを求める。
　αが算出されると、磁束ψｎｅｗ＊計算器３２ｆは、αと基準磁束ψ＊と角度Ｄｅｌｔａとを用いて新基準磁束ψｎｅｗ＊を計算する。具体的には、
　ψｎｅｗ＊＝｛ｃｏｓ（Ｄｅｌｔａ／２）／ｃｏｓ（α）｝・ψ＊
により算出する。
　以上のようにして、オフセットを考慮した新基準磁束ψｎｅｗ＊を用いてインバータ２６が制御される。
　図２８に、本実施形態のシミュレーション結果を示す。図２８（ａ）は、Ｄｅｌｔａ＝０度の場合の基準磁束軌跡であり、図２８（ｂ）はＤｅｌｔａ＝６０度の場合の基準磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝０度の場合には基準磁束ψｎｅｗ＊は一定であり、これに応じて最大基準磁束ψｍａｘ＊及び最小基準磁束ψｍｉｎ＊も一定値であり、これらを用いて電圧ベクトルを切り替える。すなわち、基準磁束ψｎｅｗ＊が最大基準磁束ψｍａｘ＊（＝ψｎｅｗ＊＋Δψ：Δψは所定値）より大きい場合、あるいは基準磁束ψｎｅｗ＊が最小基準磁束ψｍｉｎ＊（＝ψｎｅｗ＊－Δψ）より小さい場合に図１９の切替パターンテーブルを用いて電圧ベクトルが選択される。一方、Ｄｅｌｔａ＝６０度の場合には、スイッチングが行われることなく基準磁束ψｎｅｗ＊は変動する。
　なお、本実施形態では、ヒステリシスループを用いたＤＴＣシステムにおいてオフセットを考慮した基準磁束軌跡の補正について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば空間ベクトル変調（ＳＶＭ）を用いてＤＴＣシステム（ＤＴＣ－ＳＶＭ）や、定スイッチング周波数（ＣＳＦ）を用いたＤＴＣ（ＤＴＣ－ＣＳＦ）にも同様に適用することができる。
　１０　差分器、１２　比例積分器、１４　トルク補償器、１６　差分器、１８　トルク比較器、２０　差分器、２２　磁束比較器、２４　切替パターン演算器、２６　インバータ、２８　モータ、３０　評価器、３２　基準磁束軌跡演算器、３４　基本コンポーネント演算器、３６　デルタ（Ｄｅｌｔａ）演算器。

Claims (7)

  1. 　交流電動機の駆動制御装置であって、
    　基準トルクと現在トルクのトルク誤差、及び交流電動機の速度に応じて基本係数を演算する基本係数演算手段と、
    　前記基本係数を用いて非切替領域を規定する角度Ｄｅｌｔａを演算するデルタ演算手段と、
    　前記角度Ｄｅｌｔａと基準磁束に応じて最大基準磁束及び最小基準磁束を演算する基準磁束軌跡演算手段と、
    　基準トルクと現在トルクとのトルク誤差、基準磁束と現在磁束の磁束誤差、磁束の位相角、及び前記角度Ｄｅｌｔａに応じて演算された最大基準磁束及び最小基準磁束に応じて交流電動機を駆動するインバータの出力電圧ベクトルを選択する切替パターン演算手段と、
    　を備えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  2. 　請求項１記載の装置において、さらに、
    　前記角度Ｄｅｌｔａに応じたトルク減少分を補償すべく基準トルクを補正するトルク補償手段
    　を備えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  3. 　請求項１記載の装置において、
    　前記デルタ演算手段は、前記基本係数に応じ、前記基本係数が増加するに従って０度から６０度まで順次増加するように前記角度Ｄｅｌｔａを演算することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  4. 　請求項１記載の装置において、
    　前記切替パターン演算手段は、現在磁束が前記最大基準磁束と前記最小基準磁束との間にあり、前記位相角が前記角度Ｄｅｌｔａで規定される前記非切替領域内にあり、かつ、現在の出力電圧ベクトルがゼロベクトルでない場合に現在の出力電圧ベクトルを切り替えることなく維持し、現在磁束が前記最大基準磁束と前記最小基準磁束との間になく、あるいは前記位相角が前記角度Ｄｅｌｔａで規定される前記非切替領域内になく、あるいは、現在の出力電圧ベクトルがゼロベクトルである場合に予め設定された切替パターンテーブルに従って出力電圧ベクトルを選択する
    　ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  5. 　請求項１記載の装置において、
    　前記基準磁束軌跡演算手段は、
    　前記インバータの出力電圧ベクトルの切替タイミングに対応する理論的な基準磁束軌跡の角度と実際の角度とのずれであるオフセットを演算するオフセット算出部と、
    　前記オフセットを用いて基準磁束を補正する基準磁束補正部と、
    　を備えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  6. 　請求項５記載の装置において、
    　前記基準磁束補正部は、
    　前記オフセットを用いて角度Ｄｅｌｔａの中心位置を補正する中心位置補正部と、
    　補正された角度Ｄｅｌｔａの中心位置と前記位相角との間の角度αを算出するα算出部と、
    　を備え、前記角度α及び角度Ｄｅｌｔａを用い、前記基準磁束にｃｏｓ（Ｄｅｌｔａ／２）／ｃｏｓ（α）を乗じることで前記基準磁束を補正することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  7. 　交流電動機の駆動制御装置に用いられる基準磁束演算装置であって、
    　基準トルクと現在トルクのトルク誤差、及び交流電動機の速度に応じて基本係数を演算する基本係数演算手段と、
    　前記基本係数を用いて非切替領域を規定する角度Ｄｅｌｔａを演算するデルタ演算手段と、
    　インバータの出力電圧ベクトルの切替タイミングに対応する理論的な基準磁束軌跡の角度と実際の角度とのずれであるオフセットを演算するオフセット算出部と、
    　前記オフセットを用いて角度Ｄｅｌｔａの中心位置を補正する中心位置補正部と、
    　補正された角度Ｄｅｌｔａの中心位置と位相角との間の角度αを算出するα算出部と、
    　を備え、前記角度α及び角度Ｄｅｌｔａを用い、前記基準磁束にｃｏｓ（Ｄｅｌｔａ／２）／ｃｏｓ（α）を乗じることで基準磁束を補正することを特徴とする基準磁束演算装置。
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